УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ
И ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ
Учебник для высших учебных заведений

«Радио и связь»
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ
2-е издание, переработанное и дополненное
Под редакцией Г. М. Уткина, В. Н. Кулешова и М. В. Благовещенского
Рекомендовано Государственным Комитетом Российской Федерации по высшему образованию в качестве учебника для студентов высших учебных заведений, обучающихся по направлению «Радиотехника»
Москва "Радио и связь" 1994
Scan AAW
ББК 32.84 У82
УДК 621.396.61 (075)
Авторы: Л. А. Белов, В. М. Богачев, М. В., Благовещенский, В. В. Григорьянц, А. А. Дворников, В. П, Жуховицкая, Ю, Б. Ильин, М. В. Капранов, Г, И. Коптев, Л. А. Корнеев, В. Н. Кулешов, Т. А. Ланина, В. К, Снедкова, А, А. Турпин, Г. М. Уткин, Д. П. Царапкин
Рецензенты: Ю. К. Богатырев, Ю. Г. Белов, Э. А. Ермилова, В. А. Калмык
Редакция литературы по радиотехнике и электросвязи
Устройства генерирования и формирования радиосиг-У82 налов: Учебник для вузов / Л. А. Белов, В. М. Богачев, М. В. Благовещенский и др.; Под ред. Г. М. Уткина, В. Н. Кулешова и М. В. Благовещенского. — 2-е изд., перераб. и доп. — М.: Радио и связь, 1994. — 416 с.: ил.
ISBN 5-256-00385-2.
Излагаются принципы действия, методы расчета и вопросы оптимизации режимов современных устройств генерирования и формирования радиосигналов, в которых применяются различные активные элементы. Рассматриваются способы управления колебаниями для формирования радиосигнала с заданными параметрами. В отличие от 1-го издания («Радиопередающие устройства», 1982) содержит сведения по проблемам проектирования и расчета устройств формирования сигналов в радиотехническом и оптическом диапазонах.
Для студентов вузов, обучающихся по специальностям «Радиотехника», «Радиофизика и электроника».
2302020500-029
046(01)-94
КБ-13-611-94
ББК 32.84
Белов Леонид Алексеевич, Богачев Вячеслав Михайлович, Благовещенский Михаил Владимирович и др.
УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ И ФОРМИРОВАНИЯ РАДИОСИГНАЛОВ
Учебник
Заведующий редакцией'В. Н. Вяльцев. Редактор Н. Я- Липкина.
Художественный и технический редактор Л. А. Горшкова. Корректор Т. В. Доемидович.
ИБ № 2029
ЛР № 010164 от 04.01.92 Сдано в набор 17.12.93 Подписано в печать 22.02.94
Формат 60X90/16	Бумага офсетная № 1	Гарнитура литературная
Печать высокая	Усл. печ. л. 26,0	Усл. кр.-отт. 26,3711
Уч.-изд. л. 26,78	Тираж 3000 экз.	Изд. № 22794
Зак. № 5470	С-029
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Производственно-издательский комбинат ВИНИТИ. 140010), Люберцы, 10,
Московской обл., Октябрьский просп., 403
ISBN 5-256-00385-2
© Белов Л. А., Богачев В. М., Благовещенский М. В. и др., 1994
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга написана как учебник для студентов вузов по курсу «Устройства генерирования и формирования радиосигналов» для специальностей 2301 (Радиотехника) и 2302 (Радиофизика и электроника). В основу книги положен изданный в 1982 г. учебник «Радиопередающие устройства», материал которого переработан и дополнен с учетом требований учебного плана специальностей 2301 и 2302. В новом варианте учебника отражены результаты методической и научной работы авторского коллектива кафедры радиопередающих устройств МЭИ и многолетний опыт чтения лекций по современным проблемам проектирования и расчета устройств формирования сигналов в радиотехническом и оптическом диапазонах волн.
Книга состоит из трех методически связанных между собой частей.
В части 1 рассмотрены схемы и режимы генераторов с внешним возбуждением, умножителей частоты и автогенераторов, построенных на транзисторах и электронных лампах. Здесь же изложены принципы оптимизации режимов этих каскадов по различным критериям, методы стабилизации частоты автогенераторов, в том числе за счет использования кварцевых резонаторов или фильтров на поверхностных акустических волнах.
В части 2 излагаются теория и методы расчета генераторов СВЧ на металлокерамических лампах, СВЧ-транзисторах, клистронах, лампах бегущей и обратной волны, приборах магнетронного типа, варакторах, лавинно-пролетных диодах и диодах Ганна.
В части 3 изучаются вопросы формирования сигналов в передатчиках с амплитудной и частотной модуляцией колебаний, методы борьбы с паразитными колебаниями и побочными излучениями, вопросы построения передатчиков, имеющих в качестве излучателя фазированную антенную решетку. Рассматриваются схемы синтеза частот, в том числе с использованием фазовой автоподстройки частоты. Поясняются принципы действия и конструкции квантовых генераторов и их применение в передатчиках и современных волоконно-оптических линиях связи.
Предисловие и введение написаны Л. А. Беловым, М. В. Благовещенским, В. Н. Кулешовым и Г. М. Уткиным; гл. 1, 4, 6, 7, 13 — Г. И. Коптевым, Т. А. Паниной; гл. 2, 3 — В. Н. Кулешо
вым, В. М. Богачевым, § 3.8 — с участием Г. И. Коптева, Т. А. Паниной; гл. 5 — В. М. Богачевым (§ 5.3, 5.4), Г. И. Коптевым и Т. А. Паниной (§ 5.1, 5.2); гл. 8 — М. В. Благовещенским и А. А. Дворниковым (§ 8.9) при участии В. Н. Кулешова (§ 8.1, 8.2); гл. 9, 18 — В. П. Жуховицкой; гл. 10 — Л. А. Беловым; гл. 11—Л. А. Беловым, Г. М. Уткиным; гл. 12 — А. А. Дворниковым (§ 11.1, 12.2), А. А. Туркиным; гл. 14 — Л. А. Корнеевым; гл. 15 — В. Н. Кулешовым и Д. П. Ца-рапкиным; гл. 16 — В. В. Григорьянцем и Ю. Б. Ильиным; гл. .17 — Л. А. Беловым; гл. 19 —М. В. Благовещенским (§ 19.3), В. К. Снедковой, Л. А. Беловым и Г. Й. Коптевым (§ 19.5); гл. 20 — Л. А. Беловым, Г. М. Уткиным; гл. 21—М. В. Капрановым; гл. 22 — А. А. Дворниковым; гл. 23 — В. Н. Кулешовым; гл. 24—В. М. Богачевым; гл. 25—Л. А. Беловым, В. К. Снед-ковой (§ 25.3).
Редактирование книги проведено Г. М. Уткиным и В. Н. Кулешовым с использованием разделов первого издания, отредактированных М. В. Благовещенским. Большую работу по подготовке рукописи к изданию провел А. А. Дворников.
Авторы выражают признательность Г. М. Аникиной, Л. Н. Сорокиной, И. Н. Розановой и Г. А. Шишову за помощь в оформлении рукописи.
ВВЕДЕНИЕ
Устройство генерирования и формирования радиосигналов — это источник модулированных радиочастотных или оптических колебаний для радиотехнических систем или комплексов того или иного назначения (связь, телевидение, локация, навигация и др.). Помимо генерации и формирования сигналов, предназначенных для передачи информации, источники колебаний с различными видами модуляции или без нее используются для многих других практических целей (высокочастотный нагрев в промышленности, медицине и быту, формирование сигналов в измерительной технике, формирование электромагнитных полей для ускорения элементарных частиц и др.). В настоящей книге основное внимание уделяется устройствам формирования сигналов радио- и оптического диапазонов, предназначенных для передачи информации в соответствующих средах связи, в качестве которых используются эфир, кабельные и оптические линии. Такие устройства формирования сигналов в дальнейшем для краткости будем называть передатчиками. Назначение передатчика — сформировать сигнал в соответствии с требованиями, установленными при разработке системы, и подвести его к антенне или линии связи.
Радиосигналом называют колебание радиочастоты, один или несколько параметров которого изменяются (модулируются) в соответствии с передаваемым сообщением (информацией). Требуемая мощность колебаний, передаваемая в нагрузку (на вход линии, соединяющей передатчик с антенной), определяется при разработке радиосистемы и обычно считается заданной. В непрерывном режиме задаются средняя и пиковая мощности сигнала. В импульсном режиме указываются мощность в импульсе и параметры последовательности импульсов — длительность импульсов, их скважность или период повторения, способ модуляции, средняя мощность. В некоторых случаях оговаривается точность поддержания требуемой мощности. Спектр частот сигнала характеризуют: частота несущей f0; допустимая относительная нестабильность частоты несущей Af/foi занимаемая полоса частот; ширина зоны внеполосных излучений.
Выбор частоты несущей /0 зависит от назначения системы, в составе которой работает передатчик, и, в свою очередь, существенно влияет на выбор его компонентов и конструкцию.
Точность, с которой фиксируется положение спектра радио
сигнала на оси частот, определяется нестабильностью несущей частоты Д/о- Обычно задают требования на допустимую относительную нестабильность частоты (Af/f0). Нормы на допустимую нестабильность частоты радиовещательных и связных передатчиков весьма жесткие и зависят от рабочей частоты, назначения и мощности передатчика. Например, в полосе 4,0... ... 29,7 МГц у стационарных передатчиков допускается Af/fo^ ^5-10~5 при мощности в нагрузке Рн^500 Вт и Af/fo^l,5-10-5 при мощности Рн>500 Вт. В аппаратуре синхронного радиовещания и специальных системах связи требования к стабильности частоты возрастают.
Под занимаемой полосой частот обычно понимается интервал между нижней fH и верхней fB частотами, в котором сосредоточено 99% мощности сигнала.
Радиоизлучения в полосах, примыкающих к занимаемой, называются внеполосными. Они создают помехи приему других радиостанций, ухудшают электромагнитную совместимость радиоэлектронных средств.
Вид модуляции определяется при проектировании радиосистемы. Различают следующие виды модуляции:
амплитудную (AM), применяемую в радиовещании, связи, телевидении (при передаче изображения). Модуляция импульсами используется в многоканальных системах связи с временным разделением каналов и в радиолокационных системах, а также в ряде оптических систем передачи информации;
частотную (ЧМ), применяемую в высококачественном радиовещании, телевидении (звуковое сопровождение), в радиорелейных линиях с большим числом каналов, в радиолокационных системах непрерывного и импульсного излучения. В системах частотной телеграфии (манипуляции) частота сигнала меняется скачком и может принимать два или несколько фиксированных значений;
фазовую модуляцию (ФМ), применяемую в радиосвязи. В системах фазовой телеграфии и при формировании сложных сигналов используется скачкообразное изменение фазы (фазовая манипуляция);
комбинированную.
Основное требование к сигналу, определяющее способ модуляции, —воспроизведение закона модуляции на приемной стороне канала связи с заданной точностью. Влияние передатчика на точность воспроизведения зависит от качества формируемого сигнала, которое характеризуется допустимыми искажениями — частотными, фазовыми, нелинейными и т. д.
В большинстве радиотехнических систем энергия формируемого сигнала сосредоточена в узкой полосе частот вблизи несущей. Такой сигнал меняется во времени по закону, близкому к гармоническому, что позволяет существенно упростить анализ и расчет основных узлов передатчика.
Устройства генерирования и формирования сигналов и созданные на их основе передающие комплексы можно классифицировать по ряду признаков. По назначению различают передатчики радио- и телевизионного вещания, профессиональной радиосвязи, навигационные, телеметрические, радиолокационные, радиоуправления и т. д.
Рабочий диапазон частот определяет выбор активных элементов и колебательных систем. Условно различают передатчики низко-, высоко-, сверхвысокочастотные и оптические.
В низко- и высокочастотных передатчиках используются колебательные системы с сосредоточенными параметрами, а время пролета носителей заряда в активных элементах мало по сравнению -с периодом колебаний.
На сверхвысоких частотах приходится применять колебательные системы с распределенными параметрами, а время пролета носителей заряда соизмеримо с периодом колебаний или существенно его превышает.
В оптическом диапазоне используются квантово-механические активные элементы — активные среды, в которых внутренняя энергия атомов или молекул при определенных условиях переходит в энергию радио- или оптического излучения. В качестве колебательных систем и линий связи применяются открытые резонаторы и волоконно-оптические линии связи — световоды.
По мощности различают передатчики очень малой (Рн< 3 Вт), малой (3 ... 100 Вт) и средней (0,1 ... 3 кВт) мощности, а также^ мощные (3...100 кВт) и -сверхмощные (более 100 кВт)‘; по виду модуляции — передатчики, работающие в непрерывном режиме с AM, ЧМ, ФМ или их сочетаниями, и импульсные; по активным элементам в мощных (выходных) каскадах— ламповые, транзисторные, клистронные и т. д.; по условиям работы — стационарные и подвижные (переносные, автомобильные, корабельные, самолетные и т. д.).
Структурные схемы передатчиков различаются в зависимости от мощности в нагрузке и вида модуляции, диапазона волн и назначения. Рассмотрим в качестве примера структурные схемы радиовещательных передатчиков. В диапазоне волн длиной 10... 2000 м они работают с AM, причем к качеству сигнала и стабильности частоты предъявляются высокие требования. Возбудитель, т. е. первый каскад передатчика, представляет собой маломощный автогенератор, -стабилизированный кварцевым резонатором. Последующие каскады усиливают мощность до необходимого уровня. Поэтому структурная схема является многокаскадной (рис. В. 1, а). Первый после возбудителя каскад является буферным: он ослабляет влияние последующих каскадов на возбудитель, что предотвращает ухудшение стабильности частоты последнего. Последующее умножение частоты в одном или нескольких каскадах позво-
гис. В.1. Типовые структурные схемы. передатчиков с амплитудной (а) и частотной (б) модуляцией:
В — возбудитель; БК — буферный каскад; УЧ — умножитель частоты; МК — модулируемый каскад; ВК — выходной каскад; М — модулятор; ИП — источник питания; ЧМВ — возбудитель с частотной модуляцией; АПЧ — цепи автоматической подстройки частоты; ПВК — предвыходной каскад
ляет понизить частоту возбудителя, что также способствует повышению ее стабильности, ослабляет влияние мощных каскадов и нестабильности нагрузки на возбудитель. Ряд мощных каскадов после умножения частоты позволяет получить требуемый уровень мощности в нагрузке. Выходной усилитель мощности нагружен на фидер, связанный с антенной системой. Модулятор управляет колебаниями (амплитудой) выходного или предвыходного каскадов., а иногда двух или трех последних каскадов.
В радиовещательных передатчиках метрового диапазона (рис. В. 1, б) или в радиолокационных передатчиках непрерывного излучения ЧМ осуществляется в возбудителе (автогенераторе). Высокая стабильность средней частоты (несущей) поддерживается системой автоматической подстройки частоты (АПЧ).
Современные передатчики должны иметь возможность быстро перестраиваться на любую из большого числа дискретных стабильных частот заданного диапазона. Поэтому в них вместо простых возбудителей часто применяются синтезаторы сетки стабильных частот. Для синтезаторов частоты важными характеристиками являются число рабочих частот, их стабильность, шаг сетки, т. е. интервал между соседними частотами, быстрота перехода с одной частоты на другую.
Требования к передатчику — электрические и конструктивные— вытекают из технических условий на радиосистему, в составе которой он работает. Дополнительно указываются требования к экономическим характеристикам передатчика, времени перестройки с одной волны на другую, а также условия электромагнитной совместимости с другой аппаратурой, ограничивающие допустимый уровень побочных излучений. По существующим нормам мощность любого побочного излучения вновь разрабатываемых передатчиков не должна превышать 25-10~6... 1 • 10“3 Вт в зависимости от диапазона частот, мощности и назначения передатчика.
Экономичность передатчика определяется промышленным коэффициентом полезного действия (КПД), т. е. отношением мощности в нагрузке к полной мощности, потребляемой от источников питания. Помимо удешевления эксплуатации при повышении КПД снижается рассеяние тепла и упрощается система охлаждения.
Среди прочих можно назвать требования к безопасности и удобству обслуживания, надежности, массе, габаритным размерам и стоимости, приспособленности к работе в заданных условиях, технологичности конструкции. Какие из них важнее, зависит от конкретных условий работы радиосистемы в целом и передатчика как ее части.
Устройства формирования сигналов оптического диапазона, используемые для передачи информации лазерным лучом или с помощью волоконно-оптической линии связи, во многом схожи с радиочастотными по принципам построения структурных схем (генерация и усиление колебаний, управление ими), хотя соответствующие функциональные узлы имеют свою специфику.
•При реализации передающих устройств существенную роль играет выбор метода сложения мощностей как активных элементов, так и нескольких передатчиков. Сложение мощностей позволяет увеличить дальность действия, точность и надежность работы системы в целом. Важны также требования к линейности и стабильности регулировочных и модуляционных характеристик, надежности передатчика, степени автоматизации управления. Применение микропроцессоров позволяет автоматизировать перестройку всех каскадов, обеспечивая оптимальные энергетические показатели и выполнение жестких требований к основным характеристикам системы.
Часть 1. ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
И АВТОГЕНЕРАТОРЫ ДИАПАЗОНА ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Глава 1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
1.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Источники колебаний, используемые в устройствах формирования и усиления радиосигналов, делятся на два 'больших класса: генераторы с внешним возбуждением (ГВВ) и генераторы с самовозбуждением, или автогенераторы (АГ). Генератор с внешним возбуждением — источник колебаний, создающий их под воздействием колебаний другого, обычно менее мощного ГВВ или АГ.
Автогенератор для создания колебаний нуждается лишь в источниках питания постоянного тока, мощность которых преобразуется в мощность генерируемых колебаний, возникающих за счет достаточно сильной положительной обратной связи. При этом часть генерируемой мощности затрачивается на обеспечение обратной связи, вызывающей самовозбуждение колебаний.
Обратимся к рассмотрению ГВВ диапазона высоких частот (до 300 МГц). К ним относятся усилители мощности (УМ) и умножители частоты (УЧ) на активных элементах.
Усилитель мощности при подаче на вход периодического сигнала произвольной формы с основной гармоникой частоты со вырабатывает на выходе близкое к гармоническому колебание с той же частотой. Амплитуда выходного колебания в общем случае не пропорциональна амплитуде входного. В этом отличие ГВВ от, например, усилителя низкой частоты радиовещания, на выходе которого стремятся получить увеличенную копию входного 'сигнала. В большинстве случаев единственным поводом называть ГВВ усилителем мощности является то обстоятельство, что уровень мощности основной частоты колеба-йий выходного сигнала существенно превышает уровень мощности колебаний той же частоты на входе.
Линейную зависимость между амплитудами тока или напряжения основной гармоники на входе и выходе ГВВ требуется обеспечивать лишь в отдельных случаях, например в УМ однополосных передатчиков, при усилении модулированных
колебаний. Выходные мощности УМ, используемых в радиопередатчиках, лежат в пределах от десятков милливатт до мегаватт, а рабочие частоты — от десятков килогерц до сотен гигагерц, причем диапазон рабочих частот продолжает расширяться как вниз, так и вверх.
Основными энергетическими характеристиками УМ являются максимальная выходная мощность, коэффициент усиления по мощности Кр и коэффициент полезного действия ц. Кроме того, усилитель характеризуется полосой пропускания, неравномерностью АЧХ и ФЧХ в этой полосе, степенью подавления нежелательных составляющих спектра, видом амплитудной характеристики, уровнем шумов и другими показателями.
Структурная схема УМ (рис. 1.1) в общем случае содержит активный элемент (АЭ), входную (ЦСВХ) и выходную (ЦСВЫХ) цепи согласования, а также цепи блокировки по напряжению питания (ЦБП) и по напряжению смещения (ЦБС).
Требования к усилителю по выходной мощности, КР и КПД выполняются в первую очередь выбором типа АЭ и его режима. Однако реализация режима, обеспечивающего необходимые КР, мощность, КПД, возможна лишь при правильном выборе типа и параметров ЦС.
Рассмотрим функции выходной ЦС. В первую очередь ЦСВЫХ обеспечивает трансформацию сопротивления нагрузки усилителя в оптимальное сопротивление нагрузки АЭ для основной частоты колебаний. Критерии оптимизации нагрузки могут быть различными, например достижение максимальных мощности, КПД или усиления. Обычно на практике стремятся найти компромиссное решение: получить заданную мощность при достаточно высоких значениях КПД и КР.
Существенно повысить КПД ГВВ можно, обеспечив негармонические формы напряжения и тока на выходе АЭ, т. е. используя высшие гармоники в спектрах тока и напряжения. Для создания таких форм необходима определенная частотная характеристика ЦСВЫХ. Таким образом в ключевых усилителях удается повысить КПД до 90% и более.
Рис. 1.1. Структурная схема усилителя мощности
Кроме того, ЦСВых частично решает задачу фильтрации гармоник на выходе. Требования к уровню побочных составляющих на выходе передатчика зависят от его назначения. Иногда, например в аварийных передатчиках, они вообще не предъявляются в связи с кратковременностью действия станции. В большинстве случаев допустимый уровень побочных составляющих спектра на выходе должен быть не хуже —60 дБ. При очень жестких требованиях к фильтрации приходится посде ЦС вых включать специальный фильтр, дополнительно ослабляющий уровень побочных излучений.
Входная ЦС трансформирует входное сопротивление АЭ в оптимальное сопротивление нагрузки для источника возбуждения. Кроме того, от нее зависят формы входного напряжения и тока АЭ. От этого, в свою очередь, зависит форма выходного тока АЭ и, как следствие, энергетика и качественные показатели всего усилителя. Подробнее функции ЦС будут рассмотрены ниже.
Цепи блокировки также имеют многоцелевое назначение; В одних схемах они предотвращают короткое замыкание по высокой частоте выхода и входа АЭ через источники напряжений питания (ИП) и смещения (ИС), в других — включение сопротивлений цепей питания последовательно с нагрузкой. Кроме того, они должны ослаблять паразитные связи между каскадами по общим цепям питания и смещения. В каскадах большой мощности дополнительные блокировочные конденсаторы защищают измерительные приборы в цепях питания от токов высокой частоты.
Нагрузка выходного УМ передатчика в простейшем случае представляет собой входное сопротивление антенны. Выход передатчика значительной мощности обычно нагружен на фидерную линию, соединяющую передатчик с антенной. При испытаниях и настройке передатчика в качестве нагрузки может использоваться ее эквивалент, например отдельный резистор.
Каждый промежуточный УМ многокаскадного тракта нагружен на входное сопротивление АЭ следующего каскада. Характерными особенностями реальных нагрузок УМ являются их комплексный характер, зависимость от частоты, в ряде случаев нелинейность, что существенно усложняет задачу создания УМ, работающего в диапазоне частот и с разными уровнями амплитуд колебаний.
Источником возбуждения УМ в многокаскадном тракте служит предыдущий каскад, работающий чаще всего в режиме усиления мощности или умножения частоты. В общем случае он может быть представлен генератором эквивалентной ЭДС е» с комплексным внутренним сопротивлением Z2, которые в общем случае зависят от нагрузки. С учетом этого должна проектироваться входная ЦС УМ.
1.2.	АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
Выбор активных элементов зависит от рабочих частот, мощности и назначения ГВВ.
В диапазонах сверхдлинных (километровых) волн в устройствах средней и большой мощности (от единиц до тысяч киловатт) применяются мощные тиристоры. Перспективной разновидностью твердотельных приборов этого диапазона, а также диапазона длинных волн являются разработанные в 80-х гг. реверсивно выключаемый динистор (РВД) и реверсивно управляемый транзистор (РУТ) с рабочими напряжениями до 10 кВ и токами до 106 А [10].
В диапазонах длинных, средних, коротких и ультракоротких волн в ГВВ средней и большой мощности широко используются электровакуумные приборы (лампы)—пентоды, лучевые тетроды и триоды. На частотах до 30 МГц применяются тетроды, рассчитанные на мощность 100, 250, 500 и 1000 кВт при напряжении питания 10 ... 14 кВ. Тетроды УКВ диапазона имеют мощности порядка десятков киловатт, снижающиеся к верхнему краю диапазона.
Единичные мощности вакуумных приборов достигают тысяч киловатт, что объясняется использованием в них высоких напряжений. Транзисторы, как полевые (ПТ), так и биполярные (БТ), — принципиально более низковольтные приборы. Увеличение их мощности за счет тока ограничено снижением входных и нагрузочных сопротивлений, затрудняющим согласование со стандартными нагрузками (50, 75 Ом и т. д.). Поэтому единичная мощность транзисторов обычно не превышает сотен ватт.
В передатчиках малой мощности различных назначений и диапазонов лампы практически вытеснены транзисторами. На транзисторах часто выполняются и каскады средней мощности (до 10 кВт) с использованием мостовых систем сложения мощностей. Сложение мощностей в эфире позволило получить от транзисторных устройств значительно большие мощности. Например, фазированная антенная решетка РЛС, работающая на частоте около 450 МГц, отдает импульсную мощность 600 кВт, используя 25-ваттные биполярные транзисторы (США).
К середине 70-х гг. были разработаны мощные полевые транзисторы, пригодные для применения в радиопередающих устройствах и другой высокочастотной технике. Первые мощные МДП транзисторы (КП901, КП902) впервые были разработаны в СССР и выпускаются серийно с 1973 г.
Полевые транзисторы лишены ряда принципиальных недостатков, присущих биполярным транзисторам. В БТ существует механизм положительной тепловой обратной связи: рост температуры приводит к увеличению тока транзистора, что, в свою очередь, вызывает его дополнительный разогрев и т. д. Эта температурная обратная связь способна вызвать тепловой про
бой транзистора из-за рассеяния чрезмерной мощности. В мно-гоэмиттерных структурах на сравнительно низких частотах для выхода транзистора из строя достаточно развиться тепловому пробою на небольшом участке («горячее пятно»). На высоких частотах при работе в режиме с отсечкой этот процесс за время протекания импульса тока развиться не успевает. Поэтому в технических условиях на мощные БТ, особенно СВЧ, указывается интервал рабочих частот. На частотах ниже минимально разрешенной применение прибора допускается лишь при резком снижении рабочих токов и напряжений. Положительный температурный коэффициент тока БТ осложняет также параллельное включение приборов. Технологический разброс параметров приводит к неравномерному распределению токов параллельно включенных приборов, а положительный температурный коэффициент усугубляет это явление.
В отличие от БТ температурный коэффициент тока ПТ отрицателен. Это облегчает задачу создания более мощных ПТ, их параллельное включение, применение в широкополосных усилителях, рабочая полоса которых захватывает сравнительно низкие частоты, а также в усилителях, работающих в режиме класса А, наиболее опасном для мощных СВЧ БТ.
Другое важное преимущество ПТ — отсутствие процессов накопления и рассасывания зарядов — повышает быстродействие ПТ по сравнению с БТ. Поэтому предельные рабочие частоты ПТ в несколько раз выше. Например, теоретический частотный потолок ПТ с затвором Шотки (ПТШ) оценивается в 80 ... 100 ГГц.
В ключевых усилителях ПТ имеют меньшее время переключения. Мощные ПТ, используемые в ключевых усилителях, работают с токами до 20 ... 30 А при напряжениях питания до 800 В и уровнях выходной мощности 1 ... 2 кВт.
Емкости переходов БТ существенно зависят от приложенных напряжений, что приводит к явлению амплитудно-фазовой конверсии, т. е. зависимости фазы выходного колебания от амплитуды. Кроме того, нелинейности емкостей могут вызывать паразитные параметрические эффекты, например самовозбуждение колебаний на частоте, вдвое меньшей рабочей. Полевые транзисторы обладают,.более линейными характеристиками. Их емкости значительно слабее зависят от приложенных напряжений. Поэтому они предпочтительнее для использования в линейных усилителях, применяемых, например, в качестве мощных каскадов передатчиков однополосных систем. Это же свойство ПТ при применении их в автогенераторах позволяет уменьшить нестабильность частоты.
К недостаткам ПТ следует отнести более существенную по сравнению с БТ зависимость входного сопротивления от частоты (на низкой частоте входное сопротивление ПТ практически
Рис. 1.2. Схемы включения биполярного транзистора с общим эмиттером (а), общей базой (б) и общим коллектором (в)
бесконечно). Это приводит к усложнению цепей связи в широкополосных усилителях на ПТ.
На сравнительно невысоких частотах (до нескольких гигагерц) шумы БТ ниже, чем ПТ. Считается, что на частотах до 4 ГГц БТ будут применяться чаще, чем ПТ, а выше 4 ГГц предпочтительнее оказываются ПТ.
Полевые транзисторы обладают меньшей электрической прочностью в случаях превышения допустимых напряжений, в частности при воздействии статических зарядов, всплесков напряжений в цепях питания и возбуждения.
Как правило, АЭ ГВВ диапазона высоких частот являются активными трехполюсниками, имеющими управляющий электрод (сетка, база), электрод, создающий поток носителей заряда (катод, эмиттер), и электрод, собирающий носители заряда (анод, коллектор). Возможны три основные (но не единственные) схемы включения АЭ в ГВВ, классифицируемые в зависимости от того, куда подается напряжение возбуждения и включена нагрузка или какой электрод является общим для цепей возбуждения и нагрузки (рис. 1.2). Это схемы с общим эмиттером (ОЭ), общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) в случае ГВВ на БТ.
Схема с ОК используется в ГВВ весьма редко. Заметное усиление по мощности каскад с ОК дает на частотах, которые на порядок ниже /гр, в то время как усилитель с ОЭ вблизи частоты /гр имеет усиление порядка единиц, а с ОБ может работать и на частотах значительно выше /гр.
Достоинством схемы с ОБ на частотах ниже примерно 0,2 /гр является стабильность коэффициента передачи по току, который близок к единице. Это позволяет строить усилители с малыми частотными и нелинейными искажениями, обеспечивая необходимую форму эмиттерного тока.
1.3.	ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СХЕМ
Рассмотрим типовую схему резистивного усилителя класса А на транзисторах (рис. 1.3) с точки зрения требований, предъявляемых к мощным высокочастотным каскадам. Эта схема находит широкое применение в усилителях низкой ча-
Рис. 1.3. Резистивный уси- Рис. 1.4. Узкополосный усилитель литель мощности на бипо-	мощности
лярных транзисторах
стоты, а также используется в маломощных усилителях высокой частоты. Однако такой усилитель нецелесообразно использовать в качестве выходного каскада радиопередающего устройства, работающего непосредственно на антенну, и в сравнительно мощных промежуточных каскадах из-за плохих энергетических характеристик, так как результирующий КПД получается менее 10%.
Кроме низкого КПД крупным недостатком схемы, приведенной на рис. 1.3, является отсутствие трансформирующих цепей как на входе и выходе, так и между каскадами, что не позволяет реализовать максимальное усиление мощности. Это особенно сказывается на высоких частотах, где коэффициент усиления по току транзисторов не только меньше статического Л21э, но и может оказаться меньше единицы.
Для повышения КПД необходимо: 1) свести к минимуму число резисторов в схеме, заменив их индуктивными элементами (дроссели, контурные катушки, трансформаторы); 2) принять меры для устранения высокочастотного напряжения на оставшихся резисторах; 3) поставить АЭ в режим с отсечкой тока для повышения электронного КПД; 4) ввести согласующие трансформаторы, позволяющие создать такое сопротивление нагрузки АЭ, при котором достигается максимум электронного КПД. Введение согласующих трансформаторов является одновременно способом увеличения усиления мощности.
На рис. 1.4 показан вариант узкополосного усилителя мощности, выполненный с соблюдением указанных рекомендаций. Транзисторы работают с автоматическим смещением от тока эмиттера в классе С, т. е. с отсечкой коллекторного тока. В резисторах цепей автосмещения, шунтированных блокировочными конденсаторами, не теряется высокочастотная мощность. Возникающие в классе С высшие гармоники коллекторного тока фильтруются параллельным контуром, который, кроме того, выполняет функцию трансформатора связи с нагрузкой. Постоянный ток коллектора проходит через контурные катушки, не создавая в них потерь мощности источника £к, так как их сопротивление постоянному току практически разно нулю.
к моменту построения схемы должен быть решен вопрос о выборе варианта включения АЭ (для транзистора ОЭ, ОБ, ОК, см. рис. 1.2). В соответствии с общей структурой УМ он должен иметь ЦС на входе и выходе.
Способы подключения источников питания и смещения к транзистору могут быть различными. На рис. 1.5 показан один из способов подачи напряжений коллекторного питания Ек и смещения Ес. Необходимость включения дросселей (или заменяющих их элементов) вызвана тем, что в АЭ по переменному напряжению может быть заземлен только один из электродов, в данном случае — эмиттер. Непосредственное подключение источника Ек к коллектору означало бы короткое замыкание участка коллектор—эмиттер по переменному току. Аналогично обстоит дело и с входной цепью. Непосредственное подключение источника Ес к базе транзистора означало бы короткое замыкание источника возбуждения на землю, т. е. равенство нулю амплитуды напряжения на входе АЭ.
Дроссели ДРа и Др2, имеющие практически нулевое сопротивление для постоянного тока, позволяют подать напряжения Ек и Ес на транзистор и не влияют на прохождение первых гармоник токов базы и коллектора, представляя собой в идеале разрыв для токов высокой частоты.
К цепям питания относятся также конденсаторы СР1 и Ср2, называемые разделительными. Их включают с целью предотвратить возможное короткое замыкание источников Ек и Ес через элементы ЦС. Емкости СР1 и СР2 выбираются достаточно большими, чтобы падение переменных напряжений на них было мало по сравнению с Uq и UK (приблизительно на два порядка меньше).
В идеальном случае бесконечных сопротивлений Др1 и Дрг переменному току конденсаторы Сбл1 и Сблг, называемые блокировочными, были бы не нужны. Однако, поскольку реальные дроссели имеют конечное сопротивление переменному току, часть переменного тока коллектора и базы ответвляется в них,
^р2
Рис. 1 5 Схема подачи питающих напряжений через дроссели
Рис 1.6 Усилитель мощности с параллельным питанием
а при отсутствии блокировочных конденсаторов и в источники £к и Ес. Реальные источники питания могут иметь заметноё сопротивление переменному току и, кроме того, быть удалены от усилителя и подключены к нему проводами питания, имеющими значительное и к тому же обычно неизвестное сопротивление. Так как от общего источника, как правило, питаются и другие каскады, появляется опасность возникновения неконтролируемой связи по переменному току между каскадами. Эта связь может вызвать изменение режима и самовозбуждение усилительного тракта. Включение блокировочных конденсаторов Сбл1 и Сблг достаточно большой емкости позволяет создать путь переменному току, минуя источники Ек и Ес, и устранить таким образом нежелательные связи между каскадами.
Использовав в качестве цепей связи параллельные контуры с неполным включением (см. рис. 1.4) и построив цепи питания в соответствии с рис. 1.5, получим схему УМ (рис. 1.6). Будем считать для определенности, что это — выходной каскад передатчика, нагруженный через согласованную фидерную линию на антенну. Далее везде заменим вход фидерной линии эквивалентным сопротивлением 7?н. Если УМ является промежуточным каскадом передатчика, то под 7?н следует понимать входное сопротивление следующего каскада.
Схему УМ можно существенно упростить, исключив дроссели. В этом случае напряжения Ек и Ес подаются на транзистор через контурные катушки L4 и Ц (рис. 1.7). Через них протекают постоянные токи базы и коллектора.
Схема подачи питания Ек или смещения Ес на транзистор через контурную индуктивность, которая в этом случае оказывается включенной по постоянному току последовательно с транзистором, называется схемой последовательного
ности с последовательным
питанием
Рис. 1.8. Распределение постоянных: напряжений в УМ с параллельным: питанием
Рис. 1.9. Распределение переменных напряжений в УМ с параллельным питанием
питания. В отличие от этого схему (см. рис. 1.6), в которой питание осуществляется через дроссели, принято называть схемой параллельного питания. При выбранных ЦС в виде параллельных контуров схема последовательного питания (см. рис. 1.7) оказалась проще. При ЦС других типов этого упрощения может не быть.
В отличие от маломощных усилителей, в которых, как правило, при выборе элементов схемы не возникает жестких ограничений по допустимым напряжениям и токам, в усилителях мощности эти ограничения играют существенную роль. Для правильного выбора элементов схемы по допустимым токам, напряжениям и реактивным мощностям следует представлять себе, какие напряжения действуют на различных элементах усилителя и какие токи через них протекают. Распределение постоянных напряжений в схеме параллельного питания показано на рис. 1.8. Нули стоят рядом с элементами, между концами кото^-рых постоянное напряжение равно нулю.
Распределение переменных напряжений видно из рис. 1.9, а пути протекания переменных токов — из рис. 1.10. Ток в выходном контуре Лонт является самым большим током схемы. На
Рис. 1.10. Пути протекания токов в УМ
Рис. 1.11. Эквивалентная схема УМ для токов и напряжений первой гар Тоники
рис. 1.10 показано ответвление тока в дроссели, связанное с конечностью их сопротивлений на рабочей частоте (штриховая линия).
Высшие гармоники коллекторного тока замыкаются преимущественно через конденсаторы С3, С±, имеющие тем меньшее для гармоники сопротивление, чем выше ее номер.
На основании распределения переменных напряжений и токов в схеме УМ (см. рис. 1.9 и 1.10) можно построить его эквивалентную схему (см. рис. 1.11) для токов и напряжений первой гармоники. При составлении этой схемы дроссели заменяются разрывами, поскольку переменные токи в них малы, а блокировочные и разделительные конденсаторы — проводниками с нулевым сопротивлением, так как переменные напряжения на них малы. Схема, показанная на рис. 1.11, позволяет, пользуясь законами Кирхгофа и Ома, рассчитать переменные токи, напряжения и мощности для первой гармоники в УМ.
Обратимся к временным зависимостям токов и напряжений в различных точках схемы УМ (рис. 1.12). Эти зависимости определяют режим АЭ в УМ, дают значения пиковых напряжений и токов как на активном, так и на пассивных элементах схемы. Все элементы схемы должны выбираться с учетом этих пиковых величин, которые не должны превышать предельно допустимых для каждого элемента схемы. Временные зависимости дают также наглядное представление о фазовых соотношениях между токами и напряжениями.
На рис. 1.13 показаны осциллограммы напряжений в точках схемы рис. 1.12, обозначенных цифрами, и токов в сечениях проводов, обозначенных латинскими буквами. Напряжение в точке 1 — напряжение на входе рассматриваемого усилителя. В реаль-
Рис. 1.12. аочки схемы и сечения проводников, для которых построены осциллограммы
Рис. 1.13. Осциллограммы токов и напряжений в разных точках схемы на рис. 1.12
ном устройстве контур Lif Сь С2 возбуждается транзистором предыдущего каскада, коллекторный ]ток которого может быть несинусоидальным (последовательность импульсов, подобная изображенной на рис. 1.13, б). Благодаря резонансным свойствам контура Cif С2 напряжение на нем имеет форму, близкую к гармонической (рис. 1.13, а). С конденсатора С2 снимается часть этого напряжения в точке 3 (рис. 1.13, а) на базу транзистора. Мгновенное значение напряжения колеблется относительно напряжения смещения Ес (линия 2), подаваемого на базу транзистора через дроссель Др1. Заметные коллекторный и базовый токи появляются, когда напряжение на эмиттерном переходе превышает значение напряжения сдвига аппроксимированной проходной характеристики транзистора Е' (см. статические характеристики транзистора). В результате формируются импульсы коллекторно
го и базового токов (рис. 1.13,6), высота которых равна /к.м и /б-м соответственно. Половина ширины импульсов в угловом измерении называется углом отсечки и обозначается 0. Импульсы коллекторного тока содержат первую гармонику, показанную на рис. 1.13,6 штриховой линией. Напряжение на контуре Л2, С3, С4 создается главным образом этой гармоникой и поэтому имеет форму, близкую к гармонической. Будем полагать, что сопротивление контура для первой гармоники тока активно, поскольку контур настроен в резонанс. В этом случае напряжение в точке 6 противоположно по фазе напряжению на базе транзистора (рис. 1.13, г). Поскольку на кол
лекторе транзистора кроме переменного действует постоянное напряжение £к, осциллограмма напряжения в точке 5 имеет вид, показанный на рис. 1.13, в. Максимальное напряжение на коллекторе
£к тах = ^к4“^к,	(1.1)
а минимальное
<?к т1п = £'к—(1.2) Напряжение, определяющее мощность, передаваемую в нагрузку (точка 7), снимается с конденсатора С4. Подбором емкостей С3, С4 устанавливают коэффициент трансформации, обеспечивающий необходимое преобразование сопротивления нагрузки /?н в резонансное сопротивление контура между точками, подключаемыми к коллектору и эмиттеру.
Осциллограмма тока в сечении d (рис. 1.13, д) отличается от осциллограммы полного коллекторного тока (рис. 1.13, б) отсутствием постоянной составляющей ZKo, которая протекает через дроссель Др2. Аналогично обстоит дело с током в сечении а. Этот ток (рис. 1.13, е) отличается от полного тока базы на величину постоянной составляющей /бо-
1.4.	ПРИМЕРЫ СХЕМ ГЕНЕРАТОРОВ С ВНЕШНИМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Рассмотрим схемы ГВВ большой мощности — порядка десятков и сотен киловатт. Такие устройства выполняются, как правило, на вакуумных приборах. Однако в диапазоне километровых волн существуют передатчики, работающие в телеграфном режиме, выходные каскады которых, построенные по схеме сложения мощностей группы транзисторов, имеют мощность до 100 кВт и более.
В выходных каскадах ламповых передатчиков ДВ и СВ диапазонов используется схема с общим катодом на триодах или лучевых тетродах. Она обеспечивает большое усиление по мощности, что позволяет уменьшить число предварительных ламповых каскадов. Однотактная схема удобна для работы на антенны ДВ и СВ, представляющие собой несимметричные заземленные вибраторы, соединяемые с передатчиком несимметричным фидером (коаксиальным кабелем). При отсутствии достаточно мощной лампы используется параллельное включение нескольких ламп (рис. 1.14).
Мощные лампы имеют катоды с прямым подогревом переменным током сети. В связи с этим нельзя заземлять один из выводов накала, иначе переменное напряжение накала на другом его выводе создает паразитную модуляцию колебаний с частотой сети. Для уменьшения уровня паразитной модуляции создают заземленную искусственную среднюю точку в цепи на-
Рис. 1.14. Выходной ГВВ
вещательного передатчика большой мощности
кала с помощью двух конденсаторов (см. рис. 1.14). С той же целью в случае параллельного включения нескольких ламп питание их накалов осуществляют переменными токами, сдвинутыми по фазе. Для трех ламп этот сдвиг равен 120°.
В усилителе мощности (см. рис. 1.14) используется комбинированное смещение: автоматическое за счет постоянных составляющих токов сетки и катода и фиксированное внешнее. Внешнее смещение необходимо для ламп, имеющих значительный анодный ток при нулевом напряжении смещения на сетке («левые» лампы): оно ограничивает ток лампы при внезапном снятии напряжения возбуждения. Цепи катодов и сеток по постоянным токам разделены с целью индивидуального подбора режимов ламп, имеющих заметный разброс характеристик. Многоконтурная выходная система обеспечивает эффективное подавление высших гармоник в спектре сигнала.
Возможно и полезное использование высших гармоник анодного тока и напряжения на аноде. Требования к КПД вновь разрабатываемых передатчиков большой мощности ДВ и СВ весьма высоки; полный КПД передатчика должен быть не менее 70%. При этом КПД выходного каскада должен превышать 90%. Такой результат удается получить, усложняя форму импульсов анодного тока и анодного напряжения, вводя дополнительные резонансные цепи, настроенные на третью гармони-ку [1.2].
Схема с заземленным катодом в диапазоне КВ применяется редко из-за неустойчивой работы, вызванной паразитной обратной связью через емкость анод — сетка. Неустойчивость может проявляться в самовозбуждении усилителя при работе в широком диапазоне частот. Поэтому наибольшее распространение в диапазоне КВ получила схема с общей сеткой, несмотря на снижение усиления по сравнению со схемой с общим катодом. При
Рис. 1.15. Выходной ГВВ мощного КВ передатчика
заземлении сетки паразитная обратная связь с выхода каскада на вход ослабляется, поскольку емкость анод — катод значительно меньше емкости анод — сетка.
Для КВ диапазона характерны симметричные антенны. Поэтому выходные каскады КВ передатчиков часто строятся по двухтактной схеме (рис. 1.15). Однако двухтактные схемы ГВВ в настоящее время считаются неперспективными для мощных ламповых передатчиков в связи со сложностью конструкции и настройки.
В выходных цепях мощных КВ передатчиков возникают паразитные контуры, способные резонировать в диапазоне УКВ, что создает помехи телевизионному приему. В связи с этим такие передатчики снабжаются дополнительными фильтрами, подавляющими паразитное излучение в диапазоне метровых волн (ТВ фильтр в схеме рис,. 1.15).
Ламповый ГВВ передатчика телевизионного изображения диапазона УКВ в упрощенном виде показан на рис. 1.16. Особенностью УКВ ламповых ГВВ является колебательная система в виде отрезков длинных линий коаксиального типа и металлокерамические лампы с цилиндрическими и кольцевыми выводами. Перестройка коаксиальных резонаторов осуществляется перемещением короткозамыкающих поршней. В поршень анодного резонатора встроен кольцевой разделительный конденсатор, исключающий короткое замыкание источника £а на землю. Схема ГВВ, приведенная на рис. 1.16, собрана по квадратурной мостовой схеме со связанными линиями. Применение этой схемы позволяет избежать отражений в фидерных трактах на входе и выходе УМ, приводящих к многократным окантовкам изображения. Мощности ГВВ телевизионных передатчиков для канала изображения имеют ряд рекомендованных значений в пределах 1 ... 50 кВт.
В современных передатчиках даже мощностью до 1000 кВт мощные лампы используются лишь в двух-трех последних кас-24
Рис. 1.16. Выходной ГВВ телевизионного передатчика изображения
Рис. 1.17. Полукомплект выходного ключевого ГВВ диапазона СВ
Рис. 1.18. Ключевой ГВВ системы высокочастотного нагрева
кадах, (перестраиваемых по диапазону. Остальные каскады выполняются неперестраиваемыми широкополосными в виде либо усилителей с распределенным усилением (УРУ) на сравнительно маломощных лампах, либо трансформаторных усилителей на биполярных транзисторах.
Рассмотрим примеры схем ГВВ средней мощности (0,1... ...10 кВт). В диапазонах ДВ и СВ широкое распространение получили ключевые транзисторные ГВВ (см. гл. 7) среднего уровня мощности. В передатчике диапазона 530... 1600 кГц с выходной мощностью 1 кВт (Япония) оконечный ГВВ содержит два 500-ваттных двухтактных ключевых модуля с переключением напряжения (рис. 1.17). Другая разновидность ключевого ГВВ—двухтактный усилитель мощностью 1 кВт на частоте 500 кГц с переключением тока (рис. 1.18). Этот усилитель работает в системе высокочастотного нагрева (печь для исследования свойств материалов, США).
Ключевые схемы, аналогичные показанным на рис. 1.17 и 1.18, могут использоваться и в ламповых ГВВ средней мощности диапазона сверхдлинных волн, обеспечивая КПД до 95... 98%.
Из широкополосных ГВВ диапазона КВ и УКВ отметим ламповый УРУ (рис. 1.19). Принцип действия этих устройств изложен в гл. 6. Их максимальная полоса рабочих частот достигает 100 ... 200 МГц, уровни мощности 10... 15 кВт в
Рис. 1.19. Ламповый усилитель с распределенным усилением
непрерывном режиме и до 100 кВт в импульсном. Однако УРУ уже при мощности около 1 кВт не удовлетворяют требованиям по уровню гармоник, предъявляемым к выходным каскадам передатчиков, и поэтому приходится на выходе включать дополнительные фильтры, разбивающие весь диапазон частот на несколько поддиапазонов.
Генераторы среднего уровня мощности в диапазонах ДВ, СВ и КВ удается выполнить широкополосными, что упрощает их эксплуатацию и повышает надежность.
Впервые мощность около 1 кВт в широкополосном ГВ В КВ диапазона (2 ... 32 МГц) на БТ была достигнута фирмой «Вестингауз» (США) в начале 60-х гг. сложением мощностей 60 транзисторов с помощью мостовых схем. Схема базовой ячейки на одном транзисторе этого усилителя показана на рис. 1.20. Особенностью схемы является применение отрицательных обратных связей: в коллекторно-базовой цепи для устранения паразитных колебаний в нижней части рабочей полосы и в эмиттерной цепи для устранения параметрических колебаний, вызывающих паразитное деление частоты. Попутно обратные связи улучшают частотную и амплитудную характе-
рно. 1.20. Усилительная ячейка широкополосного киловаттного ГВВ диапазона КВ
Рис. 1.21. Широкополосный линейный усилитель КВ диапазона
ристики. Последнее существенно, поскольку усилитель предназначен для работы с однополосным сигналом. Приняты меры для уменьшения паразитных индуктивностей резисторов и конденсаторов: вместо одиночных элементов включены параллельные группы.
Трудности в обеспечении устойчивости и линейности амплитудной характеристики широкополосного УМ, предназначенного для однополосного передатчика, более успешно преодолеваются при использовании каскодного включения транзисторов, обеспечивающего хорошую развязку выхода и входа усилителя. Двухтактный усилитель фирмы «Филипс» (Голландия) (рис. 1.21) отдает мощность около 50 Вт при уровне интермодуляционных искажений двухтонового сигнала не хуже —40 дБ. На основе объединения транзисторных моду-
Рис. 1.22. Структурная схема широкополосного модульного транзисторного ГВВ с мощностью 4,8 кВт:
М — усилительный модуль; СМ-Д — синфазный мост-делитель; СМ-С — синфазный мост-сумматор; Бл — блок из четырех модулей; КМ-Д — квадратурный мост-делитель; КМ-С — квадратурный мост-сумматор
лей, подобных указанным, с мощностью от десятков до сотен ватт в 70-х гг. была решена задача создания полностью транзисторных ГВВ мощностью до 10 кВт в КВ диапазоне.
Фирмой «Сильвания^ (США) в те же годы разработан ряд двухтактно-мостовых транзисторных модулей класса АВ •с КПД около 60%, способных работать в режиме усиления модулированных колебаний в частотных диапазонах 1 ... 100, 20... 150 и 100... 500 МГц. Объединение группы этих модулей синфазными и квадратурными мостами позволило получить мощность 4,8 кВт (рис 1.22) и более — до 10 кВт. Надежность такого усилителя, предназначенного для передатчиков систем связи, такова, что вероятность получения 66% максимальной мощности в течение 5 лет составляет 99,99%.
Генераторы передатчиков малой мощности (до 100 Вт) всех назначений диапазонов ДВ, СВ., КВ, УКВ строятся преимущественно на транзисторах. Их принципиальные схемы весьма разнообразны и зависят от назначения, диапазона частот, мощности.
Глава 2. ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ.
ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЙ
2.1.	СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И ИХ АППРОКСИМАЦИЯ
Для расчета режима активного трехполюсника, каким является транзистор или лампа, необходимо по заданным напряжениям на его входе и выходе евх(0> ^выхЦ) находить токи 1'вх(0, *вых(0 И амплитуды их гармонических составляющих Lxn, 1вых,п. При достаточно низкой рабочей частоте зависимости iBX и /вых от евх и еВых можно считать алгебраическими, а сам АЭ безынерционным. Для расчета токов в этом случае достаточно знать статические характеристики iBx(eBX, вВЫх), *вых(евх, ^вых)•
На высоких для данного типа АЭ частотах при расчете схемы нельзя ограничиваться статическими характеристиками. Необходимо использовать дифференциальные и интегральные соотношения, связывающие fBX и /ВЫх с евх и еВЫх. Лампы и полевые транзисторы можно считать безынерционными в большей части их рабочего диапазона частот. У биполярных транзисторов ин
тервал частот, где их поведение описывается статическими характеристиками, составляет лишь несколько процентов от всей области рабочих частот.
Статические характеристики рассмотрим на примерах лампы, биполярного и полевого транзисторов, включенных по схемам с общим катодом, эмиттером и истоком соответственно. Зависимости Гвых(евх) при постоянном еВых (рис. 2.1) называют-
Рис. 2.1. Статические характеристики £Вых(еВх), iBx(eBx) при постоянных евых для лампы ГУ-17 (а), биполярного транзистора КТ803А (б) и полевого транзистора ic изолированным затвором КП301Б (в)
ся проходными характеристиками. Для ламп (особенно тетродов и пентодов), а также для полевых транзисторов с управляющим р—n-переходом типичны «левые» характеристики. Это означает, что основная рабочая область проходной характеристики лампы /а(^ск) (соответственно к(ези) для полевого транзистора) расположена слева от оси евх=0 (рис. 2.1, а). Для нормальной работы такого АЭ на его вход надо подавать запирающее смещение. Характеристики биполярного транзистора (рис. 2.1,6) и МДП транзистора с наведенным каналом (рис. 2.1, в) —«правые». Они начинаются при евх>0, т. е. справа от точки евх=0. В рабочем режиме на вход таких АЭ нужно подавать отпирающее напряжение.
Из рис. 2.1 видно, что плоскости проходных характеристик можно разделить на две области: в области I выходное напряжение еВых влияет на /вых значительно слабее, чем входное евх; в области II влияние евых сравнимо с влиянием евх и даже преобладает.
Зависимости 1ВЫх(еВЫх) при постоянном евх (рис. 2.2) называются выходными статическими характеристиками АЭ. Их также разделяют на области слабого (/) и сильного (II) влияния выходного напряжения евых на ток /вых. Физические причины различного поведения характеристик в областях I и II в каждом АЭ свои. Кратко поясним их.
В лампах уменьшение анодного напряжения еа.к ниже некоторого зависящего от напряжения на сетке ес.к значения приводит к перераспределению тока катода между анодом и сетками. При этом суммарный ток анода и сеток (т. е. ток катода) практически не меняется. Токи управляющей и экранной (в тетродах и пентодах) сеток растут с уменьшением еа.к, и на сетках выделяется избыток тепла. Возникает перенапряженный тепловой режим работы лампы по сеткам.
В транзисторах в области II, называемой областью насыщения, открывается коллекторный переход, который можно разбить на активную область, расположенную непосредственно напротив эмиттера, и оставшуюся пассивную часть. Пассивная часть представляет собой диод коллектор — база, и при открывании коллекторного перехода ток этого диода замыкается через вывод базы. Ток активной области коллекторного перехода определяется носителями двух типов: электронов и дырок (соответственно неосновных и основных носителей базы в случае п—р—n-транзистора). Поток электронов, инжектированных из коллектора в базу, направлен навстречу потоку электронов, инжектированных из эмиттера, что приводит к резкому падению тока коллектора. Поток дырок инжектируется из базы в коллектор и протекает по цепи коллектор — база. Таким образом, при открывании коллекторного перехода в режиме насыщения ток базы резко увеличивается, примерно в той же мере, в какой уменьшается ток коллектора,
О)
Рис. 2.2. Статические характеристики /вых(евых), *вх(еВых) при постоянных еВх для лампы ГУ-17 (а), биполярного КТ803А (б) и полевого КП301Б (в) транзисторов
В полевом транзисторе в области // исчезает «перекрытие» канала и напряжение еси начинает влиять на дрейф носителей в канале. С уменьшением еси в этой области токи стока и истока резко падают. Ток затвора пренебрежимо мал во всей рабочей области напряжений.
Сходство рассмотренных характеристик позволяет предложить единую форму их аппроксимации (рис. 2.3). Проходные и
Рис. 2.3. Аппроксимация статических проходных (а) и выходных (б) характеристик обобщенных АЭ
выходные характеристики аппроксимируем тремя отрезками
прямых:
О при евх<£'/ и евых>0,
^вых (^вх)
/вых— *5 (^вх	При Е' < £вх #вх.кр,
^вых ^вых.кр (область Z),
/вых == *5* (^вх.кр Е') При #вх>^вх.кр,
^вых < ^вых.кр (область IZ);
(2.1)
/вЫХ (^ВХ ) при £ВЫХ #вых.кр, Е' < ^вх < £вх.кр (область /);
^ВЫХ = кривых при £вЫх <С ^вых.кр , евх > евх.кр (область I/);
0 при евых<0 (для ламп).
^вых (^вых.
(2.2)
Здесь Е', S — напряжение отсечки и крутизна проходной характеристики; SKP — крутизна граничной (критической) линии, на которой управление током iBblx передается от евх к еВыХ; евх.кр, ^вых.кр — значения напряжений, связанные равенством
•$кр£вых.кр — ^(^вх.кр----Е )
(2.3)
Уравнение (2.3) является условием граничного (критического режима. Реальный ток /вых равен меньшему из токов /ВЫх и /вых, определяемых по (2.1) и (2.2), т. е.
/вых == Hlin {/Вых, /вых}*	(2.4)
Из рис. 2.3, а видно, что в соответствии с проходной характеристикой /вых(еВх; еВых=const) ток при евх^Ег сначала растет с крутизной S, а по достижении критического режима остается постоянным, равным /Вых". На выходной характери-
СТИКС ^вых (^вых^ ^BX = COnst) ток в области I (при больших бвых, рис. 2.3, б) постоянен и равен /Вых', а по достижении граничной линии, проходящей через начало координат с наклоном SKp, т. е. в области //, падает с уменьшением еВых по закону iBbIX= = ^ВЫХ =‘5кр£вых-
Хотя принятая аппроксимация, называемая полигональной или кусочно-линейной, кажется грубой, она дает приемлемую для инженерных расчетов точность. Более сложная и точная аппроксимация обычно не нужна из-за разброса реальных характеристик АЭ от экземпляра к экземпляру. Поэтому расчеты носят приближенный характер и необходимо предусмотреть регулировку рассчитываемых каскадов для компенсации влияния этого разброса.
Полезно ввести лишь уточнение, с помощью которого учитывается влияние еВых на ток в области I для всех АЭ. Оно сводится к замене напряжения евх в (2.1) и (2.2) так называемым управляющим напряжением ey = eBX-i-DeBblXf где D — малый по сравнению с единицей коэффициент. У ламп его называют проницаемостью. Вклад второго слагаемого заметен, если переменная составляющая £Вых велика по сравнению с евх. Учет реакции выходной цепи соответствует замене горизонтальных прямых при аппроксимации статических характеристик на рис. 2.3, б в области I прямыми с угловым коэффициентом DS.
Рассмотрим аппроксимацию входных характеристик ламп и биполярных транзисторов (рис. 2.1, а и б). У полевых транзисторов в рабочем режиме ток затвора практически отсутствует, и рассматривать входные статические характеристики нет необходимости. В области I зависимость iBX(eBX) при постоянном еВых аппроксимируем кусочно-линейной функцией, подобной (2.1):
^вх = ^вх (^вх Евх} 1^вХ>£'вх’	(2*5)
где Sbx, Евх — крутизна и напряжение отсечки входной характеристики, а обозначение вида f (х) |х>а использовано для функции, равной f(a) при и 0 при х<а.
У транзисторов (рис. 2.1,6) напряжения отсечки токов базы и коллектора можно считать одинаковыми Евх =Е'. У ламп (рис. 2.1, а) обычно £вх' = 0, а Е' <0.
В области II, где токи базы и управляющей сетки резко возрастают, также можно применить кусочно-линейную аппроксимацию входных характеристик. Однако далее расчет iBX в области II не рассматривается, поэтому аппроксимацию характеристик опускаем.
На характеристики токов биполярных транзисторов существенно влияет температура (рис. 2.4). Увеличение температуры при заданных напряжениях приводит к заметному росту тока £к, особенно в области малых значений. Несколько возрастает и
Рис. 2.4. Влияние температуры на проходные характеристики (а) и статический коэффициент передачи тока /1213 (б) транзистора в схеме с общим эмиттером. Область разброса А21Э отмечена штриховыми линиями
коэффициент передачи тока базы Л21э=*кЛ’б (рис. 2.4,6). Эти изменения характеристик приближенно можно учесть, уменьшая Е' и S (см. штриховые линии на рис. 2.4, а).
2.2.	КЛАССИФИКАЦИЯ РЕЖИМОВ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ В УСИЛИТЕЛЯХ МОЩНОСТИ
Активный элемент в усилителях мощности работает при одновременном воздействии больших переменных напряжений на входе и выходе. В зависимости от того, насколько сказывается на токах АЭ изменение напряжения на выходе, будем различать два режима: слабого и сильного влияния напряжения еВых на токи. Рассмотрим формы импульсов токов в этих режимах на примере безынерционного АЭ.
Сначала построим импульсы токов /Вых(т), г’вх(т) без учета влияния еВых. Пусть на входе АЭ действует напряжение, равное сумме постоянного и гармонического переменного напряжений:
еВх=Ес+£Лзх cos т, т=соЛ	(2.6)
На основании (2.1) и (2.5) запишем выражения для токов
^*вых (Т) = ^*ВЫХ (^)	*5 [Ес Е' + ^вх COS т] |^bxcOst> —(£'с—E')i
^вх СО *$вх [^с ^вх+^вх COS т] |^BXc0ST>—(Eq—E ')•	(2«8)
Как видно, токи гВых и iQX представляют собой последовательности косинусоидальных импульсов с отсечкой. При т= = 0, 2л,... токи принимают максимальные значения. При т= = ±0, 2л±0,... выходной ток обращается в нуль (рис. 2.5). Из (2.7) и условия /вых(0)=О можно найти угол 0, определяющий момент перехода мгновенного напряжения евх(т) через 34
Рис. 2.5. Построение импульсов токов /Вх и /ВЫх в недонапряженном режиме значение Е' и называемый углом отсечки выходного тока. Очевидно, что
cos 0= — (Ес—E')/UBX.	(2.9)
Аналогично из (2.8) и условия Ьх(0вх)==О находим угол отсечки входного тока (рис. 2.5):
cos 0вх=—(Ес—Евх )/С/вх.	(2.10)
Теперь учтем влияние еВых на токи АЭ в усилителе мощности. Поскольку АЭ безынерционный, первая гармоника 1вых(т) совпадает по фазе с напряжением еВх(т). Если в схеме усилителя мощности сопротивление нагрузки для первой гармоники вещественно, т. е. ZH=/?H, то переменные напряжения на входе и выходе находятся в противофазе и, следовательно,
ввых Еп L7HCOST,	(2.11)
где Ub=IiRh, Еп — напряжение питания выходной цепи АЭ. Таким образом, минимумам еВых соответствуют максимумы еВх.
Рассмотрим, как влияет на импульсы токов увеличение напряжения на нагрузке Z7H (например, за счет изменения А?н) при фиксированных Ес, UBX и Дг Для нахождения гвых(т) при произвольных соотношениях между евх и евых нужно
рассчитать зависимости *вых(т) и г’"ых(т) по (2.1), (2.2) и затем найти истинное значение тока из условия (2.4). Выражение (2.6) определяет ток iBbIX(t). Для £вых(т) из (2.2) и (2.11)
Cx = SKp^n-5Kpt/Hcosr.	(2.12)
Как видно из рис. 2.6 (временные диаграммы а и б), при Сх<*выХ согласно (2.4) /вых = *гах, а ток Гых является фиктивным. При этом форма входного тока /вх(т) изменяется так, как показано на рис. 2.5, причем влияние выходного напряжения евых(т) на токи АЭ настолько мало, что. им можно пренебречь.
При больших амплитудах Ua в исходном импульсе тока образуется провал (кривые в и г на рис. 2.6), в области которого 4ых = ^вых- Появление провала в выходном токе сопровождается выбросом во входном токе. Чтобы рассчитать его величину, необходимо к прежнему импульсу тока гвх (см. рис. 2.5) прибавить часть, пропорциональную разности (гвЬ|Х— ^вых)- В генераторных триодах и биполярных транзисторах эта величина близка к разности гвых — г”ых; в тетродах и пентодах она существенно меньше этой разности, но доля ее во входном токе тем не менее значительна. Появление провала в выходном токе и выброса во входном свидетельствует о сильном влиянии ввых(т) на токи АЭ.
Найдем условия, при которых АЭ находится на границе областей слабого и сильного влияния еВых(т) на токи. Такой режим называется граничным, или критическим (КР). При этом согласно диаграмме на рис. 2.6 токи Г ВЫХ И i/ вых равны только в одной точке т=0, когда входное напряжение максимально
£вх тах = Ес+ивх— £вх max кр,	(2.13)
а напряжение на выходе принимает минимальное значение
£вых mm=£п иа—евых mln Кр.	(2.14)
В критическом режиме эти напряжения связаны условием (2.3):
^вых min кр (S/SKp) (ввх max кр— Е').	(2.15)
Отношение S/SKP для АЭ различных типов лежит в пределах 1 ... 20. При заданном евх max минимальное (остаточное) напряжение на выходе еВых min кр находится в точке излома выходной аппроксимированной характеристики АЭ (точка К на рис. 2.6).
Режим, в котором остаточное напряжение на выходе больше критического еВыХ пип>евых min кр, называется н е д о н а -пряженным (HP). Переменное напряжение евых(т) в HP
Рис. 2 6 Построение импульсов токов в безынерционном АЭ в недонапряженном (а), критическом (б), перенапряженном (в) и сильноперенапряженном (г) режимах
слабо влияет на токи АЭ, и они имеют косинусоидальную форму (2.7), (2.8). Очевидно, в HP UH<.USKp Ей—#вых min кр.
Режим, в котором остаточное напряжение меньше критического еВых тшСввых min кр, а импульс тока Гвых(т) имеет провал, глубина которого зависит от амплитуды t/H, называется перенапряженным (ПР).
Названия режимов — недонапряженный и перенапряженный— заимствованы из классификации режимов генераторных ламп и отражают легкий (недонапряженный) и соответственно тяжелый (перенапряженный) тепловые режимы той из сеток, на которую приходится наибольшая доля тока эмиссии. Хотя в транзисторах мощность, рассеиваемая управляющим электродом, не определяет напряженности теплового режима прибора в целом, названия режимов обычно сохраняют, не понимая их в буквальном смысле.
Граничное значение т=01, т. е. «верхнего» угла отсечки, определяющего границы временного интервала, внутри которого управление током от езх передается еВЫх, находится из условия гвых(е1) = Гых(01) или SKp (Еп-7/н cos 0^ = 5 [(£'c — F/)+ -\-Uвх cos 0J. Отсюда можно определить угол отсечки 01 импульсов тока, вычитаемых из г'ых:
_ -(£<--£')+ (SKp/S)£n
COS0!- t/BX + (SKp/S)47H
Если амплитуда напряжения на выходе настолько велика, что еВыхт1п<0 (так получается при UH>En), то в лампе в течение части периода, пока еВЫ1<0, ток iBbIJC отсутствует, а в полевом и биполярном транзисторах он течет в направлении, противоположном tBHx при HP. Такой режим иллюстрируется для лампы временной диаграммой г на рис. 2.6 и называется сильно перенапряженным.
Рис. 2.7. Импульсы тока в перенапряженном режиме:
а — настроенная нагрузка, <рн=0; б — расстроенная нагрузка, Фн>0; в — расстроенная нагрузка, Фн<0
Критический режим является граничным между недонапря-женным и перенапряженным. В реальном АЭ с плавными выходными характеристиками (см. рис. 2.2) переход от HP к ПР происходит не в одной точке, а в некоторой области изменения С/н. Поэтому в КР уже наблюдается небольшая деформация в виде уплощения вершины импульса выходного тока.
Если сопротивление нагрузки ZH имеет реактивную составляющую на частоте первой гармоники, то минимум напряжения бвых(т) сдвинут относительно максимума еВх(т). По аппроксимированным статическим характеристикам АЭ, так же как на рис. 2.6, строится импульс тока в ПР (рис. 2.7). Видно, что при расстроенной коллекторной нагрузке провал в импульсе смещен относительно его центра.
Классификация режимов и построение импульсов токов АЭ в умножителях частоты выполняются аналогично.
2.3.	ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ КОСИНУСОИДАЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ
Рассчитаем гармоники выходного тока в безынерционном АЭ, работающем в HP или КР. На входе АЭ действует напряжение еВх(т), равное сумме гармонического напряжения t7BXcos т и смещения Ес (2.6). Импульсы тока (2.7) симметричны. Фазовый сдвиг гармоник тока /вых(т) относительно евх(т) отсутствует. Следовательно, можно записать
£вых(т) ==/выхО“|”^вых1С08 Т-|-7вых2СО82т--|- . . .	(2.17)
Косинусоидальные импульсы тока (2.7) с учетом (2.9) можно выразить через SUBX и cos(0):
1вых~SUBx (COS Т COS 6) |,cost>cos0.	(2.18)
По формулам для коэффициентов ряда Фурье четной функции /вых(т) найдем
А
4ых0=5г/вх^ J(cos г —cos0)tZr = 5t/BXifo(0)>	(2.19)
О
где
е
Т(о(0)=-^ (cos т —cos 0)(Zx==-^-(sin 0—0 cos 0).	(2.20)
b
Аналогично
4uxn=5t/Bxb(0). «=1,2,...	(2.21)
Рис. 2 8. Зависимости коэффициентов разложения ун косинусоидального импульса от —cos О
Здесь
е
7п(0) = — \ (cos т —cos 0) cos nxdi = о
__ 1 Г sin (n—1) 0  sin (пЧ-1) 0 "I
ил L п— 1 п 4-1 J*
(2.22)
Зависимости (коэффициентов разложения косинусоидальных импульсов от —cos 0 (рис. 2.8) табулированы (см. приложение 2 в [1]).
Представление амплитуд гармоник 1зыхп через ЗС/ВХ и коэффициенты уп(0) удобно, когда возбуждение постоянно, а угол отсечки 0 меняется за счет изменения напряжения смещения Ес. В этом случае величина cos0 =—(Ес—E')/UBX пропорциональна Ес и графики (—cos 0) отображают в некотором масштабе зависимость 1Выхп(Ес).
Иногда нужно оценить влияние угла отсечки на гармоники тока при фиксированной высоте импульса тока, например при исследовании режимов АЭ с ограниченным током. Из (2.18) видно, что высота импульса выходного тока
£вых.м = ‘5^вх (1 COS0).	(2.23)
Выражая в формулах (2.19), (2.21) SUBX через /ВЫхм, получаем
/вых п=^выхм&п(0), п=0,1,2,...,	(2.24)
где
an(0)==Yn(0)/(l—cos 0)
(2.25)
— коэффициенты разложения (см. рис. 2.9 и приложение 2 в [1]). Заметим, что максимумы ап(0) при п>1 имеют место при 0Мп«12О°/п, причем
ап (0мп) « di (120°) /п « 1/ (2п).
(2.26)
Рис. 2.9. Зависимости коэффициентов разложения ап косинусоидального импульса от угла отсечки 0
Рис. 2.10. Зависимости коэффициентов формы gn косинусоидального импульса от угла отсечки 0
Из полученных соотношений следует, что коэффициент формы gn косинусоидального импульса с отсечкой
gn(0) =/выхп/Дых0 = 7« (6) До (6)	(6)/о&о (6)	(2.27)
зависит только от 0. Отметим, что g^ меняется от 2 до 1 при изменении 0 от 0 до 180° и g’1=jt/2 при 0=90° (рис. 2.10).
Приведенные формулы позволяют определить также гармоники входного тока АЭ. Надо только заменить угол отсечки 0 на 0вх (см. (2.10)) и вместо крутизны S использовать SBX.
2.4.	ДРУГИЕ ФОРМЫ ИМПУЛЬСОВ ТОКА И ИХ ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ
Рассмотрим два примера расчета гармоник импульсов сложной формы. Если нужно учесть кривизну начального участка любой из характеристик АЭ (см. рис. 2.1), то удобно аппроксимировать зависимость iBX(eBx) параболой с отсечкой
(2.28)
Здесь а — коэффициент, определяемый по реальной характеристике. С учетом (2.6) и (2.9)
i (x) = aU2m (cos т—cos О)2 |cost>cos 0.	(2.29)
Гармоники такого импульса можно представить в форме, подобной (2.21):
In=aUljn(Q, 2), л=0, 1,2, ...	(2.30)
Второй аргумент коэффициентов разложения уп(0, 2) соответствует степени параболы в (2.28). Подробные таблицы коэффициентов уп(0, 2) содержатся в [22], а краткие—в приложении 2 [1]. Аналогично выполняет-
Рис. 2.11. Импульс тока в перенапряженном режиме (а) и его составляющие (б—а)
ся гармонический анализ при аппроксимации характеристики i(eBX) параболой любой степени с отсечкой
Другой пример импульса тока сложной формы встречался при изучении ПР. Импульс, приведенный на временной диаграмме в (рис 2.6), является алгебраической суммой косинусоидальных импульсов, показанных на рис. 2.11. Из импульса (2 18) с углом отсечки 6 (рис. 2 11,6) вычитаются импульс с такой же амплитудой образующей косинусоиды, но с углом отсечки 01 (2.16) (рис 2.11, в) и импульс, характеризуемый амплитудой 5KPt/H и углом отсечки 01 (рис 2.11,г). Гармонические составляющие выходного тока в ПР рассчитываются по формуле
/вЫхп = 5С/вх[уп(0)-уп(01)]-5крС/нУп(0).	(2.31)
2.5.	НЕЛИНЕЙНАЯ МОДЕЛЬ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА И АППРОКСИМАЦИЯ ЕЕ ХАРАКТЕРИСТИК
При изучении инерционных АЭ недостаточно использовать статические характеристики. Связь между токами и напряжениями в этом случае определяется системой нелинейных дифференциальных уравнений.
Примером инерционных АЭ являются биполярные транзисторы. Процессы в них в значительной части диапазона рабочих частот удовлетворительно описываются нелинейной зарядовой моделью (рис. 2.12), определяющей связь токов коллекто-^.п
Рис. 2 12 Нелинейная зарядовая модель биполярного транзистора (теоретическая модель обведена штрих-пунктирной линией)
pa iK и базы is с избыточным зарядом q неосновных носителей в базе и зарядом барьерных емкостей эмиттерного Сэ и коллекторного Ск переходов. Емкость Ск принято разделять на две составляющие
Ск=Ск.а+Ск.п,	(2.32)
где Ск.а — емкость активной части, расположенной непосредственно под эмиттером, Ск.п — емкость оставшейся, пассивной части перехода.
Исходя из рис. 2.12 запишем выражения для токов внутренней части (теоретической модели) биполярного транзистора (без учета Гб, Сэ и Ск)
^к.г q/x^, ^*б.т q/dq/dt.	(2.33)
Здесь г’к.г — ток коллекторного генератора тока, управляемого избыточным зарядом в базе; г’б.т — ток базы теоретической модели; тт — среднее время пролета носителей через базу; — среднее время жизни неосновных носителей в базе.
Величину тт можно оценить по приводимой в справочниках граничной частоте тт~1/соГр, а х^Ь2^хт. Последнее соотношение вытекает непосредственно из (2.33), поскольку статический коэффициент передачи тока базы h2^= (г’к.гЛ’б.т) Ьд/^=о=т₽/тт.
При использовании метода заряда считается, что накопленный в базе заряд связан с напряжением на эмиттерном переходе «безынерционной» (алгебраической) зависимостью
^ = Qo6p(een/<₽T —1).	(2.34)
где Qoop^/б-о-тТр; /б-о-т — обратный тепловой ток базы; <рт=йГ/е — температурный потенциал (при Т=290 К <рт« «1/40 В).
Из (2.33) видно, что составляющая тока коллектора ^к.г=^/тт также безынерционно связана с зарядом q, а следовательно, и с напряжением на переходе. Фактически ток fK.r определяется градиентом заряда q у коллекторного перехода, изменение которого запаздывает на время порядка долей тт относительно изменения интегрального заряда q. Пренебрежение этим запаздыванием определяет область частот (о<СсоГр« «1/тт, где рассматриваемая модель применима.
Согласно зарядовой модели (см. рис. 2.12) полные выражения для токов имеют вид
*К=*К.г+*С.К, £б = *б.т + СЭ^еП/dt-/с.К,	(2.35)
где токи г*к.г и г’б.т определяются по (2.33), а /с.к — ток смещения через суммарную емкость Ск:
;	__ & (&КЭ ’^п) I d {еКэ ^бэ)	/Г)
*с.к — Ьк.а	г^к.п ---------
Дополним (2.33)—(2.36) дифференциальным уравнением для напряжения на переходе. Для этого в соответствии со схемой рис. 2.12 запишем составляющую тока базы, протекающую через эмиттерный переход, /б.п=*б.т+Сэс?£п/^ как сумму токов через сопротивление базы и емкость Ск.а: ^б.т+Сэ-^-= = g63~gn -|-Ск.а d ^~~gn^. Подставив сюда г’б.т из (2.33), получим
еп+гб [Х+^.+(сэ+Ск.а)^]=вбэ+Ск.а	(2.37)
Тр и.L	ut j	III
Система уравнений (2.33) — (2.37) определяет процессы в транзисторе, работающем в активной области и области отсечки. Для инженерных расчетов усилителей мощности и умножителей частоты малой кратности нелинейную зависимость (2.34) в области рабочих значений накопленного заряда можно заменить кусочно-линейной:
Сдиф (&П	£')	~ £диф (&п	£')о>	(2.38)
где Сдиф — средняя для рабочей части активной области диффузионная емкость; £' — напряжение отсечки (индекс о здесь и далее показывает, что транзистор открыт).
Подставив (2.38) в (2.33), получим аппроксимированные характеристики токов теоретической модели
/к.г = -^ (en — E')0 = Sn(en — E')0;	(2-39)
ьт
;   (еп—£')о гd (еп Е')о	/9
^б.т	"‘г'-'диф
где Sn, 1/гр — усредненные крутизны коллекторного и базового токов по напряжению на переходе, причем 5п=Сдиф/тт, 1/гр= = Сдиф/Тр —5п/Л21Э-	_
Дифференциальные параметры зарядовой модели Сдиф= = Sn = diK.T/den, i/r₽ = Sn//i2i3 при ^>QO6P линейно зависят от тока коллектора: ^диф ^7/фт ^'к-гТт/фт, ^к*г/фт, 1/Ь=^к.гА21эфт. Поэтому для повышения точности расчетов при применении кусочно-линейной аппроксимации характеристик транзистора (2.38) — (2.40) необходимо учитывать рабочую высоту импульса коллекторного тока гк.м. Рекомендуется брать усредненные параметры СДИф, Sn и 1/гр равными их дифференциальным значениям при токе г’к.г^О^ гк.м и проводить аппроксимирующую прямую через точку, соответствующую току гк.м.
В статическом режиме ток коллектора /к равен току генератора 1к.г, а напряжение ебэ=еп+/б/'б. Пример аппроксимации статических характеристик г’б(^бэ) и гк(ебэ) показан на рис. 2.13.
Рис. 2.13. Статические характеристики iK, 1б(ббэ), соответствующие зарядовой модели, и их аппроксимация
А.п
Рис. 2.14. Кусочно-линейная высокочастотная модель биполярного транзистора для областей активной и отсечки
Аппроксимированные характеристики определяются соотношениями
=	(2.41)
^б = 5б(ебэ — Е') \ебэ>Ег,	(2.42)
где S=AnSn; 5б=Л’п/гз; — средний для активной области коэффициент деления напряжения во входной цепи транзистора на низких частотах
Кц= (Un/U63) <о->о=^ р/ (г рН~г б).	(2.43)
Принятой полигональной аппроксимации соответствует кусочно-линейная высокочастотная модель биполярного транзистора (рис. 2.14). Для упрощения анализа нелинейные емкости Ск.а, Ск.п и Сэ здесь также заменены постоянными, равными средним для рабочих интервалов напряжений значениям. При замкнутом положении ключа К транзистор находится в активной области, при разомкнутом — в области отсечки. Переход из одной области в другую происходит в тот момент, когда напряжение на переходе еп проходит через напряжение отсечки Е'.
2.6.	ФОРМЫ ТОКОВ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА С УЧЕТОМ ЕГО ИНЕРЦИОННОСТИ ПРИ ВОЗБУЖДЕНИИ ОТ ИСТОЧНИКА НАПРЯЖЕНИЯ
Рассчитаем временные зависимости токов транзистора, принимая, как и ранее, что напряжение на входе является гармоническим
ебэ=£с+СЛ>э cos т, т=соЛ	(2.44)
В соответствии со схемой, приведенной на рис. 2.14, для определения формы импульсов токов ^к(т), г’б(т) необходимо найти зависимость еп(т). Составим уравнение для еп, полагая по
ка Ск.а=Ск.п=О (токи через Ск.а и Ск.п будут учтены позднее). Введем постоянные времени входной цепи открытого и закрытого транзистора
Ts== Хп^б ( СдифЧ- ^>э) , Тэ Т'б^'Э	(2.45)
и параметр cos 6Н= —(£—Е')/U^.
Угол отсечки 6Н называется низкочастотным, так как он определяет отсечку тока коллектора при со->0. Заменив в (2.37) нелинейную зависимость q(en) кусочно-линейной (2.38), получим дифференциальное уравнение относительно еп для открытого и закрытого транзистора
(OTs(den/dT)+en—E' = KJU^ (cos т—cos 0Н), е^Е'\
(2.46)
сотэ(б/вп/б/т)+еп—£' = С7бэ(со5 т—cos 0Н), en<£z.
При сотэ<С1 напряжение на переходе еп(т) в области отсечки равно входному и транзистор открывается при т= —0Н. В этот момент еп(т) становится равным Е' и продолжает возрастать. Поэтому вступает в силу первое уравнение (2.46). Его решение при начальном условии еп(—Он^Т? имеет вид
----COS0'
IL Vi+(®^)2
Feos (—6H + ф,?) [ Vl+(wTj2
COS0H
(2.47)
где cps= —arctg cots.
Решение содержит вынужденную еп.вын (первое слагаемое в фигурных скобках) и свободную еп.св (второе слагаемое) составляющие. Амплитуда K^U^/ V 1+;(cots)2 и фаза cps вынужденной составляющей определяются модулем и фазой коэффициента передачи напряжения Un/U63 в активной области:
Кц= ип/ибэ=Хп/ (1 + j cots ).	(2.48)
Временные диаграммы напряжения на переходе еп(т), его составляющих и токов г’б(т), гэ(т), рассчитанные при = Ск.п==0 по (2.39), (2.40), показаны на рис. 2.15.
Из рис. 2.15, а видно, что транзистор открывается в момент т=—0Н, когда еп=Е'. На низких частотах (сот8->0) транзистор закрылся бы при т=0н. Однако на высоких частотах импульс напряжения еп(т) в активной области и повторяющий его форму импульс тока fK = iK.r (2.39) имеют затянутый фронт (den/ /dr=0 при т=—Он), что обусловлено процессом заряда диффузионной емкости. Максимумы этих импульсов запаздывают относительно максимума вбэ на угол тм, несколько меньший вели-
Рис. 2.15 Временные диаграммы напряжений на входе /бэ, эмиттерном переходе еп (а), свободной (—еп,св) и вынужденной еп,вын составляющих ея (б) и токов коллектора (в), базы (г) и эмиттера (б) при возбуждении биполярного транзистора от генератора напряжения
чины — cp^arctg (0Ts. В результате транзистор запирается позже, при т>0н, и импульс тока гк.г(т) расширяется.
Базовый ток на рис. 2.15, г построен как сумма двух составляющих, одна из которых пропорциональна напряжению (еп (т) —Е') о, другая — производной от него. Первая составляющая Гбш= (еп—Е')0/г& есть ток через сопротивление Гр, вторая Гбп2 (оС?дифб/вп/dt— зарядный ток диффузионной емкости, причем /бп2<0, когда den/dt<C.O, т. е. емкость разряжается. Это обусловливает отрицательный выброс в токе базы. Отрицательный выброс наблюдается и в эмиттерном 2.15, д).
токе, поскольку /э=£к+/б (рис..
Характерным для рассматриваемых диаграмм является момент, соответствующий углу тм, когда напряжение на переходе еп и ток коллектора iK принимают максимальные значения. Угол тм определяется из условия den/dx=0. При т=тм первое слагаемое в (2.46) пропадает, что позволяет записать
(еп—£') м=Кп^бэ (cos тм—cos 0Н),	(2.49)
откуда согласно (2.39) и равенству S=KnSn получим iKM= == ix (тм) =SU $э (cos Тм COS 0н) .
Зависимости угла запирания т3, момента максимума тм и относительной высоты импульсов напряжения и тока
714 (0н, (0Ts) — /*к.м/ (SUбэ) — COS Тм—cos 0н
(2.50)
от угла отсечки 0Н при разных значениях <ots приведены на рис. 2.16. Штрихпунктирными линиями показаны границы перехода транзистора в линейный режим работы (класс А). Как видно, при уменьшении угла отсечки все три величины т3, тм и М
Рис. 2.16. Зависимости угла запирания Т3 (сплошные линии), момента максимума тока тм (штриховые линии) (а) и относительной высоты импульса тока (б) от угла отсечки 0Н
уменьшаются от своих граничных значений до нуля при 0Н=О. Рассмотренные зависимости использованы далее при гармоническом анализе токов транзистора.
2.7.	ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ ТОКОВ. РАСЧЕТ. У-ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРА В РЕЖИМЕ БОЛЬШОГО СИГНАЛА
Рассчитаем гармонические составляющие токов коллектора и базы при воздействии на входе транзистора гармонического напряжения большой амплитуды (2.44). В кусочно-линейной модели (см. рис. 2.14) токи гк.г(т) и г’б.т(т) связаны линейными соотношениями (2.39) и (2.40) с напряжением на переходе в активной области (еп—Е')о. Покажем, что в этом случае для расчета гармоник токов достаточно знать гармонический состав напряжения на переходе.
Пусть зависимость (еп—Е')о представлена рядом Фурье
со
(вп-£')о= 2
Л=-со
(2.51)
причем комплексные амплитуды гармоник иПп=17Ппехр(/фп) уже найдены. Тогда, подставляя (2.51) в (2.39) и (2.40), получаем	’ J
оо	оо
4.г(т)=5п 2 ип«е^= 2 1кле^; Л=—оо	/2=—оо
;	Е')о । den
гб.п(т)---------+<0^.,-^ =
ОО
= 5 (-^+УЛ(йСд.э)ипле^, п=— ОО \ Р	/
откуда
IKn = 5nUn°„;	(2.52)
1б«=(1 /r^+j поСд.э) ип°л.	(2.53)
Согласно (2.52) и (2.53) каждая из гармоник токов 1кп и 1бп связана с гармоникой напряжения Unn° линейным коэффициентом передачи, причем если последний зависит от частоты, то его значение определяется на частоте n-й гармоники, Т. е. //гео.
Зная аналитические выражения для импульсов напряжения еп(т), можно строго решить задачу их гармонического анализа [8]. Однако получающиеся при этом комплексные коэффициенты разложения зависят от трех параметров cos6H, cots и (отэ, что затрудняет их практическое использование. Поэтому для инженерных расчетов импульсы аппроксимируют отрезками косинусоидальных функций с углом отсечки 6, который принято называть высокочастотным. Заметим, что 0^0н, однако при расчете гармонических составляющих аппроксимированных импульсов можно использовать обычные коэффициенты разложения ап(6), 7n(6), gn(6), n=0, 1, 2, ..., что упрощает исследование.
Аппроксимируем импульс (еп—£')0 в активной области (рис. 2.17) так, чтобы амплитуда его косинусоидальной образующей равнялась амплитуде вынужденной составляющей /Cnf/бэ/V 1 +(сот3)2=Лп£Л)эС08(р8, а положение и высота максимума совпадали с точными значениями, найденными из (2.49) (см. рис. 2.16, а). Этим условиям удовлетворяет импульс
(еп — Е')0=Кпибэ cos ф, [cos (т — тм) — cos е] |еп>£'	(2.54)
ВЫСОТОЙ
(е„—Е')м=КпибэСозфв(1—cos0).	(2.55)
(-Ув)
Рис. 2.17. Импульс открывающего напряжения на эмиттерном переходе инерционного биполярного транзистора и его косинусоидальная аппроксимация
Рис. 2.18. Зависимость высокочастотного угла отсечки 0 от низкочастотного Он при разных (возбуждение напряжением)
Приравнивая (2.55) точному значению (еп—Е')к из (2.49), получаем формулу для определения угла отсечки 0 как функции 0н и сот,:
cos0=—М (0Н, (OT,)/cos(ps+l.	(2.56)
Результаты расчета зависимостей 0(0н, сот,) показаны на рис. 2.18.
Итак, аппроксимирующий импульс (2.54) имеет форму усеченной косинусоиды, запаздывающей относительно внешнего воздействия ебэ(т) на угол тм. Это означает, что амплитуды гармонических составляющих импульса определяются коэффициентами разложения in(6), а фазы гармоник tp„=—птм, т. е.
(2.57)
U„ =	t.(Щ	л-1. 2. ...	(2.58)
Напомним, что зависимости тм(6н, cors) даны на рис. 2.16. Подставив (2.57), (2.58) в (2.52), (2.53), сразу найдем гармоники токов коллектора и базы. В частности, для постоянных составляющих
4о=^6Ло(9)/КШ®тД2;	(2.59)
/6o = 56t763io(0)//l+(®b)2,	(2.60)
где S=AnSn, Зв=Кп/л> —крутизны статических характеристик iK(e63), 1'б(ебэ). Как видим, отношение постоянных составляющих токов не зависит от частоты IKO/i6o—S/S5=h2t3.
Выражение (2.58) для первой гармоники напряжения (еп—Е')„ удобно записать иначе:
u!'-rT75tr,(0)-	(2-61)
Здесь введен коэффициент передачи по напряжению Un/U63= =Лп/(1+/а>т,), а для компенсации его фазового угла <р,= =—arctgcor, соответствующая поправка внесена в фазу комплексного коэффициента разложения
Г1(О)=Ъ(0)е-/(^+Тм).	(2.62)
С учетом (2.61), (2.62) для первых гармоник токов имеем
1к1 = Y^T! (0) ибэ, 1б1 = Y?iYi (0) ибэ,	(2.63)
где
v° s	v°	$б (1 + >*₽)
Y2‘ = Т+7^7’ Yn = 1 + М	(З-64*
—• комплексные крутизны коллекторного и базового токов открытого транзистора.
Сравнение с точным гармоническим анализом [8] показывает, что относительная погрешность аппроксимации реального импульса симметричным косинусоидальным растет с уменьшением 0 и увеличением сот3, однако для п=0,1 при 0>ЗО° погрешность не превышает 20% как по модулю, так и по фазе при любых частотах. Для п=2 ... 4 аппроксимация дает ошибку менее 20% в районе максимума зависимостей уп(0), т. е. при 0^18О°/п. В то же время для оценки минимальных значений амплитуд гармоник при п>2 принятая аппроксимация неприменима, поскольку реальный импульс несимметричен и его синусоидальная и косинусоидальная составляющие никогда одновременно не обращаются в нуль (ср. с рис. 2.8).
До сих пор при расчете временных зависимостей и гармоническом анализе напряжения (еп—Е')о и токов fK(x), f6(x) не учитывались емкости Ск.а и Ск.п нелинейной модели транзистора (см. рис. 2.14). Их влияние может быть существенным при большом усилении по напряжению на достаточно высоких частотах. Покажем, как решается задача с учетом этих емкостей в случае, когда выходная цепь каскада настроена на первую гармонику, т. е.
екэ(т) ^Вк+^кэСОЭ^+фК1 +ФКЭ1).	(2.65)
При составлении уравнения для напряжения на эмиттерном переходе еп(т), как и ранее, будем исходить из уравнения (2.37). В его правую часть входит напряжение, которое назовем управляющим, еу=абэ + ткйекэ/Л. Это напряжение
так же, как ебэ и екэ, является суммой напряжения смещения и гармонического напряжения
ey=£',c+Z7ycos(T+(py),	(2.66)
где U7f фу — модуль и фаза комплексной амплитуды
Uy= t7yexp (/фу) = ибэ+/соткикэ.	(2.67)
Выберем начало отсчета времени так, чтобы фаза фу равнялась нулю, и подставим (2.66) в правую часть (2.37). Заменив в левой части нелинейную зависимость g(en) кусочно-линейной (2.38), получим дифференциальное уравнение для (т);
(0Ts6?en/dr+en—£'=/Cnty(cosT—cos0H), еп>Е';
(2.68)
cox3den/dx+en—E' = Uv(cost—cos0H), en<ZE'.
Это уравнение отличается от (2.46) только правой частью, где амплитуда £7бэ заменена на U7, а низкочастотный угол отсечки определяется соотношением
cos0H=- (Дс-Е') / С/у-	(2.69)
Отсюда вытекает, что рассмотренные в § 2.6 временные зависимости напряжения еп(т) и токов транзистора iK, £б(т), а также результаты гармонического анализа (с учетом указанной замены) остаются в силе. В частности, при вычислении гармонических составляющих токов нужно в (2.63), (2.64) заменить U6a на U7 и учесть в соответствии с (2.35), (2.36) ток смещения через коллекторную емкость (Ск = Ск.а+Ск.п). В результате получаем
Igi=Yi i°Yi (0) Uy—/со CKUK9;
Li=Y2i°Yi (0) иу + /соСкикэ.
Заменив здесь Uy по (2.67) и сгруппировав члены при комплексных амплитудах ибэ, икэ, запишем 1кР hi через усредненные по первой гармонике Y-параметры транзистора:
®6i = Y11U694“Y12Uk3; Iki=Y2iU69+Y22UK3,	(2.70)
где
Yi 1=Yii°Yi (0); Yi2=—/g)tkYh°Yi (0)—/соСк;
(2.71)
Y2i = Y210y1 (0) *, Y22 = /cotkY210y1 (0) +/coCK.
Уравнения (2.70) не являются линейными, так как 0 зависит от амплитуды U7 и напряжения смещения Ес. Это следует иметь в виду как при расчете, так и при экспериментальном определении У-параметров.
вц Ег
шСд.э '7Гх+—г----------------==76i <90S cos 0Z)
2.8.	ГАРМОНИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЙ В БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ ПРИ ВОЗБУЖДЕНИИ ОТ ИСТОЧНИКА ТОКА
При разработке генераторов мощностью Pi^0,5 Вт трудно обеспечить гармоническое входное напряжение. Это объясняется тем, что входное сопротивление транзистора, усредненное по первой гармонике тока, оказывается малым — порядка единиц ом и менее. В этих условиях выходное сопротивление источника возбуждения для высших гармоник значительно превышает входное сопротивление транзистора по первой гармонике и гармоническим (или близким к нему) следует принять входной ток /б(т) = =/бо+/б1 cos т, где /бо — постоянная составляющая; Zsi — амплитуда первой гармоники тока базы.
Как и в § 2.6, рассмотрим сначала процессы в транзисторе, полагая Ск.а = Ск.п=0. Из схемы на рис. 2.14 получим уравнения для напряжения на переходе
при еп>Е';
Z/Z,	<2-72>
соСэ~г^“ = ^б1 (cost—cose,)	при еп<Е',
где cos 07=—/боДбп 0/—момент времени, когда /6(т) = 0.
Решение этого уравнения в установившемся периодическом режиме запишем в виде
(еп—£')о =	Hcos (^ + Фр)/+ (“'Гр)2—cos
—
— [cos (т0 + Фр)/]Л + ((OTp)2—cos 0Z] e	J при en>E';
(2.73)
(en—£')3=Z61/((oC9) [sin r—sinT3 — (t—t3) cos 0z] при en<E',
где To, t3 — углы открывания и закрывания транзистора,
<рр=—arctg штр.	(2.74)
При То<т<т3 транзистор открыт, причем в момент закрывания
[вп(т3)—Е ]о:=0.	(2.75)
В интервале т3<т<т0+2л; транзистор закрыт и в момент открывания
' [еп(т0+2л)— £']3 = 0.	(2.76)
Решив так называемые уравнения сшивания (2.75) и (2.76) совместно, найдем установившиеся значения т0 и т3.
Импульс тока коллектора в соответствии с (2.41) повторяет по форме положительную полуволну напряжения (еп—Е')о. Следовательно, форма импульса тока /к(т) определяется первым из выражений (2.73). Анализ показывает, что, за исключением самых низких частот со<0,5/тр, импульс тока iK (т) и положительная полуволна напряжения (ец—Е')о могут быть аппроксимированы косинусоидальными импульсами с высокоча
стотным углом отсечки 0, а отрицательная полуволна (еп— —Е')3— косинусоидальным импульсом с углом отсечки (л—0), так что
(еп — £')0=г₽ Z61 [cos (т — тм) - cos 0]/К1+(<атр)2;
(еп — Е')3 = /б1 [cos (т — tm)+cos (л — 0)] /(соС9).
Значения тм и 6 зависят от 0/ и опр, и в первом приближении их можно определить по положению максимума тока, используя ту же аппроксимацию зависимости fK (т), что и в § 2.6 (см. рис. 2.17).
На высоких частотах со>3/т₽ током через гр можно пренебречь, т. е. представить переход кусочно-постоянной емкостью, меняющейся скачком при еп=Е'. Гармонический ток ie (т) создает в такой цепи две полуволны напряжения разной амплитуды, каждая из которых является отрезком симметричной косинусоиды со своим углом отсечки (0 и л—0 соответственно, 6^0i):
(еп—Е')0 = 1б 1 (sin т—cos 0)/(сйСд.э);
(2.78)
(еп—Е')3=1б 1 (sin т+со8(л—0))/(соСэ).
Выражёние (2.78) является точным периодическим решением (2.73) при сотр->оо. В этом случае рассчитывать угол отсечки удобнее не через ток /бо, который при предельном переходе обращается в нуль, а через постоянную составляющую напряжения на переходе, т. е. напряжение смещения Ес. Определив на основании (2.78) постоянные составляющие положительной и отрицательной полуволн напряжения (еп(т)—Ег), получим
(2.79)
По (2.79), задавшись /б1 и 0, сразу находим требуемое смещение Ес.
Первые гармоники коллекторного тока и напряжения на переходе транзистора, возбуждаемого током базы, можно определить, воспользовавшись (2.77) и (2.39):
Unl = [r+T^V Y1 (0)+t^cZ Yi 0)]
(2.80)
(2.81)
где
Т1(0)=ъ(е)е-7(фе+тм); Т1(л-9)=1- Y1(0).	(2.82)
Перейдем к учету влияния екэ (т) на выходной ток и входное напряжение. Для этого аналогично (2.67) по схеме рис. 2.14 найдем ток через эмиттерный переход при Ск.а=#0 и Ск.п#=0:
iy = 16 (Т)+ О)Ск.а lfc^ + (oCK.n ^(еКЭ~*бэ)-«
«/б(т)+0)Ск^.	(2.83)
Считая переменную составляющую напряжения еКэ(т) гармонической, после преобразований, сходных с описанными в § 2.7, выразим комплексные амплитуды первых гармоник напряжения на входе Ue31 и тока на выходе IK i через амплитуды тока базы Igi и напряжения на коллекторе UK3:
ибЭ1 = Нц1б1 + Н12иКэ;
(2-84)
1к1 = Н211б1+Н22иКэ.
В режиме с отсечкой комплексные Я-параметры находятся по формулам
. rpYi(6) у, (л— 6) 11	1 + /й>Тр J&C
Н12 = усоСкН11 —у®Ск.аГб;
(2.85)
Н21=ТТ>Г; Н22=(Ц-Н21)/О)СК
Их удобно использовать при расчете генераторов, построенных так, что входной ток транзистора и напряжение на коллекторе можно считать гармоническими. Физический смысл //-параметров такой же, как в теории линейных четырехполюсников, но их расчет и измерения следует выполнять для тех амплитуд и углов отсечки, при которых предполагается применять транзистор.
Глава 3. ОПТИМАЛЬНЫЕ РЕЖИМЫ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ. ВЛИЯНИЕ НАГРУЗКИ И ПИТАЮЩИХ НАПРЯЖЕНИЙ
3.1.	КРИТЕРИИ ОПТИМИЗАЦИИ
При выборе АЭ выходного каскада передатчика исходят из технического задания, где оговариваются рабочая частота f, мощность в фидере Рф и вид модуляции. Задача проектирова
ния — оптимально выбрать АЭ и его режим. Критерии оптимальности определяются требованиями к экономическим и эксплуатационным показателям системы, в состав которой входит передатчик. Целесообразно выбирать наиболее дешевый АЭ, на котором можно построить требуемый каскад. Поскольку стоимость АЭ резко увеличивается с ростом его максимальной рабочей частоты и номинальной мощности, стремятся выбирать АЭ без значительного запаса по мощности и частоте.
При оптимизации режима выбранного АЭ возможны две постановки задачи: получить наибольшую или заданную (меньше максимальной) мощность в нагрузке. Оптимизация проводится с учетом ограничений по максимально допустимым параметрам АЭ (напряжениям, токам и др.), а также ограничений, указанных в техническом задании (питающие напряжения, рабочая температура и т. д.). При решении обеих задач следует стремиться к обеспечению наилучших энергетических показателей каскада, таких как КПД и коэффициент усиления по мощности.
После расчета оптимального по выбранному критерию режима АЭ необходимо учесть, что в реальном каскаде могут изменяться нагрузка, питающие напряжения и окружающие условия (температура, влажность и т. д.). Поэтому важно оценить чувствительность оптимального режима к изменениям этих факторов и найти пути ослабления их влияния на работу генератора.
Рассмотрение перечисленных вопросов начнем с выбора режима АЭ в усилителях мощности. Для определенности рассмотрим усилитель мощности на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером. Аналогичные результаты получаются для каскадов на электронной лампе с общим катодом и полевом транзисторе с общим истоком.
3.2.	ВЫБОР РЕЖИМА АКТИВНОГО ЭЛЕМЕНТА В УСИЛИТЕЛЕ МОЩНОСТИ
Пусть задан тип транзистора и известно номинальное напряжение питания коллекторной цепи Ек. Требуется выбрать «степень напряженности» режима и нагрузку ZH так, чтобы получить максимальную выходную мощность Рь высокий КПД и большой коэффициент усиления по мощности.
В режимах с гармоническим напряжением на выходном электроде АЭ максимальная мощность Pi получается при активной нагрузке ZH=/?H. При этом разность фаз между первой гармоникой тока /К1 и напряжением UH на нагрузке <рн=0 и, следовательно,
Pi O,5t7HZK1.	(3.1)
Предположим, что мощность Р^ ограничена максимально допустимой высотой импульса тока коллектора 1к.доп- Поэтому
выберем амплитуду напряжения возбуждения £4х=£4э и смещение Ес так, чтобы высота импульса тока равнялась допустимой 1*к.М^=4.ДОП при [7н=0, и рассмотрим, как будут меняться гармоники тока /ко, 41 и энергетические показатели АЭ при изменении амплитуды 64.
При малых значениях L7H режим недонапряженный и, как было показано в § 2.2, импульс тока с ростом С/н почти не меняется, пока t4<t4.KP. Реакция выходного напряжения приводит к некоторому уменьшению высоты импульса тока £к(т), но не меняет его формы. Поэтому в области 64<С4.кр с увеличением С/н незначительно уменьшаются амплитуда первой гармоники /К1 и постоянная составляющая /ко тока коллектора (рис. 3.1,а).
При (4>С4.кР режим перенапряженный. В импульсе тока появляется провал, увеличивающийся с ростом [4, что приводит к быстрому уменьшению /кх и /ко- Первая гармоника входного тока /Вх1=^б1 незначительно увеличивается с ростом в недо-напряженном режиме и резко растет в	перенапряженном (рис.
3.1, а).	Зависимости	4i(t/H),
4о(£4), Ли (£4) для безынерционного АЭ рассчитываются по (2.19), (2.21), (2.31). При учете инерционности расчет сложнее, но результирующие зависимости подобны показанным на рис. 3.1, а.
Используя (3.1) и график 4i(£4), можно построить зависимость Л (£4), показанную на рис. 3.1,6. Как видно, мощность Pi максимальна в режиме, близком к критическому £4^£4кр. В HP мощность Pi растет почти пропорционально а в ПР убывает, так как с ростом UH кривая 4i(£4) спадает весьма круто. Поскольку £к=const и /7бЭ=const, потребляемая мощность Ро=Ек1Но изменяется пропорционально 4о, а зависимость мощности Рб1= =О,5/б1£4э, отдаваемой источником возбуждения, подобна зависимо-сти/бЛ^н)-
Рис. 3.1. Зависимости токов и энергетических характеристик АЭ от амплитуды колебаний на коллекторе
По определению электронный КПД т]э=Р1/Ро. Как следует из зависимостей и Ро от UH, график цэ(^н) имеет пологий максимум в ПР (рис. 3.1, в) и в точке максимума мало отличается от значения т]ЭКр в КР. Коэффициент усиления по мощности Кр=Р1/Рб1 имеет достаточно острый максимум вблизи КР (рис. 3.1, г).
Таким образом, в усилителях мощности с гармоническим напряжением на коллекторе (выходном электроде АЭ) критический режим можно считать основным (оптимальным), поскольку в нем близки к максимальным значениям и полезная мощность, и КПД, и коэффициент усиления по мощности. Недона-пряженный и перенапряженный режимы используются при дополнительных требованиях к каскаду, например при усилении амплитудно-модулированных колебаний, обеспечении амплитудной модуляции с малыми искажениями или, наоборот, подавлении ее. Однако и в этих случаях для оценки возможностей АЭ определяют энергетические показатели каскада в КР.
3.3.	ВЫБОР АКТИВНОГО ЭЛЕМЕНТА ДЛЯ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Предположим, что требуется построить усилитель мощности, работающий на частоте со и отдающий в нагрузку заданную мощность Рь Необходимо выбрать тип транзистора. Заданную мощность можно получить лишь на транзисторах определенных типов из-за ограничений по максимально допустимым напряжению на коллекторе екэ.доп, току коллектора £к.доп, обратному напряжению на эмиттерном переходе ебэ.доп и рассеиваемой мощности Рк.доп. Максимально допустимые значения екэ.доп, г’к.доп, вбэ.доп и Рк.доп приводятся в справочниках и определяют область характеристик транзистора, где можно обеспечить высокую надежность его работы [13].
С ростом частоты резко падает усиление транзистора по мощности. Транзистор рекомендуется выбирать так, чтобы Кр был не менее 2. Соответствующие частоты приводятся в справочниках и обычно близки к граничной частоте транзистора <Огр.
Перейдем к анализу влияния ограничений по току, напряжению и тепловому режиму на максимальную мощность в нагрузке. Очевидно, эту мощность следует получить в критическом режиме. Выразим ее через напряжения и токи, на которые наложены ограничения.
Допустим пока, что задано напряжение питания коллектора Ек- Воспользовавшись для расчета Л формулой (3.1) Л = = 0,5/к1С/н, выразим /К1 и UH через остаточное напряжение на коллекторе екэ min кр и напряжение питания:
/к! = (Х1 (9) 1к.м==<Х15крвкэ min кр5 U^=:EK—^кэ min кр.	(3.2)
Введя нормированную высоту импульса тока в критическом режиме
Iкр = ^к.м/ (Skp^k) =£кэ min кр/£к,	(3>3)
получим
Pi = O,5ai(0)SKp£K2/Kp(l—/кр).	(3.4)
Номинальную мощность следует оценивать при 0=90° и аД0) = = 0,5. Далее эта рекомендация будет обоснована.
Зависимость РД/кр) имеет вид параболы (рис. 3.2) с вершиной в точке /Кр=0,5, где колебательная мощность Р1тах== =O,125ai(0)SKp£,K2. Реальный транзистор не может отдать такую мощность, так как максимально допустимый ток коллектора ^к.доп существенно меньше значения 0,5SKp£k, при котором эта мощность достигается. Подставив в (3.4) вместо JKp значение 1/=^к.доп/(5Кр£,к), найдем предельное значение выходной мощности, ограниченное полным использованием транзистора по току (см. рис. 3.2):
Р1 ,i= 0,5оС 1 (0) ^к.доп-Ек (1—^к.доп/^кр-Ек) .
Очевидно, что эта величина максимальна при наибольшем допустимом Ек.
Высота импульса тока коллектора ограничена также максимально допустимым обратным напряжением эмиттер—база ебэ.доп- В этом случае
Ик.м]ебэ.доп=уу== (ебэ.Д0П-4-П r1+cos0H-
Такому току соответствует нормированная высота импульса h (3.3) и предельное значение мощности, ограниченное напряжением ебэ.доп и определяемое тем же выражением (3.4) (РЬе на рис. 3.2).
Выходная мощность может быть ограничена еще и максимально допустимой мощностью рассеяния на коллекторе: Ррас= ~Pq---Р 1^-Рк.ДОП*
Зависимости Рс=ао(6)^к.м£,к=ао(0)5кР£,к2/кр и Ррас от /кр
Рис. 3.2. Определение максимальной полезной мощности биполярного транзистора по предельно допустимым параметрам
построены на рис. 3.2. Задаваясь допустимой мощностью Рк тах=-Ррас, находим нормированную высоту импульса тока /р и далее по графику РД/кр)—предельное значение полезной мощности Pi,p, ограниченное рассеянием тепла на коллекторе. Значение Pi)P можно оценить и приближенно, воспользовавшись типичным значением КПД 1^=0.,65 ... 0,7. Тогда Pi = ==Рк.допЦэ/ ( 1 Цэ) = ( 1,8 . . . 2,3) Рк.ДОП.
В некоторых случаях Рк.Доп не указывается, а приводится максимальная рабочая температура коллекторного перехода Седоп и тепловое сопротивление переход—среда Рп.с, град/Вт, при заданных условиях теплоотвода. Если известна температура окружающей среды /°с, то Рк.доп= (£°п.Доп—toc)/Rn.c.
Тепловой режим транзистора зависит также от мощности потерь в базе Рб.рас. Обычно она мала по сравнению с мощностью потерь на коллекторе, и ее следует учитывать только при работе на частотах, близких к граничной соГр, когда Кр падает до нескольких единиц и мощность возбуждения соизмерима с выходной.
Максимальная полезная мощность транзистора [PJmax при заданных Ек и 0 равна наименьшей из трех найденных величин:
[Pl]max = min{Pi,Z, Р1,е, Р1,р}>	(3.5)
В примере на рис. 3.2 наиболее жесткое ограничение создает допустимый ток, т. е. [PJ max Pl,i-
Обсудим вопрос о выборе напряжения Ек. В транзисторе должно выполняться условие ^к+^н^екэ.доп. Если отношение 1~ин/Ек близко к единице, то, выбрав Ек=^кэ.доп/2, можно правильно оценить номинальную мощность транзистора и обеспечить некоторый запас по напряжению на коллекторе, равный £кэ min кр. Такой запас полезен, так как по техническим условиям не следует использовать транзистор при предельном значении более чем одного параметра, чтобы не снизилась надежность его работы.
В ламповых усилителях мощности выбрать АЭ проще, поскольку в справочных данных приводится номинальная мощность лампы. В лампах помимо ограничений на ток анода (максимальный fa.доп или средний за период /ао) задают допустимые мощности рассеяния на электродах, причем в тетродах и пентодах самое жесткое ограничение связано с допустимой мощностью потерь на экранной сетке.
3.4.	ВЫБОР УГЛА ОТСЕЧКИ
Как отмечалось в гл. 1, работа АЭ с отсечкой тока применяется прежде всего для повышения КПД коллекторной цепи 'Пэ=Л/Л)=0,5£’1|, где 5’1=/к1//ко=а1/ао — коэффициент формы; ^=UhIEk — коэффициент использования коллекторного напряжения. '
В режиме класса А (при 0=180°) коэффициент формы gi(180°) = l и при типичных значениях |кр=0,8 ... 0,9 КПД т]э=0,4 ... 0,45. Переход к работе с углом отсечки 0=90° при той же полезной мощности Р1 = 0,5/К1^н приводит к увеличению КПД в £1(90°) = 1,57 раза, т. е. до значений т]э=0,63 ... 0,71, и, что самое главное, мощность, рассеиваемая коллектором Ррас= =Р1(1—т^/лэ, снижается при этом в 2,6 ... 2,9 раза. Чтобы решить, насколько оправдано дальнейшее уменьшение 0, рассмотрим зависимость основных энергетических показателей каскада от угла отсечки при заданной полезной мощности Считаем, что при 0=90° Pi<[Pi]max, т. е. требуемая полезная мощность меньше номинальной мощности АЭ. Разрешив (3.4) относительно /кр, найдем нормированную высоту импульса тока, необходимую для реализации заданной мощности Pf.
ЛР=0,5 - 0,5 V 1-8^/(^5^2).	(3.6)
Сравнивая выражения для J^=eK. тт/Ек и ?кр = (Ек—екэ mm) / /Ек, приходим к простому соотношению
§кР— 1—/кР.	(3.7)
Рисунок 3.3, а иллюстрирует зависимость величин 7кр, £кР, gi И Т]э ОТ 0 (принято Р1 0,5Pimax | 0=90 = ^кр-^к /32) . Пз (3.6) следует, что нормированная высота импульса тока 7КР минимальна при 0 = 120°, где коэффициент оы(120°) =0,536 максимален. При 0 = 180 и 90°, поскольку здесь ai=0,5, значения 7КР и, следовательно, §КР одинаковы и мало отличаются от своих экстремальных значений. При 0<7О...8О° /кр резко возрастает. Это объясняется тем, что заданное значение /К1 при уменьшении 0 может быть получено только за счет увеличения высоты импульса тока Гк,м=/к1/а1(0). Фактически же для поддержания постоянной мощности Pi ток /к1 должен быть увеличен, что
Рис. 3.3. Зависимости КПД активного элемента т]э, коэффициента формы импульса выходного тока gi, коэффициента использования коллекторного напряжения gKp, нормированной высоты импульса тока /кР (а) и нормированного коэффициента усиления по мощности КР = КР/КР (180°) (б) от угла отсечки
бы скомпенсировать уменьшение £кр и J7H, обусловленное ростом остаточного напряжения. Так как £1(0) при уменьшении 0 растет, график т]э(0) имеет максимум, причем оптимальное значение 0опт лежит в пределах 50... 75° и зависит от отношения заданной мощности Р\ к максимально возможной Pimax== =5кр£к2/16.
Ясно, что при увеличении т]э падает мощность, рассеиваемая на коллекторе. Однако, окончательно выбирая угол отсечки, следует иметь в виду, что при 0<7О... 75° резко увеличивается высота импульса тока и растет амплитуда возбуждения что приводит к значительному увеличению обратного напряжения на эмиттерном переходе и, следовательно, к ограничениям ПО ДОПУСТИМЫМ ВеЛИЧИНаМ £к.доп и £7бэ.доп. Кроме того, одновременный рост С7бэ и 7б1 (7б1=7к1/Л21э) обусловливает резкое увеличение мощности возбуждения (т. е. падение Кр, рис. 3.3,6). В результате рост мощности, рассеиваемой во входной цепи, может превысить выигрыш, связанный с повышением КПД коллекторной цепи. Иными словами, максимум общего КПД каскада Т]общ== Р\1 (Л)+^б.рас) смещается в сторону больших углов отсечки 0=70 ... 90°. Эти углы отсечки и рекомендуется выбирать при проектировании транзисторных усилителей мощности. Аналогичные рекомендации справедливы для ламповых усилителей.
3.5.	РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ В КРИТИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ НА ЗАДАННУЮ МОЩНОСТЬ В НАГРУЗКЕ
Исходными данными для расчета усилителя мощности являются рабочая частота со, мощность в фидере Рф, напряжение питания коллектора £к, угол отсечки 0, параметры статических характеристик выбранного активного элемента (3, Зкр, Зб, £вх'), граничные частоты (для ламп максимальная рабочая, для биполярных транзисторов согр и связанные с ней сор и (os), характеристики влияния выходного напряжения на входное (для ламп проницаемости сеток £>, для транзисторов параметры Гб, Ск.а), максимально допустимые параметры, fK.AOn, ебэ.доп, Рк.доп (для ламп дополнительно ограничены мощности потерь на управляющей Ллдоп и экранной РС2доп сетках). Цель расчета— найти все напряжения, токи, мощности и другие параметры АЭ, работающего в критическом режиме, при условии получения заданной полезной выходной мощности Pi=PikP. Последнюю, учитывая потери в цепи согласования, принимаем равной (1,1 ... 1,2)Рф.
Цепь коллектора для безынерционных и инерционных АЭ рассчитывается одинаково. Расчет начинается с определения по (3.6) и (3.7) нормированной высоты импульса коллекторного тока /кр и коэффициента использования коллекторного напряжения £Кр=1—/кр. Затем вычисляется С/н=^крРк и проверяется
выполнение неравенства С/н+^кС^кэ.доп. Далее определяются высота импульса коллекторного тока и его гармонические составляющие 1к.М==‘5кр-Е'к/кр^^К.Д0п’» Лк1 =0&1 (0)^*k.mJ /к0=: а0 (0) £*к.м-
Рассчитываются потребляемая мощность Ро, электронный КПД т]э и мощность Ррас, рассеиваемая коллектором: Ро= =EJK0; x\3=Pi/P0} Ррас=-Ро—Л<Рк-доп. Находится требуемое сопротивление нагрузки Рн.кр= С/н/Ль
Методика расчета цепи возбуждения различна для усилителей мощности на безынерционных и инерционных АЭ. Изложим ее сначала для первого случая, когда 0=0Н.
1.	По (2.21) с учетом поправки на проницаемость D (т. е. замены UBX на UBX—DUn) находим амплитуду возбуждения, а по (2.9)—напряжение смещения: С/Вх=/к1/[5у1(0)]+/)С7н;
=—(С/б—jDJ7h)cos 0+£л. Если в АЭ (например, в транзисторе) задано ограничение на обратное напряжение ебэтах=1—t/BX+ +£с1, то проверяем выполнение неравенства евэ тах<ебэ.доп.
2.	Применяя аппроксимацию (2.5), по (2.10) определяем угол отсечки и гармонические составляющие входного тока: COS 0ВХ = —{Ес—Е Bx)/t/BxJ /Bx1 = Sbx^Bx'Y1 (0вх) J ^bxO==‘Sbx{7bx'Yo (0вх) •
3.	Вычисляем мощности PBXi, Рсо, отдаваемые источниками возбуждения и смещения, и мощность Рвх.рас, рассеиваемую на входе АЭ: РВХ1 = 0,5^вХ-^Вхь Рсо~Ес1вхо‘, Рвх.рас=Рвх1~^~Рсо. Заметим, что мощность Рсо положительна, если £’с>0, и отрицательна, если £с<0, т. е. источник смещения потребляет мощность. Величину Рвх.рас в лампах нужно сравнить с допустимой мощностью потерь на управляющей сетке Pcimax, а в транзисторах
Таблица 3.1. Последовательность расчета входной цепи инерционного биполярного транзистора по первой гармонике
Возбуждение гармоническим напряжением		Возбуждение гармоническим током	
И сходная формула	Расчетная формула	Исходная формула	Расчетная формула
(2.70)	ТТ	1	^н^22т ибз— у21 1ki	(2.84)	161 —	Н21	1к1
(2.70)	1б1 === УпИбэ	^12-/?н1к1	(2.84)	ибэ1 = Ни1б1 Н12-/?н1к1
—	PBXi =Re{0,5I61U*3 }	—	P61=Re{0,5/6IU631}
—	Zbx = ибэ/1б1	—	Zbx ибЭ1/1б1
Рвх.рас нужно добавить к Ррас коллектора и проверить условие Р рас4“ Р вх*рас < Рк-доп-
4.	Определяем коэффициент усиления по мощности и входное сопротивление АЭ по первой гармонике Ap=Pi/PBx; Рвх= = U вх/^вх1.
Цепь возбуждения усилителя на инерционном транзисторе рассчитывается иначе. Сначала по исходным данным и выбранному 0 вычисляем усредненные У-параметры (2.71) (при возбуждении гармоническим напряжением) или//-параметры (2.85) (при возбуждении гармоническим током). Далее по формулам теории четырехполюсников находим комплексные амплитуды ибэ, 1бЬ мощность Рб1=Рвх, отдаваемую источником возбуждения, и входное сопротивление ZBXi по первой гармонике (табл. 3.1). Для расчета напряжения смещения при возбуждении гармоническим напряжением по выбранному 0 с помощью рис. 2.18 находим низкочастотный угол отсечки и определяем Ес=—I С/бэ+/(откС/н1соз Qh+Е'. При возбуждении гармоническим током (для наиболее важного случая (о>3/тр) находим Ес по (2.79). В обоих случаях /бо=^ко/^21э.
3.6.	НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Рассмотрим зависимости токов АЭ, напряжений на нем и энергетических показателей от сопротивления нагрузки при неизменных значениях напряжений t/бэ, Ес, Ек, т. е. нагрузочные характеристики. Они используются при настройке усилителя мощности и оценке влияния на его режим изменений параметров фидера и антенны. Примем пока, что сопротивление нагрузки вещественное: ZH=/?H.
При изменении /?н меняется амплитуда напряжения на коллекторе: £/н=7?н/к1. Как было показано в § 3.2, амплитуда ’/кь в свою очередь, зависит от UH (см. рис. 3.1, а). Каждой точке этой зависимости соответствует свое значение Rh=Uh/Iki. Принимая 7?н за аргумент, строим зависимости /К1(/?н) и //н(/?н), т. е. нагрузочные характеристики для тока /К1 (рис. 3.4, а) и напряжения UH (рис. 3.4,6). С ростом сопротивления нагрузки /к1 сначала медленно убывает, а АЭ работает в HP (точки /, 2 на рис. 3.4, а). При 7?н=/?н. кр (точка 3) наступает КР. При дальнейшем увеличении 7?н>/?н. кР (точки 4, 5) UH превышает кр и медленно растет, АЭ переходит в ПР, в импульсе коллекторного тока появляется провал и /К1 падает.
Как видно из рис. 3.4, а, ток /ко меняется пропорционально первой гармонике /К1, поскольку коэффициент формы £1(0) в HP постоянен, а в ПР медленно уменьшается. Ток /б1 растет в ПР с увеличением нагрузки 7?н.
Как уже говорилось, в области HP токи /К], /ко, а в ПР напряжение UH меняются слабо. Для качественных оценок удоб-
Рис. 3.4. Реальные (-----) и
идеализированные (------) на-
грузочные характеристики
висимости энергетических характеристик усилителя мощности от нагрузки
но представить АЭ генератором тока /Ki=/kikP в HP и генератором напряжения t7H=t/H. кр в ПР. Тогда получим уравнения идеализированных нагрузочных характеристик:
у. |-^к1кр	Пр и /?н	/?н.кр,
К1“Ккр/А>н при /?н>/?н.кр;
|^к1кр^?н ПрИ /?н</?н.кр, 1^н.кр ПрИ /?н^>/?н.кр*
(3.8)
По графикам на рис. 3.4 построим зависимости мощностей Ро, Л, Л>ас от 7?н (рис. 3.5, а). Поскольку £’K = const, зависимость Pq(Rh) =£’к/ко(^н) повторяет по форме /ко(^н). Полезная мощность Р1=0,5£/н/к1, как видно из рис. 3.5, а, возрастает примерно пропорционально 7?н в области, где Rh<Rh. кР, имеет максимум вблизи точки 7?н=^н. кр и убывает с ростом 7?н в ПР. Если принять идеализацию нагрузочных характеристик (3.8) и учесть, что 0,5t/H. Кр/к i kp=Pi кр, то
р	1кр/?нЖ.кр при /?н</?н.кр,
(Р 1крА?н.кр//?н при /?н>/?н.кр’
Поведение Ррас как функции от Рн определяется формулой РраС=Ро—Р[. При /?н=0 вся мощность, потребляемая от источника, рассеивается на выходном электроде АЭ. С ростом 7?н она убывает быстро при 7?н<^н. кр и медленно при 7?Н>ЯН. кР. При расстроенной нагрузке, когда Pi «О, АЭ может оказаться в тяжелом тепловом режиме. Поэтому каскад настраивают при пониженных значениях UBX и Ек.
График ^(Рн) (рис. 3.5,6) повторяет зависимость £/н(Рн) в ином масштабе, так как ^ = UH/EK и Ек=const. Коэффициент формы g’1=ZK1//Ko в HP можно считать постоянным, так как угол отсечки из-за реакции коллектора меняется мало. В ПР gx убывает с ростом 7?н из-за появления провала в импульсе тока, но значительно медленнее, чем /Кь поскольку /ко, тоже уменьшается. Поэтому КПД, как и на рис. 3.1, имеет весьма тупой максимум, лежащий в области перенапряженного режима.
Как видно из рис. 3.5, в, в области HP КР возрастает почти пропорционально /?н. В ПР КР убывает быстрее, чем Рь из-за роста мощности возбуждения Рб1 (см. рис. 3.5, а).
Анализ нагрузочных характеристик подтверждает сделанное ранее заключение о том, что критический режим является оптимальным для АЭ по полезной мощности Рь КПД т]э и коэффициенту усиления по мощности КР.
Чтобы подчеркнуть, насколько АЭ в нелинейном режиме чувствителен к изменению нагрузки, сравним зависимость (3.9) с нагрузочными характеристиками генератора с линейным внутренним сопротивлением Рвн и амплитудой напряжения холостого хода иХх- Зависимость Рн. лг(Рн) удобно выразить через мощность Рм. лг= £/хх2/8Рвн в режиме согласования нагрузки при /?н = #вн:
Р =Р	^Рн/Рви	/о 1 Q\
н-лг ^м.лг (1+^/^^ •
Совместив на одном графике точки Рг кр и Рм. лг и Рн— Рн. кР — =Rbh (рис. 3.6), видим, что линейный генератор существенно слабее реагирует на изменение нагрузки, чем нелинейный.
Рис. 3.6. Зависимость мощности, отдаваемой линейным и нелинейным генераторами, от сопротивления нагрузки
3.7.	ВЛИЯНИЕ АМПЛИТУДЫ ВОЗБУЖДЕНИЯ, ПИТАЮЩИХ НАПРЯЖЕНИЙ И ТЕМПЕРАТУРЫ НА РЕЖИМ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Изучение влияния амплитуды t/бэ и напряжения смещения Ес на режим усилителя мощности представляет интерес по ряду причин. Во-первых, их приходится регулировать при настройке усилителя. Во-вторых, на практике широко применяются как амплитудная модуляция за счет изменения Ес, так и усиление модулированных колебаний, т. е. колебаний с изменяющейся амплитудой t/бэ. Наконец, возможны случайные изменения t/бэ и Ес в процесе эксплуатации усилителя. Поэтому необходимо понимать, к каким последствиям могут привести эти изменения.
Рассмотрим сначала, как зависят характеристики усилителя мощности от амплитуды возбуждения t/бэ. Предположим, что ECf Ек и сопротивление нагрузки выходной цепи 7?н заданы, а t/бэ возрастает, начиная с нуля. Будем пока считать АЭ безынерционным и выберем напряжение смещения ЕС=Е'. В этом случае угол отсечки 0=90° и не зависит от t/бэ (рис. 3.7). При небольших t/бэ АЭ будет работать в HP, а ток иметь форму косинусоидального импульса. Поэтому
/K1=St/637i(0),	(3.11)
и при 0 = 90° /Ki = 0,5St/63.
Следовательно, при 0=90° в HP, пока t/H<t/H. кр, ток /К1 увеличивается пропорционально t/бэ. Дальнейший рост t/H> >t/H. кр приводит к появлению провала в импульсе тока и переходу АЭ в ПР. При этом амплитуда первой гармоники тока в ПР почти не изменяется, несмотря на возрастание t/бэ. Постоянная составляющая /ко в ПР растет несколько быстрее, чем
Рис. 3.7. Изменения импульса тока коллектора при разных амплитудах напряжения возбуждения и угле отсечки 0 = 90°
Рис. 3.8. Зависимости амплитуды первой гармоники и постоянной составляющей тока коллектора от амплитуды возбуждения
Ль из-за уменьшения коэффициента формы импульса тока (рис. 3.8, а). В ПР зависимости 1К1, /ко от Ue3 рассчитываются с помощью (2.31), (2.16).
Если ЕС>Е', то при малых амплитудах Ub3<Ec—Ег отсечки тока нет и I^i = SU^\ после появления отсечки угол 0->9О° при	В соответствии с (3.16) в HP уменьшение 0 при-
ведет к уменьшению крутизны зависимости /К1(£/бэ), но эта крутизна всегда 'больше, чем 0,53 (рис. 3.8,6). Поскольку при ЕС>Е' каждому значению {7бэ соответствует больший импульс тока, чем при EZ=E', АЭ переходит в ПР при меньшем значении С7бэ. Значение /К1 кР остается почти таким же, поскольку высота импульса в КР при 0>9О° слабо зависит от 0.
При 2?с<£' и Ugb<E'—Ес ток /К1 отсутствует; после открывания АЭ в соответствии с (3.10) /К1 нарастает из-за одновременного увеличения С/бэ и 0 и остается почти постоянным в ПР (рис. 3.8,6). Критический режим достигается при большей амплитуде t/бэ, а критическое значение /К1 кр несколько меньше, чем при ЕС=ЕГ.
В усилителе мощности, работающем на частотах, которые настолько высоки, что нужно учитывать инерционность транзистора, характер зависимостей /К1(^бэ) при активной нагрузке остается таким же, хотя при их расчете приходится принимать во внимание сложную деформацию импульса тока Zk(t) с повышением частоты. Учет реакции выходного напряжения в HP на ток iK (как в лампах, так и в транзисторах) не меняет вида зависимостей /К1(^бэ), /ко(^бэ). Поскольку проницаемость D мала, по-прежнему их характер определяется выбором Ес.
Перейдем к изучению влияния напряжения смещения Ес на режим усилителя мощности. Предположим, что t/бэ, Ек и 7?н постоянны. Тогда в HP влияние Ес на fK. м = 3[/бэ(1—cos0), /к1 = 3£/бЭу1 (0) и /Ko=Si763Yo(6) отображается лишь изменением угла отсечки 0. Поскольку величина —cos 0= (Ес—E')IUe3
SlfbTi(O) "Г U
Рис. 3.9. Зависимости амплитуды первой гармоники и постоянной составляющей тока коллектора от напряжения смещения безынерционного АЭ
Рис. 3.11. Зависимости амплитуды первой гармоники и постоянной составляющей коллекторного тока от температуры транзистра
Рис. 3.10. Зависимости амплитуды первой гармоники и постоянной составляющей тока коллектора, постоянной составляющей тока базы от напряжения питания коллектора (а) и формы тока гк(т) (б) при значениях Ек, соответствующих точкам, показанным на рис. 3.10, а
линейно зависит от Ес, графики /kJ^c) и /ко(£с) (рис. 3.9) в HP повторяют в ином масштабе функции 71 (—cos 0) и 7о(—cos 0) (см. рис. 2.8) соответственно.
При некотором значении /К1 и 0 амплитуда 1/н достигает критического значения, и при дальнейшем увеличении Ес в импульсе тока коллектора появляется провал. При этом с ростом Ес значения /К1 и /ко возрастают весьма медленно и в первом приближении могут считаться постоянными. Очевидно, что значение Ес, при котором наступает КР, зависит от напряжений С7бэ, £к и сопротивления нагрузки 7?н.
Рассмотрим влияние напряжения Ек питания выходной цепи на режим усилителя мощности на безынерционном АЭ. Анализ зависимостей ZKi, /ко, /бо от Ек при фиксированных t/бэ, ECi удобно начать со значения Ек, Кр, при котором АЭ находится в КР, т. е. ии = ии, Кр. Если Ек увеличивать, то остаточное на
пряжение ек min возрастает и режим становится недонапряжен-ным. Поэтому высота и форма импульса будет определяться практически только значением t/бэ. Следовательно, при увеличении £к в области ЕК>ЕК, кр токи /кь /ко и /бо будут почти постоянными (рис. 3.10, а).
При уменьшении Ек в области £’к<£’к. кр остаточное напряжение на коллекторе становится меньше критического, в импульсе тока появляется провал и амплитуда первой гармоники тока /ki вместе с /ко убывает. При Ек = 0 ток, протекающий в цепи коллектора, обращается практически в нуль (рис. 3.10,6). Для приближенных оценок можно считать, что в области ПР /ki меняется пропорционально Ек (штриховая линия на рис. 3.10, а). Аналогично ведет себя зависимость /ко(Рк). Входной ток /бо в схеме с общим эмиттером несколько возрастает с уменьшением £к в ПР во всех АЭ, в которых он существует (рис. 3.10, а).
Рассмотрим влияние температуры на режим усилителя мощности. Вопрос о влиянии температуры на режим оказывается особенно важным не только при изучении поведения усилителей мощности на биполярных транзисторах в диапазоне температур окружающей среды, но и при исследовании вариации параметров, меняющих мощность, рассеиваемую транзистором.
Как отмечено в § 2.1, с повышением температуры статическая характеристика транзистора сдвигается влево и ее крутизна уменьшается (см. рис. 2.4). Главную роль играет изменение Е'. Поэтому в первом приближении анализ влияния температуры на /К1, /ко сводится к изучению влияния изменения Е' на токи при фиксированных t/бэ, Ес, Ек и 7?н.
Предположим, что при средней расчетной рабочей температуре Трас режим критический. Понижение температуры, как видно из рис. 2.4, вызовет уменьшение высоты импульса тока и угла отсечки. При этом /К1 уменьшится и в соответствии с (3.16) режим станет недонапряженным. Увеличение температуры, как следует из рис. 2.4, приводит к увеличению /К] и t/H = =/ki/?h, а значит, к ПР. При этом из-за появления провала в импульсе тока рост /кь /ко с увеличением Т будет небольшим (рис. 3.11). Однако рассеиваемая на коллекторе мощность будет несколько увеличиваться и вызывать дополнительный разогрев транзистора.
Анализ влияния вариаций Т и других параметров на режим генератора показывает необходимость в специальных мерах для стабилизации режима АЭ в усилителе мощности. Стабилизировать режим при изменении одного или нескольких параметров можно, регулируя (желательно автоматически) какой-либо параметр так, чтобы основные энергетические параметры Рь Цэ, Ррас поддерживались неизменными. Например, уменьшение £', вызванное ростом температуры, можно скомпенсировать, уменьшив напряжение смещения Ес.
3.8.	ПРОСТЫЕ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ В УСИЛИТЕЛЯХ МОЩНОСТИ
Цепь согласования (ЦС) включается между выходными зажимами АЭ и нагрузкой — реальным потребителем энергии высокочастотных колебаний. Нагрузкой выходного каскада служит сопротивление антенны, пересчитанное к входу фидера (рис. 3.12), нагрузкой промежуточного — входное сопротивление следующего каскада (рис. 3.13). Импеданс внешней нагрузки ZHZ обычно отличается от импеданса ZH (например, сопротивления кр, требуемого для реализации оптимального режима работы АЭ). Преобразование (трансформация) импеданса нагрузки Z/ в оптимальный импеданс ZH является важнейшей функцией ЦС. Кроме того, ЦС должна обеспечивать требуемую полосу пропускания (в общем случае — форму амллитудно- и фазочастотных характеристик усилителя) и иметь малые собственные потери. К ЦС выходных каскадов предъявляются также весьма жесткие требования по фильтрации гармоник: мощность побочных излучений не должна превышать 25-10~6... 1-Ю”3 Вт в зависимости от диапазона частот, мощности и назначения передатчика.
В качестве простых ЦС в ламповых и транзисторных усилителях мощности широко применяются Г-, П- и Т-образные реактивные четырехполюсники или их комбинации (рис. 3.14). Рассмотрим трансформирующие свойства простейшего из них—Г-образного (рис. 3.14, а). Функции реактивных элементов здесь четко разделены: элемент jx2 осуществляет трансформацию сопротивления Т?2 в требуемую величину a jx{ компенсирует возникающую при этом реактивную составляющую. Чтобы найти значения элементов х{ и х2, пересчитаем на заданной частоте импеданс последовательной цепи Z2=/?2+jx2 в параллельный эквивалент
Y2= 1/ (^?2Н“№) = (J%2—№)/ (^22+^22) •	(3-12)
Входная проводимость Г-образной цепи становится чисто активной и равной 1/Ri (YBX=Y2+l//x1 = l/7?1), если выполнены два УСЛОВИЯ: jRi = (^224_'^22) /$2 ==^2 ( 1 +Q2) j Х{ = —{^2^~]~^22)/^2== =—M1+Q-2), где Q= |Х2|/У?2=У?1/|Х1| — добротность цепи.
Рис. 3.12. Нагрузка усилителя мощности в виде линии передачи, согласованной с антенной
Рис. 3.13. Нагрузка усилителя мощности в виде входной цепи следующего каскада

а)
Рис. 3.14. Обобщенные схемы цепей связи в виде Г- (а), П- (б) и Т-образного (в) реактивных четырехполюсников
Из первого условия следует, что добротность Q однозначно определяется отношением сопротивлений
Q = /(/?i//?2)-1 .	(3.13
причем Q вещественно, т. е. цепь физически реализуема, если выполнено неравенство	Значения %i и х2 в этом случае
определяются выражениями
|%1|=^1/Q; \x2\=QR2.	(3.14)
Знаки Xi и х2 противоположны. Последнее обусловливает две возможные конфигурации Г-цепи (рис. 3.15). Первая представляет собой элементарное звено типа фильтра нижних частот, вторая — звено типа фильтра верхних частот. Трансформирующие свойства обеих схем одинаковы, а входной импеданс первой цепи Za(/g>)i преобразуется во входной импеданс второй цепи Zb (/со) после замены переменной /со/со0 на /соо/со, где соо — рабочая частота, на которой входное сопротивление ЦС активно |ZH| =/?ь Имея в виду эту взаимосвязь, ограничимся далее изучением свойств одной из схем, например первой (рис. 3.15, а). Эта схема чаще применяется в усилителях мощности^
Рис. 3.15. Две возможные схемы Г-зве-на типа фильтра нижних (а) и верхних (б) частот
Рис. 3.16. Амплитудно- частотные характеристики Г-трансформатора, нагруженного на сопротивление при разных значениях отношения
поскольку обеспечивает лучшую фильтрацию гармоник тока АЭ.
Цепь на рис. 3.15, а можно рассматривать как параллельный колебательный контур с добротностью Q= (R1/R2)1/2—1. При малых Q такая цепь характеризуется широкой полосой пропускания, т. е. плохой фильтрацией. При больших Q фильтрация улучшается, но резко сужается полоса пропускания цепи. Это хорошо иллюстрирует рис. 3.16, на котором приведены амплитудно-частотные характеристики ЦС для нескольких значений отношения При 7?1/7?2=Ю, что соответствует Q^3, полосу пропускания такой цепи можно оценить по той же формуле, что и для параллельного контура: 2Acd»coo/Q.
Коэффициент полезного действия реальной ЦС с учетом потерь в катушке индуктивности определяется отношением т]цс=где Р\ — мощность на входе; Рн —мощность, выделяемая в сопротивлении Мощность Р\ (рис. 3.17, а) равна сумме мощностей Рп'+Л = 0,5/н2 (#2+^), откуда
г1цс=7?2/(7?2+г) = 1-г/(/?2+г).	(3.15)
Выразив сопротивления г и /?2+г через добротность Qxx катушки индуктивности (или, что то же, контура на холостом ходе) r=co0L/Qxx и добротность Q нагруженного контура R2-{-r— = ®0L/Q, получим
Т]цс=1 — Q/Qxx-	(3.16)
Это выражение является общим для КПД произвольной ЦС, эквивалентной одиночному колебательному контуру при >3 ... 5.
Чтобы и в общем случае, при учете потерь, использовать прежние формулы для расчета параметров xit х2 Г-звена, сле
Рис. 3.17. Схема Г-звена типа фильтра нижних частот с сопротивлением потерь в индуктивности (а) и дополнительным фильтром (б)
Рис. 3.18. Зависимость КПД цепи связи в виде Г-звена от коэффициента трансформации
дует, очевидно, заменить Т?2 на /?2+г, т. е. положить в (3.14)
Подставляя (3.17) в (3.16) и учитывая (3.15), получаем
Лц.с = 1 q Р^Лцс’	(3.18)
**х.х
где KR = VR\IR<i — коэффициент трансформации сопротивлений. Как видим, КПД ЦС однозначно определяется отношением Rr/Qxv, в частности, чем больше требуемый коэффициент трансформации при той же добротности Qxx, тем 'меньше т]цс. Выражение (3.18) легко разрешается относительно параметра Kr/Qx.x'
Kr/Qx.x — (1 Цц.с)/)/ЛЛц«с«	(3.19)
от-и
од-(см.
Рассчитав эту зависимость, а затем поменяв ролями зависимую и независимую переменные, построим график т]ц.с(Кл) при разных Qxx (рис. 3.18). Подчеркнем, что отмеченная закономерность— падение т)ц.с с ростом отношения KrIQx.x — характерна для ЦС произвольного порядка, хотя для оптимально спроектированных сложных цепей при том же заданном ношении Кн/Оъ.ъ всегда можно получить большие значения КПД, и полосы пропускания ЦС.
При заданных сопротивлениях /?2 и добротности Qxx позначно определяются все параметры Г-образной схемы i рис. 3.15). Это ограничивает применимость Г-звеньев в качестве ЦС, поскольку в одних случаях оказывается неудовлетворительной фильтрация высших гармоник, в других — г]цс или полоса пропускания.
Фильтрацию побочных гармоник можно повысить, включив в индуктивное плечо цепи дополнительный фильтр ЬФСФ (см. рис. 3.17, б), настроенный на частоту основной гармоники выходного тока АЭ. В этом случае т]цс=1—QVQx.xi 2Af=f0/Q2, где С22=С2+<2ф; <Эф=со^ф/(^зЧ-*’); Qx.x — собственная добротность всей катушки индуктивности. Улучшение фильтрации таким путем достигается за счет сужения полосы пропускания и снижения КПД ЦС.
Рассмотрим теперь цепи с тремя реактивными элементами, образующими П-контур. Они могут быть получены при встречном соединении двух Г-звеньев (рис. 3.19). Оба звена преобра-
Рис. 3.19. Соединение двух Г-звеньев с образованием П-образной цепи (х3=Хз'+X3ZZ)
зуют сопротивления й Т?2 в некоторое промежуточное сопротивление	^?2. С учетом двух конфигураций Г-звеньев
(см. рис. 3.15) можно 'получить различные по начертанию П-схемы (табл. 3.2). В принципе, задаваясь значениями элементы любой П-схемы можно рассчитать -с помощью (3.13) и (3.14). Полученные таким способом формулы для расчета параметров Li приведены в табл. 3.2. Здесь предполагается известным требуемое отношение R1/R2, а добротностью Qi или Q2 задаются, т. е. считают свободным параметром.
В выходных каскадах усилителей мощности широко используется П-контур «с двумя емкостными связями (схема 1 в табл. 3.2), обеспечивающий лучшую фильтрацию высших гармоник. Полоса пропускания этой схемы при Q = Qi+Q2>4 приближенно равна 2Af~/7Q. Рассмотрим выбор ее параметров подробнее.
Таблица 3.2. П-образные цепи связи и формулы для расчета их элементов
Номео схемы	Схема ЦС			Расчетные формулы
1	О- i		1 -о			<oL3=/?i(Qi-|-Q2)/(1+Qi2); <оАз = £1 ( Qi+Qs/U + Qi2); Величиной Qi задаются. Условие реализуемости трансформатора Qi2>
2	ph *			со£ф= (соСф)-1 = 7?15ф/(1 + 512). Величиной фф задаются. Остальные величины рассчитываются по формулам для схемы 1 (на схеме ошибочно отсутствует емкость Сф)
3				coLi =<06*2 = соСз= (1 -hQ22)/[-^2(Q1 Q2) J J
	°—	1Г" г, L 4= о	1			= ъ о		Q1=J/A^(i + q22)- 1. Величиной Q2 задаются. Условие реализуемости трансформатора С?г2> ^>R 2/R1—I
4	0 Rf	= О	• 			= ъ 11 ' о	<o£i = /?i/Qi; соС2 = Qz/Rz; oL3=7?2(Q2-Qi)/(?+Q22) ; Qi = '|//r ^r(l+Q2“)—1. Величиной Q2 задаются. Условие реализуемости трансформатора 0г2> >Ш-1
Распорядимся свободным параметром так, чтобы схема имела заданную полосу пропускания, т. е. зададимся суммарной добротностью Q = Qi+Q2=f/(2Af). Подставим в формулу для Q2 (см. табл. 3.2) разность Q—Qi и найдем корень полученного квадратного уравнения:
Qi=	’	<3-20>
где В= (RJR2)Q2—(R1IP2—I)2. Цепь реализуема, если Q2> >(#1/^2)—1 при Rx>R2 и Q2> (R2/Ri)—1 при Ri<.R2.
Rnn. улучшения фильтрации гармоник в индуктивную ветвь П-контура можно включить дополнительный фильтр ЬФС$ (схема 2 в табл. 3.2). Улучшение фильтрации здесь, как и в схеме на рис. 3.17, б, достигается за счет сужения полосы пропускания и снижения КПД ЦС.
Обратим внимание на один важный в практическом отношении частный случай использования П-контура. Если его элементы выбрать из условия %i=x2=—*з, то можно показать, что входное сопротивление нагруженного П-контура вещественно при любом R/:
Zn=R«=x2/Rn't	(3.21)
где х=|Х{|. Практически это означает, что при изменении Rs' сопротивление ZBX остается вещественным, что важно для обеспечения оптимального режима работы АЭ. (В общем случае (xi#=x2#=—хз) входное сопротивление П-контура вещественно только для расчетного значения RH,=R2). Значение |Хг|=х находится из (3.21): х= "К RHRH,== V R1R2- Отношение сопротивлений R\/R2 может быть любым, однако при этом добротности схемы определяются однозначно: Qi=1/Q2= = VR\/R2 и, следовательно, однозначно определяются все характеристики ЦС.
3.9.	ОЦЕНКА фильтрации высших гармоник
Для расчета фильтрации высших гармоник в ЦС необходимо знать входное сопротивление фидера (или антенны) и элементов ЦС на основной частоте и частотах гармоник. Мощности, отдаваемые АЭ на гармониках Pn=0,,5/Kn2ReZH(/ncD),	п=2,
3,	... „ при малых потерях в ЦС можно считать равными излучаемой мощности, и их надо сравнивать с допустимой мощностью излучения на каждой из гармоник. Введем обозначение ZHn=ZH(/nco) и рассмотрим отношение
PnlPi= (/KnI/Ki)2(ReZHn/ReZH1).	(3.22)
Коэффициент 1кпЩ\ характеризует вес n-й гармоники в выходном токе АЭ. Его можно оценить по отношению соответствующих коэффициентов разложения: /кп//к1~аД0)/а1 (0).
Например, при 0=90°, п=2 имеем 7кг/^к1^0,42, причем с ростом п вес гармоник быстро падает.
Для оценки второго сомножителя в (3.22) введем коэффициент фильтрации ЦС для n-й гармоники тока
Ort=ReZHi/ReZHn,	(3.23)
найденный при условии, что сопротивления фидера (или антенны) для первой и n-й гармоник одинаковы, т. е. 7?2п=#2. В этом случае для простых ЦС при Q>3...5 вместо (3.22) можно записать
Рп/Р1=(1^1тГФп-
Значение R2n/R2 зависит от -свойств антенны и фидера, соединяющего антенну с выходной цепью связи. Коэффициент Фп характеризует собственно фильтрующие свойства ЦС: чем больше Фп, тем лучше фильтрация.
Рассчитаем Фп для простых Г-образных звеньев типа фильтров нижних и верхних частот (см. рис. 3.15). При Q>3 эти звенья можно рассматривать как настроенный параллельный колебательный контур. Его входное сопротивление
у   j % in (J%2n Ч~ Р2)
П j (%in~\-Хъп) R2 '
где Xin=—р/м, х2п=мр для схемы на рис. 3.15, а\ Х\п=пр, х2п= =р/п — для схемы на рис. 3.15, б.
В частности, для первой схемы
Е)^ 7 _Эл /р/^(/пр + Ri) R?
ур(п__.1/л) + /<>
и,	следовательно, Фп=Ф2(м2—I)2. Здесь учтено, что Zi = Ri = =-Q2R2.
Аналогично для второй схемы находим ФЛ=ф2(1—1/м2). Таким образом, фильтрация в первой схеме в п2 раз выше, чем во второй.
3.10.	УЧЕТ ПОТЕРЬ В ПРОСТЫХ ЦЕПЯХ СОГЛАСОВАНИЯ и их кпд
Реальные элементы ЦС не являются чисто реактивными, поэтому в них теряется часть мощности Рь отдаваемой АЭ. В § 3.8 уже введено отношение полезной мощности Р/, поглощаемой нагрузкой RH', включенной на выходе ЦС, к мощности Рр называемое коэффициентом полезного действия ЦС
Лцс=Pi//Pi= 1 Рц.с/Рь	(3.24)
где Рц.с — мощность потерь в ЦС.
В выходных каскадах стремятся получить максимальные значения т)ц.с при выполнении требований к полосе и фильтрации. В промежуточных, если КР выходного каскада велик и потери мощности слабо влияют на общий КПД, допускают меньшие значения т]ц,с.
Рассмотрим расчет т]ц.с на примере схем рис. 3.17, а и б. Предположим, что потери в ЦС сосредоточены в индуктивностях и могут быть отображены сопротивлением потерь г (рис. 3.17, а). При этом добротность индуктивности на рабочей частоте Qx^=mL/r. Мощность Pi рассеивается на сопротивлении Rn-\-r, а полезная ее доля Рнс — на Rn'. Поскольку через оба сопротивления течет один и тот же ток контура, получаем
v\h,.c—Rh I )= 1—(Ru'-{-г).	(3.25)
Можно выразить т]ц.с также через Q и Qx.x:
т]ц.с=1—Q/Qx.x,	(3.26)
где Q = a)L/(R/+r) —добротность нагруженного контура.
Из (3.26) видно, что при улучшении фильтрации гармоник за счет увеличения Q при фиксированном значении Qx.x снижается т]ц,с. Это справедливо и при увеличении Q за счет введения дополнительного фильтра £ФСФ (см. рис. 3.17, б). В данном случае ЦС представляет собой контур с частичным включением в цепь коллектора (коэффициент включения р=Сф/ / (Ci+Сф), хар актеристическое сопротивление р=со (Ь2+Ь$), сопротивление потерь фильтра учтено в величине г). Из (3.25) видно, что, поскольку введение фильтра приводит к увеличению г, КПД ЦС с дополнительным фильтром ниже, чем в ЦС без фильтра.
Поскольку Rn = p2pQ=p2 (Rn+r)Q2 — резонансное сопротивление нагруженного контура, 7?xx=p2pQx.x=p2rQxx2— резонансное сопротивление ненагруженного контура. Оно определяет максимально достижимое значение /?н при регулировке Rs' и фиксированном р. Чем оно больше по сравнению с 7?н. кр» тем меньше потери в ЦС. Если ввести отношение
а=Ях.х/Ян.Кр,	(3.27)
то Цц-с в (3.26) нетрудно представить формулой
т]ц.с= 1—Rn/Rx.x= 1—Rh/ciRh.kP)	(3.28)
из которой видно, что в КР т]ц.с.кр=1—Я”1 растет с увеличением отношения (3.27). Из (3.24), (3.28) и идеализированной нагрузочной характеристики (3.9) получим
	Рн		Рн	| При /?н</?н.кр,
	R	1 aR	
	ун.кр	\	хн.кр )	
г н 	 ч р. ~	р	/ \	(3.29)
• 1кр	4 н. к р Ян	/ |	\ \	аРн.кр /	при /?н>/?н.кр
Рис. 3.20. Зависимости мощности в нагрузке Ря (а) и КПД цепи связи (б) от сопротивления нагрузки 7?н при различных значениях а= ===^?н/^?н.кр
(рис. 3.20). При достаточно больших значениях отношения а (а>2) максимальная мощность передается в нагрузку в КР. Если же 7?х.х настолько мало, что а<2, то максимум мощности передается в нагрузку в HP при 7?н=^х.х/2. Как следует из (3.28), здесь т]ц.с=0,5, т. е. лишь половина поступающей на вход ЦС мощности является полезной. Остальная мощность теряется в самой ЦС. Такие малые отношения 7?х.х/^н.кР встречаются редко, например,, если лампа работает на весьма высоких частотах и достижимое значение Rx.x ограничено собственными емкостями лампы и монтажа.
Глава 4. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
4.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Одна из причин, по которой приходится суммировать мощности активных элементов в генераторах высокой частоты, заключается в недостаточной мощности одного АЭ.
К совместной работе АЭ на общую нагрузку приходится прибегать и по другим причинам. Например, двухтактная схема кроме удвоения полезной мощности позволяет подавлять четные гармоники выходного тока, что облегчает задачу фильтрации высших гармоник. В мостовой схеме сложения мощностей достигается взаимная независимость режимов работы АЭ
(развязка АЭ), что весьма существенно из-за наличия разброса параметров АЭ, а также в аварийной ситуации при отказе части АЭ.
В так называемых усилителях с распределенным усилением (УРУ) включение группы АЭ позволяет кроме увеличения мощности значительно расширить полосу пропускания усилителя (до нескольких октав).
Замена одного мощного АЭ группой менее мощных с той же суммарной мощностью помогает облегчить тепловой режим АЭ в связи с рассредоточением теплового потока.
4.2.	ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Параллельное включение АЭ является простейшим решением задачи увеличения мощности усилителей. Этот метод используется главным образом для повышения единичной мощности АЭ в многоэмиттерных СВЧ транзисторах, а также в транзисторных усилителях с выходной мощностью до одного ватта.
Рассмотрим основные соотношения для токов, напряжений и мощностей и вытекающие из них свойства параллельной схемы включения АЭ на примере транзисторного усилителя (рис. 4.1).
Сначала будем считать транзисторы идентичными. За основу возьмем режим одного АЭ и примем, что при объединении п АЭ каждый из них будет работать в таком режиме. Величины, относящиеся к одному АЭ, отметим штрихом.
При параллельном включении п идентичных транзисторов первая гармоника (амплитуда) суммарного коллекторного тока
^Kl^^Kl»	(4.1)
а базового тока
Ja — nlQi-	(4-2)
Рис. 4.1. Усилитель мощности на параллельно включенных транзисторах: а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема для переменных токов
Аналогично обстоит дело с постоянными составляющими этих^токов
^кО = ^кО> Ло = ^бО>	(4-3)
а также с высшими гармониками.
Амплитуда коллекторного напряжения всех параллельно включенных транзисторов одинакова, как и амплитуда напряжения возбуждения:
UK = UK'; иб = иб\	(4.4)
Каждый транзистор отдает мощность первой гармоники
' /Y = 0,5f/K/Kl	(4.5)
и получает от источника Ек мощность
РО' = ЕК1'КО-	(4-6)
Группа из п параллельно включенных транзисторов отдает мощность
Р!=пРг',	(4.7)
получая
Ро=пРо\	(4.8)
При этом сопротивление общей нагрузки, необходимое для реализации полученных соотношений,
Rk—Uk/Iki^UkIit,]. ki = Rk /ft,	(4.9)
где R\=UK/I'Ki— сопротивление нагрузки, требующейся для усилителя на одном транзисторе, отдающего мощность Р/.
Входная мощность, необходимая для возбуждения п АЭ,
Лх1=^;х1>	(4-ю)
входное сопротивление
2-bxi = U 6/7б1 = U6/tiI'6l = z’BXl /п,	(4.11)
где гвх1 — входное сопротивление одного АЭ.
Очевидно, что при параллельном включении п идентичных АЭ, нагруженных на сопротивление Рк=Рк1п, коэффициенты передачи по напряжению, току и мощности, а также КПД остаются такими же, как у одного АЭ, нагруженного на
На практике приходится учитывать неидентичность АЭ, связанную с технологическим разбросом их параметров. При параллельном включении неидентичность АЭ проявляется в различии их токов, поэтому мерой несимметрии режимов АЭ может служить отношение первых гармоник коллекторных токов, а также постоянных составляющих. Поскольку напряжения на коллекторах UK всех АЭ одинаковы, так же, как и напряжения
Uб (4.4), отношение токов параллельно включенных АЭ легко* вычислить, пользуясь системой у-параметров. Ограничимся случаем параллельного соединения двух транзисторов, работающих на сравнительно низкой частоте.
Из исходной системы уравнений для первых гармоник коллекторных токов, справедливой для произвольного режима
транзисторов,	I., J
Iк! ~ У21^6 +У22Uk’
Цг = У2^+Уп22ик, ^к1^21	^к1^21 = (^22^21	^22^21)	(4.13)
Учитывая, что
из (4.13) получаем = (^! - А^кУ^/^+Д^к).	(4.15).
где Д = г/21у22 У2\У22-
Напомним, что 2/21=^! — крутизна по первой гармонике проходной характеристики транзистора, а //22=1Д?вых, где #выХ— выходное сопротивление транзистора при возбуждении от генератора гармонического напряжения.
Из (4.15) следует, что наиболее неблагоприятная ситуация С точки зрения несимметрии режимов получается при У^^У^, у”22<У22- Десятипроцентный разброс параметров у21, У22 в со. ответствии с (4.15) приводит в режиме согласования к отношению 7^//^ = 1,86.
В связи со значительной несимметрией режимов АЭ, вызванной технологическим разбросом их параметров, простейший вариант параллельного включения АЭ (см. рис. 4.1) на практике не используется. Обычно принимаются меры для симметрирования режимов АЭ. Одним из способов симметрирования режимов АЭ является включение резисторов в эмиттерные цепи.
На рис. 4.2 показано применение эмиттерного автосмещения для целей симметрирования режима параллельно включенных транзисторов. При этом транзистор с большей крутизной, а следовательно, большим эмиттерным током создает более высокое напряжение автосмещения, что способствует уменьшению угла отсечки, а значит, уменьшению как постоянной составляющей, так и первой гармоники коллекторного тока. Применение схемы рис. 4.2 эффективно в маломощных каскадах, возбуждаемых от генератора гармонического напряжения.
Во входной цепи мощных транзисторов (см. гл. 13) обычно
Рис. 4.2. Применение автосмещения для симметрирования режимов
Рис. 4.3. Схема параллельного включения транзисторов с симметрирующим трансформатором
создается режим, близкий к режиму возбуждения от генератора тока. В этом случае угол отсечки слабо зависит от напряжения смещения, поэтому эффективность автосмещения как средства симметрирования резко снижается. Кроме того, использование резисторов в эмиттерных цепях мощных транзисторов заметно ухудшает энергетику каскада из-за рассеяния в них значительной мощности.
В мощных каскадах гораздо эффективнее использовать реактивные симметрирующие цепи. Например, в диапазонах длинных и средних волн используется симметрирующий трансформатор с сильной магнитной связью и малой индуктивностью рассеяния (рис. 4.3). Рассмотрим соотношение токов и напряжений в этой схеме. В соответствии с теоремой об эквивалентном генераторе (рис. 4.4, а и б) представим эмиттерную цепь транзисторов эквивалентной схемой (рис. 4.4, в). Амплитуда ЭДС этого генератора на холостом ходе равна Ue, а внутреннее сопротивление /?»=иб//э.кз, где 7э.кз==5э1иб=31иб/а«51иб — амплитуда первой гармоники эмиттерного тока. Следовательно, = Эмиттерные токи схемы на рис. 4.4, в связаны системой уравнений
Чб — IZ (Ri'(—J©M);
(4.16)
U6=I/ (—juM) -Нэ" (Rr+jaL).
Решая (4.16), находим
¥ /j__.IT Ri" + J® (£ +	.
. // TJ ________Rj'+je>(L + M)________	(4-17)
*э иб/?2'Т?4"—(<ОД)2 + JaL(Rt' + Ri") + (®Л1)2 '
Отсюда отношение эмиттерных токов
V _/?/" +(£ + Л4)
V Ri' + J®(L + M)
6*	83
Рис. 4.4. Эмиттерная цепь транзистора	Рис. 4.5. Усилитель с реак-
(а), ее эквивалент (б) и эквивалент-	тивными симметрирующими
ная схема для расчета эмиттерных	цепями
токов (в)
близко к единице, если со (L-4-Л!)	7?/'. При этом 1э,л;
«1э''»211б/(1/S/ +1/S/'). Если в трансформаторе магнитная связь близка к 100% (Af«L), то из (4.16) следует, что введение симметрирующего трансформатора не требует увеличения напряжения возбуждения. Как следствие равенства эмиттерных токов окажутся приблизительно равными и коллекторные токи. Схема рис. 4.3 эффективно симметрирует режимы как с отсечкой, так и без отсечки коллекторных токов. Двухобмоточный трансформатор, близкий к идеальному, трудно реализовать на частотах УКВ и СВЧ диапазонов. Однако и в этом случае задача симметрирования режимов транзисторов может решаться с Помощью реактивных цепей, выравнивающих эмиттерные токи. В качестве примера рассмотрим схему рис. 4.5, пригодную для использования в УКВ и нижней части СВЧ диапазонов. В этой схеме индуктивность L выбирается из условия coL^>
|zBxi6l. При этом 1э, = 1э". Разброс транзисторов по граничной частоте сопровождается различием как амплитуд первых гармоник коллекторных токов, так и их фаз, поскольку Iki = = Кхб1э. Коэффициент передачи по току схемы с ОБ (см. гл. 13)
поэтому различие будет существенным лишь для частот порядка frp и выше.
4.3.	ДВУХТАКТНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ АКТИВНЫХ
ЭЛЕМЕНТОВ (
Структурная схема двухтактного УМ в общем виде приведена на рис. 4.6, а. В идеальном случае напряжения на входах АЭ сдвинуты по фазе на половину периода рабочей частоты:
еВх''(4.18)
Этот сдвиг осуществляется фазосдвигающей цепью, создающей из входного напряжения еВх два противофазных напряжения
Рис. 4.6. Структурная схема двухтактного усилителя (а) и вариант принци пиальной схемы (б)
ев/ и Для определенности примем, что усилитель собран на биполярных транзисторах (рис. 4.6, б).
В случае идентичных транзисторов выходные (коллекторные) токи при входных напряжениях (4.18) также сдвинуты на полпериода основной гармоники:
fK"(/)=fK'(/+r/2).	(4.19)
К общей нагрузке АЭ подключаются через вторую фазосдвигающую цепь, с помощью которой в нагрузке выделяется ток, пропорциональный разности токов АЭ:
МО =*/'(0—*/(/).	(4.20)
Гармонический состав тока в нагрузке найдем, разложив токи iK" и 1к в ряды Фурье:
М' (0 =^K0_b^KlCOS (со/—|—ф1) “Mk2COS (2(й/4“ф2) 4“
4~/кзСОЗ (Зсо^+фз) “Н • • •	(4.21)
1*К =/ко+Лс1С08[((В/4"Л')4Нф1]4“
+7К2соз[2 (со^-^л) +ф2]+/кзсо<3 (со/—jt) 4“фз]4“ • • •	(4.22)
Разность токов iK" и iK' содержит только нечетные гармоники:
(0 =2[/KiCOs (со/-4~ф1) 4“ДзСОЗ (3(о/-4~!фз)• • • ]•	(4.23)
В случае работы АЭ импульсами косинусоидальной формы с углами отсечки 180 и 90° в спектре выходного тока отсутствуют и все нечетные гармоники, кроме основной. Поэтому углы отсечки 180° и 90° представляют особый интерес при использовании двухтактных схем.
На рис. 4.7 показан процесс формирования гармонического выходного тока при 0=90° и кусочно-линейных характеристиках АЭ.
В общем проводе питания схемы, приведенной на рис. 4.6, б, протекает сумма токов
МО =1к 4"*к = 2/K04-2/k2cos (2соЛ4-ф2) + ...,	(4.24)
Рис. 4.7. Временные диаграммы токов в двухтактном УМ для кусочно-линейной модели БТ при 0=90° и гармоническом напряжении возбуждения
Рис. 4.8. Схема двухтактного УМ с подстроечными элементами
содержащая только постоянные составляющие и четные гармоники. Это обстоятельство существенно облегчает задачу блокировки источника питания.
Двухтактная схема, содержащая два идентичных АЭ, аналогично схеме параллельного включения АЭ отдает удвоенную полезную мощность в нагрузку, потребляет удвоенную мощность от источника питания и имеет удвоенную мощность возбуждения по сравнению с одним АЭ.
Основное преимущество двухтактной схемы заключается не столько в удвоении мощности усилителя, сколько в возможности подавления высших гармоник при сохранении сравнительно высокого КПД, если работать с углом отсечки 90°. Эта особенность двухтактной схемы позволяет использовать ее, когда фильтрация высших гармоник другими способами невозможна или затруднительна, например в многооктавных широкополосных усилителях. В этом случае кратные гармоники частот сигнала, особенно частот, находящихся в нижней части рабочего диапазона, попадают в рабочую полосу усилителя, и поэтому их нельзя подавить фильтром. Бывают случаи, когда применение двухтактного включения позволяет не только снизить требования к фильтру на выходе УМ, но и отказаться от него.
Кроме того, двухтактная схема в силу своей симметрии относительно земли удобна в случае, когда нагрузка симметрична относительно земли.
Полная «очистка» сигнала от высших гармоник в двухтактном УМ встречает ряд препятствий, даже если усилитель оказывается идеально симметричным. Нелинейность проходных характеристик АЭ, инерционность АЭ, переходные процессы в режиме с отсечкой, нелинейность нагрузки, температурные и временные уходы параметров АЭ исключают возможность формирования строго косинусоидальных импульсов выходных токов АЭ с углом отсечки 90°. На практике к этому добавляется неизбежная неидентичность плеч усилителя за счет естественного разброса параметров АЭ и пассивных элементов, а также отклонения от симметрии монтажа.
Асимметрия плеч двухтактного усилителя вызывает нарушение симметрии режимов АЭ. Кроме роста уровня гармоник это, как и в параллельной схеме, сопровождается снижением выходной мощности и КПД.
Существует множество разновидностей двухтактных схем. В более ранних схемах, особенно в ламповых, предусматривается ручная регулировка режимов АЭ с помощью подстройки индуктивностей и емкостей контуров, подбора напряжений смещения (рис. 4.8). Индивидуально для каждого плеча подбираются напряжения смещения, возбуждения, сопротивление нагрузки. Однако эти регулировки взаимозависимы и при значительной асимметрии АЭ являются довольно сложной и длительной процедурой. Ручная регулировка, кроме того, оказывается недостаточно эффективной при изменении условий работы УМ (температуры, нагрузки, уровня возбуждения), а также при старении АЭ.
На рис. 4.8 напряжение возбуждения имеет форму, близкую к гармонической, поскольку оно поступает на входы АЭ с резонансного контура. Поскольку реальные проходные характеристики АЭ существенно нелинейны, в этих схемах невозможно полное подавление нечетных гармоник даже при идеальной симметрии плеч.
Универсальным средством снижения уровня как четных, так и нечетных гармоник тока в усилителях является введение отрицательной обратной связи (ООС). Схемная реализация ООС может быть различной (например, широкополосные усилители, см. рис. 6.14—6.16). В усилителе с ОБ имеется 100%-ная обратная связь по току, в усилителе с ОК — по напряжению.
Наличие АЭ двух типов проводимости (биполярные транзисторы р—п—р и п—р—п, полевые транзисторы с каналами типов р и и), т. е. комплементарных приборов, предоставляет особую возможность для построения двухтактных схем, которые могут иметь более простые цепи связи. В основе таких двухтактных схем — комплементарный модуль (рис. 4.9). Кроме транзисторов р—п—р и п—р—п с близкими характеристиками он содержит дроссели для подачи питания, разделительные конденсаторы и резистор автосмещения. При возбуждении
Рис. 4.9. Компле- Рис. 4.10. Двухтактные схемы УМ на основе комп-ментарный модуль	лементарного модуля рис. 4.9
для построения двухтактных усилителей
генератором гармонического эмиттерного тока в коллекторной цепи формируются импульсы коллекторных токов, близкие к косинусоидальным с углом отсечки 90°. Резистор автосмещения необходим лишь на высоких частотах, соизмеримых с frp, для автоматического удержания угла отсечки вблизи 90°.
На рис. 4.10 показаны двухтактные схемы на основе комплементарного модуля. Усилитель на транзисторах КТ904— КТ914 (рис. 4.10, а) отдает мощность 12 Вт на частоте 135 МГц при КПД 60—65%. Два таких модуля с симметрирующими индуктивностями на входе, включенных параллельно и объединенных мостом-сумматором на выходе (см. § 4.4), отдают 23 Вт (рис. 4.10, б). Схема, приведенная на рис. 4.10, вт представляет собой двухтактное соединение модулей и имеет два противофазных выхода по 12 Вт, например, для возбуждения последующего двухтактного каскада. Ее входная цепь связи, содержащая лишь два элемента (индуктивность и емкость), выполняет ряд функций:
создает противофазное возбуждение модулей плеч гармоническим током;
симметрирует режимы плеч благодаря равенству амплитуд токов возбуждения при резонансе;
трансформирует низкие входные сопротивления модулей с общей базой в оптимальное сопротивление нагрузки предыдущего каскада;
стабилизирует ток возбуждения, а следовательно, выходную мощность, если предыдущий каскад работает в перенапряженном режиме.
Настройка входной цепи весьма проста — достаточно изменением емкости получить максимум мощности в нагрузке.
В схеме на рис. 4.10, г более сложная входная цепь выполняет те же функции, но с большей степенью симметрии возбуждения. Однако такая входная цепь сложнее в настройке и более узкополосна.
Широкополосный УМ на комплементарной паре маломощных СВЧ транзисторов (рис. 4.10, д) отдает 100 мВт в полосе 150... 240 МГц. Его входная цепь обеспечивает почти гармоническую форму тока возбуждения, а также трансформирует входное сопротивление пар транзисторов, равное 16 Ом, во входное сопротивление усилителя, равное 800 Ом.
Применение схем, приведенных на рис. 4.9 и 4.10, ограничено небольшим числом подходящих пар транзисторов р—п—р и п—р—п.
В последние годы появились транзисторы, предназначенные специально для использования в двухтактных усилителях большой мощности (около 100 Вт) в диапазоне метровых и дециметровых волн. Примером являются транзисторы фирмы СТС (30 ... 400 МГц, 100 Вт; 90 ... 500 МГц, 100 Вт) и отечественные транзисторы КТ991АС и КТ9101АС (350 ... 700 МГц, 55 Вт и 220...400 МГц, 125 Вт). На рис. 4.11 показана схема, рекомендованная фирмой СТС для усилителя диапазона 225 ... 400 МГц мощностью 125 Вт. Пара идентичных транзисторов, смонтированная в общем корпусе, позволяет при двухтактном включении уменьшить требуемые коэффициенты трансформации цепей связи при работе со стандартными сопротивлениями трактов, например 50 Ом. Если активная составляющая входного сопротивления одного транзистора равна 1 Ом, то при параллельном включении двух транзисторов входное сопротивление становится равным 0,5 Ом, а при двухтактном 2 Ом, т. е. в 4 раза больше, чем при параллельном.. То же относится и к выходной цепи. Кроме расширения рабо-‘ чей полосы этим достигается подавление второй гармоники тока в нагрузке примерно на 20 дБ по сравнению с однотактной схемой.
Рис. 4.11. Двухтактный УМ на транзисторах, смонтированных в общем корпусе
4.4.	МОСТОВОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Устранить недостатки, свойственные параллельному и двухтактному включению АЭ, можно, исключив взаимную связь между ними. С этой целью широко применяются усилители, построенные по мостовой схеме (рис. 4.12).
В номинальном режиме мостового усилителя АЭ имеют идентичные параметры и работают в одинаковых режимах. Мост-делитель (МД) распределяет мощности поровну между АЭ, а мост-сумматор (МС) складывает одинаковые мощности АЭ в общей нагрузке. Деление и сложение мощностей происходит без потерь (предполагается, что реактивные элементы мостов идеальны). В номинальном режиме основное свойство мостов — взаимная независимость (развязка) АЭ — никак не проявляется. При отклонении от номинального режима развязка проявляется в том, что МД поддерживает постоянным напряжение возбуждения АЭЪ а МС — сопротивление нагрузки A3t при любых изменениях режима АЭ2 и наоборот.
Выясним в общем виде, при каких соотношениях параметров делитель мощности (рис. 4.13) обладает свойствами моста. Для этого удобно воспользоваться теорией многополюсников.
Токи и напряжения в схеме на рис. 4.13 связаны системой уравнений
I0=Y00E+Y01U1+Y02U2;
I^Y.oE+YhU.+Y^U,;	(4.25)
i2=y20e+y21u1+y22u2.
Параметры Yt-/ характеризуют свойства шестиполюсника, включающего в себя сопротивление источника возбуждения
С учетом пассивности цепи Y(Yi;=Yj4 при /=/=/) вместо (4.25) имеем систему
Io = YooE+YioU1+Y2OU2;
I^oE+YhU^Y^;	(4.26)
L=Y20E4-Y21U14-Y22U2,
Рис. 4 13. Схема включения шестиполюсника в режиме деления мощности
Рис. 4.12. Структурная схема мостового усилителя
из второго и третьего уравнений которой следует, что h не зависит от U2, а 12 от Ux, если взаимная проводимость между выходами моста
Y21=0.	(4.27)
Выясним, каким условиям должен удовлетворять шестипо-люсник у, ко входу которого подключается сопротивление R источника возбуждения (см. рис. 4.13), чтобы выполнялось условие (4.27). Для этого составим систему уравнений, учитывая, что здесь также
Io=yooUo+,y1oU1+yioU2;
li=yloUo+y11U1+y21U2;
=Уго	|“.У21 U1+yMUi,
(4.28)
и уравнение, связывающее входные напряжения шестиполюс-ников у и Y:
U0==E—I,,/?.	(4.29)
Подставив первое уравнение системы (4.28) в (4.29), выразим Uo через внешние напряжения шестиполюсника Y:
тт   Е—(y,oUi + y,.U,)/?
Ue— 1+y.U?
(4.30)
Затем, подставив Uo из (4.30) во второе и третье уравнения
(4.28), получим
У1«Е
*	1 + УррЛ
Цуи
У10/?
Г1 +Уо«л /
У1+^У21
УюУго^? \ it
1 + УооЯ J 2’
I - УгоЕ I
2 1 + у»»/?	Y21
УюУао^ _\ it , (v Ul + ^22
У20^ ) г, 1 +УооЯ / 2'
(4-31)
Сравнивая (4.31) и (4.26), находим, что
Y21= —у1оУ2о^/(1+Уоо^)+,У21.	(4.32)
Как видно из (4.32), взаимная проводимость Y21 может быть представлена в виде суммы Y21=Y21'4-Y21", в которой первое слагаемое отражает влияние связи между выходами делителя мощности через сопротивление R и обращается в нуль при /?=0, а второе — влияние дополнительной связи, обусловленной структурой шестиполюсника у. Такая структура взаимной проводимости реализуется в мостовых схемах. С учетом (4.32) условие развязки моста (4.27) имеет вид
У21
УюУ.о/? а 1+Уо»«
(4.33)
Докажем, что (4.33) невозможно выполнить, если устройство у состоит только из реактивных элементов. Перепишем равенство (4.33) в виде
УюУао У00У21
(4.34)
и предположим, что все проводимости ymn мнимые
Уоо = /^оо, У10=/^10, Уго = /^20, У21==/^21’	(4.35)
Правая часть (4.34) при условии (4.35) оказывается мнимой, равной jb2l/(b00b2l—&10&20), т. е. (4.34) не может выполняться. Следовательно, развязка при R^O возможна только в том случае, если шестиполюсник у содержит активное сопротивление.
В частном случае симметричного синфазного моста, приняв Ую==У2о=jb, видим, что равенство (4.34) может быть выполнено при вещественных уоо=^оо и y2i=^2i. В соответствии с (4.33)
g2i=-b2R/(l+gQQR).
Такая взаимная проводимость может быть реализована (см. входную цепь схемы рис. 4.15) путем включения между выходами делителя мощности сопротивления
2/?бал.д==	l/g^2i,
называемого балластным сопротивлением делителя (отсюда индекс «бал.д»).
Заметим, что в номинальном режиме мощность на балластном сопротивлении не рассеивается, так как оно оказывается включенным между эквипотенциальными точками.
Обратимся теперь к мосту, работающему в режиме сложения мощностей (рис. 4.14). Сравнив схемы на рис. 4.13 и 4.14, заметим, что теперь и U2— напряжения генераторов, R— сопротивление общей нагрузки, в которой выделяется мощность. Значение Е в МС следует положить равным нулю. Тогда все выражения, записанные для МД, остаются в силе и для МС, в том числе и условие развязки моста (4.34).
Проиллюстрируем сказанное на примере схемы усилителя с.
Рис. 4.14. Схема включения моста в режиме суммирования мощности
Рис. 4.15. Схема усилителя с синфазными мостами
синфазными мостами (рис. 4.15), предназначенными для суммирования мощностей синфазных генераторов и получения синфазных напряжений для возбуждения активных элементов. Развязку между выходами АЭ4 и АЭ2 можно объяснить следующим образом. Связь между АЭ через общее сопротивление нагрузки компенсируется дополнительной связью через балластный резистор сумматора 2/?бал..с Фазовое условие компенсации выполняется, так как напряжение, поступающее на выход АЭ2(АЭ1) от АЭДАЭг) через канал нагрузки, на 180° запаздывает по отношению к напряжению, поступающему через балластное сопротивление, из-за наличия двух П-образных звеньев, каждое из которых сдвигает напряжение по фазе на 90°. Таким образом, реактивная часть синфазного моста является фазовращателем на 180°. В качестве фазовращателя могут использоваться сосредоточенные L-, С-цепи, отрезки линий, трансформаторы на феррите и др. Для соблюдения амплитудного условия компенсации требуется выполнение определенного соотношения между 2/?бал..с, Ян и реактивными элементами .моста. Изменение любого из этих параметров вызовет появление связи между АЭ. При этом замена АЭ2 экземпляром с другими параметрами повлечет за собой изменение сопротивления нагрузки на АЭР
Так же обстоит дело с развязкой во входной цепи усилителя. Здесь также необходимо определенное соотношение между 2/?бал.д и реактивностями МД. Отклонение, например, Я от номинального значения нарушит развязку между входами АЭ. При этом замена АЭ2 экземпляром с другими параметрами приведет к изменению напряжения возбуждения A3i UBXi. Еще большие изменения нагрузки и возбуждения A9i при неполной развязке мостов возникнут при отказе АЭ2.
Отсутствие потерь мощности в балластных резисторах в номинальном режиме объясняется равенствами UBbixi = UBbix2, Ubxi = UBX2 в силу симметрии усилителя.
Важными параметрами усилителя являются его входное и выходное сопротивления, зависящие от параметров и режима АЭ. Старение и смена АЭ, изменение условий окружающей среды приводят к изменению входных и выходных сопротивлений АЭ и, как следствие, входного и выходного сопротивлений усилителя. В многокаскадных усилителях это ведет к изменению режимов предыдущих каскадов, может вызвать самовозбуждение усилителя и другие нежелательные последствия. В указанном отношении усилители с синфазными мостами (например, на рис. 4.15) не отличаются от усилителя на одиночном АЭ, потому что в симметричном режиме ток через балластные резисторы отсутствует и мост представляет собой обычный реактивный трансформатор.
Мостовые усилители некоторых типов помимо развязки обладают еще одним важным свойством. Их входное и выходное со-
противления не завысят от параметров АЭ при условии идентичности последних. Покажем, при каких соотношениях параметров моста это возможно.
Из первого уравнения системы (4.26) следует, что входной ток /о и, следовательно, входное сопротивление МД (см. рис. 4.13) не зависят от напряжений Ub U2, а следовательно, и от
сопротивлений нагрузок zH1, zH2, если
YioU1+Y2OU2=O.	(4.36)
Рассмотрим вариант схемы моста, который распределяет мощность поровну на одинаковых нагрузках, т. е. zhi=zh2=zh. Тогда
U1 = I1zH, U2=—I2zH.	(4.37)
Из второго и третьего уравнений (4.26) с учетом условия развязки (4.27) получаем
I1=Y10E-|-Y11U1; I2=Y20E+Y22U2.	(4.38)
Подставим (4.37) в (4.38). В результате
I1=Y10E/(l+Y11zH); I2=Y20E/(1+Y22zh).	(4.39)
Из (4.39) и (4.37) следует
Ut= —Y10EzH/(l+Y11zH); U2= -Y20Ezh/(1+Y22zh).	(4.40)
Подставив (4.40) в (4.36), получим
—Y102EzH/ (1 +Уигн) - Y202Ezh/ (1 +Y22zh) =0,	(4.41)
т. е.
Yio2/ (1+YhZh) +Y202/ (1+Y22zh) =0.	(4.42)
Равенство (4.42) при изменяющихся нагрузках zH выполняется, если
Yn=Y22,	(4.43)
Yio2+Y2O2=O, т. е. Yio=±/Y2O.	(4.44)
Из (4.44) и (4.36) следует, что если напряжения на выходе МД равны по амплитуде и сдвинуты на 90°, т. е. находятся в квадратуре
U! = ±/U2,	(4.45)
то при одинаковом изменении нагрузок (zhi=zh2) входное сопротивление усилителя сохраняется постоянным. Такие мосты называются квадратурными.
Квадратурный мост можно сделать на основе синфазного. Для этого в соответствии с (4.45) достаточно добавить к одному из его выходов цепь, сдвигающую фазу на 90° (например, П- или Т-образное звено типа инвертора импеданса или четвертьволновый отрезок линии), которая в соответствии с (4.43)
Рис. 4.17. Схема квадратурного моста с инвертором импеданса
Рис. 4.16. Схема квадратурного моста с преобразованием из синфазного
не должна трансформировать выходную проводимость моста Уи (рис. 4.16).
Поясним свойство постоянства входного сопротивления квадратурного МД при одинаковом изменении нагрузок на примере схемы рис. 4.17. Увеличение, например, нагрузок приводит к увеличению /?Н2 и уменьшению J?Hi, что и требуется для поддержания постоянства RBX.
Другим вариантом квадратурного моста является так называемый квадратный мост (рис. 4.18), в котором сдвиг фаз напряжений на нагрузках на 90° достигается за счет разности хода волн от источника до нагрузок, равной 90°.
Входное сопротивление усилителя с квадратурными мостами активно и не зависит от параметров АЭ (при их идентичности), даже если активные составляющие их входных сопротивлений отрицательны, т. е. при потенциальной неустойчивости АЭ. Отрицательное входное сопротивление часто возникает в схеме с общей базой на СВЧ (см. гл. 13). В таких случаях применение квадратурных мостов является эффективным средством обеспечения устойчивости усилителя. При этом необходимо так выбрать параметры МД, чтобы сумма выходного сопротивления моста и активной составляющей входного сопротивления АЭ была положительной.
Выходное сопротивление усилителя с квадратурными мостами также активно и не зависит от параметров АЭ при их идентичности, хотя выходное сопротивление немостового усилителя на тех же АЭ или усилителя с синфазными мостами может за-
Е R
Рис. 4.18. Схема квадратного моста
Рис. 4.19. Схема синфазного моста на трансформаторе с ферритом
висеть от множества факторов, иметь значительный разброс, быть комплексным.
Применение квадратурных мостов целесообразно и в тех случаях, когда не стоит задача сложения мощностей, т. е. в маломощных усилителях. Оно позволяет существенно ослабить связи между каскадами и повышает устойчивость многокаскадных усилителей. Однако при использовании квадратурных мостов предъявляются жесткие требования к сопротивлению нагрузки и внутреннему сопротивлению каскада-возбудителя. Эти сопротивления должны быть весьма стабильными. Поэтому в усилителях с квадратурными мостами на СВЧ целесообразно (Между выходом квадратурного моста и нагрузкой, если она нестабильна, включать вентиль или циркулятор.
В широкополосных усилителях со сложением мощности используются мосты, обладающие достаточной развязкой и приблизительно постоянным коэффициентом трансформации во всей рабочей полосе. В синфазном мосте (рис. 4.19) в качестве широкополосного фазовращателя использован автотрансформатор на феррите. Такой мост широко применяется в многооктавных усилителях вплоть до УКВ диапазона.
В качестве широкополосного квадратурного моста СВЧ часто используется так называемый направленный ответвитель (рис. 4.20), состоящий из двух связанных линий длиной %/4 на средней частоте диапазона и балластного резистора. При достаточно сильной связи между линиями этот мост может делить мощность генератора, подключенного к точке /, поровну между равными нагрузками, а также складывать в общей нагрузке мощности одинаковых АЭ.
Мостовой метод развязки генераторов, работающих на общую нагрузку, имеет принципиальный недостаток: КПД моста снижается, когда соотношение напряжений на входах моста отличается от номинального. При этом через балластные резисторы начинает протекать ток, и часть мощности рассеивается в них. Сохранить КПД мостовой суммирующей цепи близким к 100% при отключении нескольких генераторов или изменении
Рис. 4.20. Устройство широкополосного квадратурного моста на связанных линиях (а) и его обозначение на принципиальных схемах (б)
0)
соотношения их напряжений невозможно без коммутации выходных цепей усилителей. Реальный КПД моста-сумматора не достигает 100% даже при совершенно идентичных генераторах. Это объясняется потерями в реактивных элементах моста, которые не учитывались в проведенном анализе.
Если необходимо суммировать мощность большого числа АЭ, применяют более сложные схемы мостов, например так называемые многополюсные мосты (рис. 4.21). Они позволяют объединить произвольное число АЭ (обычно не более 16). Используются также комбинации мостов.
Среди многополюсных мостов различают синфазные и многофазные. Рассмотрим сначала синфазные многополюсные мостовые схемы. В схеме на рис. 4.21 мощности N АЭ складываются в общей нагрузке без потерь в балластных резисторах лишь при равенстве модулей и совпадении фаз выходных токов АЭ: Ii = l2= ... =1я. В реальных условиях эти соотношения могут нарушаться по ряду причин, например из-за отказа одного или нескольких АЭ. Кроме того, токи 1Ь 12,...» In практически всегда различаются вследствие технологического разброса параметров АЭ. Поэтому часть мощности АЭ неизбежно рассеивается в балластах моста, и мощность в общей нагрузке оказывается меньше суммы мощностей АЭ.
Установим зависимость мощности в общей нагрузке и КПД моста сумматора от режима его возбуждения. Поскольку рассматриваемая цепь линейна, ток 10 в общей нагрузке равен линейной комбинации токов АЭ:
Io = #il1-|-#2l2”|“ • • • +^я1я*	(4.46)
Для простоты изложения ограничимся симметричными схемами мостов, для которых = а2= ... = aN=a, и случаем идентичных АЭ, для которых 11 = 12= ... =IN. Тогда ток 1о пропорционален сумме токов АЭ:
10=Ж	(4.47)
Если сумматор не является мостом, то при изменении тока любого генератора меняются токи всех остальных генераторов.
Рис. 4.21. Схема мостового Рис. 4.22. Схема мостового усилителя на усилителя на многополюс- трех АЭ с многофазными мостами ' ных мостах
В мостовой схеме эти токи взаимонезависимы. Поэтому в ава*. рийном режиме при отказе М генераторов из общего числа W ток в нагрузке 1оав составит (1—M/N)lQ, а выходная мощность упадет:
Рхав=Р^(1-ад2,	(4.48)
где Pi — выходная мощность одного из генераторов.
В балластных резисторах моста-сумматора будет рассеиваться мощность
Рбал= (N-MjP^P* ^P.Mil-M/N),	(4.49)
Значение КПД моста-сумматора в аварийном режиме
Т]м.ав=р2 ав/Р1 (N—M) = 1-M/N.	(4.50)
Разновидностью многополюсных мостов являются многофазные мосты. Они отличаются от синфазных многополюсных наличием сдвига фаз между напряжениями, возбуждающими АЭ, и соответственно выходными напряжениями АЭ. Эти фазовые сдвиги выбираются из условия
Yio2+Y2o2+...+Y^2=O,	(4.51)
аналогичного (4.44) для квадратурного моста. Например, для 7V=3 фазовый сдвиг между напряжениями возбуждения соседних АЭ выбирается равным 60°. В этом случае входное и выходное сопротивления мостового усилителя активны и не зависят от параметров АЭ в случае их идентичности. Соотношения (4.47) — (4.50) остаются справедливыми и для многофазных мостов.
Многофазный мост аналогично квадратурному можно сделать на основе синфазного многополюсного моста, добавляя в его плечи фазосдвигающие цепи. На рис. 4.22 показана структурная схема усилителя мощности на трех АЭ с многофазными мостами.
Сравнивая мостовой метод сложения мощностей с другими методами, не обеспечивающими развязок между генераторами, заметим, что наличие мощности в нагрузке мостовой схемы при отказе М активных элементов из N, определяемой (4.48), гарантировано при разных видах отказов АЭ (замыкание, обрыв и т. д.). Методы сложения мощностей без развязки такой гарантии не дают.
Глава 5. КЛЮЧЕВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
5.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Название этого класса устройств объясняется тем, что в ключевых усилителях мощности (КУМ) активный элемент (биполярный или полевой транзистор, лампа, тиристор и др.) ра
ботает в режиме электронного ключа, замыкаемого и размыкаемого с частотой входного сигнала. В идеальном случае ключ должен обладать нулевым сопротивлением в замкнутом состоянии и бесконечным в разомкнутом.
Выходной цепью КУМ. могут служить параллельные и последовательные контуры (а также более сложные цепи), содержащие полезное сопротивление активной нагрузки УМ. В таких схемах ключ, нагрузка и источник питания образуют последовательную цепь, в которой при замкнутом ключе напряжение питания целиком приложено к сопротивлению нагрузки, а при разомкнутом — к ключу. Таким образом, в любой момент произведение тока, протекающего через ключ, и напряжения на нем равно нулю, т. е. на нем не рассеивается мощность. Поэтому в случае идеального ключа энергия источника может быть преобразована без потерь в ключе в высокочастотную энергию, т. е. с электронным КПД, равным 100%. В реальных устройствах электронный КПД достигает 98% на частотах порядка десятков килогерц и снижается примерно до 80% на частотах порядка 100 МГц. Это объясняется неидеальностью ключевых свойств реальных АЭ, обладающих потерями как в открытом, так и в закрытом состояниях, а также так называемыми коммутационными потерями на интервалах переключения. Природа коммутационных потерь может быть различной в зависимости от типа схемы.
Как следствие высокого КПД выходные мощности КУМ в несколько раз (а иногда и на порядок) превышают мощности, отдаваемые АЭ в критическом режиме.
Тиристоры в КУМ по простым схемам (с одним, двумя тиристорами) используются до частот порядка 10 кГц. Более сложные схемы (с использованием большего числа тиристоров) могут работать на частотах до сотен килогерц с мощностями порядка сотен киловатт.
В 80-х гг. были созданы твердотельные приборы новых классов, в частности реверсивно выключаемый динистор (РВД) и реверсивно управляемый транзистор (РУТ). Реверсивно выключаемый динистор состоит из нескольких десятков тысяч элет ментов тиристорного и транзисторного типов. Имея допустимую плотность тока, в сотни раз большую, чем обычные тиристоры, РВД способен работать с импульсами тока до 106 А при площади кристалла до 80 см2 и напряжениях питания около 10 кВ. Новые приборы обладают и более высоким быстродействием, что позволяет примерно на порядок увеличить рабочую частоту. Созданы опытные образцы длинноволновых передатчиков на основе этих приборов.
В диапазоне длинных и средних волн мощность порядка сотен киловатт получают в ламповых КУМ при КПД до 95%.
Транзисторные КУМ позволяют получать на частотах до сотен килогерц десятки киловатт, а на частотах 10 ... 20 МГц —
единицы киловатт при использовании двухтактных (двухключевых) схем. Однотактные транзисторные КУМ используются до частот порядка 100 МГц при уровнях мощности порядка сотни ватт.
Высокая эффективность транзисторных КУМ получается для маломощных транзисторов, работающих на частотах до 0,1 /гр, а для мощных — до 0,01 /гр. Это объясняется тем, что выше этих частот решающую роль начинают играть коммутационные потери, связанные с конечным временем накопления и рассасывания носителей в базе, перезарядом емкостей переходов. В результате на интервалах переключения через транзистор протекает коллекторный ток в течение того времени, когда напряжение коллектор—эмиттер еще значительно превышает напряжение насыщения и оказывается соизмеримым с напряжением питания. В связи с этим уже при работе на частотах порядка единиц мегагерц приходится использовать СВЧ биполярные и полевые транзисторы.
Недостатком ключевого режима является невозможность непосредственного усиления модулированных по амплитуде колебаний. Это объясняется тем, что в режиме насыщения коллекторный ток практически не зависит от уровня входного воздействия. Данный недостаток удается обойти существенным усложнением структурной схемы устройства, при котором вводится амплитудная модуляция в цепи питания КУМ напряже-
ние. 5.1. Двухтактный КУМ с переключением напряжения (а) и эквивалентная схема его выходной цепи
(б)
Рис. 5.2. Временные диаграммы напряжений и токов КУМ
нием, повторяющим форму огибающей усиливаемого сигнала.
Наибольшую опасность для КУМ (рис. 5.1, а) представляет короткое замыкание нагрузки. При этом мощность рассеяния на транзисторах может возрасти на два порядка, поскольку КПД каскада обращается в нуль, а ток и, следовательно, подводимая мощность увеличиваются в несколько раз в связи с выходом транзисторов из насыщения. Происходит почти мгновенный пробой обоих транзисторов. Для защиты от случайного замыкания нагрузки используются быстродействующие схемы снятия напряжения питания с КУМ, реагирующие на резкое возрастание потребляемого тока.
5.2.	ДВУХТАКТНЫЙ КЛЮЧЕВОЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Пояснить принцип работы КУМ проще всего на примере двухтактной схемы (рис. 5.1, а). Эквивалентная схема его выходной цепи приведена на рис. 5.1,6. Транзисторы 7\ и Т2 заменены на эквивалентной схеме ключами и К2, а сопротивление насыщения гНас, которое учитывает падение напряжения на транзисторах, находящихся в состоянии насыщения, вынесу-, но в общую коллекторную цепь.
Рассмотрим процессы в усилителе. В любой момент под действием напряжения возбуждения один транзистор открыт, а1 другой закрыт. Соответственно один из ключей на схеме рис. 5.1,5 замкнут, а другой разомкнут. Поочередное включение транзисторов достигается их противофазным возбуждением. Действие ключей и источника питания Ек для выходной цепи усилителя, настроенной в резонанс на частоту входного сигнала, равносильно воздействию ЭДС ек прямоугольной формы с частотой повторения /, причем eK=jEK, когда открыт транзистор 7\ (замкнут ключ К4).
Исходя из временных диаграмм, приведенных на рис. 5.2, отметим следующие особенности двухтактного ключевого генератора. При разомкнутой цепи нагрузки eK(t) представляет собой последовательность прямоугольных импульсов (рис. 5.2,а). Ее можно представить в виде ряда Фурье, амплитуды гармоник которого
ЕКп = 2Ек1пп.	(5.1)
Величину Ет=2Ек/л будем называть первой гармоникой ЭДС ек в коллекторной цепи. Ей соответствует колебательная мощность Pi = 0,5Eki2/^i, где — полное активное сопротивление коллекторной цепи, состоящее из полезной нагрузки, потерь в катушке индуктивности rL и сопротивления насыщения гнао Сопротивлением потерь конденсаторов обычно можно пренебречь.
Рис. 5.3. Выходная цепь двухтактного КУМ с трансформацией сопротивлений и улучшенной фильтрацией
Коллекторные токи представляют собой последовательность импульсов, близких к косинусоидальным, с углом отсечки 90° {рис. 5.2,6 и в). Эта форма практически не зависит от формы входного воздействия, как и форма напряжения на нагрузке (рис. 5.2, г), и объясняется фильтрующим действием последовательного контура L, С, Rlt сопротивление которого мало для. тока первой гармоники и велико для токов высших гармоник. Коллекторный ток имеет такую форму, если транзисторы открываются поочередно. Если же они оказываются открытыми в течение части периода колебаний одновременно, появляются так называемые «сквозные» токи, протекающие через оба транзистора и источник питания последовательно, минуя выходной контур. На осциллограмме они наблюдаются в виде всплесков на краях импульса коллекторного тока (рис. 5.2,6 и е). Обычной причиной появления сквозных токов является запоздалое выключение транзисторов из-за конечного времени рассасывания носителей заряда, которое тем больше, чем сильнее насыщение транзистора к моменту запирания. Это одна из причин ограничения рабочего диапазона частот двухтактного КУМ, поскольку сквозные токи резко увеличивают мощность рассеяния на коллекторе и снижают надежность транзисторов.
Если усилитель (рис. 5.1, а) возбуждается гармоническим током (рис. 5.2,ж), импульсы базовых токов имеют форму, близкую к косинусоидальной (рис. 5.2, з,и), а входное напряжение в моменты переключения плеч претерпевает скачки, преодолевающие начальный сдвиг статических характеристик транзисторов Е' (рис. 5.2, к) .
В общем случае сопротивление нагрузки, например, фидерной линии 7?ф отличается от оптимального для транзисторов. Требуется трансформация сопротивлений. Задача трансформации (с улучшением фильтрации) может быть решена, например, с помощью схемы выходной ЦС, показанной на рис. 5.3.
5.3.	ОДНОТАКТНЫЕ КЛЮЧЕВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Схемы однотактных ключевых усилителей мощности (КУМ) принято разбивать на две группы: с формирующим и фильтрующим контуром. Пример схемы с формирующим контуром С, L, гн показан на рис. 5.4, a (Ci —. 102
блокировочная емкость). Для обеспечения оптимального режима, соответствующего максимуму электронного КПД, контур должен обладать малой загруженной добротностью (Q=2 ... 4) и быть расстроен относительно рабочей частоты. Поэтому в нагрузке генератора выделяется значительная мощность гармоник (около 10% при 0 = 70... 90°). Заменив индуктивность L и емкость Ci последовательным контуром ЬфСф с достаточно высокой нагруженной добротностью (Q>10), получим простейшую схему генератора с фильтрующим контуром. В этой схеме токами высших гармоник в сопротивлении нагрузки можно пренебречь.
Рассмотрим формы напряжений и токов в выходной цепи КУМ с фильтрующим контуром. Заменим транзистор идеальным ключом (с нулевым внутренним сопротивлением), коллекторную емкость отнесем к емкости С (рис. 5.4,6).
Будем считать, что через фильтр ЬфСфГа протекает синусоидальный ток с амплитудой /ь а через дроссель — постоянный ток /0- Тогда часть схемы на рис. 5.4,6 справа от емкости С можно заменить источником тока i(r) = =Д cosт+/о=Л(созт—cos0j), где cos 0< = —/0/Л; 20i— часть периода, в течение которой ток Z(t) положителен (рис. 5.5,а).
Из схемы видно, что ток Z(t) равен сумме токов, протекающих через ключ 1кл(т) и конденсатор Zc(t) (рис. 5.5,6 и в). Когда ключ замкнут, на-
<9
Рис. 5.4. Схема ключевого усилителя мощности (а) и эквивалентная схема коллекторной цепи (б)
Рис. 5.5. Временные диаграммы суммарного тока (а), тока ключа (б), тока заряда емкости С (в) и напряжения на коллекторе (г) в схеме ключевого генератора с фильтрующим контуром при гКл=0
пряжение на конденсаторе С и ток ic — mCdu^ldx равны нулю, т. е. весь ток i(x) течет через ключ:
'кл=Л (cos т—cos0z) |т#<т<Тз.	(5.2)
Изучение процесса переключения в реальном транзисторе показывает, что потери на активном этапе, т. е. при переключении из области отсечки в область насыщения и обратно, минимальны (и ими можно пренебречь), если в момент замыкания ключа т0 отсутствуют скачки напряжения на нем и ток начинается с нуля: 1кл (т0) =0. Подставляя это условие в (5.2), находим То=— 0ь
Когда ключ разомкнут, ток через него равен нулю и весь ток i(x) идет на заряд конденсатора С:
ic=It (cos t—cos ez) |t3<t<T(>+2n-	(5.3)
Проинтегрировав ток, находим напряжение на коллекторе
т
екэ~хс§ ic (т) dx—xcl! [(sinr — sin т3) — (т—T3)cosOz],	(5.4)
тз
где хс=1/(соС).
В момент то+2л, что следует из условия периодичности, ключ вновь замыкается. При этом екэ (т'оЧ-2тс) =0, и из (5.4) находим связь углов отпирания и запирания:
sin (To+2n)—sin т3—(t0+2ji—t3)cos то=О.	(5.5)
Отсюда
T0=arctg{ [2 (л—0П) +sin 20п]/(1—cos 20п)},	(5.6)
где 0п = О,5(тз—То) —угол прохождения тока через ключ (аналог высокочастотного угла отсечки 0).
Введя коэффициенты разложения по типу (2.20), (2.22) и (2.24), запи-
а) ,	V
Рис. 5.6. Зависимости модулей коэффициентов разложения а/0, etc/o, Yio, Yt/o> Ти и фазы первой гармоники —фи импульсов тока ключа от угла отсечки 0П
шем выражения для амплитуд гармоник тока 1кл(т) и напряжения еКэ(т):
/клп === ДУ-Гп (Оп) = Дл.м'0&1п (Оп) *,	(5.7)
^кп===^с71YUn(9n) =£кэ maxttiyn (Оп) ,	(5-8)
где 1кл.м, £кэ max — максимальные значения тока ключа и напряжения еКэ, определяемые из (5.2) и (5.4).
Коэффициенты разложения а10, аио, Уио и ?п=?л exp jcpn (рис. 5.6) используем для распета коллекторной цепи очнотактного КУМ.
5.4.	РАСЧЕТ РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА В ОДНОТАКТНОМ КЛЮЧЕВОМ УСИЛИТЕЛЕ МОЩНОСТИ
В однотактном КУМ реализуется основной принцип повышения КПД усилителей: ток в коллекторной цепи протекает в те промежутки времени, когда напряжение на коллекторе еКэ(т) близко к нулю. При идеальном ключе (гкл= l/SKp=0) электронный КПД т]э=1- Требуемую форму напряжения екэ(т) можно получить в критическом режиме, если подобрать возбуждение на входе таким образом, чтобы коллекторный ток повторял по форме ток ключа. При гкл=/=0 и условии fK(r) = = *кл(т) формы сигналов на рис. 5.5 не изменятся, только кривую вкэ(т) следует поднять на величину екэ тт=*к.м/5кр (рис. 5.7). Постоянная составляющая коллекторного напряжения в этом случае
Еп==вкэ т!п“|“(^кэ max—£кэ min) О&ПО (On).	(5.9)
Идеальную форму коллекторного тока со скачком на спаде (рис. 5.7, а) можно создать лишь при бесконечном всплеске управляющего тока, который реально недостижим. Замена идеального импульса реальным (штриховая линия на рис. 5.7, а) приводит к появлению дополнительного тока Ыс через емкость С (рис. 5.7, б) и незначительным искажениям формы выходного напряжения (рис. 5.7, в), причем искажения уменьшаются, если транзистор заходит в область насыщения. Поэтому при расчете ключевого генератора на заданную мощность используем коэффициенты разложения (5.7) и (5.8) для идеальных импульсов.
Пусть напряжение на коллекторе ограничено значением £кэ max доп» На основании (5.7) — (5.9) найдем потребляемую мощность
Р0	(^кэтах ^кэ min) СЬ^/о^к-мСЕ/оЧ-До^кэ min	(5.10)'
и мощность, рассеиваемую на коллекторе,
тз
‘^>рас===2л 5 ^кэ (^) ^кл (т) ^кэ min-^ко*	(5Л1)
т0
Рис. 5.7. Временные зависимости токов коллектора (к (а), и идеального ключа 1кх тока Дг’с (б) и напряжения на коллекторе екэ (в)
Рис. 5.8. Зависимости нормированной высоты импульса тока zK= = ^к. м/(5крвкэ max) (а) и КПД (6) от угла 0п=О в ключевом (--------)
и гармоническом (-------) режимах
при одинаковых значениях пикового напряжения на коллекторе и нормированной мощности Р1===32Р 1/5крв2Кэ max
Учитывая, что полезная мощность Pi=Po—Ррас и в критическом режиме екэ min=iK.M.Kp/SKp, получаем квадратное уравнение для высоты импульса тока £к.м.кр’.
Р1 — ^к.м.кр (#кэ max—£к.м.кр/5кр) O&ioOCuO*
Решим его, выбрав меньший из двух корней:
^к.м.кр О,5^крвкэ max [1	1 Р\/(8о&70^С7о)]>
(5.12)
(5.13)
где р1=32Р1/(5крв£эшах) — нормированное значение полезной мощности.
Согласно (5.13) величина iK.M.KP минимальна при 6п=90°, где произведение коэффициентов аюосро максимально. Из сравнения зависимостей нормированной высоты импульса тока ZK= = 1к.м/(5крекэ max) от эквивалентного угла отсечки (рис. 5.8, а)
Рис. 5.9. Зависимости нормированной высоты импульса коллекторного тока и КПД от уровня мощности pi в ключевом (------) и гармоническом (------) ре-
жимах при 0 = 80° и постоянном значении пикового напряжения на коллекторе
следует, что в гармоническом режиме заданная мощность достигается при меньшей высоте импульса тока, чем в ключевом. С ростом Pi КПД в обоих режимах уменьшается, причем в ключевом режиме т)э падает быстрее и при pi>0,3 этот режим уступает по КПД гармоническому (рис. 5.9).
Особенностью ключевого режима является также резкая зависимость пик-фактора Л=еКЭтах/Дп от угла отсечки. Из (5.9) при екэ min-^О, Гкд-^0 находим П-^1/аио(0п), т. е. пик-фактор равен 2,8 при 0П=7О°, 3,6 при 0П=9О°, 4,5 при 0П=1О5° и стремится к бесконечности при 0п-*-18Оо. В гармоническом режиме всегда П <2.
Таким образом, ключевой режим дает выигрыш по КПД при pi <0,3. Для получения приемлемого значения пик-фактора рекомендуется выбирать 0П=7О.. .90°, т. е. в том же интервале, что и для гармонического режима.
После выбора 0П ключевой генератор рассчитывается на заданную мощность в следующем порядке. Из (5.13) определяем высоту импульса тока й.м.кр, затем екэ т1п=»к.м.кр/5Кр, далее по (5.7), (5.9), (5.11) находим 1к0, Еп, Ррас, Ро=Р1+Ррас и ti9= = Л/Ро.
В заключение сравним значения коэффициента усиления по мощности в ключевом кл и гармоническом Кр г режимах. При одинаковых мощностях Pi и углах 0П и 0 можно считать, что в обоих режимах входные сопротивления транзистора по первой гармонике примерно равны. Тогда КрКЛ/Крг« |7б1г//б1кл[2. По этой оценке Кр кл= (0,3.. .0,6) Кр г, что обусловлено двумя основными причинами. Во-первых, для обеспечения ключевого режима транзистор вводится в неглубокое насыщение, для чего ток возбуждения увеличивается в 1,2. ..1,8 раза по сравнению с критическим. Во-вторых, та же мощность Pi при фиксированном значении еКэ ma<JeK3 доп в ключевом режиме получается при большей высоте импульса тока, что также достигается увеличением амплитуды входного тока.
Глава 6. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
6.1. ОСОБЕННОСТИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В ряде случаев традиционный принцип построения радиопередающих и других устройств формирования сигналов с перестраиваемыми по диапазону контурами оказывается неприемлемым. Использование перестраиваемых контуров требует сравнительно большого времени перехода с одной частоты на Другую, приводит к снижению надежности, усложняет эксплуатацию. Устранить эти недостатки позволяют широкополосные усилительные тракты, полоса которых определяется нижней и верхней рабочими частотами передатчика. Кроме того, используя одни и те же широкополосные модули, можно строить передатчики с различными рабочими частотами. Это упрощает проектирование и изготовление радиопередающей аппаратуры.
Широкополосные усилители (ШПУ) незаменимы при передаче сигналов с широким спектром.
Функции широкополосных цепей связи выполняют трансформаторы на ферритовых сердечниках, а также устройства типа фильтров нижних частот или полосовых фильтров на сосредоточенных элементах L, С либо на распределенных структурах (например, отрезках полосковых линий). Если требования к неравномерности АЧХ усилителя не жесткие, а полоса не превышает октаву (нижняя частота не менее половины верхней), то можно использовать простейшие цепи, например одиночные LC-контуры.
Трансформаторы с ферритами применяют главным образом в усилителях с полосой несколько октав. Это позволяет избавиться от всех перестраиваемых резонансных цепей в промежуточных каскадах. На выходе передатчика с полосой более октавы для фильтрации высших гармоник приходится ставить ряд переключаемых фильтров с полосой пропускания каждого из них менее октавы. Таким образом, весь диапазон рабочих частот разделяется на несколько поддиапазонов. Необходимость в переключении фильтров отпадает в многооктавных усилителях с раздельными полосами (УРП). Принцип их работы состоит в разделении полной полосы частот усилителя на несколько смежных частных полос, каждая шириной менее октавы, с помощью частотно-разделительного устройства, содержащего набор фильтров.
К ЦС ШПУ предъявляются специальные требования. Выходная ЦС должна преобразовывать сопротивление оконечной нагрузки усилителя в близкое к оптимальному сопротивление коллекторной нагрузки не на единственной частоте, а во всем рабочем диапазоне. К ней могут также предъявляться требова
ния фильтрации гармоник. Межкаскадная ЦС должна корректировать спад АЧХ усилителя, вызванный инерционными явлениями в АЭ, а также создавать необходимое сопротивление нагрузки предыдущему каскаду или необходимое входное сопротивление усилителя в целом.
6.2. УСИЛИТЕЛИ С ПОЛОСОЙ МЕНЕЕ ОКТАВЫ
В диапазонах метровых и дециметровых волн требуются главным образом усилители с полосой не более октавы. Цепи согласования таких усилителей выполняют как на сосредоточенных, так и на распределенных элементах. Ограничимся рассмотрением ШПУ на транзисторах по схеме с ОЭ, использующих простейшие LC-цепи связи.
Для транзисторного ШПУ по схеме с ОЭ, работающего на частотах выше З/гр/Лгр, модуль коэффициента передачи по току обратно пропорционален рабочей частоте f (см. гл. 13). Следовательно, для поддержания неизменной амплитуды коллекторного тока в рабочем диапазоне необходим линейный рост амплитуды тока базы с частотой.
При построении входной ЦС необходимо учитывать характер входного сопротивления транзистора. Для частот /^З/гр/^э при активной коллекторной нагрузке можно считать, что входное сопротивление zBX транзистора в режиме без отсечки в схеме с ОЭ (см. гл. 13) имеет частотно-независимую активную составляющую гвх и реактивную составляющую индуктивного характера хвх = ®Ьвх (рис. 6.1).
В качестве простейшей входной ЦС, корректирующей частотную зависимость коэффициента усиления по току, можно применить последовательный или параллельный одиночный колебательный контур (рис. 6.2), в состав которого входят элементы эквивалентной схемы на рис. 6.1. Из рис. 6.3 видно, что, выбрав резонансную частоту контура со0 вблизи верхней частоты диапазона сов, можно получить увеличение амплитуды тока базы с ростом частоты. Неравномерность амплитуды коллек-
Рис. 6.2. Схемы частотной коррекции коэффициента передачи транзистора по току в виде последовательного (а) и параллельного (б) контуров
Рис. 6.1. Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора с ОЭ для режима без отсечки на высоких часто-
тах
Рис. 6.3. Нормированные частотные зависимости токов базы и коллектора широкополосного усилителя при использовании корректирующих цепей в виде последовательного (а) и параллельного (б) контуров
торного тока ZKi оказывается (8 ... 10%) в диапазоне сон ... со» порядка октавы, если добротность индуктивной ветви контура. Qb = cob^//*bx равна примерно 2,3 для схемы рис. 6.2, а и 4,5 для схемы рис. 6.2, б, а ЦС согласована с генератором на резонансной частоте.
Принимаем соо = сов, так как при соо<(ов на частотах выше соо амплитуда коллекторного тока ZKi начинает круто спадать, а при соо>сов сужается полоса частот, в которой мала неравномерность 7к1.
Входное сопротивление ЦС (рис. 6.2, а) на частоте (ов = (оо равно гВх, т. е. цепь не обладает трансформирующими свойствами. Это является ее недостатком. Так как стандартное сопротивление большинства СВЧ трактов равно 50 Ом, эту ЦС без дополнительного трансформатора можно рекомендовать для маломощных транзисторов, имеющих гвх~50 Ом.
Корректирующая ЦС на рис. 6.2, б создает меньшую неравномерность АЧХ усилителя и способна трансформировать входное сопротивление транзистора. Однако ее коэффициент трансформации не может быть выбран (произвольно, он примерно равен QB2 на частоте сов. Для полосы шириной одна октава и неравномерности выходного тока 8% коэффициент трансформации сопротивления на частоте сов равен примерно 20. Такая цепь удобна для ШПУ на мощных транзисторах, имеющих гвх порядка единиц ом. По мере приближения к нижней границе рабочего диапазона частот мощность возбуждения снижается за счет того, что входное сопротивление корректирующей ЦС из активного, согласованного на верхней частоте сов становится комплексным с нарастанием рассогласования к нижней частоте сон. Однако для источника возбуждения, которым является предыдущий каскад, нагрузка на комплексное частотно-зависимое сопротивление нежелательна, так как при этом возрастает
Рис. 6.4. Эквивалентные схемы корректирующей входной цепи широкополосного усилителя с постоянным входным сопротивлением
мощность рассеяния его АЭ в нижней части диапазона, а иногда возникает паразитное самовозбуждение. Кроме того, в рассмотренной схеме для коррекции АЧХ сопротивление источника сигнала должно быть вполне определенным и постоянным в рабочем диапазоне, что трудно реализовать на практике.
Указанные недостатки рассмотренных корректирующих цепей устраняются в так называемых цепях постоянного входного сопротивления.
Покажем, что если схему рис. 6.2, а дополнить двухполюсником Г1, (рис. 6.4, а), то она превратится в цепь постоянного сопротивления, сохранив свои частотно-корректирующие свойства.
Входное сопротивление цепи на рис. 6.4, а
„ /,  (^*1 У-^1) (^*2	^2^2 У 1^2 ~l~ J (^1^*2 ~i~ ^2^1)	//? j \
Вх	ri + + j’	+ Хг)	r\ + + j’ (^i + Хг)
не зависит от частоты и вещественно, когда г!=г2=г, а вещественные и мнимые части числителя и знаменателя пропорциональны:
(г2—х1х2)/2г=г(х1+х2)/(х14-х2) =г.	(6.2)
Из (6.1) и (6.2) следует, что ^вх(со)—г на всех частотах от 0 до оо, если
—х1х2 = г2.	(6.3)
Частотно-корректирующая цепь Г2+№ образована элементами L2, С2, г2, причем
х2=(о£2—1/<оС2.	(6.4)
Подставив (6.4) в (6.3), найдем требуемую частотную зависимость элемента Xi
Х1 (о) =—Г2(оС2/((i)2L2C2—1),	(6.5)
которая реализуется параллельным контуром Ci (рис. 6.4,6), если
LlCl = L2C2; г2С2=Ц.	1	(6.6); (6.7)
Уравнений (6.6) и (6.7) недостаточно для однозначного определения параметров всех элементов. Дополнительное условие вытекает из требования частотной коррекции: оптимальная с точки зрения неравномерности АЧХ усилителя добротность цепи L2C2r2 на частоте <ов
QB = <DBWr2	(6.8)
определяется шириной полосы сон. • .сов и для октавной полосы равна примерно 1,15. Кроме того, чтобы избежать на верхней частоте снижения усиления за счет потерь в сопротивлении гь следует выбрать резонансную частоту контуров
w0=i/Kz^r=i/K4c;=®B.	(6.9)
Теперь все элементы цепи, показанной на рис. 6.4, б, однозначно определяются соотношениями (6.6) — (6.9).
Активное входное сопротивление ШПУ остается постоянным при сильно выраженной частотной зависимости входных сопротивлений АЭ также в ШПУ, построенных на широкополосных квадратурных мостах. В полосе частот изменяются входные сопротивления транзисторов. В соответствии с теорией квадратурных мостов (см. гл. 4) входное сопротивление такого моста-делителя остается постоянным при одинаковом изменении нагрузок. Примером широкополосного моста является мост на связанных линиях.
В выходной цепи транзистора элементами, ограничивающими полосу рабочих частот ШПУ, являются емкость Ск и индуктивность £к коллекторного вывода. На относительно невысоких частотах при (о£к<С1/<оСк влиянием £к на полосу выходной цепи можно пренебречь. В этом случае простейшим средством компенсации емкостной проводимости <оСк является включение параллельно выходу транзистора индуктивности £н (рис. 6.5, а). Емкость Ск и индуктивность £н образуют параллельный контур, настроенный в резонанс на средней рабочей частоте. Емкость Ср — разделительная.
Необходимым условием широкополосности выхода усилителя является низкая добротность контура, образованного элементами Ск, £н и активной составляющей выходной проводимости транзистора £вых, лежащей в зависимости от сопротивления
Рис. 6.5. Простейшая нетрансформирующая схема выходной цепи связи широкополосного усилителя (а) и ее эквивалентная схема (б)
Рис. 6.6. Электрическая (а) и эквивалентная (б) схемы двухконтурной трансформирующей цепи на выходе широкополосного усилителя
источника возбуждения усилителя в пределах (ОгрСк.аТь . .(ОгрСф для схемы с ОЭ.
Одноконтурная схема на рис. 6.5,6 не может трансформировать сопротивления. Она применима, когда отношение En2/2Pi близко к стандартному сопротивлению высокочастотных трактов, т. е. 50 Ом. Кроме того, она плохо фильтрует гармоники.
Если необходимо трансформировать сопротивление в коллекторной цепи или нельзя пренебречь индуктивностью LK(a)LK того же порядка, что и 1/<оСк), приходится применять более сложную выходную цепь, например систему связанных контуров, которая позволяет расширять полосу пропускания цепи при заданной неравномерности АЧХ. Для октавной полосы часто используется двухконтурная схема (рис. 6.6). В этих случаях £к и Ск входят в состав первого контура (Ci = CK, Li = = Lk+Eiz). Такие цепи лучше фильтруют гармоники, чем одноконтурные.
6.3, УСИЛИТЕЛИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ
Одним из способов увеличения произведения, называемого площадью усиления
n=(fB-fH)K,	(6.10)
где К — коэффициент усиления, является совместная работа АЭ на общую нагрузку. Для этой цели, однако, не годится простое параллельное включение АЭ. Как известно, полоса выходной цепи усилителя определяется произведением выходной емкости Свых АЭ на сопротивление нагрузки 7?н (предполагается, что индуктивностями выводов можно пренебречь). При параллельном включении п АЭ при постоянном коэффициенте усиления произведение П не изменяется, поскольку уменьшение общего сопротивления нагрузки в п раз сопровождается увеличением полной выходной емкости также в п раз.
Задача увеличения площади усиления решается в усилителях с распределенным усилением (УРУ). Идея создания УРУ основана на использовании широкополосных цепей связи, в со
став которых входят емкости АЭ. Такими цепями в УРУ являются искусственные длинные линии. Как известно, отрезок длинной линии, нагруженный на сопротивление, равное характеристическому, обладает весьма широкой полосой пропускания. Как и в параллельной схеме, в УРУ суммируются токи АЭ в общей нагрузке, но не происходит сложения выходных емкостей. Эти емкости являются элементами искусственной длинной линии.
Усилители с распределенным усилением применяются в качестве широкополосных промежуточных и выходных каскадов передатчиков коротковолновых, ультракоротковолновых и дециметровых диапазонов. Мощность ламповых УРУ достигает единиц киловатт в непрерывном режиме и сотен киловатт в импульсном. Полоса частот бывает как менее, так и более октавы.
В простейшем случае УРУ состоит из двух искусственных однородных линий, содержащих от 4 до 15 звеньев типа фильтров нижних частот (ФНЧ) или полосовых фильтров (ПФ), и такого же числа АЭ. При большом числе АЭ увеличивается склонность усилителя к самовозбуждению, растет затухание в линиях, усложняется регулировка. Одна линия включена в цепи возбуждения, другая в выходной цепи. В дальнейшем для определенности будем рассматривать УРУ на лампах (рис. 6.7). Межэлектродные емкости ламп входят в состав звеньев искусственной линии. К концу анодной линии через согласующее звено (СЗ) подключается полезная нагрузка (/?н), а к началу — балластный резистор (/?бал.а). Сеточная линия нагружена на балластный резистор Ябал.с. Звенья СЗ согласуют постоянные сопротивления нагрузки и балластных резисторов с меняющимся в полосе частот характеристическим сопротивлением искусственных линий. Усиливаемый сигнал в виде бегущей волны распространяется по сеточной линии.
Рис. 6.8. К пояснению фазовых соотношений при сложении прямых волн в УРУ
Рис. 6.7. Схема лампового усилителя с распределенным усилением (ИЛ — искусственные линии)
Для одинакового использования ламп по току необходимы одинаковые напряжения возбуждения, поэтому затухание входной линии должно быть малым. По этой же причине применяется режим работы без токов управляющих сеток.
В анодной линии лампы возбуждают прямые и обратные волны. Анодная и сеточная линии строятся так, что фазовые скорости движения волн вдоль них одинаковы. Прямые волны (рис. 6.8), распространяющиеся к выходу усилителя, складываются в полезной нагрузке синфазно, поскольку время прохождения сигнала от {7Вх до одинаково для всех ламп. Прямые волны выделяют в нагрузке половину мощности, развиваемой лампами. Другая половина мощности ламп переносится обратными волнами и частично рассеивается в балластном резисторе, а частично — на анодах ламп. Это одна из причин низкого КПД УРУ с однородной выходной линией.
На широкополосность УРУ существенно влияют дисперсионные свойства сеточной и анодной линий, их одинаковость.
В однородной анодной линии УРУ напряжение нарастает к выходу. Если режим последней лампы критический, то при одинаковом напряжении анодного питания все остальные лампы будут работать в недонапряженном режиме. В этом заключается существенная причина снижения выходной мощности и КПД такрго УРУ.
Устранить потери мощности можно, применяя в качестве выходной неоднородную линию, составленную из звеньев, волновые сопротивления которых нарастают к началу линии. При этом, во-первых, за счет отражений на стыках звеньев происходит преобразование обратных волн в прямые, а во-вторых, возрастают напряжения на анодах первых ламп. Можно так подобрать закон изменения волнового сопротивления звеньев линии, чтобы в ней существовала только прямая волна, а амплитуды напряжений на анодах всех ламп были одинаковыми. В этом случае балластный резистор в анодной линии не нужен.
Если в УРУ должны быть выполнены жесткие требования к линейности амплитудных характеристик, применяют режим без отсечки анодного тока (класс А) ценой снижения КПД. При высоких требованиях к КПД используют двухтактные схемы с углом отсечки 90° (класс В), но линейность - при этом ухудшается, поскольку реальные проходные характеристики ламп отличаются от кусочно-линейных.
Если уровень гармоник, порождаемых лампами, оказывается недопустимо высоким, а полоса превышает октаву, на выходе УРУ включают октавные фильтры.
Транзисторные УРУ строятся по тем же принципам, что и ламповые. Усилители, выполненные на полевых транзисторах с барьером Шотки, позволяют получать в полосе 2.. .20 ГГц мощность порядка единиц ватт с усилением 10.. .15 дБ.
6.4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НА ТРАНСФОРМАТОРАХ С ФЕРРИТОМ
Радиопередающие устройства диапазона от сотен килогерц до десятков мегагерц, в которых целесообразно применять ШПУ, отличаются большим разнообразием технических данных: назначением, мощностью, видами модуляции и т. д. Требованиям дешевизны производства, удобства эксплуатации, надежности, экономичности наилучшим образом отвечает построение их высокочастотных трактов в виде ШПУ.
Построение широкополосных передатчиков сравнительно низкочастотных диапазонов осложняется значительной частотной зависимостью входного сопротивления антенны, особенно простейших антенн типа «штырь» для частот от сотен килогерц до единиц мегагерц, широко используемых в низовых системах радиосвязи. В этом случае весь тракт передатчика может быть широкополосным, за исключением выходной цепи, которая неизбежно оказывается узкополосной.
Диапазон коротких волн (3... 30 МГц) разбивается на несколько октавных поддиапазонов, в пределах которых можно эффективно согласовать выходной каскад с антенной с помощью корректирующих звеньев.
Схемное и конструктивное выполнение ШПУ зависит от диапазона рабочих частот и назначения радиопередатчика. Например, к аварийным передатчикам из-за кратковременности их действия не предъявляются жесткие требования по фильтрации паразитных излучений. Зато они должны обладать высокой надежностью, малой массой, простотой управления. В этом случае используют простейшие однотактные ШПУ на трансформаторах с ферритом, в которых АЭ работают в режиме с отсечкой тока для повышения КПД. В отличие от этого в связных многоканальных передатчиках, работающих в режиме одной боковой полосы, необходимо выдержать жесткие требования не только к фильтрации паразитных излучений, но и к линейности усилительного тракта во избежание искажений при приеме сигнала. Здесь используются, как правило, двухтактные трансформаторные каскады классов А, АВ, В и системы фильтров на выходе.
В диапазонах 30... 300 кГц и 0,3—3 МГц можно получить довольно высокие КПД (до 70%) и линейную амплитудную характеристику (АХ), применяя простые трансформаторные схемы с глубокими отрицательными обратными связями. Схемы с ОБ (рис. 6.9, а) и с ОК (рис. 6.10) имеют 100%-ные обратные связи соответственно по току и по напряжению. В схеме с ОЭ (рис. 6.11) отрицательная ОС вводится с помощью трансформаторов Тр3, ее глубина определяется коэффициентом трансформации.
Нелинейность амплитудной характеристики (АХ) усилителя, порождаемая нелинейностью АЭ, зависит от внутреннего сопротивления источника возбуждения. Для уменьшения нелинейности АХ усилители на рис. 6.9, а и 6.11 следует возбуждать генератором тока, а усилитель на рис. 6.10 — генератором напряжения.
Искажения выходного сигнала в схеме на рис. 6.9, а малы лишь в не-донапряженном и критическом режимах (рис. 6.9,6). Увеличение сопротивления нагрузки в схеме с ОБ может перевести усилитель в перенапряженный режим и вызвать искажение формы выходного сигнала. От этого не-
Рис. 6.9. Схема широкополосного двухтактного трансформаторного усилителя с ОБ (а) и временные диаграммы токов и напряжений при возбуждении гармоническим током (б)
достатка свободна схема с общим коллектором (см. рис. 6.10), в которой выходное напряжение в широком интервале сопротивлений нагрузки близко к входному. Поэтому она предпочтительна при работе на переменную нагрузку.
Если требуемое подавление гармоник не превышает 40... 50 дБ, можно, применяя указанные схемы, обойтись без октавных фильтров гармоник на выходе усилителя. Обратная связь в схемах на рис. 6.9—6.11 позволяет, кроме того, получить равномерную АЧХ усилителя.
Усилители указанных диапазонов обычно строятся по схеме с заземленным коллектором, поскольку у сравнительно низкочастотных транзисторов коллектор, как правило, соединен с корпусом, а корпус привинчивается к шасси.
На выбор схемы и конструкции многооктавного ШПУ диапазона до десятков мегагерц влияют два обстоятельства: 1) необходима коррекция АЧХ усилителя в связи с проявлением инерционных свойств транзистора в верхней части диапазона; 2) трудно реализовать обычный трансформатор, особенно мощный, с равномерной АЧХ из-за влияния индуктивностей рассеяния и межвитковых и межобмоточных емкостей. Для выравнивания АЧХ на верхнем крае диапазона обмотки трансформаторов шунтируют небольшими емкостями, резонирующими с индуктивностями рассеяния.
Рис. 6.10. Схема широкополосного двухтактного эмит-терного повторителя
Рис. 6.11. Схема широкополосного трансформаторного усилителя с ОЭ
Рис. 6.12. Получение коэффициента трансформации п=3 с помощью обычных двухобмоточных трансформаторов
Рис. 6.13. Получение коэффициента трансформации и=3 с помощью трех ТЛ
Для устранения влияния паразитных емкостей обмоток, а также индуктивностей рассеяния применяются трансформаторы принципиально иного типа, а именно трансформаторы на линиях (ТЛ). В литературе ТЛ иногда называются трансформаторами типа «длинная линия» (ТДЛ), трансформаторами Рутрофа, линейными трансформаторами и др.
Как известно, линия, согласованная на концах, имеет весьма широкую полосу пропускания. Трансформатор на линиях содержит одну или несколько согласованных линий, чем и объясняется его широкополосность.
Согласованная линия имеет коэффициент трансформации, равный 1. Следовательно, чтобы получить коэффициент трансформации, отличный от 1, можно соединить несколько линий. Имея три обычных двухобмоточных трансформатора с п=1 (рис. 6.12), можно получить п=3, соединив первичные обмотки параллельно, а вторичные последовательно. Подобно этому можно получить п=3 с помощью трех линейных трансформаторов (рис. 6.13), соединив их входы параллельно, а выходы последовательно.
Существует множество вариантов соединения отрезков линий, намотанных на ферритовый сердечник и образующих трансформаторы с дискретными коэффициентами трансформации, равными отношению любых целых чисел. Некоторые виды ТЛ приведены на рис. 6.14.
В двухтактном ШПУ с ТЛ (рис. 6.15) трансформаторы Tpi и Тр2 имеют общий коэффициент трансформации, равный 4 (по сопротивлению в 16 раз). Трансформаторы Тр3 и Тр4 создают противофазное ’ напряжение возбуждения транзисторов Ti и Т2. Цепи R1R2C1 выполняют две функции:
। Рис. 6.14. Схема широкополосных ЦС на ТЛ а — фазоинвертор; б, в — фазорасщепители для получения двух противофазных напряжений; г — схема утроения напряжения на двух ТЛ
Рис. 6.15. Схема двухтактного широкополосного усилителя с ТЛ для диапазона 3.. 30 МГц
коррекции спада коэффициента усиления по току транзисторов в верхней части диапазона и приближенного согласования во всем рабочем диапазоне частот на входах трансформаторов Тр3 и Тр4. Этим достигается и режим, близкий к согласованию для трансформаторов Tpi и Тр2. Конденсаторы С2 и С3 — разделительные. Трансформатор Тр5 необходим, поскольку усилитель работает в режиме класса В. При отсутствии Tps выходная цепь будет разомкнута, так как в любой момент один из транзисторов закрыт. Общая точка обмоток Тр5 заземлена. Трансформатор Трв преобразует несимметричную нагрузку 7?н в симметричную.
Волновые сопротивления всех трансформаторов в оптимальном случае должны быть согласованы с сопротивлением их нагрузок. Однако даже при комплексной нагрузке, когда неизбежны отражения в линиях, образующих ТЛ, частотные характеристики ТЛ оказываются более равномерными, чем у обычных трансформаторов.
Здесь были рассмотрены простейшие ТЛ. Их нижняя рабочая частота ограничена конечным значением магнитной проницаемости феррита |х. Для расширения рабочего диапазона ТЛ в области низких частот применяют
Рис. 6.16. Схема широкополосного двухтактного усилителя на ПТ (рабочая полоса частот 30 . .88 МГц, выходная мощность 250 Вт, напряжение питания 45 В)
Рис. 617. Схема двухтактного широкополосного усилителя на ПТ (рабочая полоса частот 2 ... 100 МГц, выходная мощность 8 Вт, усиление 15 дБ)
корректирующие элементы, конденсаторы и дополнительные симметрирующие обмотки.
Как указывалось в гл. 1, применение ПТ упрощает задачу построения многооктавных ШПУ (рис. 6.16, 6.17). Обратные связи введены для получения стандартных входного и выходного сопротивлений, равных 50 Ом. Включение конденсаторов Сн, нейтрализующих проходные емкости транзисторов (рис. 6.17), позволяет расширить полосу рабочих частот.
Глава 7. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.1.	НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
В тех случаях, когда имеется источник гармонических колебаний с частотой со, а требуется получить колебание с частотой Мо, где N— целое число, используют каскад, называемый умножителем частоты (УЧ). Причины, вынуждающие применять УЧ в устройствах формирования сигналов, весьма различны.
При умножении частоты ФМ или ЧМ сигнала девиация фазы или частоты увеличивается в N раз. Поэтому умножители частоты часто применяются в системах с ЧМ и ФМ для углубления модуляции.
Радиочастотные тракты с большим коэффициентом усиления склонны к самовозбуждению, если содержат только усилительные каскады. Избежать самовозбуждения тракта можно, включив в его состав умножители частоты.
Кроме того, УЧ применяются в сложных возбудителях радиопередающих устройств, создающих сетку стабильных частот, — синтезаторах частоты.
Умножитель частоты обладает ценным свойством, заключающимся в значительно более слабой зависимости входного сопротивления от нагрузки, чем в усилителе. Поэтому его целесообразно использовать в качестве буферной ступени, ослаб-120
ляющей влияние последующих' каскадов на стабильность часто
ты задающего автогенератора.
Наконец, иногда применение УЧ является единственным средством получения мощных колебаний на весьма высокой частоте. Например, при отсутствии достаточно мощных транзисторов, рассчитанных на нужную рабочую частоту, приходится получать в усилителе мощность выше требуемой на более низкой частоте, а затем включать варакторный УЧ.
Классифицируя УЧ по принципу действия, можно разделить
их на три группы.
В УЧ первой группы воздействие периодического колебания с основной частотой со на нелинейный элемент дает спектр токов, в котором содержится нужная гармоника А со. Она выделяется с помощью фильтра, подавляющего все остальные гармоники. К этой группе относятся УЧ на биполярных и полевых транзисторах, лампах, диодах с накоплением заряда (ДНЗ), варакторах и других нелинейных элементах.
Ко второй группе относятся УЧ на основе автогенераторов (АГ) с частотой, близкой к Neo, синхронизируемых стабильными колебаниями с частотой со.
Структурная схема УЧ, относящегося к третьей группе, показана на рис. 7.1. Как и в предыдущем случае, здесь есть АГ, собственная частота колебаний которого близка к Na. К генератору подключен делитель частоты на N, выходное напряжение которого подается на фазовый детектор (ФД). К другому входу ФД подключен источник колебаний, частота которого подлежит умножению. В результате сравнения на ФД вырабатывается сигнал, корректирующий фазу колебаний АГ так, что частота колебаний в нем становится точно равной TVco.
Умножители первого типа, в свою очередь, подразделяются по типу нелинейности. В диапазоне высоких частот (до 300 МГц) наиболее часто используются УЧ, выделяющие N-ю гармонику из импульсов, следующих с частотой f=co/2n;, полученных с помощью БТ или ПТ в режиме с отсечкой. В них особенно на
сравнительно невысоких частотах, главную роль играет активная нелинейность, т. е. нелинейность статической проходной характеристики, вызывающая отсечку тока. Другой способ получения N-й гармоники в УЧ — применение нелинейной реактивности, например нелинейной емко-_
сти р—n-перехода варактора (см. гл. 14), коллекторного перехода транзистора и т. д. Умножитель, выполненный на ВТ с использованием
Рис. 7.1. Структурная схема УЧ с делением выходной частоты и фазовой автоподстройкой частоты
в качестве главного механизма умножения частоты нелинейности коллекторной емкости, называется транзисторным параметрическим умножителем (ТПУ).
7.2.	УМНОЖИТЕЛИ НА БЕЗЫНЕРЦИОННОМ АКТИВНОМ ЭЛЕМЕНТЕ
В качестве примера рассмотрим УЧ на маломощном транзисторе по схеме с общим эмиттером, аппроксимируя проходную характеристику /к(еВх) кусочно-линейной функцией (см. гл. 2). На входе и выходе такого УЧ включены параллельные контуры, вследствие чего форма напряжений на базе и коллекторе практически гармоническая.
Кроме настройки избирательной выходной ЦС на N-ю гармонику, УЧ отличается от УМ углом отсечки. Выбор угла отсечки зависит от требований, предъявляемых к УЧ в отношении выходной мощности PN, коэффициента полезного действия коэффициента передачи по мощности KpNi степени подавления побочных гармоник и др. Даже при небольших PN (единицы и десятки милливатт), особенно для больших кратностей умножения N, на выбор угла отсечки влияют предельно допустимые значения коллекторного тока /к.Доп и обратного напряжения на эмиттере еэ.ДОп.
Если транзистор полностью использовать по току, т. е. выбрать высоту импульса коллекторного тока iK.M равной гк.Доп, то амплитуда А/’-й гармоники тока коллектора определяется формулой (2.24)
Д.у = О^(0) IK.M = <%N (0) ^К.доп.	(7*1)
Максимум IKN соответствует максимуму о^(0) и достигается при 0= 12O°/7V, т. е. 60° для удвоителя, 40° для утроителя и т. д. Ограничение по коллекторному току является обычно главным для удвоителей и для утроителей.
На практике чаще всего в одном каскаде используются кратности умножения N, равные 2, 3, реже 5. Увеличение кратности умножения в одном каскаде приводит к резкому снижению выходной мощности и коэффициента передачи KpN. Например, при /вХ= 10 МГц удвоитель на транзисторе КТ607 может отдать мощность порядка 100 мВт, а умножитель на одиннадцать — менее 1 мВт. Работать с мощностями менее 1 мВт на выходе умножителя нежелательно из-за повышения относительного уровня шумов. Другое ограничение кратности умножения в одном каскаде связано с возрастающей трудностью фильтрации побочных гармоник, особенно ближайших к рабочей. Для решения этой задачи приходится усложнять схему, прибегая к двухтактному включению АЭ и усложнению выходного фильтра УЧ.
Влияние побочных составляющих спектра выражается в том, что на выходе УЧ получается амплитудно-модулированное ко-
cot '
Рис. 7.2. Углубление ПАМ при воздействии выходного напряжения УЧ на вход следующего каскада
лебание. Глубина его модуляции уменьшается с ростом добротности колебательной системы QH. Эта паразитная AM (ПАМ) может оказывать неблагоприятное воздействие на режим последующих каскадов, особенно работающих с малыми углами отсечки, например умножителей частоты. Из рис. 7.2 видно, что в коллекторном токе следующего каскада эта модуляция углубляется. Кроме того, возникает явление амплитудно-фазовой конверсии, т. е. появление паразитной фазовой модуляции, сопровождающей ПАМ. Это явление может быть особенно заметным на повышенных частотах, когда проявляется зависимость запаздывания максимума импульса коллекторного тока от угла отсечки (см. рис. 2.21). Добротность нагруженного одиночного контура обычно не превышает нескольких десятков, а требования к уровню побочных составляющих спектра выходного сигнала УЧ бывают весьма высокими. Обычно на выходе передатчика побочные составляющие спектра должны быть подавлены не менее чем на 60 дБ. При большой кратности умножения это приводит к необходимости подавления побочных составляющих спектра на выходе первого умножителя до уровня —(80... ... 90) дБ. Поэтому высококачественные умножители обычно содержат многоконтурные колебательные системы (рис. 7.3) и часто строятся по двухтактной схеме, подавляющей четные гармоники (рис. 7.4). Резисторы обратной связи гэ в эмиттерных цепях УЧ улучшают симметрию плеч при отсутствии подбора транзисторов.
Рис. 7.3. Однотактный умножитель с фильтром на связанных контурах (fBI=10 МГц, У=5, подавление побочных гармоник —65 дБ)
Рис. 7.4. Двухтактный умножитель с трехконтурным фильтром (fsx= = 10 МГц, N=9, подавление побочных гармоник —50 дБ, Pn = 1 мВт)
Эффективным средством улучшения спектра умножителей являются режекторные фильтры (фильтры-пробки). Они используются главным образом в удвоителях (рис. 7.5) и утроителях частоты. Последовательный контур LiCi настраивается в резонанс на входную частоту УЧ и создает короткое замыкание для тока первой гармоники в цепи коллектора. Поэтому напряжение входной частоты на коллекторе транзистора близко к нулю. Чтобы контур LiCi не создавал низкоомной реактивной нагрузки для транзистора на выходной частоте, параллельно ему включен конденсатор С2, образующий с LiCi параллельный контур, настроенный на частоту 2со и имеющий резонансное сопротивление, примерно на порядок превышающее полезную нагрузку транзистора RK- В случае утроителя в выходной цепи УЧ включается еще один фильтр, последовательный контур которого настроен на частоту 2со.
7.3.	УМНОЖИТЕЛИ НА ИНЕРЦИОННОМ АКТИВНОМ ЭЛЕМЕНТЕ
Типичным примером УЧ на инерционном АЭ является транзисторный УЧ с рабочей частотой, на которой нельзя пренебречь токами через емкости переходов транзистора. Для анализа процессов в УЧ на таких частотах можно воспользоваться моделью БТ (см. рис. 2.14).
В гл. 2 показано, что с ростом частоты при возбуждении гармоническим напряжением процессы заряда и разряда диффузионной емкости Сдэ через сопротивление базы Гб приводят к расширению импульса коллекторного тока и уменьшению его высоты (см. рис. 2.15). Как следствие, уменьшается амплитуда N-й гармоники коллекторного тока Лиу=о^(0)/к.м. Дополнительная причина уменьшения IKN заключается в обратной связи через делитель напряжения, верхнее плечо которого образовано емкостью Ск.а, а нижнее — параллельным соединением емкости Сд.э и сопротивлений Гб и Гр. На частотах f>3fs эту связь можно считать не комплексной, а отрицательной, создаваемой емкостным делителем Ск.а, Сд.э. Напряжения ЛГ-й гармоники на эмиттерном переходе, определяющие IKN и созданные, с одной стороны, напряжением возбуждения, а с другой стороны, коллектор-, ным напряжением через делитель Ск.а, Сд.э, оказываются в противофазе. Эта обратная связь также уменьшает IKN. Действие этой обратной связи равносильно появлению между коллектором и эмиттером выходного сопротивления 7?вых=л;/(0согрСк.а) порядка нескольких сотен ом для маломощных транзисторов. Это следует учитывать при выборе сопротивления коллекторной нагрузки 7?к и оценке полосовых свойств выходной цепи связи УЧ.
В случае УЧ на мощном БТ, включенном по схеме с общим эмиттером, из-за значительной индуктивности в цепи базы на входе часто возникает режим генератора тока. При этом в верхнее плечо делителя внутренней • обратной связи кроме Ск а оказывается включенной емкость Ск.п. Это усиливает обратную связь и уменьшает выходное сопротивление: /?Вых= = л/0соГр (Ск.а + Ск,п). В результате дополнительно уменьшается IKN, а максимально достижимая амплитуда напряжения на коллекторе не превышает нескольких вольт.
Радикальной мерой устранения отрицательной обратной связи через емкость коллектора и резкого улучшения всех энергетических показателей УЧ является включение БТ по схеме с общей базой при возбуждении гармоническим эмиттерным током (рис. 7.6). При этом можно считать, что емкость Ск практически включена параллельно выходу и не является элементом обратной связи. Выходное сопротивление УЧ в схеме с ОБ оказывается высоким, и выход транзистора можно приближенно рассматривать как генератор тока N-n гармоники. Такой УЧ работает с амплитудой напряжения на коллекторе, близкой к номинальному напряжению питания, и мощностью N-й гармоники, достигающей десятков процентов от номинальной мощности в режиме усиления.
Рис. 7.6. Удвоитель частоты на мощном транзисторе КТ904А с общей базой (fBX=200 МГц, N = 2, Ек—28 В, PN = Vfi Вт, полный КПД около 30%, Kpn=4)
Глава 8. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
8.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Автогенератор — это генератор с самовозбуждением колебаний, свойства которых определяются параметрами схемы АГ и ее режимом. В отличие от генератора с внешним возбуждением АГ не требует возбудителя, обеспечивающего колебания на входе. Последние образуются за счет положительной обратной связи.
В любом АГ можно выделить колебательную систему (КС), колебания в которой поддерживаются за счет поступления порций энергии от источника питания. Управляет этим процессом активный элемент в виде двухполюсника (туннельный диод, диод Ганна и др.) или трехполюсника (транзистор, лампа), на который воздействуют колебания, поступающие из КС.
Наиболее существенное требование к колебаниям АГ — стабильность частоты, т. е. независимость ее от внешних воздействий: изменений напряжений источников питания, температуры среды, вибраций, ударов и т. д. В АГ частота колебаний должна определяться главным образом свойствами колебательной системы. Поэтому для улучшения стабильности частоты целесообразно применять КС, собственные частоты которых слабо зависят от внешних условий. К ним относятся: высокодобротные колебательные контуры со стабильными параметрами, кварцевые резонаторы (КР), линии задержки и резонаторы на поверхностных акустических волнах (ЛЗ, ПАВ), полые металлические и диэлектрические резонаторы (ДР), резонаторы из сверхпроводящих материалов (СПР), резонансные линии поглощения или излучения некоторых веществ.
Анализ свойств АГ начнем со схемы АГ на двухполюснике с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 8.1, а). В этой схеме источник питания с напряжением Ео обеспечивает работу АЭ на участке его характеристики гд(ид) с отрицательной крутизной (рис. 8.2, а). Предполагая, что падение напряже-
Рис. 8.1. Эквивалентная схема
автогенератора
Рис. Д2. Характеристика туннельного диода и ее аппроксимация
ния от постоянной составляющей /0 тока гд(/) можно считать пренебрежимо малым, для постоянных токов и напряжений запишем уравнение /о=Гд(£'о)- Ему соответствует эквивалентная схема АГ по постоянным составляющим тока и напряжения (рис. 8.1, б).
Пусть КС построена так, что напряжение u(t) на ней близко к гармоническому, т. е.
u(t) = U cos (со/+ф) =Re(U exp (/со/)),
где U = £7 ехр (/ср)—комплексная амплитуда этого колебания. Тогда на двухполюсном АЭ действует напряжение ид(/)=£'о+ +и(/), под влиянием которого через АЭ протекает периодический ток /д(/) =/д(Ео+^(/)) • Представим этот ток рядом Фурье:
^(^) = ^(^о+й(О)==/о(/7)+/(^)cos (со/+ф-И)+
оо
+2 /йСО8(ЙС0*+фА). £==2
Поскольку рабочий участок характеристики АЭ имеет отрицательную крутизну (рис. 8.2, а), фаза первой гармоники тока /д(/) сдвинута на л относительно фазы напряжения u(t). Соответственно комплексная амплитуда первой гармоники тока АЭ записывается в виде
!([/)=/([/) ехр (/<р + /л) = -I(U) ехр (/<р).	(8.1)
Напомним, что I(U) определяется по формуле п
J ia(E0+ti(Wdx,	(8.2)
—те
гдет=со^+ср.
Поскольку высшие гармоники не дают существенного падения напряжения на входном сопротивлении КС, их влияние в приближенном анализе АГ можно не учитывать. Для комплексных амплитуд первых гармоник тока I (U) и напряжения U в схеме рис. 8.1, в справедливо равенство
I([7)=_Yn(/cor)U,	(8.3)
где Yn(/cor)—входная комплексная проводимость КС (т. е. пассивной цепи, подключенной к АЭ) на частоте генерации. Отношение
Ya(t/)=I(t/)/U	(8.4)
имеет смысл усредненной по первой гармонике проводимости АЭ. Преобразуя (8.3) с учетом (8.4), получаем равенство
(Ya([7)+Yn(/cor))U = 0,	(8.5)
которому соответствует эквивалентная схема АГ по первой гармонике.
Уравнение (8.5) должно выполняться в режиме установившихся колебаний с амплитудой U и частотой сог, т. е. оно определяет, с какими частотой и амплитудой могут существовать стационарные колебания. Это — комплексное уравнение стационарного режима АГ. Чтобы решить его относительно сог и J7, запишем комплексные проводимости в виде сумм вещественных и мнимых составляющих
Ya({7) =Ga(J7) +/Ba(t/);
Yn (/со) = Gn (со) -f-/5n (со).
Тогда из (8.5) при | U| =^=0 следуют два вещественных уравнения
Ga(G)+Gn(cor)=0;	(8.6а)
Ва (U) +ВП (сог) = 0.	(8.66)
При заданных характеристиках АЭ, параметрах КС и напряжении, питания из этих уравнений можно найти частоту сог и амплитуду U автоколебаний. Так формулируется задача анализа АГ. В то же время частоту и амплитуду колебаний можно задать и найти такие параметры схемы АГ, при которых реализуются соответствующие автоколебания. В этом случае говорят о задаче синтеза АГ.
Рассмотрим конкретный пример решения данных задач для
автогенераторов на туннельном диоде (ТД) с колебательной системой в виде параллельно соединенных индуктивности L, емкости С и проводимости потерь G. Вольт-амперную характеристику ТД в окрестности точки (Ео, /о) (см. точку 1 на рис. 8.2, а) аппроксимируем функцией гд=/0—Si^+s3u3, где и = = ил—Eq\ Si>0; s3>0. Пользуясь этой аппроксимацией, с помощью (8.2) и (8.4) получаем Ga([7) =—sjl—U2IUh2), Ea(U)=Of где t/H=[4si/(3s3)]1/2— напряжение, при котором средняя проводимость ТД Ga([7) меняет знак.
Комплексная проводимость параллельного контура Уп(/со) = =/соС+ (l//coL) +G имеет составляющие Gn(co)=G и Вп(со) = = соС—(1/<о£). После подстановки найденных выражений Ga([7), Ва([7), Gn(co) и Вп(со) в (8.6) получим уравнения
—sx (1—t/2/t/H2)+G = 0; согС—(l/corL) =0.
Их решение находится в явном виде. Из первого определяется амплитуда_колебаний U = UnV\ — (G/sJ, а из второгб частота (j\=\/YLC.
Таким образом, в рассмотренном АГ частота автоколебаний совпадает с частотой собственных колебаний контура, а амплитуда колебаний зависит от отношения проводимости потерь КС к локальной крутизне характеристики АЭ в рабочей точке. Из выражения для U видно, что ненулевое решение существует только, если (G/Si)<l. Это условие можно записать в виде Si>G или, если ввести резонансное сопротивление КС 7?=1/G,
Rsx>\.	(8.7)
Это неравенство называют условием самовозбуждения колебаний. Если оно не выполнено, уравнение стационарного режима (8.5) имеет только одно решение [7=0, т. е. автоколебания отсутствуют.
Пример можно обобщить, сохранив лишь допущение о том, что АЭ описывается статической характеристикой. Из этого следует, что в (8.2) множитель при экспоненте является четной функцией т. Поэтому Ва([7)=0. В генераторе с таким АЭ уравнение (8.66) упрощается и принимает вид
Вп(сог)=0.	(8.8)
Оно решается независимо от (8.6а) и позволяет найти возможные частоты автоколебаний для КС достаточно общего вида. Предположим, что КС выбрали так, что (8.8) имеет одно решение сог. Тогда уравнение для определения амплитуды колебаний можно записать в виде
_Ga([/)=Gn(cor).	(8.9)
Его решение удобно найти графически. При этом на практике встречаются две различные ситуации.
Первая соответствует совпадению точки равновесия с точкой максимальной отрицательной крутизны характеристики АЭ (точка 1 на рис. 8.2, а). При этом Ga(C7) —монотонно убывающая функция амплитуды U. Уравнение (8.9) имеет единственное ненулевое решение, если выполнено условие самовозбуждения— Ga(0) >Gn(cor), и это решение находится так, как показано на рис. 8.2, б. В этом случае после того как отношение (—Ga(0))/Gn(cor), называемое запасом по самовозбуждению (или параметром регенерации), превысит единицу, произойдет плавное увеличение амплитуды колебаний. Такой характер самовозбуждения называется мягким.
Вторая ситуация наблюдается, когда точка равновесия в отсутствие колебаний значительно смещена относительно точки максимальной отрицательной крутизны статической характеристики (точка 2 на рис. 8.2, а). При этом зависимость (—Ga([7)) сначала возрастает, затем проходит через максимум и при дальнейшем увеличении U убывает (рис. 8.2, в). В данном случае (8.9) может не иметь ни одного решения, если Gn(cor)> >шах(—Ga([7)), иметь два решения, если шах(—Ga(t7))> >Gn (сог) > (—Ga (0)), и одно решение, если Gn(сог) < (—Ga (0)). Формальное существование двух решений уравнения (8.9) требует постановки вопроса о том, какое из них будет существовать в реальных условиях.
Ответ на этот вопрос можно получить, если учесть, что при любом значении U величины Pa(J7) =—0,5 t/2Ga(t7) =0,5 UI(U) и Pn(G) =0,5C72Gn(cor) имеют соответственно смысл мощности, отдаваемой АЭ в КС, и мощности потерь, рассеиваемой в КС. Если при некоторой амплитуде U мощность Pa(U) превышает Pn(U), должен происходить рост амплитуды колебаний. Если соотношение обратное, то амплитуда колебаний должна убывать. В точке стационарного режима в соответствии с (8.9) выполняется равенство Ра (G) =Pn(U).
В генераторе с мягким самовозбуждением при малых отклонениях амплитуды колебаний от стационарного значения (см. рис. 8.2,6) в сторону меньших величин выполняется неравенство Pa(U)>Pn(U) и амплитуда увеличивается до стационарного значения. Если же U отклоняется в сторону величин, больших стационарного значения, выполняется обратное неравенство и амплитуда убывает до точки стационарного режима. Таким образом, стационарный режим колебаний устойчив.
В генераторе с немонотонной зависимостью —Ga(t7) (рис. 8.2, в) такая же проверка показывает, что в области, где (—Ga(0)) <Gn(cor) <max(—Ga(G)), колебания с большей из двух возможных ненулевых амплитуд Ue устойчивы. В то же время при малых отклонениях от меньшего из двух значений £7М баланс мощностей нарушается так, что отклонение в меньшую сторону вызывает уменьшение амплитуды колебаний до нуля, а в большую сторону — рост до большего значения амплитуды.
Таким образом, в этой области значений Gn(cor) установившиеся колебания с амплитудой Ue существовать могут. Однако для их возбуждения необходимо внешнее воздействие, вызывающее в КС колебания с амплитудой U, превышающей GM. Такой режим самовозбуждения называют жестким. Отметим, что в АГ с жестким самовозбуждением при плавном уменьшении Gn(cor) переход через значение —(?а(0) вызывает возникновение колебаний с амплитудой Ue (см. рис. 8.2, в). Если затем плавно увеличивать Gn(cor), то срыв колебаний наступит при переходе границы, равной шах(—Ga(G)).
Если АЭ таков, что проводимость Bn(U) не равна нулю (например, содержит нелинейную емкость), то частота колебаний в АГ будет зависеть от амплитуды и решение уравнений стационарного режима (8.6) удобно проводить графически на комплексной плоскости проводимостей или находить численно. При этом основные особенности работы АГ, связанные с характером самовозбуждения, сохраняются.
В реальных генераторах высоких и сверхвысоких частот часто оказывается, что усредненная по первой гармонике проводимость АЭ зависит не только от амплитуды, но и от рабочей частоты, а входная проводимость КС из-за наличия в ней нелинейных элементов (например, варикапов) зависит не только от частоты, но и от амплитуды. В этом случае уравнения стационарного режима имеют более общую форму:
Ga(G, (Or) + Gn((Dr, G)=0,
Ba(G, (Or)+Вп((0г, G)=o.	(8.10)
Их решение также обычно находят численно методом последовательных приближений.
8.2.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ТРЕХПОЛЮСНЫХ
АКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
При построении АГ на трехполюсном АЭ, например транзисторе (рис. 8.3), энергия колебаний передается из выходной цепи АЭ в колебательную систему при условии, что управляющее током коллектора колебательное напряжение ^бэ(0 имеет определенный фазовый сдвиг относительно напряжения ^кэ(0 между коллектором и эмиттером. На рис. 8.3 колебательная система представлена схемой, содержащей комплексные сопротивления Zi(/(o), Z2(/cd) и Z3(/(o). Передача напряжения из выходной цепи транзистора на его вход обеспечивается цепью обратной связи, состоящей из элементов Z2(/(d) и Z3(/(d).
Предположим, как и ранее, что переменные составляющие колебательных напряжений ^кэ(0 и ^бэ(^) являются почти гармоническими, а связь между iK(t) и ^бэ(0 определяется статической характеристикой /к(^бэ). Входное сопротивление транзи-
Рис. 8.3. Схема АГ как усилителя мощности с цепью обратной связи (обобщенная трехточечная схема)
Рис. 8.4. Эквивалентная схема АЭ с трехточечной схемой
т. е. моделью транзистора считаем генератор тока, управляемо-стора пока будем считать большим по сравнению с |Z2(/co) |, го напряжением. Эквивалентная схема АГ при таких допущениях показана на рис. 8.4.
Пусть икэ и ибэ — комплексные амплитуды первых гармоник напряжений ^кэ(0 и ^бэ(0; 1к(^бэ) —комплексная амплитуда первой гармоники тока коллектора; Si (С7бэ) = 1к(С/бэ)/ /ибэ — средняя крутизна зависимости 1к(С/бэ). Если АЭ описывается статической характеристикой, то 51(С/бэ)—вещественная функция амплитуды управляющего напряжения.
Составим уравнение, описывающее колебательные процессы в схеме, приведенной на рис. 8.4. Ток 1К (t/бэ) образует падение напряжения UK3 на коллекторной нагрузке ZH, которая определяется параллельным соединением ветвей Zi и Z2+Z3:
ZH=Zi (Z2+Z3)/(Z1-|~Z2+Z3).
Тогда
Uk3 = —ZhIk (	= —ZHSj ( С7бэ) ибэ.	(8.1 1)
Но напряжение 1)бЭ создается напряжением UK3 через делитель Z2, Z3. Назовем отношение — U63/UK3 коэффициентом обратной связи:
к=—ибэ/икэ=—Z2/(Z2+Z3).	(8.12)
Заменяя в (8.11) ибэ на —kUK3, приходим к уравнению
(1—kZHS j (| k | t/кэ)) иЭк=0.	(8.13)
Произведение к и ZH удобно объединить в одно сопротивление, которое принято называть управляющим:
Zy=kZH.	(8.14)
Из (8.14), (8.12) и формулы для ZH имеем
Zy=-Z1Z2/(Z1+Z2+Z3)	(8.15)
и вместо (8.13) получаем
(1—ZyS1(|k|C7K3))C/K3=O.	(8.16)
Уравнение (8.13) может быть записано в форме, подобной (8.5), а эквивалентная схема АГ на рис. 8.4 сводится к схеме, приведенной на рис. 8.1, в. Это становится очевидным, если переписать (8.13):
[-к (/сог) Sj (I к (/сог) IС7КЭ) +1/ZH (/®г)]С7кэ=0.	(8.17)
Сравнивая его с (8.5), видим, что схема трехточечного АГ также разделяется на пассивную часть с проводимостью Yn(/co) = = l/ZH(/co) и активную часть с проводимостью Ya(C7K3, /со) = =—k(/co)Si( |&(/со) | £/кэ). При постоянных со = сог и (7КЭ, ибэ равенство (8.17)—это комплексное уравнение стационарного режима АГ на трехполюсном АЭ.
Однако для трехполюсного АЭ уравнения стационарного режима удобнее записывать и решать относительно сог и амплитуды управляющего напряжения £7бэ. Такие уравнения получаются из (8.13) и (8.15) с учетом (8.14) и записываются в форме
Si (t/бэ) k (/сог) (/(Or) = 1	(8.18а)
или
Sx (C763)Zy(/(or)“l.	(8.186)
Из комплексного уравнения (8.18а) вытекают равенства, связывающие в стационарном режиме модули и фазы сомножителей, входящих в его левую часть. Если принять Si=SiX Хехр(/фя), k=k ехр(/ф£), ZH=ZHexp (/фн), то из (8.18а) получим два уравнения — баланса амплитуд и баланса фаз:
51(17бэ)^(<ог)^н(сог) = 1;	(8.19)
Фб'(^бэ)+ф^(сог)+фн((Ог) =—2лл, /1=0, 1. 2, ...	(8.20)
Можно получить другую форму уравнений стационарного режима. Если в (8.186) произвести замену
S^S^+JS^, l/Zy=Yy=Gy+/By,
то два вещественных уравнения
*$1в (£Л)э) = Gy(сог), 51М(t/бэ) (сог)	(8.21)
подобны уравнениям (8.6) и решаются так же.
8.3.	СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Автогенераторы гармонических колебаний с хорошей стабильностью частоты должны иметь КС с малыми потерями. Поэтому у сопротивлений Zi=ri+/Xi; Z2=r2+jX2, Z3=r3+/X3 вещественные части малы по сравнению с мнимыми: ^2^1X2!; г3^ |Хз|.
С учетом этого выражение для управляющего сопротивления (8.15) может быть упрощено:
у   ______(г 1 + JXi) (г2 4- УА~2)_^1^2   *У	/Я 991
у	+ г2 + rz + J (Хг + Х2 + Xz)	r-\-JX i-YjKlr*
где Г = Г1-|“^2"Ь^З*,	=
Ry=X1X2/r.	(8.23)
Примем, что АГ работает на низких для транзистора частотах, где Si «Si (соответственно <ps~0 или Sim^O). Тогда из (8.186) можно получить эквивалентные ему равенства:
S1(U63)Ry=l;	(8.24)
X (сог) =Xi (сог) 4“^2 (<£г) +^з (сог) =0.	(8.25)
При Si>0 вещественное управляющее сопротивление /?у должно быть положительным на частоте колебаний, которая определяется из (8.25). Поэтому при г>0 реактивные сопротивления Xi и Х2 должны иметь один знак, а Х3 — противоположный. Если %i>0 и Х2>0, т. е. представляют индуктивности, то Хз<0 и представляет емкость. В этом случае получается индуктивная трехточечная схема АГ (рис. 8.5, а), и, наоборот, при Xi<0 и Х2<0, Х3>0 — получается емкостная трехточечная схема АГ (рис. 8.5,6).
Для удобства расчетов получим приближенные выражения для k и ZH. При малых потерях из (8.12) имеем
—]Х2/(/Х2+/Хз) ~Х2/Х!	(8.26)
(здесь использовано уравнение для частоты (8.25), из которого следует, что Х24~Х3=—
( _ JX^jX^jX,) _хг н~ г + у^ + ^ + Хз) ~ г •
(8.27)
Пока никаких ограничений на структуру сопротивлений Zb Z2, Z3 не вводилось. Если они состоят только из последовательно включенных индуктивностей и емкостей, колебательная система имеет единственную собственную частоту. Но если в состав Zb Z2 и Z3 входят разветвленные цепи, то КС становится
Рис. 8.5. Индуктивная (а) и емкостная (б) эквивалентные трехточечные схемы автогенераторов
многоконтурной. Анализ таких АГ .существенно усложняется.
Реальные схемы всегда многоконтурные, поэтому одноконтурные АГ представляют собой идеализированную модель полной схемы, точность которой тем выше, чем больше удалены резонансные частоты паразитных параллельных контуров от частоты колебаний.
Схемы одноконтурных АГ на биполярных и полевых транзисторах, как правило, выполняются в виде емкостных или индуктивных трех точек. Принципы составления схем и расчет блокировочных элементов такие же, как и в усилителе мощности. Особенности выбора емкостей в цепях автосмещения поясним далее.
В АГ можно заземлить любую точку схемы, не меняя его электрический режим. Поэтому выбор этой точки связывают с требованием повышения стабильности частоты. Нежелательны схемы параллельного питания, у которых дроссели невысокого качества влияют на элементы контура и снижают стабильность частоты.
Рассмотрим две схемы АГ с источниками питания, построенные на полевом (рис. 8.6, а) и биполярном (рис. 8.6,5) транзисторах. В обеих схемах контур включен в выходную цепь АЭ не полностью, чтобы при типичных значениях характеристического сопротивления контура р=200...500 Ом и добротности Q = = 50 ... 100 получался режим АЭ, близкий к критическому. Для ПТ (и ламп) /?н. кр~Ю00 Ом, для БТ 7?н. кр~100 Ом. Следовательно, коэффициент включения контура р= У Яя. Kp/(pQ) = = 0,2... 0,4 и 0,05 ... 0,1 соответственно. Здесь р=УЬ)С—• характеристическое сопротивление контура; Q=p/r— добротность; L , С — полные индуктивность и емкость; г — сопротивление потерь.
Для индуктивной трехточки (рис. 8.6, а)
L = L\-\-L2-Y L& C = C3; k = L2/Lx',
RH = P^Q = ^rL^/r, Ry = kRH=QLlL2/}rLiC,
где p=Xxlp = LxIL. Если L3 = 0, то p=\[(1+&).
Для емкостной трехточки (рис. 8.6, б)
L=Ls; 1/С= 1/Cj-|-1/C24~ 1/С*з; k=CJC2\
=	Ry=kRn = Q УТС^С.С^
?№ Р=Х\1$ = С1С\. Если С3->оо, то р=1/(1+&). Начальное смещение на управляющем электроде АЭ выводит рабочую точку в область достаточно большой крутизны. В схемах рис. 8.6 оно снимается с резисторов делителей Я\Я2-
Обе схемы примерно равноценны по своим свойствам и при правильном выборе активных элементов могут работать до частот порядка нескольких сотен мегагерц. Стабильность час-
Рис. 8.6. Трехточечные схемы автогенераторов:
а — индуктивная на полевом тразисторе с заземленным истоком; б — емкостная на биполярном транзисторе с заземленным коллектором (схема Клаппа)
тоты невысокая, вряд ли лучше 10~4... 5-10-5 при стабилизированном питании.
Помимо схем, показанных на рис. 8.6, встречаются другие виды схем АГ: с трансформаторной связью, емкостная трехточка с емкостью С3, включенной параллельно индуктивности L3, и др.
8.4.	ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ ДЛЯ РАСЧЕТА СТАЦИОНАРНОГО РЕЖИМА АВТОГЕНЕРАТОРА НА ТРЕХПОЛЮСНОМ АЭ
В правильно построенном АГ после включения питания происходит рост амплитуды колебаний от начальной, определяемой ударным возбуждением КС и флуктуациями в схеме, до стационарной. Если зависимость Y&(U) удается выразить в аналитической форме, то из уравнений стационарного режима амплитуда U находится либо аналитически (см. пример в § 8.1), либо графически (см. рис. 8.2, б, в).
В АГ на трехполюсных АЭ стационарный режим находится сравнительно просто, если фаза средней крутизны cps равна нулю, а ток управляющего электрода отсутствует или мал. Тогда частота определяется из уравнения (8.25) и в одноконтурной КС его решение — единственное. Вычисленное на этой частоте управляющее сопротивление R? следует подставить в (8.24) и из него найти t/бэ-
При полигональной аппроксимации характеристики выходного тока АЭ (см. § 1.2) в недонапряженном режиме средняя крутизна определяется выражением 51 = 5^(0), где 0 — угол отсечки, зависящий от t/бэ; 3— крутизна проходной характеристики АЭ.
Если смещение Ес превышает напряжение запирания £', то Yi и средняя крутизна 3 с ростом t/бэ монотонно падают.
Когда Ez<zE', то с увеличением амплитуды ибэ yi и Sj рас-
Рис. 8.7. Определение амплитуды колебаний в стационарном режиме по уравнению (8.24)

1,0
тут. В АГ с возрастанием пропорционально увеличивается £/кэ = £/бэ/&. При	или [7бэ~6£к .возникает перенапря-
женный режим и дальнейший рост С/бэ вызывает стремительное разрушение импульса выходного тока. Средняя крутизна Si быстро падает.
Оба типа зависимостей 51([7бэ) показаны на рис. 8.7. Здесь же изображены горизонтальные линии, проведенные на уровне 1//?у, пересечение которых с графиками крутизны Si дает решение уравнения (8.24):
51([/бэ) = 1/7?у.	(8.28)
Из рис. 8.7 видно, что при ЕС>Е' кривая S\(U6s) монотонно убывает и при выполнении условия самовозбуждения
S/?y>l	(8.29)
каждому значению 7?у соответствует одно решение уравнения (8.24) —точка А или В. С ростом Ry амплитуда Ue3 монотонно увеличивается. Сравнивая эту зависимость с приведенной на рис. 8.2,6, видим, что такой автогенератор работает в мягком режиме самовозбуждения.
При ЕС<,Е' крутизна ЗДС/бэ) при малых Шэ равна нулю, затем нарастает, а потом быстро падает. Здесь могут образоваться две точки равновесия: С — на восходящем участке графика	и D — на падающем участке. Эта зависимость
подобна показанной на рис. 8.2, в. В таком случае режим самовозбуждения АГ жесткий. На практике АГ с жестким режимом самовозбуждения используются редко.
Рассмотрим зависимость амплитуды t/бэ от изменения смещения £с, которая называется диаграммой срыва. Для ее построения заменим в (8.28) среднюю крутизну Si произведением Syi(0). Тогда
7i(e) = l/ST?y.	(8.30)
При данном значении произведения SRy коэффициент и угол 0 постоянны. Следовательно, амплитуда Us3 должна меняться
от напряжения смещения так, чтобы угол отсечки оставался неизменным. Из выражения для cos 0 находим
(8.31)
Отсюда следует, что t/бэ от Ес зависит линейно. Зависимость ибэ(Ес) представляет пучок прямых, проходящих через точку (Ес=Е'-> [7бэ = 0) с угловым коэффициентом, равным —1/cos 0. Предельные положения диаграмм срыва соответствуют 8ЯУ = 1 (при этом —1/cos 0 = 1) и 8/?у->оо (здесь —1/cos 0-*—1). Им соответствуют на рис. 8.8 линия отсечки выходного тока АЭ и линия запирания. При 8/?у = 2 0==л;/2, cos 0 = 0; —1/cos 0->оо. Полученные соотношения справедливы в области HP, когда [/бзШзкр^£к. В ПР приближенно можно считать, что t/бэ слабо зависит от Ес и диаграмма срыва £7бэ(£с) идет почти горизонтально, близко к уровню kEK (см. рис. 8.8).
Исходя из соответствия точек на рис. 8.7 и 8.8, отмеченных одинаковыми буквами, можно показать, что условие устойчивости колебаний на плоскости диаграмм срыва имеет вид
dU63/dEc>0.	(8.32)
С помощью диаграмм срыва строится зависимость С/бэ от принудительного изменения смещения Ес. График функции ибэ(Ес) при 1<8/?у<2 построен на рис. 8.9, а. Такая зависимость получается при мягком самовозбуждении. На рис. 8.9,6 изображено изменение амплитуды С7бэ от Ес при 8/?у>2. Здесь образуется область гистерезиса между значениям и£'с=£'ср (срыва колебаний) и Е' (возникновения колебаний). Режимы
Рис. 8.8. Диаграммы срыва автогенератора
Рис. 8.9. Зависимость амплитуды t/бэ от смещения Ес при «мягком» (а) и «жестком» (б) самовозбуждении
на ветви диаграммы срыва с отрицательным наклоном при внешнем смещении неустойчивы. Такая зависимость С/бэ(£с) получается при жестком самовозбуждении.
8.5.	ОДНОКОНТУРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ С АВТОМАТИЧЕСКИМ СМЕЩЕНИЕМ
Применение автоматического смещения облегчает самовозбуждение автогенератора и позволяет получать приемлемые энергетические характеристики. Рассмотрим схему АГ на биполярном транзисторе с комбинированным автосмещением. В цепи автосмещения на эквивалентной схеме (рис. 8.10) напряжение Ес создается источником напряжения начального смещения Е'нач и падениями напряжения от тока базы До на резисторе Re и от тока эмиттера До на резисторе Rs. Высокочастотные составляющие токов базы и эмиттера замыкаются через конденсаторы Се и Сэ.
Выясним, как зависит напряжение смещения Ес от амплитуды колебаний С7бэ в установившемся и переходном режимах.
Уравнение, связывающее токи и напряжения в цепи автосмещения в установившемся режиме, имеет вид
Ес=Енач—Releo—R3lae>	(8.33)
Это уравнение описывает зависимость Ес от СДэ— диаграмму смещения. Ее удобнее строить на плоскости диаграмм срыва [/бэ(^с). При открывающем транзистор напряжении £Нач>£' в линейном режиме токи До и До не зависят от £ДЭ:
1ео~Еб(Ес—Е'); I3q=S(Ec—Е ).
Решая (8.33) относительно Ес, находим
Ес = (£нач+М£') / (Л4+1),	(8.34)
Рис. 8.10. Эквивалентная схема Рис. 8.11. Диаграммы смещения автогене-цепи комбинированного авто- ратора и их пересечение с диаграммой смещения	срыва
где
М—5бКб~{~3$э-
Следовательно, пока Uc,b<Ec—Е', диаграммы смещения вертикальные прямые (рис. 8.11). Они сдвигаются влево с увеличением параметра Л4.
В режиме отсечки выражения для токов имеют вид 1бо~ =3б^бэ7о(0); 7эо=5^бэуо(9). Подставляя их в (8.33) и используя связь Йбэ и Ес через cos 6=—(Ес—E')/U&>, представим уравнение диаграммы смещения в параметрической форме:
тт    ^яач~ В'
6э Л!?» (0)—cos 9 ’
р _ -EHa4cos9+Afyo(0)£' Л1Уо(0)— cos О
На рис. 8.11 построены диаграммы смещения в нелинейной области, рассчитанные по этим выражениям.
Стационарный режим АГ с автосмещением находится как точка пересечения диаграмм срыва и смещения.
Из рис. 8.11 видно, что при некоторых сочетаниях параметров (5/?у^2, М>5) точка стационарного режима попадает на ветвь диаграммы срыва с отрицательным наклоном. Оказывается, что при автосмещении такие режимы могут быть устойчивыми. Условие устойчивости ограничивает отношение постоянных времени цепи автосмещения T6=C6R6 или T3 = C3R3 к постоянной времени контура Тк=2/(6сог). Если оно велико, процессы нарастания и убывания амплитуды С/бэ при потере устойчивости в схеме происходят почти так же, как при внешнем смещении. Но, так как смещение все-таки меняется, после срыва колебаний до нуля Ес растет, стремясь к £Нач. При Е<,>Е' колебания возбуждаются с большой амплитудой, смещение меняется в сторону уменьшения и при переходе границы, где £с=£ср, колебания срываются. Тогда смещение снова начинает увеличиваться до Е'. Возникает прерывистая генерация, с которой можно бороться, уменьшая постоянные времени Тб и Тэ.
Когда Тб/Тк^1 (и Тэ/Tk^I), смещение Ес успевает следить за изменениями амплитуды, и точка стационарного режима на падающей ветви диаграммы срыва приобретает устойчивость.
8.6.	НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ВЫБОР ПАРАМЕТРОВ СХЕМЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Нагрузочные характеристики АГ показывают, как зависит его режим, т. е. напряжения, токи, мощности, частота, от изменения сопротивления нагрузки 7?н при постоянных питающих напряжениях ЕК) Енач и заданных параметрах цепи автосмещения. Нагрузочные характеристики помогают выбрать режим АГ, например, работающего в диапазоне частот или нагруженного 140
Рис. 8.12. Построение нагрузочной характеристики АГ
на цепь с непостоянными параметрами. Наиболее удобно строить их в функции параметра регенерации S/?y (поскольку /?у= =&/?н) с помощью диаграммы смещения и семейства диаграмм срыва (рис. 8.12).
По кривым {/бэ(5/?у) нетрудно построить графики всех остальных величин, определяющих режим автогенератора: токов, мощностей, КПД й т. д.
Выбор режима транзистора в АГ сходен с выбором режима в усилителе мощности (см. § 3.3). Из нагрузочных характеристик следует, что максимум полезной мощности АЭ получается, когда параметр регенерации SRy=2 ... 3, и оценивается приближенной формулой
P^kSE\/8.	(8.36)
При расчете на эту мощность выбирается k:
£«8P1M/(S£2K),	(8.37)
и (при S/?y~2) требуемое сопротивление коллекторной нагрузки
/?н~£к2/(4Р1м).	(8.38)
Проводимость 1//?н, если пренебречь потерями в транзисторе, складывается из проводимости потерь ненагруженной колебательной системы GHeH и проводимости внешней нагрузки GBH. Все проводимости пересчитаны к точкам коллектор—эмиттер (К-Э):
1/7?н=0нен + СВн.	(8.39)
Рассмотрим выбор элементов колебательной системы автогенератора по трехточечной схеме (см. рис. 8.3). Обычно задаются параметрами контура — характеристическим сопротивлением р=200 ... 500 Ом и коэффициентом включения р==
=0,1 ... 0,5. Тогда реактивные сопротивления схемы, приведенной на рис. 8.4, определяются по формулам
Х^-рр; Х2=6Х1; Х3=-Х1-Х2.	(8.40)
При заданной частоте по этим сопротивлениям находятся все индуктивности и емкости одноконтурной КС.
8.7.	ТРАНЗИСТОРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА
ПОВЫШЕННЫХ ЧАСТОТАХ
Ранее рассматривались транзисторные АГ, работающие на относительно низких частотах. С повышением частоты средняя крутизна АЭ становится комплексной. Существенную роль начинают играть входная, выходная проводимости и внутренняя обратная связь. При гармонических напряжениях ибэ(0 и иКэ(0 биполярный транзистор можно представить в виде параллельно соединенного четырехполюсника типа «генератор тока, управляемого напряжением» (идеальный АЭ) и П-образного пассивного четырехполюсника, состоящего из проводимостей Yal, Ya2, Ya3 (рис. 8.13). Все эти проводимости усреднены по первой гармонике на заданной частоте и в общем случае зависят как от частоты, так и от амплитуды. При такой модели транзистора (АЭ) эквивалентная схема трехточечного АГ показана на рис. 8.13. Элементы внешней колебательной системы отмечены штрихами.
Формально анализ схемы можно свести к анализу схемы, приведенной на рис. 8.4, если объединить параллельно соединенные элементы внешней КС и пассивной части АЭ, введя элементы
Zi= (Yal + 1/Z/)-1, Z2= (Za2+l/Z2')-\
(8.41)
z3= (Yas+l/Z/)-1.
^3
xfJaccuB-\ная часть АЭ
\ Внешняя \mpexmovev-\ная схема
}АЭ.
МЭеальг 'ный АЭ
Полная коледа-
система
Рис. 8.13. Эквивалентная схема автогенератора
При не очень высоких частотах, когда (—<р$)^30°, расчет АГ в основном сохраняется. Однако при записи формулы для 1/7?н (8.39) нужно учесть влияние проводимости потерь в транзисторе, которая находится по формуле
GTP=Gal+£2Ga2+ (1 +k) 2Ga3,	(8.42).
где Gal, Ga2, Ga3— вещественные части проводимостей Kai, Ya2, Ya3. (Эта формула получается из условия баланса мощностей.) С учетом влияния GTP вместо (8.39) получим
1Д?н=СТр-|-Снен4-(?вн.	(8.43)
Кроме того, после вычисления Хъ Х2, Х3 по (8.40) необходимо, используя (8.41), найти X/, X/, Х3 для внешней КС. Очевидно, что учет элементов пассивной части АЭ наложит определенные ограничения на допустимые значения элементов внешней КС.
Рассмотрим расчет АГ на более высоких частотах, когда существенно возрастают доля потерь на внутренних элементах транзистора и роль запаздывания тока коллектора относительно напряжения на базе. При этом стационарный режим АГ описывается преобразованным уравнением (8.18а):
S^Yh,	(8.44)
где Yh=Y22—Y212/Yh — проводимость коллекторной нагрузки; Yu, Y12=Y2i, Y22 — матричные элементы суммарной матрицы активного и пассивного четырехполюсников. Для упрощения примем, что от амплитуды колебаний зависит только модуль средней крутизны
Si=Sli(0),	(8.45)
где S — крутизна на рабочей частоте в режиме отсечки; ^1(0) — коэффициент разложения; 0 — высокочастотный угол отсечки. Остальные параметры транзистора Yall; Yal2; Ya22 остаются постоянными при изменениях 0. Примем также G12a=0, что справедливо для большинства транзисторов до частот порядка согр. Тогда, заменяя в (8.44) Si=Sexp(/cps); k=feexp(jcp^) и разделяя вещественные и мнимые части, получаем систему уравнений, описывающих стационарный режим автогенератора:
4iSk cos (<ps+<pft) = G22 + k^Oi p 1
-f15&sin(<P5+<Pft) = 522-^5n. J	(	1
Из баланса фаз (8.20) следует, что сумма фаз <ps и «р* равна фазе нагрузки <рн с обратным знаком:
фн=—(фз+фй)
(при п=0), и вместо (8.46) имеем
cos фн = О22+^2Оц,	1
— ^Sk sinq)H = Z?22— k2'Bn. J
Ясно, что режим, при котором фаза нагрузки фн отлична от нуля, неблагоприятен для автогенератора. При этом падает полезная мощность, ухудшается стабильность частоты. На практике желательно применять АГ, у которых фаза крутизны Ф$, вызванная работой на высокой частоте, скомпенсирована фазой коэффициента обратной связи ср* с тем, чтобы фаза фн была равна или близка к нулю, т. е. ф&=—ф$. Автогенератор, в котором выполнено это условие, называется автогенератором с фазированием.
Уравнения его упрощаются, и вместо (8.47) имеем
^Sk=-G22+k2G^	(8.48)
0=В22-^Ви.	(8.49)
Напомним, что G22^Ga22-\-Gn22y причем проводимость пассивной части схемы Git22=Gh.
Назовем режим АГ, при котором GH=0, режимом холостого хода. В этом режиме мощность, вырабатываемая АЭ, расходуется только на покрытие потерь в самом АЭ, а во внешнюю схему мощность не поступает.
Для такого режима найдем зависимость 7i = 7ix.x от модуля коэффициента обратной связи k:
Tflx.x—(Ga224”^2Gali)/S&.	(8.50)
Значение 71 не должно оказаться меньше 7ix.x при данном k, иначе мощность, отдаваемая транзистором, будет меньше мощности внутренних потерь. С увеличением проводимости нагрузки GH при фиксированном k коэффициент 71 растет и при некотором значении GH достигает единицы. Этот момент соответствует границе самовозбуждения. Таким образом, на плоскости параметров (k, 71) линии 7ix.x(&) и 71 = 1 ограничивают область, в которой могут возбуждаться колебания (рис. 8.14). Характерные точки границы области существования колебаний нетрудно найти из (8.50).
Га
/	у////////,///// fionr	У	1 Y ! /’О min	'р	1 ^опт	^2	Рис. 8.14. Область существования ♦ колебаний в автогенераторе и точка *	оптимального режима
С ростом частоты колебаний потери в транзисторе увеличиваются, растут проводимости Gall и Ga22, а крутизна S падает. При этом граница yix.x поднимается вверх, а значения kx и k2 сближаются. Предельная частота генерации ©max соответствует случаю, когда область колебаний стягивается в точку. Это происходит при выполнении равенства
S2/(4GallGa22) = l.	(8.51)
Обычно частота (&тах немного выше предельной частоты согр.
На границе области существования колебаний и вне ее мощность в нагрузке Рн равна нулю и отлична от нуля в точках, расположенных внутри области. Можно показать, что Рн максимальна в геометрическом центре области (см. рис. 8.14).
Необходимо убедиться, что в оптимальной точке режим транзистора не выходит за границы, установленные предельно допустимыми значениями мощности рассеяния, коллекторного тока и обратного напряжения база—эмиттер.
Рассчитаем реактивные составляющие проводимостей П-об-разной трехточечной схемы. Поскольку уравнения (8.46) и последующие составлены относительно матричных элементов суммарного четырехполюсника, удобнее сначала найти их мнимые компоненты. Используем выражение (8.12) для коэффициента обратной связи и выразим к через матричные элементы:
k=-Z2/(Z2+Z3)=-Y3/(Y2+Y3)=Y12/Y11.	(8.52)
Из условия фазирования известны составляющие k=£B+j&M: &B=£cos(pft; &M=£sinq)ft. Тогда, заменяя в (8.52) Yn = Gn+jBn; Yi2=Gi2+/Bi2, приходим к системе уравнений
k3Gu—^mBh = Gi2;
kJB n+feMG ц = В12.
Из первого находим
Bn=(kBGn—G12)/£M,	(8.53)
а из второго, подставляя найденное Вп,
Bi2={k2Gn—kBGi2)lk^,	(8.54)
Из (8.49) находим третий элемент:
B22=k2Bn^k2(kBGn-GX2}lk^	(8.55)
Простейшая схема, соответствующая таким матричным элементам, это П-образная трехточечная схема (см. рис. 8.4) с реактивными проводимостями
В1==В224"^125	=	^3~---^12,	(8.56)
в которые входят проводимости АЭ Bai, В& В^. Получившийся контур шунтирован проводимостью нагрузки GH и проводимостями АЭ. Его добротность оказывается весьма низкой,
Рис. 8.15. Схема автогенератора с фазирующей депочкой
Рис. 8.16. Эквивалентная схема кварцевого резонатора
следствием чего является невысокая стабильность частоты. Так получилось потому, что здесь одиночный контур выполняет две функции: задает частоту колебаний и поворачивает фазу в цепи обратной связи до значения, равного — <ps. Один из возможных путей снятия этого противоречия — переход к двухконтурной схеме с фазирующей цепочкой (рис. 8.15). Здесь функции разделены: контур Zb Z2, Z3 — эталонный, с хорошей добротностью, цепочка Z4, Z5 — фазосдвигающая.
На частотах до 1 ГГц схемы АГ реализуются на сосредоточенных элементах, на более высоких частотах — на распределенных, т. е. на отрезках длинных линий — полосковых или коаксиальных.
Описанные автогенераторы обладают низкой стабильностью частоты (10-4... 10-3). Поэтому они обычно применяются в сочетании с различными схемами синхронизации или автоматической подстройки частоты.
8.8.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ С КВАРЦЕВОЙ СТАБИЛИЗАЦИЕЙ ЧАСТОТЫ
Колебательная система кварцевых автогенераторов (КАГ). помимо обычных реактивных элементов (L и С) содержит кварцевый резонатор (КР). Он обычно выполняется в виде плоской прямоугольной или круглой пластины, вырезанной из природного или искусственного кристалла кварца под определенными’ углами относительно его кристаллографических осей. Противоположные грани пластины металлизированы и образуют плоский конденсатор с емкостью Со.
Эквивалентная схема КР (рис. 8.16) позволяет проводить анализ режимов КАГ. Она состоит из статической емкости кварца Со, параллельно которой -включено 'бесконечное количество динамических ветвей. Каждая из них учитывает один из резонансов, в том числе резонансы на нечетных механических гармониках, колебания на которых за счет пьезоэффекта преобразуются в электрические. Динамическая ветвь — это последовательный контур из индуктивности LKB <, емкости CKBi и сопротивления потерь rKBi (i— номер гармоники).
Индуктивность характеризует инерционные, емкость — упругие свойства кварцевой пластины, а сопротивление — потери энергии при колебаниях. По сравнению с L, С обычных контуров параметры кварцевого контура отличаются на несколько порядков: Lkb< — в сторону увеличения, а Скв, — в сторону уменьшения. В результате характеристическое сопротивление рКв/«1О5...1О8 Ом и при сопротивлении потерь гКв/=1,0... ... 103 Ом добротность QKBi может достигать значений Ю4. .. ... 107 и более.
Вблизи частоты любой из гармоник контур, эквивалентный кварцевому резонатору, имеет две характерные частоты: последовательного резонанса
с°кв/:=1/'К^квхС’кв/	(8.57)
и параллельного резонанса
“»‘=1 /	' (>+Ш	<8-S8>
Обычно отношение емкостей Скв< и Со~3...1О пФ очень мало (Ю“3... 10-4), поэтому интервал частот (соп г—(ОквОЛонв* имеет тот же порядок малости: 10~3... 10~4. Но из-за большой добротности обобщенная расстройка частоты относительно сокв i измеряется десятками и сотнями единиц. Поэтому вблизи частоты со к в i сопротивление кварца
ZKB г~ГКв х-р/Хкв г ^^кв i ( 1 -{-JVkb i)	(8.59)
меняется, как у последовательного контура. В (8.59) vKBi== = 2QKBi((o—сокв»)/©кв i —обобщенная расстройка. Соответственно в окрестности частоты кварц ведет себя как параллельный контур с сопротивлением
2->‘я-П^7-	<86°)
где /?о,<=Р2Ркв <Qkb i — резонансное сопротивление контура кварца; р — Сквг/Со — малый коэффициент включения; vnt= = 2(со—cOni)Qi/(Oni — обобщенная расстройка. Графики модуля ZKB й вещественных и мнимых частей сопротивления кварца по* строены на рис. 8.17.
Таким образом, кварцу соответствуют электрические схемы замещения с уникальными параметрами: огромной добротностью., слабой связью динамических ветвей с внешними цепями и высокой степенью постоянства резонансных частот. При удачном выборе среза (т. е. углов относительно осей кристалла) температурный коэффициент частоты (ТКЧ) может составлять 10~6 1/град и менее в довольно широком интервале температур. Кроме того, реактивное сопротивление кварца имеет индуктивный характер только в узком интервале частот сокв <... ©п». На
а)	б)
Рис. 8.17. Изменения модуля полного сопротивления, вещественной и мнимой частей сопротивления кварца от расстройки относительно частоты последовательного (а) и параллельного (б) резонанса
остальных частотах сопротивление кварца емкостное. Это свойство используется при выборе возможных видов схем КАГ, в которых кварц должен играть роль индуктивности.
Простейшие схемы такого типа — это трехточечные схемы, в которых кварц заменяет одну из индуктивностей (рис. 8.18). Наиболее часто применяется схема, приведенная на рис. 8.18, а, с кварцем, включенным между коллектором и базой. Эта схема имеет лучшую стабильность частоты, ее проще реализовать в микроминиатюрном исполнении. Включение индуктивности Li позволяет генерировать гармоники, превышающие частоту контура LiCi.
Выбор элементов схемы рис. 8.18, а и ее режима сводится к определению минимальных значений емкостей Ci и Сг, параметра S7?y и оценке мощности, рассеиваемой кварцем. Полагая транзистор безынерционным (ф5~0), составим выражение для управляющего сопротивления: Zy=—Z1Z2/(Zi+Z2+Z3) = =Ry/(\-rjXy/Rmi), причем	Z2=/X2;	Z3=ZKBi==
Тогда г3=-Ц-------/P^-=7?Kb+;-Vkb.	Здесь
—1/(oKB <Ci) ; X2=—1/(<0kb (c2). Подставляя выражения
Рис. 8.18. Емкостная (а) и индуктивные (б, в) трехточечные схемы автогенераторов с кварцем
Рис. 8.19. Графическое решение уравнения для частоты КАГ (а) и зависимости 7?у и vn от емкости (б): ------------------------неустойчивые ветви
для Zi, Z2, Z3 в формулу для определения Zy, получаем Ry= =Х1Х2//?кв<; А’у=Х1+Х2+Хкв=0 или., чтобы существовало решение уравнения для частоты, необходимо выполнение условия
—(Xi+X2). Наибольшее значение ХКВг получается при Vnt= — I (см. рис. 8.17, б) и равно R^/2.
Составим уравнение для определения расстройки vni\
-vniW(l+W)+Xi+X2=0.	(8.61)
Графическое решение этого уравнения показано на рис. 8.19, а. При заданных значениях Xi и Х2 уравнению удовлетворяют два решения: уп.в — на более высокой частоте и уп.н — на более низкой. Можно показать, что при монотонно спадающей зависимости Si (t/бэ) расстройка уп.в соответствует неустойчивым режимам, а расстройка уп.н — устойчивым. При |Xi+X2| <7?0*/4 расстройку Уп.н можно найти из приближенного выражения:
Vn.H~W(*l+*2).	(8.62)
Подставляя vn.H в формулу для Rv, находим
7?у=Х1Х2(1+у2п.н)/^«
^R0iXiX2/{Xi+X2)2.	(8.63)
По этому выражению можно построить зависимости Ry от С\ или С2, т. е. регулировочные характеристики КАГ. Пример такого построения (а также уп.н от Ci) приведен на рис. 8.19, б.
Графики показывают, почему КР стабилизирует частоту колебаний: изменение емкости С\ в больших пределах вызывает незначительное изменение расстройки уп.н, т. е. частоты.
Помимо схем, где кварц используется как индуктивность, существует еще группа схем, где кварц работает как последовательный контур вблизи частоты соКг. Одна из таких схем — с кварцем в цепи обратной связи — показана на рис. 8.20, а.
a)	i)
Рис. 8.21. Схема автогенератора с кварцем между коллектором и базой, не содержащая индуктивностей
Рис. 8.20. Автогенератор с кварцем в цепи обратной связи, построенный по схеме с ОЭ (а) и с ОБ (б)
Автогенератор собран по обычной трехточечной схеме, но в цепь обратной связи включен делитель напряжения, состоящий из кварца и небольшого резистора fдел~^кв, С коэффициентом передачи (см. (8.59)) кДел=гДел/(^дел+2Кв). Избирательные свойства делителя таковы, что даже при небольших отклонениях частоты от ©кв модуль кдел падает и условие самовозбуждения нарушается. Чем меньше гдел, тем стабильнее частота генерируемых колебаний. Разновидность схемы показана на рис. 8.20,6. Здесь роль гдел играет низкое входное сопротивление транзистора, включенного по схеме с общей базой.
Схемы с кварцем в цепи обратной связи удобны тем, что при малой мощности на кварце в контуре можно выделить мощность довольно большую. Перестраивая контур (например, варикапом), получают изменения частоты колебаний в широких пределах (по сравнению с другими схемами КАГ). Кроме того, такие схемы хорошо применять при работе кварца на механических гармониках, так как настройкой контура можно выбрать требуемую гармонику. При очень больших номерах гармоник (более 7) приходится принимать меры по- нейтрализации статической емкости кварца Со.
В зависимости от требований к АГ по-разному решается вопрос о его конструктивном исполнении. В настояще время находят применение конструкции на элементах с сосредоточенными параметрами или на полосковых линиях (при частоте 150... ...200 МГц), гибридные и интегральные. При гибридном варианте основная часть АГ выполняется в виде микросхемы. Выносятся АЭ, кварц и иногда некоторые элементы колебательной системы (как правило, регулируемые). При гибридном или интегральном исполнении желательно выбирать схемы АГ, не содержащие частотно-избирательных цепей с индуктивностями из-за трудностей их изготовления.
Одной из схем без индуктивностей является АГ с кварцем между коллектором и базой, в котором параллельно конденсатору Ci включен резистор (рис. 8.21). В случае возбуждения резонатора на одной из гармоник сопротивление надо вы-150
бирать так, чтобы нарушить условия возбуждения колебаний на частотах низших гармоник и на основной частоте резонатора. Для частоты выбранной гармоники сопротивление /?1 является блокировочным.
8.9.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ С КОЛЕБАТЕЛЬНЫМИ СИСТЕМАМИ НА ПАВ
Высокую стабильность частоты колебаний автогенератора можно получить, используя в цепи обратной связи АГ линию задержки поверхностных акустических волн (ПАВ). Конструкция простейшей из них изображена ца рис. 8.22, а. На поверхность пластинки 3 из кварца напыляют два ПАВ-преобразователя 1 и 2. Первый преобразует входное переменное напряжение (71 в поверхностную акустическую волну, распространяющуюся в сторону выходного преобразователя 2. Элемент 2 преобразует ПАВ в переменное электрическое напряжение (72. Преобразователи выполняются в виде системы встречно-штыревых электродов (рис. 8.22,6). Отдельные ПАВ, возбуждаемые каждой парой соседних электродов преобразователя, складываются синфазно лишь при определенной частоте входного напряжения, которую называют частотой акустоэлектрического синхронизма (оа.с. На этой частоте длина волны ПАВ точно равна шагу d встречно-штыревой структуры электродов.
На частоте соа.с преобразователь создает наиболее интенсивную ПАВ. На частотах, отличных от (оа.с, эффективность преобразования резко падает, причем тем значительнее, чем больше число встречно-штыревых электродов в ПАВ-преобразователе (обычно 100—200). Поэтому преобразователь ПАВ создает интенсивную поверхностную волну лишь в узкой полосе частот вблизи соа.с. Период встречно-штыревой структуры преобразователя 2 также равен d. Поэтому он наиболее эффективно работает тоже на частоте Оа.с. Таким образом, с помощью обоих преобразователей обеспечивается узкополосная зависимость коэффициента передачи линии задержки ПАВ от частоты. Следовательно, ПАВ-линию задержки можно использовать в
Рис. 8.22. Линия задержки (а) и резонатор (б и в) ПАВ
схеме автогенератора (см. рис. 8.20,а), заменив ею делитель с кварцевым резонатором.
В целях стабилизации частоты применяют также двухвходовые и одновходовые ПАВ-резонаторы. Принцип действия двухвходового ПАВ-резона-тора поясняет рис. 8.22, в. На поверхности пьезоэлектрической подложки 3 так же, как в рассмотренной выше ЛЗ-ПАВ, расположены два встречноштыревых преобразователя ПАВ 1 и 2. Частота coa.c преобразователей обычно равна частоте входного сигнала. Между отражателями 4 и 5 образуется акустический резонатор, резонансные частоты которого определяются расстоянием между 4 и 5. Если резонансная частота резонатора равна (Оа-с, то на этой частоте коэффициент передачи системы /СРПАВ максимален. При отстройке частоты входного сигнала /Српав падает и тем более резко, чем больше добротность резонатора.
Распределенные отражатели выполняются в виде периодической системы металлических полосок (или созданных на поверхности подложки иных неоднородностей), каждая из которых является отдельным отражателем ПАВ. Расстояние между полосками равно половине длины волны ПАВ, что определяет синфазное сложение отраженных от отдельных отражателей волн.
Коэффициент отражения каждого из отражателей мал (единицы процента), но отражателей много (до нескольких сотен), и общий коэффициент отражения получается большим, близким к 1, что определяет большую добротность резонатора (до десятков тысяч). Наибольший коэффициент отражения получается на частоте, для которой расстояние между отдельными отражателями равно половине длины волны ПАВ. При отстройке частоты колебаний от указанной коэффициент отражения падает и тем более резко, чем больше число отдельных отражателей. Основным достоинством двухвходовых ПАВ резонаторов по сравнению с ПАВ—ЛЗ является больший коэффициент передачи. Если в системе, показанной на рис. 8.22, в, оставить лишь один встречно-штыревой преобразователь (/ или 2), то получится одновходовый ПАВ-резонатор.
Схемы генераторов на двухвходовых резонаторах во многом аналогичны схемам на ПАВ-линиях задержки, а схемы на одновходовых — схемам кварцевых генераторов. Рабочий диапазон частот ПАВ-генераторов простирается до 2 ГГц. Они технологичны и механически прочны. Стабильность частоты их колебаний в среднем лишь на порядок хуже соответствующей стабильности кварцевых генераторов.
8.10.	СИНХРОНИЗАЦИЯ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Если в какую-либо высокочастотную цепь работающего автогенератора ввести внешний сигнал (даже весьма слабый) и менять его частоту, то в некоторой полосе перестройки частота колебаний АГ совпадет с частотой сигнала, т. е. будет как бы захвачена им. Этот эффект называют синхронизацией АГ внешней силой. Применения синхронизации АГ разнообразны: стабилизация частоты мощного автогенератора слабым эталонным
Рис. 8.23. Введение синхросигнала в ДГ
Рис. 8.24. Векторная диаграмма, иллюстрирующая синхронизацию
л
сигналом, деление или умножение частоты, сложение мощностей АГ и т. д.
Упрощенная теория синхронизированных автогенераторов (САГ) позволяет найти связь между полосой синхронизма и амплитудой внешнего сигнала при известных параметрах схемы. На рис. 8.23 показана одна из возможных схем АГ с введением синхросигнала в виде тока tc=Re(Icexp(/(Dc^)), питающего контур АГ параллельно с выходным током транзистора. Уравнение САГ согласно (8.17) имеет вид
(1/Zh—Sik) иКэ = 1с.	(8.64)
Введем следующие допущения: АГ — одноконтурный, коэффициент обратной связи — вещественный, АЭ — безынерционный, поэтому в автономном АГ частота колебаний сог совпадает с собственной частотой контура сок. Можно показать, что процесс синхронизации при слабой внешней силе описывается уравнением для фазы <р колебания АГ относительно синхросигнала:
TKdq/dt= —	—тг^- sin <р,	(8.65)
О' кэ
где Тк — постоянная времени контура; Дсо = сос—ок— расстройка частоты синхросигнала относительно частоты контура АГ; /с — амплитуда синхронизирующего сигнала.
Физический смысл уравнения можно проиллюстрировать векторной диаграммой (рис. 8.24), которая показывает, что при отсутствии синхронизма вектор 1с крутится относительно конца вектора IKi — тока первой гармоники с разностной частотой — частотой биений сос—сог. По мере приближения сос к сог частота биений уменьшается и начиная с некоторой расстройки Дсотах становится равной нулю, т. е. частота синхросигнала захватывает частоту АГ. Векторы на рис. 8.24 устанавливаются в некотором фиксированном положении, с поворотом друг относительно друга на некоторый постоянный угол ср, зависящий от
Рис. 8.25. Фазовая плоскость САГ
начальной разности частот сос—сок. На рис. 8.25 на фазовой плоскости (ср, <р), где	построена интегральная кри-
вая уравнения (8.65) — синусоида с амплитудой RtJc/U кэ, сдвинутая относительно горизонтальной оси на величину расстройки (сок—сос)Гк. Стрелками показаны направления движения: в верхней полуплоскости <р>0, фаза ср нарастает, в нижней — убывает. На периоде 0.. .2 л существует две точки пересечения интегральной кривой с осью <pi и <р2, где производная ср равна нулю, что соответствует отсутствию движения, т. е. состоянию равновесия или стационарному режиму <рст, в котором частота автоколебаний точно равна внешней частоте. По расположению стрелок видно, что режим при фСт=<Р1 устойчив, а при фст=ф2 неустойчив. Значения <pi и <р2 удовлетворяют равенству
<Р1,2=—arcsin [С/кэАсоТк/^н/с].	(8.66)
Стационарные режимы существуют, пока выражение в скобках меньше единицы, или, иначе говоря, расстройка не превышает амплитуду синусоиды:
|ДсоТк|</?н/с/С/кэ.	(8.67)
Максимально возможная относительная расстройка, при которой еще могут существовать стационарные режимы, называется полосой синхронизма:
^с=Дсо/(Ос= (1/2Q) (/?н/с/С/кэ).	(8.68)
Полная (двусторонняя) полоса синхронизма вдвое больше
2Ь=(1/О(/с//к1),	(8.69)
так как /К1 = t/кэ/Ян.
Из выражений видно, что при малых значениях внешней силы (7с//к1<03.. .0,2) полоса синхронизма линейно растет с увеличением отношения токов 1С и /К1 и при Q«100 составляет доли процента.
Аналогичные выражения для полосы синхронизма можно получить и при любых других способах введения внешней силы в автогенератор.
Если расстройка превышает полосу синхронизма, то на фазовой плоскости интегральная кривая (синусоида) приподнимается над осью и стационарные режимы <рь ф2 исчезают. Производная фазы остается одной полярности — положительной или отрицательной в зависимости от знака расстройки. При этом фаза ср нарастает или убывает, т. е. имеют место биения внешней силы с собственными колебаниями АГ. При соотношении частот (Ос и сок не только 1 : 1, но и 1 : 2, 2 : 1, 1 : 3, 3 : 2 и т. д. все процессы происходят аналогично, только полоса синхронизма падает с увеличением кратности частот.
Ч асть 2.
ГЕНЕРАТОРЫ СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНОГО И ОПТИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНОВ ВОЛН
Глава 9. ЛАМПОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
9.1.	АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ ДИАПАЗОНА
Каскады радиопередающих устройств СВЧ отличаются разнообразием активных элементов. На дециметровых (ДМВ) и сантиметровых (СМВ) волнах применяют радиолампы, транзисторы, электронные приборы СВЧ: пролетные (ПК) и отражательные (ОК) клистроны, лампы бегущей (ЛБВ) и обратной (ЛОВ) волны, магнетроны (МГ) и др. Каждый из этих АЭ имеет определенные достоинства и недостатки, а потому свои преимущественные области применения.
Ламповые и транзисторные генераторы (усилители мощности УМ, умножители частоты УЧ, автогенераторы АГ) работают в основном на ДМВ. Достоинства транзисторов заключаются в малых габаритных размерах и массе, отсутствии накала, а потому мгновенной готовности к работе после подачи питающих напряжений. Однако они в большей степени подвержены влиянию температуры и радиации и более чем на два порядка уступают лампам в мощности, особенно в импульсных режимах. Согласно справочным данным на частоте 1 ГГц лампа ГС-18Б обеспечивает в непрерывном режиме мощность 10 кВт. В импульсном режиме мощность ламп ГИ-14Б, ГИ-39Б превышает 125 кВт.
По сравнению с электронными приборами СВЧ ламповые генераторы отличаются простотой конструкции, низкой стоимостью, малыми габаритными размерами и массой, более низкими рабочими напряжениями, отсутствием фокусирующих систем, защитных экранов. Лампы одного и того же типа работают в широком диапазоне частот, например: С-16Б 2.. .6,5 ГГц, ГС-21Б 0,3.. .3 ГГц, ГС-29Б 2.. .6 ГГц. Это позволяет сделать ламповые генераторы диапазонными и универсальными. Однако они уступают генераторам на ПК и ЛБВ как в усилении, так и в мощности, особенно на СМВ.
9.2.	ЛАМПОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ И УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Верхняя частота применения ламповых генераторов (20 ГГц) ограничена наличием собственных индуктивностей выводов и межэлектродных емкостей, инерцией электронов, а также ростом потерь в лампе и цепях согласования. В качестве генераторов используют лампы специальной конструкции, часто металлокерамические триоды и тетроды (а также модульные конструкции, где лампа и цепи согласования выполнены как единое целое, что увеличивает прочность и надежность всего устройства).
Металлокерамические лампы имеют плоские электроды с цилиндрическими выводами, разделенными цилиндрами или кольцами из керамики с малыми потерями на СВЧ. Индуктивности цилиндрических выводов малы. Паразитные связи между входом и выходом УМ создаются за счет межэлектродных емкостей лампы. Степень связи увеличивается с ростом частоты и может привести к потере устойчивости и самовозбуждению.
На СВЧ выбирают такую схему УМ, у которой емкость паразитной связи минимальна. У триодов и тетродов емкость анод—катод Са.к в 50. ..100 раз меньше емкости анод—сетка Са.с и сетка—катод Сс.к> поэтому УМ строят по схеме с общей сеткой (ОС). Цепь согласования с нагрузкой (ЦСН) включают между анодом и сеткой (рис. 9.1), ас возбудителем (ЦСВ) — между катодом и сеткой, при этом емкости Са.к и Сс.к входят соответственно в ЦСН и ЦСВ.
Цепи согласования на СВЧ часто представляют контур, составленный из емкости С (иногда только межэлектродной) и отрезка длинной линии или объемного резонатора с индуктивным входным сопротивлением. Лампы с цилиндрическими, дисковыми и кольцевыми выводами хорошо сочленяются с резонаторами на отрезках коаксиальных линий. Иногда применяют полосковые линии с круглым, прямоугольным или плоским центральным проводом, расположенным в прямоугольном экране или между двумя широкими проводящими плоскостями.
Добротность отрезка линии даже при наличии связи с нагрузкой высокая, поэтому ее входное сопротивление можно считать реактивным. Для линии, закороченной на конце,
(9.1)
где Р=со/у=2лД— волновое число; v, %, w, /, о — фазовая скорость, длина волны, волновое сопротивление, длина ли-
Г | л Т I
: х а °	—Г1!
Рис. 9.1. Усилитель мощности по схеме с общей сеткой
нии, рабочая частота соответственно. При настройке контура на рабочую частоту выполняется условие резонанса
wtgp/=l/coC.	(9.2)
Основное поле СВЧ сосредоточено внутри отрезков линий, поэтому обратная связь (ОС) между ЦСН и ЦСВ осуществляется посредством емкости Са.к, что может привести к нарушению устойчивости режима. Для проверки УМ с ОС на устойчивость можно воспользоваться неравенством [12]
<оСа.к/?а.с<2,	(9.3)
где /?а.с — сопротивление ЦСН, которая в УМ настроена в резонанс с частотой входного сигнала.
Цепь согласования с возбудителем выполняют по-разному в зависимости от характера входной проводимости лампы (см. рис. 9.1) Ybx=Gbi+/Bbx, где GBx==/ri/Z7c^ -^вх^соС<с.к» Ли амплитуда первой гармоники катодного тока; Uc — напряжение возбуждения. Если Bbx^>Gbx, то Ybx определяется емкостью Сс.к» которую компенсируют, включая параллельно линию с индуктивной проводимостью. Тогда ЦСВ — контур, настроенный на частоту возбуждения. Если Bbx<^Gbx, то Ybx«Gbx и ЦСв выполняют в виде конического перехода, который увеличивает поперечные размеры стандартного соединительного фидера, идущего от возбудителя, до размеров вывода сетки и катода.
Из (9.2) при фиксированных w, С, со следует, что периодичность тангенсоиды приводит к бесконечному множеству дискретных значений резонансных длин линии
Z^)=[arctg (1/-аусоС)+/гл]/р,	(9.4)
где п=0, 1, 2, 3, ... — номер обертона. Для п=0 длина линии минимальная. Она соответствует работе на основном тоне при Zp0) <%/4. Увеличение п на единицу соответствует росту I™ на Л /2.
Для определения собственных частот контура со<л) при фиксированных w, Z, С трансцендентное уравнение (9.2) преобразуют к виду <ztga=CCT/C, где a=co<n)Z/Tj; Сст= = l/vw— электрическая длина и статическая емкость линии. Его корни определяют бесконечное множество дискретных зна^ чений собственных частот. Самая низкая из них (о0(0) соответствует основному тону. При этом на длине I укладывается меньше %/4- В случае колебаний на n-м обертоне (n%/2) <Л< <(п%/2)+%/4.
Контур с линией вблизи резонанса ведет себя подобно контуру с сосредоточенными параметрами. Оценить его суммарные потери можно, измерив по ширине резонансной кривой доброт-158
ность Qxx. Резонансное сопротивление ненагруженного контура [5]
/?xx=^Qxx<p(a),	(9.5)
где <р(а) =4 sin2a/(2a+lsin 2а|).	(9.6)
На основном тоне максимум ср получается при а(0) = 0,5л, а на первом обертоне — при а(1)=1,5л, причем это максимальное значение в 3 раза меньше, чем на основном тоне. При одинаковых добротностях контура Qx.x переход с основного тона на обертон приведет к уменьшению Это повлечет за собой уменьшение КПД контура и генератора, поэтому линию на обертоне следует применять только тогда, когда ее длину конструктивно невозможно выполнить на основном тоне.
Применяют два вида компоновки УМ: двустороннюю и одностороннюю.
Двустороннюю конструкцию реализуют на лампах, у которых наибольший диаметр вывода имеет сетка. Например, в УМ, показанном на рис. 9.2, а, внешний цилиндр соединен с выводом сетки и является общим для ЦСН и ЦСВ. Внутренний цилиндр в ЦСН продолжает вывод анода лампы, а в ЦСВ —вывод катода. Коаксиальные линии закорочены поршнями, в которые встроены блокировочные конденсаторы Сбль Сбл2, отделяющие соответственно анод и катод от сетки по постоянному напряжению. При настройке контуров меняют длину линии, перемещая поршни.
Трансформаторная связь с нагрузкой осуществляется петлей, включенной между внутренним проводом и внешней оплеткой фидера, соединенного с нагрузкой. Связь меняют, поворачивая плоскость петли или перемещая ее вдоль линии. Для уменьшения размеров петлю помещают в пучность магнитного поля (тока) или вблизи нее.
Связь с возбудителем емкостная. Элемент связи выполнен в виде пластины на конце штыря, которым оканчивается внутрен-
От боздудител я
Сеточный цилиндр
„ JjfahodHw\Аеедйыи _£ цилиндр цилиндр -р С fa!
—грузке
Анодный цилиндр
/	Сеточный
К нагрузке
Рис. 9.2. Схемы усилителей мощности с общей сеткой двусторонней (а) и односторонней (б) конструкции на триоде
ний провод фидера. Регулируют связь, меняя глубину погружения пластины в резонатор или перемещая вдоль линии. Для уменьшения площади пластину располагают в месте с наибольшей напряженностью электрического поля СВЧ.
По постоянному току заземлены сетка и внешний цилиндр, что удобно при эксплуатации УМ. Напряжение смещения создается автоматически за счет прохождения постоянной составляющей катодного тока по резистору RK.
Вариант УМ односторонней конструкции (рис. 9.2, б) удобен для ламп с радиатором воздушного охлаждения, диаметр которого больше диаметра вывода сетки и катода.
Ни один из электродов ламп в УМ на рис. 9.2, а и б не заземлен по высокой частоте. Это объясняется тем, что СВЧ поле сосредоточено внутри объема коаксиального резонатора, а на внешней поверхности из-за малой глубины проникновения в металл оно отсутствует. Толщина стенок труб как бы играет роль блокировочного дросселя.
Усилители мощности на металлокерамических тетродах часто строят по схеме с ОС, как на триодах (рис. 9.3, а). Здесь ЦСН — контур между анодом и экранной сеткой. Последняя по высокой частоте имеет тот же потенциал, что и управляющая сетка. По постоянному напряжению сетки разделены блокировочным конденсатором Сбл4, ЦСВ — контур между катодом и управляющей сеткой.
В УМ, показанном на рис. 9.3, б, металлический экран соединен по всему периметру с выводом экранной сетки (Э) лампы и делит конструкцию на два контура: анодный и катодный. Центральные проводники этих контуров имеют прямоугольную форму и с помощью пружинных контактов надеваются на вывод анода (А) и сетки (С) лампы.
Усилитель мощности — узкополосный, анодный контур настраивают емкостью, связь с нагрузкой емкостная, с возбудителем— трансформаторная. Отрезки линий закорочены на кон-
Рис. 9.3. Усилитель мощности с общей сеткой на тетроде с коаксиальными (а) и полосковыми (б) отрезками короткозамкнутых линий
це блокировочными конденсаторами, выполненными в виде диэлектрических прокладок. Емкости Сбль Сбл2 отделяют по напряжению анод и управляющую сетку от экранной сетки. Напряжения Еа, ЕС2 и Ес подаются через диэлектрические втулки. Конденсатор Сблз разделяет по постоянному напряжению экранную сетку и катод.
Умножители частоты строят по схеме с ОС, что вызвано конструктивными особенностями ламп СВЧ. Выходной контур настраивают на частоту высшей гармоники анодного тока. С ростом кратности умножения падают КПД, мощность в нагрузке, коэффициент усиления, поэтому обычно применяют удвоение или утроение частоты.
9.3.	РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ И УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Исходными при расчете являются мощность в нагрузке Рн, сопротивление нагрузки Рн, рабочая частота (или диапазон частот).
По заданной Ра выбирают лампу, пригодную для работы на указанных частотах. Ее мощность из-за наличия потерь в ЦСН должна превышать Рн. В УМ Pihom=(1,2 ... 1,3) Рн. В удвоителе и утроителе частоты мощность лампы соответственно в 2 и 3 раза больше, чем в УМ, из-за уменьшения токов высших гармоник.
Выбор лампы определяет ее электрические параметры и вид компоновки УМ или УЧ. Сначала составляют эскиз конструкции и определяют волновые сопротивления и длины линий на краях диапазона рабочих частот. Затем находят резонансное сопротивление анодного контура (9.5), задаваясь Qxx = 300 ... 800. Таким образом, основная особенность расчета УМ и УЧ состоит в том, что он выполняется по известным параметрам лампы Рн и Ра.с х.х-
Усилители мощности и умножители частоты могут быть как выходными, так и промежуточными каскадами передатчика. Выходной каскад в основном определяет энергетические показатели передатчика, поэтому его рассчитывают так, чтобы реализовать максимальный общий КПД двух каскадов г| = Рн/(Ро + Рво), где Ро, Рво — мощности, потребляемые анодными цепями выходного и предвыходного каскадов. Умножители частоты имеют более низкие КПД, поэтому их обычно ставят в маломощных промежуточных каскадах, от которых требуется в основном максимальное усиление.
Режимы УМ и УЧ по напряженности рекомендуется выбирать критическими. За основу расчета принято выражение
Рн = Pnlla.c ===:0,57а п2Ра.с. х.х(1—Т]а.с)Т]а.с,	(9.7)
где т]а.с — КПД анодно-сеточного контура (КПД цепи согласования с нагрузкой). Из (9.7) n-я гармоника анодного тока
/ап = [2Рн/Ра.с. Х.х(1-Ла.с)Т]а с]0’5.	(9.8)
Для заданных Рн и Ра.с.х.х ток /ап зависит от выбора т]а.с и имеет минимальное значение т]а.с = 0,5. При этом от возбудителя потребляется ми
нимальная мощность и реализуется максимальный коэффициент усиления по мощности /Ср max. Такой режим рекомендуется выбирать в промежуточных каскадах.
После выбора Т)а.с и расчета тока /ап остальные показатели режима определяют по формулам, известным из предыдущих глав.
9.4.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Ламповые АГ выполняют по двухконтурной схеме. Это вызвано конструктивными особенностями ламп, удобством подачи питающих напряжений и возможностями настройки на заданную частоту и мощность в нагрузке. Электрод, общий для двух контуров, обусловлен конструкцией лампы и обычно имеет минимальную индуктивность вывода. Генераторы на металлокерамических лампах выполняют по схеме с ОС, и по своей конструкции они аналогичны УМ. Отличие состоит в том, что вместо элемента связи с возбудителем включают элемент дополнительной обратной связи между контурами (рис. 9.4), так как связь через емкость Са.к часто недостаточна для самовозбуждения.
Двухконтурный АГ с ОС сводится к эквивалентной трехточечной схеме (рис. 9.5). Здесь элементы колебательной системы обозначены цифрами, как принято для АГ в предыдущих главах. Известно, что при прочих равных условиях в схеме емкостной трехточки (ЕТ) параметр регенерации больше, рабочий диапазон частот и стабильность выше, чем в схеме индуктивной трехточки (ИТ). Тип схемы зависит от вида и места расположения элемента дополнительной обратной связи. Для ЕТ он должен иметь емкостный характер (рис. 9.5, а).
Двухконтурный АГ имеет две частоты связи. Если для системы на рис. 9.5 выполняются неравенства
7?2>|^2|; Кз^ |^з|,	(9*9)
то частоты связи можно приближенно рассчитать из уравнения
Xi ((Оо) -{-^(соо) Н"^з((Оо) =0.	(9.10)
Л7 нагрдзхе
АюЯный цшшн&р
=|=	цала/rfp
^Маяряжмае
нахала
Рис. 9.4. Автогенератор односторонней конструкции с общей сеткой и емкостной дополнительной обратной связью
Рис. 9.5. Упрощенные схемы автогенераторов с емкостной (а) и индуктивной (б) связью между контурами
Контуры, в которых вместо индуктивности применяют отрезок закороченной линии, имеют бесконечное множество дискретных собственных частот: со—для катодного контура C2Z2 и —для анодного C3Z3, где п—номер обертона. Отсюда вытекает, что (9.10) справедливо для бесконечного множества дискретных частот	однако условию само-
возбуждения могут удовлетворять только те, для которых АГ с емкостной связью между контурами (рис. 9.5, а) приводится к схеме ЕТ, а АГ с индуктивной связью (рис. 9.5, б) — к ИТ. В схеме ЕТ катодный контур имеет сопротивление емкостного характера (Х2<0), а анодный — индуктивного (Х3>0), что возможно, если собственные частоты контуров и КС находятся в соотношении
СО<«) <	< со^Л>.	(9.11)
Эквивалентное входное сопротивление катодного контура — емкостное: (д^С2зк=ау^С2— ctg (0Z2)/w2.
В схеме ИТ (рис. 9.5, б) сопротивление катодного контура должно иметь индуктивный характер (Л’2>0), а анодного — емкостный (АГ3<0), что выполняется при со<Л> < со<п> < со<Л).
Частоты колебаний близки к собственным частотам КС co*") и определяются из условия баланса фаз в АГ
фа + ф, + фА=0,	(9.12)
где фа, фв, фь — соответственно фазы КС в анодной цепи лампы, средней крутизны анодного тока, коэффициента обратной связи. Для АГ по схеме ЕТ выражение (9.10) приводится к виду a tg а=С3ст/С3[1+С1С2эк/С3(С1+С2Кэ)], где С3ст — статическая емкость анодной линии. Обычно емкость связи Ci мала по сравнению с емкостью анодного контура (Ci/C3<C 1), поэтому изменения емкости С2эк от 0 до оо слабо влияют на (о0(п) и она оказывается близкой к собственной частоте анодного контура
(9.13)
Этот вывод справедлив и для схемы ИТ, поскольку ayL^ l/oC3.
9.5.	РЕГУЛИРОВОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Настройку АГ по заданным требованиям можно выполнить, если изучить влияние параметров КС на частоту и амплитуду колебаний. Оценим это приближенно, приняв
фа = ф3=<Рь=0.	(9.14)
В этом случае частота колебаний равна собственной частоте КС, а коэффициент обратной связи — вещественный. С учетом (9.9) получим
^=(/с/[/а=Х2/Х1.	(9.15)
Резонансное сопротивление КС, приведенное к точкам анод—катод (7?а), находят из условия баланса мощностей Pi = t/a2/27?a= t/c2/2Z?2+ + ^а.с2/27?3. Напряжения [7с = &£/а, Ua.c — Ua + Uc — (1 +k)Ua, поэтому
l/7?a = m2+(l+^)2/Z?3.	(9.16)
Часто ^2/?з/7?2<1, &<С1, тогда	Нагрузка связана с анодным конту-
ром (см. рис. 9.4), поэтому /?3=/?3хх(1—т)а.с). Сопротивление R2 опреде-деляется собственным сопротивлением катодного контура R2x.x и входным сопротивлением лампы RBX= Uc/Ici. Обычно /?вх<С^2Х.х, поэтому Rz—R^-
Уравнение стационарного режима АГ (8.186) с учетом (9.14)
адУ=1,	(9.17)
где Ry=kRa, и при учете (9.16) представляется выражением
Ry=kR3/[(l-\-k)2+k2R3/R2],	(9.18)
При заданных параметрах лампы, питающих напряжениях, сопротивлениях автосмещения напряжение Uc однозначно определяется управляющим сопротивлением Ry. По известным Uc и параметрам КС можно затем найти любой показатель режима, например Ua = Uc/k, P\ = U^2R^ Ia\ = = Syi(0)t7c, /ао = /а1/^1(0) и др.
Рекомендации по настройке АГ получим, рассмотрев конкретные случаи вариации параметров КС. Положим, что в АГ по схеме ЕТ (см. рис. 9.5, а) меняется длина катодной 12 или анодной /3 линии. Обозначим тип номера рабочих обертонов катодной и анодной линий. Зависимости частоты колебаний (omn, управляющего сопротивления Rynm показателей режима от параметров КС (/2, /з> Сь С2, С3 и др.) называют регулировочными характеристиками.
Графики соПтп, Rynm от 12 (рис. 9.6) построены при постоянных С2, С3, /3. Собственные частоты анодного контура со3<тг> от 12 не зависят (горизонтальные линии на рис. 9.6, а проведены для п=0 и 1). Собственные частоты катодного контура со2(т) падают с ростом 12 и имеют вид гиперболы. Автогенератор приводится к эквивалентной схеме ЕТ, если выполняется (9.11). Этим условиям соответствуют участки зависимостей conTn от 12, изображенные жирными линиями, которые идут немного ниже cd3<7T> (Z2), поскольку частота определяется анодным контуром (9.13). Слева зависимость ыпт(12) ограничена 12рп^т\ при которых со2(/п) = (Оз(п), а справа — значениями, при которых на длине 12 укладывается целое число полуволн.
Рис. 9.6. Влияние длины катодной линии на частоту колебаний (а) и управляющее сопротивление (б)
Графики частоты показаны для основного и первого обертонов анодной (тг=О; 1) и катодной (m = 0; 1) линий. Перевод анодной линии на первый обертон приводит к увеличению частоты более чем в 3 раза.
Зависимости /?ynTn(Z2) на рис. 9.6,6 построены с помощью (9.18). Если Z2=Z2p(™), сопротивление Х2=оо, поэтому согласно (9.15),	(9.18) k = cot
Rynm—.Q Если Z2=/n%/2, сопротивление Х2=0, поэтому k = 0 и Ry=0< Между двумя нулями Ry проходит через максимум. Поскольку перевод анодной линии на обертон приводит к резкому уменьшению R3t а следовательно, Ra и Ry. В то же время перевод катодной линии на обертон мало влияет на Ry.
Условие самовозбуждения (8.29) выполняется, если
Яу>1/5.	(9.19)
На рис. 9.6,6 горизонтальная линия 1/S, пересекая кривую Rynm(l2), определяет область рабочих значений Z2, где выполняется (9.19).
С ростом Z2 сначала могут возбудиться колебания с частотой со10 (первый обертон анодной и основной катодной линии), затем с частотами со00 и со11. Однако колебания со11 подавляются более мощными со00. Возбуждение колебаний на более высокой частоте со11 станет возможным, если умень-
Рис. 9.7. Влияние длины анодной линии на частоту колебаний (а) и управляющее сопротивление (б)
шить Яу00 для со00. Это достигается подбором типа и места расположения элементов связи между контурами и с нагрузкой.
Зависимости частоты колебаний и управляющего сопротивления от длины анодной линии (рис. 9.7) построены при постоянных Сь С2, С3, 12. Для наглядности проведены зависимости от /3 для частот со2(О), со2(1)— горизонтальные линии, а также co3(O), имеющие вид гипербол. Графики частоты (жирные линии) идут немного ниже соз(п)(/з). На этих участках выполняется (9.11). Вариации частоты колебаний вызывают изменения значений и характера реактивного сопротивления катодного контура (Х2). Так, в
интервале частот от 0 до со2^Х2>О и не выполняются условия для схемы ЕТ. При со3(п) = со2(гп) отмечены правые границы кривых conm(Z3). Здесь Х2=оо, & = оо, a Rynm=0. С уменьшением Z3 частота растет. Левая граница соответствует случаю, когда на Z2 укладывается целое число полуволн ((3Z2=nji), при этом Х2=0, k=0 и Rynm=0. Между двумя нулями /?у проходит через максимум.
Регулировочные характеристики рис. 9.6,	9.7 носят приближенный
характер. Наибольшее отличие от точных кривых будет вблизи резонансных длин линий, где (9.9) не выполняется (Х2=оо). Однако и приближенная оценка влияния параметров КС позволяет дать рекомендации по настройке АГ. Поскольку частота колебаний определяется анодным контуром, то настраивать АГ на заданную частоту диапазона следует, меняя Z3 или Сз. Параметры катодного контура и элемента обратной связи, слабо влияя на частоту колебаний, позволяют заметно менять амплитуду колебаний и мощность в нагрузке. Если требования к стабильности частоты некритичны, то желательно в АГ реализовать оптимальный режим, когда при фиксированных питающих напряжениях и сопротивлениях автосмещения получается максимальная мощность в нагрузке Рн шах-
Глава 10. КЛИСТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
10.1.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ КЛИСТРОННЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ
Клистронные генераторы применяют в диапазоне 2... 20 ГГц в качестве усилителей мощности, умножителей частоты и автогенераторов. Как усилители мощности и умножители частоты используют обычно пролетные клистроны. Отра-
Вых
Рис. 10.1. Схемы двухрезонаторного пролетного (а) и отражательного (б) клистронов
Рис. 10.2. Напряжение в зазоре резонатора (а) и пространственно-временые диаграммы движения электронов в пролетном (б) и отражательном (в) клистронах
жательные клистроны применяют в качестве маломощных автогенераторов с электронным управлением частотой колебаний.
Рассмотрим принцип действия двухрезонаторного усилительного пролетного клистрона (рис. 10.1, а). Высокочастотный сигнал, подлежащий усилению, поступает в первый резонатор клистрона (Pi) и создает между его сетками (на зазоре) напряжение u(t) с амплитудой <7Вх (рис. 10.2, а). Электроны, сфокусированные в тонкий луч, двигаются от катода под действием ускоряющего напряжения £р. Во время пролета зазора первого резонатора под действием напряжения часть из них, пролетающая зазор в положительный полупериод высокочастотного напряжения, несколько увеличивает, а часть электронов, пролетающая зазор в отрицательный полупериод, уменьшает скорость, т. е. происходит модуляция скорости электронов. В пространстве дрейфа между первым и вторым резонаторами электроны летят по инерции. При этом за счет разных скоростей электронов их равномерный во времени поток преобразуется в периодически сгруппированный. Поэтому в плоскости второго резонатора (Р2) поток электронов представляет собой последовательность сгустков, следующих с частотой, равной частоте колебаний в первом резонаторе (рис. 10.2,6). Во время пролета электронами зазора второго резонатора в последнем наводятся импульсы тока, которые возбуждают резонатор, при этом кинетическая энергия сгустков электронов пре
образуется за счет торможения в энергию высокочастотного поля.
Мощность высокочастотных колебаний во втором резонаторе составляет часть мощности источника питания резонатора с напряжением Ер. Если второй резонатор настроен на частоту входного колебания, то пролетный клистрон представляет собой усилитель мощности. Часть мощности, выделенной в ^выходном резонаторе, поступает во внешнюю нагрузку.
В отражательном клистроне имеется всего один резонатор (рис. 10.1,6). Ускоряющее напряжение Ер действует между резонатором и катодом. В отражательном клистроне, как и в пролетном, однородный поток электронов, летящих от катода, модулируется по скорости высокочастотным напряжением на зазоре. Далее электроны движутся по инерции в статическом тормозящем поле между резонатором и отражателем (рис. 10.2, в). Потенциал отражателя выбирается меньше потенциала катода (Еотр<0), поэтому электроны не достигают отражателя и возвращаются к зазору. Длительность пребывания их в пространстве торможения зависит от значения высокочастотного напряжения на зазоре в момент первого пролета зазора. В результате поток электронов, возвращающихся в зазор, оказывается сгруппированным, модулированным по плотности.
Через зазор резонатора в направлении от отражателя к катоду пролетают сгустки электронов, образующие импульсы тока, запаздывающие на фиксированное время /о=^о(Ер, Еотр, d) по отношению к высокочастотному напряжению u(t) на этом же зазоре. Если t0 таково, что сгустки электронов пролетают зазор в те моменты, когда высокочастотное поле в зазоре является для них тормозящим, то они отдают часть своей энергии высокочастотному полю. Такие значения t0 можно обеспечить выбором среднего времени пролета в пространстве торможения. При этом создается положительная составляющая обратной связи и при достаточной ее величине возникает автоколебательный режим. Значения t0 при различных Ер и Еотр могут меняться на несколько периодов высокочастотного напряжения, поэтому существует ряд значений /Оолт, когда имеет место чисто положительная обратная связь. В результате автоколебания существуют в пределах определенных интервалов (зон) изменения времени пролета t0. Им соответствуют определенные интервалы (зоны) изменения напряжения Еотр или Ер, от которых зависит tQ. Внутри каждой зоны частота колебаний изменяется при вариации напряжений Еотр или Ер за счет изменения фазовых соотношений между высокочастотным напряжением на резонаторе и моментом пролета через зазор резонатора сгустка электронов. Эти изменения частоты происходят в пределах порядка полосы пропускания резонатора и зависят от номера зоны колебаний и запаса регенерации.
10.2.	УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ И УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ПРОЛЕТНЫХ КЛИСТРОНАХ
Допустим, что зазор первого резонатора пролетного клистрона влетает равномерный поток электронов, ускоренных напряжением Ер (см. рис. 10.2,6). Считая скорость электронов у катода нулевой, определим скорость уэло, с которой они влетают в зазор, из условия равенства кинетической и потенциальной энергии mv2Qjl0/2s=eEPt где е и т — заряд и масса электрона. Отсюда
^эло=К2г£'р//п.	(Ю.1)
Если Ер выразить в вольтах, то иЭЛо~6-105 |ЛЕР, м/с. При этих предположениях амплитуда n-й гармоники тока, наведенного во втором резонаторе,
/n=2/0Jn(nX),	(10.2)
где /о — постоянная составляющая тока луча; Х=ЕвхТо/2Ер — параметр группирования электронов; (7ВХ— амплитуда напряжения в первом зазоре; То=аи/12/^о — угол пролета невозмущенными электронами расстояния di2 между серединами зазоров, рассчитанный на частоте входного сигнала со; Jn(nX)—функция Бесселя порядка п от аргумента пХ.
Из рис. 10.3 видно, что максимум первой гармоники тока имеет место при Х=1,84 (где Л (1,84) =0,58), а максимумам высших гармоник соответствуют параметры группирования в интервале 1 ... 1,53 в зависимости от номера.
Если резонансное сопротивление второго резонатора, приведенное к зазору, равно Е2, то напряжение на зазоре
UBbLX=2R2IQJn(nX).	(10.3)
Для повышения колебательной мощности в выходном зазоре Рвых==^вых/нав,п/2 надо обеспечивать максимум Jn(nX) и увеличивать R2.
Графики, приведенные на рис. 10.3, имеют смысл амплитуд-
М/21о
Рис. 10.3. Зависимость амплитуд гармоник конвекционного тока от параметра группирования
ных характеристик усилителя (при п=1) и умножителя частоты (при п^2) на пролетном клистроне. При больших значениях UBX выходная амплитуда уменьшается из-за явления перегруппировки электронов и уменьшения при этом амплитуды, выделяемой гармоники тока.
Оценим КПД и коэффициент усиления по мощности усилителя на пролетном клистроне. От источника коллекторного питания при £,р=£’к потребляется мощность
Ро=/о£р.	(Ю.4)
Колебательная мощность в выходном резонаторе
Рвых=О,5[/вых2/оЛ(Х).	(10.5)
Отсюда электронный КПД усилителя
Пэ = Рвых/Ро= (С/вых/£р)Л(Х).	(10.6)
Из этого выражения следует, что для повышения т]э надо увеличивать коэффициент использования напряжения питания ^вых/^р, а также подбирать оптимальный ХОЛт=1,84 для обеспечения максимума первой гармоники тока. Наибольшее значение отношения t/вых/^р равно 1, так как при превышении его часть электронов будет останавливаться в зазоре и двигаться в обратном направлении. Таким образом, максимальное значение КПД усилителя на двухрезонаторном пролетном клистроне равно 58%. Практически значение т)э значительно меньше (30... 40%) из-за влияния пространственного заряда, расфокусировки электронов и др.
Мощность на входе пролетного клистрона
Рвх=^вх2/27?1,	(10.7)
где Ri — резонансное сопротивление первого резонатора.
Коэффициент усиления по мощности двухрезонаторного пролетного клистрона найдем с помощью (10.5) и (10.7):
а'р=^=/?1/?2	2J^]2-	(10-8)
Отсюда следует, что наибольшее значение Кр, равное 7?1/?21УоТо/22Гр]2, имеет место при малом сигнале (Х<С1), когда 2Д(Х)/Х«,1.
Для повышения Кр следует увеличить произведение RiR2, отношение 1О/ЕР и угол пролета т0. Рост R2 ограничен добротностью нагруженного выходного резонатора. При увеличении Rt за счет, например, повышения добротности резонатора сужается полоса пропускания клистрона. Отношение Ц/Е^ ограничено сверху допустимыми эмиссионной способностью катода и плотностью тока в пучке.
Одним из путей повышения КПД клистрона является применение рекуперации. Суть этого приема состоит в снижении
напряжения на коллекторе Ек по сравнению с напряжением Е& на резонаторном блоке относительно катода (см. рис. 10.1). При этом уменьшается энергия удара о коллектор электронов, пролетевших зазор второго резонатора, а следовательно, при том же токе луча уменьшается мощность, потребляемая от источника питания.
Основные недостатки двухрезонаторных пролетных клистронов сводятся к ограничению КПД значением 58% и невозможности получения высоких коэффициентов усиления. Трудно также получить частотную характеристику, близкую к прямоугольной. Одним из путей преодоления указанных недостатков является применение многорезонаторных клистронов. Группирование электронов между первым и вторым резонаторами (рис. 10.4) происходит так же, как в двухрезонаторном клистроне. В промежутке между вторым и третьим резонаторами на движение электронов влияет модуляция по скорости как в первом, так и во втором зазорах. Введение промежуточного резонатора, не связанного с нагрузкой, позволяет добиться лучшего группирования электронов. Максимальный электронный КПД клистрона повышается до 74%. Расчеты показывают, что в четырехрезонаторном клистроне теоретическое значение КПД может достигать 83%.
Кроме повышения КПД введение промежуточных резонаторов позволяет повысить коэффициент усиления клистрона, не увеличивая длину пролетного пространства. Это объясняется тем, что амплитуда напряжения в зазорах промежуточных резонаторов во много раз превышает амплитуду напряжения во входном резонаторе и оптимальное группирование (соответствующее максимуму Ц/Io) происходит при значительно меньших входных амплитудах. Наибольшие коэффициенты усиления многорезонаторного клистрона (Кр=30 ... 50 дБ) превышают значения, достижимые в двухрезонаторных клистронах (10... 15 дБ).
Наибольший коэффициент усиления по мощности в многорезонаторном клистроне достигается в линейном режиме, т. е. при малых входных сигналах. Наибольший КПД получается при определенной небольшой расстройке первого резонатора относительно последующих, так как только в этом случае импульсы тока оказываются симметричными. Наиболее широкой полоса пропускания клистронного усилителя оказывается при попарно-симметричной расстройке промежуточных резонаторов относительно центральной, когда амплитудно-частотная характеристи-
Рис. 10.4. Схема трехрезонаторного пролетного клистрона
ка системы промежуточных резонаторов близка к прямоугольной. Выходной резонатор обычно связан с нагрузкой, имеет низкую нагруженную добротность и оказывает слабое влияние на результирующую частотную характеристику.
Ряд дополнительных мер, таких как принудительная магнитная фокусировка луча, бессеточные зазоры в резонаторах, эффективные катоды, позволяет добиться от многорезонаторных клистронов высоких энергетических показателей. Например, описаны конструкции многорезонаторных клистронов на волну Х= 10 см с выходной мощностью 20 ... 30 МВт в импульсе при ускоряющем напряжении 250 ... 300 кВ и КПД более 40%. Подобные устройства применяются в передатчиках радиолокационных станций дальнего действия и в линейнйх ускорителях заряженных частиц.
10.3.	АВТОГЕНЕРАТОР НА ОТРАЖАТЕЛЬНОМ КЛИСТРОНЕ
Пусть между сетками зазора резонатора отражательного клистрона действует высокочастотное напряжение u(t) с амплитудой U и частотой со:
u(t) = [/cos coZ=Re[/eJ“*.	(10.9)
Полагая, что U<^ЕР, можно получить следующее выражение для комплексной амплитуды первой гармоники тока, наводимого в резонаторе при пролете сгустков электронов через зазор резонатора:
I1=2Z0A (*) е-^^/2),	(Ю. Ю)
где	_
Уе»
т°=со&£р + |яОтр|	(10.11)
— угол пролета невозмущенных электронов (см. рис. 10.2, в); k = d']/r 8mj-e'f d — расстояние от середины зазора до отражателя, т и е — масса и заряд электрона.
Из (10.11) следует, что, уменьшая Е*р, можно достичь весьма больших значений то- При этом, однако, ток луча клистрона уменьшается приблизительно по закону степени 3/2, из-за чего затрудняется возбуждение колебаний. При увеличении напряжения резонатора Е*р, с одной стороны, возрастает начальная скорость уЭл о= V 2еЕр/т, а с дпугой — напряженность тормозящего поля Е= (ЕР+ |ЕотР| )/d. Эти причины по-разному влияют на то- Поэтому зависимость то(£р) на рис. 10.5, б немонотонна и одинаковые значения то могут соответствовать двум различным £Р.
Отношение тока (—Ц) (знаком минус учтено возвратное движение электронов при втором пролете) к напряжению на
Рис. 10.5. Влияние питающих напряжений на угол пролета в отражательном клистроне
зазоре U имеет смысл электронной проводимости в зазоре резонатора
V_______Ь______р-/(То+л/2Ю A W
»эл—	Ц —	2£р е	£ х .
Здесь знак минус учитывает изменение направления движения электронов при возвращении к резонатору.
Автогенератор на отражательном клистроне является устройством с двухполюсным активным элементом, роль которого выполняет зазор с электронной проводимостью Уэл. Уравнение стационарного режима запишем как сумму проводимостей зазора и резонатора, равную нулю:
Уэл+1/2 = 0 или <J = ZIi.	(10.12)
Представим эквивалентную схему резонатора в виде одиночного колебательного контура с резонансным сопротивлением R и добротностью Q. Комплексное сопротивление такого контура
Z = /?/(l+ ]£) = /? cos <pHeJ<pH,	(10.13)
где	|=2 (о—<oo)Q/fflo — обобщенная	расстройка; <рн=
= —arctg £ — фазовый угол сопротивления Z.
Разделим (10.13) на два уравнения: для модулей и для фаз. Введем параметр регенерации p.=7?/oTo(cosA)/2£,p> характеризующий запас по самовозбуждению, где А = ю—то опт — уГОЛ неоптимальности. Тогда уравнение баланса модулей преобразуется к виду
271(Х)/Х=1/|х,	(10.14)
а уравнение баланса фаз
(o-oo)/(Oo=-(tgA)/2Q.	(10.15)
0 f 2Х^ 3 3,8 X
А го.с
Рис. 10.6. Зависимость средней проводимости электронного зазора от параметра группирования
Рис. 10.7. Зависимость параметра группирования X от параметра регенерации р, в отражательном клистроне
Полученные уравнения однозначно связывают нормированную амплитуду колебаний X с параметром регенерации ц, а частоту генерации со с углом пролета то. В общем случае их надо решать совместно, так как угол пролета то, входящий в ц, зависит от частоты со. Однако в отражательных клистронах добротность резонатора велика (Q~300 ... 800), а максимальный параметр регенерации ц не превышает 10, так что относительные отклонения частоты генерации от частоты резонатора (со—со о)/со о оказываются не более нескольких процентов. Поэтому можно положить со~соо и решать (10.14) и (10.15) раздельно.
Предположим, что угол пролета фиксирован. В соответствии с (10.14) установившееся значение параметра X можно найти как абсциссу точки пересечения нелинейной зависимости 2Ji(X)/X (рис. 10.6) и горизонтальной прямой на уровне 1/ц. Поскольку при Х->0 нормированная проводимость стремится к единице, условие самовозбуждения автогенератора на отражательном клистроне записывается в виде
ц>1.	(10.16)
При оптимальном группировании то=т0опт, cosA = l, а параметр генерации ц максимален.
Как видно из рис. 10.7, вблизи порога самовозбуждения ц«1 зависимость Х(ц) имеет в точке ц = 1 вертикальную касательную, так как при малых амплитудах Х<С1, а 2Ц(Х) &Х. С ростом ц существеннее проявляются нелинейные свойства генератора, параметр группирования увеличивается и стремится к пределу X max — 3, 84. При этом значении X функция J\(X) и ток первой гармоники /1 стремятся к нулю. Отклонение угла пролета от оптимального значения уменьшает запас по самовозбуждению.
Из рис. 10.8 следует, что параметр регенерации положителен для ряда значений n=0, 1, 2, ..., каждое из которых соответ-
Рис. 10.8. Зависимости параметра регенерации (а), параметра группирования (б) и частоты генерации (в) от угла пролета
Pt=U2/2R,ffBr
Рис. 10.9. Зональные кривые отражательного клистрона (а) и кривые электронной перестройки частоты (б)
ствует определенной зоне возможной генерации. Число п имеет смысл числа полных периодов за время между первым и вторым пролетом электронами зазора. При выбранном на рис. 10.8 значении RIq/2Ep и нулевой зоне (вблизи тоопт=1,5л) условие самовозбуждения (10.16) не выполняется. В других зонах самовозбуждение происходит. Запас по самовозбуждению возрастает с увеличением номера п.
Физический смысл того, что с ростом номера зоны увеличивается запас по самовозбуждению, состоит в том, что при больших углах пролета возрастает степень группирования электронного пучка при неизменных остальных параметрах клистрона, что приводит к увеличению модуля отрицательной проводимости электронного потока в зазоре.
Зависимости колебательной мощности PX = U2I2R и частоты со от напряжения отражателя ЕОТр (зональные кривые и кривые электронной перестройки частоты), построенные по рис. 10.5, а и 10.8, б, в, приведены на рис. 10.9. Пределы перестройки частоты клистрона расширяются с ростом номера зоны п из-за увеличения параметра регенерации ц. Мощность Pi в центрах зон растет с номером зоны, пока ц не превышает 2 ... 3, а затем спадает из-за быстрого уменьшения амплитуды тока первой гармоники.
Важной характеристикой автогенератора на отражательном клистроне является диапазон электронной перестройки по частоте, определяемый как разность частот, при которых выходная мощность уменьшается в заданное число раз (или до нуля) 176
по сравнению с ее значением в центре зоны. Наибольший диапазон перестройки при заданном параметре регенерации в центре зоны цо определяется выражением
77 = -l-t?Arp = ^-rii^=n.	(10.17)
Таким образом, -с ростом номера зоны диапазон перестройки по частоте увеличивается в связи с возрастанием параметра регенерации. Как видно из (10.17), порядок П определяется добротностью колебательной системы и составляет доли и единицы процентов.
Рассмотрим влияние сопротивления согласованной (активной) нагрузки на мощность в нагрузке. Пусть сопротивление резонатора, не связанного с нагрузкой, равно /?х.х. Тогда R = =/?хх.(1—Лцс), где пцс — КПД цепи согласования. При увеличении связи с нагрузкой резонансное сопротивление уменьшается. При этом падает параметр регенерации ц и уменьшается амплитуда колебаний U до срыва генерации при ц=1. Мощность колебаний в резонаторе Р^Ци12\
р1 = 2Ро^Л(^)/то,	(10.18)
где Pq=IoEp — потребляемая мощность.
Согласно (10.18) колебательная мощность Р{ имеет максимум при	когда произведение Х,Ц(Х) наибольшее и
равно 1,25. Таким образом, при фиксированных значениях то опт (задан номер зоны п) нагрузочная характеристика Pi(R) имеет вид, показанный на рис. 10.10, а. Наибольшая мощность при 7?опт, обеспечивающем оптимальное значение Хопт= = 2,4, Pi тах=О,38Ро/(^+3/4) и уменьшается с ростом номера используемой зоны генерации.
Мощность в нагрузке Рн=Р1цЦс = 2Р0Л W (1—R/Rx.xjl'Vo имеет максимум при значениях R, несколько меньших, чем /?опт (рис. 10.10, б).
Выражение (10.18) позволяет оценить максимальный электронный КПД отражательного клистрона ц3 = Р\1Р^=2Х1 х (Х)/т0. Отсюда видно, что КПД наибольший при ХОПТ=2,4: т]Этах= = 0,38/(п+0,75) и уменьшается с ростом номера зоны. В нулевой зоне теоретически цэ = 53%, в первой — 23%, во вто-
Рис. 10.10. Нагрузочные характеристики отражательного клистрона
рой—14% и т. д. Практически значения полного КПД значительно меньше и не превышают 5 ... 25%.
При работе отражательного клистрона на несогласованную нагрузку в резонатор вносится не только активная проводимость, но и реактивная. Влияние последней приводит к изменению частоты генерации. При этом и амплитуда, и частота генерации зависят от связи с нагрузкой. Обычно нагрузка подключена с помощью длинной линии. Рассогласование на конце этой линии может приводить к затягиванию или даже перескокам частоты и мощности (подробнее см. § 12.5).
Автогенераторы на отражательном клистроне используются чаще всего как маломощные (10 ... 1000 мВт) источники электрических колебаний с электронным управлением частотой. Линейность их модуляционной характеристики определяется протяженностью участка характеристики вида (10.15), который используется для модуляции. В пределах центрального участка зоны генерации, где амплитуда меняется не более чем на ±5%, изменение крутизны характеристики daldE^ не превышает ±3%. Для борьбы с паразитной амплитудной модуляцией в последующих цепях устанавливают ограничители амплитуды на р—i—n-диодах. С целью повышения линейности модуляционной характеристики используют дополнительные частотно-зависимые цепи.
Достоинствами клистронных автогенераторов являются ничтожная мощность потребления по цепи управления частотой» весьма широкая полоса модулирующих частот, слабая чувствительность к проникающей радиации, низкий уровень собственных шумов и флуктуаций частоты. Отражательные клистроны новых разработок требуют невысоких питающих напряжений (30... 50 В), имеют КПД до 35% и диапазон электронной перестройки частоты до ±10%.
Глава И. ГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ ТИПА О
11.1.	ПРИНЦИП РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЕЙ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ ВЗАИМОДЕЙСТВИЕМ
В лампах бегущей волны используется принцип непрерывного взаимодействия электронов с полем электромагнитной волны, распространяющейся по волноводной системе со скоростью электронного потока.
Пусть имеется волноводная система, в которой распростра
няется электромагнитная волна. Простейшим примером такой системы является спиральный волновод, состоящий из спирали и внешнего проводящего цилиндра. Фазовая скорость распространения электромагнитной волны, имеющей продольную составляющую вектора электрического поля вдоль оси системы, зависит от шага спирали и при воздушном диэлектрике замедлена по сравнению со скоростью света в число раз, примерно равное отношению шага спирали к длине витка.
Механизм взаимодействия электронного потока и поля бегущей волны рассмотрим на примере лампы бегущей волны типа О (ЛБВ типа О), в которой электронный поток движется под воздействием электрического поля и при взаимодействии электронов с полем меняется кинетическая энергия электронов. Обратимся к пространственно-временной диаграмме на рис. 11.1. Вдоль оси абсцисс откладывается время /, вдоль оси
Рис. 11.1. Пространственно-временные диаграммы ЛБВ для уэл = уф (а) и Уэл>Уф (б)
ординат — расстояние х от начала волноводной системы, где действует электромагнитное поле напряженностью Евх, создаваемое входным сигналом. Напряженность электрического поля входной волны периодически меняется во времени. Положительные и отрицательные полупериоды напряженности электрического поля распространяются вдоль замедляющей системы с фазовой скоростью уф. На плоскости пространственно-временных диаграмм образуются области ускоряющих (+) и тормозящих (—) участков, разграниченные на рис. 11.1 штриховыми линиями. Электроны движутся со скоростью иэл. При иэл=иф (рис. 11.Г, а) электроны группируются вблизи границы, отделяющей тормозящее поле от ускоряющего. Поэтому в среднем обмен энергией между электронами и полем отсутствует, а усиления колебаний (как и ослабления) не происходит. При некотором превышении скорости электронов над скоростью поля (^эл>^ф) большая часть электронов оказывается сгруппированной в областях тормозящего поля (рис. 11.1, б). Здесь они отдают энергию полю, и происходит усиление бегущей волны электромагнитного поля.
Если скорость электронов несколько ниже скорости электромагнитной волны, то большая часть электронов группируется в областях ускоряющего поля. Электроны, ускоряясь, отбирают энергию от поля, вызывая затухание волны по мере ее распространения. Наконец, если скорости электронов и поля значительно различаются, усиления также не происходит, поскольку электроны быстро переходят из одной области в другую, то отдавая, то приобретая энергию, в результате чего в среднем обмен энергией практически отсутствует.
Таким образом, усиление при взаимодействии электронного потока и поля бегущей волны возможно при относительно близких скоростях уэл и уф. Оптимальное значение начальной скорости электронов уЭл=(1,1 .. . 1,2)уф. По мере передачи энергии электронов полю и его усиления электроны замедляются, и при равенстве скоростей усиление волны прекращается.
11.2.	ПРОСТРАНСТВЕННЫЕ ГАРМОНИКИ ПОЛЯ В ЗАМЕДЛЯЮЩИХ СТРУКТУРАХ
Различают однородные и неоднородные замедляющие структуры. К однородным с некоторым приближением относится спиральная линия передачи с малым по сравнению с длиной волны шагом.
В однородных системах при подаче на вход высокочастотного сигнала с частотой со распространяется волна с продольной составляющей напряженности электрического поля Е, зависящей от времени и координаты по закону
Е(х, /) = Re[E^e№'-M)],	(11.1)
где Ро=соА'фо — коэффициент распространения; уф0 — фазовая скорость; Етп — комплексная амплитуда продольной составляющей поля. Для однородных структур Ет не имеет периодического изменения вдоль координаты х.
Часто используются неоднородные периодические замедляющие системы типа волноводов с ребристыми стенками, встречноштыревых систем и других различных модификаций. В неоднородных структурах значение Ет периодически меняется вдоль координаты. Если не учитывать усиления или затухания, периодическую зависимость амплитуды поля от координаты можно сформулировать так: Em(x) = Em(x+/i), где h — период, (шаг) замедляющей структуры.
Периодическую зависимость напряженности поля от координаты можно представить в виде суммы волн одной частоты с постоянной амплитудой, не зависящей от координаты, но с различными фазовыми скоростями. Такие волны называются пространственными гармониками. Чтобы это показать, разложим комплексную амплитуду Ew(x) в ряд Фурье по гармоникам:
£ -^kx
Ест(х) = 2 Em,*e >	Ш-2)
k— — со
Ew,ft — амплитуда гармоники с номером k.
Подставляя (11.2) в (11.1), имеем
со
Е(х, O = Re 2 Em,ftew-P*x), k=—со
где pft=p0+2ji^//i.
Каждое слагаемое полученного ряда описывает волну с постоянной амплитудой, распространяющуюся с определенной фазовой скоростью
(5*	1+2пй/р0й-
С ростом номера пространственной гармоники k фазовая скорость ифЛ падает по закону v^/v^h= 1+2ji^/i|), где г|)=Ро^— разность фаз между напряженностями поля основной волны в соседних ячейках структуры. При k<Z—ф/2л фазовая скорость k-й пространственной гармоники меняет знак. Отрицательные скорости соответствуют так называемым обратным пространственным гармоникам.
В отличие от хорошо известных высших гармоник периодического временного процесса все пространственные гармоники имеют одинаковую частоту колебаний во времени со, заданную источником возбуждения, и разные скорости распространения фазы по координате В то же время групповая ско
рость всех этих пространственных гармоник одинакова: 0гРь— = d(0/dpft==y$o=yrp- Сумма пространственных гармоник образует единый неразрывный волновой процесс (11.1), который и определяет групповую скорость игр движения информации или энергии. Амплитуды пространственных гармоник, которые можно найти по формулам Фурье, зависят от конфигурации системы и резко убывают при больших |&|. Можно так сконструировать замедляющую структуру, чтобы добиться максимума амплитуды выбранной пространственной гармоники.
Пространственные гармоники открывают новые возможности использования ЛБВ. Не обязательно скорость электронного потока выбирать близкой к скорости основной волны. Усиление возможно также при скорости электронов, близкой к скорости какой-либо из пространственных гармоник. У пространственных гармоник с более высоким номером фазовая скорость уменьшается, так что можно ограничиться меньшими скоростями электронного потока, а следовательно, меньшими ускоряющими напряжениями. Если направление движения электронов противоположно направлению основной волны поля, то поток электронов будет обмениваться энергией с обратной пространственной гармоникой. Приборы с таким принципом действия называются лампами обратной волны (ЛОВ).
При взаимодействии потока с какой-либо из пространственных гармоник происходит усиление не только поля данной гармоники, но и всех остальных, а следовательно, усиливается и амплитуда реального распределения поля в волноводной системе.
Механизм взаимодействия электронного потока >с различными пространственными гармониками аналогичен стробоскопическому эффекту. Его можно представить с помощью пространственно-временных диаграмм для периодической структуры (рис. 11.2). Из рис. 11.2, а видно, что усиление поля возможно, когда электроны попадают в участки тормозящего поля, что осуществляется при различных скоростях электронов, соот
Рис. 11.2. Взаимодействие потока электронов с полем прямых (а) и обратных (б) пространственных гармоник
ветствующих разным наклонам прямых, характеризующих движение электронного потока. При изменении направления движения основной волны (рис. 11..2, б) усиление происходит за счет взаимодействия с обратной пространственной гармоникой поля того или иного номера.
Одной из важнейших характеристик замедляющей системы является зависимость фазовой скорости от частоты иф(со), т. е. дисперсионная характеристика. В зависимости от типа системы и номера пространственной гармоники в рабочей полосе частот фазовая скорость может уменьшаться с ростом частоты (нормальная дисперсия) или увеличиваться (аномальная дисперсия). Дисперсия вызывает ограничения в полосе усиливаемых частот, поскольку с изменением фазовой скорости поля нарушается условие его оптимального взаимодействия с электронным потоком. Шир около лосность ЛБВ зависит, кроме того, от условий согласования входного и выходного устройств с замедляющей системой. К тому же из-за неидеальности согласования возникает обратная связь, существенно влияющая на частотные свойства ЛБВ.
11.3.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ ТИПА О
В ЛБВ типа О (рис. 11.3) входной сигнал усиливается за счет взаимодействия электронов с полем основной пространственной гармоники. Анализ этого явления в простейшем случае возможен на базе линейной теории ЛБВ. Рассмотрим основные положения этой теории.
Предположим, что переменные составляющие токов, скоростей и напряжений малы по сравнению с постоянными. Примем одномерную модель с продольной координатой х, отсчитываемой от начала замедляющей системы. Взаимодействие электронов с полем приводит к тому, что амплитуда первой гармоники конвекционного тока IKi зависит от амплитуды поля
Рис. 11.3. Схема усилительной ЛБВ типа О
Рис. 11.4. Зависимость коэффициента усиления ЛБВ типа О (а) и амплитуды выходного сигнала (б) от амплитуды входного сигнала
Ew, которая, в свою очередь, связана с током 1кь Составив уравнения IKi=fi(Ew) и Em=f2(IKi) и решив их совместно, можно получить так называемое самосогласованное решение, учитывающее обе стороны процесса взаимодействия поля и электронного потока.
В результате такого рассмотрения оказывается, что усиление ЛБВ зависит от параметра С= VIqZq/^E^, где /0 — ток луча; Zq — сопротивление связи замедляющей системы с электронным потоком (зависит от конструкции ЛБВ), Есп — напряжение на замедляющей системе. Обычно С=0,02 ... 0,3. Если скорость электронов в (1 + С/2) раз больше скорости волны, то амплитуды напряженности поля Ew, а также первой гармоники тока 1к1 вдоль системы возрастают по экспоненциальному закону. При большой длине замедляющей системы в ЛБВ типа О возникает нелинейный режим: экспоненциальный закон нарушается, a Ew уменьшается по амплитуде из-за влияния пространственного заряда и взаимного расталкивания электронов.
Коэффициент усиления ЛБВ-0 Кл можно вычислить на основе линейной теории как отношение амплитуд напряженности поля на выходе и на входе лампы. В результате получается = = (1/3)ехр[ ->/ЗсоС7/2иэл], где I — геометрическая длина пространства взаимодействия электронов с полем. Обычно Кл выражают в децибелах: Кл (дБ) =20 1g Кл=—9,54 + 47 CN, где М=Рэл//2л=/Д — электрическая длина пространства взаимодействия; Рэл = 0)/^эл*
При увеличении амплитуды входного сигнала возникает нелинейный режим, при котором максимальная плотность конвекционного тока ограничена пространственным зарядом и коэффициент усиления падает. При значительной амплитуде входного сигнала выходная амплитуда уменьшается из-за перегруппировки электронов (рис. 11.4).
Электронный КПД т]э = Р1/Ро ЛБВ типа О определяется той долей кинетической энергии электронов mv3Jl2l2. которую может передать электронный поток высокочастотному полю. Начальная скорость электронов при С=0,2 ... 0,3 на 10 ... 15% больше фазовой скорости волны. При передаче энергии полю электроны тормозятся, и при равенстве скоростей усиление прекращается. Отсюда можно оценить КПД соотношением 1
_ туэ2л/2-ту|/2 ~ Уэл-Уф
Лэ“ тр|/2	<>Ф	'	(П }
Из линейной теории ЛБВ следует, что уэл=иф(1+С/2). Учитывая, что С<1, получаем
Пэ-С.	(11.5)
Таким образом, теоретический КПД для ЛБВ типа О не превышает 10.. . 15%. Реальный КПД еще ниже.
11.4.	РЕГУЛИРОВОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
УСИЛИТЕЛЕЙ НА ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ ТИПА О
Полоса частот, в пределах которой изменение коэффициента усиления не превышает заданных значений, определяется в первую очередь качеством согласования замедляющей системы на входе и выходе, а также ее дисперсией. Остановимся на влиянии последнего фактора на полосу. Усиление в ЛБВ возможно, если фазовая скорость волны равна (0,8... 1) аэл. При заданном напряжении Есп начальная скорость электронов иэл= = К2еЕсп/т. Поэтому при изменении иф(со) в результате дисперсии условия взаимодействия электронов с полем нарушаются и усиление падает. Кроме того, из-за влияния отражений внутри лампы или в тракте связи с нагрузкой на одних частотах обратная связь положительная и Кл возрастает, а на других отрицательная и Кл уменьшается.
Напряжение задает скорость электронов иэл, которая при фиксированной на данной частоте фазовой скорости должна лежать в узких пределах (1,3... 1,1) иф. Поэтому усиление ЛБВ в зависимости от Есп имеет вид зоны (рис.) 11.5, а), максимум которой соответствует такому Есп.Опт, при котором ^эл-опт« U5 уф. Ширина зоны составляет 5 ... 10% от Есп.опт.
В результате взаимодействия электронов с полем фазовая скорость волны в замедляющей системе зависит от начальной скорости электронов и возрастает с увеличением последней. Поэтому фазовый сдвиг в усилителе на ЛБВ ф=фВыХ—фВх уменьшается с ростом Есп (рис. 11.5, б)’. В обычных ЛБВ в пределах зоны усиления ф меняется на (2 ... 3) 2л рад, в специальных фазовращательных ЛБВ с малым Кл — на (5 ... ... 6) 2л рад. В нелинейном режиме фазовый сдвиг в ЛБВ за-
висит также от амплитуды входного сигнала.
Промышленностью выпускаются ЛБВ-0 мощностью от долей милливатта до сотен киловатт в диапазоне частот от 0,5 до 20... 40 ГГц. Полоса пропускания современных ЛБВ-0 от десятков процентов до нескольких октав. Коэффициент усиления достигает 60 дБ на один прибор. Разработаны специальные малошумящие
Рис. 11.5. Зависимость коэффициента усиления (а) и фазового сдвига в ЛБВ (б) от напряжения на замедляющей системе
ЛБВ с коэффициентом шума 1,2... 5, а также умножительные, ограничительные, фазовращательные лампы бегущей волны.
11.5.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛН# ТИПА О
На основе широкополосных ЛБВ можно построить автогенератор с запаздывающей обратной связью, некоторые свойства которого не реализуются с помощью других приборов СВЧ. Генерация происходит за счет внешней обратной связи между выходом и входом ЛБВ/. Тракт обратной связи может быть широкополосным или содержать, например, резонатор (рис. 11.6).
В общем случае установившийся режим автогенератора на ЛБВ можно описать уравнением Кл(со, U) • К0.с(со) = 1, где Кл п Ко., — комплексные коэффициенты передачи ЛБВ и цепи обратной связи; U — амплитуда сигнала; <рл и <р0.с— фазовые сдвиги в лампе и в тракте обратной связи. Выделяя в этом уравнении модули и аргументы левой и правой частей и приравнивая их, получаем систему уравнений баланса амплитуд и фаз.
|Кл(со, t/)||Ko.c(<D)|=l;
(11.6)
фл(со, U) +ф0. с (со) =2лп, га=0, —1, —2, ...
Исходя из свойств усилителя на ЛБВ, изложенных ранее, можно считать, что |Кл(<о, U) | ~/<ло((о)/(л(17), где Лло(<о) — нормированная к единице частотная характеристика ЛБВ в линейном режиме; Кл(£/)— амплитудная характеристика ЛБВ (см. рис. 11.4, а); <рл=—<о//уф.
Рассмотрим свойства автогенератора на ЛБВ, когда в цепи обратной связи имеется узкополосный резонатор (см. рис. 11.6). В этом случае
|Ко.с(со)| = ^0/ГТ+Т2;	Ш7)
<Ро.с = — coZTp/^Tp — arctgg,	'  '
trq £=2Q((o—(Op)/со? — обобщенная расстройка резонатора с добротностью Q на частоте со относительно его резонансной частоты (ор; Ко — модуль коэффициента передачи тракта обрат-
Вых
ит ------
г* ЛБВ
Реззналюр
Рис. 11.6. Схема автогенератора на ЛЁВ с резонатором в цепи обратной связи
Рис. 11.7. Графическое решение уравнений стационарного режима (11.7) ной связи на частоте со; <ртр=—со/Тр/^тр— фаза коэффициента передачи тракта обратной связи с длиной /тр и фазовой скоростью волны в нем итр.
Для оценки амплитуды и частоты генерации надо решить систему уравнений (11.6) с учетом (11.7), например,, графически, как показано на рис. 11.7.
Рассмотрим зависимость амплитуды колебаний U и частоты со от напряжения на спирали ЛБВ Есп. При заданном Есп возможные частоты генерации со можно найти из рис. 11.7, б как абсциссы точек пересечения суммарной фазовой характеристики ЛБВ и тракта срл+сртр=—со(//иф+/тр/утр) с опрокинутой фазовой характеристикой резонатора — 2jin+arctg£, проведенной на уровне —2лп. Среди множества точек пересечения надо учесть лишь те, для которых выполняется условие самовозбуждения | К0.с (со) | > 1/1 Кл (со) | (заштриховано на рис. 11.7, а). При увеличении Есп уменьшается фазовый сдвиг в ЛБВ, что приводит к уменьшению угла наклона прямой на рис. 11.7, б и увеличению частот колебаний. Если для простоты считать коэффициент усиления ЛБВ неизменным в пределах полосы пропускания резонатора, то интервал частот, где выполняется баланс амплитуд, останется прежним. Решая уравнения баланса амплитуд и фаз, можно строить зависимости С7(Есп) и со (E'en) (рис. 11.8).
Для некоторых значений Есп при достаточной ширине резонансной кривой могут выполняться условия самовозбуждения для двух частот. Здесь зависимости U (Е СП ), <о(ЕСП ) имеют гистерезисный характер: при увеличении Есп происходит перескок от точки 3 к точке 4, при уменьшении — от точки 1 к точке 2
Рис. 11.8. Зависимости амплитуды колебаний (а) и частоты генерации (б) от ускоряющего напряжения для автогенератора на ЛБВ
Рис. 11.9. Схема автогенератора на ЛОБ-О
(см. рис. 11.7,6 и 11.8). Для уменьшения ширины гистерезисных участков или их устранения можно сократить длину тракта /Тр, а также уменьшить запас по самовозбуждению ЛоАло-
Зависимость частоты от Есп в автогенераторе на ЛБВ достаточно линейна (см. рис. 11.8,6), что позволяет получать в такой системе частотную модуляцию с малыми нелинейными искажениями.
11.6.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ И УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ ОБРАТНОЙ ВОЛНЫ
В лампах обратной волны ЛОВ типа О используется взаимодействие электронов с полем обратной пространственной гармоники, для которой направление фазовой скорости противоположно (см. § 11.2) направлению групповой, т. е. движению энергии. Поэтому в ЛОВ выход энергии осуществляется у ближайшего к катоду конца замедляющей системы (рис. 11.9), на которую подано ускоряющее напряжение E’en, а входной сигнал вводится в замедляющую систему вблизи коллектора.
Используются генераторные и усилительные ЛОВ-О. В них всегда имеется распределенная обратная связь, поскольку в каждой ячейке периодической структуры энергия переносится по замедляющей системе в направлении к катоду с групповой скоростью, а в противоположном направлении распространяется поток сгруппированных электронов, взаимодействующий с полем электромагнитной волны. Распределенная обратная связь может привести к самовозбуждению автоколебаний даже при идеальном согласовании на входе и выходе.
Теория взаимодействия электронов с полем в ЛОВ типа О в
общих чертах аналогична линейной теории ЛБВ типа О (см. § 11.6). Ее результаты показывают, что амплитуда продольной составляющей напряженности электрического поля Е максимальна вблизи катода, а амплитуда первой гармоники тока максимальна у коллектора. Изменение Е в начале замедляющей системы (вблизи катода) небольшое, так как электронный поток на этом участке еще не сгруппирован. Из теории ЛОВ-О следует также, что КПД этих генераторов т]э~ 0,8 С еще ниже, чем у ЛБВ-0 (11.5).
Условия взаимодействия электронов с полем в ЛОВ-О по (11.3) соответствуют примерному равенству скоростей электронов и обратной пространственной гармоники поля:
— F2eFcn/zn«l,l^0/(l + 2nk/ip)= 1,1г»фк,	(11.8)
где 4> = {3o^; &<0. Соотношение (11.8) аналогично балансу фаз в автогенераторе на ЛОВ типа О, из которого можно найти частоту генерации со. Зависимость со(Есп) получим из (11.8) Для первой обратной пространственной гармоники (k = — 1) при ф<С2л
ш«0,9®эл2(1/й = А	(11.9)
Изменением £сп частота генерации в реальных ЛОВ может быть перестроена на октаву и больше, но зависимость со (E’en) по (11.9) весьма нелинейна.
В усилительной ЛОВ вход СВЧ энергии располагается у коллектора, выход — у катода. В режиме усиления ЛОВ должна работать при токах луча, меньших порогового, для предотвращения самовозбуждения. Усилитель на ЛОВ за счет обратной связи принципиально является регенеративным и обычно работает вблизи порога самовозбуждения. Коэффициент его усиления Ко при малых амплитудах напряжения на входе обратно пропорционален разности между фактическим током /0 и его пороговым значением /0 пор, т. е. К0=В/(/0—/Опор), где В — не зависящий от /0 параметр. Полоса пропускания Af обратно пропорциональна коэффициенту усиления. Такие усилители весьма узкополосны и обычно используются как высокоизбирательные устройства. Их характерной особенностью является возможность управления резонансной частотой с помощью напряжения Есп. На этом принципе основаны специализированные фильтровые ЛОВ типа О.
Если ток луча усилителя на ЛОВ превысит пороговое значение, то в усилителе на ЛОВ возможен режим автоколебаний, синхронизированных по частоте внешним сигналом. С ростом отношения амплитуды генерации к амплитуде входного сигнала полоса синхронизации уменьшается. За ее пределами возникает асинхронный режим.
В ЛОВ можно достигнуть значительно большего диапазона электронной перестройки частоты по сравнению с автогенератором на ЛБВ с контуром в цепи обратной связи.
Глава 12. ГЕНЕРАТОРЫ
МАГНЕТРОННОГО ТИПА
12.1.	УСТРОЙСТВО МАГНЕТРОНА
В магнетроне электроны взаимодействуют с электромагнитными волнами в пространстве постоянных взаимно перпендикулярных (скрещенных) электрического и магнитного полей. Приборы со скрещенными полями (типа М), которым свойственны высокие значения КПД (до 80%), широко применяются в качестве автогенераторов и усилителей СВЧ. Разработаны их различные модификации: платинотроны, ЛБВ и ЛОВ типа М, митроны и др. Прообразом подобных приборов является многорезонаторный магнетрон, предложенный в 1940 г. сотрудниками М. А. Бонч-Бруевича Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Маляровым.
Магнетрон (рис. 12.1) напоминает цилиндрический диод, на оси которого находится нагреваемый катод 1. Анодный блок 2 с резонаторами 3 образует свернутую замедляющую систему. В пространстве взаимодействия между анодом и катодом параллельно оси прибора создается постоянное магнитное поле. Постоянное электрическое поле образуется напряжением источника анодного питания, которое, как и в обычном диоде, поддерживает положительный потенциал анода относительно катода. Из конструктивных соображений анодный блок заземляется,
Рис. 12.1. Конструкция многорезонаторного магнетрона
а отрицательное напряжение источника питания подается на катод. Постоянное электрическое поле магнетрона является для электронов ускоряющим, вследствие чего они при движении к аноду отбирают у этого поля, а следовательно, и у источника питания энергию. Взаимодействие же электронов при их движении к аноду с СВЧ полем обеспечивает передачу этой энергии последнему. Указанная передача энергии невозможна в отсутствие магнитного поля. В одном из резонаторов анодного блока магнетрона располагается элемент связи, с помощью которого энергия СВЧ поля отводится в нагрузку. Примером такого элемента может быть петля связи 4 на рис. 12.1.
12.2.	ВЗАИМОДЕЙСТВИЕ ЭЛЕКТРОНОВ С ЭЛЕКТРИЧЕСКИМ И МАГНИТНЫМ ПОЛЯМИ. ПРИНЦИП РАБОТЫ МАГНЕТРОНА
Пусть в пространстве действуют два однородных статических поля: электрическое с вектором напряженности Е и магнитное с вектором магнитной индукции В. Введем систему координат (рис. 12.2). Пусть в начальный момент в точке 1 находится в состоянии покоя электрон, движение которого описывается уравнением
= - еЕ-*[уэлВ],	(12.1>
где е, т — заряд и масса электрона; уэл — вектор скорости.
Интегрируя (12.1) при начальной скорости Уэл=0, найдем траекторию движения электрона в виде циклоиды, расположенной в плоскости х, у. Эта кривая определяется перемещениями
Рис. 12 2. Движение электрона в скрещенных магнитном и электрическом полях
Рис. 12.3. Движение электрона при наличии дополнительного электрического поля
точки, находящейся на круге, который катится без скольжения по прямой аа'. Радиус круга R=Eam/ (B2ed), скорость движения его центра Уц=£а/(Bd). Таким образом, электрон участвует в поступательном движении со скоростью уц и вращательном с угловой скоростью (d^ = v^/R = eB/m. Точки траектории /, 2, 5, 4 и т. д. расположены на одной прямой аа'. Скорость и кинетическая энергия электрона в них равна нулю. Для дальнейшего существенно, что средняя скорость перемещения электрона вдоль прямой аа' равна уц, а сама прямая аа' перпендикулярна как вектору Е, так и вектору В. Циклоидальная форма движения электрона связана с действием на него силы Лоренца, которая пропорциональна скорости электрона и направлена перпендикулярно вектору скорости.
Сколько энергии электрон отобрал у поля Е на участке 1—Г, столько же он вернул на участке Г—2. Это объясняет, почему в точке 2 скорость электрона вновь равна нулю. Так как сила Лоренца, действующая на электрон со стороны магнитного поля, все время перпендикулярна вектору скорости, то обмена энергией между электроном и магнитным полем не происходит. Движение на участках 2—2'—3, 3—3'—4 и т. д. полностью повторяет движение электрона на участке 1—Г—2. При таком движении электрон в среднем за период движения по циклоиде не отбирает и не отдает полю Е энергию. Соответственно, как видно из рис. 12.2, электрон в среднем не перемещается вдоль вектора Е.
Другая ситуация возникает, если на электрон действует дополнительное постоянное электрическое поле, вектор напряженности которого Ед перпендикулярен Е (рис. 12.3, а). Чтобы определить траекторию движения электрона, достаточно найти вектор напряженности суммарного электрического поля Еп. Тогда относительно векторов В и Еп движение электрона должно быть таким же, как на рис. 12.2 относительно векторов В и Е. Прямая бб', перпендикулярная вектору Еп, дает возможность построить циклоидальную траекторию движения электрона. Важным моментом является то, что теперь электрон в среднем перемещается против вектора поля Е и вдоль вектора поля Ед, т. е. в среднем отбирает энергию у поля Е и передает ее полю Ед. Электрон является посредником в обмене энергией между этими полями. Обратный процесс передачи энергии от поля Ед полю Е возникает, если вектор напряженности дополнительного электрического поля Ед направлен влево, как это показано на рис. 12.3, б.
Для дальнейшего существенно, что при движении по траекториям средняя скорость электрона вдоль прямой аа' равна Е/В, где Е= | Е |, В= | В |.
Чтобы с большей наглядностью представить принцип работы магнетрона, будем считать, что цилиндрическую конструкцию магнетрона (см. рис. 12.1,6) как бы «разрезали» по линии АБ
и «развернули» в прямолинейную конструкцию (см. рис. 12.4). Такая модель хороша, если радиусы анода га и катода гк велики по сравнению с расстоянием d = ra—гк. Для упрощения рисунка на аноде не показаны резонаторы замедляющей структуры.
При отсутствии в магнетроне СВЧ поля движение электрона, изображенное на рис. 12.4, будет полностью соответствовать рис. 12.2. Для работы магнетрона существенно именно циклоидальное движение электронов.
Если увеличивать напряжение £а или уменьшать "индукцию £, то кривизна циклоиды уменьшается и при некотором критическом соотношении между £а и В траектории касаются анода, электроны оседают на нем и дальнейшего движения не совершают. Критические значения £а.кр и ВКр можно найти из условия 2£ = га—Гк, откуда
£а.кр=0,5е (га—Гк) £кр2/т.	(12.2)
В плоскости (В, £а) уравнение (12.2) определяет «параболу критического режима». Значения £а и В выбирают вне заштрихованной области (рис. 12.5), ограниченной этой параболой, чтобы существовало циклоидальное движение. При этом в отсутствие генерации электроны не достигают анода и ток во внешней цепи равен нулю. Следовательно, в статическом режиме при В>Вкр множество электронов образует вблизи катода пространственный заряд, вращающийся вокруг катода.
Пусть теперь в пространстве между анодом и катодом дополнительно существует СВЧ поле. Ранее было показано (см. гл. 11), что СВЧ поле замедляющей периодической структуры можно рассматривать как сумму множества распространяющихся с разными фазовыми скоростями пространственных гармоник. Такая же картина получается в магнетроне. Будем считать, что фазовая скорость одной из пространственных гармоник равна средней скорости движения электронов вдоль поверхностей катода и анода магнетрона (см. рис. 12.4). Такой
Рис. 12.5. Зависимости анодного напряжения от магнитной индукции для критического режима (парабола) и для режимов синх-
ронизма
режим называется режимом синхронизма. Так как средняя скорость движения электронов v=EIB, условие синхронизма запишется в виде
Е/Е = иф.	(12.3)
Поскольку иф не зависит ни от Е, ни от В, а £ пропорционально напряжению питания магнетрона Еа, то условие (12.3) означает, что для обеспечения синхронизма с выбранной пространственной гармоникой отношение Е^В должно быть строго фиксировано.
Выполнение условия синхронизма обеспечивает наиболее эффективное взаимодействие электронного потока и данной пространственной гармоники СВЧ поля. Это взаимодействие таково, что электронный поток отбирает энергию от постоянного электрического поля Е (т. е. от источника питания магнетрона) и передает ее СВЧ полю. Часть энергии СВЧ поля передается в нагрузку.
На практике наиболее часто осуществляется взаимодействие на обратной (первой) пространственной гармонике, так как генерация на высших пространственных гармониках неустойчива. Неустойчивость объясняется двумя причинами. Во-первых, поля высших пространственных гармоник сильно «прижаты» к периодической поверхности анодного блока, что затрудняет эффективное взаимодействие с электронным потоком. Во-вторых, для высших пространственных гармоник возможны «перескоки» с одного типа колебания на другой. Так как для последующего существенно влияние продольной (тангенциальной) электрической составляющей СВЧ поля пространственной гармоники, в дальнейшем под Ед будем понимать именно ее.
Пусть в начальный момент /=0 распределение Ед в пространстве между анодом и катодом соответствует рис. 12.6. Тогда вблизи участков катода, изображенных на рис. 12.6 сплошной
Рис. 12.6. Пояснения к процессу образования «спиц» в магнетроне
жирной линией, взаимное расположение векторов полей Е и Ед будет соответствовать рис. 12.3, а, а на остальных участках — рис. 12.3,6. Так как скорость движения поля Ед точно равна средней скорости перемещения электронов вправо, то в последующие моменты электроны, вышедшие при t=0 из участков катода 1, 3, будут все время находиться под действием Е и Ед, взаимно расположенных так, как показано на рис. 12.3, а. Следовательно, эти электроны будут перемещаться не только вправо, но и одновременно вверх к аноду, как это показано на рис. 12.6 для двух электронов, вышедших при t=0 из участков катода 1 и 3. Понятно, что при таком движении электроны будут отбирать энергию у поля Е и отдавать ее полю Ед. Назовем такие электроны рабочими.
Совершенно иная ситуация складывается для электронов, выходящих при t=Q из участков катода 2 и 4. Так как для них взаимное расположение векторов Е и Ед соответствует рис. 12.3,6, движение этих электронов должно было бы происходить по соответствующим траекториям, изображенным на рис. 12.6. В этом случае, не совершив ни одного витка циклоиды, электроны ударяются с некоторой скоростью о катод, разогревая его. Таким образом, электроны, которые могли бы отбирать энергию от поля Ед, исключаются из взаимодействия с полями магнетрона.
Поскольку поле Ед движется вправо со скоростью Уф, то и участки катода /, 3, эмиттирующие рабочие электроны, «перемещаются» с той же скоростью и в том же направлении. Аналогично «перемещаются» участки 2, 4, с которых выход электронов в пространство между катодом и анодом исключается. Так как с той же скоростью и = иф перемещаются рабочие электроны, можно говорить о существовании в пространстве между катодом и анодом своеобразных движущихся «спиц» (иногда говорят «язычки», «сгустки»), внутри которых по сложным траекториям перемещаются к аноду рабочие электроны, оказавшиеся в тормозящих участках бегущей волны электромагнитного поля. На рис. 12.6 этих «спиц» две. В других случаях это число может быть большим.
На разных расстояниях от катода напряженность поля Ед различна (на поверхности металлического катода она равна нулю, а чем ближе к аноду тем сильнее возрастает), поэтому траектории движения электронов будут отличаться от показанных на рис. 12.6. Реальная картина движения электронов усложняется их взаимодействием, а также существованием вблизи катода электронного облака с объемным отрицательным зарядом. Тем не менее качественная сторона взаимодействия электронов с полями магнетрона остается прежней.
В момент включения питания магнетрона в нем из-за влияния шумов существует слабое поле Ед. За счет указанного выше взаимодействия с электронами интенсивность этого поля начнет
возрастать, т. е. будет наблюдаться самовозбуждение колебаний магнетрона. Это возможно, если энергия, получаемая колебаниями от источника £а будет превышать энергию, отдаваемую электронами в нагрузку и теряемую в стенках магнетрона. При достаточно большом Ед эффективность отмеченной передачи энергии полю Ед начнет за счет нелинейных эффектов уменьшаться, и при каком-то значении Ед передаваемая энергия станет равной потерям энергии СВЧ поля в нагрузке и стенках магнетрона. Это равенство энергий характеризует стационарный режим работы магнетронного автогенератора.
12.3.	ЗАМЕДЛЯЮЩАЯ СИСТЕМА МАГНЕТРОНА. ВИДЫ КОЛЕБАНИЙ И КПД МАГНЕТРОНА
Для качественной оценки примем, что высокочастотное электрическое поле в пространстве взаимодействия обусловлено краевым эффектом в щелях резонаторов, который проявляется в «провисании» электрических силовых линий. При таком подходе структуру поля можно установить, если известны собственные частоты системы резонаторов и токи в резонаторах. Токи удается найти с помощью эквивалентной схемы замедляющей системы в виде цепочки связанных резонаторов, свернутых в кольцо.
Допустим, что все резонаторы одинаковы и не имеют потерь, резонатор заменяется контуром с сосредоточенными индуктивностью L и емкостью С, связь между контурами индуктивная, взаимодействуют лишь соседние контуры, токи меняются во времени по гармоническому закону с частотой со.
Выделим из цепочки резонаторов три произвольных рядом расположенных контура (рис. 12.7), в которых протекают токи с комплексными амплитудами Ife-i, Ife, Ift+i. Запишем для fe-го контура уравнение второго закона Кирхгофа: Ih(/coA—/7(<оС)) — —/coA^Ifc-i+Ife+i) =0. Можно составить N таких уравнений по числу резонаторов. Учитывая симметрию колебательной системы, предположим, что токи имеют одинаковые амплитуды и
Рис. 12.7. Эквивалентная схема части колебательной системы магнетрона
। । । । 1 1 * ~
-3/<fW-xf2-xfr О x/23frx я-
Рис. 12.8. Зависимость собственных частот от фазового сдвига на ячейку
отличаются только фазами: Ih=Iy Ih+i = /exp (±/фл), где фп— набег фазы между соседними резонаторами.
Поскольку цепочка контуров свернута в кольцо, набег фазы по кольцу должен быть кратным 2л. Отсюда следует, что сдвиг фаз фп может принимать только дискретные значения:
tyn=2itn/N, n = 0, l,...,Af—1.	(12.4)
В результате в рассмотренной системе контуров возможны колебания лишь на собственных частотах, которые находятся с помощью вытекающей из уравнения fe-ro контура формулы
соп = (Ор/К 1 —2(AI/Z)cos фл,	(12.5)
где (op=l/J^LC — собственная частота одиночного резонатора.
На зависимости (Оп(фп)/соР при #=8, Л1/£ = 0,1 (рис. 12.8) каждому значению п соответствуют определенный сдвиг фаз фЛ и собственная частота соп.
Набег фазы фЛ характеризует вид колебаний в магнетроне. При четном числе абсолютно одинаковых резонаторов для всех видов колебаний, кроме л и 0, собственные частоты попарно совпадают и число собственных частот оказывается равным не N, а 0,5Л^+1 (см. рис. 12.8). Виды колебаний с одинаковыми собственными частотами называются вырожденными. В реальном магнетроне резонаторы анодного блока различаются, хотя и незначительно, так как всегда имеется технологический разброс размеров при изготовлении. Кроме того, в одном из контуров размещена петля связи. В результате каждая из частот вырожденных видов расщепляется на две близкие частоты, образуя дублеты, так что в действительности число собственных частот равно N. Чем меньше различия в контурах, тем ближе частоты дублетов друг к другу. В режиме генерации работа на этих частотах нежелательна из-за возможности перескоков частоты автоколебаний с одной из частот дублета на другую.
Теперь, зная связь между комплексными амплитудами токов в контурах, запишем выражение для мгновенного значения тока n-го вида колебаний в k-м контуре:
^п = Дехр /(о)п^+ф^)+ехр /(<М—фп/г)].
Электрическое поле в зазорах резонаторов и в пространстве взаимодействия пропорционально токам в контурах. Учитывая это, можно составить выражения для тангенциальной и радиальной составляющих напряженности электрического поля в замедляющей системе, направленных по осям х и у. Например, для тангенциальной составляющей
Ед=£хп(у)[ехр /(oJ+pnx)+exp /(coj—М)],	(12.6)
где Рп^фп/й; h — шаг периодической структуры; координата х отсчитывается от середины зазора какого-либо резонатора.
Из (12.6) следует, что тангенциальная компонента электрического поля содержит две волны с одинаковыми амплитудами, но противоположными по знаку фазовыми постоянными рп и соответствующими им фазовыми скоростями. Следовательно, в пространстве взаимодействия возникает стоячая волна. Аналогичный вид имеет и радиальная компонента поля.
Из (12.6) определим фазовую скорость волны Уфп=(оп/рп= =сотДЛ|)п- Отсюда с помощью (12.5) можно найти дисперсионную характеристику замедляющей системы, т. е. зависимость скорости ифп от частоты. Воспользовавшись соотношением кп= ^=ифп2л/1(дп==2пЬ/Арп и (12.4), получим выражения для длины волны в замедляющей системе kn=hN/n. Поскольку hN — длина пространства взаимодействия, то значение п определяет целое число волн данного вида колебаний, укладывающихся на длине замедляющей системы.
Рассчитаем коэффициент замедления Кзамп=с/Уфп (с — скорость света) для разных видов колебаний. Возьмем для примера, магнетрон, у которого рабочая длина волны Х=10 см, радиус анода га~0,5 см, число резонаторов N=8. Примем длину пространства взаимодействия равной 2лга. Тогда Кзамп== = 0,5пХ/лга. Как видно из рис. 12.9, <2, наибольшее замедление имеют волны вида л(п=4): Кзамп=12,7. При синфазных колебаниях (ф=0, п=0) фазовая скорость обращается в бесконечность.
С помощью формулы Рэлея игр=Уф/(1—(<£>/v$)dv$/d(i)) можно установить, что основная волна в данной замедляющей системе — обратная и направления фазовой и групповой скоростей противоположны.
Остановимся на вопросе о разделении видов колебаний по частоте. Эксперименты показывают, что работа магнетрона с л-колебаниями не сопровождается скачкообразным переходом на другие виды, если частота ближайшего к нему колебания отличается от рабочей не менее чем на 10%. Из рис. 12.9, а
Рис. 12.9. Дисперсионная характеристика замедляющей системы магнетрона при iA;jx——10 см, M/L — 0,1 (а), конструкция колебательной системы магнетрона со связками (б) и разными резонаторами (в), применяемые для разноса собственных частот
следует, что близкие к виду л колебания вида Ззт/4 при коэффициенте связи Л4/£=0,1 отличаются по частоте примерно на 3%. Для увеличения разноса частот необходима большая связь между контурами. Для этого в магнетроне применяются так называемые связки. Они представляют собой металлические кольцевые шины, располагаемые на торцах анодного блока, которые соединяют эквипотенциальные для колебаний вида л точки на сегментах через один (рис. 12.9,6). С укорочением рабочей волны магнетрона используется иной способ разноса частот — разнорезонаторные анодные блоки (рис. 12.9, в). При этом собственные частоты системы распадаются на две группы, соответствующие «длинноволновым» и «коротковолновым» резонаторам. Выбирая размеры резонаторов, удается расположить частоту колебаний вида л между обеими группами и обеспечить необходимый разнос.
Число «спиц» электронного облака в пространстве взаимодействия равно целому числу периодов поля, укладывающихся на всей длине пространства взаимодействия. Для колебаний вида л это число равно 0,5 N. Формированию «спиц» способствует радиальная составляющая поля Еу. Конфигурация поля' слева и справа от щели резонатора такова, что £у, увеличивая или уменьшая основное постоянное поле Е, ускоряет или притормаживает электроны, стремясь собрать их в компактный сгусток — «спицу».
Рассмотрим подробнее условие синхронизма (12.3) Уф=уСрВ магнетроне. Фазовую скорость для произвольного п можно связать с частотой: иф=(оп(/’а+Лк)/2п. Средняя скорость движения электронов равна иСр=Е&/В (га—гк). Следовательно, условием синхронизма является равенство
£а~ 0,5(Оп (Га2—Гк2) В/п.	(12.7)
Таким образом, при постоянной частоте необходима линейная связь между £а и В, а коэффициент пропорциональности зависит от вида колебаний, формы и размеров замедляющей системы. Выбор £а и В, кроме того, ограничен соотношением (12.2). Из рис. 12.5, где условиям синхронизма (12.7) соответствуют прямые линии при разных п, видно, что колебание вида л требует наименьшего анодного напряжения при заданной индукции В. Это является еще одним его преимуществом. Небольшие отклонения £а или В от значения, предписанного (12.7), вызывают отклонение частоты генерации от соп, т. е. электронную перестройку частоты. Синхронизм электронов с полем сохраняется. Однако из-за узкополосности колебательной системы большие отклонения частоты приводят к срыву генерации.
Соотношение (12.7) поясняет, почему магнетроны миллиметрового диапазона должны иметь большее число резонаторов (до 48), чем магнетроны сантиметрового диапазона (12... 18
в трехсантиметровом, 8... 12 в десятисантиметровом). Действительно, если напряжение £а ограничено, то повышение частоты должно сопровождаться уменьшением радиуса анода и увеличением числа резонаторов (N=2n для вида л).
В магнетронах миллиметрового диапазона применяют иногда взаимодействие на первой пространственной гармонике. Фазовая скорость ее примерно в 3 раза ниже (для вида л), чем основной волны, что позволяет не повышать чрезмерно анодное напряжение.
Оценим электронный КПД магнетрона, выразив его через потребляемую Ро и рассеиваемую на аноде Ррас мощности: т]э= 1—Ррас/Л. Будем учитывать в Ррас лишь потери, вызванные ударом об анод электронов, отдавших энергию полю. Полагая, что электроны подлетают к аноду, находясь в окрестности ВерШИНЫ ЦИКЛОИДЫ, СЧИТаеМ, ЧТО ИХ СКОРОСТЬ УВерш = =2иср. Тогда полная энергия одиночного электрона равна еЕ&, а рассеиваемая при ударе кинетическая 0,5ту2верШ=2тцст2. Поэтому
т]э= 1-2т£а/[е (га-гк) 2В2].	(12.8)
Если учесть, что Еа и В связаны условием синхронизма (12.7), то из (12.8) получим окончательно
т]э= 1—D^n/nB,	(12.9)
где Z)= (m/e) (га+Гк)/(Га—гк). В (12.9) ц^Л/’/2. Следовательно, КПД магнетрона для колебаний вида n(n=N/2) —наибольший по сравнению с КПД для колебаний других видов.
Полученное выражение для т|э соответствует наименее выгодному с точки зрения энергетики случаю, когда электроны подлетают к аноду, находясь в окрестности вершины циклоиды. Поэтому (12.9) дает заниженное значение т|э.
На фиксированной рабочей частоте КПД растет с увеличением индукции В, приближаясь к единице. Реальные КПД достигают 75%. Практически КПД ограничен двумя факторами: невозможностью создания сверхсильных магнитных полей и электрической прочностью, поскольку для выполнения условия синхронизма согласно (12.7) с ростом В нужно увеличивать £а.
12.4.	РАБОЧИЕ И НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАГНЕТРОНА
Мощность в нагрузке, КПД и частота колебаний магнетрона определяются анодным напряжением £а, индукцией магнитного поля В и нагрузкой Ун. Выбор режима производится по рабочим и нагрузочным характеристикам.
Рабочие характеристики снимаются при согласованной и постоянной нагрузке. Они наносятся на плоскость (£а, /0) (Л — постоянная составляющая тока магнетрона). Зависимости
Рис. 12.10. Рабочие характеристики магнетрона
при B=const представляют собой вольт-амперные характеристики прибора (рис. 12.10, а). Выполнение условия синхронизма (12.7) при малом изменении частоты требует, чтобы значение £а менялось в небольших пределах. Поэтому практически удобнее ток анода откладывать по оси абсцисс. Генерация происходит в области 10'	, причем токи /0\
/о" отличаются примерно на порядок, а анодное напряжение изменяется всего на 10... 20 %. С ростом индукции В кривые перемещаются в сторону больших £а, что соответствует условию синхронизма (12.7).
Линии постоянной мощности в нагрузке Рн=const на плоскости (£а, /0) (рис. 12.10,6) с ростом /0 падают в соответствии с соотношением Ро=Е&1о=Рн/1х]эх\1{. Если считать, что влияние тока /о на КПД т]э незначительно, то £а=Рн//оТ]эТ]к- Зависимость т]э от /0 (рис. 12.10, в) можно объяснить с помощью соотношения (12.8), учитывая, что Еа немного растет с увеличением тока /0. При малых /0 КПД уменьшается из-за того, что амплитуда колебаний при работе вблизи порога самовозбуждения недостаточна для эффективного группирования электронов.
Частота колебаний с ростом /0 несколько увеличивается (рис. 12.10, г) из-за возрастания Еа в соответствии с условием синхронизма (12.7). Это явление называют электронным смещением частоты.
Нагрузочные характеристики магнетрона снимаются при Еа, B=const и изображаются на круговой диаграмме проводимости нагрузки (рис. 12.11, а) в виде линий PH=const и Af=const (Af=/—f0, fo — частота при согласованной нагрузке). В заштрихованной на рис. 12.11, а области генератор работает неустойчиво. Следует обратить внимание на то, что мощность в нагрузке максимальна не в центре диаграммы при коэффициенте отражения Г=0, а при иных значениях модуля и фазы коэффициента отражения.
Линии равных мощностей близки по форме к линиям равных вещественных проводимостей, линии равных расстроек — к линиям равных реактивных проводимостей на круговой диаграмме (рис. 12.11,6). Такое совпадение показывает, что в первом приближении магнетрон можно заменить упрощенной эк-
6)
Рис. 12.11. Нагрузочные характеристики импульсного магнетрона трехсантиметрового диапазона волн (а), линии равных GH, Вн (б) и эквивалентная схема проводимостей, пересчитанных к выходу магнетрона (в)
Бивалентной схемой (рис. 12.11, в), состоящей из одиночного контура LC, резонансного сопротивления собственных потерь в контуре R, электронной проводимости бЭл+/Вэл и нагрузки
12.5.	ПЛАТИНОТРОНЫ
Платинотроны принадлежат к классу приборов со скрещенными полями, у которых электронный поток замкнут, а замедляющая система разомкнута. По устройству они отличаются от магнетронов тем, что имеют два вывода — вход и выход, которые получены разрывом кольцевых связок в одном из резонаторов (рис. 12.12). Второе отличие заключается в числе резонаторов: у платинотрона оно нечетное для того, чтобы предотвратить возбуждение колебаний вида л.
Взаимодействие электронного потока с электромагнитным полем в пространстве между анодом и катодом протекает так же, как в магнетроне: оно наступает при выполнении условий синхронизма, пространственный заряд имеет форму вращающегося кольца со спицами, высокочастотным колебаниям передается часть потенциальной энергии электронов. Однако теперь замедляющая система разомкнута, и в ней могут распространяться волны произвольной частоты, лежащие в пределах полосы пропускания. Электронный поток в платинотроне взаимодействует с обратной волной, хотя может взаимодействовать и с прямой.
Рис. 12.13. Амплитудные характеристики амплитрона при нескольких значениях мощности Рог-, потребляемой от источника питания
Остановимся на частотных свойствах платинотрона как усилителя, называемого в этом случае амплитроном. Полоса рабочих частот амплитрона ограничивается дисперсией замедляющей системы и замкнутостью электронного потока. Поэтому среди возможных значений набегов фазы на ячейку замедляющей системы некоторые оказываются предпочтительными. Действительно, для большего усиления сигнала, поступающего на вход амплитрона, требуется, чтобы «спицы» пространственного заряда проходили под щелями резонаторов в момент, когда поле в них тормозящее и максимальное. Так должно повторяться после каждого оборота спицы вокруг катода. При этом для набега фазы фп на ячейку замедляющей структуры должно выполняться такое же условие, как в магнетроне: Ntyn=2nn, где N— число резонаторов, п=0, 1, 2,...
Таким образом, наибольшее усиление в амплитроне соответствует определенной частоте соп, на которой полный набег фазы кратен 2л. При изменении частоты относительно оптимальной усиление уменьшается, потому что теперь спицы будут проходить под щелями в моменты, когда поле, хотя и тормозящее, но не максимальное. Тем самым у амплитронов усиление наблюдается в некоторой полосе частот входного сигнала, центром которой является частота соп. В пределах полосы пропускания замедляющей системы таких зон усиления несколько. Они расположены вблизи собственных частот замкнутой замедляющей структуры. Ширина зон определяется дисперсионной характеристикой, поэтому полоса пропускания амплитрона сравнительно узкая.
Как показывают эксперименты, коэффициент усиления по мощности Кр=Рвых/Рвх существенно зависит от входной мощности: с ростом сигнала на входе Кр стремится к единице, а при уменьшении Рвх до некоторого порога Рпор возрастает (рис. 12.13). Если Рвх<РПор, то наблюдается неустойчивая генерация из-за положительной обратной связи в приборе (электроны взаимодействуют с обратной волной). При изменении уровня входной мощности меняется полоса частот, в пределах которой амплитрон
усиливает: она минимальна при Рвх«Рпор и расширяется примерно до значения полосы замедляющей системы, когда КР стремится к единице.
Невысокий (до 20 дБ) коэффициент усиления по мощности, сравнительно узкая полоса частот и невозможность работы при малом входном сигнале являются недостатками амплитрона. Но у него есть и достоинства: большой КПД, достигающий 70% и более, и значительная выходная мощность (в непрерывном режиме сотни киловатт, в импульсном — до десятка мегаватт).
Платинотрон в специальной схеме с внешним резонатором и дополнительной обратной связью используется как автогенератор, и тогда он называется стабилотроном. По сравнению с магнетроном у него лучшая стабильность частоты и меньшее влияние нагрузки на режим.
12.6.	ЛАМПЫ БЕГУЩЕЙ И ОБРАТНОЙ ВОЛНЫ ТИПА М
В отличие от платинотронов ЛБВ и ЛОВ М относятся к другой группе приборов со скрещенными полями, у которых разомкнуты не только замедляющая система, но и электронный поток.
В усилительной ЛБВ типа М (рис. 12.14) пространство взаимодействия образовано замедляющей системой 1 и холодным катодом 2. В нем действуют постоянное электрическое поле с напряженностью Е= (EKQJl-\-Exu)ld и магнитное поле с индукцией В. В пространство взаимодействия электроны вводятся с помощью электронной пушки, состоящей из катода 3 и управляющего электрода 4, к которому приложено напряжение Fynp. Это напряжение подбирается так, чтобы, перемещаясь от катода к вершине циклоиды, электроны вошли в промежуток между замедляющей системой и холодным катодом со скоростью v — EIB = Vc^. После прохождения пространства взаимодействия электроны собираются коллектором 5. Конструкция прибора может быть линейной (как на рис. 12.14) или цилиндрической.
Процессы в ЛБВ типа М можно описать следующим образом. Высокочастотный сигнал, поданный на вход прибора, возбуждает в замедляющей системе электромагнитную волну. Электронный поток вступает во взаимодействие с полем прямой пространственной гармоники, фазовая скорость которой близка к иСр. Характер обмена энергией такой же, как в магнетроне: электроны, оказавшиеся в тормозящем поле бегущей волны, отдают ему свою энергию и поднимаются к замедляющей системе, обеспечивая усиление колебаний, а электроны, попавшие в ускоряющее поле волны, увеличивают свою кинетическую энергию и приближаются к холодному катоду (рис. 12.15).
Коэффициент полезного действия ЛБВ типа М достигает 50%. Поэтому
Рис. 12.14. Схема усилительной ЛБВ типа М
Замедляющая сас/пема
Холодный ка/нод
Рис. 12.15. Распределение пространственного заряда в ЛБВ типа М
их применяют в качестве мощных выходных усилителей непрерывного или импульсного сигнала. Уровень выходной мощности в непрерывном режиме составляет единицы киловатт, а в импульсном — единицы мегаватт. Коэффициент усиления по мощности редко превышает 15 дБ, что связано с большим входным сигналом, при котором максимален КПД. Относительная ширина полосы усилителя достигает 25%.
' Усилительные лампы обратной волны типа М конструктивно отличаются от ЛБВ тем, что у них вход расположен возле коллектора, а выход — у электронной пушки. Электроны в ЛОВ типа М взаимодействуют с обратной пространственной гармоникой, благодаря чему в приборе существует положительная обратная связь. Усилитель на ЛОВ типа М регенерирован и работает вблизи порога самовозбуждения. При переходе через этот порог усилитель работает в режиме синхронизации автоколебаний внешним сигналом. У регенеративных усилителей узкая полоса пропускания, пропорциональная разности между фактическим запасом по самовозбуждению и пороговым, а коэффициент усиления обратно пропорционален этой разности.
В реальных ЛОВ типа М на частоте 3 ГГц получена выходная мощность 1 кВт в непрерывном режиме и до 150 кВт в импульсном при КПД 50%, полосе пропускания несколько процентов и электронной перестройке в пределах 50%. Коэффициент усиления до 15 дБ.
12.7.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ С ЭЛЕКТРОННОЙ ПЕРЕСТРОЙКОЙ
Среди автогенераторов на приборах со скрещенными полями с электронной перестройкой частоты находят применение ЛОВ типа М (карсинотроны, рис. 12.16), карматроны и митроны цилиндрической конструкции. Применяются широкополосные замедляющие системы лестничного и встречно-штыревого типа, у которых основная волна обратная. Недостатками ЛОВ типа М являются сложность конструкции и склонность к паразитным колебаниям.
Основные достоинства магнетронов (устойчивая генерация колебаний большой мощности) и ЛОВ типа М (электронная перестройка) соединены в приборе типа М, называемом карматроном. Он подобен платинотрону: электронный поток замкнут, замедляющая система разомкнута и нагружена на поглотитель, расположенный внутри прибора, в замедляющей системе кармат-рона может распространяться обратная волна. При включении анодного напряжения возникает устойчивая генерация, что отличает данный прибор от платинотрона. Колебания происходят на частоте, на которой выполняется условие синхронизма, и поддерживаются за счет внутренней Л/л обратной связи (как в ЛОВ). В стационарном режиме пространственный заряд имеет вид вращающегося колеса со спицами. При вариа-
Рис. 12.16. Устройство карсинотрона, свернутого в кольцо:
1 — замедляющая система; 2 — холодный катод; 3 — катод; 4 — поглотитель
ции анодного напряжения изменяется скорость вращения «колеса» и соответственно частота колебаний. Замкнутость электронного потока ограничивает пределы электронной перестройки (как и полосу усиления в платинотроне). Обычно Af/f~10%; КПД таких автогенераторов достаточно высок (до 50 ... 70%) и зависит от мощности и полосы перестройки.
Широкую электронную перестройку частоты в пределах октавы и более удается получить с помощью так называемых митронов, содержащих три основных узла: собственно генератор в вакуумной оболочке, колебательную систему и магнит (рис. 12.17, а). На рис. 12.17, а генератор включает анодную систему /, 2, холодный 3 и эмиттирующий 4 катоды, управляющий электрод 5. Анодная система является замедляющим устройством встречно-штыревого типа. Число штырей 1 четно, и они через один соединены с кольцевыми выводами 2, к которым подключается колебательная система (например, тороидальный контур). Керамические шайбы 6 изолируют электроды друг от друга. Полюса магнита 7 располагаются так, чтобы магнитное поле было направлено вдоль оси прибора. Между холодным катодом и замедляющей системой действует радиальное электрическое поле, создаваемое источником анодного напряжения Еа.
По сравнению с магнетроном в устройстве митрона есть два отличия: замкнутая замедляющая система специальным образом подключается к контуру (рис. 12.17, б) и эмиттирующий катод вынесен из пространства взаимодействия. Первая особенность играет существенную роль. При возникновении колебаний в контуре структура высокочастотного поля в пространстве взаимодействия такая же, как в магнетроне при колебаниях вида л. Однако в митроне эта структура сохраняется, какой бы ни была собственная частота контура. Замкнутая замедляющая система не проявляет резонансных свойств, что обусловлено способом ее возбуждения.
При работе митрона собственная частота контура постоянна, частота колебаний может значительно отличаться от нее благодаря низкой добротности резонатора.
Условие синхронизма в митроне совпадает с (12.7), где надо принять п=У/!2. В результате a) — NEa/(ra—гк)В, гг. е. частота колебаний линейно за-
Рис. 12.17. Устройство митрона (а) и схема соединения его замедляющей системы с контуром (б)
висит от анодного напряжения. При совпадении частоты колебаний с собственной частотой контура (этому соответствует определенное значение £а) <спицы> перемещаются синхронно с максимумом тормозящего тангенциального поля.
Рассмотрим, почему в митроне катод вынесен из пространства взаимодействия. Эксперименты показали, что митрон работает в условиях ограниченной эмиссии катода. Если катод расположен как в магнетроне, то он подвергается бомбардировке электронами, попадающими в ускоряющее поле, что вызывает дополнительный разогрев катода и увеличение эмиссии. Указанное явление зависит от уровня генерируемой мощности, и устранить его чрезвычайно трудно. Вынесение катода из пространства взаимодействия предотвращает обратную бомбардировку и позволяет сохранять эмиссию ограниченной. В пространство между замедляющей системой и холодным катодом электроны вводятся с помощью управляющего электрода, форма и потенциал которого специально подобраны.
Достоинствами митрона по сравнению с другими автогенераторами с электронной перестройкой являются широкий диапазон изменения частоты (октава и более), высокая линейность модуляционной характеристики, сравнительно небольшие перепады мощности (3 дБ).
Обычно митроны изготавливаются в двух модификациях: с большой перестройкой и относительно малой выходной мощностью (доли и единицы ватт) или с перестройкой порядка десятков процентов и повышенным уровнем мощности (десятки ватт).
Глава 13. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
13.1.	КОНСТРУКЦИЯ и ПАРАМЕТРЫ СВЧ
ТРАНЗИСТОРОВ
В СВЧ диапазоне используются и биполярные, и полевые транзисторы. Область применения БТ СВЧ — примерно до 10 ГГц, ПТ типа МДП работают до 1,5 ГГц. Для работы на частотах до 30... 60 ГГц применяются ПТ с затвором Шотки (ПТШ), представляющим собой узкую — порядка микрона — полоску металла (обычно алюминия), нанесенную на полупроводник — арсенид галлия, реже фосфид индия. Эти полупроводниковые материалы по сравнению с кремнием имеют более высокую подвижность носителей заряда, что позволяет уменьшить пролетное время и повысить максимальную рабочую частоту. Недостатком арсенида галлия (GaAs) по сравнению с
кремнием является меньшая в 2—3 раза теплопроводность, что затрудняет создание мощных приборов. Фосфид индия (InP) превосходит GaAs по подвижности носителей и теплопроводности, однако уступает ему по пробивному напряжению и обладает большим током утечки.
Эквивалентные схемы, а также 'конструктивное исполнение СВЧ БТ и ПТ весьма сходны. Это объясняет и сходство электрических характеристик обоих классов приборов на СВЧ. Однако ПТ СВЧ являются более поздними приборами, они продолжают интенсивно развиваться, в то время как БТ СВЧ практически приблизились к своим предельным возможностям. В силу этого теория БТ СВЧ и устройств на них имеет более завершенный характер.
Биполярные СВЧ транзисторы — это класс твердотельных приборов для усиления, генерирования и умножения частоты колебаний на частотах свыше 0,3 ГГц. Их выходные мощности Pi достигают сотен ватт в нижней части диапазона и единиц и долей ватта в верхней. Импульсные транзисторы на частотах до 1,5 ГГц дают мощности несколько сотен ватт при длительности импульса 10 ... 250 мкс.
На ПТ СВЧ удается получать такие же мощности, как на БТ, на частотах примерно в 3 раза выше.
Конструкция корпуса транзистора должна обеспечить эффективный теплоотвод. Охлаждение мощного СВЧ транзистора— одна из важнейших задач при создании таких приборов. Отметим, что транзисторы СВЧ с мощностью рассеяния 300 Вт и более нуждаются в использовании жидкостного охлаждения. Корпус мощного СВЧ прибора приспособлен для крепления на радиатор с помощью винтовых соединений.
Корпуса транзисторов неизбежно вносят паразитные реактивности: емкости и индуктивности выводов и контактных площадок. В корпусах СВЧ транзисторов эти реактивности стараются свести к минимуму. Особенно важно минимизировать индуктивность общего электрода (см. § 13.3, 13.4). Некоторые мощные БТ СВЧ, а также ПТ типа МДП выполняются в универсальных корпусах, в 'которых все электроды изолированы от корпуса, а выводы имеют индуктивность 1...3 нГн (рис. 13.1). Универсальный корпус позволяет включать транзистор по любой схеме (с ОЭ, ОБ, ОК), а также расширяет возможности подачи напряжения смещения, например позволяет вводить сопротивления автосмещения в цепи общего электрода.
Кристалл транзисторной структуры напаян на керамический диск, обеспечивающий электрическую изоляцию транзистора от корпуса. Для обеспечения хорошего теплоотвода диск изготавливается из оксибериллиевой керамики (ВеО), обладающей высокой теплопроводностью. Внешние выводы припаяны к металлизированным областям на керамическом корпусе. Транзи-
ОПЙ
Рис. 13.1. Корпуса мощных СВЧ транзисторов КТ904 (а), КТ913 (б) с изолированными выводами и устройство КТ (в, г):
1, 6 — внешние выводы эмиттера; 2 — шайба из оксибериллиевой керамики; 3 — контактная площадка базы; 4 — внешний вывод базы; 5 — кристалл с транзистором; 7 — внешний вывод коллектора; 8 — контактная площадка коллектора с напаянным на нее транзистором; 9 — внутренние выводы базы; 10— внутренние выводы эмиттера; 11— термокомпрессионное соединение внутреннего вывода эмиттера с контактной площадкой
сторная структура соединяется с внешними выводами тонкими золотыми или алюминиевыми проводниками.
Специализированные конструкции транзисторов (рис. 13.2), в которых общий электрод соединен с корпусом, позволяют понизить его индуктивность на порядок и более. Например, у биполярных транзисторов КТ919А, предназначенных только для включения по схеме с ОБ, £б=0,14 нГн, т. е. примерно в 20 раз меньше, чем у КТ904, имеющего изолированные выводы. В отличие от БТ, имеющих специальные корпуса как для схемы с ОЭ, так и для схемы с ОБ, в ПТ специальные корпуса с малой индуктивностью общего электрода используются только для схемы с общим истоком (ОИ). Дополнительной мерой для снижения индуктивности истока в ПТШ, работающих на часто-
Рис. 13.2. Транзистор КТ919А с выводом базы, заземленным внутри корпуса
тах до 30 ГГц, является заземление истока через отверстия в полупроводниковой подложке. Таким путем достигается £и«0,01 нГн для сравнительно маломощных приборов.
При создании более высокочастотных транзисторов уменьшают размеры структуры, чтобы снизить пролетное время движения носителей заряда. Во избежание электрического пробоя более тонких переходов приходится снижать питающие напряжения.
Для кремниевого БТ теоретический предел произведения £к/гр равен 200 В-ГГц. Это соотношение показывает ограничение допустимого напряжения на коллекторе с ростом частоты. Единичная мощность СВЧ транзисторов в соответствии с этим зависит от частоты, достигая для БТ сотни ватт в непрерывном режиме и несколько сотен ватт (до 2 кВт в опытных образцах) в импульсном режиме на частотах до 1,5 ГГц.
Сравнительно простая транзисторная структура, применяемая на низких частотах, непригодна в мощных БТ СВЧ из-за эффекта оттеснения тока к периферии эмиттерной области. При этом активная площадь кристалла, проводящая ток, с ростом частоты уменьшается. Поэтому в БТ СВЧ, особенно мощных, применяют многоэмиттерные структуры в виде гребенки, сетки и др. Такие структуры при сохранении площади транзистора позволяют значительно увеличить рабочий ток и КПД. В многоэмиттерных структурах по технологическим причинам наблюдается неравномерное распределение тока между отдельными эмиттерами, что может приводить к местным перегревам и, как следствие, к пробою. Для улучшения токораспределения последовательно с каждым эмиттером включаются встроенные стабилизирующие резисторы. С одиночной многоэмиттерной структуры площадью 0,03 мм2 обычно снимается полезная мощность не более нескольких ватт (КТ904, КТ913А).
Увеличение мощности до десятков ватт достигается в так называемых многоструктурных транзисторах (КТ907, КТ946). Например, 30-ваттный транзистор КТ946 содержит 16 структур, расположенных в ряд. Расстояние между соседними структурами выбирается таким, чтобы их тепловые потоки взаимно не перекрывались, что облегчает тепловой режим кристалла. Однако наращивание числа структур, включенных параллельно, снижает входное и нагрузочное сопротивления транзистора, что затрудняет его согласование с пассивными цепями: КПД любого трансформатора тем ниже, чем больше коэффициент трансформации отличается от единицы. Поэтому при создании БТ СВЧ на мощности от десятков до сотен ватт прибегают к введению специальных трансформирующих цепей непосредственно в корпус транзистора (например, так называемые внутрисогласованные транзисторы КТ979, КТ975, рис. 13.3). В случае ПТ СВЧ это делается уже при мощности порядка единиц ватт. Встроенные трансформаторы представляют собой 210
Рис. 13.3. Устройство мощного внутрисогласованного транзистора СВЧ КТ975 (эквивалентную схему см. на рис. 13.6, г):
1 — внешний вывод коллектора (£R3); 2 — металлическое основание — фланец с полукруглыми вырезами под винтовое крепление; 3 — контактная площадка для внешнего вывода коллектора (образует емкость С4); 4— 7— группы проводников, образующие индуктивности встроенных трансформирующих цепей (ZK2, ZK1, Lgi,	—внешний
вывод эмиттера; 9 — контактная площадка для внешнего вывода эмиттера (образует емкость Ci); 10 — керамический корпус (крышка снята); 11, 13 — МОП конденсаторы встроенных трансформирующих цепей (С2, С3); 12 — кристалл с группой транзисторных структур
набор LC-звеньев, индуктивности которых образованы параллельным соединением группы проводников, а емкости выполнены в виде МОП конденсаторов. Крайние конденсаторы (С\, С4 на рис. 13.6, г) образованы паразитными емкостями внешних выводов транзистора на фланец.
На рис. 13.4 изображен мощный ПТ типа МДП. Его корпус (рис. 13.4, а) подобен корпусу БТ, показанному на рис. 13.1,6. В таких корпусах используют обычно три вывода, причем косой срез имеет вывод истока. Структура мощного ПТ СВЧ (рис. 13.4, б, в) напоминает многоэмиттерную структуру БТ. Сток и исток выполнены в виде встречных гребенок, имеющих на поверхности кристалла металлизацию соответствующей формы. Металлизация затвора видна на поверхности кристалла в виде меандровой линии, расположенной между зубцами истока и стока.
На рис. 13.5 изображен ПТШ ЗП915 с встроенными цепями связи. Подобная конструкция может обеспечить стандартные входное и выходное сопротивления, а также взаимную развязку отдельных транзисторных структур с помощью мостовых схем деления и сложения мощности в некоторой полосе частот. Применение полосковых мостов-делителей и сумматоров в сравнительно небольшом корпусе транзистора оказывается возможным на сравнительно высоких частотах (1 ГГц и выше), когда длина четвертьволнового отрезка оказывается порядка единиц миллиметров. Использование мостов позволяет уменьшить неравномерность распределения мощности по структурам. Кроме того, балластные сопротивления мостов препятствуют возникновению паразитных колебаний двухтактного типа. Такой
Рис. 13.4. Мощный ПТ МДП:
а — транзистор со снятой крышкой; б — транзисторная структура с внутренними выводами; в — фрагмент транзисторной (структуры;
1 — внешний вывод затвора; 2 — шайба из оксибериллиевой керамики; 3 — контактная площадка истока с напаянным на нее транзистором; 4 — внешний вывод истока; 5 — кристалл транзистора; 6 — контактная площадка стока; 7 — внешний вывод стока; 8 — контактная площадка затвора; 9 — внутренние выводы истока; 10 — внутренние выводы стока; 11— внутренние выводы затвора
транзистор со стандартными входным и нагрузочным сопротивлениями по существу представляет собой готовый усилитель, не требующий внешних согласующих цепей.
Характеристики некоторых БТ и ПТ СВЧ приведены в табл. 13.1.
Развитие электронной техники приводит к разработке транзисторов новых типов, способных работать на частотах порядка сотен гигагерц. Среди перспективных транзисторов этого диапазона гетероструктурный биполярный транзистор (ГСБТ), транзистор на «горячих» электронах (ТГЭ), транзистор с проницаемой базой (ТПБ) и др.
Гетероструктурный БТ п—р—n-типа имеет тонкую высоколегированную базу, что обеспечивает высокое значение граничной частоты /Гр при низком сопротивлении базы Гб- Это дает возможность существенно повысить максимальную частоту генерации ГСБТ /max (примерно до 60 ГГц). Дальнейшее ее 212
Рис. 13.5. Мощный ПТШ со встроенными мостовыми цепями связи (а) и его электрическая схема (б):
1 — заземляющая балка истока; 2 — емкости промежуточных мостов-делителей; 3 — индуктивности; 4 — балластные сопротивления мостов; 5 — внешний вывод затвора; 6 — четвертьволновые отрезки линий входного моста-делителя; 7 — керамический корпус транзистора; в — внешний вывод стока; 9 — четвертьволновая линия с переменным волновым сопротивлением моста-сумматора;
10 — транзисторные структуры
повышение может быть достигнуто за счет так называемого обращения структуры, когда коллектор и эмиттер меняют местами. Обращенные структуры позволяют резко уменьшить индуктивность эмиттера и емкость коллектора ценой некоторого ухудшения качества теплоотвода. Для обращенного ГСБТ /тах может достигнуть 200 ГГц.
Транзистор на горячих электронах с двуслойной структурой эмиттера и коллектора работает на основных носителях (горячие электроны), имеет низкое сопротивление базы, время пролета базы составляет 10-14 с. Это позволяет достигнуть значений /тах>100 ГГц.
Проницаемая база ТПБ выполнена в виде вольфрамовой сетки (шаг около 30 мкм), управляющей током коллектора как
Таблица 13.1. Характеристики мощных биполярных и полевых транзисторов СВЧ диапазона
Тип прибора, схема включения, режим работы	Диапазон рабочих частот, ГГц		Напряжение питания, в	Выходная мощность, Вт	Кр, ДБ	КПД, %
2Т960А, ОЭ, н	0,1 ..	.0,4	12,6	40	4,5	60
2Т9125АС, ОЭ, н	0,1 ..	.0,5	28	50	8,5	55
2Т9101АС, ОБ, н	0,35.	..0,7	28	100	5,4	53
2Т916А, ОЭ, н	0,2.	.. 1	28	20	4	55
2Т9118, ОБ, н	0,9..	• 1,4	28	80	7	45
2Т9134А, ОБ, и (тИМп =	0,6..	. 1,5	45	1000	6	30
= 10 мкс, Q=100) 2Т994А, ОЭ, и (тИмп =	1,4..	. 1,6	45	500	6	
= 10 мкс, Q== 100) 2Т9122А, ОБ, и (тИМп =	1,3.	..2	28	55	4	
= 100 мкс, Q = 10) 2Т9103Б-2, ОБ, н	3,1 ..	.3,5	24	20	4,5	30
	0,9.	..5	21	10	2	37
2Т9119А-2, ОБ, н	3..	.7	15	5	3	37
2Т9135А-2, ОБ, н	2..	. 10	12	3	3	29
2П928А, ОИ, н	до 0,4		50	265	6,4	53
2П933А, ОИ, н	ДО 1		45	75	4	30
ЗП606В-2, ОИ, н	до 12		8	0,75	5	35
ЗП930В-2, ОИ, н	5,7..	.6.3	8	10	5	45
ЗП927Д-2, ОИ, н	до 21		7	0,55	3,5	22
Примечание: 2Т — биполярные; 2П — полевые с изолированным затвором (МДП), кремниевые; ЗП — полевые с барьером Шотки, арсенидогаллиевые; н — непрерывный режим; и — импульсный режим; тИмп — максимальная длительность импуль-са; Q — минимальная скважность.
затвор Шотки. Предполагается, что /max ТПБ может достигнуть 1000 ГГц.
По-видимому, единичная мощность указанных приборов сравнительно невелика.
13.2.	РЕЖИМ И ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА СВЧ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
В диапазонах низких, средних и высоких частот (30 кГц... .. .30 МГц) в транзисторных усилителях мощности при гармоническом напряжении на коллекторе выходная мощность, КПД и коэффициент усиления по мощности максимальны в критическом режиме. На СВЧ при гармоническом напряжении на коллекторе оптимальным по выходной мощности и КПД также является критический режим, но при этом коэффициент усиления по мощности оказывается значительно меньше, чем в недо-напряженном режиме. Это объясняется резким ухудшением усилительных свойств транзистора на СВЧ при остаточных напряжениях на коллекторе ек mm порядка единиц вольт. Однако на СВЧ Кр часто является решающим фактором при выборе режима. Если транзистор работает вблизи своей верхней частотной границы, где Кр составляет несколько единиц, то оптималь
ным по совокупности Р\, Кр и КПД оказывается недонапряжен-ный режим с определенным соотношением между ек тш и импульсом тока. Будем называть его граничным и по аналогии с критическим характеризовать крутизной Srp, которая меньше 5кр. Однако на более низких частотах транзистор еще имеет значительный запас усиления. При этом можно, поставив его в режим, близкий к обычному критическому, получить более высокие значения Pi и КПД ценой снижения КР.
Для примера сравним выходные характеристики усилителя на транзисторе КТ904 на относительно невысокой частоте f= = 100 МГц в двух режимах. В граничном режиме при Кр=50 Pi = 4 Вт, т] = 50%, а в критическом режиме Pi и т] возрастают соответственно до 8 Вт и 70% при уменьшении КР до 8.
Как и на более низких частотах, на СВЧ для повышения КПД усилителей мощности в транзисторах используют отсечку коллекторного тока. При этом транзистор периодически попадает из активного состояния в состояние отсечки. Активному состоянию транзистора в эквивалентной схеме (см. рис. 13.6, а) соответствует замкнутое положение ключа, отсечке — разомкнутое.
Эквивалентная схема транзисторной структуры СВЧ содержит практически те же элементы, которые имеются в эквивалентной схеме транзистора более низких частот. В многоэмит-терных транзисторах в сопротивление гэ кроме сопротивления материала эмиттера входят стабилизирующие сопротивления, являющиеся частью структуры транзистора (обычно гэ = = (0,1.. .0,5) Гб). На частотах выше frPf где может работать усилитель мощности по схеме с ОБ, необходимо учитывать комплексность крутизны по эмиттерному переходу Sn=Sne7QTn,
Рис. 13.6. Эквивалентные схемы СВЧ мощных биполярных транзисторов: zz — транзисторной структуры; б — транзистора в корпусе с изолированными выводами (см. рис. 13.1, а, б)-, в — транзистора в корпусе с заземленной базой (см. рис. 13.2); г — внутрисогласованного транзистора (см. рис. 13.3)
где Тп~0,4/с1)Гр — время задержки носителей при движении через базу.
Параметры эквивалентной схемы являются результатом усреднения реальных параметров транзистора отдельно для активной области и области отсечки и при выбранном режиме считаются постоянными в пределах каждой области.
Существенной особенностью эквивалентной схемы СВЧ транзистора (как БТ, так и ПТ) является учет реактивных параметров корпуса. Для корпуса с изолированными выводами (КТ904, КТ913 и др.) эквивалентная схема показана на рис. 13.6,6. В ней элементы Сэо, Сбо, Ско учитывают главным образом емкости между корпусом и металлизированными площадками, к которым припаяны внешние выводы, а Скэ — емкость между коллекторной и эмиттерной площадками. Индуктивности Lei, Ьэь Ьк1 определяются в основном внутренними проволочными соединениями контактных площадок кристалла с контактными площадками корпуса, а Ьб2, L32, LK2 — индуктивности преимущественно внешних выводов. На рис. 13.6, в приведена эквивалентная схема транзистора в специальном корпусе для схемы с ОБ, отличающемся малой Lq.
Реактивности корпуса образуют паразитные трансформирующие цепи, значительно меняющие внешние импедансы транзистора по сравнению с импедансами, определенными на контактных площадках кристалла. Это существенно сужает полосу рабочих частот мощных СВЧ транзисторов. Степень сужения полосы зависит от так называемой добротности входа транзистора QBx, определяемой соотношением индуктивной и активной составляющих входного сопротивления транзистора. Например, транзисторы КТ913Б, В имеют на верхней рабочей частоте QBl>10.
Во внутрисогласованных транзисторах (рис. 13.6, г) паразитные реактивности корпуса Сь С4, £эз, LK3 совместно со встроенными Т-образными цепями £эь С2, Ьэ2 и LKi, С3, Lk2 образуют трансформаторы, повышающие сопротивления на внешних выводах транзисторов до единиц—десятков ом (в некоторой ограниченной полосе частот), что облегчает согласование с внешними цепями.
Особенностью мощных БТ СВЧ является ограничение рабочих частот снизу, связанное с опасностью возникновенйя вторичного пробоя в результате локальных повышений плотности тока («горячие точки», «шнурование», «кумулятивный эффект»). Разрешенная нижняя рабочая частота является справочным параметром, характерным для мощных БТ СВЧ. Например, для транзисторов КТ913 разрешенная нижняя частота равна 200 МГц, для КТ919 — 700 МГц. Работа на более низких частотах допускается при резком снижении токов и напряжений. Аналогичные явления, но в значительно меньшей степени, обнаружены и у ПТ СВЧ.
Для повышения надежности в рекомендованной области частот полезно снижать питающее напряжение до 70% номинального.
13.3.	СВОЙСТВА усилителей МОЩНОСТИ СВЧ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Транзисторные усилители мощности на БТ вплоть до частоты 1 ГГц могут выполняться по схеме с ОЭ, на более высоких частотах — по схеме с ОБ. Поясним это обстоятельство и сравним схемы с ОЭ и ОБ по основным характеристикам. Основные выводы могут быть получены уже при рассмотрении режима малого сигнала. Проведем анализ этих схем, воспользовавшись упрощенными эквивалентными схемами (рис. 13.7), пригодными для нижней части диапазона (сотни мегагерц). В этом случае можно пренебречь корпусными емкостями, пары индуктивностей выводов базы и эмиттера Lei, Le2 и L3i, L32 заменить одиночными индуктивностями Ьб = £б1+^б2, L3 = L3i+L32. Кроме того, можно пренебречь потерями в сопротивлении гк. На более высоких частотах (выше 1 ГГц) потери в этом сопротивлении могут оказаться значительными. Будем считать, что рассматривается транзистор сравнительно небольшой мощности (порядка единиц ватт). При этом можно пренебречь падением напряжения на индуктивности коллекторного вывода по сравнению с напряжением на нагрузке. Это позволяет не учитывать индуктивность коллекторного вывода. В СВЧ транзисторах, как правило, на рабочих частотах выполняется неравенство >1/соСд.3<С^(Сд.э=С3+Сдиф). Это позволяет не учитывать сопротивление рекомбинации гр. Будем считать, что рабочая частота f не превышает /Гр. При этом можно пренебречь запаздыванием тп и считать крутизну по переходу действительной величиной: Sn ~ Sn.
Рис. 13.7. Эквивалентные схемы усилителей СВЧ с ОЭ (а) и ОБ (б)
В схеме с ОЭ (рис. 13.7, а), кроме того, пренебрегаем емкостью Скэ. В упрощенной эквивалентной схеме с ОБ Скэ сохранена. Эта емкость наряду с индуктивностью £б может существенно повлиять на свойства усилителя с ОБ (на величину входного сопротивления, коэффициент усиления по мощности) и даже вызвать паразитное самовозбуждение.
Коллекторной емкостью Ск=Ск.а+Ск.п в эквивалентной схеме усилителя с ОБ (рис. 13.7, б) пренебрегаем. Эта емкость существенно влияет на свойства схемы с ОЭ, являясь элементом внутренней обратной связи с коллектора на базу. В схеме с ОБ в первом приближении ее можно считать элементом цепи нагрузки, а не обратной связи. Ее учет не меняет качественной стороны выводов.
Входные ЦС с источником возбуждения заменены эквивалентными генераторами гармонического входного тока (IBxi = = lei в схеме с ОЭ и IBxi = Li в схеме с ОБ).
Получим выражения коэффициентов усиления по мощности Кр для схем с ОЭ и ОБ. В общем случае
Кр = Р\/Рв^\\
Р1 = /2к1/?к/2; Рвх1=/2вх1Гвх/2, Кр=|К,|2/?к/Гвх.	(13.1)
Здесь IKJ = | Iki/Ibx| —модуль коэффициента передачи по току.
Напряжение на переходе и ток эквивалентного генератора соответственно
Uni=== 1с д.э/ (/®Сд.э)
1г 1 = SnUnl = / (СОгр/®) 1с д.э.	(13.2)
Напомним, что параметр согр = Зп/Сд.э — граничная частота, на которой в схеме с ОЭ при короткозамкнутой нагрузке | Кг | = 1.
Мощность в нагрузке Р\ максимальная, если генератор тока нагружен на настроенную ЦС с активным сопротивлением 7?к. Потенциалы точек а и б (см. рис. 13.7, а) относительно земли гораздо меньше, чем потенциал точки в, поэтому можно считать, что емкости Ск.а и Ск.п включены параллельно сопротивлениям /?к, /А'к- Активность нагрузки на генератор Snt/ni достигается, если индуктивное сопротивление Хк выбрать равным 1 /со (Ск.а+Ск.п) • При этом ток через /?к, т. е. IKi, равен току Iri = SnUni, а амплитуда напряжения на коллекторе
Uk = 7?kIk1 ==—j (&>гр/®) 1с д.э/?к.	( 13.3)
Токи через Ск.а и Ск.п соответственно
1с к.а = /coCK.aUK==::: С0грСк.а^?к1с д.э5
к к.п = <ОгрСк,п-/?к1с Д.э-	(13.4)
В схеме с ОЭ входной ток, т. е. ток базы, в соответствии с рис. 13.7, а
1б1 = 1с д.э 4” 1с к.а4“ 1с к.п = (1 +®грСк/?к) 1с д.э,	( 13.5)
ГДе Ск= Ск.а“|”Ск.п«
Из (13.2) и (13.5) следует выражение для коэффициента усиления по току в схеме с ОЭ:
к/э=1к1/161=-;^-г—(13.6)
W 1 -f- IWrp^K^K
На СВЧ часто |К<э |<1.
Для определения входного сопротивления рассчитаем напряжение на базе 11бэ, используя рис. 13.7, а:
ибэ==/(о1уб1б1“|”^б (1с Д.э4“1с к.а) 4“
4-иП14- (/^>^э4"гэ) 1э1-	(13.7)
Напряжением Uni в (13.7) можно пренебречь из-за его малости по сравнению с остальными слагаемыми. Ток 1Э1 с учетом (13.2)
1э1 = 1с Д.Э 4“ 1г1 ==: 1с Д.Э ( 1	/®Гр/®) .	( 13.8)
По определению для схемы с ОЭ
Zbx Э Нбэ/1б1 — Т'вхЭ 4”/^вхЭ •	(13.9)
Выразим ибэ через 1С д.э с помощью (13.4), (13.6), (13.8):
ибэ = [/	(1 4“ ^грСкТ^к) 4“ гб (1 4- ^гр^ка^к) 4-
(13.10)
Подставив (13.10) и (13.5) в (13.9), получим
гб(1+®грск а/?к) + ®гр^э + гэ
Гвх.э-	1+<ОгрСкЛ?к	’
й)£э— гэсогп/со
хвх.э=0)Лб+ . ,эт эс--^ -.	(13.12)
Используя (13.6), (13.11) и (13.1), найдем коэффициент усиления по мощности в схеме с ОЭ:
/®гр \2
J [гб (1 + ®грСк аА?к) + шгр£э + Гэ] (1 + WrpCK/?K)- (13-13)
Перейдем к усилителю с ОБ для частот меньше frp, пользуясь эквивалентной схемой, приведенной на рис. 13.7, б. Напряжение эмиттер—база определяется соотношением
ибэ= (/'б4-/®Ьб)1б14-иП14-(/^)^э4-''э)1э1.	(13.14)
В соответствии с рис. 13.7, б для схемы с ОБ
1э1 = 1с Д.э4”1г1—/соСкэНк.	(13.15)
Для обеспечения активной нагрузки на генератор SnUni параллельно нагрузке предусмотрено включение индуктивного сопротивления Хк~1/соСКэ. В этом случае UK определяется формулой (13.3), а ток эмиттера
1э1 = 1(7 д.э ( 1 /®Гр/®) С0грСкэ^?к1с д.э»	( 13.16)
Учитывая, что 1б1 = 1сд.э, можно, разделив (13.14) на (13.16), получить выражение для входного сопротивления в схеме с ОБ:
2вх.б == Uea/Isl === Г вх.б+/^вх.б*
Так как t7ni<Ct/63,
Гб (1 — ^грСкэ^к)—®гр£б ,	/1Q 17^
Гвх'6 = (1- <огрСк9Лк)г + (©гр/®)2 + Гэ;	U '
©4бк(1—®грСКэ^к) 4"r6®rp/®	1Q4
Хвх.б = ® L3 + (1_(0грсК9Лк)2 + (®гр/<»)2 •	(13’18)
Коэффициент передачи по току в схеме с ОБ найдем, поделив Ki на Ль
К1б==: 1к1/1э1 ==	(®/<Вгр) (1-®грСкэ^?к) ]•	(13.19)
Подставим в формулу для Кр выражения для К1б (13.19) и Гвх.б (13.17). Тогда
/ ©го \2
= X
X Гб (1 ^Гр^КЭ^к) ®Гр£ б ГЭ [(1 ®Гр^КЭ^к)2 + (®гр/0))2]	(	}
В гл. 2 были рассмотрены свойства и характеристики усилителей, работающих на сравнительно низких частотах, что позволяло использовать безынерционную модель транзистора. Полученные в настоящем параграфе формулы позволяют выяснить, как изменятся свойства и характеристики усилителя за счет действия реактивных элементов в эквивалентной схеме транзистора при переходе в диапазон СВЧ. Построим нагрузочные характеристики /кь UK, Р\ (/?к) в недонапряженном режиме (рис. 13.8), используя формулы для схемы с ОЭ
+	(13.21)
= ^Kl^K 1 + шгрСк/ек ^61‘	(13.22)
Р,-0.5/,и_0,5(^-У|1 + в"-СкД-), Д.	(13.23)
Полагая в (13.22) стремящимся к бесконечности, находим, что амплитуда напряжения на коллекторе при настроенной нагрузке не может превысить величины /б1/<оСк (асимптота на рис. 13.8,6). Напомним, что в случае безынерционного
Рис. 13.8. Нагрузочные характеристики усилителя мощности с ОЭ в недо-напряженном режиме:
а — первая гармоника коллекторного тока; б—амплитуда напряжения на коллекторе; в — колебательная мощность
транзистора зависимость UK(RK) имеет линейный характер вплоть до критического режима. Рост UK в зависимости от 7?к ограничен напряжением коллекторного питания Ек. На низкой частоте при сравнительно малом токе /К1 можно найти такое сопротивление	при котором наступит перенапряжен-
ный режим. На СВЧ при заданном токе Zei перенапряженный режим наступит лишь в том случае, если 1б\/^Ск^Ек-
Зависимости, приведенные на рис. 13.8, показывают, что транзистор в схеме с ОЭ при настроенной нагрузке на СВЧ ведет себя как генератор тока, зашунтированный конечным выходным сопротивлением 7?вых, в то время как на сравнительно низких частотах транзистор с достаточной точностью может быть представлен идеальным генератором тока. Величину этого сопротивления можно найти, например, из (13.21): ток /К1 уменьшается в 2 раза по сравнению с током короткого замыкания (режим согласования) при Rk=Rbux= 1/соГрСк. При этом сопротивлении нагрузки колебательная мощность Pi достигает максимума (рис. 13.8, в). Легко обнаружить, что выходное сопротивление транзистора в схеме с ОЭ на СВЧ обусловлено действием внутренней обратной связи через цепочку Ск, Сд.э (см. рис. 13.5, а), если представить формулу для 7?Вых в виде
^?ВЫХ== 1/О)грСк== 1/Sn (Ск/Сд.э) •
В отличие от схемы с ОЭ нагрузочные характеристики усилителя с ОБ на СВЧ в соответствии с (13.19) при /9i=const имеют такой же вид, как и на низкой частоте: в недонапряжен-ном режиме /К1 почти не зависит от 7?к, a UK и Pi линейно нарастают вплоть до достижения критического режима. Лишь на весьма высоких частотах (порядка гигагерц) в схеме с ОБ начинает сказываться шунтирование выхода транзистора сопротивлением потерь коллектора, которое приводит к нагрузочным характеристикам, аналогичным показанным на рис. 13.8.
Обратимся к формулам для коэффициента усиления rio мощности в СВЧ усилителях с ОЭ и ОБ. Формулы (13.13) и (13.20) показывают особую роль индуктивностей общего вывода и коллекторных емкостей. В схеме с ОЭ индуктивность Ьэ и емкость Ск, являясь элементами отрицательной обратной связи, снижают усиление по мощности. При этом положительным моментом является стабилизация Кр при изменении /гр. Если значения Ск и Ьэ таковы, что
>3'	<1324>
то (13.13) приближенно может быть представлена в виде
(I3-25)
т. е. Лрэ зависит только от <о, Ск, Лэ. Этот результат легко объяснить исходя из общей теории обратной связи: коэффициент усиления АЭ, охваченного глубокой отрицательной обратной связью, почти не зависит от свойств АЭ, а определяется параметрами элементов обратной связи. Поэтому нестабильности всех параметров транзистора, кроме Ск и L3, слабо влияют на КРэ. По (13.25) можно приближенно оценить усилительные свойства схемы -с ОЭ и ее частотный потолок.
В справочных данных и ТУ на транзистор обычно приводятся параметры типового режима, в том числе коэффициент усиления по мощности на некоторой частоте, близкой к верхней частотной границе применения транзистора. Обозначим эти величины соответственно Лртип и /тип, Из (13.13) следует, что для схемы с ОЭ усиление КРЗ обратно пропорционально квадрату частоты f. Это позволяет для любой рабочей частоты f оценить ожидаемое усиление через КР тип, /тип и f по формуле КРЛП=КР
В схеме с ОБ в широкой области частот обратные связи через индуктивность L6 и емкость Скэ положительны. Они способствуют росту коэффициента усиления по мощности КР и увеличивают влияние нестабильности параметров АЭ на режим усилителя. Из (13.17) следует, что за счет L6 и Скэ гвх,б может стать отрицательным. Это означает потенциальную неустойчивость усилителя. При гвх>б = 0 усилитель не требует мощности на вход от источника возбуждения. Соответственно КР обращается в бесконечность. При отрицательном гвх.б поток мощности во входной цепи уже направлен в обратную сторону — от транзистора к источнику возбуждения. В таких условиях источник возбуждения задает амплитуду колебаний и частоту (если нет паразитной генерации). При этом возбудитель может попасть в тяжелый режим (особенно при гвх.б<0), поскольку вынужден рассеивать не только мощность, потребляемую от источника питания, но и мощность, равную 0,5/Э12Гвх.б, по-222
ступающую со входа усилителя с ОБ. В данной ситуации в возбудителе мощного каскада с ОБ должен использоваться транзистор, соизмеримый с ним по мощности.
Радикальным средством защиты усилителя, работающего на мощный усилитель с ОБ и отрицательным входным сопрр-тивлением, является включение между ними ферритового вентиля или циркулятора, а в случае мостового каскада — квадратурного моста. При этом мощность, поступающая с входа усилителя с ОБ, рассеивается в балластных сопротивлениях вентиля или моста.
Формулу (13.20) нельзя использовать для оценки верхней частотной границы применения схемы с ОБ, поскольку при ее выводе не учитывался ряд факторов, в частности емкость Ск.а. Частотный предел усилению транзистора в любой схеме включения определяется максимальной частотой генерации. Для модели БТ (см. рис. 13.6, а) без учета пролетной задержки
(13.26)
Эта формула справедлива для усилительного каскада, работающего в режиме согласования при нейтрализованных емкости Ск.п и индуктивности общего вывода. На частоте fmax КР такого усилителя равен единице. Формула (13.26) может быть получена из соотношения (13.13) ПрИ Ск.п = 0, £э = 0, Гэ = 0,/?к = ^вых = = 1/<ОгрСк>а, если КРэ положить равным единице и разрешить полученное уравнение относительно частоты f, которая и будет равняться fmax.
Выведенные соотношения справедливы для линейного режима. Покажем, как влияет отсечка коллекторного тока на усилительные свойства схемы с ОЭ и ОБ. Интегрирующее действие диффузионной емкости Сд.э приводит к тому, что импульсы коллекторного тока близки к косинусоидальным и при расчете гармонических составляющих можно пользоваться обычными коэффициентами разложения. При заданной амплитуде напряжения на эмиттерном переходе амплитуда первой гармоники коллекторного тока пропорциональна коэффициенту разложения 71 (0), где 0—угол отсечки коллекторного тока. Поэтому для режима с отсечкой вместо (13.2) следует записать Iri = —/(Sn/toC^HiX Х(6)Ьд.э. Тогда во всех конечных формулах вместо параметра (огр появится произведение согру1 (0), т. е. перевод транзистора в режим с отсечкой по усилению равносилен уменьшению предельной частоты огр. Кроме того, в схеме с ОБ в выражении для гвхБ появляется положительная составляющая, зависящая от Сэ. В схеме с ОЭ перевод в режим с отсечкой при 0=90° вызывает сравнительно небольшое понижение КРэ в отличие от схемы с ОБ, где переход от 0=180° к 0=90° вызывает снижение усиления по мощности более чем в 4 раза.
13.4.	УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ СВЧ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
При рассмотрении СВЧ устройств на ПТ эквивалентная схема собственно транзистора (рис. 13.9,, а) должна быть дополнена элементами, учитывающими реактивность корпуса: индуктивностью выводов, емкостью контактных площадок (рис. 13.9,6). Однако основные свойства усилителя СВЧ на ПТ, как в случае усилителя СВЧ на БТ, можно пояснить с помощью более простой эквивалентной -схемы усилителя (рис. 13.9, в), соответствующей включению по схеме с общим истоком (ОЙ). В других включениях ПТ в УМ, как правило, не применяются. Из-за свойственных ПТШ высоких значений frp в усилителе мощности с общим затвором (ОЗ) трудно избежать паразитного самовозбуждения, вызванного положительной обратной связью через индуктивность затвора L3 (подобно схеме с ОБ на БТ). По этой же причине схема с ОЗ широко применяется в АГ на ПТШ.
В генераторных режимах сопротивление полезной нагрузки Rc между стоком и истоком обычно на порядок меньше, чем шунтирующее его 7?Вых. Проходная емкость С3.с ПТ СВЧ на порядок меньше соответствующей ей емкости Ск в БТ такой же мощности. Поэтому в эквивалентной схеме УМ на ПТ можно пренебречь элементами С3.с и 7?Вых. Из реактивностей корпуса необходимо учесть индуктивность истока Ли как элемент обратной связи. Остальные элементы могут быть отнесены к внешним цепям связи. Схема,, показанная на рис. 13.9, б, может рассматриваться как частный случай схемы рис. 13.7, а для УМ на БТ СВЧ. Заменив в (13.6), (13.11) —(13.13) гб на (г3+г), Сд.э на С, гэ на ги, L3 на /и, Sn на S и положив Ска=СКп = 0, получим
соГр S/C, IC /о)гр/®, ^*вх Ьги+согРЛи,
^вх (оГи г иО^гр/й)--- 1/со С,
Кр= (сОгр/со)2^с/(Гз + г+гИ + сОгрГи).
Рис. 13.9. Эквивалентные схемы транзисторной структуры ПТ (а), ПТ СВЧ с паразитными реактивностями корпуса (б) и усилителя с общим истоком (в)
Из полученных формул следует, что УМ на ПТ СВЧ по схеме с ОИ аналогичен УМ на БТ СВЧ по схеме с ОЭ по характеру частотных зависимостей коэффициентов передачи тока Ki и мощности КР, а также входного импеданса. По нагрузочным характеристикам эта схема ближе к схеме с ОБ на БТ.
Приведенными формулами можно воспользоваться для ориентировочного расчета УМ на ПТ. Уменьшение Кр в режиме с отсечкой может быть приближенно учтено введением множителя 71(0) в формуле для малосигнального Кр.
13.5.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ СВЧ
Автогенераторы на маломощных транзисторах СВЧ являются составной частью возбудителей СВЧ передатчиков, например синтезаторов частоты. В качестве эталонных используются АГ, стабилизированные, например, кварцевыми резонаторами. В кольцах автоподстройки частоты или фазы синтезаторов применяются и бескварцевые LC АГ (см. гл. 22).
Автогенераторы на мощных СВЧ транзисторах иногда работают в качестве мощных каскадов передатчиков, синхронизируемых маломощным стабильным по частоте сигналом. Выпускаются специальные мощные транзисторы СВЧ с усиленной внутренней положительной обратной связью (например, 2Т977), предназначенные для использования в АГ.
Обычно СВЧ АГ строятся по трехточечным схемам, чаще — по схеме емкостной трехточки (ЕТ). Обратимся к рассмотрению АГ СВЧ, выполненного на БТ.
Особенностью АГ СВЧ является значительный сдвиг фазы Ф1 между первыми гармониками коллекторного тока IKi и напряжения возбуждения. Этот фазовый сдвиг желательно скомпенсировать, чтобы обеспечить работу АГ на наиболее крутом участке фазовой характеристики его колебательной системы, т. е. вблизи ее резонансной частоты. Указанный сдвиг фазы существенно зависит от формы входного воздействия. Например, в случае маломощного транзистора фазовый сдвиг тока Iki по отношению к напряжению на базе Ua может меняться в значительных пределах (от нуля до <р8., представляющей собой фазовый сдвиг IKi относительно U6 в режиме малого сигнала) при изменении угла отсечки от нуля до 180°. Угол cps в диапазоне СВЧ лежит в районе 90° и может быть как меньше, так и больше 90°. Напомним, что появление угла запаздывания ср. связано с поворотом ф,азы колебаний цепью гб, Сд.э, а также с задержкой тп носителей при пролете через область базы. В АГ транзисторы обычно работают с углами отсечки 0 = 60... 90°. При этом (pi может быть значительно меньше срв.
При построении АГ фазовый сдвиг ерь входящий в уравнение баланса фаз автогонератора, может быть скомпенсирован различными способами, в частности подбором противополож-
Рис. 13.10. Автогенератор СВЧ с нагрузкой между коллектором и базой: а — принципиальная схема; б — схема по высокой частоте; в — эквивалентная схема
ного сдвига фаз в цепи обратной связи. Одним из решений является использование схемы емкостной трехточки с включением нагрузки между коллектором и базой (рис. 13.10, а). Эта схема была опубликована в 1956 г. Д. Н. Томасом (фирма Bell). На СВЧ этот способ нашел широкое применение благодаря, схемной и конструктивной простоте.
Рассмотрим АГ на маломощном транзисторе СВЧ, выполненный на сосредоточенных элементах и часто используемый на частотах до 500 МГц. На более высоких частотах сосредоточенные индуктивности и емкости могут заменяться отрезками полосковых линий. На рис. 13.10, б изображена эквивалентная высокочастотная схема АГ, в ней П-образная коллекторная цепь связи заменена последовательным двухполюсником L3> /?3. На рис. 13.10, в показана эквивалентная схема АГ, используемая для анализа, в которой Т?2=1/^вх, где g^— активная составляющая входной проводимости транзистора, а сопротивление Х2 определяется контурной емкостью С2 и входной емкостью транзистора Свх=&вх/со, где Ьвх— реактивная составляющая его входной проводимости. В схеме на рис. 13.10, б фазу коэффициента обратной связи можно изменять выбором элементов контура в широких пределах — приблизительно от нуля при Xl3<R3 и Х2>7?2 до 180° при Xl3^>R3 и X2^R2.
В маломощных транзисторах запаздывание <pi составляет обычно несколько десятков градусов. Поэтому в схеме рис. 13.10, а компенсация <рх величиной дд возможна практически для любой рабочей частоты. Таким образом, фазу нагрузки фн можно сохранять равной нулю, а следовательно, сопротивление коллекторной нагрузки RK должно быть активным, что выгодно с точки зрения не только стабильности частоты АН, но и энергетики: транзистор при активной нагрузке будет иметь, максимальный КПД и наилучшие условия самовозбуждения.
Особенностью АГ СВЧ является сложность модели транзистора, которая приводит к весьма громоздкому уравнению стационарного режима, содержащему большое число параметров транзистора и режима и не распадающемуся на независимые уравнения балансов амплитуд и фаз. Попытка огрубления модели транзистора приводит к значительным ошибкам в расчете
режима транзистора и параметров колебательной системы АГ.
Можно, однако, решить задачу расчетов АГ на заданную частоту и мощность, не огрубляя модели транзистора, представляя его как усилитель, охваченный положительной обратной связью, и учитывая наличие достаточно развитых методик расчетов усилителей СВЧ.
В результате расчета режима транзистора в усилителе определяется его выходная мощность Д, находятся сопротивление коллекторной нагрузки 7?к, амплитуды напряжений на базе t/6 и коллекторе [7КЭ, фаза epi — угол запаздывания первой гармоники коллекторного тока IKi относительно напряжения U6, входная проводимость транзистора у^=ёвх+]Ьвх. При расчете усилителя угол отсечки выбирается в пределах 60 ... 90° для обеспечения достаточного запаса по самовозбуждению. Далее следует рассчитать колебательную систему, которая должна обеспечить четыре расчетных параметра: сопротивление коллекторной нагрузки 7?к, коэффициент обратной связи k=U6/UKQ, фазу коэффициента обратной связи <pft=—<pi и собственную частоту контура со0, равную рабочей частоте АГ со. Поскольку колебательная система (см. рис. 13.10, б) содержит четыре искомых элемента (Сь С2, £з, 7?з), они определяются однозначно по четырем указанным параметрам.
Решение рассматриваемой задачи алгебраическим способом приводит к системе уравнений высоких степеней и необходимости использования ЭВМ. Значительно проще задача может быть решена тригонометрическим методом. Метод основан на построении векторной диаграммы токов и напряжений в АГ (см. рис. 13.10,6) и установлении тригонометрических соотношений между ними. При этом решение системы алгебраических уравнений заменяется последовательным расчетом по тригонометрическим формулам.
Рис 13 11 Векторная диаграмма токов и напряжений автогенератора
На рис. 13.11 токазана векторная диаграмма токов и напряжений в эквивалентной схеме АГ (см. рис. 13.10, в), включающая в себя диаграмму токов и напряжений транзистора. Ток 1й2 (активная составляющая базового тока транзистора) совпадает по направлению с вектором U6. Ток реактивности Х2 опережает U6 на 90°. Их сумма — ток I, вектор которого направлен под углом р к горизонтальной оси диаграммы. С вектором I совпадает по направлению вектор напряжения UR3. Напряжение UK6 в соответствии со схемой рис. 13.10, в представляет собой геометрическую разность (UK9—U6). Напряжение иьз является разностью векторов UK6 и UR3. Вектор UK3 равен сумме векторов U6 и UK6. Вектор IKi отстает от U6 на угол <рь Ток bi опережает на 90° напряжение икэ. Поскольку сумма токов в любом узле равна нулю, Ici+/=—1кь Как видно из рис. 13.11, вектор (—1к1) является проекцией вектора I на ось икэ, поскольку в силу активности нагрузки RK векторы IKi и UK9 находятся на одной оси.
Для практического расчета нет необходимости в построении диаграммы. Удобнее использовать геометрические и тригонометрические соотношения, полученные с ее помощью:
1	<Pi + /tf2/sin фр
I=Vlc\+^ \ sinp=Z7?2//; Re UK3=77K3 cos фр (13.27)
Re UK6=t/6+Re UK3; sin 7=Re Uk6/Z7k6;
a=(y+p; t7^3=t7K6COS a; UL3=Uk6 sin a;
/?з=^яз/Л 7X2=7 cos p.
Исходными данными для определения элементов колебательной системы являются результаты расчета режима транзистора (/к1, Увх =	R.K, ^КЭу ф1)’
Расчет этих элементов, основанный на системе уравнений (13.27), ведется в следующем порядке:
активная составляющая тока базы /К2=^вх^б;
ТОК КОНТурНОЙ еМКОСТИ С17с1=/К1/1§ф1 + //?2/81п фр
ток нагрузки I=V /ci+^ki ;
амплитуда напряжения коллектор — база i7K6 = =)/"(Uкз sin ф1)2+(Сгб+^7кз cos Ф1)2;
~ £7кб cos a сопротивление нагрузки /?3=----у---, где
. ( #2 \	. ( иь + икэ COS Ф1 \
a=arcsin I-у-1+arcsin
сопротивление контурной индуктивности Х3 и индуктивность L3
X3=t/K6sin a//, L3=X3/(a;
сопротивление Х2 и контурная емкость С2
X2=Uq/I cos р, где p = arcsin(/R2//), С2= 1/соХ2—feBX/co,
контурная емкость G
С. =1с\! (C/кэСо) .
Мощность, развиваемая транзистором в 7?3, равна разности между колебательной мощностью генерируемой транзистором, и мощностью, затрачиваемой на его возбуждение:
Расчет постоянных токов и других параметров режима не отличается от принятого для усилителя.
Рассчитав элементы Сь С2, L3, 7?3 эквивалентной схемы рис. 13.10,6, нетрудно определить элементы колебательной'си-стемы АГ (рис. 13.10, а).
Отметим, что в простейших схемах АГ типа рис. 13.10,6 компенсация фазового сдвига qpi принципиально возможна при величинах 7?3 и coL3 одного порядка. Это означает, что нагруженная добротность контура в таких схемах QH = (oL3/7?3 оказывается низкой, порядка единиц. Как следствие, стабильность частоты таких АГ может оказаться невысокой, порядка 10~4. Схема, приведенная на рис. 13.10, а и используемая на практике, представляет собой разновидность схемы Клаппа. В ней при малой емкости С4 частота генерации определяется главным образом контуром L, С4. Отсюда следует, что, уменьшая ем-
7 8	9 10 11 12 13
1	20	19	18 17 18 10
а)	S)
Рис. 13.12 Эскиз конструкции (а) и принципиальная схема (б) автогенератора СВЧ 1,5 Вт, 1 ГГц:
1,9 — подложки из поликора; 2 — заземленная контактная площадка; 3, 17 — безвыводные блокировочные конденсаторы С^л; 4 — напыленный резистор 5 — контактная площадка для подачи напряжения 2?э; 6, 18 — четвертьволновые дроссели; 7 — подстроечные сегменты емкостных шлейфов; 8 — шлейфы Zg; 10 — вывод коллектора; 11 — шлейф /R; 12 — четвертьволновый трансформатор ^TpJ 18 — разделительные конденсаторы Ср*, 14 — выход автогенератора; 15 — шлейф /н; 16 — контактная площадка для подачи напряжения
19 — вывод эмиттера; 20 — шасси
кость С4 и соответственно увеличивая L, можно существенно улучшить стабильность) частоты АГ.
Обратимся теперь к автогенераторам на мощных транзисторах СВЧ. Мощные СВЧ транзисторы для частот выше 1 ГГц делаются в специализированных корпусах с заземленной базой. Пример такого автогенератора на транзисторе 2Т919А, работающего на частоте f=l ГГц с выходной мощностью 1,5 Вт, приведен на рис. 13.12. Дроссели в эмиттерной и коллекторной цепях выполнены в виде четвертьволновых отрезков линии с высоким волновым сопротивлением. Коллекторная цепь, содержащая четвертьволновый трансформатор /тр и два шлейфа ZK и ZI(, создает активно-индуктивную нагрузку, соответствующую L3 и Из в схеме рис. 13.10,6. В качестве С\ работает паразитная емкость транзистора Скэ. Шлейф 1Э обеспечивает необходимую величину емкости С2 между эмиттером и базой. В разрез трансформатора ZTp включена группа разделительных конденсаторов Ср.
13.6.	СХЕМЫ И КОНСТРУКЦИЯ ТРАНЗИСТОРНЫХ СВЧ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ И АВТОГЕНЕРАТОРОВ
В «настоящее время транзисторные СВЧ устройства выполняются преимущественно по гибридно-пленочной технологии. Такие устройства сокращенно называют ГИС (гибридные интегральные схемы).
Основой конструкции ГИС является диэлектрическая подложка (пластина диэлектрика), имеющая с одной стороны металлическое покрытие (экран), ,а с другой — контактные площадки для навесных элементов (транзисторы, диоды, 'безвыгодные конденсаторы, иногда плоские спиральные катушки и др.) и полосковые проводники, образующие совместно с экраном отрезки полосковых линий. В качестве подложек используются листовые диэлектрические материалы («стеклотекстолит, фторопласт, ФЛАН и др.) и специальные керамики (поликор, ситалл и др.). Совокупно-сть контактных площадок и полосковых проводников на поверхности подложки обозначают термином <топология>. На фольгированном материале топология формируется удалением части металлического покрытия механическим или химическим (травление) способом. На керамических подложках топология и экран создаются, как правило, методом вакуумного напыления. При необходимости коррекция топологии может осуществляться с помощью испарения лишних участков лазерным лучом.
Развитие техники ГИС привело к необходимости создания специальной элементной базы (в том числе навесных элементов: транзисторов, конденсаторов, резисторов и др.), совместимой «с полосковой технологией. Эти элементы отличаются малыми габаритами и массой, конденсаторы и резисторы — отсутствием проволочных выводов, наличием металлизированных контактов и поверхностей для непосредственной напайки к контактным площадкам и в разрывы полосковых линий. Для более надежного крепления такие элементы могут дополнительно приклеиваться к подложке. Отсутствие проволочных выводов у конденсаторов и резисторов позволяет минимизировать
паразитные индуктивности и емкости, что особенно важно в диапазоне СВЧ для широкополосных устройств.
Остановимся на подложках ГИС СВЧ. Одним из наиболее широко применяемых материалов является поликор. Это керамический материал, содержащий до 99,7% окиси алюминия А12О3 в поликристаллической форме, с диэлектрической проницаемостью е~10. Высокое значение 8 позволяет использовать сравнительно миниатюрные подложки, а также снизить паразитные связи между элементами схемы и потери на излучение; при высоком 8 электромагнитное поле оказывается сконцентрированным в объеме диэлектрика под полосками. Керамические диэлектрики ГИС создаются в соответствии ,с высокими требованиями к их диэлектрическим характеристикам. В первую очередь это относится к величине е и ее стабильности, малости потерь и стабильности геометрических размеров подложки (подложка не должна коробиться при изменениях температуры, должна иметь высокую механическую жесткость). Однако материалы, обладающие стабильностью размеров и характеристик, как правило, плохо поддаются механической обработке.
Полезным качеством поликора является его высокая теплопроводность, позволяющая создавать на поверхности подложки малогабаритные пленочные резисторы, способные рассеивать значительные мощности (до десятков ватт). Это же обстоятельство затрудняет подсоединение и снятие навесных элементов методом обычной пайки в процессе отработки схемы.
Еще более высокой теплопроводностью обладает оксибериллиевая керамика 1 (ВеО). Кроме упомянутого использования в мощных СВЧ транзисторах она применяется при изготовлении мощных СВЧ резисторов, а также может служить общей подложкой для особо миниатюрных мощных устройств. В таком усилителе на подложке из ВеО площадью около 1 см2 смонтирован кристалл транзистора и МОП-конденсаторы, а спиральные катушки индуктивности на маленьких сапфировых подложках приклеены к основанию эпоксидной смолой.
Во избежание отслаивания полосковых проводников от диэлектрика приходится использовать многослойную технологию создания топологии схемы с использованием подслоя нихрома. При необходимости удаления участка топологии в этом случае трудно сделать это чисто механическим путем.
Указанные обстоятельства делают поликор, предназначенный для изготовления серийных ГИС промышленным способом, малопригодным для экспериментальной отработки схем. Это же относится и к ряду других СВЧ диэлектриков (ситалл, сапфир и др.). Созданы специальные диэлектрические материалы, удобные для экспериментальной проверки и доводки ГИС, например фольгированный листовой арилокс с наполнителем (ФЛАН). Эти материалы легко обрабатываются механически: режутся, сверлятся, с них легко снимаются участки фольги, что позволяет создавать топологию простейшими механическими средствами (резец, скальпель) и химическим травлением.
ФЛАН выпускается с рядом значений е от 2,8 до 16, в том числе с е~10. Последнее обстоятельство позволяет отработанную на ФЛАНе топологию перенести на поликор почти без изменений размеров, Достоинства ФЛАНа как материала, удобного для отработки схем, в частности легкость
удаления слоя фольги, делают его в ряде случаев менее пригодными для изготовления серийных промышленных ГИС. От нагрева паяльником ФЛАН коробится и плавится, при этом фольга легко отслаивается. Низкая теплопроводность затрудняет охлаждение тепловыделяющих элементов, например резисторов.
Диэлектрические подложки ГИС используются как основа для создания полосковых пассивных цепей (ЦС, фильтры и др.). Полоска, нанесенная на верхней поверхности диэлектрика, совместно с нижней металлизацией (экраном) может рассматриваться как отрезок двухпроводной линии.
Рис. 13.13. Эскиз конструкции радиоимпульсного усилителя:
1, 2 — диэлектрическая подложка; 3, 9 — четвертьволновый дроссель; 4, И — заземленная по краю диэлектрика контактная площадка; 5, 8 — емкостный шлейф; 6 — подстроенный сегмент емкостного шлейфа; 7 — вывод коллектора; 10 — безвыводной конденсатор в цепи питания коллектора, формирующий фронт импульса; 12 — шасси; 13, 17, 23, 25 — четвертьволновые трансформаторы мостов сумматоров и делителей мощности; 14 — выход усилителя; 15, 18, 24 — балластные резисторы мостов; 16, 27 — соединительные линии, объединяющие мосты; 19 — контактная площадка для монтажа блоки* ровочного конденсатора и подачи напряжения питания; 21 — безвыводной разделительный конденсатор; 21 — вывод эмиттера; 22 — винт крепления диэлектрической подложки;
26 — вход усилителя
Полосковый элемент ГИС может служить отрезком линии, нагруженной на некоторое сопротивление zH. Такие отрезки в зависимости от геометрических размеров и zH используются в качестве трансформаторов, дросселей^ блокировочных емкостей, подстроечных реактивных элементов, а также не-трансформирующих соединительных линий. Для расчетов этих элементов, можно использовать формулы общей теории длинных линий.
Для преобразования стандартной нагрузки усилителя 7?н в оптимальное сопротивление нагрузки транзистора 7?к можно воспользоваться четвертьволновым трансформатором с «волновым сопротивлением р=|/ RhRk.
Разомкнутый отрезок линии длиной 1=к/4 позволяет создать короткое замыкание для колебаний, длина волны которых в 4 раза превышает его длину. Для колебаний с длиной волны, мало отличающейся от %/4 (на единицы процентов), сопротивление отрезка оказывается весьма низким, хотя и ненулевым. Это позволяет использовать такой отрезок вместо блокировочного конденсатора для узкого спектра частот в цепи питания. Короткозамкнутый отрезок линии, близкий по длине к четверти волны, имеет высокое сопротивление и, следовательно, может использоваться в качестве дросселя.
Для четвертьволновых отрезков Линий, используемых в качестве блокировочных конденсаторов, следует выбирать низкое значение р (около 10 Ом), а для отрезков, используемых в качестве дросселей, — высокое р (больше-50 Ом). Такой выбор р этих элементов позволяет расширить частотную полосу эффективной блокировки.
На рис. 13.13 показан радиоимпульсный мостовой усилитель мощности на четырех транзисторах 2Т975А с РВых=900 Вт на частоте f=l,2 ГГц (длительность импульса т=2 мкс, скважность — 200).
Глава 14. СВЧ ВАРАКТОРНЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
14.1.	ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ СХЕМА ВАРАКТОРНОГО
УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
В диапазоне СВЧ на частотах, измеряемых единицами гигагерц, падают выходная мощность, КПД и коэффициент усиления по мощности транзисторного усилителя. Это одна из причин того, что в передатчике СВЧ радиосигнал формируют сначала на более низкой частоте, а затем используют транзисторный или варакторный умножитель (умножители) частоты. В первом случае с ростом выходной частоты параметры УЧ быстро ухудшаются, поэтому в выходных каскадах целесообразно применять варакторные умножители частоты (ВУЧ).
Варактор — это полупроводниковый диод, который используется в УЧ как нелинейная емкость с малыми потерями.
Рис. 14.1. Функциональная схема простейшего варакторного умножителя частоты
Главной частью варактора является р—n-переход. Варактор, как правило, работает в режимах -с большими амплитудами напряжений и частичным открыванием перехода.
Варакторный умножитель частоты (рис. 14.1) содержит источник входного сигнала ивх(/) с внутренним сопротивлением ZBH, варактор D с р—n-переходом, полезную нагрузку с полным сопротивлением ZH и фильтры Фь Под действием гармонического напряжения на входе с частотой fBX через входной фильтр Фь а затем и варактор D протекает ток частоты входного воздействия. В связи с нелинейностью емкости варактора, зависящей от напряжения на ней, на варакторе кроме составляющей напряжения с частотой возбуждения появляются также составляющие с частотами высших гармоник. Напряжение гармоники нужного номера N с частотой /ВЫХ=Л^/ВХ с помощью фильтра Ф^хг вызывает в полезной нагрузке ток с частотой fBMX. Составляющие * напряжений других гармоник фильтр не пропускает.
Работу ВУЧ характеризует группа параметров: коэффициент умножения N, входная мощность PBXi, выходная мощность Р вых КПД Т)=Р ВЫХ N/Рвх 1 (его называют иногда эффективностью умножителя или коэффициентом передачи по мощности), полоса рабочих частот, спектральный состав выходного сигнала, коэффициенты фильтрации нежелательных гармоник в этом сигнале. Обычно в ВУЧ стремятся получить максимальные выходную мощность и КПД, т. е. добиться режима, оптимального по энергетическим показателям. В выходном каскаде передатчика важно обеспечить заданную фильтрацию нежелательных гармоник.
Теоретически предельное значение КПД варакторного умножителя равно единице. Практически же коэффициент передачи ВУЧ по мощности всегда меньше единицы, так как мощность, подведенная к умножителю, частично теряется в варакторе, фильтрах и других элементах ВУЧ.
14.2.	БАЛАНС МОЩНОСТЕЙ В УМНОЖИТЕЛЕ
Рассмотрим установившийся режим ВУЧ, для чего составим эквивалентную схему (рис. 14.2), где варактор заменен нелинейной емкостью С (и) и сопротивлением г, учитывающим потери в нем. Левая ветвь содержит генератор напряжения ивх(?) = = t/BXiCOs совх^ (совх=2л/вх) с внутренним сопротивлением 234
If i*’?*
^6xi (J) wTp* u
Рис. 14.2. Эквивалентная схема ВУЧ	-------1-----1
Zi = ri+/Xi, учитывающим фильтр Фь Ее параметры могут быть найдены по теореме об эквивалентном генераторе, примененной к части схемы рис. 14.1 слева от варактора. Комплексное сопротивление правой ветви ZN=rN+jXN— это входное сопротивление фильтра нагруженного на ZH.
В общем случае обозначим: токи и заряды в ветвях qb iN, Qn, напряжение на р—n-переходе и, ток и заряд через переход	q=qx-\-qN, Ток Л и заряд qx меняются с периодом
TBX=l/fBX, ток iN и заряд qN — с периодом ТВых=1//вых. Поскольку варактор является нелинейной емкостью, перечисленные переменные в общем случае несинусоидальны и их можно представить суммой гармоник частоты fBX.
Составим уравнение баланса мощностей. Фильтр выбирают так, чтобы в нагрузке протекал близкий к синусоидальному ток и выделял в ней мощность РВЫх n. От источника возбуждения отбирается мощность
Рвх1 — Рвых л—|“-Рп,	(14.1)
где Рп — мощность потерь в фильтрах (РфЬ f^) и в диоде (Ррас)
Рп = -Рф1“|_^>ф№|“^>рас.	(14.2)
Мощность Рп равна сумме мощностей Pnk, рассеиваемых гармониками тока в фильтрах и в сопротивлении диода г (другие потери не учитываются), т. е.
оо
Используя (14.1), представим КПД умножителя в виде
Т] = 1/(1+Рп/Рвыху).	(14.3)
Очевидно, что уменьшение потерь на любой из гармоник, не вызывающее увеличение потерь на остальных гармониках и падения выходной мощности, повышает эффективность ВУЧ.
14.3.	ТРЕБОВАНИЯ К ФИЛЬТРАМ ВАРАКТОРНОГО УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Четырехполюсники ФЬу в умножителе на рис. 14.1 служат для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования нагрузки и источника с варак
тором. Рассмотрим, как осуществляется фильтрация на приме-* ре схемы на рис. 14.1. Нужно стремиться к тому, чтобы в спектре тока, протекающего через нагрузку, преобладала составляющая с частотой Nf™, а в токе, проходящем через источник Ивх(0» — составляющая с частотой fBX. При идеальной фильтрации
Ч 11COS (СОвх^-F'0*1) j Г№= AyCOS (./V (Овх^“Ьо^) •
Для этого зависимости от частоты сопротивлений Zb ZN фильтров Фь со стороны диода (см. рис. 14.2) и их проводимостей Yi, должны в идеале подчиняться условиям
Yi (п/вх) = l/Zi = 0 при п#=1,
Y^(nfBX) = 1/Z^==O при n^N.
Этим требованиям удовлетворяют, например, фильтр нижних частот для Ф1 и полосовой фильтр ПФ для Ф# с частотными характеристиками прямоугольной формы (рис. 14.3). При таких характеристиках через варактор протекают лишь две гармоники тока: первая и TV-я. Фильтры, полностью подавляющие все гармоники тока, кроме первой и JV-й, назовем идеальными.
В умножителях с реальными фильтрами мощность в нагрузке практически такая же, как и при идеальных фильтрах, а КПД меньше в соответствии с (14.3). Требования к полосе пропускания фильтров вблизи рабочих частот fBX и NfBX определяются спектром умножаемого сигнала и коэффициентом умножения N.
Фильтр Ф# объединяется с цепью согласования, которая в заданной полосе в окрестности частоты NfBX преобразует сопротивление внешней нагрузки ZH в сопротивление ZN, необходимое для получения наибольшего КПД т] или мощности в нагрузке Pbuxn. Конкретное значение Zy определяется из количественного анализа ВУЧ.
фильтр Ф1 должен содержать цепь, обеспечивающую трансформацию на частоте fBX полного сопротивления диода ZAi с учетом влияния нагрузки в заданное входное сопротивление ВУЧ.


Рис. 14.3. Частотные характеристики идеальных (--------) и реальных
(------) фильтров
14.4.	СХЕМА ЗАМЕЩЕНИЯ ВАРАКТОРНОГО ДИОДА
При N=const входная мощность и КПД ВУЧ уменьшаются с повышением частоты из-за возрастания удельного веса потерь в варакторе. Это видно из простейшей схемы замещения диода с закрытым переходом (рис. 14.4, а): добротность его, определяемая отношением емкостного сопротивления барьерной емкости Сб, измеренного на малом сигнале при заданном смещении, к г (QB= 1/(оСбг) уменьшается с частотой. Предельная частота диода соответствует QB=1.
Отметим, что при Af=const выходную мощность и КПД удается поднять, если использовать варактор с большей нелинейностью его емкости. Усилить нелинейность удается в режиме с частичным открыванием р—я-перехода. При этом модель варактора усложняется (рис. 14.4, б): на время открывания перехода параллельно его барьерной емкости Сб подключается значительно большая диффузионная емкость СДИф, переход шунтируется активной проводимостью £ДИф, вызванной рекомбинацией неосновных носителей в базе. На СВЧ эта проводимость может быть незначительной в связи с тем, что носители, поступающие в базу варактора при открывании перехода, почти не успевают рекомбинировать за время Твх<С^ж, где /ж — время жизни неосновных носителей. При смене знака тока перехода эти носители, не успев рекомбинировать, вытягиваются из базы, которая выступает здесь в роли «резервуара» для неосновных носителей. Потери в диоде в открытом состоянии удобно характеризовать добротностью открытого перехода Ро=о)СДИф/§,Диф (см. рис. 14.4,6), которая в первом приближении не зависит от напряжения, являясь лишь функцией частоты (рис. 14.5). На некоторой частоте добротность максимальна (несколько единиц).
Можно выделить диапазон частот	внутри которого
добротность открытого перехода больше единицы. Максимум кривой Qo(f) объясняется двумя видами потерь в открытом переходе: рекомбинационными и инерционными. На частотах
_	Г,
б)
Рис. 14.4. Модели варактора с закрытым (а) открытым (б) переходами
р—n-перехода от - часто-' ты ‘	•
f<Zfi процесс рекомбинации неосновных носителей в базе диода становится все более интенсивным, и добротность перехода резко падает. На частотах f>f2 процесс рекомбинации не играет существенной роли, зато растут потери из-за того, что на все большую часть периода затягивается рассасывание неосновных носителей из базы при изменении знака тока через переход.
В соответствии со сказанным использовать частичное открывание варактора целесообразно, если рабочие частоты ВУЧ не выходят за пределы fBX>fi, NfBX<f2. В этом случае потери при открывании возрастают не сильно. Граничные частоты оцениваются соотношениями Л«1/?ж, /2^1/^в, где tB— время восстановления обратного сопротивления диода. Значения /ж и /в иногда приводятся в справочниках. Можно также определить их экспериментально, изучая переходные процессы в варакторе. В высокочастотных варакторах применяются меры по снижению /в, которое в некоторых случаях составляет десятые доли наносекунды. Для этого предельно уменьшают толщину базы и создают в ней тормозящее поле за счет неравномерного распределения примесей. Варакторы с тормозящим полем называют диодами с накоплением заряда (ДНЗ) или с резким восстановлением обратного сопротивления. Наибольшие значения мощности при высоком КПД достигаются в ВУЧ с ДНЗ в режиме с частичным открыванием перехода.
14.5.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ВАРАКТОРНОГО УМНОЖИТЕЛЯ
Зависимость емкости закрытого р—n-перехода от приложенного к нему напряжения может быть представлена вольт-фа-радной характеристикой
С(^)=^-=СВ(Ф-Е^у,	(14.4)
где еп — запирающее напряжение на переходе (еп^0); Св— емкость перехода при запирающем напряжении, равном £70 (t/o^O); Ф — контактная разность потенциалов (для кремниевых переходов ф~0,7 В); v — коэффициент, характеризующий нелинейность характеристики С(еп).	'	'
Для пояснения работы ВУЧ удобно использовать вольт-кулоновую характеристику (ВКХ) #(еп), получаемую после интегрирования характеристики (14.4): еп=Л?1/(1'Л
При работе варактора с открыванием р—n-перехода удается. существенно упростить задачу, полагая v = 0, так как нелинейность ВКХ в основном определяется ее участком, соответствующим открыванию перехода. Такое предположение для еп<0 позволит записать С(еп) =СВ = const, en=Aq=q/CB (рис. 14.6, а, правая ветвь графика). На этом рисунке заштри-
Рис. 14.6. Формирование импульсов напряжения с помощью идеализированной вольт-кулоновой характеристики варактора
хованы значения q, при которых напряжение на переходе превышает допустимое значение еп=еп.д. В области отпирающих напряжений на переходе С(еп)«СДИф; так как СДИф^>Св, можно принять С(еп)~°о. Тогда ВКХ аппроксимируется горизонтальной линией, совпадающей с осью абсцисс (еп = 0 при любых 7^0, рис. 14.6, а, левая ветвь). Рассматривая характеристику, приведенную на рис. 14.6, а, мы видим, что если через варактор протекает заряд, меняющийся по гармоническому закону <7(т) = — Qo—Qicos т, где т=(0вх^ (рис. 14.6,6), то напряжение —еп(т) на нем будет иметь вид косинусоидальных импульсов (рис. 14.6, в).
Процесс формирования импульсов напряжения на переходе под действием гармонического заряда аналогичен процессу формирования импульсов тока безынерционного активного элемента под действием гармонического напряжения на его управляющем электроде (см. гл. 2). При этом правила гармонического анализа таких импульсов напряжения с использованием коэффициентов разложения совпадают с правилами гармонического анализа импульсов тока. В данном случае напряжение на переходе можно представить в виде —еп(т)=Л0-|-Л1со8т4-+X2cos 2т+..., где Ak= (Qi/CB) ул (0); 70(6), 71(6), 72(6)...— коэффициенты разложения косинусоидального импульса с углом отсечки 0; cos 0=—Q0/Q1.
В ВУЧ через варактор протекает бигармонический заряд, и напряжение на нем, имеющее более сложную форму, также можно представить в виде ряда Фурье по синусам и косинусам частот n/вх, где п — номер гармоники.
При изучении ВУЧ удобно пользоваться его эквивалентными схемами для первой и N-и гармоник (рис. 14.7). Па'
Рис. 14.7. Эквивалентные схемы ВУЧ для первой (а) и N-й (б) гармоник
рис. 14.7, а показаны элементы эквивалентной схемы варактора с потерями (обведены штриховой линией): сопротивление преобразования гПр, сопротивление суммарных потерь в варакторе Гп1, усредненная на период колебаний емкость Сь Сопротивление гПр отражает процесс преобразования мощности колебаний с частотой fBX на входе в мощность колебаний с частотой NfBx, рассеиваемой в нагрузке варактора. Левая часть схемы представляет собой эквивалентный генератор с амплитудой напряжения [7вх1, внутренним активным сопротивлением гх и реактивным сопротивлением индуктивного характера jXif которое обеспечивает последовательный резонанс во входной цепи.
На рис. 14.7, б показаны элементы эквивалентной схемы варактора для выходной частоты (обведены штриховой линией): источник ЭДС Uni, усредненная емкость Cn, сопротивление суммарных потерь в варакторе гпу. Входное сопротивление выходного фильтра представлено последовательным соединением пересчитанного активного сопротивления внешней нагрузки гы, сопротивления потерь фильтра Гфу, реактивного сопротивления фильтра jXN, имеющего индуктивный характер (Ln). Сопротивление обеспечивает последовательный резонанс в контуре, изображенном на рис. 14.7,6. Схемы рис. 14.7, а и б позволяют определить КПД ВУЧ с потерями:	где r]i=l/(l +
4-Гп1/гпр) — КПД входной цепи ВУЧ; т]№1/[1 +(гпу+^)/^]— КПД его выходной цепи.
С ростом коэффициента умножения N выходная мощность и КПД ВУЧ снижаются. В сантиметровом диапазоне волн (по выходной частоте) КПД удвоителя составляет 60... 80 %, утроителя — до 60%, учетверителя — до 40%, в умножителе на 8 падает до 12%. Падает КПД и с ростом частоты: при удвоении частот 40 ... 50 ГГц он не превышает 20%, а при их утроении оказывается менее 10%. Объяснить это можно тем, что напряжение Uni, определяющее мощность Рвых n при заданной характеристике u(q) и наибольших токах Ii,n, падает с ростом Af, а мощность, рассеиваемая на диоде, почти не меняется. О причине спада КПД с ростом частоты говорилось выше.
14.6.	ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Анализ упрощенной модели варактора с открывающимся переходом без потерь позволяет определить максимальную мощность, преобразуемую варактором:
Рпр max == д2СОвхСв,	(14.5)
где Kn — коэффициент, зависящий от N и 0. Для N=2 Kn~0,05, с ростом N Kn убывает. Из (14.5) следует, что для увеличения Рпр шах требуется в первую очередь увеличивать еп.д (квадратичная зависимость) и Св (линейная зависимость). С ростом частоты <овх во столько же раз увеличивается мощность Рпр max- Однако следует учитывать, что рост как Св, так и <овх приводит к уменьшению гПр. Если гПр окажется соизмеримым с сопротивлением потерь варактора г, КПД ВУЧ существенно уменьшится.
При расчете ВУЧ на заданную мощность выбирается варактор с учетом соотношения (14.5). Для варактора должны быть определены значения еп д, v, ср, Св (14.4), значения сопротивления потерь в закрытом и открытом состояниях (они могут существенно отличаться), значения и /в, допустимая мощность рассеяния Рр.д.
Существующие методы расчета предполагают несколько оптимальных режимов ВУЧ, при которых коэффициенты у^(0) максимальны. Режимы отличаются степенью отпирания перехода. Из этих режимов выбирается такой, при котором значение КПД ВУЧ с учетом всех составляющих потерь окажется наибольшим [11, 12].
14.7.	КОНСТРУКЦИЯ СВЧ ВАРАКТОРНОГО УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
В качестве фильтров ВУЧ в диапазоне СВЧ широко применяются отрезки полосковых (микрополосковых) линий. С их помощью легче реализовать нужные характеристики ФНЧ и особенно ППФ, чем при использовании объемных резонаторов, коаксиальных конструкций или фильтров с сосредоточенными параметрами. Важно, что при этом уменьшаются габаритные размеры ВУЧ. Вывод варактора, предназначенный для отвода тепла, соединяется с корпусом устройства.
В качестве примера на рис. 14.8 показаны схема и эскиз конструкции учетверителя частоты в полосковом исполнении с выходной частотой около 4 ГГц. Входное сопротивление ВУЧ равно волновому сопротивлению полосковой линии ро (обычно ро = 5О Ом), сопротивление нагрузки также равно р0. Входной ФНЧ содержит емкости Ci, С2, которые выполнены как параллельное соединение двух разомкнутых на конце отрезков линий низкого волнового сопротивления и малой электрической длины, и отрезки линий длиной /ь /2. Отрезок /2 является согласующим трансформатором для входной цепи. Полосовой фильтр выполнен на полуволновом резонаторе длиной 2Z4, связанном с помощью двух четвертьволновых отрезков длиной /4 с варактором и согласованной нагрузкой. Между варактором и ППФ включен отрезок линии /3, обеспечивающий согласование варактора с ППФ на выходной частоте. Диод D работает с частичным открыванием перехода, поэтому напря-
О)
Рис. 14.8. Варакторный учетверитель СВЧ в полосковом исполнении с вы* ходной частотой около 4 ГГц:
а — принципиальная схема; б — эскиз конструкции
жение смещения на нем создается автоматически за счет протекания постоянной составляющей тока через резистор R, отделенный от ФНЧ отрезком линии /5, играющим роль дросселя на частоте fBX. Резистор изготовлен нанесением на подложку материала с малой удельной проводимостью. Емкости Сбл1 и Сблг — блокировочные; Сбл1 препятствует закорачиванию резистора R за счет внешней цепи, емкость Сблг шунтирует R по высокой частоте.
Умножитель частоты на рис. 14.8, б представлен в виде самостоятельного конструктивного узла с входным (Pi) и выходным (Р2) разъемами, прикрепленными к латунному основанию (субподложке).
14.8.	УМНОЖИТЕЛИ С ХОЛОСТЫМИ КОНТУРАМИ
Падение КПД с ростом коэффициента умножения заставляет в однокаскадном ВУЧ снижать кратность N. Увеличить КПД и выходную мощность при А^З удается, применяя так называемые холостые контуры. Поясним этот метод на примере утроителя. Пусть фильтры умножителя выбраны так, что через варактор протекают токи первой — третьей гармоник. Предположим, что потери в цепи второй гармоники малы, поскольку эта цепь не связана с нагрузкой и работает на холостом ходу. Отсюда и название — утроитель с холостым контуром, настроенным на вторую гармонику. В таком утроителе выходная мощность возрастает, так как энергия входного сигнала преобразуется в энергию колебаний на частотах 2/вх и 3fBX, взаимодействие колебаний первой и второй гармоник на нелинейной емкости приводит к преобразованию части мощности второй гармоники (за вычетом потерь) в мощность третьей.
При увеличении выходной мощности за счет холостого контура растет и
мощность потерь, ведь теперь в диоде рассеивается мощность трех составляющих тока, а не двух, как в простом умножителе. Несмотря на это, КПД может увеличиться в соответствии с (14.3), если выходная мощность возрастает в большей мере, чем потери. Согласно экспериментальным данным КПД утроителя с холостым контуром на вторую гармонику составляет 70% вместо обычных 40... 50 %. В умножителях произвольной кратности наибольший теоретический выигрыш в КПД дают N—2 холостых контура, настроенных определенным образом. В реальных схемах применяется один холостой контур, редко—два. Увеличение их числа приводит к незначительному росту эффективности, но заметно усложняет конструкцию и настройку умножителя.
Глава 15. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
15.1.	ОСНОВНЫЕ КЛАССЫ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ДИОДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Бурное развитие физики полупроводников и совершенствование технологических процессов микроэлектроники привели в конце 50-х — начале 60-х гг. к созданию нескольких классов активных приборов СВЧ диапазона, объединяемых общим названием— генераторные диоды. Наиболее известный пример полупроводникового генераторного диода — туннельный диод (ТД). Наличие падающего участка на вольт-амперной характеристике ТД обеспечивает отрицательное сопротивление, компенсирующее потери подключенной к ТД колебательной системы.
К сожалению, ТД — микромощный прибор, отдающий в полезную нагрузку не более 1 мВт. Поэтому ТД применяются редко. Основное внимание в данной главе уделено генераторам на лавинно-пролетных диодах (ЛПД) и диодах Ганна (ДГ), поскольку на активных приборах именно этих двух классов в основном выполняются источники колебаний малой мощности в миллиметровом диапазоне и в коротковолновой части сантиметрового диапазона радиоволн. Достигнутый уровень выходной мощности иллюстрируется рис. 15.1.
На частотах ниже 10 ГГц диодные генераторы постепенно вытесняются генераторами на биполярных транзисторах, а в диапазоне 10...40 ГГц с диодными генераторами все активнее конкурируют устройства на полевых транзисторах. Однако существующие полевые транзисторы значительно (15... 25 дБ)
?,ГГц
Рис. 15.1. Достигнутые значения выходной мощности генераторов на ДГ (О) и ЛПД (Д) в непрерывном режиме
проигрывают ДГ по уровню фазовых шумов вблизи несущей. Поэтому малошумящие возбудителя для когерентных радиосистем выполняются на диодах Ганна или биполярных транзисторах.
15.2.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЛАВИННО-ПРОЛЕТНОГО ДИОДА
Работа ЛПД основана на явлениях лавинного пробоя обрат-носмещенного р—n-перехода и последующего дрейфа носителей тока в полупроводнике. Практика показывает, что в качестве ЛПД может работать любой р—n-переход хорошего качества, включая силовые вентили и переход коллектор—база биполярного транзистора.
Принцип действия ЛПД был сформулирован в 1958 г. американским физиком Ридом. Диод Рида удалось реализовать лишь через семь лет. Однако уже в 1959 г. в СССР научным коллективом во главе с А. С. Тагером была получена генерация СВЧ колебаний в схеме с обычным обратносмещенным р—n-диодом. Тем самым был создан первый в мире генератор на ЛПД (ГЛПД). В настоящее время ЛПД — наиболее мощные и самые высокочастотные полупроводниковые генераторные диоды, обеспечивающие от одного прибора в непрерывном режиме 10 ... 15 Вт при КПД 17... 20% на частоте 10 ГГц, 1 Вт при КПД 10% на частоте 60 ГГц, 100 мВт при КПД 3...4% на 150 ГГц, 10 ... 20 мВт на 300 ГГц.
Статический режим ЛПД. Рассмотрим основные процессы в ЛПД на примере диода со структурой р+—п—п+ (рис. 15.2, а) из кремния (Si) или арсенида галлия (GaAs). Знак «+» в символической записи профиля легирования диода означает, что уровень легирования этих областей не менее 1018 см~3, т. е. дан-
Рис. 15.2. Полупроводниковая структура ЛПД (а), типичная ВАХ ЛПД (б) и картина электрического поля в обедненной области (в)
ные области полупроводника по своей электропроводности приближаются к металлу.
При подаче на диод небольшого обратного напряжения UQ ток проводимости I через диод мал и равен току насыщения /нас, порождаемому тепловой генерацией неосновных носителей (рис. 15.2,6), а само напряжение почти целиком приложено к обедненному носителями слою шириной s. Напряженность электрического поля Е в обедненной области зависит от координаты х вследствие накопления избыточных зарядов на границах обедненной области и увеличивается вместе с Uo (рис. 15.2, в). При достижении Uo напряжения пробоя С/пр электрическое поле в узкой области 6.<О вблизи металлургического перехода (плоскость смены типа легирования) превышает пробивное значение £’пр=200... 500 кВ/см и ток во внешней цепи резко возрастает (см. рис. 15.2, б).
Ударная ионизация заключается, как известно, в том, что при достаточном запасе энергии носитель заряда обретает способность перебросить валентный электрон в зону проводимости. Поэтому каждое ионизирующее «столкновение» рождает два свободных носителя заряда: электрон и дырку. Эти последние, приобретая энергию от электрического поля, также включаются в процесс ударной ионизации.
Понятие о слое умножения и пролетном пространстве. Интенсивность ударной ионизации в области	пропорцио-
нальна /Г5---7. Поэтому практически все ионизирующие взаимодействия происходят в узкой области наибольших значений Е^ЕЫ (участок 6~ (0,1 ... 0,3)s на рис. 15.2, в). Эта область
ЛПД называется слоем умножения. Он выполняет ту же роль, что и эмиттер биполярного транзистора: является источником свободных носителей тока.
Чтобы представить процесс ударной ионизации в аналитической форме, введем функцию умножения числа носителей Т, имеющую смысл среднего числа ионизирующих взаимодействий при пролете носителя через слой умножения. Пусть вероятность ударной ионизации для электрона и дырки одинакова. Тогда пролет одного носителя через весь слой умножения эквивалентен пролету пары разнополярных носителей от середины до границ слоя умножения.
За каждый очередной отрезок времени Д/=/б/2, соответствующий пролету пары носителей от середины до границ слоя умножения, т. е. среднему времени пролета через слой умножения, число свободных носителей возрастает по закону геометрической прогрессии. Соответственно увеличивается со временем ток через диод:
(п \
- (15J)
/3=1	/
где индекс k относится к моментам kt^2. Приращение тока лавины за А/ составляет
Д£л = *лп+1—£лп = ^нас“|“£лп (Т* — 1) .	( 15.2)
Переходя к дифференциальной форме, получаем уравнение тока лавины
(15.3)
Установившееся значение тока через диод при £->оо составляет
/=/нас(1_ ч^)-1.	(15.4)
При УР Ч ток неограниченно возрастает. Поэтому равенство ЧГ(ЕМ) = 1 называют условием лавинного пробоя.
В режиме «развитого» пробоя ток ЛПД на несколько порядков больше /нас- Зависимость I(UQ) в рабочей области токов (см. рис. 15.2, б) очень крутая. Поэтому во избежание выгорания диода при случайном повышении t/0 ЛПД всегда питается от источника тока, стабилизирующего значение постоянной составляющей рабочего тока /0-
Возникающие в слое умножения дырки в рассматриваемом несимметричном р—n-переходе быстро попадают в р+-область, практически не успевая провзаимодействовать с СВЧ полем. Электроны, рожденные при ионизирующих взаимодействиях, 246
Рис. 15.3. Ограничение скорости дрейфа в сильном электрическом поле (7 = 300 К)
Рис. 15 4. Стандартная эквивалентная (а) и упрощенная эквивалентная схемы ЛПД (б)
выйдя из слоя умножения, движутся в n-области, называемой пролетным пространством. Ширина пролетного пространства w=s—8^ (0,7 ... 0,9)s.
Движение носителей в пролетном пространстве совершается практически с постоянной скоростью дрейфа (скоростью насыщения), не зависящей от Е. Ограничение скорости дрейфа электронов и дырок в сильных электрических полях — общее свойство полупроводников, отражающее специфику процессов рассеяния движущихся микрочастиц. Из рис. 15.3 для электронов в кремнии и арсениде галлия следует, что при температуре кристалла 7^300 К скорость насыщения иНас~1-107 см/с, причем она практически достигается уже при £=10... 20 кВ/см, т. е. при малых по сравнению с £пр полях.
В сильных электрических полях случайная компонента скорости микрочастиц, обусловленная процессами рассеяния, существенно превышает скорость дрейфа, характеризующую среднее смещение облака микрочастиц под действием поля. Хаотическое движение частицы с массой т описывается ее эквивалентной температурой Тэ, определяемой из равенства средних кинетической и тепловой энергии частицы: m<\v—идр|2/2 = = 3^б7/2, где — постоянная Больцмана. Подсчеты показывают, что в области насыщения скорости дрейфа температура Тэ электронного (дырочного) «газа» составляет 1О4...1О5 К-В этом смысле ЛПД иногда называют прибором на «горячих» электронах.
Проведенное рассмотрение позволяет представить структуру ЛПД в виде последовательного соединения трех участков: слоя умножения, пролетного пространства и низкоомной области базы. Квазинейтральные области (база диода) отображаются на
эквивалентной схеме ЛПД (рис. 15.4, а) в виде сопротивления потерь rs.
Пролетный режим ЛПД1. Известны два основных режима работы ЛПД — пролетный и режим с захваченной плазмой. Далее рассматривается только пролетный режим, как наиболее важный для практики.
Примем, что все носители генерируются в слое лавинного умножения 0=0^6 (см. рис. 15.2, в), прилегающем к металлургическому переходу. Узкий слой умножения можно приближенно рассматривать как плоский конденсатор емкостью Сб=еЛ/6 (Л — площадь перехода). Поэтому величина Ем связана с падением напряжения на слое умножения U&(t) соотношением
Ем (О ~ t/6(O/6 = [t76o+^(^)]/S,	(15.5)
где U&0 и u&(t) — постоянная и переменная составляющие соответственно.
Для малых колебаний в окрестности точки пробоя |А/Л(О I = = |^л(0-А1</о; Ч'-Л^ЧДЯпр) +W'AE-l^mu&/U^ /нас<^ Поэтому (15.3) может быть представлено в виде
(t6U60/2mI0) (din/dt) и6.	(15.6)
Уравнение (15.6) идентично по форме уравнению для тока через индуктивность. Поэтому коэффициент пропорциональности перед производной принято называть лавинной индуктивностью £л. На малом сигнале
— Lj$=tbU^/(2пъ1^)-	(15.7)
В случае синусоидальных колебаний переменная составляющая тока лавины отстает по фазе от напряжения u6= t/6 cos со/ на слое умножения на 90°.
Эквивалентная схема слоя умножения (рис. 15.4, а) имеет вид параллельного колебательного контура, состоящего из Ел и емкости Сб. Резонансная частота этого контура
□Л=1//7^Г	(15.8)
называется лавинной, зависит от тока питания и уровня колебаний. В частности, на малом сигнале в соответствии с (15.7)
При U&< (0,1 ... 0,2) С/Пр, отвечающих области применимости линеаризации функции Т(Е), уравнение (15.6) с учетом условия
2п
±^л(тМт=/0,	(15.9)
О
1 В зарубежной литературе для ЛПД в таком режиме используется термин IMPATT — режим (IMPact Avalanche and Transit Time).
Рис. 15.5. Временные диаграммы тока лавинного умножения (-----------)
тока, наведенного во внешней цепи (------), и переменного напряжения'
на слое умножения при Tw=in;/2
отражающего питание ЛПД от источника тока, имеет решение
Mw^)=g^yjexP [ cos («/ —л/2)],	(15.10)
где Бо — модифицированная функция Бесселя нулевого порядка; Г=[Д/((оЛлоЛ))—нормированная безразмерная амплитуда переменного напряжения на слое умножения. С увеличением V лавинный ток приобретает вид последовательности узких импульсов, максимумы которых запаздывают относительно максимумов на л/2 (рис. 15.5).
Раскладывая (15.10) в ряд Фурье, находим выражение для амплитуд составляющих лавинного тока:
/л,=[2БДР)/Бо(Р)]/о,	(15.11)
где БДГ) —модифицированные функции Бесселя £-го порядка.
Средняя крутизна лавинного тока по первой гармонике
5л1=/л1/^б—*5/(о£ло,	(15.12)
где S(lz) =2Bi(IZ)/[VB0(V)J. График нормированной средней крутизны S(V) приведен на рис. 15.6. Видно, что ЛПД имеет мягкую колебательную характеристику.
Уменьшение средней крутизны на большом сигнале можно толковать как результат возрастания лавинной индуктивности. Отсюда с учетом (15.8), (15.12)
Йл=1//£л(/76, /0)С6=Йл0КУ.	(15.13)
Рис. 15.6. Колебательная характеристика лавинного тока
Рис. 15.7. Графики функций, определяющих связь между током лавины и наведенным током
В слое умножения полный ток через диод состоит из in и тока смещения ibQ = CtdUbldt через емкость слоя умножения. Аналогично в пролетном пространстве i^ = iw-\-Cwduwldt, где С(/) —ток, наведенный во внешней цепи движущимися в пролетном пространстве носителями; uw(t) —переменное напряжение на пролетном пространстве; Cw=&A/w— емкость пролетного пространства. На эквивалентной схеме ЛПД пролетное пространство изображается параллельным соединением генератора тока iw(t) и емкости Cw (см. рис. 15.4, а).
Ток проводимости iw создается носителями, инжектируемыми в пролетное пространство слоем умножения, и определяется выражением
W ч) t—t W
(15.14)
где Zw=w/uHac — время движения носителей в пролетном пространстве. Максимумы импульсов iw{t) запаздывают относительно максимумов in(t) (см. рис. 15.5). Большая часть носителей движется через пролетное пространство в тормозящем высокочастотном поле, отдавая ему кинетическую энергию. Поскольку дрейф носителей происходит с постоянной скоростью инас, уменьшается именно хаотическая компонента полной скорости, т. е. происходит «охлаждение» электронного газа.
Рассчитаем по (15.14) комплексную амплитуду первой гармоники наведенного по внешней цепи тока:
Iwi=—[ха-Н%м]/л1 (£4),	(15.15)
где %а=(1—costw)/tw; %M = sinTw/Tw— функции от угла пролета носителей tw=(oZw в пролетном пространстве (рис. 15.7).
При принятых допущениях вещественная составляющая тока Iwi находится в противофазе с напряжением U6 при всех углах пролета, достигая максимума при rw^2,4. Отсюда получается оценка оптимальной толщины запорного слоя, обеспечивающего наилучшее взаимодействие электронов с высокочастотным полем:
S& 1,2Wtt l^Tw^Hac/^^SO/f,	(15.16)
причем частота берется в гигагерцах, а ответ получается в микрометрах.
Наличие сопротивления потерь rs в структуре ЛПД приводит к ограничению области значений %w, в пределах которой ЛПД способен увеличивать энергию колебаний в подключенной к нему внешней цепи. Отношение крайних частот рабочего диапазона ЛПД обычно составляет 1,5.
Существенным условием работы ЛПД является выполнение неравенства со>£2л. Происхождение данного частотного ограничения проще всего понять, если воспользоваться вариантом эквивалентной схемы ЛПД, предложенным В. Н. Кулешовым (рис. 15.8). Изображенная штриховой линией со стрелкой функциональная связь между генератором тока IW1 и управляющим им напряжением U6 помогает воспринять ЛПД как активный трехполюсник, совмещенный с элементами Zb Z2 обобщенной трехточечной схемы автогенератора (см. гл. 8). Поскольку между «коллектором» и «эмиттером» включена емкость Cw, при умеренных фазах средней крутизны (Ха>|%м|) колебания возможны лишь по схеме емкостной трехточки, требующей емкости на входе АП. Но для этого резонансная частота лавинного контура должна быть ниже генерируемой частоты.
Зависимость лавинной индуктивности от уровня колебаний и тока питания порождает в ГЛПД сложные нелинейно-параметрические явления, влияющие на вид регулировочных характеристик.
Для питания ЛПД непрерывного режима реально используют источники тока /о = 7О...ЗОО мА. Рабочие напряжения ЛПД составляют 50 ... 100 В в сантиметровом и 15... 40 В в миллиметровом диапазонах. Минимальный ток, при котором
возникает генерация в ГЛПД, называется пусковым и обозначается через /пуОк. Отношение /0//пуск аналогично запасу по самовозбуждению ГЛПД.
15.3.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ и характеристики ДИОДА ГАННА
В 1963 г. англичанин Дж. Ганн обнаружил явление спонтанного возникновения колебаний электрического тока в однородных образцах арсенида галлия (GaAs) и фосфида индия L(InP) n-типа при напряженности электрического поля, большей некоторого порогового значения. По имени автора открытия это явление стали называть эффектом Ганна, а созданные на его основе источники СВЧ колебаний — генераторами на диодах Ганна (ГДГ)1.
Диоды Ганна (ДГ) обычно используются в диапазоне от 7 ... 8 до 100 ... 150 ГГц. В непрерывном режиме они уступают ЛПД в 2 ... 5 раз по мощности и КПД, но одновременно превосходят последние на 10... 15 дБ по шумовым характеристикам и примерно вдвое — по полосе рабочих частот. Соответственно основные применения ДГ — это малошумящие автогенераторы и входные каскады регенеративных усилителей.
Механизм возникновения отрицательной проводимости. Основным материалом для ДГ продолжает оставаться арсенид галлия с концентрацией донорной примеси п0= = 1014... 1016 см-3. Активный слой ДГ s=l ... 10 мкм ограничен с обеих сторон омическими контактами, выполненными с помощью металлизации граней или в виде высоколегированных областей структуры типа п+—п—п+. Поперечное сечение кристалла — круг или квадрат с характерным размером 20... 200 мкм (кристалл ЛПД имеет такие же размеры). По аналогии с диодами других типов у ДГ различают анод, на который подается «плюс» источника питания [70, и катод. Профиль легирования реального ДГ обычно не симметричен отнЪ-' сительно выводов. Поэтому необходимо соблюдать указанную изготовителем полярность включения.
Под действием внешнего электрического поля с напряженностью E=U0/s через кристалл ДГ протекает ток
i=Aenv^,	(15.17)
где е — элементарный заряд; п^п0 — концентрация свободных электронов; А — площадь поперечного сечения образца. В полупроводниках, проявляющих эффект Ганна, существует интер
1 Из физической сущности эффекта Ганна вытекает еще один распространенный вариант названия ДГ — Transferred-Electron Device (TED), которое переводится как прибор с переносом электронов (ППЭ), диод с междолинным электронным переходом (МЭП-диод), диод с междолинным переносом электронов (ДМП) и т. д.
вал значений £, в котором ток убывает с ростом поля, т. е. производная di/dE отрицательна, хотя ток в целом сохраняет направление. В этом смысле говорят об отрицательной дифференциальной проводимости (ОДП). В диодах Ганна ОДП вызывается падающим участком на зависимости Vj&(E) (см. рис.15.3 или 15.10). Скорость дрейфа связана с подвижностью электронов ц соотношением
(15.18)
Производную
дидр/дЕ=р'	(15.19)
называют дифференциальной подвижностью.
Эффект Ганна возникает вследствие особенностей зоны проводимости обладающих им материалов. Движущийся в кристалле электрон характеризуется скоростью движения v, эффективной массой /и*, импульсом p = m*v, волновым вектором к=р/л. Введение эффективной массы /п*, отличной от массы свободного электрона т, позволяет учесть взаимодействие электрона с внутренними полями кристалла; = 1,054-10-34 Дж-с— приведенная постоянная Планка.
Энергия электрона W зависит от волнового вектора. Зависимость IF(k)—периодическая, что отражает периодичность строения кристаллической решетки. Для эффекта Ганна необходимо наличие в пределах периода двух или более минимумов W(к), образно называемых долинами.
Кристалл GaAs имеет кубическую симметрию, поэтому его свойства одинаковы вдоль любой из шести координатных полуосей. Основной минимум зоны проводимости (центральная долина) расположен при к=0 (рис. 15.9). При Т=300К он отстоит от максимума валентной зоны на 1,43 эВ. Вдоль координатных полуосей и биссектрис пространственных углов квадрантов расположены дополнительные более высокие
Рис. 15.9. Энергетические зоны арсенида галлия
Рис. 15.10. Зависимость средней дрейфовой скорости электронов в GaAs от напряженности электрического поля
минимумы (числом соответственно 6 и 8), называемые боковыми долинами.
Электроны в центральной долине имеют эффективную массу mA*« 0,066 m и подвижность щ=6000 ... 9000 см2/(В-с). В боковых долинах эффективная масса электронов т2* существенно больше, причем она зависит от направления. Заменяя всю группу боковых долин одной эквивалентной верхней долиной, получаем так называемую двухдолинную модель, в рамках которой m2*« 0,85 m, а подвижность 112= = 100... 150 см2/(В-с) в десятки раз меньше, чем
В отсутствие внешнего поля электроны, отданные донорами в зону проводимости, находятся в термодинамическом равновесии с кристаллической решеткой. Они могут занимать энергетические уровни как в центральном, так и в боковых минимумах этой зоны. Электроны проводимости образуют невырожденный электронный газ. Поэтому согласно закону распределения Больцмана концентрации п2 и ni равновесного ансамбля частиц на уровнях энергии W2 и соответственно относятся как
п2/пА =Лсехр[- (W2— WY) / (kBT) ].	(15.20)
Здесь Ас — константа, равная отношению плотностей состояний, т. е. числа разрешенных уровней энергии. Плотность состояний пропорциональна числу однотипных долин и (т*)3/2. Для GaAs Ас«46, т. е. при W2= IFi вероятность того, что электрон будет принадлежать одной из боковых долин, в 46 раз превышает вероятность его пребывания в центральной долине. Однако при комнатной температуре решающее влияние на отношение n2/ni оказывает не Ас, а энергетический зазор (IF2—IFJ =AIF. Подставляя в (15.20) Лс = 46, А117=0,38 эВ и учитывая, что при 300 К произведение kBT1 /40 эВ, получаем Пг/^С 1 • 10-4, т. е. практически все электроны принадлежат центральной долине.
С учетом наличия двух «сортов» электронов ток через диод описывается соотношением
i=Ae(n1p1+n2|ui2)£’,	(15.21)
которое можно представить в виде, аналогичном (15.17), если ввести среднюю подвижность
(^1Ц1+^2Ц2)/(П1 + Пг).	(15.22)
С ростом Е от нуля зависимость аДр(£) (рис. 15.10) вначале совпадает с прямой pi£, поскольку доля «тяжелых» электронов ничтожно мала. С усилением поля электронный газ разогревается. В результате возрастает число электронов, энергия которых достаточна, чтобы преодолеть энергетический барьер между центральной и боковыми долинами. Так как	воз-
растание п2 приводит к уменьшению средней подвижности, а следовательно, и средней скорости дрейфа. В результате при
некоторой пороговой напряженности поля ЕПор (для GaAs это ~3,5 кВ/см) идр достигает максимума им («2-107 см/с при 300 К), а далее начинает падать, обеспечивая ОДП.
Согласно расчетам п2/п^6% при £’=£,Пор. При Е^15 кВ/ см в центральной долине остается уже менее 20% от общего числа электронов проводимости, а их температура приближается к 2000 К (вот почему диод Ганна — это тоже прибор на «горячих» электронах).
Зависимость 0Др(£, Т) до сих пор точно не известна. При расчетах обычно используют эмпирические соотношения вида
[1+(£/адч	(15.23)
где показатель степени а=2—4, масштабный коэффициент
Еа = 2—4 кВ/см, И1(Т)=И1(300 К)300/Т,
^ыас«2,4- 109/[Т(1—5,3-10-4 Т)] см/с.
Повышение температуры ведет к сближению и иНас, а при 7^600 К ОДП вообще исчезает. Поэтому в ГДГ крайне существенно наличие хорошего теплоотвода. На практике рабочая температура кристалла составляет в среднем около 450 К.
Установление ОДП после включения внешнего поля занимает в GaAs около одной пикосекунды. Инерционность данного процесса ограничивает достижимые рабочие частоты ДГ на уровне 150... 170 ГГц. В фосфиде индия междолинные переходы совершаются быстрее. Поэтому для ДГ из InP, по современным оценкам, fmax=200 ... 220 ГГц. Эффекты, связанные с инерционностью возникновения ОДП, становятся существенными лишь на миллиметровых волнах. Далее для простоты будем ориентироваться на полевую модель, в которой предполагается, что значения населенностей долин мгновенно отслеживают изменения Е.
Домены сильного поля. Динамика доменов. В области ОДП равномерное распределение поля в объеме полупроводника неустойчиво. За весьма малое время, которое будет оценено далее, оно становится неравномерным. При этом в рабочем слое ДГ возникают области с повышенной напряженностью поля, называемые доменами сильного поля или просто доменами.
В современных коротких (s<10 мкм) ДГ развитие неустойчивости при постоянном напряжении на диоде обычно приводит к установлению постоянного во времени пространственно неоднородного распределения электрического поля, характеризующегося наличием статического домена у анода (рис. 15.11, а). Если помимо UQ на ДГ воздействует достаточно сильное СВЧ напряжение, вместо статического домена наблюдаются периодические пульсации поля в пространстве и во времени, связанные с периодическим возникновением и исчезновением движущихся доменов, принимающих форму слоя накопления (рис. 15.11,6) или дипольного домена (рис. 15.11, в, а). В «длин-
Рис. 15.11. Различные формы доменов сильного поля в диоде Ганна (а—в) и распределение пространственного заряда при дипольном домене (г)
ных» ДГ на рабочие частоты ниже 7 ГГц движущиеся домены возникают и при постоянном напряжении на диоде (пульсации тока, связанные с такими доменами, как раз и наблюдал Дж. Ганн в 1963 г.).
На формирование домена требуется время Тф« 1 • 10-10 с, приблизительно равное периоду колебаний типичных диапазонов применения ДГ. Поэтому в реальных приборах стационарного состояния может достигать только статический домен.
Домен типа слоя накопления формируется в ДГ со строго однородным профилем легирования и равномерным тепловым профилем, т. е. приблизительным постоянством температуры вдоль активного слоя. Начало домену дает случайное повышение концентрации электронов в окрестности некоторой точки. Поле сгустка электронов накладывается на равномерное поле, созданное источником питания, причем на участке от катода до сгустка результирующее поле убывает, а в сторону анода, наоборот, увеличивается. При Е0>Епор подобное изменение Е(х) вызывает относительный рост идр со стороны катода и замедляет электроны, находящиеся ближе к аноду. В результате исходный сгусток начинает пополняться электронами, формируя домен сильного поля. Увеличивающийся слой накопления дви
жется к аноду со скоростью ид, промежуточной между и г>нас. Если s>50 мкм, в конце концов достигается стационарное состояние. В пренебрежении диффузией это происходит, когда выравниваются скорости электронов слева и справа от слоя накопления. Достигнув анода, сгусток электронов втягивается в него. Исчезновение слоя накопления сопровождается восстановлением высокой напряженности поля во всем объеме активного слоя, что создает условия для повторения процесса.
Современные технологии производства пленок GaAs не обеспечивают строгого выполнения заданного профиля легирования. Хаотические отклонения концентрации доноров обычно составляют не менее 10... 15%. Слой накопления неустойчив и на первой же достаточно большой неоднородности переходит в дипольный домен. Сформировавшийся дипольный домен имеет форму размытого треугольника (см. рис. 15.11, в). Он состоит из слоя накопления (см. рис. 15.11, г), концентрация электронов п в котором может превышать п0 в десятки раз, и продолжающего его слоя обеднения, где п<п0. Сформировавшийся дипольный домен в целом электрически нейтрален. Поэтому толщина слоя накопления гораздо меньше, чем слоя обеднения. Максимальная напряженность поля	что создает опас-
ность лавинного пробоя. Скорость дипольного домена примерно равна скорости электронов вне домена.
Вольт-амперную характеристику ДГ в режиме с развитым доменом можно приближенно представить двумя отрезками прямых (рис. 15.12). При малом напряжении и на диоде домена нет и ток линейно растет вместе с приложенным напряжением. При переходе и через пороговое значение t/nop=sE’noP возникает домен, в результате чего ток падает от максимального значения /м до значения /нас, соответствующего равенству идря = иНас. Перепад тока определяется параметром качества характеристики скорость—поле kv=v^lv нас /м Особенностью ВАХ, приведенной на рис. 15.12, является гистерезисная зона, возникновение которой обусловлено тем, что напряжение исчезновения (гашения) образовавшегося домена t/ram<t/noP. Этот нелинейный эффект объясняется влиянием сильного внутреннего поля домена, которое задерживает электроны в верхних долинах.
Режимы работы ДГ в генераторной схеме. Эквивалентная схема ГДГ (рис. 15.13,а) включает ДГ, источник ЭДС 1/0 и сопротивление нагрузки ZH. Кристалл ДГ имеет эквивалентную схему (рис. 15.13,6) в виде отрицательной проводимости по первой гармонике — 6Д, шунтированной емкостью Сд. Поэтому требуется нагрузка типа параллельного колебательного контура.
Режимы работы ДГ в генераторной схеме различаются по типу образующегося домена. Решающее влияние на тип домена оказывает уровень высокочастотных колебаний на нагрузке щ =
Рис. 15.12. Идеализированная ВАХ диода Ганна в доменном режиме
Рис. 15.14. Колебательная характеристика диода Ганна
Рис. 15.13. Эквивалентные схемы генератора на диоде Ганна (а) и кристалла
ДГ (б)
= {7icos соЛ Один и тот же диод может работать в различных режимах, которые последовательно переходят один в другой по мере изменения {Д.
Обычно в непрерывном режиме Uo= (2 ... 3)J7nop. При таком напряжении питания колебательная характеристика ДГ —Од(171) (рис. 15.14) чаще всего «жесткая» с протяженной областью практически постоянной отрицательной проводимости. Предельная (максимальная) амплитуда колебаний 17м, при которой Од меняет знак, составляет С/м«{70—1Люр/^.
Область малых СД соответствует режиму отрицательной проводимости ДГ со статическим доменом (обычно у анода). На малом сигнале
6до/?о« (1-1/^) (1—l/^+t/0/^nop)-2«l/(10 ... 15),	(15.24)
где 7?0 — сопротивление ДГ в слабом поле, измеряемое при u<Z < U пор/2.
По мере роста уровня колебаний статический домен постепенно уменьшается. При {Л/17о^О,4 ... 0,5 к нему добавляется бегущий домен, существующий в течение той части периода колебания, когда рабочая точка находится в области ОДП.
При Ui>0,5 Uq статический домен окончательно подавляется. Остается лишь нестационарный бегущий домен, достигающий наибольшего развития при I7i«0,6 UQ. Это зона так называемых гибридных режимов, в которых и работают реальные ДГ СМВ в области максимума полезной мощности Pi.
Для приближенного расчета ДГ в гибридном режиме можно принять, что при duldt>Q движение рабочей точки описывается кривой идр(Е), поскольку на этой части периода домен еще не успел заметно вырасти. При последующем убывании мгновенного напряжения на диоде г(0~^нас вплоть до ^=С/Пор, затем следует участок рассасывания домена в области w<C7noi> (рис. 15.15).
Рис. 15.15. Вольт-амперная характеристика ДГ в гибридном режиме и соответствующая ей форма импульсов тока
Наличие провалов в импульсах тока ДГ и «пьедестала» /нас приводит к низким значениям коэффициента формы импульса: =Ц/Ц<0,35 при kv=2. Поэтому даже максимальное значение электронного КПД не превышает т]э=15 ... 17%.
Дальнейшее приближение U\ к UM сопровождается подавлением домена, так как увеличивающееся время пребывания рабочей точки левее порога снижает напряжение ид0, с которого начинается рост домена при очередном заходе в область ОДП. В итоге при U^UM в ДГ обычно устанавливается режим ограниченного накопления объемного заряда (ОНОЗ) с близким к равномерному распределением поля E(x)=u/s, Соответственно ВАХ диода совпадает в этом случае с зависимостью идр(Е).
Амплитудные характеристики СД({Л) весьма многообразны. Для ориентации можно принять C^Cq/2 (Со— «холодная» емкость кристалла) в области существования статического домена с дальнейшим возрастанием до (2 ... 4) Со в области максимума отдаваемой мощности. Начиная с частоты 15... 20 ГГц наблюдается увеличение Сд, обусловленное проявлением инерционности междолинного перехода. Это же явление дополнительно подавляет домены в ДГ КВЧ диапазона.
В «длинных», относительно низкочастотных ДГ былых лет при ZK~/?o возникал пролетный режим, заключающийся в периодическом зарождении на катоде дипольного домена, движении его через активный слой и втягивании в анод. Частота пролетных колебаний в основном определяется временем движения домена через активный слой и оценивается соотношением
fnP»100/s,	(15.25)
где частота измерена в гигагерцах, as —в микрометрах. В современных ДГ fnp примерно соответствует середине рабочего диапазона. Сравнение с (15.16) показывает, что активный слой ДГ примерно вдвое толще, чем у ЛПД того же диапазона.
15.4.	СТАЦИОНАРНЫЕ РЕЖИМЫ ДИОДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ И ИХ УСТОЙЧИВОСТЬ
Автогенератор на активном двухполюснике — частный случай кольцевой автоколебательной структуры (см. гл. 8), у которой совмещены вход и выход АП и соответственно коэффициент обратной связи к=—1. Поэтому на основании общего соотношения (8.18, а) уравнение стационарного режима (УСР) диодного автогенератора (ДАГ) может быть записано в виде
—S1ZK=1.	(15.26)
Поскольку здесь средняя крутизна по первой гармонике = УД, получаем из (15.26) две равноценные формы записи УСР ДАГ:
Уд+YK«0; ZA+ZK=0.	(15.27)
Полная проводимость диода Уд=—Сд+/Вд (или полное сопротивление ZA=—7?Д+/ХД), зависит от смещения, рабочей частоты, амплитуды переменного напряжения основной частоты t/i, температуры, уровня и относительных фаз напряжений высших гармоник U2, U3,..., так что, например, УД=УД(АО, [7b f, Г, U2, U3,... ) =—Сд+/Вд, где Aq=I0 для ЛПД и А0={/0 для ДГ, а знак минус перед вещественной частью подчеркивает, что речь идет именно об активном двухполюснике.
Колебательная система (КС) полагается линейной и взаимной. Ее импеданс описывается входной проводимостью yK(f) = ==Gk+/Bk либо входным сопротивлением ZK(f) =7?К+/ХК.
Широкое распространение получил в диапазоне СВЧ наглядный графоаналитический способ определения точки стационарного режима как точки пересечения годографа полной входной проводимости YK(f) (или ZK(f)), называемого линией схемы, с соответствующим годографом взятой с обратным знаком проводимости (или сопротивления) диода, именуемого линией прибора. На рис. 15.16 выполнено подобное построение для случая проводимостей. Линия прибора —Ya(C7i) строится для средней частоты предполагаемого рабочего диапазона генератора, т. е. при нахождении стационарного режима пренебрегают зависимостью полной проводимости диода от частоты. Обычно такое приближение дает достаточно точные результаты. Если же данным обстоятельством пренебречь нельзя, используется семейство линий прибора, построенных для набора частот.
Рис. 15.16. К анализу стационарного режима диодного генератора с помощью линий прибора и схемы
Стрелка на линии схемы показывает направление увеличения частоты, а метки передают масштаб и конкретные значения частоты. На линии прибора стрелкой указано направление возрастания амплитуды колебаний; метки здесь отображают значение Ui либо чаще всего уровень отдаваемой прибором полезной мощности Pi. Изображенная на
рис. 15.16 ситуация соответствует
мягкой колебательной характеристике АП, когда maxGJGi)
достигается при и±=0.
Часто уравнение стационарного режима представляется в
виде
Гд(СЛ, f)rK(f) = i,
(15.28)
где Гд и Гк — коэффициенты отражения от диода и колебательной системы соответственно. Из-за потерь в КС Гк<1. Поэтому для мягкого возбуждения автоколебаний диод должен обеспечивать на малом сигнале
Гд(0, f)>rK-1(f)>l.	(15.29)
Изучение устойчивости стационарного режима ДАГ дает необходимое условие устойчивости в виде неравенства
дву дВу, dGy. дВу,
<15-30>
где G2=—Ga+Gk, В2=Вд+Вк и все частные производные вычислены в точке стационарного режима. Можно показать, что (15.30) эквивалентно условию sin ф>0 (0<ф<180°), где угол ф пересечения линий прибора и схемы в стационарной точке отсчитывается (см. рис. 15.16) от линии прибора по часовой стрелке.
Наибольшая устойчивость стационарного режима и, в частности, максимальная стабильность частоты достигаются при ф=90°. Это обстоятельство учитывается при настройке генераторов.
15.5.	КОНСТРУКЦИИ И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ДИОДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Для защиты от воздействия окружающей среды диодный кристалл помещают в специальный герметичный корпус. В диапазоне КВЧ корпус имеет вид миниатюрной таблетки диамет-
3 Ь
5
1
2
Рис. 15.18. Эквивалентная схема диода в корпусе
Рис. 15.17. Корпусиро-ванный диод КВЧ диапа-
зона:
1 — полупроводниковый кристалл; 2— теплоотвод; 3 — герметизирующее диэлектрическое кольцо; 4 — соединительная лента; 5 — крышка корпуса
ром 0,5 ... 1 мм и высотой 0,2 ... 0,5 мм (рис. 15.17), смонтированной на штифте теплоотвода. Герметизирующее кольцо выполняется из СВЧ керамики, рубина или кварца.
Эквивалентная схема диода в корпусе (рис. 15.18) включает собственно кристалл и параметры корпуса: индуктивность £к=0,05... 0,6 нГ, емкость Ск=0,1...0,5 пФ и сопротивление гк=0,3 ... 2 Ом, учитывающее потери в соединительном проводнике, диэлектрике и базе диода.
Корпус диода всегда в большей или меньшей мере трансформирует импеданс полупроводниковой структуры. В итоге характеристики диода по отношению к внешним выводам, которыми он подключен к СВЧ цепи, могут радикально отличаться от первоначальных. В частности, и для ЛПД, и для ДГ характерно, что по отношению к выводам корпуса импеданс диода представляет собой отрицательное сопротивление 1 ... 5 Ом, соединенное последовательно с небольшой реактивностью индуктивного характера.
Сходство выходных импедансов ЛПД и ДГ порождает общность конструкций ГЛПД и ГД Г. Резонансную систему ДАГ можно сформировать на основе коаксиальной, волноводной, полосковой линии (рис. 15.19, а—в) и других типов линий передачи. Например, нередко низкий импеданс диода (Д) в корпусе согласовывают в диапазоне СВЧ с волноводом стандартного сечения с помощью диска (рис. 15.19, г), образующего радиальный резонатор с широкой стенкой волновода. Подвижные короткозамыкатели служат для механической перестройки частоты колебаний. На сантиметровых волнах обычно используется первый обертон распределенного контура. Поэтому длина резонатора I в этом случае равна приблизительно половине дли-
Рис. 15.19. Эскизы конструкций диодных генераторов:
.а — коаксиальная; б — волноводная; в — полосковая с диэлектрическим резонатором (ДР); г —с радиальным резонатором
ны волны в линии. Связь с нагрузкой регулируется вращением петли связи (рис. 15.19, а) либо использованием штырей (на рис. 15.19, б штырь расположен на расстоянии /СогЛ от диода) и диафрагм.
Эквивалентные схемы ДАГ включают три основных звена: кристалл АП, корпус диода и внешнюю цепь. В простейшем случае внешнюю цепь можно представить одиночным колебательным контуром. Тогда схема ДАГ становится двухконтурной (рис. 15.20), для которой существуют две частоты связи.
При включении питания устанавливается та частота связи, для которой больше параметр регенерации GM/GK. Это может явиться причиной скачков частоты и амплитуды при вариации параметров регенерации конкурирующих колебаний.
Рис. 15.20. Двухконтурная эквивалентная схема диодного генератора
15.6.	УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ ДИОДНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Амплитудная модуляция осуществляется в ДАГ изменением режима питания либо с помощью добавляемого в тракт управляемого аттенюатора. В ГЛПД можно получить достаточно глубокую и относительно линейную AM, меняя ток питания. В ГДГ это невозможно, поскольку зависимость уровня колебаний от Uq нелинейна, содержит разрывы и гистерезисные области. На практике в ДАГ чаще всего . применяется импульсная AM. Основная трудность, с которой здесь приходится сталкиваться, — значительная сопутствующая ЧМ, обусловленная изменением температуры рабочего слоя диода за время действия импульса. Например, частота генерации волноводного ГДГ диапазона 3 см изменяется на 20... 25 МГц за время действия импульса длительностью 1 мкс. Тепловая постоянная времени активного слоя — 1 ... 4 мкс. Поэтому для уменьшения паразитной ЧМ переходят к импульсам наносекундной длительности, дополняя эту меру синхронизацией модулируемого ДАГ от источника с постоянной частотой.
Основной способ получения частотной модуляции — это, как и в АГ других типов, перестройка колебательной системы с помощью варикапов. Диапазон перестройки определяется качеством варикапов и типом колебательной системы, изменяясь от 100 ... 200 МГц до 3 ... 5 ГГц. При малых скоростях перестройки частоты эффективно использование управляемых магнитным полем гиромагнитных резонаторов на основе железоиттриевого граната (ЖИГ-сфера). ГДГ с такими элементами перестраиваются в пределах октавы и более. Наконец, можно получить ЧМ с умеренной девиацией, модулируя режим питания диода.
Диапазон механической перестройки частоты ДАГ зависит от типа диода, конструкции генератора и средней частоты. Коаксиальные конструкции, как правило, можно перестраивать во всей полосе рабочих частот диода. В волноводных конструкциях на сантиметровых волнах отношение крайних частот генерации обычно составляет 1,4... 1,5. В миллиметровом диапазоне усиливается влияние параметров корпуса диода и промежуточных цепей согласования. В результате диапазон механической перестройки частоты здесь обычно не превышает 10... 20%.
15.7.	СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ ДИОДНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Долговременная нестабильность частоты автоколебаний ДАГ определяется, как обычно, перестройкой колебательной системы и изменением реактанса диода при вариации режима
питания, температуры и других факторов окружающей среды. Кратковременная нестабильность, характеризуемая уровнем частотных (фазовых) шумов, зависит от шумовых свойств диода и добротности колебательной системы.
Для частотных шумов вблизи несущей среднеквадратическое отклонение частоты (при ф«90°) А/Ск= (f/QH)	где
Pi — отдаваемая диодом мощность; QH — нагруженная добротность; Гш — зависящий от частоты отстройки (анализа) F коэффициент шума по ЧМ-шумам в режиме большого сигнала.
Для снижения фазовых шумов генератора можно повысить нагруженную добротность QH с помощью комбинации трех способов: увеличения добротности «активного» резонатора, в который помещен диод, подключения к активному резонатору дополнительного высокодобротного контура и ослабления связи с полезной нагрузкой.
Весьма перспективно для диодного генератора использование в качестве колебательной системы цилиндрического резонатора с колебаниями jE’oio, обеспечивающего на СМВ Qo== =7... 10 тыс. при минимальных габаритах устройства. На данной основе выполнен ГДГ диапазона 3 см, который при QH^ «4000 и Pi«500 мВт имел А/ск=2,5-10~2 Гц/"КГц на отстройке 5 кГц от несущей и 1-10“2 Гц/ V Гц в области белого шума.
Приведенный пример иллюстрирует порядок величин. На отстройке 5 кГц относительный уровень фазового шума в одной боковой полосе составляет Pin/^c=201g(AfcK/F)—3=201g (0,025/ 5000)—3=—109 дБ/Гц. Согласно экспериментальным данным Ли(5 кГц) ==41 дБ, /7ш(оо)=33 дБ. Эти оценки типичны для ДГ среднего с точки зрения шумов качества. Отбором диодов и тщательной настройкой АГ можно снизить фазовый шум еще на 10 ... 15 дБ.
Широкое применение находят диэлектрические резонаторы (ДР) из СВЧ керамики с е,«40 и 80, имеющие для лучших материалов fQ0= (6—8)-104 ГГц при температурном коэффициенте частоты (ТКЧ) не хуже ±(1—3)-10“6 1/град. Возможное размещение такого резонатора показано штриховой линией на рис. 15.19, в.
Наибольшую добротность среди неохлаждаемых резонаторов обеспечивают дисковые диэлектрические резонаторы (ДДР) из лейкосапфира с азимутальными колебаниями. На 10 ГГц у ДДР из высококачественного материала Qo~2OO тыс., т. е. в несколько раз больше, чем у наиболее добротных металлических резонаторов. Генераторы на диодах Ганна, стабилизированные ДДР, обеспечивают в диапазоне 3 см фазовые шумы на отстройке 5 кГц на уровне —(135 ... 140 ) дБ/Гц*.
Разработано большое число схем стабилизации частоты АГ
* Этот класс малошумящих АГ создан в начале 80-х гг. на кафедре радиопередающих устройств МЭИ.
ffci
Рис. 15.21. Эквивалентная схема диодного автогенератора, стабилизированного внешним резонатором
внешним резонатором, в основе действия которых лежит эффект затягивания частоты. В настоящее время в ДАГ чаще всего применяется двухконтурная колебательная система с резистивной связью двух парциальных контуров (рис. 15.21).
Такие системы характеризуются однозначными регулировочными характеристиками, эффективной стабилизацией частоты внешним резонатором. ДАГ с ДР, показанный на рис. 15.19, в, является примером схемы данного типа, причем роль резистора евязи здесь выполняет входное сопротивление тракта нагрузки.
15.8.	СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ КПД ДИОДНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Полный КПД диодных генераторов т] = т]эТ1к, где, как обычно, т]э — электронный КПД, т]к — КПД колебательной системы. В зависимости от диапазона частот, потерь в диоде и качества выполнения колебательной системы т]к=0,5 ... 0,9, так что умелым выполнением КС можно заметно поднять полный КПД генератора. Главные принципы здесь — выносить контактные соединения в плоскости минимума тока и минимизировать потери в ФНЧ цепи питания. Еще один метод — использовать совместную работу диодов, что позволяет усилить связь с полезной нагрузкой и соответственно поднять т]к благодаря возрастанию кажущегося сопротивления нагрузки.
Электронный КПД ЛПД снижает относительно большое падение колебательного напряжения на слое лавинного умножения, уменьшающее коэффициент использования напряжения питания ^ = UW/UO. Для ослабления этого эффекта разработан двухпролетный ЛПД с симметричным р—n-переходом, в середине которого расположен слой умножения, а справа и слева от него — два пролетных пространства для электронов и дырок соответственно.
В ДГ основной путь увеличения т]э — снижение температуры кристалла и переход на фосфид индия, т. е. использование комплекса мер, позволяющих увеличить показатель качества kv и на этой основе поднять коэффициент формы импульса тока.
Общий метод улучшения КПД диодных генераторов — использование высших гармоник. В частности, в ГДГ переход в полигармонический режим (такие режимы принято называть релаксационными) при kv=2 позволяет поднять т]э в пределе
до 33%. Полезный эффект возникает вследствие того, что при оптимальной фазировке высшие гармоники, добавляясь к основной, обеспечивают u^t/nop в области минимума напряжения первой гармоники. В результате устраняется провал в импульсах тока, что увеличивает gi. Практически достаточно добавить лишь вторую гармонику, так как уже одно это поднимает КПД в 1,5 ... 2 раза.
15.9.	УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА ЛПД И ДИОДАХ ГАННА
В усилителях мощности отражающего (рис. 15.22, а, б) и проходного (рис. 15.22,в) типов используется эффект регенеративного усиления у недовозбужденного АГ. Применяются диодные камеры (ДК) того же типа, что и для ДАГ, но с увеличенной связью с полезной нагрузкой, т. е. с выходной линией передачи. На рис. 15.22, а на выход каскада поступает усиленная волна, отраженная от ДК. Усилители с трехдецибельным квадратурным делителем мощности (см. рис. 15.22,6) и проходные усилители не обладают направленным действием. Они усиливают сигнал в обе стороны, что оказывается удобным в некоторых случаях, например в волноводных линиях двусторонней связи.
Коэффициент усиления диодных усилителей в малосигнальном режиме составляет обычно 8 ... 15 дБ при полосе от 0,5 до 5... 40 %. По мере увеличения уровня подводимого сигнала Кр снижается до 3 ... 5 дБ, а частотная характеристика становится более широкой и прямоугольной. Максимальная мощность, добавляемая усилительным диодом, соответствует паспортным данным в генераторном режиме.
На базе диодных усилителей создаются усилительные цепочки, заменяющие ЛБВ. В маломощных каскадах используют ДГ (Гш~10 дБ для лучших образцов), а в выходных — каскады на ЛПД.
В радиосистемах с угловой модуляцией нередко в качестве усилительных каскадов используют ДАГ в режиме синхронизации внешним сигналом. Здесь легко достигаются КР = 20... ... 30 дБ на каскад, но при узкой полосе пропускания.
Рис. 15.22. Диодный усилитель отражающего типа с циркулятором Ц (а), двухдиодный усилитель (б) и проходной усилитель (в); Д — диод
<9
Глава 16. ЭЛЕМЕНТЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
ОПТИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНА ВОЛН
16.1.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ КВАНТОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
В генераторах на обычных электронных приборах, таких как лампы, транзисторы, клистроны, магнетроны, ЛБВ и т. д., электромагнитные колебания поддерживаются за счет кинетической энергии заряженных частиц. В квантовых генераторах используется избыток внутренней энергии атомов, молекул или ионов, которые в дальнейшем будем называть микрочастицами. Избыточная энергия передается микрочастицами от специальных источников возбуждения — устройств накачки, которые можно рассматривать как аналоги источников питания обычных электронных приборов. Совокупность микрочастиц, обладающих необходимым запасом избыточной внутренней энергии и способных при определенных условиях передать эту энергию электромагнитному полю, называется активной средой или активным веществом. Квантовая радиотехника имеет дело с большими количествами микрочастиц (до 1020.. .1021 на 1 см3), образующих активную среду квантовых генераторов или усилителей.
Несмотря на различия в назначении, диапазонах частот и выходных параметрах, действие любых квантовых генераторов и усилителей основано на общих принципах, которые определяются основными свойствами микрочастиц. Рассмотрим эти свойства на примере молекулы углекислого газа, используемой в качестве рабочей частицы в широко применяемых на практике и выдающихся по своим энергетическим параметрам квантовых генераторах оптического диапазона волн — лазерах на смеси углекислого газа, азота и гелия, работающих на длине волны 10,6 мкм.
Молекула углекислого газа СО2 (рис. 16.1) представляет собой линейную структуру, в которой два атома кислорода и один атом углерода расположены на общей оси, причем атом углерода находится посередине между атомами кислорода. При колебаниях молекулы, напоминающих колебания пружины или струны, взаимное расположение атомов несколько изменяется. Возможны различные колебания молекулы: продольные (/, 2), вращательные вокруг перпендикулярной ей оси, изгибные (5) и др. В соответствии с законами квантовой механики энергия этих видов движения молекулы, как и любых других, квантована. Она может принимать только вполне определенные, дискретные значения, что характерно как для молекулярных колебаний, так и для вращения молекул в целом и отдельных атомов в них, для вращения электронов вокруг ядра в каждом атоме и т. д. В соответствии с видом движения молекулы гово-
Рис. 16.1. Структура молекулы углекислого газа и ее деформации при колебаниях
3--------
Рис. 16.2. Диаграмма энергетических уровней микрочастиц
рят о ее колебательных, вращательных, электронных и других состояниях и о колебательных, вращательных или электронных уровнях энергии молекулы.
Энергетические уровни микрочастиц изображаются в виде диаграммы (рис. 16.2). Уровень /, энергия которого обычно принимается равной нулю, называется основным, выше лежащие уровни — возбужденными. Положение уровней энергии микрочастиц на энергетической шкале определяется структурой микрочастиц и особенностями их внутреннего движения. Например, энергетические зазоры между вращательными уровнями энергии составляют примерно 10~6.. .10~5 эВ, между электронными уровнями — примерно 1.. .10 эВ. Применение в квантовых генераторах активных веществ с тем или иным энергетическим зазором между рабочими уровнями определяется требуемой частотой колебаний квантового генератора. Чем выше эта частота, тем шире должен быть используемый энергетический зазор.
Если совокупность микрочастиц, например, в виде газа, жидкости или твердого тела находится в состоянии теплового равновесия с окружающей средой, то распределение частиц по невырожденным энергетическим уровням описывается законом Больцмана
exp (—Wi/kT),	(16.1)
где i — номер уровня; — число микрочастиц в 1 см3 (населенность), обладающих энергией Wi\ Nq — полное число микрочастиц в 1 см3; Т — абсолютная температура среды; k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10”23 Дж/град; z— нормирующая постоянная.
Из (16.1) следует, что отношение населенностей двух любых произвольных энергетических уровней i и /
Л^/#< = ехр [— (Fj—W{)/kT],	(16.2)
т. е. в случае j>i и соответственно Wj>Wt при любой конечной температуре Т среды	Таким образом, в условиях
теплового равновесия заселяются преимущественно нижние энергетические уровни. Для создания квантового генератора или усилителя любого диапазона волн необходимо выполнить условие	т. е. нарушить равновесное распределение ча-
стиц по энергетическим уровням. Из (16.2) формально следует, что Nj>Ni при Т<0, поэтому активные среды квантовых генераторов, в которых выполняется условие	называют так-
же средами с отрицательной температурой. Термин «отрицательная температура» не имеет физического смысла, хотя и удобен для описания свойств активных сред.
Положение частиц на том или ином энергетическом уровне не является раз и навсегда заданным, так как частица с конечной вероятностью может перейти с одного уровня на другой. Очевидно, что при этом должен соблюдаться закон сохранения энергии. Переход с нижнего уровня на верхний возможен, если частица получит откуда-то добавочную энергию &W=Wj—Wif при обратном переходе она должна отдать эту энергию. В том случае, когда энергия A IF отбирается от внешнего электромагнитного поля и передается ему, закон сохранения энергии записывается в виде
^W=hvn=Wj—Wii	(16.3)
где й=6,62-10—34 Дж-с — постоянная Планка; уп— частота колебаний электромагнитного поля.
Из (16.3) следует, что взаимодействие микрочастиц с внешним электромагнитным полем носит резонансный характер. Условие резонанса состоит в равенстве частоты электромагнитного поля уп и собственной частоты уц рабочего перехода j^i: уп=у^=	/h.	(16.4)
Это дает право при определенных условиях рассматривать микрочастицы как своеобразные атомные или молекулярные резонаторы. На практике достаточно эффективное взаимодействие поля с микрочастицами возможно и при неточном выполнении условия (16.4), поскольку атомный резонатор, как и обычный, имеет по ряду причин частотную характеристику конечной ширины, которая определяет эквивалентную добротность линии Qn. Частотная характеристика называется спектральной линией микрочастицы.
Предположим теперь, что на систему микрочастиц, обладающих энергетическими уровнями, изображенными на рис. 16.2, действует электромагнитное поле с частотой vn=V2i= (1^2— —W\)/h. Это поле играет роль внешней силы, которая вынуж-
дает частицы, находящиеся на уровне /, переходить на уровень 2, поглощая кванты электромагнитного поля, а частицы, находящиеся на уровне 2, переходить на уровень /, излучая точно такие же кванты.
Второй процесс, называемый вынужденным или индуцированным излучением, является фундаментальной основой работы всех известных квантовых генераторов и усилителей. Важнейшее свойство вынужденного излучения состоит в том, что оно по частоте, фазе, поляризации и направлению распространения совпадает с действующим на активную среду внешним электромагнитным полем. В результате происходит усиление этого поля за счет избыточной энергии частиц, находящихся на уровне 2. Какой процесс будет доминировать, зависит от соотношения населенностей уровней 1 и 2, так как вероятности единичных актов поглощения и вынужденного излучения под влиянием внешнего электромагнитного поля одинаковы. Из их равенства следует, что для усиления электромагнитного поля с частотой vn=V2i необходимо выполнить условие N2>Ni или же Nj>Nif если частота поля vn=vji.
Возбужденные частицы, находящиеся на уровне 1 и выше, могут переходить вниз и в отсутствие внешнего резонансного для данного перехода электромагнитного поля. Энергия, запасенная этими частицами, может излучаться ими спонтанно (т. е. самопроизвольно) в виде квантов электромагнитного поля с частотами, лежащими в пределах ширины спектральной линии частицы, или выделяться непосредственно в виде тепловой энергии при взаимодействии с окружающей средой. Переходы первого типа называются спонтанными излучательными, второго типа — безызлучательными. Конечная вероятность обоих процессов приводит к тому, что время пребывания (или время жизни) возбужденной частицы на данном уровне ограниченно и может колебаться в значительных пределах— от часов до 10-11.. .Ю-12 с. В квантовых генераторах и усилителях обычно используются вещества с достаточно большим временем жизни частиц на верхних рабочих уровнях (10~6. ..10-3 с), что облегчает выполнение условия У2>^ь особенно при работе генератора в непрерывном режиме. Энергетические уровни с указанным временем жизни носят название метастабильных.
Для получения избытка числа частиц на верхнем из выбранной пары энергетических уровней используются различные способы в зависимости от рабочего вещества квантового прибора. Для газов чаще всего используются метод возбуждения частиц е помощью электрического разряда и пространственное разделение возбужденных и невозбужденных частиц в неоднородных электрических или магнитных полях. Для кристаллов, стекол и жидкостей наиболее употребителен метод возбуждения вещества с помощью вспомогательного излучения.
16.2.	УПРОЩЕННАЯ ТЕОРИЯ ЛАЗЕРОВ
Лазеры работают в широком диапазоне волн — от субмиллиметровых до ультрафиолетовых. В качестве рабочих веществ (активных элементов) в этих приборах могут использоваться специальные диэлектрические и полупроводниковые кристаллы, стекла, пластмассы, жидкости и газы. Различные лазеры существенно отличаются друг от друга конструктивно в зависимости от рода рабочего вещества, способа его возбуждения и длины волны излучения генератора. Несмотря на эти отличия, квантовые генераторы или усилители любых типов содержат две основные функциональные части:
систему накачки, приводящую рабочее вещество в активное состояние, в котором это вещество приобретает запас энергии, способной переходить в энергию электромагнитного излучения;
систему, позволяющую трансформировать энергию, запасенную в активном веществе генератора, в энергию вынужденного электромагнитного излучения.
В том случае, когда важно знать энергетические характеристики лазера, а фазовыми соотношениями можно пренебречь, его работа достаточно точно описывается системой уравнений для населенностей и потока фотонов. Такие уравнения называются кинетическими или балансными. Конкретный вид кинетических уравнений зависит от того, как расположены энергетические уровни активного вещества лазера. Практика показывает, что при описании основных свойств лазеров все многообразие сочетаний энергетических уровней известных активных веществ может быть сведено к двум идеализированным схемам: трех- и четырехуровневой. По первой схеме работает лазер на кристалле синтетического рубина, генерирующий красный свет с длиной волны %=0,6943 мкм, по второй — лазер на стекле с неодимом, рабочая длина волны которого ^1,06 мкм, инжекционные полупроводниковые лазеры (ИПЛ) или лазерные диоды (ЛД) и светоизлучающие диоды (СИД). Эти полупроводниковые излучатели генерируют в диапазоне Х^0,80.. .1,77 мкм, пригодном для использования в световодных линиях связи.
Рассмотрим упрощенную четырехуровневую схему энергетических состояний трехвалентного иона неодима в стекле (рис. 16.3). Ионы являются рабочими частицами, генерирующими при определенных условиях когерентные световые волны. Между метастабильным уровнем 3 (т3=2-10_4 с) и лабильным (короткоживущим) уровнем 2, приподнятым над основным уровнем /, располагается рабочий переход. Уровень 4 — широкий, благодаря этому происходит интенсивное поглощение ионами неодима сине-зеленой части спектра излучения лампы накачки (рис. 16.4). Свет лампы-вспышки с помощью зеркального отражателя концентрируется на стеклянном стержне и, поглощаясь в нем,

I* ПГ9с —1------3
Т21*Юс
V32 T32^T3f^
2
шшиш
С'техло + ffeofaff ^=
Отражатель Ламла-Зель/ажа
3fax
1
Рис. 16.3. Идеализированная Рис. 16.4. Конструкция неодимового ла-схема расположения энергети-	зера
ческих уровней иона неодима в стекле
приводит в возбужденное состояние неодим. При этом частицы с уровня 1 переходят сначала на уровень-полосу 4, Так как время жизни частицы на этом уровне Т43 весьма мало (т4з~ ^Ю-9 с), частицы практически мгновенно переходят на мета-стабильный уровень 3 и накапливаются на нем, пока не будут выполнены условия самовозбуждения лазера. Далее как под действием возникшего вынужденного излучения, так и спонтанно частицы с уровня 3 переходят на уровень 2, излучая фотоны с частотой v32. Время жизни т2ь как и Т43, обычно мало — менее 1 • 10~9 с. Поэтому можно считать, что в большинстве случаев, когда вероятность накачки ^32 частиц с уровня 1 на уровень 3 через уровень 4 и вероятность вынужденного излучения до32 не слишком велики, накопления частиц на уровне 2, так же как и на уровне 4, не происходит. Частицы с уровня 2 очень быстро переходят на основной (невозбужденный) уровень 1. При этом можно считать, что
jV4^0, dNJdt^ N2=0t dNi/dt^Q.	(16.5)
Это означает также, что полное число активных частиц в 1 см3 NQ=Ni+N2+Nz+N^N\+Nz. Более того, в реальных условиях 7V3<;7Vi, поэтому с достаточной для практики точностью можно считать, что
N^NX.	(16.6)
С уровня 1 частицы под действием накачки снова попадают на уровень 4, с него практически сразу на уровень 3 и т. д. до тех пор, пока интенсивность свечения лампы-вспышки остается достаточно высокой. Обратная связь в лазере осуществляется, например, за счет расположения активного элемента между двумя строго параллельными высококачественными зеркалами с коэффициентами отражения ri и г2. Зеркала образуют так называемый открытый оптический резонатор, в котором фотоны могут многократно проходить вдоль активного элемента лазера. Усиление потока фотонов в активной среде лазера опреде
ляется разностью населенностей верхнего и нижнего уровней рабочего перехода <?->2. Используя (16.5) и (16.6), можно записать уравнение для УУза* А2У=Л/з—N2 в следующем виде:
dNs/dt=wliNl)—1V3/t3—(16.7)
где J — поток фотонов через 1 см2 сечения активного вещества; Оз2=бгз — сечение вынужденного излучения перехода (3->2), т. е. сечение соударений фотона и частицы при этом вынужденном переходе, причем 0*32=032/; 1/тз=1/тз2+1/тз1.
При составлении уравнения, описывающего поведение продольного потока фотонов /(х, t) внутри резонатора лазера, следует иметь в виду, что /(х, /)=/+(х, t)-\-J~(x, t) (см. рис. 16.4), где /+(х, t) и /_(х, t) —потоки фотонов, идущие соответственно в положительном и отрицательном направлениях вдоль оси х, совпадающей с осью активного элемента. В тех случаях, когда коэффициенты отражения зеркал лазера мало отличаются от единицы, оказывается, что /+(х, t) и J~(x, t) зависят от х таким образом, что их сумма /(х, t) остается практически постоянной в любом сечении активного элемента лазера, т. е. J (х, /)?»/(/), и подчиняется следующему уравнению:
V d^^N3J -	-(₽+₽„) J,	(16.8)
где v — скорость света в активном элементе лазера. Первые два члена в правой части этого уравнения описывают соответственно усиление и ослабление потока фотонов за счет вынужденного излучения и поглощения рабочим переходом (3^=2). Последний член описывает убыль фотонов за счет различного рода вредных погонных потерь р в активной среде и резонаторе лазера, а также полезных потерь на излучение ри через выходное зеркало.
Преобразуя (16.8) с учетом того, что jV2~0, а32=а2з, получаем совместно с (16.7) систему уравнений, описывающую поведение населенности верхнего рабочего уровня 3 и потока фотонов в неодимовом лазере, работающем по четырехуровневой схеме:
—Л^3/т3 —а32/^;	(16.9)
±^=а3^3_(р+ри)Л	(16.10)
Балансные уравнения инжекционного полупроводникового лазера (ИПЛ) можно приближенно представить в виде, аналогичном (16.9), (16.10):
dN/dt=iJeV - N/ts - oN J;	(16.11)
±^=а7У/_(0+0и)/,	(16.12)
Рис. 16.5. Идеализированная схема расположения энергетических уровней электронов в зоне проводимости и валентной зоне
где N=N(un)—объемная плотность инжектированных избыточных электронов в плазме активной области оптического полупроводникового резонатора, охватывающей слой р—п-кон-такта используемого полупроводника, смещенного в прямом направлении, при рабочих переходах электронов из зоны проводимости в валентную зону (рис. 16.5); iA — инжекционный ток через активную область, обусловленный происходящей в ней диффузией носителей заряда (избыточных электронов и дырок), сопровождаемой их излучательной и безызлучательной рекомбинациями; ип — напряжение на переходе; V — объем активного слоя; ts — спонтанное время жизни избыточных электронов; а — сечение вынужденного излучения межзонных переходов; е — заряд электрона.
16.3.	РЕЖИМ СТАЦИОНАРНОЙ ГЕНЕРАЦИИ ЛАЗЕРА
Условием стационарной генерации является независимость от времени населенностей рабочих уровней и потока фотонов в активном веществе лазера, т. е. для четырехуровневой схемы лазера:
dN3/dt=0; dJ/dt=O.	(16.13); (16.14)
Используя условие (16.14), из (16.9) и (16.10) определяем стационарный поток фотонов JCT и стационарную населенность верхнего лазерного уровня N3cT'.
(16.15)
Т'3и32 у	ZV3CT J
^Зст=(Р+₽и)/^32=^Зпор,	(16.16)
Из (16.15) при условии 7ст>0 найдем пороговую вероятность накачки ЭД14поР, при которой населенность N3 достигает порогового значения У3пОр, в результате чего и возникает генерация:
ЭД 14 пор = з пор/тз^о= (Р4“Ри) / (ТзОзг^о) •	(16.17)
Формула (16.17) показывает, что для облегчения требований к системе накачки необходимо, чтобы рабочее вещество лазера
обладало малыми потерями, т. е. было оптически однородно и прозрачно на рабочей длине волны, имело большое сечение вынужденного излучения Оз2 и большое время жизни тз частиц на верхнем лазерном уровне. Из (16.15) и (16.17) получаем зависимость потока фотонов /ст от стационарной вероятности накачки, отнесенной к ее пороговому значению, что эквивалентно отношению соответствующих мощностей накачки
ZCT= (т—1)/(т3032),	(16.18)
где m=W14 ст/^14 пор.
Таким образом, интенсивность потока фотонов в лазере линейно зависит от мощности накачки (рис. 16.6).
Оценим /ст для лазера на силикатном стекле с неодимом, для которого 032=2,5-10-20 см2 и тз=4-10-4 с. При двукратном превышении пороговой накачки получаем из (16.18) /ст = = 1 • 1023 фотон/(с-см2). Поток фотонов /ст, генерируемый внутри резонатора, расходуется на внутренние потери 0 и излучение через полупрозрачное зеркало с коэффициентом отражения Г1 < 1. Для расчета выходной мощности учтем, что /вых = /(1—fi) (см. рис. 16.4), т. е.
Рвых — /выхА'Узг^ = /+ ( 1”Г) ftv32S,	(16.19)
где S — площадь сечения активного элемента лазера. В свою очередь, J+ = JCT—J-=JCT—rxJ+, откуда
/+ = /ст/(1+Г1).	(16.20)
Подставляя (16.20) в (16.19) и учитывая (16.18), получаем
тА>5(/п-1).	(16.21)
1 Т1! T3<J32
Для типичных значений параметров, входящих в последнее соотношение (ri=0,8; 'уз2=3-1014 Гц (Х=1,06 мкм); т3= =4-10_4 с; 032=2,5-Ю-20 см2; S=1 см2; т = 2), получаем Рвых=2-103 Вт.
Рис. 16.6. Зависимость интенсивности потока фотонов в лазере от уровня накачки
Используем (16.21) для оценки РВых ИПЛ, изготовленного на основе полупроводникового монокристалла (см. рис. 16.5). Полагая в (16.21) v32~ (Eg/h) =4-1014 Гц (Х32~0,8 мкм), где Eg — ширина запрещенной зоны используемого полупроводника; T3=TS=2-10-9 с; сг32=ог=2,5-IO-14 см2; г^0,33*; 3 = =4-10“7 см2 и т=7д0//д.пор=2, где /д0 и /д.пор — ток питания и пороговый диффузионный ток ИПЛ соответственно, получаем, что РВых~ 1,4 • 10-3 Вт. При одинаковом превышении накачкой порога ИПЛ оказываются гораздо менее мощными источниками оптических колебаний, чем неодимовые и другие твердотельные диэлектрические лазеры. Однако о>оз2 и т8<т32, что обусловливает большое погонное усиление света в полупроводниках и как следствие компактность ИПЛ и их высокое быстродействие, а также широкую полосу частот модуляции током питания — до нескольких десятков гигагерц и выше.
16.4.	РЕЖИМ ГИГАНТСКОГО ИМПУЛЬСА ЛАЗЕРА
В режиме стационарной генерации мощность колебаний лазера определяется мощностью накачки (с учетом его КПД) и поэтому сравнительно невелика. Мощность лазера можно значительно повысить при работе в импульсном режиме, одной из разновидностей которого является режим так называемого гигантского импульса, когда генерируются короткие мощные импульсы светового излучения длительностью 10~8... 10-9 с и пиковой мощностью 108... 109 Вт. Этот режим реализуется принудительным изменением добротности резонатора во время действия накачки, поэтому устройство такого типа называют лазером с управляемой или модулированной добротностью.
Принцип его работы состоит в предварительном накоплении на верхнем рабочем уровне большого числа активных частиц А/знач с последующим быстрым «высвечиванием» запасенной ими энергии в виде короткого мощного импульса. Для этого во время действия накачки добротность резонатора лазера, а следовательно, и коэффициент положительной обратной связи сначала снижают почти до нуля, например, закрыванием одного из зеркал резонатора непрозрачной заслонкой. В реальных конструкциях лазеров для управления добротностью резонаторов используются более сложные быстродействующие электрооптические и фототропные затворы, а также вращающиеся с большой скоростью зеркала или призмы.
При отсутствии обратной связи населенность А/знач верхнего рабочего уровня при достаточной мощности накачки может во много раз превысить
* Зеркала полупроводникового резонатора ИПЛ получают путем скалывания монокристалла по двум параллельным друг другу плоскостям спайности. Так как показатель преломления п используемых полупроводников (GaAs, GaAlAs, InP, GalnAsP и т. д.) высок (п«3,5 для GaAs), то и коэффициент отражения света от таких зеркал оказывается большим: п = = (п—1)2/(п+1)2~0,33 (для GaAs).
Ти~ 10/ (УСТзгЛ^знач).
Рис. 16.7. Форма гигантского импульса (а) и изменение населенности верхнего рабочего уровня при генерации этого импульса (б)
пороговое значение Л^зпор, соответствующее нормальной добротности резонатора. После быстрого увеличения добротности резонатора условие самовозбуждения лазера оказывается выполненным с очень большим запасом, т. е. ^знач^* Л^зпор, что приводит к лавинообразно-му переходу частиц с верхнего уровня 3 на нижний 2, в результате чего излучается короткий мощный световой импульс. Длительность гигантского импульса для средних мощностей накачки, когда 0,2 < (#3поР/#знач) < <0,5, минимальна:
(16.22)
Длительность фронта импульса £фР (рис. 16.7, а) определяется коэффициентом усиления активного элемента в момент начала генерации ^нач: 4ем он больше по сравнению с пороговым значением, тем быстрее нарастает гигантский импульс. И наоборот, при начальном значении коэффициента усиления, близком к пороговому, генерация развивается медленно, длительность фронта гигантского импульса растет и при #зпор/#знач>0,8 в основном определяет его полную длительность. При высокой добротности резонатора лазера, т. е. при малом значении р+₽и и низком пороговом коэффициенте усиления и соответственно М3пор, длительность гигантского импульса также возрастает, но уже за счет увеличения длительности среза импульса, определяемого постоянной времени резонатора.
Выходная энергия лазера с модуляцией добротности резонатора зависит от разности начального и конечного значений населенности (рис. 16.7,6):
Ри
WВЫХ= Р 4~ Ри	ЗНаЧ ^зкон)	(16.23)
где V=IS — объем активного элемента лазера.
Если начальная населенность значительно превосходит пороговую, т. е. Л/знач>Л/зпоР, то тем более Мзнач>Л^зкон, так как всегда #3кон<#3поР (см. рис. 16.7). В этом случае
П7 Ри^УзгУ' д, Ри^Узг V hT	Q
И<вых= к I о Т^знач— а дг ^*знач*	(16.24)
Р ~г Ри	аз2^*зпор
Учитывая далее, что по определению при г2 = 1 и >*!<!
_ 1	1	1—G
Ри= 21 1п г, ~(1 +Г1) I ’ получаем
1 ri Shv32 Nзнач
И'вых®1+Г1 Озг	-
где S — площадь активного элемента лазера.
(16.25)
Оценим энергию, длительность и мощность излучения лазера на стекле с неодимом с модуляцией добротности резонатора для следующих типичных значений параметров, входящих в (16.25), (16.26): Л^значЖпоР = 5; МЗНач= = 5-1018 см-3; 5=1 см2; о32 = 2,5.10~20 см2; п = 0,7; у = 2-1010 см/с; v32«3X Х1014 Гц.
В этом случае №вых = 7,0 Дж; ти=4-10-9 с; РВЫх= №вых/ти = 1,8-109 Вт.
Четырехуровневые лазеры по сравнению с трехуровневыми обладают следующими преимуществами: существенно более низкой мощностью пороговой накачки, большей выходной мощностью при заданной мощности накачки, более высоким КПД. Все эти преимущества являются результатом пренебрежимо малой населенности нижнего рабочего уровня таких лазеров за счет его приподнятости относительно основного уровня и малого значения т21. В трехуровневых же лазерах в качестве нижнего рабочего уровня выступает основной уровень, на котором в отсутствие накачки сосредоточены практически все рабочие микрочастицы активного элемента лазера. В трехуровневой схеме значительная доля мощности накачки первоначально затрачивается на выравнивание населенности уровней 2 и 1, и лишь последующий рост мощности накачки создает полезную избыточную населенность верхнего рабочего уровня по сравнению с основным. Поэтому энергетические характеристики трехуровневых лазеров хуже, чем четырехуровневых.
16.5.	ВЫСОКОСТАБИЛЬНЫЕ КВАНТОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ДИАПАЗОНА СВЧ
Исторически первым квантовым генератором, в котором использовался принцип вынужденного излучения, был генератор на пучке молекул аммиака, созданный в 1955 г. (рис. 16.8) . Основное преимущество этого генератора — квантового стандарта частоты (КС), работающего на длине волны 1,25 см, заключалось в существенно меньшей, чем у обычных радиотехнических генераторов, нестабильности частоты колебаний (10~10... 10-11). В последние годы были разработаны другие еще более стабильные КС, в частности генератор на парах рубидия с оптической накачкой и водородный генератор с рекордно малой нестабиль-
4
L[
Анниак
//стооник L-прока Сортиррющая нолекрл пастора
3
Резонатор
X #акррянонр насоер
Рис. 16.8. Устройство высокостабильного квантового генератора на пучке молекул аммиака (Ро~1О-6 мм рт. ст.)
ностью частоты (10-12... 10-13). Использование в этих КС в качестве активных веществ газов или паров объясняется тем, что в них микрочастицы значительно слабее взаимодействуют между собой, чем в твердых телах. Кроме того, из микрочастиц, находящихся в газообразном состоянии, можно сформировать атомные или молекулярные пучки, т. е. направленные потоки этих частиц, движущихся в заданном направлении без столкновений между собой.
Подбирая конструкцию резонатора, можно исключить вредное влияние эффекта Доплера и столкновения частиц со стенками резонатора, в котором происходит вынужденное излучение энергии активными частицами. В результате удается получать весьма узкие спектральные линии излучения активных микрочастиц с эквивалентной добротностью до 109 при переходах микрочастиц с уровня на уровень. Такая высокая добротность атомных резонаторов и слабая зависимость их параметров от внешних условий и определяют чрезвычайно малую нестабильность частоты КС в диапазоне сантиметровых волн. Дополнительным преимуществом атомных пучков является возможность пространственного разделения частиц, находящихся на верхнем и нижнем рабочих уровнях, с помощью специальных сортирующих систем в виде электростатических и магнитостатических линз, собирающих частицы в разных точках пространства в зависимости от того, на каком уровне находится рабочая частица.
Кинетические уравнения, которые были использованы ранее при описании свойств лазеров, не годятся для анализа работы высокостабильных КС, так как эти уравнения не содержат информацию о частоте и фазе колебаний генератора. В этом случае используют так называемую полуклассическую теорию квантовых генераторов, в которой свойства микрочастиц учитываются соотношениями, основанными на уравнении Шредингера, а поведение электромагнитного поля описывается с помощью классических уравнений Максвелла.
Для пространственно однородной двухуровневой активной среды вектор напряженности электромагнитного поля Е в резонаторе КС, вектор поляризации Р активной среды, возникающей под действием указанного электромагнитного поля, и инверсная населенность
\N=N2—N}	(16.27)
связаны следующими полуклассическими уравнениями:
т^+о;^+“р2е=-т^;	(16.28)
S-+B? L1J^ A2VE; (16-29>
2
dt 1 Tt /гсо21 dt	'	'
где сор и Qp — частота колебаний и добротность резонатора КС; (021 и Qn — частота и добротность спектральной линии рабочего перехода (2^1) активных микрочастиц; |p,21i|—матричный элемент дипольного момента микрочастиц по переходу (2^1), характеризующий вероятность перехода частиц между уровнями 2 и 1 под влиянием электромагнитного поля Е; L — поправочный фактор Лоренца, равный (п2+2)2/9; п — показатель преломления рабочего вещества КС (для газов L^l); AN о— начальная инверсная населенность активной среды, создаваемая источником накачки в отсутствии генерации; 7\— время жизни частиц на верхнем рабочем уровне 2; 8 — диэлектрическая проницаемость рабочего вещества КС.
Система уравнений (16.28)— (16.30) описывает поведение некоторого идеализированного КС, в котором поляризацию Р и напряженность поля Е в резонаторе можно считать не зависящими от координат. Кроме того, предполагается, что в резонаторе КС может существовать только один тип колебаний с частотой (ор (так называемый режим одномодовой генерации).
Применяемая идеализация дает достаточно хорошую точность расчета характеристик КС, в частности молекулярного на аммиаке и водородного генераторов. В оптическом диапазоне волн многочастотность собственных колебаний резонаторов и пространственная неоднородность электромагнитного поля в них, а соответственно и поляризация, более существенны. Это связано с тем, что в СВЧ диапазоне резонаторы КС имеют размеры порядка длины волны, а у лазеров размеры резонаторов составляют 104... 106 длин волн генерируемых колебаний. Уравнения второго порядка (16.29) и (16.28) описывают колебания двух связанных осцилляторов — поляризационного осциллятора с собственной частотой (o2i и осциллятора электромагнитного поля с собственной частотой (ор; уравнение первого порядка (16.30) описывает баланс энергии в системе. Как видно из (16.29), поляризация активного вещества, наведенная электромагнитным полем, при вариации поля меняется с постоянной времени 2(о21/(?л = Л. Для пучковых и газовых КС Т2=1\ = = Тпр, где Тпр — время пролета или пребывания активных частиц в резонаторе КС.
Найдем решения уравнений (16.28) и (16.29) в виде
Е (/) = ОДЕ (/) е^+0,5Е* (Z)	(16.31)
р (/) =0,5Р (/) е^+0,5Р* (/)	/ (16.32)
где Е(/) и Р(/)—комплексные амплитуды, мало меняющиеся за период колебаний КС с частотой (о; звездочкой отмечены комплексно-сопряженные величины.
Подставляя (16.31) и (16.32) в (16.28) — (16.30) и ограничиваясь стационарным решением, в котором амплитуды Е и Р, а также AAf не меняются во времени, получаем после пренебре-
жения малыми величинами высшего порядка следующие укороченные уравнения для стационарного режима:
_ -/QpP/e	т 	.	2Qp	(1 A
1+/ (“-<»₽) гр ’	1 р	Wp ’	
/е (Д^Д^Ор) E/Qp		2(?л .	
1 + j (w—со21) Т21	>	т 21	С021	(16.34)
AN-A.V. + Z-,^,	[РЕ*-	-Р*Е],	(16.35)
где
ЛЛ7 —	З/ге	_ ДЮд	Л Л)	С021
пор	2L	Qp 1 м-2112		
Для малых колебаний на границе условия самовозбуждения можно принять ДМ=ДМ0, тогда, исключая из первых двух уравнений переменные Е, Р, получаем на границе самовозбуждения
Д-А^о/ AMiop
[1 + J (®----Wp) ^р] [1 + j (W-----W21) Г21]
(16.36)
откуда после приравнивания модулей и фазы в обеих частях уравнения находим
“ = “₽ Qp + Qsi + “21 Qp + Qai '	(16.37)
Условие самовозбуждения
(ДЛ7О/ДЛГпор) 1 (сор—(021)
гр А1Гр где Т =т т --.
1 21 "Г 1 р
(16.38)
При (оР=(о21 условие самовозбуждения упрощается и имеет вид ДЛ/’0>ДЛ/’пор.
Формула (16.37) подобна выражению, определяющему частоту колебаний двухконтурного автогенератора радиодиапазона, например кварцевого.
Для лазеров обычно QP^>Q2i (Qp~ 1 • Ю6... 108, Q,z\& ж 1 • 103... 1 • 106). В этом случае
со = cov И +
Q21 (ОТ21----°р)
Qp wp
(16.39)
Частота колебаний лазера определяется в основном частотой настройки его резонатора, а не частотой перехода. Это означает, что такие генераторы без принятия специальных мер не могут служить первичными эталонами частоты. Для повышения стабильности частоты их колебаний используется подстройка по атомному или молекулярному резонансу. Примерами подобных систем с автоподстройкой частоты является лазер на смеси нео
на с гелием, подстраиваемый на длине волны 3,39 мкм по соответствующей высокодобротной линии поглощения метана, и лазер на углекислом газе (%=10,6 мкм), подстраиваемый по линии поглощения газообразной четырехокиси осмия OsO4 или шестифтористой серы SFg.
При Q21»Qp соотношение (16.37) преобразуется к виду
СО = СО 21
14
Qp Q21
(СОр — С021) ®21
(16.40)
В этом случае частота колебаний КС определяется в основном частотой квантового перехода, слабо зависящей от внешних условий. Поэтому КС, у которых Q2i»Qp, обладают высокой стабильностью частоты и могут служить в качестве первичных эталонов. Наиболее благоприятное отношение Q2i/Qp в СВЧ диапазоне получается для пучковых и газовых КС, у которых обычно Q2i « 1-107... 1 • 1010, Qp^l-103... МО4.
Из (16.40) следует, что расстройка частоты резонатора соР относительно частоты квантового перехода co2i приводит к смещению частоты колебаний генератора. Чтобы уменьшить его, необходимо как можно точнее настраивать частоту резонатора на частоту перехода со2ь Современные так называемые модуляционные методы настройки позволяют сделать это с точностью 107... 109, что обеспечивает независимую воспроизводимость частоты колебаний КС относительно частоты рабочего перехода в пределах 10-10... 10-13 и менее в зависимости от типа генератора.
Амплитуду колебаний электрического поля в резонаторе КС можно определить, используя (16.34) для Р и комплексно-сопряженное уравнение для Р*. При условии (16.36) и точном резонансе, когда со = соР = co2i, получаем
р==^25-Л1М1ддгстЕ;	(16.41)
р*=_ /^ЛЦ11_ддг Е*.	(16.42)
Подставляя (16.41) и (16.42) в (16.35) при <в = ®21 и учитывая, что при этом из (16.33), (16.34) следует равенство Д#ст = = ДЛ^пор, находим
,| Е|2= | Енас|2(т-1),	(16.43)
где т = ДЛ^о/ДЛ/^пор, |Енас| —амплитуда так называемого насыщающего поля, причем
| Енас |2=3» 2(?л/ (2T.L | И2112И21).	(16.44)
Из (16.43) при |Е|2=0 следует условие самовозбуждения
ДЛ\>> ДМо пор—ДМст—ДМпор,
(16.45)
где
ддг = __________------= ддг
ШУ ст 24 Qp||X21|2Qji ^vnop-
Как видно из (16.46) и (16.45), колебания в КС возникают тем легче, чем больше добротности его резонатора и спектральной линии, а также вероятность перехода между уровнями, пропорциональная величине ||i2i|2. Следует подчеркнуть, что условие самовозбуждения КС не зависит от частоты его колебаний и поэтому справедливо для любых КС независимо от диапазона волн, в котором они работают. Полагая, что условие самовозбуждения выполнено с таким запасом, что в скобках выражения (16.43) можно пренебречь единицей по сравнению с т, получаем из (16.43)
п AWOQP
(16.46)
(16.47)

Для пучковых КС вместо плотности инверсных населенностей ДЛ70 и ДЛ^опор удобнее использовать рабочую ДЛ/"0 и пороговую ДЛ/'опор интенсивности молекулярного пучка, равные соответствующему числу активных частиц, влетающих в резонатор КС за 1 с. ______
Величина ДЛ/’о связана -с ДЛ70 очевидным соотношением
ДЛГ0=Д^0У/Тпр,	(16.48)
где V — объем резонатора; тПр — время пребывания активных частиц в нем, причем формула (16.47) приобретает вид
|E)2 = ^^Qp	(16.49)
Мощность колебаний генератора Р ген, которая частично рассеивается в стенках резонатора и частично идет на полезную нагрузку, определяется из выражения
е|Е|2	,ш0 IЕI2 ®21
Ден = 2 —-у—И= Б —j—I/(16.50)
так как cop = co2i- Подставляя (16.49) в (16.50), получаем
Р ген = 0, 5П(021А^о.	(16.51)
Для молекулярного генератора на пучке молекул аммиака при ДЛ/о=1-1О14 мол/с и (о21~ (2,4-1010) рад/с (Х~1,25 см) генерируемая МОЩНОСТЬ РГен = 8- 10-10 Вт.
Из (16.51) следует, что в энергию электромагнитного излучения в предельном случае переходит лишь половина энергии, запасенной в активном веществе генератора. Этот результат вполне естествен, так как под влиянием электромагнитного
поля резонатора находящиеся в нем частицы совершают многократные вынужденные переходы с уровня 2 на уровень 1 и обратно до тех пор, пока населенность этих уровней не станет в среднем одинаковой. 'При этом процессы вынужденного излучения энергии и ее поглощения частицами компенсируют друг друга и активная среда перестает в среднем взаимодействовать с электромагнитным полем резонатора. Это явление называется эффектом насыщения, вызывающим нелинейную зависимость коэффициента усиления активной среды от мощности действующего на нее электромагнитного поля, что приводит к ограничению нарастания колебаний в КС.
16.6.	ОПТИЧЕСКИЕ ЛИНИИ СВЯЗИ
Оптические линии связи (ОЛС) представляют собой наиболее коротковолновые из существующих линий связи. Они работают в диапазоне видимого и ближнего инфракрасного излучения (Х=0,6...1,6 мкм). В качестве задающих генераторов в ОЛС используются лазеры и светодиоды разного типа.
По конструктивно-эксплуатационным свойствам их можно разделить на два основных вида: ОЛС, работающие открытым лучом, и ОЛС, в которых сигналы распространяются по оптическим волноводам, обычно называемым световодами. Работоспособность ОЛС первого вида в значительной степени зависит от прозрачности среды, а длина трассы ограничена пределами прямой видимости, ОЛС другого вида (рис. 16.9)—световодные или, как их еще называют, волоконно-оптические линии связи (ВОЛС) свободны от этих недостатков и благодаря целому ряду преимуществ перед обычными линиями связи находят все более широкое применение.
Основными достоинствами ВОЛС по сравнению с используемыми линиями связи являются сверхнизкие потери (менее 0,2 дБ/км), чрезвычайно широкая полоса пропускаемых частот (свыше 100 ГГц), скрытность и помехоустойчивость передачи, универсальность и гибкость использования в различных усло-
Рис. 16.9. Типовая структурная схема волоконно-оптической линии связи: КУ, ДКУ — кодирующее и декодирующее устройство; СВ — схема возбуждения лазера; ПЛ — полупроводниковый лазер; СУ — согласующее устройство; ФД — фотодиод; ИП — источник питания
Рис. 16.10. Разрез круглого двухслойного диэлектрического световода
виях, малые массы и габаритные размеры, экономия дефицитных цветных металлов, прежде всего — меди.
Важнейшим элементом ВОЛС является диэлектрический волоконный световод с малыми потерями (рис. 16.10), по которому сигналы распространяются между передающим и приемным пунктами. Оптические и механические параметры световодов, а также стоимость волоконно-оптических кабелей, изготавливаемых на их основе, в значительной мере определяют возможности ВОЛС, их эксплуатационные и экономические характеристики.
В настоящее время при построении ВОЛС в большинстве случаев используются круглые двухслойные диэлектрические световоды (см. рис. 16.10), диаметр световедущей жилы которых составляет примерно 100Х (X — длина волны излучения оптического генератора ВОЛС) при разнице коэффициентов преломления жилы и оболочки Дп=п1—п2~0,01. Такие световоды являются многомодовыми, т. е. в них может распространяться большое число различных типов колебаний, или мод, доходящее до нескольких тысяч. Благодаря этому многомодовые световоды достаточно хорошо описываются методами геометрической оптики, хотя строгий анализ их свойств дает, естественно, лишь волновая теория, базирующаяся на уравнениях Максвелла.
Рассмотрим основные типы диэлектрических световодов. В световоде с простейшим ступенчатым распределением показателя преломления (рис. 16.11, а) лучи света распространяются вдоль центральной ведущей жилы с не зависящим от координат показателем преломления пь претерпевая полное внутреннее отражение на границе жилы и оболочки с показателем преломления	(см. рис. 16.10).
Максимальный угол отклонения лучей от оси световода, при котором полное внутреннее отражение еще имеет место, определяется числовой апертурой световода (ЧА):
ЧА = sin0 = p%2 — я22 — Л1К2А,
(16.52)
где Д = 1— (П2МО;
Для световодов со световедущей жилой из плавленого кварца 1,46, Д «0,01 ... 0,005, откуда 7А = 0,2 ... 0,14. Соответ-
а)	б)	б)
Рис. 16.11. Диэлектрические световоды:
а — со ступенчатым распределением показателя преломления; б — градиентный; в — одномодовый
ственно максимальный угол 20 при вершине конуса лучей, входящих в световод при указанных значениях ЧА, равен 23... ... 16°. В пределах угла полного внутреннего отражения в ступенчатом световоде могут распространяться М типов колебаний или мод, причем для Л4^>1
A4=v2/2,	(16.53)
где
V = 2^». У п^-п22 =	(УЛ);	(16.54)
г0— радиус световедущей жилы световода; X — длина волны света. Как следует из (16.53) и (16.54), при 7Л = 0,2 и гоД = 5О число мод в световоде превышает 1900, т. е. световоды с такими параметрами являются существенно многомодовыми.
При распространении по световоду часть энергии света теряется из-за поглощения в материалах световедущей жилы и оболочки, а также рассеяния на неоднородностях световедущей жилы и границе жилы с оболочкой. Как правило, потери света за счет поглощения в оболочке несущественны, так как световые волны проникают в нее только на расстояние порядка длины волны, экспоненциально затухая вдоль радиуса световода. Например, изменение поглощения оболочки от единиц до 1000 дБ/км практически никак не сказывается на суммарных потерях в световоде, составляющих 3 дБ/км и менее на Х = = 0,85 мкм.
Для многомодовых световодов числовая апертура является одним из важнейших параметров, так как ею определяется эффективность согласования световода с наиболее часто применя-
емыми ,в ВОЛС в качестве задающего генератора некогерентными широкополосными источниками света — светодиодами. В зависимости от соотношения между сечением жилы световода 5св и излучающей площадки светодиода Зд эффективность согласования световода ц со светодиодом определяется следующими выражениями:
п =(тТ=<1-^ф)|г(£/Д)2 ПРИ 5св<$д.
1(1— /?ф)(7Д)2	Д при 5CB>Sa.
(16.55)
(16.56)
Здесь Рд, Рев — мощности, излучаемая светодиодом и введенная в световод; Рф — коэффициент френелевского отражения света на границе световод—воздух.
При 5св>3д, 7Д = 0,14 и (1—7?ф)=0,95 согласно (16.56) т] = 0,019=—17,2 дБ. Если Зд>3Св, то в соответствии с (16.56) появляются дополнительные потери на согласование, которые при диаметре излучающей площадки светодиода, равном 380 мкм, и 2г0 = 75 мкм составляют 14 дБ, т. е. всего 31,2 дБ. Таким образом, при использовании в ВОЛС ненаправленных источников света наиболее радикальным способом повышения эффективности связи источника со световодом является увеличение числовой апертуры световода за счет повышения разницы показателей преломления жилы и оболочки световода, что позволяет вводить свет в световод в пределах больших входных углов по отношению к оси световода.
В многомодовых световодах каждая из мод распространяется со своей групповой скоростью, зависящей от угла, под которым данная мода входит в световод. Это приводит к тому, что моды, идущие под большими углами, вплоть до предельных, т. е. высшие, проходят более длинный путь. В результате возникает модовая дисперсия светового импульса, приводящая к его уширению после прохождения через световод. Это явление приводит к ограничению пропускной способности световода.
Для ступенчатого световода (см. рис. 16.11, а) модовая дисперсия, т. е. разница времени распространения по световоду высшей и низшей моды за счет неэквивалентности их путей,

(16.57)
где I — длина световода; с — скорость света в вакууме.
При /14=1,46, /=1 км и 7Х=0,2 ДГМОд=47 нс/км, что ограничивает пропускную способность световода.
Из (16.57) видно, что увеличение числовой апертуры световода отрицательно сказывается на его пропускной способности. Модовая дисперсия является основным фактором, ограничивающим полосу пропускания ступенчатых световодов.
Радикальным методом уменьшения дисперсии является переход к так называемым градиентным и одномодовым световодам. В градиентном световоде (рис. 16.11, б) показатель преломления является функцией радиальной координаты П1=П1(г) и изменяется по параболическому закону. В этом случае дисперсия определяется соотношением
ДТмоД=/п1>0Д7(2с).	(16.58)
При п1>0 = 1,46, Д = 0,01 и 1=1 км ДТмод = 0,24 нс/км в отличие от 47 нс/км для ступенчатого световода с аналогичными параметрами. Отсюда следует, что градиентные световоды обладают намного большей пропускной способностью, чем ступенчатые. В градиентном световоде высшие моды распространяются в основном в участках световедущей жилы с меньшим пДг), т. е. имеют большую групповую скорость по сравнению с групповой скоростью низших мод, которые распространяются вблизи оси световода, где	максимален. Неравенство
групповых скоростей компенсирует разность путей, проходимых модами разного порядка, и приводит к выравниванию времени распространения мод через световод.
Предельно низкую дисперсию можно получить в том случае, когда световод является одномодовым, т. е. в нем может распространяться только одна мода низшего типа. Из (16.53) следует, что для этого необходимо уменьшить параметр v. Условием одномодового режима является неравенство v<2,405. Из (16.54) видно, что это условие можно выполнить, уменьшая либо радиус г0 световедущей жилы, либо разность показателей преломления жилы и оболочки. Но значительное уменьшение диаметра жилы (до 7 мкм) затрудняет согласование одномодовых световодов с источниками света, их соединение между собой и изготовление оптических разъемов. У одномодовых световодов по сравнению с многомодовыми повышаются требования к потерям света в оболочке из-за того, что при малом значении А световая волна глубоко проникает в оболочку.
Указанные требования выполняются в одномодовых световодах с большим (примерно 8:1) отношением диаметров оболочки и световедущей жилы (рис. 16.11, в). Один из таких одномодовых световодов, выполненный из кварца, легированного окислами бора (оболочка) и германия (жила), имеет следующие параметры: диаметр оболочки 75 мкм; диаметр жилы 10 мкм; Д=0,001. Потери на Х=0,84 мкм и %=1,02 мкм соответственно 1,8 и 1,3 дБ/км. Наиболее низкие потери в одномодовых световодах составляют в настоящее время 0,2 дБ/км при Х=1,55 мкм. Наиболее эффективными источниками света для одномодовых световодов являются лазеры — полупроводниковые или на базе кристаллов с примесью ионов неодима. Сочетание одномодовых световодов с такими источниками света
Рис. 16.12. Эскизы передающих (а, б) и приемного (в) устройств оптических линий связи:
1 — полупроводниковый лазер; 2 — светоизлучающий диод; 3 — фотодиод; 4 — световод
позволяет получить дисперсию светового импульса вплоть до 10-11 с-км и соответственно скорости передачи информации по ним более 100 (Гбит/с) км.
Как уже указывалось, источниками колебаний для ВОЛС служат лазеры, прежде всего инжекционные гетерюлазеры (рис. 16.12, а) и светоизлучающие диоды (рис. 16.12,6), обычно имеющие многослойную структуру. Термин «гетероструктура» (ГС) означает, что полупроводниковые материалы слоев отличаются по своим физическим характеристикам (константам), например имеют неодинаковую ширину запрещенной зоны, разные показатели преломления и т. д. Использование односторонних (только с одной стороны плоскости контакта) и двухсторонних гетероструктур (ОГС и ДГС соответственно) позволило существенно снизить пороговый ток питания (до 10... 100 мА). При этом стала возможной работа ИПЛ и СИД в непрерывном режиме генерации при комнатной температуре. Основными преимуществами полупроводниковых излучателей являются их малые габаритные размеры, экономичность и возможность амплитудной модуляции света с высокими скоростями за счет управления питающим током.
Наиболее эффективным видом модуляции, позволяющим реализовывать преимущества ВОЛС, является импульсно-кодовая. Для гетеролазеров удается получить импульсы света длительностью менее 10~и с, т. е. полосу передачи порядка 100 ГГц, для светоизлучающих диодов предельные длительности импульсов и соответственно полоса передачи на два порядка меньше. В качестве приемников светового излучения в ВОЛС используются р—i—n-диоды и лавинные фотодиоды, обладающие быстродействием более 1-Ю-9 с.
16.7.	МОДУЛЯЦИЯ ИНЖЕКЦИОННЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЛАЗЕРОВ
Одна из возможных схем амплитудной модуляции ИПЛ по* току питания показана на рис. 16.13, а. Электронный управитель (модулятор) тока питания ИПЛ представлен источником
гармонического тока iy (t) =/ycos Qt, где Q — частота модуляции. Управитель через разделительный конденсатор Ср подключен к ИПЛ. Кроме переменного через ИПЛ протекает постоянный ток питания I от источника постоянного напряжения £п. Значения постоянного напряжения на ИПЛ Е и тока I определяются при выборе рабочей точки на статической вольт-амперной характеристике ИПЛ (рис. 16.13,6). Очевидно, что напряжение Е должно быть больше напряжения открывания р—n-перехода ИПЛ. Сопротивление R ограничивает ток в рабочей точке: 0^J^(En/R). Источник постоянного напряжения £п блокирован конденсатором Сбл, чтобы создать короткое замыкание для компоненты модуляционного тока в сопротивлении R. Величина R должна заметно превышать сравнительно' небольшое по величине последовательное дифференциальное сопротивление ИПЛ ^=1...10 Ом и внутреннее сопротивление ИПЛ по постоянному току Ri. При выполнении первого требования величина модуляционной компоненты тока iR в сопротивлении R пренебрежимо мала по сравнению с модуляционной составляющей тока питания £, протекающей через ИПЛ, т. е. i^iy. Второе требование связано с обеспечением стабиль-^ ности величины постоянной составляющей тока / в рабочей точке при изменении нагрузки.
Напряжение смещения Е в рабочей точке ИПЛ легко определить из решения системы уравнений:
£=£п—	(16.59)
Z=Z(u); и=Е,	(16.60)
где i=i(u)—статическая вольт-амперная характеристика ИПЛ. Уравнение (16.59) описывает нагрузочную прямую. Приборы ИПЛ и СИД являются низковольтными: обычно Е^2...3 В, а ток 0^/^ (0,2... 0,3) А.
На низких частотах модуляции, когда можно не учитывать переходные процессы в ИПЛ (частоты порядка десятков мегагерц), управление амплитудой (мощностью) излучения ИПЛ происходит в соответствии с его статической модуляционной ватт-амперной характеристикой (рис. 16.13, в). При кусочноломаной аппроксимации этой характеристики эффективность модуляции в отсутствие отсечки мощности света характеризуется статической крутизной
3ИдЛ ~ Д-Рвых/Ai.	(16.61)
Обычно Зипл ~ 0,05... 0,07 Вт/А. Для СИД крутизна 0,01 и менее. Учет отсечки мощности света, имеющей место при большом модулирующем НЧ сигнале, производится стандартным образом (см. гл. 2).
На практике стараются использовать ИПЛ полностью как по току, так и по напряжению. При переходе к более высоким частотам модуляции необходимо учитывать инерционные явления в ИПЛ. Если в этом случае модуляция ИПЛ осуществляется большим по амплитуде управляющим током, то следует учитывать и нелинейность ИПЛ. В общем случае расчет модуляционных характеристик ИПЛ возможен только численными методами с применением ЭВМ.
Часть 3. ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ И УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Глава 17. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОСИГНАЛОВ.
ВИДЫ МОДУЛЯЦИИ
17.1.	ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОСИГНАЛОВ
Гармонические колебания, получаемые способами и устройствами, рассмотренными в ч. 1 учебника, не содержат в себе полезной информации, которую необходимо передать в приемник. Чтобы передать сообщение s(Q, следует преобразовать его в электрические колебания и(0, спектральный состав которых с помощью системы устройств образует электромагнитное поле, способное, с одной стороны, распространяться в среде, образующей канал связи (эфир, волоконная линия, гидросреда), а с другой — содержит информацию о передаваемом сообщении. Такие колебания и(/) назовем радиосигналом.
Для образования радиосигнала применяется модуляция высокочастотных колебаний по одному или нескольким параметрам, т. е. сообщение s(t) определяет закон изменения амплитуды, частоты или фазы колебаний.
Сигнал u(t) и соответствующая спектральная плотность gu(co) связаны между собой прямым и обратным преобразованиями Фурье:
оо
ga(w)= J u^e-^dt-,
(17.1)
оо
и (0 =2^ 5
—оо
Реальный сигнал u(Z) имеет ограниченную во времени длительность Т. В соответствии с (17.1) его спектральная плотность i|gtt((o)| должна занимать бесконечный интервал частот. Практически радиосигналы характеризуются верхней fB и нижней /н границами занимаемой спектром полосы частот П3=/:в—fH, между которыми сосредоточена определенная часть (обычно 99%) полной энергии сигнала.
Мощность, создаваемая на выходе передатчика за пределами П3, называется внеполосным излучением и, как правило,
жестко нормируется для обеспечения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств (см. гл. 24).
Сообщение s(t) на информационном входе передатчика обычно имеет близкую к единице относительную полосу частот т) = 2(/7в—-Fh)/(F3+Fh), поскольку нижняя частота спектра информационного сигнала FH много меньше верхней FB. На выходе передатчика часто формируются близкие к гармоническим сигналы
и (t) = U (0 cos [cdo t+Ф (0 ],	(17.2)
где U(t), qp(/)—медленно меняющиеся за период несущего колебания T0=2n/fQ амплитуда и фаза. Для таких квазигармо-нических сигналов относительная ширина спектра т]1, т. е. Пз<С ко-
произведение В = ТП3, называемое базой сигнала, характеризует меру его информационной избыточности по сравнению с простым радиоимпульсом, имеющим В^1. Для сложных связных или радиолокационных сигналов значение В достигает 103... 106, однако выходной сигнал может быть квази-гармоническим за счет малости отношения П3//о. Полная фаза колебания Ф(/) = со0^+,ф(О связана с мгновенной частотой сигнала выражением со(£) =(/Ф(^)/^=(Оо+^Ф
В зависимости от того, какой параметр сигнала (17.2) модулируется, различают амплитудно-модулированные (AM), амплитудно-манипулированные (цмпульсно-модулированные ИМ) сигналы, сигналы с угловой модуляцией, к которым относятся частотно-модулированные (ЧМ), частотно-манипулирован-ные (ЧМн), фазомодулированные (ФМ), фазоманипулирован-ные (ФМн) сигналы.
Применяются сигналы с комбинированными видами модуляции, например радиоимпульсы с ЧМ или ФМн, составные сигналы с манипуляцией фазы и внутриимпульсной ЧМ и др.
Выбор вида модуляции в передатчике определяется требованиями к радиотехнической системе, в которую входит передатчик. При этом учитываются точность формирования сигнала, условия его излучения, распространения, приема и обработки.
17.2.	РАДИОСИГНАЛЫ С АМПЛИТУДНОЙ И ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Амплитудно-модулированные колебания описываются выражением (17.2) при ф(/)=соп81. Примем для простоты, что ф(0=0, а сообщение имеет вид гармонического колебания с амплитудой IJQ и частотой Q:
s(/) = {7qCos ОЛ.	(17.3)
При неискаженной амплитудной модуляции 17(/) = ^мол[1 + +as(t)J, где t/мол — значение амплитуды колебаний в режиме молчания, т. е. при s(t)=O. Из (17.2) и (17.3) получаем
u(t)=UМО л[1+т cos Q£]cos[(o0£+<p(0]	(17-4)
где m = aUQ/UM0Jl — коэффициент (глубина) модуляции. Для неискаженной AM этот коэффициент не должен быть больше единицы.
Различают работу передатчика в режиме молчания, когда U(t) = [/мол, и в режиме модуляции, когда амплитуда меняется между минимальным Umin= [/мол(1—и максимальным [/7nax= [/мол(1+^) значениями (рис. 17.1, а).
Спектр AM колебания (17.4) в соответствии с (17.1) представляет собой сумму несущего колебания с частотой со0 и двух боковых составляющих с частотами <о0+(Й и со0—Q (рис. 17.1,6):
u(Z) = [/молСОБ СОо^+0,5т[/молС08((Оо+|Й) ^+
-}—0,5/71 [/мол cos (q>o £2)/.	(17.5)
Векторная диаграмма такого колебания показана на рис. 17.1, в.
При широкополосном информационном сигнале s(£), спектр которого занимает полосу частот от QH до QB, в спектре AM сигнала и(/) содержатся несущее колебание с частотой со0 и симметрично расположенные боковые полосы. Полоса частот, занимаемая спектром AM сигнала, равна удвоенной верхней частоте спектра модулирующего сигнала П3ам=2Йв/2я.
В так называемых однополосных передатчиках сохраняется лишь одна из двух боковых полос AM сигнала, а несущая ослабляется (подавляется) до 0,15 [/мол. Занимаемая спектром однополосного сигнала полоса вдвое меньше, чем при AM: 11 з QB — в 12'Л.
Для оценки качества модуляции используются модуля-
Рис. 17,1. Временное (а), спектральное (б) и векторное (в) представления колебания с гармонической AM
о
а)
Рис. 17.2. Временная (а) и спектральная (б) формы представления радиосигнала
ционные характеристики. Одна из них — амплитудная характеристика, т. е. зависимость коэффициента модуляции т от амплитуды модулирующего синусоидального колебания на постоянной частоте модуляции Q. Отклонение амплитудной характеристики m(Ug) от линейной определяет нелинейные искажения при AM. Другая модуляционная характеристика — амплитудно-частотная. Это — зависимость m(Q) при постоянной амплитуде модулирующего гармонического сигнала U&. Неравномерность этой характеристики определяет частотные искажения в передатчике. При работе с многочастотными сигналами в передатчиках нормируют также перекрестные искажения, производя усиление мощности одновременно на двух несущих частотах и оценивая влияние амплитудной модуляции колебаний составляющей одной из этих частот на уровень компоненты другой несущей частоты.
Импульсно-модулированное колебание (рис. 17.2, а) характеризуется длительностью ти, периодом повторения Тп и частотой заполнения со0 радиоимпульсов. Отношение q =	назы-
вается скважностью импульсного сигнала. Искажения в передатчике при ИМ оценивают длительностями Тф фронта и тс среза, а также неравномерностью вершины А импульса. При идеальной ИМ Тф = тс = А = 0. Информация при ИМ вводится с помощью время-импульсной или широтно-импульсной модуляции.
Периодическая с периодом Тп импульсная последовательность вида рис. 17.2, а имеет линейчатый спектр (рис. 17.2,6) с интервалом между дискретными компонентами, равными частоте повторения /?п=1/7,п. Максимум огибающей спектра соответствует несущей частоте fo, ширина главного лепестка (между нулями) обратно пропорциональна длительности импульса ти.
17.3.	РАДИОСИГНАЛЫ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ И МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При угловой модуляции амплитуда радиосигнала (17.2) постоянна: U=Vq. Радиосигналы при фазовой (ФМ) и частотной (ЧМ) модуляции отличаются лишь законом соответствия между передаваемым сообщением s(Z) и фазой несущего колебания ф(0-
Если на информационном входе передатчика действует гармонический сигнал s(t) = U^ cos QZ, то при неискаженной фазовой модуляции на выходе формируется сигнал вида
u(t) = t/Qcos[(Bo/+m(₽cos	(17.6)
где m(p=6itpt/£2 — девиация фазы (индекс фазовой модуляции); — крутизна модуляционной характеристики фазового модулятора, рад/В.
При том же гармоническом модулирующем сигнале s(t) — = i7QcosQZ в случае неискаженной частотной модуляции мгновенная частота меняется по закону со (/) = соо+Асом cos где А(ом = аСй[7й — девиация частоты, а — крутизна модуляционной характеристики частотного модулятора, рад/(с-В). Выходное колебание передатчика при этом имеет вид
u(t) = U0 cos
t
co(/)d/
о
=Z70cos(co0/+m® sin Qf), (17.7)
где mco = AcoM/Q — индекс частотной модуляции.
Из сравнения (17.6) и (17.7) видно, что фазовый модулятор можно использовать для формирования ЧМ сигнала, включив интегрирующее звено между входом сигнала s(t) и фазовым модулятором. Соответственно ФМ сигнал можно получить с помощью частотного модулятора, подав на его вход продифференцированный информационный сигнал s(t).
При гармонической ЧМ по закону s(t) =[7Qcos Qt выходной сигнал передатчика представляется суммой членов ряда Фурье:
too
Л (да®)COS aot + 2 Jn cos (®0 + Q) t +
72=1
ОО
+2 H)’7»	cos (®o—Q) *
72=1
(17.8)
где Jn(m^ —функция Бесселя первого рода порядка п от аргумента тю. Если индекс модуляции мал (mQ=A(oM(Q)	1,
быстрая ЧМ), то по (17.8) существенными оказываются лишь несущая компонента и две боковые: ^(/")/t/0=cos со0^+0,5тО)Х Xcos(coo + £2) t—0,5mffl cos (со0—Й)Л Ширина спектра в этом случае равна удвоенной частоте модуляции, как при AM.
Наибольшее применение находят ЧМ сигналы с большим индексом модуляции т0 = Асом/й^> 1 (медленная ЧМ). Ширина спектра в этом случае не зависит от частоты модуляции, а определяется удвоенной девиацией частоты 7734M^2Q(mo+l) 2А(ом.
При ФМ по гармоническому закону девиация частоты пропорциональна частоте модуляции Асом = тфЙ, а занимаемая полоса при большем индексе тф^>1 пропорциональна высшей модулирующей частоте 773фМ^2Йв^Ф^. В случае фазоманипули-рованных сигналов используют двухуровневую ФМн (со скачками фазы на л) или многоуровневую ФМн (с большим числом дискретов фазы). Ширина спектра при ФМн пропорциональна полосе частот модулирующего сигнала s(t). При манипуляции частоты или фазы желательно, чтобы скачок соответствующего параметра происходил в моменты перехода мгновенного сигнала u(t) через нуль.
Искажения, возникающие в передатчиках при формировании сигналов с угловой модуляцией, оценивают по нелинейности модуляционных характеристик то([/й), тф(£/й), неравномерности частотных характеристик mffl(Q), тф(£2), уровню сопутствующей амплитудной модуляции, а в случае манипулированных сигналов еще и по длительности процесса установления заданных значений частоты или фазы и погрешностям реализации заданных дискретов.
Глава 18. ПЕРЕДАТЧИКИ С АМПЛИТУДНОЙ И ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
18.1.	ОБЩИЕ СООТНОШЕНИЯ ПРИ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Передатчики с амплитудной модуляцией применяют для телефонной связи, радиовещания, передачи телевизионных изображений. Их мощность зависит от назначения линии связи и ее протяженности и колеблется от долей ватт до десятков мегаватт. Передатчики с AM работают во всех диапазонах радиочастот. Структурная схема, как правило, многокаскадная, что определяется высокими требованиями к стабильности частоты передатчика.
При испытаниях, настройке передатчика и теоретических исследованиях модулирующий сигнал s(Q/) считают гармоническим. По этому закону должна меняться амплитуда тока в ан-298
тенне передатчика относительно значения, определяющего режим молчания /а.мол, когда сигнал информации отсутствует:
/а (Q^) = /а-мол^/апСОЭ Qt — /а-мол (1 “j-Щ COS Q^),	(18.1)
где m = Iaa/Ia • МОЛ   коэффициент модуляции. Ток I ай пропорционален амплитуде модулирующего напряжения UQ и т.
Спектр AM колебания состоит из несущей с частотой <о0 и двух боковых с частотами coo+Q и со0—Q. При AM рассчитывают максимальный и минимальный режимы. Первый соответствует моменту, когда cosQZ=l, а второй — когда cos =
шах = /а.мол ( 1 J /а min — Л.мол ( 1—^) .	(18.2)
Мощность, излучаемая антенной, непрерывно меняется. Усредненная за период высокой частоты мощность
Pa(QZ) =0,5/а2(ЙОга = Ра.мол(1+т cos QZ)2,	(18.3)
ГДе /)а.мол==0, 5/а.мол2^*а — мощность в режиме молчания* га — сопротивление антенны. Мощность в максимальном и минимальном режимах согласно (18.3) при cos QZ=±1
Ра тах = ^а.мол ( 1 4“^) 2’> ^а min = ^Ра.мол ( 1—Ш) 2.	(18.4)
Если т=1, мощность в максимальном режиме в 4 раза больше, чем в режиме молчания, а в минимальном равна нулю.
Среднее значение мощности за период модулирующего сигнала
Ра.мод=2^ /Эа.мол(1-|-ЦгСО5й02^=-Ра.мол(1+0,5/ц2)	(18.5)
О
увеличивается по сравнению с Ра.мол за счет мощности двух боковых частот на Ра.бок = 2-0,25т2Ра.мол.
Цепь согласования выходного каскада с антенной линейная, поэтому для токов и мощностей в цепи коллектора выражения, связывающие режимы максимальный, минимальный и молчания, получаются аналогичными (18.1) — (18.5).
Амплитудную модуляцию можно осуществить в любом из усилительных каскадов передатчика, если по закону сигнала информации менять фактор модуляции. Под этим термином понимают ту причину, которая непосредственно вызывает изменения амплитуды колебаний, например одно или несколько питающих напряжений, сопротивления резисторов в цепи антенны, токи питания и др. Каскад, в котором происходит преобразование сигнала информации в радиосигнал (модуляция), называют модулируемым. Если этот каскад промежуточный, то все следующие за ним каскады работают в режиме усиления модулированных колебаний (УМК).
В УМ при AM к основным требованиям высокого КПД и
коэффициента усиления Кр добавляются требования к качеству модуляции или степени искажений, которые появляются При преобразования сигнала информации. Работу каскада с AM удобно оценивать с помощью статических модуляционных характеристик (СМХ).
Энергетические и качественные показатели передатчика зависят от того, какое из питающих напряжений меняется при модуляции. Различают два основных вида простой модуляции: напряжением смещения Ес и напряжением питания цепи коллектора Еп. Нередко применяют комбинированную модуляцию, при которой меняются одновременно несколько питающих напряжений.
18.2.	МОДУЛЯЦИЯ СМЕЩЕНИЕМ
В модулируемом каскаде (рис. 18.1) по сигналу информации изменяют напряжение смещения на входе АЭ: £’с = £’с.мол+ + C7ncos Q t. Схему модулируемого УМ составляют по общим правилам, добавляя только источник модулирующего напряжения с амплитудой СД, который включают последовательно с источником £с.мол, задающим режим молчания. Напряжение Ес влияет на составляющие коллекторного тока Дь До, которые в недонапряженном режиме пропорциональны коэффициентам разложения 71(6), Уо(9)- Эти зависимости принципиально нелинейные, поэтому получить 100%-ную неискаженную модуляцию коллекторного тока при модуляции смещением не удается. Коэффициент модуляции при малых нелинейных искажениях m = 0fi .. . 0,7.
Для оценки энергетических соотношений при модуляции можно приближенно принять зависимости токов Д1(ЕС), 1ко(Ес) в HP линейными от точки запирания (ECmin=E'—СД), где Д1 = =/к0=0), до точки КР, а в ПР — постоянными. Тогда мощность, потребляемая от источника в цепи коллектора: Pq= =/ко(£'с)£'п, меняется подобно току 1к0(Ес). Мощность Р\ = = 0,5/к12(£с)^?к пропорциональна квадрату тока /к12(Вс) и имеет вид параболы. Электронный КПД т]э = 0,5^1 (0), причем коэффициент формы при линейных зависимостях токов g'i(9) =
Рис. 18.1. Схема усилителя мощности при модуляции смещением
= /Ki(£с)//ко(£с) = const, поэтому т)э(Вс) пропорционален току /ki(Fc).
Для полного использования АЭ по мощности рекомендуют максимальный режим выбирать критическим, а режим молчания — в середине линейного участка СМХ /Ki (Вс). Источник питания £п рассчитывают на мощность, усредненную за период модулирующего сигнала. Она равна мощности в режиме молчания Р0 мод = В0 мол* Электронный КПД в режиме модуляции с учетом (18.5) т)э.мод = Лэ.мол (1 + 0,5m2) увеличивается по сравнению с режимом молчания за счет мощности боковых частот. Однако для среднего коэффициента модуляции тср = 0,3 это увеличение незначительно.
Для работы модулируемого УМ с минимальными искажениями номинальная мощность АЭ должна быть не менее мощности в максимальном режиме:
Р Ihom-^-B imax==B {мол (1+m)2.	(18.6)
Расчет каскада начинают с максимальной точки, выбрав критический режим, а для уменьшения нелинейных искажений угол отсечки коллекторного тока 0тах выбирают в пределах 110... 120°. В результате расчета определяют токи, напряжения, мощности, КПД, сопротивление 7?к и др. В режиме молчания рассчитывают напряжение Ес.мол и мощность источника Еп* Напряжение сигнала информации	UQ = EC max—Ес.мол* Мощ-
ность, потребляемая от модулятора, Pq = 0)5IqUq, где IQ — амплитуда первой гармоники звуковой составляющей входного тока. Из-за нелинейности СМХ тока /BX(EC) его колебания /Вхо('й/) негармоничные, но приближенно принимают /q^/bx о max —7вх о мол* Мощность модулятора PQ невелика, составляет несколько процентов Р\мол* В этом достоинство модуляции смещением, поэтому ее обычно реализуют в одном из маломощных каскадов передатчика.
18.3.	УСИЛЕНИЕ МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИИ
На вход усилителя мощности подается AM напряжение возбуждения с коэффициентом модуляции тв:
Ив == £7в.мол (1 +тв cos Q/) cos о/.	(18.7)
Фактором модуляции является напряжение 77в, СМХ — зависимости показателей режима от 77в при постоянных Ес, Еп, Rk. Ток Al зависит от С/в, если АЭ работает в HP, а в ПР — почти не меняется. Характер зависимости /Ki(t/B) в HP определяется выбором смещения Ес. Если Ес—Е', то 0 = 90° и не зависит от 77в, при этом IKi=SUByi (0) =S77B-0,5 и СМХ представляет прямую, проходящую через начало координат, переходящую в горизонтальную прямую после достижения перенапряженного режима. Если ЕС<Е', то 0<90° и зависит от 77в. Для напря
жений UB<.E'—Ес ток 7Ki = 0. С ростом UB в HP увеличиваются 0, высота импульса коллекторного тока и его составляющие. Зависимость /К1(^в) нелинейная (см. гл. 3, рис. 3.8,6)- Этот режим можно использовать для углубления модуляции. Его рекомендуют применять в каскаде, стоящем непосредственно после каскада, модулируемого смещением.
Энергетические соотношения в усилителе модулированных колебаний получаются такими же, как при модуляции смещением. Для лучшего использования АЭ и повышения его КПД следует максимальный режим совмещать с критическим, а режим молчания выбирать в середине линейного участка, который имеет достаточную протяженность даже для 0<9О°. В максимальном режиме т]этах^0,7, в режиме молчания т]э.мол ~0,35. Наиболее опасным для АЭ является режим молчания. При УМК и модуляции смещением необходимо следить, чтобы мощность рассеяния не превышала допустимого значения. Номинальную мощность АЭ в УМК выбирают по (18.6).
Расчет режима АЭ следует начинать с максимального. Это обычный расчет АЭ в КР при угле отсечки 9^90°. Значение UB тах определяется в режиме максимальной мощности, при этом .мол — ив шах /(1+^в).
При модуляции смещением и УМК постоянная составляющая входного тока /вх о зависит от коэффициента модуляции, поэтому необходимо применять фиксированное смещение от источника с малым внутренним сопротивлением.
Общий КПД передатчиков при модуляции смещением и последующим усилением модулированных колебаний получается низким, что препятствует их применению в радиовещании и системах профессиональной связи.
18.4.	КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Модулирующее напряжение вводится последовательно с постоянным напряжением в цепи коллектора (или анода) Еп. мол, определяющим режим молчания:
Еп = Еп. мол И—cos Qt=En. мол (1—1“^ cos Q^),	(18.8)
где mQ = UQ/En • мол-
Статические модуляционные характеристики при коллекторной модуляции АЭ представляют собой зависимости показателей режима от напряжения Еп при постоянных Ес, UBt RK. Токи /ki, /ко при вариации Еп меняются в ПР и возрастают почти линейно с ростом Еп. В ПР они меняются мало. Однако ПР характеризуется большими входными токами, мощностями возбуждения и рассеяния, что приводит к тяжелому режиму АЭ и низкому усилению Кр. Напряженность режима удается несколько ослабить, уменьшив входной ток за счет введения автоматического Смещения на входе АЭ вместо внешнего или применив
одновременную модуляцию выходного и предвыходного каскадов. Модуляция получается комбинированной. При этом статические характеристики токов в цепи коллектора становятся более линейными.
Энергетические соотношения при коллекторной модуляции рассмотрим, считая СМХ токов /кь /ко от Еп в ПР линейными, а в HP—постоянными. В этом случае gi (6) =/Ki//K0=const, % = UkIEk постоянен в ПР и меняется обратно пропорционально Ей в HP. Коэффициент т]э зависит от £п так же, как Зависимости мощностей Ро, Л, Ррас от в ПР имеют вид параболы. В HP мощность Pt не меняется, а Ро, Ррас увеличиваются линейно с ростом Рп-
Для лучшего использования АЭ рекомендуется совмещать максимальный режим с критическим, а режим молчания — с серединой линейного участка СМХ тока /К1(РП). Угол отсечки коллекторного тока в КР выбирают из известных соображений: 6=70... 90°. Электронный КПД в КР т]э max ~0,7 достаточно высокий и при модуляции не меняется. Это важное преимущество коллекторной модуляции по сравнению с модуляцией смещением и УМК. Поскольку СМХ токов /К1(РП) и /ко(Р'п) линейные, и проходят через начало координат, их модуляция происходит по тому же закону, что и модуляция напряжения:
/к1 =/к 0 МОЛ (1Н-/п cos QZ); /ко — /к 0 мол (1+mcosQ/).	(18.9)
Мощность, потребляемая от источника РИст, определяется постоянной составляющей коллекторного тока /к о мод, усредненной за период модуляции, но согласно (18.9) /к о мод — /к о мол, поэтому
Рист==/к 0 молРп. мол = Ро мол.	(18.10)
Мощность, потребляемая от модулятора,
PQ=0,5/qUq = O,5m2Po мол,	(18.11)
поскольку согласно (18.9) ток IQ=mIK 0 мол. Мощность модулятора того же порядка, что и мощность источника. Необходимость иметь мощный модулятор — существенный недостаток коллекторной модуляции. Нагрев АЭ при модуляции определяется мощностью рассеяния, усредненной за период модуляции; следует проверять, чтобы она не превышала допустимого значения.
Выбор АЭ различен для ламп и транзисторов. В электронных лампах допускается кратковременное превышение номинального анодного напряжения. Опыт эксплуатации ламповых передатчиков показал, что надежность работы ламп не ухудшится, еСЛИ Выбрать /^а.мо л — /^ а.ном, КОГДа -Еа.ном^Ю кВ. Тогда в максимальном режиме Еа тах=£а.ном(1+^) и для т=1 превышает номинальное напряжение в 2 раза, однако это не опасно, поскольку максимальный
режим продолжается в течение коротких интервалов времени и явления, приводящие к пробою лампы, не успевают развиться. При таком выборе напряжения лампа в максимальном режиме с номинальным анодным током и т—\ развивает мощность Р1шах=2Р1Ном. Если Еа. ном>10 кВ, выбирают Еа. мол=10 кВ, И В ЭТОМ случае Лном = 0,5Р1тах£а. ном/ Еа.мол-
Для транзисторов опасны даже кратковременные превышения мгновенных значений напряжения и тока по сравнению с максимально допустимыми значениями. Поэтому номинальная мощность транзистора должна соответствовать мощности в максимальном режиме (18.6); Р1ном=Р1тах. Остальные соображения по выбору АЭ — те же, что и при отсутствии модуляции.
После выбора АЭ расчет режима начинают с максимальной мощности, как обычного УМ в КР. В результате определяют все показатели режима, сопротивления Лк и автосмещения Rc = = EoJI-qx о max. В режиме модуляции находят мощность рассеяния (сравнивают ее с допустимой) и мощность модулятора PQ (18.11). Модулятором называют выходной каскад усилительного тракта, в котором сигнал информации доводится до уровня PQ, соизмеримого С Ромол И Р1М0Л. При такой большой мощности модулятор должен работать с высоким КПД, чтобы не ухудшать заметно КПД всего передатчика. В этих условиях трудно добиться малых нелинейных искажений в модуляторе. Хорошие результаты получаются, если модулятор выполнять по двухтактной схеме, в которой АЭ работают в ПР или ключевом режиме с углом отсечки коллекторного тока 90°. Выход модулятора обычно делают трансформаторным. Общий КПД коллекторных цепей модулируемого каскада и модулятора при ^сР = 0,3 составляет примерно 0,6, т. е. выше, чем при модуляции смещением или УМК, поэтому коллекторную модуляцию выгодно реализовать в выходном каскаде передатчика.
Варианты схем модулируемого каскада различаются типами АЭ, цепями согласования и др. Главное, что в цепи питания коллектора последовательно с источником Еп. мол подают с выхода модулятора напряжение UQ.
В мощных УМ, например ламповых с двухтактным модулятором (рис. 18.2), для уменьшения массы и размеров модуляционного трансформатора его включают так, чтобы по обмоткам не протекали постоянные составляющие токов, создающие подмагничивание сердечника. Для этого последовательно с вторичной обмоткой трансформатора включают блокировочный конденсатор Сблз, и постоянная составляющая анодного тока лампы протекает по дросселю Едр. Подмагничивание постоянными составляющим токов модуляторных ламп в первичной обмотке скомпенсировано, поскольку в двухтактной схеме токи по половинкам обмоток трансформатора протекают в противоположных направлениях.
Рис. 18.2. Ламповый усилитель мощности при модуляции смещением
Рис. 18.3. Транзисторный усилитель мощности с коллекторной модуляцией

В транзисторном каскаде с коллекторной модуляцией (рис. 18.3) напряжение UQ подается через вторичную обмотку трансформатора. При небольших мощностях проще сконструировать трансформатор с подмагничиванием.
18.5.	КОМБИНИРОВАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Недостаток коллекторной модуляции состоит в том, что АЭ работает в перенапряженном режиме, который отличается малым Кр. Кроме того, за период модуляции меняется входная проводимость АЭ (YBX), что приводит к паразитной фазовой и амплитудной модуляции напряжения возбуждения выходного каскада, а следовательно, и радиосигнала на выходе передатчика. Для уменьшения этого явления выбирают слабую связь между каскадами, что еще больше уменьшает коэффициент усиления. Применение автосмещения за счет постоянной составляющей входного тока, ослабляя напряженность режима, не устраняет необходимость применения ПР в АЭ.
Можно добиться значительно лучших результатов, если одновременно осуществлять коллекторную модуляцию не только в выходном, но синфазно и в одном-двух промежуточных каскадах. При этом в самом маломощном каскаде реализуют обычную коллекторную модуляцию, а все последующие каскады работают в режиме УМК при одновременной коллекторной модуляции. Особенность работы АЭ с двойной модуляцией обсудим с помощь СМХ.
При комбинированной модуляции синфазно меняются напряжения Ur, и Еп при постоянных ЕС) RK. Рассмотрим зависимость /К1(^в. Еп), полагая, что в режиме УМК меняется Еп. Ли-
Towta f	Tbwts 2 Тема J Тмма к
Рис. 18.4. Статическая модуляционная характеристика (а), импульсы коллекторного тока в режиме усиления модулированных колебаний (-----------)
и при комбинированной модуляции (-------) (б)
нейный участок IKi(UB) при постоянном Еп для 0 = 90° соответствует HP (сплошная линия на рис. 18.4, а). Импульсы коллекторного тока iK((d/) в точках 1 и 2 (рис. 18.4,6), отмеченных на СМХ, косинусоидальные. С ростом UB высота импульса увеличивается. Можно, не меняя высоты импульса в точках 1 и 2, довести режим до критического, если понизить напряжение Еп соответственно до £ni и £П2 (штриховые линии на рис. 18.4, б). В точке 3 режим критический и следует сохранить Еп неизменным. В точке 4 режим перенапряженный, в импульсе коллекторного тока провал. Режим станет критическим, если напряжение Еп увеличить до ЕП4- Таким образом, при одновременном увеличении UB и Еп в каждой точке СМХ поддерживается КР, а зависимость Iki(Ub, Еп) будет линейной (штриховая линия на рис. 18.4, а).
Можно провести аналогичные построения импульсов коллекторного тока и СМХ, если поддерживать в каждой ее точке ПР или HP. Статические модуляционные характеристики тока, будут линейными. Однако в HP получаются низкие энергетические показатели в коллекторной цепи, а в ПР — малый КР. Лучшим режимом АЭ является критический. Поскольку отношение UB к Еп не меняется и КР поддерживается в любой точке СМХ, при модуляции не будут меняться цэ, КР, Евх. Малые изменения /?вх позволяют увеличить связь между каскадами и общий коэффициент усиления всего передатчика.
Энергетические показатели УМ при комбинированной модуляции такие же, как при коллекторной, поэтому для нее справедливы те же рекомендации по выбору АЭ и расчету его. режима, что и при коллекторной модуляции.
Еще одна разновидность комбинированной модуляции связана с применением экранированных ламп. Если тетрод или пентод модулировать на анод, то в минимальном режиме возникает перенапряженный режим по экранной сетке, опасный для лампы из-за ее нагрева. Устранить этот недостаток можно, если напряжение на экранной.сетке изменять синфазно с анодным. Расчет показывает, что на всем протяжении СМХ удается сохранить КР 'И получить модуляцию с хорошими энергетическими и качественными показателями.
18.6.	ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Радиосвязь на одной боковой полосе частот (ОБП) более эффективна, чем обычная двухполосная связь с AM. Поэтому она широко применяется в различных системах радиосвязи, в том числе многоканальных.
В отличие от спектра AM колебания при ОБП несущая и одна из боковых полос подавляются. Остается одна боковая частота, поэтому ток в антенне меняется по гармоническому закону fa=/a. 6okCOS((Do+QH. АмПЛИТуДЗ тока /а. бок зависит от коэффициента модуляции т и не меняется за период модуляции. Это позволяет довести ее до максимального значения тока в антенне с AM колебаниями при той же максимальной мощности АЭ:
I а. бок	=	max == ^-( 1 ~Ца. мол-	(18.12)
Полезный эффект на выходе приемника AM колебаний определяется амплитудой огибающей т/а. мол, поскольку сигнал на выходе линейного детектора пропорционален этой амплитуде:
U\M. = klTlIа. мол.	(18.13)
Напряжение на выходе приемника с ОБП
^ОБП = ^^ (1 -|“^l)/ а. мол.	(18.14)
Поэтому выигрыш по напряжению
В = Uq-qyi/U^m.= 1(18.15) а по мощности (1+т)2. Так, для т=1 выигрыш по напряжению В = 2, а по мощности 4. Кроме того, спектр частот, излучаемый при передаче ОБП, уменьшается по сравнению с AM в 2 раза, что позволяет сузить полосу пропускания приемника. Только за счет этого при равномерном спектре помех отношение сигнал/помеха увеличивается по напряжению в ^2 раз и по мощности в 2 раза. Общий выигрыш по мощности при передаче ОБП по сравнению с AM составляет 8 раз.
В передатчиках коротковолнового диапазона из-за особенностей распространения радиоволн на входе приемника между
несущей и боковыми частотами образуются фазовые сдвиги, которые уменьшают полезный эффект на выходе. Из опыта установлено, что при ОБП отсутствие такого эффекта расценивается как увеличение полезного эффекта по мощности в 2 раза. Таким образом, общий выигрыш по мощности при переходе от AM к ОБП составляет 8 ... 16.
В приемнике для выделения сигнала информации необходимо восстановить несущую частоту с помощью местного гетеродина. Полезный эффект на выходе приемника после детектирования определяется результирующим напряжением С7сум, равным сумме векторов несущей Unec и боковой t/бок. Обычно напряжение несущей частоты, создаваемое местным гетеродином, значительно больше, чем напряжение принимаемой боковой, поэтому £7сум~ £/нес+£/бокСОЗ Q/. Следовательно, форма переданного сигнала информации восстанавливается. Однако частота несущей в приемнике должна быть равна частоте несущей в передатчике, иначе принятый сигнал информации не будет совпадать с передаваемым. При телефонии расхождения в несущих частотах не должны превышать 10 Гц, а при радиовещании 1...2 Гц. Выполнить эти требования можно двумя способами. Согласно первому из них несущая частота в передатчике подавляется не полностью, остаток ее амплитуды составляет 10.. .20% максимального тока. На приемном конце он служит опорным сигналом, по которому подстраивают частоту гетеродина. Мощность боковой частоты при этом уменьшается. Второй способ заключается в том, чтобы высокую стабильность частоты реализовать как в передатчике, так и в приемнике. Оценим требуемую нестабильность частоты. Если несущая f0= = 20 МГц, a Af=± (1 ... 10) Гц, то Af/f0=± (0,5 ... 5) • 10~7. Такую нестабильность частоты могут обеспечить автогенераторы с кварцем.
Передатчики ОБП строят многокаскадными. Колебания ОБП формируют в маломощном возбудителе, а затем усиливают до заданного уровня мощности в последующих каскадах, работающих для уменьшения нелинейных искажений с углом отсечки коллекторного тока 90°. Рассмотрим основные методы формирования ОБП.
Одним из них является метод повторной балансной модуляции. Балансные модуляторы (БМ) позволяют получат^ AM, колебания с подавлением несущей частоты. В качестве БМ можно использовать два обычных модулируемых каскада, работающих совместно на общую нагрузку. Если в нагрузке токи АЭ складываются, то каскады необходимо синфазно модулировать низкочастотным напряжением, а высокочастотное напряжение подавать в противофазе. Часто применяют БМ на четырех диодах, включенных по кольцевой схеме.
В основу метода повторной балансной модуляции положен принцип постепенного увеличения разности между верх-308
Рис. 18.5. Схема возбудителя колебаний с одной боковой полосой, построенная по методу повторной балансной модуляции
ней и нижней полосами частот, что при исключении в БМ несущей частоты упрощает задачу фильтрации. В возбудителе ОБП (рис. 18.5) модулирующий сигнал F и пониженная частота fi (поднесущая) подаются на БМ1, на выходе которого выделяются две боковые частоты, одна из которых затем подавляется фильтром ФР Для улучшения фильтрации выбирают отношение частот fi/f^lO. На БМ2 действуют сигналы более высокой поднесущей частоты f2 и модулирующей с выхода Ф}. В спектре на выходе БМ2 боковые частоты разнесены на 2fb Отношение частот f2/fi такое, что можно применить обычные полосовые фильтры. На БМ3 подают сигнал частоты f3 с диапазонного возбудителя и верхнюю боковую полосу частот с выхода Ф2. Неиспользуемую боковую частоту фильтрует контур Ф3. Для уменьшения нестабильности частоты все поднесущие формируют из колебаний кварцевого генератора с частотой fb
Для формирования ОБП применяют полосовые фильтры различных типов: LC, кварцевые, электромеханические. Основной электрической характеристикой фильтра является зависимость затухания 6 от частоты (рис. 18.6). В полосе пропускания
шжеа рас-
меры, стоимость. Габаритные
Рис. 18.6. Электрическая характеристика полосового фильтра
Ifmm • • • Мах) затухание должно быть минимальным. Существенное значение для фильтров имеют полоса пропускания, а также стабильность электрических характеристик, надежность работы, масса, габаритные разоры полосовых кварцевых и
электромеханических фильтров примерно одинаковы, но у электромеханических фильтров больше ТКЧ и относительная полоса пропускания составляет (2 ... 3) • 10“3, а у кварцевых — примерно 5-10“4.
Для пояснения возможности передачи нескольких независимых сообщений приведена упрощенная схема двухканального устройства (рис. 18.7) с каналами A (FA min ... Fa max) и В (^Bmin. ..FB max). Каждый из каналов имеет усилитель сигнала информации, балансный модулятор (BMia, БМщ), на который подаются напряжения с частотой fi от кварцевого генера
тора и сигнала информации. На выходе балансных модуляторов установлены кварцевые фильтры (Фи, Ф1в), что позволяет выбрать fi = 100 кГц. На выходе фильтра канала А выделяется верхняя боковая частота Fi=fi-{-FA, а на выходе Ф1в — нижняя боковая частота F2=fi—FB.
Далее каналы А и В объединяются в смесителе СМЬ на выходе которого выделяется сигнал суммарной частоты. На вход СМ2 кроме этой частоты подается ослабленное напряжение с частотой fi для восстановления остатка несущей. На выходе СМ2 спектр сигнала имеет такой же вид, как у колебания AM, но боковые полосы каналов А и В содержат различную информацию от двух независимых источников. На вход БМ2 кроме .сигнала с выхода СМ2 подается напряжение от кварцевого генератора с частотой f2, которая на порядок выше fi. На выходе полосового LC-фильтра (Ф2) выделяется верхняя боковая частота с остатком несущей f2. Поднесущая частота f3 для БМ3 подается от диапазонного генератора. Колебания одной боковой полосы отфильтровываются контуром в усилителе, настроенном на среднюю частоту полосы пропускания. Ширина спектра двухканального ОБП передатчика равна спектру одного канала при обычной AM.
Недостаток способа формирования сигнала ОБП методом повторной балансной модуляции состоит в большом числе БМ и фильтров, что усложняет возбудитель, а многократные преобразования частоты приводят к появлению комбинационных частот, особенно вредных в многоканальных системах радиосвязи.
Другой метод формирования сигнала ОБП носит название фазокомпенсационного. В возбудителе образуют N параллельных каналов, содержащих обычные AM каскады, работающие на общую нагрузку. Фазы напряжения возбуждения .этих каскадов сдвинуты фазовращателем на угол <р, и в общей нагрузке токи несущих взаимно компенсируются. Кроме того, модулирующие напряжения сдвинуты на каждом из каскадов друг относительно друга на такой же угол <р (постоянный в диапазоне частот модуляции), в результате сигналы одной из боковых полос компенсируются, а другой — суммируются арифметически. Какая из боковых частот исчезнет, зависит от знака <р. Практическое применение нашли трех-четырехфазные схемы. В трехфазной схеме (рис. 18.8) сдвиг по фазе <р=2л/3.
Достоинства фазокомпенсационного метода состоят в возможности формировать сигнал ОБП на заданной рабочей частоте с меньшим числом нелинейных преобразований, что снижает уровень побочных частот и нелинейных искажений. К недостаткам можно отнести более низкий уровень подавления несущей и ненужной боковой (не более 40 дБ) из-за неточной симметрии схемы и трудности создания низкочастотных широкополосных-фазовращателей.
Рис. 18.8. Схема возбудителя колебаний с одной боковой полосой, построенная по фазокомпенсационному методу
Известен еще один метод формирования ОБП, применяемый в маломощных передатчиках, называемый фильтровым. Он характеризуется повышенным уровнем искажений, поэтому, несмотря на некоторые достоинства, широкого распространения не получил.
Все методы формирования сигнала ОБП требуют наличия достаточно сложной аппаратуры. Чаще всего сигнал ОБП используются в системах многоканальной радиосвязи, где каждое сообщение преобразуют в однополосный сигнал, сдвинутый по частоте относительно соседних с помощью разных поднесущих, модулирующих частоту возбудителя передатчика. Такие системы с частотным разделением каналов допускают передачу многих сотен телефонных сообщений.
18.7.	ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Импульсную модуляцию (ИМ) применяют в радиолокации, радионавигации, радиорелейных линиях связи и др. При этом передатчик вырабатывает мощность в интервалах времени ти (длительность импульса), разделенных паузами. Виды ИМ характеризуют скважность Тп/ти, где Тп — период повторения импульсов. Для радиолокации типична работа короткими импульсами с большими скважностями: q=500.. .1000. Для радиорелейных многоканальных линий связи q=2.. .100.
Ширина спектра периодической последовательности радиоимпульсов зависит от ти и составляет единицы — десятки мегагерц, поэтому ИМ применяют в диапазоне СВЧ.
Показатели режима АЭ при ИМ описывают как импульсными значениями, например Ли, Р1И, так и усредненными за период повторения импульсов ЛСр, Pup. Для прямоугольных импульсов эти значения связаны соотношениями 7lcp=Z1H/gf, Picp=? = P\n/q. Средняя мощность определяет тепловой режим передатчика. Обычно передатчики с ИМ при той же длине линии
Рис. 18.9. Структурные схемы однокаскадного (а) и многокаскадного (б) импульсных передатчиков
радиосвязи, что с AM или ЧМ, имеют значительно меньшие размеры. Кроме того, в передатчиках на электронных приборах за счет импульсной эмиссии катода и повышения электрической прочности АЭ и радиодеталей импульсная мощность может превысить мощность в непрерывном режиме в 100, 1000 раз. Так, на частоте 1 ГГц радиолампа ГС-9Б работает в непрерывном режиме и обеспечивает Рн=0,18 кВт (£а=2 кВ, /ао=О,25 А). Лампа ГИ-14Б с такими же габаритными размерами развивает Рн=120 кВт (£а=;20 кВ, /а0= 16 А), если ти=3.. .5 мкс, >500.
В качестве АЭ однокаскадного или многокаскадного передатчика (рис. 18.9) применяют приборы всех типов, пригодные для работы на СВЧ. Формирующее устройство (ФУ) задает период повторения и длительность импульса. Импульсный модулятор (ИМ) управляет режимом АЭ, ИП — блок источников питания. В многокаскадном передатчике импульсы длительностью ти формируются в выходном каскаде, на вход которого подаются колебания с импульсами большей длительности tj и опережающим фронтом. Это позволяет снизить среднюю мощность промежуточных каскадов, а следовательно, их массу и габаритные размеры.
Импульсную модуляцию можно реализовывать, запирая:
Рис. 18.10. Схемы, поясняющие получение импульсной модуляции изменением смещения на ЛОВ (а) и высокого напряжения на резонаторах клистрона (б)
Рис. 18.11. Структурная схема импульсного модулятора
входной электрод АЭ на время паузы и открывая его импульсом напряжения от модулятора на время ти (рис. 18.10, а). При этом высокое напряжение на электродах АЭ действует непрерывно, зато требуется маломощный модулятор. Такой способ модуляции применяют в промежуточных каскадах РИДУ; тогда все последующие каскады работают в режиме усиления или умножения частоты радиоимпульсов. Это позволяет для каждого из приборов СВЧ выбрать оптимальные условия работы.
Импульсную модуляцию можно получить, если на время ти подключить к АЭ источник высокого напряжения (рис. 18.10,6). В этом случае модулятор (коммутатор К на рис. 18.11) управляет мощностью источника питания (ИП). В паузах между импульсами, когда К разомкнут, мощность источника поступает в накопитель энергии (НЭ). На время ти коммутатор замыкается, и АЭ получает мощность, но не от ИП, чему препятствует ограничительное сопротивление 7?Огр, а от НЭ. Таким образом, импульсный модулятор преобразует энергию ИП во времени. Юн рассчитывается на среднюю мощность Роср=Л)и/<7, которая затрачивается в течение паузы на увеличение запаса энергии в НЭ, а АЭ получает ее от НЭ за короткий интервал ти.
18.8.	ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Модуляторы различаются видами коммутаторов К (см. рис. 18.11) и накопителей энергии. Коммутатор должен пропускать большие токи, выдерживать большие напряжения, иметь малые потери и быть безынерционным. Для коммутации применяют электронные лампы, водородные тиратроны, тиристоры, транзисторы, нелинейные индуктивности и др.
Тип коммутатора определяет схему модулятора и процессы, происходящие в нем. Модуляторы делят на два вида: с «мягкими» (тиратроны, тиристоры) и «жесткими» (лампа) коммутаторами. У каждого из них есть достоинства и недостатки, определяющие область применения.
Лампы практически безынерционны, могут управлять отпиранием и запиранием тока, поэтому НЭ используют в режиме частичного разряда, допуская работу с переменными Тп и ти. Есть модуляторные лампы на напряжение до 60 кВ и токи в сотни ампер, способные коммутировать мощности свыше 10 МВт. Однако 10. ..15% этой мощности теряется на ее аноде,
а к форме входного импульса, отпирающего лампу, предъявляются жесткие требования при сравнительно большой мощности. Правда, в последние годы разработан инжектрон, который работает с напряжением до 300 кВ и током до 300 А, потери мощности на его аноде не превышают 10%, а входной ток уменьшен до 2% анодного, что значительно снижает требования к входной мощности.
Среди мягких коммутаторов широко применяют водородные тиратроны, которые управляют током до 5000 А и выдерживают напряжения до 80 кВ, пропуская мощности до сотен мегаватт. Однако они только замыкают ключ К, определяя начало разряда НЭ, а размыкается К при полном разряде НЭ. Потери на тиратроне малы, требования к форме поджигающего импульса некритичны, важна крутизна фронта. Их недостаток — относительно большое время деионизации.
Тиристоры уступают водородным тиратронам по мощности и более инерционны. Рабочие напряжения до 2 кВ, токи менее 1500 А.
Нелинейные индуктивности (дроссели, трансформаторы) обладают высокой эксплуатационной надежностью и практически неограниченным сроком службы, коммутируя мощности до единиц мегаватт.
В качестве НЭ применяют конденсаторы, катушки индуктивности, отрезки длинных линий и их эквиваленты. Емкостцый накопитель наиболее простой. Модулятор с емкостным НЭ имеет высокий КПД, но только при частичном разряде, поэтому применяется с жесткими коммутаторами. Индуктивный НЭ спо-еобен повышать напряжение, поэтому его используют при низковольтных ИП. Отрезки длинных линий и их эквиваленты (ЭЛ) применяют как НЭ с мягкими коммутаторами, поскольку при полном разряде они создают на нагрузке импульс напряжения, близкий к прямоугольному.
Нагрузкой модулятора является цепь питания АЭ генератора или усилителя. Обозначим ток, поступающий от модулятора в цепь питания усилителя или генератора, через /Ои, а напряжение на нем — через Е. Тогда его эквивалентное сопротивление Rxa =Е/10И, если Е>0, и Яаэ=°°, если Е<0. В дальнейшем, чтобы подчеркнуть эту особенность, нагрузка на схемах модуляторов изображается в виде эквивалентного диода.
Импульсный модулятор на жесткой лампе. В паузах между импульсами лампа закрыта отрицательным напряжением на сетке Есм (рис. 18.12, а), и конденсатор С (НЭ) подзаряжается от ИП. Для пропускания тока заряда нагрузка (АЭ) шунтирована резистором Т?2- На время ти импульс напряжения [7СМ отпирает модуляторную лампу, сопротивление ее анодной цепи резко падает, и конденсатор С разряжается на АЭ. При разряде С резистор 7?i ограничивает ток ИП через лампу.
Оценим КПД модулятора. При заряде С напряжение на нем
Рис. 18.12. Импульсный модулятор на жесткой лампе с емкостным накопителем (а) и форма модулирующего напряжения (б)
увеличивается от [7mln до £тах, но часть мощности ИП теряется на резисторах £2. Для цепи заряда КПД представляет собой отношение энергии, запасаемой С от импульса к импульсу, к энергии, отдаваемой за то же время ИП, т. е. v\3 = Wc/W ип-ИзвеСТНО, ЧТО U7c==0,5C([/2max—, U ИП ==£п (fl^max—^min) г ГДе	C[7max, ^min= Ct/rnin* В результате
T]3=t/cp/£n; ^cp = 0,5(C/min+t/max).	(18.16)
Чем ближе Ucp к £п, тем больше ц3. Можно реализовать т]3 = = 0,9. ..0,95.
Во время разряда С часть его мощности поступает в АЭ, а часть рассеивается на аноде модуляторной лампы и резисторе Т?2- Кроме того, ИП отдает некоторую мощность в лампу и Ль Для повышения КПД цепи разряда (т]р) желательно, чтобы сопротивления Т?2 были побольше. Требования к значениям /?1, для получения высоких т|3 и т]р противоречивые. В качестве компромиссного решения рекомендуется выбирать £1 = =Т?2= (Ю... 20)2? аэ. Обычно т]р»0,8, а общий КПД модуляторов т]м = т]зГ1р^0,7.
Неравномерность вершины модулирующего импульса £(/) на АЭ (рис. 18.12,6) вызвана разрядом С. Для получения достаточно плоской вершины применяют частичный разряд С, а емкость конденсатора выбирают так, чтобы постоянная времени цепи разряда была значительно больше длительности импульса ти. Требования к форме модулирующего импульса £(/) зависят от типа АЭ. Относительная неравномерность вершины Д£/£< ^0,1. Более жесткие требования предъявляются при модуляции автогенераторов, так как вариации £ приводят к нестабильности частоты. Длительность фронта Тф и спада тс импульса вызвана наличием паразитных емкостей модулятора (Спь Спг). Обычно допустимо Тф= (0,1.. .0,2) ти, тс= (0,2.. .0,3)ти.
Импульсный модулятор на мягкой лампе. В качестве примера рассмотрим модулятор на тиратроне (рис. 18.13, а). Во время паузы между импульсами тиратрон закрыт отрицательным напряжением смещения £см на сетке, происходит заряд НЭ, ко-
Рис. 18.13. Импульсный модулятор на тиратроне (а), напряжение на ЭЛ и ток через него при заряде (б)
торый выполнен как отрезок разомкнутой длинной линии. Импульс напряжения [7СМ открывает тиратрон, его сопротивление резко падает, и происходит разряд отрезка линии, которая оказывается подключенной к генератору. Через некоторое время действие прекращается, однако тиратрон не запрется, пока напряжение на его аноде не упадет до нуля, поэтому НЭ разряжается полностью. Если в качестве НЭ применить конденсатор, то при разряде напряжение на нагрузке будет уменьшаться по экспоненте, пока тиратрон не погаснет. В случае длинной линии НЭ ведет себя как конденсатор с емкостью Со во время заряда и формирует прямоугольный импульс при разряде, если нагрузка согласована с линией.
Коэффициент полезного действия цепи заряда близок к единице, если
Сср^Еп.	(18.17)
Для Cmin=0 это означает, что t7max^2En. Реализовать такое значение Стах можно, если использовать особенности переходного процесса при подключении источника Еп к последовательному контуру (колебательный заряд). В этом случае цепь заряда состоит из катушки L3 и емкости линии Со, которые образуют контур с малыми потерями. Собственная частота контура соо= 1/(С3Со)0’5, характеристическое сопротивление р= (Сз/Со)0,5, затухание 6 = г/р. Напряжение на емкости и и ток через нее i с учетом начальных условий изменяются в соответствии с рис. 18.13,6, если период повторения равен половине периода собственных колебаний контура L3C0- В этом случае напряжение и к концу заряда достигает максимума. Если приходится менять /3, схему модулятора усложняют, включая последовательно с L3 диод Di (рис. 18.14, а). Односторонняя проводимость Di препятствует разряду Со через L3, и на нем сохраняется напряжение Umax ДО открытия ТИрЗТрОНа. Если выбрать СОо^з>Л, то время t3 можно менять в широких пределах (рис. 18.14,6). Но за это приходится расплачиваться снижением т]3 до 0,80.. .0,85 из-за потерь в высоковольтном Di.
> При разряде НЭ основная его энергия передается АЭ, но частично теряется в импульсном трансформаторе и на тиратро-
Рис. 18.14. Модулятор с зарядным диодом (а), напряжение на накопителе энергии и ток через него (б)
не. В основном КПД цепи разряда определяют потери в трансформаторе. Общий КПД модулятора т]м==т]зТ1р = 0Л • Д8, т. е. того же порядка, что и КПД модулятора на жесткой лампе.
Известно, что разомкнутая линия длиной /, заряженная да напряжения Umax, при разряде на сопротивление /?н, равное* волновому сопротивлению линии w, создает импульс напряжением 0,5^/тах и длительностью ти = 2//уф, где Уф — фазовая скорость распространения волны в линии. Для воздушной линии при уф=3-108 м/с длительность импульса ти=1 мкс можно реализовать, если /=0,5УфТи= 150 м. Такая линия малопригодна на практике, и обычно ее заменяют эквивалентными; двухполюсниками, составленными из реактивных элементов с малыми потерями (см. рис. 18.14, а).
Остановимся кратко на способах расчета ЭЛ. Самым простым является замена линии последовательным соединением ячеек с одинаковыми индуктивностями L и емкостями С (рис. 18.15, а). Их число конечное: и=8.. .12. Если Lo, Со — статические индуктивность и емкость линии, то L—L^/n, C—CQ/n.
Второй способ расчета основан на сравнении частотных характеристик входного сопротивления ЭЛ (Хвх(со)) и разомкну-
4?	г)
Рис. 18.15. Эквиваленты длинной линии: а — цепочечный; б — с последовательными контурами; в—с .параллельными контурами, г — переходная функция разомкнутой линии
той длинной линии (Хл=—wctgcz; сс=со//Уф=0,5соти), а также их изменений при малых вариациях частоты. Котангенсоида периодически проходит через нули (сс=О,5Ъс) и бесконечности (сс=Ьг), поэтому существует бесконечное дискретное множество частот оА=йл/ти, при которых Хл(оА)=0 (&=1, 3, 5, ...) и Xi(o)ft)=oo (k=0, 2, 4, ...). Сопротивление Хвх(оц)=0 можно реализовать ЭЛ с последовательными контурами (рис. 18.15,6), где Lk=0,5Lo, Ck=8C0/k2n2 (k=l, 3, 5, ...), а Хвх (©0 = °° — ЭЛ с параллельными контурами (рис. 18.15, в), где Cft=O,5Co, Lk=8Lo/k2n2 (k=2, 4,6, ...).
Приведенные способы позволяют составить варианты схем ЭЛ, однако определить конечное число контуров (ячеек), при котором форма импульса на нагрузке отличается от прямоугольной в допустимых пределах, трудно. Этого недостатка лишен метод расчета, основанный на сравнении переходных функций линии и ее эквивалента. Переходная функция — это изменение входного тока i(t) при включении на вход линии источника постоянного напряжения. Для разомкнутой линии i(t) имеет вид периодической функции (рис. 18.15, г), которую можно заменить суммой нечетных гармоник ряда Фурье. Ток в контуре ЭЛ (см. рис. 18.15, б) отождествляют с одним из членов ряда. При ограниченном количестве контуров ЭЛ можно оценить отличие от прямоугольного импульса за счет веса отброшенных членов ряда. Для i(t) на рис. 18.15, г члены ряда Фурье убывают медленно, поэтому вид функции i(t) подбирают таким, чтобы заданные искажения импульса получить при минимальном числе контуров ЭЛ. В этом ЭЛ (см. рис. 18,15,6) все индуктивности одинаковые, а конденсаторы высоковольтные и их емкости быстро уменьшаются с ростом номера k.
Поясним назначение диода D, шунтирующего тиратрон (см. рис. 18.14). При коротком замыкании АЭ (искрение) или неточном согласовании ЭЛ, когда	во время разряда линия
передает только часть энергии, остальная, отражаясь, меняет знак напряжения на ЭЛ, и тиратрон закрывается. Новый цикл заряда ЭЛ начинается при отрицательном напряжении, и максимальное напряжение, до которого заряжается ЭЛ, возрастает. Этот процесс будет продолжаться до пробоя тиратрона. Диод D создает путь току разряда ЭЛ при отрицательных напряжениях на нем. Желательно выбирать диод с сопротивлением r^w или включать последовательно дополнительное сопротивление, с тем чтобы даже при коротком замыкании нагрузки энергия ЭЛ быстро рассеивалась.
Магнитный импульсный модулятор. Здесь коммутатором является нелинейная индуктивность L (рис. 18.16), представляющая собой катушку с сердечником из ферромагнитного материала с узкой и почти прямоугольной петлей гистерезиса (рис. 18.17, а). Магнитная проницаемость (\i=dB/dH) на крутом участке зависимости магнитной индукции В от напряженности
Рис. 18.16. Схема модуля- Рис. 18.17. Реальная (а) и лдеализирован-тора с нелинейной индук- ная (б) кривые намагничивания сердечника
тивностью
поля Н (ненасыщенное состояние) значительно больше, чем на пологом (насыщенное): Ц1^>Ц2. Индуктивность катушки L пропорциональна ц, и поэтому L(pi) ^>L(p2). Это обстоятельство позволяет применять такую катушку в качестве коммутатора. Принцип работы модулятора поясним с помощью идеализированной кривой намагничивания В(Н) на рис. 18.17,6. Здесь Ц1->оо, L(pi)->oo, а р,2~0 и А(ц2) мала и постоянна.
Простейшая схема модулятора не содержит электронных приборов, ее питание осуществляется от источника переменного напряжения (см. рис. 18.16). В паузах между импульсами НЭ заряжается и ведет себя как конденсатор с емкостью Со. При медленном процессе заряда сопротивление обмотки ИТ мало, и поэтому дроссель L подключен параллельно НЭ, его сопротивление должно быть большим L(pi). Собственная частота цепи заряда соо= (С3Со)“0,5 выбирается равной частоте источника питания со. В стационарном периодическом режиме к началу каждого периода заряда НЭ сердечник дросселя находится в состоянии отрицательного магнитного насыщения (точка 1 на рис. 18.17,6), которое создается постоянным током подмагничивания /м. Затем НЭ начинает заряжаться, и с увеличением напряжения u(t) на НЭ и дросселе одновременно возрастает магнитная индукция B(t) и при В = Втах достигает точки 2. Когда напряжение на НЭ меняет знак (ц<0), индукция В(/) уменьшается, рабочая точка к концу паузы перемещается в точку /, сопротивление дросселя скачком падает и НЭ разряжается, формируя импульс напряжения на нагрузке. Рабочая точка перемещается к точке 5, а к концу импульса возвращается в исходную точку 1.
Во избежание преждевременного разряда НЭ необходимо, чтобы Втах<Вн, что возможно только при больших значениях L. Дроссель входит в цепь разряда НЭ на нагрузку, и поэтому его индуктивность L(p,2) ограничивает возможность создания коротких импульсов.
Для уменьшения ти используют многозвенные схемы модуля >
о
Рис. 18.18. Схемы магнитных модуляторов: а — трехзвенного; б — двухзвенного с тиристором
торов (рис. 18.18, а), в которых индуктивность дросселя каждого последующего звена меньше, чем предыдущего (L'<L"< <£"')• Это позволяет уменьшить длительность процесса разряда НЭ от звена к звену. В первом и втором звеньях НЭ — конденсаторы Ci и С2, а в последнем для формирования импульсов включена линия.
В двузвенном магнитном модуляторе (рис. 18.18,6) питание подается от источника постоянного напряжения. Заряд конденсатора С\ начинается после подачи пускового импульса на тиристор (Т). Заряд колебательный. Конденсатор заряжается до Umax»2£п, при этом индукция в дросселе L' окажется равной — Вн, его сопротивление резко упадет и начнется разряд Ci и заряд НЭ до тех пор, пока дроссель L" не достигнет насыщенного состояния, после чего НЭ разрядится на нагрузку. Индуктивности дросселей L'f L" выбраны так, чтобы разряд НЭ на нагрузку получился кратковременным.
Подводя итог, можно отметить, что модуляторы различных типов в энергетическом отношении примерно одинаковы: т]м= = 0,7.. .0,8. В модуляторах на жестких лампах форма импульса мало зависит от сопротивления нагрузки Т?АЭ. Модуляторы на мягких лампах имеют меньшие габаритные размеры и массу, но меняют форму напряжения на нагрузке при ее вариации и могут выйти из строя без дополнительных мер защиты. Модуляторы на нелинейных индуктивностях характеризуются большим сроком службы.
Глава 19. ПЕРЕДАТЧИКИ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
19.1. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ С ЧАСТОТНОЙ модуляцией
Передатчики с ЧМ используются для радиовещания, звукового сопровождения телевидения, радиорелейной, тропосферной и космической связи, в радиовысотометрии и радиолокации. При выборе структурной схемы ЧМ передатчика необходимо одновременно удовлетворить противоречивым требованиям к параметрам ЧМ модуляции (заданная модуляция частоты, линейность модуляционной характеристики и др.) и высокой стабильности средней частоты. Существуют два основных метода формирования сигналов ЧМ: прямой и косвенный. Прямой метод предполагает модуляцию частоты задающего генератора управителем частоты (УЧ) и возможное умножение частоты в последующих каскадах передатчика (рис. 19.1, а, б). Управителем частоты является устройство с реактивным управляемым сопротивлением, которое подключается к колебательному контуру автогенератора. Таким УЧ может быть, например, варикап.
Для стабилизации средней частоты соо в схеме на рис. 19.1., а используется система автоматической подстройки частоты (АПЧ), которая корректирует медленные уходы частоты со0, вызванные влиянием дестабилизирующих факторов. Для того чтобы АПЧ не ослабляла полезной модуляции сигналом информации, обратную связь в системе АПЧ -по частоте модуляции Qmin<Q<Qmax исключают с помощью фильтра нижних частот с полосой пропускания меньше Qmin. Можно обойтись без системы АПЧ, если управлять частотой кварцевого автогенератора (рис. 19.1, б), который создает колебания с долговременной нестабильностью частоты 10~5...10-6. Однако относительный диапазон управления частотой невелик и составляет IO"3. . . ю-4.
Косвенный метод основан на возможности преобразования фазовой модуляции в частотную. Модулирующее напряжение подается ца модулятор фазы через интегрирующий четырехполюсник (рис. 19.1, в). Задающий кварцевый генератор позволяет получать высокую стабильность средней частоты. Недостатком этого метода является незначительная девиация на низких частотах модулирующего сигнала, которая должна быть умножена в последующих каскадах с большой кратностью — порядка 102...103. При умножении несущей частоты в N раз абсолютная девиация частоты также умножается в N раз.
Рис. 19.1. Структурные схемы передатчиков с прямой (а, б), косвенной (в) и комбинированной (г) частотной модуляцией
Умножители частоты, углубляя модуляцию при ЧМ, позволяют существенно понизить частоту задающего генератора, что облегчает ее стабилизацию.
Для формирования широкополосных сигналов используется комбинированный способ,, объединяющий прямой и косвенный (рис. 19.1, г) по принципу сложения спектров сигналов. Модуляция в области низких частот производится изменением частоты кварцевого автогенератора. Модулятор фазы с интегратором превращает ФМ в ЧМ высокочастотной части спектра. Частотное разделение модулирующего сигнала производится фильтрами ФНЧ и ФВЧ.
Одновременные требования высокой стабильности средней частоты соо и большой девиации Асо удается выполнить в схеме интерполяционного генератора (рис. 19.2). Управляемый генератор (УГ), работающий на частоте соь ‘модулируется по частоте. Напряжения УГ и КГ с частотой сок подаются на смеситель, на выходе которого с помощью полосового фильтра выделяются колебания с частотой coo==coi+coK. Относительная нестабильность
Рис. 19.2. Схема интерполяционного генератора
частоты со0 при нестабильностях КГ Асок/®к и УГ
А , А(оо 1 Дсок .	1	Д®!	.	.	т-.
Д(01/й1. _—+ттт—где А=(ок/Й>1. При
Л>1 нестабильность частоты УГ Acot/coi ослабляется на выходе смесителя в 1+Л раз. Практически нецелесообразно выбирать А более 20 из-за трудностей фильтрации комбинационных частот на выходе смесителя. В интерполяционном генераторе полезная абсолютная девиация переносится на выходное колебание без изменения, а относительная девиация при этом уменьшается в 1+А раз.
В диапазоне СВЧ для получения ЧМ используются как автогенераторы на транзисторах, ЛПД и диодах Ганна с варикапами или ферритами с подмагничиванием в качестве УЧ, так и автогенераторы на отражательных клистронах, ЛОВ, митро-нах. При этом для стабилизации средней частоты колебаний, как правило, применяются системы АПЧ.
19.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ ПЕРЕДАТЧИКОВ С
ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Для оценки качества работы передатчиков с ЧМ применяют характеристики, аналогичные характеристикам передатчиков с AM:
статические модуляционные характеристики (СМХ), представляющие собой зависимость частоты со от медленно меняющегося управляющего напряжения Еу на управителе частоты;
динамические модуляционные характеристики, представляющие ту же зависимость со(£у), но при быстроменяющемся Еу;
амплитудные характеристики, показывающие, как зависит индекс модуляции т от амплитуды модулирующего напряжения Uq на данной частоте сигнала информации Q;
частотные характеристики, представляющие зависимость индекса модуляции т от частоты сигнала Q при постоянной амплитуде [/q;
зависимости амплитуды колебаний U от напряжения £у, определяющие паразитную амплитудную модуляцию.
Наиболее важной является СМХ, свойства которой рассмот
рим подробнее. Напряжение £у представим суммой постоянного смещения Ео и переменной составляющей А£:
£У=£О+А£.	(19.1)
Средняя частота колебаний определяется при А£'=0 и равна <00=со (£о). Обычно СМХ удобно центрировать и представлять как зависимость относительной девиации частоты у=Асо/соо= = (со—соо)/соо от нормированной переменной составляющей е = =&Е/Ео управляющего напряжения: {/=у(е). В общем случае зависимость j/(e) нелинейная, и ее можно записать в виде разложения в ряд по степеням е:
{/(8)=S18+S282+S383+ ... +Sn8”,	(19.2)
1 dnu I
где	; Sj—крутизна СМХ; коэффициенты S2;
S3, ... характеризуют кривизну зависимости у (в).
Нелинейные искажения оцениваются по СМХ при модуляции гармоническим сигналом A£,= J7ocosQt Коэффициенты нелинейных искажений К2, Кз, • • • равны отношению максимальной девиации частоты на соответствующей гармонике модулирующего сигнала к максимальной девиации частоты на первой гармонике:
При высоких требованиях к точности формирования ЧМ сигналов следует добиваться минимальных значений S2, S3, ... В этом случае связь между девиацией частоты у и управляющим напряжением 8 близка к линейной: y=Si8.
Из СМХ (19.2) можно определить максимальный диапазон перестройки частоты утак при изменении управляющего напряжения 8 в допустимых пределах 8min^8^8max:
Утах~ У (бтах)—J/(Smin).	(19.4)
Частота колебаний АГ определяется из уравнений стационарного режима (см. § 9.2, 10.2). В первом приближении можно считать, что амплитуда слабо влияет на фазовые сдвиги и частота колебаний со определяется из уравнения баланса фаз (9.32):
(со—coK)/coK=0,56tg(cps+cpft),	(19.5)
где сок — резонансная частота контура, 6 — его затухание; ср3 и cpft—фаза средней крутизны и коэффициента обратной связи.
Используются два способа управления частотой колебаний АГ. Наиболее эффективным из них является изменение резонансной частоты контура Асок, которое вызывает равное ему изменение частоты колебаний Асо = Асок. Второй метод управ
ления частотой связан с изменением фаз Aq?s и Acpft. В одноконтурных АГ на лампах и транзисторах пределы изменений Acps и Acpfe обычно невелики и девиация частоты получается малой.
В' генераторах СВЧ, таких как отражательный клистрон, ЛОВ, митрон, для управления частотой изменяют напряжения на электродах, влияющих на время пролета электронов, что аналогично изменению фазы средней крутизны активного элемента. В этих генераторах обычно управляют одним из напряжений питания, стабилизируя при этом остальные. Характеристики электронной перестройки частоты генераторов СВЧ изучались в гл. 10 и 12.
19.3.	УПРАВИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Существует много приборов и устройств, обладающих реактивной проводимостью, управляемой напряжением или током: емкость закрытого р—n-перехода полупроводникового диода, управители на ферритах, реактивные лампы и транзисторы, ва-риконды, ключевые диоды и т. д. Выбор определенного вида управителя Зависит от требований, предъявляемых к управляемому по частоте генератору: максимальной девиации частоты, уровням нелинейных искажений и допустимой паразитной амплитудной модуляции, стабильности средней частоты и др. Рассмотрим наиболее распространенные виды управителей частоты.
В настоящее время в качестве УЧ широко применяют варикапы— полупроводниковые диоды, емкость запертого р—п-перехода которых зависит от приложенного к нему напряжения. Простота схемы, малые габаритные размеры, ничтожная мощность источника управляющего напряжения —основные достоинства этого вида УЧ.
Эквивалентная схема р—n-перехода полупроводникового диода (рис. 19.3) состоит из сопротивления базы г и па
Рис. 19.3. Эквивалентная схема р-п-перехода полупроводникового диода
Ферритовый cepffevffUH
Рис. 19.4. Эквивалентная схема контура с ферритовым управителем частоты
раллельно соединенных емкостей Сбар (барьерной емкости запертого перехода), Сд (диффузионной емкости открытого перехода) и дифференциального сопротивления R=duT1/di. В режиме открытого перехода (пп>0) R мало и сильно шунтирует емкость перехода, которая в основном определяется Сд. Это затрудняет использование варикапа для управления частотой при пп>0. В режиме запертого р—п-перехода (пп<0) обратный ток диода i очень мал, сопротивление велико и слабо влияет на характеристики варикапа. Здесь емкостью варикапа является барьерная емкость Св=Сбар., зависящая от напряжения на переходе ип:
(19.6)
где Е — произвольное напряжение начального смещения; ср~ ~ 0,5 В — контактная разность потенциалов; Свн — емкость варикапа при и,ъ = Е\ &~1...0,3 — коэффициент, зависящий от изменения концентрации примесей в р—n-переходе. При изменении ип в режиме запертого р—n-перехода одновременно с девиацией Св меняется добротность варикапа QB. Пренебрегая сопротивлением R по сравнению с сопротивлением барьерной емкости Сбар = Св, определяем добротность варикапа как отношение реактивного сопротивления варикапа к сопротивлению потерь:
QB= 1/согСбар.	(19.7)
Основные недостатки управителя на варикапе — большой уровень нелинейных искажений и ПАМ, связанная с изменением добротности варикапа в процессе модуляции.
В качестве УЧ можно также использовать вариконды — конденсаторы с сегнетодиэлектриком, проницаемость которого зависит от напряженности электрического поля. Управители на варикондах по сравнению с варикапами имеют более линейную модуляционную характеристику, слабее реагируют на изменения температуры. Их недостаток — необходимость большой амплитуды управляющего напряжения и возрастание диэлектрических потерь с увеличением частоты АГ.
В УЧ на ферритах используют зависимость магнитной проницаемости феррита от постоянного подмагничивающего поля. Такой УЧ представляет собой катушку индуктивности LK с ферритовым сердечником, входящую в контур автогенератора (рис. 19.4). Магнитное поле создается катушкой подмагничивания, изменение тока в которой Агу меняет магнитную проницаемость ферритового сердечника ц, а следовательно, и индуктивность контура автогенератора Ак=Ак(ц).
В диапазоне СВЧ используются УЧ на ферритах из железоиттриевого граната (ЖИГ) для генераторов на ЛПД и диодах Ганна. Они дают хорошую линейность модуляционной х ар акте-
ристики, широкий диапазон перестройки по частоте и обладают малым ТКЧ. Колебательная система СВЧ состоит из системы двух связанных контуров. Ферритовый контур из ЖИГ изготавливается в форме сферического СВЧ резонатора, связанного с контуром автогенератора. Собственная частота ЖИГ-кон-тура зависит от тока подмагничивания и влияет на частоту связи системы контуров, на которой возбуждаются колебания АГ.
К недостаткам ферритовых УЧ следует отнести большие мощности, потребляемые от источника управляющего сигнала, и заметную инерционность цепи управления.
19.4.	УПРАВЛЕНИЕ ЧАСТОТОЙ АВТОГЕНЕРАТОРА
Проектирование АГ, управляемых по частоте, кроме расчета энергетического режима и параметров контура сводится к выбору УЧ и схемы его подключения к контуру АГ так, чтобы полученная СМХ удовлетворяла требованиям к максимальной девиации, уровню нелинейных искажений и допустимой ПАМ. Ограничимся рассмотрением двух схем АГ с варикапом: транзисторного АГ по схеме Клаппа (рис. 19.5) и АГ с кварцем в контуре (рис. 19.6).
Зависимость емкости варикапа Св от напряжения на переходе ип определяется формулой (19.6) и показана на рис. 19.7. Мгновенное напряжение на переходе состоит из суммы
r/n=£o+t/Qcos Q/+t/cos со/.	(19.8)
Подбирая постоянное напряжение Ео=Е^4/ (R4+R3) у устанавливаем начальную емкость варикапа Свн = Со в центре рабочего участка характеристики:
|£о| =0,5 Un max,	(19.9)
где тах — максимальное напряжение на переходе, превышение которого вызывает лавинное нарастание тока через диод.
Рис. 19.5. Управляемый по частоте автогенератор по схеме Клаппа (а) и эквивалентная схема его контура (б)
a)	ff)
Рис. 19.6. Управляемый по частоте автогенератор с кварцем в контуре (а) и эквивалентная схема его контура (б)
Рис. 19.7. Вольт-фарадная характеристика варикапа и приложенные к переходу напряжения
Модулирующий сигнал AE=Uqcos Ш задается в виде гармонического колебания низкой частоты.
К варикапу также приложено высокочастотное напряжение с частотой со, подаваемое на него с контура через элементы связи. Напряжение на контуре с нелинейной емкостью отличается от гармонического. Но если энергия, накопленная в варикапе, мала по сравнению с энергией емкости контура, то этим
отличием можно пренебречь и считать высокочастотное напряжение на варикапе также гармоническим t/cos со/. Усредненная за период высокой частоты емкость варикапа при С=^=0 несколько меньше емкости Св при t/^О. Эта разница пропорциональна U2 и при t/max —0,5|г/п тах| не превышает 10%. При расчете СМХ ее можно не учитывать. Более существенным является увеличение нестабильности средней частоты АГ соо, связанное с зависимостью емкости варикапа Св от амплитуды высокочастотного напряжения U. Паразитная амплитудная модуляция, сопровождающая ЧМ, в этом случае непосредственно преобразуется в паразитную частотную модуляцию. При повышенных требованиях к стабильности соо используют два варикапа, включенных последовательно навстречу друг другу. При этом изменение амплитуды высокочастотного тока в контуре слабее сказывается на усредненной за период емкости и соответственно на средней частоте со0, так как амплитуда высокочастотного напряжения на каждом из последовательно включенных одинаковых варикапов падает вдвое.
На рис. 19.7 отмечены границы, в которых может меняться напряжение на переходе:
Kmaxi>KI^0.	(19.10)
Условие (19.10) выполняется, если
|С0| —tA—[/>0; |С0| +Uz+u< I maxi.	(19.11)
Пределы изменения модулирующего напряжения симметричны относительно Со и находятся из (19.9), (19.11):
Uq — ACmax==0,5 | Un max | U,	(19.12)
Рассмотрим общий метод расчета СМХ для АГ, управляемых по частоте с помощью варикапа, и продемонстрируем этот метод на примере двух упомянутых схем АГ. При воздействии на варикап управляющего напряжения СУ=СО+АС выражение для емкости варикапа может быть представлено в виде
Св = Со (Со) +АСВ (АС),	(19.13)
где Со — среднее значение емкости варикапа; АСВ — вариация емкости, вызванная модулирующим сигналом АС. Чтобы найти зависимость девиации частоты Асо от напряжения АС, необходимо предварительно рассчитать зависимость вариации полной емкости контура АСК=СК—Ск0 от изменения емкости варикапа АСВ. Затем следует определить зависимость Асо(АСк). Таким образом, СМХ представляется сложной функцией Асо = = Асо{АСк[АСв(АС)]}. Приведение этого выражения в виду (19.2) обычно требует громоздких вычислений, поскольку перечисленные функции нелинейные. Наиболее просто найти СМХ,
если эти функции разложить в степенные ряды и подставить один ряд в другой:
Дсо/соо #11ACk/Cko4"#12 (ЛСк/Ско) 2~^ • • • j
ACK/CKo=a21ACB/Co+a22(ACB/Co)2+ .. . ;
АСв/Со=аз1Д£’/£’о+а32(А£’/£’о)2+ . •.	(19.14)
В результате последовательной постановки рядов (19.14) находим выражения для первых двух коэффициентов Si и S2 СМХ (19.2):
Si = ana2ia3i; S2=all(a2la32—a22a3l2) +
+ai2a2i2a3i2.	(19.15)
Эти формулы определяют крутизну Si и коэффициент S2, характеризующий нелинейность СМХ.
В одноконтурных АГ изменение частоты колебаний связано с параметрами его колебательной системы выражением
/К LK (Ск0+АСК) -1 //ЛА?.	(19.16)
При разложении (19.16) в степенной ряд определяются коэффициенты этого ряда (19.14), а затем учитывается зависимость АСК(АСВ) для выбранной схемы включения.
Рассмотрим управление частотой АГ по схеме Клаппа (см. рис. 19.5, а). Схема включения варикапа в контур (см. рис. 19.5, б) позволяет найти связь между АСК и АСВ:
^=(l+A^Vl+AP2^r’-l.	(19.17)
где 1/CKZ = 1/С1+1/С2+1/СзЛ; р1 = С0/(С3,,+С0) - коэффициент включения Со; р2=Ск'/(Ск'+Сз"+С0) —коэффициент включения варикапа. После разложения (19.17) в ряд вида (19.14) находим коэффициенты
a2i=PiP2; a22=—pi2p2(l—p2).	(19.18)
Теперь СМХ перестраиваемого по частоте АГ (см. рис. 19.5, а) определена полностью. Из (19.15) находим ее крутизну Si и коэффициент S2, учитывающий нелинейность СМХ:
pip2/4; S2=Si[3/4—pi(l—р2/4)/2].	(19.19)
Требования к характеристикам АГ с ЧМ являются во многом противоречивыми. Так, чем больше девиация частоты, тем хуже линейность СМХ и выше уровень ПАМ. В каждом конкретном случае должны быть установлены приоритетные требования. Управляемые АГ в радиорелейных линиях связи должен обладать высокой линейностью СМХ, поэтому схема связи УЧ с контуром АГ должна выбираться таким образом, чтобы обеспечить наименьшие коэффициенты S2 и S3. Если АГ
с ЧМ используется в системе автоматической подстройки частоты, то высокая линейность СМХ не нужна, а главным требованием является широкий диапазон перестройки частоты.
Максимальный диапазон перестройки для схемы АГ на рис. 19.5 найдем при следующих допущениях. Кривизну СМХ не учитываем, полагая
A(o/(Oo=SiA£'/ (ср—Ео).	(19.20)
Средняя частота АГ о>0 при изменении коэффициента включения варикапа в контур р2 должна оставаться постоянной. Для выполнения последнего условия следует общую емкость контура АГ Ск0 поддерживать неизменной:
Ско=Ск,(Сз,,+Со)/(Ск/+Сз"+Со) =
= С0Р2/Р1 = const.	(19.21)
Это означает, что коэффициент pi должен меняться одновременно с р2 в соответствии с (19.21). Для этого случая СМХ может быть получена из (19.20) с учетом (19.19) и (19.21):
А<°__	1 Со АС
<о0	4 Ско ф Со
(19.22)
Максимальный диапазон перестройки находится при подстановке (19.9), (19.12), (19.19) и (19.21) в (19.20). Если А£= ===А£тах, ТО
А СО тах Шо
1 Со 9 0,5 | ип тах | p2Uк
2 Ско	2ф +1 тах |
(19.23)
где UK=U/p2 — полное напряжение на контуре АГ.
На рис. 19.8 показана СМХ (19.22) при различных коэффи
Рис. 19.8. Статические модуляционные характеристики АГ с варикацом
циентах включения варикапа в контур р2. Граница максимальной девиации частоты, рассчитанная в соответствии с (19.23), отмечена штриховой линией.
Как видно из рис. 19.8, с увеличением р2 девиация частоты сначала растет, а затем падает. Наибольшая девиация Д(Отах= =Д(Оопт достигается выбором оптимального коэффициента варикапа р2опт. Значение р2опт находится из (19.22) при условии 4/Д(0тах/dp2~0'
f I max |/3£7к При | ZZn max |
?2опт= ,	ппи|„	(19.24)
Подставляя (19.24) в (19.22), находим максимально возможную девиацию частоты ДсоОПт/соо АГ с варикапом:
ДСОрпт СОо
г _1_ Со______________1
I 12 Ск0 1 + 2ф/| ип max j
I___	9,5 С7к/| тах |
I Ско 1 + 2ф/1 ип тах |
jw)2 при
при I иптах |>3Z7
Из полученных выражений следует, что большую девиацию частоты соо можно получить в маломощных АГ. Для расширения пределов изменения частоты при ЧМ, т. е. увеличения С0/Ск0, следует выбирать варикап, у которого емкость в рабочей точке Со достаточно велика.
Рассмотрим управление частотой кварцевого АГ. В качестве примера выбираем схему АГ с кварцем в контуре (см. рис. 19.6, а). Варикап, эквивалентный емкости С3=СВ, включается в контур АГ последовательно с индуктивностью L3 и кварцевым резонатором (КР). Автогенератор может работать как на основной гармонике, так и на механических гармониках КР. В последнем случае контур кварцевого автогенератора настраивают на частоту выбранной гармоники.
Эквивалентная схема контура кварцевого АГ с варикапом изображена на рис. 19.6, б. Частота колебаний АГ с кварцем в контуре близка к частоте последовательного резонанса кварца сокв, поэтому емкостью Сокв можно пренебречь. Эквивалентная схема контура АГ с варикапом значительно упрощается: LK= =ЬКв+Ьз, 1/Ск'—1/СКв+l/Gi+1/Сг. Учитывая, что емкость кварца Скв много меньше других емкостей контура, считаем, что Ск'~СКв. Таким образом, эквивалентная схема контура кварцевого АГ может рассматриваться как частный случай эквивалентной схемы контура транзисторного АГ (см. рис. 19.5,6). Расчет СМХ для транзисторного АГ по схеме Клаппа может быть использован при анализе ЧМ кварцевого АГ. В этом случае коэффициенты включения
А=1 и Р^с^сГ^
(19.25)
Подставляя (19.28) в (19.19), находим коэффициенты СМ.Х кварцевого генератора с варикапом: Sj=—Pzl4=—СКВ/4СО-, ^2=Si[3/4—(14-Si)/2]. Емкость Скв, характеризующая упругие свойства кварцевой пластины, обычно достигает величины О, 1 ... 0,01 пФ, в то время как среднее значение емкости варикапа Со колеблется в пределах от десятка до сотен пикофарад. В результате отношение Скв/С0=(1 ...4)40~3 и крутизна СМХ АГ с кварцем в контуре оказывается незначительной.
Максимальный диапазон перестройки частоты кварцевого АГ определяем из (19.23), полагая Ско«Скв и учитывая выражение (19.28):
Аортах __ _0 5 ^кв 0*5 । тах 1	(19 261
о>о	Со 2ф + | Un тах |
Максимальный диапазон перестройки АГ может быть оценен с помощью (19.26), если положить Скв/С0= (1 ... 4) 40-3, а величиной 2<р по сравнению с |цПтах| пренебречь: А© тах/0>о — = (0, 2... 1)-10-3.
19.5.	ФАЗОВЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Фазовые модуляторы (см. рис. 19.1, в) широко используются в системах УКВ связи, телевизионных передатчиках СВЧ, в передатчиках РЛС для формирования радиосигналов ЧМ, ФМ и ФМн при высоких требованиях к стабильности частоты несущего колебания. Кроме того, фазовые модуляторы применяются для управления диаграммами направленности ФАР.
В идеальном случае фазовый модулятор обеспечивает линейную зависимость девиации фазы Дф от управляющего напряжения при постоянстве амплитуды ФМ колебаний на выходе модулятора и отсутствие паразитной амплитудной модуляции (ПАМ).
Существует значительное число принципов и схем для получения ФМ. В радиопередающих устройствах часто применяются схемы, приведенные на рис. 19.9, а и 19.10, а. В основе обеих схем — фазовращатели на резонансных контурах. В контуры введены варикапы (В), емкости которых меняются модулирующим напряжением. Это приводит к расстройке контуров относительно частоты fo колебаний, генерируемых возбудителем. Расстройка контуров при постоянной рабочей частоте fQ сопровождается изменением фазы колебаний на выходе модулятора, т. е. появлением ФМ.
Модулятор, показанный на рис. 19.9, а, содержит два резонансных контура, включенных по Т-образной схеме (рис. 19.9, б). В этих контурах эквивалентные емкость Ci3 и индуктивность £2э изменяются с помощью варикапов Bi и В2 под действием модулирующего сигнала uQ, напряжение которого приклады-
Рис. 19.10. Фазовый модулятор с двумя резонансными контурами (а) и частотные характеристики фазовращателя с двумя резонансными контурами (б)
Рис. 19.9. Фазовый модулятор с двойным Т-мостом (а) и эквивалентная схема его колебательной системы (б)
вается через сопротивления к варикапам В2 и Bi соответственно. Сравнивая схемы рис. 19.9, а и б, находим
С1Э==С1+Св1;
/'^=1/Л2-Ш2С3/(1 +С3/Св2)‘	(19.27)
Фазовращатель, показанный на рис. 19.9, б, обладает следующими свойствами:
если контуры одинаковы и настроены в резонанс на частоту входного напряжения а сопротивление нагрузки равно при этом характеристическому сопротивлению контуров р= = УгЬ2э/С2== V	выходное напряжение оказывается
сдвинутым по фазе относительно входного на 180° и равно ему по амплитуде;
если одновременно пропорционально изменять С1Э и Ь2э в пределах до ±50% их значения при резонансе, то изменение фазы выходного напряжения достигнет ±90°;
входное сопротивление фазовращателя (см. рис. 19.9, б) при изменении С1Э и Ь2э остается активным, постоянным и равным Rh. Коэффициент передачи напряжения также остается постоянным, он равен 1.
Постоянство входного сопротивления фазовращателя и коэффициента передачи напряжения обеспечивает отсутствие ПАМ.
К сожалению, зависимость фазы от изменения С1э, Ь2э оказывается существенно нелинейной. К этому добавляется нелинейная зависимость С1Э и Ь2э от модулирующего напряжения £у. В результате близкую к линейной статическую модуляционную характеристику <p(ZTy) при отсутствии ПАМ удается получить при небольшой девиации фазы — порядка 10°. На практике требуется большая девиация фазы. Анализ схемы рис. 19.9, б показывает, что можно, уменьшив 7?н приблизительно до 0,4 р, получить частичную взаимную компенсацию нелинейности зависимостей ф(С1э, Ь2Э) и Ci3(Ev), L23(Ey) и достигнуть приемлемого уровня нелинейных искажений статической модуляционной характеристики (Кг в пределах единиц процентов) при девиации фазы до ±70°. При этом, однако, возникает ПАМ с глубиной около 70%. Для устранения ПАМ после модулятора приходится включать усилитель-ограничитель.
Попутно усилитель увеличивает амплитуду модулированного сигнала, которая значительно снижается из-за включения аттенюатора (резисторы Т?5, Re на рис. 19.9, а).
Аттенюатор необходим для обеспечения оптимального значения сопротивления нагрузки RH фазовращателя, на которое не должно заметно влиять возможное изменение входного сопротивления последующих цепей. Конденсаторы С4—С7 — разделительные.
При работе на частотах порядка десятков мегагерц типичное значение напряжения смещения Ео, задающее начальную емкость варикапов, выбирается в пределах 1,5... 2,5 В, а амплитуда модулирующего напряжения — около 1 В. Напряжение несущей на входе модулятора устанавливается порядка долей вольта.
На рис. 19.10, а показан модулятор на основе квазиполино-миального фильтра, состоящего из пары связанных контуров. Такой модулятор предназначен для работы на частотах нижней части СВЧ диапазона порядка сотен мегагерц.
Емкость каждого контура складывается из емкости варикапа и последовательно включенного с ним конденсатора, который может использоваться для подстройки контура. В качестве
контурной индуктивности использован заземленный на одном конце и разомкнутый — на другом отрезок полосковой линии длиной меньше четверти волны.
Параметры схемы можно подобрать так, чтобы при изменении фазы Аф примерно на ±60° амплитуда напряжения на нагрузке изменялась незначительно, в пределах единиц процентов (рис. 19.10,6).
Глава 2 0. ПЕРЕДАТЧИКИ ДЛЯ РАБОТЫ С ФАЗИРОВАННЫМИ АНТЕННЫМИ РЕШЕТКАМИ
20.1. СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В ПРОСТРАНСТВЕ
Излучение и прием сигналов с помощью фазированных антенных решеток (ФАР) находят в настоящее время все более широкое применение. Благодаря использованию электронно-управляемых фазовращателей и переключателей в радиосистеме с ФАР можно быстро и с высокой точностью менять форму и положение диаграммы направленности (ДН), выбирать и сопровождать одновременно несколько целей и решать ряд тактико-технических задач. С помощью ФАР происходит эффективное сложение в пространстве мощностей от многих генераторов высокой частоты. Число излучающих элементов и каналов, входящих в ФАР, может достигать десятков тысяч. Радиопередающие устройства, в которых формируются сигналы для ФАР, значительно сложнее, чем обычные передатчики. Но в радиосистемах с ФАР появляется возможность излучать в заданном направлении весьма большую мощность, недостижимую в одноканальном передатчике, кроме того, использование остронаправленных сканирующих антенных решеток позволяет ослабить взаимное влияние одновременно работающих радиоэлектронных средств, т. е. улучшить их электромагнитную совместимость.
Фазированная антенная решетка представляет собой совокупность распределенных по поверхности антенны излучающих элементов, сигналы на выходах которых согласованы по фазе таким образом, чтобы их мощности складывались в заданном направлении пространства. В каждом из каналов ФАР имеется фазовращатель, управляемый от ЭВМ. Различают пассивные ФАР, в которых излучатели не содержат активных элементов— усилителей или автогенераторов, а передатчик имеет
единый возбудитель и многоканальный усилитель мощности, и активные ФАР (АФАР), где в каждом канале имеется собственный усилитель или автогенератор СВЧ, а система управления обеспечивает синхронную работу всего ансамбля.
Используются ФАР с различными конфигурациями излучающей поверхности и расположением на ней излучающих модулей. Рассмотрим плоскую ФАР с излучателями, расположенными в узлах декартовой координатной сетки.
Излучающие элементы ФАР размещены по плоскости апертуры равномерно (рис. 20.1) в узлах прямоугольной сетки т\п с расстоянием между элементами Ц и 12 соответственно. Заданное направление излучения характеризуется углами а и р по отношению к осям симметрии ФАР. Чтобы создать в направлении вектора М плоский фронт неискаженной волны, необходимо в произвольном излучателе с номером i, j скомпенсировать, пространственное запаздывание на время
AZo-= (iZiCOsa+jZ2cos р)/с, Z=l, 2, ..., m; /=1, 2,..., n, (20.1}
где c=3-108 м/с — скорость света.
Пусть, например, в направлении М надо сформировать сигнал u(t) = U cos(co0Z+®(0), где O(Z)—закон модуляции фазы. Такой сигнал на фронте волны в пространстве будет иметь место, если элемент ФАР с номером i, j излучает сигнал
= [70cos[co0 (Z—AZJ +Ф (Z—AZJ ]=
= [70cos[cD0^+O(0+A(piJ(Z)]i
Из полученного выражения следует, что сигнал должен быть пропущен через линию задержки с запаздыванием на время или через фазовращатель, вносящий сдвиг фазы
Л<Ы0= —	А^)— Ф(0-	(20.2)
В тех случаях, когда полоса сигнала и апертура ФАР небольшие, так что пространственное запаздывание медленно
Рис. 20.2. Схема устройства регулируемой временной задержки
Рис. 20.1. Схема плоской фазированной антенной решетки
меняющихся амплитуды и фазы не сказывается на форме спектра сигнала, разность двух последних слагаемых в (20.2) мала: |Ф(0—Ф(/—А^)|<^1. При этом для установки луча ФАР в заданное положение достаточно в произвольном ij-м канале иметь фазовый сдвиг
Дфъ-« —со0Д^.	(20.3)
Для широкополосных сигналов при крупноапертурной ФАР необходимо не только проводить фазирование на несущей частоте (первое слагаемое в (20.2)), но и менять фазовый сдвиг синхронно с изменением мгновенной частоты излучаемого сигнала.
В соответствии с приведенными соотношениями качание луча ФАР происходит за счет изменения временной задержки на Atij или управляемого фазового сдвига, устанавливаемого в тракте питания каждого излучателя. Команды, управляющие устройствами задержки или фазовращателями, вырабатываются в ЭВМ, действующей по определенной программе.
Иногда используется также частотный метод сканирования, когда для управления положением ДН изменяется несущая частота (О0-
Дискретное устройство временной задержки выполняется обычно по принципу коммутации отрезков линий передачи различной длины (рис. 20.2). В СВЧ переключателях применяются р—i—п-диоды, управляемые циркуляторы и др. В устройствах временной задержки предъявляются высокие требования к постоянству модуля коэффициента передачи при различных задержках, точности времени запаздывания, дисперсии в трактах передачи, стабильности задержки в диапазоне температур и др.
Управляемые фазовращатели реализуют на ЛБВ, на основе варакторных диодов, в виде дискретных переключателей из реактивных элементов и др.
Чаще они проще устройств временной задержки, но необходимость учета и исключения целого числа периодов несущей частоты (например, в ЛБВ), во-первых, требует усложнения программы управляющей ЭВМ, во-вторых, может приводить к искажению сигнала на фронте волны при большой скорости передачи информации.
Для упрощения систем управления многоэлементной ФАР последнюю иногда разбивают на подрешетки (рис. 20.3), диаграмма направленности которых играет роль ДН элемента в обычной ФАР. Такое разбиение позволяет точнее выполнить требуемый временной сдвиг (20.1), так как в устройствах временной задержки т можно реализовать дискретную задержку на целое число периодов, а плавные фазовращатели ф устанавливают точное значение требуемого фазового сдвига.
С точки зрения широкополосного сигнала антенную решетку можно представить частотно-зависимым четырехполюсни-
Рис. 20.3. Принцип разбиения большой фазированной антенной решетки на несколько подрешеток
ком, вносящим амплитудные и фазовые искажения во входной сигнал. Полоса пропускания ФАР в целом меньше, чем полоса пропускания одного канала. Ее можно оценить, потребовав смещения главного лепестка луча ФАР в процессе частотной модуляции не более чем на половину его ширины 0ГЛ. Если сдвиг фазы в фазовращателях не зависит от частоты, то полоса ФАР определяется соотношением Af/f &K/2L sin 0ГЛ, где Л — длина волны несущего колебания; L — размер раскрыва в плоскости, проходящей через нормаль к раскрыву и вектор М.
20.2. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ПЕРЕДАТЧИКОВ С ФАЗИРОВАННЫМИ АНТЕННЫМИ РЕШЕТКАМИ
К радиопередающим устройствам с ФАР предъявляются два основных требования, являющиеся зачастую противоречивыми: возможность быстрого электронного управления положением ДН и создание большой мощности в пространстве в направлении излучения.
Способы реализации первого требования кратко обсуждались в § 20.1. Для получения заданной суммарной мощности можно применить одноканальный возбудитель, мощность которого разветвляется с помощью делителей мощности и через устройства управления задержкой в каждом канале подается на излучатели ФАР (рис. 20.3). На выходе передатчика необходимо развить мощность, превышающую суммарную излучаемую из-за потерь в устройствах задержки и разветвления.
Избежать применения мощного возбудителя можно в передатчике с модульным построением выходных каскадов устройств формирования с усилителями мощности в каждом канале (рис. 20.4, а). Можно также использовать активную антенную решетку с фазированными АГ, расположенными непосредственно на раскрыве ФАР (рис. 20.4,6). Передатчики типа изображенных на рис. 20.4, а более громоздки, требуют раз-
Рис. 20.4. Структура выходных каскадов передатчика для ФАР с канальными усилителями мощности (а) и фазированными автогенераторами (б)
дельных элементов для усиления мощности и управления задержкой, в них трудно разместить усилительные модули непосредственно на раскрыве антенны. Основное их достоинство — возможность суммировать сверхвысокие мощности в пространстве и управлять задержкой в каналах при малой мощности.
Передатчики с АГ в раскрыве (рис. 20.4, б) проще по конструкции, чем с усилителями. В качестве активных элементов могут использоваться электронные приборы магнетронного типа, диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды и др. Существенное преимущество подобных устройств состоит в том, что большинство активных элементов СВЧ наиболее эффективно работают именно в автоколебательном режиме. Упрощает конструкцию передатчиков с автоколебательными ФАР то, что роль элементов фазирования играют взаимные связи излучающих элементов решетки через их общее поле излучения. При большом числе каналов суммарная излучаемая мощность на несколько порядков превышает предельную мощность отдельного генераторного прибора. Каждый автоколебательный модуль может содержать несколько АЭ или представлять ансамбль взаимно синхронизированных АГ, работающих на один общий излучатель. Это позволяет поднять излучаемую мощность еще на порядок.
Основная проблема в передатчиках с автоколебательными ФАР—это обеспечение фазирования, т. е. синхронности работы ансамбля АГ и управления фазовыми сдвигами в соответствии с заданными условиями работы ФАР. Известно, что в синхронизированных АГ фазовые соотношения можно менять с помощью перестройки или частоты синхросигнала или собственной частоты колебательной системы АГ. В первом случае частота излучаемого сигнала будет меняться, что нежелательно, во втором — оставаться постоянной и равной частоте синхронизирующего сигнала.
Обычно электронная перестройка резонансной системы в АГ осуществляется управляемыми емкостными элементами, варикапами. Системы фазирования передатчиков с автоколебатель
ными ФАР можно дополнить или полностью заменить управляемыми фазовращателями, 'которые, как уже отмечалось, широко используются в передатчиках с ФАР на усилителях. Таким образом, передатчики с автоколебательными ФАР обладают большими функциональными возможностями с точки зрения управления ДН.
Синхронизирующий сигнал при автоколебательной ФАР может быть тем меньше, чем уже необходимая полоса синхронизма АГ. В свою очередь, чем меньше полоса синхронизма, тем больше крутизна управления по фазе АГ. Таким образом, с точки зрения повышения эффективности управления ДН и коэффициента усиления системы необходимо стремиться к сужению полос синхронизма АГ. В то же время полосы синхронизма должны быть достаточно широкими, чтобы система нормально работала в условиях всегда существующего разброса собственных частот колебательных систем АГ, вызванного не-идентичностью их параметров, нестабильностью питания, температуры и т. д.
В ряде случаев предъявляются жесткие требования к стабильности фазы несущего колебания радиосистемы. При этом в условиях воздействия на тракты ФАР дестабилизирующих факторов оказывается целесообразным использовать системы автоматической подстройки фазового набега (АПФ).
В кольцо автоподстройки (рис. 20.5) входят направленный ответвитель (НО), фазовый детектор (ФД), фильтр нижних частот (ФНЧ) и управляемый фазовращатель ср. Если обозначить через b коэффициент усиления по постоянному току в ФНЧ, F/ — крутизну фазовой характеристики ФД, Зф— крутизну модуляционной характеристики фазовращателя с УМ, то медленные нестабильности фазового набега в УМ уменьшатся из-за действия кольца АПФ в М=1+&ГФ'3Ф раз. Выбирая частотную характеристику ФНЧ, можно добиться эффективного подавления наиболее опасных внутренних помех и иметь достаточный запас устойчивости системы АПФ.
Специфическим требованием к передатчикам с ФАР является необходимость формировать радиосигнал с заданными параметрами (точностью, внеполосным излучением и др.) не на выходе мощного каскада, а в нужном направлении пространства. Поэтому усложняется управление колебаниями в каждом из каналов, надо предусматривать коррекцию межканальных искажений и связей. При выборе структуры передат-
Рис. 20.5. Структурная схема системы автоподстройки нестабильности межканального фазового кабега
чика следует рассматривать передатчик с ФАР как единое устройство с модуляторами в возбудителе и в каждом из каналов. Управление таким передатчиком и модуляция в его узлах, как правило, осуществляются с помощью цифрового процессора.
Глава 21. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТ В ВОЗБУДИТЕЛЯХ ПЕРЕДАТЧИКОВ. СИСТЕМЫ ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ
.21.1. ТРЕБОВАНИЯ К ВОЗБУДИТЕЛЯМ И СИНТЕЗАТОРАМ ЧАСТОТ
Требования к основным характеристикам передатчика — выходной мощности, КПД, ширине диапазона рабочих частот, стабильности несущей частоты, частоте спектра выходного колебания — чрезвычайно высоки и обычно противоречивы. Поэтому стремятся распределить различные его функции по отдельным блокам и каскадам.
Точность радиосистем связана в первую очередь со стабильностью частоты и фазы используемых сигналов. Генерирование высокостабильных первичных колебаний, задающих временной масштаб работы системы, происходит в специальном устройстве — возбудителе передатчика. Иногда в возбудителе осуществляют также модуляцию определенных параметров колебания, т. е. формируют радиосигнал.
Построить возбудитель с высокими характеристиками трудно, если требовать плавной (непрерывной) перестройки рабочей частоты fp в широком диапазоне. Поэтому в качестве возбудителей все чаще используют синтезаторы частот (СЧ), т. е. устройства, создающие колебания дискретной шкалы частот, синтезируемой из колебаний лишь нескольких или даже одного эталонного генератора (ЭГ) с прецизионной стабильностью эталонной частоты f3. В качестве эталонного обычно применяют кварцевый АГ, а в наиболее ответственных случаях используют квантовые стандарты частоты, нестабильность которых 8f3/f3 не хуже 10~10... 10~12.
Если интервал между соседними частотами Fc дискретного множества частот (ДМЧ) достаточно мал, то различие между непрерывной и дискретной перестройками рабочей частоты fp
стирается. При высокой точности и стабильности настройки быстрый переход с одной частоты на другую осуществляют переключением наборного устройства или командами телеуправления.
Синтезаторы частот применяют также в качестве гетеродинов радиоприемных устройств, в измерительных приборах как источники сигналов с различными видами модуляции, в радиотехнических системах с частотным управлением и др.
Для оценки свойств СЧ важны следующие параметры:
диапазон рабочих частот fmin . . . fmax. Находят применение СЧ как с малым, так и с большим перекрытием по частоте;
шаг дискретной сетки Fc или объем рабочих частот М= 1 + + (fmax—Для разных задач строят СЧ с объемом N= = 10... 105 и более, при этом Fc бывает от долей герца до десятков килогерц;
относительная долговременная нестабильность рабочей частоты 6fp/fp. В простых СЧ, использующих в ЭГ недорогие кварцевые резонаторы, 6fP/fP<10~5... 10~6, в наиболее совершенных СЧ на базе квантовых стандартов частоты нестабильность 6Ш<Ю-9...1О-12;
коэффициент подавления побочных колебаний D = 101gPp/P„, характеризующий отношение мощности Рр рабочего колебания к мощности Рп побочного на выходе СЧ. Побочные колебания могут иметь сплошной спектр (например, тепловой шум) или дискретный за счет фона сетевого напряжения, эффектов импульсного квантования в цифровых устройствах СЧ и т. д. По действующим нормам £>>40... 60 дБ, а в отдельных случаях требуется £>>100 дБ. При малом шаге сетки £с такие высокие требования особенно трудно выполнить для частот, соседних с рабочей;
время перехода /Пер с одной рабочей частоты на другую. Эта характеристика СЧ важна для быстродействующих устройств с ДМЧ, а также систем, использующих весь объем N рабочих частот СЧ (или его часть) в качестве множества мгновенных значений текущей частоты широкополосного ЧМ сигнала;
мощность Рр колебаний на выходе СЧ. Она обычно не превышает 1 ... 10 мВт, поскольку удовлетворить другим перечисленным требованиям гораздо легче на низком уровне мощности. Усиление мощности производят в последующих каскадах передатчика.
Если нужно сформировать радиосигнал в самом СЧ, то задают условия на тип и параметры модуляции в СЧ. Кроме того, имеются требования эксплуатационного, технологического порядка и ряд других.
Для генерации колебаний дискретной шкалы частот с прецизионной стабильностью используют различные способы и схемы. Наиболее распространены СЧ прямого и непрямого синтеза.
В синтезаторах прямого синтеза выходное колебание формируют непосредственно из эталонного, отделяя нужную компоненту преобразованного колебания от остальных узкополосными фильтрами.
В синтезаторах непрямого синтеза выходной сигнал вырабатывается самостоятельно в перестраиваемом по частоте генераторе (ПГ), текущая частота которого непрерывно сравнивается с эталонной f3 (или другой частотой, получаемой из /э в датчике опорных частот ДОЧ) с помощью системы частотной (ЧАП) или фазовой (ФАП) автоподстройки частоты.
21.2.	МЕТОД ПРЯМОГО СИНТЕЗА ЧАСТОТ
Под прямым синтезом выходного сигнала СЧ понимают преобразование колебаний стабильной частоты f3 с помощью простейших операций умножения, деления и суммирования частоты. Комбинируя действия умножения в т раз и деления в п раз (т и п — целые числа), сложения и вычитания, можно получить комбинационные колебания с частотами mf3, f3/n, mf3/n, (mi/ni±m2/n2) f3 и другие более сложные сочетания. Если тип — строго постоянные числа, то нестабильность 6fp/fp при прямом синтезе сохранена равной нестабильности 6f3/f3. Однако на практике перечисленные операции выполняются неточно.
Рассмотрим простейший пример прямого синтеза сетки опорных частот из колебания ЭГ, используя лишь умножение его частоты высокого порядка т=1О...1ОО (рис. 21.1). Нелинейный преобразователь — генератор гармоник ГГ — формирует из синусоидального колебания ЭГ u3(t) последовательность коротких импульсов Игг (0 (рис. 21.2, а) с эталонным периодом повторения T3=l/f3. Если длительность импульсов Ти<СГэ, то их спектр (рис. 21.2,6) богат гармониками. С помощью селектора гармоник СГ (узкополосного перестраиваемого фильтра) выделяют из дискретного спектра нужную гармонику с частотой mf3. Основная погрешность при т^>1 возникает из-за того, что напряжение на выходе СГ создается не только током выбранной гармоники, но и токами соседних гармоник, попадающих в полосу пропускания фильтра. На временной диаграмме Нсг(0 это проявляется в пульсации огибающей с периодом T3 = l/f& (см. рис. 21.2, а).
При перестройке фильтра СГ в широком диапазоне с одной выбранной гармоники на другую трудно получить узкую полосу пропускания, необходимую для подавления соседних гармоник. Реализация узкополосных высокочастотных перестраиваемых
Рис. 21.1. Структурная схема датчика опорных частот с умножителем частоты высокого порядка
А
*9
ГГ
*гг
СГ
«СГ

Рис. 21.2. Временные (а) и спектральные (б) характеристики процессов при формировании сигнала опорной частоты
фильтров сложна. Обычно прибегают к двойному преобразованию частоты (схема с вычитанием ошибки) либо используют высокие фильтрующие свойства синхронизированного автогенератора. Чаще всего его синхронизируют с помощью кольца фазовой автоподстройки. Применяют для подавления побочных колебаний также и системы частотной автоподстройки. Предварительный выбор заданной гармоники осуществляют простейшим фильтром в СГ, одновременно настраивая на нее ПГ в кольце ЧАП или ФАП.
В СГ по схеме с вычитанием ошибки (рис. 21.3) в смесителе CMi частоты всех составляющих спектра ГГ понижаются на частоту freT вспомогательного гетеродина Г. Подбором /гет выбранную частоту mf3—/гет совмещают с центральной частотой /ф узкополосного неперестраиваемого фильтра ФУ (например, кварцевого). На выходе смесителя СМ2 сигнал с суммарной частотой mf3—/гет+/гет=7п/э отделяется от остальных комбинаций перестраиваемым фильтром Ф. Частота f гет исключается, 1я гармоника mf3. Соседние гармоники (слева и справа от mfd на рис. 21.2, б) на выходе г ~ СМ2 резко подавлены в ФУ, поэтому требования к Ф значительно облегчены. Медлен-
И
Ф
Рис. 21.3. Структурная схема селектора гармоник с двойным преобразованием частоты
21.4. Совмещение сеток частот с различным шагом
ные уходы /гет не влияют на частоту сигнала mfQ, они лишь определяют минимальную полосу пропускания ФУ.
С помощью описанной выше единственной операции умножения трудно получить густую сетку большого объема. Один из путей прямого синтеза состоит в последовательном совмещении сеток частот с заданным шагом Fc, Их создают в группе из М умножителей, работающих от общего ЭГ с частотой f3=/7c (рис. 21.4). Пусть каждая из опорных частот fi, f2... fw в датчиках опорных частот ДОЧ1—ДОЧм, построенных по схеме рис. 21.1, может принимать I значений. После смесителя CMt (см. рис. 21.4) и фильтра Фь используя только суммарные комбинации первого порядка, имеем /2 частот; после СМ2 и Ф2 получаем /3 частот и т. д. На выходе СЧ частота fp может принимать Iм значений. Если взять /=9, а опорные частоты fK= = 10ft“7i, где k=2, 3,..., М, то значения fp заполнят множество из 9м частот, расположенных в десятичной системе записи, т. е. получим удобный для практики декадный СЧ.
Однако применять в качестве декадного СЧ описанную схему невыгодно, так как перестраиваемые фильтры Ф1—Фм получаются разными и работают в тяжелых условиях — в широком диапазоне частот и с весьма узкой полосой, определяемой шагом десятичной сетки, т. е. минимальным значением частоты f3=Fc.
Декадные СЧ строят исходя из различных принципов, однако всегда стремятся реализовать в них идентичные декады для упрощения конструкции. Такие декады можно применить и в рассмотренной схеме (рис. 21.4), включив на выходе каждого из идентичных перестраиваемых фильтров Ф1—Фм-i делитель частоты на 10. При этом все ДОЧ также идентичны и вырабатывают по десять одинаковых опорных частот, выбираемых десятипозиционным переключателем (например, при Л4=3 можно взять в ДОЧ1 и ДОЧ3 декаду /оч=90, 100, 110,..., 180 кГц при =10 кГц, а декаду частот ДОЧ2 нужно сместить на один шаг вверх, т. е. взять в нем /оч =100, 110,..., 190 кГц и вклю-
Рис. 21.5. Структурная схема декадного синтезатора
чить на выходе ДОЧ2 делитель частоты на 10). В таком СЧ при М=3 частота fp принимает значения от 100 до 199,9 кГц с шагом F =100 Гц (рис. 21.5), т. е. объем рабочих частот синтезатора N== = 1000.
Кроме описанных возмож
ны и другие методы построения СЧ прямого синтеза, но все они требуют перестраиваемых фильтров и отличаются сложностью реализации сетки большого объема с мелким шагом.
21.3.	ТЕОРИЯ частотной автоподстроики ЧАСТОТЫ
Структурная схема простейшего устройства ЧАП приведена на рис. 21.6. Здесь объектом регулирования является подстраиваемый автогенератор (ПГ), а в качестве регулируемой величины служит его текущая частота сог(О- Колебания ПГ поступают к частотному дискриминатору (ЧД), в котором частота сог(£) сравнивается с эталонной соэ. При отклонении сог(О от соэ на выходе ЧД вырабатывается сигнал ошибки, например, в форме напряжения постоянного тока ед(^). Его величина пропорциональна рассогласованию частот сог(О и соэ, а полярность соответствует знаку этого рассогласования.
Для придания системе желаемых динамических и фильтрующих свойств в цепи управления (ЦУ) используют простейшие /?С-фильтры нижних частот. Сигнал ошибки, пройдя ФНЧ в ЦУ, поступает на вход управителя частоты (УЧ). Под действием управляющего напряжения ey(t) управитель вносит в
УД
Рис. 21.6. Структурная схема частотной автоподстройки частоты
Рис. 21.7. Характеристика частотного дискриминатора с расстроенными контурами
контур ПГ корректирующую расстройку Дсо(О, которая, добавляясь к собственной частоте свободного ПГ сэСв, стремится уменьшить текущее отклонение сог(^) от соэ.
Чтобы описать работу ЧАП, нужны выражения характеристик элементов, образующих ее схему.
Дискриминационная характеристика ЧД. Дискриминационная характеристика ЧД представляет зависимость выходного напряжения ед от отклонения текущей частоты со(^) поступающих на его вход колебаний относительно эталонной:
ед=ЕдФ (со—соэ),	(21.1)
где £д — наибольшее значение ед, а безразмерная характеристика Ф(со—соэ) нормирована к единице.
В большинстве схем ЧД используют резонансные свойства колебательных контуров. Простейший ЧД содержит два резонатора, собственные частоты которых расстроены симметрично по отношению к центральной сод, которая и играет роль эталонной, т. е. соэ=сод. Подав входной сигнал одновременно на оба резонатора, получим в них колебания, амплитуда которых в установившемся режиме меняется от частоты сигнала со в соответствии с резонансными кривыми резонаторов. Если затем продетектировать раздельно каждое из колебаний с помощью амплитудных детекторов, а продетектированные напряжения вычесть, то получится характеристика ЧД (рис. 21.7). Конкретный вид функции Ф (со—соэ) определяется полосой пропускания резонаторов и величиной их взаимной расстройки.
Для центрального участка характеристики ЧД пригодна линейная аппроксимация
ед~5д(со—соэ).	(21.2)
Из сопоставления (21.1) и (21.2) видно, что крутизна размерной характеристики
5Д=£ДФ/,	(21.3)
где Ф/ — крутизна нормированной характеристики при со = соэ.
Поскольку напряжение на резонаторах ЧД зависит от уровня входного сигнала, то при изменении последнего меняется значение Ед, т. е. крутизна 5Д. Кроме того, функция (21.1) верна лишь при квазистатическом изменении частоты со(^), т. е. в предположении, что наибольшая скорость изменения частоты сигнала много меньше постоянных времени резонаторов ЧД и блокировочных элементов, присутствующих в нагрузке амплитудных детекторов.
Без термостатирования резонаторов нестабильность 6сод/сод= = б(оэ/соэ= Ю-3, т. е. весьма значительна. Точность АПЧ возрастает, если ввести в кольцо ЧАП квантовый или кварцевый генератор КГ с частотой сокв и использовать смеситель, выделяя промежуточную частоту (i)np=(o—сокв и сравнивая ее с сод. Те
перь соэ=(Од+сокв, поэтому, выбрав сокв/сод^Ю2... 103, резко уменьшим вклад 6(од/(од в общую нестабильность бшэ/соэ. Используя вместо одной фиксированной частоты сокв дискретное множество, получим автоподстройку ПГ по сетке эталонных частот.
Помимо ЧД с резонаторами нашли применение схемы с прецизионной линией задержки сигнала на время т3 и фазовым детектором, преобразующим фазовый набег в линии ф=т3со в напряжение ошибки ел.
Общей чертой большинства ЧД является наличие в дискриминационной характеристике падающих участков, ограничивающих ее полезный раствор.
Модуляционная характеристика управителя частоты. Модуляционная характеристика управителя частоты дает зависимость корректирующей расстройки Дсо, вносимой в контур ПГ, от управляющего напряжения еу, поступающего на вход управителя. Обычно применяют электронное управление частотой, подключая параллельно контур ПГ реактивную проводимость, величина которой зависит от приложенного к ней постоянного напряжения еу (например, емкость р—n-перехода, реактивную проводимость зазора в отражательном клистроне и т. п.). При правильно выбранном режиме управителя и ПГ изменение еу приводит лишь к отклонению текущей частоты колебаний сог от собственой частоты сосв свободного ПГ, а изменения амплитуды колебаний ПГ оказываются не очень значительными и для простоты их можно не учитывать.
Размах реальной модуляционной характеристики обычно ограничен, и зависимость Дсо(еу) —в общем случае нелинейная, однако при небольших отклонениях частоты сог от сосв допустима линейная аппроксимация
Д(о = (йг—(0сВ^—Syey,	(21*4)
где —Sy — крутизна модуляционной характеристики при <ог= = СОсВ.
Операторный коэффициент передачи фильтра. Фильтр нижних частот, включаемый между ЧД и управителем частоты, играет роль корректирующего звена для придания системе необходимых динамических свойств. Кроме того, узкополосные ФНЧ используют для подавления помех, искажающих эталонный сигнал, например, в случае приема его из эфира или при автоподстройке ПГ по сетке эталонных частот, когда роль помехи играют колебания соседних частот сетки. Большим достоинством систем ЧАП и ФАП является возможность подавления этих помех не в высокочастотном тракте (до дискриминатора), а на низкой частоте в цепи управления с помощью простейших /?С-фильтров, например интегрирующего или пропорциональ-но-интегрирующего (рис. 21.8).
Свойства любого фильтра можно описать операторным ко-
Рис. 21.8. Схемы интегрирующего (б) фильтров
(а) и пропорционально-интегрирующего в цепи управления
эффициентом передачи k(p), связывающим мгновенные значения входного ед(0 и выходного e7(t) напряжений:
еу(0=^(р)ед(0.	(21.5)
Здесь оператор p=d/dt означает символ дифференцирования,, поэтому на соотношение (21.5) следует смотреть как на символическую запись дифференциального уравнения для сигналов на входе и выходе фильтра. Метод получения выражения k(p) для конкретной электрической схемы очень прост — полагая входную и выходную величины гармоническими функциями времени с частотой со, составляем по правилам теории электрических цепей выражение для комплексного коэффициента передачи &(/<о) исследуемого звена, а затем символ /со в этом выражении заменяем оператором p—d/dt.
Для интегрирующего фильтра
k{p) = \/(Tp+\),	(21.6)
где T=RC — постоянная времени фильтра. Для пропорцио-нально-интегрирующего фильтра операторный коэффициент передачи
k(p) = (qTp+l)/(Tp+l).	(21.7)
Здесь q—T\/T — отношение постоянных времени фильтра. Если сделать #=0, то из (21.7) получим (21.6). В случае q=l фильтр вырождается, его коэффициент передачи k(p) = l.
Иногда требуются фильтры с бесконечным значением коэффициента передачи на постоянном токе: £(0)=оо. Этому условию удовлетворяют идеальный интегратор k(p)=a/p и идеальный ПИФ k(p)=q-]-a/p. Оба эти фильтра можно приближенно реализовать с помощью операционных усилителей.
Дифференциальное уравнение ЧАП. Располагая выражениями характеристик основных элементов ЧАП — дискриминатора, управителя и фильтра, составим дифференциальное уравнение ЧАП, считая в (21.1) характеристику Ф(со—соэ) верной не только для медленных, но и для произвольных изменений со£0 во времени.
Текущая частота подстраиваемого генератора
(ог=== (Ocb“|“Ag) (ву),	(21.8)
где сосв — частота свободного ПГ при разомкнутом кольце ЧАП, а Дсо(ву) —корректирующая расстройка, вносимая управителем частоты. Ее зависимость от управляющего напряжения примем линейной в виде (21.4), а значения ey(t) и ед(/) свяжем операторным выражением (21.5). Подставив в (21.8) соотношения (21.4), (21.5) и (21.1), получим
(□г —; (Осв Syk (р) ЕдФ (сог (Оэ) •	(21.9)
Видим, что в замкнутой системе ЧАП текущая частота ПГ (ог(0 отличается от частоты соСв свободного ПГ на значение корректирующей расстройки, вырабатываемой дискриминатором через фильтр и управитель. Величину наибольшей расстройки Й=5УЕД выберем для нормировки безразмерных координат— текущего отклонения безразмерной частоты у=(сог— ,—соэ)/й и расстройки собственной частоты ПГ 7=((оСв—соэ)/й. Безразмерная запись уравнения ЧАП (21.9) очень проста:
у+к(р)Ф(у)=ч.	(21.10)
Для малых отклонений частоты ПГ взамен нелинейной характеристики ЧД (21.1) примем ее линейную аппроксимацию (21.2). Тогда от нелинейного дифференциального уравнения ЧАП (21.10) придем к линейному:
у+АЦр)у=ч,	(21.11)
где А = 5д3у — коэффициент регулирования линейной модели ЧАП.
Стационарные режимы ЧАП. Рассмотрим стационарный режим системы ЧАП, т. е. ее поведение в пределе при /->оо, когда затухнут переходные процессы, связанные с начальными условиями в момент включения /=0.
В задаче стабилизации частоты ПГ параметры эталонного сигнала неизменны: U3(t) =J73°=const, соэ (/) =соэо=const. Действие дестабилизирующих факторов примем квазистатиче-ским, т. е. сосв(0 ~со°св=const. При этом постоянны напряжения ед0 и еу° с выхода ЧД и на входе управителя, т. е. сог(оо) =сог°=const. Приняв, что фильтр в ЦУ пропускает постоянное напряжение без ослабления, т. е. &(0) = 1, получим из (21.10) уравнение стационарного режима ЧАП:
J/°+<W)=f.	(21.12)
Найдем отсюда зависимость остаточной расстройки yQ= (сог0— —соэ) /й от начальной у°= (со0Св—соэ) /й (регулировочную характеристику ЧАП). На рис. 21.9 построена левая часть выражения (21.12), а величина у0 выбрана так, что получаются три состояния стационарного режима ЧАП:	у2° и у$°. Сама за-
висимость у°(70), приведенная на рис. 21.10, получена поворотом графика 7° (у°) (рис. 21.9) на 90° и отображением относительно оси абсцисс. На этом рисунке штриховой линией показана ре-

Рис. 21.9. К построению регу- Рис. 21.10. Регулировочная характеристика лировочной характеристики	-ЧАД
ЧАП
гулировочная характеристика линеаризованной системы ЧАП:
у°=70/(1+Л),	(21.13)
построенная по (21.11) при &(0) = 1. В области небольших начальных расстроек при у°->0 она является асимптотой характеристики (21.12).
При больших начальных расстройках (y°^>1) напряжение с выхода ЧД падает, так как Ф(оо)->0. При этом согласно (21.12) роль асимптоты играет прямая у°=у°. Она соответствует разомкнутому кольцу ЧАП, поскольку остаточная расстройка yQ получается равной начальной у0.
Оценим подстраивающее действие ЧАП, используя линейный вариант уравнения стационарного режима (21.13). Как следует из него, исходная расстройка свободного ПГ у0 ослабляется в (l-f-A) раз. На практике легко получить большой коэффициент регулирования А = ЗдЗу(А^102 и выше), включив дополнительно усилитель постоянного тока в тракт сигнала ошибки.
Такая оценка, однако, верна лишь в центральной части характеристики г/0(у°) на рис. 21.10. При дальнейшем увеличении расстройки у0 линейная зависимость (21.13) должна быть заменена нелинейной (21.12), учитывающей падающие ветви характеристики Ф(у). Из графика г/°(у°) на рис. 21.10 видно, что может существовать более чем одно решение уравнения стационарного режима (21.12). Точка равновесия г/2° оказывается неустойчивой при любой схеме ФНЧ, а остаточная расстройка г/з° лишь чуть меньше начальной расстройки у0, т. е. здесь подстраивающее действие ЧАП выражено слабо. Поэтому стационарный режим г/1° соответствует области эффективной АПЧ, а режим г/з° — неэффективной. Границами этих двух областей
следует считать точки усхв и ууд, в них выполняется условие вертикальной касательной dyQ/d^=oo.
Область расстроек |7°|<7УД, внутри которой сохраняется (удерживается) режим эффективной АПЧ, называют полосой удержания. Расстройка 17°1=7схв на границе вхождения системы в область эффективной работы называется полосой схватывания (захвата) ЧАП.
Видим, что при 17°1<7схв возникает лишь один стационарный режим У1°«7°/(1+А) <С7°, а при 1у°1 >ууд существует только режим г/з°~7°- В диапазоне начальных расстроек уСхв< <17°1<7УД между полосой захвата и полосой удержания (заштрихованная область на рис. 21.10) возможны все три стационарных режима — f/i°, у2° и у3°. Точка равновесия у2° неустойчива, поэтому в заштрихованной области рис. 21.10 реализуются лишь верхняя или нижняя ветви регулировочной характеристики у°(у0).
Из-за наличия гистерезиса зону начальных расстроек между Усхв и 7УД нельзя считать рабочей. В этой зоне в зависимости от предыстории системы может установиться либо эффективный режим г/1°<Су0, либо неэффективный г/з°~7°- Поэтому рабочей является лишь область расстроек внутри полосы схватывания 17° | <Лсхв- Только в ней при любых начальных условиях в момент t=0 в системе возможен единственный режим t/i°.
Появление гистерезисной зоны ЧАП происходит независимо от вида оператора k(p) фильтра, лишь бы выполнялось условие &(0) = 1. Причиной гистерезиса служит наличие в характеристике Ф(у) падающих участков с отрицательной крутизной.
Параметры системы ЧАП влияют на величину полос захвата и удержания. Для увеличения точности работы ЧАП следует согласно (21.13) наращивать коэффициент регулирования А== = ЗдЗу насколько возможно, например, увеличивая крутизну характеристики ЧД 5Д. Однако при этом уменьшается ее раствор, т. е. расстояние на оси частот между максимумами («горбами»). Поэтому уменьшаются и относительные полосы захвата и удержания, связанные с наличием падающего участка в характеристике ЧД (см. рис. 21.9).
Таким образом, из-за нелинейности характеристики ЧД в системе ЧАП возникает противоречие между стремлением расширить область ее глобальной устойчивости и желанием получить высокие стабилизирующие свойства. Чтобы ослабить указанное противоречие, используют идеальный интегрирующий или пропорционально-интегрирующий фильтр. Для них коэффициент передачи ФНЧ на постоянном токе &(0)=оо и остаточная расстройка r/i°=0 независимо от значения 70, т. е. получаем «астатическую ЧАП» с нулевой погрешностью регулирования. На практике ошибка t/i°=#=0, что обусловлено нестабильностью положения нуля характеристики реального ЧД; поэтому астатическая ЧАП полностью не реализуется.
21.4.	ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И СВОЙСТВА СИСТЕМЫ ФАП
В основе фазовой синхронизации с помощью кольца ФАП лежит измерение текущей разности фаз колебаний подстраиваемого автогенератора и ЭГ с последующим использованием этой разности фаз в качестве сигнала ошибки для коррекции частоты и фазы ПГ.
В фазовом дискриминаторе (ФД) простейшей ФАП (рис. 21.11) текущая фаза <рг(0 колебаний ПГ сравнивается с фазой эталонного сигнала ф3(/) и вырабатывается напряжение ошибки ед(/), которое преобразуется цепью управления (ЦУ) в виде ФНЧ в управляющее напряжение еу(/), подаваемое на управитель частоты (УЧ). Подбор параметров ЦУ придает системе нужные фильтрующие и динамические свойства. Под действием управляющего напряжения в колебательный контур ПГ через УЧ вносится корректирующая частотная расстройка Дсо(/). Добавляясь к собственной частоте соСв свободного ПГ, она уменьшает текущее рассогласование фаз ф(/)=фг(/)—Фэ(0 колебаний ПГ и ЭГ. При монохроматическом эталонном сигнале возможен стационарный синхронный режим, когда на ФД устанавливается постоянная разность фаз ф°=const, за счет которой исходная расстройка собственной частоты ПГ относительно эталонной устраняется полностью.
Получим соотношения, описывающие работу ФАП. Примем напряжения u3(t) и ur(t) от ЭГ и ПГ на входах ФД близкими гармоническим, т. е. = [/3(/)cos фэ(/), ur(t) = UT(t) sin фг(0-Текущим фазам колебаний ЭГ и ПГ ф3(/) =co3/+v3(/), фг(0 = = co3/+vr(/) придадим для общности дальнейшего рассмотрения вариации v3(Z) и уг(0 относительно равномерно нарастающей эталонной фазы со3Л В виде модуляции амплитуды U3(t) и фазы v3(/) учтем возмущения и помехи, поступающие к системе ФАП со стороны ЭГ. Модуляция Ur (/) обычно невелика, ее подавляют выбором режима ПГ. Вариация фазы vr(t) имеет существенное значение, она определяет индекс паразитной ФМ, т. е. уровень боковых частот на выходе ПГ.
Рис. 21.11. Структурная схема фазовой автоподстройки частоты
Рис. 21.12. Схема (а) и векторная диаграмма (б) балансного фазового дискриминатора
Для составления уравнения ФАП необходимо выражение для характеристики ФД, т. е. зависимости ед (ср); характеристики управителя частоты ПГ и ФНЧ в ЦУ были рассмотрены в § 21.3 при изучении теории ЧАП.
Возможны различные способы построения схем ФД. Часто используют балансную схему (рис. 21.12, а), где применено встречное детектирование векторной суммы Ui = Ur+U3 и векторной разности U2=Ur—иэ колебаний ПГ и ЭГ (рис. 21.12,6). Выходным напряжением балансного ФД ед является разность напряжений, выпрямленных амплитудными детекторами на диодах jDj и D2. При этом взаимно компенсируются постоянные составляющие выпрямленных напряжений, которые не зависят от разности фаз ср колебаний ПГ и ЭГ. Считая коэффициенты передачи амплитудных детекторов одинаковыми (&Д1 = &д2=&д) и обозначив a=U3/UT. имеем
^д=^д^г(К1+^2+2^51пср — У14-а2 — 2а sin ф).	(21.14)
Это выражение удобно записывать в виде
ед=£д([/э, С7Г)^(Ф, С7Э, С7Г),	(21.15)
где £д — наибольшая величина ед (она зависит от амплитуд колебаний ЭГ и ПГ), а ^(ф, U3, £7г) —нормированная к единице 2л-периодическая характеристика ФД, т. е. безразмерная зависимость сигнала ошибки от разности фаз входных колебаний. Ее вид определяется соотношением амплитуд U3 и [7Г. Если а=[/э/[7г<С1, то, разложив (21.14) в ряд, получим
£д(С7э, С7Г)«2^ДС7Э; ^(ф, С7Э, C7r)«sinT.	(21.16)
Значит, при малом сигнале ЭГ форма характеристики ФД синусоидальна, а ее размах вдвое больше амплитуды сигнала.
Составим дифференциальное уравнение ФАП. Поскольку текущая частота ПГ равна производной его фазы, т. е. сог(0 — =рфг(/), то, заменив в (21.4) еу на ед с помощью (21.5) и записав ед в виде (21.15), получим дифференциальное уравнение ФАП в операторной форме:
рф+^(р)£27?(ф) =сосв—рфэ.	(21.17)
Здесь £2 = ЗуЕд — наибольшая корректирующая расстройка, вырабатываемая в системе; ^(ф) —нормированная характеристика ФД, причем для простоты принято, что ^(ф, [7Э, [7г)^77(ф).
При стабилизации частоты ПГ будем считать эталонный сигнал монохроматическим J73(^) = t73°=const, рфэ (/) =соэ = const, а действие дестабилизирующих факторов примем квазистати-ческим, т. е. соСв(^) ~co°cB = const. Тогда правая часть уравнения (21.17) постоянна и возможен стационарный синхронный режим, в котором установившаяся разность фаз ф(оо) =ф°=сопз1. При этом получается точное равенство частот сог(оо)=соэ. Если
Рис. 21.13. Определение точек стационарного режима ФАП
разность фаз постоянна (ф=<р°), то производная рф°=0, а ^(ф0) = const. В результате из (21.17) приходим к уравнению стационарного синхронного режима ФАП:
k (0) QF (ф°) = (о°св—оз.	(21.18)
Его физический смысл состоит в том, что в стационарном синхронном режиме исходная расстройка (о°св—соэ полностью скомпенсирована напряжением Дц/'Хф0), созданным в ФД и прошедшим к УЧ через цепь управления с коэффициентом передачи &(0). При этом установится не произвольная, а вполне определенная разность фаз ф(оо)=ф° между колебаниями ПГ и ЭГ. Ее легко найти графически, если ФНЧ не меняет уровня постоянного напряжения, т. е. &(0) = 1. Для этого пересечем график ^(ф0) горизонтальной прямой на уровне начальной расстройки 7°= (со°св—(оэ)/П. В случае Г(ф)=8Шф (рис. 21.13) на интервале —л^ф°<л; получим две точки стационарного режима ф1° и ф2°. Для первой из них крутизна характеристики ФД (ftp'(ф!°) >0, здесь возможен устойчивый стационарный режим. Для второй точки крутизна Д/(ф2°)<0, эта точка равновесия неустойчива при любом типе фильтра в ЦУ.
Мы нормировали характеристику ФД, так что |Г(ф)|^1. Поэтому согласно (21.18) и рис. 21.13 в стационарном синхронном режиме расстройка | со°св—<оэ| частот ПГ и ЭГ не может превзойти Q. Это связано с тем, что П = Зу£д представляет наибольшее значение корректирующей расстройки, вырабатываемой в системе. Ее называют полосой синхронизма ФАП (или полосой удержания).
Рассмотрим фильтрующие свойства ФАП. Проникая на выход ФД, помехи проходят к управителю частоты ПГ и вызывают паразитную ФМ, что приводит к появлению в спектре ПГ побочных частот. Исследуем прохождение на выход ПГ помехи в виде малой модуляции сигнала ЭГ.
Пусть в отсутствие помехи реализовался синхронный режим со стационарной разностью фаз ф1°, определяемой из (21.18). За счет вариации фазы v3(0 ЭГ фаза колебаний ПГ фг(0 также получает вариацию vr(/) относительно линейно растущей фазы фг°(0 =сМ+ф1°, соответствующей стационарному син
хронному режиму. Тогда текущая разность фаз ф(/)=ф10+ +vr(0—v3(0 и (21.17) примет вид
pVr+k (р) QF (ф^Ч-д^г—v3) = со°св—(Оэ.	(21.19)
Уравнение отличается от (21.17) лишь переносом начала отсчета фаз в точку ф1°, поэтому пригодно для произвольных отклонений v3(/) и vr(/). Однако решить его, т. е. найти отклик vr(0 на заданное воздействие трудно, так как обе эти величины входят в аргумент нелинейной 2л-периодической функции ^(ф). В случае малых вариаций v3(0 и vr(t) уравнение (21.19) можно линеаризовать, разложив функцию ^(ф) в ряд вокруг точки epi0:
^((p^+vr-vs)	(Ф1°)+^Ф'(Ф1°) (vr-v3)+ ...	(21.20)
Подставим это разложение в (21.19) и учтем уравнение (21.18). Тогда получим линейное дифференциальное уравнение для вариаций:
[p/Q+Л/ (ф10) k (р) Ь (О =FV' (ср,») k (р) Vs (0.	(21.21)
Оно дает коэффициент передачи ФАП для вариаций фаз v3(/) и vr(0:
<21-22’
Здесь введена постоянная времени ФАП	!
т=1/йЛр'(ф10).	(21.23)
Такое название связано с тем, что для ФАП без фильтра в ЦУ оператор k(p) = l и коэффициент передачи фазовых вариаций
U71(p) = (1+tp)-1,	(21.24)
т. е. линейная модель ФАП без фильтра эквивалентна инерционному звену (интегрирующей цепочке) с постоянной времени т.
Согласно (21.24) в системе ФАП без фильтра для сглаживания вредных вариаций v3(/), вызванных внешними помехами, следует увеличить постоянную времени т= l/Q/V (qpi°), т. е. уменьшать полосу синхронизма Q или крутизну характеристики F? (ф1°). Но значение Q должно превосходить возможные отклонения собственной частоты ПГ (оСв° относительно эталонной соэ, а уменьшение F?' (ф1°) приводит к значительной зависимости стационарной разности ф-аз qpi° от расстройки 7°= (сосв0—соэ)/Q.
Чтобы разрешить это противоречие, в схему ФАП вводят фильтр, например простейший интегрирующий (см. рис. 21.8,а)
с коэффициентом передачи вида (21.6). С таким фильтром получим из (21.22)
Wi (р) = (тТУ+т/Я-!)"1.	(21.25)
Легко заметить, что это выражение совпадает с передаточной функцией последовательного rLC-контура, если связать его параметры с параметрами ФАП соотношениями T=L/r, т=гС.
Получим выражение амплитудно-частотных характеристик линеаризованной ФАП, т. е. отклик на гармоническое воздействие v3(0 =v8°cos (at. Переходя к безразмерной частоте воздействия § = и заменив в (21.25) безразмерный оператор тр на Д, имеем
(Ю =[1 + (1—2 A) V+A2V]"1/2.	(21.26)
Здесь Д = 77т— нормированная постоянная времени фильтра.
Как видно из рис. 21.14, при Д>1 заметно подавляются высокочастотные возмущения, но подчеркиваются помехи va(0 в области назких частот. Для уменьшения этих выбросов используем пропорционально-интегрирующий фильтр (ПИФ). Подставив (21.7) в (21.22), получаем
(21.27)
VV7 (п\__________+ *___________
w 1	хТр2 + (т + qT) р + 1 •
Рис. 21.14. Амплитудно-частотные характеристики линейной модели ФАП с интегрирующим фильтром
Рис. 21.15. Амплитудно-частотные характеристики линейной модели ФАП с пропорционально-интегри-рующим фильтром при q — 0,2 (штриховкой отмечена частотная характеристика системы без фильтра)
Амплитудно-частотные характеристики такой системы имеют вид
(£)=)/ 1 + [1 —2д (1—J) +д2Д2] g2 + ДТ‘	ч21.28)
На рис. 21.15 в семействе АЧХ для разных Д и фиксированного <7=0,2 штриховка относится к ФАП без фильтра (7=0). Предельную АЧХ для Д=Т/т-*°° получим из (21.27),» положив 7=const:
lim Wv (р)=(тр/?4-1)-1.	(21.29)
Д->оо
Видим, что предельная АЧХ совпадает с АЧХ ФАП без фильтра, но с постоянной времени x/q, т. е. увеличенной в 1/q раз. Важно, что это увеличение получено не за счет уменьшения полосы синхронизма Q, а простым изменением коэффициента включения q=Tx!T. Сравнение кривых рис. 21.14 и 21.15 показывает, что ПИФ дает гораздо лучшие результаты, поскольку подборохм величины q легко добиться нужного подавления вариаций vd(t), причем характеристики H/^g) при Д->оо и q= = const получаются без выбросов.
Увеличение инерционности ФНЧ, необходимое для подавления внешних помех, приводит в нелинейной ФАП к гистерезисным явлениям при вхождении в синхронизм. Они проявляются в том., что при квазистатическом изменении расстройки (Осв°—соэ синхронизация (если она есть) сохраняется в пределах полосы синхронизма Q, а переход из асинхронного режима в синхронный со стороны больших значений расстройки происходит при меньшем ее значении | Дсо3|	называемом по-
лосой захвата (рис. 21.16). В зоне гистерезиса Дсо3< <|(Осв°—соэ|	возможно установление как синхронного, так
и асинхронного режима — все зависит от предыстории системы, т. е. начальных условий при t=0. Надежная синхронизация,
5?Г
Рис. 21.16. Границы полос захвата и Рис. 21.17. Зависимость полосы синхронизма в регулировочной харак- захвата ФАП от безразмерной по-теристике ФАП	стоянкой времени интегрирующего
фильтра
независимая от начальных условий, возможна только в пределах полосы захвата ФАП.
Вычислить полосу захвата трудно из-за существенной нелинейности дифференциального уравнения ФАП (21.17). Методы ее нахождения изложены в [15]. Из полученных там для трех видов характеристики ^(ф) зависимостей относительной полосы захвата у3 = Асо3/Й от постоянной времени интегрирующего фильтра (рис. 21.17) следует, что подавление помех ограничено уменьшением полосы захвата с ростом инерционности фильтра.
21.5.	СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СИНТЕЗАТОРОВ НЕПРЯМОГО СИНТЕЗА
При непрямом синтезе источником колебаний рабочей частоты служит перестраиваемый по частоте генератор. Его текущая частота /г(/) непрерывно сравнивается с частотой mfQ или с частотой другого колебания, полученного из эталонного прямым синтезом. Операция приравнивания частот и mfQ двух колебаний с точностью до постоянной фазовой ошибки производится системой ФАП, а с небольшой частотной ошибкой— системой ЧАП. В дальнейших примерах ограничимся синтезаторами с ФАП.
В простейшем СЧ непрямого синтеза с ФАП (рис. 21.18, а) ДОЧ содержит эталонный генератор (ЭГ) и генератор гармоник (ГГ). Собственная частота ПГ fCB грубой настройкой устанавливается вблизи выбранной гармоники ЭГ mfQ. Система ФАП обеспечивает точное совпадение текущей частоты ПГ с частотой mfQ. Помимо операции приравнивания частот система ФАП выполняет функцию перестраиваемого узкополосного фильтра, подавляющего соседние гармоники (т—1)/э и (m+l)f3 и смежные с ними. Роль ФНЧ и влияние его параметров на подавление побочных спектральных составляющих и полосу захвата рассмотрены в § 21.4. Схема СЧ на рис. 21.18, а имеет тот же недостаток, что и схема на рис. 21.1, — малое число дискретных частот на выходе.
В более совершенном СЧ непрямого синтеза (рис. 21.18, б) из колебаний ЭГ с помощью деления частоты в делителях ДеЛ1 и Дел2 и умножения в генераторах гармоник ГГ1 и ГГ2 формируют две шкалы опорных частот(ОЧ) —редкую и частую (например, с шагом 100 и 1 кГц). Автогенератор ПГЬ входящий в систему ФАПр имеет широкий диапазон настройки (например, 2 ... 30 МГц), а ПГ2 — узкий (100 .. . 200 кГц). Каждый из них грубо настраивается в окрестности выбранной гармоники соответственно редкой и частой сеток ОЧ. Благодаря действию ФАП1 частота ПГ1 изменяется дискретно через 100 кГц, а частота ПГ2 в кольце ФАП2 — через 1 кГц.
Далее частоты ПГ! и ПГ2 складываются с помощью систе-
Рис. 21.18. Совмещение сеток частот с помощью колец ФАП
мы ФАПз и смесителя (СМ.) так, что частота ПГз в точности приравнивается сумме частот ПГ1 и ПГ2. Для этого ПГ3 предварительно грубо настраивается на суммарную частоту, а затем происходит синхронизация его на этой частоте.
Таким образом,, с помощью сравнительно простой схемы на выходе СЧ получается множество частот от 1,8 до 30,2 МГц -с шагом 1 кГц. В этом синтезаторе можно производить набор нужных частот декадными переключателями, что удобно в эксплуатации.
Наряду с ФАП в СЧ непрямого синтеза применяют и системы ЧАП. Чтобы получить нулевую ошибку рассогласования по частоте, в качестве ФНЧ в кольце ЧАП используют идеальный интегрирующий или пропорционально-интегрирующий фильтр, приводящий к астатической ЧАП. Многие динамические характеристики синтезатора удается улучшить, переходя к комбинированной системе частотно-фазовой автоподстройки (ЧФАП). В случае ЧФАП сигнал ошибки содержит информацию об отклонении не только разностной фазы колебаний ср (О, но и ее производной со(/) =dq(t)ldt, поэтому ускоряются переходные процессы в системе АПЧ.
21.6.	ЦИФРОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
Цифровыми называют синтезаторы, вырабатывающие гармонические колебания дискретной сетки частот и построенные в основном на элементах цифровой схемотехники. Цифровые синтезаторы частоты (ЦСЧ) имеют преимущества в отношении габаритов, надежности, они технологичны и более экономичны, чем СЧ, построенные по другим принципам. Обычно ЦСЧ реализуют по методу непрямого синтеза, используя систему ФАП, работающую в импульсном режиме (ИФАП). Ее отличие от обычной ФАП в том (рис. 21.19, а), что введены формирователи пилообразного (ФЭ) и прямоугольного (ФГ) импульсов, а ФД заменен импульсным фазовым дискриминатором (ИФД).
Примем вначале, что делитель частоты повторения импульсов с переменным коэффициентом деления (ДПКД) пропускает все импульсы, не влияя на работу ИФАП. В ИФД, на который через ФГ и ДПКД поступают импульсы едпФд и пилооб-
ЭГ ФЭ ИФД ДПКД ФГ
Рис. 21.19. Структурная схема цифрового синтезатора с импульсной ФАП (а) и временные диаграммы процессов в асинхронном режиме (б)
разное напряжение еи от ФЭ, с помощью ключевой схемы фиксируется уровень пилообразного напряжения ЭГ в момент прихода импульса ПГ (рис. 21.19, б). Запоминающая схема поддерживает этот уровень до прихода следующего импульса ПГ. В результате на выходе ИФД получается ступенчатое напряжение en(t), которое сглаживается фильтром в ЦУ и, воздействуя на управитель (УЧ), подстраивает частоту ПГ.
В синхронном режиме импульсы ПГ совпадают с одной и той же точкой пилообразного напряжения от ЭГ, положение ее зависит от начальной расстройки ПГ и ЭГ. На выходе ИФД при этом поддерживается неизменное напряжение, сохраняющее с помощью УЧ синхронизм ПГ и ЭГ. На постоянное напряжение ИФД обычно накладываются всплески в моменты коммутации из-за неидеальности ключевых схем. Всплески, проникая к УЧ, ухудшают спектр колебаний ПГ и должны быть подавлены ФНЧ в ЦУ.
Чтобы ИФАП работала в качестве ЦСЧ, импульсы от ПГ следует подавать на ИФД через ДПКД— делитель частоты с переменным (управляемым) коэффициентом деления. Его выполняют на основе счетчиков, по командным сигналам можно менять их коэффициент деления п в широких пределах. Пусть, например, (установлено п=10 и на ИФД поступает лишь каждый десятый импульс из их последовательности, образованной в ФГ напряжением ПГ. Тогда, если собственная частота ПГ примерно в 10 раз выше частоты ЭГ, в ИФД образуется подстраивающее напряжение, которое синхронизирует ПГ на частоте /г=10/э. Установив затем п=10+1 = 11 и увеличив примерно на 10% собственную частоту ПГ, снова получим на выходе ДПКД частоту поделенных импульсов, близкую к fQ, и снова ПГ сможет войти в синхронизм на частоте 11 fQ. Таким образом, меняя коэффициент деления ДПКД и перестраивая грубо ПГ, получаем любую из частот сетки, сохраняющую стабильность частоты ЭГ.
При увеличении коэффициента деления п в спектре ПГ пропорционально этой величине возрастает уровень фазовых флуктуаций, присутствующих в колебаниях ЭГ и возникающих в ИФД. По этой и другим причинам нет смысла проектировать ИФАП с ДПКД на большое число частот. Выгоднее и проще, используя совмещение сеток частот с различным шагом, объединить в одном ЦСЧ несколько колец ИФАП с разными ДПКД. Синтезаторы такого типа применяются наиболее часто.
Известны и другие методы построения ЦСЧ, основанные на различных способах обработки последовательностей импульсов, имеющих эталонные частоты повторения и не требующих использования систем ФАП или ЧАП. Однако в таких ЦСЧ обычно наблюдается повышенный уровень побочных составляющих в спектре выходного колебания.
21.7.	КВАНТОВЫЕ СТАНДАРТЫ ЧАСТОТЫ В СИНТЕЗАТОРАХ
Современные квантовые стандарты частоты (КСЧ) характеризуются предельно малой нестабильностью частоты—10-10 ... 10“13. Поэтому их применение в качестве опорных эталонов в СЧ чрезвычайно перспективно. Однако непосредственному использованию КС препятствуют их высокая рабочая частота и малая выходная мощность. Так, молекулярный генератор на пучке молекул аммиака генерирует колебания с частотой /кс=23 870 130 кГц (%= = 1,25 см), цезиевый стандарт работает на частоте 9 192'632 кГц (Х=3,26 см) и т. д. Выходная мощность КС обычно не превышает 10-9 Вт. Для использования колебаний КС в диапазоне 1 ... 100 МГц нужны устройства, преобразующие частоту /к с в более низкую без потери ее стабильности и с увеличением мощности колебаний. Их называют схемами переноса стабильности частоты КС.
В схемах переноса применяют либо АПЧ высокостабильного кварцевого генератора по сигналу КС, либо неуправляемый КГ в качестве гетеродина в схеме двойного преобразования частоты КС (так называемые схемы с вычитанием ошибки КГ).
В простейшей схеме переноса с вычитанием ошибки (рис. 21.20, а) частота КГ умножается в т раз и смешивается с частотой /кс в смесителе СМь На выходе CMi выделяется слабый сигнал промежуточной частоты /кс—mf^r » который усиливается в УПЧ и подается на вход делителя час-
Рис. 21.20. Схемы преобразования частоты квантового стандарта с вычитанием ошибки (а) и кольцом ФАП (б)
тоты с коэффициентом деления n=m. С выхода делителя сильный сигнал с частотой fKc/m—fKr вместе с колебанием КГ поступает к смесителю СМ2. На выходе СМ2 с помощью фильтра выделяется сигнал с суммарной частотой, равной (/кс/т—fKr )-f-f кг =fKcM, т. е. квазистатические уходы частоты КГ исключаются и сохраняется стабильность частоты квантового стандарта.
В схеме переноса с ФАП (рис. 21.20,6) КГ снабжен управителем частоты. Как и в предыдущей схеме, частота подстраиваемого КГ умножается на т и смешивается с частотой /кс КС в смесителе СМ. Сигнал разностной частоты /кс—после усиления в УПЧ подается вместе с колебанием КГ на фазовый дискриминатор ФД. Выходное напряжение ФД через ФНЧ в цепи управления ЦУ и управитель изменяет частоту КГ так, что в синхронном режиме она становится равной fKc/(m-f-l).
Обе рассмотренные схемы содержат в основном одинаковые элементы и для медленных уходов частоты КГ равноценны. Преимущества схемы с ФАП по сравнению со схемой с вычитанием ошибки КГ проявляются при учете их быстроменяющихся внутренних нестабильностей — флуктуаций собственной частоты КГ и контуров УПЧ, шумов умножителя и делителя частоты. К недостаткам схемы с ФАП относят возможность выпадения системы из. синхронизма и наличие управителя частоты, который несколько увеличивает нестабильность собственной частоты КГ.
При использовании выходного сигнала схемы переноса в качестве эталона желательно преобразовать частоту /кс так, чтобы получить некоторое круглое значение, например 1,0 МГц. Для этого применяют соответствующие арифметические операции сложения, умножения и т. д.
21.8.	СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ С ПАВ-ЭЛЕМЕНТНОИ БАЗОЙ
Применение устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ) в автогенераторах (АГ) и синтезаторах частоты (СЧ) позволяет получить, по некоторым показателям уникальные результаты.
Одноканальный ПАВ-АГ обычно представляет собой широкополосный усилитель, в цепи обратной связи которого включены последовательно линия задержки (ЛЗ) на ПАВ и узкополосный фильтр. Уравнение баланса фаз такого АГ имеет вид
—(о//У+ф((о) =—2лп, и=1, 2, ...,	(21.30)
где V — скорость распросгранения ПАВ; I — расстояние между двумя встречно-штыревыми преобразователями (ВШП) на поверхности пьезоэлектрической пластины ЛЗ; ср(со) — ФЧХ фильтра.
Плавная или дискретная электронная перестройка частоты (о автоколебаний достигается изменением настройки собственной частоты фильтра. Дискретное изменение частоты можно также получить, переключая в схеме АГ набор узкополосных ПАВ-ЛЗ с различными временами запаздывания т = = l/V.
Быстродействующие СЧ прямого синтеза строят на основе многоканальных ПАВ-АГ, обеспечивающих набор колебаний на многих частотах, а выбор
Рис. 21.21. Двухканальный ПАВ-автогенератор
нужного колебания осуществляется электронной коммутацией фазовращателей (ФВ) в одном или нескольких каналах ПАВ-АГ.
В простейшем двухканальном ПАВ-АГ (рис. 21.21) запаздывания Ti и т2 сигналов между входным и двумя выходными ВШП
в каналах выбираются в произвольном целочисленном виде (M=Ti/t, L = =т2/т) по отношению к электрической длине т входного ВШП, определяющей его полосу пропускания. При этом в первом парциальном АГ в отсутствие второго возможен набор автоколебаний с шагом по частоте Fi = = \/Мх (аналогично во втором — с шагом Г2=1/Лт). Пусть £=1, М=3; тогда при совместном включении обоих каналов автоколебания возможны лишь на одной из трех частот, соответствующих трем фиксированным значениям ф1,2,з = 0, 120 и 240° фазового сдвига в ФВ, поскольку при этих значениях <р одновременно выполняется баланс фаз в каждом из парциальных АГ.
Такой СЧ с М= 11 (Мг=10-5 с, Лт=т=0,91.10-6 с) работал в диапазоне частот 154,8.,. 155,8 МГц с шагом сетки частот Гс = 100 кГц, причем время переключения с одной рабочей частоты на другую ^Пер<10~4 с. Дополнительная непрерывная перестройка частоты обеспечивается введением плавного ФВ в канал с задержкой Мх.
Простые СЧ непрямого синтеза с кольцом ЧАП можно построить на основе ЧД с большим числом эталонных частот, который содержит прецизионную ПАВ-ЛЗ и ФД, измеряющий фазовый набег ф = сот в ЛЗ. Если ФД выполнен по схеме перемножителя двух колебаний, то дискриминационная характеристика такого ЧД ед=£д cos сот, т. е. шаг сетки частот Гс = 1/т, а стабильность его номинальных частот определяется стабильностью задержки. Недостатком таких СЧ является большое время переходного процесса, поскольку для устранения многозначности рабочих частот используют узкополосный фильтр в кольце ЧАП.
Перспективным считается в настоящее время способ прямого синтеза, основанный на преобразовании частот двух сдвинутых между собой на время X колебаний с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ)
«1,2(0 =t/i,2COS((Di,2t±0,5p^2), Q<t<Tc
(21.31)
где (0i,2 — начальные частоты ЛЧМ колебаний; р = 2эт1Г/Тс—скорость изменения частоты (одинакового или противоположных знаков); W и Тс—соответственно девиация частоты и длительность сигнала с ЛЧМ.
На выходе смесителя (перемножителя) с помощью полосового фильтра, выделяется колебание ic разностной (0Д = (01—(о2-НЗт или суммарной (о2 = = (01+(02+₽Т частотой, зависящей как от начальных частот coi и (о2 ЛЧМ колебаний, так и от времени задержки т между ними. Значение т можно менять электронным переключением. Длительность выходного сигнала с частотой (Од или (о2 равна Тс—х и меняется при изменении т, поэтому ее ограничивают стробированием до Тс—хтах, где хтах— максимальное значение задержки. Варьируя величиной т от —хтах до +хтах, получают перекрытие по час-
тоте, равное 2W^max/Tc. Длительность импульсов Тс—Хтах может составлять 10~7...10“5 с, а колебания в импульсах когерентны (если ЛЧМ колебания создаются с помощью возбуждения дисперсионной ПАВ-ЛЗ последовательностью коротких импульсов). Поэтому в таком СЧ возможен режим формирования дискретных сигналов с частотной манипуляцией для передачи информации.
Глава 2 2. ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕДАТЧИКОВ РАЗНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
22.1.	РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ И СВЯЗНЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
Радиовещательные передатчики предназначены для передачи речи, музыки и другой звуковой информации. Они работают в диапазоне километровых (длинных, ДВ), гектометровых (средних, СВ), декаметровых (коротких, КВ) и метровых (ультракоротких, УКВ) волн. В метровом диапазоне используется частотная модуляция, в остальных — амплитудная. Передатчики AM могут модулироваться сигналом с наивысшей частотой до 10 кГц, ЧМ — до 15 кГц. Радиовещательные передатчики ДВ и УКВ диапазона волн, как правило, работают на одной частоте независимо от времени суток и года. В связи с особенностями распространения гектометровых волн передатчики СВ диапазона имеют две разные частоты: для светлого и темного времени суток. Еще большее число рабочих частот у КВ передатчиков. Выходные мощности лежат в пределах от единиц ватт до единиц мегаватт. Последние цифры характеризуют ДВ, СВ и КВ передатчики, используемые для дальнего и сверхдальнего радиовещания.
При мощностях, больших нескольких киловатт, выходные каскады выполняют, как правило, на электровакуумных приборах, в первую очередь на триодах и тетродах. Остальные каскады при этом строятся в настоящее время на транзисторах. При меньших мощностях передатчики полностью транзисторные.
Для повышения КПД мощных каскадов усиления в вещательных передатчиках часто используется так называемый би-гармонический режим работы. На вход лампы мощного усилительного каскада подают кроме колебаний основной частоты колебания третьей гармоники с определенной амплитудой и фазой. Следствием этого является уплощение формы импульсов анодного тока и напряжения, они становятся близкими к прямоугольным, режим приближается к ключевому (см. гл. 5). По-368
следнее и определяет повышение электронного КПД каскада вплоть до 95%'.
В настоящее время задача повышения КПД вещательных передатчиков все чаще решается методом перехода к чисто ключевым режимам работы ВЧ усилителей мощности. Среди различных видов ключевых режимов особое внимание привлекает так называемый режим Е. В таком режиме (в отличие от традиционных ключевых режимов, называемых режимами D) в момент включения активного прибора напряжение на нем уже отсутствует, так как фазовые соотношения в анодной (или коллекторной, если передатчик транзисторный) цепи таковы, что протекание тока через этот прибор не может начаться ранее, чем напряжение на нем упадет до нуля. При этом мощность, рассеиваемая на ключевом элементе, в момент коммутации практически также равна нулю. Снижение коммутационных потерь приводит к росту электронного КПД вплоть до 97%. При этом требования к прямоугольности входных импульсов возбуждения усилителя снижаются, что, в свою очередь, снижает требования к широкополосное™ предварительного радиочастотного тракта.
Схема усилителя мощности, работающего в классе Е, приведена на рис. 22.1. Особенностью схемы является наличие вспомогательной индуктивности Л, которая вместе с выходной емкостью Свых лампы Л образует так называемый формирующий контур. Параметры его подбираются таким образом, чтобы в момент включения Л (за счет подачи на сетку очередного открывающего входного импульса) напряжение на Свых было равно нулю. В противном случае (как в схемах, работающих в ключевых режимах D) это вызвало бы в момент включения лампы разряд Свых через нее, сопровождаемый потерями энергии (коммутационные потери), т. е. снижением КПД.
Во многих мощных СВ-ДВ радиовещательных передатчиках применяется анодная модуляция, осуществляемая в выходном каскаде. Использование при этом двухтактных модуляторов позволяет получать высокий КПД и высокие электроакустические показатели. Эффективность анодной модуляции повышают
Рис. 22.1. Схема радиочастотного усилителя мощности, работающего в классе Е
Рис. 22.2. Пример схемы ключевого модулятора
за счет модуляции не только в выходном, но и в предшествующих ВЧ каскадах.
При построении СВ-ДВ передатчиков средней мощности '(5... 20 кВт) находит применение режим усиления модулированных колебаний (УМК). Это связано с тем, что на базе высокоэффективных ламповых тетродов удается построить простой по схеме и конструкции передатчик, содержащий лишь один ламповый каскад (выходной), работающий в режиме УМК. Все остальные каскады — транзисторные. В этих предварительных каскадах и осуществляется амплитудная модуляция колебаний. Полученный выигрыш в надежности и снижении эксплуатационных расходов за счет сокращения числа ламп и других элементов, подлежащих периодической замене в процессе эксплуатации, перекрывает проигрыш, связанный со снижением КПД из-за работы мощного выходного каскада передатчика в режиме УМК. Это оправдано также тем, что передатчик работает на относительно малом уровне выходной мощности. Маломощный модулятор облегчает получение хороших электроакустических показателей передатчика.
Слабым в энергетическом отношении местом у СВ-ДВ передатчиков, работающих с анодной модуляцией, является модуляционное устройство, работающее в классе В (т. е. с углом отсечки 90°). Низкий КПД модулятора снижает общий КПД передатчика. В связи с этим ведутся интенсивные поиски путей повышения КПД мощных модуляторов. Для решения этой задачи наиболее перспективным оказалось применение в них ключевого режима. В ключевом режиме нелинейность активных приборов не имеет значения. Это приводит к тому, что в ряде случаев качественные показатели модуляторов, использующих ключевые режимы работы (например, уровень нелинейных искажений), существенно лучше соответствующих показателей модуляторов, работающих в классе В.
Схема ключевого модулятора приведена на рис. 22.2. В модуляционном устройстве применяются широтно-импульсная модуляция (ШИМ) входного низкочастотного сигнала с последующим преобразованием ее в амплитудную. Это обеспечивает работу мощного НЧ усилителя модулятора, выполненного на лампе, в ключевом режиме. Входной НЧ сигнал модулирует по ширине прямоугольные импульсы, создаваемые специальным маломощным генератором Г, входящим в состав модуляционного устройства. Частота следования импульсов выбирается существенно выше (в несколько раз) максимальной частоты модулирующего сигнала. Модулированные по ширине импульсы далее управляют мощной лампой Л, работающей в ключевом режиме. Поступающие на вход Л импульсы открывают ее на время длительности импульсов. Чем больше длительность импульсов, тем большую часть времени лампа находится в открытом состоянии, когда ее сопротивление минимально. В закры
том состоянии сопротивление лампы очень велико. Поэтому среднее за период повторения импульсов сопротивление лампы зависит от длительности импульсов, т. е. от НЧ модулирующего сигнала. Чем он больше, тем меньше среднее сопротивление лампы. Таким образом, лампа работает как регулируемое модулирующим сигналом сопротивление. Включая такую лампу последовательно с источником анодного напряжения ВЧ усилителя передатчика, получаем схему анодной модуляции. Чтобы исключить проникновение в схему модулируемого ВЧ усилителя составляющей с частотой следования вспомогательных импульсов с ШИМ, между ним и лампой модулятора включают дополнительно фильтр нижних частот.
В последние годы в вещательных передатчиках некоторых типов используется импульсно-шаговый способ амплитудной модуляции ВЧ колебаний, при котором роль модулятора выполняет ряд управляемых модулирующим сигналом ключевых каскадов 1 . . . N, выполненных на быстродействующих транзисторах (рис. 22.3). При этом реализуется ступенчатое изменение питающего напряжения ВЧ усилителя мощности в такт с изменением модулирующего сигнала. При 100%-ной модуляции в режимах максимальной или минимальной мощности все ключевые каскады соответственно либо включены, либо выключены. Управление ключевыми каскадами осуществляется в цифровой форме логической схемой в соответствии с законом изменения входного НЧ сигнала.
В настоящее время тенденция к повышению мощности радиовещательных передатчиков СВ-ДВ диапазонов заметно ослабла. Это связано с тем, что, по современным взглядам, радиовещание, например, на СВ должно обеспечиваться сетью синхронных по частоте станций небольшой мощности (единицы— десятки киловатт), передающих одну общую программу. Такой уровень мощности могут обеспечить современные, полностью транзисторные передатчики. Частота колебаний опорных генераторов возбудителей таких передатчиков автоматически подстраивается с точностью до фазы по эталонным колебаниям., передаваемым службой точного времени. Иными словами, колебания передатчика синхронизированы сигналами точного времени. Только при этих условиях в зонах, где одновременно принимается сигнал от двух и более передатчиков и где, естественно, имеет место интерференция приходящих сигналов, располо-
Рис. 22.3. Схема импульсно-шагового амплитудного модулятора
жение интерференционных узлов и пучностей не меняется на протяжении сеанса вещания. Для выполнения этого условия необходимо, чтобы абсолютное отклонение частоты колебаний радиопередатчиков не превышало 0,01 Гц, что соответствует относительной нестабильности частоты опорных генераторов передатчиков не более 5-Ю-9. Подобная задача решается привязкой частоты колебаний передатчика к эталонной частоте (например, 66(6) кГц), колебания которой излучаются в километровом диапазоне волн специальным вспомогательным передатчиком службы точного времени. Километровые волны обладают весьма стабильными характеристиками распространения на большие расстояния, поэтому передача в этом диапазоне сигналов эталонной частоты (стабильность которой 10~п определяется цезиевым стандартом, см. гл. 16) обеспечивает требуемую стабильность частоты передатчиков синхронного вещания. Первоначально в системах синхронизации осуществлялась периодическая подстройка частоты радиопередатчиков синхронной сети по эталонной частоте. Позднее в основу развития сетей синхронного вещания в километровом и гектометровом диапазонах волн был положен синхронно-фазовый режим, дающий непрерывную привязку частоты передатчика к частоте сигналов точного времени с точностью до фазы.
Профессиональная радиосвязь используется в основном для передачи телефонных, телеграфных сообщений, цифровой и графической информации. Профессиональную радиосвязь осуществляют на одной боковой полосе с разделением каналов (см. гл. 17) в КВ и УКВ диапазонах. Разделение каналов позволяет с помощью одного передатчика одновременно передавать несколько сообщений (телефонных, телеграфных и т. д.). Для этого в возбудителе передатчика на основе электрических сигналов, соответствующих этим сообщениям, формируется однополосный сложный радиосигнал. В последующих каскадах передатчика он усиливается в режиме УМК. Для предотвращения взаимных помех между отдельными каналами требуется большая линейность каскадов УМК. За это приходится расплачиваться относительно низким КПД передатчика. Работа с одной боковой полосой необходима для уменьшения полосы радиочастот, занимаемой передатчиком в эфире. Для целей радиовещания работа с одной боковой полосой не используется, так как она требует применения дорогостоящей и сложной приемной аппаратуры, неприемлемой в широкой бытовой эксплуатации.
В отличие от радиовещания для целей профессиональной радиосвязи достаточно относительно малого уровня мощности (0,3 ... 100 кВт). Это связано с тем, что профессиональные радиоприемники в отличие от бытовых, радиовещательных размещаются обычно там, где уровень помех низкий (вдали от городских центров, предприятий и т, п.). Кроме того, профес
сиональные радиоприемники обладают существенно большей чувствительностью и селективностью.
Выходные каскады связных передатчиков наиболее часто строят по схеме резонансного усиления на генераторных тетродах мощностью до сотен киловатт, специально разработанных для режима линейного усиления. Эти тетроды отличаются низким уровнем комбинационных искажений. Для дополнительного снижения таких искажений применяют отрицательную обратную связь по ВЧ. В выходных цепях используют фильтры с дополнительными звеньями для снижения уровня побочных излучений, в том числе на частотах телевизионного вещания.
По условиям работы КВ вещательных передатчиков и передатчиков профессиональной радиосвязи необходима быстрая смена рабочих частот в широкой полосе, а применение резонансных усилителей далеко не всегда удовлетворяет этому требованию. Их перестройка занимает много времени, а сами системы перестройки сложны, громоздки и ненадежны, с трудом поддаются автоматизации. В связи с этим большое распространение начинают получать передатчики с широкополосными усилителями, работающими без перестройки (см. гл. 6).
В УКВ передатчиках ЧМ вещания сформированный в маломощном возбудителе ЧМ сигнал усиливается или непосредственно, или с одновременным умножением частоты. Модуляция, осуществляется с помощью варикапов, которые одновременно используются и для автоподстройки средней частоты передатчика. В связи с необходимостью выпуска необслуживаемых и телеуправляемых УКВ вещательных станций они в максимальной степени выполнены на транзисторах. Для повышения надежности работы используются различные методы резервирования. С этой целью применяют системы сложения мощностей полукомплектов передатчиков или вводят пассивный резерв в виде передатчика той же мощности. Его включают лишь при^ выходе из строя основного передатчика.
В УКВ диапазоне радиоволны распространяются лишь в пределах прямой видимости, поэтому максимальные мощности вещательных УКВ передатчиков не превышают обычно десятков киловатт. Такой уровень мощности определяется тем, что лампа (или пролетный клистрон, если передатчик работает в дециметровом диапазоне волн) используется в передатчике лишь в выходном каскаде. Остальные каскады выполняются на транзисторах. Передатчики до нескольких киловатт выпускаются полностью транзисторными. Для повышения КПД применяют бигармонические режимы работы выходного каскада.
22.2.	ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
Телевизионные передатчики состоят из двух передатчиков: звукового сопровождения и телевизионного изображения. Эти два передатчика работают на общую антенно-фидерную систе-
Канал азмГраж&шя Канал збуна
Z~^ Z	Z+#7 Z+^J-
Z-Z?Zf
Рис. 22.4. Номинальная АЧХ телевизионного передатчика изображения
му в метровом или дециметровом диапазоне волн. Структурные схемы ТВ передатчиков звука и УКВ передатчиков ЧМ вещания во многом схожи. Передатчик же сигнала изображения имеет существенные особенности. В основном это связано с тем, что спектр сигнала изображения (видеосигнал) занимает полосу частот 0...6 МГц. Поэтому, чтобы излучаемый телевизионным передатчиком изображения радиосигнал не занимал очень большой полосы частот, применяют не частотную, а амплитудную модуляцию. Так как основная энергия видеосигнала сосредоточена в полосе до 1,5 МГц, то это позволяет еще более сократить полосу передаваемого радиосигнала без внесения существенных искажений в сигнал. Для этого частично подавляют нижнюю боковую полосу AM колебания (ниже f —1,25 МГц, где f— несущая частота). Номинальная форма амплитудно-частотной характеристики телевизионного передатчика изображения имеет вид рис. 22.4. Правее верхней боковой полосы канала изображения размещается спектр ЧМ сигнала канала звука телевизионного передатчика (рис. 22.4, штриховая линия).
Анодная модуляция в ТВ передатчиках изображения не применяется, так как очень трудно реализовать мощный модулятор, работающий в полосе 0 .. .6 МГц. Поэтому часто до недавнего времени использовали сеточную модуляцию, осуществляемую в промежуточных каскадах усиления мощности (сотни ватт). Последующие каскады работали в режиме УМК. Недостаток сеточной модуляции заключается в том, что она вносит трудноустранимые фазовые искажения в телевизионный сигнал. При работе вещательных и связных передатчиков, а также ТВ передатчиков звукового сопровождения фазовые искажения практически не проявляют себя при приеме сигнала. Однако при приеме сигналов изображения фазовые искажения, возникающие в передатчике, существенно заметны, особенно при приеме сигналов цветного изображения. В современных ТВ передатчиках изображения от этого недостатка избавляются переходя к более линейным амплитудным модуляторам, работающим на малом уровне мощности (доли ватта). Примером такого модулятора могут служить балансные диодные модуляторы (гл. 18). Для упрощения формирования требуемой АЧХ передатчика такая модуляция осуществляется на сравнительно низкой промежуточной частоте fnp (рис. 22.5) с последующим формированием на той же частоте требуемой АЧХ: Для этого промодулированные
Рис. 22.5. Схема модуляции и формирования АЧХ на промежуточной частоте
в маломощном модуляторе (М) колебания промежуточной частоты fпч источника гармонических колебаний (ИК) проходят через фильтрующее звено (Ф), формирующее требуемую форму АЧХ (рис. 22.4). В этом звене часто используют ПАВ-фильтры, выполненные на основе ПАВ линий задержки или ПАВ-резонаторов (см. § 8.9). Вследствие высокой технологической повторяемости и стабильности параметров таких фильтров, а также стандартного значения /пч они не требуют в процессе эксплуатации подстройки. В преобразователе частоты (ПЧ) сформированный сигнал переносится на выходную частоту f телевизионного канала и усиливается в усилителе (Ус). Каскады ПЧ и Ус практически не влияют на общую АЧХ передатчика.
В выходных каскадах ТВ передатчиков метрового диапазона волн используют тетроды. Используют их иногда и в ДМВ диапазоне. Однако наиболее широко в этом диапазоне применяют не тетроды, а многорезонаторные пролетные клистроны, работающие в оконечном каскаде. В качестве предоконечного усилителя часто используются ЛБВ. Оба каскада работают в режиме усиления AM колебаний. Уступая тетродному передатчику по КПД, клистронный вариант значительно превосходит его по сроку службы (в 5 ... 10 раз) и коэффициенту усиления (35... 40 дБ).
Методы повышения надежности работы ТВ передатчиков те же, что и у УКВ вещательных. Если мощности двух полукомплектов передатчика складываются с помощью моста, то при выходе из строя одного из полукомплектов мощность в нагрузке вначале падает в 4 раза. Однако через несколько секунд за счет системы коммутации работающий полукомплект подключается к нагрузке в обход моста, вследствие чего мощность в нагрузке по отношению к номинальной падает лишь в 2 раза, что по существующим нормам не считается отказом.
22.3.	ПЕРЕДАТЧИКИ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ, ТРОПОСФЕРНЫХ И СПУТНИКОВЫХ СИСТЕМ
Передатчики радиорелейных, тропосферных и спутниковых многоканальных систем связи работают в диапазоне дециметровых и сантиметровых волн. Это определяет возможность их ис
пользования в широкой полосе частот, что, в свою очередь, позволяет применять частотную, импульсно-кодовую и дельта-модуляцию.
Радиорелейные линии (РРЛ) широко используются для организации многоканальной связи. Число каналов может достигать нескольких тысяч. Радиорелейная связь осуществляется по цепочке приемно-передающих радиостанций (ретрансляторов), антенны которых обычно устанавливаются на мачтах высотой 70... 100 м. Это обеспечивает связь между соседними ретрансляторами в пределах прямой видимости (около 50 км). Чтобы избежать самовозбуждения, в каждом ретрансляторе осуществляется сдвиг частоты выходного сигнала относительно входного, что легко осуществляется соответствующими преобразователями частоты. Большинство передатчиков РРЛ содержат преобразователь частоты, формирующий сложный сигнал в диапазоне 3,4 ... 8,4 ГГц, и усилитель этого сигнала мощностью 0,4 ... 10 Вт. Преобразователь частоты переносит в диапазон СВЧ поступающий с приемника ретранслятора сигнал относительно низкой промежуточной частоты. Необходимость работы на промежуточной частоте вызвана возможностью получения на ней большого усиления. В течение длительного времени усилитель передатчиков РРЛ выполняется на ЛБВ, обеспечивающей большой коэффициент усиления (около 60 дБ) в широкой полосе частот (до нескольких октав). В настоящее время ЛБВ в передатчиках РРЛ вытесняются усилителями на биполярных и полевых транзисторах. Они позволяют поднять надежность ц существенно снизить потребляемую мощность передатчиков, что существенно для работы в автономных условиях. В предварительных каскадах передатчиков РРЛ вакуумные лампы полностью вытеснены твердотельными приборами.
В труднодоступных районах (Крайний Север, Дальний Восток) значительное распространение получили тропосферные линии связи, использующие явление отражения радиоволн дециметрового и сантиметрового диапазонов в тропосфере. Часто тропосферные линии связи являются отдельным звеном цепочки РРЛ. Структурные схемы передатчиков тропосферной связи (диапазон 0,3 ... 5 МГц) во многом отличаются от структурных схем передатчиков РРЛ. Из-за большого рассеяния радиоволн в тропосфере они должны иметь существенно большую выходную мощность (1 ... 100 кВт), что требует ставить дополнительный мощный усилитель, обычно выполняемый на пролетное клистроне. Кроме того, поскольку за счет многолучевого характера распространения радиоволн в тропосфере и их интерференции в точке приема возникают замирания сигнала, приходится использовать работу передатчика одновременно на нескольких поднесущих, каждая из которых промодулирована одним и тем же передаваемым сообщением и смещена относительно соседней на частоту FK (рис. 22.6, а). На приемном конце тропосфер-
Рис. 22.6. Пример спектра сигнала тропосферного передатчика
ной линии проводится корреляционная обработка приходящего сигнала. Для повышения надежности работы и эффективности борьбы с замираниями на передающем конце используют обычно два передат
чика, работающих одновременно на отдельные антенны. Центральная поднесущая второго передатчика смещена относительно центральной поднесущей первого на ЗГК (рис. 22.6,6). Сложение мощностей передатчиков осуществляется в эфире. Формирование сложного сигнала со спектром, показанным на рис. 22.6, реализуется в каждом передатчике за счет того, что уже промодулированное полезным сообщением колебание подвергается дополнительной частотной модуляции по гармоническому закону с частотой Гк. Индекс модуляции подбирается таким образом, что в спектре совокупного сигнала остаются лишь три поднесущие.
В последние годы тропосферные линии все более вытесняются спутниковыми системами связи. Ретрансляционные спутниковые передатчики работают в диапазоне 0,7... 14 ГГц с выходной мощностью 2 ... 200 Вт. Структурно они во многом аналогичны передатчикам РРЛ. В ретрансляционных спутниковых передатчиках основное усиление СВЧ сигнала осуществляется наиболее часто с помощью ЛБВ. В настоящее время вместо ЛБВ начинают использовать СВЧ усилители на полевых транзисторах. Для повышения надежности длительного функционирования передатчика все основные его блоки зарезервированы. Их переключение в аварийной ситуации осуществляется по командам с Земли. Мощность наземных передатчиков систем спутниковой связи составляет единицы киловатт. Выходные каскады таких передатчиков выполняются на пролетных клистронах или реже на мощных ЛБВ. Достоинством клистрона является большой КПД, а ЛБВ — широкополосность.
Глава 2 3. ПОБОЧНЫЕ
ИЗЛУЧЕНИЯ ПЕРЕДАТЧИКОВ
23.1.	КЛАССИФИКАЦИЯ ПОБОЧНЫХ ИЗЛУЧЕНИЙ
На выходе передатчика наряду с основными существуют колебания, частоты которых лежат за пределами занимаемой полосы сигнала и зоны внеполосных излучений. Они возникают
Рпоб /Р^ , ЛЁ
Рис. 23.1. Зависимость максимально допустимого уровня побочных излучений от мощности в фидере передатчика в диаг пазоне 30 ... 235 МГц
из-за нелинейных преобразований колебаний в различных каскадах и посторонних электрических и механических воздействий на формирование выходного сигнала. Излучения, порожденные такими колебаниями, называют побочными.
Нормы на побочные излучения определяются условиями электромагнитной совместимости радиотехнических средств. Требования к их допустимому уровню мощности РПоб установлены на основе рекомендаций МККР и зависят от назначения и мощности Рф передатчика, рабочего диапазона волн. Пример зависимости допустимого соотношения РПоб/Рф, с помощью которой определяются эти требования для передатчиков различной мощности метрового диапазона волн, показан на рис. 23.1.
С увеличением мощности передатчика требования к фильтрации побочных излучений усиливаются. Различают следующие виды побочных излучений; возникающие в процессе формирования выходного колебания, обусловленные паразитной модуляцией, шумовые, паразитные, интермодуляционные.
23.2.	ПОБОЧНЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ, ВОЗНИКАЮЩИЕ В ПРОЦЕССЕ ФОРМИРОВАНИЯ НЕСУЩЕЙ
Рассмотрим более подробно происхождение, спектральный состав и меры подавления побочных излучений на частотах, связанных дробно-кратными соотношениями с несущей (рис. 23.2).
Начнем с излучений на частотах псо0 высших гармоник несущей частоты (рис. 23.2, а), возникновение которых обусловлено нелинейным режимом АЭ в выходном усилителе мощности (см. § 4.3). Основным методом их подавления является выбор схемы и параметров цепи согласования выходного каскада с нагрузкой из условия максимально возможного ослабления токов высших гармоник на входе фидера. Если этого недостаточно, то в фидер включаются специальные фильтры гармоник, построенные так, что колебания основной частоты практически не ослабляются, а на гармониках поток мощности отражается и поглощается в специальной нагрузке.
б)
Рис. 23.2. Спектр выходного колебания передатчика при гармоническом возбуждении последнего каскада (а), при умножении частоты с W=3 в одном из промежуточных каскадов (б) и при двукратном умножении с TV1 = ^2 = 3 (в), а также частотная характеристика цепи согласования выходного каскада (штриховая линия)
Схема усилителя может быть построена так, что некоторые гармоники будут подавлены (например, четные в двухтактной схеме с идеальной симметрией). Дополнительное ослабление достигается рациональным выбором угла отсечки.
Побочные излучения на частотах, 'кратных cd0/A7, возникают в том случае, если перед усилительными каскадами стоит умножитель частоты на N. На выходе УЧ избирательная нагрузка выделяет колебания с частотой ®0=N (со0АО, но из-за неидеального подавления . составляющих с частотами coo/Af, -2соо/А^, Зсоо/А^.., все они также присутствуют как на входе, так и на выходе УМ. (рис. 23.2, б, где N=2).
Если в тракт передатчика включены два УЧ, то в спектре выходного сигнала будут присутствовать составляющие, частоты которых кратны2 входной частоте (соо/А^Л/г) первого УЧ (рис. 23.2, в, где Л/^Л/г^З). Если произведение NJ^ велико (например,	фильтрация ближайших к несущей ча-
Рис. 23.3. Импульсы тока коллектора активного элемента усилителя мощности, модулированные субгармоникой при 0<90°
стот 000(1 + 1/^1^2) в ЦС выходного каскада незначительна. Эти составляющие следует подавлять после первого УЧ, выбирая его ЦС и режим. Сказанное справедливо для цепочки из любого числа УЧ.
Вес составляющих с частотами m^/N в токе коллектора АЭ изменяется по сравнению с их весом во входном напряжении из-за нелинейности характеристики АЭ (рис. 23.3). Для снижения уровня этих составляющих на выходе передатчика приходится идти на усложнение ЦС активных элементов умножителей частоты с последующими каскадами. В УЧ передатчиков с фиксированной частотой применяются фильтры субгармоник (см. рис. 7.8, 7.9).
Комбинируя двухтактное и параллельное включение входных и выходных цепей, можно ослабить либо четные, либо нечетные гармоники напряжения на выходе УЧ.
Требования к подавлению побочных составляющих на выходе каждого УЧ задаются допустимым уровнем этих составляющих в выходном каскаде и коэффициентом углубления (или ослабления) модуляции несущей частоты субгармоники в последующих умножителях и усилителях.
В современных передатчиках часто применяют возбудители^ формирующие дискретную сетку стабильных частот многократным преобразованием единственной частоты эталонного генератора— синтезатора частоты (см. гл. 21). На выходе СЧ кроме колебаний нужной частоты присутствуют колебания других частот сетки, а также различные комбинационные частоты. Состав спектра определяется структурной схемой синтезатора и должен удовлетворять весьма жестким требованиям: уровень побочных составляющих должен быть ниже уровня основного колебания на 60... 80, а иногда и на 100 дБ. Наиболее трудно фильтровать ближайшие к рабочей частоте составляющие сет
ки, причем с уменьшением ее шага эти трудности возрастают. Для обеспечения фильтрации этих составляющих применяются схемы с вычитанием ошибки и кольца ФАП с фильтром в цепи управления (см. гл. 21).
23.3.	ИЗЛУЧЕНИЯ, ОБУСЛОВЛЕННЫЕ ПАРАЗИТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ, И ШУМОВЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
Влияние пульсаций переменных питающих напряжений, переменных внешних полей, механических вибраций и акустических воздействий вызывает модуляцию частоты и амплитуды колебаний и появление побочных излучений с частотами, обычно расположенными весьма близко к несущей. Возникая в возбудителях, эти виды модуляции могут преобразовываться, углубляться последующими каскадами и создавать значительный уровень побочных излучений. Для их ослабления следует уменьшать как уровень самих воздействий, так и степень их влияния на параметры колебаний. За меру воздействия каждого фактора на амплитуду и фазу (частоту) колебаний принимают отношение возмущения амплитуды (фазы, частоты) к изменению модулирующего параметра. Эти величины оценивают теоретически и исследуют экспериментально, а затем предъявляют требования к устройствам защиты передатчика от этих воздействий.
Шумовое излучение передатчика связано с флуктуациями токов и напряжений в активных элементах каскадов формирования необходимого набора несущих частот. Уровень шумового излучения чаще всего характеризуется отношением его средней мощности на заданной частоте в полосе 1 Гц к средней мощности излучения на основной частоте.
В передатчиках с кварцевой стабилизацией частоты и многокаскадными усилительно-умножительными схемами формирования колебаний с несущими частотами уровень шумового излучения при различных отстройках от несущей определяется различными каскадами.
В области внеполосных излучений, примыкающей к занимаемой сигналом полосе частот, определяющий вклад вносят шумы активных элементов автогенератора с кварцем и следующего за ним усилительного или умножительного каскада. Эти же каскады вносят заметный вклад при отстройках от частот высших гармоник несущей порядка ширины зон внеполосных излучений. В интервалах частот, расположенных между гармониками несущей, заметный вклад в уровень шумовых излучений могут вносить и выходные усилительные каскады.
Чтобы количественно подкрепить эти утверждения и получить оценки уровней шумового излучения передатчика, рассчитаем собственные шумы простейших моделей усилительного и умножительного каскадов.
Рассмотрим усилительный каскад на биполярном транзисторе, в цепи коллектора которого включено комплексное сопротивление нагрузки ZK(/со). Пусть ток коллектора имеет постоянную составляющую /ко, первую гармонику /ш и шумовую составляющую £ш(0, характеризуемую энергетическим спектром Si(co)=2e/KO (здесь е — заряд электрона). Средний квадрат шумового напряжения иш(0 на нагрузке в полосе 1 Гц и при отстройке Q от частоты <о0г колебаний в автогенераторе с кварцем равен энергетическому спектру этого напряжения Su (со) при о==соог+£2. Пользуясь теорией линейных преобразований случайных процессов, получим Su((o0r+Q) = |ZK(/co0r+/Q) |22е/ко-Амплитуда первой гармоники колебательного напряжения на нагрузке t7K выражается через /Н1 по формуле t/K=* = |^к(/СОог) |Аи.
В одноконтурном усилителе, настроенном на частоту со0Г и имеющем полуширину полосы нагруженного контура Асок= = coor/2QH (где QH — добротность нагруженного контура), для малых отстроек |й/со0Г| <0,1 справедливо приближенное выражение гк(/со0г+/Й)^^к/(1+/Й/Лсок). В этом случае активная составляющая проводимости нагрузки 1//?к практически не зависит от й и отношение средней мощности шума в поло-се 1 Гц при отстройке Q к мощности основного колебания определяется равенством
рш (сОог~Ь^) =2SU (сОог-р^) /£ЛД
С учетом приведенных выше выражений для Su(co0r+Q) и [7Ю и определения коэффициента формы импульса тока (1.24), в. соответствии с которым (ЛиДко) =g’i, для относительного уровня шума в нагрузке получается выражение
Рш (o)or+^)=1 +q2/AcOr2 ^7777-	(23.1)<
Из него видно, что за счет фильтрующего дейстия нагрузки г отношение рш(со0Г+Й) убывает с увеличением отстройки от центральной частоты: при | Q/AcoK | = 0,5 на 1 дБ, прИ1 |Q/AcoKl = 1 на 3 дБ, при |Q/AcoK| =3 на 10 дБ, при |Й/А<о^| = = 10 на 20 дБ. Увеличение выходной мощности каскада, как видно из (23.1), также приводит к уменьшению относительного* уровня шума. Если рост мощности PY происходит только за счет увеличения 7Ki, то отношение рш(со0г+,Й) изменяется обратно пропорционально Однако обычно в более мощных каскадах коллекторное напряжение С7К также больше. Поэтому с ростом Pi отношение рш(со0Г+^) убывает несколько медленнее, чем 1/А.
Оценим рш(соог) для буферного усилителя, включаемого после автогенератора с кварцем. Примем типичное для такого усилителя значение /К1=10 мА и положим g’1=l,6. Учитывая,, что е=1,6-10-19 Кл, из (23.1) получаем рш(со0Г) ==4-10“17 Гц-1..
В литературе принято выражать рш(а>ог) в децибелах. В данном случае 101g рш (сиог) =—164 и, следовательно, мощность шума в полосе 1 Гц при малых по сравнению с А<ак отстройках от центральной частоты ниже мощности основного колебания на 164 дБ. Сокращенная запись выглядит так: рш(©Ог)^ •= —164 дБ/Гц. Далее будем использовать такую запись именно в поясненном выше смысле.
Повторяя рассуждения, приведшие к (23.1), получим для умножителя частоты на N оценку
рш (7V(o+QCr)=-—±-—	(23.2>
где A<oKw — полуширина полосы резонансной нагрузки в цепи, коллектора; gN — коэффициент формы для Af-й гармоники; Ikn — амплитуда N-й гармоники тока коллектора. Количественная оценка рш(Л^со0г) при том же, что и в усилителе, импульсе тока и оптимальном угле отсечки для удвоителя частоты (N=2) приводит к результату рш(2(о0г) = —161 дБ/Гц.
Чтобы перейти к оценке отношения шум/сигнал при тех же отстройках Q от несущей на выходе передатчика, нужно выяснить, как оно изменяется при прохождении колебания вместе с шумом через усилители и умножители частоты. Сумма малого узкополосного шума и гармонического сигнала может быть представлена в виде колебания с малой амплитудной и фазовой срш(О модуляцией:
и(/) = (1 +тш(/)) t/Kcos (соог^+фш (0).	(23.3)
При действии такого колебания на вход умножителя частоты на N, полоса колебательной системы которого значительно' больше, чем Дсок, выходное колебание можно представить в виде
Mw(^)=(l+mrnw(0)^K;vCOS (^Ог* + Мрш(0+Фол0	(23.4)
Здесь UKN—амплитуда N-й гармоники; фол-— постоянный сдвиг фазы;	—выходная относительная амплитудная модуля-
ция.
При правильном выборе режимов умножительных каскадов энергетический спектр	имеет тот же порядок, что и
энергетический спектр тш(/). Энергетический спектр шумовой фазовой модуляции на выходе умножителя, как видно из сравнения (23.3) и (23.4), превышает энергетический спектр входной шумовой модуляции в N2 раз. Поэтому относительный уровень энергетического спектра колебания (23.4), обусловленного* шумовой фазовой модуляцией, на 20 1g W дБ выше, чем относительный уровень части энергетического спектра шума, обусловленной фш(0 •
Если шум усилителя um(t) стационарен, то на долю составляющих его энергетического спектра, связанных с шумовой фа-
зовой модуляцией фш(0, приходится половина уровня, определяемого (23.1). Поэтому для оценки относительного уровня выходного шума умножителя частоты на N можно записать формулу
puny (Mcoor+Q) ~ рш (соог+£2) —3+20 1g N.	(23.5)
Используя приведенную оценку шума буферного усилителя, получаем для выходного колебания умножителя частоты на 100 оценку риш(ЮОсоог)= —127 дБ/Гц.
Представленная оценка является ориентировочной. В зависимости от типа активного прибора и грамотности выбора схемы и режима буферный каскад может вносить шумы, превышающие эти уровни на 3... 10 дБ или лежащие ниже его на 3...10 дБ. Кроме того, для активных приборов многих типов (в частности, для биполярных и полевых транзисторов) при отстройках |Q/2n|^(10 ... 100) кГц характерно преобладание над уровнем естественных шумов энергетических спектров, связанных с модуляцией амплитуды и фазы избыточными низкочастотными шумами и флуктуациями параметров. Избыточные амплитудные и фазовые шумы имеют энергетические спектры, изменяющиеся по закону 1/Qa, где 1.
С учетом изложенного относительный уровень энергетического спектра шума рассматриваемой модели передатчика при малых отстройках от центральной частоты €о0=Мо0г выглядит так, как показано на рис. 23.4.
В окрестности гармоники выходного колебания с номером 7Vr будет наблюдаться подъем уровня шумов до относительной величины (по отношению к уровню самой гармоники) на 20 1g NT, превышающей уровень шумов в окрестности ш0. В промежутках между гармониками относительный уровень шумов определяется совместным влиянием шумов всех усилительных и
Рис. 23.4. Спектр шумового излуче-	Рис.	23.5. Энергетический
ния передатчика без модуляции	спектр шумового излучения
передатчика в широкой полосе частот
умножительных каскадов. Его уровень относительно мощности на основной частоте зависит от подбора активных приборов, их режима, фильтрующего действия цепей согласования, мер по снижению уровня шумов. Его значение может лежать в пределах — (160... 200) дБ/Гц. Пример энергетического спектра шумового излучения в широкой полосе частот показан на рис. 23.5. Его полезно сравнить с дискретным спектром выходного колебания, показанным на рис. 23.2, а.
23.4.	ПАРАЗИТНЫЕ И ИНТЕРМОДУЛЯЦИОННЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
Паразитные излучения связаны с неустойчивой работой отдельных каскадов передатчика или передатчика в целом (см. гл. 25). Они могут представлять собой подъемы уровня шумового излучения вблизи частот, на которых происходит регенерация внешнего воздействия за счет внутренних положительных обратных связей. В худшем случае они проявляются в виде излучения паразитного колебания, частота которого определяется параметрами элементов, входящих в цепь паразитной генерации. Спектр паразитного излучения усложняется, если возбуждаются колебания в промежуточном каскаде и оно взаимодействует с основным через нелинейные элементы последующих каскадов. В ряде случаев это излучение происходит только при наличии напряжения возбуждения основной частоты. Подавление паразитных колебаний является одной из важных и часто трудных задач наладки передатчика. Сущность методов их устранения сводится к тому, чтобы нарушить условия самовозбуждения таких колебаний.
Интермодуляционные излучения возникают из-за нежелательных электромагнитных связей с другими передатчиками и взаимодействия основного и наведенного напряжения на нелинейных элементах передатчика. Чаще всего они проявляются при работе нескольких передатчиков на одну антенну или при близко расположенных антеннах. Для подавления их нужно сначала выявить канал, по которому наведенное колебание проникает на нелинейные элементы, а затем принять меры по его устранению (введением фильтров, экранированием и т. д.).
Глава 24. ПАРАЗИТНЫЕ КОЛЕБАНИЯ В ПЕРЕДАТЧИКАХ
24.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Одной из серьезных проблем, возникающих при проектировании радиопередающих устройств, является обеспечение их устойчивости. Возникновение паразитных колебаний может приводить ко многим нежелательным яв
лениям: паразитной мрдуляоди, снижению полезной мощности, внеполосному излучению, затруднению настройки усилительных каскадов ц, что особенно опасно, выходу из строя АЭ (в первую очередь — транзисторов).
Неустойчивость усилителя может быть обусловлена различными факторами: тепловой обратной связью в транзисторе, внутренней обратной связью через емкости активной и пассивной частей коллекторного перехода и паразитные реактивные параметры корпуса транзистора, нелинейностью емкостей р—«-переходов, отрицательными сопортивлениями, обусловленными пролетными эффектами, лавинным умножением и, наконец, внешними обратными связями. Не все перечисленные причины одинаково существенны. Так, влияние тепловой обратной связи следует учитывать главным образом при проектировании усилителей очень низких частот, когда частоты сигналов соизмеримы с величиной обратной тепловой постоянной времени транзистора.
Неустойчивость, связанная с лавинным умножением, маловероятна, если транзистор работает с напряжениями, не превышающими допустимые. Допустимые напряжения определяются так, что в рабочей области напряжений ударная ионизация невозможна.
Внешние паразитные обратные связи, безусловно, опасны с точки зрения самовозбуждения передатчиков и потому подлежат устранению или, по крайней мере, ослаблению, сведению к допустимому минимуму. Общие принципы уменьшения внешних обратных связей одинаковы для ламповых и транзисторных каскадов передатчиков. Они определяют выбор рациональных конструктивных решений, способов развязки источников питания, экранирования каскадов и т. п.
Можно выделить две основные причины неустойчивости транзисторных усилителей мощности, обусловленные свойствами транзисторов как усилительных приборов. Первая из них — внутренняя обратная связь в АЭ, неустранимая в принципе, если не считать нейтрализации ее в узком диапазоне частот с помощью внешних цепей. Вторая причина — нелинейность емкостей р—«-переходов, приводящая к параметрической генерации колебаний при работе транзистора в режиме «больших» сигналов. Механизм возникновения паразитных колебаний здесь тот же, что при возбуждении колебаний в параметрических генераторах. Конкретные рекомендации по-предупреждению паразитной параметрической генерации приведены в [4].
Ниже основное внимание уделено предупреждению паразитной генерации в усилительных каскадах за счет внутренней обратной связи в АЭ.
24.2.	КОЭФФИЦИЕНТ ВНУТРЕННЕЙ УСТОЙЧИВОСТИ АЭ И КОЭФФИЦИЕНТ УСТОЙЧИВОСТИ каскада
При исследовании устойчивости усилителей будем исходить из имми-тансного критерия устойчивости, сущность которого заключается в следующем. Если исследуемую цепь представить в виде соединения пассивного и активного двухполюсников, причем последний оказывается устойчивым при
присоединение к нему бесконечного иммитанса одноименной размерности, то для устойчивости цепи необходимо, чтобы
Re Wa + Re Wn>0;	(24.1)
Im Wa 4-Im Wn=0,	(24.2)
т. e. реальная часть суммарного иммитанса активного Wa и пассивного Wn двухполюсников должна быть положительной на той частоте <х>о, на которой его мнимая часть равна нулю. Если знак неравенства (24.1) меняется на противоположный, например в некоторой области частот, то это свидетельствует о потенциальной неустойчивости цепи. Для действительной неустойчивости необходимо одновременное выполнение условий (24.1).
Заменим реальную схему усилителя эквивалентной (рис. 24.1). Здесь yr=gr+jbr, Ун=£н+/Ьн — проводимости внешних цепей, пересчитанные ко входу и выходу АЭ. Транзистор, нагруженный на входе на проводимость уг, можно рассматривать со стороны выхода как активный двухполюсник с проводимостью
Увых = У22—У12У21/(У11+Уг),	(24.3)
где утп — У-параметры прибора. В соответствии с иммитансным критерием устойчивости генератор, изображенный на рис. 24.1, будет устойчив, если
Re Увых+Re ун>0; Im уВых+1ш ун==0.	(24.4)
Разделяя уВых (24.3) на действительную и мнимую части, находим
Re Увых=£22—(AI-|-Маг)/[(g\ 1+£г) (1+<Гг2)];	(24.5)
Im уВых=^22—(N—AIor)<Uii + ^r) (1 + <?г2)],	(24.6)
где
Л14-/М=У12У21,	(24.7)
(Уг= (6ц4-Ьг)/(£п+£г).	(24.8)
Составляющая Re увых зависит от проводимостей gF и ЬТ, причем последняя входит только в параметр ог. Решив уравнение dRe Увых/д1пг = 0 относительно о'г, считая gr = const, найдем аго, соответствующее наименьшей величине Re увых:
(Уго=[ | У12У211 —Re (У12У21) ]/Im (У12У21),	(24.9)
при этом
Re увых = £22—0,5[|у12у211+Re(yi2y2i)]/(gii+gr);	(24.10)
Ьг = сГго(^п+^г)—Ьц.	(24.11)
Рис. 24.1. Эквивалентная схема усилительного Каскада с общим эмиттером
Минимальное значение ReyBbix как функции gr соответствует gr = 0 и равно
Re Увых min = gz2— [ | У12У211 +Re (У12У21) ] / (2gi 1).	(24.12)
Отсюда требование положительности ReyBbix принимает вид
%g\\g22— | У12У211 —Re (у 12У21) >0.	(24.13)
Если знак неравенства противоположный, то АЭ потенциально неустойчив, поскольку имеется принципиальная возможность так подобрать проводимости Ьг и Ьп, что ReyBbix окажется отрицательной.
Нормируя левую часть (24.13), введем коэффициент внутренней устойчивости АЭ:
„	Re (у12^21)
ЛУ-ВН~ 1У12У211
(24.14)
Коэффициент Ку.вн зависит только от параметров АЭ и является инвариантом, т. е. величиной, не зависящей от формы У-, Z-, Н- или G-параметров АЭ, в которой ведется расчет. Введя общее обозначение IFi для У-, Z-, Н- и G-параметров АЭ, перепишем (24.14) в виде 2ReW11ReW22-Re(W22W2I)
Ау.вн-	|W12W21|	*	(24’lb)
Сравнивая (24.14), (24.15) с (24.13), видим, что АЭ потенциально устойчив на заданной частоте, если КУ.вн<1, и абсолютно устойчив, если Ку.вн>1, причем степень устойчивости тем больше, чем больше Ку.вн.
Чтобы показать геометрический смысл коэффициента Ку.вн, преобразуем выражение для входного иммитанса (24.3) к виду
WBMI = (aWr+&)/(Wr+d),	(24.16)
где a=W22, fc = WnW22—Wi2W21, d=Wn. Выражение (24.16) можно рассматривать как дробно-линейную функцию, отображающую комплексную плоскость Wr на плоскость \¥Вых. Согласно теории конформных отображений прямая линия ReWr = 0 отображается на плоскости WBbix окружностью |WBMx—WBbixo| = р с центром WBMxo и радиусом р: WBuxo=W22—W12W2i/ (2ReWn), p=|W12W21|/(2ReWn).
При ReWn>0 вся правая полуплоскость Wr отображается внутрь круга на плоскости WBbix (рис. 24.2). Можно предположить, что запас по устой-
lin И/г	Im	I Im
а)	#)	6)
Рис. 24.2. Полуплоскость иммитанса Wr = ReWr+/ImWr (а) и ее конформное отображение на плоскость выходного иммитанса (б, в)
чивости определяется расстоянием между осью ReWBMX = 0 и ближайшей к ней точкой на окружности. Этой точке соответствует минимальное значение Re WBbix = Re ХУвыхо—р. Отсюда следует условие устойчивости АЭ, эквивалентное (24.13): ReWBMx—р>0 и однозначно определяется коэффициент устойчивости Ay.BH=Re WBbixo/p. Раскрывая выражения для WBbixo и р, получаем формулу (24.15).
В эквивалентной схеме усилителя (см. рис. 24.1) иммитансы Wr и WH имеют потери: ReWr>0, ReWH>0. Если добавить ReWr и ReWH к собственным иммитансам Re Wn и Re W£2, то вместо (24.15) получим
2 Re (Wn + Wr) Re (W22 + WH)-Re (W12W21)
Лу-	|W12W21|	•
Величина Ку называется коэффициентом устойчивости каскада. При КУ> >1 усилитель абсолютно устойчив. Значение Ку=1 соответствует границе абсолютной устойчивости.
24.3.	РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ С УЧЕТОМ УСЛОВИЙ УСТОЙЧИВОСТИ НА РАБОЧЕЙ ЧАСТОТЕ
Если АЭ на рабочей частоте внутренне устойчив, то усилитель на нем абсолютно устойчив, т. е. значение КР ограничено при любом иммитансе нагрузки. Коэффициент усиления по мощности определяется выражением
_±Н_______I wsl|2ReW»___
^-Рвх - |WS2 + WH|2ReWBX
и, как видим, является функцией Re WH, Im WH.
Решив совместно уравнение dKP/dReWH=0, dKp/dlm WH=0, найдем составляющие иммитанса нагрузки:
Re WH0=| W12W211 j/\2 BH-l/(2Re W„);	(24.19)
Im WH0=Im (W12W21)/(2 Re W„)—Im W„,	(24.20)
при которых Кр максимален:
/Cpmax=| W21/WI2 | (^.вн-уЛ<вн-1).	(24.21)
Соотношение (24.21) устанавливает простую связь Кр max с коэффициентом устойчивости Ку.вн, причем величина Кр тах вещественна, т. е. физически реализуема, если Ку.вн^1. При Ку.Вн<1 можно получить любой коэффициент усиления, поскольку на границе устойчивости Кр->-оо. Задачу проектирования усилителя в этом случае целесообразно сформулировать так: получить максимальный коэффициент усиления по мощности Крм.уст при заданной степени устойчивости (24.17).
Обратим внимание на то, что КР зависит только от иммитанса нагрузки WH = Re Wh-H Im WH, a Ky— от Re Wr и ReWH. Ввведем поэтому частичный коэффициент устойчивости, равный (24.17) при ReWr = 0:
2 Re Wn Re (W22 + WH)-Re (W12W21)
Ку.н=	|W12W21|	•	(24-J2)
При проектировании усилителей на заданную полезную Мощность иммитанс нагрузки ReWH определяется при расчете коллекторной цепи и, следовательно, значение коэффициента Кун можно считать известным. Найдем максимально допустимое значение КР при Ку.а = const.
Выразим Re WH с помощью (24.22) через коэффициент устойчивости 7СУн и параметры транзистора:
Re(WH+W22) = | W12W211 (Ку.н+cos <р)/(2Re Wn),	(24.23)
где qp = arg(Wi2W2i).
Подставляя это значение Re WH и оптимальную величину Im WH из (24.20) в (24.18), после упрощений получаем
*^~_Г -	<2’-24>
Таким образом, если на рабочей частоте при выбранном угле отсечки коэффициент внутренней устойчивости Ку.вн<1, то следует задаться иммитансом нагрузки Rel^H так, чтобы частичный коэффициент устойчивости (24.22) превышал единицу: /(у. Н>Д. Максимально допустимый устойчивый коэффициент усиления по мощности определяется соотношением (24.24), он реализуется при оптимальной реактивной составляющей иммитанса нагрузки 1тТГно из (24.20).
24.4. ОБЛАСТИ ПОТЕНЦИАЛЬНОЙ НЕУСТОЙЧИВОСТИ В УСИЛИТЕЛЬНОМ КАСКАДЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Проведем исследование по следующему плану. Сначала рассмотрим зависимость коэффициента внутренней устойчивости транзистора Ку. Вн в схеме с ОЭ от частоты и угла отсечки. Это позволит разбить всю область частот от нуля до максимальной частоты генерации fmax на области потенциальной неустойчивости (ОПН), где Ку. Вн<1, и абсолютной устойчивости (/Су. вн>1). Далее для области ПН найдем значения иммитансов Wr и ТГН, при которых каскад как автономная система становится неустойчивым, и тем самым определим возможные эквивалентные схемы паразитных автогенераторов. Наконец, рассмотрим способы предупреждения паразитной генерации как в полосе рабочих частот усилителя, так и вдали от нее.
Внутренняя обратная связь в транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, определяется емкостями Ск. а и Ск. п коллекторного перехода (см. рис. 2.14) и индуктивностью эмиттерного вывода Ьэ. Пренебрежем на первом этапе исследования влиянием Ьэ. В этом случае для расчета зависимости Ку. вн(со, 6) можно использовать усредненные по первой гармонике У-параметры транзистора, полученные в § 2.7. Перепишем их с сохранением прежних обозначений:
1 +/COT.S
Yi (0);
y12 = -/0)Ск.а	?! (0) + г. (л-0)+-^7 ];
¥г,= 1+ jaxs V1(0): Y22 = j0)CK a 1 + /ШТ5 ?! (0)+>CK.
(24.25)
Определив отсюда ReYlb ReY22, |Yl2Y2i| и Re(Y12Y2i), получим
V	(fec+2)C0Ts
у-вн У(^ + Кп)2 +V(®^-)2 ’
Скп + Ск aVi (Л—0)
где kc =------— /ж----------. При 0->18О° и Сктт->0, т. е. ^^->0 вместо
GK.abw
(24.26) имеем
Ку. вн = 2(0Тз/Лп,	(24.27)
где Кп = гр/(гб+г₽)—коэффициент передачи входной цепи транзистора по напряжению при со-И).
Из полученных зависимостей Ку.вн((от8, 0) видно, что Кувн = 0 при (о-Н) и возрастает тем медленнее, чем больше kc (рис. 24.3). На некоторой частоте /нг получим Ку. вн=1. Таким образом, область потенциальной неустойчивости (в которой КУ. вн<1) охватывает полосу частот от fHi=0 До fH2- С уменьшением угла отсечки коэффициент устойчивости уменьшается, а зона неустойчивости по частоте расширяется. Это объясняется возрастанием проводимости обратной реакции У12 при переходе транзистора из активной области в область отсечки (см. (24.25) и рис. 24.3).
Положив в (24.27), (24.26) Ку. ВН- 1, найдем верхнюю границу ОПН*
fH2=0,5Kn/:s при Ск. п = 0, 0=1’80° и в общем случае
/н2=0,5Л (kc + Кп)/К*7+Т.	(24.28)
Как видим, в пренебрежении емкостью Ск. п граничная частота fH2 не превышает 0,5fs. При реальных значениях Ск.п/Ск а = 1 . •. 3, Кп=0,5 граница ОПН расширяется в 2 ... 3 раза при 0= 180° и в 3... 5 раз при 0 = 90°, т. е. fH2=i(l ... 2,5)fs.
Рис. 24.3. Зависимости коэффициента внутренней устойчивости транзистора для схемы с ОЭ от нормированной частоты при разных коэффициентах разделения коллекторной емкости ^°с = Ск. n/Ск. а
Рис. 24.4. Приближенные зависимости коэффициента внутренней устойчивости транзистора от частоты при различных значениях параметра х и постоянном коэффициенте разделения коллекторной емкости k°lc = = Ск. п^Ск. а —2
И,з (24.26), (24.27) .следует, что нижняя граница ОПН fHi = 0. Это объясняется тем, что ® эквивалентной схеме транзистора (см. рис. 2.14) не учтена проводимость gK. б, шунтирующая коллекторную емкость Ск. а. С учетом gK. б имеем
/н1 = fs2 (1 4“5гб) gb.e/((ОгрСк.п) •
Для реальных значений параметров транзистора fH2 = (Ю-2... 10-1)fs. Таким образом, ОПН расположена между частотами fHi= (10“2... 10-1)fs и /н2= (1 • •-'2,5)fs, т. е. составляет существенную часть диапазона рабочих частот транзистора. Это означает, что при проектировании усилителя следует проводить оценку его устойчивости.
Рассмотрим влияние индуктивности Ц на зависимость Ку. вн(со, 0) и границы областей потенциальной неустойчивости. Усредненные по первой гармонике У-параметры транзистора с учетом Ьэ имеют вид [8]

D
Скп I
V1 (6)4-71 (л— 0) + r— • ик.а J
(24.29)
i = 2) Vi (^); V22 = j’(dCk a Yi (0) +
где /)=1+/сйТ5ь+(М/(йб)2; Tsl=ts+tl; tl=(S+56)A3; w6= (^эСд эЛ’п) “1/2 и для простоты, как и в (24.25), полагаем Сэ-^0.
Из сравнения (24.29) и (24.25) следует, что учет Ц приводит к замене полинома 1+/(ots на 7)=1+/сйТвь+(/со/(Об)2. Расчеты с помощью (24.29) можно .упростить, если диапазон рабочих частот транзистора (0... сотах) разбить на две области:
0<(й<(йб И СОб<СО < (Отах-
(24.30)
Величина cogTsl^I, поэтому в первой области можно пренебречь слагаемым — (co/icoe)2, а во второй — единицей. При таком упрощении выражения для У-параметров в первой области (при со<соб) отличаются от (24.25) только тем, что постоянная времени заменена на т8ъ. Поскольку Tsl>Ts (а именно tsl=ts(1+%), где х = (огр1э/гб), это означает, что граничная частота по крутизне уменьшается в (4+х) раз. Для маломощных СВЧ транзисторов %=0,5 ... 2, для мощных х=2 ... 15, т. е. для СВЧ транзисторов граничная частота по крутизне определяется не столько инерционностью собственно транзистора (постоянной времени = КпГбСд. э), сколько обратной связью через индуктивность Ьэ — постоянной времени tl = S3L3.
В то же время выражения для У-параметорв транзистора при со<Юб в приближении 7)=1+/с№ь аналогичны выражениям (24.22) и, следовательно, аналогичными оказываются зависимости коэффициента внутренней устойчивости от частоты и угла отсечки. Вместо (24.23) имеем
.	(2 + fe£)<aTj£
У’вн~ *l/1 + (®W
(24.31)
где kL = [kc (1 + z) + х].
Рис. 24.5. Зависимости коэффициента внутренней устойчивости транзистора от частоты при соГрТк=0,1 (а) и 0,01 (б)
Характер зависимости /<у вн (о>) остается прежним (рис. 24.4), но ширина опн изменяется. Ее верхняя граница определяется как корець уравнения /Су вн (со) = 1: /н2 = 0,5Л^с/уГ(^с+ О (1 +х) , т. е. уменьшается в	раз против значения /н2 при £э = 0. Это связано в основном
с уменьшением модуля и увеличением отрицательного фазового угла крутизны К21.
Общий вид зависимости Ку. bh(cd) при Лэ#=0 иллюстрируют кривые на рис. 24.5, рассчитанные на ЭВМ по (24.14) для двух случаев: согрТк=0,1 и а>грТк = 0,01. Первый случай характерен для маломощных, второй — для мощных высокочастотных транзисторов, у которых параметр согрТк~ ~ (1 .. . 5)-10-2. Как видим, при определенных соотношениях между параметрами к и (ОгрТк возможно появление второй области потенциальной неустойчивости, причем эта область может быть весьма широкой. Например^ при (DrpTK=0,01 и х = 6 ОПН охватывает диапазон (0,5... 4)frp.
24.5.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ПАРАЗИТНЫХ КОЛЕБАНИИ В КАСКАДЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Самовозбуждение колебаний в усилителе возможно лишь в том случае, если при Ку<1 реактивные составляющие проводимости Ьг=1шуг и Ьн = = 1шун удовлетворяют условию баланса фаз (24.2). Определим область значений Ьг и Ьн, при которых указанные условия выполнены. Для этого в соответствии с (24.4) приравняем нулю вещественную и мнимую составляющие суммарной выходной проводимости Увых+Ун. С учетом (24.3)
Re(Y12Y21) + orIm(Y12Y21) £н + ^22	(^11 + ^г)(1+^г2)
Im(Y12Y21)-orRe(Y12Y?1)
*н	+*22 (gn + £г) (1 + аг2) где Gr=(bn+br)l(gLi + gr).
(24.32)
(24.33)
Так как Ьг входит в ог, разрешаем первое уравнение относительно ог, -а граничный значения находим как корни полученного квадратного уравнения:
гр	sin<p+/l—ЛСу2
ari,2~ cosqp + /Cy
(24.34)
где T = arg(Y12Y2i).
Граничные значения нормированной выходной проводимости он = = (&22+^н)/(^22+^н) определяются после подстановки 0^2 в (24.33):
гр sin (р + V1 — /<у2
Gh1 ’2= cos ф + /Су
(24.35)
Формулы для сг^Р 2 и Qrp отличаются лишь порядком знаков перед радикалами. При всех значениях ог (или он), лежащих за пределами смежных значений о^Р,2 (или самовозбуждение колебаний невозможно.
Установим связь граничных значений aJP 2 и 2 с параметрами физической схемы замещения транзистора. Поскольку частотные зависимости £г и заранее не известны, рассмотрим худший случай £Г(Н)==0. Подставив в (24.34), (24.35) выражения для Ку вн и ф, получим
Oj?>2 = -0,5ftc £ [1 + /1-(///„,)’];
f	(24.36)
°н?.2= ~0>5kc-j- [1 + У l -p
где /на—верхняя граница ОПН при £э = 0 (24.28).
Обе нормированные проводимости отрицательны. Можно показать, что отрицательными должны быть и реактивные проводимости внешних цепей
Рис. 24.6. Зависимости нормированных граничных индуктивностей генератора (а) и нагрузки (б) от частоты при Лэ = 0
Ьг и &н, т. е. проводимости и имеют индуктивный характер и их можно представить в виде =
Из зависимостей нормированных граничных индуктивностей от частоты (рис. 24.6) можно сделать следующие выводы.
1.	Поля параметров Lr и Лн, при которых усилитель может оказаться неустойчивым, расположены между граничными кривыми ДГ£<£Г<£ГР и	пРичем Для возбуждения колебаний оба
условия должны быть выполнены одновременно.
2.	С увеличением коэффициента kc =[Ск.п + С’к.а'У1(л;—0)]/G(.aYi(0) области неустойчивости в координатах Lr и LH расширяются.
3.	Эквивалентная схема паразитного автогенератора является аналогом индуктивной трехточки (рис. 24.7, а).
Сопоставим граничные значения £г и £н. Нормированные величины Z,JP/£ro и ДГР^Дно, где £г0 = 2тк/(<»^Ск п) —значение	при /=/в1,
Дн0 = £г0/(согртк), имеют, как видим, один и тот же порядок. Следовательно, отношение их абсолютных величин определяется примерно отношением нормирующих параметров £нй/£го= (сОгРТк)-1 = Ю1... 102. Отсюда вытекает важный практический вывод относительно низкочастотных (в сравнении с рабочей частотой усилителя) паразитных колебаний: опасность их возникновения тем выше, чем больше индуктивность коллекторного дросселя АДР.К превышает индуктивность базового дросселя ЛДР.б. В этом смысле целесообразно уменьшать насколько возможно первую и увеличивать вторую из этих индуктивностей, т. е. выбирать £ДР. К/£ДР. б<1.
Аналогичное вычисление граничных значений реактивных параметров &г1 2 и ^н? 2» соответствующих второй области потенциальной неустойчивости (рис. 24.8), показывает, что ^^э2>0> а ^н?,2<0- Таким образом, возникновение паразитных колебаний во второй ОПН может произойти при
Рис. 24.7. Возможные эквивалентные схемы паразитных автогенераторов в усилителе с ОЭ, соответствующие первой (а) и второй (б) ОПН транзистора
лгР
t$,2
Рис. 24.8. Примерный вид зависимостей граничных проводимостей генератора (а) и нагрузки (б), соответствующих второй ОПН, от частоты
обязательном условии, что результирующая проводимость внешних цепей со стороны входа транзистора имеет емкостный характер, а со стороны выхода индуктивный. Поля «опасных» для возникновения автоколебаний величин Ьг и Ьп расположены внутри заштрихованных на рис. 24.8 областей. Эквивалентная схема паразитного автогенератора показана на рис. 24.7, б.
24.6.	ОБЛАСТИ ПОТЕНЦИАЛЬНОЙ НЕУСТОЙЧИВОСТИ В УСИЛИТЕЛЬНОМ КАСКАДЕ с общей базой
Перейдем к расчету характеристик потенциальной неустойчивости транзистора в схеме с ОБ (рис. 24.9). Анализ получается более простым, если исходить из матрицы Z-параметров Т-образной схемы замещения транзистора [24.4]:
__ II r6i + гб2 0—а) 4-Zn3	Г61 + 7®^б
II r6i + а/(/®Ск) +	r6i 4-1//й)Ск 4-JcoZg
(24.37>
где 2п.э = Гэ(1+/<оТгр); а=а0/(14-Мтгр).
Можно показать, что сопротивление Zn. э практически не влияет на зависимость Ку.вн(Жр), поэтому полагаем далее Zn. э = 0. Рассчитанные в этих предпосылках зависимости Ку. вн(Жр) при 7,6 = 0 и двух значениях коэффициента разделения коллекторной емкости kc — CK. aJCK, а для схем с ОЭ и ОБ даны на рис. 24Л 0.
В обеих схемах Ку вн=9 при со->0 и монотонно возрастает с повышением частоты, причем на всех частотах Ку.вн^^у.вн» т- е- схема с ОБ потенциально менее устойчива.
В области частот, где Ку. вн<1, транзистор потенциально неустойчив. Верхняя граница ОПН в схеме с ОБ близка к frp и практически не зависит от параметра kc. При £б=0 и /гс=0 она определяется выражением
/н2 = 0,7/гррЛ У* 1 4" о&0/й)ГрТк^ 1.	(24.38)
Оценить влияние индуктивности базового вывода на /н2 можно с помощью обобщенного графика (рис. 24.11), где /Шах=К/гр/(8лтк)—макси-
Рис. 24.9. Эквивалентная схема усилительного каскада с ОБ
Рис. 24.10. Зависимости коэффициентов внутренней устойчивости транзистора для схем с ОЭ и ОБ
Рис. 24.11. Зависимости максимальной частоты потенциальной неустойчивости транзистора, нормированной к максимальной частоте генерации транзистора, от параметра
мальная частота генерации транзистора; х = (йгрАб/гб— безразмерный параметр. Как видим, увеличение % приводит вначале к возрастанию fH2 от начального значения (24.38) до fmax, а затем к уменьшению ее. Это объясняется тем, что индуктивность Ьб играет роль элемента положительной обратной связи, причем связь оптимальна при х = хОпт=!1, т. е. при £б.опт = =Гб/(огр, и не зависит от (йгрТк.
У маломощных высокочастотных и СВЧ транзисторов как малых, так и больших мощностей параметр х = 0,2...2, т. е. верхняя граница ОПН близка к максимальной частоте генерации: fH2= (0,8... l)fmax*
24.7.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ПАРАЗИТНЫХ КОЛЕБАНИИ В КАСКАДЕ С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Определим возможные эквивалентные схемы паразитных автогенераторов в усилителе с ОБ, следуя тем же путем, что и при решении этой задачи в схеме с ОЭ (см. § 24.5). Вначале найдем границы областей потенциальной неустойчивости в координатах реактивных сопротивлений хг и хн. Можно показать, что для нормированных сопротивлений
Or = (Х11+Хг)/(Гц+Гг), СГн= (Х224-Хн)/(Г22+^н)	(24.39)
границы ОПН определяются прежними выражениями (24.34), (24.35), однако теперь коэффициент устойчивости Ку и фаза (p = arg(Zi2Z2i) определяются через Z-параметры АЭ.
Установим связь граничных сопротивлений хг, хн с физическими параметрами транзистора в предельном случае, когда rr = rH=0, т. е. /Су = =Ку.вн» а ширина ОПН максимальна. Положим пока £б=0. Примерный вид зависимостей граничных сопротивлений xj^ 2 и xJJ 2 от частоты показан . на рис. 24.12. Из-за несовершенства использованной нами схемы замещения транзистора (пренебрежения сопротивлением, шунтирующим емкость Ск а) зоны генерации в области низких частот /->0 оказались расходящимися В действительности ветви кривых х^>2 и соответственно х^ 2 смыкаются при /=/Н1 «(10-3.. ,10-4) /гр, образуя замкнутые области неустойчивости
Из рис. 24.12 видно, что х^2<0, а Хн1,2>° во всей ОПН и, следо-
Рис. 24.12. Примерный вид зависимостей граничных сопротивлений генератора (а) и нагрузки (б) для области неустойчивости при £б = 0
Рис. 24.13. Эквивалентная схема паразитного автогенератора р усилителе с ОБ при пренебрежимо малой индуктивности базового вывода
Рис. 24.14. Примерный вид зависимостей граничных сопротивлений генератора (а) и нагрузки (б) при £б=#0
вательно, эквивалентная схема паразитного генератора в усилителе ОБ при £б = 0 имеет одно начертание (рис. 24.13). Возбуждение колебаний в такой схеме согласно (24.38) возможно при f<fH2~frp.
Воспользовавшись Z-матрицей (24.37), учитывающей индуктивность Аб, можно показать, что граничные значения сопротивлений 2 <0 во всей ОПН независимы от величины к, т. е. эти сопротивления, как и при Лб = О, имеют емкостный характер. Знаки сопротивлений (ю) зависят от величины %. Так, оба сопротивления положительны (имеют индуктивный хзрак--тер) во всей ОПН, если
Х<^Хгр— 14“(0грТк.
(24.40)
При х>хгр х^(/)<0 во всей ОПН, а х£Р (/) при увеличении частоты от нуля до / = /н? вначале положительно, а затем, начиная с частоты /х==/гр/х У'(х—xrp)/(QrpTK), меняет знак на противоположный.
На рис. 24.14 показан примерный вид зависимостей х^2 и от частоту при х>_Хгр, а на рис. 24.15 — эквивалентные схемы паразитных автогенераторов. Паразитные колебания возникают при условии, что эквивалент-
Рис. 24.15,. Возможные эквивалентные схемы паразитных автогенераторов в усилителе с ОБ с учетом индуктивности базовогр вывода транзистора
ные реактивные српрртивления хг и хн одновременно попадают внутрь отштри-хованных на рис. 24.14 областей.
Таким образом, в усилителе ОБ при £б#=0 паразитные колебания могут возбуждаться цо двум эквивалентным схемам (рис. 24.15). Вторая схема справедлива для области частот fi<f </н2~/ъах. Поскольку эта область примыкает к максимальной частоте генерации fmax, где наличие даже малых потерь приводит к срыву колебаний, возбуждение колебаний на практике может происходить только по первой схеме (рис. 24.15, а).
24.8.	СПОСОБЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ УСТОЙЧИВОСТИ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Предупреждение паразитных колебаний в усилителе в общем случае представляет сложную задачу. Теоретически возбуждение автоколебаний возможно на любой из частот ОПН транзистора при определенных иммитансах Wr и WH внешних цепей. Частотные зависимости Wr и WH с учетом влияния всех реактивных элементов схемы, включая паразитные, сложны и далеко не всегда известны. К тому же необходимо помнить о влиянии принимаемых мер по^ обеспечению устойчивости на рабочие характеристики усилителя. По этим причинам трудно указать единый способ предупреждения паразитной генерации, пригодный для всех случаев.
Проведенный выше анализ позволяет сформулировать общие положения, которые должны составлять основу для разработки конкретных рекомендаций по обеспечению устойчивости: 1) повышение коэффициента устойчивости на требуемой частоте или в диапазоне частот; 2) нарушение «начертаний» эквивалентных схем паразитных автогенераторов; 3) подбор соотношений между реактивными параметрами цепей, при которых возникновение паразитных колебаний невозможно.
Изменение коэффициента устойчивости на конкретной частоте для данного типа транзистора может происходить, как это следует из (24.47), только за счет изменения вещественных составляющих ReWr и ReWH. Следовательно, в первом способе речь идет об обеспечении таких величин ReWr и Re WH, при которых Ху>1 на этой частоте или в полосе частот.
Во втором и третьем способах подразумеваются меры, приводящие к изменению реактивных составляющих внешних иммитансов Im Wr и Im WB таким образом, чтобы либо была невозможной реализация самих эквивалентных схем паразитных автогенераторов (рис. 24.7 — в схеме с ОЭ, рис. 24.13, 24.15 — в схеме с ОБ), либо нарушались условия неустойчивости усилителя.
Обычно проектирование усилителя, мощности начинают с расчета энер
гетических показателей, включая коэффициент усиления по мощности на рабочей частоте fP или в полосе рабочих частот. Если Ку.вн(/р)<1, то для разрешения противоречия между усилением и устойчивостью применяют методику, изложенную в § 24.3. Компромиссное решение сводится к расчету усилителя на максимум коэффициента усиления по мощности при заданном коэффициенте устойчивости или к дуальному случаю — расчету на заданный коэффициент усиления при максимальном коэффициенте устойчивости.
Далее следует обратиться к выбору цепей питания коллектора и базы. Учитывая, что в обеих схемах усилителей с ОЭ и ОБ в области низких частот эквивалентные реактивные составляющие выходного иммитанса в области неустойчивости носят индуктивный характер, а коэффициент устойчивости очень мал, здесь возможно возникновение паразитных колебаний «дроссельного» типа. На рис. 24.16 показано несколько разновидностей построения цепи питания коллектора. Цепь базы обычно выполняется аналогично схеме на рис. 24.16, а. Простейшая цепь питания (рис. 24.16, а), как отмечалось в § 24.5, реализуется в случае, если индуктивности дросселей коллектора и базы подобраны так, что не выполняются уравнения баланса амплитуд в схеме паразитного автогенератора. В общем случае для борьбы с колебаниями дроссельного типа применяют антипаразитные сопротивления. Их включают, как правило, так, чтобы они не создавали потерь мощности на постоянном токе и на частоте первой гармоники (рис. 24.16, г, е, ж).
При проектировании усилителя на средних частотах fP= (0,1 ... 0,6) frp возможно также возбуждение паразитных колебаний на частотах выше рабочей. В этом случае следует прежде всего проверить «начертание» схемы паразитного автогенератора на частотах 0,8frp... fmax и, если она совпадает с ожидаемой для данного типа транзистора, проверить, выполняются ли условия устойчивости количественно.
Более подробно комплекс мер по обеспечению устойчивости усилителей
Рис. 24.16. Возможные варианты коллекторной цепи питания
при разном соотношении между рабочими частотами и возможными низкочастотными и высокочастотными паразитными колебаниями рассмотрен в книге [8].
Глава 2 5. АВТОМАТИЗАЦИЯ В ПЕРЕДАТЧИКАХ
25.1.	АВТОМАТИЗАЦИЯ УЗЛОВ И ПОДСИСТЕМ ПЕРЕДАТЧИКОВ
Радиопередающие устройства многих радиотехнических систем представляют собой сложные комплексы с многофункциональным возбудителем, каскадами усилителей мощности с источниками электропитания и теплоотвода, сопряженные с громоздкими антенными устройствами. Радиопередатчики, как правило, оснащаются устройствами защиты, блокировки, сигнализации и автоматизации как в целом, так и в отдельных узлах и подсистемах. Многие из этих устройств реализуются на основе жесткой логики с фиксированным, обычно простым алгоритмом работы.
Рост требований к радиоэлектронным устройствам, с одной стороны, и массовое внедрение вычислительной и микропроцессорной техники, с другой, приводят к усложнению устройств управления комплексами. Во многих случаях в состав таких устройств включается управляющая ЭВМ, программное обеспечение которой предусматривает сложные алгоритмы функционирования, взаимодействия с оператором и отдельными подсистемами, контроля работоспособности и прогнозирования надежной работы узлов. Отдельные узлы и подсистемы оснащаются встроенными микропроцессорными средствами или микро-ЭВМ, улучшающими характеристики этих устройств, а в ряде случаев и принципиально их меняющими с точки зрения внешних характеристик. Перечислим некоторые типовые для передатчиков задачи, в которых целесообразно использование автоматизированных микропроцессорных средств:
автоматическая подстройка несущей частоты при старении элементов, климатических (температура, давление, влажность), механических (вибрации, удары), радиационных воздействиях на передатчик;
автоматическая настройка отдельных каскадов усилителя мощности в резонанс и в критический режим при изменении несущей частоты и параметров нагрузки;
автоматическая подстройка избирательных цепей промежу-трчных каскадов при воздействии дестабилизирующих факторов;.
перестройка частоты возбудителя или амплитудная модуля* ция по заданному закону по времени с автоматической ста* билизацией параметров модуляции;
измерение параметров формируемых сигналов на выходе передатчика и в промежуточных каскадах для оперативной кор* рекции и прогнозирования возможных сбоев.
В зависимости от типа решаемой задачи и технических ус* ловий к встроенной микроЭВМ могут предъявляться различные требования. Основными из них являются время выполнения требуемой операции, разрядность представления (погрешность) результатов, вычислений, объем аппаратной части, энергопот* ребность, надежность и стоимость.
25.2.	АППАРАТНЫЕ И ПРОГРАММНЫЕ СРЕДСТВА ВСТРОЕННЫХ МИКРОЭВМ
Встроенная микроЭВМ включает в себя (рис. 25.1) цен* тральный процессор (ЦП), генератор тактовой частоты (ТГ), постоянное и оперативное запоминающие устройства (ЗУ), интерфейсы связи с периферийными устройствами (И), объединенные системной шиной. В качестве периферийных устройств могут выступать клавиатура, индикатор, датчики двоичной информации, выходы аналого-цифровых преобразова* телей, управляющие цепи исполнительных реле, входы цифро* аналоговых преобразователей, линии связи с внешними ЭВМ.;
В состав ЦП входят дешифратор команд, арифметико-логическое устройство, вспомогательные регистры для хранения промежуточных результатов и данных, другие узлы. В некото
рые микропроцессорные комплекты для повышения производительности ЦП включаются сопроцессор для ускоренного выполнения сложных арифметических операций, таймер для выполнения вспомогательных функций во времени и др. В связи
с тем, что используемая технология изготовления элементов микропроцессорных систем имеет различную степень интеграции, аппаратные средства, входящие в состав микроЭВМ, могут быть выполнены в различном физическом объеме — от нескольких плат до одного корпуса интегральных схем.
Специализированный вычислитель, которым является встроенная в радиопередатчик микроЭВМ, используется для
решения одной или нескольких конкретных за- . дач, поэтому при выборе его структуры применяется минимум средств,	реша-
Рис. 25.1. Структурная схема микропроцессорной системы
ющих именно эти задачи. Таким образом, в отличие от универсальной ЭВМ встроенная микроЭВМ в одном из каскадов передатчика может быть однокристальной с минимальной разрядностью, а в другом — выполнена в виде платы с определенным объемом памяти, функциональными сервисными возможностями и повышенной разрядностью вычислений.
Выпускаются микропроцессорные комплекты с фиксированной (8, 16, 32) или наращиваемой разрядностью данных. Использование наращиваемой разрядности данных позволяет реализовать допустимое значение погрешности, например, в десятом двоичном разряде. Однако число корпусов интегральных схем, реализующих такой спецвычислитель, может значительно возрасти.
Для ряда радиотехнических задач (например, быстродействующая автоподстройка частоты возбудителя, формирование и обработка в реальном времени сигналов) важнейшее требование к микроЭВМ — время решения задачи. Существует несколько направлений улучшения характеристик микроЭВМ в отношении быстродействия:
выбранная разрядность вычислений должна соответствовать разрядности одновременно обрабатываемого слова в ЦП. Имеется возможность побайтовой обработки чисел увеличенной разрядности ценой усложнения программы и увеличения продолжительности вычислений;
выбор ЦП с повышенной тактовой частотой, например построенного по технологии с эмиттерно-связанной логикой (ЭСЛ). Однако при этом и другие узлы микроЭВМ (память, формирователи сигналов, интерфейсные узлы) должны быть выполнены по ЭСЛ-технологии, быть согласованы друг с другом по быстродействию и уровням. Кроме того, узлы с ЭСЛ-технологией имеют повышенное энергопотребление;
программа, по которой работает встроенная микроЭВМ, должна быть наиболее короткой по числу команд и времени исполнения. Разработчик системы, владеющий языком машин-, ных команд или Ассемблера данного ЦП, способен почувствовать все особенности конфигурации спецвычислителя и чисел, с которыми происходит работа, и составить наиболее быструю программу. Стандартные трансляторы с языков высокого уровня (Фортран-80, PL-М и др.) выдают программы, на 30... 80%| более длинные;
использование комплекта с микропрограммным управлением. В этом случае ЦП строится по схеме, показанной на рис. 25.2. Здесь в управляющей памяти (УП) разработчик спецвычислителя заранее записывает необходимый для данной задачи набор типовых микрокоманд (МК). В процессе работы блок микропрограммного управления (БМУ) получает от основного ЗУ адрес очередной МК и вызывает ее в конвейерный регистр (КР), а далее — в операционное устройство (ОУ). Если

Рис. 25.2. Организация вычислений в МПС с микропрограммированием и конвейерным способом обработки данных и команд
Рис. 25.3. Организация двухпроцессорной МПС для ускорения вычислений
в программе имеются переходы, обусловленные результатом вычислений в ОУ, то блок БМУ учитывает эти условия, вызывая ту или иную МК. Конвейерный регистр позволяет применять параллельный принцип чтения и исполнения МК: в процессе' исполнения в ОУ n-й МК в УП производится чтение (п+(1)-й МК, а в БМУ формируется адрес (п+2)-й МК. В связи с возрастанием числа выводов на кристалле часто используется принцип секционирования ОУ по два или четыре разряда данных, т. е. наращивается разрядность;
йспользование ЦП с предварительным считыванием команды. В таких процессорах ускорение вычислений достигается за счет применения для считывания очередной команды тех тактов, во время которых производятся операции в арифметико-логическом устройстве, например при умножении или делении, так как шина связи с ЗУ в это время не используется. Специальное устройство в ЦП анализирует, имеется ли незанятый промежуток времени, достаточный для выборки команды, и автоматически производит предварительную выборку и хранение однбй или нескольких команд;
применение сопроцессоров для выполнения специальных функций, например операций с плавающей запятой, программ умножения и деления, операций ввода-вывода при большом объеме хранимой информации, счета времени и т. д. (рис. 25.3). Время - выполнения типовых процедур в сопроцессоре может быть bj сотни раз меньше, чем для тех же вычислений в главном:‘Процессоре по программе из основного ЗУ. Из рис. 25.3 следует, что программа для микроЭВМ с сопроцессором должна использовать суммарный набор команд главного процессора и сопроцессора. Каждый из них одновременно считывает очередную команду и, если обнаруживает, что она из его системы команд, приступает к ее выполнению.
. Программное обеспечение встроенных микропроцессорных средств должно включать в себя лишь минимум команд и данных, необходимых для выполнения заданной программы.
Однако одно из важнейших преимуществ микропроцессорных ..средств перед устройствами жесткой логики состоит в 404
малых удельных затратах аппаратной части на расширение функциональных возможностей системы, так как микросхемы ПЗУ, в которых записываются программы, недороги и выполняются с высокой степенью интеграции в кристалле. Поэтому в состав встроенного обеспечения включают программы тестового самоконтроля узлов передатчика и его системы управления, а также иногда простую программу-монитор для обслуживания местных клавиатуры и индикатора.
В то же время разработка и отладка программного обеспечения являются сложной интеллектуалоёмкой задачей. Для' этого необходимо использовать хорошо оборудованные рабочие места разработчика микропроцессорной техники, так как итоговая производительность труда при соответствующих технике1 и программном обеспечении возрастает в десятки и сотни'раз, В распоряжении разработчика обычно имеются работающие под управлением операционной системы кросс-средства отладки. Они представляют собой пакет программ для универсальной ЭВМ, позволяющий: а) транслировать микропроцессорные программы с алгоритмического языка (PL-M/80, Фортр^н-80, Ассемблер) в команды использованного ЦП; б) находцт;ь и исправлять синтаксические ошибки; в) моделировать систему команд ЦП и их исполнение; г) компоновать программу, t из фрагментов, перемещая их по адресному пространству; д) производить обратную перекодировку исполняемой программ^ на язык Ассемблера.
При выборе языка программирования рекомендуется для сокращения времени и трудоемкости разработки выделить участки программы, которые вносят основной вклад в ее объем, определяют время исполнения, и составить их на языке.Ассем-, блера выбранного ЦП. Другие, менее ответственные участки программы могут быть составлены на языке высокого уровня.,
Для отладки программы в реальном времени используются так называемые резидентные средства, представляющие собой ЭВМ, выполненную на таком же, ЦП, чтр и подлежащий отладке, но с разветвленной системой доступа к аппаратным и программным узлам. Наконец, для записи готовых программ в постоянное ЗУ служат программаторы, для отладки аппаратной части и поиска неисправностей — многоканальные логические анализаторы потока двоичных сигналов.
Взаимодействие высокочастотных и модулирующих узлов передатчика с встроенной микроЭВМ осуществляется с помощью интерфейсных узлов и программных фрагментов — драйверов. Роль интерфейсного узла состоит в согласовании процедуры передачи информации при существенно различной скорости работы микроЭВМ и внешних устройств. Различают параллельный интерфейс, когда все двоичные разряды в передаваемом слове одновременно проходят по соединительной
шине, и последовательный интерфейс, когда по двум соединительным проводам передаются в определенной последовательности эти же разряды. Интерфейсные узлы включают в себя буферные регистры для временного хранения передаваемых комбинаций, преобразователи уровней и управляющие цепи для синхронизации моментов передачи и приема информации, запросов и подтверждений готовности к обмену и его окончания. Протокол интерфейсного обмена обычно стандартизован, и ему соответствуют специальные БИС или переходные платы.
Источниками двоичной информации для встроенной микро-ЭВМ служат пороговые устройства, выходы триггеров, клавиши, датчики или аналого-цифровые преобразователи (АЦП). Приемниками двоичной информации, поступающей от микроЭВМ, являются исполнительные реле, входы триггеров, светодиоды или цифроаналоговые преобразователи (ЦАП). Разработка интерфейсных узлов и согласований по уровню и быстродействию требует от разработчика автоматизированного передатчика большого внимания.
25.3.	МИКРОПРОЦЕССОРНАЯ СИСТЕМА НАСТРОЙКИ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
При изучении оптимального режима АЭ (см. гл. 3) было показано, что АЭ передает максимальную мощность нагрузке в режиме, близком к критическому. Кроме того, в этом режиме КПД и коэффициент усиления по мощности КР также принимают наибольшие значения, т. е. критический режим является оптимальным по ряду важнейших энергетических характеристик усилителя мощности.
'Настройка в критический режим осуществляется с помощью ЦС, обеспечивающих на выходе АЭ активное сопротивление, равное Rn. кр. Для компенсации реактивной составляющей и установки Rh=Rh. кр требуется по крайней мере два элемента настройки ЦС (рис. 25.4).
Рассмотрим усилитель мощности, параметры ЦС которого управляются МП-спецвычислителем таким Образом, чтобы обеспечить потребителю /?п максимальную мощность (рис. 25.5). Амплитуда переменного напряжения на
Рис. 25.4. Схема выходной цепи согласования УМ с управляемыми реактивными элементами
Рис. 25.5. Структурная схема МП-систе-мы настройки УМ
нагрузке преобразуется в аналого-цифровом преобразователе в двоичный код, который поступает на МП-спецвычислитель. В соответствии с программой на выходе МП формируются управляющие сигналы, которые подаются на два преобразователя код — емкость (ПКЕ). С помощью ПКЕ, включенных в ЦС вместо конденсаторов С2 и С3 изменяются параметры ЦС при настройке УМ в режим максимальной мощности в нагрузке. Из-за больших контурных токов, протекающих через элементы ЦС в мощных УМ, использование варикапов в качестве управляемых емкостей в данной системе невозможно.
При работе микропроцессорной системы следует различать два режима: поиска и слежения. Первый начинается с момента включения микропроцессорной системы и заканчивается, когда на ПКЕ1 и ПКЕ2 устанавливаются коды, соответствующие максимальной мощности в потребителе Рп max. Второй режим обеспечивает в процессе работы У Mi сохранение его выходной МОЩНОСТИ С Заданной ТОЧНОСТЬЮ а = ДРп max-
Математическая задача настройки в режим максимальной выходной мощности эквивалентна задаче поиска максимума функции двух переменных. Самым простым способом ее решения является алгоритм перебора значений. При этом МП-спецвычислитель перебирает все возможные значения С2 и С3 и выбирает такие, при которых Рп максимальная. Достоинством данного метода является независимость результатов от функциональной связи выходной мощности с величинами С2 и С3. Однако время настройки в этом случае оказывается максимальным. Для его уменьшения целесообразно разработать алгоритм поиска с учетом конкретной зависимости РП(С2, Сз). Мощность, выделяемая в нагрузке, связана с колебательной мощностью на выходе АЭ Pi через КПД ЦС т]цс: ^п=Р1Лцс • Если пренебречь изменением т|цс ПРИ вариации параметров ЦС С2 и С3, то для разработки алгоритма можно воспользоваться зависимостью Pi(C2, С3).
Построим линии равной мощности PJP^p на плоскости параметров В2=фС2 и В4=шС4. Введем нормированные проводимости Gn—Gn/GKpf —	2?2 =-Вг/^кр» В3 = В3/(?Кр, В4=В4/0кр. Тогда для схемы на
рис. 25.4 нормированные значения активной и реактивной входных проводимостей (7н = (7н/(7Кр и Вн=Ви/б?кр соответственно равны:
GH=GHB32B42/[Gn2 (В2 + В3 + В4)* + (В2 + В3)2];
4- [GH2 (В2 4- В4) (В2 4- В3 4- В4) 4-
4- В*В2 (В2 4- B3)]/GaB3BJ.	(25Л)
При заданных В19 В3 и Gn из (25.1) определяют функции Ga (В2, В4) и ВН(В2, В4). В тоже время известна зависимость мощности Р1/Рцср от проводимостей бн и Вн в области недонапряженного режима
Pi/Pikp=Gh- (Gh24-Bh2)	(25.2)
и в области перенапряженного режима:
Pi/Pikp=G7	(25.3)
а также уравнение линии критического режима
<?н2+Вн2=1.
(25.4)
Решение системы (25.1) и (25.4) позволяет определить положение линии критического режима В4кр(^2кр) на плоскости параметров В2, В4. В области HP линии равных мощностей В4(В2) при Pi/7?iKp== const находятся при совместном решении уравнений (25.1) и (25.2), а в области ПР — из (25.1) и (25.3).
На рис. 25.6 показаны линии равной мощности на плоскости параметров ЦС В2 и В4. Штрихпунктирной кривой показана линия критического режима. Максимальная мощность Р^Р1кр=1 достигается в точке с координатами В2опт и В40Пт. Из рис. 25.6 следует, что зависимость Pi/PiKp(B2, В4) определена однозначно и имеет только один экстремум в плоскости параметров. В2, В4.
В условиях, подобных описанному случаю, могут использоваться градиентные методы отыскания максимального значения функции Рп(В, В4), в частности метод наискорейшего спуска. Решение этой задачи начинают с вычисления координат градиента, т. е. определяются направления наибольшего градиента и величина шага L. С этой целью некоторая точка с координатами В2о и В40 принимается за центральную и окружается другими точками. Число точек п, способ расположения их вокруг центральной точки и значение, начального шага LHa4 влияют на быстродействие микропроцессорной , системы настройки УМ. Так, увеличение числа крайних точек повышает точность определения направления наибольшего градиента, однако при этом увеличивается время вычисления координат градиента. Очевидно, что
Рис. 25.6. Линии равной мощности P\/P_w на плоскости параметров ЦС _£В2, В4) при Bi = 2,5; В3=—0,25; GH = 0,5
Рис. 25.7. Один из способов вычисления координат градиента на плоскости параметров ЦС
пр,и особо высоких требованиях к быстродействию МП-системы должна ре-;, шаться задача оптимизации n, LHa4 и способа расположения крайних точек относительно центральной.
В качестве примера на рис. 25.7 показано положение центральной точки В20, В4о, окруженной восемью (п=8) другими точками, отстоящими друг от друга на шаг La&4. Путем перебора определяется точка (B2't В4'), в которой значение мощности Рп' максимально. Если такой точкой окажется одна из крайних точек, она принимается за центральную и цикл расчета координат градиента повторяется заново. Если же максимальному значению мощности в потребителе соответствует центральная точка, то аналогичный цикл повторяется с новым шагом Л'=Анач/2. Поиск идет до тех пор, пока шаг L не достигнет минимального значения L = Lmin. Очевидно, что значение Lmin* рассчитывается исходя из заданной точности настройки ДРП и зависимости Рп(В2, В4). Для уменьшения времени поиска максимума рекомендуется начальную точку выбирать в центре плоскости В2, В4.
После окончания режима поиска мощность на выходе УМ достигает своего максимального значения Рп = Рншах, Р2=^2опт, В4=В4опт и микро-
РЛМЯИУ ' лоисха
'слысемя
Рис. 25.8. Блок-схема алгоритма настройки УМ
процессорная система настройки УМ переходит в режим слежения, алгоритм которого очень прост. До тех пор, пока |РП—Рп тах| <ДРП, значения В2 и В4 остаются неизменными. Если |РП—Рп тах| >ДРН, то система переходит в режим поиска, однако параметр L в этом случае не изменяется и остается равным Lmin. На рис. 25.8 показан алгоритм работы МП-спецвычислителя в режимах поиска и слежения.
Для транзисторных УМ, как правило, выполняется условие a—Rx.xf Рн.кР>2, поэтому максимальная мощность в потребителе Р п max всегда выделяется в КР (см. § 3.10). Это означает, что настройка транзисторного УМ по Рп шах фактически сводится к настройке УМ в критический режим. В режиме слежения критический режим усилителя с МП-системой настройки будет автоматически поддерживаться при изменении сопротивления нагрузки, питающих напряжений, частоты входного сигнала и т. д.
Рассмотрим характеристики УМ с МП-системой настройки и сравним их с характеристиками обычного УМ (см. § 3.6). Вспомним уравнение
КР (2.15):
S(t/Bx. кр+Pc-f') ==5кр(.£п-17и. кр).	/(25.5)
При изменении сопротивления нагрузки Рп и постоянных значениях [/вх, Ес и Еп токи УМ в КР /кп=5[7вхУп(0), а также [7Н. кр, как это видно из (25.5), остаются неизменными. Это, в свою очередь, означает, что колебательная мощность на выходе АЭ P1KP=0,5/fci2[/Kp, мощность в нагрузке рп= Р1крт]цС(т]цС == const) и электронный КПД Tb = O,5gi(0)gKP остаются постоянными при изменении Рп в УМ с МП-системой, обеспечивающей КР при любых Рп. Зависимости Рп, т)э(Рп) для УМ с МП-(системой настройки и без нее показаны на рис. 25.9.
Изменение частоты входного сигнала ш приводит к изменению сопротивления элементов в ЦС. Эти изменения компенсируются МП-системой таким образом, чтобы коэффициент трансформации ЦС оставался неизменным,
Рис. 25.10. Частотные характеристики мощности в нагрузке и КПД для УМ с МЦ-системой настройки (сплошные линии) и без нее (штриховые)
Рис. 25.9. Нагрузочные характеристики мощности в нагрузке и КПД для УМ с МП-системой настройки (сплошные линии) и без нее (штриховые)
Рис. 25.11. Амплитудные характеристики мощности в нагрузке и амплитуды напряжения на коллекторе для УМ с МП-системой настройки (сплошные линии) и без нее (штриховые)
Рис. 25.12. Зависимость мощности в нагрузке и амплитуды первой гармоники от напряжения питания для УМ с МП-системой настройки (сплошные линии) и без нее (штриховые)
а -на выходе АЭ в диапазоне частот выполнялось условие Rh=Rh. кр. Зависимости Рп, т]э (со) показаны на рис. 25.10 при £/вх=const.
Рассмотрим влияние амплитуды возбуждения t/BX и напряжения питания Еп на режим УМ МП-системы настройки. С ростом амплитуды возбуждения в КР происходит увеличение /кь но в то же время, как это видно из (25.5), Un. кр меняется незначительно (рис. 25.11). Следовательно, колебательная мощность Р1кр=Р,5/к1^/н.кр и мощность в нагрузке Рп=Р1крПцс меняются пропорционально Ль В частном случае, когда ЕС=Е' (0=90°), Л1 = 0,5С/вх, мощность в нагрузке Pn=0,25SL/BXt/H. крПцс линейно зависит от амплитуды возбуждения L/BX (см. рис. 25.11). Электронный КПД т]э = = 0,5gi (0)5кР остается постоянным .в пределах работы МП-системы настройки, так как gi(0) = 1,57 (при Ес—Е') и не зависит от СЛг, а £кр== — ^н.кр/^п изменяется незначительно (En=const).
С увеличением напряжения питания £п в соответствии с (25.5) в КР увеличивается Un. кр, ток коллектора в HP и КР от Еи не зависит. Из выражения Рп=0,5/К1СЛ.к^Пцс следует, что Ра изменяется пропорционально Лн.кр, а следовательно, и Еп (см. рис. 25.11). Электронный КПД т]э = = 0,5gi(0)5кр очень слабо зависит от Еа, так как gi(0) в КР не зависит от EUl а £кр = Un. кр/£п при одновременном изменении Un, кр и Еа, как видно из (25.5), практически остается постоянным.
Анализ характеристик УМ с МП-системой настройки позволяет делать следующие выводы. При вариации любых параметров УМ, если Рх. Х/Ря. кр> >2, МП-система настройки поддерживает наиболее выгодный с энергетической точки зрения критический режим, в результате чего электронный КПД УМ оказывается максимальным и равным т)э. Кр. При изменении сопротивления нагрузки и частоты входного сигнала происходит стабилизация максимального уровня выходной мощности Рп = РптаХ. При изменении параметров входной цепи С/вх и Ес с помощью МП-системы настройки поддерживается неизменным Un. кр, а п£>’й вариации Еп происходит стабилизация постоянной составляющей Ло и первой гармоники коллекторного тока Л1 (рис. 25.12).
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Радиопередающие устройства / Л. А. Белов, М. В. Благовещенский,. В. М. Богачев и др.; Под ред. М. В. Благовещенского, Г. М. Уткина.— М.: Радио и связь, 1982.— 408 с.
2.	Проектирование радиопередающих	устройств / В. В. Шахгильдян,
В. А. Власов, В. Б. Козырев и др.;	Под ред. В. В- Шахгильдяна.—
3-е изд., перераб. и доп.— М.: Радио и связь, 1993.— 512 с.
3.	Каганов В. И. СВЧ полупроводниковые радиопередатчики.— М.: Радио и связь. 1981.— 400 с.
4.	Радиопередающие устройства / М. В. Балакирев, Ю. С. Вохмяков, А. В. Журиков и др.; Под ред. О. А. Челнокова.— М.: Радио и связь, 1982.— 257 с.
5.	Евтянов С. И. Радиопередающие устройства.— М.: Связьиздат, 1950.— 543 с.
6.	Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства.— М.: Сов. радио, 1969.— 720 с.
7.	Нейман М. С. Курс радиопередающих устройств.— М.: Сов. радио, 1965. — 594 с.
8.	Богачев В. М., Никифоров В. В. Транзисторные усилители мощности.— М.: Энергия, 1978.— 388 с.
9..	Твердотельные устройства СВЧ в технике связи / Л. Г. Гассанов,. А. А. Липатов, В. В. Марков, Н. А. Могильченко.— М.: Радио и связь, 1988.— 288 с.
10.	Тучкевич В. М., Грехов И. В. Новые принципы коммутации больших мощностей полупроводниковыми приборами.— Л.: 1988.
11.	Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах: Проектирование и расчет / В. Я- Баржин, О. Ф. Бокк, Р. А. Валитов и др.; Под ред. Р. А. Валитова и И. А. Попова.— М.: Сов. радио, 1973.— 464 с.
12.	Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Г. М. Уткин, М. В. Благовещенский, В. П. Жуховицкая и др.; Под ред. Г. М. Уткина. — М.: Сов. радио, 1979.— 320 с.
13.	Полупроводниковые приборы: Транзисторы / В. Л. Аронов, А. В. Баю-ков, А. А. Зайцев и др.; Под ред. Н. Н. Горюнова.— 2-е изд., перераб.— М.: Энергоатомиздат, 1986.— 904 с.
14.	Кацнельсон Б. В., Калугин А. М., Ларионов А. С. Электровакуумные электронные и газоразрядные приборы; Под ред. А. С. Ларионова.— 2-е изд., перераб. и доп.— М.: Радио и связь, 1985.— 864 с.
15.	Капранов М. В., Кулешов В. Н., Уткин Г. М. Теория колебаний в радиотехнике.— М.: Наука, 1984.— 320 с.
16.	Давыдова Н. С., Данюшевский Ю. 3. Диодные генераторы и усилители СВЧ.— М.: Радио и связь, 1986.— 184 с.
17.	Царапкин Д. П. Генераторы СВЧ на диодах Ганна.— М.: Радио и связь, 1982.— 112 с.
18.	Электронные приборы СВЧ / В. М. Березин, В. С. Буряк, Э. М. Гутцайт. В. П. Марин.— М.: Высшая школа, 1990.— 296 с.
19.	Микроэлектронные устройства СВЧ; Под ред. Г. И. Веселова.— М.г Высшая школа, 1988.— 280 с.
20.	Петров Б. Е. Устойчивость стационарного режима высокочастотных усилителей мощности на биполярных транзисторах // Радиотехника и электроника, 1980.— Т. 25.—№ 11.— С. 2360—2370.
21.	Автоматическая подстройка фазового набега в усилителях / Г. М. Уткин, М. В. Капранов, Л. А. Белов и др.; Под ред. М. В. Капранова.— М.: Сов. радио, 1972.— 172 с.
22.	Бруевич А. Н., Евтянов С. И. Аппроксимация нелинейных характеристик и спектры при гармоническом воздействии.— М.: Сов. радио, 1965.— 344 с.
-ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ................................................... 3
Введение ...................................................... 5
ЧАСТЬ 1. ГЕНЕРАТОРЫ	С	ВНЕШНИМ	ВОЗБУЖДЕНИЕМ И АВТОГЕ- 1Л
НЕРАТОРЫ ДИАПАЗОНА	ВЫСОКИХ	ЧАСТОТ.............................Ю
Глава 1. Принципы построения генераторов с внешним возбуждением .	. »................................................. 10
1.1.	Общие сведения .	.	, с...................................10
1.2.	Активные элементы...............................................13
1.3.	Принципы построения схем......................................  15
1.4.	Примеры схем генераторов с внешним возбуждением ...	22
Глава 2. Параметры и характеристики активных элементов. Гармонический анализ токов	и напряжений..............................28
.2.1. Статические характеристики активных элементов и их аппроксимация ...	..........................................28
:2.2. Классификация режимов активных элементов в усилителях мощности ...............................................................34
2.3.	Гармонический анализ косинусоидальных импульсов .	...	39
2.4.	Другие формы импульсов тока и их гармонический анализ .	.	41
2.5.	Нелинейная модель биполярного транзистора и аппроксимация ее характеристик.....................................................42
2.6.	Формы токов биполярного транзистора с учетом его инерционности при возбуждении от источника	напряжения....................45
2.7.	Гармонический анализ токов. Расчет У-параметров транзистора в режиме большого сигнала............................................48
2.8.	Гармонический анализ токов и напряжений в биполярном транзисторе при возбуждении от источника	тока.........................53
Глава 3. Оптимальные режимы активных элементов. Влияние нагрузки и питающих напряжений.........................................55
3.1.	Критерии оптимизации............................................55
3.2.	Выбор	режима активного	элемента	в	усилителе	мощности	.	.	56
3.3.	Выбор	активного элемента	для	усилителя	мощности	...	58
3.4.	Выбор	угла отсечки.............................................60
3.5.	Расчет усилителя в критическом режиме на заданную мощность в нагрузке...........................................................62
3.6.	Нагрузочные характеристики усилителя мощности ....	64
3.7.	Влияние амплитуды возбуждения, питающих напряжений и температуры на режим усилителя мощности.................................67
3.8.	Простые цепи согласования в усилителях мощности ....	71
3.9.	Оценка фильтрации высших гармоник...............................76
3.10.	Учет потерь в простых цепях согласования и их КПД ...	77
Глава 4. Сложение мощностей активных элементов .....	79
4.1.	Общие сведения .................................................79
4.2.	Параллельное включение активных элементов.......................80
4.3.	Двухтактное включение активных элементов .	.....	84
4.4.	Мостовое включение активных элементов...........................90
Глава 5. Ключевые усилители..........................................98
5.1.	Общие сведения..................................................98
5.2.	Двухтактный ключевой усилитель с переключением напряжения , на биполярных транзисторах..........................................101
5.3.	Однотактные ключевые усилители мощности........................102
5.4.	Расчет режима транзистора в однотактном ключевом усилителе мощности.........................................................
Глава 6. Широкополосные усилители..................................108
6.1.	Особенности широкополосных усилителей „.......................108
6.2.	Усилители с полосой менее октавы.............................109*
6.3.	Усилители с распределенным усилением	.	.............ИЗ
6.4.	Транзисторные широкополосные усилители на трансформаторах с ферритом........................................................... НО
Глава 7. Умножители частоты .	.	*..................120
7.1.	Назначение и классификация умножителей частоты	,	120
7.2.	Умножители на безынерционном активном элементе	.	122
7.3.	Умножители на инерционном активном элементе...................124
Глава 8. Автогенераторы...........................................,126
8.1.	Общие сведения .	.	.....................................126
8.2.	Автогенераторы на трехполюсных активных элементах .	.	.	131
8.3.	Схемы автогенераторов........................................133‘
8.4.	Основные соотношения для расчета стационарного режима автогенератора на трехполюсном АЭ......................................136
8.5.	Одноконтурные	автогенераторы с автоматическим смещением	.	139
8.6.	Нагрузочные характеристики и выбор параметров схемы автогенераторов .	............................................140
8.7.	Транзисторные	автогенераторы на повышенных частотах	.	.	142
8.8.	Автогенераторы	с кварцевой стабилизацией частоты .	.	.	.	146
8.9.	Автогенераторы	с колебательными системами на ПАВ .	.	.	151
8.10.	Синхронизация автогенераторов .............................  152
ЧАСТЬ 2. ГЕНЕРАТОРЫ СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНОГО И ОПТИЧЕСКОГО ДИАПАЗОНОВ волн.................................................156
Глава 9. Ламповые генераторы сверхвысоких частот .	.	.	.	156
9.1.	Активные элементы	СВЧ	диапазона ............................156
9.2.	Ламповые усилители мощности и умножители частоты	.	.	.	157
9.3.	Расчет усилителей мощности и умножителей частоты	.	.	.	161
9.4.	Автогенераторы................................................162
9.5.	Регулировочные характеристики	автогенераторов .	,	...	164
Глава 10. Клистронные генераторы .	.	............. .	167
10.1.	Принцип действия клистронных	генераторов..................167
10.2.	Усилители мощности и умножители частоты на пролетных клистронах ...............................................................170
10.3.	Автогенератор на отражательном	клистроне ..................173.
Глава 11. Генераторы на лампах бегущей волны типа О .	.	176
11.1.	Принцип работы усилителей с распределенным взаимодействием	176
11.2.	Пространственные гармоники поля в замедляющих структурах 180-
11.3.	Энергетические соотношения в лампах бегущей волны типа О 183
11.4.	Регулировочные характеристики усилителей на лампах бегущей
волны типа О.......................................................185
11.5.	Автогенераторы на лампах бегущей волны типа О .	.	.	.	186
11.6.	Автогенераторы и усилители на лампах обратной волны	.	.	188
Глава 12. Генераторы магнетронного	типа...................... .190
12.1.	Устройство магнетрона........................................190
12.2.	Взаимодействие электронов с электрическим и магнитным поля-
ми. Принцип работы магнетрона .....................................191
12.3.	Замедляющая система магнетрона. Виды колебаний. КПД магнетрона.........................................................196
12.4.	Рабочие и нагрузочные характеристики магнетрона ....	200.
12.5.	Платинотроны..............................................., 20?
12.6.	Лампы бегущей и обратной волны типа М.........................204
12.7.	Автогенераторы с электронной перестройкой.................... 205
Глава 13. Транзисторные усилители мощности и автогенераторы
СВЧ .	.	.	.	..........................................207
13.1.	Конструкция и параметры СВЧ транзисторов......................207
13.2.	Режим и эквивалентная схема СВЧ биполярного транзистора .	214
13.3.	Свойства усилителей мощности СВЧ на биполярных транзисторах 217
13.4.	Усилители мощности СВЧ на полевых транзисторах .	.	.	224
13.5.	Автогенераторы на транзисторах СВЧ............................225
13.6.	Схемы и конструкция транзисторных СВЧ усилителей мощности и автогенераторов...................................................230
Глава 14. СВЧ варакторные умножители частоты........................233
14.1.	Функциональная схема варакторного умножителя частоты .	.	233
14.2.	Баланс мощностей	в умножителе................................234
14.3.	Требования к фильтрам варакторного умножителя частоты .	.	235
14.4.	Схема замещения	варакторного диода...........................237
14.5.	Эквивалентные схемы варакторного умножителя...................238
14.6.	Особенности расчета умножителя частоты........................241
14.7.	Конструкции СВЧ варакторного умножителя частоты .	.	.	241
14.8.	Умножители с холостыми контурами..............................24?
Глава 15. Полупроводниковые диодные генераторы СВЧ .	•	•	243
15.1.	Основные классы и области применения диодных генераторов .	243
15.2.	Принцип действия и характеристики лавинно-пролетного диода	244
15.3.	Принцип действия и характеристики диода Ганна ....	252
15.4.	Стационарные режимы диодных генераторов и их устойчивость	260'
15.5.	Конструкции и эквивалентные схемы диодных генераторов .	.	261
15.6.	Управление колебаниями диодных автогенераторов ....	264
15.7.	Стабилизация частоты диодных автогенераторов..................264
15.8.	Способы повышения КПД диодных генераторов.....................265
15.9.	Усилители мощности на ЛПД и диодах Ганна......................267
Глава 16. Элементы передатчиков оптического диапазона волн 268
16.1.	Принцип действия квантовых генераторов..................268
16.2.	Упрощенная теория лазеров ..................................272
16.3.	Режим стационарной генерации лазера.....................275
16.4.	Режим гигантского импульса лазера.......................277
16.5.	Высокостабильные квантовые генераторы диапазона	СВЧ	.	.	279
16.6.	Оптические линии связи..................................285
16.7.	Модуляция инжекционных полупроводниковых	лазеров	.	.	.	290
ЧАСТЬ 3. ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ И УГЛОВОЙ ппо МОДУЛЯЦИЕЙ.......................................................293.
Глава 17. Основные характеристики радиосигналов. Виды модуляции ............................................................293
17.1.	Характеристики радиосигналов............................293
17.2.	Радиосигналы с амплитудной и импульсной	модуляцией	.	.	.	294
17.3.	Радиосигналы с угловой модуляцией	и	манипуляцией	.	.	.	297
Глава 18. Передатчики с амплитудной и импульсной модуляцией 298
18.1.	Общие соотношения при амплитудной	модуляции	....	298
18.2.	Модуляция смещением .	  300
18.3.	Усиление модулированных колебаний.......................301
18.4.	Коллекторная модуляция .	.	.....................302
18.5.	Комбинированная модуляция...............................305
18.6.	Однополосная модуляция...................................... 307
18.7.	Импульсная модуляция....................................312'
18.8.	Импульсные модуляторы...................................314
Глава 19. Передатчики с угловой модуляцией .........................322
;19.1.	Структурные схемы передатчиков	с	частотной	модуляцией	.	.	322
19.2.	Характеристики передатчиков	с	частотной	модуляцией	.	.	.	324
19.3.	Управители частоты.........................................326
19.4.	Управление частотой автогенератора.................. .	328
19.5.	Фазовые модуляторы .	.........................334
Глава 20. Передатчики для работы с фазированными антенными решетками...........................................................337
20.1. Сложение мощностей в пространстве.............................337
20.2. Особенности построения передатчиков с фазированными антенными решетками........................................................340
Глава 2 1. Синтезаторы частот в возбудителях передатчиков. Системы частотной и фазовой автоподстройки...............................343
21.1.	Требования к возбудителям и синтезаторам частот ....	343
21.2.	Метод прямого синтеза частот..................................345
21.3.	Теория частотной автоподстройки	частоты.................348
21.4.	Принцип действия и свойства системы ФАП .......	355
21.5.	Структурные схемы синтезаторов непрямого синтеза . .	.	.	361
21.6.	Цифровые синтезаторы частоты .	.	.......	363
21.7.	Квантовые стандарты частоты в синтезаторах..............365
21.8.	Синтезаторы частоты с ПАВ-элементной базой..............366
Глава 22. Особенности передатчиков разного назначения	.	.	.	368
22.1.	Радиовещательные и связные передатчики..................368
22.2.	Телевизионные передатчики...............................373
22.3.	Передатчики радиорелейных, тропосферных и спутниковых	систем	375
Г л а ва 2 3. Побочные излучения передатчиков.................377
23.1.	Классификация побочных излучений..................-	377
23.2.	Побочные излучения, возникающие в процессе формирования несущей...........................................................  378
23.3.	Излучения, обусловленные паразитной модуляцией, и шумовые излучения...........................................................381
23.4.	Паразитные и интермодуляционные	излучения..................385
Глава 24. Паразитные	колебания	в	передатчиках..............385
24.1.	Общие сведения................................................385
24.2.	Коэффициент внутренней устойчивости АЭ и коэффициент устойчивости каскада...................................................  386
24.3.	Расчет усилителя мощности с учетом условий устойчивости на рабочей частоте ................................................... 389
24.4.	Области потенциальной неустойчивости в усилительном каскаде с общим эмиттером...................................................390
24.5.	Эквивалентные схемы паразитных колебаний в каскаде с общим эмиттером  .........................................................393
24.6.	Области потенциальной неустойчивости в усилительном каскаде с общей базой.......................................................396
24.7.	Эквивалентные схемы паразитных колебаний в каскаде с общей базой .	.	  397
24.8.	Способы обеспечения устойчивости транзисторных усилителей ..	399
Глава 25. Автоматизация	в	передатчиках	401
25.1.	Автоматизация узлов	и	подсистем	передатчиков...............401
25.2.	Аппаратные и программные средства встроенных микроЭВМ	.	402
25.3.	Микропроцессорная система настройки усилителя мощности .	.	406
Список литературы ................................................. 412