/
Author: Гордиенко В.Н. Тверецкий М.С.
Tags: электротехника электрическая связь электроника телекоммуникации цифровая техника линии связи
ISBN: 978-5-9912-0251-0
Year: 2013
Text
ность
1Ш:
УЧЕБНИК
УЧЕБНИК
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
ГД
J
В. Н. Гордиенко
М.С. Тверецкий
2-е издание
В. Н. Гордиенко
М. С. Тверецкий
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
Рекомендовано УМО по образованию в области
Инфокоммуникационных технологий и систем связи
в качестве учебника для студентов высших учебных заведений,
обучающихся по направлению подготовки
210700 - «Инфокоммуникационные технологии и системы связи»
квалификации (степени) «бакалавр» и «магистр»
2-е издание, испр. и доп.
Москва
Горячая линия - Телеком
2013
УДК 621.396.4
ББК 32.889
Г67
Рецензенты: доктор техн, наук, профессор Н. Н. Васин,
доктор техн, наук, профессор В. Н. Дмитриев
Гордиенко В. Н., Тверецкий М. С.
Г67 Многоканальные телекоммуникационные системы. Учебник для
вузов. - 2-е издание, испр. и доп. - М: Горячая линия-Телеком, 2013. -
396 с.: ил.
ISBN 978-5-9912-0251-0.
Изложены базовые принципы построения цифровых многоканальных
телекоммуникационных систем, рассмотрены особенности работы оборудова-
ния цифровых систем передачи плезиохронной и синхронной цифровой
иерархий. Рассмотрены вопросы нормирования качества передачи информа-
ции по цифровым каналам и трактам, а также особенности применения циф-
ровых систем передачи на современных и перспективных телекоммуникаци-
онных сетях, ориентированных на использование волоконно-оптических
линий связи.
Для студентов вузов, обучающихся по направлению подготовки бакалав-
ров и магистров 210700 - «Инфокоммуникационные технологии и системы
связи» и направлению подготовки дипломированных специалистов 210400 -
«Телекоммуникации», может быть полезен студентам колледжей телеком-
муникационного направления.
ББК 32.889
Адрес издательства в Интернет www. techbook, ru
Учебное издание
Гордиенко Владимир Николаевич
Тверецкий Михаил Серафимович
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
Учебник для вузов
Редактор Ю. Н. Чернышов
Компьютерная верстка Ю. Н. Чернышова
Художник О. Г. Карпова
Подписано к печати 30.12.2012. Формат 60x90 1/16.
Усл. печ. л. 24,75. Изд. № 130251. Тираж 1000 экз. (1-й завод 200 экз.)
ISBN 978-5-9912-0251-0
© В. Н. Гордиенко, М. С. Тверецкий, 2013
© Издательство «Горячая линия-Телеком», 2013
1 Введение в цифровой способ
передачи сигналов
1.1. Роль цифровых способов передачи
сигналов
Тенденции развития телекоммуникаций в XXI веке показывают,
что человечество движется по пути создания глобального информа-
ционного общества. Понятие информационного общества (ИО) чет-
ко не определено, но можно предположить, что это общество, в ко-
тором информатизация и телекоммуникации (инфокоммуникации)
будут определять новую ступень развития экономики, социальной
сферы, культуры и науки.
В 1995 г. Международный союз электросвязи (МСЭ) взял на
себя ведущую роль по международной координации работ по элект-
росвязи, направленных на построение глобального ИО. К работе над
ИО подключился и Европейский институт стандартов электросвя-
зи (ETSI) с целью создания Европейской информационной инфра-
структуры (ИИ). Предполагается создание национальных информа-
ционных инфраструктур (в том числе и российской — РИИ), их объ-
единение в региональные ИИ (например, европейскую — ЕИИ) и
мировую (глобальную — ГИИ).
ГИИ — инфраструктура, которая является технологической ос-
новой глобального информационного общества. ГИИ должна под-
держивать существующие и будущие средства электросвязи, инфор-
мационные технологии и бытовую электронику, включая интерак-
тивные, вещательные и мультимедийные возможности. Она охваты-
вает проводные и радиосредства связи, стационарные и подвижные
сети. Таким образом, ГИИ представляет собой интеграцию элект-
росвязи, информатизации, компьютеризации, баз данных и бытовой
электроники. Интеграция указанных областей невозможна без уни-
фикации формы представления информации с целью ее передачи и
хранения. Такой универсальной формой является цифровая.
Информация передается и обрабатывается в большинстве слу-
чаев в виде сигналов электросвязи — электромагнитных колеба-
4
Глава 1
ний, в изменениях параметров которых и заложена передаваемая
информация. Например, речевое сообщение, представляющее собой
изменение звукового давления, посредством микрофона превраща-
ется в изменяющееся соответствующим образом электрическое нап-
ряжение. В этих изменениях и будет содержаться та информация,
которая была в исходном сообщении. Характерно, что в данном
случае напряжение непрерывно изменяется во времени — такие сиг-
налы называются непрерывными.
В дальнейшем будет показано, что при некоторых ограниче-
ниях, в частности при ограничении его частотного спектра сверху,
непрерывный сигнал можно представить отдельными его мгновен-
ными значениями, взятыми периодически. Такой сигнал являет-
ся дискретным (дискретизированным во времени). Очевидно, что
для передачи дискретного сигнала линия связи будет использовать-
ся периодически в течение коротких отрезков времени. Поэтому при
применении дискретных сигналов можно реализовать принцип мно-
гоканальной передачи с временным разделением каналов (ВРК),
периодически предоставляя одну и ту же линию связи для переда-
чи сигналов от разных источников.
Реальный, например телефонный, сигнал в каждый момент вре-
мени имеет какое-то одно из бесконечного множества возможных
мгновенных значений. Такие сигналы, мгновенные значения кото-
рых образуют бесконечные множества, называются аналоговыми.
Заметим, что аналоговым может быть как непрерывный, так и дис-
кретный (во времени) сигнал.
Прием сигналов в реальных условиях всегда происходит на фо-
не помех, да и чувствительность приемника конечна. Например,
можно утверждать, что звуки со звуковыми давлениями, отлича-
ющимися менее чем на 0,01 %, будут восприниматься на слух как
одинаковые. Таким образом, перед передачей мгновенных значений
сигнала их можно округлить до некоторых, достаточно близких
друг к другу, разрешенных значений. Такое округление называ-
ется квантованием сигнала по уровню или просто квантованием
сигнала. Эта операция превращает аналоговый сигнал в цифро-
вой, т. е. в сигнал, мгновенные значения которого образуют конечное
множество (определяются набором разрешенных значений). Теперь
с сигналом можно обращаться как с набором чисел, что и определяет
универсальность подхода к операциям с сигналами самой разнооб-
разной информации.
Заметим, что наиболее удобной системой счисления для циф-
ровых электронных устройств является двоичная система. Поэто-
Введение в цифровой способ передачи сигналов
5
му обычно операция квантования сочетается с операцией кодиро-
вания — записи тех или иных полученных значений в двоичной
системе или в двоичном коде (в виде последовательности нулей и
единиц). Сигналы в цифровой форме отличаются друг от друга,
в основном, количественно — необходимой скоростью передачи —
количеством битов* информации в секунду. Кроме этого, иногда
приходится учитывать и некоторые другие параметры, например
размеры групп одинаковых символов, следующих друг за другом
(размеры пакетов символов), и вероятность появления пакетов оп-
ределенных размеров, процент ошибок, который можно допустить
при передаче, и некоторые другие, о которых будет говориться да-
лее в соответствующих местах.
Передача и обработка сигналов в цифровой форме имеет сле-
дующие существенные преимущества перед передачей и обработкой
аналоговых сигналов.
Унификация представления различных видов передаваемой
информации, это позволяет, в свою очередь, унифицировать обору-
дование передачи, обработки и хранения информации.
Компьютеризация телекоммуникационного оборудования, ко-
торая принципиально невозможна при использовании аналоговых
сигналов. В условиях быстро нарастающего информационного об-
мена без компьютеризации невозможно обеспечить передачу и обра-
ботку информации с необходимым высоким качеством.
Интеграция систем передачи информации и систем коммута-
ции — создание полностью цифровых телекоммуникационных сетей.
Такие сети обладают высокой надежностью и эффективностью, пос-
кольку позволяют организовывать альтернативные маршруты пере-
дачи и выравнивать сетевой трафик.
Высокая помехоустойчивость. Представление информации
в цифровой форме, позволяет осуществлять регенерацию (восста-
новление) символов сигналов при передаче их по линии связи, что
резко снижает влияние помех и искажений на качество передачи ин-
формации. Суть регенерации заключается в замене принятого ис-
каженного сигнала на заново генерированный сигнал. При этом, в
частности, обеспечивается возможность использования линий свя-
зи, на которых из-за высокого уровня помех аналоговые системы
передачи применяться не могут.
Цифровые методы передачи весьма эффективны при работе по
оптическим линиям, позволяющим организовывать передачу высо-
Бит — число, принимающее значение или 1, или 0.
6
Глава 1
коскоростных потоков информации с относительно редким распо-
ложением промежуточных станций.
Стабильность параметров каналов. Стабильность и иден-
тичность параметров каналов (остаточного затухания, частотной и
амплитудной характеристик и других) определяются в основном ус-
тройствами обработки сигналов в аналоговой форме. Поскольку та-
кие устройства, как будет показано далее, составляют незначитель-
ную часть оборудования цифровых телекоммуникационных систем
(ЦТС), стабильность параметров каналов таких систем значительно
выше, чем аналоговых. Этому также способствует отсутствие в ЦТС
с ВРК влияния загрузки системы на параметры отдельных каналов.
Высокие технико-экономические показатели. Передача,
обработка и коммутация сигналов в цифровой форме позволяют
реализовывать весь аппаратный комплекс цифровой сети на чис-
то электронной основе с широким применением цифровых интег-
ральных схем. Это значительно снижает стоимость оборудования,
потребляемую энергию и габаритные размеры. Кроме того, сущес-
твенно упрощается эксплуатация телекоммуникационных систем и
повышается надежность оборудования.
1.2. Иерархия цифровых телекоммуникационных
систем
Исторически сложилось так, что цифровые телекоммуникаци-
онные системы (ЦТС) строятся по иерархическому принципу [1],
который позволяет унифицировать каналообразующую аппаратуру,
упростить процессы производства, внедрения и технической эксплу-
атации соответствующего оборудования и в целом повысить технико-
экономические показатели телекоммуникационных систем и сетей.
Иерархический принцип заключается в следующем. В первичной
системе передачи объединяется (мультиплексируется) п исходных
сигналов в первичный групповой сигнал (в частности, в первичный
цифровой поток), во вторичной системе т групповых первичных
сигналов объединяются во вторичный групповой сигнал и так да-
лее. Таким образом, те или иные групповые сигналы представляют
иерархические наборы исходных сигналов, или, иначе, ступени ие-
рархии, из которых и выбирается та, которая соответствует системе
передачи с необходимым количеством исходных каналов. Величины
т и п в данном случае являются коэффициентами мультиплекси-
рования.
Стандартизация иерархической структуры позволяет создавать
типовые сетевые тракты того или иного уровня (соответствующего
Введение в цифровой способ передачи сигналов
7
ступени иерархии) на базе которых и создаются транспортные те-
лекоммуникационные сети.
Как известно, сети связи общего пользования, являющиеся ба-
зой Единой сети электросвязи Российской Федерации (ЕСЭ РФ),
состоят из первичной сети и опирающихся на неё ряда вторичных
(коммутируемых) сетей. Первичная сеть имеет три слоя:
• магистральную сеть, соединяющую зоны, на которые разделена
вся территория Российской Федерации, и состоящую из трактов
высокого уровня;
• внутризоновую сеть, базирующуюся на трактах менее высокого
уровня;
• местную сеть, соединяющую региональные центры со всеми на-
селенными пунктами и использующую тракты низкого уровня.
В дальнейшем будут рассматриваться цифровые телекоммуни-
кационные системы, предназначенные в основном для первичной
сети.
В начале 80-х годов были разработаны три плезиохронные* циф-
ровые иерархии (ПЦИ), в которых за исходный сигнал был при-
нят сигнал, передаваемый со скоростью 64 кбит/с, что соответству-
ет сигналу, передаваемому по каналу тональной частоты (ТЧ), но
в цифровой форме. Канал, предназначенный для передачи этого
сигнала (DS0 — цифровой сигнал нулевого уровня), называется ос-
новным цифровым каналом (ОЦК). Схема плезиохронных иерархий
показана на рис. 1.1.
Первая цифровая иерархия, принятая в США и Канаде, имеет
четыре ступени с коэффициентами мультиплексирования: 24, 4, 7
и 6, что соответствует 24, 96, 672 и 4032 ОЦК для первой, второй,
третьей и четвертой ступени соответственно. С учетом добавления
в групповой сигнал на каждой ступени мультиплексирования сер-
висной информации, сигналы DS1, DS2, DS3 и DS4 имеют скорости
передачи 1544, 6312, 44736 и 274176 кбит/с. (Обычно приводятся
округленные значения 1,5, 6, 45 и 274 Мбит/с.)
Вторая цифровая иерархия, принятая в Японии, также имеет
четыре ступени, но с коэффициентами мультиплексирования 24, 4,
5, 3, что соответствует 24, 96, 480 и 1440 каналам ОЦК. Скорости
передачи на 1-4 ступенях иерархии равны 1544, 6312, 32064, 97728
кбит/с (1,5, 6, 32, 98 Мбит/с).
* Плезиохронные («как бы синхронные») иерархии цифровых теле-
коммуникационных систем, задающие генераторы которых работают на
близких, но не совпадающих частотах.
8
Глава 1
Есть в рекомендациях МСЭ-Т
Нет в рекомендациях МСЭ-Т
-----► Мультиплексирование------► Кросс-мультиплексирование
Рис. 1.1. Схема плезиохронных цифровых иерархий
Третья цифровая иерархия, принятая в Европе и Южной Аме-
рике, имеет пять иерархических ступеней с коэффициентом муль-
типлексирования на первой ступени, равным 30, и с коэффициен-
тами на остальных ступенях, равными четырем. В этой иерархии
количество ОЦК на 1-5 ступенях равно 30, 120, 480, 1920, 7680, а
скорости передачи равны соответственно 2048, 8448, 34368, 139264,
564992 кбит/с (2, 8, 34, 140, 565 Мбит/с).
На рис. 1.1 показаны также рекомендованные пути соединения
систем различных плезиохронных иерархий (пути кросс-мульти-
плексирования) с соответствующими коэффициентами мультиплек-
сирования. На рисунке даны названия сигналов ступеней иерархий,
скорости передачи и отмечены ступени, не вошедшие в рекоменда-
ции МСЭ-Т.
Плезиохронные цифровые телекоммуникационные системы
(ГЩТС) сыграли в деле цифровизации телекоммуникационных се-
тей роль, которую невозможно переоценить. С их применением ста-
ла возможной электронная коммутация и переход к цифровым се-
тям интегрального обслуживания. Однако такие недостатки ПЦТС,
как громоздкость процедур ввода/вывода компонентных потоков из
потоков высших ступеней, сложность соединений сетей различных
Введение в цифровой способ передачи сигналов
9
ПЦИ и невозможность организации современного менеджмента на
сетях, предопределили разработку новой цифровой иерархии. В кон-
цепции этой иерархии, получившей название синхронной цифровой
иерархии (СЦИ), сделана попытка наиболее полно предусмотреть
вероятные перспективы дальнейшего развития телекоммуникацион-
ных сетей. В настоящее время можно сказать, что предполагаемые
результаты данной разработки в основном оправдались.
Разработка синхронных цифровых телекоммуникационных сис-
тем (СЦТС) преследовала такие цели:
• упрощение процедуры доступа к компонентным потокам;
• обеспечение возможности развитой маршрутизации потоков;
• осуществление в пределах иерархии эффективного управления
сетями любой сложности;
• систематизацию иерархического ряда скоростей передачи и про-
должение его за пределы рядов ПЦИ;
• разработку стандартных интерфейсов для облегчения стыковки
оборудования.
Скорость передачи для первой ступени иерархии была выбрана
равной 155,52 Мбит/с. Эта скорость должна превышать максима-
льную стандартизированную скорость ПЦИ 139,264 Мбит/с и обес-
печивать передачу дополнительной сервисной информации. Кро-
ме того, она должна была быть кратной скорости цифрового пото-
ка SDH-0 (51,840 Мбит/с), стандартизированного в США. Скорость
каждой последующей иерархической ступени равна учетверенной
скорости предыдущей. В настоящее время наибольшее распрост-
ранение получила аппаратура первых четырех ступеней иерархии,
однако существует оборудование, позволяющее получить скорости
пятой ступени СЦИ. Ступени иерархии обозначаются как STM-N
(синхронные транспортные модули), где N — число объединенных
первичных потоков. В табл. 1.1 указаны ступени СЦИ и соответс-
твующие им скорости передачи.
Более подробно вопросы преобразования сигналов в цифровом
телекоммуникационном оборудовании рассмотрены далее в соответ-
ствующих разделах.
1.3. Обобщённые схемы ЦТС
В этом разделе приводятся обобщённые схемы, относящиеся
прежде всего к системам ПЦИ. Однако принципы построения этих
схем могут быть отнесены и к другим ЦТС. Особенности постро-
ения других систем будут рассмотрены далее, в соответствующих
разделах.
10
Глава 1
Таблица 1.1
Уровень STM-N Скорость, кбит/с Количество объединяемых потоков
Е1 ЕЗ Е4
1 STM-1 155 520 63 3 1
2 STM-4 622 080 252 12 4
3 STM-16 2 448 320 1 008 48 16
4 STM-64 9 953 280 4 032 192 64
5 STM-256 39 813 120 16 128 768 256
Схемы систем высших ступеней ПЦИ практически одинаковые,
а схема системы первой ступени (первичная система) заметно от них
отличается.
Обобщённая схема первичной ЦТС. На рис. 1.2 показа-
на передающая часть обобщённой схемы первичной системы ПЦИ.
В общем случае предполагается, что на вход системы поступает ана-
логовый сигнал из канала тональной частоты (ТЧ). Сигнал посту-
пает на усилитель, который повышает его уровень до величины,
обеспечивающей работоспособность последующих узлов аппарату-
ры. Кроме этого, усилитель выполняет ещё две важных функции:
во-первых, ограничивает спектр сигнала сверху и, во-вторых, защи-
щает оборудование от опасных превышений уровня поступающего
сигнала (является ограничителем амплитуды).
Далее сигнал подаётся на амплитудно-импульсный модулятор
(АИМ), осуществляющий дискретизацию сигнала во времени, т. е.
преобразует непрерывный во времени сигнал в ряд периодических
дискретных значений. Возможность такого представления основа-
на на известной теореме В.А. Котельникова, по которой функция
с верхней частотой спектра /в полностью характеризуется своими
мгновенными значениями, отсчитанными через интервалы времени
At < 1/2/в. Дискретизация нужна для временного разделения ка-
налов (ВРК), а кроме того, упрощает последующую обработку сиг-
нала. Как будет показано далее, амплитудно-импульсная модуля-
ция подразделяется на модуляцию первого и второго рода. Обычно
АИМ модулятор реализует модуляцию первого рода (АИМ-1), но
для корректной работы кодера требуется преобразование сигнала в
модуляцию второго рода (АИМ-2), что и осуществляется соответст-
вующим узлом (АИМ-1/АИМ-2).
Кодирующее устройство (кодер) выполняет одновременно две
операции: квантование сигнала по уровню и его кодирование. Кван-
тование — округление мгновенных значений сигнала до ближай-
ших разрешенных значений — является важнейшей операцией ана-
лого-цифрового преобразования (АЦП), которая собственно и прев-
Введение в цифровой способ передачи сигналов
11
Рис. 1.2. Обобщённая схема передающей части первичной ЦТС
ращает аналоговый сигнал в цифровой. Квантование неизбежно
сопровождается ошибкой квантования, не превышающей обычно по-
ловины шага квантования, т. е. половины расстояния между бли-
жайшими разрешенными значениями. Уменьшая это расстояние,
приходим к увеличению числа разрешенных значений и, как след-
ствие, к необходимости повышать объем передаваемой информации
при прочих равных условиях, например, за счет повышения скорос-
ти передачи. В оборудовании телекоммуникационных систем кван-
тование практически всегда совмещается с последующей операци-
ей — кодированием. В теории электрической связи существует два
понятия кодирования: в широком и узком смысле. В цифровых
телекоммуникационных системах кодирование понимается в узком
смысле как переход от кода с высоким основанием к коду с низ-
ким основанием. То есть мгновенные значения, которые могут при-
нимать достаточно много разрешенных значений (например, 256),
заменяются комбинациями импульсов и пробелов (кодовыми груп-
пами, состоящими, например, из 8 символов), которые имеют мало
разрешенных значений (минимум два). Это повышает помехоустой-
чивость сигнала и упрощает его обработку логическими устройства-
ми. Объединённая операция квантования и кодирования называется
импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ).
Выход кодера в первичной ЦТС соответствует входу (точке сты-
ка) основного цифрового канала (ТС-ОЦКпер). Параметры сигнала
в этой точке нормируются на международном уровне, в частности
скорость передачи в ОЦК должна быть равна 64 кбит/с.
Тридцать два ОЦК объединяются (мультиплексируются) в
мультиплексоре М. Информацию пользователей переносят обычно
30 или 31 ОЦК. Соответственно два или один ОЦК отводится для
передачи служебной информации, в частности для передачи сигна-
лов цикловой синхронизации (ЦСС), поступающих от передатчика
12
Глава 1
Рис. 1.3. Обобщённая структурная схема приёмной части первичной ЦТС
Пер ЦСС. Выход М соответствует входу первичного типового сете-
вого тракта европейской ПЦИ (ТС-1пер)- Параметры сигнала в этой
точке также нормируются на международном уровне, в частности
скорость передачи должна быть равна 2048 кбит/с.
Первичный цифровой поток (обозначается как Е1) поступает на
преобразователь кода (ПКпер). Преобразования сигнала необходи-
мы для согласования его параметров с параметрами линии. Напри-
мер, при использовании кабеля с оптическими волокнами, электри-
ческий сигнал необходимо преобразовать в оптическую форму.
На все узлы системы от генераторного оборудования передачи
(ГОпер) подаются необходимые для их функционирования импульс-
ные последовательности. Задающий генератор (ЗГ) ГОпер работает
обычно в автономном режиме (режиме свободных колебаний).
В линии сигнал ослабляется, претерпевает искажения и сум-
мируется с помехами. Поэтому в линии или, по крайней мере, на
приёме сигнал регенерируется (восстанавливается). В идеальном
случае восстановленный сигнал ничем не отличается от исходного,
т. е. в линии не происходит накопления помех и искажений. В реаль-
ном случае при регенерации возникают ошибки, т. е. вместо исходно-
го символа, например 1, принимается 0 или наоборот. Допускается
весьма небольшое количество ошибок, например в ОЦК предель-
ной протяжённости (27500 км) доля ошибок не должна превышать
10-6 от общего числа переданных символов. Восстановление сиг-
нала осуществляется линейными АР и станционным СР (рис. 1.3)
регенераторами. Работа регенераторов обеспечивается встроенным
генераторным оборудованием, синхронизированным с ГОпер оконеч-
ной станции. Для этого из сигнала, передаваемого по линии (линей-
ного сигнала) выделяется сигнал тактовой синхронизации. Для это-
го предназначается пассивный выделитель тактового сигнала ВТС.
В ПЦТС прежних поколений объединение сигналов производи-
ли после дискретизации (после АИМ) с тем, чтобы относительно
Введение в цифровой способ передачи сигналов
13
сложный узел — кодер сделать групповым. В настоящее время с
повышением уровня цифровизации сетей связи появилась тенден-
ция выноса оборудования АЦП к абоненту, т. е. в конечном счете
получать первичный цифровой поток так, как показано на рис. 1.2.
Операциям на передаче должны соответствовать обратные опе-
рации на приеме. Приёмная часть обобщённой схемы первичной
ЦТС представлена на рис. 1.3. Приходящий из линии первичный
цифровой поток восстанавливается станционным регенератором СР
и поступает на преобразователь линейного кода в код внутриаппа-
ратный, обычно в натуральный симметричный. Выход преобразо-
вателя кода приёма ПКпр соответствует точке стыка первичного по-
тока ТС-1пр. Затем поток демультиплексируется в демультип-
лексоре Д, т. е. разделяется на потоки, соответствующие каналам
ОЦК. Потоки, несущие информацию пользователей, декодируются,
т. е. преобразуются из сигналов ИКМ в сигналы АИМ. В результа-
те декодирования восстанавливаются мгновенные значения сигнала,
которые после прохождения фильтра нижних частот с частотой сре-
за FB, соответствующей верхней частоте спектра сигнала, превраща-
ются в непрерывный исходный сигнал. Операции декодирования и
фильтрации сигнала являются его цифро-аналоговым преобразова-
нием (ЦАП).
Из-за операции квантования восстановленный сигнал всегда от-
личается от исходного, поскольку он восстанавливается не точно по
исходным мгновенным значениям, а по округленным. Заметим, что,
уменьшая шаги квантования (сближая соседние разрешённые значе-
ния), теоретически можно достигнуть сколь угодно малого отличия
принятого сигнала от переданного. При этом, естественно, объем
передаваемой информации увеличивается, что требует увеличения
скорости передачи цифрового потока.
Генераторное оборудование приёмной части первичной системы
ГОпр работает обычно в режиме внешней синхронизации (в лю-
бом случае приёмная и передающая части системы передачи име-
ют независимое друг от друга ГО). Сигнал тактовой синхронизации
выделяется из линейного сигнала устройством ВТС. Кроме того,
ГОпр синхронизируется также по циклам передачи; сигнал цикло-
вой синхронизации выделяется приёмником циклового синхросигна-
ла Прцсс-
Обобщённые схемы систем высших ступеней ПЦИ. Обоб-
щённые схемы систем высших ступеней ПЦИ практически не отли-
чаются друг от друга, но существенно разнятся со схемой первич-
ной ЦТС. На рис. 1.4 представлена передающая часть схемы сис-
14
Глава 1
Рис. 1.4. Обобщённая структурная схема передающей части ЦТС высшей
ступени ПЦИ
темы ПЦИ уровня N+1. Основную часть схемы составляют блоки
асинхронного сопряжения БАСпер. Их число равно коэффициенту
мультиплексирования на данном уровне ПЦИ (в европейской ПЦИ
на всех уровнях выше первого коэффициенты мультиплексирования
равны четырём). Задача этих блоков — осуществить согласование
скоростей передачи поступающих компонентных потоков уровня N
с их скоростью в агрегатном потоке уровня N+1. На вход каж-
дого блока (точка стыка TC-N) поступает цифровой поток уровня
N, который записывается в регистр записи РЗпер. Запись осущес-
твляется с той скоростью, с какой приходит данный поток
(это общий принцип ЦТС). Для этого каждый БАСпер снабжается
своим ГОпр, на которое подаётся синхросигнал, выделяемый из пос-
тупающего потока устройством ВТС. Записанная в РЗ информация
считывается на общую шину со скоростью, определяемой общим ге-
нераторным оборудованием ГОпер. В блоке согласования скоростей
БСС последовательность импульсов считывания обрабатывается, в
частности, если компонентный поток поступает относительно мед-
ленно, то считывание периодически приостанавливается (исключа-
ется очередной считывающий импульс — в поток вводится встав-
ка). Одновременно в БСС формируется соответствующая команда
согласования скоростей (КСС), которая передается на дальний ко-
нец и используется приёмным оборудованием для восстановления
исходной скорости передачи компонентного потока.
Введение в цифровой способ передачи сигналов
15
Рис. 1.5. Обобщённая структурная схема приёмной части ЦТС высшей
ступени ПЦИ
Генераторное оборудование ГОпер работает в автономном режи-
ме. На общую шину, помимо информации компонентных потоков и
КСС, поступает цикловой синхросигнал от передатчика Перцсс и
сервисная информация, например сигналы служебной связи СС.
Общая шина соответствует нормируемой точке стыка потока
уровня N (TC-(N-hl)); далее агрегатный сигнал через преобразова-
тель кода ПКпер передаётся в линию.
На приёме (рис. 1.5) сигнал восстанавливается станционным ре-
генератором и через преобразователь кода ПКпр поступает на общую
шину (нормированная точка стыка TC-(N-hl)). К общей шине подк-
лючены блоки асинхронного согласования БАСпр, осуществляющие
операции, обратные блокам БАСпер- Компонентный поток запис-
ывается в регистр записи РЗпр соответствующего БАСпр- Запись
производится посредством последовательности импульсов, выраба-
тываемой общим генераторным оборудованием ГОпр, синхронизиро-
ванным по тактам и циклам относительно ГОпер передающего обо-
рудования. Соответствующие синхросигналы поступают на ГОпр от
блоков ВТС и Прцсс- Считывание компонентных потоков с РЗпр
осуществляется импульсами, вырабатываемыми генераторным обо-
рудованием ГОпр, входящим в состав каждого блока БАСпр. Это
генераторное оборудование управляется блоком восстановления ско-
рости передачи ВВС, который воспринимает команды согласования
скоростей от приёмника Прксс- Восстановление скорости передачи
заключается, в частности, в удалении вставок и усреднении скорости
16 Глава!
выделенного потока. Выделенный компонентный поток поступает
в точку стыка TC-N. Таким образом, цифровые тракты, организо-
ванные системой передачи, оказываются прозрачными не только по
составу передаваемой информации, но и по скорости её передачи.
Несмотря на то что оборудование систем синхронной цифро-
вой иерархии (СЦИ) синхронизировано по тактовым частотам, в нём
присутствует оборудование согласования скоростей передачи на слу-
чай аварийной потери тактовой синхронизации.
2 Аналого-цифровое и
цифро-аналоговое преобразования
сигналов
Известно, что аналого-цифровое преобразование (АЦП) сигна-
ла осуществляется посредством операций дискретизации сигнала во
времени, квантования по уровню и кодирования. Обратное, цифро-
аналоговое преобразование (ЦАП) сигнала производится в результа-
те декодирорования и последующего выделения исходного спектра
сигнала фильтром нижних частот (или полосовым). Рассмотрим
эти операции подробнее.
2.1. Дискретизация сигнала во времени
Дискретизация сигнала во времени реализуется посредством ам-
плитудно-импульсной модуляции (АИМ) — модуляции импульсно-
го переносчика. В качестве переносчика используется последова-
тельность прямоугольных импульсов с амплитудой Uo и постоян-
ной частотой следования — частотой дискретизации /д. Реальные
импульсы имеют конечную длительность ти. Для характеристики
такой последовательности используется коэффициент скважности*
Аск = Тд/ти, где — период следования импульсов — период дис-
кретизации Тд = 1//д. По Фурье, амплитудный спектр такой пос-
ледовательности равен (если не учитывать фазовых сдвигов отде-
льных составляющих)
(1 ос \ 2 П7Г
+ У2 |7пСО8 27Гп/д^| I , 7„ = —sin-—. (2.1)
Аск 1 Аск
П=1 /
Заметим, что уп при непрерывном изменении п является огиба-
ющей амплитудного спектра одиночного прямоугольного импульса.
Как следует из формулы (2.1), спектр переносчика состоит из
постоянной составляющей и гармоник частоты /д, причем гармони-
ки с номерами, кратными Аск, отсутствуют.
* Для оптических импульсов обычно используют коэффициент за-
полнения Азап = 1/КСк.
18
Глава 2
Рис. 2.1. Виды амплитудно-импульсной модуляции: a— модулятор АИМ-1;
сигналы: б — АИМ-1; в — АИМ-2
Простейший амплитудно-импульсный модулятор представляет
собой ключ, срабатывающий при прохождении импульса перенос-
чика и пропускающий при этом сигнал на свой выход (рис. 2.1,а).
Такая амплитудно-импульсная модуляция называется АИМ-1 (АИМ
первого рода). При АИМ-1 возникают проблемы дальнейшей обра-
ботки сигнала из-за неопределенности амплитуды импульса
(рис. 2.1,6). Поэтому применяется АИМ-2 (АИМ второго рода), при
которой отсчет берется в какой-либо одной точке прохождения им-
пульса, а затем это значение удерживается в течение некоторого вре-
мени. На рис. 2.1,в показан сигнал АИМ-2, у которого амплитуды
импульсов соответствуют мгновенным значениям исходного сигна-
ла, взятых в моменты возникновения импульсов переносчика.
Спектр АИМ сигнала Uk(j) определяется перемножением спек-
тра модулирующего сигнала со спектром переносчика. Для двупо-
лярного сигнала имеем
Uk = Uorrii cos 2тгfit
2 \
+ 52 cos I =
ЛСК -----, /
=
oo
+ 52 i^n cos ± л) i
n — 1
где 2тг/г = Q — частота г-й спектральной составляющей, а тщ — ко-
эффициент, характеризующий ее амплитуду (начальные фазы сос-
тавляющих исходного сигнала и переносчика для упрощения выра-
жения опущены). Сумма всех коэффициентов mi равна единице,
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
19
Рис. 2.2. Спектры
сигналов: a — при АИМ-1; б — при АИМ-2
I
т. е. 52 mt = 1, причем I — число спектральных составляющих ис-
i—1
ходного сигнала. В этой формуле коэффициент 1/Хск умножается
на 2, поскольку спектр исходного сигнала как бы складывается из
верхней и нижней боковых полос при нулевой спектральной состав-
ляющей.
Из формулы (2.2) следует, что спектр канального сигнала (мо-
дулированной импульсной последовательности) будет состоять из
спектра исходного сигнала и спектров нижней и верхней боковых
полос у каждой составляющей спектра импульсной последователь-
ности, как показано на рис. 2.2,а.
Данный анализ справедлив
для АИМ-1. Для АИМ-2 резуль-
тат несколько отличен. Как вид-
но из рис. 2.2,Д все спектраль-
ные составляющие сигнала про-
порциональны огибающей спек-
тра импульсной последователь-
ности. Очевидно, что по мере
увеличения скважности импуль-
сов переносчика это отличие ста-
новится все менее заметным. Ес-
ли же на приеме используются
широкие амплитудно-модулиро-
ванные импульсы, то при восста-
новлении исходного сигнала потребуется некоторая коррекция амп-
литудно-частотных искажений (АЧИ), что иллюстрируется рис. 2.3.
На рис. 2.4 показаны спектры АИМ сигналов при выполнении и на-
рушении условия выбора частоты дискретизации по теореме Коте-
льникова. На рис. 2.4,а видно, что при выполнении условия выде-
ление спектра исходного сигнала из спектра АИМ сигнала посред-
АЧИ
\
\
\
i
।
0 ^в//д 0,5
АЧХ ФНЧ
приемника
АИМ-2
.............
1 1,5
Al k
2 ///«
Рис. 2.3. Спектр АИМ-2 при /Сск
20
Глава 2
Рис. 2.4. Спектры АИМ сигнала для случаев: a — выполнения условия; б —
невыполнения условия теоремы Котельникова; СИС — спектр исходного
сигнала; НБЩ — нижняя боковая полоса частот при /д; ВБЩ — верхняя
боковая полоса частот при /д, НБП2 — нижняя боковая полоса частот при 2/д
ством ФНЧ (см. рис. 1.3) вполне возможно (рис. 2.4,а). При этом
желательно обеспечить некоторый интервал между спектром исход-
ного сигнала и нижней боковой полосой при частоте дискретизации
(несколько повысить частоту дискретизации) с тем, чтобы снизить
требования к крутизне характеристики среза фильтра. Заметим,
что снижение крутизны среза фильтра улучшает его фазовую ха-
рактеристику в полосе его пропускания.
Если условия выбора частоты дискретизации нарушены, то, как
видно на рис. 2.4,5, спектр исходного сигнала перекрывается со спек-
тром нижней боковой полосы частот первой гармоники /д. При этом
восстановление исходного сигнала сопровождается помехой, анало-
гичной при нелинейных искажениях в канале.
Дискретизация относительно узкополосного спектра.
Если отношение верхней FB и нижней FH частот сигнала не более
2* (менее октавы), можно использовать частоту дискретизации ни-
же, чем по Котельникову. При этом
/ди С /д С /дк
где /дк = 2FB — минимальная частота дискретизации по Котельни-
кову, /ди = 2(FB — FH) — минимальная частота дискретизации для
случая, когда исходный спектр перемещен так, что его нижняя час-
* Спектры шириной менее октавы характерны для групповых сиг-
налов телекоммуникационных систем с частотным разделением каналов
(ТКС ЧРК).
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
21
/д ^БП2
ВЕЩ
24 264 312 552 576 600 840
........ ►
888 1128 1152 /, кГц
%
Рис. 2.5. Спектр дискретизированного группового сигнала
тота стала равна нулю (FH = 0), а
2(FB + FH) /9 о\
2п+1 J
— искомая частота дискретизации, где п — целое число. При этом
полоса расфильтровки (полоса между исходным спектром и бли-
жайшими составляющими преобразования)
Д/р = у - /ди- (2.4)
Число п следует подбирать, начиная с единицы до тех пор, пока
не будет выполнено исходное неравенство. Поясним сказанное при-
мером.
Пусть исходный сигнал занимает полосу 312... 552 кГц (типо-
вая вторичная группа каналов тональной частоты ТКС ЧРК). Тогда
/ди = 2(552 - 312) = 480 кГц, /дк = 552 • 2 = 1104 кГц, при n = 1
/д = 2(552 - 312)/(2 • 1 + 1) = 576 кГц (если n > 1, неравенство
не выполняется), Д/р = 576/2 — (552 — 312) = 48 кГц. На рис. 2.5
приведены спектры для рассмотренного случая.
Преобразование сигнала АИМ-1 в АИМ-2. Как уже отме-
чалось, операция дискретизации должна предусматривать преобра-
зование сигнала АИМ-1 в АИМ-2. Такой преобразователь может
состоять из накопительного конденсатора С, входного усилителя
с малым выходным сопротивлением (Ввых —> 0), выходного уси-
лителя с высоким входным сопротивлением (FBX —> оо) и элект-
ронных ключей Ki и /С2- Его функциональная схема показана на
рис. 2.6, а принцип действия поясняется диаграммами, приведен-
ными на рис. 2.7. При прохождении очередного импульса АИМ-1
осуществляется его стробирование — в течение короткого време-
ни тзар ключ преобразователя замыкается и конденсатор С за-
ряжается до напряжения, которое имеет импульс АИМ-1 в момент
размыкания ключа. Это напряжение удерживается неизменным до
появления импульса тразр, замыкающего ключ в результате че-
го конденсатор С разряжается. Через время, равное периоду сле-
дования импульсов АИМ-1, вновь замыкается ключ и процесс
повторяется. Таким образом, формируется последовательность им-
22
Глава 2
Рис. 2.6. Схема преобразователя
АИМ-1 в АИМ-2
Рис. 2.7. Диаграммы работы пре-
образователя АИМ-1/АИМ-2: а —
импульсы АИМ-1 на входе; б — им-
пульсы, управляющие зарядом; в —
импульсы, управляющие разря-
дом конденсатора С; г — формиро-
вание выходного импульса АИМ-2
пульсов АИМ-2 с плоскими вершинами. Постоянная времени за-
ряда конденсатора тзар = 7?ВЫХС должна быть возможно меньше,
иначе из-за неполного перезаряда будут возникать взаимные влия-
ния между соседними импульсами. В случае, если сигнал АИМ-1
групповой, эти влияния будут приводить к внятным переходным
помехам между каналами, если же сигнал АИМ-1 индивидуальный,
возможно появление нелинейных искажений. Постоянная времени
разряда, равная тразр = RBXC, напротив, выбирается достаточно бо-
льшой, чтобы конденсатор не успел заметно разрядиться за период
между моментами стробирования. Это условие гарантирует плос-
кую вершину импульса АИМ-2, что необходимо для нормального
проведения последующей операции — кодирования. Заметим, что в
некоторых случаях ключ К2 не применяется. Это возможно, если
время заряда конденсатора С достаточно для полной его перезаряд-
ки после предыдущего импульса до уровня последующего.
Ошибки дискретизации. В процессе передачи сигнала про-
исходит смещение принимаемых импульсов со своих тактовых то-
чек (фазовые флуктуации). Это приводит к появлению ошибки при
восстановлении сигнала на приеме. На рис. 2.8 сплошной линией
показана форма сигнала на передаче и отмечены тактовые точки, в
которых были определены мгновенные значения сигнала. На прие-
ме (пунктирная кривая) форма сигнала изменилась из-за смещения
на Mi моментов восстановления мгновенных значений. Таким об-
разом, восстановленный сигнал может рассматриваться как сумма
исходного сигнала и ошибки Ат/, которая и определяет величину
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
23
помехи дискретизации, воспри-
нимаемой как нелинейные иска-
жения в канале. Определим ве-
личину этой помехи.
Смещение импульса из точ-
ки ti в точку ti+Ati ведет к ошиб-
ке в определении амплитуды им-
пульса, равной
Рис. 2.8. Возникновение ошибки дис-
кретизации
^с(^г) ~
где v!c(ti) — первая производная
от uc(t) по t (крутизна сигнала в
точке ti). Экспериментально ус-
тановлено, что для телефонного
сигнала среднеквадратическое значение крутизны, В2/с2,
Н)2 « 1,9 • 107^, (2.5)
где и2 — эффективное значение сигнала. Защищенность сигнала от
таких помех в полосе частот 0... 0,5/д
101g с .
H)W
-^пд
(2.6)
Как правило, телефонные сигналы в ЦТС передаются по основ-
ным цифровым каналам (ОЦК). Согласно существующим нормам,
предельные отклонения импульсов от тактовых точек в ОЦК не дол-
жны превышать 0,25 периода или 0,25/64-103 = 3,90625 « 4 мкс. На
такое же значение в пределе может быть смещено и восстановленное
мгновенное значение телефонного сигнала. В этом случае защищен-
ность от помех ошибки дискретизации будет не хуже 35 дБ.
Среднеквадратическое значение крутизны гармонического сиг-
нала (u'c)2 = (27rfc)2ulj следовательно, его защищённость от помех
дискретизации может быть подсчитана по упрощённой формуле
Лпд = — 201g 2тг/сД£. (2.7)
Так, если частота сигнала fc = 1000 Гц, то его защищенность от
помехи из-за ошибок дискретизации составит 32 дБ.
2.2. Квантование сигнала по уровню
Равномерное (линейное) квантование. Как было указано
выше, квантование сигнала по уровню является главной операцией
аналого-цифрового преобразования сигнала и заключается в округ-
лении его дискретизированных мгновенных значений до ближайших
24
Глава 2
б)
Рис. 2.9. Квантование сигнала:
а — возникновение ошибки кван-
тования; б — помеха квантования
разрешенных (рис. 2.9,а). На ри-
сунке показан АИМ сигнал, по
вертикали отмечены восемь уров-
ней квантования (с 0-го по 7-й).
Расстояния между уровнями оди-
наковые (т. е. имеет место равно-
мерное, или линейное кванто-
вание} и равны шагу квантова-
ния 5о- Стрелками на рисунке от-
мечены значения, до которых ок-
ругляются амплитуды исходных
импульсов. Напряжение седьмо-
го уровня соответствует напряже-
нию ограничения погр. При кван-
товании сигнала возникают ошиб-
ки которые имеют случайные
значения, не превышающие ±<50/2.
Таким образом, сигнал после квантования представляет собой
сумму исходного сигнала и сигнала ошибки (рис. 2.9,6), который
воспринимается как флуктуационный шум.
При достаточно большом числе шагов квантования NKB можно
считать, что плотность распределения вероятности ошибки Wk(si) в
пределах каждого шага равномерна, т. е. имеет вид прямоугольника
с основанием 5о и высотой 1/£о (рис. 2.9,а).
Мощность помехи квантования на единичном сопротивлении
может быть найдена следующим образом:
(2-8)
В этой формуле Wk^i) — плотность вероятности ошибки кванто-
вания, которая равна 1/<50, поскольку ошибка имеет равномерное
распределение на интервале ±#о/2.
Шаг квантования do при использовании симметричного двоич-
ного кода, что характерно для современных аналого-цифровых пре-
образователей, равен удвоенному напряжению ограничения worp ко-
дирующего устройства, поделенному на число шагов квантования
*0 — ^огр / А^кв
(2-9)
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
25
В свою очередь, число шагов выбирается равным 7VKB = 2m — 1,
где т — количество разрядов двоичного кода. Тогда с учетом фор-
мулы (2.8) и считая, что NKB « 2m, защищенность от шумов кван-
тования для наиболее слабых сигналов
Дзквмин -Ремни Рпкв -- Ю 1g 45 - Ю 1g ~ -
+квО 4ikb0
и2 10-0,1£>с
= 101g огр „-----=20mlg2-£>c + 101g3«6m-35,2 дБ. (2.10)
4 цогр
12 22т
В этой формуле рс мин и ркв — минимальный уровень сигнала и уро-
вень помехи квантования соответственно, a Dc — динамический ди-
апазон сигнала (для телефонных сигналов Dc « 40 дБ).
Приравнивая Лзквмин требуемой защищенности Лзквтреб, мож-
но рассчитать необходимое минимальное число разрядов двоичного
кода т.
Требуемая защищённость определяется следующим образом.
Экспериментально установлено, что достаточно высокое качество
передачи обеспечивается при Лзквдоп > 22 дБ. К этому значению
добавляют эксплуатационный запас ААЭКСП (обычно 4,5 дБ), а так-
же величину ААгр = 11,5 дБ, учитывающую возможное снижение
защищенности от шумов квантования при транзитном соединении
каналов ТЧ посредством аналоговых коммутационных устройств*.
Шумы квантования имеют практически равномерное спектра-
льное распределение. Поэтому при приёме телефонных сигналов
величина Азквтреб может быть снижена на величину псофометри-
ческого коэффициента (в дБ)**. Следовательно, требуемая защищ-
ённость от шумов квантования
-^зкв треб — -^зкв доп + ААЭКСП + ААтр АА^Ч —
= 22 + 4,5 + 11,5 - 2,5 = 35,5 дБ. (2.11)
Теперь, приравнивая выражения (2.10) и (2.11), находим необходи-
мое число разрядов, округленное в большую сторону до целого:
35,2 + 35,5
т =------------- ~ 12.
6
(2-12)
* Допускается соединение до 14 простых каналов ТЧ, помехи кван-
тования соединенных каналов суммируются по мощности, и поэтому сни-
жение защищенности достигает значения 101g 14 = 11,5 дБ.
** Для канала ТЧ КПСОф = 0,75, тогда ААПСоф = 20^Кпсоф =
= 201g 0,75 = -2,5 дБ.
26
Глава 2
Рис. 2.10. Защищенность от шумов
квантования при равномерном кванто-
вании
В общем случае Азкв = рс —
— Рпкв • Поскольку шаг кван-
тования при равномерном кван-
товании и, следовательно, уро-
вень помехи квантования от ве-
личины сигнала не зависят,
Азкв увеличивается пропорцио-
нально уровню сигнала. Гра-
фики зависимости Азкв от уров-
ня сигнала для различного чис-
ла разрядов кодирования т по-
казаны на рис. 2.10. На рисун-
ке отмечено также значение
^зквтреб, рассчитанное по формуле (2.11), и фактическое значение
защищённости Азквфакт, определённое для т = 12. При этом, как
видно из рис. 2.10, для всех мгновенных значений сигнала, кро-
ме минимального, помехозащищенность оказывается завышенной.
Помехозащищенность растет пропорционально уровню сигнала до
тех пор, пока не будет достигнут уровень рсмакс, соответствующий
напряжению ограничения. Дальнейший рост сигнала приведет к
появлению ошибки из-за ограничения его амплитуды, и помехоза-
щищенность начнет снижаться за счет помех ограничения (помех
перегрузки). Начало спада характеристики защищенности из-за по-
мех ограничения зависит от параметров сигнала и, прежде всего,
от его пик-фактора*. Чем выше пик-фактор, тем раньше, по мере
увеличения сигнала, в отдельные моменты будет происходить ог-
раничение его амплитуды и, следовательно, раньше начнется спад
характеристики помехозащищенности.
Следует заметить, что помехи перегрузки при равной защищен-
ности сигнала от помех квантования в меньшей степени влияют на
качество передачи речевых сигналов. Это объясняется тем, что при
ограничении амплитуды речевых сигналов (их клиппировании) сох-
раняются моменты перехода сигнала через нуль, которые в значи-
тельной степени определяют разборчивость речи.
Неравномерное квантование. Анализ характеристики за-
щищенности от шумов квантования (см. рис. 2.10) показывает, что
при заданной помехозащищенности число разрядов кодирования
можно было бы понизить, применяя неравномерное (нелинейное)
* Пик-фактор — отношение максимальной и средней мощности
сигнала.
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
27
квантование, т. е. уменьшая шаги квантования для малых мгновен-
ных значений сигнала за счет увеличения шагов для больших значе-
ний. Неравномерное квантование эквивалентно компрессированию
(сжатию) динамического диапазона сигнала. Во избежание нелиней-
ных искажений на приеме должна осуществляться обратная опера-
ция — экспандирование (расширение) динамического диапазона.
Условием постоянства защищенности от шумов квантования
для всех уровней сигнала будет постоянство относительных прира-
щений сигнала во всем диапазоне его изменений, т. е.
х^- = const, (2.13)
ax
где х = usx/uorp и у = ^вых/^огр — нормированные значения на-
пряжений входного и выходного сигналов в устройстве квантования.
Решая это дифференциальное уравнение, находим амплитудную ха-
рактеристику квантующего устройства
У = Cl In X -h С2 = С1 1п(//т). (2-14)
Реализация такой характеристики невозможна, так как она предпо-
лагает бесконечно много бесконечно малых шагов при х, близким
к нулевому значению (формально логарифма нуля не существует).
Поэтому реализуются квазилогарифмические А- и //-характеристи-
ки, у которых начальный участок аппроксимируется отрезком пря-
мой, т. е. конечным числом шагов конечной величины. Квазилога-
рифмическая A-характеристика описывается следующими выраже-
ниями:
Ах
1 + In А ’
1 + 1п(Ас)
1 + 1пА ’
1 .
А’
О < х <
(2.14а)
а //-характеристика — выражением*
1п(1 — цх)
У 1п(1 + //)
(2.146)
При различных шагах квантования мощность шума квантова-
ния Рпквн может быть определена как
^кв ^кв Х2
РПквн = £^Ы/ e^dei = ^2Pl-7^-,
(2.15)
* Начальный участок //-характеристики может аппроксимироваться
отрезком прямой в первом приближении.
28
Глава 2
где pi = Ж(бг)5г — вероятность попадания мгновенного значения
сигнала в г-ю зону квантования. Предполагается при этом, что чис-
ло шагов квантования велико и, следовательно, ошибки квантова-
ния внутри г-го шага распределены равномерно. Очевидно,
что при равномерном квантовании, когда = 50, а полная веро-
ятность 52 Pi = 1> формула (2.15) вырождается в формулу (2.8)
Рпкво = 502/12.
При неравномерном логарифмическом квантовании шаг кван-
тования будет обратно пропорционален крутизне амплитудной ха-
рактеристики dy/dx, т. е. с учетом условий — 1 з; 1 и -1 1
определится выражением
2
(2.16)
где Xi — среднее значение сигнала для г-го шага квантования. При
достаточно большом числе 7VKB сумма вероятностей может быть за-
менена интегралом. После соответствующих подстановок получаем
1 Г1 , ч (dx\2 ,
Джвн о I Р\х) I ~Т~ I dx.
37Vkb 7-1 \dyJ
(2-17)
где р(х) — вероятность мгновенного значения сигнала, равного х.
Чтобы определить защищенность от шумов квантования
Лквн = 101g(Pc/PnKBH) = lOlg-RsKBH, определим мощность сигнала
(2-18)
Рс = J р(х)х2 dx.
Следовательно, отношение мощностей сигнал/помеха квантования
определится (в разах) выражением ЗЛ^в f р(х)х2 dx ^зкв — 1 2 • (2.19)
Если будет выполняться условие dx/dy сх, где с — некоторый
постоянный коэффициент, то отношение Язкв не будет зависеть от
вероятности распределения мгновенных значений сигнала р(х\ т. е.
от его уровня и формы. Тогда
^зкв — 37УКВ/СА-
(2.19а)
Для Л-характеристики величины сд и dx/dy в уравнениях (2.19)
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
29
и (2.19а) определяются выражениями
са = 1 + In Л;
dx
dy
са/А,
сах,
О < |ж| С 1/Л;
1/А |ж| 1.
После необходимых подстановок и некоторых преобразований окон-
чательно получим
3< х*А* 3<
с\ 1 + А12 $ КзквА с2
(2.20)
При малых значениях сигнала квантование равномерное, мощ-
ность шумов квантования постоянна, а потому отношение мощнос-
тей сигнал/шум возрастает пропорционально мощности сигнала:
3/V2
КзквА ~ —А^х2А2 при х2А2 1. (2.20а)
СА
При больших значениях сигнала квантование логарифмическое,
мощность шумов квантования пропорциональна мощности сигнала
и отношение мощностей сигнал/шум постоянно:
-^зкв А
з<
СА
при х2А2 » 1.
(2.206)
Мгновенные значения реальных сигналов могут попадать как в
зону равномерного, так и логарифмического квантования, поэтому
мощность шума при этом не может быть меньше мощности шума,
обусловленной каким-либо видом квантования, но она и не может
превышать суммы этих двух компонент.
На рис. 2.11 показаны теоретичес-
кие зависимости Лзкв а от уровня сиг-
нала рс для Л-характеристики. На-
клонная прямая отображает зависи-
мость защищенности от шумов кван-
тования для малых, а горизонталь-
ная — для больших значений сигнала
соответственно. Плавная кривая со-
ответствует минимальной защищённо-
Рис. 2.11. Защищенность сти для реальных сигналов.
от шумов квантования при В ЦТС квазилогарифмические
неравномерном квантовании амплитудные характеристики кванто-
вания аппроксимируются линейно-ломаными кривыми, относитель-
но просто реализуемыми на цифровой основе. На рис. 2.12 приведе-
на амплитудная характеристика (АХ) квантования типа А = 87,6/13
(положительная ветвь), применяемая в АЦП ЦТС европейской пле-
30
Глава 2
зиохронной цифровой иерархии. Характеристика симметрична от-
носительно нуля, положительная и отрицательная её ветви состоят
каждая из восьми сегментов, каждый сегмент поделен на 16 одина-
ковых шагов (внутри сегмента квантование равномерное). Сегмен-
ты имеют номера от 0 до 7, начиная от центральной части характе-
ристики. Шаги внутри каждого сегмента пронумерованы от 0 до 15.
Сегменты аппроксимируют гладкую кривую (см. (2.14а)) так,
что отклонение линейно-ломаной кривой от гладкой не превышает
1 %. В нулевом и первом сегментах шаг минимален и равен <5q <5i ,
в каждом следующем сегменте шаг удваивается по отношению к
предыдущему, т. е. в сегменте 2 — 62 = 250, в сегменте 3 — = 4Jq
и т. д. В сегменте 7 шаг максимален и равен <5? = 64#о
В табл. 2.1 приведены численные значения АХ, показанной на
рис. 2.12. Для передачи сигнала, квантованного посредством дан-
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
31
Таблица 2.1
Параметры амплитудной характеристики квантующего устройства
(положительная ветвь) А = 87,6/13
Номер сегмента Шаг квантования Нижняя граница сегмента Верхняя граница сегмента
0 6о 05q 165о
1 <5о 16<5о 32<5О
2 2<5О 32<5О 64<50
3 45о 64<5о 128<$о
4 8<5О 128<5О 256<5о
5 16«5О 256<5О 512<5О
6 32 <5о 512<5О 1О245о
7 6450 1024<50 2048<50
ной АХ, необходимо передать информацию о полярности сигнала
(один разряд, обозначается как «Р»), о номере сегмента (три раз-
ряда — XYZ) и о номере шага внутри сегмента (четыре разряда —
ABCD). Таким образом, кодовая комбинация будет иметь структуру
PXYZABCD. Как будет показано в следующем разделе, если, напри-
мер, мгновенное значение сигнала равно +1301Jq> то, поскольку оно
положительно (Р = 1), попадает в 7-й сегмент (XYZ = 111), а внутри
сегмента — в 4-й шаг (ABCD = 0100), соответствующая ему кодовая
комбинация будет иметь вид 11110100.
Предположим, что мгновенные значения гипотетического сиг-
нала сосредоточены в одном шаге квантования (имеют одноинтерва-
льное распределение). Тогда защищенность от шумов квантования
(в дБ) с учётом соотношений (2.10), (2.12), (2.20А) и (2.206) для двух
первых сегментов, может быть подсчитана по формуле
Лкво-2 = 101g ~ 201g ж + 77, (2.
оо/
а для последующих сегментов — по формуле
Азкв 2_7 = 101g « 20 lg(a? • 21-i) — 77. (2.216)
На рис. 2.13 показана зависимость Азкв от уровня сигнала рс,
имеющего одноинтервальное распределение мгновенных значений,
для A-характеристики (А = 87,6/13). Расчёт этой характеристики
осуществлялся по формулам (2.21а) и (2.216). Начало графика —
наклонная прямая — соответствует нулевому и первому сегментам.
Это зона равномерного квантования, поэтому защищенность возрас-
тает пропорционально увеличению уровня сигнала (относительная
ошибка квантования обратно пропорциональна напряжению сигна-
ла). При переходе ко второму сегменту защищенность скачком уме-
32
Глава 2
Рис. 2.13. Защищенность от шу-
мов квантования сигнала с одно-
интервальным распределением
для характеристики А = 87,6/13
Рис. 2.14. Защищенность от шу-
мов квантования и ограниче-
ния синусоидального сигнала
для характеристики А = 87,6/13
ньшается на 6 дБ, поскольку во втором сегменте шаг квантования
в два раза больше, чем в нулевом и первом. Такая же картина пов-
торяется при переходе к каждому последующему сегменту — это
зона неравномерного квантования. При этом следует иметь в виду,
что внутри каждого сегмента квантование равномерное. Наконец,
при достижении верхней границы седьмого сегмента (напряжения
ограничения) наступает зона перегрузки (на графике не отмечена).
В зоне перегрузки защищенность сигнала быстро снижается, но уже
за счет шумов ограничения сигнала.
Следует заметить, что мгновенные значения реального сигнала
данного уровня распределены в широком диапазоне и попадают в
разные интервалы (шаги, сегменты) амплитудной характеристики
квантующего устройства, поэтому экспериментальная зависимость
-^зквн(Рс) оказывается сглаженной, по сравнению с зависимостью от
сигнала с одноинтервальным распределением. В качестве примера
на рис. 2.14 представлена зависимость помехозащищённости сину-
соидального сигнала от его уровня, полученная на компьютерной
модели амплитудной характеристики А = 87,6/15.
2.3. Кодирование сигнала
Аналого-цифровое преобразование завершается операцией ко-
дирования, которая заключается в представлении уровней отсчетов
аналоговых сигналов кодовыми комбинациями. При этом обычно
используются равномерные двоичные коды, в которых число кодо-
вых символов или разрядов кодовых комбинаций равно т, причём
каждый символ может принимать значение 0 или 1. Применяются
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
33
Вес разряда
Рис. 2.15. Разновидности двоичного кода: a — натурального;
б — натурального симметричного
следующие равномерные двоичные коды: натуральный, натураль-
ный симметричный и рефлексный.
При натуральном двоичном кодировании структура кодовой
группы определяется номером уровня квантования 7VKB, записанным
в двоичной системе исчисления с помощью полинома
т
i—1
где di — кодовый символ г-го разряда, принимающий значение 0 или
1, 2ш-г — «вес» г-го разряда. Натуральный двоичный код применя-
ется для кодирования униполярных импульсов. В качестве примера
на рис. 2.15, а приведена кодовая таблица для натурального двоич-
ного четырехразрядного кода.
Недостаток натурального двоичного кода состоит в том, что
кодовые группы, соответствующие соседним уровням квантования,
могут различаться во многих разрядах кода. Поэтому при измене-
нии значения отсчета во время кодирования может произойти пе-
реход от одного уровня квантования к другому, сильно отличаю-
щемуся от него. Такой переход наиболее вероятен в центральной
части амплитудной характеристики. Например, если после начала
кодирования на седьмом уровне мгновенное значение выросло до во-
сьмого, то вместо кодовой группы 0111 будет передана группа 0000,
что будет соответствовать передаче нулевого уровня.
Биполярным сигналам, например речевым, свойственна макси-
мальная плотность вероятности малых мгновенных значений. Для
34
Глава 2
таких сигналов разряды кодовых групп соседних уровней в цент-
ре амплитудной характеристики квантования должны отличаться в
минимальном числе разрядов. С этой целью применяют натураль-
ный симметричный двоичный код (рис. 2.15,6). При кодировании
симметричным кодом символ первого разряда определяется знаком
отсчета, а символы остальных разрядов — абсолютным значением
отсчета, выраженным в двоичной системе исчисления.
Для сигналов с равномерным распреде-
лением мгновенных значений, как, напри-
мер, для широкополосных телевизионных,
используется рефлексный двоичный код
(код Грея), в котором кодовые группы лю-
бых соседних уровней квантования отлича-
ются лишь в одном разряде. Таблица реф-
лексного четырехразрядного кода приведе-
на на рис. 2.16.
На приемном конце кодовые группы де-
t кодируются, в результате чего восстанавли-
► ваются мгновенные значения передаваемо-
Рис. 2.16. Пример го сигнала. Полученная последовательность
рефлексного кода импульсов демодулируется с помощью фи-
льтра нижних частот (см. рис. 1.3). Комби-
нацию кодера и декодера на окончании двустороннего тракта назы-
вают кодеком.
Кодер обычно совмещает функции кодирования и квантования.
При этом вид начального участка амплитудной характеристики
(АХ) квантования будет определяться положением уровня квантова-
ния* в соответствующем шаге квантования. На рис. 2.17 приведены
два варианта таких участков. Варианты эти различаются располо-
жением уровня квантования относительно шага квантования.
Первый вариант (рис. 2.17,а) начального участка АХ квантова-
ния характеризуется расположением уровня квантования посереди-
не шага квантования, то есть мгновенные значения сигнала не дости-
гающие середины шага кодируются нижней границей данного шага,
а превысившие середину шага — верхней. Например, всем мгновен-
ным значениям сигнала в диапазоне от 0 до +1,0# будет соответс-
твовать разрешённое значение +0,5J, а для диапазона от +1,OJ до
* Уровень квантования — порог, относительно которого происходит
округление данного мгновенного значения сигнала до ближайшего разре-
шённого уровня. Шаг квантования — расстояние между соседними раз-
решёнными уровнями.
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
35
Уровни квантования
а) Разрешённые уровни б)
Рис. 2.17. Начальные участки АХ квантования
+2,0J — 1,55. Таким образом, ошибка квантования будет находить-
ся в пределах ±0,5J, т. е. не превышать половины шага квантования.
Однако для этого случая шум малого уровня в отсутствие сигнала
приводит к случайным переходам между состояниями —0,5J и +0,55
и передается на выход системы, что приводит к так называемым шу-
мам незанятого канала, или шумам молчания.
Во втором варианте уровень квантования находится на верхней
границе шага квантования (рис. 2.17,6), т. е. пока мгновенное зна-
чение расположено в диапазоне данного шага, оно округляется до
нижней границы (по абсолютной величине) этого шага квантования.
Например, всем мгновенным значениям сигнала в диапазоне от 0 до
+ 1J будет соответствовать напряжение 0, мгновенным значениям от
+ 1# до +2£ — напряжение +1£ и т. д. В этом случае входные сигналы
или шумы с амплитудой, меньшей шага квантования не переда-
ются, т. е. происходит ограничение сигнала по минимуму. Однако,
если в первом варианте ошибка квантования не превышает полови-
ны шага квантования, то в данном случае ошибка достигает шага
квантования (пределы изменения ошибки от 0 до J).
На практике обычно реализуются кодеки с амплитудной харак-
теристикой кодера, соответствующей первому варианту. С тем что-
бы уменьшить абсолютное значение ошибки квантования при деко-
дировании к результату всегда добавляется значение, равное поло-
вине шага квантования. Это приводит к тому, что сквозная ампли-
тудная характеристика тракта кодер/декодер будет соответствовать
первому варианту (рис. 2.17,а), но с подавлением шумов молчания
как во втором варианте.
36
Глава 2
2.4. Структурные схемы кодеков
Кодек с линейной характеристикой квантования. Сущес-
твует довольно большое количество схем кодеров и декодеров. В ус-
тройствах, формирующих основные цифровые каналы (ОЦК), на-
ибольшее распространение получили кодеки взвешивающего (ком-
пенсационного) типа, обладающие относительно высоким быстро-
действием и удовлетворительной точностью.
Вначале рассмотрим действие 8-разрядного кодека с линейным
квантованием и цифровым сигналом в натуральном симметричном
коде. Как уже отмечалось, кодек представляет собой комбинацию
кодера и декодера. Структурная схема* декодера приведена на
рис. 2.18. Его основным узлом является источник эталонных то-
ков (ИЭТ), который состоит из набора резисторов с сопротивлени-
ями 2Rj R, R/2,..., 7?/64. Каждый резистор может быть включен
в последовательную цепь: источник эталонного напряжения +£4Т
или —СТэт, резистор и нагрузка декодера. Сопротивление нагруз-
ки пренебрежимо мало по сравнению с 77/64, так что ток в указан-
ной цепи обратно пропорционален сопротивлению любого резистора
ИЭТ, а полярность тока определяется полярностью подключенного
источника эталонного напряжения С7ЭТ- Следовательно, ток в наг-
рузке равен сумме токов, протекающих через те резисторы, которые
в данный момент подключены узлом управляющей логики УЛ. Нап-
равление тока определяется полярностью эталонного напряжения.
Знак полярности определяется значением первого разряда: единица
соответствует положительной полярности, а нуль — отрицательной.
Рис. 2.18. Структурная схема декодера кодека с линейным квантованием
* Принципиальная схема отличается от структурной наличием эле-
ментов, упрощающих технологию изготовления устройства и повышаю-
щих корректность его работы.
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
37
Рис. 2.19. Структурная схема кодера с линейным квантованием
Заметим, что подключенными оказываются только те резисторы,
которым соответствует «единичное» состояние разряда. При этом,
если ток, определяемый 8-м разрядом, считать за Jo, то ток, оп-
ределяемый 7-м разрядом, будет равен 2Jq и т. д. и, наконец, 2-м
разрядом — равным 64 Jq.
В свою очередь, УЛ управляется сигналами, поступающими от
ПК — преобразователя последовательного симметричного натура-
льного кода в параллельный.
В схеме ИЭТ имеется также некоммутируемый резистор 2Л, ко-
торый, добавляя к току нагрузки величину Jo/2, снижает абсолют-
ное значение ошибки кодирования вдвое, о чём говорилось выше.
Например, если на вход декодера поступает комбинация 11011001,
то на его выходе получаем импульс с амплитудой 64 Jq + 16Jo +
+ 8Jq + 1Jo + 05 5Jq = 89,5Jq, а при поступлении комбинации 00111110
импульс с амплитудой — 32Jo — 16Jo—8Jo—4Jo — 2Jo — 0, 5Jq = —62,5Jq.
Структурная схема кодера взвешивающего типа приведена на
рис. 2.19. Кодирование методом взвешивания заключается в срав-
нении кодируемого мгновенного значения со значениями, создавае-
мыми ИЭТ. Сравнение начинается с определения полярности мгно-
венного значения сигнала, затем продолжается, начиная с наиболь-
шего эталонного значения, причем, если эталонное значение мень-
ше мгновенного, оно сохраняется, а если больше, то отключается.
Сравнение осуществляет компаратор; на его выходе появляется 1,
если напряжение на входе «+» больше, чем на входе «-», и 0 — ес-
ли наоборот. Набор ИЭТ в 8-разрядном кодере содержит эталоны,
соответствующие весовым коэффициентам: Jo, 2Jo, 4Jo,..., 64Jo.
Разберем процесс кодирования на конкретном примере. Пус-
ть кодируемый отсчет равен +53,4Jo. В первом такте все эталоны
отключены и на вход компаратора поступает 0, следовательно, на
его выходе (и выходе кодера) сформируется 1. Одновременно ус-
тройство логики УЛ подключит к ИЭТ положительный источник
эталонного напряжения +С4т- Во втором такте отсчет будет срав-
38
Глава 2
ниваться с наибольшим эталоном 64Jo- В соответствии с логикой
работы компаратора на его выходе сформируется 0, а эталон 64J0
отключится.
В третьем такте отсчет будет сравниваться со следующим этало-
ном 32Jq, на выходе компаратора сформируется 1 и данный эталон
останется подключенным.
На четвертом такте сравнение отсчета происходит с суммой эта-
лонов 32Jq и следующего 16Jo. На выходе компаратора появится 1,
а эталон 16Jo сохранится.
На пятом такте отсчет сравнивается уже с суммой трех этало-
нов 32Jq + 16Jq + 8Jq = 56Jo- Поскольку 56Jq > 53,4Jo, на выходе
формируется 0, а эталон 8J0 отключается.
Аналогично на шестом такте формируется 1, на седьмом 0 и на
восьмом 1. Таким образом, будет получена комбинация 10110101.
Возвращаясь к работе декодера, замечаем, что без учета поправ-
ки Jq/2 по данной комбинации будет восстановлен отсчет, равный
+ (32 + 16 + 4 + 1)Jo = 53J0, а с учетом поправки +53,5J0.
Из вышеизложенного следует, что, во-первых, квантование как
важнейшая операция аналого-цифрового преобразования сигнала
технически сочетается с операцией кодирования и, во-вторых, для
корректной работы кодера на его вход должно подаваться неизмен-
ное значение сигнала в течение цикла его обработки. Последнее
достигается подачей на вход кодера сигналов АИМ-2.
Кодек с нелинейной характеристикой квантования. Ре-
ализация нелинейной АХ квантования возможна различными спо-
собами; здесь рассматривается использование 8-разрядных кодера и
декодера с нелинейным управлением источником эталонных токов
(ИЭТ). Этот способ широко применяется в настоящее время, поско-
льку прост в реализации и обеспечивает высокую точность преоб-
разования сигнала.
Структурная схема декодера с нелинейной характеристикой
квантования типа А = 87,6/13 представлена на рис. 2.20. Деко-
дер с нелинейной характеристикой имеет такую же функциональ-
ную схему, как и с линейной характеристикой, но требует больше
источников эталонных токов в узле ИЭТ и более сложный узел уп-
равляющей логики УЛ. Декодер работает следующим образом. При
поступлении на вход кодового слова вида PXYZABCD вначале ана-
лизируется разряд Р, указывающий полярность сигнала, и подклю-
чается эталонное напряжение соответствующего знака. Затем ана-
лизируются разряды XYZ, определяющие номер сегмента. После
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов
39
Рис. 2.20. Структурная схема декодера кодека с нелинейным квантованием
установления номера сегмента (см. рис. 2.12 и табл. 2.1) в ИЭТ ак-
тивизируются эталоны, соответствующие началу данного сегмента
г, т. е. один из эталонов: О^о (нет эталона для начала нулевого сег-
мента), 165о, 325о, 64 Jo,- • -, Ю245о; половине шага данного сегмента
<5?/2; а также величинам 2<57, 4<5j и 8^-
Затем анализируются разряды ABCD и осуществляется их де-
кодирование, как и в линейном декодере, только с применением эта-
лонов, активизированных на предыдущем этапе. К полученному
значению прибавляется значение, соответствующее началу сегмента
и значение, равное половине шага квантования в этом сегменте Jz/2.
Суммарная величина подается на выход декодера.
Поясним сказанное примером. Пусть на вход декодера посту-
пила комбинация 01101110. 0 в первом разряде соответствует отри-
цательному мгновенному значению и далее работа проходит с отри-
цательными эталонами. Следующие три разряда 110 соответствуют
6-му сегменту, шаг квантования в котором равен = 32 Jq, а нача-
ло — 512Jq. Последние четыре разряда 1110 соответствуют значению
согласно линейному декодированию 8-32Jo+4-32Jo+2-32Jo+O-32Jq =
= 448Jq- На выход декодера поступит — (448Jq + 512<5О + 32J0/2) =
= —976Jq (см. табл. 2.1).
Так же, как и декодер, кодер с нелинейной характеристикой
квантования, структурная схема которого приведена на рис. 2.21,
отличается от кодера с линейной характеристикой устройством уз-
лов ИЭТ и УЛ. При поступлении на вход кодера импульса АИМ-2,
соответствующего данному мгновенному значению сигнала, внача-
ле определяется его знак и в соответствии с этим формируется 1-й
разряд (Р) кодовой комбинации. Затем в течение следующих трех
тактов формируются разряды кода номера сегмента (XYZ).
Алгоритм формирования кода номера сегмента показан на
40
Глава 2
Рис. 2.21. Структурная схема кодера с нелинейным квантованием
рис. 2.22. На втором такте (после определения полярности сигнала)
формируется разряд X. Для этого значение сигнала сравнивается с
эталоном 128 Jo. Если значение сигнала больше эталона, разряд при-
обретает значение 1 и осуществляется переход к эталону 512 Jo- Если
же сигнал меньше или равен 128 Jo, то формируется 0 и осуществ-
ляется переход к эталону 32Jo- Аналогично формируется разряд Y,
а затем и разряд Z, в результате чего образуется трехразрядный код
сегмента (коды показаны в нижнем ряду рисунка).
На 4-м такте происходит также установка эталонов для кодиро-
вания номера шага внутри сегмента (см. табл. 2.1). Устанавливается
эталон начала сегмента, эталон, равный шагу Ji, а также эталоны
2Ji, 4Ji и 8Ji. На 5-м такте из значения сигнала вычитается значение,
равная началу сегмента, а оставшаяся часть начинает кодироваться,
как в кодере с линейной характеристикой — методом взвешивания.
Поясним сказанное примером. Пусть на вход кодера поступает
сигнал величиной —1000Jo- В первом разряде будет сформирован
0 (сигнал имеет отрицательное значение). Следующие три разря-
да, согласно рис. 2.22, составят комбинацию 110 (6-й сегмент). Из
табл. 2.1 видно, что начало сегмента имеет значение 512Jq, а шаг
Рис. 2.22. Алгоритм формирования кода номера сегмента
Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразования сигналов 41
равен 32 50. Следовательно, эталоны для определения четырехраз-
рядного кода номера шага равны 32£0, 6450, 128<5О и 256Jo. Далее
формируется символ первого разряда кода (5-го разряда кодового
слова). Поскольку (1000 — 512)J0 = 488J0 > 256£0) в нем формиру-
ется 1, эталон 256^0 сохраняется и подключается следующий эталон
128 Jq- Символ второго разряда кода также 1, поскольку 488Jq >
> 256Jq + 128 Jo- Очевидно, что и в остальных разрядах будут сфор-
мированы 1 и кодовая комбинация будет 01101111. Заметим, что
при декодировании восстановится значение — 10086q (с учетом добав-
ления половины шага квантования, равной — 166q); относительная
ошибка квантования составит при этом [(1008 —1000)/1000] • 100 % =
= 0,8 %.
Таким образом, в кодере данного вида содержится 11 эталонов
(1<50, 2JOj 4J0j 8J0, 16^о, 32J0, • • > 1024Jo), из которых в процессе ко-
дирования конкретного мгновенного значения используется не более
пяти.
Принципы мультиплексирования
цифровых потоков
3.1. Принцип и способы мультиплексирования
Многоканальные телекоммуникационные системы, в том чис-
ле и цифровые, как уже говорилось, строятся по иерархическому
принципу. Цифровой поток, создаваемый МТС данной ступени ие-
рархии, получается в результате объединения нескольких потоков
предыдущей ступени. Такая операция называется временным груп-
пообразованием (ВГ), или мультиплексированием. Количество объ-
единяемых потоков определяется коэффициентом мультиплексиро-
вания; в европейской плезиохронной цифровой иерархии коэффици-
енты мультиплексирования для всех ступеней выше первой равны
четырем. Равны четырем и коэффициенты мультиплексирования
синхронной цифровой иерархии (см. раздел 1.2).
Принцип мультиплексирования заключается в том, что на пере-
даче объединяемые (компонентные) потоки записывают каждый в
своё запоминающее устройство (ЗУ), а затем поочередно считывают
на общую шину, на которой таким образом и образуется общий (аг-
регатный) поток. При этом длительность импульсов компонентных
потоков уменьшают, по крайней мере, в число раз, равное коэффи-
циенту мультиплексирования. На приеме осуществляется обратная
операция: из агрегатного потока поочередно считывают импульсы
компонентных потоков, их длительности увеличивают до прежнего
размера и подают на соответствующие выходы.
Объединяемые потоки, как правило, должны иметь одинаков-
ые скорости передачи. Если их скорости точно совпадают (потоки
синхронизированы по тактовой частоте), то мультиплексирование
считается синхронным или, точнее, бит-синхронным. Если же
скорости потоков несколько расходятся (в пределах допуска на нес-
табильность тактовой частоты), то такое мультиплексирование на-
зывается асинхронным.
Считывание компонентных потоков производится разными спо-
собами. Если считываются поочередно символы поступающих по-
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
43
токов, то такое объединение называется посимвольным, или по-
битным*. Во многих случаях поочерёдно считываются октеты —
группы, состоящие из восьми символов. Такое мультиплексирова-
ние называется октетным. Октетное мультиплексирование широ-
ко используется в МТС СЦИ, а также в МТС ПЦИ при объедине-
нии основных цифровых каналов. В последнем случае октеты точно
соответствуют отдельным кодовым группам, поэтому в данном слу-
чае такое октетное мультиплексирование можно считать побайт-
ным или поканальным. Можно объединять потоки и по другим
их структурам, например по циклам передачи. Однако такие спо-
собы относят не мультиплексированию, а к созданию специальных
транспортных структур — сцепок, которые будут рассматриваться
в последующих разделах.
Определение мультиплексирования обычно включает в себя по-
нятия поочерёдно объединяемых групп и соотношение фаз компо-
нентных потоков. Например, посимвольное асинхронное мульти-
плексирование, или поканальное синхронное (байт-синхронное)
мультиплексирование.
Графики рис. 3.1 иллюстрируют простейший случай побитного
мультиплексирования двух потоков А и Б, а на рис. 3.2 показана
структурная схема записывающего устройства одного из компонен-
тных потоков. Второй поток имеет точно такое же ЗУ, выходы ЗУ
объединены. Различие этих ЗУ заключается лишь в том, что пос-
ледовательности импульсов считывания, подаваемые на них, сдви-
нуты относительно друг друга на тактовый интервал агрегатного
потока для того, чтобы импульсы компонентных потоков в агрегат-
ном потоке не перекрывались. Импульсы записи формируются из
сигнала тактовой частоты, выделяемого устройством ETC из посту-
пающего потока. Следует заметить, что всегда для цифровых сис-
тем справедлив этот принцип — входящий поток записывается с
той скоростью, с какой он поступает. Заметим, что в данном
случае потоки поступают с одинаковой скоростью.
На приеме компонентные потоки разделяются (демультиплек-
сируются) временным селектором, осуществляющим поочередное
считывание импульсов агрегатного потока на первый и второй выхо-
ды. При этом возникает задача идентификации (определения) номе-
ров принимаемых потоков, которая может быть решена, например, в
* Термин посимвольное объединение корректнее термина побитное
объединение, поскольку бит является мерой информации, а в компонен-
тных потоках информация может отсутствовать. Это же относится и к
использованию терминов октет и байт.
44
Глава 3
1-й компонентный поток
А1 | А2 | АЗ | А4 | t
2-й компонентный поток
Б1 | Б2 | БЗ | Б4 | f
Агрегатный (объединенный) поток
| А1 | Б1 | А2 | Б2 | АЗ | БЗ | А4 | Б4 | f
Импульсы
считывания
Вход
Выход
Импульсы
записи
ВТС
Рис. 3.1. Принцип объединения цифровых
потоков
Рис. 3.2. Записывающее уст-
ройство компонентного потока
результате выравнивания фазы приемника и передатчика перед на-
чалом сеанса связи. Такой способ мультиплексирования называет-
ся синхронно-синфазным, или синхронным с «жесткой» фазой.
На практике такой способ применяется редко, поскольку при воз-
никновении сбоя в работе генераторного оборудования сеанс связи
придётся возобновлять. Поэтому при объединении потоков с равны-
ми скоростями обычно применяется синхронное мультиплексирова-
ние с «плавающей» («мягкой») фазой, обычно его называют просто
синхронным мультиплексированием. Рассмотрим подробнее посим-
вольное синхронное мультиплексирование, принципы которого лег-
ко распространить и на октетное синхронное мультиплексирование,
заменяя термин «символ» термином «октет».
Синхронное мультиплексирование. При синхронном муль-
типлексировании компонентные потоки поступают, как уже говори-
лось, с равными скоростями, поэтому частоты их записи f3 равны
тактовой частоте /т, получаемой от выделителя тактового сигнала
ВТС одного из потоков. Считывание же информации из запоми-
нающего устройства осуществляется с частотой /Сч> превосходящей
частоту записи, как показано на рис. 3.3. Поскольку /сч > /3, то пе-
риодически ячейки памяти ЗУ будут оказываться свободными (эти
моменты отмечены на рис. звездочками) и в считываемом потоке
появятся «пробелы», называемые временными сдвигами. Если от-
ношение периода считывания Тсч к разности периодов записи Т3 и
считывания целое число, то временные сдвиги будут следовать с пос-
тоянной частотой. Так, на рис. 3.3 Т3/Тсч = 3/2 и ТСЧ/(Т3 — Тсч) = 2,
т. е. временные сдвиги всегда отделены друг от друга двумя инфор-
мационными символами. На позициях временных сдвигов переда-
ется цикловой синхросигнал (ЦСС) агрегатного потока и другая
служебная информация. ЦСС периодически указывает на момент
прохождения символа первого компонентного потока в агрегатном
потоке, т. е. определяет начало очередного цикла (кадра) агрегатно-
го потока.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
45
Рис. 3.3. Создание временных сдвигов: a — записанная импульсная последовательность;
б — импульсы считывания; в — считанная импульсная последовательность
Рис. 3.4. Схема синхронного объединения потоков: a — передающая часть;
б — приемная часть
Поясним принцип синхронного посимвольного (бит-синхронно-
го) мультиплексирования на примере вторичной ПЦТС (см. разд. 1.3),
существенно упрощённая структурная схема которой показана на
рис. 3.4. Четыре первичных компонентных потока (КП1-КП4) пос-
тупают на входы ЗУ передающей части оборудования (рис. 3.4,а).
Импульсы записи с частотой /3 подаются от генераторного оборудо-
вания (ГО), синхронизированного сигналом с частотой /т, поступа-
ющим из сети синхронизации. Будем считать, что тактовая частота
синхронных компонентных потоков равна fT. В этом случае частота
записи должна быть равна тактовой /т = f3.
создания временных сдвигов импульсы считывания долж-
ны иметь частоту выше частоты записи. Примем (как и в реальной
вторичной ПЦТС) /сч = (33/32)/3 = (33/32)/т.
Импульсная последовательность считывания для записываю-
щего устройства ЗУ1 первого компонентного потока КП1 форми-
руется на выходе преобразователя частоты ПЧ, повышающего так-
46
Глава 3
товую частоту в 33/32 раз, а так как ЗУ имеет две ячейки памяти,
временные сдвиги, равные двум импульсным позициям, следуют че-
рез 64 интервала. Считывание с каждого последующего ЗУ осущес-
твляется со сдвигом, равным периоду тактовой частоты агрегатного
потока тта = Тсч/4. Считываемые импульсы подаются на общую ши-
ну, где и объединяются в агрегатный поток АП. Временные сдвиги
в различных компонентных потоках поочерёдно, поэтому в агрегат-
ном потоке они образуют восьмиразрядные пакеты, используемые
для передачи циклового синхросигнала и другой служебной инфор-
мации. Цикловой синхросигнал формируется передатчиком цикло-
вого синхросигнала Перцсс-
Тактовая частота агрегатного потока в этом случае будет рав-
на /Та = 4 • (33/32)/т. Поэтому, если компонентный поток считать
первичным, скорость передачи которого, как известно, равна 2048
кбит/с, то скорость агрегатного составит 4 • (33/32) • 2048 = 8448
кбит/с. Заметим, что скорость передачи служебной информации в
агрегатном потоке при этом может достигать 4 (33/32) 2048 — 4 •
2048 = 256 кбит/с.
В приемной части оборудования (см. рис. 3.4,6) из агрегатного
потока АП в ЗУ поочередно записываются импульсы компонентных
потоков. Момент начала записи устанавливается приемником цик-
лового синхросигнала Прцсс, управляющим генераторным обору-
дованием ГО2, которое совместно со звеньями задержки тта выраба-
тывает импульсы записи. ГО2, как показано на рис. 3.4,5, получает
тактовый синхросигнал от преобразователя частоты ПЧ. Частота
синхронизации ГО2 равна (33/32)/т. Следовательно, такую же час-
тоту будут иметь импульсные последовательности записи приёмного
оборудования. Считывающие импульсы вырабатываются ГО1, ко-
торое синхронизировано сигналом с частотой /т, поступающим из
сети синхронизации.
В заключение заметим, что в реальном генераторном оборудо-
вании вместо звеньев задержки применяют распределители импу-
льсных последовательностей, которые будут рассмотрены в следу-
ющей главе.
Асинхронное мультиплексирование. При синхронном объ-
единении потоков отношение Гсч/(Т3 — Тсч) является целым числом.
Если же компонентные потоки синхронизированы автономными ге-
нераторами, то периоды их записи несколько различаются и, сле-
довательно, указанное соотношение в общем случае изменяется во
времени и целым числом не является. Этот случай соответствует
асинхронному мультиплексированию. Поскольку нормируемое (до-
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
47
пустимое) отличие тактовых частот объединяемых потоков относи-
тельно невелико (см. гл. 4), их мультиплексирование часто называ-
ют плезиохронным.
Отклонение отношения Тсч/ (Т3 — Тсч) от целого числа говорит о
том, что временные сдвиги должны смещаться со своих позиций. Ве-
личина этого предполагаемого смещения называется временной не-
однородностью} которая в общем случае может быть как положи-
тельной (временной сдвиг наступает раньше), так и отрицательной
(временной сдвиг наступает позже). Однако смещение временных
сдвигов недопустимо, поскольку при этом невозможно будет осущес-
твить передачу циклового синхросигнала (его позиции во времени
должны быть строго постоянны), и, следовательно, произвести раз-
деление компонентных потоков на приеме. Чтобы временные сдвиги
в агрегатном потоке не меняли своих позиций, временные неодно-
родности следует компенсировать. Это достигается периодическим
вводом дополнительных (незначащих) позиций {вставок) в относи-
тельно медленно поступающие компонентные потоки и соответст-
венно изъятием информационных импульсов из потоков, поступаю-
щих с повышенной скоростью. В последнем случае эти импульсы
должны быть также переданы, для чего выделяются специальные
позиции во временных сдвигах.
На приеме вставки удаляются, а дополнительно переданные им-
пульсы вставляются в компонентные потоки на соответствующие
места. Эти операции осуществляются по командам, которые форми-
руются на передаче и передаются на позициях временных сдвигов.
Таким образом, на передаче осуществляется побитовая синхрони-
зация компонентных потоков с агрегатным потоком, а на приеме —
восстановление исходных скоростей компонентных.
Ввод вставок в относительно медленные потоки называется по-
ложительным согласованием скоростей передачи, а изъятие зна-
чащих импульсов и передача их на специальных позициях — отри-
цательным согласованием. Сочетание положительного и отрица-
тельного согласования называется двусторонним согласованием
скоростей передачи компонентных потоков. Сказанное поясняется
диаграммами, приведенными на рис. 3.5.
Верхний ряд диаграммы рис. 3.5,а отображает последователь-
ность импульсов записи компонентного потока с тактовой частотой,
несколько ниже номинальной. Поэтому периоды импульсов записи
Т3 этого потока больше номинального Т3 на величину 6t. В резуль-
тате возникает временная неоднородность = n<5t> которая через
некоторое время достигает критического значения, равного перио-
К'=
Позиция В занята для передачи
информационного символа
Рис. 3.5. Временные диаграммы асинхронного объединения потоков: а— объединение с положительным согласованием;
б — объединение с отрицательным согласованием
3-
to
(л
to
Со
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
49
ду записи AiKp = Т3. Нижний ряд отображает последовательность
импульсов считывания, период которых равен Гсч = (32/33)Т3.
В запоминающем устройстве предусмотрено две ячейки памя-
ти для получения временного сдвига, поэтому через 64 импульса
считывания образуется двухпозиционный временной сдвиг (позиции
АВ). Когда временная неоднородность достигает критического зна-
чения, в последовательность импульсов считывания вводится встав-
ка, которая и компенсирует накопившуюся неоднородность. Заме-
тим, что вставка представляет собой исключение импульса из после-
довательности считывания, т. е. остановку процесса считывания
на время, равное Гсч.
Рис. 3.5,5 иллюстрирует процесс отрицательного согласования.
Компонентный поток поступает со скоростью, несколько больше но-
минальной, поэтому периоды его импульсов записи Т” укорочены на
величину 8t. Из-за этого возникает отрицательная временная неод-
нородность At = — n8t, которая по достижении ею критического зна-
чения AiKp = — Т3) компенсируется за счет считывания очередного
информационного импульса на позиции В ближайшего временного
сдвига.
Отрицательное согласование не имеет каких-либо преимуществ
перед положительным, а аппаратная реализация его заметно слож-
нее. Поэтому отрицательное согласование самостоятельно не приме-
няется. Традиционно в отечественных системах ПЦИ применяется
двустороннее согласование, а в европейских — одностороннее поло-
жительное. В настоящее время двустороннее согласование широко
применяется на стыках плезиохронных и синхронных телекомму-
никационных систем, поскольку оно обеспечивает несложный пере-
ход от асинхронного режима работы к синхронному, который все
больше получает распространение на цифровых сетях связи. При
двустороннем согласовании синхронный режим соответствует пос-
ылкам нейтральных команд (нет согласования), а при односторон-
нем согласовании синхронный режим невозможен принципиально,
поскольку скорость считывания объединяемых потоков всегда дол-
жна быть выше скорости записи.
Кроме этого, оборудование временного группообразования с дву-
сторонним согласованием скоростей более устойчиво к размноже-
нию сбоев цикловой синхронизации, т. е. к возникновению сбоев цик-
ловой синхронизации в системах низшей ступени иерархии при сбое
цикловой синхронизации на более высоком уровне. Это связано с
тем, что в системах с односторонним согласованием за время сбоя
синхронизации формируется достаточно большое число (до неско-
50
Глава 3
Только От других БАС
информационные ------
позиции От 11еРцсс
Сервисная
информация
АП
Рис. 3.6. Передающая часть блока асинхронного согласования скоростей
льких десятков) команд согласования, в то время как в системах с
двусторонним согласованием обычно не более одной команды. Поэ-
тому в системах с двухсторонним согласованием на время сбоя синх-
ронизма приемники команд согласования можно блокировать и осу-
ществить согласование после восстановления синхронизма.
Рассмотрим функциональную схему оборудования второго уров-
ня европейской ПЦИ (ИКМ-120), обеспечивающего двустороннее сог-
ласование скоростей компонентных потоков*. На рис. 3.6 приведены
схемы передающего, а на рис. 3.7 — приемного блоков асинхронного
согласования скоростей (БАСпер и БАСпр). Полностью оконечное
оборудование ИКМ-120 содержит четыре пары таких блоков.
Работа передающей части БАСпер происходит так. Поступаю-
щий компонентный поток КП записывается в запоминающее уст-
ройство ЗУ с помощью последовательности импульсов записи, ко-
торая формируется генераторным оборудованием ГОр Скорость за-
писи точно соответствует скорости компонентного потока, посколь-
ку ГО1 синхронизируется сигналом с тактовой частотой /£, выде-
ленным из этого же потока устройством ВТС (выделителем так-
тового синхросигнала). Последовательность импульсов считывания
поступает от генераторного оборудования ГО2 через логические схе-
мы ИЛИ и НЕТ. Задающий генератор ГО2 аппаратуры объедине-
ния компонентных потоков работает в автономном режиме. Так-
товая частота последовательности импульсов считывания близка к
* Рассматриваемая схема существенно упрощена по сравнению со схе-
мой реального оборудования.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
51
Рис. 3.7. Приемная часть блока асинхронного согласования скоростей
(33/32)/"- Значения тактовых частот /[ и /" могут отличаться от
номинальной /т тактовой частоты компонентного потока на величи-
ну в пределах допустимой нестабильности (см. гл. 4). Как показано
на рис. 3.5,а (начало диаграммы), через 64 интервала записи обра-
зуется временной сдвиг из двух интервалов АВ, на это время ГО2
прекращает подачу импульсов считывания. Таким образом, часто-
та записи /3 равна /^ — тактовой частоте компонентного потока, а
частота считывания fC4 — частоте /", определяемой генераторным
оборудованием ГО2 аппаратуры объединения. Цифровой фазовый
детектор ФД сравнивает частоты импульсов записи и считывания,
которые, в крайнем случае, могут отличаться в пределах суммы
допустимых нестабильностей компонентного и агрегатного потоков.
Если выдерживается соотношение ТСЧ/(Т3 — Тсч) = 32, то на выхо-
де ФД сигнал отсутствует. Если скорость КП относительно мала,
то появляется положительная временная неоднородность (времен-
ной сдвиг наступает раньше), которая постепенно увеличивается
(см. рис. 3.5,а). Когда величина неоднородности станет критичес-
кой — равной Т3, на положительном выходе ФД появится импульс,
который будет подан на передатчик команд согласования скоростей
Перксе- Последний, во-первых, через логический элемент НЕТ ис-
ключит очередной импульс считывания (осуществит вставку в агре-
гатный поток) и, во-вторых, сформирует команду положительного
согласования. Эта команда будет передана на приемный конец в
52
Глава 3
агрегатном потоке и послужит для удаления из данного компонен-
тного потока вставки.
При относительно высокой скорости поступающего компонент-
ного потока (рис. 3.5,6) временная неоднородность приобретает от-
рицательное значение. При достижении неоднородностью крити-
ческого значения импульс появится на отрицательном выходе ФД.
Перксе при этом через логический элемент ИЛИ введет в ЗУ импу-
льс считывания на позиции дополнительного канала и сформирует
команду отрицательного согласования, которая на приемном конце
обеспечит ввод в компонентный поток импульса из дополнительного
канала (организованного на позиции В временного сдвига).
Агрегатный поток на передаче состоит из символов четырех
компонентных потоков, соответствующих этим потокам команд сог-
ласования скоростей, которые передаются на позициях временных
сдвигов, и некоторых сервисных сигналов, которые также передают-
ся на позициях временных сдвигов. К сервисным сигналам в первую
очередь относится сигнал цикловой синхронизации (ЦСС) агрегат-
ного потока, затем сигналы извещения об аварийных состояниях и
сигналы служебной связи. К сервисным сигналам условно можно
отнести и символы компонентных потоков, передаваемые на позици-
ях временных сдвигов при отрицательном согласовании скоростей.
В приемной части БАСпр (см. рис. 3.7) осуществляются обрат-
ные операции. Приемная часть управляется генераторным оборудо-
ванием ГО, его тактовая синхронизация осуществляется сигналом,
выделяемым из агрегатного потока устройством ВТС. Кроме того,
генераторное оборудование синхронизируется по циклам передачи
посредством приемника циклового синхросигнала Прцссъ что поз-
воляет установить порядок последовательностей импульсов записи,
поступающих на различные БАСпр. Импульсы компонентного по-
тока выделяются из агрегатного посредством временного селектора,
состоящего из схемы И, на один вход которого подается агрегатный
поток, а на второй — от ГО через схему ИЛИ2 соответствующая им-
пульсная последовательность, тактовая частота которой близка 1/4
тактовой частоты агрегатного потока. Последовательность импу-
льсов записи формируется из подобной же последовательности, но
из которой исключены такты, соответствующие временным сдвигам
(формируется из последовательности, содержащей только информа-
ционные символы). Приемник команд согласования Прксс в случае
получения положительной команды генерирует импульс на поло-
жительном выходе, который запрещает запись на позиции вставки
посредством схемы НЕТ. При получении отрицательной команды на
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
53
отрицательном выходе Прксс формируется импульс, который, во-
первых, через схему ИЛИ2 подаётся на временной селектор (схема
И) и, во-вторых, вводится в последовательность импульсов записи,
что позволяет записать в ЗУ информационный символ, переданный
на соответствующей позиции временного сдвига.
Количество ячеек памяти ЗУ определяется следующими фак-
торами:
• числом символов во временном сдвиге (одна ячейка на каждый
символ);
• числом видов согласования (одна ячейка на каждый вид);
• относительным временем ожидания момента согласования* (ме-
нее 0,5 ячейки);
• относительными фазовыми флуктуациями записываемых пото-
ков (на передаче менее 0,03, на приеме — до 1,5 ячеек);
• устранением взаимного перекрытия импульсов записи и считы-
вания (до одной ячейки).
Таким образом, ЗУ БАСпер в данном случае должна содержать
порядка 5-6 ячеек, а БАСпр — порядка 6-8 ячеек.
Импульсы записи в БАСпр следуют неравномерно, но считывае-
мый компонентный поток должен иметь постоянную скорость (час-
тота последовательности импульсов считывания должна соответст-
вовать усредненной скорости последовательности импульсов запи-
си). Это достигается применением системы ФАПЧ, состоящей из
генератора, управляемого напряжением (ГУН), схемы управления
(СУ) и аналогового фазового детектора (ФД). Система ФАПЧ под-
держивает равенство частоты считывания /сч усредненному значе-
нию частоты записи /зср. Если частота /зср изменяется, например,
из-за ввода вставки, на выходе ФД появляется сигнал, который пос-
тупает на систему управления (СУ). Система управления содержит
фильтр нижних частот ФНЧ, который интегрирует поступающие
сигналы. Напряжение с выхода СУ воздействует на ГУН и застав-
ляет его изменить частоту /сч в нужную сторону.
Системы команд согласования скоростей. Команды сог-
ласования скоростей (КСС) компонентных потоков должны облада-
ть помехоустойчивостью не меньшей, чем цикловые синхросигналы,
поскольку ошибка при опознавании КСС равносильна смещению на
* Время ожидания обусловлено тем, что временная неоднородность
может достигнуть критического значения в любой момент времени, а ее
компенсацию можно осуществить только в заранее определенный момент
(на символе временного сдвига).
54
Глава 3
один такт цикла передачи соответствующего компонентного потока,
а это неизбежно приводит к потере в нем циклового синхронизма.
В свою очередь, потеря циклового синхронизма в данном потоке
может привести к потере циклового синхронизма во всех его компо-
нентных потоках и т. д. В конечном счете передача в компонентных
потоках низшей ступени иерархии может прекратиться на все вре-
мя выхода из циклового синхронизма и последующего поэтапного
вхождения в синхронизм.
Однако между цикловыми синхросигналами и КОС есть боль-
шое отличие. Синхросигналы передаются периодически, и реше-
ние о выходе из синхронизма принимается лишь в том случае, если
число искаженных сигналов превысило число ячеек накопителя по
выходу из синхронизма (см. раздел 4.3). Иными словами, необ-
ходимая помехозащищенность синхросигналов достигается методом
накопления. Команды согласования скоростей передаются однок-
ратно, следовательно, обеспечение их помехозащищенности должно
достигаться другими способами.
В системах с односторонним согласованием скоростей необхо-
димо передавать информацию о двух состояниях передающего уст-
ройства: отсутствии и наличии согласования. Для передачи этой
информации достаточно одного двоичного разряда. В этом слу-
чае для защиты от г ошибок команда должна передаваться кодовой
группой, состоящей из т = 2r + 1 символов. Обычно в качестве
КОС используются группы вида ООО... О — для передачи инфор-
мации об отсутствии согласования скоростей и вида 111... 1 — для
передачи информации о наличии согласования. В этом случае при-
емник КОС представляет собой счетчик единиц. Если количество
единиц меньше половины общего числа символов в команде, то при-
нимается решение о том, что передана кодовая группа ООО... О, если
больше половины — кодовая группа 111... 1. Очевидно, правильное
опознавание команды происходит, если число ошибок в группе не
превышает половины общего числа символов в группе.
Как показывают расчеты, в ПЦТС высших ступеней иерархии
для КСС достаточно использовать кодовые группы из пяти симво-
лов, что обеспечивает защиту от двух ошибок. При этом защищен-
ность КСС оказывается того же порядка, что и цикловых синхросиг-
налов. Однако команды такой длительности используются только
в ПЦТС четвертой ступени. Во вторичной и третичной системах
используют трехсимвольные команды, обеспечивающие защиту от
одиночных ошибок, и помехоустойчивость КСС требуется повыша-
ть дополнительными способами.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
55
В системах с двусторонним согласованием необходимо передать
информацию о трёх возможных состояниях передающего устройс-
тва: отсутствии согласования скоростей, наличии положительного
согласования и наличии отрицательного согласования. Увеличение
объема передаваемой информации при двустороннем согласовании
требует увеличения количества символов, необходимых для переда-
чи этой информации при заданной помехозащищенности. Защиту
от одиночных ошибок в этом случае обеспечивают пятиразрядные
кодовые группы, от двукратных — семиразрядные и так далее. Это
приводит, в конечном счете, к увеличению времени восстановления
синхронизма и увеличению фазовых флуктуаций в компонентных
потоках.
В отечественных ЦСП принята система двустороннего согла-
сования, но количество команд уменьшено с трех до двух за счет
исключения нейтральной команды (команды отсутствия согласова-
ния). Эта команда заменяется последовательной передачей команд
положительного и отрицательного согласования. Таким образом,
система с двусторонним согласованием скоростей по числу состоя-
ний становится идентичной системе с односторонним согласованием
и, более того, в ней представляется возможным осуществить кор-
рекцию команд согласования и, следовательно, заметно повысить их
помехозащищенность. Рис. 3.8 поясняет принцип коррекции КСС.
В верхней части рисунка показан график изменения временной не-
однородности Д£, которая в данном случае положительна и увели-
чивается с течением времени. Пока ее значение меньше критичес-
кой, передается нейтральная команда (чередование положительных
и отрицательных команд — пассивная зона). Когда At достигает
критического значения, равного периоду частоты считывания Тсч
компонентного потока, в БАСпер (см. рис. 3.6) формируется сдво-
енная положительная команда (активная зона), согласно которой и
осуществляется положительное согласование, как показано в стро-
ке а рис. 3.8.
Если временная неоднородность достигает отрицательного кри-
тического значения Тсч (на рисунке не показано), то передаётся сд-
военная отрицательная КСС, по которой на приеме осуществляется
отрицательное согласование. Очевидно, что искажение команд в
пассивной зоне (при передаче нейтральной КСС — отсутствие сог-
ласования) приводит к появлению строенных отрицательных или
положительных команд, как показано на рис. 3.8, строки б, в. Стро-
енные команды приемником КСС игнорируются. Искажение команд
в активной зоне (строки г, д) приводит к появлению сдвоенных ко-
56
Глава 3
a) +-+-+-+- +-4—;+-Н-{+Z
б) н—।—।—©—।—।—;++]—!н—।—।—।—
в) н—I—I—I—нфн—1+ н-]-!н-1 1-1—
г) +- + -+-+- +-+v^+l-;+- + - + - + -
д) +-+-+-+- +-+-;+Q^H"-
Пассивная зона ——►! Пассивная зона
--►! / !< Зона проверки
Активная зона активной команды
О искаженная команда ; ложная команда
+ положительная команда _ отрицательная команда
Рис. 3.8. Последовательности команд двустороннего согласования скоростей
при нарастании временной неоднородности: a — нет ошибок; б — ошибка
положительной команды в пассивной зоне; в — ошибка отрицательной
команды в пассивной зоне; г, д — ошибки положительной команды в активной
зоне
манд противоположного значения. Коррекция ошибки при этом мо-
жет быть осуществлена косвенно. Во-первых, можно игнорировать
сдвоенную команду, если её знак противоположен знакам несколь-
ких сдвоенных предыдущих, поскольку относительная нестабиль-
ность задающих генераторов МТС невелика и расхождение скорос-
тей потоков имеет один и тот же характер в течение длительного
времени. Во-вторых, и это более надежный способ, информацию
о знаке временной неоднородности можно передавать на свободных
позициях цикла передачи (см. разд. 3.4), тогда команда, знак ко-
торой противоположен известному знаку временной неоднороднос-
ти, считается ошибочной и игнорируется. Расчеты показывают, что
принятые способы коррекции активных команд повышают их поме-
хозащищенность более чем на два порядка.
3.2. Формирование первичного цифрового
потока
Структура первичного цифрового потока. На выходе пер-
вичной ЦТС получается первичный цифровой поток со скоростью
передачи 2048 кбит/с. Первичный цифровой поток в данном случае
является структурированным, т. е. в нем можно выделить пери-
одически повторяющиеся характерные структуры. Заметим, что в
некоторых телекоммуникационных устройствах используются и не-
структурированные первичные цифровые потоки.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
57
Рис. 3.9. Структура первичного цифрового потока (2,048 Мбит/с)
Структура цифрового потока на выходе первичной ЦТС (ИКМ-
30) показана на рис. 3.9. Прежде всего, поток разделяется на сверх-
циклы передачи (СЦ), длительности которых Тсц = 2 мс. Сверх-
цикл объединяет 16 циклов передачи с нулевого (ЦО) по пятнадца-
тый (Ц15).
Длительность каждого цикла Тц = 125 мкс. Поскольку в цик-
ле передается одна кодовая комбинация для каждого канала, час-
тота следования циклов совпадает с частотой дискретизации ка-
нальных сигналов, которая равна 8 кГц. Цикл передачи содер-
жит 32 канальных интервала с нулевого (КИО) по тридцать пер-
вый (КИ31). Каждый канальный интервал занимает восьмираз-
рядное кодовое слово (разряды с Pl по Р8) и имеет длительность
-Тки = Гц/32 = 3,906 мкс. Частота следования разрядных интервалов
и, следовательно, битов информации в первичном потоке составляет
8 103 • 32 8 = 2048 • 103 бит/с (2,048 Мбит/с). В точке стыка сете-
вого тракта единицы передаются прямоугольными импульсами, за-
нимающими половину разрядного (тактового) интервала, а нули —
пробелами (отсутствием импульса в разрядном интервале). Следо-
вательно, длительность разрядных интервалов Тр = = 488 нс,
а длительность импульсов Ги = Тр/2 = 244 нс.
В соответствии с рекомендацией МСЭ-Т G.704 существуют че-
тыре варианта структуры цикла первичного цифрового потока, ко-
торые имеют обозначения РСМЗО, РСМ31, РСМЗОС и РСМ31С.
Вариант РСМЗО является вариантом с канально-связанной
(внутриканальной) сигнализацией. Внутриканальная сигнализация
предполагает в оконечных станциях первичной МТС наличие спе-
циальных согласующих устройств (СУ), которые связаны с АТС от-
дельными парами, по которым передаются сигналы управления и
58
Глава 3
взаимодействия СУВ (вызова, отбоя, набора номера и другие). Эти
сигналы преобразуются и вводятся в первичный поток (в сигнальн-
ые каналы, которых, в зависимости от типа АТС, может быть от од-
ного до трёх). Вариант цикла с двумя сигнальными каналами (СК)
для каждого канала ТЧ используется в отечественной МТС ИКМ-
30. Назначение тех или иных позиций этого варианта показано на
рис. 3.10. В канальном интервале КИО в четных циклах передается
цикловой синхросигнал (ЦСС — разряды с Р2 по Р8). Разряд Р1 ис-
пользуется для организации канала передачи дискретной информа-
ции (8 кбит/с). На позиции РЗ в нечётных циклах на дальний конец
передаётся извещение о потере ЦСС. Позиция ОЗ (Р6) — передача
результата проверки остаточного затухания, использовалась в ЦСП
прежних выпусков. Остальные позиции в нечетных циклах свобод-
ны (являются резервом для использования на национальной сети).
На свободных позициях рекомендуется передавать 1. В канальном
интервале КИ16 в цикле ЦО передается сверхцикловой синхросиг-
нал (СЦС — разряды с Pl по Р4), а на позиции Р6 — извещение
на дальний конец о потере СЦС. Остальные позиции цикла ЦО —
свободны. В последующих циклах сверхцикла поочередно переда-
ются сигналы управления и взаимодействия (СУВ) всех тридцати
каналов ТЧ, для чего для каждого канала ТЧ организуются по два
сигнальных канала СК1 и СК2 (позиции Pl, Р2 и Р5, Рб). В Ц1
передаются СУВ 1-го канала ТЧ (СК1 и СК2 на позициях Р1 и Р2)
и 16-го канала ТЧ (позиции Р5 и Р6), в Ц2 — 2-го и 17-го каналов
ТЧ и т. д. В Ц15 передаются СУВ 15-го и 30-го каналов ТЧ. Та-
ким образом, в данном варианте канальные интервалы КИО и КИ16
являются служебными, а остальные 30 (КИ1-КИ15 и КИ17-КИ31)
служат для организации информационных каналов (каналов ТЧ).
Вариант РСМ31 является вариантом с сигнализацией по отде-
льному каналу. В этом случае сигнальных каналов не образуют,
а освободившийся канальный интервал КИ16 используется для ор-
ганизации ОЦК, который может быть передан пользователю. Ос-
тальные позиции используются так же, как и в РСМЗО. Деление
потока на сверхциклы в этом варианте не имеет смысла. Сигналы
управления и взаимодействия при этом варианте передаются обычно
по системе ОКС №7 (системе отдельного канала сигнализации, 7-я
версия), для чего выделяется один ОЦК из пучка каналов данного
направления. Такой способ передачи СУВ используется на относи-
тельно мощных сетях и является практически безотказным. Время
установления соединения при этом способе чрезвычайно мало (не
более 2 мс для международных соединений).
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
59
Канальный интервал КИО
ДИ 0 0 1 1 0 1 1
Цикловой синхросигнал
ди HP Авария ЦС HP HP 03 HP HP
в четных
циклах
в нечетных
циклах
Канальный интервал КИ16
0 0 0 0 HP Авария СЦС HP HP
Сверхцикловой синхросигнал
CK1 CK2 HP HP CK1 CK2 HP HP
Каналы 1-15 Каналы 17-31
в циклах
Ц1-Щ5
Рис. 3.10. Структура канальных интервалов КИО и КИ16 в цикле ИКМ-30
Варианты РСМЗОС и РСМ31С аналогичны рассмотренным, но в
них предусматривается контроль появления ошибок посредством из-
быточного циклического кода CRC-4. Эти варианты используются
обычно при работе ЦТС по кабелям с оптическими волокнами (ОВ).
Контроль появления ошибок посредством кода CRC-4 осущес-
твляется следующим образом. Шестнадцать циклов передачи пер-
вичного потока РСМ31С объединяются в сверхцикл, который дол-
жен начинаться с первого бита четного цикла. (Циклы варианта
РСМЗОС в сверхцикл изначально объединены.) Далее блок, состо-
ящий из битов первых восьми циклов, делится «по модулю два» на
образующий полином х4 + х + 1- Биты контрольного слова CRC-4
определяются как остаток от деления блока из восьми циклов (2048
битов) на образующий полином и помещаются в следующий сверх-
цикл, как показано в табл. 3.1.
Например, результат вычислений по циклам 0-7 (см. табл. 3.1)
помещается в биты С1-С4 циклов 0, 2, 4 и 6-го следующего сверх-
цикла. На приемном конце биты кода также вычисляются и сравни-
ваются с принятыми. Несовпадение вычисленных и принятых битов
свидетельствует об ошибке в принятом сигнале, извещение об этом
передается на дальний конец в бите Е1. Аналогично, результаты
вычислений по циклам 8-15 передаются в битах С1-С4 циклов 8,
10, 12 и 14-го, извещение об ошибках передается в бите Е2.
В табл. 3.1 показана структура только канальных интервалов
КИО циклов РСМЗОС и РСМ31С, другие канальные интервалы этих
циклов тождественны соответствующим канальным интервалам цик-
лов РСМЗО и РСМ31. Заметим, что приведённая в таблице структу-
60
Глава 3
Таблица 3.1
Под- сверх- цикл Цикл Канальный интервал КИО
Номер бита
1 2 3 4 5 б 7 8
0 С1 0 0 1 1 0 1 1
1 1 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
2 С2 0 0 1 1 0 1 1
№ 1 3 0 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
4 СЗ 0 0 1 1 0 1 1
5 1 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
6 С4 0 0 1 1 0 1 1
7 0 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
8 С1 0 0 1 1 0 1 1
9 1 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
10 С2 0 0 1 1 0 1 1 ,
№ 2 11 1 1 А N НР5 НР6 НР7 НР8
12 СЗ 0 0 1 1 0 1 1
13 Е1 1 А N НР5 НРб НР7 НР8 /
14 С4 0 0 1 1 0 1 1 /
15 Е2 1 А N НР5 НРб НР7 НР^
Результат вычислений в биты С1-С4 следующего сверхцикла.
Cl, С2, СЗ, С4 - биты CRC-4;
HP — биты, зарезервированные под задачи национальной сети;
El, Е2 — биты для сообщения об ошибке CRC-4;
А — биты для срочного сообщения об аварийной ситуации;
N — биты для несрочного сообщения об аварийной ситуации.
ра канального интервала КИО соответствует международному стан-
дарту. Здесь, помимо обозначений, рассмотренных выше, приняты
следующие: А — сообщение об аварии (потеря сигнала, потеря цик-
лового синхросигнала и другие события, требующие срочного вме-
шательства), N — сообщение об «отложенной аварии», например, о
некотором (допустимом) снижении качества передачи за счёт уве-
личения количества ошибок, HP — резерв для нужд национальной
сети.
Вычисления, описанные выше, базируются на том, что блок ин-
формации можно представить полиномом степени, показатель кото-
рой равен числу элементов блока. Так, например, блок из 8 циклов
представляется полиномом 2048 степени, в котором члены, соответс-
твующие единицам, имеют коэффициент, равный 1, а нулям — рав-
ный 0.
Ниже приведен пример операции деления полинома, отобража-
ющего произвольную комбинацию 1100101101, на образующий по-
лином кода CRC-4. Деление осуществляется как обычно, только
вычитание из делимого произведения члена частного на делитель
заменяется сложением по модулю 2.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
61
Итак, первый член полинома имеет степень 9, поэтому первый
член частного будет х5 (х9/х4 = х5). Перемножаем образующий
полином на х5 и произведение вычитаем из исходного полинома по
модулю два. Получаем полином х8 + х6 + ж3 + х2 + я0, который
вновь делим на образующий. Получаем второй член частного, рав-
ный ж4, и повторяем операцию. В конечном итоге получаем частное
х5 + х4 + х2 4- х — 1, которое не используется (отбрасывается), и
остаток, равный 0 4- х2 4- 0 4- 0, который соответствует комбинации
0100 (поскольку число членов полинома остатка равно числу чле-
нов образующего полинома). Эта комбинация и есть кодовое слово
данного проверочного кода.
Основной цифровой канал. В оборудовании прежних по-
колений первичный цифровой поток (Е1) получался в результате
кодирования АИМ группового сигнала, объединяющего 30 каналов
ТЧ, и добавлением к нему битов двух канальных интервалов (КИО
и КИ16), занятых служебной информацией. В современных пер-
вичных МТС ПЦИ поток Е1 получается в результате синхронного
октетного мультиплексирования 32 ОЦК. При этом возникает зада-
ча передачи потоков ОЦК между узлами оборудования и от одно-
го оборудования к другому. Задача заключается в том, что однов-
ременно с пользовательской информацией, содержащейся в потоке
ОЦК, приёмник должен получить сведения о точном значении так-
товой частоты сигнала и о границах октетов (байтов информации).
С целью унификации МТС на международном уровне стандартизи-
рованы три точки стыка (интерфейса) ОЦК: сонаправленный, про-
тивонаправленный и с центральным генератором.
На рис. 3.11 показано направление передачи информации и сиг-
налов тактовой и октетной синхронизации в различных интерфейсах
62
Глава 3
б) в)
Рис. 3.11. Интерфейсы основ-
ного цифрового канала: a —
сонаправленный; б — противо-
направленный; в — с центра-
льным тактовым генератором
ОЦК. В сонаправленном интерфей-
се информационный и синхронизи-
рующие сигналы направлены в одну
сторону. Терминалы равноправны
и симметричны, указанные сигналы
передаются от каждого терминала к
каждому (рис. 3.11,а). В противо-
направленном типе интерфейса тер-
миналы неравноправны и подразде-
ляются на управляющий и управля-
емый. Синхросигналы передаются
только от управляющего терминала
к управляемому, информационные
сигналы передаются от каждого
терминала к каждому (рис. 3.11,6).
В интерфейсе с центральным так-
товым генератором сигналы синхро-
низации передаются от центрально-
го генератора к каждому терминалу,
информационный сигнал, как и в других типах интерфейсов, пере-
дается от каждого к каждому (рис. 3.11,в).
На рис. 3.12 приведена информационная последовательность, в
которой выделен октет (а). Для передачи информационных сигна-
лов в интерфейсах противонаправленном и с центральным генерато-
ром используется код с чередованием полярности импульсов (ЧПИ),
в котором единицы соответствуют импульсам, занимающим полный
тактовый интервал, а нули — пробелам (6). Для передачи тактового
синхросигнала формируется последовательность (в), в которую вво-
дится информация о границах октетов, заключённая в нарушении
интерфейса с центральным генератором
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
63
Октет
^ 10010011100101
1100 ; 1010 |
v rHri4u\j_ruHr^h-T|—4jri41Jb_J—njb_J— * '
е) Е4шЫ=4лтялп^ттл11^лгтЛП1К*'
! Нарушение чередования_
!“ полярности
Рис. 3.13. Кодирование потока ОЦК для сонаправленного интерфейса
последовательность и передаётся в соответствующем направлении
по цепи, отдельной от цепи передачи информации пользователя.
В сонаправленном интерфейсе информация пользователя и син-
хросигналы объединяются, для чего используют так называемый
октетный код. На рис. 3.13 показан пример пошагового получения
сигнала в октетном коде. Последовательность (б), в которой на при-
еме должен быть идентифицирован отмеченный байт, преобразуется
первоначально из кода с чередованием полярности импульсов ЧПИ,
в натуральный код, где единицы передаются импульсами, занима-
ющими тактовый интервал, а нули — отсутствием импульсов (в).
Затем эта последовательность заменяется последовательностью, в
которой единицы передаются двумя униполярными узкими импуль-
сами (1/4 тактового интервала) и двумя пробелами, образующими
комбинацию 1100, а нули — комбинацией 1010 таких же импуль-
сов. В полученной таким образом униполярной последовательности
(г) осуществляется поочередная инверсия импульсов, относящихся
к отдельным тактовым интервалам (б). Наконец, осуществляется
разграничение октетов посредством ввода на тактовых интервалах,
предшествующих границе октета, нарушения чередования поляр-
ности (е). Октетный код хорошо сбалансирован (сигнал не содер-
жит постоянной составляющей), а в спектре сигнала присутствует
тактовая частота.
3.3. Структура первичной станции МТС
На современных сетях первичные МТС находят широкое приме-
нение. В частности, они используются как элементы универсальных
систем первичного мультиплексирования. Основными элементами
таких систем являются кроссконнекторы основных цифровых кана-
64
Глава 3
Рис. 3.14. Универсальный сетевой узел на базе первичных мультиплексоров
лов (КК ОЦК) и первичные мультиплексоры (ПМ), которые назы-
вают также «гибкими» мультиплексорами, чтобы подчеркнуть
их универсальность. Комбинация первичных мультиплексоров и
кроссконнектора представляет собой универсальный сетевой узел
(рис. 3.14). Сигналы от абонентов поступают на линейные платы
ЛП первичных мультиплексоров ПМ, преобразуются в сигналы ос-
новных цифровых каналов ОЦК (64 кбит/с) и объединяются в пер-
вичные цифровые потоки (2 Мбит/с). Первичные цифровые потоки
поступают на кроссконнектор КК ОЦК, который может осуществ-
лять коммутацию как первичных потоков, так и их составляющих —
основных цифровых каналов (ОЦК).
Соединения в кроссконнекторе устанавливаются как между
портами первичных потоков, так и между временными интервалами
внутри первичного потока. Кроме того, кроссконнектор обычно мо-
жет обеспечивать связь абонентов «каждый с каждым» (конференц-
связь) и соединение «точка — много точек» (трансляцию). Крос-
сконнектор поддерживает различные способы передачи сигналов
взаимодействия и управления.
Структурная схема КК ОЦК представлена на рис. 3.15. В его
состав входят: центральный блок, платы портов 2 Мбит/с ПП, блок
интерфейсов управления ИУ и системная шина. Основное назна-
чение центрального блока: коммутация сигналов, подготовленных
ПП и переданных на коммутационную матрицу блока по системной
шине. Кроме этого, центральный блок имеет в своем составе генера-
торное оборудование ГО, обеспечивающее необходимыми сигналами
все узлы кроссконнектора. ГО может быть синхронизировано от
внутреннего генератора, от внешнего источника и от сигнала, вы-
деленного из потока 2 Мбит/с. Сигнал от задающего генератора
генераторного оборудования выводится на внешний выход. Кроме
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
65
Рис. 3.15. Структурная схема кроссконнектора
интерфейсов синхросигнала центральный блок имеет обычно внеш-
ние интерфейсы для передачи сервисной информации. Во-первых,
это интерфейс встроенного канала управления (ВКУ), для которого
занимается один из информационных ОЦК. Во-вторых, это интер-
фейсы каналов, организуемых на тех позициях циклов первичных
потоков, которые предназначены для передачи извещений о сроч-
ной и отложенной авариях. В третьих, это интерфейсы каналов,
образуемых на позициях цикла, зарезервированных для нужд наци-
ональной сети (см. табл. 3.1). Обычно в состав центрального блока
входит также блок питания КК ОЦК. Как правило, с целью повы-
шения надежности центральный блок дублируется (100%-ный «го-
рячий» резерв).
Помимо системной шины в состав кроссконнектора входит так-
же шина контроля, через которую центральный блок связан с бло-
ком поддержки интерфейсов управления (ИУ). Блок ИУ обеспечи-
вает связь кроссконнектора с внешней сетью управления телекомму-
никациями TMN. К блоку ИУ подключается также терминал опе-
ратора.
Процессор, который установлен в центральном блоке, контро-
лирует работу всех блоков кроссконнектора, выводит аварийные
сигналы и регистрирует параметры качества принимаемых сигна-
лов.
Каждая плата портов ПП может содержать несколько портов
трактов 2 Мбит/с. Каждый порт имеет все основные функции,
обеспечивающие параметры стандартного интерфейса (точки сты-
ка) первичного цифрового тракта. К этим функциям относятся:
66
Глава 3
2 Мбит/с
Синхронизация
Аварийная
сигнализация
Терминал управления
Аварийная сигнализация
Сеть управления
Рис. 3.16. Структурная схема первичного мультиплексора
• преобразование кода сигнала из натурального в линейный и об-
ратно;
• выделение из линейного сигнала тактового синхросигнала;
• цикловая и сверхцикловая (при необходимости) синхронизация;
• контроль появления ошибок методом CRC-4.
Структурная схема первичного мультиплексора ПМ представ-
лена на рис. 3.16. Она во многом совпадает со структурной схемой
кроссконнектора, отличаясь, в основном, меньшими объемами обра-
батываемой информации. Основными узлами ПМ являются центра-
льный блок, линейные платы (ЛП), системная шина, шина управле-
ния и блок поддержки управляющих интерфейсов (ИУ). Универса-
льность («гибкость») ПМ обусловлена его модульной конструкцией
и широким набором линейных плат ЛП, которые позволяют под-
держивать несколько десятков различных абонентских интерфей-
сов. Список интерфейсов включает интерфейсы аналоговых абонен-
тских установок, интерфейсы синхронной и асинхронной передачи
дискретной информации по основному цифровому каналу, интер-
фейсы каналов со скоростями 64п кбит/с, интерфейсы базового и
основного доступа узкополосных цифровых сетей интегрального об-
служивания (У-ЦСИО) и другие. Помимо широкого набора интер-
фейсов абонентского доступа универсальность ПМ обеспечивается
также возможностями центрального блока.
Обращаясь вновь к рис. 3.16, отметим, что центральный блок
мультиплексора, помимо стандартных интерфейсов 2 Мбит/с, обла-
дает практически тем же набором интерфейсов, что и центральный
блок кроссконнектора. Управление мультиплексором осуществля-
ется через блок поддержки интерфейсов управления ИУ, который
через шину управления соединен с центральным блоком.
Для передачи первичных цифровых потоков кроссконнекторы
и мультиплексоры снабжаются оборудованием подключения линий
различного типа. Линии могут быть выполнены как на кабеле с ме-
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
67
таллическими жилами, так и с оптическими волокнами. В первом
случае оборудование подключения линий предусматривает подачу
дистанционного питания на необслуживаемые регенерационные пун-
кты. Оптические кабели могут содержать как многомодовые, так
и одномодовые волокна, предусматривается возможность работы в
окнах прозрачности 1310 и 1550 нм. В номенклатуру оборудова-
ния подключения линий обязательно входит блок удаленного сете-
вого окончания для организации базового доступа в узкополосную
ЦСИО. Блок удаленного доступа подключается к соответствующей
линейной плате мультиплексора.
Универсальная система первичного мультиплексирования уп-
равляется посредством сети управления, которая может иметь вы-
ход на сеть управления телекоммуникациями TMN (см. гл. 10). Для
управления работой системы ее компоненты разделены на индиви-
дуальные сетевые элементы — логические блоки. Сеть управления
имеет однородную базовую структуру и содержит последователь-
ную шину данных, к которой можно подключить до нескольких
десятков сетевых элементов. Для данной шины один из сетевых
элементов назначается ведущим (концентратором). Используя кас-
кадное соединение концентраторов, всю сеть управления можно ре-
ализовать в виде многоуровневой иерархической структуры с «вер-
тикальной» передачей управляющего трафика.
Центральный блок образует интерфейс между линейными пла-
тами и портами первичных цифровых потоков 2 Мбит/с. При этом
мультиплексор может быть сконфигурирован как оконечный (тер-
минальный) или как мультиплексор ввода/вывода. На рис. 3.17, а
показан вариант организации связи с использованием двух первич-
ных мультиплексоров в качестве терминальных (ТПМ). Так как му-
льтиплексоры имеют обычно два интерфейса первичных цифровых
трактов, возможна передача одного первичного потока со 100%-ным
«горячим» резервом или передача двух потоков 2 Мбит/с.
Использование мультиплексора в конфигурации мультиплексо-
ра ввода/вывода ПМВВ (рис. 3.17,6) позволяет выделять и вводить
потоки 64 кбит/с из первичного потока. Кроме этого, в конфигура-
ции ПМВВ возможна организация конференц-связи и многоточеч-
ного соединения. На рис. 3.17,в приведен пример организации раз-
ветвленной сетевой структуры с использованием первичных муль-
типлексоров и кроссконнекторов как ОЦК (КК ОЦК), так и пер-
вичных цифровых каналов и трактов (КК ПЦК). Такие сети могут
играть роль сетей доступа для телекоммуникационных сетей синх-
ронной цифровой иерархии (см. гл. 6).
68
Глава 3
Рис. 3.17. Примеры применения универсальной системы первичного
мультиплексирования: a — соединение терминальных первичных мульти-
плексоров; б — соединение с мультиплексором ввода/вывода; в — кольцевое
соединение с кроссконнекторами
3.4. Формирование цифровых потоков высших
ступеней ПЦИ
Использование рассмотренных выше способов согласования ско-
ростей приводит к тому, что скорость передачи формируемого груп-
пового потока оказывается несколько больше суммы скоростей объ-
единяемых потоков. Для количественной оценки требуемого увели-
чения скорости группового потока необходимо рассмотреть струк-
туру цикла передачи, который должен содержать позиции для пе-
редачи следующих символов:
• информационных (всех символов компонентных потоков);
• циклового синхросигнала агрегатного потока;
• команд согласования скоростей (КСС), управляющих работой
приемного оборудования при восстановлении исходных цифро-
вых потоков;
• согласующих при отрицательном согласовании скоростей;
• служебных, предназначенных, например, для организации кон-
троля, служебной связи и тому подобное.
Введем следующие обозначения:
Принципы мультиплексирования цифровых потоков 69
Свп — номинальная скорость передачи сигналов системы выс-
шего порядка;
Снп — номинальная скорость передачи сигналов системы низ-
шего порядка;
Nc — число объединяемых потоков систем низшего порядка;
Ci — скорость в канале, предназначенном для передачи сигна-
лов одной системы низшего порядка в групповом потоке;
р — число дополнительных позиций в цикле, предназначенных
для передачи символов циклового синхросигнала с/цс, символов КСС
dc, сигналов служебной связи dCJI, сигналов контроля и сигнали-
зации dK и сигналов дискретной информации с/д, непосредственно
вводимых в групповой тракт;
Q — число информационных символов в цикле, включая согла-
сующие символы (с?и) при отрицательном согласовании скоростей.
Скорость передачи составного сигнала, вне зависимости от ис-
пользуемого метода согласования скоростей с учетом принятых обо-
значений, в общем виде будет определяться выражением
Свп = СМ1 +p/Q) > CHnNc(l +p/Q).
Следует отметить, что число согласующих символов мало по
сравнению с числом служебных символов. Соотношение числа ин-
формационных и служебных символов в цикле передачи для каждо-
го входного потока, т. е. цифрового сигнала системы низшего уров-
ня, имеет вид
/з/(/сч - /з) = ai/bi,
где /3, /сч — номинальные частоты записи и считывания соответст-
венно; ai/bi — несократимая дробь, в которой ai определяет мини-
мальное число информационных символов, а Ь± — служебных сим-
волов, приходящихся на один входной поток. Тогда общее число
информационных Ми и служебных Мс символов в цикле передачи
будет определяться соотношениями
Mn=iNcai, Mc = iNcbi, i = 1,2,3,....
При этом минимальное значение i выбирается из условия
Ncd с d^c dCJ1 (/K -p (7д б/и
а реальное значение i определяется после анализа параметров сис-
темы с выбранной структурой цикла.
Кроме выбора оптимального соотношения числа информацион-
ных и служебных символов, обеспечивающего заданные параметры
70
Глава 3
системы передачи, при построении цикла передачи необходимо учи-
тывать следующие важные требования к его структуре:
• число следующих подряд служебных символов должно быть
по возможности минимальным, что обеспечивает минимизацию
объема памяти запоминающих устройств в БАС;
• распределение символов синхросигнала должно быть таким,
чтобы обеспечивалось минимальное время восстановления син-
хронизма (обычно это достигается формированием сосредото-
ченного синхросигнала соответствующей длительности);
• распределение символов КСС должно быть таким, чтобы обес-
печивалась их максимальная помехоустойчивость (обычно это
достигается за счет равномерного распределения символов КСС
по циклу передачи, что уменьшает вероятность их искажений
сосредоточенными помехами);
• длительность цикла должна быть по возможности минималь-
ной, что позволяет уменьшить время вхождения в синхронизм,
а также снизить временные флуктуации цифрового сигнала за
счет оборудования объединения;
• распределение служебных символов в цикле должно быть рав-
номерным, что обеспечивает минимизацию объема памяти за-
поминающих устройств в БАС;
• структура цикла должна обеспечивать возможность работы
системы как в асинхронном, так и в синхронном режимах.
Переход к синхронному режиму работы в системах с односто-
ронним согласованием скоростей, вызывает определенные труднос-
ти, связанные с необходимостью уменьшения частоты считывания
/сч до частоты записи /3 и переводом (для сохранения прежней ско-
рости передачи агрегатного потока) соответствующей части инфор-
мационных импульсных позиций цикла в разряд служебных.
Сказанное поясним, рассмотрев циклы передачи высших ступе-
ней МТС ПЦИ. Вначале обратимся к вторичным МТС. В табл. 3.2
представлен цикл передачи системы ИКМ-120 с двусторонним сог-
ласованием скоростей объединяемых потоков. Этот цикл отвечает
рекомендации G.745 МСЭ-Т.
Цикл удобно представить в виде четырехстрочной матрицы (че-
тырёх субциклов). Каждая ячейка матрицы соответствует одному
биту информации. Число столбцов равно 264. Длительность цикла
составляет 125 мкс, т. е. частота повторения цикла равна 8 кГц, и
скорость передачи каждого бита матрицы равна 8 кбит/с. Скорость
передачи агрегатного потока составляет 264-4-8 = 8448 кбит/с. Пер-
вые восемь символов первой строки (первого субцикла) занимает ко-
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
71
Таблица 3.2
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 ... 264
1110 0 1 1 0 А1 Б1 В1 Г1 А2 Б2 Г64
Цикловой синхросигнал Символы компонентных потоков (А, Б, В, Г)
1-е сим- волы КСС Служебная связь (32 кбит/с) А1 Б1 В1 Г1 А2 Б2 Г64
Символы компонентных потоков (А, Б, В, Г)
2-е сим- волы КСС Дискр. инф. Ав Выз СС А1 Б1 В1 Г1 А2 Б2 Г64
Символы компонентных потоков (А, Б, В, Г)
3-и сим- волы КСС Дополнительная информация при отрицательном согласовании скорости А1 Б1 В1 Г1 А2 Б2 Г64
Места вставок Символы компонентных потоков
довая комбинация циклового синхросигнала, далее строка заполне-
на перемежающимися символами компонентных потоков (потоков
А, Б, В, Г). Символы компонентных потоков расположены анало-
гичным образом и в остальных строках (субциклах) цикла. Таким
образом, номинальная скорость каждого компонентного потока ока-
зывается равной [(264 — 8) 4 8]/4 = 2048 кбит/с. Части строк с
9-го по 264-й символ образуют так называемое информационное по-
ле цикла передачи, а части с 1-го по 8-й — заголовок цикла.
Первые четыре символа 2-4-й
строк заголовка отведены под коман-
ды согласования скоростей (КСС); во
второй строке передаются первые сим-
волы КСС компонентных потоков, в
третьей — вторые символы и в чет-
вертой — третьи символы КСС. На-
пример, если символы КСС распола-
гаются так, как показано на рис. 3.18,
Рис. 3.18. Пример структуры
поля КСС
то это соответствует передаче в потоках 1-м и 3-м (А и В) положите-
льной КСС, а во 2-м и 4-м (Б и Г) — отрицательной. При этом в 4-м
потоке один символ принят ошибочно (заштрихован), но решение
принято по большему числу одинаковых символов.
Остальные позиции заголовка используются для организации:
• канала служебной связи СС (символы 5-8 второй строки, ско-
рость передачи 4 • 8 = 32 кбит/с);
• сигнала вызова СС (используется символ 8 строки 3);
• двух каналов передачи дискретной информации ДИ (символы
5 и 6 строки 3, скорость передачи 2-8 = 16 кбит/с);
• передачи извещения об аварии на дальнем конце (символ 7 стро-
ки 3).
72
Глава 3
Символы 5-8 строки 4 образуют четыре канала для передачи
информационного бита при отрицательном согласовании в том или
ином потоке; при отсутствии КСС на этих позициях может переда-
ваться информация о знаках временных неоднородностей в компо-
нентных потоках (см. разд. 3.1). На первых символах четвертой
строки информационного поля осуществляются вставки при поло-
жительном согласовании скоростей передачи тех или иных потоков.
Повторение операции согласования скоростей возможно после
прохождения нескольких циклов передачи, в течение которых сис-
тема команд согласования устанавливает значение той или иной ко-
манды (команда должна быть сдвоенной, но не строенной, следова-
тельно, промежуток должен состоять не менее чем из трех циклов).
Операции согласования должны быть разделены не менее, чем 78
циклами, что соответствует так называемой максимальной часто-
те согласования, равной 1/(78 • 125 • 10-6) = 102 Гц. Иногда вмес-
то максимальной частоты согласования используют максимальный
коэффициент согласования — обратную величину минимально до-
пустимого числа циклов передачи между ближайшими операциями
согласования. Очевидно, что в данном случае максимальный коэф-
фициент согласования равен 1/78 = 0,0125.
Зная минимальное число циклов между двумя моментами сог-
ласования и число информационных символов в цикле, приходя-
щихся на один компонентный поток, несложно определить, какое
предельное относительное расхождение частот записи и считывания
может компенсировать система согласования скоростей. Количест-
во символов в цикле, приходящихся на один компонентный поток
264 — 4 = 260, в 78 циклах 260 78 = 20280. Система согласова-
ния скоростей может изменить это число на ±1. Следовательно,
допустимо максимальное относительное расхождение частот, рав-
ное 1 • 2/20280 « 0,982 • 10-4. Заметим, что эта величина превы-
шает предельно допустимое расхождение скоростей компонентного
(2048 кбит/с) и агрегатного (8448 кбит/с) потоков*.
Рассмотрим цикл передачи вторичной ЦТС с односторонним
(положительным) согласованием скоростей, соответствующий реко-
мендации G.742 МСЭ-Т (табл. 3.3).
Как и предыдущая, эта система объединяет четыре потока 2048
кбит/с в поток 8448 кбит/с. Количество символов в цикле на компо-
* Максимальная относительная нестабильность скорости передачи
потоков 2,048 и 8,448 Мбит/с равна ±5 10-5 и ±3 • 10-5 соответственно.
Отсюда следует, что максимальное относительное расхождение скоростей
равно 0,8 • 10"4 < 0,982 • 10"4.
Принципы мультиплексирования цифровых потоков
73
Таблица 3.3
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 ... 212
1 1 1 1 1 111 ° 1 1 1 ° 1 ° 1 ° 1 0 Ав HP
Цикловой синхросигнал
1-е символы КСС
2-е символы КСС Сим: ВОЛ1 Я КО] МПОН1 ентных по1 ТОКОВ
3-и символы КСС
Места вставок
Ав — сигналы извещения об аварийном состоянии; HP — резерв для национального использования.
нентный поток — 206, всего символов в цикле 206-4—(12+4+4+4) =
= 848. Длительность цикла равна числу символов в цикле, делен-
ному на скорость агрегатного потока 848/8448 • 103 = 100,38 мкс.
В каждом цикле передачи в компонентный поток может быть вве-
дена вставка, т. е. число символов в цикле на компонентный поток
может быть или 206, или 205. Тогда максимальная скорость согла-
сования на компонентный поток определится как [(206 — 205)/206] •
2048 103 « 10 кбит/с. Для того чтобы обеспечить номинальную
скорость передачи компонентного потока, цикл должен был бы со-
держать (2048/8448) -848 = 205,576 символов, приходящихся на ком-
понентный поток. Несложно подсчитать, что при этом номиналь-
ная скорость согласования должна составить примерно 4,2 кбит/с,
а номинальный коэффициент цифрового согласования (отношение
номинальной и максимальной скоростей согласования) — 0,424. Та-
ким образом, если в системе с двусторонним согласованием скорос-
тей в нормальных условиях процедуры согласования отделены друг
от друга не менее, чем 78-ю циклами, то в системе с односторон-
ним согласованием эта процедура происходит или через цикл, или в
каждом цикле передачи, что является одним из главных источников
ошибок дискретизации в принимаемых сигналах (см. разд. 2.1).
Сравнивая циклы передачи МТС различных ступеней ПЦИ
(циклы третичных и четверичных МТС ПЦИ приведены в При-
ложении 1), отмечаем тенденцию уменьшения длительности цик-
ла и увеличения числа символов в цикловом синхросигнале с воз-
растанием иерархического уровня. Как будет показано в разд. 4.3,
уменьшение длительности цикла, а следовательно, увеличение час-
тости посылок циклового синхросигнала в сочетании с увеличением
числа символов синхросигнала существенно снижает время восста-
новления циклового синхронизма. Это необходимо для удержания
циклового синхронизма в потоках низших ступеней иерархии при
кратковременных сбоях синхронизма в потоках высших ступеней.
4 Генераторное оборудование
4.1. Состав генераторного оборудования
Построение генераторного оборудования. Генераторное
оборудование (ГО) МТС предназначено для создания определён-
ного набора импульсных последовательностей, управляющих фун-
кциональными узлами аппаратуры. Структура ГО определяется
принципами формирования ИКМ сигналов, иерархическим уровнем
данной аппаратуры, технологией производства и конструкторскими
традициями производителя.
Рассмотрим построение ГО первичной МТС ПЦИ, поскольку
оно наиболее типично для большинства видов оборудования дан-
ной иерархии. Некоторые особенности ГО синхронной цифровой
иерархии будут отмечены как в данном разделе, так и в разделах,
относящихся к системе тактовой синхронизации СЦИ.
Построение ГО первичной МТС ПЦИ определяется структу-
рой первичного цифрового потока (разд. 3.2), в котором должны
быть сформированы: сверхциклы, циклы передачи, канальные ин-
тервалы и разряды. Поскольку тактовая частота первичного потока
/т = 2048 кбит/с, а каждый единичный символ передаётся импуль-
сом, занимающим половину тактового интервала, требуется после-
довательность импульсов с частотой следования /т и скважностью*
7<ск = 2. Эта последовательность является исходной, поскольку все
остальные необходимые последовательности могут быть получены
в результате её преобразования.
ГО передающей и приемной частей аппаратуры независимо и
имеет структурную схему, показанную на рис. 4.1. Задающий ге-
нератор ЗГ вырабатывает синусоидальный сигнал с тактовой час-
тотой /т = 2048 кГц. Обычно в ГО передающего оборудования ЗГ
* Скважность, или коэффициент скважности равен отношению пе-
риода к длительности импульса Т/т^. В некоторых случаях используется
коэффициент заполнения — обратная величина коэффициента скважнос-
ти К3 = 1/Кск-
Генераторное оборудование
75
Установка по сверхциклу
Рис. 4.1. Структурная схема ГО первичной МТС
работает в автономном режиме, а в приёмном оборудовании — в
режиме внешней синхронизации. В последнем случае ЗГ получа-
ет синхросигнал, выделенный из принимаемого линейного сигнала
выделителем тактового синхросигнала ВТС. Гармонический сигнал
от ЗГ поступает на формирователь импульсной последовательности
ФТИ, после чего импульсная последовательность с тактовой час-
тотой /т передаётся на разрядный делитель распределитель РДР.
Заметим, что на некоторые станции поступает высококачественный
синхросигнал по специальной сети. В этом случае этот синхросиг-
нал подключается непосредственно к ФТИ как передающего, так
и приёмного оборудования ГЩИ. Собственные ЗГ при этом отклю-
чаются. Такой режим работы ГО называется режимом внешнего
запуска. В системах же СЦИ внешний синхросигнал всегда пода-
ётся непосредственно на ЗГ.
Разрядный делитель распределитель РДР из тактовой после-
довательности формирует 8 разрядных последовательностей Р1,...,
Р8 с частотами /р = fT/m = 2048/8 = 256 кГц и сдвинутыми друг
относительно друга на один тактовый интервал (рис. 4.2,а). Разряд-
ные последовательности используются для правильного определе-
ния каждого разряда кодовой комбинации, при кодировании и деко-
дировании сигнала, для выделения временных интервалов передачи
циклового синхросигнала и других сервисных сигналов. Каналь-
ный делитель распределитель импульсов КДР аналогично форми-
рует 32 канальных последовательности КИО,..., КИ31 (рис. 4.2,6),
с частотами Д = 2048/8/32 = 8 кГц, которые управляют устройс-
твами формирования каналов. Цикловой делитель распределитель
ЦДР формирует последовательности с частотами 8/16 = 0,5 кГц
(рис. 4.2,в), управляющими согласующими устройствами СУВ. Эти
последовательности также используются для формирования цикло-
вого и сверхциклового синхросигналов.
Распределители импульсных последовательностей приёмного
генераторного оборудования имеют входы установки по циклу (сверх-
циклу). При подаче на эти входы единицы от приемника циклово-
76
Глава 4
Рис. 4.2. Временные диаграммы формирования: a — разрядных и канальных
импульсов; б— цикловых импульсов; в — сверхцикловых импульсов
го (сверхциклового) синхросигнала распределители устанавливают-
ся в исходное состояние, соответствующее началу очередного цикла
(сверхцикла), генерируемого ГО передачи.
В современной аппаратуре часть функций распределителей им-
пульсных последовательностей передается в исполнительные фун-
кциональные узлы. Такое перераспределение функций уменьшает
количество соединительных проводников в аппаратуре и упрощает
схему ГО. В конечном счете, это повышает надежность аппаратуры
и улучшает технологию его изготовления.
Генераторное оборудование
77
Выход
Рис. 4.3. Функциональная
схема задающего генератора
Задающий генератор в ав-
тономном режиме. Функциона-
льная схема задающего генерато-
ра (ЗГ) в большинстве случаев мо-
жет быть сведена к схеме, показан-
ной на рис. 4.3. Схема представля-
ет собой замкнутую петлю (петлю
обратной связи ОС), состоящую из
активной и пассивной частей. Ак-
тивная является усилителем мощности с коэффициентом усиления
S, а пассивная часть состоит из избирательного устройства и ограни-
чителя амплитуды и имеет затухание А. В общем случае каждая из
частей схемы может иметь ряд элементов, например усилитель мо-
жет быть многокаскадным, а избирательное устройство состоять из
нескольких четырехполюсников. Ограничитель амплитуд в общем
случае не является отдельным устройством, а отображает ампли-
тудную характеристику усилителя.
Свободные колебания в такой системе возможны при соблюде-
нии условий баланса амплитуд и баланса фаз, т. е.
п
S = А, (^п = Vi = 2ттг, (4.1)
г-1
где S — усиление активной части петли обратной связи, дБ; А —
затухание пассивной части, дБ; п — число элементов петли обратной
связи; тп — целое число (т = 0, 1,...); — фазовый сдвиг в г-м
элементе, рад.
Предположим, что условие баланса фаз выполняется на часто-
те gjq, на которой происходит генерация. Пусть под воздействием
внешних факторов в каком-либо элементе i параметр 7 изменился
на А7, что привело к изменению фазового сдвига (и сдвига по петле
ОС) на А(/р. Тогда
п
<Рг(шо, 7 + д7) = 2то7Г — 7 + д7)- (4-2)
г—1
т. е. баланс фаз нарушился. Восстановление баланса и, следовате-
льно, удержание генерации происходит, как показывает опыт, при
изменении частоты генерации на величину Auj. При этом
п
У2 + Ао;, 7 -h А7) = 2Ш7Г. (4.3)
г—1
Разлагая это выражение в ряд Тэйлора и ограничиваясь первыми
78
Глава 4
двумя членами в предположении, что отклонение частоты невелико
(Дои luq), получаем
П П ~ / ч
У7г(^о,7 +А7) + Д^У? ‘а Ш = 2тЛ7Г- (4-4)
»=1 г—1 Ш
Вычитая это выражение из (4.2), имеем
Дш ir dip^ = -Д^о, 7 + д7)- (4'5)
z" OUJ
г=1
Разделив обе части уравнения (4.5) на cj0 и осуществив неслож-
ное преобразование, находим относительную нестабильность часто-
ты
Деи Д(^(щ), 7 + Д7)
4.6
где знаменатель — фиксирующая способность генератора. Фик-
сирующая способность генератора, как следует из формулы (4.6),
тем больше, чем выше частота генерации и выше крутизна фазо-
вой характеристики некоторого г-го элемента. Этот элемент, обла-
дающий по сравнению с другими наибольшей крутизной фазовой
характеристики, очевидно, должен иметь параметры, мало завися-
щие от внешних условий (быть стабильным) и от замены элемента
(обладать эталонностью). Такими свойствами обладают кварцевые
резонаторы (КР).
Эквивалентная схема КР приведена на рис. 4.4,а, на рис. 4.4,5
показаны частотные характеристики модуля полного сопротивления
КР, а на рис. 4.4,в — характеристики фазового сдвига. Полное сопро-
тивление КР характеризуется частотами cjqi и cjq2 — последователь-
ного и параллельного резонанса. Величины С\ и L\ эквивалентной
схемы определяются собственными колебаниями кристалла, R — по-
терями, а Со — емкостью кристаллодержателей. Все эти величины
содержатся в техническом паспорте кварцевого резонатора.
Последовательно с КР включают Сп — подстроечный конден-
сатор, позволяющий в небольших пределах изменять резонансные
частоты. Частота собственных колебаний ЗГ, равная о?02> находится
между частотами luOi и ^оз-
Значения указанных резонансных частот могут быть найдены
Генераторное оборудование
79
Рис. 4.4. Кварцевый резона-
тор: a — эквивалентная схема;
б — частотная характеристи-
ка модуля полного сопротивле-
ния; в — фазовая характерис-
тика полного сопротивления
по приближенным формулам
Шо1 ТгЖ’ Ш°3 /адс0/(01 + Со) ’ V с~о'
(4.7)
Последнее соотношение близко к единице (< 1,003), поэтому
относительные пределы регулирования частоты конденсатором СП}
который влияет на величину ёмкости Ci, уменьшая её, невелики
(обычно менее 0,2 %).
Относительно простые генераторы с кварцевыми резонаторами,
имеют долговременную относительную нестабильность частоты по-
рядка 10-6. Этого вполне достаточно не только для ЗГ ПЦТС, но и
для ЗГ мультиплексоров систем синхронной цифровой иерархии.
Формирователь тактовой импульсной последовательно-
сти (ФТИ) предназначен для преобразования синусоидального сиг-
нала с частотой /т в последовательность импульсов той же частоты
и с коэффициентом скважности, равным двум. В простейшем слу-
чае схема ФТИ представляет собой триггер в режиме счёта (триг-
гер Шмидта), на вход которого подаётся синусоидальный сигнал
с амплитудой, существенно превышающей порог его срабатывания
(рис. 4.5). Строго говоря, такая схема формирует прямоугольные
импульсы со скважностью несколько менее 2 и зависящей от нес-
табильности уровня входного сигнала и нестабильности порога сра-
батывания триггера. Это приводит к паразитной широтной моду-
ляции формируемых импульсов, что увеличивает шумы дискрети-
зации (разд. 2.1) и повышает вероятность появления ошибок при
регенерации сигнала (разд. 5.1). Поэтому в реальные схемы вво-
80
Глава 4
Рис. 4.5. Формирование тактовой импульс-
ной последовательности: a — входной сигнал;
б — сформированные импульсы
дят устройства, стабилизирующие порог срабатывания триггера и
увеличивающие соотношение амплитуды входного сигнала и порога
срабатывания.
Делители-распределители импульсных последователь-
ностей. Наибольшее распространение в генераторном оборудова-
нии получили распределители двух типов: с логической обратной
связью (ЛОС) и с дешифратором. Первые используются обыч-
но в тех случаях, когда необходимо получить весь ряд импульсных
последовательностей, например восемь разрядных последователь-
ностей из восьми возможных. Вторые используются тогда, когда
требуется получить лишь некоторые из возможных последователь-
ностей. Заметим, что в делителях-распределителях с ЛОС реали-
зуется любой целочисленный коэффициент деления.
На рис. 4.6 показана схема распределителя с логической ОС,
предназначенного для получения четырех импульсных последова-
тельностей. Он выполнен на четырех JK-триггерах* (Т1-Т4), об-
разующих регистр сдвига. Логическая обратная связь образована
схемами И и НЕ5. Работа его происходит следующим образом.
Начало цикла. Все триггеры в исходном состоянии. На всех
входах И 1. В точке а — 1, в точке 5—0. Все последующие из-
менения происходят в моменты подачи синхросигнала (1 на входах
S триггеров).
1-й шаг. Т1 запускается (на выходе 1, на инверсном выходе 0).
На выходе НЕ1 появляется 1 (первый импульс первой последовате-
льности). На первом входе И — 0, в точке а — 0, в точке 5—1.
2-й шаг. Т1 сбрасывается, Т2 запускается. На выходе НЕ2 по-
является 1 (первый импульс второй последовательности). На вто-
ром входе И — 0, в точке а — 0, в точке 5—1.
* На выходе JK-триггера в исходном состоянии 0, на инверсном вы-
ходе 1. При подаче на J-вход 1, а на К-вход 0 на выходе устанавливается
1. При подаче на J-вход 0, а на К-вход 1 на выходе устанавливается 0. То
же при подаче 1 на вход R установки триггера в исходное состояние. При
подаче 1 на J-вход и К-вход триггер работает в счетном режиме — меняет
предыдущее состояние на обратное. При наличии синхровхода S все изме-
нения состояний триггера возможны только при наличии на этом входе 1.
Генераторное оборудование
81
Рис. 4.6. Распределитель импульсных последовательностей с логической
обратной связью (инверсные выходы элементов отмечены кружками)
3-й шаг. Т2 сбрасывается, ТЗ запускается. На выходе НЕЗ по-
является 1 (первый импульс третьей последовательности). На тре-
тьем входе И — 0, в точке а — 0, в точке 5—1.
4-й шаг. ТЗ сбрасывается, Т4 запускается. На выходе НЕ4
появляется 1 (первый импульс четвертой последовательности). На
всех входах И — 1, в точке а — 1, в точке 5—0. Цикл завершен.
В следующем цикле будут генерироваться вторые импульсы по-
следовательностей и так далее. Таким образом, в данном распреде-
лителе происходит деление тактовой частоты /т на четыре и гене-
рация четырех импульсных последовательностей с частотами /т/4,
сдвинутых друг относительно друга на 1//т. Очевидно, что для по-
лучения разрядных последовательностей в нашем случае необходим
распределитель, выполненный на 8 триггерах. Попутно отметим,
что схемы НЕ1-НЕ4 являются расширительными, т. е. используются
для увеличения мощности генерируемых последовательностей им-
пульсов и развязки между нагрузками распределителя.
Схема распределителя импульсных последовательностей с де-
шифратором показана на рис. 4.7. Здесь JK-триггеры включены
в режиме счета. Четыре триггера обеспечивают деление тактовой
частоты на 16. Дешифратор представляет собой набор четырёхвхо-
довых схем И, подключенных в определенном порядке к параллель-
ным шинам выходов (прямых и инверсных) триггеров, и позволяет
поучить любую из 16 импульсных последовательностей, сдвинутых
друг относительно друга на один тактовый интервал.
Принцип работы дешифратора поясняется рис. 4.8. В верхней
части рисунка приведена таблица последовательности состояний на
82
Глава 4
Рис. 4.7. Распределитель импульсных последовательностей с дешифратором.
Верхние выходы триггеров прямые, нижние (отмечены кружком) — инверсные
Рис. 4.8. Фрагмент схемы дешифратора (шины инверсных сигналов отмечены
кружками)
прямых выходах триггеров. Из таблицы видно, что состояния пов-
торяются периодически через 16 тактов. Например, для получения
первой последовательности с частотой /т/16 входы схемы И1 сле-
дует подключить к инверсным выходам триггеров в точках б, в,
г, д. Для получения последовательности, сдвинутой относительно
первой на шесть тактов, два входа схемы И6 нужно подключить к
прямым выходам триггеров в точках б и г, а два — к инверсным
в точках вид.
Данный делитель-распределитель содержит меньше элементов,
нежели делитель-распределитель с ЛОС, но его коэффициенты де-
ления могут принимать значения, только равные двум в целой сте-
пени.
4.2. Тактовая синхронизация
Тактовая (частотная) синхронизация является наиболее важ-
ным типом синхронизации, суть которой заключается в согласован-
Генераторное оборудование
83
ности по частоте задающих генераторов всех цифровых устройств,
работающих на сети. Если во всех устройствах скорости переда-
чи с высокой точностью равны скоростям приема, то при передаче
информации не будет возникать потери информации из-за перио-
дических проскальзываний*. В настоящее время стремятся синхро-
низировать по тактовым частотам все узлы телекоммуникационной
сети. Это даёт определенные преимущества, но требует построения
сложной системы тактовой синхронизации сети (ТСС). Построение
ТСС необходимо при использовании на сети систем СЦИ; соответс-
твующие материалы изложены в разд. 6.5. Система ТСС с успехом
применяется и на сетях ПЦИ, но в простейшем случае тактовая синх-
ронизация систем ПЦИ заключается в синхронизации приёмного ГО
синхросигналом, поступающим от передающего ГО дальнего конца.
Обычно тактовый синхросигнал поступает на приёмное обору-
дование в составе линейного сигнала. Поэтому первой задачей так-
товой синхронизации является выделение синхросигнала из линей-
ного. Эта операция осуществляется выделителем тактового синх-
росигнала ВТС. Выделенный синусоидальный синхросигнал может
быть подан непосредственно на формирователь тактовой последова-
тельности (ФТИ на рис. 4.1) и далее использован для управления
генераторным оборудованием. Такой способ называется пассивным
выделением синхросигнала.
Синхросигналу, выделенному из линейного сигнала, свойствен-
ны фазовые флуктуации, снижающие качество передачи информа-
ции. Как уже отмечалось, они возникают при мультиплексировании
потоков, особенно асинхронном. К ним добавляются флуктуации
из-за помех в линии (помеха, складываясь с сигналом, может сме-
щать импульс), а также флуктуации, которые вносит ВТС. Фазовые
флуктуации накапливаются вдоль тракта и снижают качество пе-
редачи, поскольку вызывают шумы дискретизации (см. разд. 2.1).
Однако замечательно то, что отсутствие подавления фазовых флук-
туаций положительно сказывается на помехоустойчивости регене-
ратора (точка решения регенератора смещается во времени соот-
ветственно смещению тактовых точек принимаемых импульсов, см.
разд. 5.1). Поэтому пассивное выделение широко используется в
линейных регенераторах.
* Проскальзывание — возникновение ошибки при приеме очередно-
го символа из-за расхождения скоростей передатчика и приемника. Если
скорость приемника ниже — периодически происходит пропуск очеред-
ного символа, если выше — один и тот же символ считывается два раза
(см. также разд. 6.5).
84
Глава 4
Рис. 4.9. Функциональная схема ВТС
В оконечном оборудовании применяется активное выделение
синхросигнала, при котором пассивно выделенный сигнал (в гар-
монической или импульсной форме) подаётся в петлю фазовой ав-
топодстройки частоты (ФАПЧ) задающего генератора. Такой спо-
соб заметно сложнее пассивного, но позволяет существенно осла-
бить фазовые флуктуации синхросигнала. Таким образом, основны-
ми узлами ГО, относящимися к тактовой синхронизации, являются
выделитель тактового синхросигнала ВТС и задающий генератор с
петлёй ФАПЧ (генератор с внешней или принудительной синхрони-
зацией).
Следует заметить, что при использовании активного выделения
синхросигнала устройство ВТС может быть существенно упрощено.
От него остаётся лишь преобразователь линейного кода ПК (о назна-
чении которого см. далее), с выхода которого сигнал подаётся непос-
редственно на вход активного выделителя тактового синхросигнала.
Выделитель тактового синхросигнала. Обычно хронирую-
щий сигнал — спектральная составляющая линейного сигнала, со-
ответствующая тактовой частоте. Поэтому выделение этой состав-
ляющей и является задачей ВТС. Несмотря на то что за время су-
ществования цифровых МТС произошло существенное изменение
элементной базы, принципы построения ВТС изменились мало.
Функциональная схема ВТС обычно имеет вид, показанный на
рис. 4.9. ВТС состоит из преобразователя кода ПК, ограничителя
амплитуд снизу ОАН, полосового фильтра ПФ и ограничителя амп-
литуд сверху О АВ. Далее на рисунке показаны фазовый корректор
ФК, формирователь импульсной последовательности ФИ и линия
задержки ЛЗ. Назначение ПК — преобразовать линейный сигнал,
если в нем отсутствует составляющая тактовой частоты. Напри-
мер, код с чередованием полярности импульсов (код ЧПИ) должен
быть преобразован так, чтобы все импульсы имели одну и ту же
полярность. В двухуровневом коде с импульсами, затянутыми на
тактовый интервал, должна быть осуществлена замена данных им-
пульсов на биимпульсы.
На графике рис. 4.10,а показаны прямоугольные импульсы в
коде ЧПИ на передаче и их форма на приеме после корректирую-
щего усилителя. На графике рис. 4.10,5— форма этих импульсов на
Генераторное оборудование
85
Порог Порог
ограничения срабатывания
. ЖМ
-А______1А.
' ЛйНМг
t
е) ППППППП^
Рис. 4.10. Форма сигнала
в различных точках ВТС
Рис. 4.11. Огибающие спектров сигнала до
(Кек > 2) и после (Кск < 2) ОАН
выходе ПК. В общем случае ПК должен
преобразовывать линейный код в такой
код, спектр которого содержит составля-
ющую тактовой частоты.
Ограничитель амплитуд снизу, ку-
да далее поступает сигнал, предназначен
для увеличения скважности принимае-
мых импульсов. Это иллюстрируется
графиком рис. 4.10, в. Увеличение коэф-
фициента скважности принимаемых им-
пульсов приводит к увеличению в сигнале спектральной составля-
ющей тактовой частоты. На рис. 4.11 показаны огибающие ампли-
тудных спектров сигнала до и после ОАН. Очевидно, что на выходе
ОАН спектральная составляющая тактовой частоты имеет большую
величину и, следовательно, ее выделение более надежно.
Главным элементом ВТС является устройство с узкой полосой
пропускания, которое, собственно, и выделяет из спектра сигнала
составляющую тактовой частоты. Обычно это полосовой фильтр
ПФ; на графике рис. 4.10,а приведен сигнал на его выходе. Далее
сигнал поступает на ограничитель амплитуд сверху, стабилизирую-
щий амплитуду сигнала (рис. 4.10,д). Обычно ОАВ выполняется в
виде резонансного усилителя, работающего в режиме отсечки сигна-
ла сверху. Формирователь импульсов ФТИ формирует импульсную
последовательность (рис. 4.10,е), которая и используется для синх-
ронизации генераторного оборудования приемной станции.
Следует отметить, что ФТИ характеризуется конечным порогом
срабатывания Aw, из-за чего формируемые импульсы оказываются
смещенными во времени на случайные величины Ai, как показано
на рис. 4.10,д. Таким образом, как уже отмечалось, формируем-
ым импульсам присущи фазовые флуктуации. Эти фазовые, или,
иначе, временные отклонения пропорциональны величине Aw порога
срабатывания ФТИ и обратно пропорциональны скорости убывания
86
Глава 4
амплитуд переходного процесса, возникающего при появлении в сиг-
нале большого числа следующих друг за другом нулевых символов
(большого пакета нулей). Скорость убывания амплитуд можно ха-
рактеризовать периодом усреднения фильтра, т. е. числом периодов
отклика на единичный импульс, при котором амплитуда отклика
убывает на порядок (на 20 дБ). Период усреднения представляет со-
бой отношение средней частоты полосы пропускания ПФ (в данном
случае равной тактовой частоте) /т, к половине полосы пропускания
фильтра на уровне -20 дБ (Д/2о)> т. е. Ncp = /Т/Ду2о-
Например, в ИКМ-480 тактовая частота равна 34368 кГц, а по-
лоса пропускания ПФ ВТС на уровне —20 дБ составляет 17 кГц,
что соответствует Ncp « 4000. Такие большие пакеты нулей в сиг-
нале практически не встречаются, что гарантирует устойчивую ра-
боту ВТС. Фазовые флуктуации возникают также из-за случайных
составляющих непрерывного спектра, выделяемых вместе с синхро-
сигналом. Особенно сильно случайные составляющие влияют при
несимметричном выделении фильтром полос, примыкающих к син-
хросигналу (см. рис. 4.11), так как при этом усиливаются квадра-
турные искажения, увеличивающие фазовую модуляцию. Это сме-
щение практически всегда имеет место из-за изменения (в преде-
лах допуска) частоты задающего генератора оборудования передачи.
Поэтому полосу пропускания ПФ обычно выбирают относительно
широкой; так, в системе ИКМ-480 допустимая абсолютная нестаби-
льность тактовой частоты равна ±688 Гц, а полоса пропускания ПФ,
как уже говорилось, составляет 17 кГц. Поэтому изменение такто-
вой частоты в этом случае не приводит к заметному нарушению
симметрии боковых полос.
Для формируемой на выходе ВТС импульсной последователь-
ности должна быть предусмотрена возможность фазовой подстрой-
ки, т. е. ее сдвига в пределах тактового интервала. Это необходимо
для корректной работы временных селекторов приемного оборудо-
вания и для управления решающими устройствами регенераторов.
Подстройка обеспечивает срабатывание соответствующих устройств
в тактовых точках, т. е. в моменты предполагаемых максимумов
принимаемых импульсов. Такая подстройка может осуществляться
или посредством аналогового фазового корректора ФК, или посред-
ством переменной линии задержки ЛЗ (см. рис. 4.9). На рис. 4.12
приведена часто применяемая схема аналогового ФК и ее векторная
диаграмма. Из рисунка следует, что при изменении сопротивления
резистора R напряжение корректора меняется только по
фазе, при неизменной величине его модуля.
Генераторное оборудование
87
Рис. 4.12. Схема аналогового фа-
зового корректора (а) и его вектор-
ная диаграмма (б)
Задающие генераторы с внешней синхронизацией мож-
но подразделить на два типа: с генератором в петле ФАПЧ и ге-
нератором вне петли ФАПЧ. Первые из них широко применяются
в относительно простых системах и применялись в системах ПЦИ
прежних поколений. Эти генераторы относительно просты, но им
присущи недостатки, о которых будет сказано далее. В настоящее
время они вытесняются более сложными задающими генераторами
с генератором вне петли ФАПЧ.
На рис. 4.13 показана структурная схема с генератором в петле
ФАПЧ. Она содержит генератор, управляемый напряжением ГУН,
формирователь управляющего напряжения ФУН, роль которого вы-
полняет фильтр нижних частот ФНЧ, и фазовый детектор ФД, об-
разующие петлю ФАПЧ. Кроме того, в схему входит входное ком-
мутирующее устройство КУ, посредством которого можно выбирать
источники тактового синхросигнала (от ВТС, от внешнего высокос-
табильного генератора или от сети синхронизации).
Работа устройства происходит так. На ФД происходит срав-
нение фаз импульсной последовательности, генерируемой ГУН, и
последовательности от внешнего источника синхронизации, посту-
пающего через коммутирующее устройство КУ. Результат сравне-
ния представляет собой последовательность биполярных импульсов,
причём, если фазы сравниваемых последовательностей совпадают,
скважность положительных и отрицательных импульсов одинакова
и равна 2. В этом случае сигнал сравнения не содержит постоянной
составляющей. Если же фаза поступающего сигнала опережает фа-
зу сигнала от ГУН, скважность положительных импульсов снижа-
ется, а отрицательных соответственно возрастает. Следовательно,
Рис. 4.13. Структурная схема ЗГ с генератором в петле ФАПЧ
88
Глава 4
в сигнале сравнения появляется постоянная составляющая с поло-
жительным знаком. При противоположном изменении фаз в сигна-
ле сравнения возникнет отрицательная постоянная составляющая.
Сигнал сравнения передается на ФУН (ФНЧ), где постоянная сос-
тавляющая выделяется и перестраивает ГУН так, чтобы частота его
сигнала совпала с частотой внешнего сигнала синхронизации.
Фазовые флуктуации поступающего сигнала подавляются ФНЧ.
Однако полоса пропускания этого фильтра должна быть не менее
абсолютной величины допустимой нестабильности задающих гене-
раторов данной системы передачи. Например, для первичной систе-
мы полоса пропускания составит 2048-103-2-5-10—5 « 210 Гц. (Здесь
2048-103 Гц — тактовая частота, 5• 10 5 — допустимая относительная
нестабильность ЗГ, а 2 — коэффициент, учитывающий, что частоты
ЗГ на передаче и приёме в начальный момент могут расходиться
в противоположные стороны.) Таким образом, фазовые флуктуа-
ции, скорость изменения которых ниже 210 Гц принципиально не
будут подавлены. Учитывая, что в замкнутых системах нельзя, из
соображений устойчивости, применять фильтры с крутыми харак-
теристиками среза, фазовые флуктуации, скорость изменения кото-
рых несколько выше указанной частоты, будут подавляться лишь
частично. Это один из недостатков данного устройства.
Другим недостатком является то, что при потере синхросиг-
нала ГУН немедленно переходит в режим собственных колебаний.
Поскольку вероятность совпадения частот собственных колебаний
ЗГ передатчика и приёмника невелика, кратковременная (неопас-
ная) потеря синхросигнала (и его восстановление) сопровождается
скачком фазы, отрицательно влияющим на передачу дискретной ин-
формации.
Наконец, можно отметить ещё один недостаток. Дело в том, что
подстройка частоты в устройствах такого типа сопровождается оп-
ределённым изменением фазы выходного сигнала, что отрицатель-
но может сказываться на работе временных селекторов приёмного
оборудования.
В реальных устройствах помимо режима принудительной
(внешней) синхронизации обычно предусматриваются режимы внут-
ренней синхронизации (автономный) и внешнего запуска. Режим
внутренней синхронизации является обычным для ЗГ оборудования
передачи. В этом режиме петля ФАПЧ разомкнута и ГУН находит-
ся в состоянии свободных колебаний, частота которых определяется
параметрами подключаемого в этом режиме кварцевого резонатора
Генераторное оборудование
89
КР, т. е. равна тактовой частоте в пределах установленной нестаби-
льности.
В режиме внешнего запуска размыкается не только петля
ФАПЧ, но и петля обратной связи ГУН, содержащая кварцевый
резонатор. В этом режиме в ГУН собственные колебания отсутс-
твуют, его роль сводится к формированию тактовых импульсов из
внешнего сигнала. Этот режим используется в устройствах плези-
охронной цифровой иерархии, работающих в сети с цифровой ком-
мутацией. В режиме внешнего запуска коммутирующие устройства
и МТС всех станций сети управляются центральным высокостаби-
льным сетевым генератором.
ГУН обычно имеет несколько выходов для разных потребите-
лей — блоков данной системы или других станционных устройств.
В последнее время устройства,
содержащие генератор с регулиру-
емой частотой в петле ФАПЧ, вы-
тесняются более совершенными ус-
тройствами, в которых опорный ге-
нератор ОГ из петли ФАПЧ выне-
сен. Схема подобного устройства,
приведена на рис. 4.14. Наиболее
Рис. 4.14. Структурная схема ЗГ
с генератором вне петли ФАПЧ
характерным её узлом является цифровой делитель частоты ДЧ с
переменным коэффициентом деления &пер = коп ± тпЛк, где коп —
постоянный опорный коэффициент деления, А/с — шаг изменения
коэффициента деления, а m = 0, 1, 2,.... К входу ДЧ подключён
опорный генератор, генерирующий импульсную последовательность
с частотой /оп = konfT. Опорный генератор стабилизирован кварце-
вым резонатором. Если на ДЧ с выхода формирователя управляю-
щего сигнала ФУС не поступает сигнал управления, его коэффици-
ент деления равен коп и на выходе имеет место последовательность
с частотой /т. Выходной сигнал поступает на один вход цифрового
фазового детектора ФД, а на другой вход подаётся синхросигнал.
При относительном сдвиге фаз сравниваемых импульсных последо-
вательностей на выходе ФД генерируются положительные или от-
рицательные (в зависимости от знака фазового сдвига) импульсы,
которые поступают на реверсивный счётчик PC. Результат счёта
через ФУС передаётся на ДЧ. Коэффициент деления ДЧ изменяет-
ся, подстраивая частоту следования выходных импульсов под час-
тоту синхросигнала. Заметим, что если выполняются соотношения
коп > 1 и Afc< 1, то изменение частоты выходного сигнала проис-
ходит практически плавно.
90
Глава 4
Реверсивный счётчик является интегрирующим элементом —
играет роль цифрового фильтра нижних частот. Полоса пропус-
кания такого фильтра зависит от ёмкости счётчика и может быть
очень узкой, т. е. обеспечивать подавление относительно низкочас-
тотных фазовых флуктуаций по сравнению со схемой, где генератор
находится в петле ФАПЧ. Однако при сужении полосы пропускания
ФАПЧ уменьшается и полоса захвата системы, что требует или уве-
личения стабильности частоты поступающего синхросигнала, или
существенного усложнения схемы ФАПЧ.
Основным преимуществом схемы с генератором вне петли
ФАПЧ является возможность работы в так называемом режиме
удержания синхронизма (holdover mode). Этот режим наступа-
ет при аварийном отключении синхросигнала и заключается в том,
что устройство не переходит в режим свободных колебаний, а про-
должает генерировать последовательность с той частотой, какая бы-
ла перед возникновением аварии. Действительно, если при потере
синхросигнала заблокировать ФД или РС, что достаточно просто
выполнить, то коэффициент деления ДЧ будет фиксирован, и изме-
нение частоты выходного сигнала будет определяться только неста-
бильностью частоты опорного генератора ОГ.
Наконец, в этой схеме отсутствует изменение фазы выходного
сигнала при подстройке под частоту синхросигнала.
В заключение отметим, что реализация устройств с генератором
вне петли ФАПЧ, обладающих необходимыми эксплуатационными
характеристиками, стала возможной после того, как были разрабо-
таны цифровые делители частоты с коэффициентами деления, из-
меняемыми малыми шагами.
4.3. Цикловая синхронизация
Цикловая синхронизация или выравнивание кадров предпола-
гает выявление циклового синхросигнала (метки кадра) с тем, что-
бы обеспечить корректную работу временного селектора на приеме,
обеспечивающего доступ к компонентам цикла (см. разд. 3.2, 3.4).
Цикловой синхросигнал ЦСС представляет собой кодовое слово
определенной структуры, занимающее жестко установленное мес-
то в цикле. Постоянство структуры и периодичность повторения
являются признаками, по которым возможно обнаружение ЦСС, а
следовательно, и определение порядка расположения в данном по-
токе его компонентных составляющих: информационных символов
и символов, несущих другую информацию.
Системы цикловой синхронизации должны удовлетворять сле-
дующим основным требованиям:
Генераторное оборудование
91
। _______Период передачи ЦСС
L Зона перекрытия *
~~ 1111111 |AJ4-W.-| IТТТГТ~~ГТТТТТТТ~~~~~Г
нет ''" Зона случайного"
1111 П.Ш-Щ 11111Д
« , i —>1
Зона перекрытия 1
нет
нет L
сигнала
Проверка на истинность
_________Да k
Скользящий поиск
[ШЛИ синхросигнал
Рис. 4.15. Поиск синхросигнала
• среднее время удержания синхронизма между двумя его сбоями
должно быть возможно большим;
• среднее время восстановления синхронизма при его нарушении
должно быть минимальным, поскольку при этом теряется пе-
редаваемая информация и в конечном счете может произойти
разъединение абонентов;
• количество разрядов в синхросигнале и частость его повторения
должны быть минимально возможными, так как необходимос-
ть передачи синхросигнала приводит к снижению пропускной
способности системы передачи.
Сбой циклового синхронизма вызывается потерей синхросигна-
ла приемником. Чаще всего это происходит из-за воздействия помех.
Ниже будут рассмотрены меры, повышающие надежность приема
синхросигнала.
Рассмотрим принцип действия системы циклового синхрониз-
ма. В большинстве современных ЦТС приемники циклового синх-
ронизма построены по принципу скользящего поиска, который по-
ясняется рис. 4.15. Принцип этот заключается в том, что внача-
ле производится проверка совпадения первых поступивших на вход
приемника b символов потока (6 — число символов в цикловом синх-
росигнале) с комбинацией, присущей данному синхросигналу. Если
эти символы не образуют комбинацию синхросигнала, производится
смещение анализатора на один символ («соскальзывание» на один
символ) и осуществляется анализ новой комбинации. Данная опе-
рация повторяется до тех пор, пока не будет найдена комбинация,
совпадающая по своей структуре с синхросигналом. Эта комбина-
ция может быть как истинным синхросигналом, так и ложным (слу-
чайно образованным символами других сигналов), поэтому после
первого этапа — поиска синхрогруппы — осуществляется второй —
проверка синхрогруппы на соответствие истинному синхросигналу
(проверка синхрогруппы на истинность). Суть проверки на истин-
ность заключается в проверке появления синхросигнала точно через
92
Глава 4
Линейный сигнал
Контроль фазы
К узлам
приёмного
оборудования
Рис. 4.16. Структурная схема приемника циклового синхросигнала
интервал посылки синхросигнала, принятый в данной МТС. Сущес-
твует, конечно, некоторая вероятность, что ложные синхросигналы
также могут располагаться в потоке с такими же промежутками,
как и истинные, однако, повторяя указанную проверку несколько
раз подряд, можно снизить вероятность появления ложного синхро-
сигнала до сколь угодно малой величины.
Попутно заметим, что в зоне скользящего поиска различают зо-
ну перекрытия — в которой анализатор захватывает хотя бы один
символ истинной синхрогруппы, и зону случайного сигнала — со-
держащую все позиции, на которых формирование кодовых слов
длиной b осуществляется без присоединения символов синхросиг-
нала.
Структура и принцип действия приемника циклового
синхросигнала. На рис. 4.16 представлена схема приемника цик-
лового синхросигнала (ЦСС), который работает по принципу ско-
льзящего поиска. Приёмник ЦСС состоит из трёх основных узлов:
опознавателя, анализатора и решающего устройства. Опозна-
ватель выделяет из цифрового потока комбинации символов, совпа-
дающие с цикловым синхросигналом. Анализатор определяет про-
падание синхросигнала, а также возможность того, что выделенная
комбинация является синхросигналом. Решающее устройство уп-
равляет генераторным оборудованием в соответствии с информаци-
ей, поступающей от анализатора. Рассмотрим подробно различные
состояния приёмника ЦСС.
Генераторное оборудование
93
Синхронизм. В данный момент времени приходит истинная
синхрогруппа. На выходе опознавателя (точка а) формируется 1.
В этот же момент времени приемное генераторное оборудование
ГОпр также генерирует синхрогруппу, что отмечается появлением
1 в точке Ь. На выходах анализатора формируется 0 в точке с и 1 в
точке d. Поскольку такое состояние удерживается в течение неско-
льких посылок синхросигнала, накопитель по входу в синхронизм
(с коэффициентом накопления г2) заполнен, а накопитель по выхо-
ду из синхронизма (с коэффициентом накопления п) — разряжен.
В точках ей/ устанавливаются 0.
В цифровом потоке имеются ложные синхрогруппы. При попа-
дании их на вход опознавателя в точке а формируется 1, но в точке
b при этом 0, следовательно, 0 и в точках с и d. Система остается
в прежнем состоянии.
Кратковременный сбой. Кратковременный сбой характеризу-
ется искажением принимаемого синхросигнала (ошибками в симво-
лах синхрогруппы). В этом случае опознаватель не обнаруживает
синхросигнала и в точке а формирует 0 в момент прохождения син-
хросигнала. В точке с на выходе анализатора появляется 1 и нако-
питель по выходу из синхронизма начинает заполняться. В точке d
формируется 0, поэтому с накопителя по входу в синхронизм сиг-
нал «сброс» не поступает. При кратковременном сбое число иска-
женных подряд синхросигналов невелико и не превышает емкости
накопителя . Пришедший очередной неискаженный синхросигнал
формирует 1 в точке d, накопитель по входу в синхронизм перепол-
няется и сигнал с его выхода разряжает накопитель по выходу из
синхронизма. Состояние синхронизма сохраняется.
Длительный сбой. При длительном сбое синхросигнал не
опознается более, чем раз. Накопитель по выходу из синхрониз-
ма переполняется, на его выходе (точка е) формируется 1, которая
поступает на один из входов схемы И1 и в цепи аварийной сигна-
лизации и блокировки согласующих устройств. Блокировка согла-
сующих устройств необходима для предотвращения поступления на
АТС ложных сигналов. С этого момента начинается новый процесс
скользящего поиска: цифровой поток поступает в регистр сдвига
опознавателя и дешифратор бит за битом производит его анализ.
При обнаружении в потоке комбинации символов, совпадающей с
синхросигналом, на выходе анализатора (точка а) формируется 1,
которая поступает на второй вход схемы И1. На выходе И1 (точка /)
также формируется 1, которая поступает на ГОпр и устанавливает в
нем начало четного цикла (момент формирования синхросигнала).
94
Глава 4
Одновременно эта 1 разряжает последнюю ячейку накопителя по
выходу из синхронизма (в точках ей f формируются 0) и полностью
разряжает накопитель по входу в синхронизм. Начинается процесс
проверки данной синхрогруппы на истинность. Если опознанная
синхрогруппа была ложной, то через период следования синхросиг-
нала синхросигнал не появится, в точке а сформируется 0, в точке
b — 1, в точке с — 1, и накопитель по выходу вновь заполняется.
Продолжается процесс скользящего поиска.
Вхождение в синхронизм. Если опознанная синхрогруппа
была истинной, то через период следования синхросигнала в точ-
ках а и b сформируются 1 и накопитель по входу в синхронизм нач-
нет заполняться. Через г% повторений этого процесса (г2 — число
ячеек в накопителе по входу в синхронизм) накопитель по входу
заполняется полностью, происходит полный разряд накопителя по
выходу из синхронизма и система оказывается в состоянии синхро-
низма. При этом снимаются сигналы в цепях блокировки устройств
и аварийной сигнализации.
Если циклы передачи данной ЦТС объединены в сверхциклы,
то после установки циклового синхронизма начинается процесс уста-
новки сверхциклового синхронизма. Поскольку начало цикла уста-
новлено, приемник сверхциклового синхросигнала не осуществляет
скользящего поиска, а проверяет поочередно во всех циклах пози-
ции сверхциклового синхросигнала (например, наличие символов 0
на позициях Р1-Р4 КИ16 первичной системы передачи ИКМ-30, см.
рис. 3.10). При обнаружении сверхциклового синхросигнала син-
хронизм системы считается установленным; снимается аварийная
сигнализация и блокировка согласующих устройств, работа котор-
ых связана со структурой сверхцикла.
Расчет параметров системы цикловой синхронизации.
Произведем расчет основных параметров системы цикловой синх-
ронизации: среднего времени удержания синхронизма Туд и сред-
него времени восстановления синхронизма Твс. В основу расчета
положим известное из математической статистики выражение для
определения среднего времени Т между пакетами из п событий, если
вероятность события р, а период повторения опыта Т:
t = —I — - 1 ) т.
1 — р \рп J
(4-8)
При определении Туд в этой формуле вероятностью события бу-
дет вероятность приема искаженной синхрогруппы рис, числом со-
бытий в пакете — число ячеек накопителя по выходу из синхрониз-
Генераторное оборудование
95
Таблица 4.1
Г1 Рош
10“3 10“4 10“в 10“6 10“7
1 36 мс 360 мс 3,6 с 36 с ~6 минут
2 5,2 с 8,5 минут 14 часов 59 суток 16,2 года
3 12,3 минут 8,5 суток 23 года
4 29,5 часов 33,1 года
5 176 суток
6 69 лет
Таблица 4.2
b 1 2 3 4 5 6
Гуд ~8 лет 180 суток 36 суток 11,4 суток 4,7 суток 54 час
ма и, а периодом повторения опыта — период посылки синхросиг-
нала. Вероятность приема искаженной синхрогруппы будет равна
рис = 1 — (1 — Рош)д} где рош — вероятность появления ошибки в
тракте, а b — число символов в синхрогруппе.
В табл. 4.1 приведены результаты расчета зависимости среднего
времени удержания синхронизма Туд от вероятности ошибок в трак-
те рош и числа ячеек накопителя по выходу из синхронизма При
расчёте полагалось, что период посылки циклового синхросигнала
Т = 250 мкс, а число символов в синхрогруппе b = 7, как принято
в системе передачи ИКМ-30. Результаты, приведённые в табл. 4.2,
позволяют оценить влияние на Туд числа символов синхрогруппы
Ь. Расчёты для данного случая проводились при Т = 250 мкс, п =
= 4, что характерно для системы передачи ИКМ-30, и для аварийно
высокой вероятности ошибок рош = 10-3.
Таким образом, как и ожидалось, среднее время удержания быс-
тро снижается с ростом коэффициента ошибок в тракте передачи.
Увеличением числа ячеек накопителя по выходу из синхронизма это
снижение вполне можно компенсировать. Заметим, что увеличение
числа символов синхросигнала довольно быстро снижает Туд (это
наблюдение понадобится при анализе среднего времени вхождения
в синхронизм).
Определим среднее время восстановления синхронизма Твс. Оно
определяется следующими процессами. Во-первых, в течение Тг±
происходит заполнение накопителя по выходу из синхронизма (ис-
каженная синхрогруппа приходит более чем т\ раз), что является за-
щитой от потери синхронизма при случайном искажении синхросиг-
нала. Во-вторых, осуществляется скользящий поиск синхрогруппы
и проверка ее на истинность в течение Тпцс. В третьих, во избежание
ложного входа в синхронизм, проверка на истинность повторяется
96
Глава 4
Таблица 4.3
Г1 Ъ
1 2 3 5 7
1 0,5 0,333 0,286 0,258 0,252
2 1,5 0,778 0,612 0,525 0,505
3 3,5 1,37 0,985 0,799 0,762
4 7,5 2,16 1,41 1,08 1,02
г2 раз — происходит заполнение накопителя по входу в синхронизм
ТГ2- И, наконец, осуществляется вхождение в сверхцикловой син-
хронизм (если существует структура сверхциклов). Среднее время
этого процесса равно среднему времени поиска сверхциклового син-
хросигнала Тсцс. Таким образом,
Твс = Тг1 + Тпцс + Тг2 + Тсцс. (4-9)
Рассчитаем эти составляющие.
Воспользовавшись формулой (4.8), определим Tri, положив раз-
мер пакета событий равной емкости накопителя п, вероятность со-
бытия равной вероятности появления 1 на входе накопителя по вы-
ходу из синхронизма (точка с рис. 4.16) и считая, что появление 1
и 0 в потоке равновероятно: р(1) = 1 — (1/2)6, а период повторе-
ния синхросигнала равен 250 мкс. Результаты расчета приведены в
табл. 4.3. В таблице выделены величины b и rlt принятые в системе
передачи ИКМ-30.
Среднее время заполнения накопителя по выходу из синхрониз-
ма растет пропорционально увеличению числа ячеек в нем. С рос-
том числа символов в синхрогруппе Тг1 убывает, но относительно
медленно (снижение Туд происходит гораздо быстрее).
Воспользовавшись формулой (4.8), несложно показать, что при
р = (1 — рош)ь ~ 1 время ТГ2 « г2Т (в системе ИКМ-30 r2 = 1).
Среднее время восстановления сверхциклового синхронизма
Тсцс равно полусумме наименьшего и наибольшего времен поиска
сверхциклового синхросигнала. Для системы передачи ИКМ-30, на-
пример, наименьшее время соответствует случаю, когда сверхцик-
ловой сигнал находится в данном (нулевом) цикле. Поскольку он
расположен в середине цикла, а длительность цикла равна 125 мкс,
наименьшее время будет 125/2 = 62,5 мкс. Наибольшее время бу-
дет, если сверхцикловой сигнал находится в последнем (15-м) цикле,
и составит (15 + 0,5) 125 10-6 « 1937,5 мкс. Таким образом, для
ИКМ-30 Тсцс = (62,5 + 1937,5) 10"6/2 = 10"3 с = 1 мс.
Расчет среднего времени поиска циклового синхронизма Тпцс
оказывается довольно сложным, поскольку при этом приходится
Генераторное оборудование
97
учитывать также структуру синхрогруппы. Дело в том, что кодо-
вые слова различной структуры по-разному группируются в циф-
ровом потоке. Так, комбинации вида 111... 1 или ООО... О, наклады-
ваясь друг на друга, образуют пакеты максимальной длительности.
Действительно, если использовать в качестве синхросигнала кодо-
вое слово 111... 1, то вероятность появления второго такого же вслед
за первым при сдвиге на один тактовый интервал равна 0,5 (если ве-
роятности появления 1 и 0 одинаковы). Кодовые слова вида 011... 1
или 100... 0 длиною b символов образуют пакеты наименьшей дли-
тельности, так как второе такое же слово может появиться не ранее,
чем через b символов с вероятностью (1/2)д. Кодовые слова вида
111... 1 и длиною b символов называют словами с b критическими
точками, а слова, которые не могут перекрываться — с одной кри-
тической точкой.
Среднее количество b-разрядных кодовых слов различной струк-
туры в случайном цифровом сигнале одинаково, поэтому в процессе
поиска синхросигнала слова с b критическими точками будут встре-
чаться реже других из-за тенденции образовывать пакеты. Следо-
вательно, поиск таких синхросигналов в зоне случайного сигнала*
будет происходить довольно быстро, так как вероятность появления
ложного сигнала такого вида невелика. Однако в зоне перекрытия,
когда проверяемая группа содержит часть символов синхросигнала,
скорость поиска резко уменьшается. Пусть синхросигнал имеет вид
1111, а испытываемая группа содержит три символа синхросигнала
и один символ, принадлежащий случайному сигналу (рис. 4.17,а).
С вероятностью 0,5 этот символ соответствует 1. С этой же вероят-
ностью будет опознан ложный синхросигнал и начнется проверка его
на истинность, которая требует времени, равного периоду посылки
синхросигнала. Если же синхросигнал имеет вид 0111 (рис. 4.17,6),
то вне зависимости от того, каким будет символ, принадлежащий
случайному сигналу, формирования ложного синхросигнала не про-
изойдет. Однако поиск комбинаций такого вида в зоне случайного
сигнала относительно замедлен, поскольку они появляются относи-
тельно часто при случайном сочетании символов цифрового потока.
Суммарное время поиска синхросигнала складывается из времени
поиска в зоне случайного сигнала и времени поиска в области пе-
рекрытия. Следовательно, для минимизации среднего времени по-
иска циклового синхросигнала Тпцс надо оптимизировать структуру
* Зона случайного сигнала содержит все позиции, на которых форми-
рование кодовых слов длиной b осуществляется без присоединения сим-
волов синхросигнала.
98
Глава 4
Зона перекрытия
Рис. 4.17. Поиск синхросигнала в зоне
перекрытия: a — синхросигнал с четы-
рьмя критическими точками; б — син-
хросигнал с одной критической точкой
его кодового слова. Для этого можно воспользоваться формулами
для определения полного среднего времени поиска синхрогруппы с
одной и b критическими точками, полученными на основе анализа
вероятности появления этих групп в зоне случайного сигнала и в
зоне перекрытия. Для синхрогруппы с одной критической точкой
это время
Tf
пцс
a — b— 1 a + b— 1\ _
---------I--------- I Т.
2b — 1 a + b J
(4.10)
здесь а — число символов в потоке между соседними синхросигна-
лами, b — число символов в синхрогруппе, а Т — период повторения
синхросигнала. Для синхрогруппы с b критическими точками сред-
нее время поиска
В формуле (4.11) приняты те же обозначения, что и в (4.10).
На рис. 4.18 приведены графики, полученные с помощью фор-
мул (4.11) и (4.12). Время поиска синхронизма на графике выражено
в количестве периодов передачи синхросигнала Тпцс/Т.
Для первичной ЦСП, где длительность цикла 125 мкс, синх-
росигнал передается через цикл (Т= 250 мкс), а цикловой синхро-
сигнал состоит из 7 символов (5 = 7), число а = 256-2 — 7 = 505,
поскольку число символов в цикле равно 256. Из рис. 4.18 видно,
что в этом случае относительное время поиска для структуры с од-
ной критической точкой составит около 5 (точное значение 4,93), а
для структуры с b критическими точками — около 6,1 (точное зна-
чение 6,14). Поэтому в первичной ЦСП выбран синхросигнал вида
0011011, т. е. со структурой с одной критической точкой, а абсолют-
ное среднее время поиска составляет Тпцс « 5 • 250 • 10-6 с = 1,25 мс.
Подставляя результаты расчетов для ИКМ-30 в формулу (4.9),
Генераторное оборудование
99
Рис. 4.18. Среднее время поиска циклового синхросигнала
получаем
Твс = (1,02 + 1,25 + 0,25 + 1) • 10-3 с « 3,5 мс.
Следует обратить внимание и на то, что увеличение частости
посылки синхросигнала (уменьшение параметра а) приводит к про-
порциональному снижению среднего времени поиска синхросигнала,
а увеличение числа символов синхросигнала снижает среднее время
поиска экспоненциально.
При потере синхронизма плезиохронной цифровой системой,
находящейся на более высокой иерархической ступени, может про-
изойти потеря синхронизма и во всех подчиненных системах. Та-
ким образом, время вхождения в синхронизм низшей (первичной)
системы увеличится на время последовательного вхождения в син-
хронизм всех систем высшего порядка, а так как при этом связь
будет прервана, потери информации могут оказаться значительны-
ми. Заметим, что время удержания синхронизма для систем низших
ступеней будет снижаться за счет конечного времени удержания син-
хронизма в системах высших ступеней. Эти зависимости являются
одним из неустранимых недостатков плезиохронной цифровой ие-
рархии.
Улучшение параметров систем цикловой синхронизации.
Прерывание телефонной связи на несколько миллисекунд из-за про-
цесса вхождения в синхронизм вполне допустимо, но при передаче
дискретной информации потери могут оказаться невосполнимыми.
Это заставляет применять способы уменьшения времени вхождения
в синхронизм, которых существует несколько.
100
Глава 4
1. Отказ от сверхциклового синхронизма (уменьшает время вос-
становления на Тсцс). Это возможно при использовании для пере-
дачи сигналов управления и взаимодействия технологии О КС №7
(отдельного канала синхронизации), широко внедряемой на сети в
настоящее время.
2. Независимая параллельная работа блока поиска и блока на-
копления по выходу из синхронизма. При этом способе время вос-
становления синхронизма может быть уменьшено на
_ Г Гг1 При Tri < Гпцс,
I ^пцс “Ь ТГ2 при Тг\ > ТПцс
Такие приемники синхросигнала являются адаптивными к пов-
ышению вероятности искажения символов в линейном тракте. При
длительном поиске синхросигнала, соответствующем режиму рабо-
ты с высокой вероятностью искажения символов, генераторное обо-
рудование не приводится к началу цикла, пока не будет найден ис-
тинный синхросигнал. Это эквивалентно увеличению емкости на-
копителя по выходу из синхронизма (и). Однако при непродолжи-
тельном поиске синхросигнала, что характерно для случая с низкой
вероятностью искажения символов, емкость накопителя по выходу
из синхронизма не уменьшается, что эквивалентно увеличению ем-
кости по входу в синхронизм (г2). А это приводит к неоправданному
увеличению времени восстановления синхронизма.
Сказанное иллюстрируется на рис. 4.19. График а соответст-
вует работе неадаптивного приёмника ЦСС (числовые значения на
рисунке соответствуют параметрам системы циклового синхрониз-
ма аппаратуры ИКМ-30). При параллельном поиске синхросигна-
ла время вхождения в синхронизм уменьшается на время запол-
нения накопителя по входу в синхронизм (графики б). Поскольку
Тг1 < Тпцс+7^2, ёмкость накопителя по выходу из синхронизма мож-
но было бы увеличить с 4 до 6 ячеек, что привело бы к увеличению
времени удержания синхронизма с 1 суток до 69 лет.
Если тракт характеризуется малым рош, можно было бы увели-
чить число символов в синхрогруппе с 7 до 9. Это заметно снизило
бы время поиска синхросигнала (см. графики в), что позволило бы
уменьшить число ячеек п и тем самым уменьшить время вхождения
в синхронизм до величины Тпцс + ТГ2.
Применение приемников синхросигналов, адаптивных как к по-
вышению, так и к понижению вероятности искажения символов в
линейном тракте (полностью адаптивных приемников). Время вос-
становления синхронизма в полностью адаптивных приемниках по
Генераторное оборудование
101
сравнению с адаптивными сокращается за счет того, что в режи-
ме работы с низкой вероятностью искажения символов уменьшается
емкость накопителя по выходу из синхронизма, а в случае высокой
вероятности искажения символов уменьшается емкость накопителя
по входу в синхронизм.
Однако в настоящее время в связи с использованием в качест-
ве направляющих систем оптических волокон вероятность ошибок
в тракте существенно снижена по сравнению с трактами на кабе-
лях с металлическими парами. Это позволяет использовать при-
ёмники ЦСС с параллельным поиском синхросигнала. Полностью
адаптивные приемники синхросигнала имеют сейчас ограниченное
применение.
В ЦТС плезиохронной иерархии потеря цикловой синхрониза-
ции оказывает влияние на все компонентные системы более низкого
порядка. Это влияние определяется многими факторами и подроб-
но излагается в специальной литературе. Здесь мы остановимся на
наиболее важной зависимости. Заметим вначале, что длительное
отсутствие циклового синхронизма в системе высокого порядка со-
ответствует отсутствию синхронизма во всех компонентных систе-
мах, т. е. прекращению связи по организуемым ими каналам. Это
состояние наступает в случае, если сбой синхронизма в системе выс-
шего порядка длится дольше, чем время накопления по выходу из
синхронизма в системах низшего порядка, т. е. имеет место «разм-
ножение» сбоев цикловой синхронизации. Если же сбой в системе
высшего порядка длится меньше времени накопления по выходу из
102
Глава 4
синхронизма в системе низшего порядка, то размножения сбоев не
происходит. Таким образом, для защиты от размножения сбоев не-
обходимо, чтобы вероятность превышения времени накопления по
выходу из синхронизма системы низшей ступени иерархии време-
нем восстановления синхронизма в системе высшей ступени стреми-
лась к нулю. Иными словами, «инерционность» системы цикловой
синхронизации должна быть такой, что за время процесса восста-
новления синхронизма в МТС высокого порядка в системе низкого
порядка не начинался бы процесс поиска синхронизма. Наиболее
очевидный способ выполнения этого условия — уменьшение време-
ни поиска синхросигнала в системе высшей ступени. Обратившись
к зависимостям, представленным на рис. 4.18, замечаем, что это-
го можно добиться уменьшением периода передачи синхросигнала
(снижением параметра а) и увеличением числа символов в синхрог-
руппе (увеличением параметра 6). Структура синхрогруппы долж-
на иметь одну критическую точку. Например, для первичной ЦТС,
у которой период повторения синхросигнала 250 мкс, число симво-
лов в синхрогруппе (с одной критической точкой) 7, а число сим-
волов между соседними синхросигналами равно 505, было найдено,
что относительное среднее время поиска синхросигнала составля-
ет 4,93 мс, а абсолютное — 1,23 мс. У вторичной ЦТС ИКМ-120
период повторения синхросигнала 125 мкс, число символов в син-
хрогруппе с одной критической точкой 8 и число символов между
соседними синхросигналами 1048. Воспользовавшись соотношением
(4.10) несложно подсчитать, что относительное среднее время поис-
ка синхросигнала будет равно 5,08 мс и абсолютное — 0,635 мс. Оче-
видно, что абсолютное среднее время поиска во вторичной системе
удается снизить за счет некоторого снижения пропускной способнос-
ти тракта (число символов в синхрогруппе в этом случае больше и
синхрогруппа передается чаще). Ранее в том же разделе было подс-
читано также, что среднее время заполнения накопителя по выходу
из синхронизма в ЦТС ИКМ-30 составляет 1,02 мс (табл. 4.3). Таким
образом, в данном случае выполняется условие, что с большой ве-
роятностью при сбое синхронизма в ЦТС ИКМ-120 в компонентных
ЦТС ИКМ-30 процесс поиска синхронизма не начнется (не произой-
дет размножения сбоев). Следует заметить, что уменьшение пери-
ода повторения синхросигнала снижает среднее время поиска син-
хронизма прямо пропорционально, а увеличение числа символов в
синхросигнале — экспоненциально, т. е. последнее более эффектив-
но. Следует заметить также, что снижение времени восстановления
синхронизма приводит к снижению времени удержания синхрониз-
Генераторное оборудование
103
ма. В данном случае среднее время удержания синхронизма при
коэффициенте ошибок, равном 10-3 (аварийное состояние тракта),
для системы ИКМ-30 составляет 29,5 часов, а для ИКМ-120 — 8,7
часа, т. е. является вполне приемлемым.
5 Передача цифровых сигналов
5.1. Регенерация цифровых сигналов
Наиболее важной особенностью цифрового способа передачи
сигналов является возможность восстановления (регенерации) пере-
данной импульсной последовательности после прохождения ее через
среду передачи, вносящую искажения и помехи. Импульсная пос-
ледовательность восстанавливается с помощью регенераторов, раз-
мещаемых вдоль линии через некоторые интервалы. Регенераторы
выполняют три основные функции: компенсацию потерь мощности
сигнала в линии, корректирование формы принимаемых импульсов
и хронирование (восстановление временных интервалов)*.
Это функциональное деление отражено на рис. 5.1, где предс-
тавлена структурная схема одного регенерационного участка РУ. На
рис. 5.2 даны графики, условно показывающие вид сигнала в раз-
личных точках РУ, причем их буквенные обозначения совпадают с
обозначениями точек на рис. 5.1.
В данном случае предполагается, что импульсная последовате-
льность на выходе предыдущего регенератора (точка а на рис. 5.1
и график на рис. 5.2,а) состоит из серии положительных и отрица-
тельных импульсов и пробелов. Импульсы, появляющиеся на входе
данного регенератора (точка б), искажены как из-за передачи по
кабелю, так и в результате воздействия помех.
С помощью корректирующего усилителя исправляется форма
импульсов и увеличивается их амплитуда до величины, обеспечи-
вающей возможность принятия решения о наличии или отсутствии
* В международной терминологии принято обозначать соответствен-
но регенерацию с использованием первой функции — 1R, первых двух
функций — 2R и выполнение всех трех функций — 3R. В дальнейшем
под понятием регенерации будем подразумевать выполнение всех трех
функций.
Передача цифровых сигналов
105
й) и
► РУ 1 д ] б)
тг 1 1 \ 1 / 1 1
. втч
106
Глава 5
Рис. 5.3. Определение допустимой помехозащищенности регенератора
питающих напряжений импульсы разной полярности могут иметь
разную амплитуду, что увеличивает вероятность появления ошибки
в следующем регенераторе.
Помехоустойчивость регенератора. Для правильного оп-
ределения символа на входе регенератора требуется некоторое ми-
нимальное отношение сигнал/помеха. Рассмотрим вначале случай,
когда принимаемая импульсная последовательность представляет
собой чередование положительных импульсов с амплитудами uq и
длительностью в тактовый интервал и нулевых тактовых интерва-
лов. Будем считать, что вероятность появления импульсов и нулев-
ых интервалов одинакова. Оптимальное расположение порога при-
нятия решения равно среднему значению сигнала (рис. 5.3). В дан-
ном случае порог решения должен быть установлен равным поло-
вине высоты импульса vinp = 7icpc = и$/2. Если в момент решения
амплитуда сигнала с учетом помехи больше tto/2, то будет принято
решение о приеме импульса, если же амплитуда сигнала с учетом
помехи будет меньше tto/2, то будет восстановлен нулевой интер-
вал. Для расчета вероятности ошибки предположим, что помеха,
добавляющаяся к сигналу, имеет гауссову плотность распределения
мгновенных значений W(un), как показано на рис. 5.3 справа.
Если мгновенные значения помехи имеют гауссово распределе-
ние плотности вероятности
W(x) = е-ж2/2/г/27г, (5.1)
где х = ^п/^пэфф» то вероятность ошибки
е~х2/2 dx(0,5 + 0,5) = 1 ~ Ф^доп^, (5.2)
Я ДОП
Передача цифровых сигналов
107
Таблица 5.1
Рош 0,0001 10“5 10-е 10“7 10-е 10-®
^4пз> дБ 11,40873 12,59847 13,54059 14,31955 14,98308 15,56069
Рош Ю-io ю-11 ю-12 10“13 1Q-14 1O-!S
-4пз> дБ 16,07192 16,53035 16,94577 17,32548 17,67454 18,09091
причем здесь
о г^доп э
Ф(х) = —= / е~х /2 dx (5.3)
v 2тг Jo
— интеграл вероятности, а сумма 0,5 + 0,5 — вероятность появления
как импульсов, так и нулевых интервалов.
Функция интеграла вероятности табулирована и приведена
практически в любом пособии по теории вероятностей и матема-
тической статистике, поэтому несложно решить обратную задачу:
по заданной допустимой вероятности ошибки найти требуемую по-
мехозащищенность в точке решения регенератора. Действительно,
если Рошдоп задано, то Ф(ждоп) = 1 - 2рошдоп, откуда по таблицам
находится значение ждоп. Поскольку, как видно из рис. 5.3,
Ждоп = (5.4)
эфф эфф
то соответствующая этому значению вероятности ошибки требуемая
помехозащищенность регенератора должна быть равна
^пзтреб = 201g = 201grrflon. (5-5)
эфф
Зависимость вероятности ошибок (или коэффициента ошибок
по битам)* от помехозащищенности регенератора при двухуровне-
вом сигнале приведены в табл. 5.1.
Быстрое снижение рош с ростом помехозащищенности позволяет
считать, что при помехозащищенности более 17,7 дБ ошибки прак-
тически отсутствуют. Однако в реальных условиях надо иметь в
виду следующее. Во-первых, распределение мгновенных значений
помехи может отличаться от распределения Гаусса. Во-вторых, в
работе регенератора могут иметь место различные погрешности, о
которых будет сказано далее. С учетом сказанного, требуемая по-
* Коэффициент ошибок по битам равен отношению ошибочно при-
нятых символов к общему числу символов, переданных за период измере-
ния. Вероятность ошибки соответствует коэффициенту ошибок при вре-
мени измерений, стремящемуся к бесконечности.
108
Глава 5
Таблица 5.2
Диапазон рассчитываемых значений рОш N М Погрешность расчета, дБ
От 10“8 до IO”15 4,63 11,42 ±0,04
От 2 • 10“6 до 10“1в 4,75 11,3 ±0,02
мехозащищенность регенератора должна быть взята с некоторым
запасом ААрег- Обычно запас принимается равным 10... 15 дБ.
Для трехуровневого сигнала (+1; 0; —1) порог решения следует
установить отдельно для положительных и отрицательных импу-
льсов с абсолютным значением (гл0/2)/2, т. е. повысить требуемую
помехозащищенность на 6 дБ. В общем случае при числе тпу раз-
решенных уровней сигнала требуемая помехозащищённость должна
быть повышена на 20^(77^ — 1) дБ.
Для расчета зависимости требуемой помехозащищенности реге-
нератора от коэффициента ошибок удобно пользоваться эмпиричес-
кой формулой
-^пзтреб = -/V + М lg lg(l/j)om) + 20 lg(772^ 1) ±- ААрег,дБ. (5-6)
Значения N и М для различных диапазонов рассчитываемых зна-
чений рош приведены в табл. 5.2.
Метод глаз-диаграммы. Ранее отмечалось, что импульсы,
проходя по тракту, претерпевают искажения и складываются с по-
мехами. Удобным практическим методом определения воздействия
на импульсы параметров реального тракта и, следовательно, наст-
ройки тракта является метод глаз-диаграммы. Она представляет со-
бой осциллограмму, снятую в точке решения регенератора (рис. 5.1,
точка в), для которой вертикальная развертка определяется прихо-
дящей случайной импульсной последовательностью, а горизонталь-
ная — соответствует периоду тактовой частоты.
На рис. 5.4 приведена глаз-диаграмма для сигнала в треху-
ровневом коде. На диаграмме выделены области («глаза»), котор-
ые не пересекаются траекториями перемещения луча осциллографа.
Эти области являются зонами раскрыва, в пределах которых долж-
на производиться операция решения для каждого из трёх уровней.
Очевидно, точки решения регенератора ТРР должны находиться в
середине зон раскрыва, как показано на рис. 5.4. Очевидно также,
что при наличии помех, чем больше зона раскрыва, тем меньше ве-
роятность принятия ошибочного решения.
Как будет показано далее (разд. 5.2), форма одиночного импу-
Передача цифровых сигналов
109
Рис. 5.4. Глаз-диаграмма для сигнала в троичном коде
льса в ТРР близка к гауссовой и может быть описана выражением
«0) = uMaKce_fc(t/T)2, (5.7)
в котором глмакс — амплитуда импульса; Т — период следования им-
пульсов; к — коэффициент, определяющий ширину импульса на по-
ловине его амплитуды. В данном случае ?1макс = ^о/2 и, кроме того,
принято, что на половине амплитуды ширина импульса равна поло-
вине периода, т. е. и(Т/2) = 0,5имакс. Для этого условия несложно
найти значение коэффициента к. Составим уравнение
иМакс/2 = UMaKce_fc(0’5)2. (5.8)
Логарифмируя его правую и левую части, получаем
к = 4 In 2 2,774. (5.9)
Для случая трёхуровневого кода верхний раскрыв глаз-диаграм-
мы (область, где должно приниматься решение о значении импуль-
са) с достаточной точностью определяется комбинациями —1, +1,
— 1 (сверху) и +1, 0, +1 (снизу). Воспользовавшись соотношениями
(5.7) и (5.9), несложно определить относительные раскрывы диаг-
раммы по вертикали up/u^^c = 0,75, по горизонтали — на уровне
половины амплитуды импульса £р/Т = 0,6115и максимальный рас-
крыв по горизонтали (на уровне 0,3406?zMaKC), равный 0,744277
По мере расширения импульсов (увеличения межсимвольных
помех) глаз-диаграмма начинает закрываться и при tt(0,5T) =
= x/2/2wMaKC для гауссова импульса оказывается полностью закры-
той. В данном случае нижний раскрыв диаграммы симметричен
по
Глава 5
Рис. 5.5. Влияние смещения
ТРР и ухудшения коррекции
на раскрыв глаз-диаграммы
верхнему и для него справедливы все положения, изложенные для
верхнего раскрыва.
Величина межсимвольных помех, а следовательно, и степень
раскрытия глаз-диаграммы зависят от настройки корректирующего
усилителя регенератора. Кроме того, на момент принятия реше-
ния влияют фазовые флуктуации импульсов и, наконец, реальное
решающее устройство характеризуются зонами неопределенности в
установлении порога и момента принятия решения (см. рис. 5.4).
Учет смещения точки принятия
решения осуществляется следующим
образом. Можно считать, что точка
решения, т. е. точка пересечения поро-
га и ординаты момента принятия ре-
шения (точка ТРР) остается неизмен-
ной, а соответствующим образом уме-
ньшается раскрытие глаз-диаграммы,
как показано на рис. 5.5. При этом
ошибки принятия решения подразде-
ляются на амплитудные, характеризу-
ющие смещение по вертикальной оси, и временные, характеризу-
ющие смещение по горизонтальной оси. Обозначим через Ди сум-
марную амплитуду всех амплитудных искажений, вызванных меж-
символьными помехами, неопределенностью порога решения, неста-
бильностью амплитуды импульсов на выходе регенераторов и тому
подобное, а через At — суммарную амплитуду всех временных иска-
жений, которые, в основном, возникают из-за несоответствия момен-
тов принятия решения их номинальным значениям и из-за фазовых
флуктуаций тактовых синхроимпульсов.
Для учета амплитудных искажений необходимо сдвинуть края
раскрыва по вертикальной оси на Aw, а для учета временных ис-
кажений — по горизонтальной оси на At (рис. 5.5). В этом случае
требуемое приращение отношения сигнал/помеха может быть опре-
делено как
01 рп 1
ДЛрег = 201g +201g(my - 1) = 201g у_ , (5.10)
IZp J- it
где R = (up — ufp)/up — относительная величина «прикрыва» глаза
диаграммы, а ту — число разрешённых уровней кода.
На рис. 5.6 представлено семейство зависимостей AAper — до-
полнительного увеличения отношения сигнал/помеха от степени
прикрытия R глаз-диаграммы при различных значениях ту. Что-
бы получить результирующее требуемое отношение сигнал/шум при
Передача цифровых сигналов
111
и ту глаз-диаграммы от временной
погрешности принятия решения
заданной вероятности ошибки, необходимо в формулу (5.6) для за-
данных значений рош и шу подставить величину АЛреГ) рассчитан-
ную по соотношению (5.10), или взять из графиков рис. 5.6. Так,
например, при ту = 5, и R = 0,4 получаем АЛрег ~ 16,5 дБ. Тогда
Для Рош = Ю-10 по формуле (5.6) требуемая помехозащищенность
регенератора
Лпзтреб = 6,43 + 11,421g lg(l/10-10) + 20Zp(5 - 1) - 16,5 « 46,4 дБ.
Определенный интерес представляют зависимости, связываю-
щие между собой параметры R и ±№/Т для того или иного раскры-
ва. На рис. 5.7 представлены указанные зависимости для трехуров-
невых кодов и косинусквадратных* импульсов. Пользуясь такими
графиками, при проектировании регенераторов МТС можно пере-
распределять между собой удельный вес амплитудных и временных
искажений, так как один и тот же раскрыв можно получить при раз-
личных соотношениях между Att и ±А£. Приведенный на рис. 5.7
раскрыв глаз-диаграммы в процентах определяется из соотношения
Нр = н^/нр 100 % = (1 - R) • 100 %. (5.11)
При увеличении количества разрешенных значений в коде су-
щественно усиливается зависимость степени раскрытия глаз-диа-
граммы при удалении момента принятия решения от тактовой точ-
ки. Таким образом, использование многоуровневых кодов заставля-
* Для гауссовских импульсов значения kt/T, полученные из графи-
ков рис. 5.7, следует увеличивать примерно на 17 %.
112
Глава 5
Рис. 5.8. Зависимость прикрытия
гл аз-диаграммы при смещении
времени принятия решения
ет обращать особое внимание на по-
давление фазовых флуктуаций. На
рис. 5.8 показана эта зависимость.
Из графиков видно, что использо-
вание четырехуровневых кодов (ча-
сто применяемых на сетях доступа)
потребует при амплитуде фазовых
флуктуаций, равной 0,3 ЕИ (такто-
вых интервала), увеличения запа-
са защищенности регенератора при-
мерно на 16 дБ. Применение же ко-
дов с числом разрешенных уровней
больше 5 вообще оказывается неоп-
равданным, поскольку требует
слишком большого запаса помехозащищенности регенератора.
Как уже отмечалось, оценка вероятности ошибки, основанная
на раскрытии глаз-диаграммы, ориентируется на наихудшую из воз-
можных ситуаций. Раскрыв «глаза» обусловливается двумя преде-
льными траекториями, каждой из которых соответствует опреде-
ленная кодовая последовательность. Любым другим последовате-
льностям соответствует меньшая величина межсимвольных помех,
в результате чего снижается вероятность ошибочной регенерации.
Таблица 5.3
Причина снижения помехоустойчивости Снижение помехо- устойчивости, дБ Примечание
Межсимвольные помехи Допуски на амплитуду и длительность импульсов Отклонения АЧХ кор- ректирующего усилите- ля от расчетной Нестабильность порога и конечная чувствитель- ность РУ Низкочастотная отсечка Различие площадей им- пульсов противополож- ной полярности Отклонение момента стробирования Итого: 2 2 1,5 1,5 1,3 1 0,9 10,2 Отклонения амплитуды и длительности импульсов в пределах 5 % от номиналь- ных значений Отклонения АЧХ от рас- четной на полутактовой частоте равно 1 дБ Для кода ЧПИ частота среза равна 0,2 % тактовой частоты
Передача цифровых сигналов
113
В принципе можно получить среднюю вероятность ошибки пу-
тем расчета межсимвольных переходных помех и раскрытия «гла-
за» для каждой из возможных кодовых последовательностей, т. е.
определить общую вероятность ошибок путем усреднения по всем
комбинациям.
Таким образом, при оценке помехоустойчивости регенератора
следует учитывать целый ряд факторов, снижающих помехоустой-
чивость регенератора. Компенсация влияния ухудшающих факто-
ров на практике, как уже отмечалось, достигается за счет увели-
чения отношения сигнал/помеха на входе решающего устройства
регенератора на AAper по сравнению с требуемым отношением для
идеального регенератора. В табл. 5.3 приведены примерные значе-
ния этого увеличения для различных ухудшающих факторов при
использовании трехуровневых кодов на кабелях с металлическими
парами.
5.2. Особенности передачи по кабелям
с металлическими парами
Совокупность линейных и станционных устройств, необходим-
ых для передачи информационных сигналов данной МТС между
станциями и узлами транспортной сети называется линейным трак-
том (ЛТ). Помимо информационных сигналов по линейному тракту
передается также дистанционное питание и сервисные сигналы: те-
лемеханики и служебной связи (ДП, ТМ и СС). В общем случае
схема ЛТ МТС имеет вид, показанный на рис. 5.9, где приняты сле-
дующие обозначения:
ТС — точка стыка, их совокупность является интерфейсом се-
тевого узла. Исторически для МТС, работающих по кабелю с ме-
таллическими парами (КМП), коды в точках стыка совпадают с ли-
нейными кодами, поэтому для этих ЦТС имеет место совпадение
Рис. 5.9. Структура ЛТ МТС общего типа
114
Глава 5
границ сетевых и линейных трактов. Совокупность ЛТ ЦТС между
сетевыми узлами является линией связи;
КУ — кабельный участок;
РУ — регенерационный участок;
ОП — оконечный пункт;
ПК — преобразователь кода — преобразует внутриаппаратный
код (обычно натуральный), поступающий от каналообразующего
оборудования (КОО), в код интерфейса сетевого узла (и наоборот);
ЛР — линейный регенератор, восстанавливающий сигнал, про-
шедший по кабельному участку.
В оконечное и промежуточное оборудование линейного тракта
(ООЛТ и ПОЛТ) входит также сервисное оборудование.
ЛТ ЦТС на металлических кабелях условно можно подразде-
лить на ЛТ МТС абонентских линий и линий первичной сети. В бо-
льшинстве случаев ЛТ абонентских линий имеет простую структу-
ру: по выделенным парам многопарного телефонного кабеля пере-
даются линейные сигналы систем передачи и дистанционное пита-
ние на ПОЛТ этих систем. По другим выделенным парам — сер-
висные сигналы: СС и ТМ. В многопарных кабелях для передачи
линейных сигналов можно занимать до 40 % пар, для передачи сер-
висных — 1-2 пары.
В магистральных кабелях свободные пары, как правило, отсут-
ствуют, поэтому сервисные сигналы объединяются с информацион-
ными. В окончании такого ЛТ система из конденсатора и вспомога-
тельного трансформатора образуют вилку фильтров нижних и вер-
хних частот, сервисные сигналы передаются в спектре частот ниже
информационного спектра.
Длина регенерационного участка должна быть наибольшей с
тем, чтобы минимизировать количество регенераторов на линии. С
другой стороны, увеличение длины регенерационного участка при
прочих равных условиях, как будет показано далее, приводит к уве-
личению коэффициента ошибок Кош в регенераторе. Таким обра-
зом, определение длины регенерационного участка должно начина-
ться с выбора допустимого Лош в применяемых регенераторах. Как
правило, в каждом современном устройстве МТС (регенераторе, му-
льтиплексоре и так далее) допускают* Лош 10-12.
* В современном оборудовании могут использоваться коды, допус-
кающие упреждающее исправление ошибок. В этом случае допускается
повышение Кош.
Передача цифровых сигналов
115
ОЦК 27500 км
-о
<>
Национальный
участок
Национальный
участок
М еждународный
участок
600 км
Внутризоновый
участок
10’7
10000 км
Магистральный
участок
кг7
100 км
Местный Абонентский
участок участок
10’7 10"7
Рис. 5.10. Распределение коэффициента ошибок в ОЦК максимальной
протяженности
В ЛТ на кабелях с металлическими парами и аппаратурой пре-
жних поколений допустимый коэффициент ошибок определяется
как 10-7/рег/Л, где 10-7 — норма на коэффициент ошибок, отво-
димая на ОЦК данного участка сети (рис. 5.10); L — полная длина
данного участка сети (магистрального, внутризонового или местно-
го); /рег — предполагаемая длина регенерационного участка. Заме-
тим, что если возникающие ошибки не зависят друг от друга, то
коэффициент ошибок по битам для тракта будет равен коэффици-
енту ошибок для любого ОЦК этого тракта.
Для расчета зависимости требуемой помехозащищенности реге-
нератора от заданного коэффициента ошибок удобно пользоваться
эмпирической формулой (5.6).
Помехи на входе регенератора в общем случае подразделяются
на межсимвольные, собственные и помехи от линейных переходов.
Межсимвольные помехи иногда называют меж символьными ис-
кажениями.
Помехи от линейных переходов — результат воздействия парал-
лельно работающих систем передачи. Их величина определяется пе-
реходными затуханиями в кабеле и количеством влияющих систем
передачи.
Собственные помехи определяются свойствами корректирую-
щего усилителя регенератора, эти помехи имеют относительно рав-
номерное спектральное распределение.
Межсимвольные помехи возникают из-за линейных искажений
в среде передачи, точнее из-за ограничения спектра передаваемого
сигнала сверху (помехи I рода) и снизу (помехи II рода).
Рассмотрим механизм возникновения межсимвольных помех
при передаче сигналов по кабелю с металлическими парами. Па-
ры кабеля являются распределенными системами и характеризу-
ются четырьмя первичными параметрами (отнесенными к одному
116
Глава 5
Рис. 5.11. Схема простейшего ФНЧ (а)
и форма импульса на выходе ФНЧ (6)
и к Исходный
----р/ импульс
Рис. 5.12. Влияние длины ка-
бельного участка на форму им-
пульса
километру длины кабеля): сопротивлением проводов R, емкостью
между проводами С, индуктивностью проводов L и проводимостью
изоляции G. Для анализа в первом приближении достаточно учесть
первые два параметра, в результате чего кабельный участок длиной
I км моделируется простейшим фильтром нижних частот (рис. 5.11)
с постоянной времени тв = ЯЛСЛ, причем ЕЛ = IR и Сл = 1С. Тогда
напряжение на выходе участка
^ВЫХ — 1^вх(1 е / В
(5.12)
где wBX — напряжение на входе линии. Форма прямоугольного импу-
льса приобретает вид, показанный на рис. 5.11. «Хвост» импульса
является помехой для последующего. Эта межсимвольная помеха
является помехой I рода.
Если учесть все четыре параметра кабеля и то, что они рас-
пределенные, форма искаженного импульса оказывается близка к
гауссовой, причем по мере увеличения длины кабельного участка
растет тв, растут потери и, следовательно, высота импульса стано-
вится меньше, а длительность больше (рис. 5.12). Но в любом случае
помехи I рода, определяемые небольшой постоянной тв, действуют
лишь на ближайший импульс.
льных помех I рода и собствен-
ных помех: 1 — искаженные им-
пульсы; 2 — суммарный сигнал
На рис. 5.13 показано вза-
имное влияние импульсов при
искажениях I рода. При нали-
чии флуктуационной (собствен-
ной) помехи (степень затенения
условно показывает плотность
вероятности мгновенных значе-
ний помехи) видно, что прави-
льная идентификация импуль-
сов в регенераторах при этих ус-
ловиях маловероятна.
Ослабление влияния меж-
символьных помех I рода достигается, как будет показано далее,
Передача цифровых сигналов
117
Рис. 5.14. Эквивалентная схема це-
пи с линейным трансформатором (а)
и разделительным конденсатором (б)
Рис. 5.15. Форма импульса
при прохождении через ФВЧ
во-первых, коррекцией импульсной характеристики тракта и, во-
вторых, рациональным выбором линейного кода.
Помехи II рода в тракте определяются элементами, ограничива-
ющими спектр сигнала снизу (образующими фильтр верхних частот
(ФВЧ)). В кабелях с металлическими парами это, прежде всего, ли-
нейные трансформаторы, а в некоторых случаях разделительные
конденсаторы*. Для этих случаев тракт в первом приближении ап-
проксимируется простейшим ФВЧ с параметрами тн = (Rc + RH)CP,
если в тракте имеется разделительный конденсатор Ср, или тн =
= ^1/(1/Лс + 1/Лн), если в тракт включен линейный трансформа-
тор с индуктивностью первичной обмотки Li (рис. 5.14). В этих
формулах Rc и RH — сопротивления источника сигнала и нагрузки
рассматриваемой цепи соответственно. Тогда напряжение на выхо-
де цепи
^вых = ^вхе / Н (5.13)
и форма прямоугольного импульса приобретает вид, показанный на
рис. 5.15. Поскольку обычно тн существенно превышает длитель-
ность отдельных импульсов, искажения II рода характеризуются
влиянием данного импульса на многие последующие такты. Это мо-
жет быть опасно в случае применения линейных кодов, в которых
возможно появление последовательностей многих импульсов одина-
ковой полярности. Это иллюстрируется рис. 5.16. Видно, что в
данном случае происходит постепенное смещение импульсов вниз.
При этом вершины импульсов приближаются к порогу решения, и
их идентификация в роегенераторе становится затруднительной.
* Линейные трансформаторы осуществляют гальваническую развяз-
ку линии и оборудования, необходимую для защиты оборудования от
опасных напряжений, возникающих в линии, для организации дистан-
ционного питании и для реализации некоторых других важных функций.
Разделительные конденсаторы включаются между узлами оборудования
для развязки их по постоянному напряжению.
118
Глава 5
Рис. 5.16. Искаже-
ния II рода при высо-
кой плотности одно-
полярных импульсов
Коррекция искажений II рода прак-
тически невозможна, поэтому их ослабле-
ние достигается выбором достаточно боль-
ших значений постоянных времени разде-
лительных цепей, а также соответствую-
щих линейных кодов, в которых, напри-
мер, появление больших пакетов импуль-
сов одинаковой полярности маловероятно.
Межсимвольные искажения могут
быть значительно уменьшены, если осу-
ществить коррекцию амплитудно-частотной и фазовой характерис-
тики (АЧХ и ФХ) кабельного участка.
Коррекция осуществляется корректирующим усилителем реге-
нератора в области высоких частот, т. е. ослабляет лишь помехи
I рода. Коррекция в области низких частот неэффективна, поэ-
тому межсимвольные помехи II рода ослабляются, как уже отмеча-
лось, посредством выбора возможно больших постоянных времени
разделительных цепей а также таких линейных кодов, у которых
низкочастотные составляющие спектра относительно невелики (см.
разд. 5.4).
В общем случае коррекция АЧХ и ФХ предполагает расширение
полосы пропускания тракта до бесконечно высокой частоты. Одна-
ко при этом неограниченно снижается защищенность регенератора
от собственных помех, поскольку для них характерна равномерная
спектральная плотность, в то время как основная энергия сигнала
сосредоточена в относительно узкой полосе частот. Таким образом,
требования к корректору с точки зрения подавления межсимволь-
ных искажений и собственных помех противоречивы.
Рис. 5.17. Форма сигнала
на приеме, отвечающая
первому условию Найквиста
Путь к преодолению этого противо-
речия был найден X. Найквистом, кото-
рый предложил ограничивать АЧХ так,
чтобы на приеме сигнал, соответствую-
щий импульсу в данной тактовой точ-
ке, обращался бы в нуль во всех после-
дующих тактовых точках (в точках, со-
ответствующих максимумам передавае-
мых импульсов). Этому условию, на-
зываемому первым условием коррек-
ции по Найквисту, отвечает, в част-
ности, сигнал, вид которого показан на
рис. 5.17. Такому сигналу соответству-
Передача цифровых сигналов
119
Рис. 5.18. К определению формы корректированного сигнала: a — спектры
сигналов; б— форма сигнала при В = 1
1,5 t/T
ет спектр равномерной плотности 2и^Т в полосе частот от 0 до 1/2Т
(линия В = 0 на рис. 5.18,а). В случае приёма такого сигнала потре-
бовалось бы очень точное совпадение моментов принятия решения
с тактовыми точками. При самом незначительном их расхождении
в данном случае возникнут такие сильные межсимвольные искаже-
ния, что восстановление информации станет невозможным. Однако
достаточно точно может быть реализован сигнал
U(t) = Un----—---,
v J u irt/T '
форма спектра которого сглажена по косинусоидальному закону
(рис. 5.18,а, В 0). При коэффициенте сглаживания В =
где си = 2тг/, шт = 2тг/т = 2тг/Т, а Дои — диапазон, в котором осущес-
твляется сглаживание, спектр сигнала описывается выражением
с (_ f 2uoTcos2(?r//2/T) при 0 < f < /т;
otppU) — ] q
(5.14)
(5.15)
' * \ У
при f > fT,
(5.16)
которому соответствует сигнал вида
sm(27rt/T)
utppW = uo2^[1-4(Z/T)2]/T'
Форма этого сигнала показана на рис. 5.18,^. Данный сигнал отвеча-
ет не только первому условию коррекции по Найквисту, но и вто-
рому, согласно которому амплитуда сигнала снижается не менее,
чем наполовину при удалении от точки отсчета на расстояние Т/2.
Такой сигнал некритичен к ошибкам в моментах принятия решения.
Очевидно, коэффициент передачи корректирующего усилителя
^кус(/) в этом случае может быть найден из соотношения
^кус(/) = 5ТРр(/)/[5пер(/)7<ку(/)], (5.17)
где Snep(/) — спектр передаваемых сигналов; Кку(/) — коэффи-
циент передачи кабельного участка. Для кабеля с металлическими
120
Глава 5
парами
KKV(f) = 10_(лкуо\/2Шт)/20 , (5,18)
причем Лкуо — затухание кабельного участка на частоте, равной по-
ловине тактовой, так как затухание кабеля с металлическими жила-
ми увеличивается примерно пропорционально корню квадратному
из частоты. Поскольку обычно на передаче импульсы имеют пря-
моугольную форму, их спектр описывается выражением
_ sin(0,57r///T)
*^пер — ^пер р ,
где ttnep — амплитуда импульса на передаче.
Коэффициент передачи корректирующего усилителя, описыва-
емый выражением (5.17) может быть реализован лишь с некоторой
погрешностью, что требует введения некоторого запаса при расчёте
помехозащищённости регенератора (см. разд. 5.1).
В дальнейшем будем считать, что межсимвольные помехи уст-
ранены в результате коррекции и выбора рационального кода сиг-
нала в линии. Собственные помехи присутствуют во всех случаях,
а помехи от линейных переходов характерны для кабелей с симмет-
ричными парами (коаксиальные пары хорошо экранированы друг
от друга и поэтому помехи от линейных переходов между такими
парами не учитываются). Помехи от линейных переходов опреде-
ляются параметрами кабеля и схемой организации связи (одно- или
двухкабельной). Рассмотрим эти варианты подробнее.
Конструктивно для симметричных магистральных кабелей ха-
рактерна так называемая звездная скрутка, при которой две пары
скручиваются в четверку, а четверки, если их несколько, скручива-
ются между собой. Кабель может состоять из одной четверки, чет-
ырех и семи четверок. Кабель обязательно имеет общий экран. При
параллельной работе нескольких МСП между ними возникают пере-
ходные влияния, обусловленные переходными затуханиями между
парами данного кабеля, как показано на рис. 5.19 (переходные зату-
хания между парами разных кабелей весьма велики, поэтому взаим-
ные влияния между системами, работающими по разным кабелям,
не учитываются). Различают переходные затухания на ближний и
дальний конец (Апзб и Лпзд), причем эти затухания в многочетве-
рочных кабелях различны для пар, принадлежащих к одной или
разным четверкам. Заметим, что внутричетверочные переходные
затухания АПЗДВч при прочих равных условиях заметно ниже меж-
дучетверочных Апздвч. Заметим также, что переходные затухания
имеют значительный разброс и потому характеризуются средними
Передача цифровых сигналов
121
Рис. 5.19. Переходные затухания в симметричном кабеле
значениями Апз и дисперсией ст. Кабели, у которых переходные за-
тухания ниже средних на удвоенную дисперсию, выбраковываются.
Участок коаксиального кабеля. Пары коаксиального ка-
беля хорошо взаимно экранированы, поэтому вне зависимости от
схемы связи в точке решения регенератора ТРР действуют только
собственные помехи, источниками которых, являются тепловой шум
действительной составляющей характеристического сопротивления
входной цепи и внутренние шумы Кус-
Защищенность от собственной помехи в ТРР определяется сле-
дующей формулой*
Лзсп = 2Olg(l/o/^cn) ~ Риер —121 —lOlgF—101g(/T/2) —1,175ЛКуо, дБ,
(5.20)
где Uq — высота (амплитуда) отклика тракта «кабель + коррек-
тор» на входной прямоугольный импульс высотой С7пер, В; рпер =
= 101g(C7nep/ZB • 103) — абсолютный уровень пиковой мощности пря-
моугольного импульса на входе тракта, дБм; F — коэффициент
* Вывод этой формулы и других для кабелей с металлическими па-
рами можно найти в [15].
122
Глава 5
шума Кус в разах; /т — тактовая частота сигнала в линии, МГц;
Лкуо = Wky — затухание кабельного участка на полутактовой
частоте, дБ, причём а?о — коэффициент затухания цепи на полу-
тактовой частоте, дБ/км, /ку — протяжённость цепи (кабельного
участка), км; число 121 получено в результате промежуточных пре-
образований.
Очевидно, должно выполняться неравенство A3cn -Апзтреб-
При равенстве этих значений длина кабельного (регенерационного)
участка максимальна. Решение может быть получено в результате
аналитического или графического решения уравнения, при прирав-
нивании Лсп И 4ПЗТреб.
В реальных случаях /реГмакс сравнивают с длиной участка, оп-
ределенной в техническом паспорте данной аппаратуры /реГном- Ре-
зультат сравнения указывает на возможность использования этой
аппаратуры при заданных условиях.
Перейдём к рассмотрению участков регенерации на симметрич-
ном магистральном кабеле. В большинстве случаев эти кабели прок-
ладывались для МТС ЧРК, линейные тракты которых всегда орга-
низовывались по двухкабельной схеме. Таким образом, между уз-
лами или станциями сети почти всегда проложено два или более
кабелей. Поскольку помехозащищённость цифровых систем выше,
для них возможна организация линейного тракта по однокабельной
схеме, что существенно повышает надёжность связи — при выходе
из строя одного кабеля второй кабель сохраняет половину соедине-
ний. Очевидно, что при двухкабельной схеме (передача по одному
кабелю, а приём — по другому) повреждение одного из кабелей вы-
водит из строя все связи линии.
Участок симметричного одночетверочного кабеля (од-
нокабельный JIT). В этом случае, как следует из рис. 5.19, дейст-
вует переходная помеха (ПП), определяемая переходным затуханием
на ближний конец Лпзб и, конечно, собственная помеха. Наиболь-
шая величина ПП соответствует передаче по влияющей цепи перио-
дической последовательности импульсов с чередующейся полярнос-
тью. Частотный спектр такого колебания содержит составляющую
полутактовой частоты /т/2 и её нечётные гармоники. Полоса про-
пускания корректирующего усилителя не превышает /т, следовате-
льно, на его выходе будет только первая гармоника с частотой /т/2.
Итак, ПП в худшем случае (когда она максимальна) представляет
собой гармоническое колебание полутактовой частоты.
Обозначим pi — уровень первой гармоники сигнала на входе
Передача цифровых сигналов
123
влияющей цепи. Тогда уровень ПП в ТРР
Ртт — Р1 ^пзб *^КУс> (5.21)
где *5*кус — усиление корректирующего усилителя.
Аналогично найдём уровень сигнала в той же точке
Pc = Pi - ^4ку + 5*кус- (5.22)
Ожидаемая минимальная защищенность от ПП из-за переходного
влияния на ближний конец в ТРР
4зпп = Рс Рип = -^пзб -^КУ • (5.23)
Максимально допустимое затухание участка регенерации на по-
лутактовой частоте, ограниченное переходным влиянием на ближ-
ний конец, найдем, приравняв ожидаемую защищенность к требуе-
мой (ДОПУСТИМОЙ) Лзпп = Азтр. Получаем АКУмакс = ^пзб - Дзтр-
Теперь рассчитываем максимальную протяженность участка реге-
нерации /Макс = ^КУ,макс/^0-
Переходная помеха при одной влияющей цепи по своей форме
резко отличается от гауссовской. Такая помеха вообще не приво-
дит к ошибкам, пока её амплитуда меньше половины промежутка
между ближайшими уровнями кода (меньше порога принятия ре-
шения). Поэтому ПП нормируют, ограничивая её амплитуду неко-
торой долей от величины сигнала. Для двоичного кода принимают
ЛЗТр ~ 12 дБ (амплитуда помехи примерно в 4 раза меньше ампли-
туды сигнала в ТРР), для трехуровневого кода Азтр « 18 дБ, для
четырехуровневого — Азтр « 22 дБ.
Характеристики переходного влияния, как уже отмечалось,
имеют заметный разброс. Поэтому их рассматривают как случай-
ные величины и характеризуют средним значением (математичес-
ким ожиданием) и среднеквадратическим отклонением. Эти вели-
чины приводятся в справочной литературе. Влияние собственной
помехи в этой схеме, по сравнению с переходной, незначительно.
Участок симметричного одночетверочного кабеля (двух-
кабельный ЛТ). При двухкабельной схеме следует учитывать пе-
реходную помеху на дальний конец (см. рис. 5.19) и собственную
помеху. Расчёт выполняем для худшего случая передачи по влия-
ющей цепи импульсов с чередующейся полярностью.
Находим уровень переходной помехи в ТРР
Рпп = Р1 — ^КУ — Атзд + *$КУс, (5.24)
124
Глава 5
и уровень сигнала в той же точке
Pc = Pi - Аку — *$*кус- (5.25)
Здесь pi — уровень передачи; Аку — затухание кабельного участка;
5кус — усиление корректирующего усилителя; Апзд — переходное
затухание на дальний конец. Значения этих параметров указыва-
ются на полутактовой частоте.
Защищенность сигнала от помехи в ТРР
А-зпп — Рс Рпп — Апзд. (5.26)
Итак, ожидаемая минимальная защищенность от ПП в ТРР равна
переходному затуханию на дальний конец на полутактовой частоте.
Из-за конструктивных неоднородностей переходное затухание
представляет собой случайную величину, которая оценивается сред-
ним значением и дисперсией. Эти величины определяют экспери-
ментально. Средние значения в общем случае должны быть умень-
шены на удвоенную дисперсию а.
Максимальную протяженность участка регенерации для этого
случая рассчитывают, приравнивая среднее значение защищенности
к требуемому значению, определяемому по формуле (5.6).
В общем случае длину участка следует рассчитать дважды: ис-
ходя из влияния собственных помех и переходных, и выбрать наи-
меньшую длину. Расчет длины участка, определяемой собственной
помехой, аналогичен расчету длины участка коаксиального кабеля.
Напомним, что при однокабельной системе влиянием собственной
помехи в большинстве случаев можно пренебречь (расчет произво-
дится только для переходной помехи).
Участок симметричного многочетверочного кабеля
(двухкабельный ЛТ). Сравнивая этот случай с предыдущим (од-
ночетвёрочный кабель и двухкабельный ЛТ), видим, что к собст-
венным помехам и к переходной помехе на дальний конец внутри
четверки, добавляются переходные помехи на дальний конец от пар
других четвёрок кабеля.
При влиянии между четверками число влияющих пар довольно
велико. Чем больше это число, тем ближе (в соответствии с центра-
льной предельной теоремой теории вероятностей) распределение ПП
к гауссовому, которое характерно для собственных помех. Поэтому
защищенность от ПП в ТРР определяют в этом случае аналогично
тому, как это делается для собственной помехи
Лзпп = 10 lg(!7o2/0 = Лнзд - 7,4 - 101g п, (5.27)
Передача цифровых сигналов
125
где Uq — амплитуда одиночного импульса в ТРР; йпп — действующее
напряжение суммарной ПП, Апзд — среднее значение переходного за-
тухания между четвёрками на полутактовой частоте (определяется
по справочнику), ап — число влияющих пар.
Опыт показывает, что переходное затухание Апзд велико и сла-
бо зависит от длины кабеля. Поэтому при определении максималь-
но допустимой длины регенерационного участка следует исходить,
прежде всего, из ожидаемой величины защищенности от собствен-
ных помех в ТРР.
Участок симметричного многочетверочного кабеля (од-
нокабельный ЛТ). При однокабельной схеме организации линей-
ного тракта максимально допустимую длину регенерационного учас-
тка определяют, учитывая только помехи из-за переходного влияния
на ближний конец от пар, находящихся в разных четверках, так как
тракты передачи и приема никогда не располагают в одной и той
же четверке.
Порядок вывода формулы для оценки защищенности в ТРР от
помех из-за переходного влияния на ближний конец от смежных
четверок аналогичен выводу формулы для двухкабельной системы.
В результате получается следующая формула для ожидаемой за-
щищённости:
Азпп = -^пзб — Акуо “Ь 7,4 — 101g п, дБ, (5.28)
где 4пзб — среднее значение переходного затухания на ближнем кон-
це на полутактовой частоте для межчетверочных влияний; Акуо —
затухание кабельного участка на полутактовой частоте; п — коли-
чество влияющих цепей смежных четверок.
Приравнивая выражения для АПЗтреб и Азпп, получаем уравне-
ние для определения максимальной протяжённости регенерационно-
го участка, которое, как и в случае только собственных помех, удоб-
но решать графически. Влиянием собственных помех и ПП внутри
четвёрки в этой схеме можно пренебречь.
5.3. Особенности передачи по кабелям
с оптическими волокнами
Структура ЛТ на кабелях с оптическими волокнами.
В большинстве случаев, а в МТС ПЦИ всегда, в оконечном обо-
рудовании линейного тракта на кабеле с оптическими волокнами
(ОВ) осуществляется оптоэлектронное или электронно-оптическое
преобразование сигналов. Такое же преобразование имеет место и в
регенераторах, расположенных на линии, так как полная регенера-
ция сигнала (регенерация 3R, см. разд. 5.1) достигается посредством
126
Глава 5
б)
Рис. 5.20. Передающие оптические модули ПОМ: a — с модуляцией током
накачки; б — с внешним модулятором
электронных регенераторов, подобных тем, которые применяются
на кабельных линиях с металлическими парами.
На линейных трактах высокоскоростных систем передачи и осо-
бенно с применением спектрального уплотнения, о которых будет
сказано далее (разд. 6.6 и гл. 8), применяются регенераторы типа 1R
(оптические усилители) и 2R (оптические усилители в комбинации
с компенсаторами дисперсии). Полностью оптические регенераторы
типа 3R находятся в стадии разработки.
В связи со сказанным обязательными элементами ЛТ на кабе-
лях с ОВ являются электронно-оптические и оптоэлектронные пре-
образователи, которые входят в состав передающих (ПОМ) и прием-
ных (ПРОМ) оптических модулей соответственно. Коды сигналов в
точках стыка (ТС) сетевых трактов и на электрических портах ПОМ
и ПРОМ никогда не совпадают (исторически стандарты на ТС бы-
ли созданы в эпоху кабелей с металлическими парами), поэтому в
состав ЛТ на оптических волокнах вводятся соответствующие пре-
образователи кодов.
Передающие оптические модули образуют две группы: с мо-
дуляцией источника излучения током накачки и с внешним моду-
лятором. Структурные схемы этих ПОМ приведены на рис. 5.20.
Рассмотрим вначале работу модуля с модуляцией током накачки.
Информационный электрический сигнал в стыковом или внут-
риаппаратном коде поступает на вход формирователя модулирую-
щего сигнала ФМС, который преобразует код исходной последова-
тельности в линейный код, обычно в код БВН (без возвращения к
Передача цифровых сигналов 127
нулю — код NRZ*). Сигнал на выходе ФМС должен быть униполяр-
ным, поскольку излучаемый сигнал модулируется по интенсивности
(единице соответствует импульс излучения, нулю — отсутствие им-
пульса).
Далее сигнал поступает на формирователь импульсов тока на-
качки оптического излучателя ФТН. Основным назначением ФТН
является формирование достаточно мощных импульсов тока, кро-
ме того, здесь могут осуществляться некоторые функции контроля,
в частности ограничение максимального значения тока накачки с
подачей соответствующих сигналов в систему контроля КС.
С выхода ФТН импульсы тока поступают на излучатель опти-
ческого сигнала ИОС. Если кабельный участок достаточно протя-
женный, то основным элементом ИОС является полупроводнико-
вый одномодовый лазер. На линиях средней длины используются
многомодовые лазеры, а на коротких линиях — инжекционные све-
тодиоды. Светодиоды относительно недороги и при прочих равных
условиях более надежны. Однако для них характерен невысокий
коэффициент ввода оптической мощности в волокно из-за широкой
диаграммы направленности излучения. Поэтому их используют сов-
местно с многомодовыми волокнами, имеющими относительно бо-
льшой диаметр сердечника. Относительно широкий спектр излу-
чения светодиодов приводит к большей хроматической дисперсии
передаваемых сигналов, что ограничивает длину регенерационного
участка.
От ИОС отбирается часть излучаемой мощности (обычно это
световой поток, излучаемый через заднее зеркало лазера), кото-
рая передаётся на схему стабилизации режима работы СР. В схе-
му стабилизации входит обратная связь, обеспечивающая стабиль-
ность средней мощности излучения путём изменения тока накачки,
и микрохолодильник излучателя. Работа СР контролируется схемой
контроля КС. Модулированный световой поток через согласующее
устройство СУ, которое в простейшем случае представляет собой
шариковую линзу, и оптический соединитель (разъём) ОС переда-
ётся в оптическое волокно ОВ. На выходе ПОМ в некоторых случаях
может быть установлен оптический аттенюатор.
Некоторые ПОМ плезиохронных цифровых телекоммуникаци-
онных систем позволяют вводить в линейный сигнал сигналы техни-
ческого обслуживания (ТО) посредством модуляции по амплитуде
Коды рассмотрены в разд. 5.4.
128
Глава 5
Рис. 5.21. Приемный оптический модуль ПРОМ
информационных импульсов сигналами ТО, которые имеют относи-
тельно низкую скорость передачи. В этом случае перед блоком ФТН
устанавливается блок амплитудного модулятора, на который и пос-
тупают сигналы ТО от системы управления. В СЦТС этот способ
не применяется; сигналы управления в этих системах передаются
совместно с информационными сигналами.
ПОМ с модуляцией источника излучения током накачки испо-
льзуются в МТС ПЦИ и одноканальных системах СЦИ. Такие ПОМ
относительно просты и обладают хорошей отдачей оптической мощ-
ности. Однако для них характерна паразитная частотная модуляция
оптического излучения в процессе формирования импульса. Это
расширяет спектр оптического сигнала, а потому в высокоскорос-
тных системах и системах с волновым уплотнением применяются
ПОМ с внешней модуляцией светового потока (рис. 5.20,5). Отличие
этой схемы от ранее рассмотренной заключается в наличии внешне-
го модулятора оптического сигнала МОС и оптического разветви-
теля ОР. Разветвитель отбирает часть выходной оптической мощ-
ности для устройства стабилизации режима работы СР, поскольку
здесь используются лазеры с настраиваемой длиной волны излуче-
ния. В таких лазерах паразитное излучение отсутствует. Следует
заметить, что, помимо ряда преимуществ, внешние модуляторы вно-
сят существенные потери в излучаемый световой поток.
Приемный оптический модуль ПРОМ, схема которого приведе-
на на рис. 5.21, предназначен для преобразования линейного опти-
ческого сигнала в электрический, поддержания определенных пара-
метров и регенерации информационного сигнала.
Линейный оптический сигнал из О В поступает на фотодетек-
тор ФД (лавинный фотодиод или pin-диод) через оптический со-
единитель ОС и преобразуется в напряжение tzbx на нагрузочном
резисторе RH. Блок источника смещения ИС поддерживает необхо-
димый режим работы фотодиода при изменении мощности входного
оптического сигнала и температуры окружающей среды. Элект-
рический сигнал усиливается малошумящим усилителем фототока
Передача цифровых сигналов
129
МУс и подается на устройство фильтрации и коррекции частотных
искажений УФК, позволяющее повысить соотношение сигнал/шум.
Далее сигнал поступает на вход усилителя мощности УсМ, к вы-
ходу которого подключён регенератор электрического сигнала ЭР
(см. разд. 5.1). Кроме этого, сигнал с выхода УсМ поступает на
устройство контроля КС и систему автоматического регулирования
АРУ. Система АРУ состоит из пикового детектора и регулирующе-
го усилителя. Детектированный сигнал сглаживается (интегриру-
ется), усиливается и подается на УсМ в цепь регулировки усиления,
посредством чего и поддерживается постоянный уровень сигнала на
выходе УсМ. Кроме того, с выхода АРУ сигнал с некоторым опе-
режением поступает на источник напряжения смещения ИС фото-
детектора, что необходимо для компенсации изменения его режима
работы вследствие колебаний температуры окружающей среды.
Если сигналы технического обслуживания на передаче вводи-
лись в линейный тракт, то перед регенератором устанавливается ус-
тройство разделения сервисного и информационного сигналов. Низ-
кочастотный информационный сигнал поступает в систему управле-
ния, а высокочастотный информационный подается на регенератор.
Таким образом, промежуточный регенератор типа 3R на воло-
конно-оптической линии связи (ВОЛС) представляет собой сочета-
ние ПОМ, ПРОМ и ЭР.
Протяжённость участка регенерации на кабеле с ОВ.* На
регенерационном оптическом участке действует два вида помех: соб-
ственные помехи фотоприёмника и межсимвольные помехи. В кон-
кретном оборудовании определён минимальный нормируемый уро-
вень приёма, который определяет защищённость сигнала от собс-
твенных помех, обеспечивающую заданный коэффициент ошибок.
Поскольку для конкретного оборудования определён и уровень пе-
редачи, то оказывается известным затухание участка, которое может
перекрыть данное оборудование. Это затухание называется энерге-
тическим потенциалом оборудования W и входит в его паспортные
данные. Разумеется, что величина W определяется параметрами
ПОМ и ПРОМ. Так как затухание участка возрастает с его протя-
жённостью, максимальная длина участка будет ограничена энерге-
тическим потенциалом.
Межсимвольные помехи возникают из-за дисперсии (уширения)
импульсов, проходящих по волокну. Предельная дисперсия на учас-
тке нормируется, а поскольку она возрастает с расстоянием, то мак-
симальная длина участка ограничивается не только его затуханием,
* Подробнее эти материалы изложены в [6, 8].
130
Глава 5
но и дисперсией. Поэтому в общем случае протяжённость участ-
ка рассчитывают дважды: по затуханию и по дисперсии и из этих
величин выбирают меньшую.
Как правило, для МТС ПЦИ и низкоскоростных систем СЦИ
без волнового уплотнения, при использовании для линейных трак-
тов рекомендованных типов ОВ, максимальная протяжённость учас-
тка по дисперсии превосходит максимальную длину участка по зату-
ханию. Поэтому длину участка вначале рекомендуется определять
по затуханию.
Как уже говорилось, энергетический потенциал численно равен
максимально допустимой сумме затуханий всех элементов участка
между передатчиком и приёмником, т. е.
— Рмакс Рмин — Самаке А ^Лр П1ЛН + Ап + АЛСТ, дБ,
В этой формуле Ар — затухание разъёмного соединителя, дБ; п —
их число; Ан — затухание неразъёмного соединителя, дБ; т — их
число; ci — километрическое затухание волокна, дБ/км; ЬМаксА —
максимальная протяжённость участка, определённая по затуханию,
км; АЛСТ — запас на старение элементов участка; Ап — суммарное
затухание других пассивных устройств на участке регенерации, дБ.
Заметим, что величина АЛСТ составляет 3...6 дБ для МТС ПЦИ, за-
тухание Ар — 0,5...1,5 дБ, а Ан — 0,05...0,1 дБ. Другие пассивные эле-
менты, например разветвители, применяются, если линейный тракт
организуется по одному волокну.
Число неразъёмных соединителей т = LMaKC^/lCTp — 1, причём
/стр — строительная длина кабеля. Осуществляя несложные преоб-
разования и учитывая, что Ан невелико, получаем
Амакс А —
W — пАр — Лп — АЛСТ
ci -|- Ин//СТр
км.
Необходимо также определять минимальную протяжённость
регенерационного участка Лмина> так как при малом его затухании
возможна перегрузка приёмника, вызывающая увеличение коэффи-
циента ошибок выше допустимого. Минимальная протяжённость
определяется пределами автоматического регулирования усиления
(АРУ) АЛдру приёмника
Т т^Ар Лп АЛСТ Лдру
^минА — 2 л 7i ’ км'
Q + Лн//Стр
Максимальная длина участка регенерации МТС ПЦИ, ограни-
ченная дисперсией ЛмаКс d , существенно зависит от типа используе-
мого волокна: одно- или многомодового. Многомодовые ОВ дороже
Передача цифровых сигналов
131
одномодовых, но оконечное оборудование для них дешевле. С дру-
гой стороны, многомодовым волокнам присуща межмодовая диспер-
сия, заметно превосходящая все другие виды дисперсии и сущест-
венно ограничивающая Ьмакс£)- Так как дисперсионные ограниче-
ния возрастают с увеличением скорости передачи, можно сделать
вывод, что для низкоскоростных МТС и коротких линий следует
использовать многомодовые ОВ, а для высокоскоростных систем и
линий большой протяжённости — одномодовые ОВ.
Максимальная длина участка регенерации МТС ПЦИ, ограни-
ченная дисперсией, рассчитывается только при использовании мно-
гомодового ОВ, поскольку для одномодового волокна £МаксР всегда
6олыпе£МаксА- Расчёт проводится по формуле
/др \1/7
г I П1мв \
-^макс D — I 7 I ? КМ.
\ /вл /
где AFMB — коэффициент широкополосности многомодового ОВ,
МГц-км; /вл — верхняя частота сигнала в линии (определяется ли-
нейным кодом, см. разд. 5.4), МГц; 7 — корректирующий коэффици-
ент. Суть этого коэффициента в следующем. Если протяжённость
участка меньше так называемой дисперсионной длины волокна* Id,
то дисперсия пропорциональна протяжённости участка, т. е. 7 = 1.
Если участок больше дисперсионной длины, то дисперсия возрас-
тает пропорционально степени 1/2. Дисперсионная длина для сту-
пенчатых волокон составляет примерно 5 км, а для градиентных —
10 км. Таким образом, в общем случае 1/2 < 7 1.
Коэффициент широкополосности обратно пропорционален уде-
льной дисперсии (дисперсии, отнесённой на 1 км волокна). Диспер-
сия ОВ имеет несколько составляющих [3, 5, 6]: модовую, хромати-
ческую, состоящую из материальной и волноводной, и поляризаци-
онно-модовую. Модовая дисперсия характерна только для многомо-
дового ОВ, причём существенно преобладает над всеми остальными
составляющими.
Протяжённость регенерационных участков (секций) МТС СЦИ
и секций полностью оптических сетей (ОТН) рассчитывается неско-
лько иначе (см. гл. 8).
* Дисперсионная длина многомодового волокна — начальный учас-
ток, на котором происходит перераспределение энергии между распрост-
раняющимися модами. Для длины больше дисперсионной — перераспре-
деление энергии между модами завершается.
132
Глава 5
5.4. Коды сигналов МТС
Общие характеристики кодов. На первых этапах внедрения
цифровых МТС для передачи сигналов по линии использовались
разнообразные коды, каждый из которых, обладая теми или ины-
ми достоинствами и имея определенные недостатки, удовлетворял
так или иначе конкретным требованиям. По мере развития цифро-
вых систем передачи осуществлялся отбор наиболее удачных кодов,
которые стандартизировались на международном уровне.
Для сигналов, передаваемых между узлами МТС, как правило,
используют натуральный (симметричный и несимметричный) код,
представляющий собой случайную последовательность биполярных
импульсов, длительностью половины тактового интервала. В вы-
сокоскоростных системах передачи код между узлами (внутриап-
паратный код) определяется производителем и может быть весьма
сложным.
Другие коды, используемые в МТС, условно можно разделить
на три группы:
• к первой группе относятся так называемые стыковые (интер-
фейсные) коды, соответствующие окончаниям типовых сетевых
цифровых трактов и каналов;
• ко второй группе относятся линейные коды, которыми кодиру-
ются сигналы, передаваемые непосредственно по линиям связи;
• к третьей группе следует отнести коды, используемые МТС
на вторичных сетях, например на сетях абонентского доступа
(xDSL).
В МТС используются также специальные коды, позволяющие
контролировать появление ошибок. К таким кодам относятся, на-
пример, циклический код CRC-4, рассмотренный в разд. 3.2, а также
коды В1Р-п и ВСН (см. разд. 6.2).
Рассмотрим общие принципы формирования тех или иных ко-
дов. Передаваемый сигнал можно представить в следующем виде:
S(t) = J (5.33)
п= — оо
(fc) 7
где п — порядковый номер символа; — к-е значение символа
(к е тУУ> ту — число уровней кода; Si(t) — функция, описывающая
форму импульсов. Для двоичного кода с№ принимает два значения:
о/1) = 0, о/2) = 1, для троичного — = —1/2, с№ = 0, с№ = 1/2.
В общем случае при принятии нормирующих условий
й(">у) _ а(1) = 1; [а(1) + а(^у)]/2 = аср (5.34)
Передача цифровых сигналов 133
остальные уровни будут иметь величину
L _ 1
a(fe) = «ср - 1/2 + —— (5.35)
где аср — значение символа, соответствующего среднему уровню
кода.
Для симметричных кодов аср = 0, тогда одна половина уров-
ней принимает положительные значения, другая — отрицательные,
а при нечетном числе уровней один из них (средний) принимает зна-
чение 0. При этом значения с№ появляются с определенными веро-
ятностями р[а^], которые зависят от статистических свойств исход-
ной двоичной последовательности и типа преобразователя двоично-
го кода в данный, а среднее значение сигнала можно определить
следующим образом:
a = (5.36)
fc=i
Статистические свойства коэффициентов с№ и спектр Gi(cj),
отвечающий форме используемых импульсов, характеризуют свойс-
тва передаваемого сигнала. Поэтому формирование требуемого
энергетического спектра может быть осуществлено соответствую-
щим изменением структуры импульсной последовательности и вы-
бором импульсов нужной формы.
Учитывая, что на вероятности появления символов исходного
двоичного сигнала не могут быть наложены ограничивающие усло-
вия, используемый код должен обладать некоторой избыточностью,
позволяющей удовлетворить дополнительные требования, например
в процессе передачи обеспечить возможность контроля появления
ошибок.
Будем считать элементом видеоимпульсного сигнала* любое
возможное сочетание видеоимпульсов и пауз внутри тактового ин-
тервала Г, отведенного для передачи одного символа информации.
Если принять, что импульсы имеют прямоугольную форму, их дли-
тельность равна Т или Т/2, фронт совпадает с началом или сере-
диной тактового интервала, а амплитуда равна C7q/2, то возможное
число разнотипных элементов видеоимпульсных сигналов Uk(t) сос-
тавит девять, как показано на рис. 5.22.
При передаче 1 и 0 исходной информации может использоваться
комбинация двух любых элементов видеоимпульсного сигнала Ui(t)
Видеоимпульс — импульс, не имеющий какого-либо заполнения.
134
Глава 5
u^t)
и5<0
Рис. 5.22. Варианты видеоимпульсов
м9(Г)
Нет t
импульса
и Uj (t). В этом случае число двоичных видеоимпульсных сигналов
определяется числом сочетаний из 9 по 2 Сд = 9!/[2!(9 — 2)!] = 36.
Кроме того, в ЦТС могут применяться многоэлементные видеоим-
пульсные сигналы (передача одного символа информации осущест-
вляется с помощью нескольких элементов), а также многопозицион-
ная (многоуровневая) модуляция отдельных элементов (например,
для каждого элемента предусматривается несколько градаций ам-
плитуды). Таким образом, видеоимпульсные сигналы отличаются
весьма большим многообразием.
Сравнение цифровых сигналов, использующих различные ко-
ды, удобно производить по следующим параметрам: во-первых, по
эффективности использования полосы частот тракта передачи, во-
вторых, по потенциальной помехоустойчивости и, в-третьих, по ус-
тойчивости признаков тактовой частоты в сигнале. В некоторых
случаях следует отмечать и другие, характерные для данного слу-
чая параметры, например наличие избыточности.
Эффективность использования полосы частот тракта передачи
оценивается отношением скорости передачи информации В, бит/с,
к полосе пропускания тракта Д/, Гц, обеспечивающей возможность
регенерации сигнала. В определенной степени об эффективности
можно судить по энергетическому спектру сигнала. Считается, что
в полосу пропускания тракта должно попадать не менее половины
площади спектральной плотности сигнала. Таким образом, при вы-
боре кода следует стремиться к тому, чтобы энергия сигнала была
бы сосредоточена в относительно узкой области частот. Желательно
также, чтобы в спектре сигнала были бы ослаблены низкочастотные
составляющие. Это важно для ЛТ на кабелях с металлическими па-
рами, так как полоса пропускания этих трактов ограничена снизу,
что в общем случае резко увеличивает межсимвольные искажения.
Цифровой сигнал в общем случае представляет собой случай-
ную последовательность импульсов с детерминированным тактовым
интервалом Т. Выражение для энергетического спектра такой пос-
Передача цифровых сигналов
135
ледовательности имеет вид
1 ОС
С!/) = тйй Е (5.37)
где S'2 (/) — квадрат модуля спектральной плотности элемента ко-
да; ат — значение корреляционной функции случайной последова-
тельности символов кода при ее сдвиге на т тактовых интервалов;
причем ат = си_т. Такая функция называется автокорреляцион-
ной функцией флуктуаций. Следовательно, форма энергетического
спектра импульсного сигнала зависит и от вида элементов, из кото-
рых он состоит, и от алгоритма его формирования, определяющего
корреляционные свойства.
Потенциальная помехоустойчивость определяется эквивалент-
ной мощностью Рэ, которая зависит от элементов данного сигнала
Ui(t) и Ujit), т.е.
= Т J — Ч? W]2 dt (5.38)
Очевидно, предельной помехоустойчивостью будут обладать
сигналы, элементы которых противоположны и удовлетворяют ра-
венству Ui(t) = Таким образом, для сигналов, составленных
из элементов, приведенных на рис. 5.22, предельную помехоустой-
чивость можно получить только в двух случаях: при использовании
ui(t) и uz(t) («моноимпульсный» сигнал) ИЛИ U3(t) И U^t) («биим-
пульсный» сигнал). Все другие виды абсолютных двоичных виде-
оимпульсных сигналов имеют потенциальную помехоустойчивость
на 2... 9 дБ ниже предельного значения. Это относится и к боль-
шинству многоэлементных видеоимпульсных сигналов.
Как уже говорилось (разд. 4.2), сигналы тактовой синхрониза-
ции передаются в информационном цифровом потоке. Поэтому для
оценки различных видов видеоимпульсных сигналов важными яв-
ляются параметр рт, характеризующий среднее значение тактовой
частоты в цифровом сигнале при равной вероятности передачи дво-
ичных символов, и параметр КТ1 характеризующий устойчивость
признаков тактовой частоты при различных предельно возможных
вероятностях передачи двоичных символов, т. е. Кт = ртмин/рт,макс-
Параметр ртмаКс соответствует такому сигналу, когда частость пе-
рехода значений сигнала через нуль максимальна, например при
прохождении пакета импульсов вида tt3(Z), а параметр ртмин — ми-
нимальной частости переходов, например при прохождении пакета
импульсов вида ui(t) или иэ(1) параметр ртмин = О-
136
Глава 5
Таблица 5.4
Элементы сигналов (рис. 5.22), используемые для передачи B/Af, (бит/с)/Гц Рэ Pt Kt
«1» «0»
wi(t) U2(£) 2 “о 0,5 0
u3(t) (*) 1,33 1 1
1Z9 (t) 1 “о/8 0,5 0
U1 (t) 11g (t) 2 “о/4 0,25 0
U5 (*), ^б(^) 119 (t) 2 “о/8 0,5 0
114 (t) 1,7 «0 0,62 0,5
В табл. 5.4 приведены значения рассмотренных параметров для
некоторых видов видеоимпульсных сигналов.
С целью повышения стабильности признаков тактовой часто-
ты для большинства видеоимпульсных сигналов требуется допол-
нительное преобразование цифровой информации путем изменения
ее статистических свойств. Если изменение статистических свойств
исходной двоичной информации происходит при некоторых опре-
деленных условиях (например, заданном количестве подряд следу-
ющих 0), то в результате формируются так называемые неалфа-
витные коды. Если же статистические свойства исходной двоичной
последовательности изменяются путем ее деления на группы с пос-
тоянным числом тактовых интервалов и последующего преобразо-
вания этих групп по определенному алфавиту в группы символов
кода с другим основанием счисления (больше двух) и, как правило,
с новым числом тактовых интервалов, то в результате формируют-
ся алфавитные коды.
Среди неалфавитных кодов наибольшее распространение полу-
чили коды типов HDBn и BnZS, в которых последовательность дво-
ичных 0 длиной п + 1 символов заменяется определенным сочета-
нием импульсов и пауз. В этих кодах используются элементы и$ (£),
ue(t) и причем нулевые символы передаются элементом ug(t)
(нет импульса), а единичные — поочередно элементами u^(t) и ue(t)
(импульсами чередующейся полярности). Границы заменяющих па-
кеты нулей вставок определяются по вводимым нарушениям чере-
дования полярности. Предельная помехоустойчивость таких кодов
невелика и совпадает с величиной, полученной для кода ЧПИ (с че-
редованием полярности импульсов), состоящим из элементов щ(£),
и ug(t) (табл. 5.4), а параметр ртмин отличен от 0, что гаран-
тирует достаточно устойчивое выделение синхросигнала.
Использование алфавитных кодов позволяет не только повы-
сить стабильность признаков тактовой частоты, но и увеличить про-
Передача цифровых сигналов
137
пускную способность тракта за счет соответствующего снижения
значения тактовой частоты. Однако алфавитные коды требуют пе-
редачи признаков, достаточных для правильного восстановления
границ групп символов кода при декодировании.
Алфавитные коды находят применение на вторичных телеком-
муникационных сетях, однако в перспективе возможно их исполь-
зование и на первичной сети.
Алфавитные коды обычно обозначают как пВкМ. Здесь п —
число символов в кодируемой двоичной группе; В (Binary) указы-
вает, что в исходной последовательности используется двоичное ос-
нование счисления; к — число символов в группе кода; М — буква
(или буквы), отражающая кодовое основание счисления, например:
Т — троичное (Ternary), Q — четверичное (Quaternary), QI — пя-
теричное (Quinary), 5 — шестеричное (Sextenary), Н — семеричное
(Heptanary) и т. д. В соответствии со сказанным тип кода 4ВЗГ ука-
зывает, что каждая группа из четырех двоичных символов преоб-
разуется в соответствующую группу из трех троичных символов.
Так как в этом случае применяются коды с основанием М > 2, то
требуется соответствующее увеличение отличительных признаков,
т. е. сигнал должен быть многопозиционным. Например, при фор-
мировании к-х символов можно использовать к любых элементов
видеоимпульсных сигналов (см. рис. 5.22), либо один из них, но с к
значениями амплитуды, либо оба указанных способа в комбинации.
Алфавитное кодирование характеризуется избыточностью пре-
образования двоичной информации (2П < Мк\ что обеспечивает вы-
полнение условия независимой передачи групп двоичных символов
сочетаниями (группами) М-го кода. Сравнение алфавитных кодов
обычно проводится по следующим параметрам:
• числу групп двоичных символов 2П;
• числу групп символов кода Мк\
• коэффициенту изменения тактовой частоты Кт = п/к\
• избыточности кода г;
• предельному коэффициенту снижения тактовой частоты (при
г = 0)
АГтмакс = lim(n/fc) = log2 М. (5.39)
г—>0
В теории связи общепринято следующее определение избыточ-
ности:
г = (Нмакс - Я)/Ямакс 1, (5.40)
где Н = log2 N — энтропия источника сообщений (сигналов), если
все сообщения (сигналы) равновероятны и объем алфавита равен N.
138
Глава 5
Таблица 5.5
Тип кода 2п мк Кт г, %
5В6В 32 64 0,833 16,7
ЗВ2Т 8 9 1,5 5,36
4ВЗТ 16 27 1,33 15,88
2B1Q 4 4 2 0
Установим расчетные соотношения для избыточности кодов на
основе определения (5.40). Учитывая, что 7Умакс = Мк} N = 2П,
получаем
r = log2 Мк - log2 2га = г _ п
log2 Мк к log2 М
В некоторых случаях, например в ЦТС на волоконно-оптиче-
ских линиях связи, используются двоичные коды (М = 2), в част-
ности код типа 5В6В. В этом случае г = 1 — п/к.
В табл. 5.5 приведены рассмотренные параметры для некоторых
алфавитных кодов.
Заметим, что снижение тактовой частоты особенно важно для
ЦТС, использующих абонентские линии с малой полосой пропус-
кания, а избыточность может использоваться для улучшения ста-
тистических параметров сигнала, например, для увеличения пара-
метров признака тактовой частоты, и для установления контроля
появления ошибок.
Большое распространение получили так называемые балансные
коды, одним из важнейших параметров которых, является диапазон,
в пределах которого может изменяться текущее значение цифровой
суммы символов кодовой последовательности. Цифровая сумма оп-
ределяется как
з
Zi+j = Zi- aiv (5.42)
?7=1
где г, j — любые целые числа; — значение символа кода, пере-
данного в zy-м тактовом интервале.
Каждому балансному коду соответствует свой диапазон измене-
ния текущей цифровой суммы, причем уровень низкочастотных сос-
тавляющих в спектре сигнала тем меньше, чем меньше этот диапа-
зон. Кроме того, если на приеме контролировать значение текущей
суммы, то в случае превышения известных для данного кода границ
диапазона можно фиксировать возникновение ошибок в тракте.
Общим недостатком как неалфавитных, так и алфавитных ко-
дов является в процессе декодирования возможность размножения
Передача цифровых сигналов
139
ошибок, т. е. возникновения в некоторых случаях нескольких оши-
бок при неверном приеме одного символа последовательности. Этот
фактор оценивают коэффициентом размножения одиночных оши-
бок ХрО, представляющим собой отношение вероятностей неправи-
льно принятых символов сигнала и одиночных ошибок, возникаю-
щих в тракте. Величина Кро > 1 и зависит не только от вида данно-
го кода, но и алгоритма его формирования. На это обстоятельство,
в частности, обращают внимание при выборе кодовых таблиц, т. е.
таблиц соответствия групп двоичных символов группам символов
М-го кода, общее число которых для каждого типа алфавитного
кода весьма велико (оно определяется числом перестановок из 2П,
т. е. (2П)!). В качестве одного из критериев окончательного выбора
кодовых таблиц используется критерий минимизации коэффициен-
та размножения одиночных ошибок в процессе декодирования.
Трехуровневые коды (троичные и квазитроичные*). Для пе-
редачи сигналов по кабелям с металлическими парами первоначаль-
но был использован метод чередования полярности импульсов (код
ЧПИ, рис. 5.23), т. е. символам «О» в этом коде соответствовали па-
узы а символам «1» — последовательно импульсы положи-
тельной и отрицательной полярности W5W и Чередование
полярности позволяет относительно хорошо компенсировать меж-
символьные помехи I рода и, что особенно важно, помехи II рода.
Это объясняется тем, что, как будет показано далее, спектр сигнала
в коде ЧПИ ограничен как сверху, так и снизу.
В сигнале с ЧПИ возможен контроль появления ошибок. Дейст-
вительно, пропадание импульса или появление ложного приводит к
нарушению чередования полярности, что легко контролировать по
текущей цифровой сумме, которая при отсутствии ошибок лежит в
пределах ±1.
К недостаткам этого кода следует отнести, во-первых, невысо-
кую помехозащищенность, которая ниже помехозащищенности дву-
хуровневых кодов на 6 дБ (см. табл. 5.4). Но, поскольку этот код
предназначался для систем, работающих по кабелям с металличес-
кими парами, этот недостаток был некритичным, так как защищен-
ность сигналов в этих кабелях относительно высока.
Дискретные составляющие в сигнале с ЧПИ отсутствуют, одна-
ко выделение тактового синхросигнала несложно — сигнал легко пе-
реводится в исходный (рис. 5.23,а) посредством двухполупериодного
* Квазитроичный код — трехуровневый код, в котором два уровня
служат для поочередной передачи символов одного и того же значения.
140
Глава 5
Вставка Вставка Вставка
Рис. 5.23. Коды с чередованием полярности импульсов: a — исходная
двоичная импульсная последовательность; б— последовательность в коде
ЧПИ (AMI); в — последовательность в коде МЧПИ (HDB-3)
выпрямления. Если же в исходной последовательности присутству-
ют большие пакеты нулей, выделение синхросигнала существенно
затрудняется. Преодоление этой трудности возможно несколькими
способами.
Способ 1. В исходной последовательности (рис. 5.23,а) выпол-
няется инверсия четных (или нечетных) разрядов. При этом пос-
ледовательности нулевых символов превращаются в последователь-
ности вида 10101.... Способ применим в первичных системах, где
появление в выходном потоке комбинаций вида 10101... (и, следо-
вательно, превращение этих комбинаций в последовательности ну-
левых символов) маловероятно.
Способ 2. Исходная последовательность скремблируется, т. е.
складывается с псевдослучайной последовательностью по модулю 2.
На приеме скремблированная последовательность синхронно скла-
дывается по модулю 2 с той же псевдослучайной последовательнос-
тью, что приводит к восстановлению исходного сигнала. Способ
применим в любых системах, но несколько усложняет оборудование
ЦТС. Скремблирование подробно рассматривается в [1] и в разд. 6.1.
Код ЧПИ (AMI) был первым кодом, рекомендованным МСЭ-Т,
для низкоскоростных интерфейсов сетевых трактов.
Устранение больших пакетов нулей радикально преодолевается
в модифицированном коде с чередованием полярности импульсов
МЧПИ. Другое название кода МЧПИ — КВП (HDB) — код с высокой
плотностью единиц. Пример импульсной последовательности в коде
КВП-3 приведен на рис. 5.23,в. МСЭ-Т рекомендует код КВП-3 для
Передача цифровых сигналов
141
Таблица 5.6
Знак предыдущего V-импульса HDB-З (КВП-3) B3ZS
Число В-импульсов после V-импульса
нечетное четное нечетное четное
+ 0 0 0 +1 0 0 0 -1 + 10 0+1 -10 0-1 0 0+1 0 0-1 + 1 0 +1 -1 0 -1
интерфейсов цифровых сетевых трактов со скоростями передачи 2,
8,5 и 34 Мбит/с.
В коде КВП-3 осуществляется замена четырех подряд следую-
щих нулей исходной последовательности вставками вида 000V или
B00V, где В — импульс, сохраняющий правило чередования поляр-
ности, а V — импульс, нарушающий чередование (табл. 5.6). Выбор
той или иной вставки определен условием, по которому между им-
пульсами V должно быть нечетное число импульсов В, что позво-
ляет максимально сбалансировать код (минимизировать текущую
цифровую сумму).
В табл. 5.6 также приведен порядок замены пакетов нулей для
другого кода — B3ZS (КВП-2), в котором по такому же правилу, как
и для кода КВП-3, заменяется последовательность из трех нулевых
символов, т. е. плотность единиц в этом коде еще выше.
МСЭ-Т для некоторых интерфейсов цифровых сетевых трактов
рекомендует аналогичные коды B6ZS и B8ZS, которые предполага-
ют замену пакетов нулей размером в 6 и 8 символов соответственно.
Вид вставки кода B6ZS — 0VB0VB, кода B8ZS — 000VB0VB. Следует
отметить, что применение кодов с заменой пакетов нулей определен-
ными кодовыми комбинациями, усложняет аппаратуру ЦТС в той
же степени, что и применение скремблирования.
Все трехуровневые коды имеют относительно неширокие энер-
гетические спектры, что важно при передаче по кабелям с металли-
ческими парами, затухание которых быстро увеличивается с часто-
той (пропорционально корню квадратному из частоты).
В качестве примера определим спектр сигнала в коде ЧПИ при
условии равной вероятности появления в цифровом потоке нулей и
единиц, для чего воспользуемся формулой (5.37). Вначале найдем
значения функции автокорреляции флуктуаций ат.
Последовательность в коде ЧПИ состоит из трех символов — 1,
О, +1, причем единичные символы появляются в соответствии с пра-
вилом чередования их полярностей. Будем считать, что вероятность
появления нулевого символа равна 1/2, а символов (±1) — по 1/4, а
корреляция между символами отсутствует.
142
Глава 5
Используя ранее указанный способ, найдем значения автокор-
реляционной функции флуктуаций (АКФФ):
1/2
= < 1/4
к0
при т = 0;
при \т\ = 1;
при \т\ > 1.
(5.43)
Элемент сигнала в коде ЧПИ представляет собой прямоуголь-
ный импульс высотой uq/2 и длительностью Т/2. Модуль его спек-
тральной плотности вычисляется следующим образом:
5(f) = (5.44)
v 7 4 7TfТ/2 к 7
Автокорреляционная функция флуктуаций последовательнос-
ти символов кода определяется выражениями (5.37) и (5.43). Вы-
числение суммы дает следующий результат:
_°° -11 1 11
Е = - - -^Tf - = - - - cos(2^Tf) =
Z “Г 4 4 £
т= — оо
= sin2(7rT/). (5.45)
Подставляя (5.44) и (5.45) в выражение (5.37), окончательно полу-
чаем
U$T (sin2(7r/T/2)cos(7rfT/2)
Ьчпи (J) = —---------------------------
(5.46)
7Г/Т/2
Энергетический спектр сигнала ЧПИ представлен на рис. 5.24.
Спектр сигнала МЧПИ будет отличаться от сигнала ЧПИ незначи-
тельно. Во-первых, поскольку в сигнале МЧПИ плотность единиц
выше, кривая спектральной плотности приподнимется. Во-вторых,
текущая сумма для этого случая может изменяться в пределах ±2, а
Передача цифровых сигналов
143
не ±1, как в коде ЧПИ. Следовательно, кривая спектральной плот-
ности несколько расширится за счет увеличения составляющих вб-
лизи нулевой и тактовой частоты.
Для кода МЧПИ возможны ситуации, когда возникновение в
линейном сигнале одиночной ошибки приводит на приеме к разм-
ножению ошибок. В зависимости от типа кода в линии и конкрет-
ной комбинации символов вместо одной ошибки в линейном сигна-
ле могут возникнуть две, три или более ошибок в восстановленном
двоичном сигнале. Например, если в последовательности символов
ВОВВ (для кода КВП-3) произойдет ошибка в третьем символе (т. е.
вместо символа В будет принят символ 0), то возникнет последо-
вательность, которая на приеме будет воспринята как B00V и при
восстановлении двоичного сигнала будет сформирована последова-
тельность 0000 вместо последовательности 1011, т. е. вместо одной
ошибки появятся три. Как показывают расчеты, в зависимости от
способа обработки сигнала на приеме коэффициент размножения
ошибок для данного кода может составлять от 1,18 до 1,26.
Двухуровневые коды обладают наибольшей помехозащищен-
ностью, поскольку имеют минимальное число разрешенных уров-
ней. Двухуровневые коды получают все большее распространение
по мере распространения волоконно-оптических линий связи, в ко-
торых, как известно, коды с другим числом уровней заметного при-
менения не находят.
Примеры двухуровневых кодов приведены на рис. 5.25. Наи-
большее распространение в ЦТС на волоконно-оптических линиях
получил код БВН (NRZ) — без возвращения к нулю. В этом коде
единичные символы передаются положительным импульсом, затя-
нутым на тактовый интервал 7ii(i), а нулевые символы — таким
же отрицательным импульсом из(Г) (см. рис. 5.22,а). Энергетичес-
кий спектр сигнала в этом коде получен при подстановке в форму-
лу (5.37) выражения для модуля спектральной плотности импуль-
са, длительностью в тактовый интервал и АКФФ, равной единице.
В результате функция для энергетического спектра сигнала БВН
приобретает вид
5(/) = ^sir^T) (544)
Энергетический спектр сигнала в коде БВН показан на рис. 5.24.
Из графика видно, что энергетический спектр относительно не-
широк, но имеет мощные низкочастотные составляющие, которые,
как известно, могут приводить к существенным межсимвольным по-
мехам за счет линейных искажений II рода. Спектр не содержит
144
Глава 5
Рис. 5.25. Двухуровневые коды: а — код БВН (NRZ); б— код ВН (RZ); в —
код АБК (BIL); г - код ОБК (DBI); д - код ИТП (CMI)
дискретных составляющих, а составляющие вблизи тактовой час-
тоты отсутствуют. Поэтому выделение тактового синхросигнала в
данном случае требует преобразования кода. Код не имеет избыточ-
ности, а потому не позволяет осуществлять контроль коэффициента
ошибок в процессе передачи. Следует отметить, что в оптических
интерфейсах ЦТС синхронной иерархии практически всегда испо-
льзуется код БВН.
Код с возвращением к нулю ВН (RZ) формируется из импульсов
типа из(£) и uz(t) (см. рис. 5.22 и 5.25,6). Энергетический спектр
сигнала в этом коде значительно шире, чем в коде БВН. Он показан
на рис. 5.24. Единственным преимуществом этого кода является
наличие в его спектре составляющей тактовой частоты.
Низкочастотные составляющие подавлены в спектре сигнала в
абсолютном биимпульсном коде АБК (BIL) (см. рис. 5.25,в). В этом
коде единичный символ передается биимпульсом типа а ну-
левой — щ(1). Энергетический спектр сигнала в этом коде также
показан на рис. 5.24. Из рисунка видно, что в спектре подавлены
низкочастотные составляющие, присутствует составляющая такто-
вой частоты, но в области высоких частот спектр имеет такую же
Передача цифровых сигналов
145
большую ширину, как и у сигнала в коде ВН. Основным недостат-
ком кода АБК является возможность «негативного» приема сигна-
ла, при котором единичные символы заменяются нулевыми, а нуле-
вые — единичными. Этот недостаток устраняется в относительном
биимпульсном коде ОБК (DBI), в котором единица передается изме-
нением предыдущего импульса, а нуль — повторением (рис. 5.25,г).
В свою очередь, коду ОБК присуще размножение ошибок. Дейс-
твительно, если ошибка появляется в каком-то интервале, то ошибка
неизбежно возникнет и в следующем. Таким образом, коэффици-
ент размножения ошибок при кодировании кодом ОБК равен двум.
Заметим, что спектры сигналов в кодах АБК и ОБК практически
совпадают.
Уменьшение коэффициента размножения ошибок в у/2 раза дос-
тигается в коде с инверсией токовых посылок ИТП (CMI). В этом
коде (см. рис. 5.25, д) единичные символы поочередно передаются
импульсами типа щ (t) и tt2 (£), а нулевые — биимпульсами типа щ (£).
Сигнал с инверсией токовых посылок ИТП (CMI) состоит из
последовательностей элементов двух типов, для каждой из которых
может быть подсчитан энергетический спектр. Общий энергетичес-
кий спектр сигнала можно определить как сумму энергетических
спектров последовательностей одинаковых элементов. Единицы в
сигнале ИТП передаются импульсами длительностью Т, полярность
которых чередуется, а нули — биимпульсами «10». Таким образом,
энергетический спектр для последовательности единиц определится
подстановкой в (5.39) выражений (5.44а) и (5.47). Если вероятности
появления в сигнале нулей и единиц равны, получаем выражение
для модуля спектральной плотности единиц:
(7Г/Т)2 • (5.47)
Нули в сигнале ИТП передаются биимпульсами; автокорреля-
ционная функция для них аналогична элементам сигнала ЧПИ, т. е.
выражение для энергетического спектра элементов, соответствую-
щих нулям в исходном сигнале, может быть получено подстановкой
в (5.39) выражений (5.44) и (5.45):
Ц?Т8т4(7г/Т/2)
Go^-— ЫТ/2У • (5'48)
Суммируя (5.47) и (5.48), получаем энергетический спектр сиг-
нала ИПТ. Составляющие и суммарный энергетический спектр для
этого сигнала приведены на рис. 5.26.
146
Глава 5
Рис. 5.26. Спектральные харак-
теристики сигнала ИПТ (CMI)
Спектр сигнала в коде ИТП
аналогичен спектру сигнала в би-
импульсном коде, но максимум
спектральной плотности сигнала
в коде ИТП смещен в сторону низ-
ких частот (расположен ниже по-
ловины тактовой частоты 0,5/т).
Таким образом, этот код отвечает
большинству требований для ли-
нейных сигналов: сигналы в этом
коде имеют относительно узкий
спектр, низкочастотные составля-
ющие спектра подавлены, присут-
ствует составляющая тактовой частоты. Код ИТП рекомендован
МСЭ-Т для интерфейсов сетевых цифровых трактов со скоростью
передачи 140 и 155 Мбит/с.
Алфавитные (блочные) коды в настоящее время обычно ис-
пользуются на вторичных сетях и предназначены для улучшения
использования кодового пространства (допустимого размаха ампли-
туды сигнала). На первичных сетях эти коды применяются как ли-
нейные для снижения тактовой частоты сигналов, передаваемых по
металлическим парам (например, в системе ИКМ-480х2).
Действительно, для 8-разрядной комбинации алфавит двоично-
го кода образует 28 = 256 значений, а троичного — З8 = 6561. Таким
образом, при перекодировке сигнала из двоичного кода в код троич-
ный возникает избыточность, которую можно употребить для таких
целей, как контроль коэффициента ошибок, улучшение статистики
сигнала, снижение тактовой частоты. В табл. 5.5 были приведены
основные параметры некоторых блочных кодов. Рассмотрим наибо-
лее употребительные коды подробнее.
Весьма перспективными являются блочные коды типа пВкМ,
некоторые характеристики которых также приведены в табл. 5.5.
Поскольку в этих кодах общее число различных групп двоичных
символов (2П) обычно меньше возможного числа групп М-ных сим-
волов (Mfc), то задача формирования последних заключается в оп-
ределении замены исходной комбинации комбинацией данного кода.
Эта замена должна обеспечивать получение необходимых свойств
передаваемого сигнала и не порождать значительных технических
трудностей при реализации преобразователя кода. Для этого, как
правило, используется принцип смены мод, который заключается в
следующем.
Передача цифровых сигналов
147
В процессе преобразования исходного двоичного сигнала испо-
льзуется не один, а несколько алфавитов, и выбор в каждом конк-
ретном случае определенного алфавита (моды) осуществляется на
основе анализа некоторого числа предшествующих символов с уче-
том текущей цифровой суммы кодовой последовательности. Таким
образом, одна и та же группа исходных двоичных символов может
быть передана различными группами кода пВкМ. Алфавиты под-
бираются так, чтобы различные моды, используемые для передачи
одной и той же двоичной группы, могли бы как увеличивать, так и
уменьшать цифровую сумму. Выбирая соответствующую моду для
кодирования очередной группы, добиваются того, чтобы цифровая
сумма изменялась в достаточно узких пределах и была бы мини-
мальной. Это обеспечивает уменьшение мощности низкочастотных
составляющих в спектре передаваемой последовательности.
При использовании кодов типа пВкМ любая одиночная ошиб-
ка вызывает либо новое нарушение чередования полярностей, либо
пропадание ранее введенного нарушения закона чередования. В ре-
зультате как того, так и другого возникает некомпенсированное на-
рушение полярностей передаваемых импульсов. Отмеченное обсто-
ятельство позволяет относительно просто контролировать верность
передачи информации.
В качестве примера можно привести одну из разновидностей ко-
да типа 4ВЗТ (четырехмодового троичного — FOMOT — Four Mode
Ternary), в котором предусмотрено использование четырех троич-
ных алфавитов (мод М), приведенных в табл. 5.7.
Таблица 5.7
Символы двоичного кода Символы троичного кода
М-1 Мо М+1 М+2
0000 -1 +1 +1 -10 0 -1 +1 +1 -10 0
0001 -1 +1 0 -1 +1 0 -1 +1 0 -1 +1 0
0010 +1 -1 0 + 1 -1 0 +1 -1 0 + 1 -1 0
0011 +10 0 +1 -1 -1 +10 0 +1 -1 -1
0100 -1 0 +1 -1 0 +1 -1 0 +1 -1 0 +1
0101 +1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 -1
0110 +1 0 +1 + 1 0 +1 -1 0 -1 -1 0 -1
0111 +1 0 -1 + 1 0 -1 +1 0 -1 + 1 0 -1
1000 0 +1 +1 0 +1 +1 -1 -1 0 -1 -1 0
1001 0+1 0 0-1 0 0+1 0 0-1 0
1010 +1 -1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 -1
1011 +1 +1 о +1 +1 о 0 -1 -1 0 -1 -1
1100 0 0+1 -1 -1 +1 0 0+1 -1 -1 +1
1101 0 +1 -1 0 +1 -1 0 +1 -1 0 +1 -1
1110 0 -1 +1 0 -1 +1 0 -1 +1 0 -1 +1
1111 +1 +1 -1 0 0-1 +1 +1 -1 0 0-1
148
Глава 5
Заметим, что количество различных двоичных комбинаций в
этом коде равно 24 = 16, а соответствующих им троичных З3 = 27.
Текущая цифровая сумма после окончания очередной кодовой
группы в этом коде с равной вероятностью приобретает значения
— 1; 0; +1; +2. В соответствии со значением текущей цифровой сум-
мы следующая группа выбирается из соответствующего алфавита
(моды). Однако после передачи первого и второго символов кодо-
вой группы текущая цифровая сумма может оказаться в пределах
от —2 до +3. Синхронизация по группам осуществляется по обнару-
жению запрещенной комбинации ООО и по цикловому синхросигналу
системы передачи.
Для этого кода коэффициент снижения тактовой частоты равен
Кт = 4/3 = 1,33, избыточность — г = 1 — (4/3) log 2/log 3 = 0,16.
m с г о Снижение тактовой частоты вдвое
Таблица 5.8
I OR I 11 I 1П m I nn I Д°стигается в коде 2B1Q (Кт = 2/1 =
11 1U U1 UU .
= 2), который широко используется в
1Q +1 +0,5 -0,5 -1--с т, „
----------------------- сетях абонентского доступа. Исходный
поток в этом случае разбивается
на пары символов, каждая из которых заменяется одним импульсом,
имеющим соответствующую амплитуду (табл. 5.8). Эффективность
использования полосы пропускания тракта при применении этого
кода достигает 4-х бит на Гц, т. е. очень велика. Избыточность же
кода нулевая (г = 1 — 21g 2/ 1g 4 = 0), следовательно, ни контролиро-
вать появления ошибок, ни изменять статистику сигнала в данном
случае невозможно.
Линейные тракты оптических ЦТС относительно широкополос-
ные, поэтому в некоторых случаях избыточность может быть полу-
чена за счет увеличения тактовой частоты сигнала. При этом эф-
фективность использования полосы пропускания тракта понижает-
ся, но появляется возможность улучшить статистические параметры
сигнала и осуществить контроль появления ошибок. К таким кодам
относятся коды типа пВтВ (на международном уровне стандарти-
зированы коды 2ВЗВ, ЗВ4В, 5В6В и 34В36В). Так, например, для
кода 5В6В, применяемого в отечественных МТС, тактовая частота
повышается в 6/5 = 1,2 раза (Лт = 0,833), а избыточность при этом
достигает почти 20 % (г = 1 — 5/6 = 0,167).
В некоторых отечественных МТС ПЦИ в качестве линейного
использовался код 10В1Р17?. К каждой группе из 10 двоичных сим-
волов добавляется один символ Р, дополняющий число единиц в
группе до четного. Это позволяет контролировать появление оши-
бок путём проверки кодовых групп на чётность. Символ R в этом
Передача цифровых сигналов
149
коде используется для переноса служебной информации. Парамет-
ры этого кода совпадают с параметрами кода 5В6В.
В заключение отметим, что рассмотренный выше трехуровне-
вый код ЧПИ формально можно отнести к классу кодов пВкМ, счи-
тая, что в данном случае п = 1Д = 1 иМ = 3, т.е. один символ дво-
ичного кода преобразуется в один символ троичного кода 1В1Т. Ко-
эффициент изменения тактовой частоты при этом оказывается рав-
ным единице (т. е. тактовая частота не изменяется). Избыточность
этого кода в соответствии с (5.41) равна г = (1 — 1/ log2 3) • 100 % =
= 37 %, которая в данном случае используется для контроля появле-
ния ошибок: при появлении ошибки чередование полярности нару-
шается. Нарушение же чередования полярности достаточно просто
определяется по текущей цифровой сумме, которая в этом случае
выходит за пределы ±1.
6 Синхронные цифровые
телекоммуникационные системы
Одной из наиболее современных телекоммуникационных тех-
нологий, используемых для построения различных сетей связи, яв-
ляются телекоммуникационные системы, принадлежащие к синх-
ронной цифровой иерархии (СЦИ, или SDH). Синхронные цифро-
вые телекоммуникационные системы (СЦТС) обладают существен-
ными преимуществами по сравнению с системами прежних поко-
лений. Они позволяют более полно реализовывать возможности
волоконно-оптических и радиорелейных линий, создавать гибкие,
надежные, удобные для эксплуатации, контроля и управления сети
при гарантии высокого качества связи. СЦТС обеспечивают скорос-
ти передачи от 155 Мбит/с и выше (см. разд. 1.2) и могут передавать
как сигналы существующих цифровых систем, так и новых перспек-
тивных служб, в том числе и широкополосных. Аппаратура СЦТС
является программно управляемой и интегрирует в себе средства
преобразования сигналов, их передачи, оперативного переключения
на сетях, контроля и управления телекоммуникациями.
6.1. Преобразование сигналов в СЦТС
Структура кадров СЦТС. Потоки синхронной цифровой ие-
рархии представляют собой последовательности кадров (циклов) пе-
редачи, которые называются синхронными транспортными модуля-
ми (STM). В зависимости от иерархической ступени (уровня) кадр
имеет номер (1, 4, 16, 64 или 256). Длительность передачи отде-
льного кадра вне зависимости от его уровня равна 125 мкс, т. е.
кадры следуют с частотой 8 кГц. Синхронные транспортные мо-
дули удобно представлять в виде девятистрочных матриц, каждая
ячейка которых содержит один байт информации. Поскольку STM
передаются с частотой 8 кГц, скорость передачи информации, при-
надлежащей той или иной ячейке, составляет 8 • 8 • 103 = 64 кбит/с,
т. е. соответствует скорости передачи основного цифрового канала
(ОЦК).
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
151
Рис. 6.1. Структура транспортного модуля STM-1
Структура синхронного транспортного модуля первичного по-
тока (STM-1) приведена на рис. 6.1. Количество столбцов матрицы,
отображающей STM-1, равно скорости передачи потока, деленной
на 8 (число битов в байте), на 8 кГц (частоту передачи модулей) и
на 9 (число строк). Поскольку скорость передачи первичного потока
составляет 155520 кбит/с, то число столбцов равно 155520/8/8/9 =
= 270. Байты STM-1 передаются, начиная с верхнего левого угла,
построчно слева направо и сверху вниз.
Первые 9 столбцов STM-1 несут служебную информацию. За
исключением 4-й строки они образуют поле секционного заголовка
SOH, содержащего синхросигнал, байты для обслуживания, контро-
ля и управления. Заголовок подразделяется на подзаголовок реге-
нерационной секции RSOH и подзаголовок мультиплексной секции
MSOH. Столбцы с 10-го по 270-й образуют поле нагрузки, в которое
по определенным правилам вводятся сигналы нагрузки. Фазовые
соотношения между сигналами нагрузки и кадром STM фиксиру-
ются в указателях (PTR), которые располагаются в 4-й строке пер-
вых 9 столбцов. Далее будет показано, что посредством указателей
достигается возможность доступа к отдельным составляющим наг-
рузки без необходимости демультиплексирования потока STM.
Потоки уровней выше первого имеют структуру, аналогичную
потокам, образованным байт-синхронным мультиплексированием
(см. разд. 3.1) потоков STM-1*. Матрицы модулей высших уров-
ней удобно представлять объемными: на матрицу STM-1 К2 1 как
бы накладывается такая же матрица STM-1 К2 2 и т. д. Поскольку
мультиплексирование синхронно-синфазное, все характерные блоки
модулей STM-1 разных номеров оказываются совмещены. Поэтому
* Для образования потоков высших уровней используется каскадное
мультиплексирование, рассмотренное далее. Однако правила каскадно-
го мультиплексирования таковы, что структуры потоков высших уров-
ней точно соответствуют потокам, полученным байт-синхронным прям-
ым мультиплексированием.
152
Глава 6
для определения местоположения того или иного байта в модуле
STM-N (N-ro уровня) достаточно указать расположение аналогич-
ного байта в модуле STM-1 (номер строки, номер столбца) и номер
модуля STM-1 или, иначе, номер мультистолбца.
Совокупность оборудования между точками ввода и приема под-
заголовков RSOH и MSOH образуют соответственно регенераци-
онные и мультиплексные секции, которые являются элементами
технического обслуживания.
Линейные сигналы синхронных систем, как правило, передают-
ся по оптическим волокнам в кодах NRZ или RZ, при которых еди-
ницам соответствует высокий уровень в течение тактового интерва-
ла, а нулям — низкий. С целью улучшения статистических свойств
(снижения вероятности появления больших пакетов нулей и единиц)
сигналы скремблируются. Эта процедура заключается в сложении
по модулю два исходного потока с псевдослучайной последователь-
ностью. В СЦТС используется псевдослучайная последовательнос-
ть с образующим полиномом вида 1 + х6 + х7. Скремблер устанав-
ливается в исходное состояние 1111111 после прохождения первой
строки заголовка, которая не скремблируется, поскольку содержит
цикловой синхросигнал. Все последующие биты модуля, начиная с
первого бита блока нагрузки, скремблируются. Структурная схе-
ма скремблера показана на рис. 6.2, она представляет собой регистр
сдвига* с обратной связью. В передающем оборудовании данные
скремблируются, в приемном оборудовании точно такая же схема
(исключающее ИЛИ):
1+1 = 0, 1+0 = 1, 0+1 = 1, 0+0 = 0
Рис. 6.2. Структурная схема скремблера
* Регистр сдвига скремблера образован триггерами типа D. При по-
даче на вход триггера D единичного импульса состояние выхода Q изме-
няется на обратное (режим счёта).
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
153
Таблица 6.1
Обозначение контейнера Размер контейнера, байт Скорость передачи контейнера, кбит/с Передаваемый поток ПЦИ, кбит/с
С-11 25 1600 1544
С-12 34 2176 2048
С-2 106 6784 6312
С-3 756 48384 34368 или 44736
С-4 2340 149760 139264
служит для дескремблирования данных — при-
ведения их в исходное состояние. Работа скрем-
блера поясняется рис. 6.3; строчки цифр показ-
ывают состояния разрядов регистра сдвига, на-
чиная с первого такта, последний разряд явля-
ется выходным. Таким образом, правый стол-
бец является выходной последовательностью
скремблера, которая периодически повторяет-
ся через 27 — 1 = 127 символов.
Поле нагрузки транспортного модуля
S ТМ-1. Потоки, передаваемые в составе
STM-1, размещаются в контейнерах (С) — ин-
формационных структурах определенной емко-
сти, требуемой для передачи данного цифрово-
го потока. Размеры контейнеров указываются
-------п*
1111111
^0 111111
0 0 11111 £
oooiiii 8
О 0 0 0 1 1 1 « §
0 0 0 0 0 1 1 g*
0000001 § й
1 0 0 0 0 0 0 § о
oiooooom^
ooioooo 5
0 0 0 1 0 0 0 §
0 0 0 0 1 0 0
0 0 0 0 0 1 0
Рис. 6.3. Форми-
рование последо-
вательности на
выходе скремблера
в байтах, все байты любого контейнера передаются за 125 мкс. При-
нятые размеры контейнеров, скорости их передачи и скорости пере-
дачи соответствующих плезиохронных потоков (см. разд. 1.2) при-
ведены в табл. 6.1.
Поскольку скорости передачи контейнеров больше скорости пе-
редачи соответствующих потоков, ввод потоков в контейнеры осу-
ществляется с применением побайтного и побитного согласования
скоростей. При этом используется как одностороннее, так и двусто-
роннее выравнивание. Таким образом, в состав контейнера входят:
• байты и биты передаваемой нагрузки;
• байты и биты фиксированных вставок, используемые для приб-
лиженного увеличения скорости передачи потока до скорости
передачи контейнера;
• биты точного выравнивания, в которых по необходимости могут
находиться биты нагрузки или вставки;
• биты управления выравниванием (команды согласования ско-
ростей), указывающие состав битов точного выравнивания.
Присоединение к контейнеру С трактового заголовка РОН обра-
зует виртуальный контейнер VC, передача которого по синхронной
154
Глава 6
сети осуществляется по тракту виртуального контейнера — совокуп-
ности устройств от точки ввода РОН до точки его приема. Тракт
VC является элементом технического обслуживания. Информация,
содержащаяся в трактовом заголовке, позволяет отслеживать на-
дежность транспортировки контейнера через сеть.
Виртуальные контейнеры большого размера, которые переда-
ются в составе STM-1 в одиночку, относят к контейнерам высокого
уровня (НО); небольшие контейнеры, которые объединяются в бо-
льшой VC, являются контейнерами низкого уровня (LO). Как будет
показано далее, VC-4 является контейнером высокого уровня, кон-
тейнеры VC-2, VC-12 и VC-11 — низкого. Виртуальный контейнер
VC-3 в зависимости от схемы преобразования может относиться или
к высокому, или к низкому уровню.
Виртуальные контейнеры высокого уровня вводятся в струк-
туры, называемые административными блоками AU. Администра-
тивные блоки образуют группу административных блоков AUG-1,
которая и образует информационное поле и поле указателей синх-
ронного транспортного модуля STM-1. В состав AUG-1 входит или
один блок AU-4, или три блока AU-3. Административные блоки
образуются присоединением к виртуальным контейнерам высокого
уровня указателей PTR AU. Указатели отражают фазовые соотно-
шения между синхронным модулем STM-1 и виртуальным контей-
нером, в результате чего виртуальный контейнер может смещаться
(«плавать») внутри структуры AUG.
Виртуальные контейнеры низких уровней перед передачей их
в синхронный модуль объединяются в контейнер высокого уровня.
Для отражения фазовых соотношений между контейнерами низко-
го уровня и контейнером высокого используются указатели PTR
TU. Присоединение к виртуальному контейнеру указателя PTR TU
образует транспортную структуру, называемую нагрузочный блок
TU, внутри которой может «плавать» виртуальный контейнер. Пе-
ред вводом в виртуальный контейнер высокого уровня нагрузочные
блоки побайтно мультиплексируются в группу нагрузочных блоков
TUG. В табл. 6.2 приведены основные характеристики элементов
синхронного модуля STM-1.
Схема мультиплексирования. На рис. 6.4 представлена схе-
ма мультиплексирования, в которой указаны пути преобразования
транспортных структур, рекомендованные международными стан-
дартами. Если виртуальные контейнеры VC-3 размещаются в моду-
ле STM-1 в составе виртуального контейнера VC-4, то они в данном
случае относятся к низкому уровню LO. Если VC-3 размещаются
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
155
Таблица 6.2
Контейнер размер, байты скорость, кбит/с С-11 25 1600 С-12 34 2176 С-2 106 6784 С-3 756 48384 С-4 2340 149760
Виртуальный контейнер размер, байты скорость, кбит/с VC-11 26 1664 VC-12 35 240 VC-2 107 6848 VC-3 765 48960 VC-4 2349 150336
Нагрузочный блок размер, байты скорость, кбит/с TU-11 27 1728 TU-12 36 2304 TU-2 108 6912 ти-з 768 49152
Группа нагрузочных блоков размер, байты скорость, кбит/с TUG-2 108 6912 TUG-3 774 49536
Административный блок размер, байты скорость, кбит/с AU-3 786 50304 AU-4 2358 150912
Группа административных блоков размер, байты скорость, кбит/с AUG-1 2358 150912
в синхронном модуле самостоятельно то, как и контейнеры VC-4,
будут относиться к высокому уровню НО. На схеме отмечены опе-
рации: размещения — преобразования контейнеров в виртуальные
контейнеры путем присоединения к первым трактовых заголовков
РОН, выравнивания — посредством присоединения к виртуальным
контейнерам указателей PTR и мультиплексирования с соответ-
ствующими коэффициентами. На рисунке цифрами со знаком х
указаны коэффициенты мультиплексирования.
Поскольку образование синхронных транспортных модулей выс-
ших уровней производится в результате мультиплексирования групп
административных блоков предыдущего уровня, мультиплексиро-
вание на данном уровне должно осуществляться не побайтно, а по
группам байтов так, как показано на рис. 6.5.
Для сигналов, скорости которых превышают 140 Мбит/с, испо-
льзуются смежные сцепки контейнеров С-4-Nc (N = 4, 16, 64, 256).
Смежная сцепка, или смежная конкатенация — это процедура объе-
динения нескольких контейнеров, в результате которой их совокуп-
ная емкость используется как один контейнер.
Для организации участков синхронных сетей, со скоростями пе-
редачи ниже 155 Мбит/с, стандартизированы субсинхронные тран-
спортные модули. Различают три типа субсинхронных транспорт-
ных модулей:
STM-0 — модуль, содержащий информационную нагрузку и сек-
ционный заголовок, скорость передачи STM-0 — 51840 кбит/с;
Рис. 6.4. Схема мультиплексирования СЦИ
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
157
Рис. 6.5. Мультиплексирование четырех групп AUG-N в группу AUG-N-4
sSTM-2n — модуль, содержащий одну или п групп TUG-2 и
секционный заголовок, скорость передачи sSTM-2n 6912хп кбит/с
(n = 1, 2, 4);
sSTM-lk — модуль, содержащий один или к нагрузочных блоков
TU-12 и секционный заголовок, скорость передачи sSTM-lk состав-
ляет 2304хк кбит/с (k = 1, 2, 4, 8, 16).
Рассмотрим расположение контейнеров в нагрузочном поле син-
хронного модуля STM-1. В соответствии со схемой мультиплексиро-
вания (см. рис. 6.4) контейнер С-4 присоединением трактового заго-
ловка РОН преобразуется в виртуальный контейнер VC-4 (рис. 6.6).
В результате процедуры выравнивания виртуальный контейнер VC-
4 помещается в административный блок AU-4. Расположение VC-4
внутри AU-4 определяет указатель PTR AU. Для этого поле адми-
нистративного блока разделяется на триады (трехбайтовые ячейки),
как показано на рис. 6.7. Нумерация триад начинается с нулевой,
которая примыкает непосредственно к указателю и заканчивается
782-й. Указатель содержит номер триады, с последнего байта кото-
рой начинается загрузка виртуального контейнера VC-4. В общем
Рис. 6.6. Контейнер С-4 и виртуальный контейнер VC-4
158
Глава 6
Рис. 6.7. Расположение VC-4 внутри AU-4
случае VC-4 загружается синхронно, тогда столбец заголовка РОН
оказывается целым, как показано на рис. 6.7, а загрузка следующе-
го контейнера начинается с триады того же номера, какой имела
триада начала загрузки предыдущего.
Если обрабатываются виртуальные контейнеры, выделяемые из
транспортных модулей, тактовые частоты которых расходятся с так-
товой частотой модулей, создаваемых на данном участке сети, пе-
риодически осуществляется коррекция возникающей временной не-
однородности. На рис. 6.8,а показан случай положительной коррек-
ции (положительного выравнивания) скорости передачи контейнера
(скорость передачи контейнера относительно низка), а на рис. 6.8,5—
случай отрицательной коррекции. Как видно из рисунка, в первом
случае в поле виртуального контейнера вводится вставка размером
в три байта, которая всегда располагается в нулевой триаде. Окон-
чание контейнера при этом смещается вправо, следующий контей-
нер, таким образом, начинает загружаться позднее на время, равное
прохождению трех байтов. При отрицательном выравнивании (ско-
рость передачи контейнера относительно велика) избыточная ин-
формация размером три байта передается на запасном поле указате-
ля. При этом окончание контейнера смещается влево, и следующий
контейнер начинает загружаться раньше на время, также равное
времени прохождения трех байтов. Такое резкое изменение фазы
загрузки контейнеров при выравнивании скоростей передачи явля-
ется источником значительных трудно устранимых фазовых флук-
туаций передаваемой информации. Поэтому как при проектирова-
нии сети, так и при ее эксплуатации следует принимать меры, по
возможности исключающие условия, требующие согласования ско-
ростей передачи.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
159
Рис. 6.8. Выравнивание скорости передачи виртуальных контейнеров VC-4:
a — положительное; б — отрицательное
Административный блок AU-4 тождественно равен группе ад-
министративных блоков AUG-1 (преобразуется в AUG-1 путем фор-
мального мультиплексирования с коэффициентом 1). Затем группа
AUG-1 или преобразуется в транспортный модуль STM-1 посредст-
вом присоединения к ней секционного заголовка SOH, или мультип-
лексируется в группу AUG-4 и т. д., как показано на рис. 6.4.
Контейнер третьего уровня С-3 содержит 756 байтов и может
быть представлен в виде 9-строчной матрицы, содержащей 84 столб-
ца. Присоединение к нему столбца трактового заголовка РОН прев-
ращает его в виртуальный контейнер VC-3, содержащий 85 стол-
бцов.
Согласно общей схеме мультиплексирования (рис. 6.4) VC-3 мо-
жет быть введен в синхронный транспортный модуль STM-1 двумя
путями. В соответствии с американскими стандартами VC-3 пре-
образуется в административный блок AU-3, который отличается от
ранее рассмотренного блока AU-4 трех, а не девятибайтовым ука-
160
Глава 6
Рис. 6.9. Формирование TUG-3 из С-3
зателем, и полем нагрузки, состоящим не из 261 столбца, а из 87
столбцов. Для получения 87 столбцов в поле нагрузки виртуаль-
ного контейнера VC-3 вводится два столбца фиксированной встав-
ки (столбцы 30 и 59). Далее блоки AU-3 побайтно объединяются в
группу административных блоков AUG-1, которая далее обрабаты-
вается обычным порядком.
Европейская схема мультиплексирования предполагает преоб-
разование виртуального контейнера VC-3 в нагрузочный блок TU-3
посредством присоединения указателя PTR TU. Нагрузочный блок
TU-3 путем формального мультиплексирования с коэффициентом
1 преобразуется в группу нагрузочных блоков TUG-3. При этом 6
байтов в первом столбце ниже байтов указателя заполняются фик-
сированной вставкой. На рис. 6.9 показаны структуры С-3, VC-3,
TU-3 и TUG-3. Далее путем побайтного мультиплексирования три
группы TUG-3 вводятся в информационное поле виртуального кон-
тейнера VC-4, первые два столбца которого (следующие за столбцом
РОН), заполняются фиксированной вставкой (рис. 6.10).
Рассмотрим расположение контейнеров нижнего уровня на при-
мере преобразования контейнеров С-12, предназначенных для пере-
носа широко используемого плезиохронного потока 2048 кбит/с.
В соответствии со схемой мультиплексирования на первом эта-
пе преобразования контейнеров образуется виртуальный контейнер
VC-12. Главной особенностью этого этапа является то, что тракто-
вый заголовок РОН присоединяется не к одному контейнеру С-12,
а к структуре из четырех контейнеров, образующих сверхцикл дли-
тельностью 500 мкс. Эта процедура иллюстрируется рис. 6.11,а: к
каждому из четырех С-12, состоящих из 34 байтов, присоединяется
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
161
Рис. 6.10. Объединение трёх TUG-3 в VC-4
один из байтов заголовка РОН, который состоит из четырех байтов:
V5, J2, N2 и К4. В результате образуется сверхцикл виртуальных
контейнеров VC-12. Этот сверхцикл переносится в информацион-
ное поле, образованное также сверхциклом из четырех нагрузочных
блоков TU-12 (рис. 6.11,6). Указатель PTR TU-12, состоящий также
из четырех байтов (VI, V2, V3 и V4), как и заголовок VC-12, переда-
ется в течение сверхцикла, содержащего четыре нагрузочных блока.
Сверхцикл VC-12 может «плавать» внутри сверхцикла TU-12; номер
байта, с которого начинается загрузка байта V5 заголовка, записан
в байтах VI и V2 указателя. Нумерация байтов информационного
поля начинается сразу после байта V3 указателя (байт № 0) и закан-
чивается последним байтом (байт № 139) строки, содержащей байт
V2 указателя следующего сверхцикла TU-12 (рис. 6.11,6). Если не-
обходимо выровнять скорости передачи виртуальных контейнеров
относительно нагрузочных блоков, используется байт V3 указате-
ля (для передачи дополнительной информации при отрицательном
согласовании) следующего сверхцикла TU-12 или следующий за ним
байт, в который вводится вставка при положительном согласовании.
Три нагрузочных блока TU-12 побайтно мультиплексируются
и образуют группу блоков TUG-2, которую можно представить в
виде матрицы, состоящей из девяти строк и двенадцати столбцов.
Первые три байта первой строки TUG-2 будут занимать байты ука-
зателей TU-12, Очевидно, полностью указатели будут переданы в
четырех последовательных группах TUG-2.
162
Глава 6
Рис. 6.11. Ввод контейнеров С-12 в нагрузочные блоки TU-12: a— сверхцикл
виртуальных контейнеров VC-12; б — сверхцикл VC-12 в сверхциклах TU-12
Семь групп TUG-2 могут быть мультиплексированы или в вир-
туальный контейнер VC-3 (американский стандарт), или в группу
TUG-3 (европейский стандарт). Остановимся на последнем. При
побайтном мультиплексировании семи TUG-2, каждая из которых
состоит из 12 столбцов, образуется структура, содержащая 12x7 =
= 84 столбца. Группа TUG-3 состоит из 86 столбцов (см. рис. 6.9).
Поэтому в нее вводится два столбца фиксированных вставок (2-й
и 3-й). Порядок ввода TUG-3 в синхронный модуль был рассмот-
рен ранее.
Обработка контейнеров С-11 и С-2 отличается от обработки кон-
тейнера С-12 только количественно, порядок преобразования, вклю-
чая создание сверхциклов, остается прежний. Размеры контейнеров
С-11 и С-2 равны 25 и 106 байтам соответственно. После присо-
единения байтов заголовка и указателя получается соответственно
27 и 108 байтов в TU-11 и TU-2. Таким образом, блок TU-11 может
быть представлен матрицей из трех столбцов, a TU-2 — из двенадца-
ти. Группа TUG-2 формируется из четырех TU-11 или одного TU-2.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
163
Отличие этих групп друг от друга и от группы, сформированной из
TU-12, заключается лишь в наличии того или иного числа байтов
указателей PTR TU, содержащихся в начале первой строки (число
равно количеству нагрузочных блоков в данной группе: 4, 3 или 1).
Объединение контейнеров (сцепки). Для транспортировки
нагрузки, которая не приспособлена к стандартному набору контей-
неров (С-4/3/2/12/11), может использоваться процедура объедине-
ния (конкатенации) последних, или, иными словами, параллельное
соединение трактов.
Существуют два метода объединения трактов: смежное и вир-
туальное. Оба метода обеспечивают объединение нескольких кон-
тейнеров, сформированных одновременно, на протяжении всего
тракта их передачи. Смежное объединение основывается на объе-
динении контейнеров, принадлежащих к одной транспортной струк-
туре (объединенные контейнеры рассматриваются как один контей-
нер большей емкости), а виртуальное объединение предусматривает
распределение нагрузки по нескольким стандартным виртуальным
контейнерам и восстановление нагрузки в конечной точке переда-
чи. Виртуальное объединение требует от оборудования поддержки
данной процедуры только в точках ввода/вывода нагрузки, в то вре-
мя как смежное объединение требует, чтобы каждый элемент тракта
передачи поддерживал эту процедуру. Наиболее часто используется
смежное объединение X виртуальных контейнеров высокого уровня
VC-4 (VC-4-Хс, X = 4, 16, 64, 256), которое является стандартным
(см. рис. 6.4).
Виртуальный контейнер VC-4-Хс (смежная сцепка виртуаль-
ных контейнеров VC-4) занимает область в поле полезной нагруз-
ки, равную емкости X контейнеров четвертого уровня (рис. 6.12).
В виртуальном контейнере используется один маршрутный заголо-
вок*, расположенный в первом столбце (байт ВЗ заголовка содержит
результаты проверки кодом В1Р-8** всех столбцов (261-Х) кадра
виртуального контейнера VC-4-Хс). Столбцы со 2 по X — запол-
неняются фиксированной вставкой.
Первый столбец виртуального контейнера всегда располагается
в первом AU-4. Указатель первого блока AU-4 определяет позицию
первого байта J1 виртуального контейнера. Указатели остальных
блоков устанавливаются в положение «конкатенация» (см. далее
раздел «Структура указателей» в разд. 6.2). Для отрицательного
* Назначение байтов заголовков будет рассмотрено в разд. 6.2.
** См. разд. 6.2.
164
Глава 6
Рис. 6.12. Структура виртуального контейнера VC-4-Хс
выравнивания скоростей используются последние ХхЗ байтов ука-
зателя, а для положительного выравнивания — ХхЗ байтов, следу-
ющих за указателем сразу после фиксированной вставки.
Виртуальный контейнер VC-4-Хс обеспечивает передачу полез-
ной нагрузки со скоростью:
599040 кбит/с при X = 4;
2396160 кбит/с при X = 16;
9584640 кбит/с при X = 64;
38338560 кбит/с при X = 256.
Применяется также смежное объединение X виртуальных кон-
тейнеров низшего уровня (VC-2-Хс, X = 1,..., 7). Виртуальный кон-
тейнер VC-2-Хс занимает область в поле полезной нагрузки, рав-
ную емкости X контейнеров второго уровня (рис. 6.13). В вирту-
альном контейнере используется один маршрутный заголовок (см.
разд. 6.2), расположенный в первом столбце. Как и в сцепке контей-
неров высшего уровня, биты BIP-2 (биты 1 и 2 байта V5) заголовка
содержат результаты проверки кодом В1Р-2 всех столбцов (107хХ)
кадра виртуального контейнера VC-2-Хс. Столбцы со 2-го по Х-й —
фиксированная вставка.
Используя смежное объединение виртуальных контейнеров VC-
2 (предусмотрено объединение от 1 до 7 виртуальных контейнеров)
V5 J2 N2 К4 Вставка С-2-Хс
4 Х-1 * Х*1О6
ХхЮ7
Рис. 6.13. Структура виртуального контейнера VC-2-Хс
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
165
скорость передачи может изменяться от 6784 до 47488 кбит/с с ша-
гом 6784 кбит/с.
Виртуальный контейнер VC-2-Хс передается в X смежных наг-
рузочных блоках TU-2. Первый столбец виртуального контейнера
всегда располагается в первом TU-2. Указатель первого блока TU-2
определяет позицию байта V5 маршрутного заголовка виртуального
контейнера. Указатели других нагрузочных блоков передают сооб-
щение о смежном объединении виртуальных контейнеров (указатель
принимает вид 1OO1SS11111111, см. разд. 6.2). Для выравнивания
скоростей используется X байтов.
В настоящее время все большее распространение получает объ-
единение виртуальных контейнеров (виртуальные сцепки), так как
при этом можно объединять некоторое произвольное число вирту-
алных контейнеров. Это позволяет существенно повысить эффек-
тивность использования первичной сети, поскольку во вторичных
сетях часто формируются потоки, скорость передачи которых не
кратна стандартным скоростям потоков доступа сети СЦИ. Подроб-
нее о виртуальных сцепках будет сказано в гл. 8.
Ввод потоков сети доступа. Поток плезиохронной цифро-
вой иерархии со скоростью передачи 140 Мбит/с (поток Е4) раз-
мещается в контейнере С-4 посредством грубого и точного поло-
жительного выравнивания, поскольку номинальная скорость пле-
зиохронного потока Е4 равна 139,264 Мбит/с, а контейнера С-4 —
149,760 Мбит/с (табл. 6.1 и 6.2). Грубое выравнивание осуществля-
ется введением фиксированных вставок, а точное — периодическим
введением вставки в один из установленных для этого битов. На
рис. 6.14 приведена структура одной строки виртуального контей-
нера VC-4 (другие строки идентичны данной). Из рисунка следует,
что каждая строка контейнера С-4 содержит 20 информационных
блоков по 12 байтов (1x96 битов), байт W с 8 информационными
битами, байт Z с 6 информационными битами I, одной вставкой R
и одним битом S, который может быть или информационным, или
занят вставкой. Таким образом, число информационных битов в
строке равно 12x20x8 + 8 + 6 + 1 = 1935 или, если вводится вставка
вместо бита S, 12 x 20 x8 + 8 + 6 + 0= 1934. При номинальной
скорости плезиохронного потока на строку контейнера будет прихо-
диться 139264 103 х 125 10“6/9 = 1934,22 бита информации, таким
образом, согласующая вставка будет вводиться примерно в каждой
пятой строке.
Команды согласования передаются битами С в байтах X. Ко-
манда ввода вставки передаётся единицами в битах С байтов X (см.
166
Глава 6
РОН 12 байтов
W 1x96 X 1x96 Y 1x96 Y 1x96 Y 1x96
, -- -- -- --
X 1x96 Y 1x96 Y 1x96 Y 1x96 X 1x96
- - - -
Y 1x96 Y 1x96 Y 1x96 X 1x96 Y 1x96
- - - - - - - - -
Y 1x96 Y 1x96 X 1x96 Y 1x96 Z 1x96
Q-CRRRRROO [z|-IIIIIISR
|w| - IIIIIIII [y| - RRRRRRRR
CCCCC = 00000, S = I; CCCCC = 11111, S = R
Рис. 6.14. Размещение потока E4 в виртуальном контейнере VC-4: I —
информационный бит; R — бит фиксированной вставки; О — бит канала
связи заголовка; S — бит возможного выравнивания; С — бит команды
выравнивания
рис. 6.14, CCCCC = 11111, вводится вставка S = R, если же
CCCCC = 00000, бит S — информационный, S = I). Поскольку коли-
чество байтов X в строке равно пяти, команды согласования облада-
ют высокой избыточностью и оказываются защищенными от двой-
ных ошибок (команда считается принятой при приеме трех единиц
из пяти). Байты X содержат также по две позиции О — заголов-
ка, которые предназначены для оператора сети и в данное время не
используются.
Наиболее распространенные на сети потоки 2 Мбит/с могут вво-
диться в синхронные модули двумя способами: асинхронным и байт-
синхронным. Чаще других используется асинхронный способ ввода.
На рис. 6.15, а показана структура сверхцикла из четырех виртуаль-
ных контейнеров VC-12 при асинхронном вводе потока (см. также
рис. 6.11). Каждый виртуальный контейнер сверхцикла содержит
256 очередных информационных битов (32 байта, в общем случае
не совпадающих с байтами исходного потока) и байт фиксирован-
ной вставки (последний). Байт, следующий за байтом заголовка, в
первом контейнере также занят фиксированной вставкой, а в двух
последующих состоит из битов управления согласованием скорос-
тей (С1 и С2), битов фиксированной вставки (Б) и битов заголовка
(О), функции которых пока не определены. Второй байт последне-
го контейнера цикла содержит биты С1 и С2, биты фиксированной
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
167
V5
RRRRRRRR
1x32
RRRRRRRR
J2
C1C2OOOORR
1x32
RRRRRRRR
N2
C1C2OOOORR
1x32
RRRRRRRR
К4
C1C2QQQORS1
S2 IIIIIII
V5
RRRRRRRR
Каналы 1-15
Канал 31 или КИ16
Каналы 16-30
RRRRRRRR
J2
RRRRRRRR
Каналы 1-15
Канал 31 или КИ16
Каналы 16-30
RRRRRRRR
N2
RRRRRRRR
Каналы 1-15
Рис. 6.15. Размещение потока 2,048
Мбит/с в VC-12: a — асинхронное;
б — байт-синхронное: I — информа-
ционный бит; О — резервный бит за-
головка; С — бит управления вырав-
ниванием; S — бит выравнивания;
R — бит фиксированной вставки;
С1С1С1 = 111; SI = R; С1С1С1 =
= ООО; SI = I; С2С2С2 = 111; S2 =
= R; С2С2С2 = ООО; S2 = I. Бай-
ты Н используются для передачи
КИО в 30-канальном цикле и могут
заменяться вставкой в 31-канальном
цикле
1x31
RRRRRRRR
a)
Канал 31 или КИ16
Каналы 16-30
RRRRRRRR
К4
RRRRRRRR
Каналы 1-15
Канал 31 или КИ16
Каналы 16-30
RRRRRRRR
вставки и бит S1, который занимается информационным при отри-
цательном согласовании скоростей. При нейтральном согласовании
в бит S1 вводится вставка. При положительном согласовании встав-
ка вводится и в первый бит следующего (информационного) байта.
На рис. 6.15,а этот бит обозначен как S2. Таким образом, если би-
ты С1 содержат единицы (С1С1С1 = 111, то в бите S1 передаётся
вставка SI = R, а если биты С1 — нули С1С1С1 = 000, то бит S1 —
информационный, т. е. SI = I. Точно также команды в битах С2 уп-
168
Глава 6
равляют битом S2, т. е. при С2С2С2 = 111, S2 = R, а при С2С2С2 =
= ООО, S2 = I. Команды согласования трехсимвольные, следовате-
льно, защищены от одиночных ошибок, что обеспечивает их доста-
точную надежность.
При байт-синхронном режиме ввода (рис. 6.15,6) требуется бу-
феризация потока доступа, в результате чего байты канальных ин-
тервалов этого потока занимают указанные на рисунке позиции в
сверхцикле виртуальных контейнеров VC-12. В данном режиме ка-
нальный интервал КИ16 занят или сигнальными каналами плези-
охронной цифровой телекоммуникационной системы, или, если на
сети действует система отдельного канала сигнализации, например,
ОКС №7, дополнительным (31-м) информационным каналом. Тре-
тий байт VC-12 используется для синхросигнала ПЦТС (КИО) в
случае передачи 30 информационных каналов; при передаче 31 ин-
формационного канала это не обязательно. Данный режим ввода
позволяет посредством обработки указателей осуществлять доступ
к основным цифровым каналам (64 кбит/с) введенного потока не-
посредственно в синхронном транспортном модуле STM-1. Однако
в последнее время считается рациональным для этой цели исполь-
зовать так называемые гибкие мультиплексоры (см. разд. 3.3).
Цифровой поток со скоростью 34 Мбит/с в контейнер С-3 вво-
дится асинхронно, для чего используется метод грубого положи-
тельного и точного (побитного), положительного и отрицательного
выравнивания, как и при асинхронном вводе потока 2 Мбит/с. Для
этого предусмотрено два бита точного выравнивания на каждые три
строки контейнера. Следует заметить, что потоки со скоростью 34
Мбит/с используются довольно редко, поскольку заполнение ими
транспортного модуля STM-1 очень низкое. Действительно, модуль
STM-1 может переносить 63 потока 2 Мбит/с или 3 потока 34 Мбит/с
(см. рис. 6.4). В свою очередь, поток 34 Мбит/с (см. разд. 3.4) пе-
реносит 16 потоков 2 Мбит/с. Таким образом, перенос трех потоков
34 Мбит/с соответствует переносу 48 потоков 2 Мбит/с, т. е. относи-
тельное заполнение модуля составляет 48/63 « 0,76.
Ввод потока 6,5 Мбит/с аналогичен вводу потока 2 Мбит/с.
Аналогичен ему и ввод потока 1,5 Мбит/с. Для последнего опре-
делен не только асинхронный и байт-синхронный ввод, но и бит-
синхронный ввод.
Первоначально предполагалось, что телекоммуникационные
службы, использующие цифровые потоки со скоростями, отличны-
ми от стандартных потоков ПЦИ будут использовать в качестве
«посредника» высокоскоростной поток ячеек асинхронного перено-
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
169
са информации (технология ATM). Ячейки ATM имеют размер 53
байта и загружаются байт синхронно в контейнер С-4. Контейнер
содержит 9 х 260 = 2340 байтов, число не кратное 53. Поэтому
ячейки в начале и конце контейнера могут расчленяться, а потому
на приеме осуществляется операция восстановления границ ячеек
в непрерывном потоке. Эта операция выполняется по контроль-
ной сумме заголовка (НЕС), которая определена при формирова-
нии ячейки и содержится в последнем (5-м) байте заголовка ячей-
ки. Поиск границ ячеек аналогичен поиску циклового синхросиг-
нала. Предполагается, что первые пять принятых байтов являются
байтами заголовка. Приемник подсчитывает контрольную сумму
по первым четырем байтам и сравнивает ее с содержанием пято-
го. Если контрольные суммы совпадают, приемник отсчитывает 48
байтов и повторяет операцию. При совпадении сумм несколько раз
подряд, можно считать, что границы ячеек определены правильно.
Если же контрольные суммы не совпадают, выподняется сдвиг на
один байт и операция повторяется. Вероятность того, что контроль-
ная сумма, подсчитанная по четырем произвольным байтам ячейки,
совпадёт с содержанием пятого, близка к нулю. При использова-
нии этого способа должны быть приняты меры, исключающие сбои
в работе системы при обработке ячеек, состоящих из одних нулей
(в этом случае контрольная сумма, вычисленная посредством обыч-
ного циклического кода, используемого в технологии ATM, также
будет равна нулю).
В настоящее время, помимо ATM, на сетях доступа получают
развитие другие системы с коммутацией пакетов. Поэтому сейчас на
первичных сетях повсеместно внедряется технология универсальной
адаптации пакетов, формируемых во вторичных сетях (технология
GFP, рассматриваемая в разд. 9.1).
6.2. Назначение и структура заголовков
и указателей в СЦТС
В общем случае заголовки транспортных структур выполняют
следующие функции:
• формируют кадр (цикл) транспортной структуры;
• осуществляют контроль состояния (мониторинг) тракта (сек-
ции);
• осуществляют обнаружение ошибок и локализацию их источ-
ника;
• обеспечивают функционирование тракта (секции) и управление.
170
Глава 6
РОН VC-1,2
Рис. 6.16. Область действия заголовков и секции контроля кодом BIP
Структура транспортных структур СЦТС такова, что заголов-
ки структур всегда отделены от пользовательской информации. По-
этому можно анализировать, менять и добавлять информацию в
байтах заголовков отдельных трактов в любое время без разборки
всего модуля. Различают секционные SOH и трактовые РОН заго-
ловки различного уровня. Области действия различных заголовков
показаны на рис. 6.16. На рисунке отмечены места формирования
транспортных структур (контейнеров С, виртуальных контейнеров
VC и синхронных транспортных модулей STM) и регенераторов R.
Области действия заголовков определяют соответствующие трак-
ты и секции — элементы технического обслуживания. Рассмотрим
структуры различных заголовков.
Секционные заголовки. Секционный заголовок SOH модуля
STM-1 состоит из восьми строк по 9 байтов (рис. 6.17). Первые
А1 А1 А1 А2 А2 А2 J0 HP HP
В1 А А Е1 А Fl HP HP
D1 А А D2 А D3
Указатель (PTR AU)
В2 В2 В2 К1 К2
D4 D5 D6
D7 D8 D9
D10 D11 D12
S1 Ml Е2 HP HP
Рис. 6.17. Секционный за-
головок SOH модуля STM-1
три строки являются подзаголов-
ком регенерационной секции
RSOH, пять последних — подза-
головком мультиплексной секции
MSOH. В четвертой строке нахо-
дится указатель PTR AU, котор-
ый не является составляющей сек-
ционного заголовка SOH.
Байты RSOH используются
для контроля и управления реге-
нерационными секциями. Эти
байты создаются в каждом регенераторе и при необходимости тран-
слируются в следующую секцию (см. рис. 6.16).
Байты MSOH действуют от мультиплексора до мультиплексора
и недоступны в регенераторах.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
171
Свободные байты зарезервированы для будущего международ-
ного использования, байты, отмеченные как HP, зарезервированы
для использования на национальных сетях. Следует помнить, что
первая строка SOH не скремблируется, поэтому при размещении ин-
формации в байтах HP первой строки это следует иметь в виду.
Байты, отмеченные знаком А, используются для информации, опре-
деляемой средой распространения, например радиолиниями. Зна-
чения других байтов поясняются ниже.
А1 и А2 (А1 = 11110110, А2 = 00101000) — в шести байтах поме-
щен цикловой синхросигнал. Синхросигналы всех модулей STM-1
включаются в состав STM-N, за исключением модуля STM-256. Со-
ответственно для STM-4 предусмотрено 6x4 = 24 байта, для
STM-16 — 96 байтов и для STM-64 — 384 байта. В STM-256 цик-
ловой синхросигнал состоит из 128 байтов.
Каналы передачи данных (DCC) образуются 12 байтами (D1-
D12) и предусмотрены для передачи управляющей информации.
Различают DCCR с общей скоростью передачи 192 кбит/с (D1-D3)
и DCCM с общей скоростью передачи 576 кбит/с (D4-D12). В соста-
ве STM-N (N = 4, 16, 64) используются DCC только первого STM-1.
В SOH STM-256 количество байтов DCC равно 156.
Байт J0 заключает в себе уникальный адрес передающей стан-
ции и служит для контроля трассы регенерационной секции. На
малых сетях достаточно одного байта J0 (256 адресов), а на боль-
ших сетях и международных соединениях эти байты группируются
в 16-байтные сверхциклы. В этом случае в первом бите первого бай-
та устанавливается 1, а в первых битах остальных байтов сверхцик-
ла — 0. Эти биты являются сверхцикловым синхросигналом (меткой
сверхцикла). Остальные биты первого байта занимает кодовое слово
проверочного кода CR.C-7, а биты со 2-го по 8-й остальных байтов
содержат адрес передающей станции.
В оборудовании прежних поколений этот байт назывался С1 и
являлся идентификатором модуля STM (указывал его порядковый
номер в модуле более высокого уровня. Байт J0 в модулях высоких
порядков передается только в составе STM-1 №1.
Байты Е1 и Е2 предназначены для организации служебной свя-
зи, в том числе голосовой. Обеспечивается передача речи между
регенераторами (Е1) или между мультиплексорами (Е2). Эти бай-
ты определены только для STM-1 №1.
Байт F1 зарезервирован для использования оператором сети.
Может использоваться для специальных эксплуатационных нужд.
Определен только для STM-1 №1.
172
Глава 6
Байт Bl используется для обнаружения ошибок в модуле STM-
N на регенерационной секции. Один байт В1 предусмотрен в заго-
ловке RSOH каждого модуля STM-1. При передаче STM-N испо-
льзуется только байт В1 модуля STM-1 №1. Обнаружение ошибок
производится с использованием контроля четности методом BIP-8
(см. далее).
В случае контроля сигнала STM-N процедура BIP-8 выполня-
ется для всего скремблированного модуля. Результат — 8-битное
кодовое слово помещается в байт В1 последующего модуля STM-N
до скремблирования. В1 пересчитывается в каждом регенераторе и
мультиплексоре.
Для контроля ошибок на мультиплексной секции предусмотре-
ны три байта В2. Результатом выполнения процедуры BIP-24 яв-
ляется 24-битное кодовое слово, которое вставляется в три байта В2
модуля STM-1. Все байты В2 (Nx3xB2) используются при переда-
че сигнала STM-N.
В STM-1 процедура BIP-24 выполняется для всего содержимого,
не скремблированного модуля за исключением первых трех строк
SOH, а результат вставляется в байты В2 не скремблированного
последующего кадра. Первые три строки SOH (RSOH) не записы-
ваются в В2, чтобы возможные изменения RSOH регенераторами не
оказывали влияние на В2.
Два байта К1 и К2 предназначены для сигнализации об авто-
матическом переключении на резерв APS и выполняют следующие
функции.
Индикация тревоги (AIS) на мультиплексной секции. В этом
случае в битах 6, 7 и 8 байта К2 устанавливаются 1. Если эти биты
распознаются как 1 после дескремблирования STM-N, то это интер-
претируется как сигнал AIS.
Ошибка приема на дальнем конце секции (MS-RDI). Если му-
льтиплексор STM-N не принимает сигнала или принимает сигнал
AIS, то он начинает передавать в обратном направлении код MS-
RDI, устанавливая комбинацию 110 в битах 6, 7 и 8 байта К2. Это
показывает противоположной стороне, что дальний конец не прини-
мает сигнала или принимает сигнал AIS.
Автоматическая защитная коммутация линии l:n (n = 1,..., 14).
Для защиты нескольких каналов может быть предусмотрен один
резервный. При аварии мультиплексоры на обоих концах линии
должны переключаться на резервный канал. Согласование данной
процедуры осуществляется посредством байта К1. Для этих целей
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
173
служит стандартный протокол. Байты К1 и К2 передаются только
в STM-1 Я- 1 в составе STM-N.
Байт S1 несет информацию о типе источника синхронизации
для приходящего STM-N (см. разд. 6.5). Используются биты 5, 6,
7, 8. Устанавливается только в модуле STM-1 № 1 в составе STM-N.
Байт Ml содержит число ошибочных блоков, обнаруженных с
помощью кода BIP-24 (В2) на дальнем конце. Возможные значения
для STM-1 от 0 до 24, для STM-4 от 0 до 96, для STM-16 от 0 до 255.
В составе модуля STM-N байт Ml передается один раз. В модули
STM-64 и STM-256, кроме Ml, вводится байт МО. Передача возмож-
ных значений ошибочных блоков для этих модулей соответственно
составляет 0-1536 и 0-6144.
В RSOH модулей с уровнем выше первого содержатся байты Z0,
зарезервированные для последующего международного использова-
ния. Их число соответственно равно 3, 15, 63 и 255.
В секционных заголовках модулей STM-16, STM-64 и STM-256
зарезервированы байты Р1 и Q1 для кода упреждающего исправле-
ния ошибок (FEC).
Для иллюстрации принципа построения секционных заголов-
ков модулей высших уровней на рис. 6.18 представлен секционный
заголовок SOH STM-16. Считается, что первый столбец заголовка
принадлежит модулю STM-1 № 1, второй — Я* 2 и т. д. После шест-
надцатого столбца, принадлежащему модулю STM-1 Xs 16, счет пов-
торяется (на рисунке широкие столбцы соответствуют 15 столбцам,
принадлежащим модулям с номерами 2-16).
144 байта
1 5 байте IB
А1 А1 Al Al Al Al A2 A2 A2 A2 A2 A2 JO ZO HP HP HP HP
В1 4 A A A A El 4 A A 4 Fl HP HP HP HP HP
D1 4 A A A A D2 4 A A 4 D3 4 t 4
Указатели административных блоков
B2 B2 B2 B2 B2 B2 KI 4 4 4 K2 4 t 4
D4 D5 D6 4 t 4
D7 D8 D9 4 t 4
DIO Dll D12 4 t 4
SI 4 4 t E2 HP HP HP HP HP
+ 1 1 1 P1 I P1 I и
u M1l _J 4 i i i i i 1
1 1 байт OB | QI | Pl | Pl b. □
10 байтов
Рис. 6.18. Секционный заголовок SOH модуля STM-16
174
Глава 6
На рис. 6.18 значком f отмечены группы, предназначенные для
проверочных байтов Р1 кода FEC; значком | — группа, в которой по-
мимо байтов Р1 должен содержаться байт Q1, являющийся иденти-
фикатором кода FEC (подробнее об использовании кода FEC далее).
Трактовые заголовки. Трактовые заголовки РОН присоеди-
няются к контейнерам С. При присоединении трактовых заголовков
к контейнерам, образуются виртуальные контейнеры VC, которые
переносятся по трактам сети как неизменяемые объекты. РОН со-
держит всю необходимую для надежного транспортирования кон-
тейнера информацию. Информация о состоянии тракта может быть
получена обработкой содержимого РОН. Области действия различ-
ных РОН показаны на рис. 6.16.
Трактовые заголовки РОН виртуальных контейнеров VC-4 и
VC-3 состоят из 9 байтов: Л, ВЗ, 02, Gl, F2, Н4, F3, КЗ и N1,
которые размещаются в первом столбце виртуального контейнера
(см. рис. 6.6, 6.9 и 6.12) и имеют следующее назначение.
Байт Л является первым байтом виртуального контейнера. Его
местонахождение указывается указателем административного бло-
ка AU или нагрузочного блока TU (см. далее). Этот байт передаёт
идентификатор точки маршрутного доступа. Используется для по-
лучения принимающим терминалом постоянного подтверждения о
связи с определенным передатчиком. Байт Л группируется в сверх-
цикл, аналогичный сверхциклу байта JO RSOH. Байт ВЗ содержит
результат проверки содержимого контейнера на четность кодом BIP-
8. Вычисляется для всех байтов предыдущего VC до скремблирова-
ния. Вычисленное значение помещается в данный байт перед скрем-
блированием.
Байт С2 является указателем типа нагрузки виртуального кон-
тейнера. Значения, которые он может принимать, представлены в
табл. 6.3.
Другие возможные кодовые комбинации в количестве 209 заре-
зервированы для последующего международного использования.
Байт G1 передает информацию о состоянии и результатах мони-
торинга тракта на дальний конец. Устанавливается в РОН, который
передается в обратном направлении.
В этом байте биты 1-4 предназначены для передачи на дальний
конец REI (иначе FEBE) — числа ошибок, обнаруженных с помо-
щью кода BIP-8. Допустимые значения от 0 до 8. В нормальных
условиях значения, превышающие указанные пределы, не должны
генерироваться. Появляющиеся недопустимые значения интерпре-
тируются как 0 (отсутствие ошибок).
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
175
Таблица 6.3
MSB (старшие биты) 12 3 4 LSB (младшие биты) 5 6 7 8 Шест- надцате- ричный код Деся- тич- ный код Значение
0 0 0 0 0 0 0 0 00 000 Тракт VC не установлен (не обо- рудован). Используется для пре- дотвращения ложной сигнализа- ции об аварии
0 0 0 0 0 0 10 02 002 Нагрузкой являются группы TUG
0 0 0 0 0 0 11 03 003 Нагрузкой являются блоки TU-n
0 0 0 0 0 10 0 04 004 Асинхронная нагрузка 34 368 или 44 736 кбит/с в контейнере С-3
0 0 0 1 0 0 10 12 018 Асинхронная нагрузка 139 264 кбит/с в контейнере С-4
0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 11 10 11 13.. . 1В 019.. .027 Нагрузкой являются сигналы передачи данных различного типа
1110 1111 0 0 0 1 110 0 Е1.. . FC 225.. .252 Резерв для национального испо- льзования
1111 1110 FE 254 Тестовый сигнал по рекоменда- ции 0.181 МСЭ-Т
1111 1111 FF 255 Аварийный сигнал VC-AIS
Вит 5 используется для сигнализации об аварии на дальнем кон-
це тракта RDI (иначе FERF). Возвращается в обратном направлении
и устанавливается в активное состояние 1 в случае пропадания сиг-
нала, приема сигнала AIS или неверного соединения трактов (ошиб-
ка трассировки).
Биты 6-8 — резервные.
Посредством байтов F2 и F3 организуются служебные кана-
лы пользователя тракта. Если тракт используется для сети MAN
DQDB, то эти два байта используются для целей управления сетью.
Байт Н4 является индикатором сверхцикла и последовательнос-
тей при организации виртуальных сцепок (см. гл. 9). В общем слу-
чае байт Н4 используется в случае распределения нагрузки между
несколькими кадрами (циклами). Например, указатель TU-12 рас-
пределен между четырьмя кадрами TU-12, составляющими сверх-
цикл (см. рис. 6.11), и, следовательно, передается за 4 кадра VC-3/4.
Посредством байта Н4 устанавливается, какая часть указателя дол-
жна обрабатываться в данный момент (см. далее). Этот байт также
используется при преобразовании данных сети MAN DQDB в вир-
туальные контейнеры VC-4.
Байт КЗ обеспечивает сигнализацию автоматического переклю-
176
Глава 6
чения на резерв (APS). В нем используются биты 1-4. Биты 5,6 —
резервные, биты 7, 8 — зарезервированы для звена передачи более
высокого сетевого уровня.
Байт N1 используется для контроля транзитного соединения на
границе двух операторов (биты 1-4) и для организации канала пе-
редачи данных (биты 5-8).
Трактовые заголовки РОН виртуальных контейнеров нижнего
уровня состоят из четырех байтов V5, J2, N2 и К4, каждый из котор-
ых устанавливается в начале контейнера каждого цикла сверхцикла
(см. рис. 6.11).
Информация, которая содержится в байте V5, аналогична ин-
формации байтов ВЗ, G1 и С2 заголовков РОН трактов высокого
уровня. Биты 1 и 2 используются для контроля ошибок в тракте
методом BIP-2. Значение кодового слова вычисляется по всем битам
соответствующих виртуальных контейнеров в сверхцикле, включая
байты РОН, кроме байтов указателя PTR TU-1/2. Исключение сос-
тавляет байт V3 в случае отрицательного согласования (когда в нем
передается информация пользователя).
Бит 3 служит для передачи информации о наличии ошибок на
дальний конец (REI или РЕВЕ). При обнаружении посредством BIP-
2 одной и более ошибок, в этом бите устанавливается 1.
Бит 4 служит для оповещения дальнего конца об удаленной
неисправности (RFI), если в данном пункте отсутствуют сигналы о
неисправности в направлении передачи, то в направлении приема в
этом бите устанавливается 0.
Биты 5,6,7 содержат сигнальную метку, ее значения приведены
в табл. 6.4.
В бите 8 на дальний конец передается сигнал о неисправности
приема RDI (или FERF). В этом бите устанавливается 1, если усло-
вия исключают возможность нормального приема, например при-
нимается аварийный сигнал (AIS).
Таблица 6.4
Биты Значение
5 6 7
0 0 0 Тракт не установлен
0 0 1 Резерв
0 1 0 Асинхронный режим передачи
0 1 1 Бит синхронный режим передачи
1 0 0 Байт синхронный режим передачи
1 0 1 Расширенная сигнальная метка
1 1 0 Тестовый сигнал по рекомендации 0.181 МСЭ—Т
1 1 1 Сигнал AIS (VC-AIS)
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
177
Передача
Прием
Рис. 6.19. Принцип обнаружения ошибок
Другие байты заголовка аналогичны соответствующим байтам
трактовых заголовков высокого уровня: J2 — обеспечивает трасси-
ровку тракта, N2 — контроль транзитного соединения и К4 — байт
автоматического переключения на резерв APS (в нем используются
биты 3-4). Если принят сигнал «Расширенная сигнальная метка»,
то первые биты байта К4 объединяются в 32-битный сверхцикл, в
битах 12-19 которого передается расширенная информация о харак-
тере нагрузки виртуального контейнера (аналогичная приведенной
в табл. 6.5). Бит 2 используется при создании виртуальной сцепки
(см. разд. 9.2), биты 5-8 зарезервированы.
Контроль появления ошибок. Байты Bl, В2 и ВЗ, а также
биты 1, 2 байта V5, как отмечалось выше, предназначены для обна-
ружения ошибок. Подсчет числа ошибок позволяет контролировать
качество передачи на той или иной секции или в тракте. Принцип
обнаружения ошибок заключается в том, что на передающей сторо-
не по определенному правилу производится анализ некоторых па-
раметров информационного блока N (обычно цикла передачи). По
результатам анализа формируется кодовая комбинация, которая пе-
реносится в заголовке.
На приемной стороне этот же блок вновь анализируется по тому
же правилу и для него вновь формируется кодовая комбинация, ко-
торая сравнивается с принятой. Любое различие этих кодовых слов
говорит о наличии ошибок в полученном блоке. Статистика появ-
ления различий переданных и принятых кодовых слов позволяет
судить о качестве передачи по данной секции или тракту. Сказан-
ное иллюстрируется рис. 6.19.
Если относительная величина кодовой комбинации велика (срав-
нима с размером анализируемого блока), то при применении специ-
альных кодов можно не только обнаруживать ошибки, но и устра-
178
Глава 6
Рис. 6.20. Формирование кодового слова В1Р-п
нять их. Такие коды носят название кодов прямого исправления
ошибок (FEC).
Байты Bl, В2 и ВЗ, а также биты 1, 2 байта V5 заголовков син-
хронных модулей и виртуальных контейнеров в синхронных ЦТС
используются для кода проверки на четность чередующихся битов,
известного как код BIP-N. Этот код предназначен только для обна-
ружения ошибок, но не для их исправления.
Процедура кода BIP-N заключается в следующем. Очередной
передаваемый блок информации разделяется на т подблоков, каж-
дый из которых содержит п битов информации (рис. 6.20). Все
первые биты подблоков суммируются по модулю два. Результат
помещается в первый бит кодовой комбинации BIP-N. Аналогично
обрабатываются вторые биты подблоков, результат обработки по-
мещается во второй бит кодовой комбинации и т. д., вплоть до п-го
бита. Полученная кодовая комбинация вставляется в соответству-
ющий заголовок. Величина п является глубиной проверки методом
BIP. Заметим, что при глубине проверки, равной единице, досто-
верно устанавливается лишь наличие одиночной ошибки в анали-
зируемом блоке. Если ошибок несколько, то при четном их чис-
ле ошибки не обнаруживаются, а нечетное число идентифицирует-
ся как одиночная ошибка. По мере увеличения глубины проверки
(уменьшения объемов информации, проверяемых на четность) дос-
товерность проверки методом BIP возрастает. В общем случае этот
метод пригоден для обнаружения ошибок, вероятность появления
которых невелика, что и характерно для трактов и секций СЦТС.
На рис. 6.16 указаны участки, на которых осуществляется про-
верка на наличие ошибок методом BIP. Для каждого участка отме-
чена соответствующая глубина проверки и указан байт заголовка, в
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
179
котором размещается кодовая комбинация. Выше разъяснялся так-
же порядок осуществления проверки и указывались байты и биты
заголовков, в которых передается извещение о наличии ошибок на
передающий конец.
Коды FEC быстро становятся важным методом улучшения ра-
бочих характеристик оптических систем передачи с большой про-
пускной способностью и большой протяжённости. Применение FEC
дает возможность снизить требования на коэффициенты ошибок се-
тевых узлов. В свою очередь, это позволяет значительно ослабить
требования к оборудованию и способствует конструированию опти-
ческих систем передачи большей емкости и большей протяжённос-
тью секций при небольшом увеличении их стоимости.
В настоящее время для оптических систем передачи рекомендо-
ваны две схемы FEC: внутриполосная FEC для систем SDH и вне-
полосная FEC для оптических транспортных сетей (OTN). Прове-
рочные биты внутриполосной FEC встраиваются в ранее неисполь-
зованную часть секционного заголовка SOH, так что скорость циф-
рового потока не увеличивается. В сигналах OTN, предусмотре-
но дополнительное пространство для битов FEC, поэтому сигналы
OTN, кодированные с помощью внеполосной FEC, имеют несколько
увеличенную линейную скорость передачи (см. разд. 7.3).
Внутриполосная FEC оптимальна в одно- и многоканальных
системах уровней STM-16, -64 и -256. Для него используется так на-
зываемый укороченный систематический двоичный код ВСН (4359,
4320) (код Боуза-Чаудхури-Хаккенгема), исправляющий тройные
ошибки. В этом коде используются кодовые слова (сочетание ин-
формационных битов и избыточных битов, получаемых в результа-
те процедуры кодирования) длиною 4359 битов. Число 4320 — это
число информационных битов в кодовом слове, таким образом, чис-
ло проверочных битов в кодовом слове составляет 39. В кодовом
слове из 4359 битов могут быть исправлены три ошибочных бита.
Поскольку количество битов в одной строке цикла STM-16 равно
270 х 16 х 8 = 34560, то в каждой строке цикла STM-16 могут быть
исправлены до 34560/4320x3 = 24 сплошных ошибочных битов. Для
циклов STM-64 или STM-256 количество исправляемых битов в од-
ной строке будет равно 96 и 384 соответственно.
Эффективность применения этого кода иллюстрируется графи-
ками на рис. 6.21. На рисунке по осям отложены значения BER —
коэффициента ошибок по битам, определенные на входе и выходе
процессора FEC соответственно. Из графиков видно, что эффектив-
ность применения FEC быстро растет с уменьшением BER в трак-
180
Глава 6
Рис. 6.21. Эффективность применения кода FEC
те и практически исключает ошибки в трактах, BER в которых не
превышает значения 10-8.
Процедура кодирования заключается в перемножении инфор-
мационной строки размером 4320 битов и строки образующего по-
линома кода ВСН вида
G(x)=G1(x)G^x)G5(x\
где
Gi (х) = х13 + ж4 + х3 + х + 1;
G$(x) = ж13 + ж10 + х9 + х7 + х5 + х4 + 1;
Gs(x) = х13 + х11 + х8 + х7 + х4 + х — 1.
Полученный полином, содержащий 4359 членов, есть отдельное
кодовое слово, последние 39 членов которого являются проверочны-
ми битами и размещаются в байтах Р1 секционного заголовка SOH
(табл. 6.4).
Как уже отмечалось, байт Q1 является идентификатором кода
FEC. В этом байте используются биты 7 и 8, остальные являются
резервом. Комбинация 01 соответствует включенному кодеру, а 00 —
выключенному. Комбинации 01 и 10 считаются ошибочными. Для
повышения помехозащищенности процедуры переключения кодера
используется принцип накопления: переключение осуществляется
после семи правильно принятых разрешенных комбинаций.
Процедура дешифрации кода ВСН достаточно сложна и в дан-
ном курсе не рассматривается.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
181
В СЦТС находит применение другой код FEC — код Рида-
Соломона (RS), посредством которого обеспечивается надежность
работы служебного оптического канала многоканальных волоконно-
оптических систем передачи СЦИ. Код RS используется во внепо-
лосной схеме FEC в системах передачи на фотонных транспортных
сетях (см. разд. 7.3).
В разд. 3.2 рассматривалось использование циклического ко-
да CRC-4 для контроля появления ошибок в потоках 2048 кбит/с
телекоммуникационных систем ПЦИ. В СЦТС используется анало-
гичный код CRC-7 для контроля появления ошибок при передаче
адреса передатчика в идентификационных байтах J0 секционного за-
головка SOH. Процедура вычисления кодовой комбинации в CRC-7
может быть несколько упрощена по сравнению с аналогичной проце-
дурой в коде CRC-4. В последнем случае кодовая комбинация опре-
деляется для случайной двоичной последовательности, а в первом —
для детерминированной (адрес передающей стороны заранее извес-
тен). Кодовая комбинация CRC-7 вычисляется для всего адреса,
размещаемого в 15 байтах J0 16-байтного сверхцикла и помещается
в биты 2-8 первого байта J0 следующего сверхцикла.
Функции и структуры указателей. Указатели используют-
ся для синхронизации виртуальных контейнеров в нагрузочных и
административных блоках. Блок исходного потока, упакованный в
виртуальный контейнер, может быть передан с фазой, отличающей-
ся от фазы кадра (цикла передачи). Фазовое соотношение между
кадром и виртуальным контейнером фиксируется в байтах указате-
ля. Байты указателя располагаются на фиксированных позициях в
кадре и содержат адрес первого байта виртуального контейнера VC
(первый байт РОН) в кадре.
Использование указателей позволяет вводить нагрузочные по-
токи, упакованные в виртуальные контейнеры, в кадры высшего
уровня без преобразования и буферизации. Любое изменение фа-
зы и скорости передачи может быть скомпенсировано изменением
значения указателя совместно с побайтным положительным, нуле-
вым и отрицательным выравниванием.
Доступ к виртуальным контейнерам высшего уровня (НО VC)
возможен непосредственно после обработки указателя AU. Для дос-
тупа к виртуальным контейнерам низшего уровня (LO VC) необ-
ходимо обработать дополнительные указатели. Поэтому использо-
вание указателей позволяет производить ввод/вывод потоков более
низкого уровня (компонентных потоков) без демультиплексиро-
вания потока высокого уровня (агрегатного потока).
182
Глава 6
Таблица 6.5
Н1 Y Y Н2 1 1 НЗ НЗ НЗ
Y - 1001SS11 1 — 11111111
Существуют пять типов указателей: указатель AU (PTR AU-
4, AU-4-Xc, AU-3), указатель TU-3 (PTR TU-3), указатель TU-2
(PTR TU-2), указатель TU-12 (PTR TU-12) и указатель TU-11 (PTR
TU-11). Расположение различных указателей показано на рис. 6.1,
6.7-6.11. Первые два типа указателей содержат по одному байту Н1
и Н2, образующих единое 16-разрядное кодовое слово, и байт НЗ,
служащий для передачи информации при отрицательном выравни-
вании скорости передачи (PTR AU при переносе административного
блока AU-4 содержит три байта НЗ). Указатели TU-2 TU-12 TU-11
имеют такой же состав; роль байтов Hl, Н2 и НЗ играют соответст-
венно байты VI, V2 и V3, байт V4 является резервным.
Для размещения PTR AU отводится поле в 9 байтов (рис. 6.7).
Если группа AUG содержит три блока AU-3, то поле занято пол-
ностью: первые три байта занимают три байта Н1 первого, второго
и третьего блоков, вторые три байта — байты Н2 и третьи — бай-
ты НЗ. При переносе блока AU-4 поле указателей содержит байты,
указанные в табл. 6.5.
Значение указателя определяет адрес первого байта трактового
заголовка (Л) в информационном поле структуры, например, номер
триады в информационном поле AUG (см. рис. 6.7, 6.8). Очевидно,
максимальное количество адресов равно 210 = 1024. Максималь-
ное адресное поле, равное 783, имеет PTR AU; «лишние» адреса
являются запрещенными, некоторые из них служат для передачи
дополнительной информации об указателе.
Байты Н1 и Н2 всех типов указателей образуют единое кодовое
слово, приведенное в табл. 6.6. Биты 7, 8 байта Н1 и все биты байта
Н2 образуют 10-разрядную комбинацию, содержащую адрес первого
байта соответствующего виртуального контейнера {указательное
слово). Биты этой комбинации подразделяются на декрементные
(D) и инкрементные (I), как показано в табл. 6.6.
Таблица 6.6
Н1 Н2
N N N N S S I D I D I D I D I D
Флаг новых данных Значение указателя 10 битов
N — флаг новых данных; S — биты идентификации D — декрементные биты; I — инкрементные биты
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
183
Таблица 6.7
Тип указателя S S Разрешенные адреса
AU-4, AU-4-Xc, AU-3 1 0 0-782
TU-3 1 0 0-764
TU-2 0 0 0-427
TU-12 1 0 0-139
TU-11 1 1 0-103
Виты 5, 6 байта Н1 (биты SS) являются идентификатором типа
указателя. Для каждого типа указателя существует разрешённый
диапазон адресов. Не разрешённые адреса или являются служебной
информацией, или ошибочны. В табл. 6.7 представлены значения
идентификаторов и диапазоны разрешённых адресов для всех типов
указателей.
Биты 1-4 байта Н1 (биты NNNN) образуют флаг новых данных,
который указывает на активное или пассивное состояние указателя.
В активном состоянии биты флага образуют комбинацию 1001, в
пассивном — ОНО. Такие комбинации позволяют определять состоя-
ние флага, даже если при его приеме произошла одиночная ошибка.
Активное состояние указывает приемнику, что произведена сме-
на указателя* (но не по причине выравнивания), например в начале
загрузки нового потока. Пассивное состояние указывает, что изме-
нение указательного слова имеет значение не смены адреса, а имеет
значение команды согласования скоростей. Команда положитель-
ного согласования передается один раз и заключается в инверсии
значений инкрементных битов I. При приеме этой команды прием-
ник осуществляет вставку на позицию, следующую непосредствен-
но за байтом НЗ указателя (или за байтом V3 указателя TU-1/2,
см. рис. 6.8 и 6.11). Команда отрицательного согласования также
передается один раз и заключается в инверсии значений декремент-
ных битов D. Надежность передачи команд обеспечивается их избы-
точностью (достаточно правильно определить инверсию трех битов
из пяти — защита от двойной ошибки). Операция согласования ско-
ростей называется смещением указателя и расценивается как неш-
татное событие. После завершения процедуры согласования флаг
новых данных переходит в пассивное состояние и устанавливается
указательное слово, соответствующее изменённому расположению
виртуального контейнера.
Таким образом, указатель выполняет две функции: штатную —
смена адреса при загрузке нового потока и нештатную — передачу
* Под сменой указателя подразумевается изменение заключённого в
нём адреса (указательного слова).
184
Глава 6
команды согласования скоростей. Поскольку согласование скорос-
тей осуществляется смещением потока на один байт (а потока VC-4
на 3 байта), в потоке возникают существенные фазовые флуктуации,
существенно снижающие качество передачи сигналов (см. разд. 11.2).
Поэтому смещения указателей должны фиксироваться, а причины
их возникновения — устраняться.
В разд. 6.1 рассматривалось смежное объединение контейнеров.
При этом отмечалось, что указатель первого контейнера является
стандартным, а в указатели других контейнеров устанавливаются
индикаторы объединения (конкатенации) CI. Индикатор CI обозна-
чается запрещенным адресом, состоящим из 10 единиц (указатель
принимает вид 1001SS11111111), байты НЗ при этом используются
по командам, содержащимся в указателе первого контейнера смеж-
ной сцепки.
б.З. Мультиплексоры СЦТС
Функциональная схема мультиплексора. Мультиплексо-
ры синхронных цифровых телекоммуникационных систем (синхрон-
ные мультиплексоры, СМ) заменяют собой целый комплекс обору-
дования сетевых станций и сетевых узлов. Они не только осуществ-
ляют мультиплексирование синхронных потоков всех уровней, но и
производят оперативные переключения (кросс-коммутацию) на син-
хронной сети, выполняют функции ввода в синхронную сеть пото-
ков доступа, функции линейного оборудования и некоторые дру-
гие. Каждому конкретному мультиплексору присуща обычно толь-
ко часть названных функций в том или ином объеме. Это зависит
от конструкции данного мультиплексора и от его конфигурации, ко-
торая у многих мультиплексоров может достаточно широко изменя-
ться как на аппаратном уровне, так и на программном. Полный
набор функций синхронного мультиплексора стандартизирован на
международном уровне и представляет собой целую библиотеку ре-
комендаций МСЭ-Т серии G и некоторых других. Определяющей
в настоящее время является рекомендация G.783. Согласно этой
рекомендации обобщенная функциональная схема мультиплексора
имеет вид, показанный на рис. 6.22.
Функциональная схема мультиплексора подразделяется на пять
слоев (уровней): физический слой СЦИ, слой регенерационной сек-
ции, слой мультиплексной секции, слой трактов высшего уровня
(ранга) и слой трактов низшего уровня (ранга). Каждый слой об-
служивает вышележащий (клиента) и обслуживается находящимся
ниже (сервером). Физический слой СЦИ опирается на среду рас-
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
185
Сеть доступа |
-------------------
Слой трактов ]
нижнего уровня |
__________________L
Слой трактов I/
верхнего уровня 1
Sn СР
\MSn/Sn^ MSn АР /faSn/Sn\
▼ > Слой
мультиплексных,
у секций z
MSn
MSn СР
'г Слой
регенерационных 4
секций |
Физический слой [
t Среда передачи
Рис. 6.22. Обобщенная функци-
ональная схема мультиплексора
(стыком). Точки (АР, Access
пространения (оптическое волокно,
металлическая пара или радио-
тракт), а верхний уровень (слой
трактов низшего ранга) обслужива-
ет сеть доступа. Частично сеть дос-
тупа обслуживается и слоем трак-
тов высшего ранга.
Внутри каждого слоя (на рис.
6.22 развернут только слой мульти-
плексных секций MSn) снизу вверх
располагаются три типа обобщен-
ных функций: функция коммутации
(овал), функция окончания данного
слоя (терминальная), изображенная
треугольником, и функция адапта-
ции данного слоя к слою более высо-
кого уровня (трапеция). Точки (СР,
Connection Point) прохождения сиг-
нала на нижней границе слоя явля-
ются интерфейсом данного уровня
Point) прохождения сигнала между функцией окончания и функ-
цией адаптации называются точками доступа. Информация, прохо-
дящая через интерфейс, называется характеристической информа-
цией (CI, Character Information) данного слоя, а информация, про-
ходящая через точку доступа — адаптационной информацией (AI,
Aadaptation Information).
Участок сети, заключенный между двумя одноименными ин-
терфейсами соседних мультиплексоров носит соответствующее наз-
вание (оптическая, электрическая, мультиплексная, регенерацион-
ная секция, тракт высшего ранга, тракт низшего ранга) и является
объектом технического обслуживания.
Указанные функции являются обобщенными и разлагаются на
ряд элементарных функций, количество которых в слое может сос-
тавлять несколько десятков. Кроме того, каждый функциональный
слой (за исключением физического и слоя регенерационных секций)
содержит подслои, важнейшим из которых является подслой защи-
ты. Таким образом, обобщенная функциональная схема мультип-
лексора является весьма сложной.
Для большинства практических случаев обобщенная схема мо-
жет быть сведена к схеме, представленной на рис. 6.23. Рассмотрим
последовательность преобразования сигнала в этой схеме при про-
186
Глава 6
хождении его от сети доступа (соответствующего цифровому сете-
вому стыку) до выхода в среду передачи.
PPI/LPA (физический стык ПЦИ)/(адаптация тракта низшего
уровня) — образует сетевой цифровой стык, соответствующий меж-
дународному стандарту, и вводит нагрузку (потоки Е1,... ЕЗ) в кон-
тейнер.
LPP (резервирование тракта низшего уровня) — обеспечивает
возможность ответвления сигнала на позиции другого тракта низ-
шего уровня для резервирования.
LPT (окончание тракта низшего уровня) — добавляет трактов-
ый заголовок контейнера VC-m.
LPC (соединение трактов низшего уровня) — позволяет осущес-
твлять гибкое соединение контейнеров VC-m, (кросс-коннекцию),
т. е. распределяет эти контейнеры в трактах высшего уровня.
LUG (генерация сигнала необорудованного тракта низшего уров-
ня) — в случае «неиспользуемого» соединения генерирует контейнер
VC-m, со значением в заголовке (РОН) метки сигнала «тракт не ус-
тановлен» (байт V5, значения битов 5, 6, 7 — ООО).
НРА (адаптация тракта высшего порядка) — осуществляет об-
работку указателя блока TU для индикации фазы первого байта
заголовка VC-m (V5) относительно первого байта заголовка VC-n
(Л) и формирует полный контейнер VC-n.
НРР (резервирование тракта высшего порядка) — обеспечивает
возможность ответвления сигнала на позиции другого тракта выс-
шего порядка для целей резервирования.
НРТ (окончание тракта высшего порядка) — добавляет тракто-
вый заголовок контейнера VC-n.
НРС (соединение трактов высшего порядка) — осуществляет
гибкое соединение контейнеров VC-n (кросс-коннекцию).
HUG (генерация сигнала необорудованного тракта высшего по-
рядка) — в случае «неиспользуемого» соединения генерирует кон-
тейнер VC-n, со значением в заголовке (РОН) метки сигнала «тракт
не установлен» (байт С2, значения битов 00000000)
MSA (адаптация мультиплексной секции) — обрабатывает ука-
затель блока AU-4 для индикации фазы заголовка VC-n (РОН) отно-
сительно заголовка STM-N (SOH). Осуществляет объединение групп
административных блоков (AUG) по байтам для формирования пол-
ного цикла STM-N.
MSP (резервирование мультиплексной секции) — обеспечивает
возможность ответвления сигнала на другое линейное оборудование
для резервирования.
Рис. 6.23. Функциональная схема мультиплексора
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы 187
188
Глава 6
MST (окончание мультиплексной секции) — генерирует подза-
головок MSOH.
RST (окончание регенерационной секции) — генерирует подза-
головок RSOH; затем сигнал STM-N скремблируется, за исключе-
нием первого ряда заголовка SOH, в котором содержится цикловой
синхросигнал.
SPI (физический стык СЦИ) — преобразует сигнал STM-N внут-
реннего логического уровня в стыковый сигнал STM-N. Стыковым
сигналом может быть либо оптический сигнал, либо электрический
(только для N = 1).
При обратном прохождении сигнала (от синхронной сети к сети
доступа) все операции, кроме операций, указанных ниже, являют-
ся обратными. Исключение составляет функция адаптации тракта
низшего уровня, которая должна обеспечивать буферную память и
сглаживающую схему для уменьшения фазовых флуктуаций син-
хросигнала, выделяемого из принимаемого информационного сиг-
нала, которое возникает в процессе группообразования и смещения
указателя.
SPI (Физический стык СЦИ) — преобразует стыковой сигнал
STM-N в сигнал STM-N внутреннего логического уровня, осущест-
вляет регенегацию и выделяет синхросигнал из линейного сигнала.
RST (Окончание регенерационной секции) — определяет цикло-
вой синхросигнал STM-N, дескремблирует сигнал и осуществляет
обработку подзаголовка RSOH.
НРОМ (Контроль заголовка тракта высшего уровня) — контро-
лирует трактовый заголовок контейнера VC-n без его изменения.
LPOM (Контроль заголовка тракта низшего уровня) — контро-
лирует трактовый заголовок контейнера VC-m без его изменения.
Обозначения на рис. 6.23 ясны из описания прохождения сигна-
ла. К ним нужно добавить следующие:
HCS — дистанционный контроль соединений тракта высшего
порядка;
НОА — функция сборки/разборки виртуальных контейнеров
высшего уровня;
HOI — стык высшего уровня (интерфейс тракта высшего уров-
ня);
LCS — дистанционный контроль соединения низшего порядка;
LOI — стык низшего уровня (интерфейс тракта низшего уров-
ня);
MCF — функция формирования сообщений;
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
189
S — эталонные точки управления — точки взаимодействия с
функцией SEMF. SEMF — функция управления синхронным обо-
рудованием. Можно считать, что эта функция является централь-
ной функцией синхронного мультиплексора. Она взаимодействует
с другими функциями через эталонные точки S. Информация, про-
ходящая через точки S, подразделяется на аварийные сигналы, ко-
манды и сообщения. Управляющая информация для блока SEMF и
отклики на нее проходят через эталонную точку V от блока MCF —
функции обмена сообщениями. Этот блок имеет интерфейсы F —
для подключения рабочей станции, Q — для входа в операционную
систему управления, N — для подключения к каналу передачи дан-
ных байтами D1-D3 секционного подзаголовка RSOH и Р — для под-
ключения к каналу передачи данных байтами D4-D12 секционного
подзаголовка MSOH;
SEPTI — физический стык тактового генератора;
SETS — тактовый генератор;
Т — эталонные точки хронирования (ТО — тактовые сигналы,
передаваемые на функциональные блоки оборудования, Т1 и Т2 —
сигналы синхронизации, выделенные в блоках физических интер-
фейсов синхронной сети и сети доступа соответственно, ТЗ — внеш-
ний сигнал синхронизации, и Т4 — сигнал синхронизации, поступа-
ющий от генератора оборудования на внешний выход);
TTF — функция транспортного терминала;
V — эталонная точка стыка между SEMF и MCF;
U — эталонные точки доступа к заголовкам;
Y — эталонная точка статуса сигнала синхронизации.
Конфигурации мультиплексоров. Реальные мультиплексо-
ры, как уже отмечалось, могут выполнять лишь часть тех функций,
которыми обладает полная схема. Перечень функций, которыми об-
ладает данный мультиплексор, определяется его конфигурацией. В
относительно простых мультиплексорах конфигурация может изме-
няться незначительно на уровне программного обеспечения системы
управления. В таких мультиплексорах основная конфигурация за-
дается заказчиком оборудования в соответствии с теми сетевыми
задачами, которые должен решать данный мультиплексор. В более
сложных модульных конструкциях конфигурация может изменя-
ться также добавлением и сменой определенных модулей — блоков,
реализующих те или иные функции. Такие относительно дорогие
мультиплексоры с возможностью широкого наращивания функций
обычно применяют на интенсивно развивающихся сетях. Следует
190
Глава 6
Рис. 6.24. Конфигурация
мультиплексора-транслятора
Рис. 6.25. Конфигурации тер-
минальных мультиплексоров:
a — без функций коммутации;
б — с функциями коммутации
отметить, что блоки функциональной схемы мультиплексора прак-
тически никогда полностью не совпадают со структурными блоками.
Состав структурных блоков зависит от элементной базы, от особен-
ностей производства и ряда других обстоятельств.
Рассмотрим наиболее часто встречающиеся конфигурации син-
хронных мультиплексоров. На рис. 6.24 приведена конфигурация
мультиплексора, который обеспечивает функцию трансляции. Эта
функция позволяет контейнерам VC-3 и VC-4 проходить транзитом
между сетями, использующих блоки AU-4. В международных реко-
мендациях такая конфигурация определена как регенератор.
На рис. 6.25,а представлена конфигурация терминального
(оконечного) мультиплексора, обеспечивающего простую функцию
группообразования, т. е. объединения сигналов доступа в синхрон-
ный транспортный модуль STM-N. Конфигурация лишена функций
коммутации (LPC, НРС), поэтому размещение каждого из компо-
нентных сигналов в синхронном потоке оказывается фиксирован-
ным. Конфигурация терминального мультиплексора с функциями
коммутации (рис. 6.25,6) обеспечивает гибкое назначение любого по-
тока доступа на любую позицию в модуле STM-N. Однако стоимость
таких мультиплексоров оказывается значительно выше, чем имею-
щих конфигурацию, соответствующую рис. 6.25,а.
На рис. 6.26 приведены конфигурации мультиплексоров-кон-
центраторов, отличающиеся отсутствием (а) или наличием (6) фун-
кции коммутации потоков высшего уровня (НРС). Такие мультип-
лексоры обеспечивают возможность объединения нескольких пото-
ков STM-M в один поток STM-N более высокого уровня. Наличие
функции коммутации за счет перераспределения потоков VC позво-
ляет объединять несколько частично заполненных потоков STM-N
в один поток того же уровня.
Наиболее часто используемые на сети мультиплексоры — му-
льтиплексоры ввода-вывода. На рис. 6.27 показаны две возможные
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
191
Рис. 6.26. Конфигурации Рис. 6.27. Конфигурации мульти-
мультиплексоров-концентраторов: плексоров ввода-вывода: a — с плези-
a — без функций коммутации; охронным интерфейсом доступа; б —
б — с функциями коммутации с синхронным интерфейсом доступа
конфигурации таких мультиплексоров. Первая из них (рис. 6.27,а)
обеспечивает доступ к составляющим проходящего потока STM-N
через плезиохронные интерфейсы низшего уровня. Функция НРС
может либо использовать сигналы VC-4 и VC-3 в сигнале STM-N
в качестве окончания нагрузки в данном пункте, либо объединять
их для дальнейшей передачи. Она также позволяет вводить гене-
рированные в данном пункте сигналы VC-4 и VC-3 на любую сво-
бодную позицию синхронных модулей STM-N. Функция LPC сое-
динения трактов низшего уровня позволяет использовать контей-
неры VC-2 и VC-1 (полученные от разборки контейнеров высокого
уровня) в данном пункте в качестве окончания нагрузки или преоб-
разовывать их обратно в исходящие контейнеры высокого уровня.
Функция LPC позволяет также направлять генерированные в этом
пункте контейнеры VC-2 и VC-1 на любые позиции исходящих кон-
тейнеров VC-3 и VC-4.
Мультиплексор ввода-вывода с одним или несколькими синх-
ронными интерфейсами доступа (рис. 6.27,б) может выполнять, хотя
и в ограниченном объеме, функции аппаратуры оперативного перек-
лючения АОП. Специализированные мультиплексоры-кроссконнек-
торы (АОП) являются наиболее сложными и дорогими. Некоторые
конфигурации таких мультиплексоров показаны на рис. 6.28. Поми-
мо относительно мощных блоков функций НРС и LPC соединения
трактов низшего и высшего уровней, эти мультиплексоры снабжа-
ются большим количеством блоков с функциями интерфейсов (бло-
ками TTF, HOI и LOI). Кроме того, в конфигурацию АОП вводятся
192
Глава 6
Рис. 6.28. Конфигурация аппаратуры оперативного переключения: a —
с кроссовым соединением контейнеров высокого уровня; б — с кроссовым
соединением контейнеров низкого уровня; в — с кроссовым соединением
контейнеров высокого и низкого уровней
функции LCS и HCS — контроля соединения трактов низшего и
высшего уровней. Рис. 6.28,а соответствует конфигурации АОП, ко-
торая обеспечивает кроссовое соединение только потоков высшего
уровня. Внешний доступ к контейнерам осуществляется посредст-
вом блоков TTF для интерфейсов STM-N или HOI для интерфейсов
потоков доступа. В первом случае используется функция контроля
соединения трактов высшего уровня HCS.
Конфигурация АОП, представленная на рис. 6.28,5, обеспечива-
ет кроссовое соединение только потоков низшего уровня. Внешний
доступ к контейнерам осуществляется посредством блоков TTF и
НОА для интерфейсов STM-N или функций LOI для интерфейсов
потоков доступа. В первом случае используется функция контроля
соединения трактов низшего уровня LCS.
Наконец, на рис. 6.28,в показана конфигурация АОП, которая
обеспечивает кроссовое соединение потоков любых уровней. Дос-
туп контейнеров VC-3,4 к функции НРС обеспечивается с помощью
функций TTF для сигналов STM-N и HOI для потоков доступа со-
ответственно. Передача контейнеров VC-2,1 к функции соединения
трактов низшего уровня LPC от функции соединения трактов выс-
шего уровня НРС осуществляется через функцию сборки контейне-
ров НОА. Доступ же контейнеров низкого уровня к функции LPC
от сети доступа осуществляется с помощью функции интерфейса
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
193
трактов низшего уровня LOI. Со стороны синхронной сети тракты
высшего уровня контролируются функцией HCS, а низшего уров-
ня — функцией LCS.
Заметим, что как в конфигурациях АОП, так и в других, управ-
ление функциями соединения трактов осуществляется с помощью
функции управления оборудованием SEMF.
Структурная схема мультиплексора определяется в пер-
вую очередь его конфигурацией, которая, в свою очередь, зависит
от конкретных сетевых задач, выполняемых данным мультиплек-
сором. Кроме того, структурная схема определяется элементной
базой, технологией и особенностями производства. Определенную
роль в формировании структурной схемы играют также конструк-
ция мультиплексора и традиции производителя.
Наиболее широкое распространение получили модульные кон-
струкции мультиплексоров, позволяющие изменением набора смен-
ных модулей изменять конфигурацию мультиплексора в соответст-
вии с конкретными задачами и, главное, наращивать его возможнос-
ти по мере развития сети. Следует отметить, что модульные муль-
типлексоры, при их очевидных технических достоинствах, относи-
тельно дороги, поэтому широкое распространение получают также
«мини» мультиплексоры. Последние имеют неизменяемую конфи-
гурацию и минимум функций, например из них исключается фун-
кция соединения трактов (кросс-коннекции), уменьшаются возмож-
ности резервирования и т. д.
Рассмотрим структурную схему мультиплексора на примере мо-
дульного мультиплексора четвертого уровня синхронной цифровой
иерархии (формирующего синхронные модули STM-4). Эта схема
показана на рис. 6.29.
В центре схемы располагаются коммутационные модули КМ № 1
и 2. Первый из них является основным, второй - 100%-ным «горя-
чим» резервом. Этот блок реализует функции соединения трактов
высшего и низшего уровней НРС-n и LPC-m. На блок КМ сигна-
лы поступают в формате виртуальных контейнеров VC-4, времен-
ная коммутация сигналов осуществляется на уровнях VC-11, VC-12,
VC-3 и VC-4 и разделяется между магистральными направления-
ми передачи и потоками доступа. В мультиплексорах четвертого
уровня возможности коммутационного блока эквивалентны обычно
24 потокам STM-1 (63x24 = 1512 потокам 2 Мбит/с). Поскольку
блок КМ один из наиболее сложных, по возможности он заменяется
более простыми. Так, в конфигурации регенератора вместо комму-
тационного блока устанавливается блок с функциями НОА — сбор-
Рис. 6.29. Пример структурной схемы синхронного
мультиплексора модульной конструкции
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
195
ки/разборки виртуальных контейнеров высшего уровня, обеспечи-
вающий относительно простое соединение между двумя линейными
блоками.
К блокам коммутации примыкают четыре интерфейсных груп-
пы (ИГ А, Б, В, Г). Две из них (ИГ А и ИГ Б) обычно комплек-
туются интерфейсными блоками синхронных потоков, а две (ИГ В
и ИГ Г) служат для подключения интерфейсных блоков сигналов
доступа. В частности, на рис. 6.29 показано, что группа А содер-
жит два интерфейсных блока STM-4 (один основной, другой резерв-
ный, резервирование типа 1+1), группа Б — четыре оптических (или
электрических) интерфейсных блока STM-1, объединяемых попар-
но (один основной, другой резервный, резервирование также типа
1+1), группа В — четыре интерфейсных блока потоков 2 Мбит/с, а
группа Г — пять блоков потоков 140 Мбит/с. Каждый интерфейс-
ный блок потоков 2 Мбит/с имеет 21 порт для подключения каналов
доступа; блоки эти резервированы в отношении 3:1 (один резервный
на три рабочих). При отказе одного из рабочих блоков соответст-
вующие каналы доступа переключаются на резервный с помощью
платы переключения на резерв ПР. Аналогично, каждый из четы-
рех каналов доступа 140 Мбит/с также может быть переключен на
резервный блок (резерв 4:1).
В интерфейсных блоках STM-4 на передаче осуществляются
следующие преобразования сигналов:
• поступающие от блока коммутации сигналы нагрузочных бло-
ков TU-12, TU-3 вкладываются в виртуальные контейнеры VC-
4, к которым добавляются указатели PTR AU (образуются ад-
министративные блоки AU-4, тождественные группам админис-
тративных блоков AUG-1);
• четыре группы AUG-1 мультиплексируются в группу AUG-4;
• к группе AUG-4 добавляются секционные подзаголовки MSOH
и RSOH (образуются синхронный модуль STM-4);
• электрический сигнал STM-4 скремблируется, преобразуется в
оптический и поступает на выходной разъем блока STM-4.
На приеме:
• оптический сигнал STM-4 преобразуется в электрический, ре-
генерируется и дескремблируется;
• удаляются RSOH и MSOH, выделенная группа AUG-4 разделя-
ется на административные блоки AU-1;
• сигналы AU-4 передаются на блок коммутации или преобразу-
ются в сигнал VC-4;
196
Глава 6
• в последнем случае обрабатываются указатели PTR AU, выде-
ляются сигналы VC-4 и передаются на блок коммутации;
• из сигнала VC-4 выделяются сигналы TU-3 и TU-12, обраба-
тываются указатели PTR TU и выделяются сигналы VC-2, 1,
которые передаются на блок коммутации.
Аналогично обрабатываются сигналы STM-1 в интерфейсных
блоках STM-1.
Сигналы потока доступа 140 Мбит/с (139264 кбит/с), поступаю-
щие на интерфейсный блок, преобразуются из кода CMI в код NRZ,
к нему добавляются биты фиксированной вставки и служебные биты
(см. разд. 6.1) и трактовый заголовок РОН. Таким образом, сигналы
потока доступа преобразуются в сигналы VC-4. Дальнейшее преоб-
разование аналогично преобразованиям в блоке STM-1. На передаче
осуществляются обратные преобразования.
Интерфейсный блок потоков доступа 2 Мбит/с (2048 кбит/с) на
передаче преобразует 21 поступающий поток 2 Мбит/с из кода HDB3
в код NRZ. Далее, в соответствии с типом ввода (асинхронный или
байт-синхронный, см. разд. 6.1) образуется 21 поток виртуальных
контейнеров VC-12, которые последовательно преобразуются в семь
сигналов TUG-2 и далее в один сигнал TUG-3. Сигнал TUG-3 пере-
дается на блок коммутации. На приеме осуществляются обратные
преобразования.
В нижней части структурной схемы мультиплексора на рис. 6.29
показаны еще три блока: управления, генератора и доступа к заго-
ловкам.
Блок управления (контроллер системы) осуществляет управле-
ние оборудованием. Подробнее задачи управления оборудованием
будут рассмотрены в разд. 6.4 и гл. 10, здесь перечислим лишь ос-
новные функции этого блока:
• связь между сменными блоками и блоком управления для обес-
печения аварийной сигнализации, контроля состояния и функ-
ционирования. Полученные данные редактируются и анализи-
руются. Аварийные сигналы активизируются или сбрасывают-
ся и передаются на интерфейсы управления F, Q или в систему
аварийной сигнализации станции;
• загрузка каждого сменного блока;
• управление переключением блока на резерв;
• ведение базы данных по управлению оборудованием;
• поддержка интерфейсов управления F и Q;
• прием аварийных сигналов состояния помещения и передача их
на интерфейсы управления;
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
197
• обработка некоторых байтов заголовков, например байтов D
(шина ДСС).
Обычно блок управления имеет функцию загрузки памяти, что
сокращает потребность в повторной загрузке любых заменяемых
блоков, в которых имеется собственная встроенная память. При
включении мультиплексора данные запуска, хранящиеся в энерго-
независимой памяти блока управления, загружаются в другие бло-
ки мультиплексора. Если блок управления заменяется на новый,
то предварительно данные запуска переписываются из заменяемого
блока в память рабочей станции (через интерфейс Q или F). После
замены они загружаются в энергонезависимую память нового бло-
ка управления. При замене какого-либо блока мультиплексора (не
блока управления) блок управления загружает в новый блок соот-
ветствующие данные запуска из своей энергонезависимой памяти.
Кроме всего, блок управления поддерживает протоколы выс-
ших уровней системы управления данной сетевой структурой.
Блок генератора обеспечивает все блоки мультиплексора соот-
ветствующими тактовыми сигналами. Блок может работать в раз-
личных режимах: принудительной (внешней) синхронизации, а так-
же в режиме свободных колебаний и режиме удержания. Подробнее
функции блока генератора рассмотрены в разд. 6.5.
Блок доступа к заголовкам осуществляет доступ к некоторым
байтам секционных и трактовых заголовков (см. разд. 6.2) и обеспе-
чивает интерфейс служебной связи. В мультиплексорах некоторых
производителей с помощью этого блока возможен доступ к резерв-
ным байтам, а также к байтам D секционного заголовка. Обычно
в этом блоке возможна коммутация однотипных байтов заголовков
SOH синхронных модулей различных направлений.
Кроме перечисленных выше блоков, синхронный мультиплек-
сор обязательно содержит блок вторичных источников питания, ко-
торый резервируется по схеме 1+1.
Конструктивно мультиплексоры обычно помещаются в стандар-
тных стойках европейского и американского стандартов. Весьма
распространенным типом является стойка ETS300119 Европейского
института стандартов размерами 2200x600x300 мм. Приведенная
на рис. 6.29 конфигурация соответствует так называемой базовой
полке, имеющей высоту 500 мм. Блоки выполняются на стандарт-
ных печатных платах 233x220 мм и устанавливаются в слоты (ра-
зъемы) полки. На полке помещаются также разъемы для подклю-
чения каналов доступа.
198
Глава 6
При необходимости увеличить количество интерфейсных бло-
ков на стойке монтируется полка расширения, позволяющая уве-
личить количество каналов доступа вдвое. Полка расширения име-
ет также высоту 500 мм. Таким образом, на данной стойке может
быть размещено два полностью укомплектованных модульных му-
льтиплексора. Кроме того, на стойке должны быть установлены
соответственно два блока вторичных источников питания.
6.4. Транспортная сеть СЦТС
Архитектура транспортной сети. Телекоммуникационную
сеть с использованием синхронных цифровых систем передачи мож-
но представить как комплекс нескольких относительно самостояте-
льных сетей. Во-первых, это транспортная сеть, предназначенная
для передачи информации пользователей, во-вторых, это сеть пе-
редачи сигналов тактовой синхронизации и, наконец, сеть управ-
ления телекоммуникациями. Транспортная сеть, соответствующая
первичной сети РФ, развивается на базе СЦТС и имеет трехуров-
невую иерархическую архитектуру. Каждый уровень транспортной
сети строится из элементарных (топологических) структур. Важ-
нейшими из них являются линейные, звездные, кольцевые и ячеис-
тые структуры.
Линейные структуры или структуры «точка-точка» показа-
ны на рис. 6.30*. Первая из них (рис. 6.30,а), представляет соедине-
ние двух оконечных (терминальных) мультиплексоров ТМ. Соеди-
нительная линия СА обычно четырехволоконная, два волокна обес-
печивают основное соединение, а два — резервное. Двухволокон-
ные линейные структуры имеют относительно невысокую надеж-
ность из-за отсутствия путей обхода. Их применение оправдано на
магистралях большой протяженности, пролегающих в малонаселен-
ной местности. Часто в такой структуре используются регенераторы
или усилители оптических сигналов.
Рис. 6.30,5 изображает одну из наиболее часто встречающих-
ся линейных структур — линейную цепь ввода-вывода. В этой
структуре два мультиплексора являются оконечными, а все проме-
жуточные — мультиплексорами ввода-вывода (МВВ). Каждый из
МВВ может ввести, вывести или передать транзитом любой из по-
токов нагрузки. Помимо такого способа передачи, в этой структу-
* На рисунках индексами Еп обозначены интерфейсы стандартных
трактов европейской ПЦИ, индексами S-n, I-n и L-n обозначены коды при-
менения интерфейсов СЦИ, которые рассматриваются в разд. 8.1.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
199
тм тм
а)
Каналы тм МВВ ТМ Каналы
Рис. 6.30. Линейные структуры: а — точка-точка (с регенератором);
б— точка-точка с вводом-выводом; в — точка-точка — плоское кольцо
ре возможна реализация передачи типа главный узел и трансля-
ция. Первый случай соответствует режиму только вывода потоков
в МВВ. То есть из агрегатного потока, поступающего в структуру
от одного из оконечных мультиплексоров (главного узла), каждый
МВВ выводит адресованные ему компонентные потоки. Во втором
случае каждый МВВ копирует поток, поступающий от одного из
оконечных мультиплексоров, и выводит копию. Такая структура
использует двухволоконные соединительные линии (СЛ) и не имеет
линейной защиты. Обычно эту структуру используют на коротких
линиях с невысокой нагрузкой. При необходимости обеспечить ли-
нейную защиту в данную структуру вводится резервная СЛ, как
это показано на рис. 6.30, в. В этом случае образуется структура
плоское кольцо.
На рис. 6.31 показана структура «звезда» [структура концен-
тратора). В этом случае несколько оконечных мультиплексоров
ТМ формируют потоки, поступающие на мультиплексор-концентра-
тор. Концентратор может объединять не полностью используемые
200
Глава 6
Рис. 6.31. Структура «звезда»
потоки в один поток того же уровня или/и осуществлять мульти-
плексирование потоков. Таким образом, эта структура позволяет
уменьшить число точек доступа в структуре более высокого уров-
ня. Если между концентратором и структурой более высокого уров-
ня относительно большое расстояние (порядка мультиплексной сек-
ции), концентратор называется удаленным.
Наиболее распространенными являются кольцевые структу-
ры, представленные на рис. 6.32. Мультиплексоры, которые приме-
няются в кольцевых структурах, являются мультиплексорами вво-
да-вывода. Особенностью кольцевых структур оказывается возмож-
ность их самовосстановления при отказах на соединительных ли-
ниях, подробнее это рассмотрено далее. В кольцевых структурах
применяются обычно двух или четырехволоконные соединительные
линии; соответствующее определение вводится и в название самой
структуры (см. рис. 6.32 и 6.33).
Двухволоконная кольцевая структура может быть как однонап-
равленной (рис. 6.32,а), так и двунаправленной (рис. 6.32,6). В од-
нонаправленной структуре информация передается по одному во-
локну только по часовой (или против) стрелке. Второе волокно,
по которому информация передается в противоположном направ-
лении, является резервным. В двунаправленном кольце информа-
ция передается по обоим волокнам по наикратчайшему расстоянию,
для резерва обычно отводится половина рабочей емкости линейного
тракта системы передачи.
Четырехволоконная кольцевая структура обычно выполняется
по двунаправленной схеме (см. рис. 6.33). В такой структуре два
волокна являются рабочими, а два — резервными.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
201
Рис. 6.32. Двухволоконные кольцевые структуры: a — однонаправленная; б —
двунаправленная
Ячеистая, или решетчатая структура, фрагмент которой пока-
зан на рис. 6.34, предполагает применение в своих узлах так называ-
емой аппаратуры оперативного переключения (АОП). Под опе-
ративным переключением понимается установление полупостоян-
ных соединений между различными каналами и трактами. Следует
подчеркнуть разницу между оперативным переключением и комму-
тацией. При коммутации устанавливаются временные соединения
на вторичной сети, причем осуществляется это под управлением або-
нентов сети. Полупостоянные соединения при оперативных перек-
лючениях устанавливаются на первичной сети по командам сетевого
202
Глава 6
Рис. 6.33. Кольцевая четырехволоконная структура
оператора с использованием средств сетевого управления. Однако в
будущем, по мере развития телекоммуникационных технологий с па-
кетной коммутацией, границы между первичной и вторичной сетями
и, следовательно, между функциями оперативного переключения и
коммутацией будут стираться.
На сети СЦИ выполнение функций по оперативному переклю-
чению может производиться с помощью встроенных устройств,
имеющихся во многих видах аппаратуры. Именно с помощью по-
добных устройств осуществляются, например, различные переклю-
Рис. 6.34. Фрагмент ячеистой сете-
вой структуры
чения потоков в МВВ. Таким об-
разом, функции оперативного пе-
реключения могут быть распреде-
лены по сети между многими се-
тевыми элементами. Тем не менее
во многих случаях удобно иметь
автономную аппаратуру оператив-
ного переключения (АОП). Такая
аппаратура должна иметь гораз-
до больше портов, чем мультип-
лексоры (до нескольких сотен
портов STM-1 или нескольких ты-
сяч портов 2 Мбит/с). С помо-
щью АОП и могут создаваться се-
ти, имеющие ячеистую (решетча-
тую) структуру.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
203
Рис. 6.35. Архитектура транспортной сети СЦИ
Выделяют несколько типов АОП, различающихся тем, на каких
уровнях виртуальных контейнеров осуществляется ввод и переклю-
чение потоков.
АОП типа 4/4 может обрабатывать сигналы всех уровней СЦИ,
например STM-1, STM-4 и STM-16 (155, 622 Мбит/с и 2,5 Гбит/с
соответственно), а также плезиохронные сигналы 140 Мбит/с. Пе-
реключение производится на уровне VC-4.
АОП типа 4/1 имеет порты для синхронных сигналов STM-1
(иногда и STM-4) и плезиохронных сигналов 140 и 2 Мбит/с. Пе-
реключение производится на уровнях VC-4 и VC-1.
АОП типа 4/3/1 имеет, кроме того, порты для плезиохронных
сигналов 34 Мбит/с, а переключение может производиться на уров-
нях VC-4, VC-3 и VC-1.
Как было сказано выше, архитектура транспортной сети СЦТС,
соответствующая первичной сети РФ, имеет иерархическую треху-
ровневую архитектуру условно представленную на рис. 6.35. Такая
архитектура позволяет наиболее рационально построить гибкую, на-
дежную и экономичную сеть.
Верхний (базовый, магистральный) уровень образуется глав-
ными узлами, в которых устанавливается АОП 4/4. Основными
единицами, которыми обмениваются эти узлы, служат виртуаль-
204
Глава 6
ные контейнеры VC-4. По каждой линии передается по несколько
потоков STM-4, STM-16 или STM-64. В настоящее время мощность
магистральных соединительных линий увеличивается посредством
применения технологии волнового уплотнения (технологии WDM).
Структура сети на этом уровне решетчатая.
Средний уровень состоит из нескольких соединительных (ре-
гиональных, внутризоновых) сетей, каждая из которых охватывает
определенную территорию. Узлы этих сетей обмениваются потока-
ми не только на уровне VC-4, но и более мелкими, например VC-12.
Поэтому в узлах среднего уровня используется АОП 4/1, а также
МВВ. Важнейшие узлы этого уровня соединяются с одним или нес-
колькими узлами верхнего слоя. Структура соединительных сетей
может быть и кольцевой, и решетчатой. По линиям обычно орга-
низуются тракты STM-4.
Нижний уровень составляют сети доступа (локальные, мест-
ные), куда и включаются основные источники и потребители наг-
рузки. Каждая из сетей доступа выходит на один или несколько
узлов среднего уровня. Структура сетей кольцевая на основе МВВ
с использованием трактов STM-1 или STM-4. Часто на этих сетях
используются удаленные концентраторы нагрузки.
В самых общих чертах можно охарактеризовать функции каж-
дого уровня следующим образом: верхний уровень создает сеть
трактов VC-4, средний — осуществляет перераспределение трактов
VC-12 и VC-3 между трактами VC-4, нижний — обеспечивает дос-
туп к сети пользователей.
Преимуществами подобной иерархической архитектуры явля-
ются:
• возможность независимого развития и реконструкции каждого
из уровней; концентрация потоков нагрузки, позволяющая эф-
фективно использовать линейные тракты высокой пропускной
способности, что дает экономию при построении сети;
• возможность осуществления контроля, управления и резерви-
рования отдельно на каждом уровне, что упрощает и ускоряет
процесс ликвидации последствий отказов на сети.
Разумеется, данная модель дает только общую схему, от ко-
торой возможны различные отступления. В каждом конкретном
случае могут быть изменены количество уровней, структуры сетей,
функции уровней могут частично перекрываться и тому подобное.
Защита транспортной сети. Реализация сетей СЦИ должна
предусматривать обеспечение их надежности и живучести несмотря
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
205
на то, что сама по себе аппаратура СЦИ весьма надежна, а встроен-
ные средства контроля и управления облегчают и ускоряют обнару-
жение неисправностей и переключение на резерв. Однако следует
учитывать, что соединительные линии транспортной сети обладают
огромной пропускной способностью, и отказ даже одного участка
может привести к перерыву связи для десятков тысяч пользовате-
лей и значительным экономическим потерям. Поэтому необходимо
применять специальные меры по обеспечению отказоустойчивости
сетей, закладывая резервные емкости и предусматривая алгоритмы
реконфигурации сетей при отказах ее элементов. Целый ряд фак-
торов облегчает принятие указанных мер: значительные емкости
волоконно-оптических линий связи (ВОЛС) и относительно невысо-
кая стоимость одного канало-километра; наличие средств контроля
и управления СЦИ; деление сети СЦИ на независимые функциона-
льные слои; возможности мультиплексоров и АОП. Отмеченные об-
стоятельства привели к концепции построения самое осстанавли-
вающихся (самозалечивающихся) сетей на основе СЦИ. Ее суть —
создание сети, которая при выходе из строя отдельных элементов
способна сохранять или автоматически восстанавливать в короткое
время нарушенные связи без серьезных последствий для пользова-
телей.
Схемы защиты транспортных сетей предусматривают защиту
оборудования, защиту линейного тракта (секций мультиплексиро-
вания) и защиту соединения подсети (соединение трактов высоко-
го или низкого уровня). В полностью оптических транспортных
сетях (ОТС) предусматривается защита оптических каналов. Нако-
нец, при использовании мультиплексоров новых поколений возмож-
на защита виртуальных соединений при пакетной передаче.
При защите оборудования восстановление работоспособности
осуществляется за счет резервирования тех или иных блоков (эле-
ментов) мультиплексора. При резервировании по схеме N:m исполь-
зуется m резервных блоков на N работающих. Например, в случае
резервирования интерфейсных карт каналов доступа (см. рис. 6.27)
по схеме N:1 на N основных карт используется одна резервная, кото-
рая автоматически выбирается системой управления в случае отказа
одной из основных. Этот метод широко используется в аппаратуре
СЦИ не только для резервирования интерфейсных карт, но и для
резервирования других, наиболее важных сменных блоков: комму-
тационной матрицы, управления, питания.
Введем несколько определений, которые будут использованы в
дальнейшем.
206
Глава 6
Трактом называется маршрут прохождения сигнала, если он
завершается точками окончания (терминирования) тракта (ТТ). На-
пример, в точках окончания тракта сети СЦИ выполняются функ-
ции генерации на передаче и удаления на приеме трактового заго-
ловка РОН, т. е. формируется и расформировывается виртуальный
контейнер VC-n/m (функции окончания тракта НРТ или LPT, см.
рис. 6.21). Тракт может проходить через другие сетевые элементы
в составе других транспортных структур и при этом контролирова-
ться через встроенные функции тандемных соединений (ТСМ).
Соединение подсети (SNC — subnetwork connection) является
частью тракта, завершаемого двумя точками окончания соединения,
в которых осуществляется только контроль соединения. Внутри
соединения подсети SNC могут находиться другие сетевые элементы
(регенераторы, мультиплексоры).
Секция мультиплексирования (MS — multiplex section) — уча-
сток соединения (линии) между двумя смежными мультиплексо-
рами СЦИ с функциями окончания секции мультиплексирования
(MST). Начало и окончание MS соответствует генерации и удале-
нию подзаголовка MSOH транспортного модуля STM-N. На секции
мультиплексирования могут быть установлены регенераторы и оп-
тические усилители, т. е. в ее состав входят регенерационные и оп-
тические секции.
При использовании защиты линейного тракта два узла сети сое-
диняются по двум разнесенным трассам, следовательно, обеспечива-
ется резервирование мультиплексной секции (MSP). При использо-
вании схемы 1+1 (рис. 6.36,а) сигнал STM-N одновременно подается
на две мультиплексные секции, одна из которых является рабочей,
другая — резервной. Функция MSP на приемном конце контроли-
рует состояние сигналов, поступающих от обеих секций, и выбирает
(подключает) подходящий сигнал. Вследствие постоянного подклю-
чения рабочего сигнала к обеим секциям, схема 1+1 не позволяет
использовать резервную трассу для передачи дополнительной наг-
рузки. В конфигурации N:1 резервная секция предназначается для
N рабочих каналов. На обоих концах любой из N сигналов STM-1
или канал дополнительной нагрузки может быть подключен к ре-
зервной секции. Функции MSP контролируют и оценивают состо-
яния принимаемых сигналов и выполняют выбор соответствующих
сигналов на резервной секции. Конфигурация 1:1 является частным
случаем N:1 (рис. 6.36,6). Для простоты на рис. показаны схемы пе-
реключения на резерв мультиплексной секции типа 1+1 и 1:1 лишь
для одного направления передачи.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
207
Рис. 6.36. Защита секции по разнесенным трассам: a — схема переключения
на резерв 1+1; б— схема переключения на резерв 1:1
Управление процессами переключения с рабочей секции муль-
типлексирования на резервную происходит посредством обмена ин-
формацией в байтах KI, К2 заголовков MSOH резервной секции.
Учитывая, что передача линейных сигналов STM-N может про-
исходить по одной или двум параллельным системам, возможны
различные варианты переключений: синхронизированный и несин-
хронизированный.
Защита секции мультиплексирования может иметь обратимый
или необратимый режим. Обратимый режим предусмотрен с возв-
ратом с резервной секции на рабочую, при восстановлении в рабочей
секции соответствующего качества передачи; возврат осуществляет-
ся через определенный промежуток времени, называемым «ожида-
ние перед восстановлением».
Необратимый режим предусмотрен без автоматического возв-
рата на рабочую секцию, однако этот возврат возможен при сниже-
нии качества передачи в резервной секции ниже качества рабочей
секции. Кроме того, предусматривается принудительное (ручное)
переключение на резервную секцию и обратно на рабочую.
При защите секции используются однонаправленные и двунап-
равленные защитные переключения. Защитное переключение назы-
вается однонаправленным, если из двух направлений передачи по-
токов данных переключается только то, в котором произошел сбой.
При двунаправленном переключении переключаются оба направле-
ния передачи, как неисправное, так и соответствующее ему встреч-
ное. У каждого из этих способов есть свои преимущества. При одно-
направленном переключении нет необходимости использовать про-
токол защиты (не требуется извещать узел, принимающий сигнал по
исправному направлению), следовательно, скорость переключения
в этом случае выше. Кроме того, при однонаправленном переключе-
нии лучше используются ресурсы сети. Однако однонаправленное
переключение не допускает использования резервного направления
для передачи дополнительного трафика.
208
Глава 6
При двунаправленном переключении, поскольку при аварии на
одном направлении в секции схема защиты переключает оба нап-
равления передачи на резервные, т. е. переключается секция цели-
ком, создаются лучшие условия для восстановления этой секции. К
тому же одинаковое оборудование и одинаковая задержка в обоих
направлениях упрощает обработку аварийных ситуаций по сравне-
нию с тем случаем, когда существует большая разница в длине пути
различных направлений передачи. Двунаправленное переключение
позволяет передавать дополнительный трафик по каналам защиты.
Защита соединения подсети (соединений тракта) применима в
линейных и кольцевых структурах. Функции защиты трактов высо-
кого и низкого порядков (HOV и LOV) поддерживаются оконечными
(терминальными) и промежуточными мультиплексорами. Для это-
го в трактовых заголовках РОН предусмотрены байты: JI, N1, КЗ,
Н4 и С2 — для трактов высокого уровня, и байты: J2, N2 и К4 —
для трактов низкого уровня.
Кроме того, поддержка функций защиты программируется в
матрицах коммутации, а промежуточный контроль качества трак-
тов выполняется блоками функций тандемного контроля. Тракт,
организованный в сложной разветвленной сети разбивается на учас-
тки (подсети), где может быть реализована защита соединения SNCP
(Sub Network Connection Protection). Различают подвиды SNCP:
SNC/I (Sub Network Connection Protection with Inherent monitor-
ing) — защита соединения подсети с обязательным мониторингом;
SNC/N (Sub Network Connection Protection with Non-intrusive
monitoring) — защита соединения подсети с необязательным мони-
торингом.
Защита SNCP проводится по схеме 1+1, т. е. на рабочий тракт
должен быть предусмотрен свободный резервный. При этом сое-
динения могут выполняться одно- и двунаправленными. Примеры
использования одно- и двунаправленного переключения в кольце-
вой сети приведены на рис. 6.37. Время переключения для защиты
соединения не более 30 мс, что сохраняет соединение при аварий-
ном переключении для телефонного трафика. Заметим, что подоб-
ная кольцевая структура является однонаправленной — передача в
рабочем и резервном трактах производится в одном направлении.
Защита секций мультиплексирования осуществляется в двунап-
равленных кольцевых структурах MS-SPRing (Multiplex Section
Shared Protection Ring — защита мультиплексной секции в кольце
с разделением ресурсов). В двухволоконном двунаправленном ко-
льце с разделенными ресурсами (рис. 6.38) одно и то же волокно
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
209
Рис. 6.37. Переключение SNCP: a— нормальные условия; б— сбой одного
направления передачи — однонаправленное переключение; е — сбой одного
направления передачи — двунаправленное переключение
совместно используется рабочими и резервными каналами. В слу-
чае обрыва волокна основные каналы переключаются на резервные
в мультиплексорах на границе поврежденной секции и направля-
ются в обход, как это показано на рис. 6.38,6. При этом резервные
каналы проходят через промежуточные мультиплексоры транзитом.
Таким образом, происходит исключение короткого пути через ава-
рийное перекрытие (В-С) и использование длинного пути (являю-
щегося внешним замыканием звена В-С) по каналу защиты.
Организация такой схемы защиты осуществляется при исполь-
зовании уровня STM выше первого с тем, чтобы потоки в каждом
волокне могли бы быть разделены на две равные части —основную
и резервную на уровне административных блоков AU, так как имен-
но на этом уровне происходит переключение секций (см. разд. 6.3).
Очевидно, что емкость всех соединительных линий кольца при ре-
ализации такой схемы защиты должна превышать максимальный
расчетный трафик не менее чем вдвое.
Рис. 6.38. Резервирование двухволоконного кольца: a — нормальное состоя-
ние; б — аварийное состояние
210
Глава 6
Рис. 6.39. Резервирование четырехволоконного кольца: a— нормальное
состояние; б — аварийное состояние
Четырехволоконная кольцевая структура MS-SPRing, показан-
ная на рис. 6.39, а, использует четыре ОВ в каждом пролете (а значит
и в кольце в целом). Таким образом, образуется два двухволокон-
ных двунаправленных кольца. Такая схема позволяет размещать
в синхронном модуле 100 % (а не 50 %, как в 2-волоконной схеме)
каналов, что соответствует полной емкости канального оборудова-
ния, определяемой используемым уровнем STM-N. Схема отобра-
жения трафика на структуру каналов упрощается, учитывая, что
теперь заголовки мультиплексных секций рабочих и защитных ка-
налов полностью разделены, так как сами каналы передаются по
отдельным оптическим волокнам.
Применение 4-волоконной схемы (в кольцевой, ячеистой или ли-
нейной сети) позволяет, кроме прочего, использовать в качестве за-
щитного переключения не только переключение колец, но еще и
переключение перекрытия (рис. 6.39,6). При этом трафик направ-
ляется не назад по длинному внешнему замыканию аварийного пе-
рекрытия, а вперед через эквивалент перекрытия, сформированный
в канале защиты (в другой параллельной паре ОВ). Это упрощает
схему коммутации защитного переключения. Единственное ограни-
чение — переключение колец и переключение перекрытий не могут
быть использованы одновременно, однако допускается одновремен-
ное использование нескольких переключений перекрытий, учиты-
вая, что они действуют локально (на длине одного перекрытия).
Четырехволоконную кольцевую схему, использующую переключе-
ние перекрытий, часто называют двунаправленным (двойным) ко-
льцом защиты с линейным переключением пролетов.
Следует иметь в виду, что в случае выхода из строя на проле-
те В-С не только рабочих, но и защитных ОВ, схема прохождения
трафика будет аналогична той, которая показана на рис. 6.38,6.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
211
Протоколы защиты кольцевых структур позволяют разделить
доступную пропускную способность между тремя типами каналов:
• рабочие каналы, передающие нормальную защищенную на-
грузку;
• каналы защиты, которые могут переносить дополнительную на-
грузку;
• не сбрасываемые незащищенные каналы (переносят нагрузку
NUT — non-pre-emptible unprotected traffic).
Нормальная нагрузка защищена от сбоев протоколом автомати-
ческого переключения на резерв (APS — Automatic Protection Switch-
ing). Дополнительная нагрузка не защищена и в случае сбоя сбра-
сывается сигналом APS для защиты нормальной нагрузки.
Нагрузка NUT переносится каналами с отключенным механиз-
мом APS (т. е. рабочими каналами и соответствующими резервными
каналами). Нагрузка, передаваемая этими каналами, не защищена,
но и не сбрасывается механизмом защитного переключения. Таким
образом, она имеет более высокий уровень надежности, чем допол-
нительная и менее высокий, чем нормальная нагрузка.
Динамика развития сетей СЦИ предполагает на определенном
этапе соединение кольцевых структур, как этап перехода к ячеистой
сети. Чтобы обеспечить защиту потоков, проходящих через такие
сети, должно быть организовано взаимодействие двух колец СЦИ,
связанных между собой одним или двумя узлами.
Термин «взаимодействие колец» определяет не столько процесс,
сколько топологию взаимодействия, которая подразумевает наличие
интерфейса между взаимодействующими кольцами. Защита взаи-
модействующих структур сетей СЦИ детально рассмотрена в реко-
мендации МСЭ-Т G.842.
Существуют две схемы взаимодействия колец — соединение од-
ним узлом и соединение двумя узлами каждого кольца.
Соединение одним узлом обеспечивает защиту мультиплексной
секции, соединяющей кольца, но не защищает от отказа одного из
взаимодействующих узлов. Соединение двумя узлами устраняет
этот недостаток. Особая форма соединения двумя узлами обознача-
ется термином «взаимодействующие кольца» — это топология сети,
посредством которой два кольца соединены двумя узлами каждого
кольца. При такой топологии авария любого из соединяющих узлов
не вызовет потери рабочих каналов.
В двух взаимодействующих кольцах могут применяться разные
схемы защиты (например, SNCP или MS-SPRing). Рассмотрим вза-
212
Глава 6
Рис. 6.40. Взаимодействующее кольцо MS-SPRing: нормальное состояние
имодействие произвольного кольца с двухволоконным кольцом MS-
SPRing (рис. 6.40).
Узлы кольца MS-SPRing должны быть способны соединяться
с другими структурами на двух узлах. Архитектура соединения
колец позволяет защищенному блоку выдерживать отказ одного из
соединяющих узлов, двух соединенных узлов колец или соединения
между двумя соединяющими узлами.
Два соединяющих узла не обязательно должны быть соседними.
Соединение колец не требует межкольцевой сигнализации (защита
соединяющих линий обеспечивается защитой того или иного взаи-
модействующего кольца).
Рис. 6.40 представляет нормальное состояние взаимодействую-
щего кольца MS-SPRing при отсутствии аварий. На рисунке показан
маршрут с терминальным узлом А, проходящий через два соединя-
ющие кольца узла — первичный и вторичный. Первичным узлом
является ближайший к терминальному. Первичный и вторичный
узлы определяются для каждого маршрута отдельно.
Узлы кольца MS-SPRing могут взаимодействовать с любой се-
тевой структурой, если используется конфигурация, показанная на
рис. 6.40.
На первичном узле используется функция вывод с продолже-
нием, (Drop and Continue) (принятый от узла А сигнал выводит-
ся в другую структуру и продолжается на вторичный узел). При
этом для «продолжения» на вторичный узел могут использоваться
как рабочие, так и резервные каналы кольца. На рисунке показано
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
213
Рис. 6.41. Взаимодействующее кольцо MS-SPRing: авария вне термини-
рующего, первичного или вторичного узлов
использование только рабочих каналов. На рис. 6.41-6.43 показа-
ны переключения маршрута при различных авариях, не требующие
специальных пояснений. Подробнее о взаимодействующих кольцах
см. [4, 8].
Управление транспортной сетью. Сеть управления систе-
мами синхронной цифровой иерархии (SMN) является частью общей
сети управления TMN, которая рассматривается в гл. 10. В свою
очередь SMN может подразделяться на подсети управления SMS.
Взаимосвязь TMN, SMN и SMS показана на рис. 6.44, на нем по-
Узел А (терминал)
Рис. 6.42. Взаимодействующее кольцо MS-SPRing: авария первичного узла
214
Глава 6
Рис. 6.43. Взаимодействующее кольцо MS-SPRing: пропадание приёма на
первичном узле
казаны специфические примеры и возможности соединения в рас-
сматриваемой TMN. В приведенной схеме нужно отметить следую-
щее. Межстанционные связи SMN обычно формируются из каналов
ЕСС, организованных посредством байтов D секционных заголов-
ков синхронных модулей STM-N. В некоторых случаях связь может
осуществляться по каналам стандартной локальной сети LAN. Пред-
полагается, что сеть управления не будет накладывать ограничений
Рис. 6.44. Взаимосвязь TMN, SMN и SMS
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
215
на топологию транспортной сети, поддерживающую каналы ЕСС.
Поэтому каналы ЕСС могут образовывать любую топологию: «ши-
на», «звезда», «кольцо» или сотовую топологию. Каждая подсеть
SMS должна иметь, по крайней мере, один элемент, подключаемый к
операционной системе управления (ОС) или устройству взаимодейс-
твия У В (согласующему протоколы различных стыков). Этот эле-
мент называется шлюзовым сетевым элементом (ШСЭ) и дол-
жен выполнять функцию маршрутизации промежуточной системы
сетевого уровня для сообщений по каналам ЕСС, предназначенных
для любой оконечной системы в SMS. Наконец, следует отметить,
что каждый сетевой элемент СЭ должен выполнять функции око-
нечной системы, а некоторые элементы и функции промежуточной
системы. Все элементы должны поддерживать F-интерфейсы, в не-
которых случаях требуется поддержка и Q-интерфейсов. В сети
TMN могут находиться внешние сетевые элементы (ВСЭ), не отно-
сящиеся к подсетям СЦИ. К любому устройству сети TMN может
быть подключён монитор оператора. Обычно для этого использу-
ется низкоскоростной интерфейс F.
Система управления предназначена для контроля и управления
всеми операциями, необходимыми для функционирования аппара-
туры и сети ЦСП СЦИ. На аппаратном уровне в нее входят сете-
вая рабочая станция (PC, специализированный компьютер), мест-
ные терминалы (МТ, персональные компьютеры), стыки обслужи-
вания и контроллеры аппаратуры. На программном уровне система
управления аппаратуры и сети ЦСП СЦИ включает операционную
систему для PC и специальное программное обеспечение для МТ.
Система управления сетью СЦТС (СУ) функционирует на двух
уровнях: сетевом, т. е. на уровне управления сетью или подсетью
(SMN, SMS) и на уровне элементов, т. е. на уровне управления сете-
выми элементами (СУЭ, EMS).
На первом уровне создаются объекты управления — сетевые
элементы (СЭ), линии между СЭ и тракты виртуальных контей-
неров (VC-n), соединяющие оконечные СЭ через промежуточные.
На базе трактов VC-n организуются сетевые тракты El, ЕЗ и Е4.
Сетевые тракты могут создаваться ручным или автоматическим вы-
бором трактов VC-n на каждом звене маршрута между избранными
СЭ. Этот уровень отражается на экранах мониторов с помощью ме-
ню сетевого уровня.
На втором уровне создаются и обслуживаются СЭ. Информа-
ция о СЭ может вводиться вручную — указанием типа, наимено-
вания аппаратуры и данных конфигурирования, либо считыванием
216
Глава 6
данных существующих СЭ и целых подсетей. СЭ могут создавать-
ся системой управления до того, как они созданы реально. Данные
конфигурации могут быть загружены в СЭ от СУ или считаны СУ
из СЭ. Этот уровень отражается на экранах мониторов с помощью
меню управления сетевыми элементами.
На этих двух уровнях в системе управления должны выполня-
ться следующие основные операции:
• доступ в систему управления;
• конфигурирование;
• сигнализация и регистрация аварийной информации;
• контроль качества;
• администрирование.
Для получения доступа в систему управления оператор сис-
темы управления должен знать индивидуальное имя пользователя
и пароль. Для каждого сетевого элемента может быть зарегистри-
рована определённая группа пользователей.
Пользователи должны быть разделены на категории: админис-
тратор, технический руководитель и оператор.
Администратор системы может создавать новых пользователей,
изменять пароли, обеспечивать членство в замкнутой группе поль-
зователей.
Технический руководитель сети (подсети) является техничес-
ким руководителем системы. Он имеет право на все операции в
системе за исключением функций, связанных с управлением сек-
ретностью.
Операторы сети также могут иметь разные уровни доступа в
систему управления, отличающиеся как по возможным операциям
(обслуживание событий, конфигурация), так и по уровню операций
(СУ или СЭУ).
Конфигурирование на сетевом уровне подразумевает конфи-
гурирование трактов VC-n, m, что предполагает: образование трак-
тов, изменение и запись их параметров, резервирование, уничто-
жение трактов, проверку трассы, уровней срабатывания аварийной
сигнализации и т. д. Аналогично на этом уровне производится кон-
фигурация трактов сети доступа и каналов, образуемых посредст-
вом соответствующих трактов.
Конфигурирование на уровне элементов относится к конфи-
гурированию сетевых узлов (СЭ), что предполагает выбор узла, из-
менение и запись его параметров (адреса, комплектации и др.), унич-
тожение узла. Кроме этого осуществляется конфигурирование син-
хронизации, которое заключается в выборе режима синхронизации
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
217
для каждого узла в системе, конфигурирование оперативных перек-
лючений, резервирования блоков, трактов VC-n,m, уровней срабат-
ывания аварийной сигнализации и некоторых других.
Контроль качества в системе управления, состоящей из се-
тевых элементов ЦСП СЦИ, заключается в поддержке функции кон-
троля качества на интерфейсах ПЦИ и СЦИ (сетевых трактов Е1,
ЕЗ, Е4, трактов VC-n,m, мультиплексных и регенерационных сек-
ций).
Для контроля за рабочими характеристиками по показателям
ошибок в системе управления аппаратуры СЦИ используются оп-
ределенные временные интервалы (текущий короткий, предыдущий
короткий, несколько прошедших коротких, текущий длинный и пре-
дыдущий длинный интервалы).
Полученные данные передаются в систему управления по зап-
росу пользователя или регулярно, или при превышении порога по-
казателя ошибок.
Администрирование заключается в создании, модификации и
уничтожении пользователей. Эти операции позволяют создать по-
льзователя со своим именем и паролем, изменить привилегии поль-
зователя и изъять пользователя из системы управления. Админист-
рирование позволяет осуществлять запуск и остановку системы уп-
равления, устанавливать параметры периферийных устройств, соз-
давать архивы и восстанавливать базы данных, получать полный
список аварийных событий, вводить или уничтожать блоки с точки
зрения системы управления.
Сигнализация и регистрация аварийной информации в сис-
теме управления должны использоваться для того, чтобы техни-
ческий персонал обратил внимание на повреждение аппаратуры и
принял соответствующие меры для их устранения. Все происходя-
щие события должны быть отражены на экранах мониторов сете-
вых и рабочих станций, с помощью аварийной сигнализации стой-
ки/ряда/станции через станционный интерфейс и с помощью ава-
рийной сигнализации аппаратуры СЦТС.
К сигналам технического обслуживания относятся сигнал ин-
дикации аварийного состояния (СИАС или AIS) секции группооб-
разования и сигнал отказа при приеме на дальнем конце (RDI или
FERF). На уровне трактов определяются сигнал СИАС (или AIS)
тракта и информация об отказе тракта, передаваемая на дальний
конец (RDI или FERF), и ошибки в блоке при проверке кодом BIP
на дальнем конце (REI или FEBE). Указанные сигналы техничес-
кого обслуживания тракта применимы к трактам как высшего, так
218
Глава 6
и низшего порядка. На рис. 6.45 показано взаимодействие сигналов
технического обслуживания от уровня к уровню и между равноз-
начными уровнями, которые обеспечиваются в заголовках СЦИ. На
рисунке приняты следующие обозначения:
• — место обнаружения сигнала;
о — место генерации сигнала;
«1» — ввод сигнала, состоящего из одних единиц (СИАС);
AIS — сигнал индикации аварийного состояния (СИАС);
FEBE или REI — ошибка на дальнем конце;
FERF или RDI — отказ при приеме на дальнем конце;
LOF — потеря цикла;
LOM — потеря сверхцикла;
LOP — потеря указателя;
LOS — потеря сигнала;
SLM — несоответствие сигнальной метки установленному зна-
чению (байт С2 или биты 5, 6, 7 байта V5 РОН);
TIM — несоответствие идентификатора трассировки (байты J)
установленному значению;
UNEQ — необорудованный сигнал в соответствии с С2 или V5;
HOVC — виртуальный контейнер высшего порядка (VC-n);
LOVC — виртуальный контейнер низшего порядка (VC-m);
HP — тракт высшего порядка;
LP — тракт низшего порядка.
Если происходит потеря входного сигнала регенератора, акти-
вируется запасной тактовый генератор и в направлении передачи
передается сигнал, содержащий действительный заголовок RSOH и
сигнал СИАС секции группообразования (MS-AIS). Это дает воз-
можность при необходимости активизировать функции, выполняе-
мые заголовком RSOH.
MS-AIS (СИАС) обнаруживается как все 1 в битах 6, 7, и 8
байта К2 после дескремблирования.
MS-FERF используется для возврата на передающую станцию
указания, что приемная станция обнаружила повреждение входя-
щей секции или в качестве СИАС приемной секции. MS-FERF вы-
является как код 110 в битах 6, 7 и 8 байта К2 после дескрембли-
рования
Указание незаполненного (необорудованного) контейнера VC-n
(п = 3, 4) или VC-4-Хс — все нули в сигнальной метке тракта вир-
туального контейнера (байт С2) после скремблирования. Аналогич-
но для тракта нижнего уровня VC-12/VC-2 — все нули в сигналь-
ной метке тракта нижнего уровня (биты 5-7 байта V5). Этот код
Физическая секция Регенерацион- ная секция Секция группообразования Тракт высшего порядка Тракт нисшего порядка
SPI RST MST MSA НРОМ HUG НРС HPT НРА LPOM LUG LPC LPT LPA
LOS AU-AIS «1» Выход не использустср НРС/НР- UNEQ Выход не использует HPC/HP- UNEQ СЯ
**LOF Д „гл
RS-BIP -Д л
i «1»
MS-AIS
MS — ы ного ошибок
MS-BIP
MS-FERF
MS-FERF MS-FEBE
AU-ALS \ Tl J-AIS
AU-LOP “vJ— з/
Ср тгнал тракт а высшего порядка . проходит транз ит(ж r «1»
Z HOVC с РОН и неопределенной нагрузкой С?
Н< роборудова] |1ный сигнал НО
HP-UNEQ
HP-TIM у ►ф
HP-SLM
HP-BIP
HP-FEBE
HP-FERF у
HP-FEBE
HP-FERF
* • TU-ATS
HP-LC M/TU-LOP “ «1» j/ A
Ci ггнал трак! ’а высшего порядкг 1 проходит транз 1ИТОМ
LOVC с РОН и неопределенной нагрузкой
Н< юборудова! зный сигнал L0
LP-UNEQ
LP TIM
LP-SLM _ х
LP-BIP у
LP-FEBE
LP-FEBE
LP FERF
— LP FERF z-X
Рис. 6.45. Взаимодействие сигналов технического обслуживания
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы 219
220
Глава 6
указывает оконечному оборудованию виртуального контейнера, что
данный контейнер намеренно необорудован, так что все сигналы,
которые в нем могут содержаться, должны игнорироваться.
СИАС трактов TU-n (п = 12, 2, 3) определяется как все 1 в TU-n,
включая его указатель (TU-AIS). Аналогично, СИАС трактов AU-n
(п = 4) определяется как 1 в AU-n, включая его указатель (AU-AIS).
Все трактовые СИАС передаются в сигналах синхронных транспор-
тных модулей STM-N с действующим секционным заголовком SOH.
Пунктирными линиями на рисунке показаны возможные про-
извольные случаи ввода сигнала, состоящего из одних единиц (СИ-
АС), и сигнала отказа при приеме на дальнем конце FERF (RDI)
при некоторых дефектах.
6.5. Синхронизация СЦТС
Проблемы синхронизации в сетях цифровых телекоммуникаци-
онных систем частично были приведены в главе 4. Для сетей синх-
ронной цифровой иерархии сущность рассмотренных вопросов оста-
ется прежней, отличие заключается в системном подходе к организа-
ции синхронизма работы сетевых элементов. Прежде всего отметим,
что задача цикловой синхронизации СЦТС отличается от аналогич-
ной задачи для плезиохронных систем лишь постольку, поскольку
в синхронных системах циклы всех ступеней иерархии синхронны,
а потому отсутствует последовательность вхождения в синхронизм,
начиная с верхних ступеней, как в плезиохронной иерархии. Это,
как известно, сокращает время вхождения системы в синхронизм и
является одним из преимуществ синхронной цифровой иерархии.
Для узлов СЦТС характерен низкий коэффициент ошибок по
битам (Кошб Ю 12), поэтому возможно использование цикло-
вых синхросигналов, состоящих из большого количества символов.
Действительно, в синхронных модулях первого уровня (STM-1) цик-
ловой синхросигнал состоит из 48 символов, для каждого последую-
щего уровня это число учетверяется, так что синхросигнал STM-64
состоит из 3072 символов. Для STM-256 это правило нарушено и
цикловой синхросигнал содержит 1024 символа. Время поиска та-
ких больших синхросигналов практически не превышает длитель-
ности цикла передачи (125 мкс); при этом структура синхросигнала
должна иметь одну критическую точку (см. разд. 4.3), что и выпол-
няется в системах СЦИ.
Задача тактовой синхронизации в сетях СЦИ так же, как и в
плезиохронных сетях, заключается в обеспечении согласованности
по частоте задающих генераторов цифровых устройств, работающих
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
221
на сети. Однако, если в плезиохронных сетях можно ограничиться
обеспечением согласования тактовой частоты задающего генератора
приемника данного цифрового потока с частотой задающего генера-
тора передатчика этого же потока, то в синхронных сетях следует
добиваться согласованности задающих генераторов всех сетевых ус-
тройств, в том числе и относящихся к разным иерархическим сту-
пеням. Ниже будет рассмотрена система тактовой синхронизации
сети СЦИ (ТСС).
Структура системы тактовой синхронизации. ТСС пред-
ставляет собой сеть синхронизации, наложенную на транспортную
сеть СЦИ [7]. Несмотря на то что в большинстве случаев сигналы
синхронизации передаются по линиям транспортной сети, сеть син-
хронизации имеет древовидную архитектуру, исключающую замк-
нутые контуры. Это принципиально отличает ее от архитектуры
транспортной сети, в которой преобладают кольцевые и ячеистые
структуры.
Вся сеть синхронизации первичной транспортной сети подраз-
деляется на несколько синхронных зон, в каждой из которых синх-
ронизация сетевых узлов осуществляется от одного первичного эта-
лонного генератора (ПЭГ) по принципу «ведущий — ведомый» меж-
ду узлами и «распределенный ведущий» внутри узлов. Синхрон-
ные зоны между собой являются автономно синхронизированными.
Поскольку частоты сигналов ПЭГ различных зон несколько разли-
чаются, то в трактах транспортной сети между зонами неизбежно
возникают проскальзывания. Поскольку проскальзывания снижают
качество передачи, принимаются меры к ослаблению их влияния.
Во-первых, в качестве ПЭГ применяются высокостабильные генера-
торы, что снижает частость проскальзываний. Во-вторых, тракты,
соединяющие зоны, организуются между станциями, обеспечиваю-
щими, так называемые, управляемые проскальзывания. Суть уп-
равляемых проскальзываний заключается в том, что поступающий
поток записывается в буфер, емкостью не менее одного цикла пере-
дачи. Если скорость передачи несколько больше скорости приема,
буфер постепенно заполняется. Когда записанный объем информа-
ции достигнет одного цикла, считывание начинают со следующе-
го. Таким образом, информация данного цикла пропадает, но при
этом цикловая синхронизация сохраняется, что исключает потери
на время установления цикловой синхронизации, как это имеет мес-
то при неуправляемом проскальзывании. При пониженной скорости
передачи ранее заполненный буфер опустошается, при его опустоше-
нии данный цикл начинает считываться повторно, что эквивалентно
222
Глава 6
вставке длительностью в один цикл передачи. Потери информации
при этом не происходит, но возникает задержка сигнала на 125 мкс.
Проскальзывания следующим образом влияют на качество пе-
редачи:
• при передаче речевых сообщений по ОЦК на приеме могут воз-
никать щелчки;
• при передаче речевой информации с применением сжатия воз-
никают перерывы связи длительностью до 1,5 с, что зависит от
способов сжатия и типа протокола физического уровня;
• при передаче факсимильных сообщений возникает искажение
нескольких последовательных строк;
• при передаче видео возможна остановка кадра до 6 с или потеря
соединения;
• в сигналах передачи данных возникают ошибки, которые мо-
гут потребовать повторной передачи блоков информации (имеет
место увеличение времени передачи);
• при передаче защищенных данных возможно длительное пре-
рывание связи.
В связи с этим количество проскальзываний нормируется.
В зависимости от относительной нестабильности частот гене-
раторов А///, осуществляющих синхронизацию взаимодействую-
щих зон, автономная синхронизация имеет псевдосинхронный, пле-
зиохронный и асинхронный режимы работы, которые определяются
минимальным временем Гпр между управляемыми проскальзыва-
ниями. Поскольку время передачи цикла Гц в СЦТС составляет
125 мкс, то минимальное время между проскальзываниями, с,
Тпр = 125 • 10-6/(2А//У).
Отсюда следует, что временные интервалы между проскальзывани-
ями возрастают со снижением относительной нестабильности частот
опорных генераторов. В табл. 6.8 приведены значения этих интер-
валов для различных режимов работы автономной синхронизации.
В отсутствие взаимодействия данной сетевой структуры СЦИ
с другими сетями в качестве главного задающего генератора мож-
но использовать ЗГ сетевого узла: вторичный (ВЗГ) или местный
(МЗГ) задающий генератор, или генератор сетевого элемента (ГСЭ).
Задающие генераторы ПЭГ, ВЗГ, МЗГ и ГСЭ образуют четырехсту-
пенную иерархию, высшую ступень которой занимает ПЭГ.
Первичный эталонный генератор представляет собой комплекс
оборудования, содержащий три первичных эталонных источника
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
223
Таблица 6.8
Режим работы Псевдо- синхронный Плезиохронный (жестко ограни- чен во времени) Асинхронный (аварийный)
Долговременная относительная не- стабильность час- тоты, A//f Минимальный вре- менной интервал между проскаль- зываниями, Тпр Примечание не хуже 10-11 70 суток Используется на стыке национальных и международ- ной сетей не хуже 10-9 17 часов Имеет место между зонами, синхронизирован- ными от генераторов сетевых узлов в режиме удержания от 1 10-8 до 5•10—9 7 секунд Имеет место между зонами, синхронизирован- ными от генера- торов мульти- плексоров в ре- жиме свобод- ных колебаний
(ПЭИ) и управляемый этими источниками вторичный задающий ге-
нератор ВЗГ. В качестве ПЭИ используются цезиевые или рубидиев-
ые генераторы, а также приемник сигналов GPS (Global Positioning
System — глобальной системы навигации). ВЗГ в данном случае
обеспечивает заданные параметры и необходимое число выходов
ПЭГ. Выходными сигналами ПЭГ являются сигналы 2,048 МГц,
2,048 Мбит/с, а также некоторые другие, при возникновении на сети
соответствующей потребности, например 64, 100, 1500 кГц и 10 МГц.
Как уже отмечалось, сеть синхронизации в регионе имеет дре-
вовидную форму без замкнутых колец. Разветвление происходит
в каждом узле, где установлен ВЗГ (или МЗГ). К каждому ВЗГ
синхронизирующие сигналы должны поступать минимум по двум
пространственно разнесенным направлениям. Переключение на ре-
зервное направление приема синхросигнала не должно создавать на
сети синхронизации замкнутых петель. Таким образом, все узлы
сети оказываются синхронизированными по способу «ведущий — ве-
домый». При этом синхросигнал, распространяясь от узла к узлу,
постепенно ухудшает свои параметры («деградирует»). Чтобы ми-
нимизировать число звеньев в ветвях прохождения синхросигнала
в системе ТС СЦИ для внутриузловой синхронизации используется
режим «распределенный ведущий», при котором задающие генера-
торы всех элементов данного узла получают синхросигналы от одно-
го (главного). На рис. 6.46 приведен пример схемы внутриузловой
синхронизации.
224
Глава 6
Рис. 6.46. Структура распределения синхросигнала внутри узла
Входные синхросигналы подаются на главный задающий гене-
ратор (ГЗГ) узла без участия собственных ЗГ элементов узла (пун-
ктирная линия на рис. 6.44). От ГЗГ синхросигналы поступают на
входы генераторов всех элементов, в том числе и на те ЗГ, от ко-
торых сигналы поступают на ГЗГ. При аварийных состояниях сиг-
налы могут распределяться внутри узла и без участия ГЗГ. При
этом необходимо, чтобы в цепях распределения синхросигналов при
любых условиях не возникало замкнутых петель. Распределение
сигналов в штатном или аварийном состоянии определяется прио-
ритетами (первым или вторым), которые устанавливает оператор
(на рис. 6.46 номера приоритетов указаны в кружках).
Межузловое распределение синхросигналов предполагает расп-
ределение сигналов, полученных от генератора высшей ступени ие-
рархии. Поскольку мультиплексоры сети СЦИ содержат синхрони-
зируемые генераторы низкого уровня (генераторы сетевых элемен-
тов ГСЭ), то для предотвращения поступления синхросигналов от
ГСЭ на генераторы более высоких уровней (ВЗГ) в заголовке STM-N
передаются SSM биты, определяющие статус источника синхрони-
зации (табл. 6.9). Основные параметры генераторов, статус которых
указан в этой таблице, приведены в табл. 6.11.
Порядок распределения синхросигналов в мультиплексоре по-
казан на рис. 6.47. На вход мультиплексора поступают различные
виды сигналов, из которых выделяются (формируются) синхросиг-
налы. Так, сигнал Ti получают из сигналов STM-N, сигнал Т2 — из
потока Е1 (2048 кбит/с), сигнал Тз — от внешнего генератора. Схема
1 выбора синхросигнала обеспечивает выбор сигнала с наивысшим
статусом Q, а при равном статусе — по установленному приорите-
ту. Посредством фильтра ФНЧ и буферной памяти БП в выбранном
сигнале подавляются фазовые флуктуации и осуществляется управ-
ление частотой (синхронизация) генератора мультиплексора ГСЭ.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
225
Таблица 6.9
SSM биты (S1, 5-8 битов) Обозначение статуса Q Качество Тип источни- ка синхрони- зации Примечание
0010 2 Наи- высшее ПЭГ Соответствует Рек. G.811
0000 0 Неиз- вестное unknown Оборудование прежних поколений
0100 4 Высокое ВЗГ (SSU-A) Соответствует Рек. G.812 тип 1
1000 8 Среднее МЗГ (SSU-B) Соответствует стандарту ETSI 300 462-7-1-1
1011 11 Низкое ГСЭ (SEC) Соответствует Рек. G.813
1111 15 Не ис- пользо- вать DNU (do not use) Для синхрониза- ции использо- вать нельзя
Рис. 6.47. Распределение сигнала синхронизации в мультиплексоре СП СЦИ
Сигнал с ГСЭ (То) поступает на формирователь сигналов выхо-
да, после чего в составе модулей STM-N передается в линию. Кроме
этого, сигнал То может быть использован для получения выход-
ного синхросигнала Т4, который используется для синхронизации
других элементов данного узла. Сигнал Т4 может быть получен
непосредственно из сигнала Ti. Порядок формирования выходного
сигнала Т4 устанавливается оператором. Если сигнал То сформи-
рован данным ГСЭ (имеет низкий уровень), то выходной сигнал Т4
отключается схемой 2 выбора синхросигнала.
В зависимости от типа сетевого элемента могут быть доступны
один или несколько входных сигналов, содержащих синхросигнал.
Аппаратура СЦИ должна быть способна автоматически переключа-
ться на другой стык при потере выбранного сигнала. Считается,
что входной сигнал потерян, если отсутствует сигнал на выбранном
стыке или сигнал синхронизации на выбранном стыке получен из
линейного сигнала, содержащего сигнал аварии (СИАС).
226
Глава 6
Если выбранным сигналом является сигнал STM-N, переклю-
чение на другой стык должно производиться только после того, как
будет установлено, что система резервирования аппаратуры не мо-
жет восстановить данный STM-N. Потеря сигналов на всех стыках
является серьезным повреждением, вызывающим немедленные ме-
ры по техническому обслуживанию и ремонту. В тех случаях, когда
некоторые нагрузки остаются, достаточная точность синхронизации
может поддерживаться в течение ограниченного промежутка време-
ни путем использования генератора в режиме удержания частоты.
Сообщения о статусе сигнала синхронизации применяются для
обеспечения выбора наилучшего из доступных источников синхро-
низации.
Так как сигналы 2 Мбит/с и входные сигналы синхронизации
частотой 2 МГц не содержат сообщений о статусе, то оператор мо-
жет назначить этим сигналам требуемый статус с помощью системы
управления СУ*. Так, если входной сигнал частотой 2 МГц поступа-
ет с высококачественного тактового генератора, то оператор может
установить его статус с помощью системы управления, например,
как Q2 (ПЭГ/С.811).
Аналогичные установки можно сделать для стыков STM-N. Та-
кой вариант обычно используется при взаимодействии с оборудова-
нием старых типов, в котором не предусмотрено сообщение о качес-
тве сигнала синхронизации.
Если данный стык STM-N не следует использовать в данный
момент как опорный источник синхронизации, то в байт S1 под-
заголовка MSOH вводится сообщение о состоянии «Do not use» (не
использовать, табл. 6.11). В частности, чтобы исключить появление
замкнутых петель, статус Q15 присваивается сигналам, поступаю-
щим со встречного направления.
Неизвестное качество «unknown» означает, что опорный сигнал
поступает, например, со старого оборудования СЦИ, которое не под-
держивает сообщений о статусе синхронизации.
По мере распространения синхросигнала по сети синхронизации
его качество снижается, прежде всего, из-за увеличения флуктуаций
фазы. Необходимое качество синхросигнала может быть обеспече-
но, если его трасса соответствует эталонной цепи синхронизации,
схема которой показана на рис. 6.48. Эталонная цепь может содер-
жать не более 60 генераторов (не считая первичного ПЭГ), причём
* В настоящее время проектируются мультиплексоры ПЦИ, имеющие
указатели качества синхросигнала потоков 2,048 Мбит/с.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
227
Направление передачи синхросигнала
ВЗГ не более 10
Гсэ ГСЭ между ВЗГ не более 20
Всего генераторов не более 60
Рис. 6.48. Эталонная цепь синхронизации
общее число вторичных генераторов ВЗГ (транзитных ТЗГ и мест-
ных МЗГ) должно быть не более 10. Между ВЗГ и между ПЭГ и
ВЗГ можно включать не более 20 ГСЭ.
На первичной сети России имеется много сетей синхронизации,
но базовой является сеть ОАО «Ростелеком». Сети других операто-
ров подключаются к базовой сети по определенным приоритетам.
Синхросигнал, который содержится в последовательности, пе-
редаваемой в потоках STM-N, может использоваться, будучи выде-
ленным из линейного или компонентного потока, формируемого в
мультиплексоре системы передачи СЦИ. Между мультиплексорами
СП ПЦИ синхросигналы передаются по заранее выделенному пер-
вичному цифровому тракту 2048 кбит/с.
Сети операторов связи присоединяются к базовой сети ТС в со-
ответствии с установленными классами присоединения, определяе-
мыми условиями получения сигналов синхронизации, как это пока-
зано на рис. 6.49. Сигнал с выхода ПЭГ подается непосредственно
на сети операторов связи по первому классу присоединения (1 на
рис. 6.49). В этом случае оператор связи последовательно может
включать на своей сети до 60 мультиплексоров СП СЦИ (ГСЭ) и 10
ВЗГ. Если синхросигнал с выхода ПЭГ передается по базовой сети
до ВЗГ, включенного в базовую сеть, то присоединение осуществля-
ется по второму классу (2 на рис. 6.49) и в сети оператора при этом
допускается включение последовательно до 30 ГСЭ и шести ВЗГ.
Когда синхросигнал на сети оператора связи подается с выхода му-
льтиплексора СП СЦИ, то это соответствует третьему классу (3 на
рис. 6.49) присоединения. При этом сеть оператора связи может со-
держать не более 25 ГСЭ и 6 ВЗГ, включенных последовательно.
В общем случае между любыми двумя ВЗГ допускается включение
до 20 ГСЭ. Четвертый класс присоединения (4 на рис. 6.49) соот-
ветствует присоединению сети оператора связи к выходу СП ПЦИ
базовой сети. При этом цепь синхронизации сети оператора долж-
на начинаться с ВЗГ и содержать не более 4 ВЗГ и 20 ГСЭ. Роль
228
Глава 6
Рис. 6.49. Схема присоединения сетей операторов к базовой сети
синхронизации
последнего ВЗГ в цепи передачи синхросигнала по сети связи опе-
ратора может выполнять местный задающий генератор (МЗГ) или
генератор блока системы синхронизации цифровой коммутационной
станции ЦКС соответствующего уровня. Отметим, что функция-
ми базовой сети синхронизации обладает и сеть ЗАО «Компания
ТрансТелеКом», а также другие операторы, на сетях ТСС которых
установлены ПЭГ.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
229
Защита системы тактовой синхронизации. Система такто-
вой синхронизации должна оставаться работоспособной при возник-
новении аварийных ситуаций — отказах генераторного оборудова-
ния и обрывах цепей подачи синхросигналов. Для этого генератор-
ное оборудование резервируется, а подача синхросигнала на каждый
сетевой элемент осуществляется как минимум по двум альтернатив-
ным направлениям. Выбор источника синхросигнала сетевым эле-
ментом осуществляется по приведенным выше правилам: из всех
доступных источников выбирается источник с наивысшим качест-
вом, а из источников одинакового качества — источник с наивыс-
шим приоритетом.
При проектировании сети синхронизации эти правила должны
обязательно учитываться. Кроме того, при возможных отказах на
сети должны быть исключены случаи подачи на один и тот же се-
тевой элемент двух сигналов одинакового качества и равного прио-
ритета (исключены петли в сети синхронизации). В случае относи-
тельно простых сетей выполнение этих правил несложно, но для
разветвленных структур задача значительно усложняется и при-
нимаемые решения требуют тщательной проверки. Заметим, что
в настоящее время методика проектирования сетей синхронизации
практически не разработана, поэтому во многих случаях для одной
и той же транспортной сетевой структуры могут быть предложены
различные схемы синхронизации. Окончательное решение должно
быть принято после анализа всех возможных состояний предложен-
ных схем.
Рассмотрим характерные примеры восстановления сети синхро-
низации в линейной и кольцевой транспортной структуре. Вначале
обратимся к линейной схеме, показанной на рис. 6.50. Предполо-
жим, что на участке между сетевыми узлами СЭ2 и СЭЗ произо-
шел обрыв линии, как показано на рис. 6.50,а. В следующий мо-
мент времени (рис. 6.50,6) местный задающий ГСЭ третьего узла,
не получая сигнала синхронизации, переходит в режим удержания.
При этом в линейном потоке, передаваемом от узла 3 к узлу 4, ус-
танавливается уровень качества Q11 (ГСЭ). Генератор пятого уз-
ла СЭ5, конфигурированный как вторичный задающий генератор
(ВЗГ) с уровнем качества Q4, ранее синхронизировался сигналом,
выделенным из линейного потока, поступавшим от узла 4 и имев-
шим уровень качества Q2. Поскольку теперь на узел 5 от узла 4
поступает синхросигнал с уровнем качества Q11, происходит отк-
лючение этого сигнала, ВЗГ узла 5 переходит в режим удержания
и линейным потокам, исходящим из узла 5, придается статус Q4.
230
Глава 6
Рис. 6.50. Поэтапное переключение в линейной схеме синхронизации
Указанные операции составляют первый этап восстановления син-
хронизма.
На втором этапе восстановления синхронизма (рис. 6.50,в) про-
исходит переключение синхросигнала на СЭ4. Вместо синхросигна-
ла, поступавшего от узла 3 и имевшего уровень качества QI 1, теперь
используется синхросигнал из потока, приходящего от узла 5 и име-
ющего уровень качества Q4. Заметим, что если бы между узлами 3
и 5 располагался не один, а несколько узлов с местными задающи-
ми генераторами, то во всех этих узлах последовательно, начиная
с узла, соседнего с ВЗГ, произошло бы аналогичное переключение
используемых синхросигналов.
Последний этап восстановления синхронизма (рис. 6.50, г) зак-
лючается в выходе МЗГ третьего узла из режима удержания и его
переходу к синхронизации от сигнала с уровнем качества Q4, вы-
деленного из потока, поступающего от СЭ4. Таким образом, время
восстановления синхронизации в линейной цепи тем больше, чем
больше время переключения синхросигналов в узле и чем больше
узлов, в которых должны произойти переключения синхросигналов,
поскольку эти переключения происходят последовательно.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
231
Рис. 6.51. Система синхронизации при отказе ПЭГ: a — нормальное
состояние; б — состояние при отказе ПЭГ
Обратимся к кольцевой транспортной структуре. На рис. 6.51,а
приведена схема передачи синхросигналов от сетевого узла СЭ1,
синхронизированного первичным эталонным генератором (ПЭГ), по
направлениям СЭ1-СЭ2-СЭЗ-СЭ4 и СЭ1-СЭ6-СЭ5. То, что узел
СЭ4 получает синхросигнал от узла СЭЗ, а узел СЭ5 от узла СЭ6,
обеспечивается соответствующим присвоением приоритетов, посту-
пающим на узлы синхросигналам (индексы Р1 и Р2 в кружках со-
ответствуют первому и второму приоритетам). Таким образом, на
кольцевой транспортной структуре организована древовидная сеть
тактовой синхронизации.
При потере первичного эталонного генератора (рис. 6.51,6) ге-
нератор сетевого элемента узла СЭ1 переходит в режим удержа-
ния, что соответствует понижению уровня качества синхросигна-
ла в исходящих из этого узла потоках с Q2 до Q11. Поскольку
на данной сети нет генераторов с уровнями выше ГСЭ (Q11), вся
сеть остается синхронизированной от генератора узла СЭ1, но не
от ПЭГ, как ранее, а от ГСЭ. Заметим, что качество передачи по
данной сети при такой замене источника синхронизации изменится
мало. Однако, если данная сеть связана с другими через буферные
232
Глава 6
Рис. 6.52. Система синхронизации при отказе соединительной линии:
a — начало восстановления; б — установившееся состояние
устройства, обеспечивающие управляемые проскальзывания, вре-
мя между проскальзываниями резко уменьшится и составит всего
125 • 10“6/(1 • 10-11 + 5 • 10-8) « 42 мин, поскольку точность запоми-
нания частоты местным задающим генератором в режиме удержа-
ния составляет 5 • 10-8. По мере перехода ГСЭ в свободный режим
с относительной нестабильностью 4,6 • 10-6 время между проскаль-
зываниями снизится до 27 с.
На рис. 6.52 представлена та же кольцевая транспортная струк-
тура с таким же распределением синхросигналов, но при поврежде-
нии линии между узлами СЭ1 и СЭ2. На первом этапе восстанов-
ления синхронизма (рис. 6.52,а) происходит переход МЗГ узла СЭ2
в режим удержания и передача синхросигнала от этого генератора
с уровнем качества Q11 на узлы СЭЗ и СЭ4. Но, поскольку на узел
СЭ4 поступает сигнал с уровнем качества Q2, его МЗГ, в соответст-
вии с правилами переключения синхросигналов, синхронизируется
по сигналу наивысшего качества и передает поток с синхросигналом
качества Q2 на узел СЭЗ и далее на узел СЭ2. На втором, заклю-
чительном этапе восстановления синхронизма (рис. 6.52,6) местный
генератор узла СЭ2 выходит из режима удержания и синхрони-
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
233
зируется сигналом с уровнем качества Q2, поступающим от узла
СЭЗ.
При построении сети тактовой синхронизации в каждом конк-
ретном случае необходимо полностью анализировать (для всех воз-
можных состояний отказа) каждый предлагаемый вариант постро-
ения. При этом необходимо учитывать особенности переключения
синхросигналов в выбранном оборудовании. Например, в некоторых
видах оборудования реализуются реверсивный и нереверсивный спо-
собы переключения. Первый из них предполагает автоматический
возврат к источнику синхросигнала высшего качества, после того
как его работа восстановилась. При этом заранее может быть уста-
новлен временной интервал ожидания возвратного переключения.
Нереверсивный способ переключения предполагает только аварий-
ное автоматическое переключение, возврат к исходному состоянию
осуществляется вручную. Такие способы позволяют устранить не-
контролируемые переключения в случае, если по каким-либо при-
чинам оказываются доступными источники одинакового качества с
одинаковым приоритетом (образование замкнутой петли в трассе
передачи синхросигнала).
Рассмотрим пример постро-
ения защищённой сети ТСС. На
рис. 6.53 приведена достаточно
распространенная в настоящее
время структура транспортной
сети типа «объединенные коль-
ца». Сетевая структура содер-
жит 8 узлов, причем узел 1 сос-
тоит из двух мультиплексоров
1А и 1В. На узле 1 установле-
но внешнее оборудование синх-
ронизации, представляющее со-
бой вторичный задающий гене-
ратор (ВЗГ), подсоединенный к
От ВЗГ (2 класс
подсоединения)
Рис. 6.53. Пример сетевой струк-
туры «объединенные кольца»
базовой сети ТСС по 1 классу. Мультиплексор 7 узла подсоединен
к базовой сети ТСС по 2 классу. Узлы 1-5 объединены в кольцо с
защитой типа MS-SPRing, а узлы 6-8 — в кольцо с защитой типа
SNCP. Линии между узлами 1-6 и 5-7 защищены переключением
секций типа 1+1.
Построение сети ТС удобно начинать с ее разбиения на секции
(трассы) первичных (основных) и вторичных (резервных) синхро-
сигналов, как это показано на рис. 6.54.
234
Глава 6
Прио- ритет № СЭ
1А 1В 2 3 4
1 2 3 4 5 Внешний ВЗГ(1) ЗТМ-16(1В) STM-16(2) STM-16(5) ГСЭ Внешний ВЗГ(1) STM-16(6) STM-16(1A) ГСЭ STM-16(1A) STM-16(3) ГСЭ STM-16(2) STM-16(4) ГСЭ STM-16(3) STM-16(5) ГСЭ
I, II — первый и второй классы подсоединения соответственно к базовой сети
От ГСЭ1А От ГСЭ 5 От ГСЭ 1А От ГСЭ 7 От ГСЭ 5
подсоединения)
Рис. 6.54. Схема разбиения сети ТС на секции синхронизации
При разбиении сети ТС на секции следует исходить из следу-
ющих посылок:
• количество секций должно быть минимальным;
• секции должны содержать минимальное число мультиплексо-
ров;
• секции не должны образовывать замкнутых петель;
• секции должны начинаться от узла, содержащего источник син-
хросигнала наиболее высокой ступени иерархии, и заканчива-
ться на узле, содержащем резервный источник синхросигнала
возможно более высокой ступени иерархии, или на узле, при-
мыкающем к нему.
На рис. 6.55 показана схема сети ТСС, полученная для данной
транспортной сетевой структурой с учетом перечисленных выше ус-
I— От ВЗГ (2 класс
подсоединения)
|4L T| 5 Ц I 7 lx fl ПП stm-16 stm-16 STM-i6^m 1 1 [Th HiaI [гвТ~~гТТк '' (вЗГУ*—1_ От ПЭГ (1 класс VZy подсоединения) i Первичная трасса синхронизации ► Вторичная трасса синхронизации Кабельное соединение Рис. 6.55. Схема основной и резервной ТСС сетевой струк- туры «объединенные кольца»
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
235
Таблица 6.10
5 6 7 8
STM-16(4) STM-16(7) STM-16(1A) ГСЭ ТСС; (1А), (2),... STM-16(1B) STM-16(8) STM-16(7) ГСЭ — указание на ном STM-16(8) Внешний ВЗГ(П) STM-16(6) STM-16(5) ГСЭ :ер соответствующего cei STM-16(6) STM-16(7) ГСЭ гевого элемента.
ловий, а в табл. 6.10 для каждого узла перечислены доступные ис-
точники синхронизации.
Контроль и управление ТСС осуществляется сетевой рабочей
станцией, интегрированной в общую систему управления телеком-
муникационными сетями (TMN, см. гл. 10). Станция производит
управление качеством формирования и передачи сигналов ТСС, уп-
равление обработкой неисправностей в ТСС, управление конфигу-
рацией сети ТСС и управление безопасностью сети ТС.
Параметры тактового синхросигнала. Первоначальные па-
раметры синхросигнала определяются параметрами исходного гене-
ратора. По мере распространения синхросигнала по сети его па-
раметры изменяются обычно в худшую сторону за счет появления
фазовых флуктуаций: быстрых — фазовых дрожаний (джиттера)
и медленных — фазовых блужданий (вандера). Условной границей
между джиттером и вандером считают скорость флуктуаций 10 Гц.
Рассмотрим вначале основные параметры генераторов: точ-
ность и стабильность частоты генерируемого сигнала, и ко-
эффициент вариации Аллана.
Точностью частоты генерируемого сигнала называется отно-
сительное отклонение частоты генерируемого сигнала f от номина-
льного значения /о- Таким образом, точность равна
|/ - /о|//о = А///о.
Стабильностью частоты генерируемого сигнала называется
способность данного генератора поддерживать режим генерации
сигнала с заданной точностью в определенный период времени
[Af/fo](r)j где т — период измерений. В зависимости от длитель-
ности периода измерений различают кратковременную и долговре-
менную стабильность. Граница между этими типами стабильности
точно не определена. Обычно считают кратковременной стабиль-
ностью стабильность за период в одну секунду, а долговременной —
за период 1 сутки (86400 с).
236
Глава 6
Коэффициент вариации Аллана (AVAR — Allan variance) даёт
статистическую оценку стабильности. Он численно равен средне-
квадратическому относительному отклонению частоты
Г/Аллана = ,/^2(Д///о)2,
У N
где N — количество измеренных отклонений частоты. Параметр
этот используется редко.
Основная задача синхронизации — обеспечение равенства или
кратности тактовых частот всех цифровых устройств на сети, прес-
ледует цель обеспечения равенства соответствующих временных ин-
тервалов во всех устройствах. Поэтому качество синхросигналов на-
иболее часто характеризуют такими параметрами, как:
максимальная ошибка временного интервала (МОВИ, MTIE);
девиация временной ошибки (ДВИ, TDEV).
Мерой времени в каждом сетевом элементе может служить фа-
за синусоидального (периодического) сигнала. Такой сигнал опре-
деляется выражением
S(t) = AsintJo^,
где cj0 = 2тг/о, а /о — частота в герцах.
Полная фаза синусоидального сигнала пропорциональна вре-
мени 0(t) = wot и для реального случая может быть представлена
выражением
0(£) = wot + ip(t).
где <p(f) — фазовый шум.
Рис. 6.56. Определение
временной ошибки ОВ
От измеренного значения фазы мож-
но перейти к оценке времени
T(t) = 0(t)/wo.
Поскольку фаза 0(£) случайна, функция
T(t) также будет случайной функцией
времени. Поэтому можно ввести понятие
временной ошибки OB(t) (рис. 6.56) — раз-
ности времени, измеренного с помощью
реального генератора Tp(t) и идеального генератора T0(f), т. е.
OB(i)=TPW-To(i).
Временная ошибка зависит от длительности интервала т, на ко-
тором осуществляется измерение, и от положения этого интервала
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
237
Рис. 6.57. Определение ОВИ и Рис. 6.58. Характеристики ОВ для различ-
МОВИ ных синхросигналов
на оси времени. Поэтому в качестве параметров используются такие
величины, как ошибка временного интервала ОВИ(£,т), опреде-
ляемая соотношением
ОВИ(*>т) = OB(Z + т) - OB(t),
и максимальная ошибка временного интервала МОВИ(т), соот-
ветствующая максимальной разности между значениями временной
ошибки в пределах интервала г при 0 < t < т:
МОВИ(т) = max[OB(t)] - [OB(t)].
Эти параметры поясняются рис. 6.57. ОВИ и МОВИ измеря-
ются обычно в наносекундах (нс). Таким образом, МОВИ(т) ха-
рактеризует возможные пиковые ошибки интервалов и позволяет
определить объем буферных устройств в сетевых элементах.
Статистически ошибки временных интервалов оцениваются с
помощью временной девиации TDEV, которая является оценкой
среднеквадратичной временной ошибки и измеряется также в нс:
TDEV = VTVAR = У[ОВ(£)]2,
где черта сверху обозначает усреднение. Очевидно, что параметр
TVAR — временная вариация — представляет собой дисперсию вре-
менных ошибок.
На рис. 6.58 показаны зависимости ОВ(£) для различных сигна-
лов синхронизации. Зависимость 1 отвечает идеальному синхросиг-
налу, его ОВИ равно нулю на всем интервале измерений. Кривая 2
соответствует синхросигналу, приходящему от точного, но нестаби-
льного генератора, что приводит к изменениям ОВИ. Синхросигнал
от стабильного, но неточного генератора 5, характеризуется нарас-
танием ОВИ с увеличением интервала измерений. Наконец, кривая
4 соответствует неточному и нестабильному источнику синхросиг-
нала.
238
Глава 6
Заметим попутно, что отношение ошибки временного интервала
к периоду наблюдения ОВИ/т соответствует относительной неста-
бильности частоты Л///о(т)-
Таким образом, параметрами, определяющими качество такто-
вых синхросигналов, будут:
• кратковременная (период измерения т < 104 с, обычно 1 с) не-
стабильность частоты;
• долговременная (т > 104 с, обычно 1 сутки, 86400 с) нестаби-
льность частоты;
• максимальная ошибка временного интервала за период т (МО-
ВИ, MTIE);
• временная девиация за период т (TDEV — среднеквадратичес-
кая ошибка временного интервала).
Параметры задающих генераторов различных уровней (в евро-
пейской классификации) приведены в табл. 6.11.
Следует добавить, что генераторы регенераторов не имеют ре-
жима удержания. В автономном режиме относительная нестабиль-
ность частоты этих генераторов должна быть не более 20 • 10-6.
К транзитным генераторам, работающим в режиме внешней
синхронизации, предъявляется ряд требований по чувствительности
к девиации фазы, реакции на кратковременное пропадание синхро-
сигнала и другие. Одним из важнейших параметров генераторов в
режиме внешней синхронизации является частотная характеристи-
ка коэффициента передачи фазовых флуктуаций. На рис. 6.59 при-
ведена типовая форма (асимптотическая) такой характеристики, ти-
пичная для ФНЧ. Параметры этой характеристики для генераторов
различного типа уточняются. Величина х соответствует усилению
фазовых флуктуаций (полосе пропускания ФНЧ) в диапазоне от /о
до /1 и для ВЗГ не должна превышать 0,2 дБ. Величина у соответ-
ствует полосе задержания ФНЧ (подавлению соответствующих фа-
зовых флуктуаций), значение у обычно нормируется ниже —20 дБ.
На первый взгляд следовало бы стремиться к уменьшению полосы
пропускания системы (между частотами /о и/i) и увеличению кру-
тизны участка между /1 и /2- Однако, как показывает практика,
это увеличивает время переключения источников синхросигналов в
цепи мультиплексоров при аварийных ситуациях и, главное, снижа-
ет помехозащищённость линейных регенераторов. Поэтому частоты
/о и /1 ограничивают соответственно значениями 1 и 10 Гц и выше,
а крутизну спада характеристики между частотами /1 и /2 — ве-
личиной 20 дБ на декаду (характерную для звена фильтра первого
порядка).
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
239
Таблица 6.11
Тип генератора Параметр Значение Время наблюдения т, с
ПЭГ А/// МОВИ ДВИ < 10-11 275т + 25 нс 0,01т + 290 нс 3 нс 0,03т нс 30 нс 86 400 0,1 < т 1000 т > 1000 0,1 < т 83 83 < т 1000 1000 < т 10000
ВЗГ (SSU-A) Г Свободный режим Д//f < Точное запоминание Суточный уход МОВИ ДВИ 1•IO"8 < 5 • 1О“10 2 1О-10 24 нс 8т°’5 нс 160 нс 3 нс 0,12т нс 12 нс 1200 1800 86 400 0,1 < т 9 9 < т 400 400 < т 10000 0,1 < т 25 25 < т 100 100 < т 10000
МЗГ (SSU-B) ( Свободный режим Д/// \ Точное запоминание Суточный уход МОВИ ДВИ < 1•IO-8 1•IO”9 < 1 • 10-3 50т нс 24 нс 8т°’5 нс 160 нс 3 нс 0,12т нс 12 нс 1200 1800 86 400 0,1 < т 0,48 0,48 < т 9 9 < т 400 400 < т 10000 0,1 < т 25 25 < т 100 100 < т 10000
ГСЭ (SEC) Г Свободный режим Д//f < Точное запоминание Суточный уход МОВИ ДВИ С 4,6 • 10-6 < 5•IO”8 1IO"8 40 нс 40т0’1 нс 25,25т0,2 нс 3,2 нс 0,64т°>5 нс 6,4 нс 86 400 0,1 < т 1 1 < т 100 100 < т 1000 0,1 < т 25 25 < т 100 100 < т 1000
Рис. 6.59. Типовая частотная
характеристика передачи
фазовых флуктуаций
Частота изменения фазовых флуктуаций, Гц
240
Глава 6
Значение частоты /3 некритично, поскольку система фазовой
автоподстройки частоты, применяемая в генераторах с внешней
(принудительной) синхронизацией, подавляет фазовые флуктуации
тем лучше, чем выше их скорость изменения. Поэтому значение
частоты /з определяется на основе опытных данных.
6.6. СЦТС со спектральным уплотнением
оптических волокон
Принципы построения СЦТС со спектральным уплотне-
нием. Увеличение пропускной способности линий связи заставля-
ет увеличивать скорость передачи телекоммуникационных систем.
Однако скорость передачи ограничивается хроматической и поля-
ризационной дисперсией в волокне. Кроме того, опыт показал, что
реализация систем со скоростью передачи 10 Гбит/с (STM-64) уже
сопряжена с определенными трудностями и трудности эти сущест-
венно возрастают при реализации и эксплуатации систем со скорос-
тью передачи 40 Гбит/с (STM-256). Поэтому возникла идея пере-
дачи сигналов нескольких СЦТС по одному волокну на различных
длинах волн. Так возникла технология спектрального уплотнения
оптического волокна (технология WDM). Первоначально число ка-
налов не превышало четырех, каналы располагались по одному в
окнах прозрачности 850 и 1310 нм и два - в окне 1550 нм. В на-
стоящее время рекомендуется использовать оптические диапазоны,
приведённые в табл. 6.12.
Для стандартизации аппаратуры, выпускаемой различными
производителями и обеспечения ее совместимости, разработаны
стандарты спектрального (частотного) разнесения оптических ка-
налов. Они позволяют обеспечить не только взаимозаменяемость
компонент систем и их взаимодействие, но и минимизировать взаим-
ные влияния между такими каналами. В соответствии с существу-
ющими рекомендациями МСЭ-Т по разнесению оптических каналов
можно определить два класса WDM систем:
Таблица 6.12
Диапазон Наименование Спектр, нм
О-диапазон Основной (О - Original) 1260 . . 1360
Е-диапазон Расширенный (Е - Extended) 1360 . . 1460
S-диапазон Коротковолновый (S - Short wavelength) 1460 . . 1530
С-диапазон Стандартный (С - Conventional) 1530 . . 1565
L-диапазон Длинноволновый (L - Long wavelength) 1565 . . 1625
U-диапазон Сверхдлинноволновый (U - Ultra-long wavelength) 1625 . . 1675
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
241
1) грубого спектрального мультиплексирования на основе тех-
нологии CWDM (Coarse Wavelength-Division Multiplexing, G.694.2);
2) плотного спектрального мультиплексирования на основе тех-
нологии DWDM (Dense Wavelength Division Multiplexing, G.694.1).
В системах CWDM используются все диапазоны (см. табл. 6.12),
кроме U. В совокупности они охватывают область от 1260 до 1625 нм,
в которой располагается 18 каналов с шагом 20 нм. Номинальные
значения центральных длин волн каналов (несущих): 1270; 1290;
1310; 1330; 1350; 1370; 1390; 1410; 1430; 1450; 1470; 1490; 1510; 1530;
1550; 1570; 1590; 1610.
Большая полоса расфильтровки в таких системах упрощает из-
готовление оптических мультиплексоров/демультиплексоров и поз-
воляет использовать неохлаждаемые лазерные диоды с достаточно
высокой нестабильностью оптической несущей, составляющей
±6... 7 нм. Поэтому из-за невысоких капитальных затрат они на-
ходят широкое применение на местных сетях (сетях доступа) и в
тех случаях, когда не требуется применение оптических усилите-
лей. Как правило, системы CWDM имеют не более 16 оптических
каналов.
Частотный план плотного спектрального мультиплексирования
представляет набор стандартных частот на основе базовой частоты
193,100 ТГц. Стандартные частоты располагаются выше и ниже
этой частоты с частотным интервалом 100, 50, 25 и 12,5 ГГц. Напом-
ним, что частота f и длина волны А связаны соотношением f = с/Л,
где с — скорость света, которую здесь следует брать с высокой точ-
ностью и в расчетах принимать с = 2,99792458 • 108 м/с.
Сетка частот частотного плана DWDM формируется на основе
выражения
F= 193,1 ±тД/, ТГц,
где тп — целое число (включая 0), а Д/ — частотный интервал.
В свою очередь плотные DWDM-системы можно разделить на:
• обычные DWDM-системы, имеющие частотный разнос не ме-
нее 100 ГГЦ (примерно 0,8 нм в третьем окне прозрачности) и
обеспечивающие возможность получения не более 64 оптичес-
ких каналов;
• высокоплотные UWDM-системы, имеющие частотный разнос,
равный 50 ГГц, (0,4 нм), 25 ГГц (0,2 нм) и 12,5 ГГЦ (0,1 нм) и
позволяющие мультиплексировать до 500 оптических каналов.
Существуют также WWDM-системы (широкополосное мульти-
плексирование с разделением по длине волны свыше 50 нм). К ним
242
Глава 6
можно отнести системы первого поколения, позволяющие получить
всего два оптических канала. В настоящие время они находят край-
не редкое применение.
Реализация той или иной сетки частотного плана во многом
зависит от типа оптических усилителей, уровня STM и влияния не-
линейных эффектов в ОВ. Возможно равномерное и неравномерное
размещение каналов в соответствующем диапазоне длин волн. При
этом равномерное распределение оптических каналов позволяет оп-
тимизировать работу оптических транспондеров, перестраиваемых
лазеров и других устройств, а также облегчает возможности даль-
нейшего наращивания числа оптических каналов.
В простейшей системе с волновым уплотнением оптические сиг-
налы от N телекоммуникационных систем с длинами волн Ai, А2,- • ,
Адг на передаче поступают на пассивный волновой мультиплексор.
Объединенный оптический поток, в котором одновременно присут-
ствуют все сигналы с вышеуказанными длинами волн, поступает на
усилитель передачи (усилитель мощности, бустер) и с его выхода
в линию передачи. Для компенсации потерь в линии устанавлива-
ются линейные оптические усилители. На приемной станции сиг-
нал поступает на оптический усилитель приема, затем разделяется
волновым демультиплексором на исходные оптические сигналы с
длинами волн Ai, А2,..., Ауу, которые и направляются в приёмное
оборудование соответствующих телекоммуникационных систем*.
Рассмотренная схема отображает лишь общий принцип орга-
низации телекоммуникационной системы с волновым уплотнением.
Однако при реализации таких систем приходится решать ряд отно-
сительно сложных технических задач. Одна из них заключается в
обеспечении сетки высокостабильных центральных длин волн излу-
чения лазеров объединяемых систем. Стабильность длин волн не-
обходима, во-первых, потому, что их сетка стандартизирована для
обеспечения совместимости различных систем с волновым уплотне-
нием, и, во-вторых, потому, что расстояния между соседними ка-
налами невелики и в случае нестабильности длин волн неизбежны
взаимные влияния между каналами. Существует два способа пос-
троения систем, обеспечивающих необходимую стабильность длин
волн.
Первый способ заключается в том, что в состав оконечных стан-
ций с волновым уплотнением входит N комплектов оборудования
СЦТС (по числу объединяемых каналов) в передающих оптических
Подробно структуры СЦТС-СР рассмотрены в разд. 8.2.
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
243
модулях которых использованы высокоточные лазеры, каждый из
которых настроен на свою заданную длину волны (цветные опти-
ческие интерфейсы). Системы, использующие такой метод, назы-
ваются интегрированными. Во втором случае на входы станции с
волновым уплотнением поступают оптические сигналы от стандарт-
ных комплектов оборудования СЦТС, с длинами волн Ат, имеющи-
ми некоторый разброс (серые оптические интерфейсы), которые
преобразуются в волны с заданными длинами в специальных уст-
ройствах, называемых транспондерами. В этом случае системы
носят названия полностью открытых. Транспондеры (ТР) - уст-
ройства, преобразующие оптические сигналы «серых» интерфейсов
в электрические, которые снова преобразуются в оптические, но с
длинами волн, соответствующими «цветным» интерфейсам.
Помимо главной задачи — обеспечение стабильности централь-
ной длины волны источника излучения данного оптического канала,
транспондер осуществляет регенерацию сигналов. Определены два
типа транспондеров:
2R — с регенерацией цифрового сигнала по амплитуде и форме;
3R — с регенерацией цифрового сигнала по амплитуде, форме
и тактовому (временному) положению.
Для TP-2R определяется диапазон скоростей цифрового сиг-
нала, a TP-3R предназначен для работы на определенной (одной)
скорости передачи.
Элементы СЦТС-СР. Как в случае применения специальных
комплектов оборудования СЦТС, так и при применении транспон-
деров необходимо наличие высокоточных лазеров. Их конструк-
ция сложна, и, следовательно, стоимость достаточно высока. На
рис. 6.60 представлена одна из таких конструкций — лазер с одним
внешним резонатором. Левый торец активной области покрыт ан-
тиотражающим слоем, практически уничтожающим френелевское
отражение. Таким образом, резонатором лазера является область,
заключенная между правым (выходным) торцем активной области,
являющимся полупрозрачным зеркалом, и дифракционной решет-
кой. Дифракционная решетка является вторым зеркалом, ее по-
ворот и одновременно перемещение относительно активной области
(на рис. 6.60 показаны пунктирными линиями) изменяют настройку
резонатора. Применение дифракционной решетки в качестве зерка-
ла позволяет подавить неосновные моды излучения, которые в этом
случае ориентируются под некоторыми углами к оптической оси сис-
темы. Линза служит для усиления обратной связи между активной
областью и зеркалом-решеткой.
244
Глава 6
Рис. 6.60. Лазер с перестраиваемой длиной волны излучения
Однако применение лазеров подобной конструкции еще не обес-
печивает гарантированной стабильности длин волн объединяемых
сигналов. Дело в том, что для лазера характерна зависимость дли-
ны волны излучения от уровня сигнала, которая определяется изме-
нением температуры активного слоя в процессе работы и, следова-
тельно, изменением геометрических размеров резонатора. Этот эф-
фект, мало заметный в одноканальных системах, оказывается очень
опасным в системах с плотным волновым уплотнением. Кроме то-
го, длина волны излучения лазера зависит и от тока накачки, ко-
торый приходится изменять для поддержания постоянной средней
мощности излучения лазера. В связи с этим следует отдавать пред-
почтение лазерам с внешними модуляторами, менее эффективными
с точки зрения отдачи выходной мощности, но обеспечивающим не-
обходимую стабильность длин волн излучения. Обычно лазеры с
внешними модуляторами используются на скорости передачи выше
2,5 Гбит/с.
В качестве мультиплексоров в системах с плотным волновым
уплотнением обычно используются пассивные мультиплексоры на
основе массива волноводов. Эти устройства относятся к классу ли-
нейных ненаправленных устройств, а потому могут использоваться
как для мультиплексирования, так и для демультиплексирования
оптических сигналов. На рис. 6.61 показана конструкция такого му-
льтиплексора с зеркальным отражающим элементом. Рассмотрим
его работу в режиме демультиплексирования. Приходящий сигнал,
представляющий собой сумму сигналов с длинами волн Ai, А2, A3,
А4, подается на центральный волновод. Затем этот сигнал проходит
через волновод-пластину и распределяется по множеству волново-
дов, представляющих дифракционную структуру (упорядоченную
волноводную решетку). По-прежнему сигнал в каждом из волново-
дов остается мультиплексным (каждый канал оказывается представ-
ленным во всех волноводах). Далее происходит отражение сигналов
от зеркальной поверхности, и световые потоки вновь собираются в
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
245
Рис. 6.61. Волновой демультиплексор с отражающим элементом
волноводной пластине, где образуется картина пространственно раз-
несенных интерференционных максимумов, соответствующих раз-
ным каналам. Геометрия волновода-пластины и длины волноводов
между пластиной и зеркалом выбираются так, чтобы интерферен-
ционные максимумы совпадали с выходными полюсами. Мульти-
плексирование происходит обратным путем. Другой способ постро-
ения мультиплексора базируется на паре подобных систем: вторая
присоединяется к первой вместо зеркального слоя. В этом случае в
первом волноводе-пластине осуществляется распределение входного
потока, а интерференция и фокусировка — во втором.
Волновые мультиплексоры относятся к высокоточным оптичес-
ким устройствам и в значительной степени определяют стоимость
систем с плотным волновым уплотнением. Заметим, что их пара-
метры подвержены температурным влияниям, хотя и в меньшей
степени, чем параметры лазеров.
Волновые мультиплексоры в сочетании с волновыми конвер-
торами, изменяющими длину волны оптической несущей, позво-
ляют осуществлять так называемую пассивную маршрутизацию
цифровых потоков, т. е. произвольно устанавливать направления
цифровых потоков на те или иные выходы волнового демульти-
плексора. Волновые мультиплексоры вносят значительные потери
в тракты прохождения оптических сигналов, поэтому они исполь-
зуются совместно с оптическими усилителями. В оконечное обору-
дование усилитель может быть встроен (конструктивно совмещен с
мультиплексором). В этом случае можно использовать полупровод-
никовый оптический усилитель.
Часто в качестве выходных усилителей применяют усилители
на примесном волокне (усилители EDFA). Эти усилители в насто-
ящее время являются одним из основных устройств в технологии
оптических транспортных сетей. Активной средой усилителя явля-
ется отрезок одномодового волокна, сердечник которого легируется
246
Глава 6
«
Е
£
Индуцированное
излучение
Уровень А
= Спонтанное
излучение
ill:)! Il lllll II Illi II II llll II II llll II II llll
Уровень С
Рис. 6.62. Энергетическая
диаграмма оптического уси-
лителя на примесном волокне
и
редкоземельными элементами с целью
создания атомной системы с тремя энер-
гетическими уровнями (рис. 6.62). При
возбуждении примесных атомов волок-
на посредством лазера накачки элект-
роны с основного состояния (уровень А)
переходят в возбужденное состояние
(уровень В). Далее происходит спонтан-
ный переход электронов на промежу-
точный уровень С. Когда заселенность
уровня С становится достаточно высо-
кой (выше заселенности уровня А), то система становится способ-
ной индуцировано усиливать проходящий сигнал за счет перехода
электронов с уровня С на уровень А. Расстояние между уровнями
А и В определяют длину волны накачки, а между С и А — дли-
ну волны усиливаемого сигнала. Поскольку уровни энергетических
состояний имеют некоторую ширину (образуют разрешенные зоны),
система за счет неопределенности расстояния между уровнями С и
А позволяет усиливать сигналы в некотором диапазоне длин волн
(порядка 1560 — 1530 = 30 нм).
Для накачки усилителей EDFA используют лазеры с длинами
волн излучения 980 и 1480 нм. Излучение обеих длин волн соот-
ветствует уровням энергии возбужденных ионов и хорошо поглоща-
ется волокном, легированным эрбием. Выбор того или иного типа
лазеров накачки определяется следующим. Усилители с лазерами
980 нм обладают меньшим коэффициентом шума, чем усилители с
лазерами 1480 нм, что лучше для входных усилителей. С другой
стороны, использование лазеров 1480 нм позволяет создать усили-
тели с относительно большой выходной мощностью. В некоторых
усилителях используется накачка на двух длинах волн, что позво-
ляет совместить преимущества обоих способов.
Возможно несколько схем накачки на длинах волн 1480 нм или
980 нм (рис. 6.63). При встречном (обратном) направлении накач-
ки (рис. 6.63,а) относительно просто достигается режим насыщения,
при котором выходная мощность усилителя максимальна. Очевид-
но, встречное направление накачки предпочтительно в выходных
усилителях (усилителях передачи). Прямое направление накачки
(рис. 6.63,6) дает наиболее низкий уровень шума. Это предпочти-
тельно при небольшой мощности входного сигнала и максимальных
значениях коэффициента усиления, т. е. должно использоваться во
входных усилителях (усилителях приема). При совместном приме-
Синхронные цифровые телекоммуникационные системы
247
Рис. 6.63. Схемы оптических усилителей на примесном волокне: a —
усилитель мощности (выходной усилитель); б — входной (малошумящий)
усилитель; е — промежуточный усилитель
нении двух лазеров накачки (рис. 6.63,в) рекомендуется осуществ-
лять накачку на 1480 нм в обратном направлении, а накачку на 980
нм — в прямом. Это позволяет наилучшим образом использовать
преимущества обоих методов. Совместное применение двух лазеров
используется в промежуточных усилителях.
На рис. 6.63 излучение от лазеров накачки вводится в актив-
ное оптическое волокно (АОВ) посредством направленных ответви-
телей (НО). Оптические изоляторы (ОИ) препятствуют прохожде-
нию сигнала во встречном направлении. Это может быть усиленная
спонтанная эмиссия или остаток волны накачки. Оптический фи-
льтр (ОФ) предназначен для подавления флуктуационной помехи
за пределами рабочего диапазона.
В усилителях с одноступенчатой накачкой максимальная мощ-
ность выходного сигнала, достигаемая в режиме насыщения, состав-
ляет около +16 дБм. В усилителях с двумя лазерами накачки (980
и 1480 нм) достигается мощность выходного сигнала до +26 дБм.
Как уже отмечалось, одним из недостатков таких усилителей
является наличие на их выходах усиленного спонтанного излуче-
248
Глава 6
ния, которое, однако, резко снижается при подаче сигнала на вход
усилителя. Добавление других канальных сигналов приводит к да-
льнейшему снижению мощности спонтанного излучения. Таким об-
разом, необходимо чтобы в мультиплексированном сигнале присут-
ствовало бы максимальное количество канальных сигналов. Для
этого системы спектрального уплотнения снабжаются устройства-
ми подпитки, т. е. устройствами, обеспечивающими подачу сигнала
(обычно состоящего из последовательности единиц) в случае прек-
ращения работы данного канала.
Применение промежуточных линейных усилителей позволяет
увеличивать длину секции до нескольких сотен километров. Да-
льнейшее увеличение длины секции ограничивается соотношением
сигнал/шум, которое снижается с ростом числа усилителей. Сек-
ции могут соединяться посредством регенерационных станций, на
которых сигналы, как и на оконечных, демультиплексируются, пре-
образуются в электрические и подаются на регенераторы. После
регенерации сигналы мультиплексируются и передаются дальше.
В системах с волновым уплотнением обычно организуется са-
мостоятельный оптический канал для передачи служебной инфор-
мации. Так, например, в системе DWDM фирмы Cisco служебный
канал со скоростью передачи 100 Мбит/с использует длину волны
1510 нм, находящуюся за пределами рабочего диапазона. Служеб-
ный канал остается работоспособным и при отказе системы волно-
вого уплотнения.
7 Оптическая (фотонная)
транспортная сеть
В настоящее время во всем мире происходит последователь-
ный переход к оптической транспортной сети ОТС, которая должна
стать базовой для реализации глобальной информационной инфрас-
труктуры (ГИИ). Концепция ОТС предполагает, что на физическом
уровне во всех звеньях тракта передачи исключаются оптоэлектрон-
ные и электронно-оптические преобразования сигнала. Это позво-
ляет не только резко увеличить скорость передачи сигнала, но и
существенно повысить технико-экономические показатели и надеж-
ность оборудования телекоммуникационных систем. В дальнейшем,
чтобы исключить путаницу, оптическую транспортную сеть такого
типа (полностью оптическую транспортную сеть, ОТС) будем наз-
ывать фотонной сетью.
Успешной фотонизации сетей способствует создание и быстрое
совершенствование таких элементов фотонной технологии, как оп-
тические коммутаторы и переключатели с управлением оптическим
сигналом, оптические регенераторы и системы спектрального уплот-
нения и маршрутизации оптических сигналов по длине волны [5].
Для реализации транспортной системы, которая выполняет
функции оперативного переключения и мультиплексирования вво-
да-вывода, предлагается много технологий. В первую очередь мож-
но указать на способы маршрутизации по длине волны, многократ-
ного использования длин волн, пакетного переключения с многок-
ратными пересылками сигнала. За счет полностью оптической обра-
ботки сигнала можно осуществить реализацию систем с пропускной
способностью до 10 Тбит/с. Таким образом, могут быть созданы гиб-
кие сети, имеющие возможность модульно увеличивать свою мощ-
ность до очень больших значений. Фотонные сети высоконадежны,
их контроль, управление и техническое обслуживание располагают
каналами передачи данных практически неограниченной емкости.
Фотонную сеть предполагается создавать путем образования в
существующих оптических сетях, использующих по преимуществу
250
Глава 7
Рис. 7.1. Создание полностью (а) и частично (б) совмещенных кольцевых
структур
технологию СЦИ, отдельных островков — доменов фотонной се-
ти. Эти домены, увеличиваясь по мере развития, будут примыкать
друг к другу, вытесняя технологию СЦИ вверх, как слой между се-
тью OTN и сетями доступа, такими, как сети ATM, IP-телефонии,
Ethernet и другими. При этом в оборудование СЦИ будут внедрять-
ся технологии сетей следующего поколения NGN, и, помимо этого,
будут создаваться открытые оптические интерфейсы, позволяющие
сетям доступа подключаться непосредственно к фотонной сети.
Появление промышленных образцов оптических усилителей,
обеспечивающих увеличение протяженности полностью оптических
секций до нескольких сотен километров, и систем с плотным волно-
вым уплотнением (DWDM) [3, 5], использующих принцип пассивной
маршрутизации потоков, уже сейчас позволяет реализовывать фо-
тонные участки транспортной сети. На рис. 7.1 показана возмож-
ность создания с помощью многоканальных систем полностью (а)
и частично (б) совмещенных кольцевых структур. По мере совер-
шенствования оптических коммутаторов и, следовательно, реализа-
ции оптической аппаратуры оперативного переключения (АОП) бу-
дет создаваться гибкая и эффективная фотонная транспортная сеть.
Применение АОП позволит трансформировать традиционные коль-
цевые структуры в ячеистые и, следовательно, обеспечит более вы-
сокую гибкость сетевого управления, защиты и восстановления сети
при повреждениях. Трансформация существующих сетей с кольце-
выми структурами уже сейчас возможна с применением пассивных
маршрутизаторов по длинам волн. Пример такой трансформации
показан на рис. 7.2. Рис. 7.2,а отображает существующий участок
сети, состоящий из четырех объединённых колец, причём узлы сети
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
251
Сетевой узел
ВОЛС без WDM
ВОЛС с WDM
Рис. 7.2. Объединение кольцевых структур (а) в ячеистую сеть на базе систем
с волновым уплотнением (6)
соединены волоконно-оптическими линиями (ВОЛС) без волнового
уплотнения. Заметим, что в этой структуре большинство соедине-
ний между узлами защищены только от одиночных отказов. На
рис. 7.2,5 узлы этой же сети соединяются ВОЛС с DWDM и со-
держат пассивные маршрутизаторы по длинам волн. Соединению
каждой пары узлов присваивается определённая длина волны, на-
пример соединению узлов 1 и 2 — Ai, узлов 1 и 3 — Л2 и т. д. Всего на
сети, содержащей п узлов, потребуется число различных длин волн,
равное числу сочетаний из п по m = 2. В данном случае
n тп\(п — тп)\ _ о
V / 771 — 2, 71—12
Так, для соединения узлов 2 и 7 возможны, по крайней мере, 3 аль-
тернативных соединения, при которых используются разные соеди-
нительные линии. Такими будут соединения, проходящие через уз-
лы: 2-1-4-7, 2-12-10-7 или 2-3-5-6-8-7. В соответствии с выбран-
ными соединениями пассивный маршрутизатор в узле направляет
поступающий сигнал с данной длиной волны по заданному направ-
лению.
Ёмкость соединительных линий в такой сети определяется за-
данным числом альтернативных путей прохождения сигнала между
парами узлов, конфигурацией этих путей и числом соединительных
линий, подключённых к тому или иному узлу. В предельном случае
ёмкость любой соединительной линии не превышает числа различ-
ных длин волн на данной сети.
В сети, показанной на рис. 7.2,5, не только обеспечивается за-
щита соединений от множественных повреждений, но и открывается
возможность динамического выравнивания нагрузки на соедините-
льные линии, что повышает пропускную способность сети в целом
(подробнее см. гл. 9).
252
Глава 7
7.1. Структура фотонной сети
Структура фотонной сети показана на рис. 7.3. Пользователь-
ская нагрузка поступает на уровень оптического канала OCh (Opti-
Клиенты (например, STM-N, ATM, IP,
Полнофункцио- ОТМ интерфейс
нальный с ограниченной
ОТМ интерфейс функциональностью
cal channel), на котором происхо-
дит формирование информацион-
ных структур оптической транс-
портной иерархии — оптических
транспортных модулей ОТМ (Op-
tical Transport Module). Интер-
фейсы фотонной сети подразделя-
ются на полнофункциональные и
с ограниченной функциональнос-
тью; первые из них рекомендуют-
ся для соединения доменов фотон-
ной сети, а вторые — как внутри-
доменные. Ниже уровня ОСЬ в
интерфейсе с ограниченной фун-
Рис. 7.3. Структура ОТС кциональностью располагается
уровень физической секции OPS
(Optical Physical Section), на котором происходит мультиплексиро-
вание оптических каналов по принципу волнового разделения и осу-
ществляется сопряжение оборудования со средой распространения
сигналов — оптическими одномодовыми волокнами. В полнофун-
кциональном интерфейсе этот уровень разделен на уровни OMS
(Optical Multiplex Section) — оптической секции мультиплексиро-
вания и OTS (Optical Transmission Section) — оптической секции
передачи. Это разделение обусловлено тем, что в полнофункциона-
льном интерфейсе предусмотрен отдельный оптический канал для
передачи служебной информации, которая передается раздельными
блоками, соотнесенными с функциями оптических каналов, муль-
типлексных и оптических секций.
В оптическом канале информация пользователя последовате-
льно преобразуется. Вначале пользовательская информация упа-
ковывается в блоки нагрузки оптических каналов OPUk (Optical
Channel Payload Unit) порядка k, соответствующие той или иной
скорости передачи информации. Информация пользователя может
вводиться или синхронно, или асинхронно с двусторонним побит-
ным согласованием скоростей. Блоки OPUk преобразуются в бло-
ки данных оптического канала ODUk (Optical Channel Data Unit)
путем присоединения к ним заголовков, содержащих сервисную ин-
формацию для поддержки оптического канала. Эта информация
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
253
несколько различна для каналов типа «точка — точка» (ODUkP) и
каналов, поддерживающих транзитные соединения (ODUkT). Далее
информация преобразуется в транспортные блоки оптического ка-
нала OTUk путем присоединения соответствующего заголовка. Эти
блоки являются основными транспортными структурами, переда-
ваемыми по фотонной сети. Транспортные блоки имеют две вер-
сии: полностью (OTUk) и частично (OTUkV) стандартизированную.
Последняя версия в настоящее время является основной.
В интерфейсах с ограниченной функциональностью блоки
OTUk тождественны блокам оптического канала OCh. Если интер-
фейс полнофункциональный, эти блоки сопровождаются блоками
отдельного оптического сервисного канала OSC (Optical Supervisory
Channel). Блоки OCh могут передаваться по оптическим волокнам
как с применением мультиплексирования по длинам волн (модули
OTM-n.m, OTM-nr.m), так и без него (ОТМ-O.m). Заметим, что в
последнем случае, а также при использовании модулей OTM-nr.m
сервисный канал не организуется.
7.2. Мультиплексирование в фотонной сети
На рис. 7.4 изображена схема мультиплексирования в фотонной
сети, подробно иллюстрирующая процессы построения транспорт-
ных модулей. Как следует из схемы, нагрузочные блоки OPUk пре-
образуются в соответствующие блоки данных ODUk и далее в опти-
ческие транспортные блоки OTUk. Блоки данных нижних уровней
могут объединяться посредством мультиплексирования с коэффи-
циентами 4 или 16 в блоки данных более высокого уровня. При
этом применяется асинхронное мультиплексирование. При муль-
типлексировании предварительно создаются группы блоков данных
ODTUG2 и ODTUG3 (Optical channel Data Tributary Unit Group).
Оптические каналы OCh посредством индивидуальных опти-
ческих несущих ОСС (Optical Channel Carrier) образуют группы
несущих оптических каналов OCG-n.m (Optical Carrier Group), где
n — количество оптических несущих в группе, ат — перечисление
порядков входящих в нее блоков данных. Например, аббревиату-
ра OCG-8.123 относится к группе из 8 несущих, в которую входят
блоки данных всех трех порядков.
Как уже отмечалось, в оптический транспортный модуль OTM-
n.m входят блоки сервисного канала OSC. В интерфейсе с ограни-
ченной функциональностью сервисный канал отсутствует; оптичес-
кий транспортный модуль, не несущий блоков сервисного канала,
обозначается как OTM-nr.m.
254
Рис. 7.4. Схема мультиплексирования в фотонной сети
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
255
Из других обозначений на рис. 7.4 определим OOS (ОТМ Over-
head Signal) — сигнал заголовка оптического транспортного модуля
или сигнал служебной нагрузки оптического транспортного модуля
и COMMS ОН — сигнал общих сообщений управления.
7.3. Информационные структуры OTN
Структура транспортного модуля OTUk. Основой пост-
роения транспортных модулей ОТМ являются транспортные бло-
ки (кадры) оптического канала OTUk трех уровней (k = 1, 2, 3).
OTUk всех уровней имеют одинаковую структуру, представленную
на рис. 7.5. Транспортные блоки различных уровней в отличие от
блоков СЦИ имеют одинаковые размеры, но различную длитель-
ность. Естественно, скорость передачи блоков различается, как по-
казано в табл. 7.1.
Как видно из рис. 7.5, кадр OTUk представляет собой матрицу,
состоящую из четырех строк и 4080 столбцов, каждая ячейка кото-
рой имеет емкость один байт. Чтение матрицы осуществляется слева
направо и сверху вниз, так что вначале прочитывается информа-
ция кадровой синхронизации, содержащая 7 байтов, а затем облас-
ть служебной нагрузки (заголовок), также состоящая из 7 байтов.
Завершением всех строк кадра является поле из 256 столбцов, кото-
рое может использоваться для прямого исправления ошибок (FEC)
посредством кода Рида-Соломона (RS). При отсутствии процедуры
FEC это поле заполняется балластными нулевыми символами. За-
метим, что в байтах биты старших разрядов находятся справа.
Блок OTUk после формирования скремблируется за исключе-
нием первых 14 байтов (байтов кадровой синхронизации и заголов-
ка). Скремблер имеет образующий полином 1 — х + ж3 + ж12 + ж16.
Область кадровой Область служебной
синхронизации нагрузки OTUk
1 \ 7 8 / 14 15 3824 3825 4080
1 2 х | / | OTUk FEC
3 Поле нагрузки OTUk или все «0»
4 (256x4 байтов)
Рис. 7.5. Структура кадра OTUk
Таблица 7.1
OTUk Скорость, кбит/с Отклонение скорости Длительность кадра, мкс
OTU1 OTU2 OTU3 255/238x2488320 («2,7 Гбит/с) 255/237x9953280 («10,7 Гбит/с) 255/236x39813120 («43 Гбит/с) ±20 • IO”6 48,971 12,191 3,035
256
Глава 7
Байты 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 И 12 13 14
Биты
Рис. 7.6. Структура служебных областей OTUk
На рис. 7.6 показана структура полей кадровой синхронизации
и заголовка кадра OTUk. Цикловой синхросигнал FAS размером
шесть байтов, из которых первые три имеют структуру 1111 ОНО, а
вторые три — 0010 1000. Сверхцикловой синхросигнал MFAS имеет
переменную структуру (0000 0000 — в нулевом цикле, 0000 0001 — в
первом, ... 1111 1111 — в 255 цикле), обеспечивающую содержание
256 циклов в сверхцикле. Принятая форма сверхциклового синхро-
сигнала позволяет организовывать в сверхцикле субсверхцикловые
структуры, содержащие 2, 4, 8, 16, 32 и т. д. циклов.
Первые три байта SM поля заголовка OTUk являются байтами
контроля участка. Байт TTI является идентификатором маршру-
та тракта и занимает 64 позиции из 256 позиций сверхцикла OTUk.
Позиции с 0-й по 15-ю (SAPI) являются уникальным адресом источ-
ника, а позиции с 16-й по 31-ю — уникальным адресом приемника.
В случае отсутствия адреса соответствующие байты заполняются
символами 0.
Байт BIP8, как и в системах СЦИ, используется для контроля
появления ошибок методом проверки на четность, но с передачей
кодового слова не в каждом цикле, а через цикл.
Первые четыре бита (BEI) байта сообщений обратного канала
используются в четных циклах для сообщения о количестве ошибок,
обнаруженных посредством BIP8, а в нечетных (BIAE) — об ошибках
упаковки данных в блоке OTUk. Бит BDI сигнализирует о дефекте,
a IAE о потере цикловой синхронизации. Биты RES третьего байта
SM, а также байт RES заголовка — резервные.
Байт GCC используется для организации общего канала связи.
В системах СЦИ для прямого исправления ошибок FEC наш-
ли применение внутриполосные коды ВСН, описанные в Рек. G.709/
Y.1331 МСЭ-Т. В фотонных сетях для FEC используются внеполос-
ные (требующие присоединения к кадру дополнительных байтов)
Оптическая (фотонная) транспортная сеть 257
16-символьные коды Рида-Соломона RS(255, 239). Каждая основ-
ная строка OTUk разбивается на блоки по 239 байтов, для каждо-
го из которых вычисляется контрольная сумма и создается конт-
рольный блок из 16 байтов. Объединенные блоки 239 +16 = 255
являются подстроками OTUk. Контрольные блоки представляют
собой остаток от деления исходного блока на образующий полином
Р(х) = х8 + ж4 + х3 + х2 + 1. При побайтном мультиплексировании
образуются строки блока OTUk. На приеме аналогично вычисля-
ются остатки от деления и сравниваются с принятыми. Их совпа-
дение говорит об отсутствии ошибок, а расхождение — о наличии и
расположении ошибок в подстроке. Код RS(255, 239) позволяет об-
наруживать до 16 ошибок в подстроке и 8 ошибок корректировать.
Как показывает практика, применение кода RS(255, 239) эк-
вивалентно снижению затухания кабельного участка примерно на
5...8 дБ.
Структура блока данных ODUk. Поле нагрузки OTUk (см.
рис. 7.5) занимает блок данных оптического канала ODUk. Его
структура представлена на рис. 7.7.
Скорости передачи ODUk определены для k = 1, 2, 3 и пред-
ставлены в табл. 7.2.
В заголовке ODUk размещается информация о функциях экс-
плуатации и управления оптического канала. Структура заголовка
показана на рис. 7.8.
Байты наблюдения тракта PM (Path Monitoring) ODUk имеют
структуру, аналогичную байтам наблюдения секции SM транспор-
тного модуля оптического канала OTUk. Сравнивая рис. 7.6 и 7.9,
на которых показаны структуры байтов SM и РМ соответственно,
Резерв для служебной нагрузки OTUk
и сигналов синхронизации
1 / 14 15 16 3824
Заголовок ODUk Заголовок OPUk Поле нагрузки OPUk
Поле нагрузки ODUk
Рис. 7.7. Структура кадра ODUk
Таблица 7.2
ODUk Скорость, кбит/с Отклонение скорости
ODU1 ODU2 ODU3 239/238x2488320 («2,5 Гбит/с) 239/237x9953280 («10 Гбит/с) 239/236х39813120(«40,3 Гбит/с) ±20 • IO"8
258
Глава 7
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
1
2
3
4
RES
тем
ACT
ТСМ6
Заголовок^
ТСМ4 FTFI
ЖЖ:
ТСМ5
ТСМЗ
ТСМ2
ТСМ1
РМ
ЕХР
GCC1
GCC2
APS/PCC
RES
Рис. 7.8. Структура заголовка ODUk
отмечаем их различие в байте, предназначенном для сообщений об-
ратного канала. Это различие заключается в отсутствии сообще-
ний об ошибках синхронизации (IAE, BIAE) и наличии битов STAT
(Status) — состояния тракта ODUk. Эти биты могут указывать на
разъединение прямого направления передачи, блокировку канала
или его аварийное состояние.
Для наблюдения тандемного (транзитного) соединения ТСМ в
сети OTN в заголовке ODUk предусмотрено шесть полей. Эти бай-
ты контролируют соединения пар пользовательских интерфейсов в
сети общего пользования. Например, это могут быть соединения
пары оптических сетевых интерфейсов между узлами сети. Кроме
того, байты ТСМ позволяют контролировать защитные переключе-
ния линейных трактов в подсети OTN (режимы 1+1, 1:1) и трактов
оптических каналов (режим 1:п) по сигналам ухудшения качества
передачи или повреждения соединения. На уровне оптического ка-
нала возможна поддержка наблюдения за защитным переключени-
ем в кольцевой сети. Структура полей ТСМ аналогична структуре
поля РМ (рис. 7.9). Байт ТСМ ACT указывает, какие поля ТСМ
активированы.
На рис. 7.10 приведен пример распределения байтов ТСМ для
наблюдения за тремя участками OTN. На рисунке треугольниками
обозначены точки начала и конца трактов ODUk (А1-А2 с наблю-
дением в ТСМ1, В1-В2 и ВЗ-В4 с наблюдением в ТСМ2 и С1-С2 с
наблюдением в ТСМЗ).
Байты 12 3
I TTI
BIP8 J
0
15
16
31
32
63
SAPI
DAPI
Для опе-
ратора
3 4 5 6 7 8^ Биты
STAT
Сообщения обратного канала
Л 2
— BEI
В
D
I
Рис. 7.9. Структура байтов наблюдения РМ
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
259
Рис. 7.10. Пример распределения байтов ТСМ по участкам сети
Вайты GCC (General Communications Channels) (см. рис. 7.8)
образуют пользовательские (операторские) каналы и их формат оп-
ределяется отдельно по соглашению, например, для сети сигнализа-
ции. Четыре байта APS/PCC предназначены для автоматического
защитного переключения ODUk и защиты оптического канала. Эти
байты образуют сверхцикл из восьми циклов; в первом цикле байты
APS/PCC отнесены к защите тракта ODUk, в последующих шести —
к шести тандемным соединениям, в последнем цикле сверхцикла —
к защите секции OTUk. Сверхциклы APS/PCC образуются на базе
сверхциклового синхросигнала MFAS (см. рис. 7.6).
Байт FTFL (Fault Type and Fault Location Reporting Communi-
cation Channel) в заголовке ODUk определен для транспортировки
в сверхцикле из 256 байтов сообщений о типе повреждения и транс-
ляции локального повреждения канала связи. Этот байт переносит
сообщения в виде 128 байтовых полей прямого и обратного дейст-
вия, структура которых показана на рис. 7.11. Поле индикации пов-
реждения используется только в трех состояниях: 00000000 — нет
01 9 10 127
Поле идентификатора оператора Поле для оператора
Поле индикации неисправности Прямое направление передачи
128 129 137 138 255
Поле идентификатора оператора Поле для оператора
Поле индикации неисправности Обратное направление передачи
Рис. 7.11. Структура байта FTFL
260
Глава 7
повреждения; 00000001 — сигнал повреждения; 00000010 — сигнал
ухудшения качества.
Поле идентификации оператора строится в соответствии с меж-
дународными стандартами: ISO 3166 (код страны) и МСЭ-Т М.1400.
Остальные состояния байта FTFL не определены.
В служебной нагрузке ODUk для использования в эксперимен-
тальных целях в строке 3 (столбцы 13 и 14) выделены два байта
ЕХР (см. рис. 7.8).
Структура нагрузочного блока OPUk. Блоки нагрузки оп-
тических каналов OPUk (k = 1, 2, 3) предназначены для упаковки
цифровых пользовательских данных. Ввод пользовательских дан-
ных может осуществляться бит-синхронным способом или асинх-
ронным, с двусторонним согласованием скоростей по битам. Ско-
рости передачи для блоков OPUk различных порядков приведены
в табл. 7.3.
OPUk занимает поле нагрузки блока данных оптического кана-
ла ODUk и в свою очередь состоит из поля нагрузки пользовательс-
ких данных и заголовка (см. рис. 7.7). Структура заголовка OPUk
показана на рис. 7.12.
Байт заголовка PSI (Payload Structure Identifier) OPUk являет-
ся идентификатором структуры нагрузки; он образует 256-байтный
сверхцикл, но только нулевой байт несет сообщение о типе нагрузки
РТ (Payload Туре), остальные байты резервные. Например, асин-
Заголовок OPUk
15 16 17
3824
Рис. 7.12. Структура заголовка OPUk
Таблица 7.3
OPUk Скорость, кбит/с Отклонение скорости
OPU1 OPU2 OPU3 2488320 238/237x9953280 238/236x39813120 ±20 • 10~в
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
261
Таблица 7.4
OPUk-Xv Скорость, кбит/с Отклонение скорости
OPUl-Xv OPU2-Xv OPU3-Xv Хх 2488320 Хх238/237х9953280 Хх238/236х39813120 ±20 IO”0
хронно введенной информации будет соответствовать комбинация
00000010, а ввод ячеек ATM — комбинация 00000100 и т. д.
Биты 7, 8 байтов JC (Justification Control) образуют трехко-
мандную систему двустороннего согласования скорости передачи,
которая используется при асинхронном вводе информации пользо-
вателя*. Передача команд в трех байтах обеспечивает защиту от
одиночных ошибок.
Байт NJO (Negative Justification Opportunity) является инфор-
мационным при отрицательном согласовании скорости передачи, а
в байт PJO (Positive JO) вводится вставка при положительном сог-
ласовании.
Резервные байты и биты RES предназначаются для будущей
стандартизации.
Заметим, что при асинхронной загрузке в OPUk модулей STM-N
ввод осуществляется побитно без опознавания байтов. При загрузке
пакетов, например ячеек ATM, согласование скорости не применя-
ется. При этом последний пакет (ячейка), не полностью поместив-
шийся в поле нагрузки, переносится в следующий модуль OPUk.
Для передачи потоков информации, имеющих переменную ско-
рость, используются виртуальные сцепки модулей OPUk. Виртуа-
льная сцепка (конкатенация) в OPUk является единым блоком ин-
формации X параллельно передаваемых блоков OPUk. Виртуаль-
ная сцепка обозначается как OPUk-Xv, где k = 1, 2, 3, Х= 1, 2,...,
256. Таким образом, одновременно может быть предоставлена ем-
кость до Хх4х3808 байтов для переноса информации пользователя.
Скорости передачи различных виртуальных сцепок OPUk-Xv пред-
ставлены в табл. 7.4. Подробнее о виртуальных сцепках будет ска-
зано в разд. 9.2.
Мультиплексирование блоков ODUk. Выше указывалось,
что блоки данных ODUk нижних уровней можно асинхронно муль-
типлексировать в блоки данных более высокого уровня. Для это-
го информационное поле блоков ODU2 и ODU3 подразделяется со-
* Комбинация 00 соответствует нейтральной команде, а комбинации
11 и 01 — положительному и отрицательному согласованию соответст-
венно. Комбинация 10 не используется.
262
Глава 7
Первый цикл
Биты 7 и 8 MFAS 00
Второй цикл
Биты 7 и 8 MFAS 01
Третий цикл
Биты 7 и 8 MFAS 10
Четвертый цикл
Биты 7 и 8 MFAS И
Рис. 7.13. Размещение компонентных интервалов блока ODU2
ответственно на группы из четырех и шестнадцати компонентных
интервалов TS (Tributary Slot). При этом второй столбец указате-
ля (16-й столбец OTU, см. рис. 7.7) используется поочередно для
групп компонентных интервалов. На рис. 7.13 показано размеще-
ние компонентных интервалов блока ODU2. Очевидно, что в этом
случае блоки ODU2 образуют сверхцикл, состоящий из четырех цик-
лов. Аналогично формируется и сверхцикл ODU3, но состоящий из
16 циклов. Эти сверхциклы привязаны к сверхцикловому сигналу
MFAS OTUk (в первом случае используются биты 7 и 8, а во вто-
ром — биты 5, 6, 7 и 8 байта MFAS).
При мультиплексировании блока ODU1 в блок ODU2 предва-
рительно образуют компонентный блок ODTU12, представляющий
собой структуру из 952 столбцов и 4x4 = 16 строк плюс один стол-
бец указателя JOH. Четыре таких блока образуют группу компо-
нентных блоков ODTUG2, которая вводится в блок OPU2 и далее в
ODU2. При этом один блок ODTU12 вводится в первые компонен-
тные интервалы TS1, другой — в TS2 и т. д. Мультиплексирование
блока ODU1 в блок ODU3 происходит аналогично, но сопровожда-
ется образованием компонентного блока ODTU13, состоящего из 238
столбцов и 16x4 = 64 строк плюс один столбец указателя JOH. Из
16 блоков ODTU13 образуется группа ODTUG3, которая вводится
в блок OPU3 и далее в ODU3. Наконец, при мультиплексировании
блока ODU2 в блок ODU3 предварительно образуют компонентный
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
263
блок ODTU23, состоящий из 952 столбцов и 4x4 = 16 строк и пов-
торенный четыре раза один столбец указателя JOH.
Особо следует отметить, что при мультиплексировании блоков
ODUk нижних уровней в блоки данных более высокого уровня про-
исходит многократное пересечение границ блока высокого уровня
блоком низкого уровня. Так, блок ODU1 перемещается в 1/4 облас-
ти полезной нагрузки блока ODU2. Но для передачи полного блока
ODU1 (15296 байтов) требуется 15296/3808 « 4,017 блока ODU2, что
и вызывает изменяющееся во времени относительное смещение их
границ.
Оптические блоки OCh, ОСС и ОТМ. Блок оптического
канала OCh транспортирует цифровой сигнал пользователя между
пунктами регенерации 3R. Сигналы пользователя канала являют-
ся сигналами блока OTUk. Другие цифровые сигналы пользова-
теля (например, STM-N, GbE) могут обеспечиваться модулем ОТМ.
Структура оптического канала с полной функциональностью (OCh)
включает в себя две части: служебную нагрузку канала OCh и по-
лезную нагрузку канала OCh. Канал OCh с ограниченной функ-
циональностью (OChr) содержит только полезную нагрузку канала
OChr.
Блок переноса оптического канала ОСС (Optical Channel Carri-
er) предназначен для модуляции/демодуляции оптического сигнала.
Он может исполнять функции в двух вариантах: ОСС и ОССг. Ва-
риант блока ОСС используется в полнофункциональной схеме опти-
ческого мультиплексирования с формированием заголовка ОССо и
поля нагрузки ОССр в секции мультиплексирования OMS, что будет
рассмотрено далее. Вариант блока ОССг используется в упрощен-
ной схеме оптического мультиплексирования без заголовка. Каждо-
му блоку ОСС придается точно определенная оптическая частота,
соответствующая стандарту DWDM или CWDM.
Блок группирования оптических несущих частот порядка п
OCG-n (Optical Carrier Group) предназначен для мультиплексиро-
вания/демультиплексирования до п частот. Предусмотрено две раз-
новидности группирования: OCG-n.m и OCG-nr.m.
Группирование OCG-n.m состоит в объединении/разделении п
оптических несущих частот с каналами нагрузки OTU-m в любом
сочетании m (OTU1, OTU2, OTU3) и канала обслуживания с заго-
ловком ОСС ОН. Число оптических несущих п для блоков с полной
функциональностью OCG-n.m в настоящее время не определено.
Группирование OCG-nr.m состоит в объединении/разделении п
оптических несущих частот с каналами нагрузки OTU-m в любом
264
Глава 7
й
I TTI I,
I BDI-0 |
| BDI-P |
О | PMI |
| FDI-0 |1
I FDI-p I
О I OCI |
n
3
2
Общие сообщения управления
Рис. 7.14. Служебная нагрузка в сигнале OOS
сочетании m (OTU1, OTU2, OTU3). В этом варианте группирования
не предусмотрено заголовка в оптическом сервисном канале. Число
п оптических несущих в блоках с ограниченной функциональностью
OCG-nr.m не должно превышать 16.
Благодаря группированию OCG-n создается оптическая секция
мультиплексирования OMS-n, в которой образуются блоки оптичес-
кого мультиплексирования OMU-n (Optical Multiplex Union), n > 1.
Для поддержки уровня оптической секции мультиплексирова-
ния создается заголовок секции мультиплексирования OMS-n ОН,
транспортируемый в сервисном канале OOS.
Блок оптического транспортного модуля OTM-n.m поддержива-
ет оптическую секцию передачи OTS-n в оптической транспортной
сети OTN. Модуль OTM-n.m создается в OTS-n и состоит из оп-
тических сигналов нагрузки OMS-n и отдельного заголовка OTS-n
ОН, передаваемого в OOS.
Сигналы служебной нагрузки модуля ОТМ. Сигналы слу-
жебной нагрузки модуля ОТМ полной функциональности (OOS —
ОТМ Overhead Signal) состоят из служебной нагрузки секций OTS,
OMS и канала OCh (рис. 7.14). Формат, структура и скорость пере-
дачи битов сигнала OOS в настоящее время разрабатывается. Сиг-
нал OOS транспортируется в модуле ОТМ на отдельной оптической
несущей — образует самостоятельный канал OSC (Optical Supervi-
sory Channel). Модули ограниченной функциональности не имеют
канала OSC.
При определенной структуре сети управления оператора в сиг-
нале OOS можно передавать также общую информацию админист-
рирования. Сообщения управления могут включать в себя сигнали-
зацию, передачу речи и связь в звуковом диапазоне, загрузку прог-
раммного обеспечения, специфические сообщения оператора и т.п.
Информация ОН канала OCh добавляется к каждому из п бло-
Оптическая (фотонная) транспортная сеть
265
ков OTUk для создания канала OCh. Она включает в себя следу-
ющую информацию для функций технического обслуживания (см.
рис. 7.14):
сигнал FDI-0 — повреждения в OOS;
сигнал FDI-P — индикации неисправности оптического канала
на уровне оптической секции мультиплексирования OMS. Когда за-
вершается OTUk, сигнал FDI передается как сигнал аварии ODUk-
AIS;
сигнал OCI — индикации открытого соединения канала OCh
представляет собой сигнал, посылаемый в нисходящем направлении
и указывающий на то, что в восходящем направлении матричное
соединение разорвано действием команды управления.
К сигналам технического обслуживания мультиплексной сек-
ции ОН OMS, кроме сигналов ОН OCh, добавлены сигналы BDI со-
ответствующей индикации во встречном направлении, а также сиг-
нал PMI, посылаемый в нисходящем направлении. Последний ука-
зывает на то, что в восходящем направлении в пункте источника
сигнала участка OMS ни одна из оптических несущих ОСС не со-
держит сигнала оптического канала. Таким образом, подавляется
возникающее в результате этого сообщение о потере сигнала.
К сигналам оптической секции ОН OTS добавлен сигнал TTI —
идентификатор маршрута тракта, передаваемый 64 байтами, содер-
жание которых аналогично байтам TTI OTUk (см. рис. 7.6).
В заключение еще раз отметим, что блоки с ограниченной функ-
циональностью используются внутри доменов — ограниченных учас-
тков фотонной сети. Модуль ОТМ-пг обеспечивает п оптических
каналов на одном оптическом промежутке с полной регенерацией
сигнала 3R и завершением OTUk[V] на каждом окончании. При
выполнении регенерации 3R на обеих сторонах интерфейсов моду-
лей ОТМ-О.ш и OTM-nr.m имеется доступ к служебной нагрузке
блока OTUk[V], и с помощью этой служебной нагрузки осуществ-
ляется техническое обслуживание и контроль интерфейса. Поэтому
на интерфейсах модулей ОТМ-О.ш и OTM-nr.m не требуется испо-
льзования отдельного сервисного канала OSC.
8 Оптические интерфейсы и
протяжённость оптической секции
8.1. Интерфейсы СЦТС без волнового
уплотнения
Параметры оптических интерфейсов (точек стыков) соответст-
вуют параметрам оборудования к концу срока его службы при наи-
худшем сочетании климатических и других условий эксплуатации.
Особенности нормирования, контроля и измерения параметров оп-
тических интерфейсов определяются постоянным совершенствова-
нием элементной базы оборудования и требованиями современной
концепции контроля и управления.
Типовая структурная схема участка линейного тракта с исполь-
зованием оптического волокна (ОВ) для одного направления переда-
чи между соседними пунктами приведена на рис. 8.1. В любом слу-
чае эта схема состоит из последовательного соединения передающе-
го устройства (ПдУ) аппаратуры окончания оптического линейного
тракта (АЛТ), станционного оптического кабеля (СОК), линейного
оптического кабеля (ЛОК) и приемного устройства (ПрУ) АЛТ.
АЛТ оборудования СЦИ представляет собой плату оптического
стыка в составе аппаратуры синхронного мультиплексора STM-N,
на цифровом стыке которой формируются цифровые электрические
сигналы ПЦИ n-го уровня иерархии (п = 11, 12, 2, 3, 4) или сигналы
СЦИ N-ro уровня иерархии STM-N (N = 1, 4, 16, 64, 256)*.
Как видно из рис. 8.1, параметры оптического стыка могут из-
меряться либо непосредственно на разъемных оптических соедини-
телях АЛТ (pi — уровень мощности оптического излучения на вы-
ходе ПдУ, р2 — уровень мощности оптического излучения на входе
* Параметры сигналов ПЦИ и СЦИ уровня N = 1 определены в
Рек, МСЭ-Т G.703. Электрические сигналы СЦИ уровней N = 4, 16,
64, 256 относятся к внутренним точкам аппаратуры и их параметры не
стандартизированы.
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
267
Рис. 8.1. Схема участка линейного тракта ВОСП
ПрУ), либо в точках соединения между СОК и ЛОК на передаче
Пд и на приеме Пр.
В соответствии с принятыми стандартами нормирование пара-
метров оптического стыка должно осуществляться именно в точках
оптического тракта Пд (нормируемый уровень мощности piH) и Пр
(нормируемый уровень мощности р2н).
На рис. 8.2 приведена структурная схема участка линейного
тракта оборудования СЦИ для одного направления передачи в слу-
чае применения оптических усилителей: ОУ1 — на передаче и ОУ2 —
на приеме (для СЦТС уровня N 4 и секциями большой протяжен-
ности).
ОУ1 и ОУ2 могут применяться как отдельные конструктивные
элементы линейного оборудования ВОСП (плата оптических уси-
лителей) либо конструктивно входить в состав платы оптического
стыка.
В первом случае параметры оптического стыка могут измеря-
ться либо непосредственно на выходе ПдУ (уровень мощности pi)
и входе ПрУ (уровень мощности р2), либо на выходе ОУ1 (уровень
мощности и входе ОУ2 (уровень мощности р'2\ либо в точках
соединения СОК и ЛОК на передаче ГПд (нормируемый уровень
Вспомогательный Главный Вспомогательный
оптический тракт оптический тракт оптический тракт
Рис. 8.2. Структурная схема линейного тракта ВОСП с оптическими
усилителями
268
Глава 8
Классификация оптических интерфейсов
Использование Очень малая Внутри станции
Номинальная длина волны источника, нм Тип ОВ (Рек. МСЭ-Т) 1310 G.652 1310 G.652 1310 G.652 1550 G.652 1550 G.652 1550 G.653 1550 G.655
Протяженность секции, км Коды для STM-64 д/и VSR-64.1 0,6 1-64.1г 2 1-64.1 2 1-64.2г 25 1-64.2 25 1-64.3 25 1-64.5
Протяженность секции, км Коды для STM-256 Д/и Д/и Д/и Д/и Д/и 1-256.2 Д/и Д/и
мощности piH) и приеме ГПр (нормируемый уровень мощности Р2н)-
Участок между точками ГПд и ГПр называется главным оптичес-
ким трактом (ГОТ)
Во втором случае параметры оптического стыка могут измеря-
ться либо непосредственно на выходе ПдОУ (уровень мощности р^)
и входе ПрОУ (уровень мощности р'2\ либо в точках ГПд и ГПр.
Принятые стандарты предполагают нормирование параметров
оптического стыка в обоих случаях в точках ГПд и ГПр. Учас-
ток оптического тракта между точками ГПд и ГПр, в отличие от
схемы рис. 8.1, называется главным оптическим трактом (с точки
зрения нормирования параметров оптического стыка). Участки оп-
тического тракта, примыкающие к АЛТ и содержащие ОУ, называ-
ются вспомогательными трактами и не являются определяющими
для нормирования.
Для систем передачи СЦИ с универсальными возможностями
построения транспортной сети требуется обеспечение так называ-
емой поперечной совместимости, т. е. возможности использования
на концах участка оптического тракта оборудования разных произ-
водителей. Это требование привело к классификации оптических
стыков по коду применения.
Обозначение кода применения состоит из обозначения типа при-
менения, далее, через тире, обозначения уровня STM-N, отделенного
точкой приводимого (или неприводимого) цифрового символа, обоз-
начающего длину волны источника излучения и тип применяемого
оптического кабеля. Таким образом, код применения имеет вид
ТИП ПРИМЕНЕНИЯ-УРОВЕНЬ STM.ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ
Элементы кода обозначаются следующим образом.
ТИП ПРИМЕНЕНИЯ:
I — для внутриобъектовой связи (intra);
S — для короткой межстанционной связи (short);
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
269
Таблица 8.1
(коды VSR, I, S, L для STM-64, 256) (Рек. G.691 МСЭ-Т)*
Между станциями
Короткая секция Длинная секция
1310 1550 1550 1550 1310 1550 1550
G.652 G.652 G.653 G.655 G.652 G.652 G.653
20 40 40 40 40 80 80
S-64.1 S-64.2 S-64.3 S-64.5 L-64.1 L-64.2 L-64.3
- 40 40 - - 80 80
д/и S-256.2 S-256.3 Д/и Д/и L-256.2 L-256.3
Таблица 8.2
Классификация оптических интерфейсов (Рек. G.957 МСЭ-Т)
Использование Внутри станции Между станциями
Короткая секция Длинная секция
Номинальная длина волны источника, нм 1310 1310 1550 1310 1550
Тип волокна (Рек. МСЭ-Т) G.652 G.652 G.652 G.652 G.652, G.654 G.653
Протяжённость секции, км 2 « 15 « 40 « 80
Г STM-1 Уровни СЦИ < STM-4 1 STM-16 Коды применения
1-1 1-4 1-16 S-1.1 S-4.1 S-16.1 S-1.2 S-4.2 S-16.2 L-1.1 L-4.1 L-16.1 L-1.2 L-4.2 L-16.2 L-1.3 L-4.3 L-16.3
L — для длинной межстанционной связи (long);
V — для очень длинной межстанционной связи (very);
U — для сверхдлинной межстанционной связи (ultra).
УРОВЕНЬ STM:
N = 1, 4, 16 и 64.
ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ:
1 — номинальная длина волны источника излучения 1310 нм и
тип кабеля со стандартным ОВ (Рек. G.652 МСЭ-Т);
2 — номинальная длина волны источника излучения 1550 нм и
тип кабеля со стандартным ОВ (Рек. G.652);
3 — номинальная длина волны источника излучения 1550 нм и
тип кабеля с ОВ с нулевой смещенной дисперсией (Рек. G.653);
5 — номинальная длина волны источника излучения 1550 нм и
тип кабеля с ОВ с ненулевой смещенной дисперсией (Рек. G.655).
* д/и — требует дальнейших исследований.
270
Глава 8
Таблица 8.3
Классификация оптических интерфейсов (коды V и U) (Рек. G.691 МСЭ-Т)
Использование Очень длинная секция Сверхдлинная секция
Номинальная длина волны источника, нм Тип ОВ (Рек. МСЭ-Т) 1310 G.652 1550 G.652 1550 G.653 1550 G.652 1550 G.653
Протяженность секции, км 60 120 120 160 160
Коды для STM-1 — — — — —
Коды для STM-4 V-4.1 V-4.2 V-4.3 U-4.2 U-4.3
Коды для STM-16 - V-16.2 V-16.3 U-16.2 U-16.3
Протяженность секции, км 60 120 120 - -
Коды для STM-64 — V-64.2 V-64.3 — —
Коды для STM-256 Д/и Д/и Д/и - -
ОТСУТСТВИЕ ЦИФРОВОГО СИМВОЛА - означает номи-
нальную длину волны источника излучения 1310 нм и тип кабе-
ля со стандартным оптическим волокном (ОВ), соответствующим
Рек. G.652 МСЭ-Т (используется для внутриобъектовой связи —
тип применения I).
Коды применения для оборудования СЦИ представлены в
табл. 8.1-8.3. Параметры сигналов на цифровых и оптических сты-
ках (интерфейсах) содержатся в Рек. G.703 и G.707 МСЭ-Т, а также
в [1, 4]. Обозначение «д/и» — дальнейшее изучение.
8.2. Интерфейсы СЦТС-СР
В отличие от структурных схем СЦТС без волнового уплотне-
ния, показанных на рис. 8.1 и 8.2, в схему ВОСП-СР добавляются оп-
тический мультиплексор (ОМ) по длинам волн вместе с оптическим
усилителем ОУ1 на передаче и оптический демультиплексор (ОД) с
оптическим усилителем ОУ2 на приеме, как показано на рис. 8.3.
В соответствии с принятыми стандартами, нормирование пара-
метров оптического стыка для ВОСП-СР должно осуществляться в
точках оптического тракта Пд^ (уровни мощности р^н) на переда-
че и Пр^ (уровни мощности Р2н) на приеме для каждой отдельной
СЦТС-г (г = 1,..., т) ив точках оптического тракта ГПд и ГПр
для СЦТС-СР, показанных на рис. 8.3.
В настоящее время и на ближайшую перспективу на сетях связи
операторов России в основном будут применяться линейно-цепочеч-
ные сетевые структуры (волоконно-оптические линии связи, ВОЛС)
и кольцевые сетевые структуры (волоконно-оптические кольца свя-
зи, ВОКС) с вводом-выводом оптических каналов на основе техноло-
гии СЦТС-СР. Типовые схемы реализации этих структур для одного
направления передачи приведены на рис. 8.4 и 8.5 соответственно.
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
271
тракт СЦТС-СР
Оптический тракт СЦТС-i
без волнового уплотнения (i = 1, m)
Рис. 8.3. Структурная схема линейного тракта СЦТС-СР
В настоящее время на сетях связи России применяется, в ос-
новном, оборудование СЦТС-СР, интегрированное с оборудованием
ЦСП СЦИ, и общей для них системой управления. Это позволяет
при эксплуатации сетевых структур ВОЛС и ВОКС использовать
уже разработанные в рамках создания транспортной сети СЦИ ме-
тоды и средства контроля и управления.
Однако интенсивное развитие принципов построения оптичес-
ких транспортных сетей и оптических технологий приведет в неда-
леком будущем к появлению на рынке средств связи универсальных
оптических платформ с возможностью транспортирования по одно-
му оптическому волокну любых цифровых форматов (ATM, Gigabit
Eternet, IP и т. д.) наряду с форматом STM-N (СЦИ). Это внесет
существенные коррективы при эксплуатации СЦТС-СР и в номен-
клатуру объектов технической эксплуатации (оптические каналы,
Регенерационная секция СЦИ
Рис. 8.4. Линейная сетевая структура СЦТС-СР (ВОЛС)
272
Глава 8
ОМС
Рис. 8.5. Кольцевая сетевая структура СЦТС-СР (БОКС)
оптические мультиплексные секции — ОМС, оптические секции пе-
редачи — ОСП) и в принципы контроля функций оптической сети.
Общим для сетевых структур ВОЛС и ВОКС (рис. 8.4 и 8.5)
является то, что они включают оптические мультиплексоры ввода-
вывода (ОМВВ), т транспондеров (ТР) для каждого из т оптичес-
ких каналов СЦТС-СР, оптические усилители мощности на переда-
ющем конце оптического тракта (СУД оптические предусилители
на приемном конце оптического тракта (ОУ2) и линейные (проме-
жуточные) оптические усилители (ОУ3) в оптическом тракте.
Транспондер изменяет параметры оптического сигнала для его
передачи в оптическом канале СЦТС-СР. Главная задача транспон-
дера — обеспечение стабильности центральной длины волны источ-
ника излучения данного оптического канала. Помимо этого транс-
пондер осуществляет регенерацию сигналов.
Определены два типа транспондера:
2R — с регенерацией цифрового сигнала по амплитуде и форме;
3R — с регенерацией цифрового сигнала по амплитуде, форме
и тактовому (временному) положению.
Для TP-2R определяется диапазон скоростей цифрового сиг-
нала, a TP-3R предназначен для работы на определенной (одной)
скорости передачи цифрового сигнала.
Параметры транспондера определяются на каждом из его четы-
рех типов оптических стыков: А*, Б;, Пд* и Пр^ (рис. 8.4).
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
273
В составе оборудования СЦТС-СР могут отсутствовать транс-
пондеры. В этом случае оптические входы Пд* и выходы Пр* под-
ключаются к выходам и входам передатчиков и приемников СЦТС
соответственно.
На рис. 8.4 отмечены точки, в которых нормируются параметры
оптических усилителей: ГПд, ГПр, Пд' и Пр'.
Сетевая структура СЦТС-СР (см. рис. 8.3) включает в себя око-
нечный оптический мультиплексор (ОМ) и оптический демультип-
лексор (ОД). Протяженность линии между ОМ и ОД определяет
длину регенерационной секции СЦТС-СР (для цифрового формата
STM-N это совпадает с регенерационной секцией СЦТС). В общем
случае регенерационная секция СЦТС-СР может состоять из одно-
го или нескольких элементарных кабельных участков (ЭКУ). Чис-
ло ЭКУ на единицу больше числа промежуточных усилителей ОУ3.
В зависимости от протяженности ЭКУ на входе и выходе ОМВВ
могут устанавливаться соответственно ОУ1 и ОУ2.
В терминологии, принятой для оптической транспортной се-
ти, т. е. для будущих универсальных оптических платформ на ба-
зе СЦТС-СР, ЭКУ определяют как оптическую секцию передачи
(ОСП). Участок ВОЛС/ВОКС между соседними станциями, на ко-
торых установлены ОМ/ОД или ОМВВ, определяют как оптичес-
кую мультиплексную секцию (ОМС). Протяженность же прозрач-
ного оптического канала определяют между оптическими стыками
Пд^ и Пр^ (рис. 8.3 и 8.4).
Как указывалось в разд. 6.6, в оборудовании СЦТС-СР могут
использоваться технологии:
CWDM (Corse WDM) — неплотное спектральное разделение,
при котором канальный промежуток превышает 20 нм;
DWDM (Dense WDM) — плотное спектральное, при котором
канальный промежуток равен 0,4; 0,8 или 1,6 нм;
UWDM (Ultra Dense WDM) — сверхплотное спектральное раз-
деление, при котором канальный промежуток менее 0,4 нм.
Там же были определены диапазоны длин волн, используемых
для передачи оптических сигналов, представленные в табл. 6.12.
В большинстве современных систем с волновым уплотнением
предусмотрен независимый оптический контрольный канал на дли-
не волны 1510 нм со скоростью передачи 1544 кбит/с. По этому ка-
налу организуется до шести дуплексных каналов служебной связи
(на скорости 64 кбит/с каждый), осуществляется передача данных
по конфигурации системы и передача предупреждающих сигналов.
274
Глава 8
Коэффициент ошибок по битам при долговременном измерении в
контрольном канале не должен превышать значения 10-11.
Как и для одноканальных СЦТС, соблюдение поперечной сов-
местимости по входам и выходам системы СЦТС-СР обеспечивается
классификацией оптических стыков (интерфейсов) по коду приме-
нения СЦТС-СР в соответствии с Рек. МСЭ-Т G.692, определяющей
число и протяженность ЭКУ, число оптических каналов и тип ОВ.
Код применения имеет следующий вид:
«ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ - ТИП ПРИМЕНЕНИЯ - ЦИФРО-
ВОЙ СИМВОЛ - УРОВЕНЬ STM - ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ», на-
пример nWx-N.z.
ПЕРВЫЙ ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ (п) указывает максимальное
число используемых длин волн (оптических каналов) в рабочем ди-
апазоне 1,55 мкм.
ТИП ПРИМЕНЕНИЯ (W) обозначается:
L — для длинного ЭКУ (long haul);
V — для очень длинного ЭКУ (very long haul);
U — для сверхдлинного ЭКУ (ultra long haul).
ВТОРОЙ ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ (х) указывает максимальное
число ЭКУ, если х = 1, то в составе главного оптического тракта
отсутствуют промежуточные усилители.
УРОВЕНЬ STM обозначается как N = 4, 16 и 64.
ТРЕТИЙ ЦИФРОВОЙ СИМВОЛ (z) указывает тип оптическо-
го кабеля:
2 — со стандартным ОВ (Рек. МСЭ-Т G. 652);
3 — с ОВ с нулевой смещенной дисперсией (Рек. МСЭ-Т G.653);
5 — с ОВ с ненулевой смещенной дисперсией (Рек. МСЭ-Т
G.655).
Так, например, код 16V2-64.5 соответствует интерфейсу СЦТС-
СР уровня STM-64 с 16 каналами уплотнения, рассчитанному на
очень длинную секцию (более 120 км), одним промежуточным оп-
тическим усилителем (с двумя кабельными участками) и использо-
ванием ОВ с ненулевой смещённой дисперсией.
Следует отметить, что рекомендация МСЭ-Т G.692 с момента её
выхода в октябре 1998 года, существенно не изменялась. Поэтому
коды применения для СЦТС-СР, указанные в этой рекомендации
и приведённые в табл. 8.4 и 8.5, далеко не охватывают все типы
СЦТС-СР, выпускаемые в настоящее время. В определённой степе-
ни это компенсируется нормированием параметров в точках стыков
главного оптического тракта и оптических трактов компонентных
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
275
Таблица 8.4
Классификация оптических интерфейсов (коды L, V применения для систем
с волновым уплотнением без оптических усилителей). Рек. G.692 МСЭ-Т
Применение Длинная сек- ция (до 80 км) Очень длинная секция (до 120 км) Сверхдлинная секция (до 160 км)
4-канальная система 8-канальная система 16-канальная система 4L-y.z 8L-y.z 16L-y.z 4V-y.z 8V-y.z 16V-y.z 4U-y.z 8U-y.z 16U-y.z
Целевые расстояния должны быть использованы только для классификации, но не для спецификации
Таблица 8.5
Классификация оптических интерфейсов (коды применения для систем
с волновым уплотнением с промежуточными усилителями). Рек. G.692 МСЭ-Т
Применение Длинная секция (более 80 км) Сверхдлинная секция (более 120 км)
Количество участков 5 8 3 5
4-канальная система 8-канальная система 16-канальная система 4L5-y.z 8L5-y.z 16L5-y.z 4LS-y.z 8LS-y.z 16LS-y.z 4V3-y.z 8V3-y.z 16V3-y.z 4V5-y.z 8V5-y.za) 16V5-y.za)
Целевые расстояния должны быть использованы только для классификации, но не для спецификации
Таблица 8.6
Параметры оптического стыка в точке Пд^
Параметр Скорость передачи циф- рового сигнала, Мбит/с
622 2500 10000
Уровень выходной мощности, дБм: максимальный +3,0 +3,0 +3,0
минимальный -5,0 -5,0 -5,0
Ширина спектра на уровне —20 дБ при расстоя- нии между оптическими каналами, ГГц, не более: ^200 14,0 20,0 40,0
100 14,0 20,0 40,0
50 14,0 20,0 30,0
Коэффициент гашения, дБ, не менее 8,2 8,2 8,2
Коэффициент подавления боковой моды, дБ, не менее 30,0 30,0 30,0
Отклонение центральной частоты оптического канала при расстоянии между оптическими каналами, ГГц, не более: ^200 ±20,0 ±20,0 ±20,0
100 ±10,0 ±10,0 ±10,0
50 ±10,0 ±10,0 ±5,0
Затухание отражения, дБ, не менее 24,0 24,0 24,0
СЦТС (см. рис. 8.3). Значения нормируемых параметров в указан-
ных точках приведены в табл. 8.6-8.9.
276
Глава 8
Таблица 8.7
Параметры оптического стыка в точке Пр^
Параметр Скорость передачи циф- рового сигнала, Мбит/с
^622 2500 10000
Уровень чувствительности при Кош = 10-12, дБм, не более -23 -15 -12
Уровень перегрузки при Кош = 10-12, дБм, не менее -8 0 0
Затухание отражения приемника, дБ, не более -27 -27 -27
Таблица 8.8
Параметры оптического стыка в точках ГПд и Пд'
Параметр Точка нормирования
ГПд Пд'
Уровень суммарной мощности, дБм, не более Уровень мощности на один оптический канал, дБм, не более Максимум различия уровней мощности в оптичес- ких каналах, дБм, не более Уровень оптической переходной помехи, дБм, не более Отношение оптических сигнал/шум в оптическом канале, дБ, не менее +27,0 +20,0 2,0 -30,0 20,0 +27,0 +20,0 2,0 20,0
Таблица 8.9
Параметры оптического стыка в точках ГПр и Пр’
Параметр Точка нормирования
ГПр Пр'
Уровень суммарной мощности, дБм, не более Уровень мощности на один оптический канал, дБм: +1,0 +10,0
минимальный -36,0 -36,0
максимальный, дБм -15,0 -15,0
Максимум различия уровней мощности в оптичес- ких каналах, дБм, не более 2,0 2,0
Уровень оптической переходной помехи, дБм, не более -27,0 -
Отношение оптических сигнал/шум в оптическом канале, дБ, не менее 18,0 18,0
В разделе 8.3, посвящённом интерфейсам фотонной сети, будут
даны подробные определения нормируемых параметров сигналов.
Здесь же дадим краткие определения некоторых параметров, при-
водимых в табл. 8.6-8.9.
Максимальный и минимальный уровень выходной мощнос-
ти соответствует средней мощности псевдослучайной последовате-
льности данных, введенных в волокно из передающего оборудова-
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
277
ния. Диапазон между максимальным и минимальным значениями
предусматривает допуски для работы в стандартных условиях, дег-
радацию разъема, погрешность измерения и эффекты старения.
Коэффициент гашения определяется как отношение (в дБ)
среднего уровня оптической мощности в центре логической 1 — эмис-
сия света и среднего уровня оптической мощности в центре логичес-
кого 0 — отсутствие света.
Коэффициент подавления боковой моды определяет для од-
номодовых лазеров отношение (в дБ) оптических мощностей основ-
ной моды излучения и суммарной оптической мощности боковых
(паразитных) мод.
Затухание отражения определяется как отношение (в дБ)
мощности падающей и отражённой волны.
Уровень чувствительности соответствует минимальной сред-
ней мощности на входе приёмника оптического сигнала, при которой
коэффициент ошибок по битам /<ош данного оборудования не пре-
вышает заданного значения.
Уровень перегрузки соответствует максимальной средней мощ-
ности на входе приёмника оптического сигнала, при которой коэф-
фициент ошибок по битам 7<ош данного оборудования не превышает
заданного значения.
8.3. Интерфейсы фотонной сети
В настоящее время разработка оборудования фотонной сети еще
далека от завершения. Не решены вопросы полной регенерации
оптических сигналов (3R) без преобразования их в электрическую
форму, не найдены оптические методы обработки заголовков тран-
спортных структур и, конечно, формирования самих структур оп-
тическими методами. Однако требования к оптическим полнофун-
кциональным (междоменным) интерфейсам разработаны довольно
полно [9], что позволяет производителям создавать оборудование,
обладающее поперечной совместимостью.
Междоменный интерфейс IrDI (Inter-Domain Interface) может
быть реализован как одноканальный или как многоканальный ин-
терфейс. Многоканальные IrDI реализуются с применением обо-
рудования для мультиплексирования и демультиплексирования по
длине волны и, как правило, с использованием оптических усили-
телей. Пропускная способность линий при этом оказывается сущес-
твенно выше, чем при использовании одноканальных IrDI. Много-
канальные интерфейсы могут содержать до 16 оптических каналов
с центральными частотами, соответствующими стандартной сетке
278
Глава 8
Таблица 8.10
Параметр Класс
NRZ 2.5G NRZ 10G NRZ 40G RZ 40G
Скорость передачи, Гбит/с Стандартные трибутарные сигналы Код оптического сигнала 0,622...2,67 STM-16, OTU1 NRZ 2,4...10,7 STM-64, OTU2 NRZ 9,9...43,02 STM-256, OTU3 NRZ 9,9...43,02 STM-256, OTU3 RZ 33, 50 или 67 %
частот (Рек. G.694.1 и G.694.2 МСЭ-Т). Интерфейсы разделяются
по скоростям передачи и соответствуют классам, представленным
в табл. 8.10.
Интерфейсы определяются для эталонных точек (см. рис. 8.3):
ГПр (MPI-S) — эталонная точка непосредственно после выход-
ных оптических разъемов интерфейса каждого оптического сетевого
элемента;
ГПд (MPI-R) — эталонная точка в оптическом волокне непос-
редственно перед входным оптическим разъемом интерфейса каж-
дого оптического сетевого элемента.
Эталонные точки многоканальных интерфейсов отмечаются ин-
дексом М.
Для интерфейсов определяются прикладные коды, которые
идентифицируют сеть, реализацию и архитектурные характеристи-
ки приложения. Обозначения прикладных кодов строятся следую-
щим образом: PnWx-ytz, где:
Р — при наличии эта буква указывает на «множественный»
прикладной код, относящийся к IrDI. Множественные коды приме-
нимы к любому оптическому компонентному сигналу внутри опре-
деленного класса;
п — максимальное число каналов, поддерживаемых приклад-
ным кодом;
W — буква, означающая длину интервала/коэффициент ослаб-
ления, например:
I означает внутриофисное приложение (коэффициент ослабле-
ния на участке до 7 дБ);
S означает малое расстояние (коэффициент ослабления на учас-
тке до 11 дБ);
L означает большое расстояние (коэффициент ослабления на
участке до 22 дБ);
V означает очень большое расстояние (коэффициент ослабле-
ния на участке до 33 дБ);
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
279
х — максимальное число участков, допустимое прикладным ко-
дом;
у — наивысший класс поддерживаемого оптического компонен-
тного сигнала:
1 означает класс NRZ 2.5G
2 означает класс NRZ 10G;
3 означает класс NRZ 40G;
7 означает класс RZ 40G.
t — предположение об уровнях мощности оптического сигнала
для прикладного кода, например:
А означает уровни мощности, подходящие для усилителя на пе-
редаче (бустерного), и уровни мощности, пригодные для входного
усилителя приемника;
В означает уровни мощности, подходящие при использовании
только бустерного усилителя;
С означает уровни мощности, подходящие при использовании
только входного усилителя приемника;
D означает уровни мощности, подходящие для работы без ис-
пользования усилителей;
z — тип источника и волокна, определяемые следующим об-
разом:
1 означает источники для диапазона 1310 нм и волокно, соот-
ветствующее Рек. G.652 МСЭ-Т;
2 означает источники для диапазона 1550 нм и волокно, соот-
ветствующее Рек. G.652 МСЭ-Т 2;
3 означает источники для диапазона 1550 нм и волокно, соот-
ветствующее Рек. G.653 МСЭ-Т;
5 означает источники для диапазона 1550 нм и волокно, соот-
ветствующее Рек. G.655 МСЭ-Т.
В настоящее время определены физические параметры для IrDI
только с одним участком, т. е. без промежуточных усилителей (х=1).
Если система передачи двунаправленная, это будет обозначать-
ся символом В перед прикладным кодом (BnWx-ytz).
В некоторых прикладных кодах в конце кода добавляется суф-
фикс. Пять суффиксов определяются следующим образом:
F указывает, что этому приложению для передачи требуются
байты FEC;
D указывает, что это приложение включает адаптивную ком-
пенсацию дисперсии;
г указывает на уменьшенное целевое расстояние из-за ограни-
чения по дисперсии.
280
Глава 8
Таблица 8.11
Параметр Пример прикладного кода
P1I1-1D1 P16S1-2C5 16S1-2B5
Множественный код Максимальное число каналов Максимальный коэффициент ослабления на участке, дБ Максимальное число участков Наивысший класс оптического трибутарного сигнала Уровни мощности, подходящие для типа ONE Тип волокна, Рек. Да 1 6 1 NRZ 2.5G Без усили- телей G.652 Да 16 11 1 NRZ10G Только с усилителем приема G.655 Нет 16 11 1 NRZ10G (OTU2) Только бустер G.655
а указывает, что этот код имеет уровни мощности передатчика,
соответствующие приемникам с лавинными фотодиодами (ЛФД);
b указывает, что этот код имеет уровни мощности передатчика,
соответствующие приемникам с p-i-n-фотодиодами.
В табл. 8.11 даны примеры прикладных кодов. В табл. 8.12 при-
ведена классификация многоканальных кодов приложений, стан-
дартизированных в настоящее время. В табл. 8.13 дана классифика-
ция кодов применения одноканальных междоменных интерфейсов
для сигналов классов NRZ 2.5G и NRZ 10G, а в табл. 8.14 — для
сигналов классов NRZ 40G и RZ 40G.
В Приложении 2 (табл. П2.1-П2.8) приведены параметры стан-
дартизированных оптических интерфейсов фотонной сети. Встреча-
ющиеся в них обозначения «н/о» и «д/и» означают «не определено»
и «для дальнейшего изучения» соответственно. Некоторые терми-
ны, используемые в этих таблицах, имеют определенную специфику
и требуют пояснений.
Максимальный коэффициент битовых ошибок (BER) отно-
сится к каждому оптическому каналу при наибольшем ослаблении
на оптическом пути при заданных условиях дисперсии. В случае
прикладных кодов, требующих передачу байтов FEC (т. е. кодов с
суффиксом F), BER должен вычисляться только после коррекции
ошибок (если она используется). Для всех других прикладных ко-
дов BER должен вычисляться без использования FEC.
Максимальная и минимальная средние выходные мощнос-
ти в канале — средняя мощность псевдослучайной последователь-
ности данных, введенных в волокно из передающего оборудования.
Диапазон между максимальным и минимальным значениями пре-
дусматривает допуски для работы в стандартных условиях, дегра-
дацию разъема, погрешность измерения и эффекты старения.
Таблица 8.12
Параметр Приложение
Внутриофисное (I) Малые расстояния (S)
Диапазон длин волн, нм Тип волокна, Рек. Целевое расстояние, км Класс сигнала NRZ 2.5G Класс сигнала NRZ 10G G.652 20 P16I1-2D2 1550 G.653 2 P16I1-2D3 G.655 20 P16I1-2D5 G.652 40 P16S1-1D2 P16S1-2B2, P16S1-2C2 1550 G.653 40 P16S1-2C3 G.655 40 P16S1-1D5 P16S1-2B5, P16S1-2C5
Таблица 8.13
Параметр Внутриофисное (I) Малые расстояния (S) Большие расстояния (L)
Номинальная длина волны источника излучения, нм Тип волокна, Рек. 1310 G.652 IE G.652 550 G.653 G.655 1310 G.652 1 G.652 .550 G.653 G.655 1310 G.652 1550 G.652,
Сигнал класса NRZ 2.5G P1I1-1D1 P1S1-1D1 P1S1-1D2 P1L1-1D1 G.653, G.655
Целевое расстояние, км — 2 Д/и Д/и Д/и Д/и 15 15 15 Д/и 40 80
Сигнал класса NRZ 10G P1I1- P1I1- P1I1- P1I1- P1I1- P1I1- P1S1- P1S1- P1S1- P1S1- P1L1- P1L1-
2Dlr 2D1 2D2r 2D2 2D3 2D5 2D1 2D2 2D3 2D5 2D1 2D2
Целевое расстояние, км 0,6 2 2 25 25 25 20 40 40 Д/и 40
Таблица 8.14
Параметр Внутриофисное (I) Малые расстояния : (S) Большие расстояния ( ;ь)
Номинальная длина волны источника излучения, нм Тип волокна, Рек. 1310 G.652 G.652 1550 G.653 G.655 1310 G.653 G.652 1550 G.653 G.655 1310 G.652 G.652 1550 G.653 G.655
Сигнал класса NRZ 40G — — — — — P1S1- P1S1- P1S1- — P1L1-3A2 P1L1-3A3 P1L1-3A5
Целевое расстояние, км ЗС2 40 ЗСЗ 40 ЗС5 40 1L1-3C2F 1L1-3C2FD 80 1L1-3C3F 1L1-3C3FD 80 1L1-3C5F 1L1-3C5FD 80
Сигнал класса RZ 40G — — — — — — — — — P1L1-7A2 P1L1-7A3 P1L1-7A5
Целевое расстояние, км - - - - - - - - - 80 80 80
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
282
Глава 8
Центральная частота выбирается по сетке частот, приведен-
ной в Рек. G.694.1. МСЭ-Т. Допустимые центральные частоты для
многоканального IrDI определены в табл. П2.1 Приложения 2. При
пересчете частоты и длины волны должно использоваться значение
скорости света с = 2,99792458 • 108 м/с.
Межканальный интервал определяется как номинальная
разность частот между двумя соседними каналами.
Максимальное отклонение центральной частоты — раз-
ность между номинальной центральной частотой и фактической цен-
тральной частотой. В отклонение центральной частоты включены
все процессы, которые влияют на мгновенное значение централь-
ной частоты источника. Это скачки частоты излучения источника
(chirp), пропускная способность канала, изменение частоты в резу-
льтате самомодуляции, влияние температуры и старения.
Максимальная среднеквадратичная (RMS) ширина, или
стандартное отклонение ст, нм, спектрального распределения излу-
чения многомодового лазера (MLM) — учитываются все лазерные
моды, частоты которых ниже пиковой моды и отличаются от нее не
больше, чем на 20 дБ. Этот параметр определяется только в систе-
мах с MLM лазером с длиной волны 1310 нм.
Максимальная ширина спектра на уровне —20 дБ излуче-
ния одномодового лазера (SLM) определяется максимальной пол-
ной шириной центрального пика длины волны, измеряемой на уров-
не —20 дБ от максимальной амплитуды центральной длины волны
при стандартных условиях работы.
Максимальная (оптическая) спектральная плотность
мощности определяется как максимальный усредненный во вре-
мени уровень мощности в интервале 10 МГц в любой части моду-
лированного спектра оптического сигнала. Этот параметр обычно
используется для подавления режима бриллюэновского рассеяния
для мощных источников с потенциально узкой собственной шири-
ной спектра излучения, например, систем типа «лазер-усилитель-
модулятор».
Минимальный коэффициент экстинкции в канале (коэф-
фициент гашения) ЕХ определяется как EX = 101g(A/B), где
А — средний уровень оптической мощности в центре логической 1 —
эмиссия света и В — средний уровень оптической мощности в цен-
тре логического 0 — отсутствие света.
Маска «глаза» определяется в виде диаграммы на выходе пе-
редатчика и характеризует общую форму импульса сигнала, вклю-
чая время нарастания, время спада, выброс импульса, отрицатель-
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
283
ный выброс перед фронтом импульса и переходной процесс («звон»).
Эти параметры должны управляться для предотвращения чрезмер-
ного снижения чувствительности приемника.
Максимальный коэффициент ослабления на оптическом пу-
ти, при котором обеспечивается заданное значение BER при наи-
худшем сигнале на передающей стороне и максимальной дисперсии.
Целевые расстояния для IrDI получены при коэффициенте потерь
в волокне 0,275 дБ/км (с учетом сростков и разъемов) в диапазо-
не 1530...1565 нм и при коэффициенте потерь 0,55 дБ/км на длине
волны 1310 нм. Для практического применения определены коэф-
фициенты ослабления, равные И дБ на участке 40 км, 22 дБ на
участке 80 км при длине волны 1550 нм, 11 дБ на участке 20 км и
22 дБ на участке 40 км при длине волны 1310 нм.
Минимальный коэффициент ослабления на оптическом пу-
ти, при котором обеспечивается заданное предельное значение BER
(приемник не перегружен).
Максимальная хроматическая дисперсия установлена рав-
ной произведению целевого расстояния на величину 20 пс/нм-км для
волокна, отвечающего Рек. G.652 МСЭ-Т, и 3,3 пс/нм-км, для волок-
на, отвечающего Рек. G.653 МСЭ-Т, в диапазоне 1550 нм, а также
для волокна, отвечающего Рек. G.653 МСЭ-Т, в диапазоне 1310 нм.
Этот параметр рассматривается как максимальное значение диспер-
сии для соответствующих типов волокон. При этом обеспечивает-
ся некоторый запас по чувствительности приемника, что позволяет
увеличить расстояния передачи для волокон с малыми потерями.
Минимальные оптические возвратные потери на передаче
вызываются неоднородностями показателя преломления вдоль оп-
тического тракта. Если их не контролировать, то они могут ухуд-
шить работу системы путем влияния на работу оптического излу-
чателя или в результате многочисленных отражений, которые при-
водят к интерференционному шуму в приемнике. Оптические возв-
ратные потери — это отношение падающей оптической мощности к
суммарной обратной оптической мощности для всего волокна, вклю-
чая как дискретные отражения, так и распределенное обратное рас-
сеяние, например рэлеевское.
Максимальный дискретный коэффициент отражения оп-
ределяется как отношение отраженной оптической мощности в точ-
ке к оптической мощности падающего света в этой точке. Для сни-
жения влияния множественных отражений (например, интерферен-
ционных шумов) максимальное значение дискретного коэффициен-
та отражения между эталонными точками источника и эталонны-
284
Глава 8
ми точками приемника принято —27 дБ. Это значение выбрано так,
чтобы гарантировать приемлемые потери из-за множественных от-
ражений для всех вероятных конфигураций систем, включая неско-
лько соединителей и т. д. В системах, где используется меньшее ко-
личество разъемов или применяются более качественные разъемы,
формируется меньше множественных отражений и, следовательно,
в них можно использовать приемники с более высоким коэффици-
ентом отражения.
Максимальная дифференциальная групповая задержка
(DGD) — это разность времени между частями импульса, которые
переданы в двух основных модах поляризации оптического сигна-
ла. Для расстояний, превышающих несколько километров, и при
сильном взаимодействии поляризационных мод можно статистичес-
ки моделировать DGD в волокне с помощью распределения Макс-
велла. В данном случае максимальная дифференциальная группо-
вая задержка определяется как допустимая, при которой происходит
увеличение потерь в оптическом тракте приблизительно на 1 дБ.
Минимальная средняя входная мощность (в канале) явля-
ется минимальной средней выходной мощностью канала минус мак-
симальный коэффициент ослабления оптического тракта без учета
оптических потерь на оптическом пути.
Максимальные потери на оптическом пути — это наблю-
даемое снижение чувствительности приемника (или эквивалентной
чувствительности в случае многоканальных интерфейсов) из-за ис-
кажения формы волны сигнала. Для интерфейсов со скоростями
передачи в канале, соответствующих классам NRZ 2.5G и NRZ 10G,
допускаются максимальные потери в пути, равные 1 дБ для систем
с малой дисперсией и 2 дБ для систем с высокой дисперсией. Поте-
ри на оптическом пути не считаются пропорциональными целевому
расстоянию.
Для интерфейсов со скоростями передачи в канале, соответс-
твующих классу NRZ 40G, значение оптических потерь в пути на
1 дБ выше, чем для более низких скоростей. Это должно позво-
лить учесть потери, связанные с PMD (как первого, так и второго
порядка).
Снижение отношения сигнал/шум из-за применения оптичес-
ких усилителей не считается потерями в пути.
Минимальная эквивалентная чувствительность на входе
оптического приемника, это мощность, которая потребовалась бы
для помещенного в эту точку приемника многоканального интер-
фейса для достижения заданного максимума BER прикладного ко-
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
285
да при удалении всех каналов, кроме одного (с идеальным фильт-
ром, не имеющим потерь). При этом учитываются потери мощности,
вызванные использованием передатчика при стандартных условиях
работы с наихудшими значениями коэффициента гашения, времени
нарастания и спада импульса, а также учитываются оптические воз-
вратные потери в точке передачи, деградация разъемов, перекрест-
ные помехи со стороны передатчика, оптический шум усилителей и
погрешность измерения. Она не включает потери мощности, связан-
ные с дисперсией, флуктуацией, нелинейностью или отражениями
на оптическом пути. При этом минимальная средняя мощность на
передаче должна превышать минимальную эквивалентную чувст-
вительность на значение оптических потерь в пути.
Минимальная чувствительность — это минимальное зна-
чение средней получаемой мощности оптического сигнала в точке
приема для достижения заданного максимума BER прикладного ко-
да. Она учитывает потери мощности, вызванные передатчиком при
стандартных режимах работы с наихудшими значениями коэффи-
циента гашения, времени нарастания и спада импульса, а также оп-
тические обратные потери в точке передачи, деградацию разъемов,
перекрестные помехи, оптический шум усилителя и погрешности
измерения. Она не включает потери мощности, связанные с дис-
персией, флуктуацией и отражениями на оптическом пути; эти эф-
фекты характеризуются отдельно при определении максимальных
оптических потерь. Минимальная средняя оптическая мощность в
приемнике должна превышать минимальную чувствительность на
значение оптических потерь. Минимальная чувствительность указ-
ывается для наихудшего случая и окончания срока эксплуатации.
8.4. Протяжённость оптической секции
Оптическая секция передачи в общем случае представляет со-
бой участок между оптическим выходом системы передачи на одном
конце и оптическим входом на другом. Поскольку системы переда-
чи, использующие оптическую направляющую среду, весьма разно-
образны, термин «оптическая секция передачи» для определённой
системы заменяется уточнённым термином. Так, для многоканаль-
ной телекоммуникационной системы, работающей по оптическому
волокну (ОМТС) используется регламентированный термин «глав-
ный оптический тракт» (разд. 8.1). В состав главного оптического
тракта (ГОТ) входит оптическое волокно (ОВ) линейного кабеля,
могут входить промежуточные оптические усилители (ОУ) и опти-
ческие мультиплексоры ввода-вывода (ОМВВ). Заметим, что в сос-
тав ГОТ не входит оборудование оконечных пунктов (станционные
286
Глава 8
оптические кабели, оптические усилители и мультиплексоры, разъ-
емные соединения и т. п.). В дальнейшем под термином «оптическая
секция» будет подразумеваться именно понятие «главный оптичес-
кий тракт».
При проектировании оптических секций передачи обычно ру-
ководствуются такими принципами:
• протяжённость секции должна соответствовать заданному рас-
стоянию между оконечными пунктами и иметь минимальное ко-
личество промежуточного оборудования, например, оптических
усилителей;
• секция должна соответствовать требованиям на качество пере-
дачи с учётом как потерь мощности сигнала в линии, так и
уширения импульсов при прохождении по линии (дисперсии).
Таким образом, необходимо увязать параметры секции и сигна-
ла: во-первых, исходя из потерь мощности сигнала в линии и, во-
вторых, исходя из дисперсии, приводящей к уширению импульсов.
К определению параметров секции существуют подходы: по наихуд-
шему случаю и статистический. Здесь рассматривается подход по
наихудшему случаю, характерный для начальных этапов проекти-
рования и заведомо обеспечивающий заданные параметры качества
передачи сигналов (с некоторым завышением, что может несколько
снижать экономическую эффективность).
Секция без промежуточных усилителей. Протяжённость
секции без промежуточных усилителей соответствует длине кабель-
ного участка (КУ)
После определения расстояния между узлами (оконечным обо-
рудованием) и выбора типа ОМТС подбирается подходящий код
применения (разд. 8.1-8.3). Согласно коду применения и с учётом
экономических показателей устанавливаются конкретные типы ап-
паратуры и ОВ. Технические данные аппаратуры и ОВ дают воз-
можность рассчитать максимальную и минимальную допустимые
протяжённости секции, что, в свою очередь, позволяет оценить пра-
вильность выбора кода применения. Расчёт производится исходя из
потерь мощности сигнала в линии и дисперсии (уширения) импуль-
сов, поступающих на вход оптического приёмника.
Для расчета по потерям мощности используется диаграмма
уровней оптической секции, представленная на рис. 8.6, на котором
приняты обозначения:
Рпермакс, Рпер мин — максимальный и минимальный уровни пе-
редачи оптического передатчика соответственно;
Рпрмакс — уровень перегрузки оптического приемника;
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
287
Рпр мин — минимальный уровень прие-
ма, при котором обеспечивается необходи-
мое качество передачи;
Лдп — дополнительные потери в трак-
те за счёт дисперсии, отражений на не-
однородностях и т. д. (штраф оптического
тракта);
Лмакс, ^мин — максимальное и мини-
мальное соответственно допустимые зату-
хания оптического тракта;
Э — энергетический потенциал систе-
мы передачи.
ВеЛИЧИНЫ Рпермако Рпермин) Рпр макс, Рпр мин, -Ддп СООТВеТСТВуЮТ
техническим данным выбранного оборудования. Величины Амакс,
Лмин и Э рассчитываются в соответствии с диаграммой.
Максимальная протяженность секции (кабельного участка КУ)
^кУмаксА, исходя из потерь мощности, подсчитывается по формуле
/ Э + Ан — Лдп
^КУмаксА -----:—1—7]--- tKy, (8.JJ
а + Ан//Стр
где Ан — затухание неразъемного (сварного) соединения (в боль-
шинстве случаев принято Лн < 0,05 дБ); ZCTp — строительная длина
кабеля (обычно 2 км); а — удельное затухание ОВ, дБ/км (опреде-
ляется маркой выбранного волокна); /ку — протяженность данной
секции (кабельного участка).
Если неравенство в соотношении (8.1) выполняется, проверя-
ется минимальное затухание секции, которое должно превышать
минимально допустимое затухание для данного оборудования или
равняться ему — должно выполняться неравенство
Атер макс
с
£
да
о
-Рпер мин
^пр макс
Диаке
Дщ .Рпр мин
т
э
Рис. 8.6. Диаграмма
уровней оптической секции
+ (/ку/^стр — 1) Амин • (8.2)
В противном случае следует или изменить код применения (в сторо-
ну уменьшения рекомендуемой протяжённости секции), или на вы-
ходе передающего оборудования включить оптический аттенюатор
с соответствующим затуханием.
В общем случае следует определить также максимальную про-
тяжённость секции, исходя из дисперсии /куМаксО, и сравнить её
с величиной /ку- Если окажется, что /кУмаксЛ /ку, то расчёт
можно считать законченным; в противном случае необходимо пред-
принять те или иные меры, уменьшающие дисперсию, о которых
будет сказано далее.
288
Глава 8
8.3
Расчёт максимальной протяжённости секции, исходя из диспер-
сии /кУмакс£), является достаточно сложной задачей. Однако эта
задача для большинства практических случаев может быть сущест-
венно упрощена, если, во-первых, не учитывать нелинейные эффек-
ты в оптическом волокне и, во-вторых, считать, что в генерируемых
оптических импульсах отсутствует линейная частотная модуляция
(чирп-эффект). Именно эти эффекты в дальнейшем здесь учиты-
ваться не будут. При необходимости поправки на их воздействие
можно осуществить, воспользовавшись соответствующими пособия-
ми, например [3, 14].
Параметры секции взаимосвязаны соотношением
_ 1819,650s
Die =----------, ~,
Ас2рИЗЛВУ(1.932В//гзап)2-Л/220
использование которого рекомендуется МСЭ-Т (Дополнение G.39).
В этом выражении левая часть D/c называется максимальной вели-
чиной звена дисперсии, которая имеет размерность пс/нм и предс-
тавляет собой произведение удельной хроматической дисперсии оп-
тического волокна В, пс/нм-км, на протяжённость секции Zc*, км.
Величины, входящие в правую часть равенства (8.3):
Аср изл — средняя длина волны источника излучения, мкм;
Д/20 — ширина спектра источника излучения, ГГц, по уровню
-20 дБ;
В — скорость передачи, Гбит/с;
кзап — коэффициент заполнения тактового интервала (для кода
NRZ — 1, ДЛЯ RZ /ьзап < 1)-
Заметим, что соотношение
1,932В 4В zo Л А
к тгк л/кё 8'4)
'Чзап 'inoanV1^
представляет собой удвоенную ширину энергетического спектра мо-
дулирующего сигнала по основанию (по уровню —20 дБ). Таким об-
разом, выражение под квадратным корнем в (8.3) представляет со-
бой средний квадрат ширины энергетического спектра по основанию
модулированного оптического сигнала.
Заметим также, что значение 1819,650 представляет собой пе-
ресчётный коэффициент, равный 4 • 10“6c/^/lg е, где с — скорость
света в вакууме (2,99792 • 108 м/с).
* В общем случае секция может состоять из нескольких КУ (при
наличии промежуточных усилителей).
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
289
Иногда ширина спектра по основанию приводится в длинах волн.
Связь ширины спектров, выраженных в ГГц и нм соответственно,
определяется выражением
ЛЛ20 = \?рЛ/2о/с, (8-5)
здесь с — скорость света в вакууме; Аср — средняя длина волны
источника излучения, нм*. С учётом (8.4), (8.5) и пересчётного ко-
эффициента 1819,650 оказывается, что знаменатель правой части
формулы (8.3) есть произведение скорости передачи на среднеквад-
ратическую ширину спектра оптического модулированного сигнала,
выраженную в длинах волн.
Для ручных расчётов формула (8.3) может быть упрощена для
случаев низкой скорости передачи и широкого спектра излучения
(пренебрегаем слагаемым в знаменателе (1,932В/&3ап)2) или высо-
кой скорости передачи и узкого спектра излучения (пренебрегаем
слагаемым А/20) •
Величина е является эпсилон-фактором, определяемым норми-
рованными дополнительными потерями (штрафом по мощности) оп-
тического тракта Лдп**. Связь между е и Адп устанавливается фор-
мулами, приведёнными в Рек. G.957 и дополнении G.39 МСЭ-Т:
/ |0О,2АдП _ х
Лдп = 51g(l + 2те2); е=1/--------------. (8.6)
V Z7T
Формулы (8.6) были получены в предположении, что оборудование
обеспечивает коэффициент ошибок по битам Кошб 1О-10. Для
современного оборудования /Сошб Ю-12, и рассчитанное по задан-
ной величине Адп значение е снижают примерно на 2 %.
При использовании многомодовых лазеров из дополнительных
потерь должна быть вычтена часть, отводимая на компенсацию шу-
мов, возникающих из-за спонтанного перераспределения мощности
излучения между модами 4МЛ. Эта часть может быть подсчитана
по формуле
2 2
ЛМЛ = -10 lg{l - 0,5[fcQ(l - e-w е )]2}, (8.7)
* Ширина спектра источника излучения может быть задана на уров-
не —3 дБ (ААз) или как среднеквадратическое отклонение от среднего
(ААсркв)- Связь этих величин с шириной спектра по основанию опреде-
ляется соотношением АА20 = 4AA3(21g2)_0’5 = 4ААСркв(1ёе)_0’5.
** Часть допустимого штрафа по мощности может определяться не-
которыми другими факторами, например отражениями сигнала на сты-
ках и др.
290
Глава 8
где к — коэффициент шума перераспределения мощности между
модами, равный 0,76 (в ранних рекомендациях МСЭ-Т принима-
лось к = 0,7); Q — фактор, связанный для данного оборудования
с допустимым коэффициентом ошибок по битам выражением
~ ехр(—Q2/2)
ош6~ QV^ ’ ( }
Как правило, по параметрам, входящим в правую часть выра-
жения (8.3), определяют максимальную величину звена дисперсии
DI. Разделив DI на значение удельной хроматической дисперсии
D выбранного ОВ, находим максимальную протяжённость секции
передачи lCMaKcD.
Обычно в технических данных ОВ приводится длина волны ну-
левой дисперсии До и наклон дисперсионной характеристики в
точке нулевой дисперсии. В этом случае удельная хроматическая
дисперсия D для средней длины волны источника излучения вы-
числяется по эмпирическим формулам Селмейера. Формула для
стандартного ОВ со ступенчатым профилем (Рек. G.652 МСЭ-Т)
имеет вид
D(A) = lnlOAoSolg(A/Ao), (8.9а)
а для волокна с нулевой смещённой дисперсией (Рек. G.653, G.654)
£>(А) = 0,2550(А - А^/А3). (8.96)
В этих формулах А — расчётная длина волны; Ао — длина волны
нулевой дисперсии; So — наклон дисперсионной характеристики в
точке нулевой дисперсии. Длины волн здесь даются в нм, а наклон
дисперсионной характеристики — в пс/(нм2-км).
На длине волны нулевой дисперсии начинают проявляться эф-
фекты второго порядка; удельная дисперсия в этом случае может
быть принята равной D « S0AA20, пс/нм-км, где АА20 — ширина по
основанию (на уровне —20 дБ) спектра источника излучения в нм.
Большинство оптических волокон с ненулевой смещённой дис-
персией (Рек. G.655) имеют относительно плоскую волновую ха-
рактеристику удельной дисперсии £>(А). Поэтому расчёт удельной
хроматической дисперсии на заданной длине волны производится
методом линейной интерполяции по параметрам, заданным в тех-
нических данных ОВ. Обычно в технических данных приводятся и
соответствующие расчётные формулы.
Секция с промежуточными усилителями. На относите-
льно коротких секциях используется только усилитель передачи
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
291
ОУПер > на более длинных секциях помимо усилителя передачи при-
меняется усилитель приёма ОУпр, при этом расчёт практически не
отличается от расчёта протяженности секции для СЦТС без вол-
нового уплотнения. На ещё более длинных секциях вводится также
некоторое число промежуточных усилителей ОУпром. В этом случае
секция оказывается разделённой на усилительные участки, число
которых п на единицу больше числа ОУпром- Каждый усилитель-
ный участок состоит из усилителя ОУпром (последний — ОУпр) и ка-
бельного участка КУ. На практике стремятся к равенству длин КУ,
составляющих секцию, что и будет предполагаться в дальнейшем.
Параметры секции определяются в следующем порядке.
Вначале рассчитывается максимальная протяженность КУ
КУ макс — S'yC/(ci + Ан//Стр), КМ, (8.10)
где а — удельное затухание ОВ, дБ/км; Syc — усиление ОУ (паспор-
тные данные усилителя); Ан — затухание, вносимое сварным соеди-
нением (все значения в дБ); 1стр — строительная длина кабеля, км.
Затем на основании соотношения для допустимой защищеннос-
ти сигнала в отдельном канале от оптической помехи на выходе
ОУПроМ, составляется уравнение
101g(ZKy макс с макс ) — Ркан Рш вх Лку — Адз = (8.11)
решение которого позволяет найти отношение протяженностей сек-
ции и отдельного КУ этой секции. В этом уравнении уровень отде-
льного канала на выходе усилителя ркан находится по формуле
Ркан = Реум Ю 1g ТП. (8.12)
В выражениях (8.11) и (8.12) рсум — уровень группового сигнала,
который определяется паспортными данными оборудования; m —
число каналов; Аку — затухание кабельного участка принимает-
ся равным усилению Syc. Допустимая защищенность оптического
сигнала от оптического шума Адз на входе 0УпрОм (и ОУпр) прини-
мается с учетом эксплуатационного запаса равной 18 дБ. Уровень
помехи Ршвх, дБ, приведенной ко входу 0УпрОм (и ко входу ОУпр),
находится по формуле
Ршвх = ЮШ/срЛ/-103)-/Сшус, (8.13)
где ft — постоянная Планка, равная 6,626 -10— 34, Вт-с2; /ср — центра-
льная частота источника излучения, Гц; А/ — ширина оптического
канала, Гц, определяемая полосой пропускания входного оптичес-
кого фильтра или демультиплексора; ХШ;УС — коэффициент шума
292
Глава 8
оптического усилителя, дБ. В свою очередь, /ср = с/Аср, где с —
скорость света в вакууме, равная 2,998 108 м/с; Лср — центральная
длина волны источника излучения, м.
Рассчитав значение получаем
иакс//кУмакс-10°ЛЛ (8.14)
Округляя полученное соотношение до целого в меньшую сторону,
находим число кабельных участков в секции п и максимально до-
пустимую длину секции /Смакс-
Анализируя выражения (8.11)-(8.14), приходим к выводу, что
протяжённость секции достигает максимума при некотором значе-
нии 5ус. Это объясняется, с одной стороны, увеличением защищен-
ности сигнала по мере уменьшения протяжённости КУ, а с другой —
снижением защищённости из-за увеличения числа усилителей (чис-
ла источников помехи). Заметим, что, как правило, формально
определённая максимальная протяжённость секции оказывается го-
раздо больше заданной при условии весьма малого усиления усили-
телей и, следовательно, большого их числа на секции. Поэтому для
заданной протяжённости секции следует выбирать такое значение
усиления S*yC, которое определит максимально допустимую протяж-
ённость, лишь в небольшой степени превышающую заданную.
Расчёт дисперсии секции Dlc осуществляется, как и для сек-
ции без промежуточных усилителей. Но, поскольку обычно та-
кие секции организуются для высокоскоростных систем передачи,
приходится учитывать вклад поляризационной модовой дисперсии
(ПМД). Уширение импульса из-за ПМД можно рассчитать по фор-
муле
АТпмд = А^пмд\Лс, пс, (8.15)
где Кпмд — среднеквадратичный коэффициент ПМД, пс/км1/2; 1С —
протяжённость секции, км.
Вклад хроматической дисперсии в уширение импульса можно
определить, вычислив по формуле (8.3) величину е, а затем по фор-
муле
А = Д + е2 - 1 (8.16)
определить относительное уширение исходного импульса А. При
этом надо учитывать, что дисперсионное уширение складывается с
исходным импульсом по квадратичному закону.
Поскольку А = АТВЫХ/ТВХ, то АТВЫХ = A/В. Здесь Т и АТ име-
ют размерность нс, а В — Гбит/с. Общее относительное уширение
Оптические интерфейсы и протяжённость оптической секции
293
импульса должно быть снижено на величину уширения из-за ПМД
с тем, чтобы произвести соответствующую коррекцию е:
_ ^АТВ2Ь1Х + Л^МД
Акор — гр
-L вх
Обращённая формула (8.16)
£кор = Акор (Акор 2) (8.18)
позволяет определить новое значение sKOp и, следовательно, по фор-
муле (8.3) найти уточнённое значение максимальной дисперсии сек-
ции передачи.
Зная допустимую дисперсию и заданную протяжённость сек-
ции, подбирают оптическое волокно с соответствующей удельной
дисперсией. Если же тип ОВ задан, а дисперсия секции превосхо-
дит допустимую, её следует частично компенсировать включением в
тракт соответствующих корректоров или отрезков волокна, компен-
сирующих дисперсию (ОВКД). При этом следует уточнить расчёт
КУ, учтя затухание, вносимое корректорами или корректирующим
волокном. Подробнее эти методы рассмотрены в [5].
9 Передача пакетного трафика по сетям
с октетной синхронизацией
Современные транспортные сети, позволяющие соединять уда-
ленные друг от друга пункты трактами с высокой пропускной спо-
собностью, используют цифровые потоки, структурированные по
октетам (с октетной синхронизацией). Применение таких потоков
удобно для создания постоянных соединений, используемых для кон-
фигурации сети и ее реконфигурации при защитных переключени-
ях. Однако создаваемая глобальная информационная инфраструк-
тура (ГИИ) предполагает широкое внедрение сетей последующих
поколений NGN (Next Generation Network), использующих пакет-
ную коммутацию, что находит отражение в рекомендациях МСЭ-Т,
например в Рек. Y.2011. При этом сети с пакетной коммутацией, как
правило, не имеют развитых транспортных функций и для передачи
их трафика на значительные расстояния приходится использовать
тракты сетей с октетной синхронизацией.
Необходимость передачи пакетного трафика по таким трактам,
т. е. по трактам сетей плезиохронной (ПЦИ), синхронной цифровой
иерархии (СЦИ) и полностью оптической транспортной сети (ОТС),
требует применения некоторых специальных методов. Эти методы
заключаются в соответствующей унификации интерфейсов доступа
и в обеспечении с минимальными затратами эффективного испо-
льзования пропускной способности транспортной сети. Например,
при вводе трафика с пакетной коммутацией в сеть СЦИ необходи-
мо преобразование интерфейсов локальных сетей, использующих те
или иные технологии, в интерфейсы синхронной цифровой иерархии
(Е-1, Е-3, STM-1, STM-4 и т. д.). Ранее этот процесс осуществлялся
посредством буферных устройств, различных для разных техноло-
гий, что излишне увеличивало объем станционного оборудования.
Кроме того, надо было учитывать, что интерфейсы доступа СЦИ
имеют скорости передачи, не соответствующие ряду скоростей ло-
кальных сетей (например, 10, 100, 1000 Мбит/с). Это приводило
к недоиспользованию пропускной способности транспортной сети и
заметно ограничивало возможность эффективного предоставления
услуг.
Передача пакетного трафика
295
Преодоление указанных недостатков предполагается в NGN, не-
пременным атрибутом которых являются унифицированные интер-
фейсы доступа транспортного ядра сети. Кроме того, для повыше-
ния эффективности использования транспортной сети предполага-
ется динамически перераспределять пропускную способность трак-
тов при передаче данных с переменной скоростью. Обязательными
условиями этих нововведений должна быть их невысокая стоимость
и возможность применения на существующем оборудовании. Это
позволит создавать многофункциональные мультисервисные плат-
формы, предоставляющие множество услуг без усложнения комму-
тируемых сетей и по доступным ценам.
Таким образом, телекоммуникационную систему можно считать
отвечающей концепции NGN, если она включает поддержку следу-
ющих функций:
• общую процедуру формирования кадров GFP (General Framing
Procedure), обеспечивающую адаптацию асинхронного трафика
данных на основе кадров (пакетов) переменной длины к трафи-
ку с октетной синхронизацией с минимальными задержками и
избыточностью заголовков (Рек. Y.2011 МСЭ-Т);
• формирование виртуальных сцепок (виртуальную конкатена-
цию) VCAT (Virtual Concatenation), обеспечивающую возмож-
ность объединения на логическом уровне нескольких кадров,
например виртуальных контейнеров VC-12, VC-3, VC-4 СЦИ
или блоков данных оптического канала ODU полностью оп-
тической транспортной сети (ОТС) в общий канал передачи
данных;
• схему регулирования пропускной способности канала LCAS
(Link Capacity Adjustment Scheme), позволяющую динамичес-
ки изменять пропускную способность канала без прекращения
передачи данных (Рек. G.7042, Y.1305 МСЭ-Т).
Процедуры GFP были разработаны для замены ранее применяе-
мых методов инкапсуляции данных при вводе в сеть СЦИ пакетного
трафика для удешевления и упрощения оборудования. Метод GFP
поддерживает инкапсуляцию таких служб, как 10/100/1000 Мбит/с
Ethernet, IP, PPP, протоколы сетей хранения данных FC, FICON,
ESCON. В будущем планируется поддержка цифровых широкове-
щательных видеосигналов DVB-ASI. Метод GFP адаптирует поток
данных на основе кадров переменной длины к потоку с октетной
синхронизацией, преобразуя данные различных служб в кадры об-
щего назначения, которые на приёме вновь отображаются в кадры
296
Глава 9
соответствующей сети доступа. Эта кадровая структура лучше оп-
ределяет и исправляет ошибки и обеспечивает большую эффектив-
ность использования полосы пропускания, чем традиционные мето-
ды инкапсуляции. Еще раз подчеркнем, что метод GFP может быть
применен при вводе пакетной информации в любую сеть с октетной
синхронизацией.
Хотя принцип GFP весьма удобен при передаче данных по се-
ти «из конца в конец», нужны технологии, позволяющие выбирать
необходимую пропускную способность тракта и динамически ее нас-
траивать. Этим требованиям удовлетворяет виртуальная конкате-
нация (сцепка) контейнеров или блоков (VCAT).
Виртуальная конкатенация логически связывает отдельные
тракты в одну группу. Разные количества трактов ПЦИ, VC-n СЦИ
или оптических каналов ODU могут быть объединены, образуя логи-
ческий канал. Это обеспечивает широкий набор скоростей передачи,
что дает возможность гибкой установки необходимой пропускной
способности тракта и, тем самым, позволяет эффективно использо-
вать пропускную способность транспортной сети в целом.
Например, в системах СЦИ при обычных способах мультиплек-
сирования пропускная способность тракта определяется скоростью
передачи виртуальных контейнеров VC-n или их смежных сцепок.
Таким образом, для транспортировки потока Gb-Ethernet (1 Гбит/с)
потребуется сцепка VC-4-16c. Поскольку скорость передачи такого
тракта составит 149760x16 = 2396160 кбит/с, то его эффективность
использования не превысит (1000000/2396160) х 100 % ~ 42 %. Вир-
туальная конкатенация позволяет выделить под транспортировку
потока данных минимально необходимое для этого количество трак-
тов VC. Так, для Gb-Ethernet достаточно восьми логически объеди-
ненных виртуальных контейнеров VC-4-7v, которые будут иметь об-
щую скорость передачи 149760x7 = 1048320 кбит/с, что обеспечит
эффективность использования канала, равную (1000000/1048320) х
хЮО « 95 %.
В табл. 9.1 приведено сравнение эффективности использования
трактов SDH при передаче других видов трафика Ethernet смежны-
ми* и виртуальными сцепками.
К высокой эффективности использования трактов добавляет-
ся упрощение промежуточного оборудования, поскольку распозна-
* Смежные сцепки определяются стандартными схемами мульти-
плексирования SDH и OTN; число контейнеров в смежной сцепке равно
4, 16, 64 или 256 для SDH, а для OTN — 4 или 16.
Передача пакетного трафика
297
Таблица 9.1
Служба Эффективность без VCAT (возможны смежные сцепки) Эффективность с VCAT
Ethernet (10 Мбит/с) FastEthernet (100 Мбит/с) VC-3 = 21 % VC-4 = 67 % VC-12-5V = 92 % VC-12-46V = 99,9 %
вание и обработка виртуальной сцепки осуществляется только око-
нечным оборудованием, в то время как смежные сцепки должны
обрабатываться во всех промежуточных узлах.
Возникающие при таком методе конкатенации фазовые расхож-
дения между контейнерами виртуальной сцепки на приеме (каждый
контейнер перемещается независимо по сети) необходимо сглажи-
вать. Параметры, отвечающие за компенсацию задержек и гаранти-
рующие целостность всех элементов группы, передаются в заголов-
ках соответствующих виртуальных сцепок, о чём подробнее будет
сказано в разд. 9.2.
Динамическое изменение пропускной способности для трафика
с переменной скоростью передачи обеспечивает протокол LCAS, рас-
смотренный в одном из новых стандартов NGN. По этому протоколу
осуществляется обмен командами между двумя оконечными сетевы-
ми элементами (СЭ) посредством управляющих пакетов, помещае-
мых в заголовках объединенных контейнеров. На основании данных
в управляющих пакетах определяется, какой из СЭ активизирован,
как используются элементы виртуальной сцепки, и устанавливает-
ся возможность динамически изменять количество контейнеров в
группе конкатенации в ответ на производимые в реальном времени
запросы по изменению пропускной способности тракта.
Эти увеличения или уменьшения пропускной способности вы-
полняются без какого-либо негативного воздействия на услуги.
Кроме всего, данный метод позволяет обеспечить независимую
схему защиты транспортной сети, поскольку контейнеры виртуаль-
ной сцепки могут проходить разными сетевыми маршрутами. В слу-
чае отказов на одном из маршрутов механизмы протокола LCAS ос-
тавляют в соединении маршруты, незатронутые отказом, тем самым
сохраняя, хотя и с меньшей пропускной способностью, работоспособ-
ность соединения. После устранения отказа соединение возвраща-
ется к исходному состоянию.
Сказанное иллюстрируется рис. 9.1, на котором представлена
схема участка сети NGN, включающая в себя традиционную сете-
вую структуру СЦИ. Информация клиента от провайдера П1 сети
доступа с пакетной коммутацией (сеть Ethernet) поступает на узел
| § пакеты Ethernet
элементы виртуальной сцепки
Рис. 9.1. Структура сети СЦИ с передачей пакетов
Передача пакетного трафика
299
А, где преобразуется в пакеты GFP, которые упаковываются в вир-
туальные контейнеры VC. Контейнеры VC поступают на устройст-
во, реализующее функцию VCAT (образующее виртуальные сцепки
контейнеров). Элементы виртуальных сцепок посредством проце-
дуры LCAS передаются по тем или иным маршрутам традицион-
ной сети СЦИ. При этом по протоколам LCAS можно осуществлять
постоянный контроль прохождения названных элементов, а также
подключать или отключать маршруты в зависимости от загрузки
или повреждения трактов. Следует отметить, что защита трафика
процедурой LCAS весьма эффективна, так как не требует создания
дополнительных резервных трактов, как, например, при защите в
сетях СЦИ методами MS-SPRing или SNCP. Элементы виртуальных
сцепок на узле D объединяются, из них выделяются пакеты GFP,
которые распаковываются; после чего информация, приведенная к
исходному виду, передается в сеть доступа провайдера П2.
Важно иметь в виду, что процедуры LCAS не являются самос-
тоятельными, а задаются традиционной системой управления сетью
(NMS). Система NMS устанавливает также и маршруты прохожде-
ния пакетов по сети.
Таким образом, транспортные сети, поддерживающие техноло-
гии GFP, VCAT и LCAS, являются эффективным многофункциона-
льным средством предоставления связи для самых разнообразных
служб.
9.1. Формирование универсальных кадров
передачи
Структура универсальных кадров. В настоящее время тех-
нология GFP использует два типа адаптации клиентского сигнала:
кадровый (GFP-F) и прозрачный (GFP-T).
Первый метод осуществляет инкапсуляцию одного кадра клиен-
тского сигнала (протокольного блока данных) PDU (Protocol Data
Unit) в кадр GFP. Длина кадра GFP в этом случае переменна, а
избыточность заголовка минимальна. Кадровый метод адаптирует-
ся к скорости передачи клиентского сигнала, которая может быть
переменной. Все это позволяет наиболее эффективно использовать
ресурсы сети, но, поскольку при этом методе кадры клиента запи-
сываются в буфер (а размеры клиентских кадров могут быть бо-
льшими), может происходить значительная задержка передаваемой
информации.
Метод прозрачной адаптации GFP-Т ориентирован на сигналы,
в которых используется кодирование 8В10В (Gb-Ethernet, прото-
колы распределенной сети хранения данных SAN — Storage Area
300
Глава 9
Индикатор полезной
нагрузки PLI (2 байта)
1
2
3
4
5
6
7
8
Основной
заголовок СН
сНЕС
(CRC-16, 2 байта)
Заголовок полезной
нагрузки PH
(4 - 64 байта)
Область полезной
нагрузки РА
Поле информации
полезной нагрузки
PI
I
n
1 2 3 4 5 6 7 8
Порядок передачи
битов
pFCS полезной
нагрузки (CRC-32,
4 байта)
(факультативное)
Рис. 9.2. Структура кадра клиента GFP
Network). Длина кадра GFP-Т постоянна, а задержки минимальны,
поскольку в этом методе буферизация кадров не осуществляется.
Очевидно, что метод GFP-Т наиболее подходит для организации
интерактивных связей.
Вне зависимости от метода адаптации клиентских сигналов кад-
ры GFP имеют одну и ту же структуру. Существует два типа кадров
GFP: кадры клиента GFP и кадры управления GFP. Кадры клиен-
та GFP подразделяются на кадры данных клиента и управляющие
кадры клиента, которые имеют одинаковую структуру, показанную
на рис. 9.2.
Кадр клиента GFP содержит основной заголовок CH (Core Head-
er) и область полезной (клиентской) нагрузки РА (Payload Area).
Считывание информации из кадра производится слева направо и
сверху вниз. Первые биты являются значащими старшими MSB
(Most Significant Bit), а последние — значащими младшими LSB
(Least Significant Bit).
Основной заголовок GFP состоит из двухбайтного поля инди-
катора длины полезной нагрузки PLI (Payload Length Indicator) и
двухбайтного поля обнаружения ошибок основного заголовка сНЕС
(Header Error Check).
Поле PLI содержит двоичное число, представляющее количес-
тво байтов в области полезной нагрузки GFP. Абсолютное мини-
мальное число в поле PLI соответствует четырем байтам полезной
нагрузки. Значения PLI, равные 0-3, зарезервированы для исполь-
Передача пакетного трафика
301
зования в кадре управления GFP.
Двухбайтное поле обнаружения ошибок основного заголовка со-
держит проверочное слово кода CRC-16 (Cyclic Redundancy Check-
16), с помощью которого в поле индикатора длины обнаруживаются
возникшие в нем ошибки, причем однобитовые ошибки исправляют-
ся. Кодовое слово сНЕС вычисляется следующим образом.
Два байта поля PLI представляют в виде полинома М(т) 15-й
степени, который умножают на ж16 и делят по модулю 2 на образу-
ющий полином кода G(x) = я16 + ж12 + х5 + 1- При этом получается
остаток в виде полинома R(x) 15-й или меньшей степени. Соответст-
вующая остатку 16-битовая последовательность представляет собой
проверочное слово CRC-16, где бит, передаваемый первым, является
коэффициентом при ж15, а последний передаваемый бит представ-
ляет собой коэффициент при х° = 1.
На приеме повторяются такие же операции, после чего сравни-
ваются полученный и принятый остатки. На основании сравнения
остатков одиночная ошибка в основном заголовке исправляется, а
если ошибок оказывается более одной, кадр GFP с таким заголов-
ком сбрасывается.
Основной заголовок (оба поля) для уменьшения вероятности по-
явления больших пакетов «нулей» и «единиц» суммируется по мо-
дулю 2 с шестнадцатеричным числом В6АВ31Е0*. В результате чего
обеспечивается достаточное число переходов 0-1 и 1-0, необходимое
для устойчивого выделения тактового синхросигнала на приеме.
Область полезной нагрузки РА может включать в себя от 4 до
65535 байтов. Как показано на рис. 9.2, область полезной нагрузки
содержит заголовок полезной нагрузки PH (Payload Header) и по-
ле информации полезной нагрузки PI (Payload Information). Кроме
того, оно может содержать необязательное (факультативное) поле
FCS (Frame Check Sequence) полезной нагрузки, pFCS.
Структура заголовка полезной нагрузки PH (рис. 9.3) состоит
из двух обязательных полей: «Тип» и tHEC, а также из одного или
двух дополнительных полей. Группа дополнительных полей счи-
тается заголовком расширения Ext. Наличие заголовка расшире-
ния, его формат и наличие факультативного FCS полезной нагруз-
ки определяется полем «Тип». Поле tHEC защищает поле «Тип»
от ошибок.
* В6АВ31Е0 в двоичном формате равно 10110110 10101011 00110001
11100000.
302
Глава 9
5
6
7
8
9
Тип
tHEC
Поле
заголовка
расширения
От 0 до
60 байтов
Биты
1 2 3 4 5 6 7 8
PTI PFI
EXI
еНЕС
2 байта
UPI
Рис. 9.3. Структура заголовка полез-
ной нагрузки
Рис. 9.4. Структура поля «Тип»
заголовка полезной нагрузки
Поле «Тип» является обязательным двухбайтовым полем заго-
ловка полезной нагрузки, которое указывает на содержимое и фор-
мат информации полезной нагрузки PI. В этом поле содержится
информация о типах кадров GFP и различных службах в муль-
тисервисной среде. Как показано на рис. 9.4, поле «Тип» состо-
ит из идентификатора типа полезной нагрузки PTI (Payload Туре
Identifier), индикатора FCS полезной нагрузки PFI (Payload FCS
Indicator), идентификатора заголовка расширения EXI (Extension
Header Identifier) и идентификатора полезной нагрузки клиента UPI
(User Payload Identifier).
Идентификатор типа полезной нагрузки PTI имеет размер три
бита и определяет вид кадра клиента. В настоящее время опреде-
лены два вида кадров клиента: кадры данных (PTI = ООО) и кадры
управления клиента (PTI = 100). Остальные значения PTI зарезер-
вированы.
Однобитовый индикатор PFI указывает наличие (PFI =1) или
отсутствие (PFI = 0) проверочного поля FCS полезной нагрузки (см.
рис. 9.2).
Идентификатор заголовка расширения EXI содержит четыре
бита и указывает на тип заголовка расширения GFP. В настоящее
время определены три вида заголовков расширения: заголовок ну-
левого расширения (Null Extension Header, EXI = 0000), заголовок
линейного расширения (Linear Extension Header, EXI = 0001) и заго-
ловок кольцевого расширения (Ring Extension Header, EXI = 0010).
Другие значения EXI зарезервированы.
Как уже говорилось, кадры данных и кадры управления кли-
ента имеют одинаковую структуру и отличаются типом полезной
нагрузки. Тип полезной нагрузки определяется 8-битовым полем
UPI (User Pay load Identifier). Значения UPI для кадров данных кли-
ента приведены в табл. 9.2, а для кадров управления клиента — в
табл. 9.3.
Передача пакетного трафика
303
Таблица 9.2
Кадр данных клиента (PTI = ООО)
Виты UPI Область полезной нагрузки
0000 0000,1111 1111 0000 0001 0000 0010 0000 0011 0000 0100 0000 0101 0000 оно 0000 0111 0000 1000 0000 1001 0000 1010 00001011 00001100 00001101 00001110 00001111 0001 0000 0001 0001 0001 0010 С 0001 ООН по 1110 1111 С 1111 0000 по 1111 1110 Зарезервированы и недоступны Ethernet с кадровым отображением РРР с кадровым отображением Прозрачный волоконно-оптический канал Прозрачное волоконно-оптическое соединение (FICON) Прозрачное соединение учрежденческих систем (ESCON) Прозрачный Gb Ethernet Зарезервирован для будущего использования Протокол множественного доступа через SDH с кадро- вым отображением (MAPOS) Прозрачное асинхронное цифровое телевидение (DVB ASI) «Эластичное» пакетное кольцо с битовым отображением (IEEE 802.17) Волоконно-оптический канал с битовым отображением (FC-BBW) Асинхронный прозрачный волоконно-оптический канал MPLS с кадровым отображением (одноадресные) MPLS с кадровым отображением (многоадресные) Транзитная система — транзитная система (IS-IS) с кад- ровым отображением Ipv4 с кадровым отображением Ipv6 с кадровым отображением DVB-ASI с кадровым отображением Зарезервированы для будущей стандартизации Зарезервированы для частного использования
Таблица 9.3
Кадр управления клиента (PTI = ООО)
Биты UPI Область полезной нагрузки
0000 0000, 1111 1111 0000 0001 0000 0010 С 0000 ООН по 1101 1111 С 1110 0000 по 1111 1110 Зарезервированы Повреждение сигнала клиента (пропадание сигна- ла клиента) Повреждение сигнала клиента (пропадание такто- вой синхронизации) Зарезервированы для будущей стандартизации Зарезервированы для частного использования
Двухбайтное поле обнаружения ошибок tHEC в поле «Тип» за-
головка полезной нагрузки содержит проверочное слово кода CRC-
16, предназначенное для исправления однобитовых и обнаружения
многобитовых ошибок. Содержимое поля tHEC генерируется по тем
же правилам, что и поле обнаружения ошибок сНЕС основного за-
головка.
В приемнике GFP производится исправление одиночной ошибки
304
Глава 9
заголовка и сброс кадра, если ошибок в заголовке больше одной.
Заголовок расширения полезной нагрузки занимает поле от 0 до
60 байтов (включая поле еНЕС для обнаружения ошибок в самом
заголовке расширения) и содержит информацию, специфическую
для звена данных передачи дискретной информации. Например,
заголовок может содержать идентификаторы виртуального канала,
адреса источника/пункта назначения, номера портов, категории об-
служивания и другие сведения. Как уже указывалось, тип заголов-
ка расширения определяется содержимым битов EXI в поле «Тип»
основного заголовка полезной нагрузки, причем пока определены
только три типа заголовка расширения: «нулевой», «пункт-пункт»
и «кольцо».
«Нулевой» заголовок используется при соединении вида «точка-
точка». Он предназначен для случаев, когда транспортный тракт
выделен для одного сигнала клиента. Этот заголовок состоит из
двухбайтного поля «Тип» и двухбайтного проверочного поля tHEC
(рис. 9.3), т. е. не содержит поля расширения.
Рис. 9.5. Структура заго-
ловка полезной нагрузки
с заголовком расшире-
ния для линейного кадра
Заголовок полезной нагрузки с заго-
ловком расширения «логический пункт-
пункт» показан на рис. 9.5, его использу-
ют, когда требуется объединение несколь-
ких независимых каналов в один тракт.
Из сравнения рис. 9.3 и 9.5 видно, что
заголовок расширения для такого кадра
(который называют линейным) состоит
из трёх полей: поля идентификатора ка-
нала CID, резервного поля и поля обна-
ружения ошибок заголовка еНЕС. Поле
CID содержит двоичное число (от 0 до
255), указывающее на номер данного канала.
Структура заголовка расширения типа «кольцо» в настоящее
время находится в стадии изучения.
Двухбайтное поле еНЕС обнаружения ошибок заголовка расши-
рения содержит проверочное слово кода CRC-16, контролирующе-
го поля заголовка расширения. Как и в основном заголовке, здесь
возможно исправление однобитовых ошибок и обнаружение много-
битовых. Проверочное слово еНЕС генерируется аналогично прове-
рочному слову поля сНЕС.
Исправление одиночных ошибок является необязательным для
заголовка расширения. Поэтому приемник производит сброс любых
Передача пакетного трафика
305
кадров GFP, в которых были обнаружены ошибки, если исправление
одиночных ошибок не используется.
Поле информации полезной нагрузки PI (см. рис. 9.2) содержит
пакет клиентской нагрузки для GFP с кадровым отображением или,
в случае прозрачной GFP, группу знаков сигнала клиента. Сигнал
клиента всегда передается в поле информации полезной нагрузки в
виде потока выровненных по байтам пакетов. Поле имеет перемен-
ную длину и может включать от 0 до 65535 - X байтов, где X —
размер заголовка полезной нагрузки. Последние четыре байта поля
информации могут содержать факультативное поле FCS полезной
нагрузки; оно содержит проверочное слово кода CRC-32, контроли-
рующего появление ошибок в кадре. Значение 1 бита PFI внутри
поля «Тип» (см. рис. 9.3) указывает на наличие этого поля, а значе-
ние 0 — на то, что поле FCS отсутствует (процедура контроля кодом
CRC-32 не задействована). Порождающий полином кода CRC-32
имеет вид G(x) = х32 + ж26 — а?23 + х22 + ж16 + я12 + х11 + z10 + х3 +
+ х7 + х3 + т4 + х2 + х1 + 1.
Вся область полезной нагрузки скремблируются самосинхрони-
зирующимся скремблером с образующим полиномом 1 + я;43.
Как уже отмечалось, кадры управления клиента отличаются
от кадров данных клиента лишь содержанием области полезной наг-
рузки, которая используется для решения многообразных задач тех-
нического обслуживания. Заметим только, что в кадрах управления
клиента по возможности не следует использовать расширения заго-
ловка и проверочного поля FCS, так как это уменьшает пропускную
способность тракта.
Кадры управления GFP принципиально отличаются от кадров
управления клиента. Они используются в управлении соединени-
ем GFP. В настоящее время определены только кадры управления,
которые являются «пустыми» кадрами GFP.
«Пустой» кадр GFP — специальный четырехбайтный кадр уп-
равления GFP, содержащий только основной заголовок GFP с по-
лями РЫ и сНЕС, заполненными нулями, и не содержащий области
полезной нагрузки. «Пустой» кадр предназначен для использова-
ния в качестве заполняющего кадра для выравнивания скорости по-
тока байтов GFP с любой средой передачи, в которой транспортный
канал имеет более высокую пропускную способность, чем требуется
для сигнала клиента. «Пустой» кадр перед передачей скрембли-
руется так же, как и основной заголовок кадра клиента GFP, т. е.
суммируется по модулю 2 с шестнадцатеричным числом В6АВ31Е0.
306
Глава 9
Обработка универсальных кадров. Под обработкой кадров
GFP подразумевается:
• мультиплексирование;
• определение начала и конца кадра (синхронизация кадров);
• загрузка кадра в кадровом и прозрачном режимах;
• обработка сигналов технического обслуживания.
Кадры GFP из нескольких портов и от нескольких типов клиен-
тов мультиплексируются, если скорости передачи отдельных клиен-
тов невелики по сравнению с пропускной способностью предоставля-
емого тракта транспортной сети (организуется соединение «пункт-
пункт»). Для этого кадры от разных клиентов вводятся в буфер по
принципу «кадр за кадром». Периодически буфер передатчика опус-
тошается, так как пропускная способность предоставляемого трак-
та транспортной сети всегда должна иметь некоторый запас. При
опустошении буфера передаются «пустые» кадры GFP, что обеспе-
чивает непрерывный поток байтов на физическом уровне. Затем
поток мультиплексированных кадров вводится через соответствую-
щий интерфейс доступа в транспортную сеть, например в сеть SDH
или OTN. При этом, как правило, в транспортной сети организуют-
ся тракты на основе виртуальных сцепок. Следует отметить, что
мультиплексирование кадров применяется только в режиме GFP-F;
в прозрачном режиме GFP-Т всегда организуется одиночное соеди-
нение («точка-точка»).
На приеме «пустые» кадры уничтожаются, а мультиплексиро-
ванные кадры демультипексируются, т. е. распределяются по портам
клиентов в соответствии с информацией, заключенной в их заголов-
ках расширения.
Определение начала кадра осуществляется так же, как в техно-
логии ATM определяется начало ячейки. Однако в технологии GFP
размеры кадров различны в отличие от ячеек ATM, имеющих посто-
янный размер (53 байта), поэтому в GFP требуется дополнительная
операция определения окончания кадра. Эта операция базируется
на прочтении первых двух байтов основного заголовка кадра GFP
(поля РЫ — индикатора полезной нагрузки), которое указывает на
количество байтов в кадре.
Функция нахождения начала кадра иллюстрируется диаграм-
мой состояний, показанной на рис. 9.6.
В исходном состоянии приемник кадров GFP осуществляет по-
иск начала кадра (Поиск), сканируя байт за байтом и анализируя
каждую четверку байтов в предположении, что первые два байта
Передача пакетного трафика
307
Байт за байтом Кадр за кадром
(исправление ошибок (исправление одиночных
запрещено) ошибок разрешено)
Рис. 9.6. Диаграмма состояний синхронизации кадров
являются байтами поля PLI, а два следующих — проверочным по-
лем сНЕС. Совпадение рассчитанного приемником поля сНЕС с вло-
женным (значениями третьего и четвертого анализируемого байта)
трактуется как предполагаемое начало GFP кадра (cHECmi на ди-
аграмме рис. 9.6), и приемник переходит в состояние предсинхрони-
зации (Предсинхр).
Следующий этап (Предсинхр) начинается с анализа четверки
байтов, предположительно являющихся основным заголовком сле-
дующего кадра. Положение этих байтов находится на основании
числа в проверенном поле PLI, определяющего размер данного кад-
ра. Если для следующего кадра обработка полей РЫ и сНЕС пока-
зывает наличие ошибок, система возвращается в режим поиска (По-
иск). В режимах поиска и предсинхронизации исправление ошибок
запрещено.
Если безошибочно обработаны поля основных заголовков А пос-
ледовательных кадров (cHECmd на диаграмме рис. 9.6), то систе-
ма переходит в основной режим — режим синхронизации (Синхр).
В настоящее время рекомендовано А = 1, т. е. для входа в основ-
ной режим считается достаточным безошибочный прием основного
заголовка только одного очередного кадра. Очевидно, что увеличе-
ние А снижает вероятность ложного синхронизма, но и увеличивает
время восстановления основного режима.
«Пустые» кадры GFP участвуют в процессе синхронизации, а
затем сбрасываются.
В основном режиме (режиме синхронизации) разрешено исп-
равление одиночных ошибок. При появлении множественных оши-
308
Глава 9
бок синхронизация считается потерянной, фиксируется аварийное
событие (повреждение сигнала сервера — Server Signal Fail, SSF) и
система возвращается в режим поиска.
Время восстановления может быть снижено путем реализации
нескольких «виртуальных анализаторов кадров», которые для каж-
дого кадра-кандидата GFP (предполагаемого кадра), обнаруженно-
го во входящем потоке октетов, порождают отдельное состояние
предсинхронизации (кадры сНЕСц-cHECid для одного анализатора
на диаграмме рис. 9.6). При возникновении процесса поиска испо-
льзуется очередной кадр, уже определенный одним из виртуальных
анализаторов, что уменьшает время восстановления синхронизма,
так как в этом случае не требуется накопления А кадров-кандидатов.
Перейдем к рассмотрению функции загрузки кадров. В нас-
тоящее время подробно стандартизированы функции загрузки кли-
ентских кадров (пакетов), относящимся к различным технологиям
(табл. 9.2) в кадры GFP (Рек. G.7041, Y.1303 МСЭ-Т). Эти функ-
ции можно разделить на две больших группы: функции загрузки
в кадровом (GFP-F) и прозрачном (GFP-Т) режимах передачи кад-
ров GFP.
Для передачи в режиме GFP-F загружаются клиентские кад-
ры (пакеты) технологий некритичных к задержкам пакетов. В этом
случае каждый клиентский пакет на передаче записывается в буфер
и затем целиком вводится в отдельный пакет GFP. Так как передача
возможна только после записи всего клиентского пакета (а он мо-
жет иметь значительную величину), это и вызывает определенную
задержку при передаче. Если клиентские пакеты снабжены фла-
гами, определяющими их границы, как, например, в технологиях
HDLC или Ethernet МАС, эти флаги при упаковке в кадры GFP уда-
ляются. Удаляются из пакетов и служебные байты идентификации
клиентских байтов, совпадающих по структуре с флагами исходных
пакетов. Эти операции относятся к функции адаптации клиентской
нагрузки. На приеме, в соответствии с типом нагрузки, информа-
ция о котором переносится в байте UPI заголовка полезной нагрузки
(см. рис. 9.3 и табл. 9.2), ранее удаленные байты восстанавливаются.
Если клиентские пакеты имеют механизмы определения их на-
чала и окончания по заложенным в их служебной информации приз-
накам, как, например, в технологии ATM, они без изменения вводят-
ся в информационные поля отдельных пакетов GFP. Очевидно, что
в любом из этих случаев пакеты GFP будут иметь длину, зависящую
от длины упаковываемого клиентского пакета.
Режим GFP-Т используется для передачи клиентских сигналов,
Передача пакетного трафика
309
сформированных посредством технологий, обеспечивающих мини-
мальные задержки, таких, как прозрачный волоконно-оптический
канал, Gigabit Ethernet и другие. В этом режиме передача сим-
волов сигнала осуществляется по мере их поступления, а не после
загрузки законченного блока клиентской информации.
Поступающие клиентские сигналы в указанных технологиях
представляют собой сигналы в коде 8В10В. Этот код является ал-
фавитным кодом, в котором каждая группа из восьми последовате-
льных символов заменяется десятисимвольной группой. Поскольку
число различных восьмисимвольных комбинаций равно 28 = 256,
а десятисимвольных комбинаций — 210 = 1024, из последних фор-
мируется два алфавита, каждый из 256 комбинаций (кодовых слов),
обозначаемых RD+ и RD—. Комбинации, входящие в эти алфавиты,
имеют, по крайней мере, по два перехода между 0 и 1, что обеспе-
чивает уверенное определение тактовой частоты принятого сигна-
ла. Для очередной заменяющей группы выбирается группа из того
алфавита, которая обеспечит динамический баланс цифровой пос-
ледовательности, т. е. минимальную разность между количеством
переданных единичных и нулевых символов. Динамический баланс
может быть положительным или отрицательным (передано соответ-
ственно на один символ больше 1 или 0) или нейтральным. Очеред-
ная комбинация должна или инвертировать динамический баланс,
или оставлять его нейтральным. Ошибки по битам при передаче
приводят к неправильному значению текущего состояния динами-
ческого баланса в принятом кодовом слове 8В10В. В этих случаях
фиксируется ошибка динамического баланса. Вне зависимости от
этого принятый знак передачи используется для вычисления нового
значения динамического баланса, которое считается действующим.
Воздействие нескольких ошибок на кодовое слово может сохранять
состояние динамического баланса. Это может привести к тому, что
в некотором последующем кодовом слове без ошибок будет зафикси-
ровано нарушение динамического баланса. В некоторых протоколах
созданы специальные правила, на основании которых каждый пакет
данных начинается или заканчивается определенным значением ди-
намического баланса. В этом случае ошибки будут зафиксированы
изменением разрешенного значения динамического баланса в нача-
ле или конце кадра.
Из 256 возможных восьмисимвольных комбинаций 16 являются
запрещенными, 12 из которых используются для переноса сигналов
управления в потоке клиента, две — для сигналов управления в
потоке GFP, а две являются резервными. Приходящий поток в ко-
310
Глава 9
Таблица 9.4
Имя Значение байта Комбинация 10В 4-битовое отображение в коде 64В65В
10-ное 16-ричное RD- RD+
/К28.0/ 28 1С 001111 0100 110000 1011 0000
/К28.1/ 60 зс 001111 1001 110000 1010 0001
/К28.2/ 92 5С 001111 0101 110000 1100 0010
/К28.3/ 124 7С 001111 ООН 110000 1101 ООП
/К28.4/ 156 9С 001111 0010 110000 0101 0100
/К28.5/ 188 ВС 001111 1010 110000 1001 0101
/К28.6/ 220 DC 001111 оно 110000 0111 оно
/К28.7/ 252 FC 001111 1000 110000 0111 0111
/К23.7/ 247 F7 111010 1000 000101 0111 1000
/К27.7/ 251 FB 110110 1000 001001 0111 1001
/К29.7/ 253 FD 101110 1000 010001 0111 1010
/К30.7/ 254 FE 011110 1000 100001 0111 1011
10B_RRR 1 01 Нераспоз- Нераспоз- 1100
нанный RD- нанный RD+
65B.PAD 2 02 Нет Нет 1101
Резерв 3 03 Нет Нет 1110
Резерв 4 04 Нет Нет 1111
де 8В10В декодируется, а затем вновь кодируется кодом 64В65В, в
котором 64 битам потока клиента соответствует 65 битов в потоке
GFP. Эти операции соответствуют адаптации клиентского потока.
На приемном конце поток 64В65В расформировывается, происходит
восстановление исходного потока в коде 8В10В, который и направ-
ляется клиенту. Поскольку запрещенных комбинаций в коде 8В10В
всего 16, для отображения каждой из них в коде 64В65В достаточно
четырех битов. В табл. 9.4 приведены имена запрещенных комбина-
ций, их значения в десятичной и шестнадцатиричной форме, соот-
ветствующие им десятибитовые комбинации алфавитов RD+ и RD—
в коде 8В10В и четырехбитовое отображение в коде 64В65В.
Ошибки в поступающих сигналах в коде 8В10В могут приво-
дить к тому, что кодовое слово не удается распознать (например,
если нарушен динамический баланс или кодовое слово является зап-
рещенным). В этом случае передается специальный знак управле-
ния 10B-RRR. На приеме рекомендуется производить типовое преоб-
разование этого знака в недействительное значение кодового слова
00 1111 0001 (RD—) или 11 0000 1110 (RD+). Хотя при этом фак-
тическое значение нераспознанного кодового слова не сохраняется,
обеспечивается регистрация повреждения и его позиция, а также
минимизируется вероятность смещения границ между соседними ко-
довыми словами.
Так как пропускная способность канала должна быть выше ско-
рости поступающей информации, то входной буфер будет регулярно
Передача пакетного трафика
311
1
8
9
I
63
64
65
66
67
7-й байт 8-го блока
8-й байт 8-го блока
Байты
блоков
64В I
Байты и бит L1
1-го блока 65В
uLla| L2 | L3 | L4 | L5 | L6 | L7 | L8
Флаги блоков 65В
CRC-16
Проверочные
байты суперблока
Рис. 9.7. Структура суперблока 64В65В
недогружаться. Если в данный момент передается кадр GFP-Т, а
готовые к передаче знаки клиента отсутствуют, то передается знак
заполнения 65B-PAD. Этот знак отображается так же, как и знак
управления (см. далее), а на приемном конце удаляется из прини-
маемого потока.
65-символьные блоки кода 64В65В, каждый из которых состоит
из восьми байтов сигналов клиента (включая сигналы управления)
и одного бита начала блока (флага блока), объединяются в супербло-
ки размером 67 байтов. N суперблоков вводится в поле информации
полезной нагрузки PI кадра GFP-Т. Число N суперблоков в кадре
GFP-Т зависит от скорости передачи данных клиента, пропускной
способности тракта передачи кадров GFP и состава служебных по-
лей кадра GFP и может варьироваться от 1 до 978. В Приложении
к [10] приведен пример расчета оптимального количества супербло-
ков 64В65В в кадре GFP-T.
Структура суперблока показана на рис. 9.7. Первые 64 бай-
та являются последовательными байтами декодированного потока
8В10В клиента. Они объединены в группы по 8 байтов, каждой
из которых соответствует один бит в 65-м байте. Каждой i-й вось-
мибайтной группе соответствует Li-й бит, являющийся её флагом.
Значение Li = 0 свидетельствует о том, что все восемь байтов груп-
пы содержат данные клиента, а значение Li = 1 — что в группе,
по крайней мере, один байт несет четырехбитный сигнал управле-
ния (см. табл. 9.4). Байты 66-й и 67-й содержат кодовое слово кода
CRC-16 и являются проверочными для всех предыдущих байтов су-
перблока.
Порождающим полиномом кода CRC-16 является полином 16-й
312
Глава 9
Таблица 9.5
Входные байты клиента Бит L (флаг) 8-байтовые поля
8 - данные 0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8
7 - данные 1 - управление 1 0 ааа С1 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7
6 - данные 2 - управление 1 0 ааа С1 0 bbb С2 D1 D2 D3 D4 D5 D6
5 - данные 3 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 0 ссс СЗ D1 D2 D3 D4 D5
4 - данные 4 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 1 ссс СЗ 0 ddd С4 D1 D2 D3 D4
3 - данные 4 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 1 ссс СЗ 1 ddd С4 0 еее С5 D1 D2 D3
2 - данные 6 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 1 ссс СЗ 1 ddd С4 1 еее С5 0 fff С6 D1 D2
1 - данные 7 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 1 ссс СЗ 1 ddd С4 1 еее С5 1 fff С6 о ggg С7 D1
8 - управление 1 0 ааа С1 1 bbb С2 1 ссс СЗ 1 ddd С4 1 еее С5 1 fff С6 1 ggg С7 0 hhh С8
степени G(x) = х16 + я;15 +я12 + я;10 + х4 +т3 + х2 х — 1. С помощью
этого кода фиксируется наличие ошибок в том или ином байте су-
перблока, о чём тем или иным способом (зависящим от применяемой
технологии) извещается клиент на приеме.
Как уже говорилось, сигналы управления занимают четыре би-
та в байте кода 64В65В. Другие четыре бита распределяются следу-
ющим образом. Один бит является флагом окончания сигнала уп-
равления, т. е., если его значение 0, последующие байты в 8-байтовом
блоке являются байтами данных. Если же значение флага равно
1, то следующий байт также несет сигнал управления. Три бита в
байте управления занимает адрес (локатор) сигнала управления, по-
казывающий место положения сигнала управления в декодирован-
ном потоке байтов 8В10В. В табл. 9.5 приведена структура блоков
64В65В с различным количеством сигналов управления.
Первая строка табл. 9.5 соответствует случаю, когда все восемь
октетов блока 64В65В заняты данными клиента (DI... D8), флаг L
для этого блока является нулем. Вторая строка соответствует слу-
чаю, когда один байт блока является сигнальным (0 ааа 01), а оста-
льные — байтами данных (DI... D7). Здесь в первом байте — 0 есть
флаг окончания сигнала управления (далее следуют только байты
данных), ааа — адрес (локатор) сигнала управления, а С1 — четы-
рехбитный сигнал управления (в соответствии с табл. 9.4). В после-
дующих строках табл. 9.5 показаны структуры блоков с различным
Передача пакетного трафика
313
CSF
Транспортная
Сигналы
клиента
Сигналы
клиента
SSF
TSF
Рис. 9.8. Передача аварийных сигналов в GFP
числом сигналов управления (от двух до восьми).
Поясним сказанное примером. Пусть структура первого байта
блока 0 011 С1. Это значит, что в данном блоке содержится один
сигнал управления С1, поскольку первый символ (флаг окончания)
байта 0. Сигнал С1 располагается между байтами D3 и D4, так
как локатор сигнала «011» соответствует «3» в десятичном исчис-
лении. Следует заметить, что сигналы управления отображаются в
байты полезной нагрузки блоков 64В/65В в том порядке, в котором
они были приняты. Поэтому адреса кодов управления ааа... hhh в
табл. 9.5 идут по возрастанию.
Кадры данных клиента имеют приоритет по отношению к кад-
рам управления клиента. Если имеется для передачи кадр управ-
ления клиента GFP и входной буфер почти пуст (например, если во
время текущего кадра данных клиента был передан знак 65B.PAD),
то кадр управления может быть передан после текущего кадра дан-
ных. Для снижения задержки рекомендуется между кадрами дан-
ных клиента передавать только один кадр управления. Также ре-
комендуется, чтобы в кадрах управления размер поля информации
полезной нагрузки был ограничен восемью байтами или менее. Сле-
дует отметить, что малая задержка может быть также обеспечена
за счет увеличения пропускной способности канала, чтобы сделать
возможным вставку более одного кадра управления между кадрами
данных.
Обработка сигналов технического обслуживания заключается
в генерации сигналов неисправности и реакции на эти сигналы. На
рис. 9.8 кружками отмечены места генерации сигналов неисправнос-
ти в процессе GFP. Повреждения сигнала в тракте TSF (Trail Signal
Fail) относятся к неисправностям, обнаруженным в транспортной
сети (например, в сети SDH или OTN).
Повреждение сигнала сервера SSF (Server Signal Fail) соответст-
вует потере синхронизации по кадрам GFP. Кроме того, сигнал SSF
314
Глава 9
генерируется, если имеет место возникновение и передача сигнала
TSF к клиентам GFP.
События CSF (Client Signal Fail) относятся к неисправностям,
обнаруженным в сигнале клиента на входе или на выходе системы
передачи.
Если возникает повреждение входного сигнала клиента, про-
цесс адаптации должен генерировать кадр управления клиента (по-
ле PTI = 100). Поле PFI устанавливается в 0 (нет FCS поля инфор-
мации полезной нагрузки), а поле EXI устанавливается в значение
подходящего типа заголовка расширения. Для двух видов сигнала
CSF используют следующие значения поля UPI:
• пропадание сигнала клиента (UPI = 0000 0001);
• пропадание синхронизации по знакам клиента (UPI = 0000 0010).
После обнаружения состояния CSF на передающем конце про-
цесс адаптации сигнала клиента посылает сообщения CSF приемни-
ку GFP на дальнем конце каждые Т мс, 100 < Т 1000, начиная со
следующего кадра GFP. Промежуточными кадрами должны быть
«пустые» кадры GFP.
После приема сигнала CSF в приемнике GFP формируются сиг-
налы неисправности, посылаемые клиенту. Вид этих сигналов за-
висит от применяемой технологии формирования сигналов клиента.
Посылка аварийных сигналов прекращается после приема действи-
тельного кадра GFP.
Конкретный состав сигналов управления и сигналов техничес-
кого обслуживания, получаемых от клиента и направляемых кли-
енту, зависит от соответствующей технологии (GbEthernet, FICON,
ESCON и другие) и здесь не рассматривается.
9.2. Принцип виртуальных сцепок контейнеров
Виртуальные сцепки контейнеров СЦТС. Виртуальное
объединение контейнеров (виртуальные сцепки, виртуальная кон-
катенация) позволяет организовывать тракты с переменной скорос-
тью передачи посредством изменения числа контейнеров в сцепках.
Это существенно повышает эффективность использования сети при
поддержке технологии GFP.
Виртуальные сцепки контейнеров СЦИ разных уровней неско-
лько отличаются друг от друга. Рассмотрим вначале сцепку вир-
туальных контейнеров третьего и четвертого уровней. Эти сцепки
обозначаются как VC-3-Xv и VC-4-Xv и представляет собой группы,
состоящие из X (X = 1-256) контейнеров третьего или четвертого
уровня, которые в дальнейшем будем также называть виртуальны-
ми контейнерами. Скорости потоков, которые могут быть переданы
Передача пакетного трафика
315
Рис. 9.9. Формирование виртуального контейнера VC-4-Xv
в объединенном контейнере, равны 48384хХ кбит/с для третьего
и 149760хХ кбит/с для четвертого уровней. Виртуальный контей-
нер VC-3/4-Xv* состоит из X независимых виртуальных контейнеров
VC-3/4 со своими маршрутными заголовками, но образующих общее
поле информации клиента (контейнер С-З/4-Xv). На рис. 9.9 пока-
зано формирование контейнера VC-4-Xv, контейнер VC-3-Xv фор-
мируется так же, но отличается количеством столбцов: равным не
260хХ, а 84хХ.
Каждый виртуальный контейнер VC-3/4 передается по сети не-
зависимо, что вызывает расхождение моментов приема контейнеров,
составляющих одну сцепку. Поэтому на приеме виртуальные кон-
тейнеры VC-3/4 буферизируются и подвергаются процедуре двойно-
го выравнивания на основе индивидуальных номеров, которые прис-
ваиваются виртуальным контейнерам на передаче. Во-первых, внут-
ри сцепки каждый контейнер имеет номер (от 1 до X). Во-вторых,
используется двухуровневая сверхцикловая нумерация, одинаковая
для всех контейнеров сцепки, т. е. нумеруется некоторвя последова-
тельность сцепок. Для этого используются байты Н4 маршрутных
* Здесь и в дальнейшем краткие обозначения 3/4 и 2/1 соответст-
вуют понятиям 3 или 4, 2 или 1.
316
Глава 9
заголовков; с их помощью создаются сверхцикловые структуры пер-
вого и второго уровней, а также содержатся номера контейнеров в
сцепке и команды, используемые в технологии регулировки пропус-
кной способности канала (LCAS).
Для создания двухуровневой сверхцикловой структуры исполь-
зуются байты Н4, каждый из которых поделен на два полубайта. На
первом уровне задействованы биты 5-8 байта Н4 (второй полубайт).
Четырехбитный указатель сверхцикла первого уровня (MFI1) уве-
личивает свое значение в каждом цикле на единицу (происходит
счет от 0 до 15). На втором уровне используется восьмибитный
указатель сверхцикла MFI2 биты 1-4 байта Н4 (первый полубайт в
каждых двух последующих циклах), как показано в табл. 9.6. При
этом старшие четыре бита передаются в нулевом цикле, а младшие
четыре — в первом. Указатель сверхцикла второго уровня (MFI2)
увеличивает свое значение в каждом сверхцикле первого уровня
(происходит счет от 0 до 255). В результате двухуровневый сверх-
цикл будет состоять из 16x256 = 4096 циклов и иметь длительность
125-10 6 х 4096 = 512 мс. Таким образом, на приеме происходит
двойное выравнивание задержек распространения: вначале грубое
выравнивание в пределах 512 мс в соответствии с номерами сцепок,
присвоенными двухуровневым сверхциклом, а затем точное — по
номерам контейнеров внутри сцепки в пределах 125 мкс.
Команды, передаваемые в байтах Н4, располагаются в первых
полубайтах и подробно будут рассмотрены в разд. 9.3, здесь же дает-
ся их краткое перечисление. Величина SQ определяет порядковый
номер (от 0 до Х-1) контейнера С-З/4-Xv в сцепке VC-3/4- Xv. Во-
сьмибитовый порядковый номер передается в цикле 14 (передают-
ся первые четыре бита порядкового номера) и 15 (передаются вто-
рые четыре бита порядкового номера) сверхцикла первого уровня
(табл. 9.6).
Биты CTRL (второй цикл сверхцикла) служат для передачи
специальных команд, относящихся к LCAS.
Бит CID (третий цикл сверхцикла) является индикатором сцеп-
ки, т. е. указывает, что этот контейнер является (1) или не является
(0) элементом сцепки.
Бит RSA (десятый цикл сверхцикла) передается на дальний ко-
нец (1) для подтверждения правильности восстановления сцепки.
Биты MST указывают контейнеры, присутствующие в данной
сцепке. Для этого формируется поле из 256 ячеек; присутствие кон-
тейнера с данным номером в сцепке указывается символом 1 в со-
ответствующей ячейке, а отсутствие — символом 0. Все 256 ячеек
Передача пакетного трафика
317
Таблица 9.6
Вайт Н4 Номера циклов в 1-м Номера циклов во 2-м
Вит 1 Бит 2 Бит 3 Бит 4 Бит 5 Бит 6 Бит 7 Бит 8
Указатель сверхцикла сверх- сверх-
1-го уровня MFI1 цикле цикле
SQ 1 1 1 0 14 п — 1
1 1 1 1 15
MFI2 0 0 0 0 0 п
0 0 0 1 1
CTRL 0 0 1 0 2
0 0 0 GID 0 0 1 1 3
RES (0000) 0 1 0 0 4
0 1 0 1 5
CRC-8 0 1 1 0 6
0 1 1 1 7
MST 1 0 0 0 8
1 0 0 1 9
0 0 0 RSA 1 0 1 0 10
RES (0000) 1 0 1 1 11
1 1 0 0 12
1 1 0 1 13
SQ 1 1 1 0 14
1 1 1 1 15
MFI2 0 0 0 0 0 п+1
0 0 0 1 1
CTRL 0 0 1 0 2
передаются в 64 полубайтах Н4 или в 32 сверхциклах (одном свер-
хцикле MST). Заметим, что эта команда одинакова во всех контей-
нерах сцепки, т. е. многократно дублирована. Учитывая, что дли-
тельность передачи сверхцикла 125-10“6х16 = 2 мс, информация о
наличии тех или иных контейнеров в сцепке обновляется каждые
64 мс. Структура поля MST представлена в табл. 9.7.
Наконец, байты CRC-8 являются проверочными байтов Н4, вхо-
дящих в сверхцикл первого порядка (состоящий из 16 циклов).
Остальные байты — резервные (RES) и заполняются нулями.
Все типы виртуальных контейнеров низкого уровня также мо-
гут объединяться виртуальным способом. Принципы их объеди-
нения аналогичны принципам объединения контейнеров высокого
уровня. Виртуальный контейнер VC-2/l-Xv представляет собой
группу, состоящую из X контейнеров второго или первого уровня.
На рис. 9.10 представлена схема формирования виртуального
контейнера VC-12-Xv. Схемы формирования других контейнеров
318
Глава 9
Таблица 9.7
Номера контейнеров, статус которых передается в данном сверхцикле Номера ячеек поля статуса контейнеров (биты 1-4 байта Н4)
Сверх- циклы (по 16 циклов) 0, 32, 64, 96, 128, 160, 192, 224 1, 33, 65, 97, 129, 161, 193, 225 30, 62, 94, 126, 158, 190, 222, 254 31, 63, 95, 127, 159, 191, 223, 255 0 4 8 12 240 244 248 252 1 5 9 13 241 245 249 253 2 6 10 14 242 246 250 254 3 7 11 15 243 247 251 255 Сверх- цикл MST (32 сверх- цикла)
Рис. 9.10. Структура виртуального контейнера VC-12-Xv
будут отличаться лишь количеством столбцов. Так, если контей-
нер С-12 содержит 34 столбца, то С-2 — 16, а С-11 — 25 столбцов
соответственно.
Виртуальный контейнер VC-2/l-Xv передается в X независим-
ых виртуальных контейнерах VC-2/1. Каждый виртуальный кон-
тейнер имеет свой маршрутный заголовок. В данном случае байт
маршрутного заголовка К4 используется для определения порядко-
вого номера виртуального контейнера при объединении, а также для
индикации номера цикла в сверхцикле.
В табл. 9.8 приведены некоторые параметры виртуальных кон-
тейнеров VC-11-Xv, VC-12-Xv, VC-2-Xv.
Очевидно, что для осуществления перераспределения на при-
еме виртуальных контейнеров VC-11, VC-12, VC-2 (как и для VC-
3/4), которые принадлежат к одной группе объединенных вирту-
альных контейнеров, необходимо компенсировать временные сдвиги
между виртуальными контейнерами на приеме, для чего надо знать
индивидуальный порядковый номер каждого виртуального контей-
нера. Необходимая для этого информация закладывается в бит 2-го
Передача пакетного трафика
319
Таблица 9.8
Переносчик X Емкость, кбит/с Шаг, кбит/с
VC-11-Xv VC-3 (*) 1...28 1600... 44800 1600
VC-11-Xv VC-4 1...64 (**) 1600... 102400 1600
VC-12-Xv VC-3 1...21 2176... 45696 2176
VC-12-Xv VC-4 1...63 2176... 137088 2176
VC-2-Xv VC-3 1...7 6784... 47448 6784
VC-2-Xv VC-4 1...21 6784... 142464 6784
(*) данный вариант используется для структуры мультиплексирования:
С-11-> VC-ll-> TU-ll-> TUG-2^VC-3—> AU-3^STM-0.
(**) ограничивается 64 виртуальными контейнерами по следующим причинам:
• для индикатора порядкового номера выделено только 6 бит;
• неэффективно передавать в сцепке более 64, так как такая сцепка близка по
емкости контейнеру VC-4.
№№ сверхциклов (в каждом сверхцикле передаётся 1 бит)
1|2|3|4|5 6 7 8 9 10 11 12 13 |14|15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25126 27 28 29 30 31 32
MFI1 SQ CTRL Q 5 RES (0000) RSA MST CRC-3
Рис. 9.11. Формат строки информации, передаваемой в бите 2-го байта К4
байта К2 маршрутного заголовка. Этот бит передается один раз за
каждые 4 цикла (500 мкс), 32 бита объединяются в строку, которая
имеет формат, представленный на рис. 9.11. Таким образом, строка
повторяется каждые 16 мс (500 • 10-6 х 32 = 16 мс), или через 128
циклов передачи.
Команды, входящие в данную строку, полностью идентичны ко-
мандам, содержащимся в сверхцикле байта Н4 контейнеров 3-го и
4-го уровней (см. табл. 9.6 и пояснения к ней).
Виртуальные сцепки блоков оптических каналов ОТС.
Современная тенденция развития глобальных транспортных сетей
предполагает последовательный переход к полностью оптической
транспортной сети (ОТС) [10], которая должна стать базовой для
реализации глобальной информационной инфраструктуры (ГИИ).
Концепция OTN предполагает создание как открытых оптических
интерфейсов, так и интерфейсов, ориентированных на стандартные
физические интерфейсы систем СЦИ уровней STM-16, STM-64 и
STM-256.
Открытые оптические интерфейсы предполагается использо-
вать для непосредственного подключения к оборудованию ОТС,
формирующего те или иные оптические сигналы для высококачест-
венной передачи этих сигналов между узлами ОТС, которые могут
быть удалены друг от друга на значительные расстояния. Однако в
настоящее время стандарты и оборудование для открытых оптичес-
320
Глава 9
ких интерфейсов находится в стадии исследования, а интерфейсы
для систем СЦИ достаточно полно стандартизированы и существу-
ет оборудование, отвечающее этим стандартам.
Структура транспортной сети ОТС была подробно рассмотрена
в главе 7. Для передачи потоков информации, имеющих нестандар-
тную или переменную скорость, используются виртуальные сцепки
модулей OPUk. Виртуальная сцепка (конкатенация) в OPUk яв-
ляется единым блоком информации X параллельно передаваемых
независимых блоков OPUk. Виртуальная сцепка обозначается как
OPUk-Xv, где k = 1, 2, 3, Х= 1, 2,..., 256. В табл. 7.4 приведены
номинальные скорости передачи блоков OPUk-Xv.
Заметим, что в организации виртуальных сцепок в сетях ОТС и
СЦИ много общего. Поэтому читателю рекомендуется внимательно
ознакомиться с материалами предыдущего раздела.
На рис. 9.12 представлена структура блока OPUk-Xv. Входящие
в ее состав нагрузочные блоки OPUk имеют информационные поля,
состоящие из четырех строк и 3808-и столбцов байтов (с номерами
17-3824), т. е. сцепка предоставляет емкость до Хх4х3808 байтов
для переноса информации клиента.
Поскольку блоки сцепки транспортируются через сеть ОТС не-
зависимо, их время распространения случайно. Поэтому все бло-
Передача пакетного трафика
321
ки OPUk снабжаются индивидуальными заголовками (рис. 9.13), с
помощью которых на приемном конце восстанавливается структу-
ра виртуальной сцепки OPUk-Xv. Здесь мы сосредоточим внимание
только на элементах заголовка, играющих определенную роль в тех-
нологии VCAT. Значение других элементов подробно рассмотрено в
главе 7.
Следует отметить вначале, что каждый блок OPUk входит в
сверхцикловую структуру, достигающую размера 256 циклов.
Сверхцикловая структура организуется посредством байтов сверх-
цикловой синхронизации MFAS, входящих в заголовки блоков
OTUk (разд. 7.2). Таким образом, каждый байт заголовка OPUk
может рассматриваться как циклический.
Байт PSI является идентификатором структуры нагрузки; он
образует 256-байтный сверхцикл, в нулевом байте РТ указывается,
что данный блок принадлежит сцепке (код 06), в первом байте vcPT
содержится информация о типе нагрузки сцепки (например, сцеп-
ка загружена модулями STM-N, ячейками ATM и т. д.), остальные
322
Глава 9
байты циклического байта PSI резервные.
Циклические структуры VCOH1, VCOH2 и VCOH3, содержат
по 32 байта. Первые два байта MFI1 и MFI2 структуры VCOH1
представляют собой двухуровневой счетчик емкостью 28+8 = 65536
кадров. Таким образом, совместно со счетчиком кадров MFAS, ем-
костью 256 кадров, обеспечивается результирующая группа, разме-
ром 65536x256 = 16777216 кадров блока OPUk. Это позволяет на
приемном конце выравнивать практически любое расхождение во
времени задержки отдельных блоков до нескольких десятков се-
кунд).
Байт SQ указывает порядковый номер блока OPUk в сцепке.
Биты CTRL служат для передачи команд, относящихся к схе-
ме регулировки скорости канала LCAS. Эта технология позволяет
адаптировать пропускную способность канала к скорости передачи
клиентского сигнала изменением размеров сцепки (параметра X);
она будет рассмотрена в следующем разделе.
Бит GID является индикатором сцепки.
Бит RSA передается на дальний конец для подтверждения пра-
вильности восстановления сцепки.
Остальные байты и биты VCOH1 являются резервными (RES).
Структура VCOH2 занята битами MST — полем статуса элемен-
тов. Для каждого блока OPUk сцепки в этом поле отводится один
бит, указывающий на присутствие данного блока из возможных 256
блоков в сцепке.
Структура VCOH3 несет проверочные байты избыточного цик-
лического кода CRC-8. Контрольная сумма вычисляется по бай-
там VCOH1 и VCOH2 от кадра к кадру и вводится в байт VCOH3.
Порождающим полиномом для этого кода является полином вида
х8 х2 + х + 1-
Байты, входящие в 16-й столбец блока OPUk, определяются ти-
пом нагрузки блока. Так, на рис. 9.14 приведена структура блока
OPUk-4v при переносе синхронных модулей SDH STM-16 или STM-
64, которые загружаются в блок OPUk асинхронно. Из рисунка вид-
но, что в каждой строке блока содержится по три байта JC, несущих
команду согласования скоростей, байт PJO, занимаемый вставкой
при положительном согласовании, и байт NJO, занимаемой клиент-
ской информацией при отрицательном согласовании скоростей. При
переносе блоков GFP, ячеек ATM или другой синхронной нагрузки
эти байты заполняются нулевыми символами.
Виртуальные сцепки циклов ПЦТС. Сети плезиохронной
цифровой иерархии (PDH) заняли определённую нишу в современ-
Передача пакетного трафика
323
Рис. 9.14. Структура блока OPUk-4v при переносе сигнала STM-16
или STM-64
ной телекоммуникационной сети; они обеспечивают организацию
цифровых трактов с октетной синхронизацией и относительно невы-
сокими скоростями. Очевидно, что эти тракты также должны впи-
сываться в стратегию сетей с пакетной коммутацией, а потому обес-
печивать поддержку технологии виртуальной конкатенации VCAT.
В связи с этим в 2004 г. была принята рекомендация МСЭ-Т (с после-
дующими уточнениями), которая определила порядок создания вир-
туальных сцепок (виртуальной конкатенации) для потоков со ско-
ростями 1544, 2048, 34368 и 44736 кбит/с. Поскольку на европейских
и отечественных сетях используются потоки 2048 и 34368 кбит/с,
для них и будет рассмотрено создание виртуальных сцепок.
Для создания группы виртуальной конкатенации со скоростью
передачи Nx2048 кбит/с объединяется N циклов передачи, каждый
из которых состоит из 16 базовых стандартных циклов, длительнос-
тью по 125 мкс. Таким образом, время передачи сверхцикла равна
125x16 = 2000 мкс, или частота их передачи 0,5 кГц. Канальн-
ый интервал КИ1 первого цикла каждого сверхцикла использует-
ся для передачи заголовка конкатенации, как показано на рис. 9.15.
Этот байт резервируется в каждом из N объединяемых сверхциклов,
которые образуют группу виртуальной конкатенации VCG (Virtual
Concatenation Group).
Пропускная способность для клиентской нагрузки группы VCG
будет равна N(8 • 31 16 — 8) 0,5 = N 1980 кбит/с. В этой формуле
величина в скобках соответствует числу битов клиентской нагруз-
ки в сверхцикле, а 0,5 — частоте передачи сверхциклов в килогер-
цах. Клиентские сигналы отображаются последовательно в элемен-
тах VCG с восходящими номерами, которые определены байтами за-
головка конкатенации. Например, если первый объединяемый байт
расположен в элементе VCG с номером 0, то следующий объединяе-
мый байт будет располагаться в элементе с номером 1, и т. д. В одну
324
Глава 9
Рис. 9.15. Расположение заголовка конкатенации для сигнала NX2048 кбит/с
Таблица 9.9
Определение байта заголовка конкатенации
Бит 1 Бит 2 Бит 3 Бит 4 Бит 5 Бит 6 Бит 7 Бит 8
Управляющий пакет (VLI) Указатель сверхцикла (МЕИ)
MST (б иты 1-4) 1 0 0 0
MST б иты 5-8) 1 0 0 1
0 0 0 RSA 1 0 1 0
Резерв (0000) 1 0 1 1
Резерв (0000) 1 1 0 0
Резерв (0000) 1 1 0 1
Резерв (0000) 1 1 1 0
Биты SQ 1-4 1 1 1 1
MFI2 MSB (биты 1-4) 0 0 0 0
MFI2 LSB (биты 5-8) 0 0 0 1
CTRL 0 0 1 0
0 0 0 | GID 0 0 1 1
Резерв (0000) 0 1 0 0
Резерв (0000) 0 1 0 1
С1 с2 Сз I с4 0 1 1 0
£ с7 с8 0 1 1 1
группу VCG может быть объединено до 16 сверхциклов потоков,
имеющих скорость передачи 2048 кбит/с (N = 1,... ,16). Заметим,
что порядок объединения байтов клиентской нагрузки аналогичен
порядку объединения в контейнеры VC-12-Xv синхронной иерархии.
Структура заголовка виртуальной сцепки N х 2048 представлена
в табл. 9.9.
Байты заголовка конкатенации содержат мультиплексирован-
ный во времени управляющий пакет VLI. Такой пакет имеет 16 полу-
байтную форму, которая передается в виде одного полубайта в каж-
дом байте заголовка конкатенации. Байт заголовка конкатенации со-
держит один полубайт для VLI и один полубайт для MFI1 — указате-
ля сверхцикла. Байты заголовка конкатенации потоков 2048 кбит/с
аналогичны байтам заголовков виртуальных сцепок SDH (байты Н4,
К2 виртуальных контейнеров) и ОТС (байты VCOH блоков нагруз-
ки оптических каналов OPUk).
Передача пакетного трафика
325
Так же, как и в технологиях СЦИ и ОТС, номер сверхцикла в
сцепке содержится в полубайте SQ, передаваемом в шестом байте
циклического заголовка виртуальной конкатенации (см. табл. 9.9).
Обратим внимание, что байты заголовка объединяются по 16 в цик-
лы, а циклы — по 8 в сверхциклы, не связанные нумерацией с цик-
лами и сверхциклами потоков 2048 кбит/с. Номера циклов и свер-
хциклов определяются битами MFI1 и MFI2 LSB соответственно.
Биты MFI2 MSB в нумерации не используются.
Поскольку при виртуальной конкатенации элементы одной
группы передаются по сети независимо, неизбежно возникают флук-
туации их времени распространения. Компенсировать эти флукту-
ации можно посредством буферизации принимаемых элементов и
считывании их в последовательности, определяемой битами MFI1
и MFI2 LSB. Чтобы определить максимальную величину компенси-
руемых флуктуаций, следует перемножить длительность кадра 125
мкс, число циклов в сверхцикле 16 и число позиций, определяемое
счётчиком MFI — 24+4. Полученное значение надо разделить на 2 с
учётом того, что компенсация может быть как положительной, так и
отрицательной. Таким образом, получаем ±125-10“6х16х24+4/2 =
= ±256 мс.
Сп биты являются проверочными для кода CRC-8 по управля-
ющему пакету. При этом является старшим битом (MSB) для
CRC. Образующий полином кода имеет вид х8 ± х2 ± х ± 1.
Процедура кодирования такова:
• биты CRC-8 в управляющем пакете обнуляются;
• контрольный пакет обрабатывается путем процесса умножения
на х8 и последующего деления (по модулю 2) на образующий
полином;
• остаток, полученный от процесса умножения/деления, вставля-
ется в область CRC-8 управляющего пакета.
Как уже отмечалось выше, другие биты заголовка конкатенации
служат для передачи специальных команд, относящихся к LCAS. К
ним относятся биты команд CTRL, бит CID, который является ин-
дикатором сцепки, бит RSA, передаваемый на дальний конец для
подтверждения правильности восстановления сцепки, и биты MST,
указывающие на присутствие данного элемента (из возможных 16)
в сцепке. Значение соответствующего бита MST, равное 1, говорит
о присутствии элемента с соответствующим номером в группе кон-
катенации. Поскольку поле MST содержит только 8 битов, их соот-
ветствие одному из 16 возможных элементов определяется восьмым
битом MFI2, как это указано в табл. 9.10.
326
Глава 9
Таблица 9.10
Значение бита 8 (LSB) MFI2 MST
Бит 1 Бит 2 Бит 3 Бит 4
0 0 1 2 3 Номера
4 5 6 7 элементов
1 8 9 10 11 сцепки
12 13 14 15
Таким образом, для передачи статуса всех 16 элементов потре-
буется два управляющих пакета, каждый из которых передается в
течение 125 • 10-6 • 16 • 16 = 32 мс. Следовательно, при наличии
только одного обратного канала (см. разд. 9.3), статус элементов
группы конкатенации будет обновляться через 64 мс.
Резервные байты заголовка конкатенации заполняются симво-
лами 0.
Потоки со скоростью передачи 34368 кбит/с объединяются в
виртуальные каналы в том случае, если они предназначены для пе-
редачи транспортных структур SDH по сети PDH. При этом исполь-
зуются циклы со структурой, показанной на рис. 9.16. В этом кадре
байт, следующий за вторым байтом кадровой синхронизации (РА2)
занят байтом заголовка виртуальной конкатенации VLI. Остальные
529 байтов занимаются клиентской нагрузкой. Скорость передачи
цикла равна 125 мкс.
Заметим, что байты заголовка цикла несут информацию, ана-
логичную заголовкам транспортных структур SDH. Байты FA явля-
ются байтами кадровой синхронизации. Байт ЕМ содержит прове-
рочное слово кода BIP-8, определенное для всего кадра (кроме бай-
тов синхронизации). В байте TR передаётся 16-байтный адрес пере-
датчика, что позволяет контролировать правильность трассировки.
Байт МА служит для передачи сообщения об аварийном состоянии
на дальнем конце (бит 1), о наличии ошибок, определенных кодом
BIP-8 (бит 2), и о типе клиентской нагрузки (биты 3-5). Биты 6-
Передача пакетного трафика
327
Таблица 9.11
Значение бита 8 (LSB) MFI2 MST
Вит 1 Бит 2 Бит 3 Бит 4
0 0 1 2 3 Номера
1 4 5 6 7 элементов сцепки
8 заняты индикатором образования сверхцикла из четырех циклов,
необходимого для идентификации байтов заголовков виртуальных
контейнеров SDH низших уровней.
Вайты заголовка виртуальной сцепки, которая может содер-
жать до восьми элементов (N = 1,..., 8), позволяют образовать един-
ый канал с пропускной способностью, равной N • 529 • 8/(125 • 10-6) =
= N • 33856 кбит/с.
Вайты VLI циклов каждого потока мультиплексируются во вре-
мени, образуя заголовок конкатенации данного потока. Структура
этого заголовка практически совпадает с соответствующей струк-
турой заголовка конкатенации потока 2048 кбит/с (см. табл. 9.9).
Отличия заключаются, во-первых, в том, что для поля SQ отводит-
ся не 4, а 3 бита (биты 2 ...3), и, во-вторых, в том, что в полях
MST биты 1-4 не используются. Эти отличия определены тем, что
в группе конкатенации данного потока N ^8, а в группе N • 2048 —
N < 16. Структура полей MST представлена в табл. 9.11.
Так же, как и при объединении потоков 2048 кбит/с, клиентские
сигналы отображаются последовательно в элементах VCG с восхо-
дящими номерами, которые определены байтами заголовка конка-
тенации. Например, если первый объединяемый байт расположен в
элементе VCG с номером 0, то следующий объединяемый байт будет
располагаться в элементе с номером 1, и т. д.
Аналогично, как и для элементов сцепки потоков 2048 кбит/с,
здесь предусматривается компенсация неравномерности времени
распространения элементов сцепки по сети. Для этого принимаем-
ые элементы записываются в буфер, а затем считываются в порядке,
определяемом счетчиком MFI. Максимальная величина выравнива-
ния составляет, ±125 10-6 24 8/2 = ±256 мс.
9.3. Регулировка пропускной способности
канала
Если канал используется для передачи клиентской нагрузки с
переменной скоростью, то для регулировки его пропускной способ-
ности предназначается технология LCAS. Под каналом в данном
случае подразумевается пучок трактов, по которым проходят эле-
328
Глава 9
менты виртуальной сцепки: виртуальные контейнеры VC-n в тран-
спортных сетях SDH или блоки нагрузки оптического канала OPUk
в транспортных сетях ОТС. В дальнейшем виртуальная сцепка вне
зависимости от вида транспортной сети будет обозначаться как VCG
(Virtual Concatenation Group). Пропускная способность такого кана-
ла регулируется удалением из него или прибавлением к нему трак-
тов передачи — элементов VCG (виртуальных контейнеров или бло-
ков нагрузки).
Особенно следует подчеркнуть, что технология LCAS не пред-
назначена ни для определения потребного числа элементов VCG, ни
для определения путей их прохождения. Эти задачи решает система
управления сетью NMS (Network Management Station) (см. гл. 10).
По командам от NMS оборудование LCAS лишь изменяет число эле-
ментов в очередной группе VCG.
Очевидно, что при уменьшении числа элементов в сцепке уме-
ньшается и число трактов, необходимых для её передачи. Высвобо-
дившиеся тракты могут быть использованы для передачи каких-то
других сигналов, например, элементов других VCG. Это также яв-
ляется прерогативой NMS и ни в коей мере не может решаться про-
цедурами LCAS, VCAT или GFP. Таким образом, технология LCAS
представляет собой ряд процедур, необходимых только для изме-
нения количества элементов в VCG. Эти процедуры реализуются
в результате обмена служебной информацией между приемником
и передатчиком виртуальной сцепки. Порядок обмена и содержа-
ние служебных посылок регламентирован рядом стандартных про-
токолов, подробно рассмотренных в рекомендациях МСЭ-Т. Очень
важно, что процедуры LCAS осуществляются без прекращения пе-
редачи клиентской информации.
В общем случае протокол LCAS может быть представлен схе-
мой, показанной на рис. 9.17. Из рисунка видно, что часть протокола
реализуется на стороне передатчика, а часть — на стороне приемни-
ка. Поток информации от передатчика к приемнику осуществляет-
ся для каждого элемента сцепки VCG индивидуально. Информация
этого потока вводится в поля SQ, CTRL, CRC и MFI. На стороне пе-
редатчика осуществляется обмен информацией SQ между элемен-
тами VGA. Эта информация передается приемнику для управления
полем статуса элементов MST. В обратном направлении, от прием-
ника к передатчику, в полях RSA и MST передается информация,
общая для всей сцепки. Это статус элементов сцепки и подтверж-
дение об изменениях в нумерации в последовательности элементов.
Передатчик, получив информацию от приемника, распределяет
Передача пакетного трафика
329
MST для каждого элемента сцепки и назначает элементам соответ-
ствующие номера SQ (см. также табл. 9.6, 9.7, 9.9-9.11, рис. 9.11
и 9.13).
В общем случае процедуры LCAS предусмотрены для одного
направления передачи, т. е. пропускная способность двустороннего
канала может быть различной в направлении передачи и приема.
Такие асимметричные каналы эффективны на IP-сетях, в которых
обычно пользователь получает больше информации, чем передает.
Протоколы LCAS для симметричных каналов в настоящее время не
регламентированы (находятся в стадии изучения).
В табл. 9.12 показан состав служебных полей элементов VCG с
расшифровкой названий полей и команд, а на рис. 9.18 — примеры
наиболее часто используемых протоколов LCAS. Значения команд
расшифрованы в таблице; подчеркнем только, что команда «fixed»
означает постоянный состав виртуальной сцепки, т. е. тракт имеет
фиксированную пропускную способность, следовательно, функции
LCAS отключены. Отметим также, что в бите GID устанавливает-
ся значение 1 при использовании виртуальной сцепки (технологии
VCAT) вне зависимости от использования процедур LCAS.
Рассмотрим примеры использования протоколов LCAS, для че-
го обратимся к рис. 9.18. В верхней части рисунка отмечены воз-
можные состояния передатчика и приемника элемента виртуальной
сцепки и их условные обозначения, расшифрованные в табл. 9.13.
Названия состояний даны прописными буквами и примерно совпа-
дают с соответствующими командами (ср. с табл. 9.12, где команды
330
Глава 9
Таблица 9.12
Протокол LCAS
Направление Поле Назначение
От MFI Индикатор начала сверхцикла
передатчика к приемнику SQ Номер элемента в сцепке
CTRL Контрольное поле
Код Команда Значения команд
0000 0001 0010 0011 0101 1111 fixed add norm eos idle dnu Фиксированная пропускная способ- ность (протокол LCAS не поддер- живается) Этот элемент подготавливается к добавлению в сцепку Нормальная работа LCAS Последний член сцепки и нормаль- ная работа Ожидание: этот элемент не при- надлежит сцепке или готовится к удалению из неё Не использовать (полезную нагруз- ку), статус элемента не подтверждён
GID Индикатор сцепки
CRC-3/8 Контрольное поле кода CRC (3 — для байта К4, 8 — для байта Н4)
От приемника к передатчику MST 0 1 ( Зтатус элемента сцепки Подтверждён Не подтверждён
RSA Подтверждение восстановления последовательности
обозначены строчными буквами).
Верхние три строки рис. 9.18 (ниже обозначений состояний) ил-
люстрируют протокол добавления нового элемента в сцепку. Первая
строка показывает, что канал состоит из четырех трактов (а, Ъ, с,
d), один из которых (Ъ) свободен (его передатчик и приемник нахо-
дятся в состоянии IDLE-ожидания). По другим трактам передается
информация клиента (передатчики находятся в состоянии NORM —
нормальная работа, а приемники — в состоянии ОК — подтвержде-
ния нормального приема).
Затем от системы управления транспортной сетью (NMS) посту-
пает команда Мдоп(Ь) — добавить элемент в сцепку, который будет
передаваться по тракту Ь. Передатчик b переходит из состояния
IDLE в состояние ADD — добавления и посылает соответствующую
команду (add) приёмнику, который из состояния IDLE переходит в
состояние FAIL — отсутствия в сцепке данного элемента (не подтвер-
ждения статуса элемента). Но, поскольку от NMS в приемник также
поступает команда МдОО(Ь), он посылает передатчику команду ок
Передача пакетного трафика
331
IDLE
NORM
DNU
ADD
IDLE j
OK Приемник
FAIL )
Передатчик
Состояние
передатчиков
элементов
REMOVE Q
Состояние
приемников
элементов
dnu(b)
idle(b)
Рис. 9.18. Примеры использования протокола LCAS
и переходит в состояние ОК.
Передатчик Ъ переходит в состояние NORM (третья строка ри-
сунка) и посылает команду eos(b) — элемент b последний в сцеп-
ке. Одновременно передатчик d, элементы которого ранее были
последними, посылает команду norm(d), указывающую на работу
в штатном режиме. Приемник отвечает командой rsa— подтвержде-
ния порядка последовательности. Последовательность комбинаций
команд от передатчика norm и eos, а от приемника — команда rsa, со-
ответствуют штатному режиму, который продолжается до тех пор,
пока не возникнет необходимость в каких-либо изменениях.
Четвертая строка рис. 9.18 иллюстрирует начало протокола
332
Глава 9
Таблица 9.13
Протокол LCAS
Состояние Передатчик Приемник
IDLE ОЖИДАНИЕ: нет подготовленных элементов VGA -
NORM НОРМАЛЬНОЕ СОСТОЯНИЕ: подготовленный и активный элемент, тракт исправен
OK — Подготовленный и активный элемент группы принят
DNU (Do Not Use) НЕ ИСПОЛЬЗОВАТЬ: элемент подготовлен, но тракт неисправен —
FAIL — Элемент подготовлен, но приема нет
ADD ДОБАВЛЕНИЕ: процесс добавления элементв —
REMOVE УДАЛЕНИЕ: процесс удаления элемента —
LCAS, соответствующего обнаружению ошибки в тракте Ь. Как вид-
но из рисунка, приемник b при обнаружении ошибки переходит в
состояние FAIL (нет приёма) и посылает передатчику соответству-
ющую команду fail(b). Передатчик b переходит в состояние DNU —
состояние рабочее, но тракт неисправен (информацию не исполь-
зовать) и посылает команду dnu(b). Одновременно передатчик d
посылает команду eos(d) — последний в сцепке, поскольку ранее
последним был элемент Ь. Приемники подтверждают правильность
восстановления принятой последовательности (rsa) и, если ошибка
устранена, подтверждение статуса элемента ok(b). Все передатчики
и приемники переходят в штатный режим.
Последние четыре строки рис. 9.18 иллюстрируют протоколы
удаления из сцепки вначале элемента d, а затем элемента Ь.
Процесс удаления элемента d со стороны начинается аналогич-
но ранее рассмотренному процессу ввода элемента, т. е. с момента
получения команды MREMovE(d)°T системы управления NMS. Пе-
редатчик d переходит в состояние REMOVE — удаление элемента и
передает приемнику команду idle(d). Приемник переходит в состоя-
ние FAIL, передавая передатчику соответствующую команду fail(d).
В передатчике устанавливается режим ожидания IDLE. Эти состоя-
ния передатчика и приемника удерживаются до получения следую-
щих команд (штатный режим). При этом происходит обмен между
передатчиками и приемниками командами eos, norm и rsa (на рис-
унке не показано).
Передача пакетного трафика
333
Если в приемник от NMS поступает команда М^емоуе(ь), пос-
ледний переходит в состояние ожидания (IDLE) и посылает коман-
ду fail(b) передатчику. Передатчик b приобретает состояние DNU,
отправляя приемнику idle(b), а передатчик а — команду eos(a) —
последний элемент последовательности. Этот момент является на-
чалом штатного режима, при котором работают тракты а и с, пе-
редатчик b находится в состоянии DNU, приемник d — в состоянии
FAIL, а передатчик b и приемник d — в состоянии ожидания IDLE.
В заключение укажем ещё раз на то, что рассмотренные тех-
нологии GFP, VCAT и LCAS образуют комплекс, работающий под
управлением NMS. Этот комплекс обеспечивает возможность соз-
дания на сетях с октетной синхронизацией разнообразные наборы
интерфейсов для передачи пакетов, как с постоянной, так и с пере-
менной скоростью.
10 Управление цифровыми
телекоммуникационными системами
Назначение TMN. Управление современной электросвязью
осуществляется с помощью сети управления электросвязью (теле-
коммуникациями) TMN (Telecommunication Management Network).
TMN — распределенная сеть, обеспечивающая управление сетями
электросвязи и их услугами путем организации согласованного вза-
имодействия различных типов систем управления и оборудованием
сетей электросвязи на основе единых стандартизированных интер-
фейсов и протоколов. Основные положения концепции TMN раз-
работаны МСЭ-Т в кооперации с другими организациями и опре-
делены в рекомендациях МСЭ-Т серии М.Зххх. Технология TMN
положена в основу построения системы управления ЕСЭ РФ и сис-
тем управления транспортными сетями отдельных операторов.
Управление (администрирование или менеджмент) сети заклю-
чается в выполнении администратором сети функций администра-
тивного управления сетью, например функции формирования кон-
фигурации сети, распоряжения ресурсами сети, регулирования прав
доступа в сеть и т. д.
Обслуживание сети сводится в общем случае к управлению
сетью, как физической системой, ее мониторингу и сбору статистики
о прохождении сигналов, ее тестированию в случае возникновения
неординарных или аварийных ситуаций, восстановлению работоспо-
собности в случае ее нарушения, например, путем переключения на
резерв и т.п.
При создании системы управления электросвязью решаются
следующие задачи:
• обеспечение сбора и передачи информации о состоянии всех се-
тевых элементов (СЭ) по сети передачи данных, соответствую-
щей требованиям TMN;
• адаптация систем передачи, систем коммутациии вторичных се-
тей к требованиям, предъявляемым к СЭ технологией TMN;
• разработка программного и технического обеспечения для соот-
ветствующих уровней управления.
Управление цифровыми телекоммуникационными системами
335
Рис. 10.1. Общая схема взаимодействия TMN и сети электросвязи
Общая схема взаимодействия TMN и сети электросвязи пред-
ставлена на рис. 10.1. Управление сетью осуществляется через со-
ответствующую операционную систему (Operating System: OS1 или
OS2), обеспечивающую выполнение функций сбора, обработки, хра-
нения и распределения управляющей информации. Рабочие стан-
ции (стандартные или специализированные компьютеры) служат
для взаимодействия техперсонала первичной сети с сетью управ-
ления через стыки типа F.
Сеть передачи данных служит для организации каналов свя-
зи между СЭ, операционными системами и другими компонентами
TMN через стыки (интерфейсы) различных типов (Q3, Q^, F и X).
С функциональной точки зрения TMN представляет самосто-
ятельную выделенную сеть, которая взаимодействует с управляе-
мой сетью электросвязи для получения информации и управления
функционированием сети. Основным принципом построения TMN
является обеспечение общей архитектуры для обмена информацией
управления через стандартные стыки.
Логическая архитектура TMN. Согласно модели Междуна-
родной организации по стандартам (ISO — International Standards
336
Глава 10
/ Уровень \
/ бизнес-управления \
/ Уровень управления \
/услугами\
Уровень управления сетью '
Уровень управления сетевыми
элементами
Уровень сетевых элементов
Бизнес-менеджер (ВМТ),
Q-адаптер, приложения
Сервис-менеджер (SM), агент,
Q-адаптер, приложения
Сетевой менеджер (NM), агент,
Q-адаптер, приложения
Элемент-менеджер (ЕМ), агент,
Q-адаптер, приложения
\ Агент, Q-адаптер
Рис. 10.2. Логическая архитектура TMN
Organization) TMN строится по иерархическому принципу и содер-
жит пять уровней управления, образующих логическую архитек-
туру TMN (рис. 10.2).
Самый нижний уровень — уровень сетевых элементов (Net-
work Elements Layer — NEL) образуется компонентами сети, кото-
рые рассредоточены по объектам сети (узлы коммутации, сетевые
станции и сетевые узлы, мультиплексоры, аппаратура оперативного
переключения, регенерационные пункты, соединяющие их оптичес-
кие или электрические кабели, источники электропитания и др.).
Здесь реализуются функциональные возможности СЭ, их эксплуа-
тация, самодиагностика, самотестирование и генерация сигналов о
неисправностях, предотказного состояния и отказа.
Второй уровень — уровень управления сетевыми элемента-
ми (Element Management Layer — EML) обеспечивает выполнение
функций контроля состояния сетевых элементов, отображения па-
раметров их функционирования, техническое обслуживание, тести-
рование и конфигурирование сетевых элементов. Управление СЭ
осуществляют центры управления сетью электросвязи через цент-
ры технической эксплуатации (ЦТЭ).
Управление СЭ осуществляется через систему управления СЭ
(Element Manager System), основу которой составляет элемент-мене-
джер (ЕМ). Функции ЕМ могут интерпретироваться как независи-
мые функции OS, осуществляемые конкретными СЭ с помощью дан-
ного ЕМ через сервисные интерфейсы, поддерживаемые данной OS.
Если несколько OS взаимодействуют через одни и те же сервисные
интерфейсы, то в этом случае функции ЕМ распределяются по нес-
кольким OS.
Основными функциями ЕМ являются:
• инсталляция — установка СЭ и ввод в эксплуатацию, включая
первичную конфигурацию (задание числа и типов интерфейс-
ных блоков) и их идентификацию;
• конфигурация СЭ, предусматривающая распределение каналов
Управление цифровыми телекоммуникационными системами
337
полезной нагрузки, их адресации, назначение приоритетов ис-
точникам синхронизации и т.п.;
• мониторинг СЭ для определения степени работоспособности,
сбора и обработки сигналов о возникновении неординарных си-
туаций;
• управление функцией передачи, т. е. оценка состояния интер-
фейсов, активация систем резервирования для перехода на ре-
зервное оборудование;
• тестирование СЭ по определенным тестам, характерным для
конкретного типа оборудования ОТЭ;
• локализация СЭ в рамках выделенного слоя с целью осуществ-
ления сервиса и обработки информации от СЭ, специфического
для данного слоя.
Отметим, что ЕМ может быть использован для управления не
только локальными, но и удаленными узлами сети. Его можно ис-
пользовать в полевых условиях при выполнении ремонтных работ
на линии передачи.
Элемент-менеджеры могут быть реализованы на различных
компьютерных платформах, в том числе и на персональных, под
управлением различных ОС.
Третий уровень — уровень управления сетью (Network Mana-
gement Layer — NML) осуществляет общее согласованное управление
разнородными сетевыми элементами и их ресурсами. Управление
осуществляется из единого центра, который следует рассматривать
как самостоятельный функциональный компонент. Управление се-
тью осуществляется через систему управления сетью NMS (Network
Manager System), основу которой составляет сетевой менеджер
(NM).
Сетевой менеджер осуществляет следующие основные функции:
• мониторинг — проверка тракта передачи, проверка качества пе-
редачи и самой возможности связи;
• обработка аварийных сообщений (сигналов);
• управление рабочими характеристиками сети и ее элементов;
• управление сетевой топологией (конфигурацией), т. е. функция
переключения маршрутов передачи (в том числе и в результате
сбоя и последующего восстановления маршрута);
• управление программой обслуживания сети и тестирования ее
элементов;
• управление безопасностью сети (защита от несанкционирован-
ного доступа);
338
Глава 10
• локализация в рамках выделенного слоя, т. е. осуществление
сервиса NM и обработку информации от NE, специфических
для данного слоя.
В отличие от ЕМ сетевой менеджер реализуется, как правило,
на мощных компьютерных платформах.
Существует два режима работы NM: режим управления и ре-
жим мониторинга. Первый обеспечивает полный доступ ко всем
возможностям и опциям NM, кроме возможности изъятия сохра-
ненного файла конфигурации (доступного в режиме мониторинга).
В режиме мониторинга осуществляется, как правило, сбор и оценка
показателей работоспособности сети и ее элементов, а все остальное
запрещено.
Четвертый уровень — уровень управления услугами (Service
Management Layer — SML) предназначен для взаимодействия с поль-
зователями, например назначение пользователям требуемого вида
услуг, определение их качества, тарифов и времени существования
услуги. Этот уровень не связан с управлением физическими объ-
ектами.
Управление на этом уровне осуществляется сер вис-менедже-
ром (SM), который обеспечивает выполнение следующих функций:
• мониторинг возможности предоставления услуг, а также дос-
тупности трактов, сформированных на уровне NM;
• управление характеристиками услуг, а также формирования
запросов сетевому управлению на изменение трактов передачи.
Пятый уровень, или уровень бизнес-управления (Business Ma-
nagement Layer — BML) не содержит специфики связи. На этом
уровне осуществляется руководство финансами компании (операто-
ра сети), управление пакетами акций, долгосрочная рыночная стра-
тегия, управление персоналом, взаимодействие с другими компания-
ми — операторами связи.
Функциональная архитектура сети TMN описывает рас-
пределение функций между различными блоками для передачи и
обработки информации, относящейся к управлению телекоммуника-
ционными системами и сетями и услугами сетей в штатных и чрез-
вычайных ситуациях. Типы различных интерфейсов TMN и их вза-
имодействие через функциональные блоки приведены на рис. 10.3.
Рассмотрим основные функции и реализующие их одноименные
блоки.
OSF (Operations System Function) — функция операционной
системы, или функция взаимодействия — логический объект TMN,
Управление цифровыми телекоммуникационными системами
339
Рис. 10.3. Типы и положения интерфейсов (стыков) в схеме управления
сетью
осуществляющий обработку информации управления с целью кон-
троля и управления сетью электросвязи. Реализуется блоком OSF,
обрабатывающим управляющую информацию с целью мониторинга
и/или управления, а также выполняющим функцию управляющего
приложения OSF — MAF (Management Application Function). Мо-
жет играть роль Менеджера либо Агента (программной логики
мониторинга и контроля ресурсов сетевого элемента).
MF (Mediation Function) — медиаторная функция, или функ-
ция сопряжения (взаимодействия), которой соответствует блок MF,
обрабатывающий информацию, передаваемую между блоками OSF
и NEF (или QAF) с целью запоминания, фильтрации, адаптации и
сжатия информации. Блок MF также реализует функцию управля-
ющего приложения MF-MAF.
NEF (Network Element Function) — функция сетевого элемен-
та. Поддерживает сетевые транспортные службы, например муль-
типлексирование, переключение, регенерацию. Реализуется блоком
NEF, который включает функции связи, являющиеся объектом уп-
равления, а также реализует функцию управляющего приложения
NEF - MAF.
QAF (Q-adapter function) — функция Q-adanmepa (QA), реали-
зуемая блоком QAF, подключающего к TMN логические объекты,
не являющиеся частью TMN;
WSF (Work Station Function) — функция рабочей станции,
реализуемая блоком WS, позволяющая интерпретировать информа-
цию TMN в терминах, понятных пользователю.
Для передачи информации между блоками сети TMN использу-
ется функция передачи данных DCF (Data Communication Function).
Пары функциональных блоков, обменивающихся информацией, раз-
делены между собой эталонными (или интерфейсными) точками.
Стыки между различными блоками реализуются с помощью ря-
да стандартных интерфейсов:
340
Глава 10
F — интерфейс для подключения сети передачи данных DCN
(Data Communications Channel) к рабочей станции элемент-менедже-
ра (NE);
Q — интерфейс для связи DCN с NE через Q-адаптер или ме-
диатор MD (Mediation Device — устройство сопряжения);
X — интерфейс для связи DCN с внешними сетями. Более под-
робно об этом будет сказано ниже.
Информационная архитектура TMN включает в себя сле-
дующие основные понятия:
Объекты — средство описания управляемых коммутационных
станций, систем передачи и др. В виде объекта информация о кон-
кретном сетевом элементе (телефонная станция, коммутатор СЦИ,
синхронный мультиплексор и др.) хранится в базе данных TMN.
Объект создается с помощью специального набора определений,
представленных в «Руководстве по определению объекта управле-
ния» — GDMO (Guidelines for the Definition of Managed Objects).
Основу этой архитектуры составляет прикладная функция уп-
равления (ПФУ или MAF) — прикладной процесс управления эле-
ментом TMN. Прикладная функция управления состоит из агента
(управляемого) и/или менеджера. Каждый сетевой элемент и опе-
рационная система или устройство взаимодействия должны поддер-
живать ПФУ, в которую входит хотя бы один агент.
Менеджеры (М) — программная логика (управляющая прог-
рамма) или часть ПФУ, которая способна выдавать операцию сетево-
го управления (например, производить выборку записи аварийного
события, устанавливать пороговые значения) и получать информа-
цию об авариях и о рабочих характеристика. В сетевые элементы
ЦСП может входить или не входить менеджер, в то время как в
операционную систему или устройство взаимодействия входит, по
крайней мере, один менеджер, который выполняет две функции:
1) генерация управляющей команды («Установить», «Разъеди-
нить», «Реконфигурировать», «Запретить»);
2) получение и обработка уведомления о выполнении управля-
ющей команды.
Агенты (А) — программная логика (программы мониторинга
состояния и контроля ресурсов) представляет часть ПФУ, которая
способна осуществлять отклик на операции сетевого управления,
выдаваемые менеджером, и выполнять операции с управляемыми
объектами, выдавая события от имени управляемых объектов. Эта
логика обладает следующими возможностями:
Управление цифровыми телекоммуникационными системами
341
Рис. 10.4. Схема взаимодействия менеджера, агента и объектов
• способность воздействовать на ресурсы/возможности объекта,
согласно полученным от менеджера командам;
• способность постоянно отслеживать состояние управляемого
объекта (мониторинг);
• выдача уведомлений;
• содействие в обмене информацией между управляемыми объ-
ектами различных уровней.
Один менеджер может обмениваться информацией с несколь-
кими агентами, и один агент — с несколькими менеджерами. Мене-
джер может играть роль агента по отношению к менеджеру более
высокого уровня. В любом случае менеджер должен активизиро-
вать процессы управления и быть подготовленным к управлению
отрицательными откликами (по причине защиты информации от
несанкционированного доступа). Агент должен фильтровать дирек-
тивы управления и транслировать ответные уведомления.
Весь обмен информацией между агентом и менеджером проис-
ходит посредством протокола взаимодействия, который определя-
ет очередность и форму обмена управляющими командами. Этот
протокол взаимодействия называется CMIP (Common Management
Information Protocol). Схема взаимодействия агента, менеджера и
объекта приведена на рис. 10.4.
Физическая архитектура TMN включает в себя физические
элементы TMN, реализующие ее определенные ресурсы: функцио-
нальные блоки, стандартные интерфейсы и набор протоколов для
передачи и обработки данных. Обобщенная физическая архитекту-
ра TMN представлена на рис. 10.5.
К стандартным совместным интерфейсам сети TMN отно-
сятся интерфейсы Q3, Qx, X и F. Стандартные интерфейсы должны
обеспечивать взаимодействие элементов, выполняющих соответст-
вующие функции (NE, QA, OS, MD и WS) через сеть передачи дан-
ных DCN. Стандартизация интерфейсов обеспечивает совместимос-
ть устройств, взаимодействующих для выполнения заданной фун-
342
Глава 10
кции TMN независимо от типа устройства и производителя обору-
дования.
Интерфейс Q3 обеспечивает связь между операционной систе-
мой OS, управляющей работой телекоммуникационной сети, и теми
элементами сети TMN, с которыми она в свою очередь имеет непос-
редственную связь.
Интерфейс Qx обеспечивает в сети TMN связь между MD (уст-
ройствами сопряжения), сетевыми элементами (NE) и QA (Q-адап-
тер, позволяющий подключать оборудование, имеющее несовмести-
мые с TMN интерфейсами), поддерживаемые им. Информационная
модель для интерфейса QT должна быть такой же, как и для ин-
терфейса Q3.
Интерфейс F соединяет рабочие станции с OS или MD. Он мо-
жет использовать протоколы поддержки, которые отличаются от
семейства протоколов для интерфейсов Q3 и X. На интерфейсе F
происходит обмен данными, которые используются для внутренней
обработки системами математического обеспечения или для переда-
чи информации между системами.
Интерфейс X применяется для обмена информацией управле-
ния между операционными системами различных сетей TMN. Этот
интерфейс можно использовать для установления взаимосвязи двух
сетей TMN или сети TMN и другой сети или системы, которая вклю-
чает интерфейс типа TMN.
11 Параметры качества каналов
и трактов МТС
Основными показателями качества функционирования каналов
и трактов являются:
• верность передачи;
• фазовые флуктуации;
• параметры надёжности;
• задержка;
• проскальзывания.
Вначале кратко рассмотрим два последних показателя. Как из-
вестно, задержка передачи особенно сильно влияет на интерактив-
ный обмен информацией, главным образом на телефонную связь.
В рекомендации МСЭ-Т G.114 приводится график (рис. 11.1) оценки
качества канала в зависимости от задержки. График этот получен в
результате статистических исследований посредством, так называе-
мой Е-модели (Рек. G.107 МСЭ-Т) и не учитывает других факторов,
ухудшающих качество. В рекомендации даны ссылки на другие ма-
териалы, позволяющие оценить дополнительное снижение качества
при использовании тех или иных технологий передачи сигнала.
Из графика следует, что задержка до 150 мс приемлема для
большинства случаев; задержка 150...400 мс приемлема при усло-
вии учёта влияния времени передачи на качество пользовательских
применений. Например, международные соединения, содержащие
90
3
□ § 80
щ
о К 70
£
60
о
Рн
50
Все весьма удовлетворены
Все удовлетворены
Некоторые не удовлетворены
Многие не удовлетворены
Почти все не удовлетворены
0 100 200 300 400 500
Задержка, мс
Рис. 11.1. Качество передачи в зависимости от задержки
344
Глава 11
спутниковые участки со временем передачи ниже 400 мс, считают-
ся приемлемыми. Задержка свыше 400 мс неприемлема для обыч-
но планируемых применений. Однако в исключительных случаях
этот предел можно превзойти. Например, для двойных спутников-
ых участков, спутниковых участков, резервирующих наземные ли-
нии, фиксированных спутниковых и цифровых сотовых соединений,
видеотелефона через спутник, сверхдлинных международных сое-
динений с двумя сотовыми сетями по концам.
О проскальзываниях говорилось выше (разд. 6.5). Напомним,
что проскальзывание — это повторение или уничтожение блока би-
тов в цифровом потоке, происходящее из-за расхождения скоростей
записи и считывания данных в/из буфера. Проскальзывание проис-
ходит, когда исчерпывается возможность устройства буферной па-
мяти компенсировать расхождения фаз (тактовых частот) входяще-
го и исходящего сигналов.
Проскальзывания могут быть управляемыми или неуправляе-
мыми — в зависимости от используемой стратегии. Нормированию
подлежат только управляемые проскальзывания, соответствующие
целым циклам или октетам сигнала.
В номинальном режиме работы синхронной цифровой сети (в
определенных для нее расчетных пределах) проскальзывания от-
сутствуют. Однако при выходе за пределы нормальных эксплуата-
ционных режимов проскальзывания возможны. Проскальзывания,
возникающие в периоды потери синхронизации в отдельных подсе-
тях, снижают качество передачи в полном соединении, проходящем
через эти подсети.
В плезиохронном соединении частость проскальзываний зави-
сит от размеров буферной памяти и расхождений тактовых частот
участков соединения.
В настоящее время действует рекомендация МСЭ-Т G.822 от
1988 года, которая нормирует только управляемые октетные проска-
льзывания для гипотетического международного соединения (ГЭС)
64 кбит/с длиной 27500 км и только на уровне целевых норм.
Констатируется, что если тактовые генераторы всех 13 узлов
этого ГЭС не синхронны, но имеют точность частот согласно Рек.
G.811 МСЭ-Т, то теоретический период проскальзываний в указан-
ном соединении составляет 5,8 суток. Если же каждая из двух око-
нечных национальных сетей работает в синхронном режиме, пери-
од проскальзываний равен 17,5 суток (при четырех промежуточных
международных звеньях).
Параметры качества каналов и трактов МТС
345
На практике число проскальзываний может увеличиваться из-
за влияния ряда факторов (переключения трактов, ошибки персо-
нала, большой вандер при экстремальной температуре, операцион-
ные характеристики разнородных коммутаторов и мультиплексо-
ров, включая суточный дрейф спутников и другие). Проскальзы-
вания, в конечном счёте, снижают верность передачи — приводят к
ошибкам и, таким образом, их нормирование перекрывается норми-
рованием параметров возникновения ошибок
11.1. Нормирование ошибок в каналах, трактах
и секциях передачи
Параметры возникновения ошибок. Главный норматив-
ный показатель — верность передачи или допустимый уровень оши-
бок в передаваемом сигнале.
Первоначально в качестве критерия оценки систем по возник-
новению ошибок был принят BER (Bit Error Rate) — коэффициент
ошибок по битам (Кош). Этот критерий эффективен для оценки
появления в передаваемом потоке одиночных ошибок и мало приго-
ден для случаев возникновения пакетов ошибок. Поэтому для оцен-
ки качества передачи в основном цифровом канале (ОЦК) предло-
жен критерий по процентной доле временных интервалов, в кото-
рых ошибки превышают порог, одинаково нормирующий качество
различных служб связи. Этот критерий состоит из двух парамет-
ров: процент секунд передачи с ошибками и процент секунд, пора-
женных ошибками. Новый критерий и средний Кош за длительное
время примерно одинаково оценивают качество передачи как для
потоков с одиночными ошибками, так и для потоков с пакетирован-
ными ошибками.
События ошибок для ОЦК включают в себя:
секунда с ошибками (Errored Second, ESK) — период времени в
одну секунду, в течение которого наблюдалась хотя бы одна ошибка;
секунда, пораженная ошибками (Severely Errored Second,
SESK) — период времени в одну секунду, в течение которого Кош
был более 10-3.
Показатели верности передачи (или показатели ошибок) опре-
деляются следующим образом:
коэффициент секунд с ошибками (Errored Second Ratio,
ESR) — отношение числа ESK к общему числу секунд в период го-
товности в течение фиксированного интервала измерений;
коэффициент пораженных секунд (Severely Errored Second
Ratio, SESR) — отношение числа SESK к общему числу секунд в
период готовности в течение фиксированного интервала измерений.
346
Глава 11
Эти показатели ошибок не могут быть применены для оценки
качества передачи в высокоскоростных цифровых трактах переда-
чи, так как они основываются на регистрации ошибочных битов и,
исходя из этого, на измерении /Сош, что требует закрытия связи.
Это потребовало отхода от измерения ошибок по битам и перехода
к измерению ошибок в блоках.
Блок — последовательность, ограниченная по числу битов, от-
носящихся к данному тракту (трейлу); при этом каждый бит при-
надлежит одному и только одному блоку. Последовательность би-
тов может прерываться во времени*. В каждой информационной
структуре МТС ПЦИ (ПЦТ, ВЦТ, ТЦТ, ЧЦТ), СЦИ (VC-n, VC-4-
Nc, STM-N) и ОТС определены соответственно длительность бло-
ка, число битов в блоке и число блоков в секунду. Эти параметры
для трактов ПЦИ и СЦИ представлены в табл. 11.1. Каждый блок
информационного сигнала контролируется с помощью связанных с
ним символов кода, обнаруживающего ошибки (КОО), например ко-
да с побитовой проверкой четности (BIP) или избыточного кода с
контролем по циклу (CRC). Биты КОО физически находятся вне
блока, к которому они относятся. Обычно невозможно определить,
являются ошибочными блок или биты КОО. Поэтому при наличии
ошибок считается, что ошибочен контролируемый блок. КОО не
задается конкретно, однако рекомендуется для контроля во время
обслуживания использовать КОО, обнаруживающий не менее 905
ошибок, полагая, что ошибки распределены по закону Пуассона.
Примером таких кодов для систем СЦИ являются BIP-8 для оценки
по байту ВЗ тракта VC-4 и регенерационной секции по байту В1, а
также 24xB2xN для оценки мультиплексной секции по байту В2.
Блок с ошибками (Errored Block, ЕВ) — блок, в котором один
или несколько битов являются ошибочными.
Секунда с ошибками (Errored Second, ES) — односекундный
интервал, содержащий один или несколько блоков с ошибками
(ЕВ)**.
Секунда поражённая ошибками (Severely Errored Second,
SES) — односекундный интервал, содержащий не менее 15 % бло-
ков с ошибками (ЕВ) или, по крайней мере, один дефект.
* Наличие ошибок можно проверять сначала в одной части блока,
затем в другой, не примыкающей к первой.
** Это понятие может использоваться оператором для выявления
некоторых процессов в тракте, но не применяется при нормировании.
Параметры качества каналов и трактов МТС
347
Таблица 11.1
Информационная структура ЦСП Скорость передачи, кбит/с Число битов в блоке Число блоков в сек. КОО
ПЦТ 2048 2048 1000 CRC-4
ВЦТ 8448 4224 2000 *
ТЦТ 34368 4296 8000 *
ЧЦТ 139264 17408 8000 *
VC-12 2240 1120 2000 BIP-2
VC-2 6848 3424 2000 BIP-2
VC-3 48960 6120 8000 BIP-8
VC-4 150336 18782 8000 BIP-8
VC-4-4C 601344 75168 8000 BIP-8
VC-4-16C 2405376 300672 8000 BIP-8
VC-4-64C 9621504 1202688 8000 BIP-8
STM-0 51840 801 64000 8XBIP-1
STM-N 155520XN 801 192000 xN 24NXBIP-1
* КОО не определен, поэтому измерения параметров ошибок возможны только
с прекращением связи или по фиксации событий: «аномалии» и «дефекты»
Блок с фоновыми ошибками (Background Block Error, ВВЕ) —
блок с ошибками, не являющийся частью SES.
Коэффициент ошибок по секундам поражённым ошибками
(Severely Errored Second Ratio, SESR) — отношение числа SES к об-
щему числу секунд в период готовности в течение фиксированного
интервала измерений.
Коэффициент ошибок по блокам с фоновыми ошибками
(Background Block Error Ratio, BBER) — отношение числа ВВЕ ко
всему количеству блоков в течение готовности за фиксированный
интервал измерений, исключая все блоки в периоды SES.
Для упрощения процесса измерений вводятся понятия анома-
лий и дефектов. Зафиксированная аномалия идентифицируется как
блок с ошибками (ЕВ), а дефект — как секунда, поражённая ошиб-
ками (SES).
Аномалия — появление блока с ошибками, определенного вст-
роенным методом контроля, например, посредством кода BIP-8 в
период готовности. Надо заметить, что при этом методе невозмож-
но определить, произошла ли ошибка в проверяемом блоке (котор-
ый соответствует блоку ODUk) или в проверочном кодовом слове.
Во всех случаях несоответствия проверочного слова и проверяемого
блока считают, как уже отмечалось, что ошибка произошла в блоке.
Дефекты определяются как события, указанные в табл. 11.2.
Показатели ошибок цифровых каналов и трактов являются ста-
тистическими параметрами и нормы на них определены с соответс-
твующей вероятностью их выполнения.
348
Глава 11
Таблица 11.2
Событие Точка окончания тракта Контроль без вмеша- тельства Каскадное соеди- нение
OCI — индикация разомкнутого соедине- + — +
ния
AIS — сигнал индикации тревоги + — +
IAE — ошибка выравнивания входного — — +
сигнала
LCK — локализованная неисправность + — +
LTC — пропадание каскадного соединения — — +
PLM — несоответствие типа нагрузки + — —
ТШ — несоответствие идентификатора + — +
трассы
BDI — индикация дефекта дальнего конца + + +
AR, UR, коэффициенты готовности, неготовности — от-
ношение времени, в течение которого тракт находится в состоянии
готовности, неготовности, к периоду наблюдения.
Готовность тракта — это его способность быть в состоянии
выполнить требуемую функцию в данный момент времени или в лю-
бой момент времени внутри данного интервала времени (при усло-
вии обеспечения, при необходимости, внешними ресурсами). Когда
цифровой тракт находится в состоянии неготовности, события ES,
ВВЕ и SES могут быть определены для каждого из направлений
передачи и использованы при анализе неисправностей. Однако эти
события ES, ВВЕ и SES не учитываются при оценке показателей
ESR, BBER и SESR.
Критерий периода готовности и неготовности цифрового тракта
и переход от одного состояния к другому определяется следующим
образом.
Период времени неготовности для каждого из направлений пе-
редачи тракта начинается с интервала времени, содержащего 10 пос-
ледовательных секунд со значительным количеством ошибок (SES).
Эти 10 секунд рассматриваются как часть времени неготовности.
Новый период времени готовности начинается с интервала времени,
содержащего 10 последовательных секунд, не содержащих значите-
льного количества ошибок (не-SES). Эти 10 секунд рассматриваются
как часть времени готовности. На рис. 11.2 приведена схема, пояс-
няющая переход из состояния готовности в состояние неготовности
и обратно.
Двунаправленный тракт считается находящимся в состоянии
готовности, только если оба его направления находятся в состоянии
готовности. Это наглядно показано на рис. 11.3. Однако каждое
Параметры качества каналов и трактов МТС
349
Состояние неготовности Состояние готовности
определено
определено
Состояние готовности Состояние неготовности Состояние готовности
S -SES g -ES - секунды без ошибок
Рис. 11.2. Определение периодов готовности и неготовности
Прямое направление
Обратное направление
Двусторонний тракт
периоды
неготовности
Рис. 11.3. Определение периодов неготовности двустороннего тракта
направление тракта оценивается независимо от другого, например
величина SESR для каждого направления рассчитывается отдельно
(для состояния готовности данного направления).
Целевые нормы на возникновение ошибок. Основой се-
тевого проектирования ЦТС являются так называемые целевые ка-
чественные показатели (целевые нормы, Performance Objectives —
РО). Согласно рекомендациям МСЭ-Т главные функции этих норм
таковы:
• информация пользователей сети об ожидаемом в условиях эк-
сплуатации качестве связи;
• создание базы для разработки стандартов на качественные по-
казатели систем и аппаратуры передачи.
Предполагается, что удовлетворяющий целевым нормам объект
должен демонстрировать соответствие им при достаточно длитель-
ных (не менее месяца) испытаниях, когда нивелируются случайные
отклонения. Отсюда произошло второе, не очень удачное назва-
ние этих норм «долговременные». Использование этого термина оп-
равдывается тем, что данные нормы противопоставляются нормам,
применяемым при вводе в эксплуатацию и в процессе эксплуатации
систем передачи и рассчитанным на короткие периоды измерений.
Вместе с тем, следует помнить исходный смысл «долговременных»
норм как целевых (проектных), на практике обычно не контроли-
руемых.
Целевые нормы задаются и распределяются в соответствии со
схемами гипотетических эталонных трактов (ГЭТ), соответствую-
щими полным международным соединениям «из конца в конец».
350
Глава 11
Таблица 11.3
Тип тракта Тандемное соединение ESR SESR BBER
VC-12 ТС-12 0,01 0,002 5 10“5
VC-2 ТС-2 0,01 0,002 5 • 10“5
VC-3 ТС-3 0,02 0,002 5 • 10“в
VC-4 ТС-4 0,04 0,002 1 10“4
VC-4-4c ТС-4-4с Не применяется 0,002 1 ю-4
VC-4-lSc ТС-4-16с Не применяется 0,002 1 • 10“4
VC-4-64C ТС-4-64с Не применяется 0,002 1 IO-3
-точка окончания тракта
-шлюз, может быть точкой окончания
•.-•••-'к-1 международного тракта
Рис. 11.4. Гипотетическая цепь распределения норм на ошибки
международного тракта СЦИ
Рассмотрим вначале целевые нормы для трактов СЦИ.
На рис. 11.4 показана схема ГЭТ для СЦИ, а в табл. 11.3 при-
ведены целевые нормы по каждому из трех параметров верности
передачи — ESR, SESR и BBER, для всех видов трактов и тандем-
ных соединений, заданные в Рек. G.828 МСЭ-Т. Для использования
целевых норм при проектировании реальных трактов установле-
ны правила распределения полных целевых норм ГЭТ (Performance
Objective, РО) между участками тракта по каждому нормируемому
параметру. Целевая норма, выделенная по таким правилам на не-
кий тракт (участок), входящий в международное соединение, назы-
вается выделенной целевой нормой (Allocated Performance Objective,
APO). Правила распределения РО таковы:
• на международный участок отводится 2 % на каждую страну
транзита и 1 % на каждый шлюз (один или два шлюза могут
быть отнесены к национальным участкам);
• на национальный участок отводится: 17,5 %.
К этим долям добавляется доля, учитывающая расстояние, рав-
ная 0,2 % на каждые 100 км протяженности. Значение протяжен-
ности округляется вверх с точностью до 500 км. Если фактическое
расстояние неизвестно, принимается расстояние по воздушной трас-
се, умноженной на коэффициент:
1,5, если протяженность трассы <1000 км;
Параметры качества каналов и трактов МТС
351
Не более 4 МД
МД - магистральный домен
РД - региональный домен
ЛД - локальный домен
2] - шлюз домена
В - точка окончания тракта
Рис. 11.5. Гипотетическая цепь тракта ODUk для определения целевых норм
на параметры ошибок
1,25, если протяженность трассы >1200 км;
если протяженность трассы >1000, но <1200 км, принимается
протяженность 1500 км.
Если на международном участке имеется спутниковая часть, на
участок отводится единая доля, равная 35 %.
Если на национальном участке имеется спутниковая часть, на
участок отводится единая доля, равная 42 %.
Международный участок не должен быть более 26500 км.
Если на международный участок приходится менее 6 %, на него
отводится 6 %.
Если при расчёте суммарная доля на тракт оказывается более
100 %, операторы должны уменьшить свои доли.
Гипотетическая эталонная цепь оптического тракта ОТС для
целевых норм на возникновение ошибок отличается от ГЭТ тракта
СЦИ. Она показана на рис. 11.5.
ГЭТ ОТС разделена на домены*: магистральные (опорные)
(МД), региональные (РД) и локальные (местные) (ЛД). Границы
между доменами называются шлюзами. Для соответствия рекомен-
дациям по традиционным сетям домены АД и РД относят к нацио-
нальной части сети, а МД — к международной части (по одному на
каждую транзитную страну). Рекомендуемое количество МД в эта-
лонной цепи не более 4, следовательно, гипотетическая эталонная
* Согласно терминологии, используемой МСЭ-Т, в телекоммуникаци-
онной сети различают образования, называемые административными до-
менами. Административный домен — совокупность сетевых ресурсов, уп-
равляемая одной администрацией (оператором, сервис-провайдером или
конечным пользователем). Административные домены не могут пере-
крывать друг друга, так как один и тот же сетевой ресурс не может подчи-
няться одновременно нескольким администраторам. В дальнейшем, для
краткости, административный домен будем называть просто доменом.
352
Глава 11
Таблица 11.4
Тип блока Номинальная скорость передачи, кбит/с Число блоков в секунду SESR BBER
ODU1 239/238x2 488 320 20 421 0.002 4•10“5
ODU2 239/237x9 953 280 82 026 0.002 10“в
ODU3 239/236x39 813 120 329 492 0.002 2,5 IO”0
цепь пересекает 8 доменов, начинаясь и заканчиваясь в локальных
доменах операторов АД.
В табл. 11.4 приведены целевые опорные нормы (РО) на пара-
метры ошибок соединения «из конца в конец», т. е. для гипотетичес-
кого эталонного тракта ОТС, протяженностью 27500 км. Следует
отметить, что приведенные значения являются временными и в да-
льнейшем требуют проверки на реальных сетях.
Целевые нормы распределяются по доменам с учетом их типа и
протяженности цепи внутри домена. На магистральные и региона-
льные домены отводится по 5 % на каждый домен, а на локальные
(местные) домены — по 7,5 % на каждый. К этим значениям добав-
ляется величина, учитывающая протяженность цепи между шлю-
зами домена, равная 0,2 % на каждые 100 км. Если фактическая
протяженность цепи неизвестна, расчётная величина определяется
так же, как и для ГЭТ СЦИ.
Таким образом, на каждый домен приходится выделенная нор-
ма (APO, allocated performance objective), равная POxq/ЮО. Здесь
РО — опорная норма, a a — доля в %, равная сумме частей, одна из
которых отводится на домен данного типа, а другая определяется
протяженностью цепи между шлюзами этого домена.
Как уже отмечалось, измерения для проверки трактов на соот-
ветствие целевым нормам должны проводиться в течение, как ми-
нимум, месяца (2592000 секунд).
Эксплуатационные нормы на возникновение ошибок. Эк-
сплуатационные нормы обеспечивают три основных процесса: ввод
объектов в эксплуатацию, поддержание работоспособности объектов
и восстановление их после повреждений. Эти нормы представляют
собой набор предельных значений контролируемых параметров (ли-
митов и порогов), определяющих пригодность/непригодность объ-
ектов или необходимость вмешательства персонала. Они контроли-
руются непрерывно в процессе эксплуатации (обслуживания) объек-
тов. Для систем передачи СЦИ эксплуатационные нормы на меж-
дународном уровне заданы для трактов VC-n, а также для муль-
типлексных секций.
Проектирование сетевой структуры системы СЦИ, проведенное
Параметры качества каналов и трактов МТС
353
корректно, предполагает что каналы и тракты, организованные в
этой структуре, будут отвечать целевым нормам качества передачи.
Поскольку соответствие проектируемых объектов целевым нормам
может быть установлено в результате относительно долгосрочных
наблюдений (от месяца до года), при вводе объектов технической эк-
сплуатации (ОТЭ) в эксплуатацию, в процессе эксплуатации и при
их восстановлении используют эксплуатационные нормы. Оценка
соответствия ОТЭ эксплуатационными нормами проводится за пе-
риоды 15 минут, 2 часа и 24 часа. Соответствие объекта эксплуата-
ционным нормам с высокой степенью вероятности гарантирует вы-
полнение целевых норм. Определяются исходные эксплуатационные
нормы (Maintenance Perfomance Objectives, МРО), как и целевые, на
гипотетический эталонный (полный цифровой) тракт.
Эксплуатационные нормы задают предельные значения конт-
ролируемых параметров (лимиты и пороги), определяющие пригод-
ность/непригодность объектов при вводе в эксплуатацию или не-
обходимость вмешательства персонала в процессе эксплуатации. В
отличие от целевых норм, на которых они базируются, эксплуатаци-
онные нормы могут зависеть от среды передачи, используемой при
реализации данного тракта (Рек. М.2100, М.2101 МСЭ-Т).
Эксплуатационные нормы предусматривают непрерывный кон-
троль в процессе эксплуатации (без перерыва связи). При вводе
в эксплуатацию и после восстановления после ремонта проводятся
измерения с перерывом связи.
Для поддержания качественных показателей, обеспечивающих
целевые нормы с помощью эксплуатационного контроля, использу-
ются три принципа:
• исходные эксплуатационные нормы для гипотетического эта-
лонного тракта, используемые для расчета порогов ввода в эк-
сплуатацию, принимаются в два раза жестче по сравнению с
целевыми;
• при расчете эксплуатационных порогов используются коэффи-
циенты, учитывающие старение аппаратуры и среду передачи;
• в формулы для расчета эксплуатационных порогов вводится за-
висимость порогов от длительности измерений.
Эксплуатационные пороги снижения качества (DPL — Degraded
Perfomance Limit) и недопустимого качества (UPL — Unacceptable
Perfomance Limit) определяют необходимость вмешательства обс-
луживающего персонала по результатам непрерывного контроля.
Для этого результаты непрерывного контроля ошибок на отрезках в
354
Глава 11
24 часа сравниваются с DPL, а результаты непрерывного контроля
ошибок на 15-минутных отрезках сравниваются с UPL.
Для определения норм на параметры ошибок в цифровом трак-
те необходимо выполнить разделение реального цифрового тракта
на однородные участки так, чтобы нормы на реальный тракт были
равны сумме составляющих однородных участков. В пределах од-
нородного участка действует зона ответственности одного операто-
ра, имеется однотипная среда передачи и цифровой тракт принад-
лежит одной категории (т. е. является либо транзитным участком
транспортной сети, либо национальным участком транспортной се-
ти, либо участком доступа).
Принадлежность цифрового тракта СЦИ или ПЦИ определен-
ному участку транспортной сети (транзитному или национальному)
определяется с учетом следующего:
• по результатам измерения показателей ошибок;
• по возможности организации транзита через данный тракт меж-
дународного трафика зарубежных стран, для которых данный
тракт является промежуточным (при этом принимаются во вни-
мание возможные сетевые переключения);
• цифровой магистральный тракт СЦИ или ПЦИ может принад-
лежать как транзитному, так и национальному участку транс-
портной сети;
• цифровые тракты СЦИ или ПЦИ местной сети относятся к на-
циональному участку транспортной сети;
• цифровой внутризоновый тракт СЦИ или ПЦИ, как правило,
относится к национальному участку транспортной сети;
• цифровой тракт ПЦИ, образованный в системах ПЦИ на метал-
лическом кабеле, не рекомендуется применять для транзитного
участка транспортной сети.
Во всех случаях оператор определяет принадлежность тракта
к определенной категории в зависимости от конкретного назначе-
ния тракта и результатов измерения показателей ошибок. Следует
иметь в виду, что сдача цифрового тракта в эксплуатацию после со-
ответствующих измерений по более жестким нормам (например, по
нормам транзитного участка транспортной сети) повышает привле-
кательность данного тракта на рынке цифровых трактов.
Рассмотрим эксплуатационные нормы для трактов СЦИ.
Исходные эксплуатационные нормы МРС^ для цифровых трак-
тов СЦИ показаны в табл. 11.5. Для транзитного и национального
участков транспортной сети доли ат и aN исходной эксплуатацион-
ной нормы (в %) в зависимости от длины приведены в табл. 11.6.
Параметры качества каналов и трактов МТС
355
Таблица 11.5
Тип тракта ESR SESR BBER
VC-12 0,005 0,001 2,5 10“в
VC-2 0,005 0,001 2,5 • 10“5
VC-3 0,01 0,001 2,5 • 10“в
VC-4 0,02 0,001 5 IO"5
VC-4-4c Не применяется 0,001 5 • 10“в
VC-4-16C Не применяется 0,001 5 • 10“в
VC-4-64C Не применяется 0,001 5 10-в
Таблица 11.6
Длина L однородного участка тракта, км Доля исходной нормы, %
Транзитный участок (ат) Национальный участок (aN)
L 100 1,2 4
100 < L 200 1,4 4,2
200 < L 300 1,6 4,4
300 < L 400 1,8 4,6
400 < L 500 2 4,8
500 < L 1000 3 5,8
1000 < L < 2500 4 6,8
2500 < L < 5000 6 8,8
5000 < L 7500 8 10,8
L > 7500 10 12,8
Для участка доступа доля аА исходной эксплуатационной нор-
мы (%) составляет 10 % независимо от длины.
Выделенная доля эксплуатационных норм SPO (отдельно для
ESR, SESR, и BBER) для трактов СЦИ определяется выражением
1 М
SpO = —мр°;5>^, (11.1)
2 = 1
где i — номер однородного участка, входящего в цифровой тракт;
М — общее число однородных участков в цифровом тракте; МРО* —
исходные нормы для однородного участка, зависящие от типа тракта
(табл. 11.5); — доля исходной нормы (%) для данного однородного
участка, зависящая от длины и категории участка (табл. 11.6); Fi —
эксплуатационный запас для трактов РРЛ, связанный с неблагопри-
ятными условиями распространения (для участка тракта СЦИ, об-
разованного в кабельных ЦСП, Ft = 1; для участка тракта СЦИ, об-
разованного в РРЛ, Fi устанавливается в соответствии с табл. 11.7).
Последовательность определения пороговых значений при
вводе в эксплуатацию трактов СЦИ
1. Идентифицировать тип тракта (VC-12, VC -4 и т.п.).
2. Определить число однородных участков в данном тракте.
356
Глава 11
Таблица 11.7
Для нормальных условий распространения Для неблагоприятных условий распространения
Fi = 1 (ноябрь — февраль) Fi = 4 (июнь — август) Fi = 2 (март — май, сентябрь — октябрь)
Таблица 11.8
Длительность испытаний Количество секунд
15 минут 2 часа 24 часа 900 7200 86400
Для этого следует учесть: входит ли данный тракт в зону ответст-
венности одного или нескольких операторов, состоит ли он из учас-
тков различных категорий, образован ли он системами передачи с
разнотипной средой передачи.
3. Для каждого однородного участка определить МРО* для по-
казателей ESR, SESR и BEER (по табл. 11.5), долю щ(по табл. 11.6)
и запас Fi (табл. 11.7).
4. Определить выделенную долю SPO (ES, SES и ВВЕ) эксплу-
атационных норм для реального тракта СЦИ по формуле (11.1).
5. Определить выделенную долю АРО событий ошибок (ES,
SES и ВВЕ) для реального тракта по формулам:
APOes = SPOesTp;
APOses = SPOsesTp; (H-2)
APObbe = SPObbeTpBs,
где Tp — длительность испытания, c; Bs — скорость передачи бло-
ков, блок/с. Длительность испытаний определяется в соответствии
с табл. 11.8. Скорость передачи блоков определяется в соответст-
вии с табл. 11.1. Значения APOes и APOses имеют размерность
секунды, а АРОвве — число блоков.
6. Вычислить BISPO — количество событий ошибок для данно-
го тракта при вводе в эксплуатацию по формулам:
BISPOes = APOes/2;
BISPOses = APOses/2; (11.3)
BISPObbe = APObbe/2-
(Если неокругленное значение BISPO меньше 3 для данной длите-
льности теста, то измерения не гарантируют выполнение целевых
норм с требуемой вероятностью.) Значения BISPOes и BISPOses
имеют размерность секунды, a BISPObbe — число блоков.
Параметры качества каналов и трактов МТС
357
Таблица 11.9
Тип секции Тракт наивысшей скорости
STM-0 VC-3
STM-1 VC-4
STM-4 VC-4-4C
STM-16 VC-4-16C
STM-64 VC-4-64c
7. Вычислить пороговые значения S, по которым принимается
решение о вводе тракта СЦИ в эксплуатацию по формулам:
SES = BISPOes - 2X/BISPOES;
Sses = BISPOses - 2^/BISPOses; (11.4)
Sbbe = BISPObbe — 2\ZBISPObbe-
Значения S округлить до ближайших целочисленных значений, бо-
льших 0.
8. Измеренные значения событий ошибок сравниваются со зна-
чениями S при данной длительности испытаний для принятия ре-
шения о вводе данного тракта в эксплуатацию.
Эксплуатационные нормы на параметры ошибок в секциях
мультиплексирования СЦИ
Общие характеристики секций мультиплексирования СЦИ
представлены в табл. 11.1. Исходные эксплуатационные нормы для
секций мультиплексирования STM-N (МРО) совпадают с исходными
эксплуатационными нормами для трактов СЦИ наивысшей скорос-
ти, образованных в данных секциях. В табл. 11.9 показано соответ-
ствие секций мультиплексирования и трактов наивысшей скорости.
Используя данные табл. 11.9, исходные эксплуатационные нор-
мы (МРО) для секции STM-N можно определить с помощью данных
табл. 11.5.
Доли исходных эксплуатационных норм для секций заданной
длины можно определить по табл. 11.6. При этом следует учесть,
что при использовании систем СЦТС-СР длина секции мультиплек-
сирования может быть того же порядка, что и длина соответству-
ющего тракта.
Выделенная доля эксплуатационных норм для реальной секции
определяется выражением
SPO - aF • МРО/ЮО, (11.5)
где МРО — исходные нормы, зависящие от типа секции (табл. 11.5 и
11.9); a — доля исходной нормы (%) для данной секции, зависящая
358
Глава 11
от длины (табл. 11.6); F — эксплуатационный запас для секции РРЛ,
связанный с неблагоприятными условиями распространения.
Для секции СЦИ, образованной в кабельных ЦСП, F = 1; для
секции СЦИ, образованной в РРЛ, F изменяется от 1 до 4 в соот-
ветствии с табл. 11.7.
Последовательность определения пороговых значений при
вводе в эксплуатацию секций мультиплексирования СЦИ
1. Идентифицировать тип секции.
2. Определить выделенную долю SPO (ES, SES и ВВЕ) эксплуа-
тационных норм для реальной секции по формуле (11.1) так же, как
в разделе Последовательность определения пороговых значений
при вводе в эксплуатацию трактов СЦИ.
3. Определить выделенную долю АРО событий ошибок ES, SES
и ВВЕ для реальной секции по формулам (11.2).
4. Вычислить BISPO — количество событий ошибок для данной
секции при вводе в эксплуатацию по формулам (11.3).
5. Вычислить по формулам (11.4) пороговые значения S, по
которым принимается решение о вводе секции мультиплексирования
в эксплуатацию.
Порядок испытаний и принятия решений о вводе в
эксплуатацию цифровых трактов и секций
мультиплексирования
1. Испытания цифровых трактов и секций мультиплексирова-
ния при вводе в эксплуатацию заключаются в измерениях парамет-
ров ошибок в течение определенных временных периодов, оговорен-
ных ниже, и в сравнении результатов этих измерений с пороговыми
значениями, определенными в предыдущих разделах.
2. Измерения производятся для каждого направления передачи
для всех событий ошибок, предусмотренных для испытуемых трак-
тов или секций.
3. Испытания при вводе в эксплуатацию производятся с помо-
щью измерительной аппаратуры, формирующей псевдослучайную
последовательность в соответствии с Рек. МСЭ-Т 0.150, 0.151 и
0.181.
4. Испытания двухстороннего тракта производятся измерени-
ем одновременно обоих направлений с помощью двух измеритель-
ных приборов, либо по шлейфу с помощью одного измерительного
прибора.
5. Результаты измерения по шлейфу сравниваются с порогами,
рассчитанными для одностороннего тракта.
Параметры качества каналов и трактов МТС
359
6. Тракт принимается в эксплуатацию, если оба направления
передачи удовлетворяют соответствующим эксплуатационным нор-
мам.
При вводе в эксплуатацию трактов или секций применяются
следующие виды измерений.
Тест прохождения сигнала (длительность меньше 15 минут).
При измерении с помощью двух измерительных приборов тест зак-
лючается в посылке битовых ошибок в измерительной последовате-
льности и фиксации этих ошибок на приеме каждого направления.
При измерении по шлейфу тест заключается в последовательных
разрыве и замыкании петли и фиксации сигналов СИАС (AIS) в
момент разрыва.
15-минутный тест. Тест заключается в фиксации событий
ошибок за время 15 минут и сравнении результатов наблюдений с
порогами Sis, рассчитанными по формулам (11.4) для интервала
времени Тр = 15 м. Результат считается положительным, если число
событий ошибок (ES, SES и ВВЕ) меньше или равно S15. Результат
считается отрицательным, если число событий ошибок хотя бы для
одного вида больше *$15.
Двухчасовой тест. Тест заключается в фиксации событий
ошибок за время 2 часа и сравнении результатов наблюдений с по-
рогами 52, рассчитанными по формулам (11.4) для интервала вре-
мени Тр = 2 ч. Результат считается положительным, если число
событий ошибок (ES, SES и ВВЕ) меньше или равно S2. Результат
считается отрицательным, если число событий ошибок хотя бы для
одного вида больше S2.
Суточный тест. Тест заключается в фиксации событий оши-
бок за время 24 часа и сравнении результатов наблюдений с порога-
ми S24, рассчитанными по формулам (11.4) для интервала времени
Тр = 24 ч. Результат считается положительным, если число соб-
ытий ошибок (ES, SES и ВВЕ) меньше или равно S24. Результат
считается отрицательным, если число событий ошибок хотя бы для
одного вида больше S24.
Для всех видов испытаний при отрицательных результатах (ес-
ли тест неуспешный) должна проводиться процедура локализации
неисправности.
Процедуры испытаний при вводе в эксплуатацию состоят из со-
вокупности измерений в течение различных временных периодов.
Эти процедуры различаются для цифровых трактов и секций му-
льтиплексирования .
360
Глава 11
Рис. 11.6. Алгоритм испытания Рис. 11.7. Алгоритм испытаний циф-
секции мультиплексирования ровых трактов
Измерения секций производятся в течение 24 часов для каждого
события ошибок. В случае положительного результата деклариру-
ется состояние RFS (Ready For Sending — тракт готов для приема
в эксплуатацию). Процедура испытания секции мультиплексирова-
ния показана на рис. 11.6.
Процедура испытаний цифровых трактов состоит из двух эта-
пов (рис. 11.7).
Этап 1. Проводится тест прохождения сигнала. При поло-
жительном результате переходят ко второму этапу. При отрица-
тельном результате осуществляется локализация неисправностей и
измерения повторяют до получения положительного результата.
Этап 2. Проводится суточный тест. При положительном ре-
зультате для всех событий ошибок декларируется состояние RFS
(тракт готов для приема в эксплуатацию).
При отрицательном результате для любого события ошибок осу-
ществляется локализация неисправностей и проводится новый су-
точный тест.
Если в течение любого периода измерений происходит событие
неготовности, то после исследования причин неготовности прово-
дятся новые испытания. Если события неготовности случаются и
при новых испытаниях, то испытания прекращаются.
Параметры качества каналов и трактов МТС
361
Рис. 11.8. Алгоритм испытаний нескольких компонентных трактов с одинаковой
трассой
Результаты всех испытаний фиксируются для будущего испо-
льзования.
Процедура испытаний нескольких компонентных трактов с оди-
наковой трассой при уже принятым в эксплуатацию тракте более
высокого порядка показана на рис. 11.8.
После определения норм для ввода в эксплуатацию тракта или
секции следует определить показатели ошибок для порога снижения
качества (DPL — Degraded Performance Level) и недопустимого ка-
чества (UPL — Unacceptable Performance Level). Время определения
24 часа.
DPL = 0,75АРО (для трактов VC-n и компонентных трактов
STM-N);
DPL = 0,50АРО (для секций STM-N).
Показатель UPL определяется по табл. 11.10 (время измерений
15 минут).
Определяются нормы на качество после ремонта (ARPL —
after repair performance level):
362
Глава 11
Таблица 11.10
Тракты VC VC -12 VC -2 VC -3 VC -4
ES (с) > 120 120 > 150 > 180
SES (с) > 15 > 15 > 15 > 15
Тракты STM-N STM-1 STM-4 STM-16 STM-64
ES (с) > 50 50 > 65 > 80
SES > 10 > 10 > 10 > 10
Таблица 11.11
Тип блока Скорость передачи, Гбит/с Число блоков в сек. SESR BBER
ODU1 2,5 20 420 0,001 2 • 10-s
ODU2 10 82 025 0,001 5 • 10“6
ODU3 40 329 492 0,001 1,25 10“е
ARPL = 0,5АРО (для трактов VC-n и компонентных трактов
STM-N);
ARPL = 0,125АРО (для секций STM-N).
В расчетах все значения округляются до ближайшего целого.
Эксплуатационные нормы на тракты ОТС рассчитываются по
такой же методике, как и для трактов сети СЦИ. Естественно, что
исходные нормы (МРО) здесь иные (приведены в табл. 11.11). Кро-
ме того, схема гипотетического эталонного тракта для определения
эксплуатационных норм (приведенная на рис. 11.9) отличается от
схемы ГЭТ, по которой рассчитываются нормы целевые. Как сле-
дует из рисунка, в гипотетическую цепь для определения эксплуа-
тационных норм дополнительно введены домены между оператора-
ми МОД. Эксплуатационные нормы распределяются по доменам с
учетом типа домена и протяженности цепи внутри домена. На ма-
гистральные и региональные домены отводится по 5 % на каждый
домен, а на локальные (местные) домены — по 7,5 % на каждый.
На каждый домен между операторами (МОД) отводится 0,1 %. К
этим значениям добавляется величина, учитывающая протяженнос-
ть цепи между шлюзами домена, равная 0,2 % на каждые 100 км.
Как и при расчете целевых норм, если фактическая протяженность
цепи неизвестна, принимается расчетная величина, равная рассто-
янию между шлюзами по воздушной трассе, умноженному на дис-
танционный коэффициент. Дистанционный коэффициент имеет те
же значения:
1,5, если протяженность по воздушной трассе <1000 км;
1,25, если протяженность по воздушной трассе >1200 км.
При протяженности воздушной трассы меньше 1200 км, но рав-
ной или большей 1000 км, расчетное расстояние принимается рав-
ным 1500 км.
Параметры качества каналов и трактов МТС
363
Не более 4 МД
27 500 км
МД - домен магистрального оператора
РД - домен регионального оператора
ЛД - домен локального оператора
МОД - домен между операторами
□ - шлюз оператора
I - точка окончания тракта
Рис. 11.9. Гипотетическая цепь тракта ODUk для определения
эксплуатационных норм на параметры ошибок
Таким образом, на каждый i-й домен приходится опорная норма
(МРОД равная МРОсц/100. Здесь МРО — опорная норма на тракт
«из конца в конец», а аг - доля в %, равная сумме частей, одна
из которых отводится на домен данного типа, другая — определя-
ется протяженностью цепи между шлюзами этого домена, а третья
может принадлежать домену между операторами. Считается, что
домен между операторами протяженности не имеет.
Порядок ввода в эксплуатацию трактов ODUk аналогичен по-
рядку ввода в эксплуатацию трактов СЦИ и проводится в два эта-
па, как показано на рис. 11.7.
11.2. Нормирование фазовых флуктуаций
Фазовые флуктуации, согласно определениям, данным в реко-
мендациях МСЭ-Т, — отклонения во времени важных параметров
цифрового сигнала от их идеальных позиций. Под «важными пара-
метрами» подразумеваются, например, фронт импульса, его макси-
мальная амплитуда и т. д. Различают также кратковременные и дол-
говременные флуктуации: фазовое дрожание (джиттер) и фазовые
блуждания (вандер). Кратковременными отклонениями считаются
те, частота которых превышает или равна 10 Гц, а долговременны-
ми — частота которых ниже 10 Гц.
Причины возникновения фазовых флуктуаций и воздействие их
на передачу различных видов информации рассматривались в про-
цессе изложения предыдущего материала. Здесь отметим только,
что фазовые флуктуации снижают помехозащищенность регенера-
торов 3R*, вызывают искажения передачи аналоговых сигналов и
* Регенераторы типа 3R в соответствии с международной классифи-
кацией обеспечивают полную регенерацию сигнала (компенсацию потерь
в линии, восстановление формы импульсов и их временных позиций)
364
Глава 11
ухудшают работу системы сетевой тактовой синхронизации. В свя-
зи с этим нормирование и контроль фазовых флуктуаций на транс-
портных сетях базируются на следующих принципах:
• устанавливается максимальный сетевой предел, который не
должен превышаться на сетевых интерфейсах;
• устанавливаются единообразные требования на цифровое обо-
рудование, т. е. устанавливаются коэффициент передачи фазо-
вых флуктуаций, допуск на величину фазовых флуктуаций на
входе оборудования и допуск на выходные флуктуации обору-
дования при отсутствии флуктуаций на входе;
• указываются принципы измерения фазовых флуктуаций и изу-
чения их накопления в любой сетевой конфигурации.
Принятое определение фазовых флуктуаций позволяет рассмат-
ривать их как функцию, модулирующую фазу импульсной последо-
вательности с тактовой частотой /т. Очевидно, эту модулирующую
функцию, а следовательно, и фазовые флуктуации, можно опре-
делять посредством мгновенных значений и энергетического спект-
ра. Фазовые флуктуации в реальных условиях носят случайный ха-
рактер, а потому принято их мгновенные значения определять как
максимальный размах их амплитуды, измеренный в 60-секундном
интервале. Размах амплитуды определяется или во временной раз-
мерности (с), или в единичных интервалах (ЕИ), равных тактовому
интервалу данной (модулируемой) импульсной последовательности.
Последний способ используется чаще, поскольку позволяет более
наглядно судить о влиянии фазовых флуктуаций на данный циф-
ровой поток, обладающий той или иной скоростью передачи.
Рис. 11.10. Характеристики пе-
редачи взвешивающих фильтров
Энергетический спектр фазов-
ых флуктуаций достаточно сложен,
а потому для его измерения и нор-
мирования применяется метод двух
взвешивающих полосовых фильт-
ров: широкополосного, с полосой
частот от /1 до /4 и узкополосного,
с полосой частот от /3 до /4. Поло-
сы пропускания этих фильтров определены на уровне —3 дБ. Низ-
кочастотный срез фильтров определяется звеном первого порядка
и имеет крутизну, равную —20 дБ/декада. Высокочастотный срез
определяется фильтром Баттерворта с максимально плоской харак-
теристикой и крутизной среза —60 дБ/декада. На рис. 11.10 предс-
тавлены асимптотические передаточные характеристики фильтров:
широкополосного — |Я20’тг/)| и узкополосного — |Hi(j7r/)|.
Параметры качества каналов и трактов МТС
365
Полосы пропускания взвешивающих фильтров выбраны, исходя
из предположения, что устройства системы тактовой сетевой син-
хронизации (ТСС) выполняются на базе петли фазовой автопод-
стройки частоты (ФАПЧ). Считается, что рабочая полоса частот
ФАПЧ в данном случае лежит выше частоты Д; диапазон между Д
и /з соответствует полосе захвата, а частота Д является нижней гра-
ницей полосы пропускания. Таким образом, спектральные состав-
ляющие фазовых флуктуаций, лежащие ниже частоты Д, пройдут
насквозь через устройство выделения синхросигнала регенератора,
и не повлияют на параметры передаваемого сигнала (моменты при-
нятия решения регенератором будут смещаться так же, как и им-
пульсы входного сигнала). Составляющие, лежащие выше частоты
/з, практически полностью будут подавлены, что вызовет соответс-
твующее расхождение между моментами принятия решения и пос-
тупающими импульсами. Это приведет к эквивалентному прикры-
тию глаз-диаграммы и снижению помехоустойчивости регенератора
(увеличению вероятности появления битовых ошибок). Составляю-
щие, лежащие между частотами Д и Д, будут подавляться частично
и, следовательно, приводить к меньшему снижению помехоустойчи-
вости регенератора, нежели составляющие, лежащие выше этого ди-
апазона. Значение частоты Д определяет разумные ограничения на
диапазон измерений (устанавливается на основе опытных данных).
В общем случае низкочастотные составляющие фазовых флук-
туаций (фазового дрожания и, главным образом, фазового блуж-
дания) отрицательно воздействуют на устройства, обеспечивающие
синхронизацию оборудования временного мультиплексирования и
оборудования, реализующего управляемые проскальзывания. Нор-
мы на фазовые блуждания выражаются в допустимых значениях
максимальной ошибки временного интервала (МОВИ) и девиации
временного интервала (ДВИ) на том или другом интервале наб-
людения. Считается, что такие устройства в ОТС отсутствуют, а
потому требования к параметрам фазовых блужданий для них не
рассматриваются. Однако некоторые проблемы в этом плане возни-
кают при организации транспортных сетей СЦИ (содержащих такие
устройства) поверх ОТС. Кратко эти проблемы рассмотрены в конце
этого параграфа. Нормы на фазовые флуктуации рассматриваются
в рекомендациях МСЭ-Т (G.823, G.825, G.8251 и G.783), а также в
[1.11]-
Максимальные фазовые флуктуации на сетевых интер-
фейсах. Измерения фазовых дрожаний проводятся на интерфейсах
сетевых узлов так, как это описано в предыдущем разделе: посред-
366
Глава 11
ством взвешивающих измерительных фильтров в течение периода
60 секунд, на котором фиксируются максимальные значения раз-
маха амплитуды фазового дрожания (в дальнейшем размах ампли-
туды на выходе узкополосного фильтра будем обозначать величи-
ной Л1, а на выходе широкополосного — А2). Измерения МОВИ и
ДВИ осуществляются посредством соответствующих специализиро-
ванных приборов.
Заметим, что допустимый размах амплитуды фазового дрожа-
ния на выходе широкополосного фильтра по крайней мере на по-
рядок превышает размах амплитуды на выходе фильтра узкополос-
ного. Значительно более жесткая норма в диапазоне узкополосно-
го фильтра объясняется тем, что, как было указано в предыдущем
разделе, фазовые дрожания в этой полосе практически полностью
подавляются устройством синхронизации, существенно снижая, тем
самым, помехоустойчивость регенератора.
Можно показать, если форма принимаемых импульсов близка
к экспоненциальной (что обычно наблюдается на практике), то эк-
вивалентное прикрытие глаз-диаграммы, при размахе амплитуды
фазового дрожания до 0,15 ЕИ, не превысит 5 %. Такое прикрытие
практически не снижает помехоустойчивости регенератора. Размах
амплитуды на выходе широкополосного фильтра определяется, в ос-
новном, полосой среза (Д — /3) ФАПЧ выделителя синхросигнала.
Фазовые дрожания в этом диапазоне подавляются значительно сла-
бее и приводят к тому, что точка принятия решения регенератора
все сильнее смещается к моментам максимумов мгновенных значе-
ний принимаемых импульсов, понижая, тем самым, эквивалентное
прикрытие глаз-диаграммы регенератора. Это определяет сущест-
венно менее жесткие нормы на размах амплитуды на выходе широ-
кополосного фильтра.
Допустимые фазовые дрожания на входах оборудования
должны обеспечивать то, что оборудование:
• не будет генерировать никаких аварийных сигналов;
• не будет вызывать проскальзываний или потери цикловой син-
хронизации;
• не будет вызывать повышения битовых ошибок, сверх допуска-
емых снижением уровня оптической мощности на 1 дБ.
Определение допустимых фазовых дрожаний на входах обору-
дования (на входных портах оптических интерфейсов) осуществля-
ется следующим образом. На вход оборудования подается тестовый
сигнал, например, соответствующий рекомендации МСЭ-Т G.709.
Его уровень устанавливается таким, чтобы коэффициент битовых
Параметры качества каналов и трактов МТС
367
ошибок (Binary Error Rate, BER) составил IO-10. Затем уровень
сигнала повышается на 1 дБ и модулируется синусоидальным фазо-
вым дрожанием, амплитуда которого увеличивается до тех пор, пока
BER опять не станет равным 1О-10. По значениям размахов ампли-
туды дрожания строится их частотная зависимость, которая долж-
на находиться над соответствующей маской допустимых значений.
Если в оборудовании предусмотрена функция прямого исправления
ошибок (Forward Error Correction, FEC), она должна быть отклю-
чена. Опытным путем установлено, что синусоидальное фазовое
дрожание преодолевается оборудованием тяжелее, чем случайное,
имеющее место в реальных условиях. Таким образом, измерения
синусоидальным дрожанием обеспечивает некоторый запас на соот-
ветствие оборудования нормам.
Маска для допустимого входного фазового дрожания опреде-
лена в предположении, что выделение синхросигнала из линейного
осуществляется устройством, в составе которого присутствует петля
ФАПЧ. Поэтому она оказывается связанной с передаточными фун-
кциями измерительных фильтров || и |H2(j7r/)|, а также с
допустимым размахом амплитуды фазового дрожания Ai и А2 на
сетевых интерфейсах.
Действительно, если счи-
тать функцию |Hi(j7r/)| функ-
цией ошибки фазы передачи не-
которой системы ФАПЧ, a Ai —
допуском на фазовую ошибку,
то соответствующий входной до-
пуск фазы системы ФАПЧ
Адоп1=Л1/|Я10’7г/)|.
Аналогично, входной допуск фа-
Рис. 11.11. Построение маски допуска
на входные фазовые дрожания
зы, соответствующий |H2(Jtf/)| и амплитуде Л2
Лоп2 = А2/|Я10'7г/)|.
Маски допуска на синусоидальное фазовое дрожание показаны
на рис. 11.11 штриховыми линиями. Если невзвешенное синусо-
идальное фазовое дрожание на сетевом интерфейсе удовлетворяет
обеим этим маскам, оно также с большей достоверностью удовлет-
воряет обобщенной маске, которая находится ниже двух масок для
каждой частоты. Такая объединенная маска показана на рис. 11.11
сплошной линией.
Генерация и передача фазовых флуктуаций. На выходах
368
Глава 11
оборудования могут наблюдаться фазовые флуктуации при отсутс-
твии таковых на её входах. Очевидно, что амплитуда этих флуктуа-
ций не должна превышать некоторых допустимых значений. С дру-
гой стороны, если во входном сигнале присутствуют фазовые флук-
туации определенной величины, представляется важным знать, ка-
кова величина флуктуаций будет на выходе оборудования или, ина-
че, каков коэффициент передачи фазовых флуктуаций данным обо-
рудованием. Все эти параметры оборудования определяются свойс-
твами её задающих генераторов (таймеров), которые в зависимости
от функций, выполняемых данным оборудованием, обладают опре-
деленными особенностями. Таким образом, рассмотрение этих норм
на фазовые флуктуации следует предварить рассмотрением особен-
ностей различных типов таймеров оборудования.
Для оборудования установлены только нормы на фазовое дро-
жание. Измерение допустимого фазового дрожания, генерируемо-
го оборудованием, проводятся аналогично измерениям допустимого
фазового дрожания на сетевых интерфейсах, т. е. посредством вз-
вешивающих фильтров в 60-секундных интервалах. Следует под-
черкнуть, что должно быть строго выполнено условие отсутствия
фазового дрожания на входах оборудования.
В некоторых видах оборудования допускается относительно бо-
льшая величина широкополосного фазового дрожания на выходных
интерфейсах. Это объясняется тем, что для оборудования третьего
уровня рекомендуется использование двухступенчатого выделения
синхросигнала, позволяющего допустить такой размах амплитуды
фазового дрожания*.
Функцией (коэффициентом) передачи фазового дрожания обо-
рудования является отношение выходной синусоидальной амплиту-
ды фазового дрожания к амплитуде входного синусоидального дро-
жания как функция частоты. При измерениях коэффициента пе-
редачи фазового дрожания входной сигнал должен удовлетворять
требованиям к допустимому синусоидальному фазовому дрожанию
на входах оборудования. Частотная характеристика коэффициента
передачи оборудования была рассмотрена в разд. 6.5. На рис. 6.59
показана маска, которой должна удовлетворять названная характе-
ристика.
* На первой ступени осуществляется частичное подавление фазового
дрожания с тем, чтобы эквивалентное прикрытие глаз-диаграммы бы-
ло бы невелико и обеспечило, тем самым, высокую помехозащищенность
регенератора. На второй ступени обрабатывается частично восстановлен-
ный сигнал с окончательной степенью подавления фазового дрожания.
Параметры качества каналов и трактов МТС
369
Влияние ОТС на передачу синхросигналов СЦИ. Так-
товая сетевая синхронизация (ТСС) необходима для качественно-
го функционирования цифровых телекоммуникационных систем и
систем коммутации. Система ТСС в настоящее время достаточно
полно разработана и регламентирована для сети СЦИ. Однако по
мере развития и внедрения ОТС сигналы СЦИ, в составе которых
содержится информация синхронизации, приобретают статус кли-
ентских сигналов оптической транспортной сети, которая не пред-
полагает передачи синхросигналов. Это не может не повлиять на
архитектуру сети ТСС, а потому требует анализа возникающих при
этом эффектов. Поскольку ОТС находится в стадии становления,
в настоящее время отсутствуют опытные данные, необходимые для
создания законченной картины системы ТСС в части её достаточно
полной регламентации. Поэтому приведенные материалы в даль-
нейшем должны уточняться и развиваться.
ОТС для клиентских сигналов является
прозрачной, фазовые дрожания на её интер-
фейсах регламентированы в пределах, впол-
не приемлемых для системы ТСС СЦИ. Поэ-
тому проблема заключается в нормировании
медленных фазовых флуктуаций — фазовых
блужданий (вандера). Для анализа эффек-
та введения ОТС в распределительную се-
ть ТСС, на базе эталонной цепи синхрониза-
ции, приведенной в Рек. G.803 МСЭ-Т, была
разработана временная эталонная цепь, по-
казанная на рис. 11.12.
Исходная эталонная цепь содержит один
первичный эталонный генератор (ПЭГ), 10
вторичных задающих генераторов (ВЗГ) и 60
генераторов сетевых элементов (генераторов
мультиплексоров SDH) (ГСЭ), при условии,
что не более 20 ГСЭ находятся между любой
парой ВЗГ. Временная эталонная цепь имеет
L---- Всемирное
Ф координиро-
ванное время
Рис. 11.12. Временная
эталонная цепь ТСС
все те же один ПЭГ и 10 ВЗГ, но в ней предполагается, что соеди-
нения между ВЗГ располагаются над сетью OTN. Окончание цепи
содержит до 20 ГСЭ.
Остров ОТС во временной эталонной цепи представляет собой
конгломерат оборудования ОТС, которое размещает транспортные
модули STM-N СЦИ в свои соответствующие ODUk, выполняет муль-
типлексирование и кросс-коннекцию ODUk, а также транспорт над
370
Глава 11
оптическими каналами (включая оптическое мультиплексирование
или демультиплексирование и кросс-коннекцию) и, наконец, выде-
ление потоков STM-N.
В состав каждого острова ОТС во временной эталонной цепи
входит один сетевой элемент ОТС, который выполняет размеще-
ние/выделение клиентских сигналов, и 9 других сетевых элементов
ОТС, которые выполняют операцию мультиплексирования ODUk.
Во временной эталонной цепи содержится по одному острову
ОТС между каждой парой ВЗГ, однако, допустимо и другое расп-
ределение. Например, пять ВЗГ, связанных друг с другом, могут
иметь два острова ОТС каждый, в то время как другие соединения
между ВЗГ осуществляются через физический слой СЦИ. Таким
образом, некоторое число сетевых элементов мультиплексирования
и размещения может свободно перераспределяться над островами
ОТС, образуя «большие» и «малые» острова ОТС.
Предполагается, что во временной эталонной цепи синхрониза-
ции эффект накопления фазовых блужданий в одном острове ОТС
равен эффекту накопления в четырех ГСЭ СЦИ.
Сетевые нормы для предельной точки ТСС исходной эталонной
цепи синхронизации, как определено в Рек. G.803 МСЭ-Т, допуска-
ют накопление фазовых блужданий за период, свыше 24 часов, до
5 мкс. Было согласовано, что для временной эталонной цепи син-
хронизации, 10 % от нормы на фазовые блуждания, то есть 500 нс
(или ~150 байтов при скорости передачи 2,5 Гбит/с), должны быть
отнесены к суммарному влиянию островов ОТС.
В эталонной цепи синхронизации с 10 островами ОТС, в каждом
из которых имеется 10 сетевых элементов ОТС, будет 100 сетевых
элементов. Следовательно, нормы на фазовые блуждания допуска-
ют на каждый сетевой элемент ОТС долю в 5 нс (или 1,56 байта при
наименее благоприятной скорости передачи 2,5 Гбит/с).
Максимальное фазовое блуждание, которое может быть накоп-
лено по пути через сеть, зависит от максимального изменения груп-
пового времени распространения сигнала через сеть. Изменения
времени распространения могут быть вызваны эластичными буфе-
рами памяти, которые используются в операциях размещения и му-
льтиплексирования. Они также могут быть вызваны волокном, вре-
мя распространения по которому зависит, например, от температу-
ры. В общих чертах, переменная часть группового времени рас-
пространения в канале определяет возможный максимум фазовых
блужданий. Если время распространения равно то±Дт, то максима-
льный полный размах фазовых блужданий будет 2Дт (рис. 11.13).
Параметры качества каналов и трактов МТС
371
Рис. 11.13. Участок цепи тактовой сетевой синхронизации
Во всяком случае верхний предел фазовых блужданий, кото-
рый может быть допущен, зависит от множества факторов. Важ-
нейшим фактором является возможность функционирования сис-
темы ТСС. Другим фактором является недопустимость переполне-
ния эластичных буферов памяти, используемых на сети. Для то-
го чтобы с высокой достоверностью вычислить вероятность превы-
шения определенной нормы суммарными фазовыми блужданиями,
потребуется расширенное моделирование, которое должно охватить
важные детали процессов в эластичной памяти, связанных с исход-
ной эталонной цепью ТСС. Недостаток этого метода в том, что он
сложен для моделирования сетей, к которым не вполне примени-
ма эталонная цепь ТСС. Поэтому здесь выбран вариант расчета по
наихудшим параметрам (по максимальному изменению группового
времени распространения в канале).
Итак, если каждый сетевой элемент OTN увеличивает накоп-
ление фазового блуждания на 5 нс, результирующее максималь-
ное изменение буферной памяти составит приблизительно 12,5ЕИ =
= 1,5625 байта для ODU1, 50ЕИ = 6,25 байта для ODU2 и 200ЕИ =
= 25 байтов для ODU3. Поскольку при реализации удобнее рабо-
тать с целыми числами байтов, величина ODU1 округлена до боль-
шего целого числа байтов, т. е. до 2 байтов. Величина для ODU2
установлена в 4 раза больше, или 8 байтов, а величина для ODU3
установлена в 16 раз больше, или 32 байта. Таким образом, с уче-
том округления изменение задержки в устройствах выравнивания
составит приблизительно 6,4 нс, а общая величина фазовых блуж-
даний для временной эталонной цепи синхронизации в соответствии
с рис. 11.12 (100 сетевых элементов ОТС) составит 640 нс. Такую
же задержку внесут устройства выравнивания интерфейсов СЦИ,
поскольку принято, что допуск на результирующее максимальное
изменение буферной памяти в функциях выравнивания и в опера-
циях размещения и мультиплексирования ограничивается 2 байта-
ми для STM-16, 8 байтами для STM-64 и 32 байтами для STM-256
в каждом сетевом элементе ОТС.
372
Глава 11
Вышеуказанное требование для результирующего максималь-
ного изменения буферной памяти сетевого элемента ОТС должно
быть применено к каждому возможному маршруту STM-N или его
ODUk через любые сетевые элементы ОТС, которые выполняют раз-
мещение или мультиплексирование. В случае, если существуют не-
зависимые пути, требование должно соблюдаться для каждого из
этих путей.
Можно считать, что сетевые элементы ОТС, не выполняющие
мультиплексирования или размещения, не содержат эластичных бу-
феров памяти и, следовательно, не влияют на накопление фазовых
блужданий.
11.3. Параметры надёжности МТС
Основные понятия и определения. Линия передачи пред-
ставляет сложную динамическую систему, т. е. совокупность техни-
ческих устройств или элементов, взаимодействующих в процессе вы-
полнения производственных задач на основе определенной функци-
ональной зависимости. Характерная особенность систем передачи
как сложных динамических систем состоит в рассредоточенности их
оборудования и аппаратуры на больших территориях, отделенных
большими расстояниями.
В теории надежности и эксплуатации сложных систем важным
понятием является объект — изделие определенного целевого наз-
начения, рассматриваемое в периоды проектирования, производст-
ва, испытаний и эксплуатации. В процессе эксплуатации сложная
система и ее компоненты являются объектом технической эксп-
луатации (ОТЭ).
Комплексным свойством МТС как ОТЭ является надежности,
т. е. свойство ОТЭ сохранять во времени значения всех параметров,
характеризующих способность выполнять требуемые функции в за-
данных режимах и условиях применения: использования по назна-
чению, технического обслуживания и ремонта, хранения и транспор-
тирования. Надежность МТС будем рассматривать в режимах ис-
пользования по назначению, технического обслуживания и ремонта.
Иногда для большей определенности и конкретизации различа-
ют следующие разновидности надежности: эксплуатационную и
техническую (номинальную).
Под эксплуатационной надежностью понимается надежность,
определяемая в реальных условиях эксплуатации с учетом комп-
лексного воздействия внешних и внутренних факторов, связанных
с климатическими и географическими особенностями эксплуатации,
реальными режимами работы ОТЭ и условиями его обслуживания.
Параметры качества каналов и трактов МТС
373
Под технической надежностью понимается надежность, опреде-
ляемая путем испытания в заводских условиях при функционирова-
нии ОТЭ в соответствии с типовыми режимами, регламентирован-
ных техническими условиями. Далее будем вести речь об эксплуа-
тационной надежности.
Важнейшим понятием в теории надежности является отказ —
событие, заключающееся в нарушении работоспособного состояния
ОТЭ, т. е. состояния, при котором значения всех параметров, ха-
рактеризующих способность ОТЭ выполнять заданные функции,
соответствуют требованиям нормативно-технической документации
(НТД). Классификация отказов самая разнообразная, но на стадии
технической эксплуатации ОТЭ основными являются эксплуата-
ционные отказы, обусловленные нарушениями установленных пра-
вил и (или) условий эксплуатации. По характеру изменения отка-
зы как случайные события, подразделяются на внезапные отказы,
характеризующиеся скачкообразным изменением одного или неско-
льких параметров ОТЭ, и постепенные отказы, возникающие в
результате постепенного изменения значений одного или несколь-
ких параметров ОТЭ.
Отличительный признак или совокупность признаков наруше-
ния работоспособного состояния, согласно которым устанавливается
факт возникновения отказа, называется критерием отказа. Кри-
терий отказа устанавливается НТД. Например, под критерием от-
каза типового канала понимается перерыв связи (снижение уровня
более 18 дБ) длительностью более 300 мс.
Процесс обнаружения и устранения отказа, т. е. перевод ОТЭ из
неработоспособного состояния в работоспособное, называется вос-
становлением. По способности к восстановлению ОТЭ подраз-
деляются на восстановляемые ОТЭ, использование которых воз-
можно после восстановления, и на невосставливаемые ОТЭ, вос-
становление которых после отказа считается нецелесообразным или
невозможным. МТС являются восстанавливаемыми ОТЭ, показа-
тели надежности которых определяются рядом эксплуатационно-
технических характеристик, основными из которых являются:
параметр потока отказов (интенсивность отказов Л), пред-
ставляющий собой отношение числа отказов объекта за определен-
ный интервал времени к длительности этого интервала времени при
ординарном потоке отказов;
среднее время наработки на отказ То, представляющее со-
бой среднее время между отказами оборудования в часах; параметр
374
Глава 11
потока отказов связан со средним временем безотказной работы со-
отношением
То = 1/А; (11.6)
вероятность безотказной работы P(t) — вероятность того,
что в заданном интервале времени t объект будут находиться в ра-
ботоспособном состоянии;
среднее время восстановления Тв, характеризующее среднее
время, затраченное на восстановление объекта при возникновении
отказа; это время складывается из времени поиска и устранения от-
каза, времени проведения регулировочно-настроечных работ и др.;
величина Тв измеряется в часах; величина, обратная времени восста-
новления, называется интенсивностью восстановления, 1/час
/1=1/Тв; (11.7)
коэффициент готовности КГ — вероятность того, что объект
будет работоспособен в любой момент времени;
коэффициент простоя Кп — вероятность того, что объект ока-
жется в неработоспособном состоянии в произвольный момент вре-
мени.
Между собой показатели надежности связаны определенными
соотношениями. Вероятность безотказной работы в течение време-
ни t
P(t) = ехр(—At). (11-8)
Коэффициент готовности связан со средним временем безотказ-
ной работы То и средним временем восстановления Тв соотношением
ЯГ = ТО/(ТО+ТВ). (11.9)
Коэффициент готовности связан с коэффициентом простоя
Кг = 1-Хп. (11.10)
В связи с высокими требованиями на коэффициент готовнос-
ти при расчете показателей надежности систем передачи на осно-
ве СЦИ в качестве расчетного показателя наиболее удобно выбрать
коэффициент простоя
КП = 1-КГ = -^-. (11.11)
-*о ~г J-b
Отметим, что при оценке реальной готовности следует учиты-
вать среднее время ремонта
Трем = ТВ-Тзто, (11.12)
Параметры качества каналов и трактов МТС
375
Таблица 11.12
Показатель Канал ТЧ или ОЦК независимо от применяе- мой ЦСП ОЦК на перспек- тивной цифровой сети Оборудо- вание линейно- го тракта
МСП LM Коэффициент готовности, Кг Среднее время между отказами, То, ч Время восстановления, Тв, ч ВЗПС Коэффициент готовности, Кг Среднее время между отказами, То, ч Время восстановления, Тв, ч СМП LM = Коэффициент готовности, Кг Среднее время между отказами, То, ч Время восстановления, Тв, ч * Для оборудования линейных трактов • время восстановления необслуживае Твнрп < 2,5 ч (в том числе время подъс • время восстановления оконечного и с кта Т’вощорп < 0,5 ч; • время восстановления оптического в время подъезда не более 3,5 ч). = 200 км > 0,997 > 400 < 1Д = 1400 км > 0,99 > 111,4 < 1,1 = 12500 км > 0,92 > 12,54 < 1,1 ( на МСП, ВЗПС ;мого регенерац: эзда —2ч); )бслуживаемого ;абеля (ОК) Тво > 0,9994 > 7000 < 4,24 > 0,998 > 2050 < 4,24 > 0,982 > 230 < 4,24 ' и СМП дол; ионного пунг регенерацио! К < 10 ч (в 0,9987 > 2500 *) 0,99 > 350 *) 0,92 > 40 *) >кно быть: ста (НРП) зного пун- том числе
где Тзто — среднее время задержки технического обслуживания, оп-
ределяемое простоями оборудования из-за потерь времени на дос-
тавку запчастей.
Расчет показателей надежности МТС. Требуемые показа-
тели качества и надежности для местной первичной сети (МСП),
внутризоновой первичной сети (ВЗПС) и магистральной первичной
сети (СМП) ЕСЭ РФ с максимальной протяженностью LM без ре-
зервирования являются строго регламентированными (табл. 11.12).
Среднее число (плотность) отказов ОК за счет внешних пов-
реждений на 100 км в год М= 0,34, тогда интенсивность отказов
ОК за 1 час на длине трассы МТС L
Л°к = 8760 • 100 (11>13)
Основные расчетные соотношения. При длине канала,
тракта, магистрали L, не равной Лм, среднее время между отказами
определяется как
TO(L)=TOLM/L. (11.14)
Среднее время между отказами сетевых трактов TV-го порядка
по отношению к среднему времени между отказами ОЦК
То(^ = То(оцк)/0,95лг. (11.15)
376
Глава 11
При параллельном соединении по надежности элементов линии
передачи (трактов или секций), т. е. при резервировании по схеме
п + т имеем
Кр = ——----—
п п\(т + 1)!
(11.16)
где п — число рабочих ОТЭ; т — число резервных ОТЭ.
Для кольцевой структуры, когда можно считать т = п = 1, из
(11.16) получим
к» = К*.
(1Ы7)
При последовательном соединении элементов системы переда-
чи (например, участков магистрали или отдельных видов оборудо-
вания) суммарный коэффициент простоя
Кп = Кп1+#п2-.., (11.18)
где Xni, Кп2,... — коэффициенты простоя отдельных элементов
ВОЛП (например, аппаратуры и кабеля), определяемые по выра-
жению (11.11).
Для случаев эксплуатации системы передачи на основе опти-
мальной стратегии восстановления, начинающейся с обнаружения
предотказового состояния, коэффициент простоя находим из выра-
жения
АП[ТВ - Г(АПО)]
1 + АПТВ
(11.19)
где Ап — интенсивность перехода в предотказовое состояние, 1/ч;
Апо — интенсивность перехода из предотказового в состояние отка-
за, 1/ч; .F(Ano) — величина, связанная с функцией распределения
времени восстановления, и при равномерном распределении, опре-
деляется как
х _ 1 , ехр[-(Апо6)] - ехр[—(Апоа)]
\ЛПО/ — л “Г У, ч
АПо 2(6 а)
(11.20)
где а и b — соответственно нижнее и верхнее значения случайной
величины времени восстановления. Для инженерных расчетов зна-
чения а и b могут быть выбраны (при отсутствии статистических
данных) для Твнрп = 2,5 ч: a = 2 ч, b = 3 ч и для Твок = 10 ч:
a = 9 ч, b = 11 ч.
Очевидно, что
или
ТО = ТПО + ТП, (11.22)
Параметры качества каналов и трактов МТС
377
где Тп = 1/Ап — среднее время наработки на предотказовое состоя-
ние. Оптимальное значение Тп = 1,5ТВ.
Анализ характерных причин неисправностей компонентов МТС
показал, что не менее 70 % отказов может быть отнесено к постепен-
ным. С учетом этого выражение (11.20) может быть представлено
в более простом виде
Г(АПО) = 0,7i1? (11.23)
где ti — время подъезда. Тогда соответственно упростится выраже-
ние (11.19). Для инженерного расчета коэффициента простоя при
эксплуатации МТС, основанной на оптимальной стратегии восста-
новления, имеем
= Ао(Тв-0,7й) (11.24)
п 1 + АОТВ
Для современных систем передачи (с высокими показателями
надёжности) при инженерном расчете можно полагать, что
АОТВ <С 1- Тогда, окончательно, выражения (11.11) и (11.24) при-
мут вид
кп = ХОТВ (11.25)
и
Кп = АО(ТВ - 0,7£i)/(1 + АОТВ). (11.26)
Инженерный расчет показателей надежности МТС сводится к
определению сначала допустимых значений коэффициентов готов-
ности и простоя с использованием нормативов, приведенных в
табл. 11.12. Затем по известным характеристикам надежности от-
дельных компонентов МТС с учетом схемы организации связи и ис-
пользованием вышеприведенных формул рассчитывают ожидаемые
показатели надежности.
Если рассчитанные показатели надежности проектируемой
МТС не удовлетворяют требованиям первичной сети, то применяют
различные варианты повышения надежности: либо заменяют наи-
менее надежные компоненты МТС на такой же тип оборудования
другого производителя (с лучшими показателями надежности), ли-
бо вносят изменения в структурную схему организации связи, вводя
резервирование. Можно организовать эксплуатацию МТС на основе
оптимальной стратегии восстановления, что в большинстве случа-
ев приводит с точки зрения повышения показателей надежности к
такому же эффекту при существенно меньших дополнительных ка-
питальных затратах.
Приложение 1
Циклы передачи третичных и четверичных
МТС ПЦИ
Цикл третичной ЦТС с двусторонним согласованием скоростей (ИКМ-480)
(G.745 МСЭ-Т)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 716
1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 с >имв ОЛЫ п ком: оток поне :ов нтныз с
Цикловой синхросигнал
1-е сим- волы КСС Служеб- ная связь Аварий- ная сигнали- зация 2-е символы КСС
3-и сим- волы КСС Дискретная информация Дополнительная информация при отрицательном согласовании скорости Места вставок
Скорость передачи компонентных потоков 8448 кбит/с.
Скорость передачи агрегатного потока 34368 кбит/с.
Длительность цикла передачи 62,5 мкс.
Число символов в цикле 2148.
Число символов на агрегатный поток 528.
Максимальная частота согласования на компонентный поток «300 Гц.
Максимальный коэффициент согласования 0,0189.
Цикл третичной ЦТС с односторонним согласованием скоростей
(G.751 МСЭ-Т)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 384
1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 Ав HP
Цикловой синхросигнал
1-е символы КСС
2-е символы КСС I Зит: Ы К( эмпс энен' гны :х потоков
3-и символы КСС Места вставок
Скорость передачи компонентных потоков 8448 кбит/с.
Скорость передачи агрегатного потока 34368 кбит/с.
Длительность цикла передачи 44,6927 мкс.
Число символов в цикле 1536.
Число символов на компонентный поток 378.
Максимальная скорость согласования на компонентный поток «22,349 кбит/с.
Номинальный коэффициент цифрового выравнивания 0,436.
Приложение 1
379
Цикл четверичной ЦТС с двусторонним согласованием скоростей (ИКМ-1920)
(G.745 МСЭ-Т)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 544
1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 Сл. св. Ав.
Цикловой синхросигнал
1-е символы КСС
2-е символы КСС Бить: [ кои ДПО] аентг 1ЫХ г ЮТО ков
3-и символы КСС Дополнительная информация при отрицательном согласовании скорости 1 1 1 Места вставок
Скорость передачи компонентных потоков 34368 кбит/с.
Скорость передачи агрегатного потока 139264 кбит/с.
Длительность цикла передачи 15,625 мкс.
Число символов в цикле 2176.
Число символов на агрегатный поток 537.
Максимальная частота согласования на компонентный поток «870 Гц.
Максимальный коэффициент согласования 0,0137.
Цикл четверичной ЦТС с односторонним согласованием скоростей
(G.751 МСЭ-Т)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 1161 17 488
1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 Ав Нац. рез.
Цикловой синхросигнал
1-е символы КСС
2-е символы КСС I Зиты : ко» дпо: нен1 тны [X П( ЭТО1 сов
3-е символы КСС
4-е символы КСС Места вставок
Скорость передачи компонентных потоков 34368 кбит/с.
Скорость передачи агрегатного потока 139264 кбит/с.
Длительность цикла передачи 21,0248 мкс.
Число символов в цикле 2928.
Число символов на компонентный поток 723.
Максимальная скорость согласования на компонентный поток«47,563 кбит/с.
Номинальный коэффициент цифрового выравнивания 0,419.
Ав — аварийная сигнализация.
HP — национальный резерв.
Приложение 2
Параметры физического уровня
Таблица П2.1
Параметры физического уровня для многоканальных интерфейсов
Параметр1 P16S1-1D2 P16S1-1D5 P16I1-2D2 P16I1-2D32 P16I1-2D5 P16S1-2B2 P16S1-2B5 P16S1-2C2 P16S1-2C3 P16S1-2C5
Максимальное число каналов 16 16 16 16
Скорость передачи (класс сиг- налов) NRZ 2.5G NRZ 10G NRZ 10G NRZ 10G
Максимальный коэффициент битовых ошибок ю-12 ю-12 ю-12 IO"12
Тип волокна, Рек. Интер( G.652, G.655 £ейс в точк G.652, G.653, G.655 е MPI-SM G.652, G.655 G.652, G.653, G.655
Максимальная средняя выход- ная мощность канала, дБм —4 -3 +3 —7
Минимальная средняя выход- ная мощность канала, дБм -10 -6 0 -11
Максимальная средняя сум- марная выходная мощность, дБм Центральная частота, ТГц Межканальный интервал, ГГц Максимальное отклонение цен- тральной частоты, ГГц Минимальный коэффициент экстинкции в канале, дБ +8 +9 192,1+0,2m, 20 41 8, +15 , m = 0...15 Ю 2 +5
Маска «глаза» NRZ 2.5G I NRZ10G Усиление
Оптический путь (один участок) от точки MPI-Sm до точки MPI-Rm
Максимальный коэффициент ослабления, дБ 11 62 11
Минимальный коэффициент ослабления, дБ 2 0 0
Максимальная хроматическая дисперсия, пс/нм Минимальные оптические возв- ратные потери в точке MPI-Sm, ДБ Максимальный дискретный ко- эффициент отражения между точками MPI-Sm и MPI-Rm, дБ Максимальная дифференциа- льная групповая задержка, пс 800 120 400 2< 800 4 27 30
Приложение 2
381
Окончание табл. П2.1
Параметр1 P16S1-1D2 P16S1-1D5 P16I1-2D2 P16I1-2D32 P16I1-2D5 P16S1-2B2 P16S1-2B5 P16S1-2C2 P16S1-2C3 P16S1-2C5
Интере Максимальная средняя мощ- ]эейс в точк( -6 э MPI-Rm -3 +3 —7
ность, введенная в канал, дБм Минимальная средняя мощ- —21 -12 -11 -22
ность, введенная в канал, дБм Максимальная средняя сум- +6 +9 +15 +5
марная мощность, введенная в канал, дБм Максимальные потери в опти- 1 2 для 2 для 2 для
ческом пути, дБ G.652, 1 G.652, 1 G.652, 1
Минимальная эквивалентная -22 для G.6532, 1 для G.655 — 14 для для G.655 — 13 для для G.653, 1 для G.655 —24 для
чувствительность, дБм G.652, -13 G.652, -12 G.652, -23
Максимальный коэффициент отражения оптического сетево- го элемента, дБ для G.653, — 13 для G.655 для G.655 П для G.653, —23 для G.655
1 Значения параметров в этой таблице могут не соответствовать будущим сис-
темам, в которых используются линейные усилители или внутридоменные ин-
терфейсы (laDI).
2 Для оптических потерь в пути, равных 1 дБ, рекомендуется расстояние пере-
дачи многоканальных внутриофисных с волокнами G.653 не более 2 км из-за
нелинейности волокон. Если это расстояние превышает 2 км, возможны более
высокие потери (в добавление к потерям в оптическом пути, составляющих
1 ДБ).
Таблица П2.2
Параметры физического уровня для одноканального интерфейса
оптического сигнала класса NRZ 2.5G
Параметр P1I1-1D1 P1S1-1D1 P1S1-1D2 P1L1-1D1
Максимальное число каналов Максимальный коэффициент бито- вых ошибок Тип волокна Интерфеш 10 Рек. з в точке MPI-S 1 — 12 G.652
Диапазон рабочих длин волны, нм 1266- 1360 1260- 1360 1430- 1580 1280-1335
Тип источника излучения Максимальная среднеквадратичная ширина спектра излучения (сг), нм MLM 4 SLM SLM SLM
Максимальная ширина спектра из- лучения на уровне —20 дБ, нм Максимальная спектральная плот- ность мощности, мВт/IO МГц 1 1 1 А/и 1
382
Приложение 2
Окончание табл. П2.2
Параметр P1I1-1D1 P1S1-1D1 P1S1-1D2 P1L1-1D1
Минимальный коэффициент подав- ления боковых мод, дБ Максимальная средняя выходная мощность, дБм Минимальная средняя выходная мощность, дБм Минимальный коэффициент экс- тинкции, дБ Маска «глаза» Оптический путь от тс Максимальный коэффициент ос- лабления, дБ Минимальный коэффициент ослаб- ления, дБ Максимальная хроматическая дис- персия, пс/нм Минимальные оптические возврат- ные потери в точке MPI-S, дБ Максимальный дискретный коэф- фициент отражения между точка- ми MPI-S и MPI-R, дБ Максимальная дифференциальная групповая задержка, пс Интерфейс Максимальная введенная мощ- ность, дБм Минимальная чувствительность, дБм Максимальные потери на оптичес- ком пути, дБ Максимальный коэффициент от- ражения оптического сетевого эле- мента, дБ н/о -3 -10 )ЧКИ MPI-S 6 12 : в точке К -3 -17 ( 8 NRZ J до точки 1 1 - 14 1: 1PI-R 0 -17 -14 30 ) 5 ,2 2.5G MPI-R 1 0 По G.957 «S-16.2» 27 20 0 -17 1 +3 —2 22 24 -9 -25 -27
ПРИМЕЧАНИЕ. Значения параметров для этих прикладных кодов льной степени основаны на Рекомендации МСЭ-Т G.957. в значите-
Таблица П2.3
Параметры физического уровня для одноканального интерфейса
оптического сигнала класса NRZ 10G
Параметр PlIl-2Dlr P1I1-2D1 PlIl-2D2r P1I1-2D2 P1I1-2D3 P1I1-2D5
Код приложения G.691 Параметры заданы в рекомендации В виде кода ll-64.li 11-64.1 11-64.2г G.693 VSR600-2R1 VSR2000-2R1 VSR600-2L2 11-64.2 1-64.3 1-64.5
Приложение 2
383
Окончание табл. П2.3
Параметр P1I1-2D1I P1I1-2D1 PlIl-2D2r P1I1-2D2 P1I1-2D3 P1I1-2D5
Максимальное число каналов Максимальный коэффициент бито- вых ошибок Тип волокна Интерфейс Диапазон длин рабочих волн, нм Тип источника Максимальная плотность спектра- льной мощности, мВт/10 МГц Минимальный коэффициент подав- ления боковых мод, дБ Максимальная средняя выходная мощность, дБм Минимальная средняя выходная мощность, дБм Минимальный коэффициент экс- тинкции, дБ Маска «глаза» Оптический путь из т с в точке М: очки MPI-S 1 ю-12 Рек. I Рек. G.652 G.653 PI-S 1500...1580 SLM Д/и 30 -1 -5 8,2 NRZ10G диапазон в точку MPI-R Рек. G.655 1550 нм
Максимальный коэффициент ос- лабления, дБ Минимальный коэффициент ослаб- ления, дБ Максимальная хроматическая дис- персия, пс/нм Минимальные оптические возврат- ные потери в точке MPI-S, дБ Максимальный дискретный коэф- фициент отражения между точка- ми MPI-S и MPI-R, дБ Максимальная дифференциальная групповая задержка, пс Интерфей( Максимальная средняя введенная мощность, дБм Минимальная чувствительность, дБм Максимальные потери на оптичес- ком пути, дБ Максимальный коэффициент отра- жения элемента оптической сети, дВ : в точке М] 500 PI-R -14 2 7 0 80 24 -27 30 -1 1 -27 Д/и 13 2
384
Приложение 2
Таблица П2.4
Параметры физического уровня для одноканального интерфейса
оптического сигнала класса NRZ 10G для малых расстояний
Параметр P1S1-2D1 Sl-2D2a Sl-2D2b P1S1- 2D3a P1S1- 2D5a P1S1- 2D3b P1S1- 2D5b
Код приложения G.691 S-64.1 S-64.2a S-64.2b S-64.3a S-64.3b
S-64.5a S-64.5b
Максимальное число каналов 1
Максимальный коэффициент битовых ошибок IO-12
Тип волокна Рек. G.652 I Рек. G.653, G.655
Интерфейс в точке MPI-S
Диапазон длин рабочих волн, 1290... 1530...1565
нм Тип источника 1330 SLM
Максимальная плотность спект- Д/и
ральной мощности, мВт/ЮМГц Минимальный коэффициент подавления боковых мод, дБ Средняя выходная мощность, дБм: 30
максимальная +5 -1 +2 -1 +2
минимальная + 1 -5 -1 -5 -1
Минимальный коэффициент 6 8,2
экстинкции, дБ
Маска «глаза», диапазон NRZ10G NRZ10G 1550 нм
1310 нм
Оптический путь из точки MPI-S в точку MPI-R
Коэффициент ослабления, дБ:
максимальный 11
минимальный 6 7 3 7 3
Максимальная хроматическая дисперсия, пс/нм 70 800 800 130 130
Минимальные оптические воз- 14 24
вратные потери в точке MPI-S, дв Максимальный дискретный ко- эффициент отражения между точками MPI-S и MPI-R, дБ -27
Максимальная дифференциаль- ная групповая задержка, пс 30
Интерфейс в точке MPI-R
Максимальная средняя входная мощность, дБм -1 -8 -1 -8 -1
Минимальная чувствительнос- ть, дБм -11 -18 -14 -17 -13
Максимальные потери на опти- ческом пути, дБ -1 2 2 1 1
Максимальный коэффициент отражения элемента оптической сети, дБ -14 — 27
Приложение 2
385
Таблица П2.5
Параметры физического уровня для одноканального интерфейса
оптического сигнала класса NRZ 10G для больших расстояний
Параметр P1L1-2D1 P1L1-2D2
Код приложения G.691 L-64.1 —
Максимальное число каналов L
Максимальный коэффициент битовых ошибок 10- -12
Тип волокна Интерфейс в точке MPI-S Рек. G.652
Диапазон рабочих длин волн, нм 1290...1320 | 1530...1565
Тип источника излучения SLM
Максимальная спектральная плотность мощности, мВт/IO МГц Д/и
Минимальный коэффициент подавления боковых мод, дБ 30
Максимальная средняя выходная мощность, дБм +7 +4
Минимальная средняя выходная мощность, дБм +3 0
Минимальный коэффициент экстинкции, дБ 6 9
Маска «глаза» Оптический путь из точки MPI-S в то* NRZ 10G диапазон 1310 нм 1ку MPI-R NRZ 10G диапазон 1550 нм
Максимальный коэффициент ослабления, дБ 22
Минимальный коэффициент ослабления, дБ 16 11
Максимальная хроматическая дисперсия, пс/нм 130 1600
Минимальные оптические возвратные потери в точке MPI-S, дБ 24
Максимальный дискретный коэффициент ослабле- ния между MPI-S и MPI-R, дБ 27
Максимальная дифференциальная групповая за- держка, пс Интерфейс в точке MPI-R 30
Максимальная средняя входная мощность, дБм -9 —7
Максимальная чувствительность, дБм -20 -24
Минимальные потери в оптическом пути, дБ 1 2
Максимальный коэффициент отражения элемента оптической сети, дБ 27
Таблица П2.6
Параметры физического уровня для одноканального интерфейса
оптического сигнала класса NRZ 40G
Параметр P1S1-3C2 P1S1-3C3 P1S1-3C5 P1L1-3A2 P1L1-3A3 P1L1-3A5 1L1-3C2FD 1L1-3C3FD 1L1-3C5FD 1L1-3C2F 1L1-3C3F 1L1-3C5F
Максимальное число каналов Скорость передачи (класс сиг- налов) Коэффициент битовых ошибок Тип волокна Интер< Центральная частота, ТГц Максимальное отклонение цен- тральной частоты, ГГц 1 NRZ 40G NRZ OTU3 ю-12 Рек. G.652, G.653, G.655 фейс в точке MPI-S 192,1 40
386
Приложение 2
Окончание табл. П2.6
Параметр P1S1-3C2 P1S1-3C3 P1S1-3C5 P1L1-3A2 P1L1-3A3 P1L1-3A5 1L1-3C2FD 1L1-3C3FD 1L1-3C5FD 1L1-3C2F 1L1-3C3F 1L1-3C5F
Тип источника Минимальный коэффициент подавления боковых мод, дБ SLM 35
Максимальная средняя выход- ная мощность, дБм +3 +8 +5
Минимальная средняя выход- ная мощность, дБм Минимальный коэффициент экстинкции, дБ Маска «глаза» Оптический пу Максимальный коэффициент ослабления, дБ Минимальный коэффициент ослабления, дБ -3 8,2 ть из точк: 11 0 +5 NR2 и MPI-S в К +2 10 5 40G 1PI-R 22 11 +2
Максимальная хроматическая 800 для 1600 для G.652, 280 для
дисперсия, пс/нм G.652, 140 для G.653, 400 для G.655 G.653, 800 для G.655
Максимальное отклонение хро- матической дисперсии, пс/нм Минимальные оптические воз- вратные потери в точке MPI-S, дв Максимальный дискретный ко- эффициент отражения между точками MPI-S и MPI-R, дБ Максимальная дифференциа- льная групповая задержка, пс Интере ! 7, рейс в точке MPI-R ±8° 24 -27 51) 11
Максимальная средняя вход- ная мощность, дБм +3 -3 -6 -6
Минимальная чувствительнос- ть, дБм -17 -20 -22 -23
Максимальные потери в опти- ческом пути, дБ Минимальный коэффициент отражения элемента оптичес- кой сети, дБ 3 3 2 -27 3
х) Некоторые категории волокон по G .652, G.653 и G .655 имеет слишком вы- сокий коэффициент PMD, чтобы гарантировать это значение DGD.
2) Это значение должно быть согласовано при совместной разработке соедине- ния провайдером канала и разработчиком системы.
Приложение 3
Англоязычные аббревиатуры и термины, часто
используемые в телекоммуникационной технике
ADD addition добавление
AIS Alarm Indication Signal сигнал индикации аварийного состоя- ния (СИАС)
AMI Alternate Mark Inversion code двоичный код с чередованием поляр- ности единиц
APO Allocated performance Objec- tive опорное значение показателя ошибок
APS Automatic Protection Switching автоматическое переключение на ре- зерв
ARPL After Repair Performance Level уровень качества после ремонта
ASE Amplified Spontaneous Emission усиленное спонтанное излучение
AUG Administrative Unit Group группа административных блоков
AU-n Administrative Unit-n административный блок n-го уровня
BBE Background Block Error блок с фоновыми ошибками
BBER Background Block Error Ratio коэффициент ошибок по блокам с фо- новыми ошибками
BCH Bose-Chaudhuri-Hocquen- gham код Бозе-Чоудхури-Хоквэнгема — код прямого исправления ошибок
BE Block Error блок с ошибками
BER Bit Error Ratio коэффициент ошибок по битам
BIP Bit Interleaved Parity четность чередующихся битов
BISPO Bringing-Into-Service Perfor- mance Objective значение показателя качества для при- ема объекта в эксплуатацию
BnZS Bipolar with n-Zero Substi- tution биполярный код с заменой п нулей спе- циальной кодовой комбинацией
CMI Coded Mark Inversion двухуровневый код с инверсией токо- вых посылок
CMIP Common Management Infor- mation Protocol протокол общей управляющей инфор- мации
CRC-n Cyclic Redundancy Check циклический избыточный код обнару- жения ошибок
CTRL Control field sent from source to sink контрольное поле, посылаемое от пере- датчика к приемнику
DCC Data Communication Channel служебный канал передачи данных
DCF Data Communication Func- tion функция передачи данных
DCN Data Communication Net- work сеть передачи данных
DNU Do Not Use не использовать
DPL Degraded Performance Level порог ухудшения качества
388
Приложение 3
DWDM Dense Wavelength Division Multiplexing высокоплотное мультиплексирование с разделением по длине волн
ЕСС Embedded Communications Channel встроенный канал связи
EDFA Erbium Doped Fiber Ampli- fier оптический усилитель на волокне, ле- гированном эрбием
EMF Equipment Management Function функция управления оборудованием
EOS End of Sequence indication and Normal transmission индикатор конца последовательности и нормальной передачи
EOW Engineering Order-Wire технологический служебный канал
ETSI Europe Telecommunication Standard Institute Европейский институт стандартизации электросвязи
EXT FAIL Extension Header заголовок расширения повреждение, отсутствие
FAL Frame Alignment Loss потеря циклового синхронизма, потеря циклового фазирования
FAS Frame Alignment Signal цикловой синхросигнал, сигнал цикло- вого фазирования
FCS Frame Check Sequence контрольная последовательность кадра
FEBE Far End Block Error ошибки в блоках на дальнем конце (стар., см. REI)
FEC Forward Error Corrector прямое испрвление ошибрк
FERF Far End Receive Failure неисправность приема на дальнем кон- це (стар., см. RDI)
GFP General Framing Procedure основная процедура кадрирования
GFP-F GFP-Framed кадровая технология GFP
GFP-T GFP-Transparent «прозрачная» технология GFP
GID Group Identification индикатор сцепки
HCS High order Connection Super- vision дистанционный контроль соединений тракта высшего порядка
HDBn High-Density Bipolar code of order n биполярный код высокой плотности порядка п
HDLC High level Data Link Control высокоуровневое управление звеном данных
НЕС Header Error Check обнаружение ошибок в заголовке
HOA Higher Order Assembler сборка виртуального контейнера верх- него уровня
HOI Holdover Higher Order Interface стык высокого порядка, интерфейс тракта высшего порядка удержание (задерживание)
HPA Higher order Path Adaptation адаптация тракта высокого порядка
HPC Higher order Path Connection функциональный блок переключения трактов высокого порядка
HPOM Higher Order Path Overhead Monitor контроль заголовка тракта высокого порядка
HPP Higher order Path Protection function функция резервирования (защиты) тракта высокого порядка
HPT Higher order Path Termina- tion окончание тракта высокого порядка
HUG Higher order path Unequipp- ed Generator генератор сигнала необорудованности тракта высокого порядка
IAE Incoming Alignment Error ошибка выравнивания входного сигна- ла
Приложение 3
389
IDLE This member is not part of этот элемент не входит в сцепку или
IP the group or about to be removed Internet Protocol удаляется из неё интернет-протокол
ISO International Organization for Международная организация по стан-
LAN Standartization Local Area Network дартизации локальная сеть
LCAS Link Capacity Adjustment схема регулирования пропускной спо-
LCK Scheme Locked defect собности канала локализованная неисправность
LCN Local Communication местная (локальная) сеть связи
LCS Network Lower order Connection дистанционный контроль соединения
LED Supervision Light Emitting Diode низкого порядка светодиод
LOG Loss Of Clock пропадание тактового сигнала
LOF Loss Of Frame alignment пропадание циклового синхронизма
LOI Lower Order Interface стык низкого порядка, интерфейс
LOM Loss Of Multiframe тракта низшего порядка пропадание сверхцикла
LOP Loss Of Pointer пропадание указателя
LOS Loss Of Signal пропадание сигнала
LPA Lower order Path Adaptation адаптация тракта низкого порядка
LPC Lower order Path Connection функциональный блок переключения
LPOM Lower Order Path Overhead трактов низшего порядка контроль заголовка тракта низкого
LPP Monitor Lower order Path Protection порядка резервирование тракта низкого
LPT Lower order Path Termination порядка окончание тракта низкого порядка
LSB Least Significant Bit младший значащий бит
LTC Loss of Tandem Connection пропадание каскадного соединения
MAC Media Access Control управление доступом к среде передачи
MAF Management Application данных прикладная функция управления
MCF Function Message Communication функциональный блок передачи сооб-
MD Function Mediation Device щений медиатор (устройство сопряжения)
MF Mediation Function медиаторная функция (функция уст-
MFAS Multi Frame Alignment ройств сопряжения) сверхцикловой синхросигнал
MFI Signal Multi Frame Indicator многокадровый индикатор
MLM Multi-Longitudinal Mode многомодовый лазер
MPO laser Maintenance Performance исходная эксплуатационная норма
MSA Objective Multiplex Section Adaptation адаптация мультиплексной секции
MSB Most Significant Bit старший значащий бит
MSP Multiplex Section Protection резервирование мультиплексной сек-
MS- Multiplex Section Shared ции кольцо с защитой мультиплексной сек-
SPRing Protection Ring ции и разделения ресурсов
390
Приложение 3
MST Multiplex Section Termina- tion окончание мультиплексной секции
MST Member Status статус элемента
NDF New Data Flag флаг «новые данные», флаг новых данных
NGN Next Generation Network сеть последующего поколения
NJO Negative Justification Oppor- tunity byte байт отрицательного согласования ско- ростей (информационный бит)
NMS Network Management Station система управления сетью
NNI Network Node Interface интерфейс (стык) сетевого узла
NORM Normal стандартный (штатный) режим
NRZ Non Return to Zero код без возвращения к нулю
NUT Non-preemptible Unprotected Traffic неприоритетный незащищённый тра- фик
OAM&P Operations, Administration, Maintenance and Provisioning эксплуатация, управление, техническое обслуживание и обеспечение
OCh Optical Channel оптический канал
ODUk Optical Channel Data Unit-k блок данных оптического канала по- рядка к
ОНА OK Overhead Access доступ к заголовку символ успешного завершения. Подго- товленный и активный элемент группы принят
OMS Optical Multiplex Section оптическая мультиплексная секция
OPS Optical Physical Section оптическая физическая секция
OPUk Optical Channel Payload Unit-k блок нагрузки оптического канала по- рядка к
OS Operation System операционная система
OSF Operations System Functions функции операционной системы
OSI Open System Interconnection взаимосвязь открытых систем (ВОС)
OTM Optical Transport Module оптический транспортный модуль
OTN Optical Transport Network оптическая транспортная сеть
OTS Optical Transmission Section оптическая секция передачи
OTUk Optical Channel Transport Unit-k транспортный блок оптического канала порядка к
PFI Payload FCS Indicator индикатор контрольной последователь- ности полезной нагрузки
PH Payload Header заголовок полезной нагрузки
PI Payload Information информационное поле полезной наг- рузки
PJO Positive Justification Oppor- tunity byte байт положительного согласования скоростей (байт вставки)
PLI Payload Length Indicator индикатор длины полезной нагрузки
POH Path Overhead трактовый заголовок
PTR Pointer указатель
QAF Q-adapter Function функция Q-адаптера
RDI (FERF) Remote Defect Indication индикация повреждения на дальнем конце
REI (FEBE) Remote Error Indication индикация ошибки на дальнем конце
REMOVE Удаление
RSA (RS-ack) Re-Sequence Acknowledge подтверждение восстановления после- довательности
RST Regenerator Section Termina- tion окончание регенерационной секции
Приложение 3
391
RZ Return to Zero код с возвращением к нулю
SEMF Synchronous Equipment Management Function функциональный блок управления синхронным оборудованием
SES Severely Errored Seconds секунды, пораженные ошибками
SETPI Synchronous Equipment Timing Physical Interface физический интерфейс тактовых синх- росигналов оборудования СЦИ
SETS Synchronous Equipment Timing Source источник тактовых синхросигналов оборудования СЦИ
SLM Single-Longitudinal Mode laser одномодовый лазер
SMN SDH Management Network сеть управления в синхронной цифро- вой иерархии
SMS SDH Management Subnet- work подсеть управления в синхронной циф- ровой иерархии
SNCP Subnetwork Connection pro- tection with Path monitoring защита соединения подсети с монито- рингом маршрута
SOH Section Overhead секционный заголовок
SPI SDH Physical Interface физический интерфейс оборудования СЦИ
SPRING shared protection ring кольцо с защитой и разделением ресур- сов
SQ Sequence Indicator указатель последовательности
ssu Synchronisation Supply Unit блок (аппаратура) обеспечения синхро- низацией
STM-n Synchronous Transport Module of level n синхронный транспортный модуль уровня п
TCN Telecommunications Network телекоммуникационная сеть
TMN Telecommunication Manage- ment Network сеть управления электросвязью
TTF Transport Terminal Function блок (функция) транспортного терми- нала
TU Tributary Unit трибутарный (нагрузочный) блок
TUG Tributary Unit Group группа трибутарных блоков
UI Unit Interval единичный интервал
UNEQ unequipped необорудованный; неподготовленный
UPL Unacceptable Performance Level порог недопустимого качества
VCAT Virtual Concatenation виртуальная конкатенация
VCG Virtual Concatenation Group группа виртуальной конкатенации (виртуальная сцепка)
VCOH Virtual Concatenation Over- head заголовок виртуальной сцепки
VLI Virtual concatenation and LCAS Information информация о виртуальной конкатена- ции и LCAS
WDM Wavelength Division Multi- plexing мультиплексирование с разделением по длине волн
WSF Work Station Function функция рабочей станци
392
Приложение 3
xDSL х Digital Subscriber Line
x цифровая абонентская линия; x за-
меняется следующими символами:
А — asymmetrical (асимметричная);
Н — high bit rate (с высокой скоростью
передачи битов); R — rate adaptive (с
адаптивной скоростью); S — symmetri-
cal (симметричная); V — very high bit
rate (с очень высокой скоростью пере-
дачи битов)
Литература
1. Гордиенко В.Н., Тверецкий М.С. Многоканальные телекоммуника-
ционные системы. Учебник для вузов. — М.: Горячая линия — Телеком,
2005. - 416 с.
2. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учеб-
ник для вузов / В.В. Крухмалёв, В.Н. Гордиенко, А.Д. Мочёнов и др.; Под
ред. В.Н. Гордиенко и В.В. Крухмалёва. — 2-е изд., испр. — М.: Горячая
линия — Телеком, 2008. — 424 с.
3. Оптические телекоммуникационные системы. Учебник для вузов
/ В.Н. Гордиенко, В.В. Крухмалёв, А.Д. Мочёнов, Р.М. Шарафутдинов.
Под ред. В.Н. Гордиенко. — М.: Горячая линия — Телеком, 2011. — 368 с.
4. Проектирование и техническая эксплуатация цифровых телеком-
муникационных систем и сетей. Учебное пособие для вузов / В.Б. Алек-
сеев, В.Н. Гордиенко, В.В. Крухмалев и др.; Под ред. В.Н. Гордиенко и
М.С. Тверецкого. — М.: Горячая линия — Телеком, 2008. — 392 с.
5. Портнов Э.Л. Принципы построения первичных сетей и оптичес-
кие кабельные линии связи: Учебное пособие для вузов. — М.: Горячая
линия — Телеком, 2007. — 464 с.
6. Фокин В.Г. Оптические системы передачи и транспортные сети.
Учебное пособие. — М.: Эко-Трендз, 2008. — 288 с.
7. Давыдкин П.Н., Колтунов М.Н., Рыжков А.В. Тактовая сетевая
синхронизация. — М.: Эко-Трендз, 2004. — 206 с.
8. Тверецкий М.С. Проектирование цифровых телекоммуникацион-
ных систем: Учебное пособие. — М.: МТУСИ, 2007. — 85 с.
9. Тверецкий М.С. Информационные структуры и интерфейсы фо-
тонной сети: Учебное пособие. — М.: МТУСИ, 2008. — 34 с.
10. Тверецкий М.С. Передача пакетного трафика по транспортным
сетям последующих поколений. — М.: МТУСИ, 2009. — 51 с.
11. Тверецкий М.С. Нормирование параметров ошибок и фазовых
флуктуаций в полностью оптической сети. — М.: МТУСИ, 2011. — 29 с.
12. Портнов Э.Л. Оптические кабели связи и пассивные компонен-
ты волоконно-оптических линий связи. Учебное пособие для вузов. — М:
Горячая линия — Телеком, 2009. — 544 с.
13. Фриман Р. Волоконно-оптические системы связи. 3-е дополн.
изд. — М: Техносфера, 2006. — 496 с.
14. Гауэр Дж. Оптические системы связи. Пер. с англ, под ред.
А.И. Ларкина. — М.: Радио и связь, 1989. — 503 с.
394
Литература
15. Цым А.Ю., Камалягин В.И. Междугородные симметричные ка-
бели для цифровых систем передачи. — М.: Радио и связь, 1984. — 160 с.
16. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для
инженеров и учащихся втузов. 13-е изд. — М.: Наука, 1986. — 608 с.
Оглавление
1. Введение в цифровой способ передачи сигналов ... 3
1.1. Роль цифровых способов передачи сигналов..... 3
1.2. Иерархия цифровых телекоммуникационных систем .. 6
1.3. Обобщённые схемы ЦТС......................... 9
2. Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразо-
вание сигналов...................................... 17
2.1. Дискретизация сигнала во времени............ 17
2.2. Квантование сигнала по уровню............... 23
2.3. Кодирование сигнала......................... 32
2.4. Структурные схемы кодеков................... 36
3. Принципы мультиплексирования цифровых потоков 42
3.1. Принцип и способы мультиплексирования....... 42
3.2. Формирование первичного цифрового потока.... 56
3.3. Структура первичной станции МТС............. 63
3.4. Формирование цифровых потоков высших ступеней
ПЦИ.............................................. 68
4. Генераторное оборудование........................ 74
4.1. Состав генераторного оборудования........... 74
4.2. Тактовая синхронизация...................... 82
4.3. Цикловая синхронизация...................... 90
5. Передача цифровых сигналов ..................... 104
5.1. Регенерация цифровых сигналов.............. 104
5.2. Особенности передачи по кабелям с металлическими па-
рами ........................................... 113
5.3. Особенности передачи по кабелям с оптическими волок-
нами ........................................... 125
5.4. Коды сигналов МТС.......................... 132
6. Синхронные цифровые телекоммуникационные сис-
тмы (СЦТС)......................................... 150
6.1. Преобразование сигналов в СЦТС ............ 150
6.2. Назначение и структура заголовков и указателей в
СЦТС............................................ 169
396
Оглавление
6.3. Мультиплексоры СЦТС ...................... 184
6.4. Транспортная сеть СЦТС.................... 198
6.5. Синхронизация СЦТС........................ 220
6.6. СЦТС со спектральным уплотнением оптических
волокон........................................ 240
7. Оптическая (фотонная) транспортная сеть........ 249
7.1. Структура фотонной сети................... 252
7.2. Мультиплексирование в фотонной сети....... 253
7.3. Информационные структуры OTN ............. 255
8. Оптические интерфейсы и протяжённость оптичес-
кой секции ....................................... 266
8.1. Интерфейсы СЦТС без волнового уплотнения... 266
8.2. Интерфейсы СЦТС-СР........................ 270
8.3. Интерфейсы фотонной сети.................. 277
8.4. Протяжённость оптической секции........... 285
9. Передача пакетного трафика по сетям с октетной
синхронизацией ................................... 294
9.1. Формирование универсальных кадров передачи. 299
9.2. Принцип виртуальных сцепок контейнеров.... 314
9.3. Регулировка пропускной способности канала. 327
10. Управление цифровыми телекоммуникационными
системами......................................... 334
11. Параметры качества каналов и трактов МТС ..... 343
11.1. Нормирование ошибок в каналах, трактах и секциях
передачи........................................ 345
11.2. Нормирование фазовых флуктуаций........... 363
11.3. Параметры надёжности МТС.................. 372
Приложение 1. Циклы передачи третичных и четверич-
ных МТС ПЦИ................................. 378
Приложение 2. Параметры физического уровня... 380
Приложение 3. Англоязычные аббревиатуры и терми-
ны, часто используемые в телекоммуникационной тех-
нике ....................................... 387
Литература.................................. 393