/
Author: Кириллов В.И.
Tags: электротехника электрическая связь оборудование учебник оптические системы телекоммуникации аналоговый системы передач издательство новое знание
ISBN: 5-94735-006-8
Year: 2002
Text
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ
СИСТЕМЫ
ПЕРЕДАЧИ
В.И. Кириллов
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ
СИСТЕМЫ
ПЕРЕДАЧИ
Рекомендовано УМО по образованию в области связи
в качестве учебного пособия для студентов,
обучающихся по специальности 201000
«Многоканальные телекоммуникационные системы»
Утверждено Министерством образования А ,
Республики Беларусь в качестве учебника для студентов специальности
«Телекоммуникационные системы» высших учебных заведений
МОСКВА ООО «НОВОЕ ЗИАМИВ» 1002
УДК 621.39(075.8)
ББК32.88я73
К43
Рецензенты:
кафедра техники связи Военной академии Республики Беларусь
(зав. кафедрой — кандидат технических наук, доцент В.М. Калинин);
ректор Высшего колледжа связи Республики Беларусь, профессор,
кандидат технических наук М.А. Баркун
Кириллов В.И. 7
К43 Многоканальные системы передачи: Учебник / В,И. Кириллов. ---
М-.: Новое знание, 2002. — 751 с.: ил.
ISBN5-94735-006-8.
’рассматриваются основные принципы построения цифровых и аналоговых
многоканальных систем передачи. Излагаются особенности реализации функциональных
узлов аппаратуры передачи и специфика преобразований сигналов в них. Описываются
процедуры проектирования и эксплуатации оборудования систем передачи.
Длювтудентов вузовспециальностей «Телекоммуникационныесистемы»,«Многока-
нальные системы передачи», «Оптические системы передачи'и обработки информации»
и др., а также инженерно-технических работников отрасли связи.
УДК 621.39(075.8)
ББК 32.88я73
ISBN 5-94735-006-8
© Кириллов В.И., 2002
© Оформление. ООО «Новое знание», 2002
ВВЕДЕНИЕ
Современный этап развития цивилизации характеризуется международ-
ным масштабом применения сетей телекоммуникаций и формированием гло-
бальной инфраструктуры информационных сетей. Они обеспечивают возмож-
ность передачи различных видов информации и позволяют жителям любой
страны приобщиться к достижениям науки, культуры и производства всего ми-
ра. При решении этих задач большую роль играет применение новых техноло-
гий, прежде всего цифровой и спутниковой связи, благодаря которым могут
быть созданы универсальные сети связи, охватывающие практически весь мир
без технических ограничений.
Многоканальные телекоммуникационные системы представляют собой
крупные технические комплексы, в состав которых входят функциональные
устройства различного назначения и сложности. Их изучение можёт прово-
диться на разном содержательном уровне в зависимости от рабочей программы
дисциплины и количества часов, отводимых на ее освоение. Настоящий учеб-
ник построен на основе наиболее полной программы дисциплины «Многока-
нальные системы передачи», которая изучается студентами по специализациям
«Многоканальные системы телекоммуникаций» и «Оптические системы пере-
дачи ц обработки информации» на протяжении четырех семестров третьего
и четвертого курсов,
В программе уделяется, на наш взгляд, равноценное внимание, вопросам
как системного, так « схемотехнического уровня. На системном уровне много-
канальная система передачи (МСП) изучается как. «большая» система, состоя-
щая из крупных блоков (устройств), которые структурно связаны между собой
определенным образом. Целью изучения является, как правило, определение
оптимальных связей между блоками, построение математических моделей бло-
ков для описания Цроцессов прохождения через них полезных сигналов, помех
и шумов, а также оптимизация параметров этих блоков, которая позволяет по-
лучить наилучшие показатели большой системы в целом. На схемотехническом
уровне изучаются особенности построения, схемные решения, методики расче-
та параметров основных функциональных устройств МСП, в первую очередь
тех, которые широко применяются в цифровых и аналоговых системах переда-
чи, а также в различного рода измерительных приборах, используемых при
монтаже, настройке и эксплуатации МСП.
Особое Внимание уделено усилительным устройствам систем телекомму-
никаций, методам их построения, анализа и оптимизации. На наш взгляд,
знание современной теории и техники усиления электрических сигналов раз-
3
ВВЕДЕНИЕ
нообразной формы и ширины спектра является обязательным требованием
к высококвалифицированному инженеру по многоканальным телекоммуни-
кационным системам. Кроме того, применяемый при их анализе теоретичес-
кий аппарат является основой для изучения целого ряда других функциональ-
ных устройств, например линейных корректоров, усилителей-корректоров
цифровых регенераторов, систем автоматического регулирования уровня
и т.п. Это и обусловило размещение раздела по усилительным устройствам
в первых главах книги. . ,
При выборе формы изложения материала везде, где это было возможно, ав-
тор отдавал предпочтение математическому описанию процессов и устройств.
Во-первых, оно более строгое, чем физическое, и позволяет при необходи-
мости самостоятельно проверить те утверждения, которые приводились без
вывода со словами «можно показать...». Вотвторых, математическое описание
является основой для проведения параметрической, а иногда и структурной
оптимизации исследуемого устройства для различных ;уодовий , его примене-
ния, например в аналоговых или цифровых системах передачи, ©-третьих,
сам процесс получения строгой математической модели изучаемого явле-
ния (процесса, устройства) является той необходимой школой, без которой
невозможно подготовить квалифицированного инженера — разработчика
новой техники.
Выбор, объема изложения той или иной темы, указанной в программе кур-
са, осуществлялся с учетом ряда требований, которые зачастую конкурировали
друг с другом. С одной стороны, учитывалось, что ведущей тенденцией много-
канальных систем передачи является их цифровизация. Это требовало большей
детализации при описании цифровых систем, устройств и методов обработки
цифровых сигналов. С другой стороны, принималось во внимание, что исполь-
зуемые в аналоговых системах методы коррекции линейных искажений, усиле-
ния и полосовой фильтрации групповых и канальных сигналов, компрессии
динамического диапазона, нормирования шумов и помех, методы дистанцион-
ного контроля и управления и т.п. с успехом были использованы в цифровых
системах передачи, особенно в системах цифровой радиосвязи (спутниковая, ра-
диорелейная, абонентского радиодоступа и др.). К тому же учитывалось, что на
первичной и особенно на ведомственных сетях до сих пор аналоговые системы
передачи составляют значительную долю аппаратуры и успешно эксплуатиру-
ются. Это обстоятельство заставляет уделять необходимое внимание аналого-
вым системам передачи, особенностям их построения и основным функцио-
нальным узлам. При окончательном отборе материала, несомненно, сказались
и субъективные предпочтения автора.
Приводимые в учебнике материалы основаны на обобщении и системати-
зации известной учебной и научной литературы по цифровым и аналоговым
системам передачи, включая техническую документацию на эти системы. Не-
которые разделы являются оригинальными и представляют собой результаты
научных исследований автора. При этом использовался его многолетний опыт
преподавания в Белорусском государственном университете информатики
и радиоэлектроники и целый ряд учебных пособий, написанных автором по от-
дельным разделам программы.
4
ВВЕДЕНИЕ
Учебник может быть использован для индивидуальной и самостоятельной
работы при изучении родственных учебных дисциплин, например «Спутнико-
вые и радиорелейные системы передачи», «Волоконно-оптические системы пе-
редачи», «Системы радиосвязи и радиовещания» и др,, а также при курсовом
и дипломном проектировании систем телекоммуникаций. Этой цели отвечает
и список литературных источников, в которых углубленно Излагаются некото-
рые частные вопросы. ’
Многие разделы книги могут быть полезны при изучении родственных
дисциплин по таким специальностям, как «Автоматика, телемеханика и связь
ьйа железнодорожном транспорте», «Военная техника связи» и т.п. Определен-
ный интерес книта может представлять и для студентов средних специальных
учебных заведений1 (колледжей) отраслей связи и радиотехнического профиля.
При подготовке рукописи к изданию большую помощь автору оказали его
ученики, которым он выражает Глубокую благодарность: Среди них хочется
отметить прежде всего студентов А.В. Крупеня, И.С. Кульниса, А Д, Берды-
шева, С.Ф. Лешковича, Т.А. Шидловец, Л.В. Панферова, а также инженеров
А.Е. Апарину И Л.А. Липень. Автор благодарен рецензентам книги — ректору
Высшего Колледжа связи Республики Беларусь, профессору, кандидату техни-
ческих наук М.А. Баркуну и коллективу кафедры техники свяЗи Военной ака-
демии Республики Беларусь (начальник кафедры — кандидат технических на-
ук, доцент В.М. Калинин) за полезные замечания и предложения во время
обсуждения рукописи учебника. Их учет, несомненно, способствовал улучше-
нию его содержания.
Были учтены также полезные советы заведующего кафедрой многоканаль-
ной связи Московского технического университета связи и информатики
(МТУСИ) доктора технических наук, профессора В.Н. Гордиенко', Которому
автор выражает свою искреннюю благодарность. > '
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
1.1. Основные понятия и определения
Многоканальные системы передачи представляют собой большие и слож-
ные технические системы, которые воплошают в себе самые современные зна-
ния и технологии, полученные в разных областях науки и техники. Чтобы дать
компактное и в то же время исчерпывающее описание этих систем, нужно ис-
пользовать общепринятые (желательно согласованные на международном
уровне) термины и определения различных объектов, процессов и устройств,
относящихся к этой области [39, 44, 53].
Информацией называют совокупность сведений, данных о каких-либо со-
бытиях, явлениях или предметах окружающего нас мира. Для передачи или
хранения информации используют различные знаки (символы), которые явля-
ются своеобразной формой представления информации. Такими знаками мо-
гут быть слова и фразы человеческой речи на том или ином языке, буквы и сло-
ва письменной речи, жесты и рисунки, математические и нотные знаки и т.п
Совокупность знаков, отображающих ту или иную информацию, называют со-
общением.
Сообщение может иметь электрическую или неэлектрическую природу.
В большинстве случаев интерес представляют сообщения неэлектрической
природы. Источник и получатель сообщений разделены некоторой средой, в ко-
торой источник образует возмущения. Именно эти возмущения отображают
сообщения и воспринимаются получателем. Например, при разговоре источ-
ником сообщений является голосовой аппарат человека, в качестве сообщения
выступает изменяющееся в пространстве и во времени воздушное давление —
акустические волны, а получателем служит человеческое ухо.
Процесс передачи (транспортирования) сообщения от источника к получа-
телю в соответствии с принятыми правилами называют связью. При этом ис-
пользуют какой-либо материальный носитель сообщения (бумагу, магнитную
ленту и т.д.) и/или физический процесс, отображающий (несущий) передавае-
мое сообщение. Последний называют сигналом. Тип сигнала определяется ха-
рактером физического процесса передачи информации. Сигнал называют
электрическим, если физический процесс представляет собой передачу элект-
рического тока (напряжения), звуковым — если используется передача акусти-
ческих колебаний и т.д.
Совокупность средств, обеспечивающих передачу сообщений от источника
к получателю, образует канал связи.
Передача сообщений посредством электрических сигналов называется
электросвязью, соответственно канал связи, который обеспечивает такую пере-
дачу, — каналом электросвязи.
6
1.1. Основные понятия и определения
Для передачи каких-либо сообщений неэлектрической природы по каналу
электросвязи они должны подвергнуться определенным преобразованиям, ко-
торые выполняют первичные преобразователи сообщений (ППС). ППС пред-
ставляет собой устройство, которое формирует в пункте передачи первичный
электрический сигнал (ПЭС) — электромагнитное колебание, изменение пара-
метров которого соответствует сообщению неэлектрической природы. Приме-
рами ПЭС являются телефонный, телеграфный, телевизионный, сигнал звуко-
вого вешания и другие сигналы. В качестве типовых ППС можно назвать
микрофон, фотодиод, телевизионную передающую камеру и т.д.
Первичный электрический сигнал может передаваться непосредственно по
физической цепи, содержащей пару металлических проводников, но, как пра-
вило, ПЭС подвергается дополнительным преобразованиям. Например, для
передачи по волоконно-оптической линии связи ПЭС преобразуется в опреде-
ленного вида оптический сигнал, для направленной передачи в открытом про-
странстве — в высокочастотный радиосигнал и т.д. На приемной стороне осу-
ществляются обратные преобразования и снова восстанавливается ПЭС. Далее
он поступает на обратный преобразователь сообщения (ОПС> — устройство, ко-
торое преобразует электрический сигнал в сообщение неэлектрической приро-
ды. Типовыми ОПС являются громкоговоритель, светодиод, кинескоп телеви-
зора и др.
Различные виды электросвязи классифицируют либо по типу передаваемых
ПЭС (например, телефонная, видеотелефонная, телеграфная, факсимильная, те-
левизионная и т.п.), либо пр типу линии передачи (спутниковая, волоконно-опти-
ческая, радиорелейная и т.п.), если канал электросвязи является универсальным.
Например, факсимильная связь — это область электросвязи, в которой осущест-
вляется передача электрических сигналов, соответствующих неподвижным плос-
ким черно-белым или цветным оптическим изображениям. Радиорелейная связь
характеризуется тем, что здесь используется последовательная передача сообще-
ний посредством радиоволн в открытом пространстве от одной радиорелейной
станции (РРС) к другой (рис. 1.1). Приемная (Апр) и передающая (Апер) антенны
соседних РРС подняты на такую высоту, которая обеспечивает прямую «види-
мость» антенн. Различают оконечные и промежуточные станции, которые назы-
вают также ретрансляторами. Спутниковая связь обеспечивает передачу сообщений
также посредством радиоволн, но в качестве ретранслятора используется искус-
ственный спутник Земли (ИСЗ). Если спутник (ретранслятор) находится на гео-
стационарной орбите (на высоте 36 000 км), то его положение оказывается неиз-
менным относительно любой точки Земли. Тогда при помощи трех спутников,
находящихся друг относительно друга под углом 120°, можно обеспечить глобаль-
ную (всемирную) связь (рис. 1.2).
Системой электросвязи называют совокупность технических средств и сре-
ды распространения, обеспечивающих передачу сигналов электросвязи. В ка-
честве среды распространения используют проводные и беспроводные линии
(или радиолинии).
Проводными называются линии, в которых электромагнитные сигналы рас-
пространяются в пространстве вдоль непрерывной направляющей среды. К про-
водным относятся металлические воздушные и кабельные линии, волноводы,
7
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
исз,
Аир Апер Апр Апер
Рис. 1.1 Рис. 1.2
световоды. В радиолиниях сообщения передаются посредством радиоволн в от-
крытом пространстве. Этот вид связи обеспечивает большую дальность, пригоден
для подвижных источников и получателей сообщения, но зато в большей степени
подвержен воздействию внешних помех.
1.2. Классификация и перспективы развития МСП
Многоканальные системы передачи (МСП) представляют собой комплекс
технических средств, обеспечивающих одновременную и независимую переда-
чу нескольких сигналов с требуемым качеством по одной линии передачи.
МСП классифицируются по следующим признакам.
1. По виду направляющей среды: проводные и беспроводные.
В свою очередь различают: а) проводные по воздушным линиям — ВСП;
по кабельным линиям — КСП; по волоконно-оптическим линиям — ВОСП;
б) беспроводные по радиорелейным линиям передачи — РРСП; по спутни-
ковым линиям — ССП.
2. По числу источников сообщений (числу каналов N): а) малоканальные —
7V< 12 (обычно по воздушным линиям связи); б) среднеканальные — N= 12—60 (обыч-
но КСП по симметричным кабелям или РРСП); в) многоканальные — /V > 300
(обычно КСП по коаксиальным кабелям или РРСП, а также ВОСП); г) сверхмно-
гоканальные — N » 3000 (только ВОСП или КСП по «большим» коаксиальным
кабелям, например система К-3600).
Для унификации МСП число источников сообщений (каналов) определя-
ют по числу эквивалентных телефонных сообщений, которые могут быть пере-
даны в МСП.
3. По форме передаваемых сигналов: а) аналоговые (АСП) — используемые
Для передачи аналоговых электрических сигналов, которые за конечный интер-
вал времени могут принимать бесконечное множество состояний (рис. 1.3).
Примером таких АСП являются системы типа В-12, К-1920 и т.п.; б) дискрет-
ные — используемые для передачи дискретных сигналов, которые на конечном
интервале времени имеют конечное (дискретное, счетное) число состояний
(рис. 1.4); в) цифровые (ЦСП) — используемые для передачи цифровых сигна-
лов, которые дискретны по времени и имеют два разрешенных уровня «1» и «0»
мгновенных значений (рис. 1.5). Примером ЦСП является аппаратура типа
ИКМ-30, ИКМ-1920 и т.п.
8
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
Рис. 1.3
Рис. 1.4 Рис. 1.5
Основные тенденции развития МСП:
1) постоянный и неуклонный переход от АСП к ЦСП;
2) преимущественное развитие ВОСП, особенно магистральных с большим
числом каналов;
3) увеличение доли ССП;
4) повышение надежности, улучшение качественных показателей МСП.
1.3. Первичные сигналы электросвязи
и их основные характеристики
1.3.1. Обобщенная система параметров первичного сигнала
Как уже говорилось, первичные электрические сигналы (ПЭС) формиру-
ются на выходе первичных преобразователей сообщений. Основными видами
ПЭС в электросвязи являются телеграфный сигнал (ТЛГ); сигнал звукового ве-
щания (ЗВ); телефонный сигнал (ТЛФ); сигнал факсимильной связи (ФС); те-
левизионный сигнал (ТВ). Все они с точки зрения получателя меняются слу-
чайным образом по времени и по уровню, т.е. являются случайными
Для случайного про-
цесса x(t) наиболее полной
характеристикой является
многомерная плотность ве-
роятности Х2, Хп,
й, f2, •••> tn), которая отра-
жает вероятность приня-
тия значений Х|, х2, .... х„
в моменты времени /|, t2,...,
t„. В большинстве случаев
процессами.
определение многомерной плотности вероятности вызывает серьезные труд-
ности, поэтому приходится ограничиваться более простыми (с точки зрения
экспериментальной или теоретической оценки) характеристиками — одномер-
ной Й^х, 0 и двумерной FK(xi, х2, 6, t2). Функция И^х, t) характеризует плот-
ность распределения мгновенных значений случайного процесса на интервале
времени [Г, t + 7]. Если функция JV(x, t) не зависит от выбора интервала наблю-
дения У, то тогда пишут И^х, г) = Wt (х) = Ифс)- Из рис. 1.6, б видно, что число
пересечений функции x(t) с прямой х, = const различно для разных х,. Соответ-
9
1, ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ственно отличается и одномерная плотность распределения (рис. 1.6, а). На-
пример, для обозначений рис. 1.6, а имеем ИТдг) < И^х,) и И^х,) > И^хО- Зная
(теоретически или экспериментально) вид функции 1У(х), можно определить ве-
роятность того, что, например, мгновенное значение х будет находиться в ин-
тервале некоторых значений Л™п, Лпах:
^гпах
P(Xmin<x<Xmax) = ]W(x)dx.
ЛпЙ1
(1.1)
При этом очевидно, что вероятность того, что х примет любое значение в ин-
тервале [—ос, +оо], равна 1, т.е.
< х < +оо) = J W (x)dx = 1.
(1.2)
Уравнение (1.2) называется условием нормировки функции 1У(х). Одной из
важнейших характеристик является среднее значение сигнала X,, которое опре-
деляется как математическое ожидание процесса х(г):
MX = Y,= JxW,(x)dx. (1.3)
X, характеризует постоянную составляющую сигнала х(/). Для ряда сигна-
лов, например ТЛФ и ЗВ, Xt = 0; для других — ТВ, ТЛГ, ФС — Xt * 0 и меня-
ется во времени.
По физическому смыслу х(/) характеризует ток или напряжение ПЭС. Тог-
да на сопротивлении нагрузки 1 Ом мощность сигнала определяется средним
значением квадрата мгновенного значения из выражения
X2 = \ x2W,(x)dx, (1.4)
которое учитывает мощность как постоянной, так и переменной составляющей
сигналах(0- (Индекс (в (1.3) и (1.4) говорит о том, что эти характеристики мо-
гут изменяться со временем.)
Мощность переменной составляющей сигнала характеризуется дисперсией Dx
из выражения
________ +00 ___
Dx,, = (x-X;)2 = j(x-X,)2Wt(x)dx.
Раскрывая (1.5) и используя (1.3) и (1.4), получим
Dxt = X2-(X,)2.
(1.5)
(1.6)
2
Если в сигнале отсутствует постоянная составляющая, то Dxt= Xt .
10
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
Связь между значениями х1 = x(t\) и х2 = х(6), отражающая скорость изме-
нения случайного процесса, характеризуется корреляционной функцией:
6,6) = f x2,tl,t2)dxidx2. (1.7)
Частный вариант случайного процесса — стационарный случайный процесс,
для которого величины Xt = X; Dxl = Dx; X2 — X2 не изменяются во времени
и, следовательно, являются числовыми характеристиками процесса. При этом
Вх(хь х2, ц, t2) = В£х\, х2, т = t2 - Л) = Вх(т),
т.е. корреляционная функция зависит только от разности т величин 6,6 й не
зависит от их абсолютных значений.
Стационарный эргодический случайный процесс — это процесс, в котором
усреднение по времени и по реализации дает один и тот же результат. Свойство
эргодичности состоит в том, что среднее по множеству с вероятностью «едини-
ца» равно среднему по времени:
__ +оо । fa+T
X = [ xl¥(x)dx = lim — f x(t)df, (1.8)
J /’-+00 / J
-co r0
X2 = f x2W(x)dx = lim — f x2(t)dt; (1.9)
J Г-^ос T J
-00 r0
Dx = f(x-J)2H/(x)c?x=lim 1 °f (x(r)-~X)2dt = X2 - (J)2; (1.10)
' 7'->и T J
-CO /0
Дг(т) = Г Г xtx2lV(xi, x2, x)dx\dx2 = lim — (x(t)x(t - x)dt. (1.11)
J J 7’->co 'f J
—co—co Zq
Сравнивая (1.11) и (1.9), видим, что Вх(х = 0) = 7?х(0) = X2. На основании оп-
ределения (1.11) можно построить структурную схему для измерения функции
BJj.} (ее чаще называют автокорреляционной) или коэффициента автокорреля-
ции /?Л(т) = 7?Л(т) / Вх(0) (рис. 1.7). Она состоит из регулируемой линии задерж
ки 7, перемножителя 2 и интегратора 3. На рис. 1.8 приведен пример определе-
ния автокорреляционной функции для сигнала x(t) в виде последовательности
Рис. 1.7
11
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
а)
1
О
х(0
о
t
б)
f Х(г-т)
т
О
t
в)
t
о
Рис. 1.8
прямоугольных импульсов длительностью /и И периодом То (рис. 1.8, а, б). Из рис. 1.8, в
видно, что В/т) является четной функцией: В^т) = В^—х), а для периодического
сигнала — и периодической.
а)
О
х(0
м
к--и
7’о=1//о
б)
tGJf)
/о 2/0 3/0 f
Спектральная плотность
Gx{f) случайного процесса
характеризует распределение
мощности отдельных спек-
тральных компонент сигнала
x(t). Если сигнал х(0 перио-
дический, то функция Gx(f)
дискретна (рис. 1.9); если
сигнал х(0 непериодический,
то функция Gx(f) непрерывна
Рис. 1.9
Рис. 1.10
Автокорреляционная функция Вх(т) и спектральная плотность GX(J) связа-
ны между собой парой преобразований Фурье:
Gx(f) = J Вх(т)е~^ dx; fe [-«>, +«>];
(1.12)
ДА) = jGx(f)eJifftdf; re [-«>, +°о].
(1.13)
Из (1.12) следует, что Gx(f) = Gx(-f), т.е. функция GX(J) четная. Из (1.13)
при г = 0 с учетом (1.11) получим
ад=*2 = \Gx(f)df,
(1-14)
12
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
т.е. предел суммы мощностей всех частотных компонентов сигнала дает пол-
ную мощность сигнала. В практике часто пользуются функцией Gx(f) = 2Gx(f),
определенной только в области положительных частот, так что
+оо +оо
J Gx(f)df = J Gx(f)df = ад. (1.15)
О —00
На рис. 1.10 приведены характерные варианты зависимостей Gx(f}.
1) для случая, когда спектр сигнала сосредоточен в основном в полосе час-
тот F„ <f< FB, где Рн, FB — нижние и верхние граничные частоты (рис. 1.10, а);
2) когда 0 < f < FB, т.е. Рн = О (рис. 1.10, 6);
3) когда сигнал имеет бесконечно широкий и равномерный спектр, этот ва-
риант является удобной математической моделью и соответствует условному
сигналу, называемому «белым шумом» (рис. 1.1.0, в).
Если FB/FH » 1, то сигнал считается широкополосным; при FJF^ ® 1 — уз-
кополосным.
Правая часть выражения (1.9) определяет мощность сигнала, усредненную
на интервале времени 7-юо, или среднюю долговременную мощность Рхср. Ес-
ли Т конечно, например 1 минута или 1 час, то получим среднеминутную или
среднечасовую мощность. Наконец, при Т -> 0 правая часть (1.9) будет выра-
жать мгновенное значение мощности сигнала Рх в момент /0.
Поскольку х(Г) — случайный процесс, то строго теоретически в отдель-
ные моменты времени выбросы сигнала x(t) и соответственно мгновенное
значение мощности Px(t) (усредненной за малый интервал Д7) могут быть
очень большими. Обычно за максимальную мощность сигнала принимается
такая величина Рхтах = ^тах, превзойти которую мгновенное значение Рх мо-
жет только с очень малой вероятностью е. Обычно е = 0,01 или 0,001. Вели-
чина А^ах определяется из решения интегрального уравнения
“Лтах
jBz(x)dx + J PF(x)dx = е.
-00 +^тах
Пик-фактор сигнала — это отношение его максимальной мощности Ртах,
определенной выше, к средней долговременной Рср, выр&женное в логарифми-
ческих единицах (децибелах): *
АГП = 101g= 201g .
Лер (JT2)1/2
Для большинства сигналов Кп не превышает 13—18 дБ.
В процессе передачи сигнал x(f) по тем или иным причинам (иногда и со-
знательно) искажается и в результате к получателю поступает сигнал x(t) * x(t).
Ошибка воспроизведения сигнала x(f) оценивается мощностью ошибки РЕ, опре-
деляемой в виде
1 ,+т
PE = lim± |[х(0-ЗД2Л. (1.16)
13
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ 1/1 СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Получатель «не замечает» искажений сигнала, если РЕ не превышает неко-
торого допустимого (порогового) значения РЕтах. Под динамическим диапазо-
ном сигнала понимается величина
Dx = 101ё2™цдБ, (1.17)
^4: max
где Ртах — максимально возможная мощность сигнала.
При передаче дискретного сигнала, имеющего L разрешенных уровней с из-
вестными значениями 14, i g [1, £] (рис. 1.11), ошибка воспроизведения проявля-
ется в том, что вместо уровня 14 принимается решение о приеме соседнего уровня
Uj-\ или 14+1- Это случится, если напряжение ошибки Дх(/) = x(t) — x(t) превысит
половину интервала &Ui= Uj — Ui+l. Тогда по аналогии с (1.17) получим
Д = 201g , (1.17а)
0,5 Д с/min
где Umax — максимальное значение сигнала; AZ^nin ~ минимальный возможный
интервал между соседними уровнями.
Если Д14 = Д Uj = Д для всех /, j g [ 1, L], то тогда Umax = Д£ и соответствен-
но Dx = 201g2£. Для цифрового сигнала с разрешенными уровнями 0 и 1 име-
ем £ = 1 и соответственно Dx = 201g2 = 6 дБ.
Информационная производительность источника определяется отношением
количества информации И^, переданной с помощью ПЭС к получателю (при-
емнику) за время 1£, к величине интервала /fc:
/=Hz, (1.18)
При /£ -> оо величина / определяет среднюю
информационную производительность источни-
ка; если 1^ мало, то тогда I характеризует мгно-
венную информационную производительность.
Найдем количество информации для ис-
точника дискретного сигнала, имеющего £ раз-
решенных состояний (уровней) (рис. 1.11). На
интервале t,< t< tj+i сигнал принимает /-Й уро-
вень (z G [1; £]) с вероятностью pt. Количество
информации, которое поступит к получателю
при этом, равно И, = log2 — = — log2(чем мень-
Pi
ше вероятность события ph тем оно ценнее, тем больше количество инфор-
мации). Поскольку сигнал может принимать любой из £ уровней (l/ = U^, Uj
и т.п., j, к е. [ 1, £]) с вероятностью соответственнор,, р^ и т.п., то обычно оце-
14
1.3, Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
нивают среднее значение (математическое ожидание) количества информа-
ции в битах на интервал Тп (см. рис. 1.11):
L L
Иср = ЕИ,р, = -£>,log2 Pi-
1=1 i=i
Тогда производительность дискретного источника будет равна
И 1 L L
J = -^ = -^r-^Pi^g2Pi =-£гЕл1оё2 А>бит/с, (1.19)
1 п 1 п 1=1 1=1
где Тп — длительность элементарной посылки (рис. 1.11), Тт = —-частота сле-
Гп
дования посылок (тактовая частота).
Пример. Пусть вероятность принятия /-го уровня одинакова для
всех / 6 [1, £], Pi = const. Используя условие (1.2), получим
/ 1 L 1
Е Д = LP‘ = Р> = ~7' Иср = Еу1оЁ2 L = log2 L.
1=1 L 1=1 L
Подставляя значение р(- в (1.19), находим
I = - р, L log2 р,= -J-log2 L.
П п
(1.20)
Если сигнал имеет два разрешенных уровня («0» и «1»), т.е. L = 2, причем
Ро = Р\ ~ 0,5, то из (1.20) получим для цифрового сигнала
(1.21)
‘ п
Для аналогового сигнала, как можно показать [35, 52],
/= FBlog2 1
/
= FBlog2 1 +
Р 1
г ср
р
• стах у
, бит/с,
(1.22а)
где величины FB, Рср и Р£тк определялись выше; D* и К*и — соответственно дина-
мический диапазон и пик-фактор сигнала, выраженные в разах (а не в децибелах).
Если можно принять, что D /К„ » 1, то тогда из (1.22а) имеем
I= F igd / /о s бит/с>
lg2 3
(1.226)
здесь D и Кп подставляются в децибелах, FB — в герцах.
15
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
1.3.2. Уровни передачи сигналов
В процессе передачи по каналу связи изменяются энергетические характе-
ристики сигнала — напряжение, мощность и ток на заданной нагрузке. Их
можно измерить в абсолютных (вольтах, амперах, ваттах) или относительных
(относительно некоторых эталонных значений напряжения {/эт, тока /эт, мощ-
ности Рэт) единицах. Относительные оценки, измеренные в децибелах, называ-
ют уровнями соответственно по мощности, напряжению, току:
Р U I
Рм = lOlg-^—; Рн = 201g-^_; рт = 201g-/-.
* эт U эт * эт
В качестве эталонных единиц в электросвязи приняты Рэт = 1 мВт на эта-
лонной нагрузке /?эт, равной 600, 150 или 75 Ом. Каждому из трех значений R^
соответствует свое определенное значение 1/эт и /эт:
/ р чА5
U =(Р R '»0,5- Г = Гзт
иэт \ГЭТ 2ХЭТ/ 9 7ЭТ “Z
\ ^ЭТ )
Наиболее часто для оценки используются уровни по мощности (в дБм) и по
напряжению (в дБн). В последнем случае обязательно указывается, на каком
сопротивлении нагрузки RH измеряется уровень напряжения рн. Из выражения
1Л1 и 1П1 U2R„R3T 1П1 1/2/?эт
рн = 201g—— = 101g н- - = 101g эт
t/эт U^RHR^ U3TR„
+ 101g-^S-= 101g-А + 101g-^ = рм+ 101g (1.23)
^эт ' эт ^эт ^эт
следует, что при R„ = 7?эт имеем рн = рм, при RH > R3X — рн > рм .
Измерение уровней производится вольтметром, шкала которого програду-
ирована относительно одного из определенных значений 1/эт, указанных ниже:
(/эт = 0,775 В; 0,3875 В; 0,275 В.
Диаграмма уровней — это график изменения уровней сигнала между отдель-
ными блоками многоканальной системы передачи (рис. 1.12, а). Если изменя-
ется уровень сигнала на входе системы (например, при смене одного абонента
другим (кривые 1, 2), диаграмма уровней смещается параллельно (выше или
ниже) в зависимости от соотношений р\ и р2 (рис. 1.12, б).
Рис. 1.12
16
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
Измерительная диаграмма уровней соответствует некоторому измерительно-
му (эталонному) абоненту с фиксированным уровнем мощности на входе ризм.
Относительная диаграмма уровней — это диаграмма, при которой уровень в про-
извольной точке системы сравнивается с уровнем передачи в определенной
выбранной точке. Она показывает, насколько уровень сигнала в произвольной
точке больше (меньше) опорного уровня. Для примера на рис. 1.12, б приведена
диаграмма 3 (штрих-пунктирный график), где в качестве опорного выбран уро-
вень сигнала на входе:
Ротн.к = 101g 4 = 101ё (4 • Ф] = Л " дБ‘
' 1 к Гэт '17
Как видно из рисунка, относительная диаграмма не зависит от уровня або-
нента. Для опорной точки относительный уровень равен нулю, и поэтому она
называется точкой нулевого относительного уровня (ТНОУ).
Каждый блок системы может быть охарактеризован значениями сигнала на
его входе и выходе, измеренными в абсолютных единицах (например, (/вх, 1/вых,
Ры и Лых) или в относительных (рвх, рвых).
Чтобы исключить неоднозначность в оценке параметров блока, связанную
с изменениями сигнала на входе (например, при смене абонента), вводят сле-
дующие характеристики блока:
1) коэффициент усиления блока по мощности
Км = Рвых/Рвх; (1-24)
2) усиление по мощности (в децибелах)
£м=101ё4^ = А.ых-Д,х; (1-25)
*вх
3) затухание блока по мощности (в децибелах)
ам= 101g-4- = A«-/’Bbix, (1-26)
*вых
при этом видно, что 5М = —ам;
4) коэффициент усиления блока по напряжению
= ивых/ит-, (1.27)
5) усиление блока по напряжению (в децибелах)
5’н = 201ё4^ = Рвь1х-Рвх; (1-28)
U вх
6) затухание блока по напряжению (в децибелах)
flH = 201g^- (1-29)
^ВЫХ
17
1, ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
1.3.3. Основные параметры типовых первичных сигналов
Типовым первичным сигналом считают ПЭС с нормализованными пара-
метрами. Для аналоговых сигналов в первую очередь нормализуют полосу час-
тот, где в основном сосредоточена энергия сигнала, для цифровых сигналов —
тактовую частоту следования элементарных символов.
Телефонный сигнал. Усредненная спектральная плотность (синоним — энер-
гетический спектр) речевого сигнала, получаемого на выходе микрофона теле-
фонного аппарата, показана на рис. 1.13. Спектр сосредоточен в основном в пре-
делах от 0,3 до 3,4 кГц. Это обусловлено, в первую очередь, параметрами
первичных абонентских преобразователей — микрофона и телефона. Макси-
мум спектра соответствует частоте Fq, которая для мужских и женских голосов
изменяется в пределах от 300 до 500 Гц (более детально особенности спектра
речевого сигнала рассмотрены в параграфе 14.4). Усредненная корреляционная
функция телефонного сигнала, имеющего спектр, как на рис. 1.13, на основа-
нии (1.13) может быть определена в виде
/?(т) = В(т)/В(0) = ехр(ат) • cos2nF0T; а= 103 Гц. (1-30)
Плотность распределения уровней абонентов на входе многоканальных сис-
тем передачи примерно описывается нормальным законом (рис. 1.14). В зависи-
мости от того, в какой точке системы будет измеряться это распределение, функ-
ция W(p) параллельно сместится по оси уровней р. Максимум ее соответствует
уровню рср для некоторого среднего абонента в этой точке. Как правило, указыва-
ется функция PF(p), приведенная ко входу системы (обычно ТНОУ):
2
W(p) = Wo exp . (1.31)
2стр
Разброс уровней относительно рср не зависит от точки измерения и харак-
теризуется дисперсией стр, которая равна 4,5 ... 5,5 дБ [7]. Для нормального за-
кона справедливо правило «трех сигм», в соответствии с которым максималь-
ный уровень абонента ртах с вероятностью 99,9% равен ртах < (рср + Зстр).
Рис. 1.13
Рис. 1.14
Отношение средней мощности сигнала Рср к мощности той максимальной
ошибки Ре, которую еше не чувствует ухо в условиях разговора, для всех або-
нентов, как показывает эксперимент [7], составляет
101g Рср/РЕ = (27 28), дБ.
18
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики
То же можно сказать и о пик-факторе любого абонентского сигнала, кото-
рый равен Кп = 15—17 дБ.
Тогда из (1.17) динамический диапазон сигнала равен
D = 101g Р-ахРср = Кп + (27 + 28) = (42 + 45), дБ.
Рр.-Рс.п
е' ср
При оценке информационной производительности источников телефон-
ного сигнала по (1.22) необходимо учесть, что каждый абонент говорит в сред-
нем половину времени, отводимого для диалога с другим абонентом. Кроме
того, значительная доля времени уходит на паузы, обдумывание ответов и т.п.
За счет указанных факторов производительность источника сообщений
уменьшается в среднем в 3—4 раза, что учитывается коэффициентом актив-
ности та = З-1 ... 4-1. Тогда с учетом (1.22) получим
/ = —ta&F log2 1 + = ra&F
I Ъ) I01g2
= (З-1 ... 4-|)(3400 - 300)(27 + 28) / 3 = 8000 бит/с = 8 кбит/с.
Сигнал звукового вещания. Источниками звука при передаче программ
звукового вещания (ЗВ) обычно являются музыкальные инструменты и голос
человека. В качестве первичных преобразователей сигнала ЗВ используются
высококачественные широкополосные микрофоны и громкоговорители, спо-
собные в принципе передать-весь спектр звуков, которые может слышать че-
ловеческое ухо. Частотный спектр сигнала вещания расположен в полосе час-
тот от 15 до 20 000 Гц. Однако в зависимости от требований к качеству
воспроизведения полоса частот может быть ограничена:
для передачи по высшему классу — FH = 0,02 кГц, FB = 15 кГц;
по первому классу — F„ = 0,05 кГц, FB = 10 кГц;
по второму классу — F„ = 0,1 кГц, FB = 6 кГц.
Как правило, по международным магистралям международные и республи-
канские программы ЗВ передаются по 1-му классу, местные распределитель-
ные сети ЗВ обычно обеспечивают качество передачи по 2-му классу, аппарату-
ра студий и домов звукозаписи рассчитывается на передачу сигнала ЗВ по
высшему классу.
Допустимая ошибка воспроизведения сигнала ЗВ, оцениваемая величиной
101g(/’cp / РЕ), дБ, находится путем профессиональной экспертизы при исполь-
зовании высококачественной аппаратуры (первичных преобразователей). Она
составляет примерно 54 + 56 дБ. Пик-фактор сигнала ЗВ равен 16+ 18 дБ. Соот-
ветственно динамический диапазон на основании (1.17) равен D = 70 + 74 дБ.
Из (1.22) определяем производительность источника сигнала ЗВ:
101g2 3
Факсимильный сигнал. Характеристики факсимильного сигнала (ФС) су-
щественно зависят от видов первичных преобразователей, подробно рассмат-
19
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ 1/1 СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
риваемых в курсе «Телевидение и факсимильная связь» [12]. Для большинства
двухградационных ФС нижняя частота спектра FH равна нулю, а верхняя FB не
превышает 1,4 кГц. Тогда на основании (1.19) производительность источника
ФС равна:
/ = £т £ д log21 = 2£в £ 1 log2 2 = 2FB = 2,8 кбит/с.
,=i Pi i=i 2
При использовании факсимильной аппаратуры «Газета-2», применяемой для
передачи газетных полос по междугородным линиям связи, наивысшая частота
рисунка равна 180 кГц при времени передачи одной полосы 2,3 ... 2,5 мин [12].
Изображение газетной полосы является растрированным (штриховым) с числом
уровней L = 2. Тогда
I = 2£в = 360 кбит/с; D = 30 дБ.
Сигнал дискретной информации (СДИ/ «рождается» от искусственных, а не
от естественных источников информации и представляет собой последователь-
ность двоичных (двухуровневых) символов (рис. 1.5). Вследствие возможных
группирований символов 1 или 0 нижняя граничная частота сигнала F„ = 0.
Верхняя FB определяется длительностью элементарного символа ти и равна FB «
» 1 / т„. Информационная производительность источников СДИ определяется
выражением (1.21).
Скорость передачи оценивают или частотой = 1 / ти, или числом элемен-
тарных символов за 1 с в бодах (1 Бод соответствует передаче одного символа в се-
кунду). По этому параметру источники дискретной информации делят на низ-
коскоростные (в их числе и телеграфные), которые имеют скорость не более
200 Бод, среднескоростные — от 300 до 1200 Бод и высокоскоростные — более
1200 Бод.
Основным типовым цифровым сигналом (Eq) считают сигнал, образован-
ный путем аналого-цифрового преобразования типового аналогового телефон-
ного сигнала. Такой цифровой сигнал характеризуется тактовой частотой 64 кГц
(информационная производительность соответственно 64 кбит/с) и определен-
ной структурой. На базе основного цифрового сигнала по определенным пра-
вилам формируют первичный (Е\), вторичный (£2), третичный (£3) и четверич-
ный (£4) цифровые сигналы, которые характеризуются соответствующей
тактовой частотой: 2048; 8448; 34 368; 139 264 кбит/с. Кроме того, для этих сиг-
налов определяют также длительность логической единицы и нуля, шаблон
для допустимой формы импульса логической единицы, структуру сигналов и т.д.
Более детально эти вопросы рассматриваются в гл. 12 и 15.
Телевизионный сигнал. В телевидении, так же как и при факсимильной
связи, первичный сигнал формируется методом развертки. Электрический
сигнал, включающий в себя сигнал изображения и управляющие импульсы,
называется полным телевизионным сигналом [12]. Для сигнала вещательного
телевидения характерно D= 40 дБ, £в = 6,0 МГц. Тогда из (1.22, а, 1.22, б) имеем
/ = £Blog2D* = FBD / 3 = 80 Мбит/с.
20
1.4. Каналы передачи и их характеристики
1.4. Каналы передачи и их характеристики
1.4.1. Основные характеристики канала передачи
Каналом передачи называется совокупность технических средств, включая
среду распространения, которые обеспечивают передачу сигналов между двумя
точками (в том числе между источником и получателем сообщений) в заданном
диапазоне мощностей (уровней), частот и скоростей (времени) передачи. Ка-
нал передачи называют цифровым, если между указанными точками передается
сигнал только в цифровой форме; аналоговым — при использовании аналого-
вых методов передачи; смешанным аналого-цифровым — если на одних его
участках используют аналоговые, а на других — цифровые методы передачи
сигналов электросвязи.
В общем случае канал передачи должен вносить малые искажения в пере-
даваемое сообщение, поэтому уместно его рассматривать как линейный элект-
рический четырехполюсник, характеризуемый набором (блоком) следующих
параметров и характеристик:
1) номинальные и реальные значения входного (ZBXHOM, 7VX) и выходного
(Zbux hom, ZBblx) сопротивлений и соответственно затухание несогласованности
(отражения) на входе и выходе аотр;
2) номинальные уровни сигнала на входе (рвх) и выходе (рвых), остаточное
затухание канала передачи ак ном, разброс затухания Дак;
3) номинальная частотная характеристика затухания канала передачи и гра-
ничные частоты канала FK н, Акв;
4) амплитудно-частотные искажения (АЧИ), переходные (ПХ) и импульс-
ные (ИХ) характеристики.
Отличие реального канала передачи от линейного устройства оценивается
вторым блоком параметров, включающим амплитудные характеристики (АХ)
и коэффициент нелинейных искажений Кн и Наконец, третий блок параметров
оценивает канал передачи с точки зрения воздействия помех (помехозащищен-
ность канала) и по обобщенным характеристикам, таким как динамический
диапазон DK и пропускная способность канала передачи Ск.
Рассмотрим более подробно эти параметры.
Затухание несогласованности (отражения) на входе определяется в децибе-
лах выражением
^отр.вх 201g
ZBX + ZBXHOM
7 —7
вх вх.ном
(1.32)
Аналогично определяется затухание отражения на выходе. Как правило,
относительное отклонение входного (выходного) сопротивления от номи-
нального значения не должно превосходить 10%, тогда из (1.32) следует, что
^отр.вх — 26 дБ.
21
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Остаточное затухание канала на частоте f0 равно
^к(/о) РвхОо) РвыхОо), ДБ-
(1.33)
Частотная характеристика затухания определяется выражением
°к(/) РьМ Рвых(/)> ДБ.
(1.34)
Примерный вид номинальной характеристики затухания показан на рис. 1.15
(сплошная кривая Г).
Частоты FKH, FKB, на которых затухание возрастает от номинального значе-
ния акОо) до некоторого допустимого акдоп = ак(/6) + Дак доп, т.е. удовлетворяет
условию aK(FK н) = aK(FK в) = акдоп, называются граничными частотами канала пе-
редачи. Обычно ДдКДоп равняется 3 или 6 дБ. Реальная характеристика затуха-
ния (штрих-пунктирная кривая 2 на рис. 1.15) отличается от номинальной, но
она должна оставаться в пределах заданного поля допуска, ограниченного кри-
выми 3 и 4 на рис. 1.15.
Для каждого канала или тракта передачи в зависимости от его назначения
задают свои значения ак(/6), FK н, FK,в и поле допуска частотной характеристики
затухания.
Линейные искажения ха-
рактеризуют искажения фор-
мы и спектрального состава
сигнала, прошедшего канал
передачи. Различают ампли-
тудно-частотные искажения
(АЧИ) и фазо-частотные иска-
жения (ФЧИ). Первые обус-
ловлены отклонением частот-
ной характеристики затухания
(или коэффициента передачи
Ак(со) по напряжению) канала
передачи от номинального значения в диапазоне частот, где сосредоточен
спектр сигнала. Вторые обусловлены отклонением фазо-частотной характерис-
тики <рк(со) канала передачи от линейной. Если записать выражение для коэф-
фициента передачи по напряжению в комплексной форме:
Хк(/<о) = = ^(№)ехр7<рк(<о),
U ВХ V /
(1.35)
то первый сомножитель в (1.35) характеризует изменение коэффициента пе-
редачи для различных частотных компонентов спектра передаваемого сигна-
ла. На рис. 1.16 приведен пример некоторого дискретного спектра сигнала
на входе (рис. 1.16, а) и выходе (рис. 1.16, б) канала передачи. Анализируя
соотношение между дискретными компонентами, можно прийти к выводу,
что коэффициент передачи в диапазоне частот FK н 4- FK в неравномерен, при-
чем и верхние, и нижние частоты в спектре сигнала передаются хуже, чем
средние (рис. 1.16, в).
22
Второй сомножитель в (1.35) показывает, как изменяется фаза каждого
/-го компонента входного сигнала (на частоте Ft е [Тк н; Лев!) после прохожде-
ния канала передачи. Если положить, что на входе этот компонент представля-
ется в виде 67вх, (г) = Umcos(2n/r), то на выходе он будет
£4ых./(/) = UmiKK(fi)cos[2nft-<рк(Л)]- (1.36)
Если бы выполнялось условие, что для всех частот
Фк(.Л) = 27г//г0. (1-37)
где то — постоянный коэффициент, то после подстановки (1.37) в (1.36) полу-
чили бы, что
14ых.,(0= ^Л(^со5[2л/;(г-то)]. (1.38)
Из (1.38) следует, что при выполнении (1.37) и условия = А^для всех
fi (см. рис. 1.16, в) все компоненты входного сигнала усилились бы в Ко раз и за-
держались на время то- Очевидно, при этом форма сигнала на выходе не изме-
нилась бы. Если условие (1.37) не выполняется, то тогда время задержки каж-
дого компонента неодинаково:
* то (1.39)
//W f=fi
и возникают искажения формы сигнала.
При передаче речи фазо-частотные искажения канала передачи сравни-
тельно мало влияют на качество связи. Но если такой канал используется также
для передачи данных и факсимильной связи, то тогда большие ФЧИ в нем не-
допустимы. Для оценки и нормирования ФЧХ обычно рассматривают характе-
ристику группового времени запаздывания (ХГВЗ)
At(Z) = t(Z)-t(/o). (1-40)
ХГВЗ показывает отличие во времени прихода различных компонентов
сигнала по отношению к компоненту на частоте fo (FKH <fo< FKB).
Требования к равномерности ХГВЗ и АЧХ канала передачи зависят от вида
сигналов. Так, для ТЛФ форма сигнала не является критичной, а важно сохра-
нить неискаженным только соотношение между амплитудами спектральных
составляющих. Для факсимильного и телевизионного сигналов необходимо
сохранить как спектральный состав, так и форму. При этом для канала нужно
23
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
задать одновременно допустимую характеристику затухания ак(<о) (или
и ГВЗ Дт(<о).
Линейные искажения можно оценивать и нормировать отдельно по АЧХ,
ФЧХ, ХГВЗ и по искажению формы испытательных сигналов (ИС). Вид и чис-
ло ИС варьируют для разных каналов. Практически для оценки всех каналов
используются импульсная и переходная характеристики. Импульсная характе-
ристика (ИХ) g(t) — это отклик канала передачи на испытательный сигнал в ви-
де короткого по длительности 5-импульса (рис. 1.17, а). Аналитически g(f) оп-
ределяется из выражения
1 +оо
g(0 = f (<о) ехр[-jtpK (со)] e^dto.
2л J
(1-41)
Переходная характеристика (ПХ) А(г) — это реакция канала передачи на
бесконечную прямоугольную ступеньку 1(0 (рис. 1.17, б). Теоретически ПХ
рассчитывается из выражения
1 +со
h(t) = ~ [ (1.42)
Д, У®
Вывод выражений (1.41), (1.42) обоснован в параграфе 2.10.
б)
Рис. 1.17
Амплитудная характеристика (АХ)
кими способами.
канала передачи определяется несколь-
Рис. 1.18
1. Мгновенная динами-
ческая характеристика (МДХ) —
это зависимость между мгно-
венными значениями напря-
жения на входе и выходе:
= ф[ 1Ш1 Если [/вых0 =
= К UBX(t), где К = const, то
МДХ такого вида характери-
зует линейный канал (тракт)
передачи. Реальная МДХ
(штрих-пунктирная кри-
вая 2 на рис. 1.18) отличает-
ся от линейной (прямая 1 на
рис. 1.18) в области больших
24
1.4. Каналы передачи и их характеристики
мгновенных значений t/BX(0- При подаче малого входного сигнала (кривая 3)
выходной сигнал (кривая 5) не изменяет своей формы, а следовательно, и спект-
рального состава. При подаче большого входного сигнала (кривая 4) про-
исходит резкое искажение формы выходного сигнала (кривая б), и в его
спектре появляются новые компоненты — гармоники с частотами 2/о, и т.д.
Оо = 1 / То — частота основной гармоники).
2. Зависимость амплитуды основной гармоники на выходе 7/вых m от ам-
плитуды основной гармоники на входе UBxm: (4ых.т = ф(^4х.т)- Примерный
вид этой зависимости показан на рис. 1.19. Часто используют аналогичную
зависимость между действующими (эффективными) напряжениями на входе
и выходе: 7/BblxJI = ф(Пвхл). Угол наклона зависимостей 7, 2, 3 на рис. 1.19 од-
нозначно определяется коэффициентом передачи по напряжению. Так, если
Ф1 = 45°, то KHi = 1, для фз < 45° имеем Кн3 < 1, а для ф2 > 45° — соответствен-
но Кн2 > 1.
3. Характеристика передачи уровней (ХПУ) — зависимость уровня сиг-
нала (по напряжению или мощности) на выходе от соответствующего уровня
на входе: рвых = ф(рвх). Примерный вид ХПУ, соответствующей трем различ-
ным значениям коэффициента передачи по напряжению, показан на рис.
1.20. Обозначения кривых на рис. 1.20 согласованы с рис. 1.19. Поскольку
Рвых = Рвх + 201gАТ,, дБн, то все кривые 1, 2, 3 на рис. 1.20 идут параллельно
под углом 45°.
Сдвиг кривых зависит от величины K„b i = 1, 2, 3. Кривая 7 проходит через
начало координат, так как A"H| = 1 и 201gKHi = 0.
Рис. 1.19
4. Зависимость затухания канала пере-
дачи от уровня сигнала на входе (или выхо-
де): ак = ф[(рвх) или ак = ф2(рвых). Поскольку
ак = 7’вх — /’вых, то, используя рис. 1.20, по-
лучим три варианта функции, приведенных
на рис. 1.21. Характер кривых не изменится
(произойдет только параллельный сдвиг
вверх или вниз), если изменяются уровни
и затухание канала по мощности.
Рис. 1.21
25
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Нелинейные искажения в канале передачи возникают за счет нелинейности
амплитудной характеристики. Нелинейные искажения сигнала проявляются:
I) в искажении формы (см. рис. 1.18, кривые 5, 6);
2) в обогащении спектра выходного сигнала по сравнению с входным сиг-
налом.
Обогащение спектра оценивают с помощью коэффициента гармоник. При
этом различают:
— парциальный коэффициент искажения по У-й гармонике Kri, определяе-
мый из выражения
js _ U вых.тУ ' юо) _ ^вых.1 / j 43 \
" ^выхтС ’ <°о) t/Bblx I
где t/вых.,- — амплитуда или действующее значение напряжения У-й гармоники
частоты на выходе канала передачи, У = 1, 2, 3, ...;
— суммарный коэффициент гармоник, учитывающий мощность всех выс-
ших гармоник (У = 2, 3, 4, ...), относительно первой:
Г” 2 I0,5
У, ^вых.т 0 ’ ®о)
Кгг = . (1.44)
z С/вых.т(1-<оо)
Аналогично можно определить затухание по У-й гармонике
а„ = - 201g Кг(, дБ. (1.45)
Для блоков МСП, через которые проходит аналоговый телефонный сигнал
только одного абонента, типичные нормы на нелинейные искажения имеют
вид: Kri = 1%, aTi = 40 дБ.
При подаче полигармонического входного сигнала, например с частотами
<оу и со*, на выходе тракта, кроме гармоник Усоу и /со*, образуются комбинационные
продукты второго порядка с частотами соу ± со* и третьего порядка — с частота-
ми 2соу ± со* и 2<о* ± (Оу.
Коэффициент комбинационных искажений второго порядка определяется
из выражения
_ ^вых.т(®/ ± _ ^вых.уА: ц 4g^
^вых.т(®/, вых.у
а третьего порядка —
j, _ ^вых.т(2(0у ± (О*) _ ^вых.2/к ц 4У)
Uвых.от (®у > ) UВЬ|Х.у
где 1/выху (или t/вых.*) — напряжение основной гармоники частоты соу или со*.
26
1.4. Каналы передачи и их характеристики
Нелинейные искажения (гармонические и ^гз /
комбинационные) очень сильно зависят от ‘ у __г2
уровня сигнала на входе (рис. 1.22). Для оцен- /
ки нелинейности канала передачи можно ис- ___JL/'
пользовать величины как Кп(аг1), так и KHi. s'''/'
Более употребительна оценка по аг„ которая ;
измеряется при определенном уровне входно- у
го (выходного) сигнала (см. рис. 1.18). Если вх0 вхт
известна аналитическая или графическая за- рис 22
висимость МДХ, то величины Kri(ari) могут
быть определены и расчетным путем.
Помехи в канале передачи. Помехой в канале передачи называют любое
электрическое колебание, частично или полностью совпадающее по спектру
с полезным сигналом и передаваемое вместе с ним. Помехи в канале переда-
чи классифицируют следующим образом.
1. По происхождению различают внешние и внутренние. К внешним можно
отнести фон, наводки, помехи соседних радиостанций; к внутренним — соб-
ственные шумы электронных элементов тракта, помехи от нелинейных иска-
жений и другие.
2. По степени тождественности восприятия помехи и сигнала потребите-
лем различают внятные и невнятные. Внятные — это, например, внятный раз-
говор соседнего абонента, слышимый в данном канале; его можно отождест-
вить с сигналом. Невнятные по восприятию существенно отличаются от
сигнала (шум, треск, щелчки и т.д.).
3. По характеру спектра помехи разделяют на совпадающие, частично совпа-
дающие, узкополосные и широкополосные. Широкополосные помехи занимают
весь спектр (всю полосу) полезного сигнала, узкополосные — малую часть по-
лосы канала.
Для оценки влияния помехи на качество передачи полезного сигнала не-
достаточно просто знать уровень (или напряжение) помехи рп в какой-либо
точке канала. Необходимо знать уровень (напряжение, мощность) полезного
сигнала. Действие помехи на полезный сигнал в какой-либо /-Й точке канала
оценивается:
1) отношением сигнал/шум (помеха)
Р U
Vc, =-^-илиус, = —; (1-48)
2) защищенностью Л3 в децибелах
Л3 = 101g v, = Ра ~ Рщ„ (1-49)
где pci, pujj — уровни сигнала и шума в i-й точке.
Наименьшее отношение сигнал/шум и наименьшая защищенность будут
на выходе канала. Для пересчета уровней сигналаpci и шумарш1 на выход можно
27
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
использовать диаграмму измерительных уровней (рис. 1.12). Уровень сигнала,
пересчитанный из /-й точки канала в j-ю точку канала, равен
Pcj Pci (Дизм.у Ризы i), ДБм, (1.50)
где рИЗМ7, Двм.1 — уровни измерительного сигнала, определенные по диаграмме
уровней.
Аналогично (если помеха совпадает по спектру частот с сигналом)
Рщ/ Puii "Е (Рнзм.у Ризм.1)1 ДЁМ.
Нетрудно убедиться, что Л37 = А31, т.е. защищенность от помехи, измеренная
в i-й точке, останется неизменной и для других точек.
Если в канале передачи имеется несколько источников помех, действующих,
например, в i-й и к-й точках (такая ситуация всегда возникает в многокаскад-
ных трактах, в которых, например, нелинейные искажения образуются в каж-
дом каскаде независимо друг от друга), то результирующая защищенность в j-й
точке будет определяться следующим образом.
Сначала определяется уровень помехи в j-й точке от отдельного (парциаль-
ного) /-го и к-го источника помех:
Р uij ~ Puu -Е (Ризм.у ~ Ризм./)> Р uij ~ Piuk "Е (Ризм.у Ризм.А:).
Затем находится результирующее значение помехи в j-й точке, при этом
оговариваются возможные связи между мгновенными значениями помех в i-й
и к-й точках. Если помехи независимы, то тогда результирующая мощность по-
мехи будет равна сумме парциальных мощностей помех = Pff + Pj^, при
этом уровень результирующей помехи равен
р% = 101g =101gfl00’l/'“*> + 1О0,1^
Рэт
Результирующая защищенность будет равна Лз27 = рС7 — рш%/.
Учитывая, что pmMj - ртм к = pCJ~ рск, получим:
Puij = Puik (fly — Рск ) — ~^зк "* Pcj» Puij ~ ~^3i + Pcj >
где A3i, Азк — защищенность от /-го и k-го источников шума (помехи)
соответственно. Тогда
A3v = Pcj ~ 10lg[10ol(й'“Лл) + 1Оо’|(^’Л1)] = -10Ig[10 0M^ + Ю0^']. (1.51)
Как правило (хотя и не обязательно), оценку проводят для той j-й точки,
где Ph3mj = 0, т.е. в ТНОУ. Тогда Лз27 = Лз1о-
Влияние шума (помехи) на сигнал зависит не только от мощности Рш, но и от
энергетического спектра шума Сш (/), которые связаны выражением [см. (1.14), (1.15)]
= = (L52)
о А.н
где FKB, FKH — верхняя и нижняя частоты передачи канала.
28
1.4, Каналы передачи и их характеристики
Варианты спектра шума (помехи) показаны на
рис. 1.23, где кривая 1 соответствует помехе с равно-
мерным спектром, кривая 3 — спадающим, а кривая
2— нарастающим от частоты спектром. И хотя при
этом мощности помех всех трех видов могут быть
одинаковыми, их воздействие (ощущение потре-
бителем) будет оцениваться по-разному. Чтобы
учесть это обстоятельство и не прибегать каждый
раз к субъективной экспертизе потребителя ин-
формации, используют процедуру «взвешивания»
помехи.
«Взвешивание» мощности помехи производят
с помощью устройства, которое называется взвешивающим фильтром. Этот
электрический фильтр имеет частотную характеристику, которая эквивалентна
частотной характеристике органа восприятия потребителя.
Взвешивающий фильтр для оценки помех в телефонном канале ТЧ называ-
ется псофометрическим, его частотная характеристика передачи эквивалентна
усредненной частотной характеристике восприятия уха совместно с телефоном.
Взвешенная мощность шума Ршвзв измеряется на выходе взвешивающего
фильтра (рис. 1.24, а), имеющего коэффициент передачи или затухание
авзв(/)- При этом
Рш.взВ = УЬш(/)10
^к.н
(1.53)
Если G(/) = Go, то для стандартизованной характеристики псофометричес-
кого фильтра из (1.53) имеем Рш взв = РшКпс ~ Go&FkK„c, где AFK= FKB — FK„, Кпс —
псофометрический коэффициент, Рш — невзвешенная мощность помехи. При-
мерная форма частотной характеристики затухания псофометрического фильт-
ра показана на рис. 1.24, б, где штрих-пунктирная кривая 1 соответствует
фильтру, используемому для измерений в телефонном канале, Кпс = 0,75,
а кривая 2 — в канале вещания и звукового сопровождения телевидения.
Рис. 1.24
Для оценки помех в телевизионном канале используется взвешивающий
фильтр, который называется визометрическим. Его характеристика затухания
29
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
показана на рис. 1.24, в; она соответствует усредненной частотной характерис-
тике восприятия органов зрения.
Динамический диапазон канала передачи определяется через отношение
DK = 101gPKmax/ Рп, где Рктах — максимальная мощность в канале, при кото-
рой нелинейные искажения не превышают заданной величины, Рп — сум-
марная мощность всех помех в данной точке.
Пропускная способность аналогового канала (тракта) Ск определяется фор-
мулой Шеннона [36, 48]
Ск = AFKlog2 (1 + Рср/Рп), бит/с, (1.54)
где AFK = FK в — FK Рсср — средняя мощность сигнала на выходе канала.
Если выполняется условие Рсср / Рп» 1, то (1.54) приводится к виду
Ск = AFKIog2^- = AFK 101g(PccP 7 = дГк -±L = дГк А (1.55)
к Рп к 101g2 к 3 3
Отсюда видно, что пропускная способность аналогового канала зависит
как от полосы пропускания канала, так и от уровня действующих в канале по-
мех, которые определяют помехозащищенность передаваемого сигнала.
В цифровых каналах пропускная способность определяется той макси-
мальной частотой следования элементарных символов, при которой вероят-
ность ошибочной передачи символов рош не превышает заданной (допусти-
мой) величины. Как правило, учитывают среднее долговременное значение
N
рош, определяемое как рош= lim —— при W-> оо, где 7VOIIJ — число ошибочно
N
принятых символов из N переданных. В случае воздействия в канале таких помех,
которые приводят к образованию пакетов ошибок, приходится определять средне-
секундную или среднеминутную вероятность ошибки. Более детально этот вопрос
обсуждается в гл. 15, 16.
1.4.2. Согласование канала передачи с источником сигнала
При оценке возможности использования канала электросвязи для переда-
чи того или иного первичного сигнала удобно сравнивать объем канала Кк
и объем сигнала Vc, определяемые выражениями
= T^FKDK, Vc = T^FCDC, (1.56)
где Тк и Тс — соответственно время занятия канала и время (длительность) пе-
редачи сигнала; ДЕК = FK в — FKH и AFC = Fc в — Fc н — соответственно полоса час-
тот, пропускаемых каналом, и полоса частот, занимаемых сигналом; и Не-
соответственно динамический диапазон, который может быть обеспечен в ка-
нале, и динамический диапазон, который имеет источник сигнала.
Принципиальная возможность неискаженной передачи сигнала по каналу
связи обеспечивается только в случае, когда выполняется следующее неравен-
30
1.4. Каналы передачи и их характеристики
ство: Ус < Ук. На практике это неравенство приводят к трем, более простым:
Тс < Тк, &FC < &FK, Dc < DK. Если эти условия выполнимы, следовательно, вы-
полнимо и условие Йс < Йк.
Часто встречается ситуация, когда основное неравенство выполняется,
а одно из частных неравенств не выполняется. В этом случае для передачи сиг-
нала по каналу связи необходимо осуществить какие-то дополнительные пре-
образования над сигналом. Например, если Тс > Тк, можно выполнить временные
преобразования, предварительно записав сигнал в какой-то блок памяти (на-
пример, магнитофон), а затем сосчитав его из этого блока с большей скоростью
(скорость записи меньше скорости считывания). Тогда время передачи сигнала
уменьшится до величины Тс' < Тс так, что Тс' < Тк. На приемной стороне в этом
случае также потребуется дополнительное временное преобразование с по-
мощью блока памяти, причем для неискаженного восстановления сигнала ско-
рость считывания из этого блока должна быть меньше, чем скорость записи.
Отметим, что при формировании сигнала на передающей стороне при считы-
вании с большей скоростью его полоса пропускания расширяется до значения
&FC' > &FC, т.е. происходит «обмен» времени передачи на полосу. Очевидно,
должно выполняться условие ЛГ/ < AFK.
Во многих случаях несогласованность сигнала и канала связи возникает
вследствие того, что, хотя AfK > AFC, не выполняется условие FK н < Fc н и FK в > Fc в.
Для устранения этого препятствия на передающей и приемной стороне канала пе-
редачи используются дополнительные блоки частотного преобразования, с по-
мощью которых спектр сигнала трансформируется в область частот пропускания
канала, а затем (на выходе) преобразуется в исходный спектр.
1.4.3. Типовые каналы передачи и их параметры
Типовым каналом передачи называют канал передачи с нормализованны-
ми параметрами. Различают два типа каналов (трактов): аналоговые и цифро-
вые. По первым можно передавать как аналоговые, так и цифровые сигналы.
Цифровые каналы обеспечивают передачу только цифровых сигналов. Анало-
говые каналы характеризуются прежде всего полосой эффективно пропускае-
мых частот, номинальным усилением (затуханием), помехозащищенностью
и пропускной способностью. Цифровые каналы характеризуются в первую
очередь номинальной скоростью передачи цифрового сигнала. Если в канале
обеспечивается передача нормализованного числа аналоговых сигналов то-
нальной частоты или основных цифровых сигналов в соответствующей полосе
частот с соответствующей скоростью передачи, то тогда его принято называть
групповым трактом. В типовом групповом тракте нормированы число передава-
емых сигналов, полоса пропускания, скорость передачи и другие параметры,
указанные выше.
Рассмотрим сначала типовые аналоговые каналы и тракты.
1. Канал тональной частоты (ТЧ) характеризуется следующими параметрами:
— полоса частот Екн = 0,3 кГц; FK B = 3,4 кГц;
— входное и выходное сопротивление /?ВХ(ВЫХ) = 600 Ом;
31
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
— измерительные уровни на входе и выходе на частоте 800Гц: рвх = —13 дБм;
Ръък ~Е4 дБм,
— остаточное затухание канала на частоте 800 Гц: aK(f= 800 Гц? =рвх изм —
—Рвыхизм = —17 дБ; на остальных частотах возможны отклонения, которые задают-
ся определенным полем допуска (см., например, рис. 1.15):
ДЯк(/) = *к(/)-*!<(/= 800 Гц). (1.57)
Допуск зависит от длины канала передачи: чем протяженней линия переда-
чи (а для международных линий ее длина может доходить до 25 000 км), тем
больше допускается разброс значений Дак(/).
Уровень сигнала «среднего» абонента (см. рис. 1.14), определенный в точке
с измерительным уровнем ризм0 = 0 дБм, равен рсср0 ~ —15 дБм. Соответственно
мощность сигнала в этой точке
Л.сРо = 10°-1йср0 = 10 °’1(н5) = 32 • 10'3 мВт.
Уровень мощности помехи в нулевой точке по нормам для самого протя-
женного канала не должен превышать значения рп0 < —40 дБм. Отсюда защи-
щенность канала
Л3 Рс.срО Aio — ~~ 1 ( 40) 25 дБ.
Пропускная способность канала определяется с помощью (1.55):
Ск = 3100 —ср ~ Рп- = 3100 .~15~<~4°) = 25 000 бит/с.
101g2 3
Поскольку пропускная способность канала Ск выше, чем производитель-
ность источника телефонного сигнала /с (напомним, что ранее было определе-
но /с = 8 • 103 бит/с), и выполняется условие ДГК > ДГС, следовательно, канал
ТЧ пригоден для непосредственной передачи телефонного сигнала.
Проверим, может ли канал ТЧ обеспечить передачу сигналов нетелефон-
ной информации. Для телеграфного сигнала (см. подпараграф 1.3.3) имеем
FC H = 0, Fc в = 200 Гц, 1С = 200 бит/с. Поскольку /с« Ск, то отсюда следует,
что по каналу ТЧ вполне можно передавать несколько сообщений ТЛГ. Но,
с другой стороны, хотя AFC << ДТК, не выполняется условие FK н < Fc_н, поэто-
му сигнал ТЛГ может быть передан по каналу ТЧ только при использовании
дополнительного преобразования частоты. На практике эта задача решается
с помощью аппаратуры вторичного уплотнения телеграфных сигналов, ко-
торая позволяет передать по каналу ТЧ до 24 сигналов ТЛГ.
Для факсимильного сигнала имеем FCH = 0, FC B = 1,4 кГц, /с = 2,8 кбит/с. И здесь
получаем Ic < Ск, ДТС < Д£к. Но так как диапазон частот канала и сигнала ФС
частично перекрывается (рис. 1.25), то по каналам ТЧ можно передать сигнал
ФС только при использовании дополнительного частотного преобразования.
При этом, как правило, по одному каналу ТЧ удается передать только один сиг-
нал ФС. При передаче изображений газетных полос (ИГП) сигнал имеет пара-
метры Fc н = 0, Fc в = 180 кГц, /с = 360 кбит/с. Видим, что /с > Ск, ДТС < ДТК, сле-
довательно, канал ТЧ непригоден для передачи сигнала ИГП.
32
1.4, Каналы передачи и их характеристики
2. Предгрупповой (строен-
ный) тракт имеет следующие
стандартизованные параметры:
— полоса частот: F^H = 12 кГц,
FKB = 24 кГц, д£к = 12 кГц;
— входное (выходное) со-
противление: /?вх(вых) ~ 600 Ом;
— средняя мощность и уро-
вень группового сигнала в «ну-
левой» точке: Рс.сро = 3 • 32 =
= 96 мкВт;рсср0 = 101g=
1 мВт
Рис. 1.25
= —10 дБм;
— номинальная защищенность группового сигнала: А3 = 25 дБ;
— номинальные значения измерительных уровней на входе и выходе:
Рвх.изм 36 дБм, Рвых.изм ’4 дБм,
— остаточное затухание: ак = —22 дБ.
Пропускная способность канала на основании (1.55) равна
12 103 • 25 я ,
Ск =---------= 100 кбит/с.
Можно показать, что такой тракт по пропускной способности согласован
только с сигналом звукового вещания, передаваемым по нормам II класса ка-
чества. Однако поскольку для него FCB = 6,0 кГц < FKH = 12 кГц, требуется до-
полнительное преобразование по частоте.* На практике предгрупповой тракт
обычно используется для передачи трех телефонных сигналов, при этом
каждый из них подвергается индивидуальному преобразованию по частоте
(см. гл. 5).
3. Первичный групповой тракт (ПГТ,) предназначен для передачи 12 теле-
фонных сигналов. Его основные параметры:
— полоса частот: FKH = 60 кГц, Гкв = 108 кГц, ДД. = 48 кГц;
— входное (выходное) сопротивление: /?ВХ(ВЫХ) = 150 Ом;
— номинальные измерительные уровни на входе и выходе и остаточное за-
тухание: рвх изм = -36 дБм; рвых.изм = -23 дБм; ак = -13 дБ;
— средняя мощность и уровень группового сигнала в «нулевой» точке: Рс ср0 =
= 12-32 = 384 мкВт; рс.сРо = “4 дБм;
— нормируемая защищенность группового сигнала от помех в этой точке
не хуже: А3 > 21 дБ;
— пропускная способность, определяемая из (1.55), равна:
Ск = 48 • 103 • 21/3 = 336 кбит/с.
Используя данные о параметрах сигнала звукового вещания, можно опре-
делить, что ПГТ практически пригоден для передачи двух сигналов ЗВ по выс-
шему и первому классу, так как выполняются условия и по пропускной способ-
- Зак. 1600
33
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ности, и по полосе пропускания. При этом сигналы вещания должны быть
преобразованы по частоте. Обратим внимание, что по пропускной способности
ПГТ пригоден и для передачи сигнала ИГП, получаемого, например, в аппара-
туре «Газета-2», однако в данном случае не выполняется другое условие — по
полосе пропускания, так как ДГК < АГС (ДГС = 180 кГц). Следовательно, ПГТ
непригоден для передачи сигнала ИГП.
4. Вторичный групповой тракт (ВГТ) предназначен для передачи 60 теле-
фонных сигналов. Его основные параметры:
— полоса частот (кГц): FKH = 312, FKB = 552, AFK = 240;
— входное (выходное) сопротивление: ABX(BblX) = 75 Ом;
— номинальные измерительные уровни на входе и выходе и остаточное
затухание. Рвх.изм 36 дБм, Рвых.изм 23 дБм, 13 дБ,
— средняя мощность и уровень группового сигнала в «нулевой» точке:
Л.сро = 60 • 32 = 1920 мкВт; рс.сРо = +3 дБм;
— допустимая мощность и уровень помехи в «нулевой» точке: Рпо = 16 мкВт;
Рпо = “18 дБм;
— пропускная способность ВГТ, рассчитываемая по (1.55), равна
Ct-240.1tf.|3-H8)l=,„8.,0t6||T/c
Сравнивая параметры ВГТ и сигнала ИГП, видим, что пропускная способ-
ность ВГТ избыточна для передачи сигнала ИГП, а по полосе пропускания они
близки. Передача сигнала ИГП требует дополнительного преобразования по
частоте, так как FCB = 180 кГц < Ркн = 312 кГц.
Параметры остальных каналов (трактов), включая и рассмотренные выше,
сведем в табл. 1.1 и 1.2, где L — нормируемая длина канала (тракта) передачи.
Таблица 1.1
Параметры типовых первичных сигналов
Сигнал Fm, кГц кГц Dc, дБ А,, дБ /м кбит/с
Телефонный 0,3 3,4 40 21 8
Звукового вещания 0,05 10 65 48 180
Факсимильный при и = 120 стр/с:
полутоновый 0 1,465 24 35 1,17
штриховой 0 1,465 — 35 2,93
Телевизионный 0 6000 40 57 80-103
Передачи данных 0 0,5 — 20 500
Совместный анализ свойств первичных сигналов и типовых каналов и трак-
тов позволяет сделать следующие выводы.
1. Только один из первичных аналоговых сигналов пригоден для непосред-
ственной передачи по типовому аналоговому каналу — телефонный сигнал
34
1.4. Каналы передачи и их характеристики
по каналу ТЧ. Все остальные сигналы требуют дополнительных преобразова-
ний, поскольку граничные частоты спектра первичных сигналов не совпадают
с граничными частотами полосы пропускания типовых каналов (трактов).
2. Предельные возможности типовых каналов передачи по отношению
к первичным сигналам можно оценить, сравнивая значения пропускной
способности канала и информационной производительности сигнала. Если
Ск»/с, то тогда в этом канале может быть передано несколько первичных
сигналов.
Таблица 1.2
Параметры типовых аналоговых трактов
Параметр Предгрупповой Первичный Вторичный Третичный
Границы эффективной передачи полосы частот, кГц 12,3-23,4 60,6-107,7 312,3-551,4 812,6-2043,7
Выходное и входное сопротивле- ние, Ом 600 150 75 75
Номинальные измеряемые уровни -36 -36 -36 -36
на вх/вых, дБм -14 -23 -23 -23
Остаточное затухание, дБ -22 -13 -13 -13
Допустимая неравномерность час- тотной характеристики остаточно- го затухания, дБ 0,87 0,87 0,87 0,5
Средняя мощность сигнала в «ну- левой» точке, мкВт 96 348 1920 9600
Допустимая мощность невзвешен- ных помех (L = 25 103 км), мкВт 0,8 3,16 16 80
Пропускная способность (L = 25 103 км), Мбит/с 0,082 0,336 1,68 8,5
Основные параметры типовых цифровых трактов приведены в табл. 1.3,
где варианты под номерами 1—4 соответствуют цифровым трактам европей-
ской плезиохронной цифровой иерархии (англоязычное сокращение —
PDH), а варианты 5—7 — международной синхронной цифровой иерархии
(SDH). Кроме номинальной скорости передачи (число элементарных симво-
лов, передаваемых за 1 с), в табл. 1.3 приведены номинальные значения амп-
литуды и длительности символа логической единицы на входном/выходном
сопротивлении, которое может быть симметричным (сим.) или несиммет-
ричным (н/сим.). Для полной характеристики цифровых трактов указывают
также структуру соответствующего цифрового сигнала на входе/выходе
тракта, трафарет (поле допуска) для допустимой формы импульса, стыковой
код передачи, с помощью которого обеспечивается согласованное соедине-
ние цифровых трактов разных уровней и др.
35
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Пропускную способность цифровых трактов часто характеризуют чис-
лом эквивалентных основных цифровых каналов (ОЦК). Каждый ОЦК
(позиция 8 в табл. 1.3) обеспечивает передачу одного основного цифрового
сигнала — аналогового телефонного сигнала в цифровой форме с нормали-
зованными параметрами. Знак * в табл. 1.3 отмечает то обстоятельство, что
первичный цифровой тракт SDH эквивалентен или одному четверичному,
или трем третичным, или 63 первичным трактам PDH. Подробнее об этом
говорится в гл. 12 и 15.
Таблица 1.3
Параметры типовых цифровых трактов
Цифровой тракт Номинальная скорость переда- чи, кбит/с Входное/выход- ное сопротив- ление, Ом Амплитуда импульса, В Длитель- ность им- пульса, нс Эквивалент- ное ЧИСЛО ОЦК
PDH:
1. первичный 2 048 120 (сим.) 3,00 244 30
2. вторичный 8 448 75 (н/сим.) 2,37 59 120
3. третичный 34 368 75 (н/сим.) 1,00 14,55 480
4. четверичный 139 264 75 (н/сим.) 0,55 3,59 1920
SDH: 1 х 1920*
5. первичный 155 520 75 (н/сим.) 0,55 3,216 (63 х 30;
3 х 480)
6. вторичный 622 080 75 (н/сим.) 0,55 0,804 4 х 1920*
7. третичный 2 488 320 75 (н/сим.) 0,55 0,201 16 х 1920*
8. основной цифро-
вой канал 64 120 (сим.) 1,00 7,8 мкс 1
1.5. Принципы построения сетей связи
1.5.1. Упрощенная структурная схема МСП
Для построения многоканальной системы передачи, которая позволит не-
зависимо передавать по заданному тракту (типовому каналу) передачи несколь-
ко, например N, первичных сигналов, необходимо:
1) убедиться, что выполняется условие Ск > NIC, где Ск — пропускная
способность канала (тракта), 1С — производительность источника первично-
го сигнала;
2) произвести дополнительные преобразования первичных сигналов для со-
гласования с параметрами тракта передачи в соответствии со схемой рис. 1.26,
36
1,5. Принципы построения сетей связи
где обозначены: М, — канальный модулятор, осуществляющий преобразование
индивидуального первичного сигнала a/ft) в канальный сигнал 7/,(г),
/ = 1, 2,N', УО — устройство объединения канальных сигналов; УР — ус-
тройство разделения канальных сигналов; Д,- — канальный демодулятор, осу-
ществляющий преобразование канального сигнала в первичный. Модулято-
ры Mf и М7 преобразуют первичные сигналы таким образом, чтобы
канальные сигналы £/,(/) и Uj(t) существенно отличались друг от друга по ка-
кому-то известному заранее признаку, например по спектру частот. Устрой-
ство объединения формирует групповой (многоканальный) сигнал из N ка-
N
нальных сигналов, причем если Urp(t) = ^7/, (г), т.е. устройство объединения
i=i
работает по принципу аналогового сумматора, то МСП называется аддитив-
ной, в противном случае — комбинационной.
Групповой сигнал, который характеризуется своей полосой пропуска-
ния, граничными частотами, динамическим диапазоном и производитель-
ностью, должен быть согласован с параметрами тракта передачи по тем кри-
териям, о которых говорилось выше.
Устройство разделения УР представляет собой набор разделяющих
(фильтрующих Ф,) устройств, каждое из которых осуществляет выделение
«своего» канального сигнала из группового. Если разделяющие устройства
являются линейными, то такие МСП относят к классу систем с линейным
разделением каналов.
Демодулятор осуществляет преобразование канального сигнала (передава-
емого по каналу связи) в исходный (первичный) сигнал.
Не останавливаясь здесь на проблеме выбора и особенностях построения
устройств преобразования сигналов (более подробно они рассмотрены в пара-
графе 4.1), отметим, что задача обоснования оптимальной структуры МСП
очень сложна. В настоящее время ее решают методом «синтез через анализ»,
выбирая эвристически (из физических соображений, интуитивно, на основе
предшествующего опыта) ту или иную структуру построения МСП, затем со-
ставляя аналитические модели этой системы и на их основе подбирая наилучшие
Рис. 1.26
37
1, ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 1.27
параметры. В результате удается оценить предложенный вариант МСП и срав-
нить его с известными по эффективности.
Для любого варианта построения МСП ее можно представить в виде обоб-
щенной структурной схемы (рис. 1.27), где обозначены:
1) КОА — каналообразующая аппаратура (передачи и приема), которая из
N индивидуальных сигналов формирует групповой сигнал и осуществляет об-
ратное преобразование;
2) АС — аппаратура преобразования (сопряжения), которая выполняет
прямое преобразование группового сигнала С/гр(0 в линейный U„(t) на передаю-
щей стороне и обратное — на приемной. Сигнал Un(t) выбирается из удобства
передачи по линии связи конкретного вида;
3) ОЛТ — оборудование линейного тракта. Оно состоит из участков линии
связи и промежуточных усилителей (регенераторов). Регенерация сигнала ис-
пользуется при цифровой передаче.
1.5.2. Сети связи
Передача многоканального сигнала по линейному тракту производится
с помощью типовых каналов и типовых трактов передачи. Совокупность типо-
вых каналов, типовых групповых трактов, а также сетевых узлов (станций) ком-
мутации образует сеть связи, которая связывает большое число источников сиг-
нала с потребителями (рис. 1.28, а). Соединение однотипных каналов (трак-
тов), принадлежащих различным системам передачи, называется транзитным
соединением. В сетевом узле (станции) осуществляется также определенная ор-
ганизация (группирование) сигналов в зависимости от направления передачи
(рис. 1.28, б). Сеть связи, которая обеспечивает передачу различных видов сиг-
налов, т.е. является в известном смысле универсальной, называется первичной.
На базе первичных сетей можно построить конкретную сеть связи для передачи
определенного вида сигналов (для сигналов ТЛФ — вторичная ТЛФ сеть, толь-
ко для ТЛГ — вторичная сеть передачи ТЛГ сообщений и т.п.). Таким образом,
все сети, построенные для определенного вида сообщений, являются вторичны-
ми сетями. Границами вторичной сети являются стыки этой сети с абонентски-
ми оконечными устройствами.
Первичную сеть классифицируют следующим образом.
1. По территориальному признаку:
а) местная (охватывает район, город);
38
1.5. Принципы построения сетей связи
б) зоновая (охватывает область);
в) магистральная (охватывает все зоны, соединяя их между собой).
2. По структурному признаку.
а) радиально-узловая — когда сеть связи имеет один четко выраженный
узел, который связан через радиальные линии связи с более мелкими узлами,
причем последние связываются друг с другом только через центральный узел;
б) смешанная — когда на территории, обслуживаемой данной сетью, при-
меняется несколько центральных узлов (ЦУ). Каждый ЦУ обслуживает свою
часть территории зоны.
Местная сеть ограничена территорией города или сельского района
и построена по радиальному принципу, согласно которому все станции сети
соединяются между собой через один узел, являющийся сетевым узлом мест-
ной сети. Зоновая сеть ограничивается пределами зоны (области), в которой
потребители каналов и трактов имеют единую нумерацию в общегосудар-
ственной автоматически коммутируемой телефонной сети. Зоновая сеть по-
строена по радиально-узловому принципу и связывает между собой сетевые
узлы местных сетей через один или несколько более крупных сетевых узлов.
Магистральная сеть обеспечивает соединение между собой типовых группо-
вых трактов и. каналов разных внутризоновых сетей страны. Магистральная
сеть строится по комбинированному принципу: радиально-узловому и ре-
шетчатому. Решетчатая структура характеризуется тем, что каждый сетевой
узел соединяется не менее чем с тремя сетевыми узлами. Тип сетевого узла
магистральной сети определяется емкостью магистральных линий передачи,
подходящих к данному узлу, типом и количеством типовых каналов, пре-
доставляемых с этого узла во вторичные сети.
Соединение сетевых узлов магистральной сети друг с другом осущест-
вляется с помощью магистральных линий передачи, по которым передаются,
как правило, значительные пучки каналов (тысячи и десятки тысяч кана-
лов ТЧ и ОЦК). Сетевые станции и сетевые узлы зоновой сети соединяются
между собой с помощью соединительных линий передачи, по которым орга-
низованы пучки каналов емкостью от 60 до 900 каналов ТЧ.
На базе первичной сети создаются вторичные сети различного назначе-
ния, отличающиеся друг от друга способом построения и узлами коммутации.
39
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Некоторые виды общегосударственных сетей связи (ОГС), являющиеся вто-
ричными сетями, показаны на рис. 1.29. Они используются для распределе-
ния сигналов газетных полос (ГП), телевизионных программ (ТВП), звуковых
программ вещания (ЗП), дискретных сообщений (ДС), факсимильной связи
(ФС), телеграфных (ТЛГ) и телефонных (ТЛФ) сигналов. Кроме общегосу-
дарственных вторичных сетей, строятся и ведомственные сети, например в сис-
теме министерств (ведомств) путей сообщения, речного и морского транс-
порта, гражданской авиации, обороны и т.п. Более детально вопросы по-
строения сетей связи рассматриваются в других учебных дисциплинах, но
там не интересуются деталями и особенностями построения многоканаль-
ных систем передачи, а рассматривают их обобщенно, как некое транспорт-
ное средство доставки информации из одной точки в другую.
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
2.1. Классификация и основные показатели
усилительных устройств
Многоканальные телекоммуникационные системы представляют собой
большие технические комплексы, в состав которых входят функциональные уз-
лы различного назначения й сложности. Среди них особое место занимают
усилительные устройства. Это объясняется как разнообразием их использова-
ния в различных блоках аппаратуры многоканальных систем передачи, так и тем,
что технические показатели применяемых усилительных устройств в зна-
чительной мере определяют качество и надежность функционирования всей
.«большой» системы в делом. В первую очередь это относится к так называемым
линейным усилителям, которые являются основной частью обслуживаемых
и необслуживаемых усилительных (регенерационных) пунктов аналоговых
и цифровых систем передачи, организованных по металлическим и волокон-
но-оптическим кабелям.
Размещение раздела по усилительным устройствам в начале книги целесо-
образно по ряду причин. Во-первых, в соответствии с программой дисциплины
«Многоканальные системы передачи» изучение этого раздела в основном за-
вершает схемотехническую подготовку инженера по телекоммуникациям, при-
чем на основании изученного материала выполняется курсовой проект [30].
Во-вторых, значительная часть теоретического материала этого раздела эффек-
тивно используется в последующих главах (например, в главах 3, 6, 7,9, 10
и др.), позволяя изложить их в более сжатом виде. ’ >
Усилительные устройства МСП предназначены для:
а) компенсации затухания сигнала в каналах и трактах передачи, а также
в отдельных блоках МСП;
б) усиления сигналов до уровней, необходимых для нормальной работы
первичных преобразователей сигйалов.
Обобщенная структурная схема усилительного устройства (УУ) показана
на рис. 2.1. Основным блоком УУ является усилительный элемент (УЭ), кото-
рый обеспечивает усиление мощности входного сигнала, поступающего от ис-
точника сигнала (ИС) через согласующую цепь связи (ЦС). Усиление мощнос-
ти сигнала по закону сохранения энергии должно происходить за счет
преобразования мощности, потребляемой (отбираемой) от источника питания
(ЙП). Усиленная мощность входного сигнала через выходную ЦС поступает
в нагрузку (Н). Для получения значительного усиления мощности УУ строится
по многокаскадной схеме.
При анализе УУ источник сигнала и нагрузку удобно представлять в виде
эквивалентных схем. На рис. 2.2 показаны эквивалентные схемы ИС в виде ге-
41
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
нератора напряжения Ег (рис. 2.2, а) и тока /г (рис. 2.2, б). В режиме холостого
хода (XX) и короткого замыкания (КЗ) обе схемы должны давать одинаковое
напряжение, отсюда можно получить уравнения связи между ЕГ, % и /г. Для
схемы рис. 2.2, а имеем: Uw = Д., 1КЗ = EJZ^ для второй схемы: = IT /Yr, IK3 = /г.
Отсюда £r =/г/Гг, 4= 1/Гг.
Г*
Рис. 2.1
а)
б),
Рис. 2.2
Типовые эквивалентные схемы нагрузки, представляемой в виде = RH +
+jXw показаны на рис. 2.3 {а, б, в). Использование той или иной схемы зависит
от конкретного вида нагрузки, а также от влияния паразитных элементов схемы.
Усилительные устройства классифицируют по ряду признаков.
1. По характеру передаваемых сигналов различают усилители аналоговых
и импульсных сигналов (см. рис. 1.3—1.5). ,
2. По спектру усиливаемых частот сигнала:
а) усилители постоянного тока (они усиливают сигналы, у которых нижняя у
граничная частота спектра fK = 0);
б) усилители переменного тока (когда f„ > 0).
3. По виду частотной зависимости коэффициента передачи:
а) усилители с равномерной частотной характеристикой (ЧХ) в полосе час-
тотЛ f3 (рис. 2.4, зависимость 7);
б) частотно-зависимые усилители (кривые 2, 3);
в) широкополосные (/J,//н » 1, кривые 1, 2, 3);
г) узкополосные (4//н ® 1, кривая 4).
Рис. 2.4
а) б)
Л
0—L—
в)
< >
'п<
Рис. 2.3
4. По применению в составе МСП различают усилители индивидуальные,
групповые, линейные, вспомогательные. Индивидуальный усилитель предна-
значен для усиления индивидуального сигнала в соответствующем диапазоне
частот. Например, индивидуальный усилитель телефонного сигнала должен
обеспечивать передачу в полосе частот от 0,3 до 3,4 кГц. Групповой усилитель
обеспечивает усиление групповых сигналов, несущих информацию о несколь-
ких индивидуальных сигналах. Линейные усилители предназначены для переда-
42
2.1. Классификация и основные показатели усилительных устройств
чи групповых сигналов в линейном спектре частот по линии связи. В отли-
чие от групповых усилителей, расположенных на оконечных пунктах МСП
и имеющих равномерную ЧХ (зависимость 1 на рис. 2.4), линейные усилители
принадлежат к оборудованию линейного тракта и обеспечивают компенсацию
частотно-зависимого затухания прилегающего участка линии связи. Для них
характерна частотная характеристика в виде кривой 2 на рис. 2.4. Вспомогатель-
ный усилитель служит для передачи служебных сигналов, которые обеспечива-
ют нормальную работу МСП (например, служебную'связь для обслуживающего
персонала МСП, работу некоторых устройств автоматического регулирования
параметров отдельных блоков МСП и т.п.).
5. Цо типу применяемых усилительных элементов:
а) ламповые (для больших мощностей);
б) транзисторные (на биполярных и полевых транзисторах);
в) интегральные.
6. По конструктивному исполнению различают усилители:
а) на дискретных элементах;
б) на интегральных схемах.
7. По типу согласующих цепей связи в многокаскадном УУ:
а) с непосредственными связями;
б) с емкостной или трансформаторной связью;
в) со сложными четырехполюсными согласующими цейями.
При непосредственной связи в УУ согласующие цепи отсутствуют и усили-
тельные элементы соединяются друг с другом непосредственно. Такое включе-
ние характерно для усилителей постоянного тока и интегральных усилителей.
При емкостной и трансформаторной связи в качестве согласующей цепи ис-
пользуется соответственно разделительный конденсатор или трансформатор.
Использование в межкаскадной цепи между соседними УЭ сложного пассив-
ного линейного четырехполюсника позволяет одновременно выполнить функ-
ции согласования и частотной коррекции (фильтрации).
8. Вспомогательные усилители различают также по месту использования,
например микрофонный, трансляционный, осциллографический, измеритель-
ный и т.п.
Качественные показатели УУ характеризуются практически тем же набором
параметров, что и каналы передачи (см. параграф 1.4): входное (выходное) со-
противление; усиление (затухание, коэффициент передачи) и его зависимость
в заданной полосе частот; линейные и нелинейные искажения; уровни помех
и защищенность от помех и т.п. Кроме этих параметров применяют и некото-
рые другие, специфические для УУ. Один из них — коэффициент полезного дей-
ствия (КПД) т|, равный отношению мощности усиленного сигнала переменно-
го тока Р~, которая определяется в выходной цепи последнего усилительного
элемента (на входе ЦС — рис. 2.1), к мощности, которая потребляется от ис-
точника питания выходным (оконечным) каскадом Р=ок или всеми каскадами
усиления Р=. В первом случае говорят о КПД оконечного каскада, во втором —
о КПД усилителя в целом: т|ок = А/Р=ок> П = Р~/Р=, очевидно, г|ок > п-
Стабильность того или иного показателя усилителя П, является некоторой
функцией П; = tp[«i, «2, ..., ak] от ряда дестабилизирующих факторов о, (j е [1; &]).
43
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
В первую очередь к ним относят напряжение питания (7П, температуру t°, раз-
брос элементов схемы на стадии производства, старение элементов в процессе
эксплуатации и т.п. Как изменится П/j если каждый из дестабилизирующих
факторов Изменится на Аау? Обычно полагают, что изменения этих факторов не
связаны Друг с другом, а вызванные ими отклонения параметра П, достаточно
малы. Тогда можно применить выражение
ДП, = У —J- Ьа, = У —L.22—L_12 да
M . ) 1
Часто удобнее определять и нормировать относительную нестабильность па-
раметра: 5П, “ ДП,/П(. / i t' , .. .
2.2. Эквивалентная схема и системы параметров
усилительного элемента
Усилительное устройство в принципе не должно искажать форму сигна-
ла. Это выполняется, если УЭ представляет собой линейное устройство, для
которого воздействие от суммы входных сигналов равно сумме воздействий.
Такое устройство можно представить в виде четырехполюсника (см. рис. 2.5),
к входным (1—1) и выходным (2—2) зажимам которого подключены генера-
тор и нагрузка. Со стороны зажимов 1—1 усилитель может быть представлен
эквивалентным двухполюсником, где ZBX и Квх = 1/ZBX— входное сопротив-
ление и проводимость УЭ. Со стороны выходных зажимов 2—2 УЭ Может
быть заменен эквивалентным генератором тока или напряжения (аналогич-
Рис: 2.5
но представлению источника сигнала
на рис. 2.2), однако этот генератор яв-
ляется зависимым от напряжения или
тока на входе УЭ. Выбирая вид этой за-
висимости, можно получить четыре ват
рианта эквивалентной' схемы выходной
цепи УЭ (см. рис. 2^6). Всеони незави-
симы и эквивалентны. '
Запишем связь между напряжениями и током в выходной цепи, исполь-
зуя, например, рис. 2.6, а. При этом учтем, что связь между £А и U\ должна
быть линейная, так как четырехполюсник линейный. Тогда придем к выра-
жению и2 = £а( Ui) + /2ZA = g2i #1+ 822^2, где g2i И §22 = 2д -п некоторые посто-
янные коэффициенты.
Рис. 2.6
44
2.2. Эквивалентная схема и системы параметров усилительного элемента
Используя независимые переменные Ui и 12 для определения U2, удобно
сохранить, их и для определения недостающего параметра входной цепи (в се-
чении 1—1). Этим параметром является ток 1\, который по аналогии с предыду-
щим выражением можно определить в виде Д = gn U\ + g\2I2- Объединяя эти два
выражения, придем к матричной форме записи, которая связывает зависимые
[Д, СД] и независимые [£Д, /2] переменные с помощью квадратной матрицы
G-параметров:
и,
h
|<7|- 8,1
£21
£12
£22
(2.1)
Для схемы рис. 2.6; <5 имеем U2 - £В(Д) + ZBZ2 = 2г1Д + Znh, где z2i и * ZB —
постоянные коэффициенты.
Полагая Д и Д независимыми параметрами, приходим к системе уравнений
и,
и2
Z11 £12
Z21 Z22
. Для схемы рис. 2.6, в имеем 12 = 4(^1) + Y»U2 = у21 СД + У22^г- Поступая ана-
логично, приходим к выражению
где ||Z||»
(2.2)
Z1
Л
Uy
где|П=-1'" Уа- '
|У21 У22
Наконец, для схемы на рис. 2.6, г получаем I2 = + YTU2 = h2\I\ +
Тогда, принимая Д и U2 за независимые переменные, приходим к системе
уравнений
(2.3)
и2
где ||Я||
||_ Ли Й12
Й21 Й22.
(2.4)
' -м-
> Для определения Z~, Yr и ZZ- параметров используют режимы коротко-
гозамыкания (КЗ) и холостого’хода (XX) со стороны входных и (или) выход-
ньйо зажимов. Рассмотрим это на ряде примеров.
Пример I. Пусть имеем уравнение I2 = h2\I\ + h22U2 из (2.4). В режиме
КЗ на выходе U2 = Op а в режиме XX на входе Д = 0. Тогда
• . । , . , ^22 = (4/(Д)хх.вх1 ^21 ~ (^/ДЬсз.выХ' ' -
1 При этом коэффициент h22 имеет смысл выходной проводимости, a h2\ —
коэффициента усиления по току в соответствующем режиме ’Измерения. Из
уравнения (Д = ЛцД + й12Д получим ' -
Л11 = ( (Д/Д^ВЫХ» Л12 — (t-Д/^Д)хХ.ДХ*
Здесь коэффициент h\\ — это входное сопротивление четырехполюсника
(ЧП), а Л12 — коэффициент обратной передачи по напряжению.
Пример 2. Пусть имеем уравнение Д = .уц (Д + уцСДщз (2.3); В режиме
КЗ на входе СД “ 0, а в режиме КЗ на выходе U2 = 0. Тогда
<vu - (Д/^Д)кз.вых;.. У12— (Д/^Д)кз.вх-
45,
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
При этом коэффициент имеет смысл входной проводимости ЧП при КЗ
на выходе, а у12 — проводимости обратной передачи с выхода на вход. Из урав-
нения I2 ~ J2i^i + У22^2 по аналогии имеем
/21 (hj У22. ~ (Л/^)кз.вх-
Здесь У21 имеет смысл проводимости прямой передачи с входа на выход
при КЗ на выходе, а у22 — выходной проводимости при КЗ на входе.
Пример 3. Пусть имеем уравнение U2 = zi\I\ + Z22I2 из (2.2). В режиме
XX на входе Ц — 0, при XX на выходе 12 = 0. Тогда
£21 = WЛ)хх.вых! %22 = (^4/Л)хх.вх*
Из уравнения U\ = гпА + получим
Z\l ~ (U\//1)хх.вых5 £12 — ((Д/Л)ХХ.ВХ'
Здесь Z21 имеет смысл переходного сопротивления (сопротивления прямой
передачи), z22 — выходного сопротивления, — входного сопротивления, а г12 —
сопротивления обратной передачи.
Пример 4. Пусть имеем уравнение U2 = g2i 0i + gnh из (2.1). В режиме КЗ
на входе U\ = 0, при XX на выходе 12 = 0. Тогда
£21 — (^/Л)хх.вых> £?2 — (^4/Л)кз.вх-
Из уравнения 1\ = gn U\ + получим
£11 = CA/Wxx.BbixJ £12 = (A/h)кз.вх*
Здесь имеет смысл входной проводимости, gj2 — коэффициента обрат-
ной передачи по току, g2i — коэффициента прямой передачи по напряжению,
a S22 — сопротивления прямой передачи.
Из приведенных примеров следует, что У-параметры имеют размерность
проводимости в режимах КЗ на входе и выходе, а Z-параметры измеряются
в режиме XX и имеют размерность сопротивления. Соответственно G- и //-па-
раметры являются смешанными параметрами, измеряемыми в режимах КЗ
и XX. Они имеют размерность проводимости, сопротивления или безразмерны.
2.2.1. Взаимосвязь систем параметров четырехполюсника
Параметры G, Y,Zи //однозначно связаны друг с другом. Пересчет параметров
производится непосредственно из решения систем уравнений ЧП. Для примера
произведем пересчет /-параметров в эквивалентные Z-параметры. Из (2.3) имеем
Л=уиЦ + у12^; (2.3.1)
h = y2\U{+y22U2. (2.3.2)
Умножая обе части (2.3.1) нау22, а (2.3.2) нау^, получим уравнения (2.3.3)
и (2.3.4). Вычитая из (2.3.3) выражение (2.3.4), получим
U\ = (У22Л “ УпЬУ/^У,
где Ау = У11У22 ~ У12У21 — определитель матрицы ||У||.
46
2.2, Эквивалентная схема и системы параметров усилительного элемента
Если уравнение (2.3.1) умножить на угь а (2.3.2) нйуп и вычесть одно урав-
нение из другого, то получим
^2 =У21Л + У11 Л) •
Ау •
Сравнивая полученные уравнения с выражением (2.2) для Z-параметров, по-
лучаем zn = У22/ДУ; £12 = _ У12/ДУ; Z21 = - У21/Ау; z-n = у\\/&у или.
. ||Z|| = — У11 ~У|2. (2.5)
; ДУ "У21 У22 :
Аналогично поступают для пересчета /-параметров в G- и //-параметры,
в частности, можно показать, что ;
ЦЯ|| = — 1 ^12
У11 У 21 Ду
1141=—
Ду У12
У22|“У21 1
(2.6)
или Йц - 1/У11J Й]2------Уп/У1Ь Л2] - Ду/У1Ь Й22 ~ У21/У;1Ь gll = Ду/У22^ 812 = У11/У22>.
£21 = —У21/У22> 812 = ^/У22- :
Тем же методом осуществляется переход от G-, Н- и Z-параметров к /-па-
раметрам. В частности, переход от Z- и Я- к /-параметрам имеет вид
||Г|| = ±^2 ^12; ||/|| = J_ 1 -*12, (2.7)
Дг -Z2i £ц Ли «21 ДА
где Az = Z11Z22 — Z\2Z21 — определитель матрицы ||Z||; Ай = йцйгг — Й12Й21 — опре-
делитель матрицы ||Я||.
~= : л * •' 1
11И =
Наконец, Переход от G- к /-Параметрам имеет вид
1 Д^ ^12|
£22 -£21 Ч
(2.8)
где Ag = gng22 _ £12£21 — определитель матрицы ||С ||.
Кроме рассмотренных G-, Z-, /- и Я-параметров иногда используется сис-
тема Л-параметров, определяемая из выражения [37]
^.гдеМЦ-Г11 °12
/2 а21 а22
(2.9)
и где, как нетрудно показать,
аи = (U\/^ххвых! ^12 = (^//2)КЗ.вых,
‘ fl21 = (Л/^2)хх.вых! а22 = (Л//2)КЗ.ВЫХ’
47
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
От системы Л-параметров можно перейти к любой другой из рассмотрен-
ных выше систем и обратно. В частности, А- и /-параметры выражаются друг
через друга в виде
MI-J-'T2 1 ;
У 21 -ДУ У11
; 11П-—7
Л12 1
-Да
-ап
(2.Ю)
где Да = аца22 _ «12^21 — определитель матрицы ||Л ||.
2.2.2. Эквивалентная схема усилительного элемента
Используя уравнения четырехполюсника в любой из рассмотренных сис-
тем параметров, можно перейти к эквивалентной электрической схеме УЭ.
В большинстве случаев применяют канонические Т- и П-образные эквивалент-
ные схемы (по аналогии с пассивными ЧП), к которым добавляется зависимый
генератор напряжения Д или тока /3 (см. рис. 2.7). Если для схемы на рис. 2.7, а
принять, что Е3 = Zjli, где
Zq — некоторый параметр,
имеющий размерность со-
противления, и выразить
напряжение J7] и (72 через
токи 1\ и 12, которые при-
мем за независимые пере-
менные, то получим два
Рис. 2.7
уравнения:
их = IXZX + (Л + Z2)4 = (Z1 + ZM + Zah,
U2 = ZQIl + I2Z3 + (Ii + I2)Zi=(Z0 + Z2)Il + (Z3 + Z2)I2.
Сравнивая эти уравнения с (2.2), определяем параметры Zb Z2, Z3 и схе-
мы рис. 2.7, а через собственные Z-параметры УЭ:'
3>-Zi2; 71 - Zu - Z12; z3\~ Zy, Z3-t22 — Z2. (2.11)
’ Аналогично, если выбрать для УЭ эквивалентную схему вида рис. 2-7, б
и принять I3 = YOUX, то, определяя токи /\ и 12 через напряжения U\ и U2, кото-
рые примем за независимые переменные, получим уравнения
71 = + Y2(U2 - Ux) = (У] - Y2)Ux + У2/72;
h = ВД + Y3u2 + Y2(U\ - U2) = (Уо + Y2)U{ + (У3 - Y2)U2.
Сравнивая полученные уравнения с (2.3), определим параметры Уь У2, У3
и Го эквивалентной схемы рис. 2.7, б через собственные У-параметры УЭ:
^2 = У12; Yx = уп + у12; Уо = У21~У12; Y3 = у22 + Ун. (2.12)
Зная связь между различными системами собственных параметров ЧП,
можно определять основные параметры УУ в какой-то одной системе парамет-
ров, а затем производить пересчет в другую.
48
2.2. Эквивалентная схема и системы параметров усилительного элемента
2.2,3. Рабочие параметры линейного четырехполюсника
К рабочим параметрам линейного ЧП {см. рис. 2.5) относят:
— коэффициент передачи по напряжению Ки =
— коэффициент передачи по току Kj ~ 12/1\,
— коэффициент передачи по мощности Кр = КиК{,
— коэффициент передачи по ЭДС Ке = и^/Е^
— входное сопротивление (проводимость) увх — I\/U\,
— выходное сопротивление (проводимость) увых = ijjlh-
Эти параметры существенно зависят от внешних (по отношению к ЧП)
элементов — сопротивлений нагрузки ZH и генератора Z?, которые должны быть
учтены с помощью дополнительных уравнений. Для выходной цепи такое урав-
нение имеет вид
+ = UH = IA, U2~~hZ„.
Если его использовать совместно с уравнениями ЧП в системе, например,
У-параметров, то получаем выражения
Л = Уп^ + У12% h — УгГ^Г+ У22^ h =
решая которые, получим -(^Ун = У21 U\ + y22f72. Отсюда
Г _ ^2 _ У21 .
Vi У22+Ун
_ Л — 1, +v ^2 _ У12У21 .
Увх “ 77— Ун + У12 77- ~ У11 —----------,
Ui Ui У 22 + У„
K_ti _Г2 U\ U2 __-к У» - У21Ун .
/1 U2 h U1 иувх Лу+уцуи’
ке Jh.
U\ Е? Zv + ZBX уг + у вх
(2.13)
(2.14)
(2.15)
(2.16)
Для нахождения увых надо рассматривать ЧП со стороны зажимов 2—2, от-
брасывая ZH и полагая, что Ет = 0, a Z] = -C/iyr. Тогда из первого уравнения сис-
темы получаем ~^1Уг = Ун + у 12и2 или = —, U2 Уп +уг
а из второго _ h V1 _ У21У12 гэ 17Г Увых тг -у22+У21тг ~У22 U2 Уц+Уг
Для определения рабочих параметров УУ в системе G-, Н- и Z-параметров
. нужно использовать уравнения связи (2.7), (2.8). Из них следует, например, что
zu г i/gn; Х22 = 1/й22; Лц = 1/Уп; y2i = ^l&22\ У21 = л21Уц. (2.18)
7
49
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Для активных ЧП, как правило, можно считать
У12 ~ 0; zt2« 0; £t2~0; А12«0; тогда Увых«У2?.
Для пассивных ЧП всегда выполняется
У12 = У2Ь Z12 = Ф1> ^12 = —^2Ь £12 = “£21- (2-19)
Учитывая (2.5), можно записать: >
ty = y\\/Z22 = Уп/Zw = УцУ22 ~ У122,
отсюда
У12 = ±л/У11У22 -yil/Zn = ±-\/У11У22 ->11/222- (2.20)
Выражение (2.20) позволяет для пассивных цепей определять наиболее не-
удобный для измерения параметр yi2 через параметры КЗ (уп, угг) и XX (2ц,
£22)-Аналогично, используя (2.7), получим
212 = ± 7^11^22 “ ^22/Уп ~ ± 7^11^22 ~ Z\\/y22- (2.21)
Для пассивных ЧП полярность выходного напряжения относительно вход-
ного не меняется, что в соответствии С (2.13) будет при условии y2i < 0. Тогда на
основании (2.5), (2.6) имеем, что z2i > 0, й21 < 0, g2i > 0. С учетом (2.19) полу-
чим, ЧТО У12 < 0, Z12 > 0, йп > 0 и gl2 < 0.
Для активного УЭ, включенного по схеме с общим эмиттером (катодом,
истоком), полярность выходного напряжения, как будет показано далее,
всегда противоположна полярности входного. Тогда в соответствии с (2.13)
имеем y2i > 0, а из (2.5), (2.6) следует, что Z21 < 0, Й21 > 0, £21 < 0- Проводи-
мость обратной передачи у12 в этом случае всегда меньше или равна нулю,
т.е. yi2 £ 0. Соответственно, как следует из (2.5), (2.6), £12 0, Z12 0, #12 0-
Используя систему уравнений (2.13)—(2.17), можно определить оптималь-
ные (наилучшие) показатели ЧП с точки зрения обеспечения максимального
коэффициента передачи по мощности. Для этого надо подобрать такие значе-
ния проводимости нагрузки yHapt и генератора утлр„ чтобы на входе и выходе ЧП
выполнялись условия максимальной передачи мощности: yr_opt = увх, уи,ор1 = увых.
Из решения системы двух уравнений
Увх = У11 - У12У 21/(У 22 + Ун.орУ, Увых = У22 “ У12У21/(У11 + Уг.орД
получим
' V = lty-Ун v = 1ЛУ-У22 (2 22)
\ У22 У У11
Подставляя эти значения в (2.13), (2.15), определяем максимальный коэф-
фициент передачи по мощности:
2
^тах = тФс|ВД = _Z21 (2.23)
(7У11У22 + VAy)
50
2.2. Эквивалентная схема и системы параметров усилительного элемента
Значения Rvopt = \/угоргтл R„,opt- \/yn.opt называют также характеристически-
ми сопротивлениями активного ЧП.
Частотная зависимость собственных параметров УЭ проявляется в том, что
их значения оказываются существенно разными для нижних и верхних частот
в спектре усиливаемого сигнала. На практике для оценки УУ, работающих
в области высоких частот, удобнее и точнее применять У-параметры, поскольку
они измеряются в режиме КЗ, который «нечувствителен» к паразитным эле-
ментам конструкции. Параметры, измеряемые в режиме XX (Z, G, Н), исполь-
зуются только для оценки УУ в области сравнительно низких частот.
Зависимость внешних параметров УУ от частоты определяется цепями свя-
зи УУ с генератором и нагрузкой, а также частотной зависимостью собствен-
ных параметров УЭ. Для последних эти зависимости можно найти эксперимен-
тально, что и делается при работе активного элемента УУ в области предельных
частот. Аналитическое описание изменения внутренних Параметров в диапазо-
не частот выполняется на основе физической модели усилительного элемента.
Властности, для биполярного транзистора (БТ) модель имеет вид, представ-
ленный на рис. 2.8, а (схема Джиаколетто). Здесь г6 — сопротивление базовой
области; гэб, Сэ — сопротивление и емкость эмиттерно-базового перехода,
включенного в прямом направлении; гкб, Ск — сопротивление и емкость кол-
лекторно-базового перехода, включенного в обратном направлении; гэк — со-
противление между
эмиттером и кол-
лектором, обуслов-
ленное конструкци-
ей транзистора; Д —
генератор зависимо-
го коллекторного то-
ка: Д = klJ& (к —
постоянный коэф-
Рис. 2.8
фициент).
Для такой модели транзистора У-параметры определяются в режиме КЗ на
входе и выходе. При КЗ на выходе имеем
Уп Лэ + ДэбИ^б ® f б ^эб> где Дэб Гэд(1 + усоГэ^Сэб)
2кб Гкд(1 “^УйГ/кбСк) , ПрИЧеМ /"эб Гкб, Сдб >> Ск,
С4б« ^12эб(гб + 4б)-1; У21 = Д ДА = Д7^1 =
При КЗ на входе Ди подаче напряжения 1]г на зажимы К—Э) получим
^аб — (АДбИ-^эбХ^кб + ЛэИ^эб)
У12 = Д ДД = U'^Kr^Ui) = (ГбИэбХ^кб + ГбИэб) Дб!
> д»zi" =
1/2 ^2 . ^2
= Л(г6||ДЭб)(^б + М4б)"‘ + (Гэк1|2кб)-1.
51
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
После некоторых преобразований и упрощений выражения для У-парамет-
ров приводятся к виду ,
5' 1+jcoT 1 +/сот 1
У21<®) = ; У22(«>) “У22.0 +>СК[1 + J>210/’6^ (2.24)
где ууЛ — низкочастотное значение соответствующего параметра (для со s 0); г6,
Ск и т = г$Гэ$?— дополнительные параметры, учитываемые при работе на
Гб + Гэб
достаточно высоких частотах.
Значения ууЛ приводятся в справочных данных или легко могут быть опре-
делены непосредственно по вольт-амперным характеристикам транзистора.
Дополнительные параметры гб, Ск и т находятся экспериментально и, как пра-
вило, также приводятся в справочниках. Для их определения можно использо-
вать (2.24):
1 И
Гб* =ИГПУ11((О) при (О -> оо; т = - J “‘У210 -1.
Для расчета низкочастотных параметров биполярного транзистора, ти-
повые вольт-амперные характеристики которого показаны на рис. 2.9, удоб-
нее сначала определить низкочастотные значения Я-параметров:
h =^эб(5)-^эб(С).
110 l -A/б Л/^сопа ^) -/б(С) ’
й =Гд^бУ
\AtZ3KJ/6=const '
Г. ‘ : A210=f£4Y ,4(Д)-/к(С).
> V 1 . х Д^б /£/эк=сопй j ~ ’
fl —( 1 = ^(Д)-W)
22-° иж(Е)-иэк(РУ
при этом точки А, В, С, D, Е на характеристиках берут вблизи выбранной рабо-
чей точки транзистора. Затем расчет низкочастотных значений У-параметров
Ууо производят на оснований (2.7).
Физическая модель полевого транзистора (ПТ, рис. 2.8, б) существенно
проще и определяется междуэлектродными емкостями переходов затвор — ис-
ток Сзи, сток — исток Сси и затвор — сток С*, а также управляемым (зависимым)
5&с
2.3, Регулярные соединениячетырехлолюсников
генератором тока /? = SUm
и сопротивлением гси меж-
ду стоком и истоком. Ко-
эффициент пропорцио-
нальности S практически
постоянен до области очень
высоких частот и называ-
ется крутизной ПТ. Для
такой модели К-парамет-
ры, определяемые в режи-
мах КЗ на выходе и входе,
равны
.2.9
У11 /й>(Сзи Сзс)> У21 8 ^2 25}
r'-t.’ ;'г- У12 /22 ~^Аси УР(Сзс СзИ). , . • .'Д
Параметры S и можно определить непосредственно по статическим^'
вольт-амперным характеристикам ПТ. Остальные параметры, впрочем, как и 5,
гси, определяются экспериментально и приводятся в справочных данных.
Физическая модель лампового триода аналогична рис. 2.8, б и отличается
только обозначением элементов, поскольку по-другому называют электроды:
вместо затвор — сетка, вместо сток — анод и вМесто исток — Катод. Соответ-
ственно аналогичны и выражения для /-параметров (2.25).
2.3. Регулярные соединения четырехполюсников
При построении УУ приходится использовать различные варианты соеди-
нений нескольких ЧП, например двух, каждый йз которых характеризуется
своей матрицей внутренних параметров J) и || 02||» где Q = К Н, G, Z. Типовые
соединения представлены на рис. ^.10—2.14. Для последовательно-параллельно-
го соединения ЧП (см. рис. 2.10) справедливы следующие уравнения:
hP=I\=I\\ U2p±U^Uk Uip = U^U^ hp = I^a,
где Uip и Iip характеризуют напряжения и токи результирующего ЧП, a Uj, Ц
и U”, 1" — первого и второго соответственно (здесь i =,) ; 2). Удобно взять в ка-
честве независимых переменных такие величины; которые одинаковы для пер-
вого, второго и результирующего ЧП, то есть Ц = 1Хр и t/2 = UzP- Тогда, исполь-
зуя систему Я-параметров, получим 1
ip
2р
Щр
1?Р
А,
= \\НР\\ •
U.lp,
(2.26)
raelijp = /г/'-Н йу- , т.ё. каждый элемент результирующей матрицы Нр равен сумМё
сббт'йетстйУтдЩйкПЯемёйТОВ матриц Я'й Я" первого и второго ЧП. • ' '
53
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.10 Рис. 2.11 Рис. 2.12
Если рассматриваемые ЧП заданы в другой системе параметров, то сначала
рассчитывают их //-параметры [см. (2.5)—(2.8)]. Потом по правилу (2.26) опре-
деляют //-параметры результирующего ЧП, которые затем при необходимости
пересчитывают в любую другую систему параметров.
При параллельно-последовательном соединении (см. рис. 2.11) выполняют-
ся следующие уравнения:
U{=U'{=Uip- l^U'i + Uh Гг = Г^Ьр-, /1р = /{ + /{.
При таком соединении в качестве независимых переменных удобно взять
величины Ui = U\p и /2 = и соответственно использовать систему G- парамет-
ров. Тогда
1\р
U1P
+ /Г
и 2 + U'i
= (|(?'I + |G"I)
(2.27)
где gjP — g'j + g'j, т.е. каждый J-й элемент матрицы Gp равен сумме соответствую-
щих у-х элементов матриц ||G'|| и ||<7"||.
При параллельно-параллельном соединении (рис. 2.12) справедливы сле-
дующие выражения: ,
Щ = и; и{р> 11р = 1'2 + /$; U'2 = U'j = и2р, 1{р = 71' + /г.
В этом случае целесообразно использовать систему У-параметров. Тогда
результирующий ЧП характеризуется параметрами
га = НИ + 11П rneyJp = yj+yj. (2.28)
I
При последовательно-последовательном соединении (рис. 2.13) справедли-
вы следующие выражения:
1{р = Ц = 1^ U{p = U{+Ui, U2P = U'2 + U'{.
При таком соединении результирующий четырехполюсник имеет параметры
||ZP|| = ||Z'|| + ||Z"||, где = z'j + zj. (2.29)
При каскадном включении двух четырехполюсников (рис. 2.14) выполня-
ются следующие уравнения:
7^ = /Г, U^ = U4, I[ = IXp, U'i=Uip, Г2 = 12р, U"2 = U2P.
54
2.4. Обратная связь в усилительных устройствах
Рис. 2.13
Рис. 2.14
Здесь удобно для каждого из ЧП взять систему ^-параметров (2.9). Тогда
имеем
Uip
U'2
/2
Окончательно для результирующего четырекполюсника получим
hP
U1P.
hP'
IAI = Mil-M2j =
«11«Г1 + «12*^21 J
Й21«Г1 + «22«21 >
«И «12 + й12й22
«21й12 + «22й22
(2.30)
где а'ц — элемент матрицы А\, a”j — матрицы Ла-
Если каскадно-включенные четырехполюсники заданы в какой-то другой
системе параметров, то сначала надо осуществить пересчет в систему ^-пара-
метров, используя, например, (2.10), затем по (2.30) найти ^-параметры резуль-
тирующего ЧП, после чего, используя (2.10), определяются /-параметры кас-
кадного соединения и его рабочие (внешние) параметры.
2.4. Обратная связь в усилительных устройствах
В ряде случаев соединения нескольких ЧП не относятся к регулярным,
рассмотренным на рис. 2.10—2.14. Здесь может быть полезным использование
общей теории обратной связи в усилительных устройствах. Обратная связь (ОС)
в УУ — это явление, заключающееся в передаче энергии (мощности) с выхода
усилителя на вход или какую-либо промежуточную точку усилителя. Для такой
передачи организуется специальная цепь обратной связи (обозначается
р-цепь), которая через некоторые согласующие устройства (СУ) соединена с ос-
новным усилителем (или ц-цепью) (см. рис. 2.15). Разнообразие способов реа-
лизации ОС в УУ заставляет классифицировать их по ряду признаков.
55
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
1. По характеру образования ОС\
а) преднамеренная внешняя ОС,
которая создана сознательно с по-
мощью внешней цепи (p-цепи ОС);
б) непреднамеренная внутренняя
детерминированная ОС; она опреде-
Рис.2.15 ляется конкретными внутренними
параметрами или физическими про-
цессами в усилительном устройстве, например ОС через проходную меж-
электродную емкость (проводимость) активного элемента. Если такая ОС вы-
зывает существенные ухудшения параметров УУ, то в большинстве случаев
может быть организована преднамеренная внешняя ОС, которая ее нейтрали-
зует (компенсирует);
в) непреднамеренная внутренняя случайная ОС. Поскольку параметры та-
кой ОС (ее часто называют паразитной) неизвестны заранее, нейтрализовать ее
не удаётся. Влияние паразитной ОС в УУ уменьшают за счет рациональной
конструкции и размещения элементов, причем положительный эффект суще-
ственно зависит от опыта и интуиции разработчика и достигается, как правило,
методом «проб и ошибок».
2. По количеству каскадов, охваченных ОС, различают местную ОС (охваты-
вает один каскад) и общую ОС (охватывает несколько каскадов).
3. По количеству петель ОС различают однопетлевую и многопетлевую ОС
(см. рис. 2.16).
4. По способу снятия энергии с выхода усилителя'.
а) по току (см. рис. 2.17, а); .
б) по напряжению (см. рис. 2.17, б);
Для ОС по то-
ку Характерно, что
напряжение С/вхр,
поступающее на
вход p-цепи, про-
порционально то-
ку /н через сопро-
тивление нагрузки
Z„. Если использу-
ется ОС по напря-
в) смешанная (см. рис. 2.17, в).
Рис. 2.16
жению, то про-
порционально напряжению £7Н на нагрузке. Наконец, для смешанной ОС U^a
зависит и от /н, и от UH. Чтобы определить вид ОС, находят £7вхр в режимах КЗ
и XX со стороны нагрузки. Если при замыкании нагрузки (24 = 0, £7Н = 0)
напряжение на входе p-цепи равно нулю (£7вхр = 0)» а ПРИ XX (ZH = op) £7р * 0,
то это признак ОС по напряжению. Если £/вхр - 0 в режиме XX и * 0 в ре-
жиме КЗ, то это признак ОС по току. Наконец, если £7вхр * 0 ни в режиме КЗ, ни
в режиме XX, то это смешанная ОС. Когда максимально возможное напряжение
56
Рис. 2.17
в цепи ОС равно UH (£7BXp = t/H), то говорят о 100%-ной ОС по напряжениях Чем
меньше отношение £/вхр / Цт тем меньше глубина QC.
5. По способу подачи энергии на вход УУ различают:
а) последовательную ОС (см. рис. 2ДЗ» «); г.'f
б) параллельную (см. рис, 2.18, б); ,
в) комбинированную 4см. рис. 2.18, в).
а) б) в)
1
Рис. 2.18
Вид ОС. определяют в зависимости от того, поступает ли энергия с выхода
₽-цепи на вход ц-цепи в режиме КЗ или в режиме XX со стороны генератора
(сечение 1—1 на рис. 2.18, а). Если в режиме КЗ (% = 0) С4ыхр * 0, а в режиме
XX (Zr = оо) t/Bb|Xp — 0, то это признак последовательной ОС. Если С4ыхр * 0 толь-
ко в режиме XX, то тогда это параллельная ОС. Наконец, если t/Bbtxp * 0 ни в ре-
жиме КЗ, ни в режиме XX, то это признак комбинированной ОС со стороны
входных зажимов. ,
На рис. 2.19—2.21 приведены некоторые примеры использования разных
видов ОС. Рис. .2.19 иллюстрирует вариант параллельной ОС по напряжению.
Нетрудно убедиться, что при этом ОС пропадает в режимах КЗ на входе и выхо-
де и сохраняется в режимах XX. На рис. 2.20 приведен пример последователь-
ной ОС по току. Действительно, здесь ОС сохраняется в режиме КЗ на входе
и выходе, но пропадает в режимах XX, На рис. 2.21 показана параллельная ОС
по току, которая не пропадает в опытах КЗ на выходе и XX на входе и перестает
действовать в режиме XX на выходе и в режиме КЗ на входе.
Рассмотренные виды ОС легко реализуются практически и потому наш-
ли широкое применение в различных по назначению УУ. В многоканальных
57.
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
системах передачи по причинам, которые будут ясны из дальнейшего изложе-
ния, широкое применение в УУ получили комбинированные по входу и сме-
шанные по выходу виды ОС.
6. По характеру влияния цепи ОС на уровень выходного
сигнала различают положительную, отрицательную и комп-
лексную ОС. Пусть имеется некоторый путь, по кото-
рому напряжение с выхода усилителя через цепь ОС
снова попадает на вход усилителя (см. рис. 2.22). Обо-
значим коэффициенты передачи ц- и p-цепи как K(Ja) =
Рис. 2.22
= Хи р(» = Р, а напряжения в отдельных точках схемы —
как указано на рис. 2.22. Тогда справедливы следующие
выражения:
lb = KU4; U4 = V, + U3- (Ui + тк = U2,
(2-31)
U3 = $U2,
откуда U\K= U2(\ - Хр).
Коэффициент передачи усилителя с ОС равен
к = иг = X = X X
₽ Ux 1-Хр 1 -|Т| 1-ТехрС/фг)’
где 7V<o) = Х(/<о)р(/со) = |Т |ехр(/ф7') — петлевое усиление, |Т| и <рг— соответ-
ственно модуль и фаза петлевого усиления.
Ц зависимости от сдвига фазы петлевого усиления различают следующие
варианты. !<
1. Отрицательная ОС (ООС), когда Т(/<о) = (<рг= X • 180° или Хтг ради-
ан, X— целое, нечетное число). При этом напряжение U3 противофазно U\,
а напряжение U4 равно разности напряжений U3 И U3 (ей. рис. 2.23, а). Соответ-
ственно
Хр =
X
1 + Хр’
(2.32)
причем Хр < Xпри любых значениях Хи р. Если |Т| » /, то Хр
1
» -, т.е. коэффи-
циент передачи УУ с ОС зависит только от цепи ОС.
58
2.4. Обратная связь в усилительных устройствах
2. Положительная ОС (ПОС), когда Д/®) = + Дфт- 0° или 2лм, п — любое
целое число). В этом случае напряжение tZ3, прошедшее по цепи ОС, находится
в фазе с исходным U\, а напряжение £74 равно их сумме (см. рис. 2.23, б). Тогда
из (2.31) получим
г %
₽ 1-Ар'
(2.33)
При Ар = 1 имеем Кв = оо. Физически это означает, что любое случайное
колебание на входе усилителя вызовет его самовозбуждение. При этом усили-
тель превращается в автогенератор синусоидальных или импульсных колеба-
ний. Режим ПОС и при Ар * 1 также непригоден для УУ, поскольку незначи-
тельное изменение Аир приводит к существенному изменению Ар.
3. Комплексная обратная связь. Здесь 7= |7|е)ф(др^, 0 < <рт< л (см. рис. 2.23, в).
Так как <ру и 171 зависят от частоты, то на разных частотах ОС может быть различ-
ной. В усилителях стре-
мятся обеспечить ООС,
которая не накладывает
ограничение на величину
Ар и обеспечивает более
высокую стабильность уси-
ления. Как правило, ООС
обеспечивается на низ-
ких и средних частотах
полосы пропускания УУ.
На граничных частотах
ОС становится комплекс-
ной, поэтому необходимо
проверять, чтобы за пределами рабочей полосы частот ОС не стала положи-
тельной и не привела к самовозбуждению усилителя.
2.4.1. Влияние ООС на основные параметры усилителя
а) -
б)
и4=и, + и3
Рис. 2.23
•> и.
^4
^4=Ц-^з
Щ
Если усилительное устройство, к которому подключены источник сигнала
и нагрузка, охватить цепью обратной связи, то внешние параметры (показате-
ли) усилителя существенно изменятся. Целесообразно эти изменения просле-
дить для каждого параметра в отдельности.
1. Коэффициент передачи по напряжению определяется из (2.^2) и ра-
К
вен Ар =-----, причем Кв < К. Отсюда видно, что введение ООС приводит
1 + Ар
к уменьшению коэффициента передачи. Ниже будет показано, что при не-
которых видах ООС изменяется коэффициент передачи не по напряже-
К
нию, а по току: KiB — ——, при этом во всех случаях уменьшается коэффици-
1 + 7
ент передачи по мощности.
59
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВАСИСТЕМТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
2. Стабильность коэффициента передачи оценивается, как правило, вели-
д
чиной относительной нестабильности ЗАр = —-. Влияние ООС удобно оп-
. ...... , . .. •
ределить, сравнивая относительные нестабильности УУ с ООС И без нее. Для
этого используем (2.32), а вместо приращения функции подставим ее диф-
ференциал. Тогда
8Ар _ ДХР _ t/Ap </Ар A
8К Ар К Ар ' К dK Kf
V К dKv (1 + Ар)-Ар
Учитывая, что Ка =---------г- и —- = -----——получим окончательно
, р 1 + Ар dK (1 + Ар)2 . Л.,ч
££₽ _1 '
М' ..... : ' . У.: ..?< ' .?' Z ' «’ ' .-?1 ; ‘l Zr ' 'Е ' Л' ’/
Видно, что при Ар » 1 введение ООС приводит к существенному повыше-
нию стабильности коэффициента передачи УУ.
3. Влияние ООС иа АЧХ и ФЧХ оценивается из (2.31):
Ар(Ую) — А^<р)ехр(/Фкр((о)) =
1 - А(усо)Р(уа)) / ;
_ АГ(<о)ехр(/Фк(<о)) _ А(<о)ехр(/Фк(со))
1 - А"(а))Р(а)) ехр(/(Фк(а>) - Фр(со) - тг)) 1 + Т(<о)ехр(/(Ф7 (<о) - л))’
где Ф7-(<о) = Фк(а>) + Фр(<о); Дсо) = А(со)р(со); Фк(со) и Фр(<о) фазо-частотные
характеристики ц- и p-цепей; Х(<о) и р(со) — амплитудно-чдстотные характерис-
тики этих цепей; Ф7-(со) и Дсо) — фазо-частотная и амшштудно-частотная ха-
рактеристики петлевого усиления. .........
Затем определяем модуль и фазу:
*< - ; ‘ \ • • ' ' ' ' ? i; Н / ’ г
I’ ’ - ~((1-ТсО8Фг)? +Г2в1п^Ф^’
' ' ; •- '-,л i r: ; 9^-} .. Е “
В области частот, дж можно рчитатьФ5л((»);?«г!я,поИ^1им .
Ар(о)= ; Ф^соНФ/со). . (2.34)
. 1 + А(со)Р((о)
Примерный вид АЧХ для этого случая показан на рис. 2.24, где для упро-
щения принять р(и) f= const. Видно, что в области частот, где А(<о)р(а)) « 1,
имеем Ар(си) » А(си).
60
4. Полоса пропускания усилителя, охваченного ООС, обычно оценивается по
нормированной АЧХ усилителя (см. рис. 2.25), определяемой из выражений
/Гр(со) Дш)
где к>о — некоторая расчетная частота, выбираемая обычно в середине полосы
пропускания УУ.
Полоса пропускания характеризуется значением нижней и верхней гра-
ничных частот шнр и швр (соответственно без ООС — сон и шв), при которых вы-
полняется условие X . .
' Ур(®нр) = Ур(ивр) = Угр! у(шн) = Х“в) = Угр>
где Угр — некоторое заданное заранее число; обычно Уц, = ~ 0,7
При частотно-независимой ООС полоса пропускания УУ с введением
ООС расширяется: /ф < /и, (см. рис. 2.25). Для доказательства рассмот-
рим усилитель, коэффициент передачи которого без ООС в области верхних
частот описывается выражением К(/оз) = —V Нормированная АЧХ этого
1 +
усилителя у(о>) «—показана на рис. 2.26 (кривая 7). Верхняя Граничная
Х’(ш=0)
частота сов, определяемая на уровне ~ 0,7, находится из условия
V2
< у(шв) = —= (1 + ш2вт2в)"0,5 = -L, откуда <ов = —.
42 тв
961
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
При охвате этого усилителя цепью частотно-независимой ООС, когда
Р(о>) = Р - const, получим
К (до) = K(Ja) Ko(i + = *o(1 + 7СоР)~1
Р 1 + X(j<d)P 1 + XqP(1 + усотв)-1 1 + У®тв(1 + ад-1
Разделив модуль Хр(со) на величину Хор
----— и определяя граничную
1.+ Xop
^в(®вв) 1
частоту (овр из условия — — = -=, получим
лор V2
со =,L±^o₽ = tOB(i.+ Аор).
тв
Отсюда следует, что верхняя граничная частота УУ с ООС возросла в (1 + А^р)
раз. Нормированную АЧХ усилителя с обратной связью отражает кривая 2 на
рис. 2.26.
Аналогично можно показать, что если усилитель без ООС в области ниж-
них частот имеет коэффициент передачи вида
Х(/'со) = -——------, у (со) = = [1 + сотн)“2]“0'5,
1+1/(усотн) Kq
то нижняя граничная частота сон этой АЧХ, которая определяется из условия
у(сон) = -^=, равна сон - — (см. рис. 2.26, пунктирная кривая 5). При охвате тако-
л/2 тн
го усилителя цепью частотно-независимой ООС получим коэффициент пере-
дачи
К (со) = ^о(1 + С/сотнК1)-1 = (1 + АГрР)-1 Хо
₽ 1 + Хрр(1+ (jcoth)-1)-1 1 + (дотн(1 + ХоР))-1’
Для нормированной АЧХ ур(со) = —р—,
ЛОр
к
где А^р =---нижнюю граничную час-
1 + лор
тоту (онВ определяем по пунктирной кри-
1
вой 4 на рис. 2.26 из условия ур(сонр) = ^=,
откуда
1_ юн
н₽ тн(1 + Хор) 1 + ХоР
Следовательно, при охвате ООС нижняя граничная частота усилителя
уменьшилась в (1 + А^р) раз.
62
2.4, Обратная связь в усилительных устройствах
Если используется частотно-зависимая ООС, то можно получить разнооб-
разные виды АЧХ усилителя. При выполнении условия /С(<а)р(а>) »‘1 АЧХ уси-
лителя с ООС полностью определяется АЧХ p-цепи: 1/р(а>), а усиление
усилителя Sp(co) равно затуханию цепи ООС ар(а>):
5р(со) *= 201g(^(co)) = -201g(p(co)) = Ор(®).
Для иллюстрации вы-
шесказанного на рис. 2.27, б
приведены зависимости
ХГр(со), когда АЧХ р-цепи
(см. рис. 2.27, а) имеет вид,
характерный для фильтра
верхйих частот (кривые 7)
и нижних частот (кривые 2).
На рис. 2.28, а, б показаны
аналогичные зависимости
при включении в p-цепь полосового (кривые 7) и режекторнрго (кривые 2)
фильтров. Для линейного промежуточного усилителя, который компенсиру-
ет затухание участка линии связи ал е((о), должно выполняться условие Sp(a>) =
= Ял.сС®)- Если частотная зависимость усиления получена только за счет цепи
ООС в линейном усилителе, то тогда АЧХ затухания p-цепи усилителя должна
Рис. 2.28
5. Влияние обратной связи на отношение сигнал/шум (помеха) определим для
усилителя (рис. 2.29), на промежуточную точку 3 которого воздействует неко-
торый источник шума (помехи) с напряжением Un. Покажем, как влияет вклю-
чение p-цепи на уровень полезного сигнала и по-
мехи на выходе (в точке 2). При отключенной ОС
имеем Uc2 - UCKXK2, Un2 = UnK2, отношение поме-
ха/сигнал на выходе (1 = -. При включен-
ной ООС получим:
Рис. 2.29
ц _ UCKXK2 . _ и„к2
с2 1 + КХК$’ п2 1 + Я1Я2р’ .
63
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ .
Увеличим уровень сигнала на входе до значения U'c, при котором уровень сиг-
нала в точке 2 при включенной ООС стал бы прежним, т.е. таким же, как и при
отключенной ООС. Тогда относительное изменение отношения помеха/сигнал
будет равно отношению уровней помехи в точке 2 без ООС (6/по) и с ООС
(^п / и ch _ ип0 _ ипк{
(ип/ис)р ипр ад /а + адр)
1 + АГ1(ш)А’2(а>)Р(<о).
Следовательно, ООС обеспечивает увеличение отношения сигнал/помеха
в (1 + К\К£) раз. Отметим, что это увеличение зависит, во-первых, от частоты
помехи, во-вторых, от места проникновения помехи. В частности, если помеха
поступает на вход усилителя вместе с полезным сигналом, то введение ООС не
измейит отношение сигнал/помеха. На практике ООС является эффективным
средством подавления помех от наводок и фона*, возникающего на выходах
устройств питания усилителя.
6. Влияние ОС на нелинейные искажения. Пусть в усилителе (см. рис. 2.30, а)
отключена цепь ООС, а напряжение на выходе U2 имеет такую величину, при
которой начинает сказываться нелинейность выходного каскада. Тогда, пода-
вая на вход усилителя гармонический сигнал U\, на выходе получим напряже-
ние U2 искаженной формы (см. рис. 2.30, б), которое можно представить в виде
ряда Фурье:
&г(0 = t^icos®?+ t42C°s(2coO + ... + £^cos(/®i) + ...,
где U2j — амплитуда j-й гармоники частоты w (/ = 1, 2, 3, ...).
Относительный уровень высших гармоник (/ < 2), которые и характеризуют
нелинейные искажения, определяется коэффициентом гармоник KTj0 = Uijo/Un.o,
j = 2, 3,... (см. параграф 1.4). При включении ООС уровень сигнала на входе из-
меняется таким образом, чтобы значение U2i (см. пунктирную прямую на
рис. 2.30, б) осталось прежним: t^.i.o = t^ip- Тогда выходные каскады будут
«генерировать» те же выс-
ц!ие гармоники, однако те-
перь для них образуется
«кольцо» обратной связи, по
которому они могут попасть
на вход и вновь возвратиться
на выход. Эту дополнитель-
ную связь можно учесть урав-
нением
Рис. 2.30
^2/р — Uyo ^ад^(/®)Р(/®),
rr Uli0
В результате получим
^2/Р _ A'i-jq
ry₽ tf21pZ 1 + ВДРОсо)'
(2.35)
64
2.4. Обратная связь в усилительных устройствах
Таким образом, введение ООС уменьшает коэффициент нелинейных иска-
жений поу-й гармонике, причем уменьшение зависит от петлевого усиления на
частоте этой гармоники.
Используя (2.35), определим затухание нелинейности поу-й гармонике при
наличии ООС (arjj}) и без нее (ог>0): > .
Дгур = -201g(Xryp) = arj0 + 201g(l + Х(/со)р(/со)).
Усиление усилителя при введении ООС имеет вид [см. (2.34)]
5₽(ф) « 50(со) - 201g(l + адр(ш)).
Из сравнения этих выражений следует, что при изменении усиления уси-
лителя за счет цепи ООС обязательно происходит изменение и затухания нели-
нейности, причем если усиление падает, то затухание нелинейности растет,
а нелинейные искажения уменьшаются. V
Если входной сигнал представляет собой сумму двух или трех колебаний
с частотами соответственно <о0, <в4, озс, то на выходе усилителя получим напря-
жение £/2(г)5 которое можно представить в виде
I + U2bfios(fabt) + f72cJcos(/(oct)] +
/=1 *
где индекс к соответствует некоторой комбинационной частоте со* второго поряд-
ка (со* = сов ± соА, или соа ± сое, или со4 ± сос) или третьего порядка (со* = со0 ± соА ± сос,
или 2сов ± со4, или 2сов ± сос и т.п.).
При включенной и выключенной цепи ООС напряжение основных частот
на выходе усилителя поддерживается постоянным (С^оО = &2«р> ^2*о =
t/2c0 = ^р), следовательно, в выходной цепи усилителя «генерируются» (соз-
даются) те же самые комбинационные компоненты. Но при включенной
ООС для них образуется кольцо обратной связи, в результате чего по анало-
гии с (2.35) получим
тт =
1 + К(с^)Р(со*)*
Следовательно, ООС уменьшаете и абсолютное ((Г2*р), и относительное
(например, значение комбинационного продукта, причем это уменьше-
ние зависит от петлевого усиления на данной комбинационной частоте со*.
. 2.4.2.‘Рабочие параметры усилителя, охваченного цепью ООС
Определение внешних параметров четырехполюсника, охваченного
цепью ООС, с учетом сопротивлений генератора и нагрузки (см. рис. 2.15)
производится на основании двух теорем, доказательство которых приведено
в работе [11].
3 Зак. 1600
65
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Теорема 1. Входное сопротивление в произвольных точках п—п усили-
теля при включенной (Z„p) и выключенной (Zn0) обратной связи связаны между
собой выражением !
_ _ _ fl* Пор
где ДО) и Доо) — петлевое усиление усилителя в режиме соответственно КЗ
и XX на зажимах п—п.
Теорема 2. Петлевое усиление усилителя ДZn) при подключении к за-
жимам п—п внешнего сопротивления Zn определяется выражением
n^_T(Q)Z^ + T(^)Zn
' I ' ^«0 +
Используя эти теоремы и обозначив, как и ранее, основные внешние пара-
метры УУ индексами 0 при разрыве цепи ООС и индексами р при ее включении,
можно получить следующие выражения, в которых петлевое усиление Дю, Z^ 2^)
является функцией как частоты, так и сопротивлений генератора Л и нагрузки Z^.,
Последние в режимах КЗ и XX принимают значения соответственно 0 и <ю.
1. Коэффициент передачи по ЭДС:
К -U2-' К'°
* Ет 1 + T(ZT,ZH)
2. Входное сопротивление:
7 — ^вхо(1+ ZH))
4x3 ц i+mzH) '
(2.36)
(2.37)
3. Выходное сопротивление:
7 — — ^выхоО T(Zrt 0))
/ Аых₽ I2 l+T(Zr,a>)
4. Коэффициент передачи по напряжению:
1 к,_ U2 _ 'U2Et _’&• %вхр _
=: К 2* + ВХО 1 _ АГНО
Л Zm0 ’i + TWZh) 1 + T(0,Zh)
5. Коэффициент передачи по току:
Г _ ^2 _ UlUlIl _ ^вхрА^мр
•/ “ Zh
__ ^вхАГИб _ KjQ
ZH(l + T(a>,ZH)) 1 + Т*(оо, ZH )
(2.38)
(2.39)
(2.40)
66
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
6. Коэффициент передачи по мощности:
^₽ = IW.
Формулы (2.36)—(2.40) могут быть доказаны разными методами, в том чис-
ле и на основе теории регулярных соединений четырехполюсников. Формулы
(2.37), (2.38) носят название формул Блекмана по фамилии ученого, впервые
доказавшего их справедливость.
Из выражений (2.36)—(2.40) непосредственно можно получить ряд важных
для практики выводов, которые при другой форме записи потребовали бы гро-
моздких доказательств.
1. При любом виде ООС всегда АеР < К&.
2. Для параллельной ООС по напряжению, когда выполняется условие
ДО, ZH) = 7\2т, 0) = 0 (000 отсутствует в режимах КЗ по входу и выходу),
справедливо
— ^uO, -^ip < *Ю> 4хр < ^вхО) ^выхр < ^выхО-
3. Для последовательной ООС по току, когда выполняются условия Доо, 2^) =
= Д2^ оо) = 0 (000 отсутствует в режимах XX по входу и выходу), справедливо
Кир < А„о; А(р — Ада', 2^хр > 2^x0, 2^ыхр > 2вых0-
4. Для последовательной ОС по напряжению, когда имеем Доо, =
- T(Zr, 0) = 0, справедливо
*ир < ^и0> -^р — ^40> 2вхр > ZgxQ, Z^jxp < ZguxO-
5. Для параллельной ОС по току, когда ДО, 2^) = Д2^, оо) = 0, имеем
^«р ~ Кц0> Кф < *Ю, 4хР < ^вх0> 4ыхР > ^выхО-
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями 00С
f
Продемонстрируем возможности формального аппарата анализа УУ, рассмот-
ренного выше, применительно к типовым схемам усилителей, охваченных ООС.
В анализируемых далее вариантах УУ с ООС будем Полагать, что ц-цепь
представляет собой активный четырехполюсник, описываемый той или иной
системой внутренних параметров, причем параметр, характеризующий обрат-
ную передачу энергии (yJ2, Zi2> Я12, ^i2), является пренебрежимо малым. При
этом подчеркнем, что поскольку цепь ООС подключается к активному УЭ че-
рез согласующие устройства (см. рис. 2.15), то последние оказывают влияние
на величины Кл, Км, Ка, ZBx0, ^ыхо- Указанные параметры вычисляются при
разрыве петли ООС, который должен быть произведен без нарушения.следую-
щих условий: 1) на выходе разомкнутой петли необходимо обеспечить сопро-
тивление, соответствующее сопротивлению в этих точках при замкнутой петле
ООС; 2) внешние сопротивления (включая сопротивление генератора и нагруз-
ки) должны соответствовать рабочим условиям замкнутой системы; 3) коэффи-
циентЁ! передачи согласующих устройств, а также 2^хо и 2^ых0 вычисляются при
условии, что параметр прямой передачи ц-цепи равен нулю.
67
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
2.5.1. Влияние последовательной обратной связи по току
Рис. 2.31
Пусть p-цепь представляет собой двухполюс-
ник с сопротивлением Zoc (рис. 2.31). При таком
соединении ц- и p-цепей целесообразно использо-
вать систему Z-параметров для ц-цепи (см. пара-
граф 2.2). При этом со стороны зажимов 1—1 ц-цепь
представляется сопротивлением Zl}, а со стороны
зажимов 2—2 — последовательным соединением
зависимого генератора напряжения '2^ \1\ и сопротив-
ления Z&. Определим петлевое усиление Т в этой схеме.
Для этого мысленно разорвем цепь, например в сече-
нии а—а, и обозначим токи правее и левее этого разрыва как 4 и [{. Если по-
лагать ток 4 заданным, то 1[ определяется как результат передачи по петле,
т.е. = 44 величину находим непосредственно из эквивалентной схемы
(см. рис. 2.31): >
7Y 7 Z>) = — =______________^214Z ос_______________
Ц IAZ22 + ZH+Z0C|(Zr + Zn))(Zn + Zoc + Zr) ~
Z21Z0C-/Z22
w ....... ... , —t
Zqc Zh + Zr
Из выражения следует, что ~ 2^) я 4Z, 2^ = оо) = О, что является
характерным признаком последовательной ООС по току. При других режимах
петлевое усиление не равно нулю:
4Z = О, Л) »-----—----;----—— « — ———;
Z22 + ZH + ZoclZr Zoc + Zn Z22 ZTC + z„
7TZ Z, = 0) =_____^21__________Zqc____Z21______Zqc
Z22 + ZocIKZu + Zr)Z0C+Zn+Zr Z22 Zoe + ZH + zr
В этих выражениях учитывалось, что в активном УЭ, как правило, 2^2» 2^,
^2 >> Zqc.
Входное сопротивление ZBx0 и выходное 2^ыхо при разорванной цепи ОС на-
ходим, полагая соответственно Zi\ = 0 и Ej. — 0:
2вх0 = Z\\ + ^>с||(^2 *" Zh) ® Zu + Zqc',
^ыхО = Zq_i + 4>cll(Zii + Z^ » Zn.
При определении коэффициента усиления по току Ка разорвем цепь ООС
левее сопротивления 2^ (точки б—б на рис. 2.31), а чтобы не изменялись усло-
вия работы выходной цепи, элементы схемы левее точек б—б заменим эквива-
лентным сопротивлением = Ztl + Z, подключенным параллельно Z^. Тогда
1 к = — =_______________z*4______________e z2i
л 4 4(Z22 + zH+zH||(Z11+zr)) z22'
68
2.5.Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
При определении коэффициента усиления по напряжению Км используем
выражение для 2^0 и К®. Тогда
К ;ZH ~-(Z2[/ Z22)ZH
. . Ux IXZ^ ZBXO /Ozn +Z0C ~ Zu -b'Zoc < '. -
Коэффициент усиления по ЭДС найдем, используя выражения для Хю и Z^:
к - - ^2^1 _ у Жо ~(^21 / ^,2z)^H ’
; / , Л Ег U,ET “°Zr+ZBX0 ~Zr + Zn +Z0C' V , >
Параметры УУ,,охваченного последовательной обратной связью по току, най-
дем, используя вышеприведенные выражения и формулы (2.36)—(2.40). Тогда
К _ КеО ~ -(^21 / Z22)Zh
e₽J + nzr, ZH) ~Zr +Zu + ZOC(1 + Z21 /Z22)’
JC ' ; ; ~Ki(rZH (. (Z21 / Z22)ZOCY
"p l + T(0,ZH)~Z11 +Z0Cl Zu+Zoc J
. ~ ~(-^21 / ^22)^H
Zu + Z^f! + Z2X t Z22}
(2.41)
^bx/> = ^bxo(1 + no, ZH)) 3 Zn + Zoc[ 1 + 1;
\ & 22 )
7 —7 Ли. Т/ 7 ~ 7 ^21 / ^22.)
& выхр — выхО Ц + 2 (Z r, и)) = Z 22
Zu + Zr + Zqc
Для оценки полученных результатов, а также с целью сравнения данного
типа ООС с другими типами целесообразно все показатели записать в единой
системе параметров, например в системе У-параметров. Учтем, что у12 = ZJ2 = 0.
Тогда из (2.6) получим Zu = 1/уц; Z>2 = 1/йг; Зн = ~У21/(УпУ22)-
Подставим эти выражения в (2.41): .х 1
w iVyuX +THZoca^yTi/yii)’;
1 + У11^ос(1 +У21 /У11) • - !Ч / ;
(2.42)
Пн ।
у _ У11_______. ,
‘ ^jT+yuZocd + y^'/yu)’ ' "л; ; ..
у -у 1 + Уц^г +У11^ос ; . -
' ‘ ‘ выхр 22 1 + Уи^г + yn^ocd + У21/Ун) •’
Для сравнения полученных показателей с теми, которые имеет непосред-
ственно ц-цепь, т.е. при исключении всех элементов цепи ООС, используем
69
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
(2.13)—( 2.17) и условие у12 - 0. Показатели p-цепи отметим индексом «ц». Тог-
да при у22 « Ун имеем
Ки» «-y2iZH;
* Угг+Ун
и _ У21 +Ун „ ~ У21 . „ ......... .
' ~ ' У11 = , У вхц — У И, У выхц ~У22>
У 22 + Ун У11
__-у 31У г ю У 21^н
. Уг+У11 (У22 +Ун)(Уг +У11) 1+У11^н’
(2.43)
Из сравнения выражений (2.42) и (2.43) следует, что последовательная ОС
по току (Z-типа) приводит:
1) к уменьшению коэффициентов передачи по напряжению и ЭДС;
2) к уменьшению выходной и входной проводимости;
*3) как и всякая ООС, к уменьшению нелинейных искажений;
4) к изменению частотных характеристик.
Влияние ОС на АЧХ коэффициентов передачи зависит от вида двухполюс-
ника Zoc. Если Zoc = то ООС вызывает расширение полосы пропускания
в сторону как верхних, так и нижних частот (см. рис. 2.25, 2.26).
При Zoc = (Лс"1 + >Сос)-1 (см. рис. 2.32, а) изменение АЧХ усилителя, ох-
ваченного ООС Z-типа, зависит от выбора емкости Сос. Если коэффициент пе-
редачи усилителя без ООС ^(ш) имеет АЧХ вида кривой 1 на рис. 2.32, б с гра-
ничными частотами сон и сов, то:
а) при Сос > 10(Яос<он)-1 получим А'ыр(со), описываемый штриховой кри-
вой 2, т.е. в этом случае цепь ООС влияет только на режим усилителя по по-
стоянному току и не влияет на коэффициент передачи в области рабочих
частот сон + сов;
б) если Сос < (ЮЛосЮв)-1, то фактически имеем частотно-независимую ООС,
при которой Xup(<D) представляется штрих-пунктирной кривой 3. В этом случае
имеет место расширение полосы пропускания: <онр < сон; ивр > сов;
в) если Сос ~ (^ос®вР) >
то получим ХиР(со), изменяю-
щийся по закону кривой 4 на
рис. 2.32, б. Из рисунка вид-
но, что кривые 3 и 4 совпа-
дают в области нижних час-
тот, а в области верхних час-
тот происходит уменьшение
сопротивления Zoc и соот-
ветственно подъем усиле-
ния, при этом АГмр(<х>) стре-
мится к Хио(«>). В результате
такого подъема АЧХ (он называется коррекцией АЧХ в области верхних частот)
происходит расширение полосы пропускания: <в'вр > «>вр. Конденсатор называ-
ется в этом случае корректирующим.
70
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
В заключение отметим, что полученные выражения позволяют не только оце-
нить влияниевнешнего двухполюсника Z» в цепи последовательной ОС по току,
но и учесть неидеальность ц-цепи. Действительно, если в ц-цепи может осущест-
вляться обратная передача энергии (с выхода на вход) через какие-либо элементы
активного четырехполюсника, то тогда последний можно представить в виде экви-
валентной схемы рис. 2.7, а, где 2^ = Z,2 * 0. Но эта схема идентична схеме рис. 2.31.
Следовательно, влияние внутренней обратной связи в реальном активном ЧП
можно учесть, если использовать выражения (2.41), (2.42), в которых вместо Zu,
Z21, ^2 и Zk с учетом (2.11) подставляются соответственно величины Zj = (Zj i -
— Z12), Z) = G%1 ~ Z12), Z3 e (Z22 - Z12) И 22 = Z>c = Zn-
2.5.2. Параллельная ОС по току
Анализ усилителя, охваченного параллельной ОС по току, рассмотрим на
примере простой скрещенной p-цепи (рис. 2.33), которая образует ОС G-типа
(см. рис. 2.11) и позволяет изменить схему включения активного усилительного
элемента. В частности, если в p-цепи использовался активный элемент, включен-
ный по схеме с общим эмиттирующим электродом (общим эмиттером для биполяр-
ного транзистора, общим истоком для полевого транзистора, общим катодом для
электронной лампы (рис. 2. 34, а, 2.34, б, 2.34, в), то использование скрещенной
р-цепи G-типа приводит к схеме включения с общим управляющим электродом
(схема с общей базой, общим затвором, общей сеткой (рис. 2.35, а, 2.35, б, 2.35, в).
Из изложенного выше можно утверждать, что внешние параметры усилителя,
собранного по схеме с общим управляющим электродом, Можно определять как
а)
2
ОБ 2
б)
Рис. 2.35 .
ОЗ 2
в
2
ОС
внешние параметры усили-
теля, охваченного опреде-
ленной обратной связью G-
тица, причем внешйие пара-
метры усилителя без ООС
(ц-цепь) определяются Для
схемы включения с общим
эмиттирующим электродом.
Для рассмотренного типа ОС удобно (см. параграф 2.3) использовать сис-
тему G-параметров, причем, как было оговорено выше, положим, что параметр
обратной передачи пренебрежимо мал, т.е. gn * 0. Тогда эквивалентная схема
усилителя с ООС приводится к виду рис. 2.36. Для определения петлевого уси-
71
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ления Т мысленно разорвем цепь в сечении а—а и зададим напряжение Ц пра-
вее этого сечения. Затем найдем напряжение слева от сечения как результат
обхода по петле. Тогда U{ = U\T, при этом -
у _ U\_ _ 1 1 _ g21
U\ gn + >г §22 + + (£11 + Уг.)-1 1 + (£22 + ZH)(gfi + Уг)
В этом выражении учтено, что§ц имеет размерность проводимости, ag22 —
сопротивления. Затем находим
= 1-----f2± —- fi-- —v
1+gll(£22 +^н) 1 + £22^11 +Уг)
При этом, как й следовало ожидать, для параллельной ОС по току имеем,
что Д4 = 0,^)=7(4,^=<в) = 0.
Определим эквивалентные парамет-
ры схемы при разрыве цепи ООС. Для
нахождения увх0 будем разрывать цепь
в сечении б—б (рис. 2.36), при этом от-
брошенную часть цепи (правее точек
б—б) заменим сопротивлением, которое
равно сопротивлению в этих точках при
замкнутой Цепи ООС. Аналогично бу-
дем поступать при нахождении увыхо,
только разрыв цепи ООС будем осуществлять в точках в—в, при этом в этих точ-
ках будем включать сопротивление, которое «видим» левее точек в—в. Тогда
УвхО ~ £11 + (£22 Т Zh)------------------gib
’ g22 + Zh
7 ' = a 4- (x, 4- a \-1 1 + g22(yr + gll) ~ .
AuxO g22 + (Уг + gn) = :------------------ “ g22,
Уг+gll
к - ^2 _ = ~£21Zh(£11 + Ут) № ~g21ZH .
- U\ = U\ 1 + (g22 + ^M;)(gll + Ут) . g22
-у-адхо
7] 1/21/17] Zh
• g21<£ll ^ Ут)^22 +^н) _____~
£21
=.-----------—:--------------———-»-----------——. (2.44)
(1 + (£22 + Zh)(£11 + Уг))0 + gll(g22 + Zh)) gll(g22 + Zh)
. При определении K& учитываем изменение полярности сигнала за счет
скрещивания на входе схемы
К -^2-~^2^1- ^иОУг
; л Ет UtET уг+увх0
. , £21Ут(£11 + Ут)(£22 + ZH)ZV .. gnyTZH
(i +(£22 + ZH)(gn +Уг))2 £22(£н+Ут)
(2.44a)
72
2.5, Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
Подставляя (2.44) с учетом выражения для Д/г, 2^) в формулы
(2.36)—(2.40), получим '
g ____________________ §21Уг^н _______ __
е₽ (§22 + ^н)(§11 +Уг)(1 + £21 /(§22 *ZH)(gn +УГ))
~g2iyr-ZH . /
(§22 + ZH)(gn + Уг) + §21 ’
. Kia «-5---:---------------------------»-----; (2.45)
§11(§22 + 2h)(1 +g21. /gll(§22 +2н)) g21 +§11(§22 + Zh)
V _ 1 + §21(§22 + Zn)(i , §21 A ,§21. >
(§22+^h) I l+§ll(g22 +^h)J §22
7" J +§22<§11 + Уг)Г< §21 L.„ . §21
Z выхр =±=---—: --------- I + -------—— « §22 +-------------’
gllUr к 1+§22(gll +2r)J §11+Уг
Выразим (2.45) через У-параметры p-цепи, используя (2.6) и учитывая, что
У12 = §12 = 0- Тогда §ц = Ун , §22 = 1/У22, §21 = “У21/У22 И ‘
Г - У21Уг^н у. К _________У21 _ У21
У21+У11+Уг Г ’ .У 21 + У11(1 + У22^() У21+У11
^ = ^0= ~У21 , У^р^уц+У21«У2Ь <2.46)
У22+ун
у _ У12<У\1 +Уг) ~У22(УИ +Уг)
7 выхр----------:
У 21 +' Ун + У г У2\
Выражения (2.46), так же как и (2.43), справедливы для любого типа УЭ,
при этом для соответствующего активного элемента в схеме включения с об-
щим эмигрирующим электродом нужно знать (или заранее определять) свои
У-параметры. В частности, для биполярного транзистора можно использовать
выражения (2.24), а для полевого или лампового триода — (2.25).
Схема с общим управляющим электродом представляет собой вариант
схемы с общим эмиттирующим электродом, охваченной 100%-ной ООС по
току, и имеет следующие признаки:
1. Полученная схема является неинвертирующей, хотя исходная схема (без
ООС) инвертирует полярность сигнала на выходе. Это можно доказать из рас-
смотрения, например, рис. 2.34, а и 2.35, а. В схеме с общей базой (ОБ) при увели-
чении входного сигнала U\ (или транзистор запирается, коллекторный ток
уменьшается, а напряжение на коллекторе Z/г растет. В схеме с общим эмиттером
(ОЭ) при этих же условиях транзистор открывается, коллекторный ток растет,
а напряжение на коллекторе падает. Осциллограммы.сигналов для этих схем при-
ведены на рис. 2.37 (7 — для ОБ, 2 — для ОЭ, 3 — входной сигнал).
2. В схеме не изменяется коэффициент усиления по напряжению и сущеен -
венно уменьшаются коэффициенты Передачи по ЭДС и току, причем послед-
ний всегда меньше единицы.
73
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.37
3. Коэффициент усиления по мощности значи-
тельно уменьшается и практически равен коэффи-
циенту усиления по напряжению.
4. Здесь среди возможных схем включения ак-
тивного элемента входное сопротивление наимень-
шее, а выходное — наибольшее.
5. В схеме за счет глубокой ООС заметно
уменьшены нелинейные искажения (К"гр <
причем с ростом Zx коэффициент гармоник умень-
шается, поскольку при этом возрастает петлевое
усиление. '
2.5.3. Последовательная ОС по напряжению
Анализ усилителя, охваченного последовательной ОС по напряжению
(рис. 2.38, а), проведем на примере простой скрещенной p-цепи (рис. 2.38, б).
Такая цепь ОС, которую можно отнести к цепям /7-типа (см. рис. 2.10), позво-
ляет изменить схему включения активного элемента. В частности, если в ц-це-
пи активный элемент включен по схеме с общим эмиттирующим электродом,
то скрещенная цепь Я-типа приводит к схеме включения с общим управляемым
электродом (с общим коллектором — для биполярного транзистора (рис. 2.38, в),
с общим.стоком — для полевого транзистора, с общим айодом — для электрон-
ной лампы). Следовательно, внешние параметры усилителя, включенного по
схеме с общим управляемым электродом, можно рассчитывать как параметры
усилителя, включенного по схеме с общим эмиттирующим электродом, при ох-
вате последнего скрещенной цепью обратной связи Я-типа.
а)
t Для такой ОС целесообразно использовать систему Я-параметров ц-цепи
(рис. 2.39), при этом, как и ранее, примем, что параметром обратной передачи
p-цепи можно пренебречь, т.е. hi2» 0. Определим для этой схемы петлевое уси-
ление Т. Мысленно осуществим разрыв в сечении а—а, зададим ток 7| справа
от сечения и найдем ток слева от этого сечения как результат прохождения
тока 7] по петле. Тогда /f “ 7j Г.. Используя эквивалентную схему рис. 2.39, по-
лучим
2^) = ______^21_________
Л Й22 + Д'н + (Ли + Zr)”’ 1 + (^22 + Уг)(Йц + ZT)
74
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
Здесь учтеног что параметр h22 имеет размерность проводимости, Ап —
сопротивления, a h2x — безразмерная величина. Из этого выражения следует
T(Zr = оо, ZH) = T(Zr, ZH = 0) = 0, что является показателем последовательной
ОС по напряжению, а также
ДО, ------ = —^1---;
1 + Ац(А22+ун) 1 + ^цУн
А21
^’^=7—Нг-----7Д “ А21.
1 + А22(Ац + Zr)
Параметры усилителя при разорван-
ной цепи ООС определяем, как уже гово-
рилось, с учетом эквивалентных сопро-
тивлений в точках разрыва. Входное
сопротивление Zixo со стороны зажимов
1—1 находим, разрывая цепь ООС в се-
чении б—б (см. рис. 2.39) и включая со-
противление Z^, которое мы «видим»
справа от точек б—б. Выходную прово-
димость Увыхо со стороны зажимов 2—2
найдем, разрывая цепь ООС в сечении
в—в и включая проводимость Ym, кото-
рую «видим» слева от точек в—в. Тогда
а
1 1 /цгЦ-цепь
2
к
*2
Рис. 2.39
ZBx0 = Ан + Z№ = hn + (А22 + Ун) 1 » Ан + 4,;
1выхо = А22 + увв = А22 + (Ац + Zr) 1 » (Ан + ZJ 1
к = К = — = А21Ун а А21ун(Ац + Zr).
Ю ,₽ Л А22+ун +увв 1+y„(Au +Zr)’
(2.47)
- _U2 _U2I\I2 , 7 ч r _ ~A2]Zh(Ah +
•uO — Tr — T r~7~T' ~ \ вхОЛ1О — ™ т
U\ IiUxh ' (An +Zi + ZH)(An + Zr)
„ _u2 _и2их „ ZBxQ _ -A2iZh(Ah + Zr)
Ле0---7; rr ё ~ Л"° "7 7 . r, „ k2’
+ ^вхО (An + ZT + ZH )
Параметры усилительного каскада при замкнутой цепи ООС определим
при подстановке (2.47) в (2.36)—(2.40) с учетом-выражения для Z„):
_______________A21ZH(An + Zr) ____________и Ац + .
е₽ (Ан +Zi+ ZH)2(1 + A21Z„ / (Ан + Zr + ZH)) ~ Ан + Zr + ZH ’ ’
(2.48a)
= A21Zh(Ah + Zf)(l + A2|Zh / (Ац + Zr)) =; Ац + Zr
P (Ац + Zr + ZH)(An + Zr) Ац + Zr + Zh
75
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
В (2.48а) изменен знак коэффициентов передачи, поскольку, как видно из
рис. 2.38, в, определяется выходное напряжение не в точке 2 относительно
2', а наоборот. Соответственно = Ци. =
• Zbxp = ZbxoO + 7*(0> Zh)) = bn + ZH(1.+ A^|);
v 2 п/т/7 w 1 + h2i (2.486)
hu + Zr .
Выразим (2.48) через У-параметры, учитывая на основании (2-6), что при
Лп = Уп = 0 имеем йп = 1/уп, Л22 = у22, h2i = у21/Ун- Т^гда "
„ _ l+ynZr „ •_ y2t 7 vOii +>гМ \ :
l + yu(Zr+ZH) У21 +Уи +Ун (У11 +Уг)Ун +УгУ11
Г ' г _У21 (У11 +Уг)Ун .
л;0 = А,р---------------------,
• Ун (Уп +Уг)Уи + УгУ11 ' ‘ '
v _Уг(У11 +У21) .. У21Уг . V У11Ун Ун
1 выхр------: ~~ > * вхр-------- ;
У11+Уг Уп+Уг Ун+У11+У21 1+У21^н
(2.49)
Обобщая приведенные выше результаты, можно сделать следующие выводы:
1) схема с общим управляемым электродом является неинвертирующей
(см. рис. 2.38, в);
2) в схеме не изменяется коэффициент передачи по току, но существенно
уменьшаются коэффициенты передачи по напряжению и ЭДС, причем эти ко-
эффициенты не превышают значение 1,0; коэффициент передачи по мощности
существенно уменьшается и практически равен по величине коэффициенту пе-
редачи потцку;
3) из всех схем, включения эта схема обеспечивает наибольшее входное
и наименьшее выходное сопротивление, что позволяет эффективно использо-
вать ее в качестве трансформатора сопротивлений, в частности при работе
с низкоомной нагрузкой;
4) в схеме существенно ниже нелинейные искажения, причем коэффици-
ент гармоцик Арр уменьшается с уменьшением сопротивления генератора ZT,
поскольку при этом растет петлевое усиление;
5) ввиду дога-что сигнал ы на входе и выходе схемы 'Практически .одинаковы
по напряжению и синфазны, схема с общим управляемым электродом называ-
ется также повторителем напряжения (соответственно эмиттерным, истоковым
и катодным). .
2.5.4. Параллельная ОС по напряжению
Анализ усилителя с параллельной ОС по напряжению выполним для слу-
чая, когда p-цепь состоит из одного двухполюсника с сопротивлением Zx =
=1/уос (рис. 2.40, а). Для такой ОС, которую можно отнести к ОС У-типа, це-
лесообразно использовать систему У-параметров, при этом, как и раньше, бу-
дем полагать, что активный четырехполюсник (ц-цепь) имеет пренебрежимо
76
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
малую проводимость об- а) ц-цепь
ратной передачи, т.е. у12 «
« 0. В этом случае экви-
валентная схема усилите-
ля имеет вид рис. 2.40, б.
Определим петлевое уси-
ление усилителя из ра-
венства U{ = Ut Т, где Ui —
напряжение справа от се-
чения а—а, которое счи-
таем исходным, a U{ — слева от сечения а—а, которое получается при обходе по
петле. Тогда
ДЛ, 4.) = = — --------------------------zj-тт -1 -У-г-^-_т «
У22 +У11 +(Zoc +(уг + ун) ) Zqc + (У г + У11)
У 21
б)
а
Р-цепь
Рис. 2.40
F22U
,В
7L
Ун
б В
(Ун +>>r)(l+Ун^ос) + Ун’
Отсюда Д2^. = 0, Z^) = 7(Z^, ZH = 0) = 0, что является характерным призна-
ком параллельной ООС по напряжению. При этом
Д4 ° «>, Z») « - У1 ------Д4,2н = «)«-^1—.
Ун +У11(1 + ^осУн) У11 +Уг
Параметр Увхо определим, разрывая цепь ООС в сечении б—б (см. рис. 2.40, б)
и заменяя отброшенную часть (правее точек б—б) эквивалентным сопротивле-
нием 2бб- Параметр Увых0 определим, разрывая цепь ООС в сечении в—в; отбро-
шенная часть (левее точек в—в) заменяется сопротивлением Z^. Тогда
4хб = Уп + — =У11 +(Zoc +(У22 +Ун)-1)-1 «Ун +:—;
Z66 1 + z осУ н
УвыхО=У22+~-=У22+(^ос+(У11 + Уг)-1) 1 —7" У"------г-
zm 1 + ^ос(У11 +У.Т)
Аналогично поступаем при определении параметров Км, Кю, К&.
z , Х-1
Kuq = -у 21 У 22 + У н * у— I ------угу у—т--------у ’
k Zm) Ун' +(У11 +Уг) / (1 + ZocChl + Уг))
к _ Л _ Л _ Ku0 _
Л/0Тг~~гГ~т Ун-------------
/2 U2U\ 1\ Увхо
_У21УнО + ^ос(у 11 + У г ))(1 + Z^yн ).
(2.50а)
-У 21
(2.506)
011 + Ун-Ун^осЛЧООи Or +Ун + Ун^ос(У11 Ог))’
г _ V Ут “У21Уг(УОс +У11 +Уг)(Уос +Ун)
л еО ~ ли0 2 •
Тг+УвхО О'осО'11 Or ОнЭОнОЧ! Ог))
77
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Затем, используя общие формулы (2.36)—(2.40) и подставляя туда (2.50),
определим параметры усилителя при замкнутой цепи ООС:
*ир = *и0; Гвхр = ГвхоО + Т(«>, ZH) = yu + «уп +
1 + ^осУн Уос + Ун
Т^выхр — ^ВЫХоО + T(ZT,
оо) - -У*1 + + У21
1 +'Z0C(y11 + уг)
У21Уос
Уос +У11 +Уг ’
V _ ^i0 ~ ^|0(У11(1 + ^осУн) + Ун)
ЛФ -;—“-----------------------------
1 + Т(оо, Z„) У21
_ Ун(1 + ZocCfh + уг))(1 + 7осУн) < „
“ /1 /у z w ~1 + ^осЛ1
У11 +Уг + Ун(1 + ^ос(У11 + Уг))
(2.51)
к кей „~Уг(1 + ^ос(У11 +Уг))(1 + ^0Сун)
l + T(Zr,ZH) Ун+Уг+Ун(1 + З’осСУп+Уг))
~ УгО + ^осУ н) _ У г(1 У OcZH )
Ун Уос ’
Из приведенных выражений можно сделать следующие выводы:
1) при охвате параллельной ОС по напряжению усилитель остается инвер-
тирующим; '
2) уменьшаются коэффициенты передачи по ЭДС, току и мощности, прак-
тически не меняется коэффициент передачи по напряжению;
3) входное и выходное сопротивления уменьшаются;
4) нелинейные искажения уменьшаются, причем с ростом Zx коэффициент
гармоник падает (йоскольку при этом растет петлевое усиление).
В заключение отметим, что проведенный анализ позволяет не только
учесть влияние внешнего двухполюсника Zoc, включенного в цепь параллель-
ной ООС по напряжению, но и оценить отличие идеальной ц-цепи от реаль-
ной, когда в ней нельзя пренебречь влиянием обратной передачи энергии.
В этом случае yt2 * 0 и эквивалентная схема ц-цепи имеет вид, показанный
на рис. 2.7, б. Но эта схема идентична схеме на рис. 2.40, б и отличается толь-
ко обозначением элементов. Следовательно, для расчета параметров реаль-
ной p-цепи можно использовать выражения (2.51), в которые с учетом (2.12)
вместо У11,у2],у22 и Zoc надо подставлять соответственно = (Уп + У1г)> 1о = ,
— (У21 “ У12), Z3 = (у22 + У12) и К2 ~ 1/ZOC= У12- В качестве примера воспользу-
емся эквивалентной схемой рис. 2.8, б для электронной лампы (для полевого
транзистора — аналогично), в которой Yj = J<oCCK, Y2 = J®Cac, Y$ =j(aCaK +
+ 1/J?„ Уо = S. Здесь Сск, Сас, Сак — емкости между электродами соответ-
ственно сетка — катод, анод — сетка и анод — катод, — внутреннее сопро-
тивление, S— крутизна. Используя (2.51) для определения, например, вход-
ной проводимости, получим
Гвхр “J®Сск *"J®Cac(l + S/yH) 7®(Сск + Сас(1 + Ки)) 7®Свхр.
78
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
Как видно из полученного выражения, за счет внутренней обратной связи
через емкость Сас может существенно возрасти входная емкость лампы. Это яв-
ление, особенно проявляющееся при больших значениях Ки в триодах, получи-
ло название эффекта Мюллера. 1
2.5.5. Альтернативные варианты анализа
Рассмотренные в данном параграфе варианты построения УУ с различны-
ми типами ООС соответствовали регулярным соединениям и p-цепей, по-
этому они могут быть рассчитаны также и цо методике параграфа 2.3. Так, для
схемы УУ с последовательной обратной связью по току (см. рис. 2.31) целесо-
образно p-цепь описать матрицей Z-параметров, где все элементы равны Z^.
Тогда результирующие параметры такого последовательно-последовательного
соединения четырехполюсников (см. рис. 2.13 и (2.29)) описываются Z-матри-
цей с элементами zup = Zn + 20С; Znp = 2^; Z21, = Z21 + 2^; Znp = Zn + Z^.
Пересчитав эту матрицу в эквивалентную У-матрицу [см. (2.7)] и используя
общие формулы (2.13)—(2.17), находим результирующие внешние параметры
усилителя. Нетрудно показать, что полученные выражения будут соответство-
вать (2.42).
Для УУ с параллельной ОС по напряжению (см. рис. 2.40) p-цепь удобно
описать матрицей У-параметров, где уп = у22 = у)2 = У21 = “Уос; Уос = 1/3>с-
Соответственно результирующие параметры такого параллельно-параллельно-
го соединения (см. рис. 2.12 и (2.28)) описываются У-матрицей:
уиР = Ун + Уос; Упр - -Уос; У2\Р = У21 - у<ю; У22Р = У22 + Уос-
Внешние параметры такого усилителя определяются непосредственной
подстановкой результирующих параметров в (2.13)—(2.17).
Скрещенная p-цепь, которая применяется для формирования схемы с об-
щим управляющим электродом (см. рис. 2.33, 2.36) или с общим управляемым
электродом (см. рис. 2.38, 2.39), описывается матрицами G- или //-параметров,
которые равны [1, 37] * ..
Для расчета параметров, например, схемы с общей базой (ОБ), сначала
находят G-параметры ц-цепй, Включенной по схеме с общим эмиттером
(ОЭ), затем определяют результирующие G-параметры: I G% = | GI и +1 6%.
Далее, используя формулу пересчета (2.8) и формулы (2.13)—(2.17), рассчиты-
вают внешние параметры схемы ОБ. Аналогичная методика применяется и для
расчета, например, схемы с общим коллектором (ОК); только здесь суммируют
Я-параметры ц- и р-цепей, а потом используют формулы пересчета (2.7).
Более изящный способ определения параметров усилительного, элемента
(УЭ), включенного по схеме с общим управляющим или управляемым электро-
79
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
дом, основан на использовании так называемой неопределенной матрицы УЭ.
Эта матрица определяется по общим правилам [37], когда УЭ рассматривается
как трехпрлюсник, к зажимам (электродам) 1, 2 и 3 которого приложены, на-
пряжения U\, U2 и U2, измеренные относительно произвольно выбранной «зем-
ли» — базисного узла. Система уравнений узловых напряжений для такой цепи
имеет вид
h — Уцбб + У12^2 +
А= У21 U\ + у22 U2 + Угз
h = Уз1 Ux + y22U2 + y22U2,
(2.52)
где Ij (j = 1, 2, 3) — ток, втекающий (или вытекающий) кJ-му зажиму; проводи-
мость уд численно равна отношению тока Ij к напряжению. Uk (к = 1, 2, 3) при
условии, что остальные зажимы заземлены: уд “ Ij/Uk при условии, что только
64*0.
Матрица (2.52) из элементов уд имеет размерность 3x3, поскольку ни один
из узлов трехполюсника не имеет нулевого потенциала. Для такой матрицы ха-
рактерно то, что сумма проводимостей в любой у-й строке и в любрм к-м столб-
це равна нулю, т.е. . ,
3 3
(2.53)
Jt=l /=1
Доказательство (2.53) основано на использовании первого закона Кирх-
гофа, согласно которому сумма токов, входящих во все узлы изолированной
цепи, равна нулю (Л + I2 + = 0) при любых значениях напряжений U\, U2
и U2. Например, если U\ * 0, а 64 = Щ = 0, то, сложив уравнения (2.52), по-
лучим /] + 12 + 13 = 0 “ 66 (ун + У21 + Узд- Следовательно, (ун + у2) + Уз1) = 0,
что совпадает с (2.53). Если в любой строке (или столбце) выражения (2.52)
известны (или измерены) только две проводимости, То третью легко опреде-
лить на оснований (2.53). Напримрр, yt2 - т(уц + у)3); у22 = -(у^ + уз2) ихя.
Выражение (2.52) нетрудно трансформировать для анализа трехполюсника,
когда один из узлов, напримеру-й< становится опорным (общим). В этом случае
Uj — б й система уравнений трехполюсника описывается матрицей, проводимос-
тей вида 2 х 2, которая получается из (2.52) вычеркиванием /-го столбца и у-й
строки.
Применим неопределенную матрицу для описания, например, биполярно-
го транзистора (ВТ), у которого узел 1 — это база, 2 — коллектор, 3 — эмиттер.
Соответственно 1\, 12 и /3 — это базовый, -коллекторный и эмитгерный токи.
Очевидно, если узел 3 заземлить, то получим матрицу Проводимостей для схе-
мы с общим эмиттером (ОЭ), которую обозначим
I У)
I 1 « ОЭ
У11 У12
У 21 У22
(2.54а)
80
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС
Выразим через эти проводимости остальные элементы неопределенной
матрицы БТ, используя (2.53). Тогда получим
Б К Э
У и У12 -(У11+У12) Б
|К|бт = У21 У22 “(у 21 + У 22) К . (2.546)
- (У11 +У21) ~(У12 + У22) У11 + У12 + У 21 + У22 Э
Применяя матрицу (2.546) и зачеркивая в ней первую строку и первый
столбец, получим матрицу проводимостей схемы с ОБ (1/б = 0)
У22; -(У21+У22)
~(У12 + У 22)i У11 + У12 + У 21 + У22
(2.54в)
Зачеркивая в (2.546) вторую строку и второй столбец, получаем матрицу
проводимостей для схемы с общим коллектором ((7К = 0):
I ок ~
Уп -(У11+У12)
-(У11+У21) У11 + У12 + У21 +У22' '.
(2.54г)
Зная матрицу У-параметров для схемы ОБ или ОК, далее непосредственно
используют выражения (2.13)—(2.17). Например, для схемы с общим коллекто-
ром, используя (2.54г), имеем' '
F _ У21.ОК _ "(У11+У21) ~ У21+У11 < У21 .
Л«.ок ~ - — - ~ ~ ,
?22ок+Ун (У11. + \У12 +У21 +У22/ + Ун У11 + У 21 + У н У21+Ун
у У21.ОК -У12,ок _ „ (У11 +У12)(У11 +У21)
гвх.ок ~ Уп.ок----------~ У11 “7-----------------7--— ~
У22ок+Ун (У11 + У12 + У21 + У22> + Ун
= У11(У22 + Ун)~У12УП а УиУн
У11 +У12 +У21 +У22 +Ун У11+У21+Ун
Сравнивая эти выражения с (2.49), можно убедиться в их близости.
Отметим, что в общем случае выражения, (2.54) пригодны для описания
различных схем включения полевых транзисторов и электронных ламп. Осо-
бенно они удобны при описании составных УЭ, полученных путем различных
соединений нескольких БТ. Распространенным является, например, соедине-
ние типа ОК—ОК двух однотипных транзисторов (схема Дарлингтона), когда
объединяются коллекторы двух транзисторов, а эмиттер первого БТ непосред-
ственно соединен с базой второго БТ. Для такой схемы целесообразно сначала
найтй результирующие параметры составного транзистора по схеме ОК, а по-
том воспользоваться неопределенной матрицей трехполюснйка, если состав-
ной транзистор применяется в другой схеме включения.
В заключение отметим, что эквивалентность различных методов анализа
рассмотренных соединений четырехполюсников сохраняется только в рамках
линейной модели УУ. Для оценки нелинейных искажений различных вариан-
тов построения УУ более эффективен и нагляден метод анализа на основе об-
щей теории обратной связи.
1
81
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
2.6. Электрические схемы усилительных каскадов
Стабилизация режима работы каскада по постоянному току для- типового
варианта показана на рис. 2,41, а. Потенциал базы транзистора VTопределя-
ется делителем из сопротивлений и R&, через которые проходит ток де-
лителя 4 =---—-----. Ток 4 выбирается в 5—10 раз большим, чем базовый
Лб] + R&2
ток транзистора 7б. Стабилизация коллекторного (эмиттерного) тока обеспе-
чивается за счет сопротивления Дэ, которое является элементом цепи ООС
Z-типа. Его величина определяется из выражения Яэ = = ^2-, где U5,
иэ и и6э = IJ6 — U3 — постоянные напряжения на электродах транзистора (ба-
зе и эмиттере), 13 — эмиттерный ток транзистора в точке покоя. Исходя из
места включения каскада в многокаскадном УУ и уровней переменного сиг-
нала на выходе, обычно задают <7КЭ» (0,3—0,5)£к, » (0,2—0,4)£к, при этом
Urk “ - UK = Ек - (U3 + икэ) » (0,2—0,4)£к. Выбирая по вольт-амперным
Рис. 2.41
характеристикам тран-
зистора рабочую точку
(покоя) и соответствен-
но 1$, /к « Г3, и UK3
(см. рис. 2.9) и задавая
значения U3, из приве-
денных выше соотно-
шений рассчитывают-
ся элементы Лб1, R&,
' R3 и Як. Увеличение от-
носительной стабиль-
ности коллекторного
тока 8/кр, возникающее при охвате цегйью ООС, определяется выражением
(см. параграф 2.4): '
где 81к0 — относительная стабильность коллекторного тока без цепи ООС,
— петлевое усиление по постоянному току, определяемое из выраже-
ния для T(ZT, Zh) (см. пояснения к анализу схемы рис. 2.31) при подста-
новке Zoc = R3t ZT — Rs *= (/?5il l Лез):
Т ~ У2\Е3____
; 1 + УЦ(ЛЭ + ^б)
Относительная стабильность коллекторного тока возрастает в десятки раз.
Чтобы ОС не уменьшала коэффициент передачи по переменному току, сопро-
тивление R3 блокируют конденсатором большой емкости С3, подбираемой
82
2.6, Электрические схемы усилительных каскадов _
i:'
1 из условия —--< R3. Входное сопротивление по переменному току в такой
схеме определяется с учетом (2.42) выражениями
n _ ( р 11 р \. р — i У 11^(1 + у 21 / У11)
лВх (Лб11 лвхр), Лвхр ' •
Ун
При включении конденсатора Сэ с большой емкостью можно полагать Zs =
= Zoc » 0, 7?вхр = 1/уц. Как видно из последнего выражения, сопротивление де-
лителя 7?б существенно уменьшает общее входное сопротивление каскада по
переменному току. Выходное сопротивление каскада по схеме рис. 2.41, а опре-
деляется на основании (2.42) при условии, что 2^ = Д]| Rq и Z^ = 0. Раздели-
тельные конденсаторы Ср1 и Ср2 в схеме рис. 2.41, а выбираются из условия, что
их сопротивления в рабочем диапазоне частот много меньше соответственно RT
и R„. При использовании в качестве цепей связи разделительных трансформа-
торов Т] и Т2 (см. рис. 2.41, б) схема стабилизации транзистора VTсохраняется
прежней. За счет конденсатора Сб, емкость которого удовлетворяет условию
(сонСб)-1 « Лб, устраняется влияние базового делителя на входное сопротивле-
ние схемы по переменному току.
Для стабилизации не только коллекторного тока, но и напряжения на кол-
лекторе транзистора дополнительно используется параллельная ОС по напря-
жению (рис. 2.42, а). Чтобы исключить влияние цепи ООС на работу каскада
по переменному току, приходится усложнять схему (рис. 2.42, б), вводя доба-
вочные резистор й конденсатор С5л, выбираемые из условия R'6l + Лб1 = Лев
—~В такой схеме (она называется схемой эмиттерно-коллекторной
юнСбл
стабилизации режима) по переменному току входное сопротивление транзис-
тора шунтируется сопротивлением R$ — R$2 11 R&, а сопротивление нагрузки —
сопротивлением R’K = Як| (Лщ • При наличии трансформаторных межкаскадных
цепей (см. рис. 2.42, в) и использовании блокировочных конденсаторов Сби Сэ
сохраняется схема коллекторно-эмиттерной стабилизации по постоянному то-
ку, но исключается влияние элементов Jfo, R§2 и RK на режим работы по пере-
менному току.
Рис. 2.42
83
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
2.6.1 . Усилительный каскад по схеме с общей базой
Для стабилизации режима по постоянному току используется типовая схе-
ма эмиттерной стабилизации (см. рис. 2.43, а), описанная выше. Чтобы устра-
нить влияние цепей стабилизации на работу схемы по переменному току, включают
блокировочный конденсатор емкостью где R§ = (7?eil IRfc)- Входное
сопротивление 7?вхр схемы ОБ, рассчитываемое из (2.46), шунтируется эмитгер-
ным резистором R3, в силу чего результирующее входное сопротивление схемы
становится равным
•^вх ~ (^вхр! I Д») ® (Дэ 11У 21 )•
Рис. 2.43
Выходное сопротивление определяется из (2.46) при условии, что Zr =
= (Яг| I R3). На рис. 2.43, б показан вариант схемы ОБ по переменному току, где
используется коллекторно-эмиттерная стабилизация по постоянному току, здесь
«режимные» элементы R§\, R^, RK, R3 не влияют на показатели схемы ОБ за счет
включения конденсаторов Сэ, С5.
2.6.2. Усилительный каскад по схеме с общим коллектором
Стабилизация режима по постоянному току выполняется типовой схемой
эмиттерной стабилизации (рис. 2.44, а), при этом блокировочный конденсатор
1
с емкостью Сбл] >>------ и резистор RK могут отсутствовать. Расчет параметров
Рис. 2.44
84
2.6. ЭлекТричё^кие схемы усилительных каскадов
по переменному току проводят по формулам (2.49), в которых полагают 2^ =
= (Яэ 11 я„); 4 = (Яг 11 Я,); лвх = (Яд 11 явхр).
.; Поскольку высокое входное сопротивление схемы ОК ЯхР существенно сни-
жается за счет делителя Яду, Яб2, в ряде случаев предпочтение отдают схеме
рис, 2.44, б, которая по сравнению с предыдущей дополнена резистором Ябз и кон-
денсатором О„. Емкость последнего выбирается из условия ——- « (Я^й I Ядг)-
сонСд
В этом случае резистор Ябз находится под напряжением (/бз = Ux — U2, в резуль-
тате чего ток 4з, потребляемый цепью делителя от источника сигнала, стано-
вится равным /б3 = ~^2. Эквивалентное входное сопротивление базовой це-
Я®
пи для тока сигнала возрастает от величины Яд = (Я®| I Яб2) до величины Rm§.
R = - ^63 _ ^63
; BX'6 Z®. \ -и2/их \-к^
В схеме ОК А^р близко к 1,6, поэтому Явх б » R&. В результате входное сопро-
тивление всей схемы Я^ приближается к своему предельному значению R^. При
расчете такой схемы по формулам (2.49) можно принимать 2^ = (Яэ|1 Ян), 2^ — Rr.
Аналогичная идея реализована в схеме рис. 2.44, в. При отключении кон-
денсатора Сд высокое входное сопротивление эмиттерного повторителя на
транзисторе К72 оказывается подключенным по переменному току параллель-
но сопротивлению RK = RKi + Як2. В результате не удается обеспечить высоко-
омную нагрузку для схемы ОЭ на транзисторе КП. При подключении конден-
сатора Сд сопротивление коллекторной нагрузки транзистора VT1 становится
равным Ях «» Як, что приводит к соответствующему росту коэффици-
1 -
ента передачи схемы ОЭ.
2.6.3. ООС в двух- и трехкаскадной усилительной секции
При построении многокаскадных1 УУ в качестве отдельных каскадов часто
применяют унифицированные секции, содержащие 2—3 транзистора, включен-
ных по схеме с непосредственной связью. Каждая секция по постоянному току
независима друг от друга за счет применения разделительных конденсаторов. На
рис. 2.45, а, б приведены примеры усилительной секции, содержащей два транзис-
тора (усилительная «двойка»). Рис. 2,45, а соответствует схеме ОЭ—ОК (общий
эмиттер—общий коллектор), первый каскад охвачен местной обратной связью
(Яд , С,). Цепь общей обратной связи (параллельная по напряжению) содержит ре-
зисторы R’oc, R',^ и конденсатор Сбд. За счет резистора Як обеспечивается стаби-
лизация по постоянному току., Влияние общей ООС на работу секции по пере-
' 1
менному току устраняет конденсатор С^, выбираемый из условия——— « Я^,
сонСбд
где R'w » Яч, а ЯоС » — • При расчете этой схемы по переменному току полага-
Уи
85
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ют, что сквозной коэффициент передачи по напряжению К12 равен произведению
коэффициентов передачи первого (Я,) и второго (К2) каскадов: Ki2 = К\К2. Величи-
на Кх для схемы ОЭ определяется по формулам (2.13)—(2.17) или (2.43) при усло-
вии, что Rr\ = Rr Ij а Ян] « Як]. Величина К2 для схемы ОК определяется из вы-
ражений (2.49) при условии Rv2 = RK\ и Rh2 = R& || R„ || R'oC.
Рис. 2.45
Усилительная секция, показанная на рис. 2.45, б, построена по схеме
ОЭ—ОЭ, где каждый транзистор охвачен цепью местной ОС (R3i, СЭ1 и R&,
Сз2), а секция в целом — общей ОС (последовательной по напряжению) за счет
резистора R^. Общая ООС стабилизирует только режим по постоянному току,
поскольку передача переменной составляющей по петле ОС устраняется кон-
денсатором Сэ]. По переменному току эта схема может быть рассчитана двумя
способами.
По первому разбиваем схему на два каскада и расчет начинаем со второ-
го. Коэффициент передачи К2 для схемы ОЭ определяем при условии Rh2 =
= Як2 ||ЯоС ||ЛН, RTi » Лк.- Коэффициент передачи К\ для схемы ОЭ первого
каскада находим при ЯН1 = ЯК1 ||Явх2, ЯГ1 ~ II ^62II R?- Формулы дляфасчета
приведены в (2.43).
По второму способу определяем сначала собственные У-параметры 1- и 2-го
каскадов I У'| и | У"|, при этом параллельное соединение резисторов R^i и R^ учи-
тываем при расчете у 22, резисторов R$\ и R& — при расчете у ц, а сопротивление
ЯК1 включаем в состав или у 22 или у |'j. Затем рассчитываем матрицы I А'|, I А"|
и | А12| = I А'| | А"|, используя материал параграфа 2.3. После этого определяем
эквивалентные У-параметры секции | У]21 и далее цо формулам (2.13)—(2.17) все
Рис. 2.46
рабочие параметры схемы.
Вариант трехкаскадной усили-
тельной секции, построенной по
схеме ОЭ—ОЭ—ОЭ, приведен на
рис. 2.46. Здесь цепочки Я^, С3{, R&,
С)2, Яэ3, 0)3 обеспечивают местную
стабилизацию транзисторов У71—VT3
по постоянному току, а за счет резис-
тора /?ос обеспечивается общая ООС
(последовательная по току) также по
постоянному току.
86
. 2.7. Мостовая обратная связь
. По переменному току такая секция рассчитывается по аналогии с предыду-
щими вариантами, при этом параметры 3-го каскада определяются при условии
Янз = Ян II RK3 иЛз = Кз, 2-го каскада - при = Лк2 II ЛвхЗ и Лг2 = Лкь 1-го
каскада - при ЛН1 ЛК1|| и АГ1 = Лг |[Л1 II/аз-
2.7. Мостовая обратная связь
Рассмотренные выше варианты построения УУ с различными типами ООС
соответствуют регулярным соединениям ц- и p-цепей, поэтому они могут быть
рассчитаны несколькими способами. Однако во многих случаях соединения ц-
и p-цепей не являются регулярными, а их анализ возможен только методом
эквивалентных схем на основании общей теории обратной двязи. Именно та-
кая ситуация характерна при использовании мостовых обратных связей.
Мостовые ОС применяются в многокаскадных усилителях МСП, включенных
последовательно с высокоизбирательными фильтрами, у которых частотные харак-
теристики сильно изменяются при «уходе» входного и выходного сопротивлений
усилителя от его номинальных значений. Для этого есть следующие причины:
1. При использовании обратных связей G-, Z-, Y-, Н- типа, как показано
в параграфе 2.5, Z^p и Z^p всегда зависят от петлевого усиления, а значит, и от
коэффициента передачи ц-цепи усилителя. При изменении режима работы
усилителя по постоянному току (при изменении питающих напряжений, старе-
нии элементов и т.п.) будет изменяться коэффициент передачи ц-цепи, поэто-
му нельзя обеспечить высокую стабильность Z^p и ZBblxp.
2. Усилители МСП должны компенсировать затухание в линии связи, пара-
метры которой меняются из-за температуры, метеоусловий и других факторов.
Поэтому в усилителях МСП должна производиться автоматическая (или ручная)
подстройка АЧХ, которая осуществляется в p-цепи. При ее подстройке также из-
меняются Zbxb и Zbuxp усилителя, если ОС относится к G-, Н-, Z- или У-типу.
Из сказанного следует, что
в этих условиях целесообразно
использовать ОС смешанную
(по выходу) й комбййи^овай- zr
ную (по входу) (рис. 2.47). Прй
такой ОС петлевое усиление .
не обращается в нуль ни в ре- Е$-
жиме КЗ, ни в режиме XX по
входу и выходу. Следователь-
но, на основании (2.37), (2.38)
Рис. 2.47
2и
имеем
:0 ^вхО
i + no,z„)
X + T^Zj
2"выхр ^выхО
l + T(Zr,O)
l + T(Zr,a>)’
где петлевое усиление (см. рис. 2.47) равно
Т = W35*56*62 = ф(^, ZJ,
87
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Zbxo и 2вЫХо — входное и выходное сопротивления усилителя с учетом сргласую-
щих устройств, но при разорванной цепи ООС (правила разрыва цепи ООС по-
яснялись в параграфе 2.5). / .
В этой схеме активный четырехполюсник (ц-цепь) характеризуется своим
входным ZBX^ и выходным сопротивлениями и зависимым генератором то-
ка 13 = y0U2, где у0 имеет смысл проводимости прямой передачи. Тогда
к62 = и2/и6-, к23 = h/и2 = Уо; к33 = и5 /13, Кц = и6 /и5 = р0.
При этом от сопротивления Zr зависит только коэффициент передачи Кб2>
а от сопротивления Z„ — только.Аде. Тогда при I Т| » 1 получим
7 7 T(Zr =0,ZH) K62(Zr =0).
^вхр ~ вхО —
T(ZT=<n,ZH) K62{Zr^w)
' ~ T(Zr,ZH =0) _7 K35(ZH=0)
4.ЫХР « ZBbIxo r(Zr>ZH =db) - АыхО ^5(Zh =oo)-
Из этих выражений следует, что при использовании комбинированных ОС
действительно Ар и Aixp не зависят от коэффициента передачи ц-цепи и изме-
нений ее параметров. Чтобы они не зависели и от изменений p-цепи, достаточ-
но потребовать выполнения, условий
' К62(^ = 0) = К62(^ = а>); К35(А = 0) = К35(4. = «>). (2.55)
Если коэффициент передачи К^2 не изменяется при больших изменениях Z
в сечении 1—1, следовательно, не изменяется и сопротивление в сечении 6—6,
т.е. стык с p-цепью. Тогда можно утверждать, что по свойству взаимности пас-
сивной цепи в этих-условиях изменений сопротивления в сечении 6—6, вызван-
v = 0Y = (-^вхи ||zo) 1
2 (АхИ II Zo) + (zij z2y
ного p-цепью, не изменит со-
противление в сечении 1—1, т.е.
Ар. Определим, каковы долж-
ны быть элементы z\, Z2,Zo и ^i,
И2, Zq (см. рис. 2.47), чтобы вы-
полнялись условия (2.55). Для
этого проведем опыты КЗ и XX.
В режиме КЗ и XX в сечении
1—1 (см. рис. 2.48, а, 2.48, б)
имеем
..-Д— :
Z\ + -^вхц
Тогда, используя (2.55), получим
(?bxh||Zq) _ ZBx)1
(Axgllzo) + (zi|z2)
88
Г'
2.7. Мостоваяйбратная связь
Разделим числитель и знаменатель левой части уравнения на || zo, а пра-
вой части — на ZBXg. Тогда получим
п-1
Zbxh
(*111*0 z\
> Ртсюда У А.
(ZBXp || Zo) Лвхц
1 + ZBX, I zo _ j
1 +
Сократим левую и правую части уравнения на Zi/Z^. Тогда
откуда следует
Z]Zb = Z2-Zbxh ИЛИ Zx/Z2 = Zb^Zq. (2.56)
Выражение (2.56) представляет собой условие баланса мостовой схемы, об-
разованной элементами Zo, Zi, z2, Z^- Для увеличения коэффициента передачи
£12 (см. рис. 2.47) надо, чтобы zo « Тогда из (2.51) следует z2 « Zj. Вход-
ное сопротивление усилителя в сечении 1—1 определяется из рис. 2.47 с уче-
том (2.56):
7 = (Z1 + Z2)(ZBX)l +Zp) = Z2O + Z1 / Z2)(^Bxg + Zo)
Х₽ . Zi + Z2 + ZBX)t + Zo Z2(l + Zi I Z2) + Zo(l + ZBXIl I Zo)’
Сократим числитель и знаменатель на величину 1 + Zi /?2 ~ '1 + ZBXg/zb
[см. (2.56)]. В результате получим ’
7 _ ^хи + Zo
^вхв Z2
Z2+Z0
(2.57а)
Используя аналогичные преобразования, можно получить и другие вариан-
ты записи З^иф, а именно:
(*1 + ^2)^вхц _ Z,(ZBxtl + Zp) _ (zi + Z2)Zo (2 576j
Zi + Zbxh Zi + ZBX)l Z2 + Zo
Параметры выходного согласующего шестиполюсника рассчитывают по
аналогичной методике. При этом вместо (2.56) имеем
. ^выху (2.58)
' Zo Z2
Выходное сопротивление усилителя в сечении 4—4 (см. рис. 2.47) равно
^7 i \ II / ”7 1 . \ (.Z1 "Ь Z 2) Zt
~выхр Ui + Z2) II \^ВЫХЦ <0/ = : =
Z1 + выхц
_ ZiC^bxh + Zp) _ (zi + Z2)zp (2 59)
Z] + ^bxji Z2 *" Zo
Для определения остальных параметров усилителя по схеме рис. 2.47 найдем
предварительно коэффициент передачи £35 = ty/Iy При этом положим, что
89
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
P-цепь согласована по входу 5—5, т.е. ее входное сопротивление z$ равно сопро-
тивлению схемы правее сечения 5—5. Тогда, принимая, что Ztt - <ю, получим
а - (z^, + zi)|te; me а. / + &
‘ ' 1 1 + а " z™^ + Z1
Напряжение £75 и Х35 определим из схемы рис. 2.49, 4:
к = £1 = — ^z^(Z5l(z’o + Z1))
h h -^выхи +z'i + (z5|(zo + Z2))
_ -^выхц a _ ^.выхц Zi _ Zi Z0
2(1 + a) 2(Z] + z'l) 2(zi + z'2)'
Коэффициент передачи между точками 3 И 4 опре- ,
делим по схеме рис. 2.49, б, полагая режим ХХ со сторо-
ны p-цепи и учитывая (2.58):
к = *^- = -I к'1 + + Z2 + -Zh) =
h h 2выхм +Z0 +CZh||W + Z1))
Г 7 ' Г1
_ у < ^выхц] + Zo _
= ВЫХЧ +(ZH||W. + Z2))J
_ ^выхр^н^2 _ '
?hZ2 + ZoUi + Z2 +ZK)
_ , _____ZgllxttZ„zi ____________z'oziZH_____~
ZHzi+ZWMit(zi+Z2+ZH) ZHz'2+z'o(z{ + Z2 + ZH)'
Коэффициент передачи между точками 1 и 2 (см. рис. 2.47) определим, по-
лагая режим XX со стороны p-цепи в сечении 6—6:
TJ- U2 ^вхц Z1
Л12 s =----•_------.
U\ Zo + ^вхц Zi + Z2
Используя полученные выше выражения, определим
К - » ^12-Хо^34 кпАз4
U\ Л + Т К^оКззУо ЛбгРо^зз
- ^о_±^£1. 2Z„(z'i+Z2)
~(Z1+Z2)ZO (ZHZ2 +Zo(z'l.+ Z2 +ZH))po’
ь- ^ир^вхр
eP ~ 7 J. 7 — *
~ г вхр .
(zo + Z2)zi2Zh(z{ +Z2)
. (ZSZ2 + ZO(Z1 + Z2 + Zr))(ZHZ2 + z'otz'i +Z2 + -ZH))Po
(2.60)
(2.61)
90
2.7. Мостовая обратная связь
Если выполнены условия согласования на входе и выходе УУ, то в (2.60),
(2.61) надо подставлять Z^ = Z^xp и - Z^wxp из (2.57), (2.59).
Вместо резисторов Z\, Z2 удобно использовать трансформаторную схему
включения (рис. 2.50, а), которая одновременно позволяет легко подобрать
требуемое значение ZBxp в сечении 1—1. Если выразить число витков Wb 1У2 во
вторичных полуобмотках через коэффициенты трансформации п\ = / Ио и п2 =
=Иг/Ио (число витков в первичной обмотке Ио при этом принимаем за услов-
ную единицу), то условие баланса моста вместо (2.56) имеет вид п\/п2 = Z^Zq,
а сопротивление усилителя в сечении 1—1 равно
z г. (262)
(«, + «2> («1 + «2>»1 («1 + П2)п2
Используя согласующий трансформатор на выходе (см. рис. 2.50, б), вместо
(2.58) получим условие баланса Z^zd = mi/m2, соответственно
7 _ ^выхц + £о _ ^выхн __________Zq____ ^2 63)
1,1X15 (/И1+/и2)2 «i(mi+m2) m2(mi+m2)
Здесь mi и т2 — безразмерные коэффициенты, равные отношению числа
витков соответствующих первичных полуобмоток к числу витков вторичной
обмотки выходного трансформатора.
Рис. 2.50
Коэффициенты передачи Xi2 и ддя трансформаторной схемы (см. рис. 2.50, а)
определяем в режиме соответственно XX со стороны 0-цепи (сечение 6—6) и КЗ
со стороны генератора (сечение 1—1) при учете, что п\/п2 = Z^zo- Тогда
U2 Ux(n\ + n2)ZBX)l
Л12 —----= — '
U\ ZBxp + Zo
1 • r - 1
—- = Mi, Kf,2 - 1.
1/1
Коэффициент А34 определим, пересчитав сначала Zu в первичную обмотку
и полагая режим XX со стороны 0-цепи (сечение 5—5 на рис. 2.50, б). Тогда
у U 4 ^3^выхц^н(т1 + ^2)
х Л34 = ~Г~ ~--------------------------5---------•
Ъ Z3(ZBbIX(l + Zo + ZH(W1 + W2) )(wi + «2)
91
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
После ряда преобразований и учитывая, что т\/т2 = 2^/3/, получим
& ___^выхц ZHm\_____________zoZHmj
^выхи +W2) z'o + + ml) .
Для нахождения коэффициента передачи ЛГ35 сначала найдем эквивалент-
ное сопротивление zs, которое «видит» 0-цепь правее сечения 5—5 (см. рис. 2.50, б).
Полагая ZH = 0, находим ,
-------, г°,
1 + т\ / т2 1 + /«1 / /и2
Считаем, что входное сопротивление 0-цепи равно z5. Тогда при ZH = 0
имеем
_ 1 ' Уз .
35 А 73 Z^ +Z51 +1/Z0
Учитывая условие баланса мостовой схемы, после преобразования получим
£ _ ^выхц _ ____z'o______
35 2(1 + Wi//w2) 2(1 + гп\ / т2)
Коэффициенты передачи УУ с цепями трансформаторной мостовой ООС
определяются по аналогии с (2.60), (2.61):
К =К К^Кза _И1?И1(1+?п1 /fft2)2ZH /0р _
“₽ K620oK35 ZBWXM + ZHmx(m\ + т2)
_ «1(/И1 +w2)2Zh /0о. ' (2.64)
Zo + Z’Hm2(m1+m2)’
Zr+Zw Yr +M«1 +«2)/Zbxh
= 2—. . (2.65)
Yr + nx(nx + n2) / z0
Если выполнены условия согласования на входе и выходе УУ, то в (2.64),
(2.65) подставляют 2/= Y?1 и ZH = Дыхр из (2.62), (2.63), при этом Zo = %п2(п1 +
+ n2); z'o = ZHm2(mx +т2).
Трансформаторные мостовые схемы, показанные на рис. 2.50, а, 2.50, б,
получили название дифференциальных систем (ДС). Как показывает детальный
анализ ДС (см. параграф 3.2), существует и другой вариант их включения, при
котором также обеспечивается независимое состояние 0-цепи от сопротивле-
ний 2^ и Z„ и соответственно независимость 2^р и 2^ыхр от состояния 0-цепи.
Этот вариант показан на рис. 2.51, где сохранены обозначения точек подключе-
ния р- и 0-цепей, а также сопротивлений 2^ и 2^, как на рис. 2.47. Обозначим
выходное сопротивление 0-цепи в еечёнии 6—6' как Zf>, а входное в сечении
92
fM; Мостовая обратная связь
5—5' — как Z5 и учтем отношение числа витков обмоток ДС, обозначив их, как
указано на рис. 2.51. Тогда для входной ДС имеем:
_ — _ у.. 7 — 7 П т = • ' -7 — А
£б Р1-^г> ^51 А- > ~вхц ~ . 2 — 1
1 + 1 /А (1 + А) 1 + А
Zut = zt = 2il+^P-^Z“'‘^ + A); (2.66)
А «1
_ А(^вхц / _ /11 . Ag — / А)(^вхц А / А ) _ П\
•^61 + -^вхц / й ? 1 + А Zfl + ZВХЦ А2 / Л12 1 + А
При получении этих выражений учитывалось, что параметры ДС в сечении
1—1' не зависят от элементов в сечении 6—6', а параметры в сечении 7—7' — от
элементов в сечении
2—2'. Это позволило
при расчете 2^1 при-
нять режим КЗ в се-
чении 2—2', при рас-
чете К\2 — режим XX
в сечении 6—6', а при
расчете К62 — режим
XX в сечении 1—Г.
При расчете 2^Хц ис-
пользовался режим
XX в сечении 1—Т.
Рис. 2.51
Аналогично выполняется расчет выходной ДС. При этом
_ _ -.</ . 7 — 7 II г — • 7 — + £5)^2 _ ZH А .
Z5-P24., Z^- (i+^....... ,
+4, - Z“X|' V—; п.67)
п2 п2
% —Ул. — ^выхн + ^з)й2 / С + Р1У 1 + А ZK _ \ZH/>2 .
34 Z3 ^выхц +(^н +z5)«2 /(1+А)2 й2 Zh+Z5 2(1 + ft)’
к "-&* - ^ВЫХц (^Н +Z5)M /(1 + А)2 1 + А ,Z5,)\ Z^n2
^3 ZBMxn + (ZH + Zs)«2 7 (1 + А)2 ”2 £h+Z5 2(Г+а)
Коэффициенты передачи и Км определяются по аналогий с (2.64),
(2.65) при подстановке выражений (2.66), (2.67).
Приведенные на рис. 2.50, 2.51 варианты ДС выполнены на основе двухоб-
моточного трансформатора, у которого одна из обмоток имеет отвод. Эти же
S3
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
П1 и2
Рис. 2.52
варианты могут быть построены на основе трехобмоточного
транформатора, но при этом необходимо следить за правильнос-
тью подключения концов обмоток. Синфазные концы у разных
обмоток отмечают на схеме точками. На рис. 2.52 показано соеди-
нение обмоток трехобмоточного трансформатора, которое экви-
валентно двухобмоточному с отводом. По переменному току та-
кой трехобмоточный трансформатор включается, как на рис. 2.50,
2.51. По постоянному току его включение может иметь ряд отли-
чий, о чем будет сказано ниже.
Если изменить полярность включения одной из обмоток и вклю-
чить их так, как показано на рис. 2.53, а, то придем к новому вари-
анту построения ДС, у которой так же, как и в прежних вариантах,
обеспечивается развязка между сечениями 1—1' (генератором)
и 6—6' (0-цепью). Параметры этой ДС подбираются из условия, чтобы при под-
ключении к зажимам 1—Г источника напряжения с произвольной ЭДС £г в се-
чении 6—6' на зажимах сопротивления z& всегда обеспечивалось напряжение Щ =
= 0. Используя эквивалентную схему на рис. 2.53, б, учтем, что пересчитанные
в обмотки р\ и п\ генераторы ЭДС имеют нулевое внутреннее сопротивление,
и решим уравнение
ц = ETpjZ6_____________£гИ1(?б|| 2я) = 0
Z6 + (2б1|| 'ЕВХЦ ) %ВХц + (2брб1)
Отсюда получим условие баланса такой ДС:
V А^ВХ|Х . _ 7 II 7 А^ВХЦ ,
= > Z6 — ^61 -------->
~ А 1
(2.68)
7 — 7 _ ^61 + ^вхц _ 2ВХц
ВХ₽ щ2 "(hi-A)hi’
Рис, 2.53 Рис. 2.54
2.7. Мостовая обратная связь
В выражениях (2.68) учитывалось, что при определении ze и К^2 удобно ис-
пользовать режим К.3 со стороны генератора, а при определении и АГ12 —
режим ХХ со стороны р-цеци. ()! *
Параметры выходной ДС (рис. 2.54) определяют аналогично:
>7 ' 7 II 7 Й^ВЫХЦ .
А>2 = !——£5 ~ 621 выхц------I 7 .
П2~Р2 . : п2
^62 + ^выхц _ ^выхц
2 («2-’Л)«2*
У _U. Л^выхц^нй2
,Л'Т
^ВЫХц .
выхц .+ 2б2 + Зн / п2)п2 2л2
(2.69)
_ Us _2 А^выхц (^бгЦ^з) _^выхцй
35 h /з(-^выхи + (^бгЦгз)) 2л2
При выводе выражений (2.69) учитывалось, что для расчета zs и Aj5 целесо-
образно принять режим КЗ со стороны нагрузки, а при расчете 2^ых(3 и Х34 — ре-
жим XX со стороны p-цепи. Коэффициенты передачи и определяют по
аналогии с (2.64), (2.65) при подстановке (2.68), (2.69), в которых для удобства
расчетов все величины обычно выражают через и ZH.
На рис. 2.55 показаны основные варианты включения мостовой согласую-
щей цепи на входе усилителя. На рис. 2.55, а, г эмиттер входного транзистора
КП заземлен по переменному току за счет емкости Сэ, а напряжение обратной
Рис. 2.55
95
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
связи поступает из 0-цепи или в среднюю точку двухобмоточного трансформа-
тора (рис. 2.55, а), или через отдельную обмотку р\ трехобмоточного трансфор-
матора (рис. 2.55, г). Сопротивления Z$ и Zg\ обеспечивают баланс мостовой
схемы. На рис. 2-55, б, в эмиттер входного транзистора не заземлен по перемен-
ному току, но зато заземляется средняя точка двухобмоточного трансформато-
ра (рис. 2.55, б) или две обмотки трехобмоточного (рис. 2.55, в). Вариант, пока-
занный на рис. 2.55, д, отличается от других тем, что цепь ООС охватывает
входной трансформатор Т\. Это позволяет уменьшить частотные искажения,
вносимые трансформатором, и в связи с этим его габариты, массу и стои-
мость. ' • . '
Варианты включения мостовой согласующей цепи на выходе усилителя,
которые Приведены на рис. 2.56, различаются по типу трансформатора (двухоб-
моточный с ртводом или трехобмоточный) или по признаку заземления (неза-
землеция) по переменному току эмиттера выходного транзистора.
Рис. 2.56
На рис. 2.56, а балансное сопротивление Z'o по постоянному току зашунтиро-
вано дросселем, индуктивность которого 1др выбирается из условия ©нА® > Ю2о,
где сон — нижняя граничная частота усилителя. Для варианта, приведенного на
рис. 2.56) б, применена параллельная схема питания транзистора VT по по-
стоянному току, при этом индуктивность дросселя £дР удовлетворяет усло-
вию: а>нДф > lOn^Zn. Трехобмоточная ДС, используемая в варианте, который
показан на рис. 2.56, в, позволяет применить последовательную схему питания
транзистора VT без дополнительных элементов. Однако при этом эмиттер вы-
ходного транзистора не может быть заземлён, а балансное сопротивление Zq од-
96
2.8. Варианты построения многокаскадных усилителей
повременно является элементом местной обратной связи выходного каскада.
В схеме, приведённой на рис. 2.56, г, также используется трехобмоточный
трансформатор, однако из-за инверсного включения обмотки pj приходится
усложнять схему питания каскада, вводя дроссель £др и разделительные кон-
денсаторы: Вариант, показанный на рис. 2.56, д, отличается тем, что мостовая
схема образована в выходной обмотке трансформатора. Тем самым трансфор-
матор оказывается включенным в контур обратной связи, за счет чего удается
уменьшить линейные искажения, вносимые трансформатором, и соответствен-
но выполнить его более простым и дешевым. В такой схеме упрощается также
цепь подачи питающего напряжения £к, кроме того, она позволяет использо-
вать более экономичный двухтактный трансформаторный вариант выходного
каскада.
При практическом использовании можно применять совместно различ-
нее комбинации включения мостовь/х согласующих устройств на входе и вы-
ходе усилителя, однако при этом Необходимо обязательно проверять фазо-
вый сдвиг в петле ОС, чтобы обеспечить именно отрицательную обратную
связь. Отношение коэффициентов трансформации обмоток п2 /п\ и т2 /тх
на рис. 2.50 (или р}!п} — на рис. 2.53, 2.54, где j = 1,2) рекомендуется выби-
рать равным 0,10,5 [1].
2.8. Варианты построения многокаскадных усилителей
Различные варианты построения многокас-
кадных усилителей, охваченных цепями мест-
ных и общих обратных связей, удобно класси-
фицировать следующим образом.
1. Многокаскадный усилитель с местными ОС
(рис. 2.57). Такое построение имеет следующие
достоинства: а) высокая стабильность, устойчи-
вость в работе; б) нет принципиальных ограни- Рис. 2.57
чений на число каскадов; в) простоту построения.
Коэффициент усиления л-каскадного усилителя, выполненного по этой
схеме, равен
(2.70а)
где Ку, — Коэффициенты передачи ц- и p-цепи j-го каскада, у = 1, п.
Нелинейные искажения зависят от уровня сигнала и возникают главным
образом в выходном п-м каскаде. Именно он определяет нелинейные искаже-
ния всего усилителя К^., рассчитываемые по формуле
-ГгЙг. . <Х705>
1 + ЛлРл
где Кгл0 и Кглр — коэффициенты гармоник л-го каскада соответственно без
и при наличии местной ОС.
4 Зак. 1600
97
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.58
Главным недостатком такого варианта по-
строрния является то, что из-за малой величины
петлевого усиления в n-м каскаде не удается по-
лучить требуемые малые значения коэффици-
ента гармоник.
2. Многокаскадный усилитель с цепью общей
обратной связи. Коэффициент передачи по на-
пряжению и коэффициент гармоник в Таком уси-
лителе (рис. 2.58) определяются выражениями
= ; = - (2.71)
1+₽П^ и г
7=1 ' 7=1
Достоинство этого варианта построения — возможность получения малой
величины коэффициента гармоник из-за большого усиления по петле ОС. Не-
достатком является опасность самовозбуждения усилителя. Оно возникает на
Кг К2 К3 К*
' Рис. 2.59
частотах, расположенных вне полосы пропускания, для которых возможно по-
лучение петлевого усиления с модулем 1 и фазой, соответствующей положи-
тельной обратной связи (см. параграф 2.3). Для исключения возможности са-
мовозбуждения приходится уменьшать число Каскадов, охваченных общей ОС
(не более трех), тщательно корректировать АЧХ за пределами полосы пропус-
кания (см. параграф 2.11).
3. Комбинированный вариант многокаскадного
усилителя. Для такого варианта (рис. 2.59) по-
следние 2—3 каскада охватываются общей ОС,
а остальные, предварительные каскады, число
которых в принципе не ограничено, охвачены
местными ОС. Используя обозначения, приве-
денные* на рис. 2.59, определим коэффициент
передачи и коэффициент гармоник усилителя:
4^—Хгу = С Т (2.72)
Ку
g — _________ _________ ___________ _ ________________
О + XiPi J^l + .К2Р2 Рз-^3-^4 ) 0 + РзЛз-^4 )
При таком варианте можно получить и достаточно большое усиление,
и сравнительно малые нелинейные искажения.
4..<Усилитель с двухканальным выходным кас-
кадом^ последние годы для дополнительного
снижения нелинейных искажений выходных
каскадов применяют двухканальный вариант их
построения [15] (рис. 2.60), когда к основному
усилителю (на рис. 2.59 это совокупность блоков
К$, К4 и р3) с коэффициентом усиления Ко добав-
ляют вспомогательный с коэффициентом усиле-
Рис. 2.60
98
2.9. Цепи межкаскадной связи
ния Кв, две схемы сложения (вычитания) S2 и четырехполюсник дополни-
тельной обратной связи с коэффициентом передачи 0Д. Напряжение Ц2 на
выходе двухканального усилителя равно tZ2 = UXK$ + (Ц ~ K$aU\)KB, а соответ-
ственно результирующий коэффициент усиления схемы равен
Кр=^. = Ко + Къ-Ко^Кв.
При выполнении хотя бы одного из условий ЛоРд = 1 или ^вРд = 1 получаем
Суть коррекции нелинейных искажений при таком способе построения
усилителя (в англоязычной литературе он называется feedforward — связь впе-
ред) заключается в следующем. На выходе схемы вычитания S) имеем малый
разностный сигнал ошибки, который, например, при АЬРД = 1 содержит только
компоненты нелинейных продуктов основного усилителя. Усиленная ошибка
суммируется в блоке Е2 с выходным сигналом основного усилителя и полнос-
тью компенсирует его нелинейные искажения. Отметим, что искажения вспо-
могательного усилителя, как правило, очень малы, так как он усиливает только
малый разностный сигнал. Усилитель по схеме рис. 2.60 обладает высокой ус-
тойчивостью в смысле отсутствия самовозбуждения (см. параграф 2.11), по-
скольку он не охвачен замкнутой петлей обратной связи. Основной недостаток
рассматриваемой схемы построения — более сложная реализация.
2.9. Цепи межкаскадной связи
Цепи межкаскадной связи (сокращенно ЦС) являются обязательным зве-
ном многокаскадного усилителя и обеспечивают соединение между отдельны-
ми усилительными каскадами, источником сигнала (генератором) и нагрузкой
с требуемыми качественными показателями. К таким показателям относятся
следующие: 1) минимальные потери сигнала, т.е. максимальный коэффициент
передачи ЦС; 2) допустимые или минимальные искажения сигнала: спектра
(частотные) йли формы (временные); 3) обеспечение подачи питающих напря-
жений на электроды УЭ; 4) обеспечение соединений между каскадами, имею-
щими различные варианты входных (выходных) окончаний — симметричные
или несимметричные.
Несимметричным окончанием каскада является такой двухпроводный вход
(выход), при котором один из проводов соединен с общим проводом усилителя
(«землей») и имеет нулевой потенциал. При симметричном входе (выходе) кас-
када оба провода относительно земли имеют равные, но противоположные по
полярности потенциалы. Возможные варианты соединений симметричных
и несимметричных каскадов показаны на рис. 2.61, где У! и У2 — обобщенное
обозначение каскада. В частности, в качестве У! можно полагать источник сиг-
нала, в качестве У2 — нагрузку. При этом коаксиальный кабель (см. рис. 2.61, д)
является несимметричным источником сигнала (нагрузкой), а симметричный
кабель (см. рис. 2.61, е) — симметричным.
99
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.61
Для соединения несимметричных каскадов (см. рис. 2.61, а) наибольшее
применение получили три вида цецей связи: непосредственная (гальваничес-
кая), резистивно-емкостная и трансформаторная. Гальваническая связь явля-
ется основной при изготовлении устдателей в интегральном исполнении, ее
достоинства — отсутствие реактивнььх.(частотно-зависимых элементов, широ-
кополосность, возможность обеспечения усиления как переменных, так и по-
стоянных напряжений. Основным недостатком непосредственной ЦС является
сложность обеспечения требуемых режимов работы УЭ по постоянному току
в многокаскадном усилителе. Это заставляет использовать специальные схем-
ные решения, рассмотренные в параграфе 2.12.
Резистивно-емкостная ЦС широко используется в усилителях переменного
тока, выполненных по дискретной технологии (см. рис. 2.41, а, 2.42, а, б\ 2.43, а;
2.44, а, б, в). Если усилитель содержит несколько интегральных микросхем
(ИМС), то резистивно-емкостная ЦС применяется в основном для соединения
отдельных ИМС между собой, а также с генератором и нагрузкой (см. рис. 2.45,
2.46)?3а счет разделительного конденсатора Ср такая ЦС устраняет влияние из-
менения режима работы по постоянному току предыдущего каскада (УЭ,
ИМС) На последующий (обеспечивает развязку каскадов по постоянному то-
ку). К достоинствам резистивно-емкостной ЦС относятся также простота, на-
дежность,* экономичность. Однако включение такой ЦС мбЖет ухудшить ха-
рактеристики УУ, особенно в области Нижних частот, а также затрудняет
эффективное согласование нагрузки- с выходной цепью оконечного каскада,
что вызывает снижение усиления и КПД каскада, и УУ в целом.
В этом смысле гораздо ббльшие Возможности обеспечивает трансформа-
торная цепь межкаскадной цепи. За'Счет подбора коэффициента трансформа-
ции можно обеспечить максимальную передачу по мощности от источника
сигнала на вход первого усилительного каскада и с выхода оконечного кас-
када — в нагрузку. Наличие трансформатора позволяет разделить переменную
и постоянную составляющие усиливаемого сигнала, а также упростить цепи
подачи питающих Напряжений (см. рис. 2.41, б; 2.42, в; 2.43, б). При использо-
вании ИМС трансформаторная ЦС Применяется в основном в качестве вход-
ной и (иди) выходной согласующей и развязывающей цепи. Именно в таком
качестве она является обязательным элементом в промежуточных усилителях
(регенераторах) аналоговых и цифровых многоканальных систем передачи, ра-
ботающих по симметричным и коаксиальным кабелям связи.
100
2.9. Цепи межкаскаднойсвязи
Недостатками трансформаторной ЦС-являются высокая стоимость, боль-
шие габариты и масса, низкая надежность; необходимость защиты ее от внеш-
них магнитных полей, механических и климатических воздействий. Кроме то-
го, трансформаторная LXC вызывает значительные частотные и фазовые
искажения, учет которых обязателен при проектировании УУ и конструирова-
нии трансформатора.
Для связи двух или нескольких симметричных каскадов (рис. 2.61, б) в при-
нципе могут использоваться те же типы межкаскадных цепей, которые приме-
няются для связи несимметричных каскадов (рис. 2.62, а). Для соединения
симметричного и несимметричного окончаний (см. рис. 2.61, в, г) часто ис-
пользуют симметрирующую трансформаторную цепь связи, выполненную на
основе двухобмоточного трансформатора с отводом или трехобмоточного
трансформатора. На рис. 2.62, б, в приведен пример соединения симметрично-
го выхода каскада У1 с несимметричным входом каскада У?. Для качественной
«стыковки» таких каскадов необходимо, чтобы коэффициенты трансформации
полуобмоток были строго равны (пх = и2)> а при использовании трехобмоточно-
го трансформатора, кроме того, должно быть выполнено фазирование обмоток
(см. точки на схеме рис. 2.62, в). Переход от несимметричного каскада к сим-
метричному (рис.., 2.62, г) выполняется по аналогичным схемам (рис. 2.62, г, д)
и не требует особых пояснений. у
В интегральных микросхемах переход, от симметричных окончаний к не-
симметричным ц обратно выполняется, как правило, с помощью специальных
схемотехнических решений (см. параграф 2.12).
?.9.1. Частотные искажения трансформаторной ЦС v
В качестве типовой рассмотрим схему усилительного каскада, приведен-
ную на рис. 2,41, б. Если принять, что внутренняя обратная связь в УЭ мала,
то эквивалентная схема каскада примет вид, показанный на рис. 2.63, где уц,
У21 и у22 — собственные У-параметры УЭ. Используем типовую эквивалентную
схёму трансформатора [1, 37] и пересчитаем элементы, которые принадлежат
цепи первичной обмотки входного трансформатора 1\, из первичной обмотки
101
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.63
во вторичную. Элементы, Принадлежащие цепи вторичной обмотки выходного
трансформатора Т2, пересчитаем в его первичную обмотку. В результате полу-
чим эквивалентную схему трансформаторного каскада (рис. 2,64, а), где эле-
менты, расположенные левее сечения 2—2', относятся к входному трансформа-
тору, а элементы правее сеченйяЗ—3' — к выходному. Для каждого
трансформатора использованы однотипные обозначения: Lif L2 — индуктив-
ности первично# и вторичной обмоток; -Lsi, Ls2 и гь г2 — индуктивности рассея-
ния и сопротивления потерь соответственно первичной и вторичной обмоток.
В результате трансформации элементы входной цепи равны: Е'г — Ex/n\,Z'Y -
= Zr / п\\ г{ =г\ / «1; ZH = Lsi /щ. Трансформированные элементы выходной
цепи определяются аналогично: Z'H - ZH / «2, r2 = Г2 / «2; ^2 = Lsi lni- Если
сопротивления генератора 2^ и нагрузки 2^ — комплексные и могут быть
представлены в виде: Zr « (gr +7©Q~1, ZH = (gH + /соСн)-1, to Z'r = (gr +
+>c;)~’, gr =^г«12; Cr =C’r«ii. Аналогично g„ = gH«2J сн = CHn2.
3 rl ^s2 r2
Рис. 2.64
Из анализа эквивалентной схемы выходной цепи (см. рис. 2.64, а), считая
известным генератор тока у21 U2> можно определить напряжение Uy на сопро-
тивлении Z'H, а затем U4 = U2n2 и коэффициент передачи каскада по напряжению
102
2.9. Цепи межкадкдднрй связи 0V
Ku — U*/Уз- Из анализа Входной цепи, рЧцтая известной Е'г, можно определить на-
пряжение Уъ а затем и коэффициент передачи каскада по ЭДС: Ке =» —
Однако в таком общем виде, учитывая, что элементы 2^, 2^, уц, у21, У22 ~
комплексные и частотно-зависимые, анализ оказывается достаточно громоздким,
плохо обозримым и доступным только для численного расчета на ЭВМ. ;
Для получения более наглядных результатов удобно область частот со, в ко-
торой анализируется поведение трансформаторного каскада, представить со-
стоящей из трех участков: средних (Qc), верхних (£2В) и нижних (QH) частот.
Для со е Ос эквивалентную схему можно упростить фйс. 2.64, б), приняв, что
для входной цепи coZ'j « г{, coZs2 « г2, уц »gn; z'r *1/gr == l/(gr«i )> »(Гг +
+ 1/gii). Соответственно для выходной цепи примем: у^ = g2J; У22 - g??; toZf! «
со£'2 « r2; z'h = п1\ Для такой пррст^ цепи, Обозначив величины
5„1 ;П1!™ _ I/?,,
1 ‘.Л + Н ♦>/С»н»йкП-;.’.г..‘ n' + ^+l/Sll
как КПД выходного й входного трансформатора, получим
----saOAssMZik-?2igj2.
O/gal + Oi + Г! +1 /gH)
О / gll)-^M0 / И1
--------У----, (2.73)
£22+«2£кП2
_ gr^ini-^иО 74)
Ке(<й е Ос) — —— — — ----т—----г------± ! •
(1/&г) + От + ^2 + (1 / £и)) gr«i +£11П1
Коэффициенты трансформации п} и и2 обычно выбирают из условия обес-
печения Максимума Км и Кл, т.е. из решения уравнений —«о = о и = о,
ап2 ап\
откуда получим оптимальные значения
n2opt * 7^22/(£нП2); fllopt * VgUHl/g
Для области” нижних частот, когда со е QH, в эквивалентной схеме каскада
(рис. 2.64, о) можно пренебречь влиянием индуктивностей рассеяния'и емкост-
ными составляющими проводимостей транзистора, генератора и нагрузки.
Анализ полученной эквивалентной схемы (рис. 2.64, в) проводится отдельно
для выходной и входной цепей УЭ.
Для выходной цепи имеем А ,
*.(« е ад = OsSi. ---------_-<ag./*»>.____________ Mbit: _
U1 0 / «22) + (П .+ + 11 g'M + r2 + 1 / Sh
_ __________(£21 /£22)»2г/£н _________-
(n + 1 / g,22 + r2 + 1 / g^) + (n +1/ g22)(r2 + 1 / gH) / jaLi
: ,•----^yo_„ ., (2.75)
1 + 1/УсОТн2 .
1.03
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
где постоянная времени выходной цепи для нижних частбт'тн2 равна
' ' Н-‘ '' "• : ' Г, я («у • Л \_1\ ?
_ т ( , 1 1 ’ ( , И )
тн2 ~ L\ п+“—| . +w+-T
'• #22 J- I gHJ J
Ид анализа входной цепи (рис. 2.64, в) получим
, ^(соеЯн) = ^ = А>) J^-==
; Ег ЕТП\
_ >£2 / (г2 + jco£2 + 1 / gn) Л'иСсо) _
(1 / gr) + (И + J®Z2||(r2 +.1 / gn)) gn«i , .!!riV
____,___ .
(1+1/___+ 1 / >TH_2)
(2.76)
Здесь тн1 “г* постоянная времени (Вводной цепи для нижних частот:
Тн1 — Li
Используя (2.75), (2.76), построим график частотной зависимости моду-
ля коэффициента передачи пб напряжению и ЭДС в нормированном виде
Z ч /ч Х,(®)| ; V |^(®) п
(рис. 2.65, а), где ум(со) = —-—уе(со) = <-Значения нижних граничных час-
лио KeQ
тот этих характеристик ®не, ®ни определяем из условий: ум(со = сони) = 1/V2 « 0,7;
уе(со = сонв) = 1/V2 » 0,7. Решая уравнения (1 + 1/(сонИт„2)) = 2 и (1 + 1/(<»не^н2))х
х (1 + 1/(6>неТ„1)) = 2 й полагая t„i >> Тн2 = тн, получим
?XQ> .
(2.77)
На основании (2.77) с учетом в£ц&женйй для тН] и тн2 определяются требо-
вания к индуктивностям трансформаторов.
Рис; 2.65
104
2.9. Цепи межкаскадной связи
Для области верхних частот (со е QB) в эквивалентной схеме транзисторно-
го каскада (см. рис. 2.64, а) можно пренебречь только индуктивным сопротив-
лением обмоток Li, L}. В полученной схеме (рис. 2.66) проводимости генера-
тора Уг = —, нагрузки Ун = —и УЭ (у]в Ун, у-п) в общем случае комплексные ,
Zr
и частотно-зависимые, при этом из анализа выходной цепи следует
^(соеПв) = (У21/У22)^2.... ...
1 / У22 +И + Л. + J<o(Lsl + Ls2) + Zh
а из анализа входной цепи получим ,
ЛДШ Пв) - z, + rC+^^L,2 + Д1) + i/yu
' Эти выражений существенно упрощаются, если в анализируемой области
частот выполняются условия: yn « еп; у21» &ь У22 » §22', Zr« Лг = —; Ъла = —•
gr gH
В этом случае
тв2 =
1 + 7ЮТВ2 ,
Ле(со е QB) «-------;
(1+>тв2)(1 + >ты)
+ L's2
1 / g22 + 1 / £нЛ2П2
_ 4я + Ls2
ТВ1 ~ 'л •
, I / gtn\ +1/ ^22П1«'
(2.78)
(2.79)
На основании (2.78), (2.79) можно построить графики частотной зависи-
мости модуля коэффициента передачи по напряжению и ЭДС в нормирован-
ном виде (см. рис. 2.65, б). Значение верхних граничных частот этих характерис-
тик сове, сови определяется из уравнений уи{<а = сови) = 1 / V2; уе(® = 00^) = 1 / 41.
Если допустить, что тВ1 ® тв2 = тв, то по аналогии с (2.77) получим
1. к«(72-1)ад '
сови----, сове ~ .
(2.80)
Используя выражения для тВ1, тв2, определяют требования к индуктивнос-
тям рассеяния трансформаторов.
Рис. 2.66
105
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕЙ^ТЕЙЕКОММУНИКАЦИЙ
На практике зависимости фунм£(й^уы(а>) и уе(со) в области верхних частот
оказываются более сложными за счет влияния емкостных составляющих про-
водимостей транзистора/нагрузки игенератора. Совместно с индуктивностью
рассеяния они образуют колебательную систему, резонанс которой может вы-
звать даже некоторый подъем частотной характеристики (пунктирная кривая
на рис. 2.65, б).
2.9.2. Частотные искажения резистивно-емкостной ЦС
Эквивалентная схема усилительного каскада с резистивно-емкостной
связью (типовая электрическая схема приведена на рис. 2.41, а) составляет-
ся, как и для случая трансформаторной ЦС, с учетом того,'Что проводимость
Уп транзистора (УЭ) пренебрежимо м43та (рис. 2.67, а). Здесь R6 = R$\ || R& —
сопротивление делителя в цепи бадм ро переменному току, RK — сопротив-
ление, в коллекторной цепи. Обозначим увых ® у2г + 1/Як, увх = Ун + 1/Лв-
Тогда из анализа выходной, а затем и входной цепи получим следующие вы-
ражения:
IV (to) = =______(У 21 / Увых)^н____
^2 1 / У вых + (УозСрз) * +
jVe(co) - U^2 = ^ /^вхИ^со)
U1ET zr +(/соСР1)-1 +1 /ую
Учитывая, что в общем случае Z^, Zr, увх, увых, у21 представляют собой
комплексные, частотно-зависимые величины, исследование этих выраже-
ний удобнее проводить, разбивая анализируемую области-частот-на три
участка: средних (Ос), нижних (QH) и верхних (QB) частот. J
Рис. 2.67
106
2.9. Цепи межкаскадной связи
Для области средних частот (со $ пренебрежем емкостными составля-
ющими проводимостей нагрузки, генератора и транзистора и сопротивлением
разделительных конденсаторов См и Cd2. Тогда 2J. = RT = -—; Z^ = RH * —; увх =
gr gH
1 1 • I « —. Из эк-
gr
(2.81)
-—; Zu Rn & j yBX
gr
1 1 111
- gm = £11+-z-; Увых - £вых - gn Ун = £21; "тг-...« —-> ; „
Rq Rk ®Cp2 gH coCpi
вивалентной схемы (см. рис. 2.67, б) следует
Ки^ е Qc) = Км = —&------;
£ вых £ н
_ о \__ К — £21£г
Де(до е Ос) ЛеО - Допа_ , „ ?
£г "* gffiw СЯвЫХ +£н)(£г + £вх)
Для области нижних частот (со е Оу) нужно учитывать значительное сопро-
тивление разделительных конденсаторов (см. рис. 2.67, в). Анализируя выход-
ную и входную цепи, получим
(2.82)
r ~ ч (£21 / &ВЫХ )ЛН KUQ
Ки (со е О н) = —-j---------j- = -———-----,
(£вых + Ян + (У®Ср2) 1 +1 / А°тн2
„ (D 1 'l г ( 1 1 \
Тн2 = Ьр2 Лн +-- =Ср2 ---+------ >
\ £вых) \£н £вых J
(2.83)
К (со е О 1 _____^(со) / gBX________________KeQ__________.
R, +1/х»+(Л»ср1г| (1 + 1/Л>тн1)(1+1/;«,„!)
\£,сч)
Тн1 =Ср1| Яг н I= Cpif + ]
\ £вх/ \£г £вхУ
Выражения (2.83), (2.84) аналогичны (2.75), (2.76), следовательно, норми-
рованные частотные характеристики каскада соответствуют рис. 2.65, а при
этом также справедливы формулы (2.77).
В области верхних частот (со е Пв) нельзя пренебрегать емкостными состав-
ляющими нагрузки, генератора и транзистора. Тогда 2^ = (gr + JcoCr) 2^ =
= (£н + >СН)-1; ут ₽ gBX + усоСи; увых = gBbIX + усоС22. Из эквивалентной схемы
(см. рис. 2.67, г), где учтены также паразитные емкости монтажа входной См.вх
и выходной Q.bux цепи и обозначены: = Си + Cr + См вх, QbIX = С22 + Сн + Q, BbIX
Е
и /г = —-, определяем
Zr
£21
Л'(/(соеПв)= • -
£вых + £н + У® С-вых
_ Свых
тв2 =---------->
£вых + £н
^0
1 + усотв2 ’
(2.85)
107
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕ1УЙЕЖ0ММУНИКАЦИЙ
К (со еQ ) = Mr)
£г+£вх+>Свх (gr +gBx)(l + Мв1)
_ Redd + Mr) ~ КеО .
Q + Mel )(1 + JCOTb2) (1 + Мв1 )(1 + Мвз) ’
_ Сг . _ Сех
тг----, Тв[-----------.
gr gr + gex
(2.86)
При выводе (2.86) учитывается, что тг « тВ|.
Поскольку выражения (2.85), (2.86) аналогичны по форме (2.78), (2.79),
можно использовать графики на рис. 2.65, б, при этом также справедливы фор-
мулы (2.80) с учетом (2.85), (2.86). ИЗ;Цих, в частности, следит, что
^йО^ви —^«oAbZ — £21/^вых ~ Const,
т.е. «площадь усиления» (произведение коэффициента усиления Ки0 на полосу
пропускания сови) есть величина постоянная, которая не зависит от выбора
сопротивлений Ян и RK, причем с увеличением этих величин коэффициент уси-
ления растет, а полоса пропускания каскада (верхняя граничная частота) во
столько же раз уменьшается.
Этот вывод справедлив при условии, что используется высокочастотный
транзистор, у которого постоянная времени т [см. (2.24)] значительно меньше тв2.
2.9.3. Коррекция искажений в каскадах с резистивно-емкостной ЦС
Рис. 2.68
При необходимости расши-
рения полосы пропускания уси-
лительного каскада как в области
верхних, так и в области нижних
частот без потерщусиления в об-
ласти средних чдстот в его состав
вводят дополнительные коррек-
тирующие элементы. Различают
низкочастотную и высокочас-
тотную коррекцию. Первая вы-
полняется за счёт введения до-
полнительных элементов R$, Сф
(рис. 2.68, а), Для области средних
частот (со е Не эквивалентная
схема такого каскада (рис. 2.68, б)
не отличается от схемы, приведенной на рис. 2.67, б, поскольку сопротивление
конденсатора Сф мало. Для области нижних частот (со е Нн) эквивалентная схе-
ма усложняется (рис. 2.68, в). Для нее коэффициент передачи по напряжению
определяется выражением
Х.(«> . ад = '---ei'R'
U2U3 gz2 + (7?к + 7?ф / (1 + 7<вСфЛф)) + (7?н +1 / усоСр2)
108
2.9, Цепи межкаскадной связи
Учитывая (2.81), (2.83) и введя обозначения
Тф -^(фСф, b R^J7?к,
(2.87а)
после ряда преобразований это выражение приводится к виду
М^н) = + 1____________b
Ки0 V >тн2 (1 +6 + >Тф)Як(£вых +£н)
>тн2(1 + Ь + >Тф)Як£вых J
которое можно упростить, если учесть, чТо RK gBbIX * 1, так как обычно g22 «
“к
Если к тому же ввести переменные Л £
т = ^-, d=~^—, (2.876)
ТН2 Лн + Лк
то получим окончательно
^„(соеПн) (1 + & + >тн2отУсотн2 ; (2.88)
Кио 1 + Jwth2(1 + т + bd) + (усотн2)2т
Модуль выражения (2.88) дает нормированную АЧХ передачи от нормиро-
ванной частоты х — сотн2 в виде
________х2((1 + Ь)2 + (тх)2)______
1 + х2«1 + т + bd)2 - 2m) + x4m2
на рис. 2.69; представлено семейство таких
характеристик, ‘Построенных при каком-то од-
7?ф .
ном выбранном, значении b = —- и заданном
Лк г
значении d = ——*~R~’ котоРое известрй^ из
расчета каскада в области средних частот; Кри-
вые отличаются'значениями Сф; (или mj),j = 1,
2, 3. При этом т]> т2> т3. При больших зна-
чениях т (или Сф) частотная характеристика
корректированного каскада практически такая
же, как и некоррекгированного (кривая 1)\ по-
этому для него нормированная граничная частота ZH = сонтн2 = ГД Анализируя
функцию уи(х), можно показать, что имеется некоторое критическое значение
т = ткр (и Q = Сф.кр), при котором частотная характеристика корректирован-
ного каскада максимально плоская и имеет минимальное значение гранич-
109
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ной частоты (или Хнк, причем Хнк < 1,0>. На рис. 2.69 это соответствует кривой
2, для которой [13]
т2 = ткр = + О + ^)2 “С + bd)2 - bd;
У =Y =m г V2/(l+b)
Лнк ^HK.min шн.тттн2------। ----yvxT*
ф + [1 + (2wKp / (1 + 6)2)2]0-5
При m = m3 < ткр на частотной характеристике имеем выброс (кривая 3),
который можно использовать, например, для коррекции АЧХ других каскадов.
Отметим, что цепь ЯфСф одновременно выполняет и функцию фильтра развяз-
ки по цепям питания. Из приведенных выражений видно, что с ростом R$ (или Ь)
увеличивается эффективность коррекции, что позволяет уменьшать раздели-
тельную Ср2 и корректирующую Сф емкости. В практических схемах макси-
мальное значение R$ ограничено допустимым падением напряжения на нем.
Большего выигрыша можно достичь, если заменить резистор R$ генератором
стабильного тока (VT2 и 7?д, рис. 2.70). Здесь транзистор VT2 имеет очень боль-
шое динамическое сопротивление по переменному току и сравнительно малое
сопротивление — по постоянному току. В этом случае b » 1 и, соответственно,
С R2
-^HK.min ~> 0, ткр ~> Ь(1 ~ d), Сф кр —> ₽ ——.
“'к(лн + Лк)
Коррекция частотной характеристики резисторного каскада в области
верхних частот осуществляется за счет корректирующей индуктивности £к; ва-
рианты ее включения показаны на рис. 2.71. Применение одной корректирую-
щей индуктивности £к соответствует простой схеме ВЧ коррекции: параллель-
ной (рис. 2.71, а) и последовательной (рис. 2.71, б). С помощью двух
индуктивностей (£Ki и Lk2 на рис. 2.71, в) формируется сложная (параллель-
но-последовательная) схема ВЧ коррекции.
Рис. 2.70 Рис. 2.71
Для анализа рассмотрим эквивалентную схему каскада с простой параллель-
ной коррекцией (рис. 2.72, а). Она отличается от схемы некоррекгированного кас-
када (см. рис. 2.67, г) только включением индуктивности L*. Для средних частот
110
2.9. Цепи межкасЩдасЙйвязи ? Ч|Н-
такой каскад имеет коэффициент усиления,; определяемый выражением (2.81). Для
верхних частот (со е QB), полагая уц = g21, у^ — gn + Л°Си, где емкостная составля-
ющая С22 учитывается в полной емкости цепи Свых, получим
Л„(со € Яв) =--—---------------------------=
S22 + 8н + С^к + 7®-^к) + J&CВЫХ
____________________^ИбО + >Тк)___________________
1 + ,/ЮТв2 + О)2Тв2Тк + >TK(g22 + gH) 7 (g22 + Sk + £н)
^ио(1 J^tb2g)_ (2
x’,,________________________________________________1 + JCOTb2(1 + Og) + (/<OTB2)2o’
где тв2 и Км определяются из (2.85) и (2’81), при этом
т _ _ Тк АЛ + Л«).
Ъ тв2 ‘ -^кСвых Свых/?к-^н
g = £22_+£н в-------*к-- (2.90)
g22+gH+gK лк+лн
Обозначив.* = сотв2, модуль нормированной частотной характеристики оп-
ределим из (2.89) в виде
2z ч 1 + о2*2 1 + а2х2
, у„(х) = --——----------. =---------------—
(1 - х2о)2 + х2(1 + og)2 1 + х2(1 - 2о) + о2*4
Здесь приближенное равенство, справедливо при RK « RH, (ag « 1).
Построенные по этому выражению графики приведены на рис. 2.72, в.
Каждой/-й кривой (/ = 1,2, 3) соответствует свое значение коэффициента кор-
рекции cij (fl] < о2 < о3), при этом 01 = 0 соответствует каскаду без коррекции с гра-
ничной частотой сов. Максимально плоская частотная характеристика с верхней
граничной частотой а»в кр = = 1Д2ок обеспечивается при критическом ко-
эффициенте коррекции о2 = окр = (л/2 — хЦ. При о3 > окр возникает подъем час-
тотной характеристики, который молено использовать для коррекции АЧХ дру-
гих каскадов. 1
Рис, 2.72
Эквивалентная схема каскада с последовательной ВЧ коррекцией (см.
рис’ 2.72, б) отличается увеличением числа реактивных элементов (£к, Са, Q
111
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
вместо £к, Свых, причем Са + Сб = Соответственно уравнение частотной
характеристики содержит переменную/ш в 3-й степени (на единицу больше,
чем в (2.89)). Можнб показать, что только для единичных случаев (когда Сл/С$ =
~ 1/3 или 3) такая схема обеспечивает большее значение хв.кр, чем при парал-
лельной коррекции. При других значениях отношения Са/Сб она уступает пре-
дыдущей схеме, причем частотная Характеристика может иметь провал с после-
дующим подъемом. Одновременное использование в каскаде параллельной и по-
следовательной коррекции (см. рис. 2.71, в) дает больший выигрыш, чем приме-
нение одной из них. Анализ частотной характеристики, уравнение которой ха-
рактеризуется полиномом 4-й степени относительно /со, достаточно сложен и здесь
не приводится. Ввиду того что схема параллельно-последовательной ВЧ кор-
рекции содержит больше элементов, сложнее в настройке, а ее параметры
сйльнее изменяются в эксплуатационных условиях, такая схема получила го-
раздо меньшее распространение на ^практике, чем схема с параллельной кор-
рекцией.
В заключение отметим, что
наряду с рассмотренными схема-
ми коррекции (а зачастую и вмес-
то них) широко используются це-
пи местной или общей частот-
но-зависимой обратной связи.
В схеме эмиттерной ВЧ коррек-
ции (см. рис. 2.73) цепочка Аэк,
Сэк обеспечивает местную ООС
Z-типа по переменному току в ди-
апазоне частот сон -г- сов. В отличие
от цепи Яэ2, Сэ2, которая стабилизирует режим по постоянному току, причем
1/(сонСэ2) « Т?э2> корректирующая цепь Сэк обеспечивает подъем частотной
характеристики в области верхних частот (см. рис. 2.32, б, кривая 4), при этом
тэк = ЛэкСэк » 1/сов. Анализ влияния такой цепи проводится известным образом
(см. параграф 2.5). Для коррекции НЧ искажений цепь частотно-зависимой
ООС содержит элементы Сж, Rqc (см-рис. 2.73). Такая общая последовательная
по напряжению цепь ООС увеличивает коэффициент усиления двухкаскадной
схемы с уменьшением частоты, поскольку при этом уменьшается коэффициент
передачи цепи ООС. Вследствие этого компенсируется снижение коэффициен-
та усиления схемы за счет разделительного конденсатора Ср2.
2.10. Усилители импульсных сигналов
2.10.1. Назначение и требования к импульсным усилителям
Усилители импульсных сигналов (или импульсные усилители) предназ-
начены для усиления электрических импульсов различной формы и величи-
ны (см. рис. 1.4, 1.5). Усиление дискретных по времени И непрерывных по
уровню (мгновенным значениям) сигналов необходимо в системах передачи
112
2.10. Усилители импульсных сигналов
подвижных (телевизионных) и неподвижных (факсимильных) изображений;
в системах аналого-импульсной и цифровой радио- и проводной (в том чис-
ле волоконно-оптической) связи; в устройствах регулирования и управле-
ния, обеспечивающих нормальную работу систем телекоммуникаций в ус-
ловиях действия дестабилизирующих факторов; в устройствах измерения
и контроля и т.п.
1 По сравнению с усилителями гармонических сигналов, для которых глав-
ной задачей является неискаженная (равномерная) передача гармонического
состава (спектра) усиливаемых сигналов, для импульсных усилителей главным
является неискаженная передача формы усиливаемого сигнала. Оценка качест-
ва работы импульсных усилителей производится путем анализа (или измере-
ния) искажений формы определенных испытательных сигналов. (ИС) после
прохождения их через усилитель. Типовыми ИС являются дельта-импульс 8(0,
единичная ступенька 1(0 (см. рис. 1.17, а, б), прямоугольный импульс конеч-
ной длительности tK (П-импульс на рис’. Т.8; а). Ввиду того что эти ИС характе-
ризуются бесконечно коротким по времени переходом из одного состояния
в другое, которое нереализуемо физически, такие ИС используются только
при теоретическом анализе импульсных усилителей. Выходное напряжение
(отклик), образующееся при подаче на вход усилителя дельта-импульса, назы-
вается импульсной характеристикой (функцией) усилителя g(t) (см. рис. 1.17, а).
Отклик, образующийся при поступлении единичной ступеньки, называется пе-
реходной характеристикой (функцией) й(0 (см. рис. 1.17, б). Отклик на входнОй
П-импульс длительностью /и не имеет специального названия, поскольку он легко
определяется как разность переходных функций h(t) и h(t — tK). При эксперимен-
тальных исследованиях используются ИС, аналогичные приведенным на рис. 1.17,
но имеющие конечную длительность переходов.
В зависимости от назначения импульсного усилителя для каждого типа ИС
задается определенное поле допуска, в пределах которого допустимы возможные
формы отклика,.. На рис. 2.74 приведены поле допуска, ограниченное пунктирны-
ми прямыми, ц одна из реализаций функции й(г), которая удовлетворяет этому
полю. Основными параметрами, характеризующими поведение h(t), являются:
— длительность (или время) установления определяемое как разность
времени t2 и tt ' когда h(t) принимает значения 0,1 и 0,9 от своего нормирован-
ного установившегося значения;
113
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
— выброс фронта 5ф (иногда нормируют как правый Выброс на фронте, так
и возможный левый);
— спад плоской части Ди за оговоренное время /и.
Если нормируется отклик U„(t) на П-импульс длительностью tK, то, учи-
тывая, что (7И(/) = K0(ft(t) — h{t — Гн)), Ко = const, получим сигнал, в кото-
ром выброс на спаде импульса 8С отличается от выброса на фронте 8Ф (см.
рис. 2.75). Поэтому приходится определять поля допуска и для интервала
времени t > tK.
В системах передачи изображений при анализе разрешающей способности
системы применяют ИС типа «двойной П-импульс и ступенька» (рис. 2.76, а)
[12]. Отклик (7вых(0 на такой ИС, исполь-
зуя принцип суперпозиции, можно рас-
считать из выражения
im*W) =* Ko(h(t - /о) - h(t -to- О +
+ h(t -t0- 2tK) - h(t -r tQ - 3tH) +
+ h(t0 - О].
Возможная реализация £7ВЫХ(О (см.
рис. 2.76, б) нормируется по относитель-
ному размаху «двойного импульса» (Л2/Л])
и по относительной величине «провала»
между импульсами (Л3/Л2) [12, 35].
2.10.2. Особенности анализа импульсных усилителей
Как следует из приведенных выше примеров, основной задачей анализа
импульсных усилителей является определение формы выходного сигнала
(7вых(0 и сравнение ее с формой входного t/BX(0- В принципе эта задача решает-
ся однозначно на основе аппарата преобразований Фурье, если известна комп-
лексная частотная характеристика передачи усилителя Душ). Длй этого необхо-
димо: Р
1) определить комплексный спектр входного сигнала, используя прямое
преобразование Фурье: .
У ’Уз +ео W ‘ *
адсо) = ™х(/)]= (2.91)
2) рассчитать комплексный спектр выходного сигнала
йых(>) = 4х(>)А(>); (2.92)
3) определить форму выходного сигнала, используя обратное преобразова-
ние Фурье:
• 4 +00
{/вьК(0 = Г-1[5вых(»] = ^- рвьк(ло)е+>'Ж>. (2.93)
2л J
114
2.10. Усилители импульсных сигналов
На основе канонических выражений Х2.91)—(2.93) нетрудно вывести два
следствия, которые понадобятся в дальнейшем.
1. Если (7ВХ1(0 = —-вх^\ то в силу линейности импульсного усилителя
dt
^вых1(0 = -^^, при ЭТОМ
at
at at 2л Д
1 +0° 1 +0°
= у f ^выхС/ю) - da> = —- J >5вых(усо)е +Ja>,da>.
2пJ at 2nJ
2. Если tZBx2(t) = f Um(f)dt, то в сиду линейности усилителя (7Вых2(0 =
= J UBUX(t)dt, при этом
^4ых2(0 J Uвых
« тСО
(f)dt = j yfSBMX(>)e+>“'dco dt =
J 2л J
+со
= рВЫх(/®)({e+jta,dt)d<^±-
—ОО —СО
Применим эти следствия вместе с (2.91)—(2.93) для оценки искажений ИС
типа дельта-импульса 8(t — to) и единичной ступеньки l(t — to), учитывая, что
ч они связаны друг с другом: у
8(t~t0)~dl(f l(t-t0) = T8(t-t0)dt.
at J
Тогда получаем комплексные спектры ИС на входе:
56(/со) •= 1е -'“'°; SjQco) =
На основании (2.92) определим комплексные спектры импульсной g(t)
и переходной h(f) характеристик усилителя:
S£<») = S5(jv)K(ja>) = K(j^)e ~J<a,°; Sh(jn) = e ~J<a,a.
J®
Наконец, из (2.93), принимая t0 = 0, получим
g(t -t0) = F-1[5g0«)] = yT^w)e+>(,',0)j“ = F
2я 2^
h(t -10) = F-1 [^(/co)] = — e +'ю('~'°)d® = F -1
2^4, ja> L > -
(2.94)
(2.95)
115
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ.ТЕДЕКОММУНИКАЦИЙ
Из (2.94), (2.95) следует, что импульсная и переходная характеристики
усилитедя определяются исключительно его комплексным коэффициентом
передачи.
На практике применение выражений (2.94), (2.95) обычно встречает
серьезные математические трудности из-за сложной частотной зависимости
K(ja). Даже для сравнительно простых цепей (см., например, (2.88), (2.89)
и др.) вычисление g(t) и й(0 оказывается непростым. Значительное упроще-
ние процедуры обратного преобразования Фурье получается при использо-
вании преобразования Лапласа. Путем замены р = +/со комплексные функ-
ции в (2.91)—(2.93) преобразуются в вещественные функции от р, при этом
получаем [5, 37] >
5вх(р) = J Um(t)e-ptdf, >
*$вых(р) = ^вх(р)К(р)',
<7вых(0 = ^’[^(р)] = ^7Тз,ВЬ1Х(р)Лр.
(2.96)
(2.97)
(2.98)
Здесь функции SBX(p) и 5вьк(р) называются изображениями от оригиналов
и (7Вых(0- Применяя преобразование Лапласа к ИС типа S(( — t0) и l(r — Zo), получа-
ем по аналогии с (2.94), (2.95) '
! 1 +>
5(0 = г'[ад] = A. J K(p)e+P,dp-,
J — ЙО
ад. Г' 1 *,
L Р J 2ту
гадг^ф.
, L р
Используем (2.98) для произвольного изображения SBblx(p). Примем
(2.99)
(2.100)
« ' . л
(2.101)
к=0
где ак и Ьк — вещественные коэффициенты.
Решим уравнение F{(p) = 0 и найдем п его корней 2), i = 1, 2,..., п. Тогда
Л . (Д. ' ' ' гJ !'
можно записать F\(p) = Pf(/>-Z,), при этом Zt может быть вещественным
1=1 w (
или комплексным числом: Z;- = {0; а,; а, + /со,}. При р = Z, имеем Ft(Zi) = 0
и 5’BbIX(Z1) = 0, поэтому корни Zi называют нулями функции$ъах(р). Анало-
гично решим уравнение F2(p) = 0, найдем т корней рь i= 1, 2, ..., т. Тогда
116
2.10. Усилители импульсных сигналов
, .г п L: - л .
Р2(Р) - П^-й)’ ПРИ этом Pi = {°; o/J tFf.+!/<£>J. При р = Pi имеем fyfpi) = 0,
i=l
a SBbn(pi) = оо, поэтому корни Pi называют полюсами функции 5вых(р).
Вычисление функции
С4ых(0 * Ь-’[5вых(Р)1 =
1Л(Р^
представляющей собой оригинал от рациональной функции, выполняется
с помощью следующих формул разложения [5, 37].
1. Если функция F2(p) имеет только г разных корней рк, к = 1, 2, ..., г, каж-
дый из которых имеет кратность тк, при, этом
Fi(p) = П<Р-йГ‘’ Ътк = т,
ы с. ;; *=1
ТО
1 .. dmk~l Fx(p)ep'
у --------hm----------------—---------
м-1)! dpm^ (,Л(д) / (Р - РкГк J
(2.102)
2. Если функция 5вых(р) имеет т разных (некратных) полюсов: р^ pf, i,
т
j. е [1, tn] и соответственно F2(p) ~ ]Д(р- Д)> то оригинал имеет вид
J=i
т
С4ых(0 = £lim (р-д)
Flip) Pt'
F2(P) .
-fcPtt №)
П dF2(p) / d/\p=Pl
П(й-2;)
,1Пг. m . т ,.
M i =^PI (2.103)
,₽1 П(д-Р/)
Если один из корней F2(p) равен нулю (в этом случае F2(p) = pF3(p)), то из
(2.103) получим
_Fl(0)|V; F^e"
F3 (0) Й д dF3 (р)/ dj\p=p/'
(2.104)
При использовании (2.102)—(2.104) надо учитывать, что если корень д
является комплексной величиной (д — + усо/), то всегда имеется комплекс-
но сопряженный корень д+Л = ст, — jco,, т.е. комплексные корни всегда суще-
ствуют парами. Поскольку по физическому смыслу сигнал на выходе усили-
теля не может возрастать бесконечно во времени, то из (2.103) следует, что
lim е Plt * <ю при t -»<ю, если действительная составляющая ст, корня pj является
117
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
отрицательной: ст, < 0. Отсюда следует, что для устойчивой работы усилителя
необходимо, чтобы все корни р, на комплексной плоскости р = ст + усо распо-
лагались в левой полуплоскости.
2.10.3. Переходные характеристики усилительных каскадов
Используем (2.102)—(2.104) для анализа переходных характеристик ряда
усилительных каскадов, рассмотренных ранее.
1. Резистивный некорректированный каскад. В области верхних частот (а» е QB)
используем (2.85), (2.86). Тогда Ки(р) = —; Ке(р) ------------------. Со-
1+РТВ2 О + /Пв2)0 +Р*в1)
ответственно нормированные переходные функции А„(0 и Ле(0 равны
1
(2.105а)
X1 + /*в2)_|’
1
(2.1056)
йе(0 = £“‘
Lp(l + РТВ2)(1 + РТв1).
Для (2.105а) функция F2(p) имеет два простых корня: р\ = 0, р2 = 1/тв2; для
(2.1056) — три корня: pt -0,р2 — — 1/тВ2, рз = — l/tBi. Используя (2.103), (2.104),
получим
(2.106а)
(2.1066)
йи(0 = 1-е-,Ав2;
p-tha2 р-^Ил
he(f) = 1----е---—--------е--------
< 1 ~ Тв1 / тв2 1 ~ тв2 / Тв1
Если тВ1 = тв2 = тв, то тогда имеем корни р^ = 0, р2 = р2 = — 1/тв. Вместо
(2.103) используем (2.102)
he(f) = 1 + lim -s-
д(1 + дтв)
ор* (
2
1 - |i + _LL-'Ab
к тв7
, 1 d е-
= 1 +— lim -----------
тв />->/>, dp\~ р
Если использовать функцию hu(f) из (2.106а), то для нее длительность
фронта 1ф (см. рис. 2.77, кривая 1) определяется из решения системы уравнений
(для тв2 = тв):
й(«г) = 1 ~ ехр [ ] = 0,9; й(Л),== 1 - exp |I = 0,1; = t2 - tx.
k tbJ k tbJ
В результате получим.
t , 1-А(Л) 2,2 0,35
'ф Тв1п 1а 2’2тв = = ~7~'
1-й(?2) <РВ /в
(2.107)
118
2.10. Усилители иййШЙЫХ сигналов
Из (2.107) следует, что верхняя граничная частота каскада однозначно оп-
ределяет длительность фронта переходной характеристики. Более обобщенно
можно -утверждать, что вид частотной характеристики (ЧХ) в области верхних
частот определяет поведение переходной характеристики в области малых вре-
мен. Это подтверждает также и зависимость йе(Г) (см. рис. 2.77), поскольку ей
(•Л - 1)ад
соответствует граничная Частота <ове = --— < а»в при tbi = тВ2 — тв.
Тв
2. Резистивный каскад с индуктивной ВЧ коррекцией. В области верхних час-
тот используем (2;89), (2.90). Тогда для тВ2 = тв имеем Ки(р) « ^ц0- +—у р
d,-;. . • 1 +ртв + р хва
Нормированнаядереходная характеристика (ПХ) находится по изображению
-1 (1 + рахв) / отв
Р(Р ~Pi)(p ~ Р2) ’ ’
A„(0 = L~1
= L
I
(2.108)
(2.109)
1 + ртв
_р(1 + ртв + р2а^\
. -1±Л^4а
Рх'2 2атв
где корни р\, р2 Определяются из уравнения p2ai2B + ртв + 1 = 0. Из (2.108) с уче-
том (2.103), (2.104) следует, что
й„(Г) = 1 + . ! +,Д°.Т» g М + е р*
й(й Рг(Р1
В зависимости от величины коэффициента коррекции а [см. (2.90)] име-
ем разные значения полюсов и соответственно три режима переходного
процесса: .=
1) апериодический (р\ * р2, Р\ и р2 — действительные корни), а < 0,25;
2) критический (/?, =р2 = -2/тв — равные действительные), а = акр = 0,25;
3) колебательный (р\, р2 — комплекрно-сопряженные), а >0,25.
Зависимости, построенные по выражению (2.109) для трех значений а (а\ =
= 0, а2 = 0,25, аз = 0,75), приведены на рис. 2.77 (кривые соответственно 7, 2, 3).
Расчеты показывают, что применение схемы ВЧ коррекции для а > 0,25 сокра-
щает длительность фронта не менее чем На
40%. Отметим, что выброс фронта им-
пульса 8ф появляется только при а > акр=*
= 0,25, причем'при а = 0,75 он составля-
ет примерно 18 %, а при а — 0,5 — всего
6%. То обстоятельство, что выброс фронта
происходит практически при тех же значе-
ниях а, при которых появляется подъем на
частотной характеристике (см. рис. 2.72, в,
кривая 3), еще раз подтверждает взаимную
связь между ПХ в области малых времен
и ЧХ — в области высоких частот.
119
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Для,последовательного соединения нескольких резистивных каскадов рас-
чет переходной характеристики hz(t) проводится по аналогичной методике, од-
нако расчет суммарной длительности фронта вызывает определенные труд-
ности из-за необходимости учета большого числа слагаемых в выражении для
й£(/). С приемлемой точностью для У-каскадного усилителя можно использо-
вать выражение [1, 13]
( N
( N , f15
1/-1 J
( N , ?15
J=1 /
где t$j и тву- — соответственно длительность фронта переходной^ характеристики
и постоянная времени в области верхних частот дляу-го каскада,у =1,2,N.
Последнее равенство здесь используется, когда тву = твср; тв.ср — усреднен-
ное значение тв одного каскада. /
3. Резистивный каскад в области нижних частот. Для него используем вы-
ражения (2.83), (2.84). Тогда
' v _ -^«о — ^«оР^нг. v- _
1 + 1/рТИ2 1+РТн2 (1 + РТн2>(1 +/Пн1)
Учитывая (2.100) и (2.103), находим нормированную ПХ
( -t}
= ехр — t
Ьн2У
КевР тн2тн1
W = L
*н2
1 + уПн2
(2.110)
(2.Ш)
he(0 = L'1
(1 + 1ЭТн2)(1+РТн1)
exp(-f / ТЙ1) ехр(-Г/тн2)
1 — Тн1 / тн2 1 — тн2> / ТН1
Если тН1 - тн2 = тн, то, учитывая (2.102), вместо (2.111) имеем
LG + РЬ.) J
x l-LU’»
I тн J
(2.112)
Построенные по (2.111), (2.112) графики (кривые 7, 6 на рис. 2.78) отража-
ют спад плоской части переходной характеристики и соответственной-им-
пульса на выходе каскада. В момент времени t = tn для tHi = тн2 = тн этот спад
равен:
Su= 1 - expl^L 1 - fl-liLLZ"L = t„<BH; n (2.113)
Приближенные равенства в (2.113) справедливы при tH < тн. Как следует из
(2.113) и с учетом (2.83), (2.77) поведение переходной характеристики в области
120
2.10. Усилители импульсных сигналов
больших времен целиком определяется поведением частотной характеристики
усилителя в области нижних частот и! соответственно его нижней граничной
частотой. Чем она меньше, тем меныне спад д плоской части импульса дли-
тельностью t„.
4. Резистивный каскад с коррекцией НЧ искажений. Для него воспользуемся
выражением (2.88), которое запишем в операторной форме для тн2 = тн:
к = аг0(1 + г> + ртн/п)ртн
1 + РТн (y + m + bd) + p2x^rh
Учитывая (2.100), находим нормированную переходную функцию
_ г-1 \ки (рЯ _ г-1 Г(1 + /> + ртнт) / /итн
L Р J L (P-Pi)(P-P2) .
(2.114)
1 + т + bd\. , IT- 4т |
J7i 2 ---------- 1 ± 1-------------Г ,
2тн/и у (1 + ni + bd)2'
где полюса р\, р2 — корни уравнения р2х2кт + ртн(1 + т + bd) + 1 = 0.
Учитывая, что знаменатель изображения в (2.114) имеет всего два корня, и при-
меняя формулу (2.103), получаем
йи(Г)^1±А±АЕн^ел' (2.115)
тн/п(А-Рг) тн/п(Рг-Pi)
В зависимости от значений коэффициентов т, b и d (см. (2.87а), (2.876))
имеем три режима переходного процесса: 1) т » 1; 2) т « 13) т » ткр, где1
/икр — критическое значение коэффициента т, при котором в момент t = 0 вы-
полняется условие = о. Из него с учетом (2.115) следует: (I + Ь)(р\ - р2) =
dt
~ тн/п(р22 — Pi2>‘Подставляя сюда выражения для рь р2 из (2.114), получим
«кр=Й(1-сО-
Для оценки поведения hu(t) при т > 1л т < 1 учтем, что в подкоренном вы-
ражении (2.114) второе слагаемое при этом становится очень малым, что позво-
ляет воспользоваться приближением вида VI - 2а « 1 — а при а « 1. Для таких
значений т имеем ! 5 .
; у)>‘
1 + т + bd, 1
с, D, »------------, р2 а-------------.
xHw тн(1 + т + bd)
При т »1 получим Pi -> -т„, Рг -> 0- Подставляя их в (2.115) , имеем hu(f) =
= exp I — I Следовательно, в этом случае вид переходной характеристики такой же,
как и у некоррекгированного каскада (см. кривую 1 на рис. 2.78). При т « 1 будет
Pz I —1, Pi -> -w, а ПХ имеет вид hu(f) = exp I -—- (кривая 2
\xK(l+bd)j l + bd \(i + bd)xKj
121
2, УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
на рис- 2.78). Для промежуточных значений т
семейство, переходных характеристик располо-
жено, между кривыми 7 и 2, при этом кривой 3
соответствует т = ткр, кривой 4— т > ткр,
кривой 5 — т< ткр. Сравнивая выражения для
/лкр, полученные из анализа ЧХ (2.88) и ПХ
(2.115), можно убедиться в практическом их
совпадении, что позволяет утверждать: макси-
мально плоской ЧХ корректированного кас-
када в области нижних частот соответствует
переходная характеристика в области боль-
ших времен; у которой начальный участок па-
раллелен горизонтальной оси; подъем ЧХ в области нижни&частот (см. кри-
вую 3 на рис. 2.69) обусловливает подъем ПХ на начальной участке (см, кри-
вую 5 на рис. 2.78) и соответственно уменьшение спада плоской части
импульса длительностью t„. t
При последовательном соединении каскадов с резистивно-емкостной
связью сквозная переходная характеристика определяется по общим правилам.
С хорошим приближением можно считать, что результирующий спад Дх в N-
каскадном усилителе равен [1, 13]:
Дт = Ду = /ц/ « А//н2л/н.Ср,
' y=i у=1
где Ун, — нижняя граничная частотау-го каскада,у =1,2,.... N',fn.cp — усреднен-
ная нижняя частота отдельного каскада. Доказательством этого выражения мо-
жет служить также (2.113).
Приведенные расчетные выражения, отражающие связь между параметра-
ми переходной характеристики (и соответственно импульсного сигнала) на вы-
ходе усилителя и видом функции комплексного коэффициента передачи УУ
в области нижних и верхних частот, являются основой для расчета элементов
схемы импульсного усилителя по зонным требованиям к 'форме выходного
сигнала. ,'
2.11. Устойчивость усилителей с обратной связью
2.11.1. Признаки устойчивости усилителя н
Устойчивым называется такое состояние усилителя, особенно усилителя,
охваченного цепью общей и местной ООС, при котором отсутствуют какие-ли-
бо специфические признаки неустойчивости. Эти признаки делятся на две груп-
пы. В первую входят те, которые, проявляются при отсутствии полезного сигна-
ла на входе, во вторую — те, которые сказываются лишь в режиме вынужден-
ных колебаний, т.е. при подключении источника сигнала.
122
2.11. Устойчивость-усилителей с обратной свя&йЯ-ь
При отсутствии полезного сигнала на входе усилителя неустойчивость его
работы выражается, например, в появлений на выходе некоего синусоидально-
го или импульсного колебания достаточно большой амплитуды, что свиде-
тельствует о наличии режима генерации в усилителе. Другим признаком неус-
тойчивости в этом режиме может быть резкое увеличение (в десятки и сотни
раз) по сравнению с расчетным напряжения шумов на выходе усилителя. Если
эти признаки отсутствуют, то усилитель считается устойчивым в малом.
Неустойчивость работы усилителя, когда на его вход подается полезный
сигнал, также может иметь ряд проявлений. Во-первых, это резкое (по сравне-
нию с расчетным) увеличение нелинейных искажений, измеряемых, например,
методом гармоник. Во-вторых, это резкое (скачкообразное) изменение ампли-
тудной характеристики усилителя (£7выхт = <p(t4xm))> которая может иногда
иметь гистерезисный характер (рис. 2.79), т.е. зависеть от того, в сторону увели-
чения или умень'шёйия постепенно меняется уровень входного сигнала. В ряде
случаев при снятии входного сигнала сЙЖл на выходе остается, что свиде-
тельствует о переходе усилителя в режим генера-
ции. Переход в такой режим возможен только
при поступлений входного сигнала достаточной
величины. Отсутствие рассмотренных форм не-
устойчивости является признаком того, что уси-
литель устойчив в большом.
Можно сказать, что если усилитель устойчив
в большом (при большом сигнале), то он устой-
чив и в малом. Соответственно устойчивость
в малом является необходимым (но недостаточ-
ным) условием устойчивости в большом.
2.11.2. Критерии устойчивости усилителя
При выборе критериев устойчивости обычно используют признаки устойчи-
вости в малом. В этом случае усилитель можно рассматривать как линейное ус-
тройство, что значительно облегчает проблемы расчета. Различают два вида кри-
териев устойчивости: алгебраические и частотные. Алгебраические используются
только на стадии проектирования и оперируют, как правило, с комплексной (опе-
раторной) передаточной функцией усилителя К(р). Используя эквивалентные
электрические схемы усилйтельных элеме^-Ефв и цепей межкаскадной и обратной
связи, определяются функция К(р) = Fi(p) и корни характеристического по-
линома F2(p) — полюса pi функции К(р), где i = 1, 2,..., т;т — порядок полинома.
Если вещественные части всех полюсов д- ст, ± /со,- отрицательные (ст,- < 0), то, как
указывалось в примечаниях к формулам (2.102)—(2.104), усилитель является ус-
тойчивым.
Наличие паразитных элементов в усилителе, неточность моделей УЭ
и другие факторы приводят к заметным расхождениям результатов анализа
с экспериментом. При этом и само аналитическое решение задачи, т.е. со-
ставление характеристического полинома F2(p) и нахождение его корней для
реальных усилителей, сложно, а иногда и просто невозможно. (Отметим, что
123
2.УСИЛИТЕЛЬНЬ№?УСТР0ЙСТВАСИСТЩЖЕК0ММУНИКАЦИЙ
в настоящее время разработаны пакеты прикладных программ для ЭВМ, ко-
торые позволяют по описанию сх^мыавтоматически находить функцию К(р)
и отыскивать корни полинома Кроме того, на основании алгебраичес-
ких критериев трудно решить обратную задачу, т.е. найти (синтезировать)
такие параметры или элементы схемы, которые обеспечивают заведомую
устойчивость усилителя.
В этом отношении значительное преимущество имеют частотные крите-
рии, в частности критерий Найквиста. В соответствии С ним анализируется го-
дограф функции петлевого усиления:
7*(/со) = -7{/<о) = -К(/со)Р(/®) = 7*((о)ехр/(рг*(а>) =
= Дш)ехру(фХш) + л),
который строится в полярных коордйнатах (рис. 2.80) пр# Изменении частоты
со от 0 до со. Если 7*(/со0) = ~K(/coo)0V^o) = ~1, т.е. если модуль петлевого усиле-
ния 7*(со0) равен 1,0, а фаза такова:, чй) обеспечивается ПОС (фДсо о) = л), то
Кр(/«>о) -> со, что соответствует режиму генерации на частоте со0 (см. параграф
2.4). В этом случае годограф 7*(/со) на частоте соо проходит через критическую
точку с координатами -1,0 по оси Re7* и 0 — по оси 7^,7*. Возможные вариан-
ты поведения годографа функции 7*(/со) показаны на рис. 2.80, а, б, в, при этом
рис. 2.80, а соответствует устойчивому усилению, рис. 2.80, б — неустойчивому,
рис. 2.80, в — условно устойчивому.
Рис. 2.81
Рис. 2.80 -
Как видноиз рис. 2.80, а, в устойчивом усилителе
ни для одной из частот в диапазоне оз1!) до ад не выпол-
няется условие генерации. Но для Некоторых из них
годограф 7*(До) близко подходит к критической точке.
При дейсТвйи различных дестабилизирующих факто-
ров, когда может, например, возрастймодуль петлево-
го усиления или фаза <р/, условие устойчивости нару-
шится и усилитель самбвозбудится. Поэтому вводят
запасы устойчивости: х — по модулю и у — по аргу-
менту (рис. 2.81), при этом кривая PRSQV является
той границей, за которую не должен заходить годо-
граф (кривая 7). Точка 5 имеет координаты (—х, 0),
124
211: УстойчивостьЕусиШелей с обратной свййНУ.'
при этом <рт*в < 1,0; в точках R и фимеем <$т* =±уп, рад, и 7* = 1,0; точки
Ри К л ежат на лучак, проведенных через W^i'Ky 0 и точки Q и R. При проектиро-
вании рекомендуемые запасы устойчивдстйобычно задают: по модулю^— в де-
цибелах (Х= —20Igx), по аргументу — в градусах (У- у 180°), при этом для
усилителей на дискретных элементах Х= 6 + 9 дБ, Y» 30°, а для усилителей на
интегральных микросхемах — У» 45°, А=-0 дБ [1, 13].
2.11.3. Обеспечение устойчивости усилителя
Важнейшим достоинством критерия Найквиста является то, что он позво-
ляет экспериментально подобрать параметры ц- и p-цепей (Дусо) и р(усо)), ко-
торые обеспечивают требуемое поведение годографа 7*(усо) путем разрыва пет-
ли ОС. При stqmi мы получаем усилитель, коэффициент передачи которого
равен петлевому усилению, причем это^ усцдитель всегда устойчив, поскольку
отсутствует цепь ОСЬ С целью ускорения,эксперимента ему обычно предшест-
вует этап теоретического проектирования, на котором определяются: 1) допус-
тимое число каскадов усилителя и их усиление; 2) вид частотной характеристи-
ки (или полюса передаточной функции) отдельных каскадов; 3) вид, количест-
во и место размещения корректирующих цепей и т.п.
При проектировании удобнее работать не с комплексной функцией годо-
графа, а отдельно с его модулем 7* и фазой <рг* в функции от частоты, причем
частоту и модуль обычно откладывают в логарифмическом масштабе. На рис.
2.82, а для примера показаны логарифмические АЧХ (ЛАХ) модуля 7* для
л-каскадного усилителя с общей частотнб-независимой p-цепью, когда все кас-
кады одинаковы и описываются выражением типа (2.78), (2.85). Тогда
201g7*(П ₽ (?*(/•) = 201g ---,, » Go - «201g Q + co2/co2)0’’’,
. a + (O / (Ob)
где ®e — t’e — верхняя граничная частота АЧХ одного каскада.
f
Для f >fB имеем G*(f) ® Go — n201g следовательно, при увеличении час-
/в
тоты/в 10 раз ($а декаду) получим изменение б* на 20л децибел. В соответ-
ствии с этим графики на рис. 2.82, а представляют собой практически прямые,
идущие под наклрном 20л дБ/дек. из точки с координатами (<70; 0), при этом
номер кривой j ьй рисунке равен числу каскадов (/ = л; j = 1, 2, 3). Точки пере-
сечения этих наклонных прямых с горизонтальной прямой А" дают значения
критических чцеурт/у, которые растут пре увеличении Go (усиления на средних
частотах). ,
Для / > fij самовозбуждение невозможно, так как петлевое усиление
мало; ддя/</у возможна неустойчивости, если фазовый сдвиг <рг* попадает
в запрещенную зону (см. рис. 2.81). В связи с этим строится зависимость
Фг* = ~narctg| “л = 1, 2, 3, (рис. 2.82, б); при -у- = 1 имеем фг* = -л45°.
• 1<»вЛ - /в
125
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
На этом же графике проводится горизонтальная прямая, соответствующая до-
пустимому фазовому сдвигу/юП = 180“ ~ К Ее пересечение с функцией <р/(/)
дает значение критических частой Д,.
Для/< Д,-усилитель устойчив, так как годограф не заходцт в запретную зо-
ну; для / > Д/ самовозбуждение возможно, если достаточно велико петлевое
усиление по модулю, т.е. если одновременно и/</у. Обобщая, получим усло-
вие устойчивости: Д,- < fy.
Из рис. 2.82 видно, что однокаскадный усилитель, у которого Д, -> оо, всегда
устойчив (абсолютно устойчив); двух- и трехкаскадный усилители устойчивы
только при малом значении Go, т.е. при малой глубине ОС, что, как правило, he
обеспечивает выполнения других показателей усилителя.
Одним из простейших способов увеличения глубины ОС является выбор
различных частот среза (граничных частот) отдельных каскадов. Кривая 4 на
рис. 2.82, а, б отражает пример трехкаскадного усилителя, у которого один кас-
кад имеет прежнюю частоту ®Bi = сов, а два других сов2 = совз, причем сов2 » ®Bi-
Как видно из рис. 2.82,
даже при том боль-
шом значении Go, ко-
торое было первона-
чально, для кривых 4
существенно сблизи-
лись частоты /24 и /14.
Еще ббльшие воз-
можности для получе-
ния устойчивого уси-
ления при глубокой
ОС обеспечивают кор-
ректирующие RC- или
2?£С-цепочки. Как пра-
вило, цепи коррекции
включают в состав ц-це-
пи, чтобы они не влия-
126
2.12. Операционные уридители . ; v£!dHdFf
ли на коэффициент передачи усилителя ^полосе рабочих частот, который за-
висит в основном от p-цепи (Ар(го) » т- см. параграф 2.4). Наибольшая
глубина ОС (наибольшее значение петлевого усиления Со) обеспечивается,
когда корректирующая цепь формирует логарифмическую характеристику
с так называемым идеальным срезом (рис. 2.83, а, б), предложенным й обосно-
ванным Г. Боде. Годограф петлевого усиления 7 при такой коррекции (рис. 2.83, в)
почти идеально вписывается в разрешенную зону (ср. с рис. 2.81). Расчет по-
добных корректоров (как правило, сложных 7?£С-цепей) приводится в спе-
циальной литературе.
Опыт проектирования и эксперимент показывают, что всегда, если это воз-
можно, целесообразно строить усилители с общей ОС, причем число каскадов
в петле ОС не должно превышать трех-четырех (см., например, [46, 47], где
приведено описание, линейных' усилителей мйогоканальных аналоговых систем
передачи). С ростом верхней частоты рабочего диапазона допустимое число кас-
кадов в-петле общей ОС уменьшается, и применение местных ОС становится бо-
лее оправданным. Широкополосные усилители с верхней граничной частотой
свыше 100 МГц (они используются, например, в цифровых системах передачи)
проектируются только с местными обратными связями.
2.12. Операционные усилители
Операционный усилитель обязан своим названием тому факту, что перво-
начально он использовался в аналоговой вычислительной технике для соверше-
ния над аналоговыми сигналами операций сложения, вычитания, умножения,
деления или для получения функциональных зависимостей: логарифмической,
квадратичной, синусоидальной и т.п. В дальнейшем область применения опе-
рационных усилителей (ОУ) значительно расширилась, особенно после того,
как они стали допускаться серийно в виде интегральных микросхем.
В настоящей время под операционным усилителем понимают высокока-
чественный усилитель напряжения с полосой пропускания в несколько мега-
герц, с непосредственной связью между каскадами (т.е. с нижней граничной
частотой, равной- нулю), большим коэффициентом усиления, высоким вход-
ным и малым выходным сопротивлением) а также с низким уровнем шума при
хорошей температурной стабильности. Современный ОУ в интегральном ис-
полнении содержит несколько сотен элементов, в том числе несколько де-
сятков транзисторов, тем не менее по габаритным размерам и стоимости ОУ
мало отличается от дискретного транзистора. Реализация различных
устройств с применением ОУ значительна проще, чем на отдельных транзисто-
рах, одновременна обеспечивается выигрыш по габаритам и массе. По этим
причинам ОУ становится базовым! (унифицированным) узлом в аналрговой
схемотехнике.
По принципу действия ОУ сходен с обычным усилителем. Его отличитель-
ной особенностью является то, что он специально создан для использования
в схемах с глубокой обратной связью так, чтобы параметры устройства опреде-
лялись главным образом параметрами цепи ОС, а сам ОУ был бы функцио-
127
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
нально незаметен. Для расширения функциональных возможностей ОУ имеет
один симметричный вход (что равносильно двум несимметричным; см. пара-
граф 2.9) и один несимметричный вйход. Для обеспечения возможности ра-
боты как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами
к ОУ подключаются два источника постоянного напряжения ( +£пт, —Ел2).
В этом случае постоянное напряжение на несимметричном выходе равно нулю,
если отсутствуют постоянные напряжения на входах ОУ.
Наличие двух несимметричный входов позволяет использовать в ОУ цепи
общей как отрицательной, так и положительной ОС. Отрицательная ОС подает-
ся всегда на инвертирующий вход, положительная — на неинвертирующий. Ин-
вертирующий вход, для которого фаза сигнала на его входе отличается на 180’
от фазы выходного сигнала, на схеме ОУ (рис. 2.84) отмечен кружком; Сигнал
на неинвертирующем входе синфазен с выходным. Поскольку модули коэффи-
циентов передачи по напряжению с каждого входа на выход равны (Ki = К2), то
при подаче на два входа двух одинаковых по величине и фазе относительно об-
щего провода сигналов U\ и U2, т.е.шри Д = U2, получим [7ВЫХ = K\U\ - K2U2 = 0.
Таким образом, ОУ оказывается малочувствительным к Воздействию синфаз-
ных сигналов. Вследствие этого он также малочувствителен к изменениям тем-
пературы, напряжения питания и других внешних факторов. Кроме указанных
на рис. 2.84 выводов реальная микросхема ОУ имеет несколько вспомогатель-
ных: для подключения цепей коррекции, обеспечивающих устойчивость ОУ,
и цепей балансировки по постоянному току.
Рис. 2.84
Рис. 2.85
я2=ад-ц)
РИС. 2.86
На функциональной схеме ОУ (рис. 2.85) можно выделить три основных
каскада: дифференциальный каскад (ДК), обеспечивающий дифференциаль-
ный высокоомный вход; усилитель напряжения (УН), обеспечивающий основ-
ное усиление по напряжению и переход к несимметричному выходу; усилитель
мощности (УМ), обеспечивающий необходимую неискаженную мощность,при
относительно низком выходном сопротивлении.
Эквивалентная схема ОУ (рис. 2.86) отличается от эквивалентной схемы
активной ц-цепи (см. параграф 2.2) В основном наличием дифференциального
входного сопротивления Авхд, а также тем, что со стороны выхода ОУ представ-
ляется зависимым генератором ЭДС Е2, который имеет малое внутреннее со-
противление Авыхм и управляется разностью напряжений U\-U{. Коэффи-
циент пропорциональности К$ имеет смысл коэффициента передачи ОУ по
напряжению в режиме холостого хода на выходе.
128
2.12. Операционные усилители
2.12.1. Основные схемы включения ОУ
Операционные усилители применяются для обработки сигналов как по-
стоянного, так и переменного тока. В последнем случае на входе и выходе ОУ
используются разделительные элементы, обычно конденсаторы, при этом ин-
вертирующий и неинвертирующий входы ОУ по постоянному току заземляют
через сравнительно небольшие сопротивления, которые следует выбирать при-
мерно одинаковыми.
Неинвертирующий
усилитель переменного то-
ка показан на рис. 2.87, а,
где сопротивление сме-
щения 7?б берут, рав-
ным Кб = Экви-
валентная схема такого
усилителя со стороны
входных и выходных
зажимов показана на
рис. 2.87, б и 2,87, в со-
ответственно. Для ин-
вертирующего входа
Рис. 2.87
здесь имеем последова-
тельную по напряжению обратную связь, поэтому » R^m » Rq- Со сторо-
ны выхода Явыхр « Явыхц «(ЛН1КЛ2+ (Л1Ивх₽))- Коэффициент передачи по на-
пряжению #12 = #в = =1, р = . Учитывая, что обычно
1 + #0Р Р R2 + RilR^
R\ « ^вхц, получим коэффициент передачи по ЭДС
X - U2 = f' _ Rf> R2 + R\
е Ет RT + Кб ₽ RT + R6 R\
(2.116)
U.
Если RT/R6 = #2/^1, T0 Re ~ 1 и U2 = Ет. Усилитель в таком режиме назы-
вают повторителем напряжения. Разделительные конденсаторы Cpi и Ср2 при
заданной нижней граничной частоте усилителя /н определяют из условий:
₽ 2д/н(Яг + Яб)
Ср2 t
Инвертирующий усили-
тель переменного тока по-
казан на рис. 2.88, а, где
сопротивление смещения
Кб = || R2, причем со- Е® Г °
противления .R] и Я2 соз- Г1 1 -L A₽U1
дают цепь отрицательной
обратной связи по посте- Рис-288
5 Зак. 1600
129
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
янному току, а совместно с Яг — и по переменному. Используем эквивалентные
схемы такого усилителя по переменному току со стороны входных и выходных
зажимов (рис. 2.88, б, в), где Явыхр выходное сопротивление усилителя с об-
ратной связыр, которое определяется известным образом (см. параграф 2.5)
с учетом того, что в данном случае имеем ОС, параллельную по напряжению.
Тогда Явыхр « Явых„ « Rn, иг = Соответственно коэффициент передачи
поЭДС . .
_ Uz _ U\Uz _ +gr_________g _________~gr
Er ETU{ gr+g^+gi+gz ₽ (gr + Si+ #2$’
Я2 + ЛГ||Л1 gi+gr. + g2'<
Учитывая, что = 1/^выхр существенно меньше остальных слагаемых, получим
' \ (2.117)
g2 7?г
Входное сопротивление усилителя в точке 1—1 определяется по общей
формуле (2.37): R^ = , ГДе р0 = —^1--коэффициент передачи цепи
1 + ЯоРо + Я2
ОС при Zv ~ ,оо. В результате имеем Явхр = /К*
Емкость разделительного конденсатора Ср1 выби-
раем из условия * 2^’
ПОСКОЛЬКУ RbxP «Яр
Схема инвертирующего усилителя легко пре-
образуется в эффективную схему инвертирующего
сумматора (рис. 2.89). Анализируя такую схему по-
добно предыдущей, находим коэффициент переда-
чи по ЭДС для /-го входа, i = 1, 2,..., п, при условии,
что Erj = 0- Он равен Ка =, /72 /2^ “ ~"Я2 /Rvi, т.е.
не зависит от входного сопротивления у-го источни-
ка. Тогда , • ,,
ErtKei =-Я2£^- =-Я2^/Г|, (2.118)
/=1 лг,' ,=1
где ITi — ток, поступающий от /-го генератора на вход усилителя, имеющего ма-
лое входное сопротивление R^ < RTt.
Можно показать, что если построить аналогичную схему неинвертирующего
сумматора, ёзяв за основу схему на рис. 2.87, а, то для нее нельзя обеспечить не-
зависимость источников разных сигналов друг от друга, что проявляется, в том,
что Kei зависит от Яг,, i*j.
130
2.12. Операционные усилители
При подаче сигналов одновременно на инвертирующий и неинвертирующий
входы получим схему вычитания (рис. 2.90). Используя (2.116) и (2.117), получим
иг-к„Е,1-клЕ,г^.. А» (2.119)
Лг1+Лб Л,|Лг2 RT2
R R
Если ри Rt2 ~ R2, то получим U2 = Ег1 - Ет2.
Л1||лг2 °б
Рис. 2.90 Рис. 2.91 Рис. 2.92
Для преобразования формы сигнала в цепь обратной связи ОУ включают
реактивные элементы, обычно конденсаторы. Интегрирующий усилитель (ин-
тегратор), показанный на рис. 2.91, имеет комплексный коэффициент переда-
чи, определяемый по аналогии с (2.117), в виде
Ke(Jm) = = ---h------» —--------, (2‘. 120)
R\ R^+jtnCR^ RxjcoCR2
если о) > сон = . Для сигналов, спектр которых сосредоточен в области час-
С/?2
тот выше сон, такой усилитель будет вести себя как интегратор. В частности,
сигнал Ex(t) в виде серии прямоугольных импульсов, следующих с частотой
ии > “н (рис. 2.92, о), будет преобразован в серию импульсов U2(f) треуголь-
ной формы (рис. 2.92, б).
Дифференцирующий усилитель (дифференциатор), построенный по схеме
рис. 2.93, имеет комплексный коэффициент передачи по ЭДС, равный
^(/со;«-^- = ->СА2. (2.121)
Как известно (см. параграф 2.10), устройство с характеристикой передачи, оп-
ределяемой выражением (2.121), формирует выходное напряжение (4ых(0, про-
порциональное - °х —. В нашем случае U2(f) = ffi и если, напрймер, Ex(t)
at dt
представляет последовательность треугольных импульсов (рис. 2.94, о), то U2(f) бу-
дет иметь вид прямоугольных импульсов (рис. 2.94, б).
131
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Рис. 2.94
Рис. 2.95
В схеме фазовращателя (рис. 2.95) входной сигнал E\(t) проходит на выход
ОУ двумя путями: первый — через резистор 2R и инвертирующий вход с коэф-
фициентом усиления, определяемым из (2.117), второй — через цепь CR и не-
инвертирующий вход с коэффициентом передачи (2.116). Тогда
р-,. . U1 < 2R Jo.>R С т 1
еО®)-—--
(2.122)
Из (2Д22) следует, что при изменении частоты со от 0 до оо модуль не меня-
ется: АГе(со) =? 1, а фаза изменяется от —л до —2л. Если поменять местами в схеме
А и С, то получим Ke(j(o) = 1 . Здесь для со е [0; °о] также Ke(to) = 1, при
1 + jcoRC
этом фаза меняется от 0 до -л.
Во многих случаях применения ОУ для получения новых качественных по-
казателей наряду с отрицательной обратной связью, которая является основ-
ной, используют и положительную обратную связь, подаваемую с выхода на
неинвертирующий вход. Совместное применение ООС с коэффициентом об-
ратной связи Р| и ПОС с коэффициентом р2 обеспечивает коэффициент пере-
дачи, определяемый из выражения
jz _ ^о/Ц-^оРг) _ Kq ~ 1 (2 123)
15 1 + AToPi / (1 - ^оРг) 1 + Aq(Pi - р2) Pi -р2
В частности, для схемы, представлёНйой на рис. 2.96, в соответствии с вы-
шесказанным имеем
К U± = U£1. = К}КfJ=-------,
ЕМ ₽ р,-р2’
Si
*1
где ₽I = ->_-=l/Av; Ki= ; g^l/flg;
Л3 +,Л4 g] + gg + j<X)C\ + (Т?2 + 1 / jtoCi)
______(gi+g6+>C1)~I
(gi + £б + /“Ci) 1 + R2^+ 1 / jcoCi
р2 =
132
2.12. Операционные усилители
После подстановки и с учетом того, что Я, « Т?Б, получаем окончательно
-----------
(1> >С,Я,)(1 + >С2Я2) + >С2Я,(1 - Kv)
Такая характерис-
тика соответствует ак-
тивному фильтру ниж-
них частот второго по-
рядка. Вид функции
К/со) можно сущест-
венно изменять за счет
вариаций цепи ООС Kv
(рис. 2.97), при этом
^1 > COq = (R\ x
x^qqr-5.
Приведенные примеры иллюстрируют общие правила расчета ОУ. Более
детальные сведения можно найти в специальной литературе.
2.12.2. Особенности схемотехники ОУ
При разработке принципиальных схем для интегральных ОУ необходимо
учитывать следующие ограничения.
1. В составе микросхемы нельзя применять трансформаторы, катушки ин-
дуктивности (за исключением небольших плоских спиралей в гибридных мик-
росхемах) и конденсаторы большой емкости; в крайнем случае эти элементы
применяют в качестве внешних деталей. По этой причине ОУ разрабатывают
без применения разделительных и блокировочных конденсаторов, при необхо-
димости используют электронные эквиваленты катушек индуктивности.
2. Применение активных элементов ОУ предпочтительнее, чем пассивных,
так как Из всех элементов минимальную площадь на подложке микросхемы за-
нимает транзистор. Поэтому транзисторы применяют не только в качестве ак-
тивных компонентов, но и в различных вспомогательных целях; в частности,
резисторы заменяют транзисторами, используя так называемые динамические
нагрузки и генераторы стабильного тока (см. пояснения к рис. 2.70).
3. Точность получения заданных параметров отдельных интегральных эле-
ментов и их температурная стабильность, как правило, оказываются невысоки-
ми. В то же время какая-либо подгонка номиналов элементов или наладка по-
лупроводниковой ИМС существенно ограничена или невозможна. По этой
причине приходится применять усложненные схемные решения и широко ис-
пользовать отрицательные ОС как по постоянному, так и по переменному току.
4. Для обеспечения устойчивости ОУ при охвате цепью внешней ОС в ос-
новном применяются варианты двухкаскадных ОУ, в которых усиление по на-
пряжению обеспечивают входной и промежуточный каскады. Оконечный кас-
кад, который выполняется по схеме эмйттерного повторителя и не усиливает
напряжения, не принимается за усилительный каскад.
133
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
5. В интегральных ОУ достигается высокая степень идентичности
однотипных элементов (например, двух одинаковых по номиналам резисторов,
транзисторов и т.п.), поэтому очень эффективными оказываются балансные
усилительные каскады.
Одна из типовых реализаций такого каскада, называемая дифференциаль-
ным усилительным каскадом (ДК), приведена на рис. 2.98, а. При использова-
нии ДК в качестве входного каскада ОУ нулевой потенциал баз транзисторов
ИГ], VT2устанавливается с помощью внешних сопротивлений R&, R&, которые
одновременно являются и элементами цепей внешней ОС (см. рис. 2.88). Такая
схема эквивалентна балансному каскаду с эмиттерной связью (рис. 2.98, б), где
роль транзисторов РТА и РТБ выполняют каскодные пары VTh ИГ3 и РТ2, КГ4,
представляющие собой соединение транзисторов по схеме ОЭ—ОБ. В качестве
резистора 7?э используется дифференциальное сопротивление транзистора VT$,
который совместно с резистором 7?3 образует динамическую нагрузку. Потен-
циалы баз транзисторов РТ5, КГ3, ИГ4 (точки А и Б на рис. 2.98) стабилизируют-
ся с помощью дополнительных элементов, не показанных на рисунке.
Рис. 2.98
При отсутствии переменных напряжений С/вх1 и UBx2 на входах ДК, т.е.
при <7ВХ1 = <7^2 = 0, за счет идентичности пар транзисторов PTj, РТ3 и VT2,
VT4, а также резисторов R\ и R2 (с высокой точностью Л3 = R2) обеспечивается
равенство постоянных напряжений на коллекторах ИТ3 и VT4. При этом диф-
ференциальнре выходное напряжение <7Вых.д = С4ых1 — ^4ых равно нулю и не
меняется при изменении в широких пределах питающих напряжений £п1,
Еп2 и температуры. ,
Показатели ДК по переменному току рассмотрим для четырех случаев:
О Ц.х1 * 0, ^вх2 = 0> 2) t/BXi = 0, UBx2 * 0; 3) Z7BX1 = UBx2 * 0; 4) J7Bxi — ^4x2 * 0-
Для первого варианта (<7№i * 0, Um2 = 0) переменное напряжение <7ВЫХ1 обуслов-
лено прохождением <7Bxi через транзистор РТА (см. рис. 2.98, б), который вклю-
чен по схеме ОЭ и имеет цепь местной обратной связи за счет соединенных па-
раллельно резисторов R3 и входного сопротивления транзистора РТБ,
включенного в данном случае по схеме ОБ. Переменное напряжение <7Вых2 об-
разуется за счет прохождения <7Bxi в эмиттерную цепь транзистора РТА, а затем
134
2.12. Операционные усилители
за счет усиления в транзисторе РТЪ. Обозначим коэффициенты передачи по
напряжению транзисторов ИГА и VTS в режиме ОЭ, ОБ и ОК как Коз, и Как.
Тогда имеем (см. параграф 2.5): ^y2\R\’, Каб * -ЛГОЭ; Как = У2 ,; R3 =
1 +У21«э
= *э11*вх.об ® || У 21. При ЭТОМ
^4ых1
— к. U — U *оэ _ ^ЫУ 21 _ ~^вх|У21^1
'1+У21*э 1+У21*э Д + У21*э/(1+У21*э)
£4ых2 = *12Uml = С4х1«6 / (Ltyi^s)
1+?2|ЛЭ /(1+ У2|Лэ)
^4ых.д ^4ых1 ^4ых2 ^4х1У21*1’
Из этих выражений следует, что при R3 -> <ю получим максимальные значе-
ния A',]' Ki2, причем ^11 = -АГ|2, £4ых1 = “£4ых2 ~ 0,5 £4Х]У21^1 • Следовательно,
в таком режиме ДК может выполнять функции фазоинверсного каскада. Диф-
ференциальное напряжение £/вых.д практически не зависит от значения /?э, а при
Rs -> оо оно в два раза больше, чем напряжение на одном из выходов.
В режиме <7Bxi = 0, UBx2 * 0 получим по аналогии ивых2~ ~K22UBx2, £4ЫХ1 =
= *21 £4x2, #вых.д = ^4х2У21*1, Причем |Л^2| = |*ll|j |*21| = |*1г1-
В общем случае на входы ДК поступают напряжения £4x1 * 0 и £4x2 * 0- По-
лагая, что каскад работает в линейном режиме, напряжение на каждом из выхо-
дов можно найти по принципу суперпозиции;
^4ых1 — <4x1*11 + <4x2*12, <4ых2 ~ <4x1*12 + <4x2*22-
Учитывая предыдущие выражения, при *, -> об, получим
<4ых1 — О,Я У21*1(«вх1 ~ <4x2)) - 21 Ri(££вх1 — «вхг),
<4ых.д “ <4ых1 “ <4ых2 У21*1(<4х1 “ <4хг)- (2.124)
В частном случае, когда на оба входа подается одинаковой, так называе-
мый синфазный сигнал, имеем £/вх1 = £/вх2 = £4х.Сф и соответственно из
(2.124)£4ь|Х1 = С4ых2 = 0. Это является ценным свойством ДК, оно позволяет
избавляться от синфазных входных помех достаточно большой величины. Об-
ратим внимание, что в этом режиме входное сопротивление ДК *рх.Сф опре-
деляется между землей И базами транзисторов Р7А и РТБ (см. рис. 2.98), со-
единенными между собой. При этом оба транзистора оказываются
включенными параллельно, что позволяет заменить их одним эквивалентным
транзистором, у которого в 2 раза больше проводимости уц и .Учитывая
местную ОС через резистор 7?э й используя (2.42), полупим /?вх.сф = 0,57?Bx0(l +
+ ^21Д), где *вхр — входное сопротивление одного транзистора, включенного
по схеме ОЭ, при R3 = 0.
При подаче на вход ОУ противофазного сигнала (£4x1 “ “£4x2) выходные
напряжения легко определить из (2.124), при Этом
^4ых1 ^4ых? “ ~У21*1^4х1> ^4ыхл “ 2£4ых1-
135
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
Те же расчетные формулы получаются, если исключить эмитгерную связь
между транзисторами ДК, приняв R3 = 0. Такое совпадение объясняется тем,
что переменные составляющие эмиттерных токов транзисторов ИГА и КГБ при
подаче противофазного сигнала равны по величине и противоположны по зна-
ку, в результате переменное напряжение на R3 равно нулю, что эквивалентно
режйму R3 = 0. Соответственно входное сопротивление ДК в этом режиме
Лвх пф, называемое также дифференциальным Лвх д и определяемое между база-
ми транзисторов, будет равно Лвх д = 274x0-
Промежуточный каскад ОУ должен обеспечивать достаточно большое
усиление напряжения, переход от симметричного выхода входного ДК к не-
симметричному входу оконечного каскада, а также определенный сдвиг по-
стоянных потенциалов на элементах ОУ, при котором выходной потенциал
ОУ равнялся бы потенциалу земли. В типовом Варианте промежуточного кас-
када (рис. 2.99) входной эмиттерный повторитель на транзисторе РТ, обеспечи-
вает сдвиг постоянного потенциала UBx2 до значительно более низкого потен-
циала на базе транзистора VTy. При этом коэффициент передачи по
переменному току практически равен 1,0 за счет использования динамической
нагрузки (транзистор ИГ2 и резистор 7?3), сопротивление которой существенно
больше, чем резистора R\. Дифференциальный усилитель на транзисторах РТ3,
VT5, эмиттеры которых соединены с ди-
намической нагрузкой (транзистор ИГ9),
обеспечивает высокий коэффициент уси-
ления по напряжению за счет того, что
к коллекторам этих транзисторов под-
ключены динамические нагрузки на тран-
зисторах ИГ4 и ИГб. Совместно с транзис-
тором ИГ]0 эти транзисторы образуют
своеобразную схему вычитания (в литера-
туре она получила название «токовое зер-
кало» [43}), которая обеспечивает переход
к несимметричному выходу. Потенциал
баз транзисторов VT2, ИГ8, РТ9 (точки А и Б
на рис. 2.99) стабилизируется за счет до-
Рис.2.99 полнительных элементов, не показанных
, на схеме.
Оконечный каскад ОУ должен обеспечивать минимальное выходное сопро-
тивление, поэтому его строят на основе эмиттерных (или истоковых) повтори-
телей. Для уменьшения мощности потерь, особенно в состоянии покоя, приме-
няют не однотактные, а двухтактные схемы; в которых каждое плечо выполня-
ется на одиночном (или составном) транзисторе разного типа проводимости
(такую пару транзисторов называют комплементарной). В типовой схеме око-
нечного каскада (рис. 2.100) комплементарная пара образована транзисторами
ИГ5, КГ6, которые параллельно управляются переменным напряжением, созда-
ваемым на выходе эмиттерного повторителя (транзистор VT\). Исходный ре-
жим работы оконечных транзисторов ИГ5, ИГб задается напряжением смеще-
ния, получаемым с помощью транзисторов VT2, VTj, которые в таком соедине-
136
2.12. Операционные усилители
нии эквивалентны стабилитрону с напряжением
стабилизации порядка 1,3 В. При этом транзисто-
ры VT$, VT6 работают в режиме АВ, т.е. вблизи от-
сечки коллекторного тока, и открываются пооче-
редно положительной и отрицательной полувол-
ной переменного управляющего напряжения. Для
защиты РТ5, ИГб от перегрузки большим током,
возникающим в случае короткого замыкания вы-
вода «Вых.» на землю или шину питания, пред-
усмотрена схема защиты на элементах VT7, VTg, Ry
и R2. В случае превышения тока нагрузки опреде-
ленного, допустимого значения падение напряжения на резисторе, например
Я|, возрастает настолько, что открывается транзистор VT7, который шунтирует
вход VTS, предотвращая дальнейшее увеличение его тока и тем самым пре-
дохраняя от перегрева. Пара VT%, R2 работает аналогично другой полярности
выходного тока. Транзистор РТ4 является динамической нагрузкой эмиттерно-
го повторителя V7}.
Рассмотренные примеры построения отдельных каскадов ОУ не исчерпы-
вают все многообразие схемотехники ОУ, особенно если это касается ОУ не
общего, а частного (специального) применения. Тогда необходимо обратить-
ся к соответствующей литературе.
2.12.3. Применение ЭВМ для расчета УУ
Составление принципиальной схемы УУ и изменение ее, конфигурации,
обоснование исходных данных й анализ полученных результатов являются
творческими процессами и выполняются непосредственно разработчиком. В то
же время многие этапы разработки УУ, такие, например, как расчет усилитель-
ной схемы по постоянному и переменному току, анализ чувствительности УУ
по отношению к нестабильности и разбросу параметров различных элементов
схемы, подбор таких сочетаний параметров элементов, при которых обеспечи-
вается оптимум по выбранному показателю качества, целесообразно выпол-
нять с помощью ЭВМ. Это объясняется, во-первых, тем, что разработчик ис-
пользует, как правило, приближенные методы расчета, основанные на упро-
щенных моделях усилительного элемента пр постоянному и переменному току.
Во-вторых, в многокаскадной схеме расчет оказывается очень громоздким и дли-
тельным. В-третьих, расчет, проведенный вручную разработчиком, имеет, как
правило, проверочный характер и требует дальнейшей экспериментальной до-
работки на лабораторном макете.
Применение ЭВМ и машинных методов расчета особенно оправдано
при разработке сложных интегральных УУ. При этом используются полные
эквивалентные схемы транзисторов по постоянному и переменному току
(см., например, схему Джиаколетто на рис. 2.8, а), учитываются паразитные
емкости, сопротивления утечки и другие элементы схемы, которые невоз-
можно воспроизвести при макетировании усилителя на дискретных элемен-
тах. При машинном анализе можно в диалоговом режиме осуществлять варь-
137
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ
ирование параметров компонентов, оценивать работу УУ при наихудшем
сочетании параметров, наконец, выполнить параметрическую оптимизацию
схемы. Программы оптимизации содержат'библиотеку критериев оптималь-
ности, из которых разработчик выбирает наиболее подходящие и допускает
варьирование нескольких десятков Параметров.
, Как правило, программы машинного анализа разрабатываются раздельно
для расчета усилительной схемы по постоянному и по переменному току.
В первом случае составляется и решается численным методом система уравне-
ний схемы относительно неизвестных напряжений или токов. Поскольку необ-
ходимо^ моделировать нелинейные статические вольт-амперные характеристи-
ки транзисторов, используют эквивалентные схемы замещения транзистора,
например схему Эберса—Молла (она рассматривается в курсе «Электронные
приборы»). При этом решение уравнений выполняется итерационным мето-
дом. Аналогичным образом выполняются расчеты для оценки чувствительнос-
ти схемы к воздействию дестабилизирующих факторов: температуры, ’питаю-
щих напряжений, разброса параметров резисторов и транзисторов и т.п.
При анализе схемы по переменному току используют так называемые ма-
лосигнальные эквивалентные схемы, состоящие только из линейных элемен-
тов. При вводе исходных данных в ЭВМ производится нумерация всех узлов
схемы (точке заземления присваивается нулевой номер), а затем по правилам,
изложенным в инструкции для пользователя программы, в машину вводят но-
мера узлов подключения всех элементов и их номиналы. Вводят также парамет-
ры принятой эквивалентной схемы (модели) транзисторов: Рассчитываются
АЧХ, ФЧХ и ПХ (реже ИХ), стабильность этих характеристик, другие показате-
ли. При необходимости изменяют значения некоторых элементов схемы (ис-
ходные данные) и весь расчет повторяют. В настоящее время разработано боль-
шое число различных программ, позволяющих автоматизировать расчет
усилительных устройств. Среди них можно назвать программы PCAD, PSpice
и др. Более подробно с ними можно познакомиться в специальной литературе.
Наряду с рассмотренными характеристиками при проектировании усили-
тельных устройств необходимо решать вопросы, связанные с определением
чувствительности УУ и устойчивости его к перегрузке. Чувствительность оце-
нивается минимальным уровнем (или напряжением) полезного сигнала на вхо-
де УУ, при котором на его выходе мощность полезного сигнала в заданное чис-
ло раз превышает мощность собственных шумов усилителя. Поскольку при
этом УУ работает в режиме слабого сигнала (линейном режиме), достаточно
рассчитать мощность собственных шумов УУ при отсутствии полезного сигна-
ла. Этот расчет имеет определенную специфику и подробно рассматривается
в параграфе 9'.1.
Перегрузка оценивается максимально допустимым уровнем (напряжением)
полезного сигнала на входе УУ, при котором на его выходе коэффициент гар-
моник (затухание по гармоникам) не превысит заданной величины. Расчет это-
го уровня зависит от вида сигнала (абонентский, групповой или линейный)
и его спектра, полосы эффективно передаваемых частот, нелинейности харак-
теристик УУ и вида используемой обратной связи, накопления мощности гар-
моник (комбинационных частот) в цепи усилителей в линейном тракте и т.п.
Более обстоятельно эти вопросы рассматриваются в параграфе 9.2.
138
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
3.1. Принципы образования двухсторонних каналов связи
В любой системе связи (цифровой и аналоговой) должна обеспечиваться
возможность передачи информации в двух встречных направлениях. В принци-
пе это можно сделать по одной двухпроводной линии: часть времени отводится
для передачи информации в одном направлении, часть — в обратном. Сигнал
может занимать при этом одну и ту же полосу частот. Этот простейший способ
нашел широкое применение в распределительной сети местных телефонных
станций. Абонентские каналы, занимающие одну пару проводов, назвали двух-
проводными. Для связи же АТС между собой, когда в каждом направлении мо-
гут передаваться сотни и тысячи разговорных сигналов, используются двухсто-
ронние каналы, состоящие из двух односторонних. Это обусловлено односто-
ронней направленностью аппаратуры МСП: усилителей, аппаратуры
уплотнения, приемных и передающих устройств. Такие составные каналы на-
зывают четырехпроводными, так как в простейшем случае они реализуются дву-
мя парами проводов.
Для соединения окончаний двухпроводных и четырехпроводных каналов
при переходе с магистральной линии на абонентскую используются промежу-
точные устройства, которые называют развязывающими (РУ) (рис. 3.1, а). Они
обеспечивают согласование уровней сигналов, входных и выходных сопротив-
лений каналов. Кроме того, они выполняют «развязку» цепи обратной связи
прм
Рис. 3.1
(ОС), которая возникает у усилителей направления передачи через направле-
ние приема. Недостаточное ослабление ОС вызывает искажение частотных
характеристик каждого направления, а в некоторых случаях и паразитную ге-
нерацию (самовозбуждение). Окончание РУ, к которому подключается або-
139
3.ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
нентская линия, называется двухпроводным (2-пр) окончанием (рис. 3.1, б),
а окончания РУ, к которым подключены односторонние каналы передачи
и приема, — четырехпроводными (соответственно передачи — 4-пр. прд
и приема — 4-пр. прм).
3.2. Развязывающие устройства и их характеристики
К развязывающим устройствам предъявляют специальные требования: 1) ми-
нимальное, а в идеальном случае — нулевое затухание в направлениях передачи
и приема сигналов 1—4 и 1—3 (см. рис. 3.1, б); 2) максимальное, а в идеале — бес-
конечное затухание в направлении развязки 3—4; 3) минимальные искажения,
вносимые РУ в сигналы связи.
Этим требованиям в той или иной степени могут удовлетворять РУ, по-
строенные по различным схемам и принципам, на различной элементной базе.
Их можно обобщить по следующим признакам:
— линейные на пассивных элементах с постоянными параметрами;
— линейные на активных элементах с постоянными параметрами;
— параметрические с управляемыми элементами.
Если затухание между полюсами РУ в прямом и обратном направлениях
одинаково (о13 = о3], al4 = а41, а34 = о43), то РУ называется взаимным или обра-
тимым. Этим свойством обладают линейные пассивные РУ, построенные по
мостовой схеме, которые и будут рассматриваться в дальнейшем.
Мостовые РУ представляют собой сбалансированный электрический
мост. В одно из его плеч включается двухпроводная линия, подбором сопро-
тивления противоположного плеча мост вводится в состояние равновесия. Па-
ры приемного и передающего направлений четырехпроводного канала включа-
ются в разные диагонали моста. Мостовые РУ называют дифференциальными
системами (ДС).
В аппаратуре МСП нашли применение в основном два типа мостовых РУ:
трансформаторные (рис. 3.2, а) и резистивные (рис. 3.2, б).
Трансформаторные РУ выполняются на основе дифференциального транс-
форматора (ДТ), имеющего две обмотки, причем одна из них — с отводом. Рас-
смотрим работу такого РУ, считая ДТ идеальным, т.е. полагая активнее сопро-
тивления его обмоток равными нулю, индуктивные — бесконечности,
рассеяние — нулю.
140
3.2: Развязывающие устройства и их характеристики
. Коэффициент т = HHt* / W{ (й/i", W{ — число витков частей первичной об-
мотки) называется коэффициентом неравноплечности, а коэффициент и =
W"+W' ,
= —!----- — коэффициентом трансформации. Случаю т = 1 соответствует
W1
равноплечее РУ.
Найдем соотношение между сопротивлениями цепей, подключенных к РУ,
при котором выполняется условие баланса моста, т.е. отсутствует передача
мощности из одной диагонали в другую (бесконечное значение затухания а34).
В параграфе 2.7 на примере мостовой обратной связи в усилительных устрой-
ствах указывалось, что в сбалансированной мостовой схеме изменение сопро-
тивлений, подключенных к противоположным диагоналям моста, не влияет на
передачу мощности из диагонали в другие точки моста. Чтобы упростить вывод
аналитических выражений, обычно полагают сопротивление нагрузки в проти-
воположной диагонали моста равным нулю (режим КЗ) или бесконечности
(режим XX). В частности, если рассматривается прохождение сигнала от источ-
ника, подключенного к диагонали 4—4, то внешнее сопротивление Z3 удобно
принять равным нулю. К точкам 4—4 (рис. 3.3, а) подключим генератор с внут-
ренним сопротивлением Zr, к точкам 1—1 — линию с волновым сопротивле-
нием Z\, а к точкам 2—2 — ба-
лансное сопротивление 2©. По
отношению к точкам 4—4 они
включены параллельно, и к ним
приложено напряжение t/4, так
как при Z3 = О сопротивления
обмоток W7 и W" также будут
равны нулю. Результирующий
магнитный поток, пронизыва-
ющий витки вторичной обмот-
ки ДТ, в случае баланса равен Рис. 3.3
нулю — это следует из условия
нулевой передачи в направлении 4—3. Но этот поток создается двумя противо-
положно направленными токами = (74/Zi и = й равен нулю в случае,
когда I\W" = /2Wi или U4^1 _ U^mWi ОоКращая на щ и приходим к ус-
Z1 Z6
ловию баланса моста
2^ = /nZi.
(3.1)
При неидеальном ДТ и комплексном сопротивлении Zi из (3.1) следует,
что сопротивление 2© должно быть комплексным; оно представляет собой
двухполюсник, называемый балансным контуром.
Определим входное сопротивление РУ Z| со стороны зажимов 4—4. Как
уже отмечалось, в идеальной ДС сечения 3—3 и 4 —4 «развязаны», т.е. изменение
сопротивления Z3 в сечении 3—3 не должно изменять входное сопротивление
в сечении 4—4. Положим, что Z3 = 0, тогда эквивалентное сопротивление полу-
обмоток и й/j" будет также равно нулю (Zi4 =--—х-; Z43 =----—7).
W'/^2)2 W"/^2)2
141
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
В результате приходим к простой схеме рис. 3.3, б, где сопротивления Zx и Z§
включены параллельно. Учитывая (3.1), получим
Z4 = ZXZ§/(ZX + Zq) + т). (3.2)
Найдем затухание в направлении 4—1, используя рис. 3.3,6:
о41 = 101g= 101g = 101g A = 101g^±l. (3.3)
, Р\ Ui / Z1 Z4 т
Из свойства взаимности следует, что о41 = о14.
Аналогично находится затухание для направления 4—2:
042 = 101g А- = 101g ^4/ Z4 =101g^l =101g(m + 1). (3.4)
°2 1ц / Z6 Z4
Рассмотрим теперь случай подключения генератора со стороны зажимов
3—3 (рис. 3.4, о). Здесь удобно положить сопротивление нагрузки в противопо-
ложной диагонали (в сечении 4—4) равным бесконечности, т.е. Z4 = 00. Тогда
сопротивления Zx и 2© оказываются включенными в цепь первичной обмотки
последовательно, их суммарное сопротивление, приведенное к зажимам вто-
ричной обмотки, будет равно
Z3 =(Z1 + Z6)/«2 =Zi(m + 1)/и2. (3.5)
Это и будет входное сопротивление РУ со стороны зажимов 3—3.
Найдем теперь выраже-
ние для затухания в направ-
лениях 3—1 и 3—2 (см. рис.
3.4, б). Если генератор созда-
ет между точками 3—3 на-
пряжение 173, то между вы-
водами I и 2 первичной об-
мотки оно будет в и раз
больше. При этом на сопро-
тивлениях Z3, Zx и 2с выде-
лится мощность, равная соот-
ветственно Р3 = U2 /Z3, Рх-
= I2XZX, Р2 = I2xZq, где Л =
= nU3/(Zx + Z6) —ток в пер-
вичной обмотке ДТ. Таким образом, с учетом (3.5) выражение для затухания
будет иметь вид:
о31 = о13 = 101g ^-= 101g ^L±^i=ioiga + W); (3.6)
Л и ZiZ3
о32 = а23 = 101g А = wig(Z1 + = 101g (3.7)
Л n2Z6Z3 in
142
3.2. Развязывающие устройства и их характеристики
Определим затухание а12 в направлении 1—2. Для этого подключим генера-
тор с внутренним сопротивлением со стороны зажимов 1—1 РУ. На входе
1—1 поглощается мощность Pi, равная сумме мощностей на всех зажимах
РУ, т.е. Л = Р2 + Р3 + Р4- Но Р3 = Pidec(-0,1о31) = -А_ [см. (3.6)], а Р4 =
1+т
= Pidec(—0,lo4i) =——. Нетрудно заметить, что Р3 + Р4. = Pi, следовательно,
1 + т
Р2 = 0, т.е. в направлении 1—2 мощность не передается. Тогда
012 = 021 = 101g(Pi/P2) = оо. (3.8)
Таким образом, в трансформаторном РУ есть два направления развязки:
3—4 и 1—2. Это позволяет использовать другое включение трансформаторной
ДС, что и было показано в параграфе 2.7. Входное сопротивление Z\ определя-
ется из условия баланса (3.1).
До сих пор рассматривалось сбалансированное РУ, идеальйо согласо-
ванное по всём входам и выходам. На практике это зачастую не выполняет-
ся, и сопротивление балансного контура Z6 мо- 3 3
жет ^отличаться от волнового сопротивления
двухпроводной линии Z, для т == 1. В результа-
те нарушается условие баланса моста, затуха-
ние в направлении развязки становится конеч-
ным и недостаточно большим. Действительно,
при Zn * Z\ = Z§/m нарушается согласование
двухпроводной линии и РУ со стороны 1—1. Ес-
ли к зажимам 4—4 будет подключен генератор,
то часть его мощности, передаваемой в направ-
лении 4—1, неизбежно отразится и, испытав за-
тухание на участке 1—3, попадет на зажимы
Рис. 3.5
3—3 (см. рис. 3.5). Полное затухание о43 равно
сумме затухании по участкам:
°43 °4г+°отр +013>
аОТр = 201ё|£±|1
^л - Z1
= 201g
.Za +Z6/m
Zn-Z6 / m
= 201g
mZ„ + Z6
mZ„ -Z6
(3.9)
(3.10)
Вёличину йотр называют также балансным затуханием Ае. Оно обычно не
превосходит 25—30 дБ, если сопротивление балансного контура достаточно
точно имитирует комплексное сопротивление линии в сечении 1—15 и падает
до 5—8 дБ, если 2^ представлено резистором в 600 Ом. Подставляя в (3.9) вели-
чины a4r, oi3 из (3.3) и (3.6), получаем:
fl43 = ^+101g^±^.. (3:11)
т
' *
В случае равноплечего РУ (т = 1) затухание равно
143
3, ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
I O43 = Ае + 6 = 6 + 201g
%я + -^б
Zg ~ Zq
(3.12)
Для увеличения затухания между направлениями развязки 4—3 и 1—2 не-
обходимо обеспечить точное согласование входных сопротивлений РУ со Сто-
роны внешних нагрузок. Наиболее трудно выполнить это требование со сторо-
ны подключения абонентской линии (сечение 1—1), поскольку входное
сопротивление этой линии Zn имеет значительный разброс и к тому же частот-
но зависимо (см. рис. 3.6). Сложная зависи-
мость Z//) не позволяет подобрать доста-
точно простой балансный контур Z§, который
имел бы сопротивление Z6(f) = т • Zn(f)
(см. условие 3.1). Поэтому обычно ограни-
чиваются выполнением условия ZS(J) » тх
х ^.ср(/), где Zri.cp(/) — усредненная частот-
ная зависимость Z//) (см. штриховую кри-
вую на рис. 3.6). Однако даже это условие
трудно выполнить для всех частот. В час-
тности, если в качестве 2^ используется од-
нозвенный контур (см. рис. 3.7, а), то согла-
сование можно обеспечить только на двух
частотах/! и/, рассчитывая элементы R\ и Ci
из системы уравнений:
=^я.ер(/2)|;
V/?!2 +(2716С1)-2 =^2л.ср(/1 4
Рис. 3.7
При использовании двухзвенного балансного контура (см. рис. 3.7, б, е)
можно обеспечить согласование на четырех частотах /—/4. Для этого решается
система из четырех уравнений Z6(Ji) = m-\Zn(fi)\, i = 1, 4 относительно эле-
ментов /?!, С[, R2, С2. На остальных частотах согласование не обеспечивается,
что ведёт к уменьшению балансного затухания Ae(f) и соответственно затуха-
ния раЗВЯЗКИ О43(/) И а12(/).
Наряду с классическим вариантом ДС, выполненным на основе двухобмо-
точного трансформатора с отводом (см. рис. 3.2, а), применяются ДС и на ос-
144.
3.3/Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала передачи
нове трехобмоточного трансформатора. Наличие трех разделенных обмоток
и возможность различного подключения концов этих обмоток позволяет полу-
читьдругие варианты построения ДС (см. параграф 2.7).
Резистивные РУ нашли применение в аппаратуре МСП благодаря своей
простоте и низкой стоимости. Мост, образованный сопротивлением линии Z, -
= /?! и резисторами А14, А42, Ag, балансируется резистором Ag (см. рис. 3.2, б) из
условия (3.1), где т - R^/Ru . Если выполняется условие А14 = А42 = Ag = А, то
согласованное включение на всех зажимах резистивного РУ будет при R{ = Z3 =
= = Ag = А. По сравнению с трансформаторными РУ резистивные характе-
ризуются вдвое большими затуханиями в направлениях передачи (6 дБ), более
узкой полосой рабочих частот и меньшим затуханием в направлении развязки.
Однако в силу простоты и дешевизны они находят применение в менее ответ-
ственных цепях: для ввода сигналов контроля исправности, набора номера
АТС, служебной связи и т.п.
3.3. Влияние развязывающих устройств
на параметры двухстороннего канала передачи
При малом переходном затухании tf43 РУ оказывает влияние на параметры
двухстороннего канала передачи за счет: ' '
1) ухудшения устойчивости канала и искажения его частотных характерис-
тик из-за обратной связи через направление приема;
2) появления эхо-сигналов из-за отражения энергии в месте рассогласова-
ния РУ и линии.
Если представить тракт передачи сигнала в направлении А—Б как усили-
тель с цепью обратной связи (см. рис. 3.1, а), то можно записать его коэффици-
ент усиления по общим правилам (см. параграф 2.4):
Х15 = KvJcil, (3.14)
1 + Т
Т = К37 К76К46 К43, (3.15)
где Ку — коэффициент передачи между точками / и j; i,j е [1; 7].
Прологарифмируем модуль (3.15):
201g|r| = 51 + 52-(o43 + o76), (3.16)
где 51 = 20^X37; 52 = 201gA^6; 5i и 5г — усиление односторонних каналов пере-
дачи; а43 и а76 — переходные затухания РУi и РУ2.
При I Т| = 1, когда 5i + 52 = а43 + а7б = 25кр, усилитель может начать рабо-
тать как генератор, т.е. попадет в критический режим. Из. (3.16) можно вывести
условие устойчивой работы усилителя: сумма всех усилений в петле обратной
z
k' ' Уr-L . . 145
3, ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
связи должна быть меньше суммы всех затуханий: + S2) < (<243 + д7б)- Если
схема симметрична (5t = = 5 и а43 = = а), то получим условие устойчивос-
ти: 5 < а, 5кр = а. .
Введем понятие запаса устойчивости как разности между критическим усиле-
нием 5кр, приводящим к генерации, и усилением 5, при котором она отсутствует:
X=a-S', Хе [0, а]. (3.17)
При неизменном переходном затуханий РУ повышение запаса устойчивос-
ти влечет за собой уменьшение усиления S и соответственно допустимой длины
линии передачи между пунктами А и Б.
Критериев выбора запаса устойчивости служат частотные искажения
в тракте передачи, возникающие при Т* 0. Искажения частотной характерис-
тики (ЧХ) усиления, как видно из (3.14), запишутся в виде
Д5 = 201g Х15)7-=о - 201g Х15)^о = 201g(l + Т) = 201g(l - Т exp(jq>)), (3.18)
где <р — фаза петлевого усиления.
Возможны два случая: 1) ф = 2лл, п = 0, 1, 2, ... — обратная связь поло-
жительная; 2) ф = ли, п = 1, 3, 5, 7, ... — обратная связь отрицательная. Это
влияет на знак Д5: при ООС усиление уменьшается и Д5> 0, при ПОС усиле-
ние растёт и Д5 < 0. /
Учитывая, что обычно |т|« 1 получим
Д5 = 20
1п|1 + Т|
1п10
*8,7|Т | =
-8,7|Т|для ПОС;
+8,7| Т j для ООС.
(3.19)
Здесь использовано известное приближение: ln( 1 + у) » у при у « 1.
Из выражений (3.16), (3.17) имеем 201g | Т | =-2(о — 5)= — 2Х, откуда 101gT=
= —Xи | Т| = dec(-0, IX). Таким образом, искажение ЧХ можно выразить через
запас устойчивости:
|-8,7dec(-0,lX) для ПОС;
|+8,7dec(-0,lX) для ООС.
(3.20)
При подстановке в (3.20) значений Х= 10 и 13 дБ имеем соответственно Л3=
= 0,87 и 0,43 дБ. При малых значениях X необходимо использовать точное выра-
жение (3.18), по котором^ построен график риё. 3.8. При Х= 17 дБ искажение
ЧХ усиления составляет 0,17 дБ, что соответствует изменению коэффициента
передачи канала примерно на 2% и мало сказывается на качестве связи. Если
запас устойчивости больше, то искажение уменьшаются, однако уменьшается
также усиление канала. Максимальный запас устойчивости будет при нулевом
усилении (S = ,0). Тогда X = Хтах = а43 и Д5 = min (см. рис. 3.8).
При реальном изменении входного сопротивления линии Zn в пределах
(1/3—3) от номинального значения Хл.ном переходное затухание (3.10), (3.12) из-
146
3,3. Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала передачи
меняется в пределах от o43mjn = 12 дБ (при Zn = 3\?лном, к = ±1) до бесконечнос-
ти, когда Zfl = Zn.H0M. Необходимо стремиться к увеличению значения O43min,
иначе не обеспечить Положительное усиление в канале S при заданном запасе
устойчивости X. Поскольку 5= o43min “ X следовательно, для S> 0 и Х~ 17 дБ
нужно иметь <J43min > 17 дБ.
Рис. 3.8
Рис. 3.9
Одним из решений этой задачи является включение в канал передачи допол-
нительного устройства — транзитного удлинителя (ТУ), как показано на рис. 3.9.
ТУ позволяет уменьшить разброс значений сопротивления ZB в точке В (или
В'), а следовательно, и увеличить O43min, которое теперь будет определяться из
выражения [см. (3.12)]
a«mm=6+201g^±^6K
В *” & бк
(3.21)
где 2бК = Z^.hom ~ сопротивление балансного контура.
Если затухание ТУ равно а^, то для такой схемы затухание будет
^43 min — ^43min '1"2оТу, (3.22)
где fl43min соответствует случаю -О, т.е. отсутствию ТУ. Покажем это. Пусть
на входе ТУ (точка А на рис. 3.9) сопротивление линии Z;, меняется на величи-
ну &Zn. Тогда выражение для затухания отражения аотр без ТУ будет иметь вид
[см. (3.10)]
^отр
= 201g
л.ном + ^Хл + ^л.ном
AZn
«201g
л.ном
AZj]
ТУ представляет собой симметричный четырехполюсник, у которого Z^ =
~ Z'bhx = ном- Будем оценивать его с помощью У-параметров, при этом увх =
= Увых> поскольку ТУ симметричен, и У12 = Угь так как он пассивен. В точке В по
определению (см. параграф 2.4)
Увых = У22_У12У21/(У11 +Ут). Уг=1/?л-
147
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ. СВЯЗИ
Если Zn изменилось на Д7Л, то соответственно уг изменится на.Ауг =
= (Zfl + AZJ-1 — 1/Zj] и выходная проводимость ТУ в точке В станет !
У вых Увых.ном АуВЬ1Х
У12У21 ~У12У21 (l ,
---- --- = У 22-----1 +
Уп + уг + Ауг . Ун +уД
АУг Л ,
Уп +Уг )’
где Увых.ном определяется при Ауг = 0.
В свою очередь
Ау вых = Ау г -у = Кн ту Ау г,
(Ун +Уг)
где А'н ту — коэффициент передачи ТУ по напряжению.
Отсюда ;
А2в = Zb-Zb.hom = AZ,10°My,
где Оту = 201gATH.ту; -Zb.ном •Zji.HOM-
= 201g 2Z^hom
AZJIdec(-0,loTy)
Оотр “201g
При введении ТУ затухание отражения станет равным [см. (3.21)]
2ZJ1 ном
AZB
^отр 201gdec( 0,1 Оту) — ^отр 2Оту
Это подтверждает выражение (3.22).
Каким образом выбрать величину затухания а^? С одной стороны, увели-
чение Оту позволит добиться больших значений o43min и значительно уменьшить
влияние разброса величины сопротивления абонентской линии AZi- Но в то же
время ТУ вносит дополнительное затухание в тракт передачи, что приводит к ос-
лаблению полезного сигнала. На практике используют компромиссное решение
и принимают Оту — 3,5 дБ. Соответственно принимают расстановку измеритель-
ных уровней для трактов приема и передачи (см. рис. 3.9), Так, для направле-
ния передачи А~А\ принято рА = 0 дБм и pAi = -7дБм. Остальные уровни мож-
но рассчитать, полагая затухание дифсистем между точками ВС (В\О и DB\
(D{B) равным примерно 3,5 дБ (для идеальной равноплечей ДС эти затухания
равны 3 дБ). Тогда
Рв ~ ~3,5 дБм, рс = ~7 дБм, рВ\ = -3,5 дБм, pD = 0 дБм.
Отсюда цожно определить усиление в тракте передачи:
А1] = Рв ~ Рс = 7 дБ.
Для направления передачи Л1—А приняты измерительные уровни рА\ = 0 дБм
и рА = -7 дБм. Уровни в остальных точках равны:
Рв\ = ~3,5 дБм, рс\ - _7дБм, рв = ^3,5 дБм, рв\ - 0 дБм.
148
3,3. Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала передачи
Соответственно усиление тракта S2 = Рт ~ Рс\ = 7 дБ.
Для этого режима переходное затухание из (3.9), (3.10), (3.22) равно
fl43min ЗОту + (ввс + ^BDl) + 'le.min
= 7 + 7 + 6 = 20 (дБ).
При этом запас устойчивости и искажение соответственно равны: Х= о43 -
-5 = 20- 7 = 13 (дБ), Д5 = 0,43 (дБ), что соответствует искажениям АЧХ не
более 5%. Точки А и А\ для двухстороннего телефонного канала называют
двухпроводными окончаниями канала ТЧ, при этом остаточное затухание
между этими окончаниями равно 7 дБ (рА — рА1). Для нормирования характе-
ристик односторонних телефонных каналов выделяют на стороне передачи
и приема канала точки Е и /’’(для другого направления — Е\ и см. рис. 3.9),
которые имеют измерительный уровень рЕ = рЕ\ = —13 дБм и рЕ = Рн = +4 дБм.
Эти точки называют четырехпроводными окончаниями канала ТЧ. Остаточное
затухание между четырехпроводными окончаниями передачи и приема канала
ТЧ равно, очевидно, минус 17 дБ (рЕ - рЕ).
Канал ТЧ, организованный с помощью одной многоканальной системы
передачи, как это показано на рис. 3.9, называется простым. В большинстве
случаев используют составные каналы ТЧ, как показано на рис. 3.10, где между
пунктами П1 и П2 и пунктами П2 и П3 образованы информационные магистра-
ли с помощью разных МСП. Чтобы обеспечить связь между пунктами Щ и П3,
в пункте П2, как уже говорилось в параграфе 1.5, образуется транзитное соеди-
нение окончаний каналов ТЧ, принадлежащих разным МСП.
При организации транзита соединяемые точки должны иметь одинако-
вые входные сопротивления и измерительные уровни. На практике исполь-
зуют два варианта транзита НЧ: двухпроводный и четырехпроводный. При
двухпроводном транзите непосредственно соединяют между собой точки
и В, которые принадлежат разным МСП, но имеют одинаковый измеритель-
ный уровень минус 3,5 дБм (см. рис. 3.9 и 3.10). Сквозной коэффициент
Рис. 3.10
149
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
усиления такого составного тракта будет выражаться формулой, получаемой
по аналогии с (3.14):
п
п
1=1
ГИ1-7})
1=1
где К, и 7} — соответственно коэффициент усиления и петлевое усиление /-го
«простого» тракта; п — число простых трактов; / е [1, и]; Кю коэффициент
усиления при идеальных ДС (7}= 0).
Полагая 7}« 1, используем формулу приближенного вычисления (1 +
+ J)(l + У) « 1+ Х+ Y, если X, Y« 1. Тогда
ЛК
(3.23)
1-2г,
1=1
В то же время сквозной коэффициент усиления составного тракта может
быть представлен в виде
^=7^-. (3-24)
1 - Тг
где Tz — некоторое эквивалентное петлевое усиление.
Приравнивая (3.23) и (3.24), получим
п
г2 = £7].
(3.25)
В свою очередь, 7}
Д5,-
8,7
[см. (3.19)]. Отсюда можно перейти к оценке ис-
кажений в составном двухстороннем тракте
п
«£aS,-,
/=1
(3.26)
или для действующего значения
{ п _
ASs= £Д37
(3.27)
Из (3.26), (3.27) видно, что при увеличении числа двухпроводных тран-
зитов по ТЧ получается составной тракт, у которого нарастают (накаплива-
ются) частотные искажения. Это ограничивает число таких транзитных со-
150
3.3. Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала передачи
единений (практически не более 5) без применения специальных мер по
коррекции искажений.
От указанных недостатков свободен четырехпроводный транзит по ТЧ, ко-
торый выполняется путем соединения через дополнительные удлинители точек
Fh Е, а также F} и Е] (см. рис. 3.10). Затухание этих удлинителей равно 17 дБ
(Pf~ Ре)- При этом в пункте транзита отключаются также дифсистемы. В ре-
зультате обрываются все промежуточные петли обратной связи, связанные
с этими ДС, а в составном тракте остаются только ДС оконечных пунктов. Они
и определяют искажения ЧХ составного тракта, которые оказываются равными
искажениям простого тракта. По этой причине, несмотря на то что четырех-
проводный транзит конструктивно более сложен, чем двухпроводный, он зна-
чительно шире используется в сетях связи, так как не ограничивает число воз-
можных соединений. Это особенно важно при автоматической коммутации
каналов ТЧ.
Электрическое эхо — специфический вид помех, возникающий за счет неи-
деальности дифсистем при включении их на концах двухстороннего канала.
Различают два вида эха: 1) «эхо говорящего» (Э1); 2) «эхо слушающего» (Э2).
Эхо говорящего (Э1) появляется за счет неидеальности ДС2 (см. рис. 3.1, а,
3.9): разговор абонента А ответвляется в ДС2, проходит в обратном направле-
нии и возвращается к говорящему абоненту.
Для расчета защищенности от помехи этого вида (АЭ1) найдем уровень
эхо-сигнала в точке А (Рэ1(Л)). При этом учтем, что уровень эхо-сигнала в точке
Ci равен Рэ1(С1) = Pd~ где Ро — измерительный уровень передачи в нап-
равлении A—Ai в точке Z); Д43 — Переходное затухание ДС2. Уровень эхо-сиг-
нала в точке А равен:
РЭ1С4) = Рэ1(С1) + (рА ~ Ра) = Pd~ + (Ра ~ Ра),
где рА, ра — измерительные уровни соответственно в точках А и С].
Учитывая диаграмму уровней в направлении А\—А (см. пояснения к рис.
3.9), получаем рЭ1(Л) 0 — а'^ + (-7 - (—7)) = -«43.
Отсюда
^Э1 = Ра~ Psi(^)~ а43- (3.28)
Эхо слушающего (Э2) имеет место, когда часть полезного сигнала, ответв-
ленная в ДС2, совершив полный круг (теперь уже из-за неидеальности ДС]),
возвратится к слушающему абоненту.
Определим защищенность от помехи этого вида (Дэг)- Сначала найдем уро-
вень помехи «эхо слушающего» в точке Dt: ,
РЭ2(А) = PD~ а43 + (Pdi ~ Ра)-
За счет неидеальности ДС1 эта помеха проникает в точку С, а ее уровень
станетРэг(С) -Рэг(А) ~ а43> где а43 — переходное затухание ДС]. Пересчитаем
помеху в точку Aj (к слушающему абоненту):
Рэ2(^1) ~ Рэг^С) + (Ра\ ~ Рс),
151
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ
а затем найдем защищенность от помехи в этой точке, используя диаграмму
уровней
Лэ2 =РА1 ~.РЭ2^1 ) =Рс^РЭ2(С) = (Pc~Pd) +
+ («43 + «4з)+РС1 ~Pd\ = «43 + «43 “ 14- (3.29)
. Если положить, что й4з = й4з ?= «4з„ип “ 20 дБ, то из выражений (3.28) и (3.29)
получим:
^3lmin 20 дБ, ДэЗпнп 26 дБ.
(3.30)
Это те значения, которые всегда обеспечиваются в канале передачи.
Сами по себе полученные значения защищенности от помех Э1 и Э2 мало
о чем говорят. Субъективно эхо-помехи мешают тем сильнее, чем больше они
отстают во времени от полезного сигнала. Это связано с тем, что при малой за-
держке эхо-сигнала относительно полезного последний будет просто маскиро-
вать эхо, и абонент его не расслышит.
Опытным путем была выявлена зависимость между минимально необходи-
мой (допустимой) защищенностью Лэ.доп и задержкой t3 эхо-сигнала относи-
тельно полезного, при которой эхо-сигнал не мешал бы абонентам. Эта зависи-
мость приведена на рис. 3.11.
Если при известном t3 допустимая величина
защищенности Лэ доп меньше, чем минималь-
но возможная Лэ.n1in, которая реально обеспе-
чивается в канале с неидеальными ДСГ и ДС2
(Ллоп < A.min), то с явлением эхо-сигналов
можно не считаться. Как видно из рис. 3.11,
с учетом (3.30) это будет при (э - (э.кр = 60 МС.
Если задержка эхо-сигнала будет больше
критической (60 мс), то реально получаемая
защищенность Л.тш будет меньше допусти-
мой Яэ.Доп и эхо-сигналы будут мешать разго-
вору. Определим критическую протяжен-
ность двухстороннего канала £=£кр, при
которой задержка эхо-сигнала равна крити-
ческой, т.е. /э кр = 60 мс. Для Э1 необходимо
учесть двойной пробег сигнала в тракте (туда
— скорость света свободном пространстве, £ —
коэффициент замедления в направляющей системе (для коаксиальных кабелей
£ = (1,5 -е- 2)). В результате
. г CG.Kp
крЮ~2Г
(3.31)
Если/э.кр = 60 мс, то £кр = (4,5 4-6) 103 км.
Что касается помехи «эхо слушающего», то для нее защищенность 4,2min
составляет 26 дБ, а время задержки /э.кр, согласно рис. 3.11, 87 мс. Для Э2 на-
152
3.3. Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала передачи
до учесть тройной пробег, при этом критическая длина линии определяется
из условия
Д, (3 32)
и составляет примерно (4,5 ч- 5,8) 103 км. Эти величины достаточно большие
для обычной проводной связи даже на международных линиях. Поэтому на та-
ких сетях явление эха не учитывают и никаких дополнительных устройств в трак-
те передачи не ставят.
Что же касается трансконтинентальных
и особенно спутниковых линий, то здесь
проблема эхо-сигналов весьма остра из-за
большого времени задержки. Для подавле-
ния эхо-сигнала в таких случаях использует-
ся канальный эхо-заградитель. Его упрощен-
ная схема представлена на рис. 3.12. Загради-
тель’ состоит из анализатора (Ан) й двух
регулируемых аттенюаторов (Ат). При нали-
чии сигнала в тракте передачи одного на-
правления анализатор вырабатывает сигнал,
который увеличивает затухание аттенюатора,
Рис. 3.12
включенного в тракте приема этого направ- '
ления, на 30—50 дБ. При отсутствии сигнала передачи затухание уменьшается
и близко к нулю. При передаче сигнала в обратном направлении система рабо-
тает аналогично, но запирается другой приемный тракт.
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ
И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
4.1. Общие сведения
Как известно, многоканальные системы передачи должны обеспечивать
независимую и высококачественную передачу большого числа разнородных
первичных сигналов по одной физической (например, двухпроводной) линии
связи. С этой целью на Передающей стороне МСП применяется тот или иной
способ уплотнения сигналов и формируется групповой (многоканальный) сиг-
нал, несущий информацию обо всех исходных первичных сигналах. Групповой
сигнал передается на значительное расстояние по одной физической‘ линии
связи (ЛС). Для ослабления влияния Л С на уровень и спектр группового сигна-
ла приходится ставить на линии промежуточные пункты усиления и коррек-
ции. На приемной стороне МСП этот групповой сигнал разделяется по опреде-
ленным. признакам на отдельные первичные сигналы, которые поступают
затем к соответствующим абонентам.
Формально можно использовать три способа уплотнения: 1) простран-
ственный; 2) мостовой; 3) за счет использования вспомогательной ступени
индивидуального преобразования каждого первичного сигнала.
Пространственное уплотнение является самым примитивным из всех сущест-
вующих. Смысл его состоит в том, что физическую линию связи делают много-
проводной и по каждой паре проводов передают отдельный сигнал. Мостовой
способ характеризуется использованием определенных схемотехнических реше-
ний, с помощью которых удается использовать одну физическую линию для пере-
дачи нескольких сигналов без каких-либо преобразований над ними.
На рис. 4.1 изображена схема использования этого метода для одновремен-
ной передачи по одной линий телефонного и телеграфного сигналов. Рис. 4.2
иллюстрирует применение мостового метода уплотнения при передаче теле-
фонных сигналов. Очевидно, что использование мостовь!х схем позволяет ор-
ганизовать как бы дополнительные пары, служащие для передачи других сигна-
лов, например третьего абонента. Такую физически несуществующую пару
называют «фантомной». Одним проводником’ее является пара первого абонента,
вторым — пара, отведенная второму абоненту. Токи сигнала третьего абонента
ТЛФ
текут по обоим проводам па-
ры первого абонента в од-
ном направлении и возвра-
НтлгНфнч]
Рис. 4.1
пары второго абонента, не
создавая помех ни первому,
ни второму. Если развивать
этот принцип дальше, то
можно получить еще одну
154
4,1. Общие сведения
фантомную пару для четвер-
того абонента, состоящую из
четырех физических пар, и т.д.
Мостовой способ уплот-
нения имеет невысокую эф-
фективность и в сравнении
с пространственным уплот-
нением позволяет не более
чем в 2 раза (при большом
числе цепей) увеличить чис-
ло передаваемых сигналов.
В настоящее время он ис-
пользуется лишь для органи-
зации дистанционного пита-
ния (ДП) усилителей и йцелях
служебной связи. Вариант
ДП по схеме «провод — про-
вод» показан на рис. 4.3.
Здесь ток ДП протекает по
«фантомной» цепи, образо-
ванной парой проводов од-
ного и парой другого направ-
ления передачи. Разделение
линейного (группового) сиг-
нала ЛС и тока ДП обеспечи-
вается за счет мостовой схе-
мы включения.
Принцип уплотнения
абонентских сигналов за счет
специальных преобразований
над нимй кратко пояснялся
с помощью рис. 1.26, где обозначены: М, — канальный модулятор, i =1,2,..., п;
п — число уплотняемых сигналов; Ф,- — канальный фильтр; УО — устройство
объединения; УР — устройство разделения; Ду — канальный демодулятор. Этот
метод уплотнения является самым сложным с точки зрения схемотехнического
построения системы передачи, но эта сложность окупается высоким качеством
полученных каналов и высокой степенью уплотнения физической линии. Пре-
образование сигналов в МСП по схеме рис. 1.26 можно описать следующий на-
боров операций:
1) Uj(t)= М( {«,(/)} — формирование (модуляция) /-го канального сигнала
(7, (0 в соответствии с абонентским «, (/);
2) 1/^(1) = О{ i е [1, и] — объединение всех канальных сигналов Ut(f) в
групповой (/гр(О;
3) передача по физической линии связи (ФЛС);
4) U'(t) =Ф,{1/^(()} — разделение (фильтрация) /-го канального сигнала из
группового;
155
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Рис. 4.3
5) = Д/{U'i(t)} — демодуляция (детектирование) /-го канального сигна-
ла и выделение абонентского.
/Штрих над обозначениями сигналов на рис. 1.26 указывает на их искаже-
ние (отличие от исходных) за счет действия в канале связи различного рода по-
мех и искажающих факторов.
Операторы {М, О, Ф, Д} должны удовлетворять следующим условиям:
а) ошибка воспроизведения /-го сигнала на приемной стороне, вызванная
помехами и неточностью преобразования, не должна превышать заданного
значения, что соответствует выражению
|?(о;(п-о/(0)2<^ЛдоП, (4.1)
•'о
где А70П — максимально допустимая мощность ошибки воспроизведения,
которую не почувствует абонент на приеме (см. подпараграф 1.3.1);
б) операторы должны быть простыми в реализации и обеспечивать макси-
мальную пропускную способность системы связи при ее минимальной стои-
мости;
в) полоса частот спектра группового сигнала должна быть меньше задан-
ной полосы пропускания группового тракта.
В ряде случаев формулируются и некоторые другие требования, опреде-
ляемые конкретным назначением системы передачи.
На основании рис. 1.26 нельзя определить оптимальный вид и конкретные
значения отдельных операторов преобразований. Поэтому оптимизация систе-
мы производится по методу «синтез через анализ», т.е. выбором различных ва-
риантов её построения и анализом получающихся при этом показателей каче-
ства [36, 52].
156
4.1. Общие сведения
Вид оператора преобразования определяет классификацию систем. В за-
висимости от построения устройства объединения системы разделяются на
аддитивные и неаддитивные, а в зависимости от устройства разделения — на
линейные и нелинейные. По принципу канального преобразования Ut —
= М,(«,) различают системы с частотным, временным или комбинированным
уплотнением. Наибольшее распространение получили системы передачи с ад-
дитивным объединением, линейным разделением, временным и частотным
уплотнением.
В линейных аддитивных системах операторы объединения и разделения
имеют следующий смысл:
u^t) = О{ t4(0,. = ±Uj (0; (4.2)
j=i
п п
= ф7{£[[,(0} = £ф7{[/,(0}. (4.3)
м /=1
Разделение и объединение осуществляют линейные устройства с постоян-
ными или переменными во времени параметрами. Идеальное фильтрующее
устройство обеспечивает преобразование
= (4.4)
[О, i * j.
Фильтрующее устройство должно соответствовать типу канального сигнала
и его модуляции. Для выполнения условия идеальной фильтрации необходимо,
чтобы канальные сигналы были линейно независимы, т.е. удовлетворяли тео-
реме Д.В. Агеева [53]: «Если имеется набор сигналов U\,..., Un, то они будут ли-
нейно независимы друг относительно друга, когда для любого набора чисел Сь ...,
п
Сь ..., С„, не равных нулю, выполняется условие * 0, причем эта сумма
\ . ' ' „ / 1=1 " ‘ч
равна нулю только тогда, когда все С( - О».
Предположим, что существует такой набор С„ что сумма обращается
в нуль. Тогда ; ’
... л г- - „ ' ' ' ' '
где х — обобщенное обозначение координаты (переменной), по которой осу-
ществляется разделение канальных сигналов.
В этом случае при фильтрации может быть получен отклик от сигналов
других каналов, который неотличим от полезного. Это приведет-к нарушению
работы МСП из-за недопустимо больших межканальных помех.
Поскольку сигнал [/, определяется в трехмерном пространстве {t, f, и}, то
линейная независимость канальных сигналов должна быть обеспечена хотя бы
по одной координате. Она проверяется с помощью матрицы Грама, состоящей
157
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
из коэффициентов а-ц взаимной связи сигналов на некотором промежутке АЛпо
выбранной координате:
6 =
«п
«Л1
«1Л
апп
. ДХ
.«(/• =~\Ui(x}Uj(x)dx.
(4.5)
Если определитель матрицы не равен нулю, т.е. А С* 0, то сигналы линейно
независимы, иначе есть зависимость хотя бы между двумя из них. К множеству
линейно независимых функций относится и класс ортогональных функций, ко-
торые по определению на некотором интервале ортогональности АЛТудовлетво-
ряют условиям
1 Yrr/Arr/4J [const, г=у;
a‘j = TV J Ui J (Х№ = 1 n • (4-6)
J &X Jo ,|0, itj.
Действительно, при выполнении (4.6) в матрице Грама (4.5) ненулевыми
будут только члены, расположенные на главной диагонали. Определитель та-
кой матрицы всегда не равен нулю.
Простым примером ортогональных функций могут служить Синусо-
идальные колебания с неодинаковыми частотами (в частном случае они мо-
гут быть кратными). Они ортогональны только по координате «частота f»
и перекрываются (не разделяются) по координатам «время t> и «мгновенное
напряжение U». Канальные сигналы, сформированные на основе ортого-
нальных функций, заведомо линейно независимы. При использовании дру-
гих классов функций требуется проверка их на независимость с помощью
определителя матрицы Грама.
4.2. Формирование канального сигнала
Канальные сигналы формируются с помощью специальных сигналов-пе-
реносчиков. Сигнал-переносчик — это некоторое вспомогательное крлебанйе,
удовлетворяющее условиям линейной независимости (в частном случае — ор-
тогональности) и преобразующееся в канальный сигнал путем модуляции его
абонентским сигналом. Модуляция производится по некоторым параметрам
сигнала-переносчика, чаще всего по одному из них, при этом другие использу-
ются для эффективного выделения канального сигнала из группового.
Применяют три основных типа переносчиков: 1) монохроматические (си-
нусоидальные); 2) импульсные (простой или сложной формы); 3) комбиниро-
ванные, объединяющие в себе вышеописанные типы.
Монохроматические переносчики используются в МСП с частотным раз-
делением каналов (ЧРК), импульсные — в системах с временным разделением
(ВРК), комбинированные применяются в МСП с кодовым разделением или
разделением по форме.
Синусоидальные переносчики. Как уже было показано, синусоидальные коле- .
бания различных частот являются ортогональными по координате f. Немодулиро-
158
4.2. Формирование канального сигнала
ванное колебание переносчика, описываемое уравнением гД/) = И®-sin(<»0/1 + <р0/ )>
характеризуется набором параметров Д)(-, со0/, Фо/- Модуляция может быть произве-
дена модулирующим колебанием а//) по любому из этих параметров, а именно по
амплитуде, частоте или фазе:
амплитудная (AM) — А, (Г) = А^ (1 + т, а, (/)); со,- = const; <р,- = const;
частотная (ЧМ) — со,- (О = ю0(- (1 + (0); Д- ~ const; <р( = const;
фазовая (ФМ) — <pz(r) = <р0/ (1 + а( (/)); Д = const; со,- = const,
где т, — коэффициент пропорциональности.
При любом виде модуляции ширина спектра частот образующегося ка-
нального сигнала £7/(0 всегда больше, чем ширина спектра первичного а, (Г).
Поэтому при частотном разделении каналов необходимо так выбирать несущие
©о» чтобы спектры канальных сигналов не пересекались. Это обеспечит их ор-
тогональность, а следовательно, и разделимость при отсутствии межканальных
помех. Как будет показано далее, минимальную полосу частот, примерно рав-
ную ширине спектра модулирующего сигнала, занимает AM сигнал с подавле-
нием одной боковой полосы (ОБП).
Импульсные переносчики. К этому классу относятся две разновидности:
простые (периодические) и сложные импульсные переносчики. Рассмот-
рим способы разделения простых импульс-
ных переносчиков г,(Г) и г, (Г), показанных на
рис, 4.4, а, б. ИспоЛьзуя преобразование Фу-
рье для сигналов такого вида, нетрудно убе-
диться, что их спектр является дискретным,
кратным частоте f0 = 1/Т0 и стремящимся к бес-
конечности, если Длительность фронта им-
пульсов стремится к нулю.
Частотные спектры двух последовательностей
прямоугольных импульсов, которые имеют оди-
наковый период, но сдвинуты во времени друг от-
носительно друга, полностью совпадают. Упере-
носчиков, имеющих неодинаковый период
повторения, также имеет место пересечение их
спектров. Следовательно, частотное разделение
таких импульсных переносчиков принципиально
невозможно. Обращаясь к рис. 4.4, а, б, видим,
что для переносчиков г,(Г) и /}(Г), i *j, справедливо
а)
а(0
Л(0
АИМ-2 АИМ-1 Т *
Ц(0
Рис. 4.4
1О Q
что соответствует условию (4.6). Отсюда последовательности с одинаковым пе-
риодом могут быть ортогональными и разделяемыми, если они не пересекают-
ся во времени. Технически это выполняется довольно несложно.
159
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
При модуляции простых импульсных переносчиков можно изменять их пе-
риод То, амплитуду Ао, начальное положение импульса (фазу) относительно такто-
вой (опорной) точки А/, а также длительность т0- Согласна теореме Котельникова,
частота следования импульсов должна быть не меньше, чем удвоенная верхняя
частота спектра сигнала. Считая полосу канала ТЧ равной 4 кГц, нетрудно вычис-
лить, что максимальный период следования импульсов, несущих информацию об
одном первичном телефонном сигнале, составляет То £ (1 4 103) = 125 мкс.
В групповом тракте сигналы разных каналов передаются независимо друг от друга
поочередно, один в промежутках другого [36, 53].
Основные виды Модуляции импульсных последовательностей:
1. Амплитудно-импульсная модуляция (АИМ). Первичный сигнал (пунк-
тирная кривая на рис. 4.4, в) подвергается дискретизации по времени с некото-
рой тактовой частотой^ = 1/Т0 (не меньше 8 кГц для телефонного сигнала). На
выходе модулятора получаем импульсную последовательность Ut{t) с амплиту-
дой, изменяющейся по закону
Ц(0 = 4(0г,(0; 4(0=4(1+ »:,«,•(/)), (4.7)
где от, — коэффициент пропорциональности.
Амплитудно-импульсная модуляция имеет две разновидности: АИМ-1,
когда вершина импульса повторяет изменение сигнала в интервале импульса,
и . и АИМ-2, когда импульс имеет прямо-
му =£ уф угольную форму (см. рис. 4.4, в).
(=1 ' При ограниченной полосе пропуска-
:_1 i+y ния группового тракта происходит искаже-
,;г*тч /''ГТ' ние Ф°РМЫ импульсов, в частности их
\ i / \ уширение (рис. 4.5), в результате чего со-
/ \ .седние импульсы (/-1)-го и (/+1)-го ка-
/ \ налов могут наложиться на импульсы /-го
1 LJ‘ ш канала. Это вызывает нарушение ортого-
, цельности сигналов Uj(f) и i*J, и по-
Рис-4.5 явление переходных шумов и помех между
Каналами.
2. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ). При ШИМ неизменны Го
и Ао переносчика (рис. 4.6, о), а изменяется только длительность импульсов
по закону
t/ = to(l + wi/o((0); |m,a,(0l ^1,0. (4.8)
В зависимости от того, меняется ли при этом положение фронта или спада
импульса или они изменяются одновременно, различают соответственно ва-
рианты модуляции — ШИМ-1 или ШИМ-2. На рис. 4.6, б приведен пример
ШИМ-1, когда изменяется положение только спада импульса в зависимости от
сигнала а] (/) (рис. 4.6, в).
Групповой сигнал образуется путем сложения Ук канальных ШИМ-сигналов,
не пересекающихся по координате t (рис. 4.7, а), Из-за ограничения полосы про-
160
4,2. Формирование канального сигнала
> '
пускания группового тракта возникает перекрытие импульсов (рис. 4.7, б). Этот эф-
фект, казалось бы, можно устранить, ограничив по амплитуде последовательность
импульсов (рис. 4.7, в). Однако за счет влияния «хвостов» соседних импульсов ме-
няется момент срабатывания порогового устройства, чтб эквивалентно измене-
нию длительности импульса (заштриховано на рис. 4.7, в). Таким образом, и при
ШИМ полностью избавиться от переходных помех невозможно.
3. Фазо-импульсная модуляция (ФИМ). При такой модуляции неизменны
Ао, т0, а меняется только положение импульса (рис. 4.8, б) относительно исход-
ного (рис. 4.8, а) По закону
А/(г) = Д/о(1+т,•«,(/)), (49)
где а, (/)| < 1,0, изменение а, (Г) показано на рис. 4.8, в.
Исходные параметры выбираются из условия А/о < — Число каналов
(см. рис. 4.7, а). Этот способ также требует значительных защитных интервалов
между импульсами, чтобы не было межканальных
помех.
4. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ). Смысл
ее в том, что в промежутке времени, отведенном
каждому из каналов, вместо выборки группового
АИМ-сигнала (рис. 4.9, а) передаются двоичные
кодовые комбинации, которые получаются в ре-
зультате аналого-цифрового преобразования инфор-
мации об амплитуде выборки в канале (рис. 4.9, б).
Этот вид модуляции является основным в цифро-
вых системах передачи (см. гл. 12).
।
а)
Рис. 4.9
6 Зак. 1600
161
4, ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ 14 РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
а)
б)
1К
Рис. 4.10
2К
*1
9К
Фундаментальной осо-
бенностью систем ВРК яв-
ляется необходимость обес-
печения жесткой синхро-
низации и синфазности
между сигналами пере-
носчиков на передающей
и приемной сторонах, по-
скольку иначе невозможно
определить принадлеж-
ность каждого импульса в групповом сигнале конкретному каналу. Для этого
в составе группового сигнала всегда содержится сигнал синхронизации. При
использовании ИКМ, кроме канальной, нужно обеспечить и посимвольную
синхронизацию. ,
Сложные импульсные переносчики. Различают два типа:
1. Переносчики с частотно-временным разде-
лением. Принцип разделения заключается в пере-
даче информации о канальном сигнале радиоим-
пульсом определенной частоты /, приходящим
в определенный момент времени tj. В другой мо-
мент эта частота будет соответствовать другому
каналу (рис. 4.10, а). Модуляция такого перенос-
чика, как правило, выполняется только по ампли-
туде. В каждый момент времени передается ин-
формация о нескольких каналах, например о 1, 2
и 3-м каналах — в интервале (рис. 4.10, б). Такие
переносчики применяются в МСП с комбиниро-
ванным разделением каналов.
2. Импульсно-импульсные переносчики. На-
поминают частотно-импульсные, но в роли не-
сущих выступают последовательности импуль-
сов с разными периодами. Эти переносчики
строятся на основе «знаковых» функций —
функций Родемахера:
Rk(t) = sign[sin(2fc7VoOI,к = 0,1, 2,...,
(4.10)
где к — порядок функции, fa — 1/(2 Tq) — основная частота.
На рис. 4.11 приведены примеры этих функций для к = 0,1, 2 и 3. На прак-
тике чаще используются функции Уолша (Walch), которые строятся по опреде-
ленным правилам из функций Родемахера. В частности [52]:
Walt(0 = /?jt(0>Uwfc = 0,l,2,4;
Wal3(0 = Л1(0Л2(П; Wal5(n = /?i(0/?3(r); (4.11)
х Wal6(O = /?2(WO; Wal7(/) = A1(0«2(/)«3(0.
162
4.3. Устройства разделения линейно-независимых канальных сигналов
Используя (4.10), (4.11) и рис. 4.11, графики функции Уолша до 7-го по-
рядка включительно нетрудно построить самостоятельно. Непосредственной
подстановкой (4.10), (4.11) в (4.6) можно доказать, что функции Родемахера
и Уолша являются ортогональными по координате t на интервале То:
At 4
Эти переносчики подвергаются амплитудной модуляции или манипуля-
ции, при этом групповой сигнал равен
п
ЦР(0 = £ a,(t) Wai,(t). (4.12)
i=i
При манипуляции двоичный сигнал о,//), имеющий состояния 1 и 0, пре-
образуется к виду с разрешенными состояниями +1 и -1.
Переносчики на основе знаковых функций используются в «плохих» кана-
лах с малым отношением сигнал/шум (например, гидроакустические каналы,
загоризонтная УКВ-связь и др.).
4.3. Устройства разделения
линейно-независимых канальных сигналов
Идеальное устройство разделения (УР) в аддитивных МСП должно рабо-
тать по алгоритму:
~ п
Ф,[^гр(0] = Ф, Д^(0
. На практике при i * j сигнал на выходе не равен нулю, так как всегда имеет-
ся переходная помеха от соседних каналов.
Линейные устройства разделения могут иметь переменные или постоянные
во времени параметры. Устройства с постоянными параметрами удобно пред-
ставлять в виде линейных четырехполюсников с присущим им набором харак-
теристик: коэффициент передачи АХ/о), переходная А;(0 и импульсная g,(0 ха-
рактеристики и др. Указанные характеристики связаны между собой
преобразованием Фурье (см. параграфы 1.4 и 2.10).
Частотный спектр сигнала на выходе /-го УР можно получить, перемножив
спектр входного сигнала на коэффициент передачи (см. рис. 4.12, а):
^выхл(/ю) — SppiJajyKj (Ja).
Временная зависимость при подаче группового сигнала на вход /-го
УР выражается с учетом условия (4.13) в виде
1 +00
С4ых.,-(О = 4- (ил) =
2тсJ
-00
= 4“ f do, если / = у; при / * j: = 0.
2n J
= ЕФ;[^(/)] = Г'(0,/.==7’ (4.13)
;=i 10, i * j.
163
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
2Д(о
Рис. 4.12
I
• '
Отсюда следует, что выходной сигнал будет равен канальному, если переда-
точная характеристика К, (/со) «накрывает» спектр канального сигнала 5,(До) так,
ЧТО S^kjU®) = S^jwyKi fJca) =,St( j<o). Равенство выполняется тогда и только тог-
да, когда Sj (j®) g т.е. когда соседние спектры не пересекаются и соответ-
ственно
7г / . ч J fconst,Z = У,
Д, ч (О,/*/.
(4.14)
Это свидетельствует об их ортогональности по координате f.
Если коэффициент передачи постоянен в пределах спектра частот 5f (со) и ра-
вен нулю за его пределами, то мы получаем идеальное частотно-разделяющее
(фильтрующее) устройство с прямоугольной характеристикой затухания (см. рис.
4.12, б). Реальные канальные полосовые фильтры (ПФ) довольно далеки от
идеальных (на рис. 4.12, б изображена характеристика затухания такого фильтра
Ипф( = — 201gX) (со)), при этом «хвосты» их частотных характеристик вызывают по-
явление переходных помех от соседних каналов со спектрами и S^.
С точки зрения идеального частотного разделения каналов метод модуля-
ции переносчика в принципе не имеет значения, важно лишь, чтобы не пересе-
кались спектры канальных сигналов. .
В случае амплитудной модуляции есть возможность получить на выходе ка-
нального фильтра (устройства разделения) непосредственно модулирующий (ин-
дивидуальный) сигнал, если использовать фильтр с переменным коэффициен-
том передачи, который изменяется по определенному закону. Установим .его
исходя из следующих соображений: 1) канальный сигнал описывается выраже-
нием и, = в, (Г)г, (О, где Г;(0 — сигнал-переносчик, причем период переносчика
То значительно меньше периода модулирующего сигнала а,-, поэтому о, (Г + То)»
» о, (/); 2) закон изменения коэффициента передачи фильтра К,(1) должен быть
таким, чтобы выполнялось условие
(4.15)
t
п
Учтем, что — Zaj(f)rj(ty, тогда вместо (4.15) получим
164
4.3. Устройства разделения линейно-независимых канальных сигналов
п -° (i = z
7=1 t
(4.16)
Здесь, как уже упоминалось, величина о, (т) на промежутке То практически
постоянна, поэтому ее выносим как константу. Из (4.16) следует, что функция
передачи z-го фильтра должна быть ортогональна функции у-го переносчика.
В частностиj если применяется синусоидальный переносчик г,(Т) = Hcoscoo<7, т0
Kj(t) должен меняться по закону: Ki(t) = A^cosco0/Такой спосбб разделения на-
зывается корреляционным, он реализуется на основе перемножителя и интегра-
тора (рис. 4.13). На один из входов перемножителя П подается групповой сиг-
нал (4р из группового тракта, на второй — немодулированный сигнал от
генераторного оборудования (ГО), совпадающий по частоте и фазе с перенос-
чиком интересующего нас канального сигнала. ФНЧ имеет полосу пропуска-
ния, которая примерно равна полосе, занимаемой сигналом о( (Г). Он подавляет
все составляющие, не имеющие отношения к сигналу в,(г), поскольку на выхо-
де перемножителя присутствуют суммарные и разностные частоты от всех со-
ставляющих группового сигнала. Практически полоса ФНЧ несколько шире
полосы сигнала и имеется переходная область, в которой затухание фильтра из-
меняет свое значение от минимального до максимального. Это требует разме-
щения канальных сигналов в составе группового с некоторыми частотными
промежутками. В ряде случаев интегратор И, можно объединить с ФНЧ. Срав-
нивая с рис. 4.12, а И 1.26, убеждаемся, что z-й канальный корреляционный при-
емник заменяет пару канальных блоков — полосовой фильтр и демодулятор.
Корреляционный способ разделения
(приема) пригоден и для других методов мо-
дуляции (разумеется, с частотным разделени-
ем каналов). Например, в случае ФМ, когда
канальный сигнал, описывается выражением
Ui (f) = Acos(m0; t + <p, (/)), перемножение дает
набор компонентой (4 (Ол (0 C4cos(<p; (/)) +
+ Лсоз(2со0,-1 + ф, (^1, Второй компонент легко
подавляется ФНЧ, а, первый представляет со-
бой полезный сигнал. Однако такой способ
приема ФМ не очень эффективен, потому что Гис. 4.13
совф слабо меняется в области малых значе-
ний ф, и это вызывает значительные нелинейные искажения выходного сигна-
ла. Для исправления Этого недостатка целесообразно изменить фазу вспомога-
тельного сигнала на 90°, т.е. использовать не coscoo< 7, а sina>0/7. Перемножение
в этом случае даст на выходе сигнал aj(f) = sin(<p,-(0)» который при малых изме-
нениях фазы практически пропорционален ей: а,'(0 = ф,(0 = о(0-
Корреляционный прием ЧМ сигналов в, отличие от ФМ имеет ту особен-
ность, что на выходе (после ФНЧ) фаза колебаний меняется не пропорцио-
165
4, ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Т®0|
Рис. 4.14
нально сигналу a(j). Действительно, выходной сигнал при ЧМ описывается вы-
ражением Ui(f) = >4cos(p,(r), где <р;(0 - j СО|(/)Л - <£>&1 + Jmaj(t)dt. Для получения
неискаженного сигнала на выходе перемножителя необходимо включить диф-
ференцирующую цепь (рис. 4.14).
п / ч Используя амплитудную модуляцию си-
U (j) ___А1 р— -JL. affy нусоидальных переносчиков и корреляцион-
—-------------------------ный метод разделения, можно в принципе
увеличить вдвое число передаваемых сигна-
лов в той же самой полосе частот группового
сигнала. Для этого все индивидуальные сиг-
налы разделяются на пары и для каждой па-
ры (а-(1) и а"(0) формируется свой канальный сигнал по закону
Ui(t) = a'j (/) coscoq/ t + sinrooi A (4-17)
Спектры канальных сигналов отдельных пар не пересекаются, поэтому
в принципе разделение пар можно осуществлять обычным образом по схеме
рис. 4.13. Однако с учетом разделения сигналов одной пары применяется более
сложный вариант по схеме рис. 4.15. При этом канальный приемник Пр, вклю-
чает в себя два пере множителя П,у и Пд, два интегратора И(1, Ид и фазосдвига-
ющую цепь ф„ с помощью которой сигнал переносчика г, (/) разделяется на два
квадратурных: гд(/) = cos®0if и r^t) = sinrooi А Тогда
. Л - 71
а- (0 = J U, (0 cos (OQitdf, a”(f) = J Ui (/) sin coq, tdt.
о
В справедливости (4.18) можно убе-
диться, подставляя (4.17) в (4.18). Здесь
используется ортогональность функций
sincoQ, t и coscooi t на интервале То,- = 2тг/а>0,-.
Такой метод передачи двух сигналов в од-
ной полосе частот называется квадратур-
ным. Он применяется, в частности, в ве-
щательных системах цветного телевиде-
ния ПАЛ и НТСИ [12], а также при пе-
редаче цифровых сигналов по радиока-
налам.
Корреляционный метод разделения
позволяет построить универсальные при-
емные системы с одновременным разде-
лением и демодуляцией сигналов, их це-
лесообразно выполнять с использованием
интегральной технологии, позволяющей
резко, уменьшить габариты и массу аппаратуры. Главный недостаток этого ме-
тода приема — необходимость восстановления несущей с точностью до фазы.
(4.18)
о
Пл и,
a'(t)
—>
ПР;
--------1
Г-, <(0
Ч> = л/2 <Pi
П|2 Ид
<(0
=>ау"(0
^)
Пру
Рис. 4.15
166
4.3. Устройства разделения линейно-независимых канальных сигналов
В линейных аддитивных МСП с ВРК невозможно использовать линейные
устройства разделения с постоянными параметрами, поскольку канальные сиг-
налы неразделимы по координате / Здесь корреляционный прием является
единственно возможным методом разделения канальных сигналов. При ис-
пользовании простых импульсных переносчиков условие идеального разделе-
ния имеет вид
+® • +e> frr i = г
JU^tyKi^dt = £ JUj-Witydt = . (4.19)
—GO I 5 J*
Если IM?) = o,(/)r,(/), где г/(Т) — простой импульсный переносчик (это спра-
ведливо для ДИМ), то нетрудно прийти К выражению, аналогичному (4.16),
и выводу, что Ki (0 = г(- (/). Это значйт, что устройство канального разделения
должно строиться по схеме идеального ключа, открываемого в соответствую-
щие моменты времени по закону г,(/) (рис. 4.16, ау. Для других видов им-
пульсной модуляции это утверждение остается в силе, только время откры-
вания ключа ти к должно выбираться с учетом модуляции канальных импульсов
(рис. 4. Гб, б, где, в частности, Щ/) — канальный ШИМ-сигнал). При этом ти к
£ Тд /NK, где Тд — период повторения импульсного переносчика, NK — число
уплотняемых абонентских сигналов.
Рис. 4.16
При использовании сложных импульсных переносчиков схема приема (см.
рис. 4.16, аУ дополняется канальными интеграторами (рис. 4.17, а), при этом
канальные ключи открываются сигналами управления А) (Г) = г,(/), где г, (/) опи-
сывается, например, выражением (4.11). Интегратор И,-осуществляет интегриро-
вание произведения функций 14р(/)г,-(/) на интервале То (см. рис. 4.11). В случае
комбинированного (частотно-временного) разделения канальных сигналов
применяется последовательное включение корреляционных канальных при-
емников (см. рис. 4.17, бу. С помрщью временного коммутатора 1, управляемо-
го Импульсным переносчиком jfy (0, осуществляется выделение необходимого
167
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Рис. 4.17
«временного окна», а с помощью аналогового перемножителя 2, управляемого
синусоидальным переносчиком г, (/), и интегратора 3 выделяется канальный
сигнал в заданном «частотном окне» (диапазоне).
Для систем с ВРК проблема синхронной и синфазной работы генератор-
ного оборудования передачи и приема, которые формируют набор каналь-
ных ймпульсных переносчиков, является решающей. В зависимости от вида
импульсной модуляции, числа каналов и скорости передачи применяются
различные способы синхронизаций генераторов, которые будут рассмотре-
ны ниже.
4.4. Эффективность построения МСП
Качество построения МСП оценивается рядом показателей: надежность,
стоимость, пропускная способность группового тракта, пропускная способ-
ность канала в составе МСП и др. Остановимся более подробно на показателях,
которые характеризуют эффективность использования пропускной способнос-
ти МСП и ее составных Настей.
В соответствии с обобщенной схемой МСП (см. рис. 1.26) будем рас-
сматривать три типа каналов (трактов) передачи: абонентского сигнала
(между точками 1—Г), канального сигнала (2—2') и группового сигнала
(3—3'). Если групповой сигнал дополнительно преобразуется в линейный
сигнал, то для его передачи образуется соответственно линейный тракт.
Пропускная способность каждого из,этих каналов (трактов), если по ним пе-
редается аналоговый сигнал,' определяется одинаковым образом по формуле
Шеннона (1.54) и отличается только значениями величин, входящих в нее.
Для единообразия врем величинам, которые характеризуют канал передачи
абонентского сигнала, присвоим индекс «а», канального сигнала — «к»,
группового — «г» и линейного — «л».
Сначала рассмотрим эффективность использования канала передачи z-ro
канального сигнала в составе системы. Его пропускная способность определя-
ется из (1.54):
, z = 1, п, (4.20а)
168
4,4. Эффективность построения МОП
где п —- общее число каналов; AFK — полоса частот, выделенная для передачи
z-ro канального сигнала; Рс и Рп — соответственно средняя мощность каналь-
ного сигнала и помехи в какой-либо точке, обычно на выходе канала.
Мощность помех рав-
на сумме мощностей флук-
туационного шума И меж-
канальной помехи: Рп=
= Рш + Рмк. Межканаль-
ная помеха складывается
из взаимных влияний от
каждого из каналов: Рмк =*
— У1, ^cj^ij > j * it где Цу
>=1
коэффициент взаимной
связи между каналами.
Если средняя мощность канального сигнала в различных каналах одинакова, то
и средняя мощность межканальных помех тоже будет примерно одинаковой:
PMKJ- = цРс/, где ц = const, при этом АРК.; = АРку- = АРК.
Примем, что спектральная плотность флуктуационной помехи в полосе
частот Дрк постоянна и равна No. Тогда получим
Ск = APKlog2 [ 1 + - — А- -1 = <р(Рс; АРК).
к. цРс + zyqAPk J
(4.206)
Зависимости Ск от мощности канального сигнала Рс и полосы пропускания
канала АРК показаны на рис. 4.18, а, б, где кривая 1 соответствует идеальному
разделению каналов в системе (ц = 0), а кривая 2 —, реальному (ц > 0). Макси-
мальное значение Ск ддя кривой 2 (на рис. 4.18, о) равно Ск>п1ах = AFKlog2 1 + -
' ; ‘'". . . А и;
(при цРс» Рп). Для кривой 1 (на рис. 4.18, б) Ск тах = (при Рп » цРо),
-°
что доказывается из следующих ниже преобразований: ?
Ск = AFK log 2 1 +
?с 1- ( Nq&Fk Y । । + __Л 1
I л Л mJ I woafJ
Рс . (. 1Л -1 Рс
=-тр-log2 1 + — , где х =——- . .
Wo к х) W0AFK ,
При AFK -> оо, х -> оо, и тогда
( 1 \х . ( 1 у
lim Iog2 1 + — = Iog2e • lim In 1 + — = log2e • Ine = Iog2e.
k xj k xj
Следовательно, CK.max limCK = (Pc/№)log2e.
169
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Пропускная способность канала передачи абонентского сигнала Са опреде-
ляется аналогично, только в (4.20) подставляют величины AFa, Рс и Рп, которые
характеризуют соответственно полосу пропускания абонентского канала
и средние мощности сигнала и помехи на выходе. Типовые параметры для ка-
нала передачи телефонного сигнала приведены в параграфе 1.4: AFa = 3,1кГц;
(АКзОО; Qs.25 • 103 бит/с. • '
х ”п Л 4 •
Эффективность использования пропускной способности тракта передачи
канального сигнала определяется в виде
. п _ Са _ Afa log2U + (Рс / -Рп )а) ~ ____1g£мк , ") /д nt\
пр\ Ск "AFK10g2(l+(Pc/Pn)K)" I lg(Pc/Pn)aJ ’ ' ?
где ад- = AFa /ДГК — коэффициент использования полосы пропускания; gMK =
= / ~ выигрыш в отношении сигнал/шум, получаемый при демодуля-
ций канального сигнала (при его преобразовании в абонентский) для выбран-
ной системы модуляции (AM, ЧМ и т.п.).
В [36, 52] показано, что коэффициенты ад и gMK равны:
2?и3
— для двухполосной AM: ад =0,5; gMK
ma + кп
(4.22)
— для балансной AM: ад = ОД; gMK = 2,0;
— для однополосной AM (ОМ): ад =1,0; gMK =1,0;
- дляЧМ:ад =0,5/0-^; £мк
— для ФМ:ад =0,5/(1-»1ф); gMK =2.
Здесь та — коэффициент амплитудной модуляции; тч, — индексы час-
тотной и фазовой модуляции; кп — пик-фактор абонентского сигнала (для те-
лефонного сигнала к„ = 3 + 4).
(р \
— , указанные выше,'и рассчитать величину'
Рп 7а
из (4.22), то можно убедиться, что при использовании всех вариантов AM вы-
полняется апр.к <. ад. Для ЧМ, ФМ необходимо принять во внимание, что (4.22)
справедливо только при больших отношениях P<JPn на входе и выходе демодулято-
ра. В противном случае надо делать поправку на так называемое явление порога,
при наступлении которого резко ухудшается помехозащищенность приема ЧМ,
( р у
ФМ-сигналов. Для реальных значений —, как можно показать, не превы-
\ °п /а
щает 50 (при /и, » 1). Тогда из (4.21) получим а^ £ у—{7^39 = Д®1 ®ч 3
справедливо a^ s ад Наиболее эффективно пропускная способность канального--
тракта используется при однополосной модуляции, когда од = 1; апрк = 1; Са = Ск.
170
1
4.4, Эффективность построения МСП
Пропускная способность многоканальной системы передачи Смсп равна
сумме пропускных способностей всех N абонентских каналов:
N ( f Р '
Смсп = ^С8/йУСа=ЛГДГа1ог2 1+ . (4.23)
1=1 z V ' *п ' а >
Групповой сигнал МСП, объединяющий все z-e канальные сигналы, пере-
дается по групповому тракту, пропускная способность которого Сг определяет-
ся аналогично (4.20):
Сг = NAFr log 2 1 +
(4.24)
При частотном уплотнении канальных сигналов имеем
AFr= WAFK(1+т|ф); Р„ = УРС.К(1 + пг); Рп.г = NQ&FT+ цгРсг. ' (4.25)
В (4.25) обозначены: т]ф — коэффициент расширения групповой полосы
частот за счет введения защитных промежутков между спектрами соседних ка-
нальных сигналов; т|г — коэффициент увеличения загрузки линейного тракта
системы за счет передачи дополнительных служебных сигналов; цг — коэффи-
циент, характеризующий мощность помех, образующихся за счет вредных пре-
образований группового сигнала в тракте. При однополосной модуляции ка-
нального сигнала принято Цф = 0,29, следовательно, полоса частот группового
или линейного сигнала, приходящаяся на один канал ТЧ, равна ДТаад(1 + г]ф) =
= 3,1 • 1(1 + 0,29) = 4,0 кГц; соответственно полная полоса частот группового
тракта ДТГ = п • 4,0, кГц. Коэффициент увеличения загрузки цг не превышает
0,05—0,1 и уменьшается с ростом числа каналов в системе; он обусловлен в ос-
новном необходимостью передачи сигналов контрольных частот для устройств
автоматической регулировки уровня группового сигнала. Коэффициент цг оп-
ределяется мощностью нелинейных продуктов, образующихся за счет нелиней-
ности групповых усилителей в тракте передачи, а также мощностью линейных
переходных помех, которые возникают при совместной передаче однотипных
систем по соседним парам одного кабеля. Удобно выразить Рсгцг = где
цп — коэффициент «веса» дополнительных помех относительно собственных
шумов. Тогда Рт = У0ДГг(1 + Мп)> причем, как правило, цп s 1 + 2.
Эффективность использования пропускной способности группового (ли-
нейного) тракта апр.г оценивается по аналогий с (4.21) выражением апрг =
= Смсп /Сг, которое после подстановки (4.23), (4.24) и (4.25) примет вид
аЛ fl lg[gMK(l + Пф)(1 + Нп) / (1 + Лг]) МЭМ
аПрГ’1+ЛфС 1ё(Л/Рп)а ) }
Для примера определим эффективность использования группового тракта,
когда канальный сигнал формируется по методу ОМ (ОБП), цп ~ 2; т|ф = 0,29;
(р 1 1 . .
т)г = 0,05; —— = 300. Используя (4.22), (4.26), получим апрг g 0,99. Применяя
171
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
двухполосную AM с та = 0,3, получим апр.г = 0,252, а для ЧМ с тч = 3 - соот-
ветственно апрл. = 0,307.
Аналогично рассчитывают эффективность использования линейного
тракта апр л = Смсп/Сл, учитывая, что' групповой сигнал преобразуется в
линейный с помощью группового модулятора. На этой ступени преобразо-
вания наиболее часто применяется ОБП или ЧМ, причем ОБП использу-
ется в кабельных МСП, а ЧМ — в радиорелейных и спутниковых МСП. Ка-
нальные сигналы, как правило, формируются по методу ОБП. Пропускную
способность тракта передачи линейного сигнала можно рассчитать по ана-
логии с (4.21)—(4.26), приняв пик-фактор группового сигнала на входе моду-
лятора равным А"пг = 3,5—4.
Для МСП с ВРК в качестве оценки эффективностй использования линей-
ного тракта чаще используют так называемый коэффициент использования объе-
ма av, пол которым поншлают
а _ ^МСП Омсп _ ГаУСа = TaN&Fa log;(l + (Рс / Рп )а) (4
ТГСГ ТГСГ ТГДГГ log2(l + (Рс /Рп)г) ’
Здесь Та/Тг — доля времени, отводимая на передачу одного абонентского
сигнала по групповому тракту. Из физических соображений (см. рис. 4.4, 4.6,
4.8) можно получить
Тг = (Та + Д/3)(1 + 11к)№7’аМ1+11з)(1+Пк), (4.28)
где Д/3 — защитный временной интервал между импульсами соседних каналов;
Пк — относительная доля неинформационных каналов, используемых для слу-
жебных целей (например, синхронизации); &FT = 1/тф, где Тф — длительность
Ж ( Рс\ (Эс/Рп)а
фронта импульса отдельного канала; —- = ———где gMK — выигрыш
1-РпА Smk
в отношении сигнал/шум, получаемый при демодуляции канального сигнала
для выбранной системы модуляции (АИМ.ШИМ, ФИМ).
В работах [7,: 52, 53] показано, что
„ _ (Рс / Рп )а _ &Рг m .
(P'c/Pn)r М’
та — для АИЙ,
Дтм / тф — для ШИМ, (4.29)
Шы =
Д/м / Тф — ДЛЯ ФИМ,
где соответственно /иа — коэффициент амплитудной модуляции; Дтм — де-
виация изменения длительности импульса; Д?м — девиация изменения положе-
ния импульса.
Подставляя (4.28), (4.29) в (4.27), после некоторых преобразований при у =
Ам* « 1 получаем [14] .
/ *п)а
\.
172
4.5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
Iga + (^0 J Рп)а)
а+пз)(1+пкХл/Рп)а’
(4.30)
Как показывает опыт, наибольшее значение тм в (4.29) обеспечивается при
ФИМ. Именно для нее из (4.30) следует наилучшее использование пропускной
способности линейного тракта.
4.5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
4.5.1. Особенности преобразования двухполосного канального сигнала
Процесс преобразования индивидуального сигнала в канальный в АСП—ЧРК
характеризуется двумя факторами:
1) видом модуляции синусоидального переносчика;
2) способом реализации этого вида и его параметрами.
Используют следующие критерии выбора метода модуляции:
1. Максимальное использование полосы частот канального тракта; жела-
тельно, чтобы коэффициент ад = ДГа /ЛЛ< стремился к единице.
2. Обеспечение максимальной загрузки канального тракта информацион-
ными компонентами, т.е. теми составляющими канального сигнала, которые
несут информацию об абонентском сигнале; этот критерий оценивается коэф-
фициентом использования мощности ам = Рк.ср/Л.ср > 1J желательно, чтобы ам
стремился к 1.
3. Простота построения канального модулятора.
4. Простота построения канального демодулятора и фильтра.
5. Вид модуляции должен обеспечивать максимум PJPn на выходе демодулятора.
6. Возможность передачи по линейному тракту с заданными параметрами
наибольшего числа канальных сигналов.
Проанализируем с этой Точки зрения основные виды модуляции, при этом
учтем, что, как показано в параграфе 4.4, для формирования канального сигна-
ла целесообразно применять амплитудную модуляцию (АМ), для которой воз-
можны следующие варианты:
1) АМ с передачей двух боковых полос (ДБП) и несущей (Н);
2) АМ с передачей ДБП и подавленной несущей (ПН); /
3) АМ с передачей одной боковой полосы (ОБП) и Н;
4) АМ с ОБП и ПН;
5) АМ с частичным подавлением ОБП (ЧПОБП).
Рассмотрим первый вариант: АМ—ДБП—Н. Пусть абонентский сигнал
S
имеет вид а,(Г) ~ БЛ/юяП/, где 5 — число компонентов, а Сигнал переносчика
/-го канала имеет вид г,(Г) = Л0со5((о0Д Канальный сигнал на выходе модулято-
ра можно записать в виде
( 1 'I 1
Uj(t) =Ад 1 + cosier costt>Q|7, (4.31)
I M J
173
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
где mai = Aj/A{} — парциальный коэффициент модуляции, или в виде
s s
Ui(f) = Aocosaoit+^nisjO^cosicooi +ny)/+^/nay0,5cos((oa (4.32)
>1 . ' ;=i
На основании (4.31) и (4.32) можно определить вид (см. рис. 4.19, а)
и спектральный состав (см. рис. 4.19, б) канального сигнала (на рис. 4.19 для
упрощения принято s = 1). Из (4.32) и рис. 4.19, б следует, что полную инфор-
мацию, причем одну и ту же, передают компоненты суммарной и разйостной
частоты ю0 ± Qy, а компонент несущей частоты а>о информации не несет. Пол-
ная мощность канального сигнала равна
2 А
Рк = 4>2 0,5 1 + i^- .Д-1 +
к 2=1 J Z к
2
"*а.ср
~2~
(4.33)
где /Иа.ср
mlj
— действующее значение коэффициента амплитудной мо
дуляции.
Коэффициент использования мощности канального сигнала равен
ам = ^,/2. (4.34)
1 + та,ср /2
Поскольку тй ср =
^21 a. max
< (—) « 1 (£п — пик-фактор), следовательно, для
этого вида AM относительный уровень полезных составляющих в мощности
канального сигнала мал. Это недостаток.
Из рис. 4.19, б видно, что спектр канального сигнала 5К сосредоточен в поло-
се AFK = 2/д, где Fbc — верхняя частота спектра сигнала a(f). Следовательно, ко-
эффициент использования полосы пропускания канального тракта равен ад =
= /д /ДГк = 0,5.
К основным достоинствам АМ-ДБП-Н можно отнести простоту выпол-
нения канального модулятора, а также демодулятора, который не требует
174
4.5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
Ц(0
Рис. 4.20
на приемной стороне восстановления сигнала-перенос-
чика. Возможность демодуляции следует из рис. 4.20.
При подаче на нелинейный элемент (НЭ) сигнала вида
(4.32) образуются комбинационные продукты (биения)
между мощным током несущей частоты и компонента-
ми боковых частот:
®комб I Фо/ ~ (®о/ ± Qj) I
Разностная частота, соответствующая полезному сигналу, отделяется от
всех других фильтром нижних частот. На рис. 4.21, а приведена электрическая
схема простейшего амплитудного детектора (однополупериодного) на диоде
VD, который выполняет роль НЭ. В качестве ФНЧ используется простое звено
R\, С\. На рис. 4.21, б показаны осциллограммы Ьигнала на выходе демодулято-
ра (на нагрузке 7?]): кривая 1 — когда конденсатор Q отключен, штрих-пунк-
тирная кривая 2— при наличии Cj. Пунктиром показаны полуволны каналь-
ного сигнала, не
пропускаемые ди-
одом в нагрузку.
Кривая 3 показы-
вает закон изме-
нения амплитуды
канального сигна-
ла, который бли-
зок к выделяемо-
му сигналу a(f).
На рис. 4.22, а приведена электрическая схема двухполупериодного детек-
тора. Здесь роль НЭ выполняют два диода VD\ и VD2, которые поочередно про-
пускают положительные и отрицательные полуволны канального сигнала
к нагрузке (кривые 7 и 2 на рис. 4.22, б). За счет конденсатора Q формируется
сигнал вида кривой J, переменная составляющая которого близка к полезному
сигналу а(0 (кривая 4). '
Выделение /-го канального сигнала из группового осуществляется, как пра-
вило, с помощью канального полосового фильтра (КПФ) (см. рис. 4.23, а).
Спектр группового сигнала показан на рис. 4.23, б, а возможные варианты АЧХ
а) б)
Рис. 4.22
175
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Рис. 4.23
передачи КПФ — на рис. 4.23^ в, г, д. Идеальный КПФ имеет равномерную
АЧХ в полосе пропускания канального сигнала и большое затухание за ее пре-
делами (рис. 4.23, в). Реальный КПФ не удовлетворяет этим требованиям. Так,
если КПФ имеет АЧХ типа кривой 7 на рис. 4.23, г, то после прохождения через
фильтр будут существенно уменьшены верхние и нижние боковые частоты. Сле-
довательно, после детектирования будет иметь место завал верхних частот в спек-
тре информационного сигнала а(Г). КПФ с характеристикой вида кривой 2 на
рис. 4.23, г пропускает спектральные компоненты соседних каналов, что при-
водит к межканальным помехам.
КПФ, у которого АЧХ несимметрична относительно несущей частоты и0/
(см. рис. 4.23, д), вызывает как частотные, так и нелинейные искажения сиг-
нала a(f). Рассмотрим это явление более подробно. Пусть на вход КПФ посту-
пает неискаженный канальный сигнал U(t) вида (4.32), у которого для сокра-
щения записи примем s = 1. Обозначим коэффициенты передачи КПФ на
частотах соо<— О, соо/ и ю0; + Q соответственно как К~, К§, К+ (см. рис. 4.23, д).
Тогда на выходе КПФ канальный сигнал будет иметь вид
U*(t) =A0[Kocos6)0t + ^,5K-macos(<>)0 — d)t + 0,5K+m!lcos(a0 + Q)t]. (4.35)
Обозначив
AP=At—(4.36)
' 4tf0 ’ 4£0
перепишем (4.35) в виде
U*(t) = AoK0[cosa>Qt + (P— AP)/nacos(co0 - Q)r +
+ (P + A73)wacos((D0 + 0)7] =
= 4}Xb[( 1 + 2PznacosQOcosco0/ — 2AP/nasinQZ sincVl- (4.37)
В (4.37) первое слагаемое в квадратных скобках представляет собой не-
искаженный AM сигнал (вектор 1 на рис. 4.24), а второе — искажающий
1.76
4,5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
(вектор 2). За счет этОго квадратурного компонента (вектор 2
ортогонален вектору 1) результирующий вектор 3 (сигнал
приобретает паразитную ЧМ, кроме того, искажается за-
кон АМ. Действительно, найдем амплитуду A*(f) сигнала £/*(/)•
Из (4.37) следует:
A*(t) = АоКОу/(1 + 2Лиа cosQr)2 + 4ДР2/па sin2Qf =
= ЯоХо(1 + 2Рта cosQ/) 11 +
4ДР2та sin2Qr
(1 + 2Рта cosQ/)2
Рис. 4.24
(4.38)
s AqK0 1 + 2Рта cosQt +
4ДР2?и2 sin2QZ
2(1 + 2Рта cosQ/)2 ?
« ЛоХо[1 +'2Дта cosQf + ДР2т2(1 - cos2Q/)(l - 2Рта coSQf)].
При выводе (4.38) использовалось то, что обычно Р» 0,5; ДР « 1, та « 1,
при этом VTTT «1 + у, (1 + А)"1 « (1 ~ X), если Х« 1.
Полагаем, что амплитудный детектор выделяет без искажений огибающую
A*(t). Тогда a(t) равно переменной составляющей A*(f). Из (4.38) видно, что
в спектре a(f) появились компоненты с частотой 2Q и ЗП, которых не было
в исходном сигнале. Новые компоненты характеризуют нелинейные искаже-
ния, которые определяются коэффициентом гармоник:
„ _ДР2/иа. „ _^Р2т1
Кг2 ' 2Р ’ ’ г3
(4.39)
При ДР = 0, т.е. при симметричной АЧХ, нелинейные искажения отсут-
ствуют: Кл = Кгз = 0. Искажения, обусловленные несимметричностью частот-
ной характеристики канального ПФ относительно несущей частоты принимае-
мого сигнала, называют квадратурными, подчеркивая этим, что они возникают
не из-за воздействия нелинейных элементов тракта передачи.
Возникающие нелинейные искажения, как следует из (4.39), можно умень-
шить симметрированием АЧХ фильтра, точной настройкой его на несущую
частоту и жесткой стабилизацией последней. Другой путь — за счет уменьше-
ния и коэффициента глубины модуляции, но это приведет к уменьшению по-
лезного сигнала.
Более эффективным средством борьбы с квадра-
турными искажениями является использование син-
хронного детектирования (см. рис. 4.25). Здесь сигнал
U (f), полученный на выходе тракта с несимметричной
ЧХ, поступает на первый вход перемножителя 1 и од-
новременно на вход блока выделения несущей (БВН) 2.
На выходе блока 2 формируются колебания несущей част
тоты, совпадающие по фазе с синфазным компонентом
Рис. 4.25
177
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
if (t) [см. (4.37)]. Полученный на выходе перемножителя сигнал будет описы-
ваться выражением
С7**(/) = U*(J) cosaV = А(1 + 2/^nacosQOcosco2o? —
- 4)APmasinQ/sin2oot (4.40)
В спектре £/**(/) имеем постоянную составляющую, частоту Q и ряд компо-
нентов, расположенных вблизи частоты 2й0. После прохождения такого сигна-
ла через ФНЧ будут выделены постоянная и сигнальные составляющие. Таким
образом, на выходе синхронного детектора будет сигнал без нелинейных иска-
жений.
Рис. 4.26
При построении синхронного детектора
возникают определенные трудности в получе-
нии несущей, синфазной с сигналом. Рассмот-
рим один из вариантов решения этой задачи
(ри<?. 4.26). Здесь AM сигнал U(t) (рис. 4.27, а,
штриховая кривая) пропускают через двухсто-
ронний ограничитель 7, который «снимает»
модуляцию и формирует сигнал Lfalt) (сплошная кривая на рис. 4.27, а). Далее
узкополосным полосовым фильтром 2, настроенным на частоту <оо, восстанав-
ливают несущую (рис. 4.27, б). Фаза сигнала (7в(0 должна совпадать с фазой ко-
синусоидального компонента сигнала 77*. Для этого ставят фазовращатель 3,
регулирующий фазовый сдвиг Д<р.
Рис. 4.27
Синхронный детектор является достаточно
сложным устройством и используется для при-
ема сигналов, число которых невелико: ТВ,
факсимильных, высокоскоростных данных
и'т.п. Для массовых сигналов (ТЛФ) это ус-
тройство слишком дорого. !
<Из рассмотренного выше можно сделать
следующий вывод. AM с двумя боковыми по-
лосами и несущей (АМ-ДБП-НУ имеет ряд
достоинств: простота выделения информаци-
онного сигнала, не требуется генераторное
оборудование на приемной стороне, достаточ-
но простое устройство демодулятора. Сущест-
венным недостатком при такой модуляции яв-
ляется то, что коэффициент использования
мощности и эффективно передаваемой полосы
частот канала очень мал. Поэтому в многока-
нальных системах передачи этот вид модуляции не нашел применения. Но он
является практически монопольным в радиовещании из-за простоты построе-
ния приемных устройств.
Рассмотрим второй вариант формирования AM сигнала — с двумя боковы-
ми полосами и подавленной несущей (АМ-ДБП-ПН). Используя (4.32), его
можно представить выражением
178
I
4.5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
{/(/) = 22^owa/0,5[c°s(coo + cos(co0 + □;)/] =
s
= £ Л0/пау О,5со5Гау7 • coscd0/. (4.41)
j=i
Спектры исходного сигнала а(/) в по-
лосе частот Q.j е [QH, QB] и модулиро-
ванного сигнала U(f) показаны соот-
ветственно на рис. 4.28, а, б. С точки
зрения использования эффективно пе-
редаваемой полосы частот этот сигнал
так же плох, как и рассматриваемый
выше AM сигнал. Но из-за отсутствия
в спектре компонента несущей часто-
ты мощность канального сигнала ис-
пользуется гораздо лучше. И все же
есть определенная избыточность: оба
боковых компонента (<о0 — Q и со0 + Q)
несут одну и ту же информацию. Ко-
эффициент использования по мощ-
ности ам = 0,5. Выделение такого ка-
нального сигнала (сокращенно БАМ)
достаточно просто осуществляется при помощи канального полосового фильт-
ра. На приеме для демодуляции необходимо восстановить несущую. Это можно
делать «по памяти», поскольку заранее известна частота несущей передаваемо-
го сообщения а>о- Но добиться того, чтобы восстановленная несущая coq (см.
рис. 4.28, б) строго равнялась исходной со0, практически невозможно. При де-
модуляции по типовой схеме (см. рис. 4.29, а), где 7 — перемножитель, 2 —
блок восстановления несущей (БВН), 3 — ФНЧ, спектр сигнала а*(/) будет
иметь два компонента с частотами Qj = (coq + Q) - ©о = ~ А®; Пг= ®о ~ (®о - Q) =
Рис. 4.29
= Q + Дсо, где Дсо = а>о ®о- Суммирование колебаний этих двух частот вызывает
«биения» между ними, поскольку pos(Q + Дсо)/ + cos(Q — Дсо)/ = 2cosQ/ соьДсо/.
В результате восстановленный сигнал а*(/) оказывается промодулированным
по амплитуде с частотой биений Дсо и слышен то «тише», то «громче».
Чтобы избе-
жать этого, необхо-
димо восстанавли-
вать несущую пря-
мо из канального
сигнала. В этом
случае БВН можно
реализовать, нап-
ример, по схеме, приведенной на рис. 4.29, б, где блок 7 — перемножитель, 2 —
полосовой фильтр, 3 — делитель частоты на 2, 4 — фазовращатель. Спектр сигна-
179
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
ла после перемножителя определяется непосредственным возведением в квад-
рат выражения (4.41) и с учетом того, что 2cos(co0 + Q)f cos(w0 - Cl)t = cos2Qr +
+ cos2co0r Компонент 2co0 выделяется узкополосным фильтром 2, а компонент
а>о получается после делителя частоты 3. Фазовращатель 4 обеспечивает получе-
ние неискаженного AM колебания при добавлении восстановленной несущей
к исходному канальному сигналу. Такой вариант AM ввиду сложности выделе-
ния информационного сигнала не получил широкого распространения.
4.5.2. Особенности передачи и формирования
однополосного канального сигнала
Следующая разновидность AM —< передача одной боковой и. несущей
(АМ-ОБП-Н). Такой сигнал, как следует из (4.32), будет описываться выраже-
нием
< U(f) = A0cosa>0t + Д/Иа/ 0,5 cos(w0 + Clj )t. (4.42)
Д' j=i
Его спектр будет содержать несущую и одну выделенную боковую полосу
частот: верхнюю (со0 + C1J) или нижнюю (ю0 _ Ц), Q/ е [Он, Ов]. При выделении
верхней частоты боковой сигнал можно записать
5
[/(/) = 4)COSO)0f + X Aj COS((B0 + Clj)t =
7=1
s .
f 4. ) s
= 4)cosco0^ 1 + 22“ cosCljt -^,Aj sinQ;/sin <o0r.
k 7=1 A»
(4.43)
>1
Из (4.43) видно, что результирующий сигнал равен сумме двух квадратур-
ных компонентов, из которых один — синфазный — амплитудно модулирован.
Это исключает непосредственную подачу такого сигнала на простейший амп-
литудный модулятор, поскольку, как было сказано выше (см. аналогичные вы-
ражения (4.37), (4,38) и (4.39)), квадратурный компонент даст при детектирова-
нии вторую и третью гармоники исходного сигнала. Получающиеся в результа-
те,этого нелинейные искажения сказываются гораздо сильнее, чем искажения,
вызванные несимметричностью АЧХ фильтра в варианте AM-ДБП-Н, рас- ,
смотренном выше. Единственным способом снижения этих искажений являет-
< , д
ся уменьшение глубины модуляции сигнала, т.е. отношения —. Но это приве-
ло
дет к соответственному уменьшению отношения сигнал/шум в канале, что не-
желательно. Чтобы, не изменяя канальный сигнал на приемной стороне, ис-
кусственно уменьшить глубину его модуляции, нужно добавить восстановлен-
ную несущую. В результате вновь приходим к схеме синхронного приема. При-
менение такого вида амплитудной модуляции (АМ-ОБП-Н) значительно ус-
ложняет приемную часть, а наличие мощного тока несущей существенно сни-
жает коэффициент использования полезной мощности сигнала.
180
4.5. Формирование канального сигнала в АСП—ЧРК
При использовании однополосной модуляции с подавленной несущей
(АМ-ОБП-ПН) математическое описание канального сигнала, как следует из
(4.32), будет иметь следующий вид:
U(t) = £ Aj cos(co0 + О; X либо U(t) - £ Л с^8(юо - Q/X- (4.44)
J=i
Различают два варианта АМ-ОБП-ПН —
с выделением верхней полосы частот и с выде-
лением нижней полосы частот. Оба варианта
представлены на рис. 4.30. Вполне логично та-
кой вид модуляции назвать преобразованием
частоты: каждой частоте на входе модулятора
(см. рис. 4.30, а) соответствует строго опреде-
ленная частота на его выходе. Преобразование,
отвечающее рис. 4.30, в, называется преобразо-
ванием с инверсией спектра, а соответствую-
щее рис. 4.30, б — преобразованием без инвер-
сии спектра. Очевидны преимущества этого
вида АМ: полное использование полосы про-
пускания канала и самый высокий коэффи-
циент использования канального сигнала по
мощности.
На приемной стороне демодулятор канального сигнала можно реализовать,
например, по схеме, показанной на рис. 4.29, а. При таком построении для каж-
дого канала необходимо восстанавливать (генерировать) свою несущую, что
при большом числе каналов значительно усложняет реализацию приемного ге-
нераторного оборудования. Возникает еще одна проблема: в самом сигнале нет
никакой информации о несущей. Неточное же восстановление её на приемной
стороне в таком случае приводит к появлению искажений.
Сначала рассмотрим вариант автономной синхронизации, когда на при-г
емной и передающей стороне используются независимые высокостабильные
генераторы. В этом случае принципиально невозможно получить на приеме
и передаче абсолютно равные частоты. Пусть частота на приеме будет соо* -
= <о0 + Дсо. Тогда при обратном преобразовании частоты, выполняемом nd
схеме рис. 4.29, получим
а(0 = НЧ
5 ♦
^Qj cos(coq + О / X cos сооГ
5
= £ Aj cos(Q j + Дсо).
>1
(4.45)
Допустимый сдвиг спектра частот сигнала а(Г) на величину Дсо должен быть
таков, чтобы с точки зрения потребителя он был малозаметен. Значение вели-
чины Дсо было определено экспериментально. Оказалось, что при приеме теле-
фонных сообщений ухо не «чувствует» сдвиг спектра сигнала (без изменения
181
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
< 50 Гц. Ввиду того что каналы связи являются уни-
его компонентов), если
Дсо
2л
версальными и по ним передаются не только сигналы ТЛФ, но и сигналы зву-
кового вещания, факсимильной связи, данных и т.п., допустимое Значение Дсо
должно выбираться по самому «чувствительному» к сдвигу частот сигналу.
Опыт показывает, что таковыми являются музыкальные передачи в программах
звукового вещания. Для них Дсо должно быть не более 1—2 Гц.
В тех случаях, когда не удается обеспечить требуемую стабильность частоты
генераторов приемной и передающей стороны, при которой величина Дсо не
превышает допустимую величину, целесообразно использовать следующее ре-
шение; на передающей стороне сформировать несущие так, чтобы они были
жестко связаны друг с другом. Если теперь в групповом сигнале передать хотя
бы одну канальную несущую, то на приемной стороне по ней и известному за-
кону связи можно восстановить недостающие несущие с высокой точностью.
Такая канальная несущая частота называется частотой синхронизации, а соот-
ветствующий ей сигнал — сигналом синхронизации (или пилот-сигналом).
Основной недостаток однополосной модуляции — на приемной стороне
необходимо иметь такое же генераторное оборудование , как и на передающей
стороне. Для протяженных магистралей такой метод модуляции является моно-
польным, поскольку он наилучшим образом использует пропускную способ-
ность линейного тракта и позволяет улучшить использование многочисленных
промежуточных пунктов и тем самым упростить их. Но для сельской связи, где
число таких пунктов обычно невелико, он имеет серьезных конкурентов.
На практике применяют три основных способа формирования однополос-
ного канального сигнала: фильтровый, фазоразностный и фазофильтровый.
При фильтровом методе модулятор состоит из канального преобразователя
частоты (КП) и канального полосового фильтра (КПФ), включенного на его
выходе (см. рис. 4.31). При этом КПФ выделяет из преобразованного сигнала
верхнюю или нижнюю боковую полосу в зависимости от настройки КПФ. От
качества КПФ зависит степень подавления нерабо-
чей боковой полосы и несущей, что в конечном
итоге сказывается на величине межканальных по-
мех, потому что рабочая боковая полоса одного
канала и подавляемая другого могут быть распо-
ложены в одной частотной области. Такая межка-
нальная помеха становится неустранимой. Отсю-
да вытекают требования к АЧХ КПФ: 1) крутые
склоны АЧХ (защитный промежуток между
спектрами частот соседних каналов всего 0,9 кГц
при несущих порядка десятков-сотен килогерц);
2) большое затухание для нерабочей боковой полосы, которое должно быть не
менее 60 дБ.
Особая проблема возникает с подавлением несущей, так как ее уровень
значительно выше уровня боковой полосы. Как правило, с помощью фильтра
от нее избавиться не удается. Для этого используются преобразователи частот,
Рис. 4.31
182
4,5. Формирование канального сигнала в АСЛ—ЧРК
построенные по балансной схеме, которые позволяют при тщательной настрой-
ке получить подавление несущей порядка 50—60 дБ (см. параграф 6.2).
Для обоснования фазоразностного метода целесообразно записать анали-
тическое выражение сигнала при AM-ОБП в виде
U(t) = HjCos(coo ± ty)t = AjlcosaotcostytismnotsinQjf). (4.46)
Учтем, что sinco0/ = cos(co0/ + -), a sinfif = соз(ПГ + ^), причем верхней бо-
2 2
ковой полосе (БП) соответствует верхний знак, нижней — нижний. По при-
веденному выражению логически довольно просто построить схему фазораз-
ностного модулятора (ФРМ), которая изображена на рис. 4.32. Исходные
сигнал и несущая подаются на перемножитель (или балансный модулятор) 3,
а на перемножитель 4 эти же сигналы подаются через фазовращатели 1 и 2,
создающие фазовый сдвиг 90’. Перемноженные сигналы поступают на сум-
матор 5, при сложении этих сигналов получают нижнюю БП, а при вычита-
нии — верхнюк) БП.
Рис. 4.32
Практически фазовый сдвиг на постоянной частоте соо получить гораздо
легче, чем в полосе частот сигнала Л. Кроме того, значительно удобнее и де-
шевле вместо одного довольно сложного £С-фазовращателя 2 на 90’ применить
две простые /?С-цепочки, обеспечивающие сдвиг фазы на 45’ (рис. 4.32, б).
Знак фазового сдвига зависит только от взаимного расположения резистора R
и конденсатора С, а. их величина выбирается из условия R = 1/сооС.
Аналогичные преобразования проводят и с фазовращателем 1 для исходно-
го сигнала (см. рис. 4.32, в), однако здесь приходится применять гораздо более
сложные схемы фазовращателей, которые должны обеспечивать фазовый сдвиг
±45’ в широкой полосе частот. Из-за конечной точности номинальных значе-
ний элементов фазовращателя, их производственного разброса и ряда других
183
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ 14 РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
причин появляется погрешность в установке фазового сдвига (см. рис. 4.32, г).
Определим его допустимое значение Дф, исходя из условия обеспечения задан-
ной величины Подавления компонентов «нерабочей» боковой полосы. Эту за-
дачу можно решить аналитически, исПользуя алгоритм работы фазоразностно-
го модулятора (см. рис. 4.32, а) и принимая фазовый сдвиг фазовращателя 1
равным (я/2 + Дф). Тогда канадьный сигнал на выходе блока 5по аналогии
с (4.46) можно записать в виде
t/*(0 = cosQ/ coscog/ — sin(QZ 4- Дф)ыпсоо* =
cosfir coscoq/ — (sinQf созДф + cosfl/ sinA9)sinco0r.
После ряда тригонометрических преобразований получим [14]
(/*(?) = cos-^2cos(co(j + + sin^sin(coo — Cl)t. (4.47)
At At
Затухание компонента «нерабочей» БП (в нашем случае (со0 *- Q)) по отно-
шению к выделяемому компоненту (на частоте (со0 + П)) равно
^n--20Ig(tg^) = -20lA (4.48)
- А> А,
где Дф измеряется в радианах.
При ошибке Дф в один градус подавление нерабочей боковой полосы со-
ставляет всего 40 дБ, а при Дф = 6’ — 26 дБ, что при «полном» уплотнении груп-
пового тракта, когда рабочие полосы соседних каналов размещаются на месте
подавляемых, явно недостаточно. Для обеспечения ЛБП порядка 60 дБ погреш-
ность фазовращателя не должна превышать 0,1°, что даже в полосе 0,3—3,4 кГц
требует весьма сложной и громоздкой схемы фазовращателя.
Рассмотрим теперь случай, когда сигнал с частично подавленной нерабо-
чей боковой полосой, например вида U* Aicos(co0 + + A2cos(a>o — tyt, по-
падает на приемную сторону, где несущая Восстанавливается с некоторой
ошибкой Дсо. Эта ошибка Приводит к появлению в демодулированном сигнале
составляющей биений между сигналами боковых полос: а(0 = (Л1 +
+ /42cos(Ao)/))cos(n — Дсо)Г При малой величине ошибки (Л2 « At) это воспри-
нимается как увеличение или уменьшение громкости сигнала, что равносильно
изменению остаточного затухания канала: Даоет = 201g(1 + &)'. Допустимое из-
менение «ост (в пределах 0,3 + 0,5 дБ) обеспечивается при затухании ЛБП не ме-
нее 26 дБ. Следовательно, если область частот нерабочей боковой полосы не
используется, то вполне достаточно ее подавления на 26 дБ, что достигается
при ошибке фазы менее 6°. Такая точность обеспечивается с помощью простых
R С- фазовращателей.
Из приведенных соображений Следует, что преимуществами фазоразност-
ного метода являются чисто схемотехническое подавление нерабочей БП при
любой несущей частоте (фильтровый метод имеет в этом плане ограничения),
184
4.5. Формирование канального сигнала в ДСП—ЧРК
а также возможность интегрального исполнения модулятора, что резко умень-
шает массогабаритные показатели аппаратуры. Недостаток — плохое использо-
вание группового тракта по частоте,(в 2 раза хуже, чем при фильтровом). Фазо-
разностный метод формирования ОБП Используется в основном на
малоканальных линиях небольшой протяженности, где основная доля стои-
мости приходится на аппаратуру оконечных станций (см. параграф 11.4).
Фазофильтровый метод отличается от фазоразностного наличием на выхо-
де сумматора полосового фильтра, подавляющего остатки нерабочей боковой
полосы (см. рис. 4.32, а). Требования к затуханию А3 этого фильтра при тща-
тельной настройке фазовращателей значительно ниже, чем для канального по-
лосового фильтра при фильтровом методе формирования ОБП. Применяя фа-
зофильтровый метод, можно уплотнять групповой тракт по частоте так же, как
и при фильтровом методе (с промежутками 0,9 кГц). Поэтому на протяженных
магистралях используются только фильтровый и фазофильтровый методы мо-
дуляции как наиболее экономичные с точки зрения использования полосы час-
тот группового тракта и стоимости промежуточных пунктов. На приемной сто-
роне для разделения канальных сигналов применяется исключительно
фильтровый метод.
4.5.3. Передача канального сигнала методом АМ-ЧПОБП
Амплитудная модуляция с частичным подавлением одной боковой полосы
(АМ-ЧПОБП) применяется для образования канального сигнала в тех случаях,
когда исходный сигнал имеет довольно мощные постоянную составляющую и низ-
кочастотные компоненты Спектра (рис. 4,33, а). В спектре канального сигнала'
(рис. 4.33, б) компоненты верхних и нижних боковых полос не имеют «зазора»
и поэтому не могут быть разделены. Частичное подавление одной боковой полосы
осуществляет канальный ПФ, АЧХ которого приведена на рис. 4.33, в. Модулятор
реализуется типовой схемой. Канал связи в таком случае должен пропускать об-
ласть частот <вн = со0 — Пи, сов = о)о + Г2В с полосой Дсо = (Ц, + QH) пв, т.е. полоса ка-
нального сигнала всегда будет больше, чем полоса исходного сигнала.. Обычно
считают достаточной величину Дсо s 1,1ПВ.
На приемной стороне построение демоду-
лятора может быть традиционным. В принципе
можно использовать обычный амплитудный де-
тектор, поскольку в сигнале присутствует несу-
щая. Но при этом возникают определенные
трудности. Во-первых, имеют место значитель-
ные линейные (амплитудно-частотные) иска-
жения. Они обусловлены тем, что низкочастот-
ные составляющие сигнала передаются с дву-
мя боковыми полосами, а высокочастотные —
с одной. Тогда в выделенном сигнале будут при-
сутствовать две составляющие с частотой QH
и одна — с частотой QB. Это равносильно тому,
' Рис. 4.33
185
4, ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
что коэффициент передачи демодулятора имеет АЧХ типа, представленного
на рис. 4.34, а, кривая 1. Этот недостаток можно устранить, поставив после де-
тектора частотный корректор, «заваливающий» низкие частоты (см. рис. 4.34, а,
кривая 2). ,
Более удобным решением является реализация полосового фильтра приема
с косолинейным склоном, симметричным относительно несущей (см. рис. 4.34, б)?
Такой ПФ называется фильтром Найквиста. Низкочастотное колебание на вы-
ходе этого фильтра будет пропорционально сумме отрезков 7 и 2, а высокочас-
тотное — только отрезку 3. Очевидно, что коэффициент передачи такого
фильтра для всех интересующих нас частот будет равен 1.
Вторая труд-
ность при детекти-
ровании сигнала
АМ-ЧПОБП заклю-
чается в том, что не-
которые компоненты
модулирующего сиг-
нала, частоты кото-
рых выше граничной
частоты Огр = ©гр - ©о (см. рис. 4.34, б), передаются одной боковой. При ампли-
тудном детектировании, как было показано выше [см. Пояснение к. формуле
(4.43)], передача несущей с-одной боковой приводит к появлению нелинейных
(квадратурных) искажений. Для их устранения вместе с кососимметричным
ПФ приходится использовать и синхронный детектор. Синхронный детектор
является обязательным элементом системы при передаче сигналов ТВ, ПДИ,
изображений газетных полос и т.д. методом АМ-ЧПОБП [12, 19, 35].
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
5.1. Классификация методов построения
Во всех многоканальных системах с частотным разделением каналов ис-
пользуется передача амплитудно-модулированного сигнала с одной боковой
полосой (AM-ОБП). Методы построения многоканальной аппаратуры с ЧРК
отличаются способом формирования группового сигнала и особенностями
передачи его в линейном тракте. По первому признаку различают вариан-
ты:!) с индивидуальным преобразованием сигналов; 2) с групповым пре-
образованием сигналов. По способу усиления группового (линейного) сиг-
нала в промежуточных пунктах (второй признак) выделяют варианты с усиле-
нием каждого индивидуального сигнала или линейного сигнала в целом.
При индивидуальном преобразовании сигналов формирование группового
(линейного) спектра частот производится путем отдельного независимого пре-
образования каждого из N сигналов. На рис. 5.1 показана структурная схема,
поясняющая этот метод. Здесь каждый канал содержит канальный полосовой
фильтр (КПФ), канальный модулятдр (М) и демодулятор (ДМ), а на промежу-
точных станциях (ПС) — индивидуальное усилительное устройство (S).
Достоинствами этого метода являются:
1) простое решение проблемы выделения (ответвления) любого сигнала
в любом промежуточном пункте;
2) к индивидуальному усилительному устройству не предъявляются высо-
кие требования к показателям качества: каждый усилитель сравнительно узко-
полосен и может работать с большими нелинейными искажениями, поскольку
на выходе они подавляются полосовым фильтром;
3) минимум преобразований сигнала на оконечных пунктах;
4) высокая надежность связи, так как выход из строя одного из усилителей
промежуточного пункта не отражается на работе остальных.
Рис. 5.1
187
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
Недостатками этого метода можно считать:
1) громоздкость и большое потребление энергии оборудования промежу-
точных станций из-за наличия канальных усилителей;
2) наличие большого числа избирательных устройств (канальных полосо-
вых фильтров) и, как следствие этого, увеличение объема и стоимости оборудо-
вания;
3) плохое использование пропускной способности линейного тракта,
поскольку из-за недостаточной избирательности канальных полосовых фильт-
ров приходится увеличивать разнос частот между соседними канальными сиг-
налами, что ухудшает «плотность упаковки» линейного сигнала; в итоге увели-
чивается верхняя частота линейного сигнала и уменьшается допустимая длина
участка линии между соседними усилительными пунктами.
В основе метода с групповым преобразованием сигналов лежит принцип фор-
мирования линейного сигнала на оконечном пункте передачи (ОП„д) системы
с помощью не одной, а нескольких ступеней преобразования. На каждой сту-
пени объединяется несколько канальных сигналов, т.е. линейный сигнал пред-
ставляет собой сумму нескольких промежуточных групповых сигналов. На око-
нечном пункте приема (ОПпр) осуществляются обратные операции.
Промежуточная станция при использовании этого метода будет иметь вид,
как показано на рис. 5:2, где 1 — корректор частотной характеристики группо-
вого тракта (линейный корректор), 2 — линейный усилитель. Линейный кор-
ректор осуществляет коррекцию неравномерности частотной характеристики
затухания линии связи, а линейный усилитель компенсирует затухание на этом
же участке. В результате все соответствующие групповые сигналы на выходе
линейного усилителя имеют такой же уровень, как и на выходе оконечного
пункта передачи.
Преимуществом этого метода
является упрощение промежу-
_> точных пунктов и, как следствие,
уменьшение их стоимости и га-
баритов. Как показывают расчет
! и практика, для протяженных
’ Рис. 5.2 ? магистралей стоимость оборудо-
вания линейного тракта составля-
ет примерно 90% стоимости всей системы передачи, т.е. она во много раз боль-
ше, чем стоимость оконечных пунктов.
К недостаткам группового метода усиления относятся:
1) высокие требования к показателям качества линейного усилителя про-
межуточной станции: он должен иметь точно определенную частотную харак-
теристику усиления в полосе частот линейного спектра и очень малые нели-
нейные искажения;
2) трудность выделения канальных сигналов.
Групповой метод, нашедший основное применение в многоканальной ап-
паратуре с ЧРК, подразделяется на два варианта:
1) с индивидуальным преобразованием в оконечных и с групповым усиле-
нием в промежуточных пунктах;
188
5.1. Классификация методов построения
2) с групповым преобразованием и усилением соответственно в оконечных
и промежуточных пунктах.
На рис. 5.3, а поясняется первый вариант построения. Спектральные пре-
образования на оконечном пункте показайы на рис. 5.3,6. Каждый индиви-
дуальный сигнал Претерпевает независимые преобразования при переносе
в линейный спектр частот, а затем весь этот спектр передается по линии связи
и усиливается групповыми (линейными) усилителями.
Рис. 5.3
Достоинства этого метода:
1) минимальное число преобразований над сигналом и, следовательно, ми-
нимальные искажения;
2) минимальное число единиц оборудования.
Недостатки метода:
1) большое число разнотипных элементов;
2) сложность построения генераторного оборудования; ।
3) общая полоса пропускания, которую занимает линейный сигнал, оказы-
вается намного шире, чем потенциально необходимая.
Вплотную разместить каналы в линейном спектре частот невозможно, так как
с ростом несущей частоты ухудшаются избирательные свойства полосовых фильт-
ров. Простейшим примером такого полосового фильтра может служить резонан-
сный контур, полоса пропускания которого на уровне 0,7 равна П0,7 -fa/ Qk- При
постоянной добротности контура Qk с ростом несущей частоты растет полоса про-
пускания. фильтра и ухудшается избирательность; это приводит к тому, что за-
трудняется выделение боковой полосы. Приходится передавать две боковые по-
лосы, а с дальнейшим ростом частоты f0 необходимо увеличивать защитный
интервал А/между соседними каналами.
Именно по причине плохой «упаковки» целесообразно перейти к группо-
вому методу преобразования. При этом преобразование индивидуального сиг-
нала осуществляется несколькими ступенями. На каждой ступени происходит
объединение нескольких преобразованных сигналов, сформированных на пре-
дыдущих ступенях. Принцип этого метода поясняет рис. 5.4. На первой ступени
производят индивидуальное преобразование в спектр группового вспомога-
тельного сигнала, называемого первичным; на второй ступени получают вторич-
ный сигнал путем объединения нескольких преобразованных первичных груп-
повых сигналов и т.д. Последняя ступень называется ступенью системного
189
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
Достоинства метода:
преобразования. На приемной сто-
роне осуществляются обратные
операции. На рис. 5.5, а, б данные
преобразования объяснены на
спектральном языке, где рис. 5.5, а
поясняет формирование первично-
го группового сигнала (ПГС) с по-
мощью индивидуальных несущих
частот/1Л а рис. 5.5, б — вто-
ричного (ВГС) с помощью группо-
вых несущих Д1 -f2.n2-
1) высокая «плотность упаковки» спектра линейного сигнала и, соответ-
ственно, уменьшение полосы пропускания линейного сигнала при одном и том
же количестве сигналов; упрощение промежуточных станций, увеличение рас-
стояния между промежуточными пунктами и удешевление системы в целом;
2) уменьшение числа различных типов преобразований и фильтров, при
этом аппаратура становится дешевле, повышается ее серийность и унифика-
ция; число различных типов, например преобразователей частоты NTnp, можно
определить из выражения
М.пр = «1 + «2 + ••• + «Ъ (5-1)
где rij — число сигналов, объединяемых нау-й ступени; у = 1,2, ..., к',
3) уменьшение количества разных несущих частот NTM, используемых при
групповом преобразовании, что упрощает построение генераторного оборудо-
вания; значение Nr4 определяется по (5.1);
4) упрощается проблема выделения групп каналов и сопряжения разных
типов аппаратуры МСП.
Рис. 5.5
Недостатки метода:
1) большое число преобразований над каждым сигналом, в результате увели-
чиваются искажения сигнала и соответственно ужесточаются требования к аппа-
ратуре;
2) увеличение количества элементов на оконечных пунктах: при формиро-
вании TV-канального линейного сигнала потребуется, например, общее число
преобразователей частоты, равное
190
5,2. Выбор параметров при групповом методе формирования сигналов
^Хпр
- N+— +-
Л1 П1«2
+
(5.2)
при этом, как следует из рис. 5.4, выполняется условие
А:
N=ni • п2 ... • л* = Р[п/;
<=1
' (5.3)
3) возможное увеличение габаритов и,стоимости оконечных пунктов.
Существенные достоинства группового метода преобразования и усиления
сделали его монопольным в АСП-ЧРК.
5,2. Выбор параметров при групповом методе
формирований сигналов
К параметрам группового преобразования сигналов относятся:
— число ступеней преобразования — к\
— число объединяемых сигналов на каждой ступени — nb i е [1, Л];
— стандартные значения уровней рь граничных ЧастотД и Д, входных и вы-
ходных сопротивлений Лвх и R^, порядок размещения каналов и т.п. для каждого
группового сигнала.
Систему передачи необходимо оптимизировать по ее эффективности, сто-
имости, габаритным размерам оборудования, степени его унификации, техно-
логичности производства и т.д. Это достаточно сложная задача, поскольку не-
возможно учесть все параметры, влияющие на эти показатели, и решение ее
можно получить только с некоторой степенью достоверности. Кроме того, ряд
требований, предъявляемых к системе передачи, находится в противоречии
друг с другом.
Для простоты вычислений будем считать, что число объединяемых каналов
на всех ступенях одинаково и равно п\ — п2 — пк = п. Тогда для объединения N ка-
налов потребуется к ступеней и на основании (5.3) получим ЛГ= пк. Если каждый
канал в составе ступени представлен одним элементом, то число их типов на од-
ной ступени равно п, а на к ступенях — в к раз больше, т.е. Nj = пк. Это следует
также из (5.1) при п\ = п2 = ... = пк = п. Используя систему из двух уравнений
1)#=л*; 2)Nr = nk, (5.4)
определим оптимальные значения nopt и £opt, при которых обеспечивается ми-
нимум числа разнотипных элементов: NT — Для этого из первого уравне-
ния (5.4) выразим, например, к = и подставим во второе уравнение: Nr -
In л
= Ф](л) = п Далее, решая уравнение —% =0, получйм nopt = е; kopt - 1пА.
In л ап
График функции NT = <Pi(n) показан на рис. 5.6. Общее число элементов (на-
пример, преобразователей частоты), используемых при групповом преобразо-
вании, на основании (5.2) будет равно
I
191
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
nk~l J п -1
(5.5)
График функции N& * ф2(п) также показан на рис. 5.6. Функция ф2(п) не
имеет экстремума внутри интервала п е [1,7V] и равна минимальному значению
на границе, т.е. при п — N, что соответствует одной ступени преобразования (по
существу -индивидуальному методу формирования). Сравнивая вид функций
Ф1(и) й ф2(л), можно убедиться, что не существует такого значения п, которое
одновременно минимизировало бы как общее
число элементов, так и число различных типов.
Поэтому целесообразно ввести третий критерий
оптимальности — минимальная стоимость аппа-
к
ратуры преобразования Cs = ^C3iNv, где СЭ| —
/=1
стоимость элементов, применяемых на z-й ступе-
ни преобразования; — общее число элемен-
тов на этой ступени. В первом приближении по-
лагают, что стоимость различных элементов Сэ,
примерно одинакова (СЭ(- = C3j = Сэ), при этом
чем- меньше число типов различных элементов
N?, тем выше их унификация и серийность и ни-
же стоимость одного элемента, т.е. Сэ = cN^, где
а > 0, с = const. Тогда
С1 = ф3(л) = Сэ^=сТУт“^ = Сф1“(л)ф2(л). (5.6)
Решая уравнение = 0, определяем п0!)1, при котором минимизируется
dn
стоимость аппаратуры. Решением является уравнение
. Га -IV1
In п = а --
(и-1J
(5.7)
значение nopt из него находится графоаналитически. В зависимости от коэффи-
циента а, который определяется технологическими особенностями конкретного
производства, меняется и величина nopt. Для типовых значений а - 0,15 + 0,85
получаем nopt = 5 + 20. ‘
На этапе становления систем многоканальной связи (20-е годы XX в.)
параметры nopt и kopt у разных фирм в различных странах существенно разли-
чались. По мере; развития производства МСП эти показатели стали прибли-
жаться друг к другу. С целью унификации аппаратуры и возможности сопря-
жения систем разных типов были согласованы единые международные
нормы на значения nt, используемые на разных ступенях группообразова-
ния. Так, было договорено на второй и третьей ступенях группообразования
объединять по 5 сигналов, т.е. л2 - «3 = 5,.а на четвертой и пятой ступенях
по 3 сигнала, т.е. п4 = п$ = 3. На первой ступени предложили объединять
192
5;2. Выбор параметров при групповом методе формирования сигналов
по 12 сигналов (nj = 12), но, учитывая большое влияние выбора гц на эконо-
мические показатели (через функции и Q — (5.2) и (5.6)), разрешили по
желанию формировать 12-канальную первичную группу («) = 12) с помощью
не одной, а двух ступеней. При этом на первой объединяются три сигнала (nj =
= 3), а на второй — четыре (nf = 4). Естественно, пг - n{ni =3 • 4 = 12. Для
каждой из стандартных групп (первичной ПГ, вторичной ВГ и т.д.) были
унифицированы также и остальные «внешние» параметры, такие как гра-
ничные частоты/, полоса пропускания А/=/ — fH, входное Лвх и выход-
ное Лвых сопротивления, измерительные уровни на входе />вх и выходе />вых
группы й -Т.п. Основные параметры стандартных групп приведены в табл. 5.1
и частично на рис. 5.7, где уровни указаны для одного канального сигнала
в группе, знак *,означает симметричный вход/выход.
Таблица 5.1
Основные параметры стандартных групп
Тип груп- пы Число кана- лов А/' кГц /н. кГц Л, кГц Rm ^ВЫХ пер, Ом Ах Аых пер, дБм Ах Аых пр, дБм Д/з, кГц
ПГ 12 48 60 108 600* 150* -13 -36 -24 +4 0
ВГ 60 240 312 552 150* 75 -36 -36 -23 -23 0
ТГ 300 1232 812 2044 75 75 -36 -36 -23 -23 8
ЧГ 900 , 3862 8516 12378 75 75 -36 -36 -25 -25 88
Эти параметры выбирались из следующих соображений.
1. Полоса частот, отведенная на один ТЛФ канал, принята равной 4 кГц
с учетом защитного интервала между спектрами соседних каналов, который
в этом случае составляет 0,9 кГц (4,0 - (3,4 - 0,3)). Полоса пропускания груп-
пового сигнала на z-й ступени объединения равна
Д/^М/м + (»(-1Ж/=1,2,..., (5.8)
где Д/-1 — полоса пропускания группового сигнала, образованного на пре-
дыдущей, (/ - 1)-й ступени; &f3i — защитный интервал между групповыми сиг-
налами, переносимыми в спектр z-го группового сигнала.
При формировании ПГ и ВГ принято Д/цг) = 0, для ТГ — А/з - 8 кГц, для
ЧГ — Д/4 = 88 кГц. Тогда полоса частот, например ТГ, равна
Д/з = («1 • 4)л2л3 + (л3 - 1)8 = 12 5 • 5 4 + 4 8 = 1232 кГц.
2. Нижняяи верхняя/,- =/,, + А/J частоты /-го группового сигнала выби-
раются с учетом следующих соображений:
7 Зак 1600
193
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
- f.
желательно, чтобы выполнялось условие < 2, тогда упрощаются трё-
Уи|
бования к групповому усилителю i-й ступени, поскольку нелинейные продук-
ты, возникающие на его выходе, оказываются за Пределами областии от-
фильтровываются групповым полосовым фильтром;
— желательно, чтобы несущйе частоты, используемые на i-й ступени объе-
динения (разделения) fy, гдеу= 1, 2,)..., пь связанные друг с другом уравнением
вида
\ л =/ii + (Д/i-i + А/з/)(/ - 1), или Л =fin - (ДГг-1 + 4А<)(«/ -J), > (5.9)
могли быть просто сформированы в генераторном оборудовании оконечного
пункта (несущие частоты fn и fn осуществляют преобразование 1-й и я-й групп
(i - 1)-й ступени, см. рис. 5.5);
— желательно, чтобы спектр /-го группового сигйала занимал позиции,
которые характерны для типовых линейных сигналов, тогда можно исклю-
чить (или упростить) преобразования, связанные с переносом групповых
сигналов в линейный спектр частот.
3. Входные (выходные) сопротивления формирователей групповых сигна-
лов выбираются в зависимости от полосы частот сигнала в данном сечении: чем
шире полоса, тем меньше сопротивление. При этом учитываются также типо-
вые волновые сопротивления кабелей
-13 дБм -36 дБм -23 дБм +4 дБм
600 Ом 150 Ом 150 Ом 600 0м
-36 дБм -36 дБм -23 дБм -23 дБм
150 Ом 75 0м 75 0м 150 Ом
РИС. 5.7
, которые соединяют входы/выходы фор
мирователей друг С другом, и схемы
включения — симметричная (через
трансформатор) и несимметричная (срод-
ним заземленным электродом).
4. Уровни сигналов на входах/вы-
ходах формирователей групп задаются
при условии загрузки группы одним
сигналом ТЧ. Это упрощает измере-
ние диаграммы уровней при последо-
вательном соединении формировате-
лей. Для обеспечения приемлемой
защищенности сигналов от различно-
го рода помех уровни сигнала в тракте
приема обычно устанавливаются бо-
лее высокими, чем в тракте передачи
(см. рис. 5.7 и табл. 5.1).
5.3. Методы формирования первичной группы
Существует несколько вариантов построения первичной группы (ПГ).
Каждый из них характеризуется определенной совокупностью показателей,
к которым относят следующие.
1. Число ступеней преобразования к для формирования ПГ (по соображе-
ниям, указанным выше, возможны два варианта: к =* 1 или к = 2).,
194
5,3. Методы формирования первичной группы
2. Число сигналов, объединяемых на каждой ступени преобразования щ
и п'\, приусловии п{п" = 12. При к- 1 имеем л, = 12, п'{ = 1; при к- 2 исполь-
зуются два основных варианта:
a) л, = 3; л[ - 4, т.е. на первой ступени объединяют 3 сигнала в предгруппу
(ПрГ), на второй объединяют 4 предгруппы;
б) n'i = 1; л," = 12, т.е. на первой ступени каждый из сигналов переносят в
промежуточную область частот, на второй производят объединение 12 таких
преобразованных сигналов.
3. Число разных типов преобразователей частоты ^.пр, фильтров М.ф, не-
сущих частот АГТЧ.
4. Общее число преобразователей ^.пр и фильтров Л^.ф.
5. Тип полосовых канальных фильтров.
От этих показателей не очень сложно перейти к таким важным показате-
лям качества формирования ПГ, как габариты и стоимость. Например, чем
меньше число, разных типов каких-либо элементов (преобразователей или
фильтров), тем выше их унификация и ниже стоимость. При уменьшении чис-
ла несущих частот проще и дешевле становится генераторное оборудование.
Чем больше общее число каких-либо элементов, тем больший объем они зани-
мают, и т.д.
Рассмотрим основные варианты формирования ПГ. В первом варианте
(см. рис. 5.8, а) используется одна ступень преобразования (к = 1). Здесь або-
нентский сигнал с помощью канального преобразователя (КП) сразу переносится
в соответствующую область спектра ПГ (см. рис. 5.8, б). Закон изменения несущей
частоты для у-го канала выражается формулой fkj~ f\j~ 108 — 4(/ - 1), j - 1,2,...,
12, которая является частным случаем (5.9) при условии Д£, = 0 и - 108 кГц.
Точные значения граничных частот ПГ равны:/Н1 = 64 — 3,4 = 60,6 кГц,
/В1 = 108 —0,3 = 107,7 кГц, округленные значения приведены в табл. 5.1.'
а)
ТЛФ
КП, КПФ,
/к12=60кГц
/к1=108кГц
тлФ1,Э?
,Л1=108 кГц
----------------------------------------------------------
Рис. 5.8
На основании структурной схемы и спектрограмм (см. рис. 5.8, а, б) опре-
делим для данного варианта основные показатели и запишем их в табл. 5.2.
Таблица заполняется по мере рассмотрения каждого варианта и дает наглядное
сравнение способов формирования ПГ.
Для обоснования типа реализуемого канального (или группового) полосо-
вого фильтра ориентируются на примерное значение крутизны затухания
фильтра в переходной области частотной характеристики. На рис. 5.9 область
•195
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
(ft ~ fi) соответствует полосе про-
пускания ПФ и малому значению
'затухания а^, в полосе задержива-
ния, т.е. на частотах f>fa и f<f, за-
тухание велико (апф > 60 дБ); область
частот tf^f, - f2 »f4 ~f * 0,9 кГц —
Переходная область канального
фильтра (КПФ). Чем больше значе-
ние относительной ширины пере-
ходной области4 '
(5.10)
/и /1 , J2
тем проще реализация ПФ. Как показывает опыт, при-^ф > 0,05 (5%) полосо-
вой фильтр можно выполнить на LС-элементах. Прй 0,01 (1%) для реали-
зации ПФ требуется использование высокодобротных реактивных элементов
(с малыми собственными потерями), поэтому приходится применять такие до-
рогие фильтры, как кварцевые, пьезокерамические, электромеханические и др.
в зависимости от области частот (см. гл. 8). Для варианта построения, показан-
09
ного на рис. 5.8, имеем £ф < < 0,01, при этом целесообразно использовать
. 108
кварцевые фильтры, которые по сравнению с другими типами в диапазоне час-
тот 60—108 кГц имеют меньшие габариты и стоимость.
Таблица 5.2
- Основные показатели методов формирования ПГ
Т f ’ о
Показатель Метод формирования ПГ
1 2 3 / . 4 5. ,
к — число ступеней 1 '•2: ' 2 2 2
п\ — число каналов на 1-й ступени 12 .3 .3 1 Г
rt( — число каналов на 2-й ступени 4 4 12 12
Nt преобразователей 12 7 7 13 13
Nr фильтров 12 7 4 2 2
Ni преобразователей 12 16 16 24 24
Ni фильтров 12 16 13 13 13
Тип ПФ Кварц LC Эл. мех., LC LC Кварц, LC
Nr несущих частот 12 7 7 13 13
№ рисунка 5.8 5.10 5.12 5.14 5.16
196
5.3, Методы формированиящервичной группы
Рассмотрим второй вариант построения ПГ. Здесь используются две ступе-
ни преобразования. На первой ступени (см. рис. 5.10, а) образуется предгруппа
(ПрГ), объединяющая три канала (/ij — 3) в диапазоне 12—24 кГц. На второй
ступени с помощью групповых преобразователей (ПП) и групповых полосовых
фильтров (ГПФ) объединяются четыре предгруппы (см. рис. 5.10, б). Изобра-
жения спектров показаны на рис. 5.11 (а — первая ступень, б — вторая). На
первой ступени производится преобразование без инверсии, т.е, канальный по-
лосовой фильтр (КПФ) выделяет верхнюю боковую полосу частот. Несущие
частоты на этой ступени рассчитываются по формуле/*/ = 12 + 4(/ — 1) кГц, I =
= 1, 2, 3. Относительная; крутизна частотной характеристики затухания КПФ,
09
как следует из (5.10), равна > — » 0,045.
На основании вышесказанного
можно выполнять КПФ на £С-элементах.
а) КП1 КПф/
/К1 = 12 кГцГ 12-16 кГц[ ПрГ.
KHj КПФ3
_4з = 20 кГцТ 20-24 кГц
Рис. 5.10
На второй ступени групповое преобразование осуществляется с помощью
групповых несущих частот^, = 84 + 12(7 — 1), кГц, г =, 1, 2, 3, 4, с инверсией
спектра, при этом нижняя боковая полоса частот преобразованной предгруппы
выделяется с помощью группового полосового фильтра (ГПФ). Поскольку по-
давляемая верхняя боковая полоса находится в полосе частот ПГ (во всяком
случае для ПрГ<), приходится ставить ГПФ, который одновременно подавляет
и остатки несущих частот fTi. Относительная крутизна склонов ЧХ такого
фильтра определяется по аналогии с (5.10), но теперь уже Д/= 24 кГц, а >0,2.
Следовательно, ГПФ легко реализуется на £С-элементах. При таком построении
197
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ MCfl С ЧРК
ПГ (см. рис. ^.10) необходимо всего 7 различных типов преобразователей час-
тоты, Полосовых фильтров и несущих частот, зато общее число преобразовате-
лей равно 16 (табл. 5.2, второй столбец). .
При третьем способе формирования ПГ также используют 2 ступени пре-
образования (рис. 5.12) и выбирают п{ = 3, п'{ = 4. Однако формирование пред-
группы (ПрГ) осуществляется в другой полосе частот по сравнению с предыду-
щим вариантом. Это позволяет на второй ступени преобразования исключить
групповые ПФ и подавить все побочные продукты с помощью одного группо-
вого ФНЧ, который имеет граничную частоту порядка 125 кГц.
Рис. 5.12
Спектры преобразова-
ний на первой и второй сту-
пенях показаны на рис. 5.13.
На первой ступени осущест-
вляется преобразование без
инверсии с помощью несу-
щих частот/и = 132 + 4(i — 1),
кГц, i— 1, 2, 3. При этом по-
давление нижней боковой
полосы частот осуществля-
ется с помощью канального
ПФ, у которого относитель-
ная крутизна скатов ЧХ (см.
(5.10) и рис. 5.9) не более
О 9
Ь>,- = « 0,007. Такой КПФ
140
, реализуется, как правило, на
основе магнитострикционных фильтров, которые в этом диапазоне частот име-
ют меньшие габариты и стоимость, чем кварцевые.
Вторая ступень преобразования выполняется с помощью четырех группо-
вых несущих частот — 240 — 12(г — 1) кГц, / = 1, 2, 3, 4, и не имеет существенных
ПрГ4
132М0
240 кГц
ПрГ3^| 228 кГц
132М0
60 кГц
108 кГц
Рис. 5.13
198
5,3. Методы формированияпервичной группы
особенностей. Основные показатели этого метода формирований ПГ приведе-
ны в табл. 5.2 в третьем столбце. !
Четвертый способ формирования ПГ используют с целью уменьшения
числа типов фильтров (рис. 5.14).'На первой ступени осуществлйется преобра-
зование индивидуального канала и перенос его спектра в промежуточную об-
ласть с получением сигнала AM-ОБП, на второй ступени — индивидуальное
Преобразование из промежуточной области частот в определенный участок
спектра П Г (для каждого сигнала своя определенная область). •
На рис. 5.15 изображены спектры сигналов для этого варианта. На Пер-
вой ступени преобразование производится без инверсии спёктра, на второй —
с инверсией. Несущая частота первого преобразования 24 кГц выбирается из
соображений, чтобы на второй ступени можно было обеспечить фильтрацию
всех побочных продуктов с помощью одного группового фильтра ФНЧ-1.08.
Однотипные КПФ на первой ступени имеют относительную крутизну Ь>( -
09
= -V » 0,037 и могут быть выполнены на £С-элементах.
24
КП! КПФ1 nij
НЯ—Н1НДН
24-28 кГц }
132 кГц;
КП12 КПФ12 ГП12 !
/к12 * 88 кГц
Рис. 5.14
,, ФНЧ-108
..У .л
2 -э %
1 И24 Kt\l 132 «Гц
0,3 3,4 24 28 /
12 .24 кГц . /
/
0,3 3,4 24' 28 '
88 кГц/ >'
60 64 104 108
Рис. 5.15
Несущая частота второго преобразования выбирается из условия: fKi —
= 132 - 4(i — 1), i = 1, 2,..., 12. Достоинством варианта является то, что число
типов фильтров и их общее количество мало, при этом возможно реализовать
их на LC-элементах; недостатком — большое число преобразователей частоты
и несущих частот (см. четвертый столбец табл. 5.2), Необходимо учитывать так-
же наличие в спектре ПГ остатков несущих частот второй ступени преобразо-
вания, что предъявляет повышенные требования к выполнению. преобразо-
вателей частоты (использование балансных схем, точное симметрирование
и т.п.) и установки режекторных фильтров перед устройством объединения.
Пятый вариант построения ПГ отличается от четвертого выбором друго-
го значения частоты несущей f0 на первой ступени, при этом несущие часто-
ты fKi t А12 на второй ступени, а также частота fo оказываются за пределами
спектра ПГ. Область частот, занятая сигналом первой ступени, может распо-
лагаться ниже спектра частот ПГ, и тогда (fo + 4) <fw а может, и выше, тогда
(/о ~ 4) > fB. При этом несущие частоты второй ступени всегда располагают
выше спектра частот ПГ, т.е. (fK1, ..., fKu) > fB.
199
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МОП С ЧРК
В зависимости от выбора f0 и вида преобразования на первой ступени воз-
можны варианты:
D/о < /н, без инверсии. Тогда/^ =/к12 + 4(12 -у); (f0 + 4) </н = 60;/ки +
+ (/о + 4) > 108, отсюда 44 < /0 < 56 (кГц);' *
2)То > Л, без инверсии. Тогда > fQ,f^ =/к12 + 4(12 - j), j = 1,..., 12; f0 > 108;
Au = (fo + 4) + 60, отсюда/к12 > 172 кГц;
3)/0 >Л> с инверсией. ТогдаА, </0,Л/=/К12 + 4(/- 1),/= 1,..., 12, причем
fKj > 108,/kJ2 > 152, и (f0 - 4) -/к12 = 60, отсюда/о > 216 кГц.
Можно показать, что другие варианты выбора^ и не удовлетворяют при-
веденным выше условиям.
На практйке реализуются оба варианта выбора /0, причем для первого
случая (см. рис. 5.16, а) используется частота fa = 48 кГц (в некоторых разра-
ботках — 52 кГц). Для такой частоты относительная крутизна склонов ЧХ
'09
составляет £,ф =-^- « 0,019, что заставляет применять кварцевые КПФ. Для
второго случая (см. рис. 5.16,6) на первой ступени использована частота Jo -
= 200 кГц. Для таких частот в качестве КПФ использованы электромеханичес-
кие фильтры. По структуре построения оба варианта аналогичны рис. 5.14.
а)
12 ,48 кГц . _
^-^^кГц
0,3 3,4 48 52
17 200 кГц
' 13z4",rz^l 264.кГц
0,3 3,4.200 204
0,33,4 ^200 204 208 кГц
Рис. 5.16
Обращаясь к табл. 5.2 и сравнивая достоинства и недостатки каждого из ва-
риантов, можно сделать следующие выводы:
— по совокупности показателей ни один из вариантов не оказывается ни
абсолютно худшим, ни абсолютно лучшим;
— каждый производитель аппаратуры МСП осуществляет выбор вариан-
та с учетом специфики своего производства;
— тенденцией современного этапа технологии является построение вы-
сокоизбирателъных устройств на основе физических эффектов распростра-
нения поверхностных или объемных акустических волн (так называемые
фильтры на поверхностных (ПАВ) и объемных акустических волнах). Такие
фильтры имеют хорошие избирательные свойства в диапазоне нескольких
МГц, поэтому применяют, как правило, пятый способ формирования ПГ,
при этом/о » 8,0 МГц [14];
— все рассмотренные способы формирования ПГ применяются в серийно
выпускаемой аппаратуре АСП-ЧРК (см. гл. 11).
В частности, по варианту рис. 5.8 построена отечественная аппаратура
СИП-60 и СИП-300^ по вариантам на рис. 5.10 и рис. 5.12, 5.13 — оте-
200
5.4. Формирование вторичной и третичной групп
чественная аппаратура ВЗ-12 и СИП-252 ВСК; по варианту риц^ 5.16, а — ап-
паратура СМК-300 (Венгрия); по варианту рис. 5.16, б — аппаратура
UKM-120 и VKM-300(600) (Германия); вариант с использованием ПАВ реа-
лизован в аппаратуре фирмы Л 7Т (США).
5 .4. Формирование вторичной и третичной групп
Формирование вторичной и третичной групп осуществляется единообраз-
но во всех типах МСП. При формировании. ВГиспользуется всегда одна ступень,
преобразование ПГ в спектр ВГ происходит без частотных зазоров. Из-за того,
что некоторые несущце попадают в спектр вторичной группы, на выходе пре-
образователей устанавливают ГПФ (см. рис, 5.17, а). Обратное преобразование
осуществляется с помощью тех же несущих (зеркально, рис. 5.17, б). Несущие
частоты рассчитываются из (5.9) по формуле fTj = 420 + 48(/ — 1), j = 1, 2,..., 5,
В качестве ПФ используются ZC-фильтры, так как относительная расстройка
подавляемой верхней боковой полосы относительно нижней оказывается рав-
ной (см- (5.10) и рис. 5.17, в)
$Ф = «0,2(или 20 %).
/в
. Рис. 5.17 .
В формирователях третичной группы используется одноступенчатая схема
преобразования, аналогичная схеме построения ВГ (см. рис. 5.17, а). Преобра-
зование осуществляется с инверсией спектра, частотный зазор между преобра-
зованными ВГ принят равным 8 кГп (см. рис. 5.18). Групповые несущие фор-
мируются по закону fTj - 1364 + (/ - 1)248, кГц;./ = 1, 2, ..., 5, В качестве ГПФ
используются ZC-фильтры, Поскольку относительная расстройка достаточно
велика и равна
, Д/ 2-312 п _ .
£ = Т = ® °’3 (или 30%)-
/в 2044
201
' 5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
ВГ! И /г1- 1364
312 552
312552
/г5=2356
Рис. 5.18
Четверичные преобразователи стро-
ятся аналогично третичным. В на-
стоящее время четверичные преобра-
зователи применяются только за
рубежом в системах типа К-5400,
К-10800; в отечественной практике
они не нашли применения.
5 .5. Построение аппаратуры сопряжения
Под аппаратурой сопряжения понимают комплекс технических средств,
обеспечивающий преобразование стандартных групп с их частотных пози-
ций в линейный спектр конкретной системы передачи.
Система передачи характеризуется количеством каналов, типом линии
связи, по которой работает данная система, видом уплотнения. Линейный
спектр частот однозначно определяется полосой пропускания линейного
сигнала и нижней граничной частотой спектра fM. Для приближенных
расчетов можно принять &fn » 4N, кГц, где N— число передаваемых ТЛФ ка-
налов. Тогда верхняя частота спектра/м =/нл + Д/, »/нл + 47V. Выборопре-
деляется следующими факторами:
— характеристиками линии связи — частотной характеристикой километ-
рического затухания а(/), волнового сопротивления ^(/), переходного затуха-
ния на дальнем Лд(/) и ближнем Лб(/) концах (для симметричного кабеля), за-
щищенностью от внешних' помех (для воздушных линий) и т.п.;
— спектральным распределением мощности мешающих сигналов;
— возможностью обеспечения устойчивой работы линейных широкопо-
лосных усилителей в НУП и ОУП.
Как показывает практика, последний фактор можно записать в виде условия
/вл_ = /нд ± Д/л ^25. (5.11),
,< , УцЛ /нл
В частности, если Имеется У= 300 и УнЛ = 60 кГц, то =60 + 4 • 300 =
f 1260'
= 1260 (кГц), Х^2-= -^—= 21 <32, и, следовательно, условие устойчивости
/нл 60
усилителей НУП (ОУП) соблюдается.
Предположим теперь, что У = 2000 и по-прежнему = 60 кГц. В этом слу-
чае/м = 60 + 4 • 2000 = 8060 (кГц), fy- = 134 > 32. Условие (5.11) не вы-
/нл 60
полняется, следовательно, необходимо изменить Уйл- Достаточно увеличить ее
до 300 кГц.
Аппаратура сопряжения должна обеспечивать: 1
1) преобразование сигналов в заданную область частот;
2) преобразование уровней группового сигнала;
3) согласование входных и выходных сопротивлений аппаратуры с волно-
вым сопротивлением линии связи; .
202
5.6. Методы построения лилейного тракта АСП
а)
б)
в)
“^вых
^вых
SBX
Рис. 5.19
4) дополнительные преобразования многока-
нального сигнала (например, частотно-зависи-
мое предыскажение уровней, инверсию спект-
ров, введение контрольных частой и т.д.).
Процесс преобразования частоты может про-
изводиться одной или двумя ступенями. Выбор
числа ступеней определяется, как и ранее, взаим-
ным расположением спектров исходного и пре-
образованного сигналов (см. рис. 5.19). Если
спектры сигналов на входе 5ВХ(/) и выходе 5ВЫХ(/)
аппаратуры сопряжения не пересекаются (см. рис. 5.19, а, б), то достаточно од-
ной ступени, ийаче (см. рис. 5.19, а, в) необходимы две и более ступени пре-
образования.
В качестве примера рассмотрим системное преобразование в аппаратуре
передачи по воздушным линиям связи типа ВЗ-З и В12-3. В первом случае
выбран спектр линейных частот 4 ч- 16 кГц. Поскольку спектр предгруппы
(12 ч- 24 кГц) пересекается с ним, то применяется двойное преобразование
частоты (см. рис. 5.20), когда спектр частот 12 ч- 24 кГц переносят на первой
ступени преобразования в область 84 ч- 96 кГц, а на второй ступени — в об-
ласть 4 ч- 16 кГц.
Вл t \
Л, = 72 кГц
S,
324 кГц
12 24 84 J96 /кГц
42= 80 кГц
С
ВЫХА
4 16
W^/.кГц
Лй = .46§ = 348 кГц
36 84 /кГц
60 108
£
Рис. 5.20 Рис. 5.21
В аппаратуре В12-3 в область линейного спектра 36 ч- 84 кГц необходимо
перенести спектр стандартной первичной группы (см. рис. 5.21). Здесь на пер-
вой ступени преобразования стандартная ПГ переносится в промежуточную
область без инверсии спектра с помощью несущей = 324 кГц. На второй сту-
пени возможно преобразование в область линейных частот с инверсией или без
инверсии спектра. В первом случае используется несущая частота/^ = 468 кГц,
во втором — fta = 348 кГц. Другие примеры формирования линейного спектра
рассмотрены в гл. 11 применительно к типовым АСП.
5.6. Методы построения линейного тракта АСП
Линейный тракт обеспечивает двухстороннюю передачу линейных сигна-
лов за счет объединения двух самостоятельных односторонних усилительных
направлений (см. параграф 3.1). В зависимости от способов этого объединения
различают следующие виды линейных трактов: 1) четырехпроводный однопо-
лосный; 2) двухпроводный двухполосный; 3) двухпроводный однополосный.
203
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЙ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
В первом случае каждое усилительное направление строится по своей двухпро-
водной цепи (всего их две и соответственно четыре провода), при этом линей-
ные сигналы в каждом направлении (А -> Б или Б -> А) передаются в одной и той
же полосе частот линейного спектра, а на промежуточной станции устанавли-
ваются два однотипных самостоятельных усилителя.
При построении двухполосного двухпроводного линейного тракта использу-
ется всего одна двухпроводная цепь, по которой одновременная передача ли-
нейных сигналов двух направлений осуществляется в двух непересекающихся
полосах частот, например fa+fi для А -> Б и/j для Б -> А. Разделение этих
полос на оконечных и промежуточных станциях осуществляется с помощью
направляющих фильтров (НФ). НФ для направления А -» Б (НФ]) имеет малое
затухание для полосы частот fa * fa и большое — для fa + fa, направляющий
фильтр для направления Б -> А (НФг), наоборот, имеет большое затухание для
полосы частоти малое — для fa +fa. На практике используют два варианта
включения НФ на промежуточных станциях. Для первого (см. рис. 5.22, а) ис-
пользуют свой усилитель для каждого направления передачи, при этом его уси-
ление 5] (или 5г) компенсирует затухание прилегающего участка линии в соот-
ветствующей полосе частот. Во втором варианте (см. рис. 5.22, б) используется
один общий усилитель, который усиливает сигналы обоих направлений в поло-
се частот fa +fa. Второй вариант более экономичен по потребляемой усилите-
лем мощности, но зато он требует обеспечения более высоких качественных
показателей усилителя, особенно с точки зрения частотных и нелинейных ис-
кажений.
а) . . .. б) '
Рис. 5.22 5 '
Идея частотного разделения направлений передачи, реализуемая в двухпо-
лосном двухпроводном линейном тракте, может быть распространена на слу-
чай организаций работы нескольких^ например двух, систем передачи по одной
двухпроводной линии (см. рис. 5.23). Здесь с помощью линейных фильтров
(ЛФ) ЛФ] и ЛФ2 разделяются области частот, принадлежащие разным систе-
мам передачи, а с помощью направляющих фильтров — области частот, при-
надлежащие одной системе, но разным направлениям передачи. Перемычки,
показанные на рис. 5.23, подчеркивают то обстоятельство, что для систем, ра-
ботающих в разных полосах частот, Длина усилительного участка сильно отли-
чается, поэтому на некоторых усилительных станциях для одной системы Тре-
буется усиление, а для другой оно не нужно. s ' и ,
204
Рис. 5.23
В двухпроводном однополосном линейном тракте линейные сигналы обоих
направлений передаются в одной и той же полосе частот, а для их разделения
используются развязывающие устройства (например, дифсистемы) (см. рис. 3.1, а).
Такое построение для многоканальных систем передачи применяется крайне
редко, во-первых, из-за трудностей балансировки дифсистем в широкой поло-
се частот, а во-вторых — вследствие образования на каждой промежуточной
станции петли обратной связи, которая снижает устойчивость работы усилите-
лей и заставляет ограничивать длину линейного тракта (не более пяти проме-
жуточных станций, см. параграф 3.3). Иногда однополосный двухпроводный
режим используют для организации служебной связи между станциями.
Основным (наиболее часто используемым) методом построения линей-
ного тракта является четырехпроводный однополосный, который обеспечи-
вает наибольшую длину усилительного участка при наименее жестких требо-
ваниях к линейным усилителям. _
Линейный тракт цифровых систем передачи (ЦСП) строится на тех же
принципах, что и для АСП. При этом цифровые радиосистемы используют, как
правило, аналог двухполосного двухпроводного тракта, когда между двумя ос-
тронаправленными антеннами осуществляется двухсторонний'^информацион-
ный обмен в двух непересекающихся полосах частот (в двух радиостволах). Раз-
деление этих полос в антенно-фидерном тракте осуществляется с помощью
«вилки» направляющих фильтров по аналогии с рис. 5.22, а.
В волоконно-оптических ЦСП испсйьзуется, как правило, аналог четырех-
проводного однополосного варианта построения линейного тракта, когда оп-
тический сигнал в направлении А -> Б передается по одному волокну, а в на-
правлении Б -> А — по другому. В последние Годы здесь стали дополнительно
применять также спектральное (волновое) уплотнение, когда по одному волок-
ну работают несколько цифровых систем на разных оптических несущих часто-
205
5. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК
тах. Разделение систем передачи осуществляется с помощью линейных опти-
ческих фильтров по аналогии с рис. 5.23.
Линейный тракт ЦСП, работающих по высокочастотным симметрич-
ным и коаксиальным кабелям, строится главным образом по однополосному
четырехпроводному варианту. Аналогичное построение применяется и при ис-
пользовании низкочастотных многопарных кабелей для формирования меж-
станционных (между АТС) линий передачи местной сети связи. На абонент-
ском участке сети (от АТС до абонента) двухсторонняя связь при передаче как
аналоговых, так и цифровых сигналов осуществляется, как правило, по схеме
двухпроводного однополосного варианта (см. рис. 3.1).
Разнообразие рассмотренных выше схем многоканальных систем пере-
дачи определяется не только типом линии связи, выбранным способом объе-
динения/разделения канальных сигналов, числом каналов, но и в значитель-
ной мере особенностями построения и работы основных функциональных
блоков, входящих в состав МСП (см. рис. 1.26). Об одном из них — усили-
тельном устройстве — говорилось в главе 2. Другие блоки и устройства рас-
сматриваются в главах 6, 7, 8 и частично — в главах 9 и 10.
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
6.1. Назначение и требования
к преобразователям частоты
Преобразователем частоты (ПЧ) называется устройство, осуществляющее
трансформацию (перенос) спектра частот исходного сигнала из одной области
частот в другую без изменения соотношения между составляющими спектра.
ПЧ состоит из преобразовательного элемента 1, генератора сигнала несущей
частоты (гетеродина) 2 и электрического фильтра 3(рис. 6.1). В качестве пре-
образовательного элемента (ПЭ) 'используется электрический двухполюсник
или четырехполюсник^ параметры которого — входное и выходное сопротивле-
ния, коэффициент; передачи — меняются при изменении напряжения гетеро-
дина иц. Нелинейность (или параметричность) ПЭ достигается за счет включе-
ния в него элементов с нелинейной вольт-амперной (диоды, транзисторы) или
(реже) вольт-фарадной (варикапы) характеристикой. При подаче на ПЭ напря-
жения полезного сигнала Uc(f) частотой Fc и гетеродина (накачки) С7н(0 часто-
той /„ в выходной цепи ПЭ образуются комбинационные продукты с частотами
kf„ ± nFc, где к = 1, 2,..., и = 1, 2,из которых с помощью фильтра 2 выделяет-
ся колебание требуемой частоты. При к = 1 имеем преобразование на основной
гармонике генератора, при к > 1 — на высших гармониках.
При сравнительно малых на-
пряжениях входного сигнала ком-,
поненты, образованные гармони-
ками частоты nFc (и > 1), гораздо
меньше основного продукта пре-
образования на частоте kf, ± Fc,
причем в большинстве случаев по-
лезным сигналом преобразователя
2 . 3
Рис.6.1
частоты является напряжение пре-
образованной частоты f, + Fc или
fH — Fc. Если спектр сигнала зани-
мает полосу частот Fc е [/’с н, Гс в], где FCM, Гс в — нижняя и верхняя частоты
спектра, то продукты преобразования на выходе ПЭ (в сечении 2—2) будут
иметь спектр С помощью электрического фильтра (в сечении 3—3) из это-
го спектра (см. рис. 6.2, а) выделяется или область частот^ - Fc_B,f„ — Fc lt (та-
кое преобразование частоты называется инверсным, рис. 6.2, б), или область
частот f„ + FCH, f„ + FC.B (без инверсии спектра, рис. 6.2, в).
ПЧ широко применяются в различных блоках систем многоканальной, ра-
диорелейной и спутниковой связи, в телевизионных и факсимильных системах
передачи, измерительных устройствах и т.п. В многоканальных системах пере-
дачи ПЧ исторически называют модуляторами, поскольку процесс преобразо-
вания частоты можно интерпретировать как фильтрацию верхней или нижней
207
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
боковой полосы частот амплитудно-моду-
лированного сигнала. В генераторном обо-
рудовании МСП преобразователи частоты
применяются для получения требуемого на-
бора несущих частот, участвующих в про-
цессах группового и линейного преобразо-
вания, при этом сигнал Uc(t) на входе ПЭ
является немодулированным (например, си-
нусоидальным).
Преобразователи частоты в МСП клас-
сифицируют по указанным ниже признакам
следующим образом.
1) по виду входного (преобразуемого)
сигнала Uc(t) различают индивидуальные
и групповые ПЧ;
2) по характеру сопротивления ПЭ —
резистивные и реактивные (как правило,
емкостные) ПЧ. Последние нашли приме-
Рис. 6.2
нение только в диапазоне СВЧ в некоторых видах аппаратуры радиорелей-
ной связи. В остальных случаях применяют резистивные ПЧ, в которых по-
лупроводниковый ПЭ имеет заметную нелинейность. вольт-амперНой
характеристики;
3) по типу 77Э выделяют диодные (пассивные) и транзисторные (актив-
ные) ПЧ;
4) по способу включения ПЭ есть однотактные, двухтактные (балансные),
кольцевые (двойные балансные) ПЧ;
5) по конструкции ПЭ различают дискретные и интегральные ПЧ;
ПЧ должны удовлетворять следующим требованиям:
1. Обеспечение максимально возможного коэффициента преобразова-
ния (передачи) по мощности Апр М и напряжению Лир.», определяемых по
формулам
^пр.м
Л.
РС
к -иС
прн"(Л’
(6.1)
где и U3 мощность и действующее напряжение преобразованного сигнала
на частоте/н + Fc или/н - Гс; Рь Ui — то же для входного сигнала на частоте Fc.
Вместо (6.1) часто оценивают затухание преобразования по мощности дпрм
и напряжению апр „ в децибелах:
йпр.к, = lOlg^-i «nP.H“201g^-=flnp.M-101g^, (6.2)
Г3 1/3 лн
где RBX — входное сопротивление (со стороны зажимов 1—1) ПЧ на частоте Fc,
RH — сопротивление нагрузки, подключаемое к ПЧ со стороны зажимов 3—3
(см. рис. 6.1).
208
6.1. Назначение и требования к преобразователям частоты
Если RBX = RH, то по аналогии с (1.23), (1.26)
йпр.м = лПр.н =Pi ~Рз, рз = 101g-^-; pi = 101g-^-, (6.3)
Лэт -*эт
где Pt и Рз — уровни мощности сигнала на входе и выходе ПЧ в дБм.
2. Обеспечение максимально возможного подавления побочных продуктов
преобразования, оцениваемого коэффициентом подавления по мощности
Япод.м и напряжению Кподн:
р(*л)
к _£з_______
ЛПОД.М---
тт(кп)
ПОД.Н-----77 ,
| 17 3
(6.4)
где 1*кп\ (f'kn) — мощность или напряжение побочного продукта на частоте
kfH ± nFc, к * 1, и * 1, выделяющиеся на выходе ПЧ.
Как следует из рис. 6.2, побочными (или паразитными) являются все
компоненты, не совпадающие по частоте с компонентом на рис. 6.2, б, 6.2, в.
Это, например, составляющие, образующиеся в результате прямого прохож-
дения на выход ПЧ сигнального компонента и гармоник гетеродина. Вместо
(6.4) часто определяют затухание побочных продуктов, например апод.м =
3. Обеспечение равномерности частотной характеристики (ЧХ) затухания
преобразования апр при изменении частоты сигнала в пределах Fc е [FC H, Fc.b].
В идеальном случае дпр = <p(Fc) = const (рис. 6.3, пунктирная прямая); реально
для функции enp(Fc) указывают определенное поле допуска, в котором возмож-
но ее изменение.
4. Обеспечение требуемой ли-
нейности амплитудной характерис-
тики (АХ) ПЧ, оцениваемой функци-
ей />з = <р(р!) (рис. 6.4, а) или апр
= <₽(Рз) (рис. 6.4, б). В пределах
заданного динамического диапазона
.Plmax, •••> Plmin (РЗтах, P3min) УГОЛ
наклона АХ должен быть равен 45°.
Кривая 2 на рис. 6.4 характеризует
ПЧ, у которого уровень преобразо-
ванного сигнала больше входного
Рис. 6 .3
(Рз > Pi, апр < 0), что характерно для активных (транзисторных) ПЧ. Для
пассивных (диодных) ПЧ зависимость АХ определяется кривой 7 (рз < Рь
апр > 0).
Верхняя граница АХ (pimax, P3min) определяется допустимым уровнем нели-
нейных продуктов На частотах fti + nFc, попадающих в полосу пропускания
фильтра. Обычно нелинейные продукты такого вида оценивают с помощью
209
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Рис. 6.4 ,
коэффициента нелинейных искажений по n-й гармонике, который по анало-
гии с (6.4) определяется в виде
^пр.гл = -^-, (6.5)
где — амплитуда (или действующее значение) напряжения на частоте f„ ± nFc,
п> 1, а £73 —* напряжение основного продукта преобразования на частоте Ji ± Fc.
Наряду с (6.5) используют и такую оценку, как затухание нелинейности
по и-й гармонике:
апр.г«- -20№р.гя“/>з -#з(л), (6-6)
где р3 и /?3(л) — соответственно уровни напряжения на основной частоте пре-
образования (/н ± Fc) и на ее n-й гармонике ± nFc).
С ростом ру коэффициент нелинейных искажений растет, а затухание по
гармоникам соответственно падает, как Показано на рис. 6.4, в. Минимально
допустимому значению аПр.гл.доп Для п = 2 или 3 соответствует величина Рзтах,
которая и определяет верхнюю границу АХ преобразователя частоты. Часто
Лтах определяют по величине минимально допустимого' затухания комбина-
ционного продукта на частоте fH ± (9iFC| ± 92Л2), 91 = h 2,... Такой продукт об-
разуется при подаче на вход ПЧ двух компонентов полезного сигнала с некрат-
ными частотами Fci и ГС2 одинакового уровня, так чтоp3(f„ ± Fc) = p3(fH ± Fc2).
Нижняя граница (z>imtn> Лпип) характеризует допустимое ухудшение отноше-
ния сигнал/шум на выходе ПЧ, которое определяется величиной Лз ш = р3 — рЗМ1,
гае р3 ш — уровень собственных шумов, измеренный на выходе ПЧ при отсутствии
полезного сигнала. Минимально допустимым значением входного (pimin) или вы-
ходного G?3min) уровня полезного сигнала считают такой уровень, при котором по-
мехозащищенность Лзш равна минимально допустимой величине Лз ш т1П. Как пра-
вило, = 20 дБ.
210
6.2. Квазилинейная теория преобразования частоты
Подавление побочных продуктов преобразования и равномерность ЧХ оп-
ределяются параметрами фильтра и схемным построением ПЧ. Затухание пре-
образования и линейность АХ зависят от схемы ПЧ, вида нелинейного элемен-
та и напряжения генератора.
6.2. Квазилинейная теория преобразования частоты
Как показывают экспериментальные и аналитические исследования, для
обеспечения малых нелинейных искажений целесообразно напряжение сигна-
ла и гетеродина выбирать в пределах Uc < 0,03, ..., 0,1 В, ии > 1,0, ..., 3,0 В и со-
ответственно Uc « UH. При таких условиях ПЧ для сигнала Uc является квази-
линейным устройством, а для генератора — существенно нелинейным. Если
условно объединить преобразовательный элемент 1 и генератор 2 в одно ус-
тройство, у которого вход — сечение 1 — 1, выход — сечение 2—2 (см. рис. 6.1),
то для сигнала оно может считаться линейным четырехполюсником. Используя
систему У-параметров (см. параграф 2.2), можно записать
/1(0 = /с(0 = Гц(0 с/с(О + г12(0 «7пр(0; (6 7)
/2(0 = /пр(0 = WWO +
Отличием такого четырехполюсника является то, что его параметры, а так-
же входное и выходное сопротивления (проводимости) и коэффициент переда-
чи — периодические функции от напряжения гетеродина, а следовательно,
функции времени, например
У9 = £ rg(cosfz2Tt/H0 = Ygo + У^созгтг/н!’ + -, (6.8)
1=0
где индекс q использован для сокращения записи вместо индексов 11, 12, 21, 22;
Yqj — коэффициент веса z-й гармоники функции Yq(t) при ее разложении в ряд
Фурье:
। +Гн/2 1 +7н/2
Y90 = ~ ]Yq(f)dt, Хф = -±- ^(t^i^tdt. (6.9)
ln -Ти/2 J" -Т„/2
Соответственно
K(f) = = ~Г21(0. = у cosW(6.Ю)
Ux(t) У^Ю + У, h '
Если обозначить Uc(t) = C/c.mcos(cocZ 4 срс), t7np(r) = Unp.mcos(<onp/ + <рпр), где
®пР = ®н + <ос, то, подставляя (6.8) в (6.7), для входного тока I\(t) сигнальной
частоты и выходного тока /2(0 преобразованной частоты получим следующие
выражения:
/1(0 Z:,mCOS((Oct 4* <pj) ~ rn.0t7c.„,COS((Oc, + <рс) 4
+ 0,5 У121 Unp zncos((conp (Оц)/ 4- (pnp),
211
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
/1(0 /пр,mCOS((Opp/ 4" <р2) 0,5 Ijl.l О>с)^ + Фс) Ч*
Ч" ^22.0^4ip.»iCOS(tt>npf + фпр)- (6.Н)
В (6.11) слева и справа стоят компоненты одинаковой частоты, поэтому пе-
рейдем от мгновенных значений к комплексным амплитудам:
/с = Кц.о Uс + Uпр ; /пр = OjSKtia (/с + Х22.о Uпр . (6.12)
Уравнения (6.12) по форме аналогичны уравнениям линейного четырехпо-
люсника в режиме усиления, что позволяет (см. параграф 2.2) по аналогии оп-
ределить коэффициент преобразования по напряжению, входные и выходные
проводимости:
Unp —0,5X21.1 .
лпр=—— =---------,
Uc Г 22.0 + Ги
г _ _у 0,5Уш • 0,5У21.1. ('6 131
1 вх - — = 11 i.o-----------------, (о. 1J)
Uz Г220 + Тн
V _ ПР _ V 0^У121 0,5У21.1
Г вых - ------Г 220 -----------Г,---•
тт П1.0 + Хг
U пр
Здесь Ун — входная проводимость фильтра ЭФ на частоте сопр; Уг — вы-
ходная проводимость источника сигнала на частоте а>с (см. рис. 6.1). Приме-
ним (6.10) для анализа вариантов построения основных схем ПЧ. Наиболее
простым является однотактный диодный (пассивный) ПЧ (см. рис. 6.5, а).
Для него
U2(t) = Ux(t)K(t) = (/1тсо8(2лГсо£^со8(/л2/нО ~
i=0
= UlmK0cos(2nFct) + X t^cos2n(/yH ± Fc)t. (6.14)
,=0 2
Форма сигнала LA2(0 может быть определена на оснований электромехани-
ческого аналога (см. рис. 6.5, б), где диод выполняет роль ключа Кл, коммути-
рующего прохождение сигнала с частотой генератора (см. рис. 6.5, в, г).
Как следует из (6.14), при подаче входного сигнала с амплитудой UXm и час-
тотой Fc в сечении 2—2 ПЧ будут компоненты с частотами Fc и ifH + Fc. Если
учесть гармоники частоты генератора, которые не учитываются квазилинейной
теорией, то полный спектр сигнала в сечении 2—2 будет иметь вид, показанный
на рис. 6.5, д. Как видно из рис. 6.5, для однотактного диодного ПЧ характерна
большая «засоренность» побочными продуктами, избавиться от которых с по-
мощью фильтра очень трудно. Особенно это касается подавления мощного
компонента несущей частоты и ее гармоник.
212
6.2. Квазилинейная теория‘преобразования частоты
Вследствие этого обычно используют балансные (двухтактные) схемы
ПЧ, в которых удается схемным путем существенно подавить (ослабить) гар-
моники генератора. В последовательном диодном балансном ПЧ при симмет-
рии полуобмоток трансформаторов Ть Тг и диодов VD\, VD2 (см. рис. 6.6, а)
б) Knj
Кл2
Рис. 6.6
213
6, ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
в выходной дбмотке Т2 напряжение генератора наводиться не будет, так как
магнитные потоки, вызванные противонаправленными токами ilf i2, взаим-
но компенсируются. Следовательно, на выход фильтра гармоники генерато-
ра (частоты kfH, к = 1,2, ...) не поступают, что позволяет значительно упрос-
тить требования к фильтру.
Форма сигнала U2(f) в такой схеме ПЧ может быть качественно опреде-
лена из схемы электромеханического аналога, где диодные ключи КЛ] и Кл2
(см. рис. 6.6, б) работают в фазе. Очевидно, U2(J) будет такой же, как на рис. 6.5, в.
При анализе спектра балансный ПЧ может быть представлен как два одно-
тактных (ОПЧ) (см. рис. 6.6, в), где U{(t) = ~Ui(t) (за счет ТО, а выходные сиг-
налы объединяются (вычитаются) за счет Т2. Полагая, что коэффициенты пере-
дачи ОПЧ1 и ОПЧ2 равны и синфазно изменяются во времени, получим
Ш = U'Mtf) - U"(t)K2(t) = 2^'(0^1(0 = (6.15)
Сравнивая (6.14) с (6.15), можно утверждать, что спектр балансного ПЧ
совпадает с малосигнальным спектром однотактного ПЧ (рис. 6.6, г). Крести-
ком отмечены подавленные гармоники несущей.
Параллельный балансный диодный ПЧ, варианты построения которого по-
казаны на рис. 6.7, позволяет устранить один дифференциальный трансформа-
тор (на рис. 6.7, а это Т0, а мостовой диодный балансный ПЧ (см. рис. 6.8)
Рис. 6.7
позволяет вообще исключить трансформаторы со средней точкой. В попереч-
но-мостовой схеме (см. рис. 6.8, а) сигнал генератора не поступает на выходную
обмотку Т2 из-за применения уравновешенного моста, диагонали которого раз-
вязаны, т.е. напряжение в диагонали/яй от генератора UH равно нулю, аналогично
Рис. 6.8
214
6.2. Квазипинейная теория преобразования частоты
равно нулю в диагонали cd напряжение от источника сигнала Т<7С. Указанное
свойство, которое выполняется и для предыдущих вариантов балансных ПЧ,
позволяет питать несколько.схем ПЧ от одного общего генератора. Вариан-
ты ПЧ на рис. 6.7, в и 6.8, б работают по принципу последовательного ключа
(см. рис. 6.5, б). Электромеханическим аналогом схемна рис. 6.7, а, би рис. 6.8, а
является схема рис. 6.9, где диодный ключ Кл не разры- j0 _______о2
вает, как ранее, цепь прохождения сигнала от сечения кл
1—1 к 2—2, а шунтирует ее. Результат от этого не меняет-
ся, поэтому и форма сигнала t^O), и малосигнальный 1° : * °2
спектр S2(/) в этих схемах такйе же, как в последователь- Рис 69
ном балансном ПЧ (см. рис. 6.6, г и 6.5, в).
Наиболее совершенной является схема двойного балансного (кольцевого) ПЧ
(см. рис. 6.10, а). Ее упрощенный электромеханический аналог показан на
рис. 6.10, б, а работа ключей (диодов) во времени — на рис. 6.10, в, г. Исходя из
модели рис. 6.10, б и учитывая, что ключи Кл3, Кл4 (VD3, VD4) осуществляют
коммутацию полярности сигнала можно прийти к форме сигнала {/2(0 в та-
кой схеме ПЧ (см. рис. 6.10, д).
215
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Малосигнальный спектр S^f) кольцевого ПЧ проще всего определить,
представив его структурную схему (см. рис. 6.11, а) в виде двух балансных ПЧ
(БПЧ). Подаваемые на них напряжения генераторов UHX(t) и отличаются
только сдвигом фаз. на 180° друг относительно друга, что вызывает поочередное
открывание пар диодов VD2 и KDj, VDt,. Схема вычитания отражает то об-
стоятельство, что ключи VD3, И/)4 изменяют полярность сигнала. В результате
W = tA(O(^(O - Ш) =
= IW) cos/2n/HZ -SA cos/(2n/H( + я) " =
-<=о 1=0
~ ^1(0(Л10 ^20) +
и 1 (0£ ) cosz 2л/нt, для i = 1, з, 5,...
UifffctKn - K^cosiiuftft, для i = 2, 4, 6,...
i . _
(6.16)
Если положить, что параметры обоих БПЧ идентичны, т.е. Ки - K2i, i = 0,
1, 2, ..., то тогда из (6.16) получим
. Е/2(0 = 2Е/1(0Х^1, со8/2л/нЛ '= 1,3, 5,... (6.17)
1=0
Из (6.17) следует, что спектр сигнала в сечении 2—2 содержит только ком-
бинации сигнальной частоты Fc с нечетными гармониками несущей, остальные
побочные продукты, в том числе компонент сигнала, подавляются за счет ба-
лансное™ схемы ПЧ. Отметим также, что в сравнении с рассмотренными вы-
ше преобразователями на выходе схемы кольцевого ПЧ напряжение основного
продукта на частоте/н ±FQ больше в два раза (на 6 дБ).
6.3. Симмметрирование диодных балансных ПЧ
Указанные преимущества кольцевой схемы ПЧ реализуются только при
тщательном подборе пар диодов и симметрирований трансформаторов Т1( Т2.
С этой целью практические схемы балансных и кольцевых ПЧ дополняются
элементами балансировки (см. рис. 6.12,6ЛЗ). Для компенсации ЭД€, наводи-
мой в выходной обмотке напряжением генератора необходимо, чтобы
были равны токи, протекающие в полуобмотках, которые в свою очередь долж-
Рис.6.12 I
ны иметь одинаковое количество витков.
Токи зависят от величины сопротивлений
диодов, следовательно, необходима иден-
тичность сопротивлений диодов в прямом
(7?пр) и обратном (Дэбр) направлении. Из-за
неидеальности технологии изготовления
всегда имеется производственный разброс
параметров диодов. Поэтому при изготов-
лении аппаратуры прежних поколений про-
изводили подбор пар и четверок идентич-
216
6,3. Симметрирование дибдных балансных ПЧ
ных диодов. Кроме того, для уменьшения относительного неравенства прямых
сопротивлений Лпр диодов последовательно с ними включают добавочное со-
противление J?i (см. рис. 6.12), а для уравнивания таким же образом обратных
сопротивлений диоды шунтируются сопротивлениями Л2. Величины со-
противлений и Л2 выбирают из условий > Лпр; Л2 < Квр- В настоящее вре-
мя эти методы хотя и применяются, но считаются устаревшими, а в преобразо-
вателях частоты все чаще используют интегральные микросхемы, представляйэ-
щие собой сборки из необходимого числа Диодов. Идентичность параметров
диодов в сборке обеспечивается за счет единого технологическогб цикла, а их
близкое друг к другу расположение обусловливает одинаковое изменение пара-
метров в процессе эксплуатации.
Рис. 6.13 .
' Регулировку токбв производят также путем включения различных элемен-
тов в выходной (или входной) трансформатор. Так, между полуобмотками ста-
вят переменный резистор и им регулируют токи (см. рис. 6.13, а). Если они не-
одинаковы из-за межвитковых емкостей, то полуобмотки, Шунтируют
емкостями большой величины, чтобы уменьшить относительное неравенство
суммарных емкостей. Еще одним способом симметрирования является введе-
ние искусственной средней точки трансформатора. В схеме рис. 6.13, б ток от
генератора в обмотку не пойдет при равенстве напряжений U2 и U2 на потен-
циометре R„. Однако в данном случае полезный сигнал шунтируется этим потен-
циометром, что приводит к росту затухания преобразователя. В схеме рис., 6.13, в
этот недостаток может быть ослаблен, если используется низкочастотный по-
лезный сигнал ((ос « шн), для которого емкости представляют очень большие
сопротивления. Действенным методом симметрирования трансформаторов яв-
ляется применение бифилярной намотки, когда двойным проводом наматывают
сразу две полуобмотки, а правильное их включение обеспечивается соответ-
ствующим соединением концов проводов. При этом методе обеспечивается
равное количество витков в пОлуобмотках.
‘ 6.4. Расчет предельных параметров диодных ПЧ
Ддя расчета показателей диодных ПЧ достаточно рассмотреть показатели
однотактного ПЧ (см. рис. 6.5, а), используя квазилинейную теорию преобра-
зования. В рамках этой теории диод VD заменяется резистивным двухполюсником
217
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
с переменным сопротивлением Ra(t) или проводи-
мостью Ya(t) = 1/Яд(/). Полагая сопротивление це-
пи гетеродина на частотах шс и сопр равным нулю,
приходим к эквивалентной схеме вида1 рис. 6.14,
где Rc - 1/Ус и Ян = 1/Ун — сопротивления истрч-
Рис- 6-'4 ника сигнала (на частоте а>с) и нагрузки (на часто-
те (впр), пересчитанные в сечения 1—1 и 2—2. Пассивный четырехполюсник
1—2 имеет известные У-параметры (см. параграф 2.2): Уц(?) = У22(/) - ^д(0,
У12(0 = ^21(0 = Проводимость Уд =—определяется по вольт-ампер-
dt/д
ной характеристике диода ц имеет вид, показанный на рис. 6.15, а пунктирной
кривой. Если на диод подается постоянное напряжение смещения Uo и пере-
менное напряжение генератора ии((), то проводимость Ya(t) изменйется так, как
показано на рис. 6.15, б. Тогда Уд(0 *' }^0'+ J^cosco,,/ + 1^2cos2(iV + .... где коэф-
фициенты разложения Уд$, l^i и др. определяются из (6.8) или графоаналити-
чески, например методом трех или пяти ординат [30]. Затем используем (6.13)
с учетом того, что Уи о -= У22.0 = Удо; У12.0 = У21.0 = -Уд0.
Рис. 6.16
При больших напряжениях генератора
UH(t) функцию Уд(0 можно полагать прямо-
угольной У*д(0 (см. рис. 6.15, в). Соответст-
R« венно схема ПЧ приводится к виду рис. 6.16,
где Rfi,m = 1/Уд.да — эквивалентное сопротив-
ление диода в открытом состоянии. Идеаль-
ный ключ Кл коммутирует ток через нагруз-
ку Ян по закону
Яс + Яд.от + Ян
(6.18)
218
6.4. Расчет предельных параметров диодных ПЧ
Здесь коммутирующая функция H(f) изменяется от 0 до 1 (см. пунктирную
кривую на рис. 6.15, е) и может быть разложена в ряд Фурье: fflf) = <xq + ... +
+ a(cosfcof,+ ..., где коэффициенты разложения ao и a( определяются по аналогии
с (6.8). Если положить, что на рис. 6.15, в имеем 6 ~ 6 = *5— 6 = Тн/2, т.е. функция
2 2
Я(г) — «меандр», тогда ao = 0,5; cq = аг = 0; а3 = —; а« = 0 и т.д. При этом из
п • Зл
(6.18) следует
/H(0 = -/?ff,(^)C—с^-(0,5 +-COSGV + A cos3gV + ..,). (6.19)'
RC + Ял.т + Rh .. п Зл
Отсюда нетрудно определить амплитуду тока на частоте преобразования
®пР = юн ± ис и мощность преобразованного сигнала *
т___________________________________Ес.т
пр,и л(7?с+7?н+7?д.т)’
Ес.т Rh
(6.20)
D _ 1 о _
^пр-Т'прт^н - -р
L Л Длс + Лн + лд„)
В режиме согласования преобразователя частоты с нагрузкой, т.е. при R^ =
= Rq + Raмощность в нагрузке будет максимальной:
Е2
п _________^с.т
(6.21)
пр.гпах ~ ~ “
8л (7?с + Ra.m)
(6.22)
Максимальная мощность поступает на вход преобразователя в режиме со-
гласования по входу, т.е. при /Jc = Ra.m + RH. Эта мощность равна
Е2
Листах = (6-23)
О J\Q
Если выполнены одновременно условия согласования по входу и выходу,
то затухание преобразователя приобретает минимально возможное значение,
равное (см. (6.3), (6.22), (6.23)):
«np.min = 101g^™- = 101g-^C * =
*пр.тах
= 201ёл + 101gАс + RV” «10+ 101g*c + Rsim~, (6.24)
Rc Rc
Из (6.24) следует, что затухание однотактного диодного ПЧ даже в иде-
альном случае (когда Ra,m -> 0) не опускается ниже 10 дБ, т.е. преобразова-
ние частоты в таком ПЧ всегда осуществляется с затуханием полезного сиг-
нала. Такое же затухание имеем и для всех балансных вариантов ПЧ. Для
идеального диодного кольцевого ПЧ коэффициент преобразования по напря-
жению больше в 2 раза (на 6 дБ), соответственно его затухание преобразова-
219
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
ния не можете быть меньше 4 дБ. В реальных условиях полупроводниковые
диоды вызывают дополнительные потери мощности (порядка 0,6—1,0 дБ),
каждый трансформатор Т1; Т2 вносит затухание порядка 0,5—0,7 дБ, элект-
рический полосовой фильтр в полосе пропускания имеет затухание передачи
1,5—2,5 дБ. Наконец, надо учесть, что для устранения амплитудно-частот-
ных искажений и лучшего согласования ПЧ с внешними цепями (фильтром
и источником сигнала) приходится подключать их через согласующие ре-
зистивные ослабители, имеющие затухание порядка 5—7 дБ. В результате
общее затухание однотактных и балансных диодных ПЧ составляет 20—30 дБ
и 15—20 дБ — для кольцевых ПЧ.
6.5. Транзисторные преобразователи частоты
Этот существенный недостаток пассивных ПЧ обусловил в последние годы
широкое использование транзисторных (цли активных) ПЧ. Они позволяют
обеспечить усиление преобразуемого сигнала (апр < 0); проще достигается со-
гласование с внешними цепями и балансировка в балансных активных ПЧ, так
как можно варьировать режим смещения каждого транзистора, Принцип рабо-
ты транзисторных ПЧ практически не отличается от работы диодных ПЧ. Не-
существенные различия связаны с обеспечением режима работы транзистора
по постоянному и переменнрму току, а также возможностями подачи напряже-
ний сигнала и генератора на различные электроды транзистора. Например, на
рис. 6.17 приведена схема однотактного ПЧ, где напряжение сигнала через
трансформатор Т! подается на базу транзистора VT, а генератора — через Т3 на
эмиттер. Напряжение комбинационных продуктов, образующихся вследствие
нелинейности вольт-амперных характеристик транзистора, снимается с выход-
ной обмотки Т2 и фильтруется электрическим фильтром (ЭФ).
: Рис.6.17 .. Рис.6.18
Спектр такого ПЧ в сечении 2—2 совпадает по составу, со спектром одно-
тактного ПЧ (см. рис. 6.5,д). Его расчет (без учета составляющих на гармони-1
ках несущей частоты) может вестись по формулам (6.13), (6.14), при этом зави-
симость K(t) из (6.10) путем выбора рабочей точки и амплитуды,напряжения
генератора (см. рис. 6.18, а) может принимать щрбую форму из приведенных
220
6.5. Транзисторные преобразователи частоты
на рис. 6.18, б. Расчет коэффициентов Л) в (6.10) осуществляетсяпутем нахож-
дения коэффициентов ряда Фурье:
/н +£н
Ко = -S- f K(f)df, j2i = 1, 2,..., (6.25)
Тн _Гн ТН r„
2 2
где тн — длительность интервала «пропускания» сигнала на выход ПЧ, а (Тн ~ тн) —
«непропускания»; Тн = 1//н.
Для зависимости 1 на рис. 6.18, б имеем ти = Тч/2, при этом ПЧ работает
в ключевом режиме и K(i) имеет форму прямоугольных импульсов частоты fH.
Для зависимостей 2—4 на рис. 6.18, б функция K(f) имеет форму косинусои-
дальных импульсов.
При расчете коэффициента преобразования, а также входного-и выходного
сопротивлений транзисторного ПЧ с целью наилучшего его согласования
с внешними цепями, как правило, используется квазилинейная теория пре-
образования частоты [см. (6.11)—(6.13)]. Для транзисторного ПЧ в отличие от
диодного характерно, что Ун(0 <Y2l(f), Y22(t) <Уц(0, Уи(0 <^21(0, причем У11пр =
= Уи.о! JSi.np ~ “0,5^21.G Угг.пр = ^22.о- Проводимостью обратной передачи У^СО
при расчете обычно пренебрегают (чего ни в коем случае йельзя делать в диод-
ных ПЧ!). В результате, используя (6.13), получаем
Апр = 7^^-« увх« Уц.о; Увых« У22.0. (6.26)
У 22.0 + Ун Ун
Вид функции y2i(0 аналогичен функции K(i) (см. рис. 6.18, б). Обозначив
максимальное значение этой функции как У21тах и раскладывая ее в ряд Фурье,
можно доказать, что Y2l] и (0,5 * 0,66) Ijimax- Отсюда с учетом (6.26) следует, что
коэффициент преобразования транзисторного ПЧ в 3—4 раза меньше, чем ко-
эффициент усиления однокаскадного усилителя, собранного на этом же тран-
зисторе.
Необходимость подавления мощных гармоник генератора на выходе ПЧ
обусловила создание балансных (см. рис. 6.19) й двойных балансных (коль-
цевых) ПЧ (см. рис. 6.20). Режим работы этих схем ПЧ по достоянному току
и балансировка обеспечиваются элементами А—А», Q—С3. Малосигналь-
ный спектр определяется выражениями (6.14), (6.25), а его состав аналогичен
изображенным на рис. 6.6, г и 6.11, б.
Трансформаторы со средней точкой, используемые в схемах на рис. 6.19,
6.20, ухудшают массогабаритные характеристики балансных ПЧ, а также сни-
жают их надежность. Поэтому в последних разработках используют балансные
ПЧ, где роль трансформатора выполняет дифференциальная пара (см. рис. 6.21, а).
Можно показать, что в такой схеме напряжения U'c и U” на коллекторах тран-
зисторов VT\ и VT2 равны по величине и противофазны так же, как, напри-
мер, напряжения U{ и U” в схеме рис. 6.6, а. Упрощенный вариант Двойного
балансного ПЧ, собранного на основе трех дифференциальных пар, показан
221
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Рис. 6.19
Рис. 6.20
на рис. 6.21, б. Здесь дифференциальная пара на транзисторах КГ5 и КГ6 выпол-
няет роль дифференциального трансформатора Т\ в схеме рис. 6.20, дифферен-
циальные пары на VT\, VT2 и ТТ3, VT4, коллекторы которых перекрестно соеди-
нены, выполняют роль нелинейных элементов VT\—VT4 на рис. 6.20 и одновре-
менно дифференциальных трансформаторов Т3 и Т2. Наличие элементов,
обеспечивающих режим транзисторов по постоянному току, существенно ус-
ложняет схему рис. 6.21, б, но тем не менее она оказывается вполне доступной
для интегрализации. На основе такой схемы разработаны и серийно выпускают-
ся интегральные микросхемы типа К526ПС1, К140МА1 и другие, которые полу-
чили название аналоговых перемножителей.
Рис. 6.21
В случаях, когда требуется осуществить преобразование одногармоничес-
кого сигнала (например, при формировании различных несущих частот в гене-
раторном оборудовании МСП), можно использовать двойные балансные ПЧ
на основе цифровых перемножителей^ например полусумматоров (см. рис.
6.22, а). Последний выполнен в виде микросхемы, состоящей из двух инверто-
ров 5, 7, двух схем совпадения 6, 8 и схемы сложения 9. Микросхема реализует
логическую операцию Z = X Y+ X • Y, где X и Y представляют собой им-
пульсные сигналы, полученные путем ограничения (в усилителях-ограничите-
222
6,6. Нелинейные продукты в преобразователях частоты
лях 1, 3) и формирования (в формирователях импульсов 2, 4) синусоидальных
сигналов частот coj и <в2 (см. рис. 6.22, б). Импульсный периодический сигнал
(см. рис. 6.22, б) можно записать в виде
У(0 = ^a/COs/oiT; У(0 = ^«|COs/((OiT + л),
1=0 ' . 1=0 ; .
где коэффициенты разложения а, определяются по формулам (6.25).
Если в первом приближении положить X(f) » coso^Z, X(t) ® cos^Z + л) и ана-
логично представить У и У, тогда
Z(f) » COStt>iZCOS((02Z + л) + COS((OiZ + 7t)cosa>2Z=
= 2cosa>iZcosa>2Z = cos(o>i - o>2)Z+cos((ot + o>2)Z. (6-27)
Как следует из (6.27), полусум-
матор действительно в первом
приближении выполняет функцию
балансного перемножителя, при
этом на его выходе наиболее Мощ-
ными будут компоненты с частота-
ми <01 + со2 и |о>1 - ш2|, а исходные
частоты со] и со2 подавлены. Далее
требуемая частоту преобразования
выделяется фильтром.
В заключение необходимо ука-
зать, что в качестве индивидуальных
ПЧ в МСП-ЧРК нашли примене-
ние диодные мостовые ПЧ как наи-
более дешевые и не требующие
дифференцйальных трансформато-
ров. При этом требуемое подавле-
ние гармоник генератора дополни-
тельно обеспечивается за счет высо-
коизбирательных канальных поло-
совых фильтров. В аппаратуре груп-
пового преобразования использу-
ются в основном кольцевые диодные Рис. 6.22
ПЧ и балансные транзисторные ПЧ.
В цифровых МСП, как правило, используются ПЧ по схеме рис. 6.22.
6.6. Нелинейные продукты в преобразователях частоты
Квазилинейная теория не позволяет определить и рассчитать нелинейные
продукты, которые могут появиться в процессе преобразования частоты
(см. рис. 6.1) и которые не подавляются электрическим фильтром. К нелинейным
223
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
продуктам относятся те составляющие выходного преобразованного сигнала,
частота которых отличается от полезных частот соответственно/пР.с =fH +fcmn
Zip.c =/н + Tfcb если входной сигнал представляет сумму из п колебаний с часто-
тами/^, i = 1, 2,..., п (при инверсном преобразовании имеем частоты полезного
сигнала соответственно /пр.с = /н “ /с или /пр.с = /н’ ~ Xfc/) •
Различают следующие виды нелинейных продуктов:
а) составляющие с частотами вида f ± kfc, где к — 2, 3,когда входной
сигнал одногармонический;
б) составляющие с частотами f=fH ± (k\fci ± к-^с2), где к\, кг = =; 1, 2,..., при
двухсигнальном входном воздействии;
в) составляющие с частотами f—fn ± (k\fc\ ± £2/£2 ± &з/сз), гае ^2, &з ~ 1,2, ....
при трехсигнальном воздействии.
Обычно анализируют и Измеряют наиболее мощные нелинейные продук-
ты. При односигнальном воздействии это составляющие на частотах/2г =/н ± 2/с
и = fH ± 3/с, напряжение (или уровень) которых соотносят с напряжением
(или уровнем) полезного сигнала путем расчета коэффициента нелинейных ис-
кажений преобразователя по второй (третьей) гармонике Кпрт2 (Кпрт2) или соот-
ветственно затухания преобразователя по второй (третьей) гармонике апр.г2 (апр.гз):
flnp.r2 = —201gХпрд-2 — —201g( {/пр г2/t^np) “/>пр — Рпр2г> (6 28)
, ^пр.гЗ 201gA'np r3 201g( С^р.гз/ ^пр) ~ Рпр ~ РпрЗг-
При двухсигнальном воздействии в основном учитывают комбинаци-
онные частоты вида/к2 = /н ± 0с1 ± Лг), а при трехчастотном — видаДз =/н ±
± (±/ci ±/с2 ± /сз)- Напряжение (уровень) этих частот оценивают с помощью
затухания по комбинационным частотам:
алр.к2 ~ —201g( Uppx2/ ^4р) — Рпр ~ Рпр.к2> (6 29)
^пр.кЗ 201g( ^р.кз/ ^пр) ~ Рпр ~ Рпр.кЗ-
Для теоретического расчета нелинейных продуктов обычно используют
представление вольт-амперной характеристики полупроводникового диода
(транзистора) в виде ряда
/д = аил + bU2 + cU3+dU* + ..., (6.30)
где а, Ь, с, d, ... — постоянные коэффициенты.
Применим (6.30) для однотактного диодного ПЧ (см. рис.6.5, а), полагая,
что напряжение на диоде равно Uai(t) = UH(t) + Uc(t), а выходное напряжение
t/2(0 пропорционально Тогда
U2(t) = Нд1(0 = k[aUc(i) + bU2(t) + cUc3(t) + dUc\f)] +
+ k[2bUc(t) + 3cU2(t) + 4dU3(t)]UM +... (6.31a)
Если Uc(t) = £/да1со8<вС1(0» UH(t) = Z7Hmcosa>H(0, то из (6.31a) имеем
f/2(0 = £[aC7miCOScoci/ + 0,5/>t/ml2cos2coci!‘ + A17Hmt4niCOs(a>H + a>ciV + ••• +
+ 0,75ct/HmC4ni2cos(coH + 2mci)/+ 0,5dt/Hmt/mi3cos(coH + 3(oci)f+ ...], (6.316)
224
6,6, Нелинейные продукты в преобразователях частоты
отсюда на основании (6.28)
flnp.r2= 201g—; anp.r3 = 201g-^-. (6.32)
Зсада1 dUh
В (6.31а) и (6.316) для сокращения записи опускались слагаемые с частота-
ми, которые, как правило, Не попадают в полосу пропускания ПЧ, к — посто-
янный коэффициент.
Если Uc(t) — l/wjcos(oci/+ t/m2cos(oc2/, то, полагая Uml = Um2 и подставляя это
выражение в (6.31 а), кроме отмеченных выше нелинейных продуктов, получим
комбинационный компонент второго порядка с частотой сок2 = шн ± (®ci ± ®сг)
и амплитудой [/к2 = l,5cUKmUm\Una- Отсюда на основании (6.29) получим
anp.K2 = 201g-^-. (6.33)
ЭС" ml
Из (6.33) и (6.32) видно, что уровень комбинационного продукта второго
порядка на 6 дБ больше, чем уровень второй гармоники.
Если {7с(0 = {7mIcos(ocIT + t/m2cOS(oc2T + t4i3cos(oc3r, то, подставляя это вы-
ражение в (6.30), кроме рассмотренных выше нелинейных составляющих,
обнаружим компонент с комбинационной частотой третьего порядка вида
сока = (он ± (®сГ± ®с2 ± Юсз). Амплитуда его равна UmK3 =-3dUnmUmi Um2Um3. По-
лагая, что Um\ = Um2 « Um3, и сравнивая амплитуду этого комбинационного
продукта с основным сигналом (на частоте <oci, а>с2 или фс3), после подста-
новки в (6.29) получим
20,iW
(6.34).
Сравнивая (6.34) и (6.32), видим, что затухание преобразователя частоты
для комбинационного продукта третьего порядка на 201g6 ~ 15 дБ меньше, чем
для третьей гармоники сигнала.
Учтем (6.30) и (6.31а) для последовательного балансного диодного ПЧ
(см. рис, 6.6, е), зная, что U'c =-U*c = Тогда
ГМ) -к aUcV) +
+ k[2bUc(t) + + ... (6.35)
Если на вход подан сигнал Uc(t) = Umlcosa)cli, то из (6.35) имеем
t/2(0 » k[aUmlcosacit + At/HWt4,icos((oH ± <oci)? +
+ £^Lcos3(ocl/ + ... + ^^k<os((oH ± 3(ocl), + ...]. (6.36)
16 8
Зак. 1600
225
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Из (6.36) следует, что в таком балансном ПЧ образуется только третья гар-
моника частоты сигнала, при этом
anp.r3 = 201g-^. (6.37)
dUmi
Сравнивая (6.32) и (6.37), убеждаемся, что в балансном ПЧ уровень третьей
гармоники уменьшается на 201g4 = 12 дБ.
Если на вход балансного ПЧ подан сигнал Uc(f) = Um\COS(oC]t + t/m2cosMc2t,
то, используя (6.35), после некоторых преобразований можно убедиться, что
в таком преобразователе отсутствует комбинационный продукт рторого поряд-
ка на частоте шк2 = шн ± (юс1 ± (ос2). Практически за счет некоторой асимметрии
вольт-амперных характеристик диодов этот компонент присутствует, но затуха-
ние для него значительно больше, чем в однотактном ПЧ. '
При подаче трехкомпонентного сигнала Uc(t) на вход балансного ПЧ на его
выходе, кроме рассмотренных выше нелинейных продуктов, образуется также
составляющая с комбинационной частотой сокз. Ее амплитуду находим при
подстановке Uc(t) в (6.35). Можно показать, что затухание для этого комбина-
ционного продукта на 15 дБ (201g6) меньше, чем затухание по третьей гармони-
ке из (6.37).
В кольцевом диодном ПЧ нелинейные продукты рассчитываются с помощью
(6.35) и схемы рис. 6.11, а. Можно показать, что в нем подавляются все компонен-
ты с частотами Я(ос1, п = 1, 2, 3, и компонент с частотой шн ± 2сг>с1. Уровень состав-
ляющей сон ± ЗшС1 рассчитывается так же, как и в балансном ПЧ (6.37).
В транзисторных ПЧ нелинейные продукты рассчитываются аналогич-
но. Для их уменьшения можно использовать цепи отрицательной обратной
связи (ООС), эффект от которых рассчитывается так же, как и в усилителях
(см. параграф 2.4). Отличительной особенностью является то, что сопротив-
ления элементов цепи ООС, а также генератора и нагрузки различны для
частот (ос, ши и <опр.
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ
АНАЛОГОВЫХ МСП
7.1. Назначение и основные требования
Генераторное оборудование (ГО) предназначено для формирования набора
(сетки) стабильных высокочастотных колебаний, которые используются в про-
цессе формирования групповых и линейных сигналов на передающей и при-
емной сторонах аналоговых.систем передач (АСП), а также для формирования
служебных сигналов (групповых и линейных контрольных частот, сигналов
синхронизации и т.д.). Сигалы контрольных частот (пилот-сигналы) —это та-
кие служебные Сигналы, с помощью которых можно определять отююнение
уровней полезных сигналов при изменении параметров линейных (групповых)
трактов. Сигналы синхронизации предназначены для обеспечения синхронной
работы генераторного оборудования передающей И приемной сторон, если
собственной стабильности частоты задающих генераторов недостаточно. Сиг-
налы, вырабатываемые ГО, должны отвечать ряду требований, важнейшим из
которых является высокая стабильность частоты и уровня сигнала.
Первый параметр оценивают по величине абсолютной нестабильности ге-
нератора Д/г =Л —Л.ном, гДеЛ — текущая частота, Л.ном — номинальная частота,
определяемая при проектировании. На практике более удобным показателем
является относительная нестабильность частоты генератора 5/г = Д/г/Л.ном-
Рис. 7.1
Рис. 7.2
Высокая стабильность частоты нужна потому, что процесс формирования
индивидуальных, групповых и линейных сигналов идет методом многократно-
го преобразования частот (рис. 7.1). Такое многоступенчатое преобразование
можно условно заменить однократным переносом частоты индивидуального
сигнала Fc в необходимую область частот линейного спектра Fn c с помощью од-
ной виртуальной частоты Л (рис. 7.2). При этом
гл.с = Fc ±Л ±Л ±Л ± ••• ==±Л; Л = ±Л ±Л ±Л ± ••• (7.1)
Нестабильность частот на любой ступени преобразования приводит к от-
клонению частоты Л относительно номинального значения:
Л Л.ном ± A/в, ГДеЛ.йом ~~ — Лном ± Лном ± Лном ± "•>
ДЛ = ±Д/1±¥2±ДЛ±... (7.2)
227
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Это, в свою очередь, приводит к изменению спектра полученного полезно-
го сигнала. Как видно из рис. 7.2, за счет нестабильности частоты /в линейный
спектр Смещается по частоте на величину ДГсдв. С увеличением числа преобра-
зований растет и сдвиг AFcaB.
Если несущие частоты формируются с помощью J независимых
автогенераторов, то действующее значение Отклонения виртуальной частоты
будет равно
A/B = 74/i2 + A/22 + ... + A/)2 =7Л2б-/12 + Л2^2 + - + /iV?- <7Ja)
Если положить, что 8/i =? S/2 = — = 8fj - 8/, тогда
; 44 = 5^Л2+/?+••• + /? »8/-/в- (7.36)
Рис, 7.3
Самым простым методом, позволяющим существенно
уменьшить отклонение виртуальной частоты, а следова-
тельно, и сдвиг частот, является метод гармонической гене-
рации, который состоит в формировании всех несущих
частот от одного высокостабильного задающего генерато-
ра (ЗГ) при помощи умножителей или делителей частоты
(см. рис. 7.3). В этом случае частота любой несущей мо-
жет быть выражена через Частоту ЗГ f3T в виде
fj ^f^j, где mj = const, my> 0. (7.4)
Нестабильность частоты fj зависит от нестабильности частоты ЗГ Д^г на ос-
новании выражения kf — tf3Vmj. Важно подчеркнуть, что для этого метода отно-
сительная нестабильность любой несущей частоты равна относительной неста-
бильности ЗГ:
(7.5)
Используя (7.4), (7.5) и (7.1), можно показать, что виртуальная Несущая
равна '
Л = ±/к = ± mjf3r + mKf3T =/3i:(± т, ± wK) = f3rmB,
mB- const, mB>0. (7.6)
Из (7.6) следует, что абсолютная и относительная нестабильности вирту-;
альнбй частоты равны соответственно
5/в — 4/в/Тв в 8Узг> Д./в — Л1ВД& = ЗДг/^. (7.7)
Сравнивая (7.7) и (7.3б), убеждаемся, что нестабильность виртуальной
частоты при использовании метода гармонической генерации существенно
меньше.
Учтем, что каждый индивидуальный сигнал подвергается преобразованию
на стороне передачи и приема соответственно с виртуальными частотами /впд
и/в.пр, номинальные значения которых равны/в ном. Кроме того, полагаем, что
228
7.1, Назначение и основные требования ;
задающие генераторы на стороне передачи и приема не синхронизированы
друг с другом, т.е. автономны, причем относительная нестабильность частоты
этих ЗГ практически Одинакова; 8/ra = 5/пр. Это условие обычно выполняется,
поскольку ГО на передающей и приемной сторонах строится по одной схеме.
Применяя (7.3), определяем действующее значение частотного сдвига спектра
индивидуального сигнала на стороне приема в виде
дИдв = (А/в2пд + Д/в2пР)°’5 = (/в28/в2вд + /в28/в2пр)0-5 =/b8/bV2 =/в8/зн/2. (7.8)
Как следует из (7.8), ДЕсдв зависит otJ^, т.е. от расположения сигнала в ли-
нейном спектре, и от относительной нестабильности ЗГ. В худшем положении
находятся сигналы, расположенные вблизи верхней частоты линейного спектра
fnM. Полагая/в =Дв и задаваясь некоторым максимально допустимым значе-
нием АЕСДВД0П, из (7.8) определим необходимые требования к стабильности
частоты ЗГ:
: ! ' д Г
8/зг = (7.9)
Ул.в’*2
Значение ДГцдвлоп определяется экспериментальным путем. Для телефонии
А^сдвлоп 50 Гц, при этом сохраняются разборчивость и тембр речи. Для музы-
кальных передач (программ звукового вещания) АЕСДВД0П - 1—2 Гц. Если на
протяженной магистрали имеется п переприемных пунктов по тональной час-
тоте, то требования к стабильности ЗГ каждого пункта ужесточаются:
дГ
8ДГ = ——-~====^. (7.10)
• AbV2(1 + «) . . . ' ’ t ,
Из (7.9), (7.10) видно, что допустимая нестабильность частоты ЗГ опреде-
ляется верхней частотой линейного спектра, которая, в свою очередь, зависит
от числа каналов N, передаваемых в данной системе передачи. Чем больше N,
тем выше./,.в и меньше допустимая нестабильность частоты. Так, для 3-канаЛь-
ной МСП типа В-3-3 имеем f„ в » 30 кГц и соответственно из (7.9), (7.10) — 6f3t»
« 3 • 1075. Генератор с такими параметрами без труда реализуется на основе
кварцевого автогенератора без каких-либо специальных мер стабилизации час-
тоты; Для МСП типа К-3600, рассчитанной на передачу 3600 каналов, имеем
Л.в « 18,4 МГц и соответственно 8/зг » 5 • 10~8. В этом случае приходится ис-
пользовать более сложные схемы стабилизации (например, двойное термоста-
тирование кварцевого генератора) и проводить периодическую подстройку по
сигналам от первичных стандартов частоты (например, атомных).
Требование высокой стабильности уровней ГО определяется, в первую
очередь, необходимым постоянством уровней контрольных частот, поскольку
их изменение приводит к ложному срабатыванию устройств АРУ (см. параграф
10.3). Следует также стабилизировать и уровни несущих, так как в противном
случае возможно существенное изменение рабочих затуханий преобразовате-
лей частоты и, как следствие, недопустимо большое остаточное затухание кана-
лов связи.
229
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
7.2. Структурные схемы генераторного оборудования
Используют три основные схемы построения генераторного оборудования
для формирования сетки частот. Первая" основана на применении прямого син-
теза частоты, когда любая требуемая частота получается в результате простей-
ших арифметических операций (умножения, деления, сложения и вычитания)
над колебаниями стабильной частоты задающего генератора f3r и узкополосной
фильтрации.
Операции умножения и деления выполняются с помощью специальных
блоков — умножителей и делителей частоты, а операции сложения и вычита-
ния — с помощью преобразователей частоты, подобных описанным в предыду-
щей главе. Пример получения одной из частот fj методом прямого синтеза час-
тоты/зГ приведен на рйс. 7.4, а, где блок 1 — Зг; 2 и 5 — умножители частоты
с коэффициентами умножения п} и к/, блоки 3 И 4 — делители частоты с коэф-
фициентами деления pj и If, блок 6 — преобразователь частоты; блок 7 — узко-
полосный фильтр. На выходе фильтра получаем колебание с частотой f, опре-
деляемой из выражения ,
.4
Г X ~ ,
V>j h)
(7.П)
где nj, kj, Pj, Ij — целые числа.
Как правило, полосовые фильтры приходится ставить также на выходах
умножителей и делителей частоты. Иногда случается, что избирательность этих
фильтров недостаточна и на выходе фильтра, кроме заданной Частоты, напри-
мер ntjfj, появляются другие составляющие. В этом случае приходится приме-
нять усложненную схему фильтрации, используя метод «двойного преобразова-
ния частоты» (или метод «вычитания ошибок»), как показано на рис. 7.4, б.
Здесь используются два преобразователя частоты 1, 3 и полосовой фильтр 2,
который-настроен на более низкую частоту^ « \mjf3r “Joi и поэтому является
более узкополосным. Нестабильность источника частоты /о не сказывается на
выходной частоте т}/зт, так как она вычитается при повторном преобразова-
нии в блоке 3.
Рис. 7.4
230
7.2. Структурные схемы генераторного оборудования
При получении большого числа разных частот
^для упрощения структуры ГО объединяют ветви
с одинаковыми частотами. Например, если от ЗГ
с частотой f3r = 36 кГц требуется получить частоты
Д = 20 кГиС иЛ = 30 кГц, то, учитывая, что 20 =
= 36:9 • 5; 30 *= 36 : 6 - 5, целесообразно строить
ГО по схеме на рис. 7.5.
i Рис. 7.5
Непрямой метод синтеза частот подразумевает использование не4 одного,
а нескольких автономных ЗГ, которые синхронизируются по основному гене-
ратору с помощью устройств частотной (ЧАП) и фазовой (ФАПЧ) автопод-
стройки частоты, Для варианта с ФАПЧ (см.
рис. 7.6) синхронизация генераторов 7 и 5
осуществляется с помощью делителей час-
тоты 2, би петли автоподстройки, которая
содержит фазовый детектор (ФД) 3 и усили-
тель сигнала ошибки 4. В установившемся
режиме частоты сигналов, поступающих на
оба входа ФД 3 с делителей частоты, равны
Рис. 7.6
и напряжение на выходе ФД 3 равно нулю
(или постоянной величине). Тогда имеем
— = —, откуда fj = -/зг = mjf3r, ' (7.12)
Г g / g
т.е. получаем такой же результат, как й при прямом синтезе (7.11). При уходе
частоты генератора 5 на величину На выходе ФД 3 возникает сигнал ошибки
с разностной частотой А/=-^- 7 который после усиления в блоке 4
поступает на управляющий элемент, включенный в схему генератора 5. В ка-
честве такого элемента обычно используют варикап, который при изменении
приложенного к нему напряжения смещения меняет свою емкость. При вклю-
чении варикапа в колебательный контур генератора 5 можно таким образом из-
менять его частоту, подстраивая ее до номинального значения (7.12).
Достоинство непрямого метода синтеза частоты — возможность исклю-
чения умнбжителей частоты, которые являются сложными устройствами,
требующими применения к тому же высокоизбирательных фильтров. Дели-
тели частоты, как будет показано ниже, гораздо проще в реализации, при
этом легче решается и проблема дискретной перестройки частоты f. К не-
достаткам непрямого метода синтеза можно отнести сложность построения
генератора 5, управляемого напряжением (ГУН), а также необходимость
соблюдения ряда дополнительных требований, связанных с проблемой пер-
воначальной синхронизации генераторов 7 и 5.
В современных ГО используется комбинированный метод построения, объе-
диняющий прямой и непрямой методы синтеза частот, как показано, напри-
мер, на рис. 7.7. Здесь блоки делителей частоты 2, 72 и умножителей 3, 73 обес-
231
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
печивают получение частот f\ vif2 от задающего генератора 1, как
п\ п2
при прямом методе синтеза частот. Однако вследствие того, что спектр сигнала
на выходе умножителей содержит не только полезные частоты f\ nf2, но и дру-
гие компоненты, которые трудно отфильтровать пассивными электрическими
фильтрами, в схему ГО введены дополнительные блоки 4—7 и 14—17. Они
обеспечивают непрямой синтез частот f\ и f2, получаемых от ГУН 4 и 14 с по-
мощью типовой схемы фазовой автоподстройки частоты. Каждый из генерато-
ров 4, 14 синхронизируется только одним компонентом выходного сигнала ум-
ножителя, частота которого близка к собственной частоте генерации. Таким
образом, в данном случае схема ФАПЧ выполняет роль узкополосного фильт-
ра. Фильтрация осуществляется за счет узкополосных ФНЧ 6 и 16, которые вы-
деляют сигналы разностной частоты, образованной при воздействии на фазо-
вый детектор 5 (или 15) колебаний близких частот с выхода умножителя и с выхода
соответствующего автогенератора.
Для получения требуемой частоты f3= f\ + f2 = f3T — + — при прямом
п2)
синтезе частот применялся бы преобразователь (смеситель) частоты и узкопо-
лосный фильтр. В схеме, приведенной на рис. 7.7, роль узкополосного фильтра
выполняет совокупность блоков 9—11, 18 п 19, которые обеспечивают непря-
мой синтез частоты f3. В такой схеме автогенератор 9 генерирует синусоидаль-
ное колебание с Частотой, близкой к требуемой/,. Это колебание поступает на
преобразователь частоты 8, на выходе которого после полосового фильтра 10
выделяется сигнал разностной частоты/i — /j ~f2. Она близка к частоте, генери-
руемой автогенератором 14. Точное совпадение частот обеспечивается за счет
схемы автоподстройки, содержащей фазовый детектор 18, узкополосный ФНЧ
19 и усилитель сигнала ошибки 11. Напряжение с выхода этого усилителя по-
ступает на ГУН 9 и изменяет его частоту до требуемого значения.
232
7.3. Основные характеристики задающего генератора
7.3. Основные характеристики задающего генератора
7.3.1. Стабильность частоты ЗГ
Задающий генератор (ЗГ), который генерирует синусои-
дальные колебания с высокой стабильностью частоты и вы-
ходного уровня, является основным элементом ГО. По струк-
турной схеме ЗГ представляет собой усилитель 1 (рис. 7.8),
охваченный цепью 2 положительной обратной связи (ПОС).
Усилитель обеспечивает компенсацию потерь в схеме, цепь
ПОС — генерацию определенной частоты колебаний. Коэф-
фициент усиления для такой схемы определяется выражени-
ем (см. параграф 2.4)
1
Рис. 7.8
(7.13)
А(ю) K(co)exp[j(pfc(co)]____
1 - К(о>)р(а)) " 1 “ ехР17Хф*(<Ч) + фр(4)] ’
Для генерации необходимо выполнение баланса амплитуд и фаз:
— баланс амплитуд: К(со)Р(со) = 1;
— баланс фаз: срДсо) + Фр(со) = 2пп, л = 0, 1, 2, ...
Генерация происходит не на любой частоте, а на какой-то одной со0, опре-
деляемой элементами ЗГ, если для нее выполняется условие баланса фаз и амп-
литуд. Фазовый сдвиг в цепи усилителя и в цепи ОС зависит от частоты со и де-
стабилизирующих факторов (изменение питающих напряжений, разброс
параметров, старение элементов, температура окружающей среды и т.д.), кото-
рые для сокращения записи удобно обозначить некоторым параметром q.
Пусть при каком-то значении q$ этого параметра выполняется условие баланса
фаз для частоты сор: 1
’ Ф*(®о, 0о) + <Р₽(<оо, 0о) = 2™. (7.14)
При изменении qo на А<7о частота о>0 изменится на Дсор. Условие баланса фаз
при этом имеет вид
срДсор + Дсо, + Ас?) + <рр(сор + Дюр, ?о + Д#) = 2лл. (7.15)
Если измерения Aq и Дсо небольшие, то можно использовать разложение
в укороченный ряд Тейлора вида
<р^а>о + 0о + А0)»<Р*(®о,0о) + Дф + dq>k^’ &q. (7.16)
дсо dq
Выражение для срр получается из (7.16) путем замены индексов. Подставляя
(7.16) в (7.15) и учитывая (7.14), получим
1 ^(«>0, 0о)Дю , fot(<«>0, g0)Ag i дГсрр(шо, ?0)Д(о+ ^(сор, 0o)Ag _o (7 17)
с/со dq da dq
233
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Обозначив суммарный фазовый сдвиг <р5(ш, q) = <рк(со, q) + <рр(о>, ?), запи-
шем (7.17) в виде
<Ард (сор, ?0) Аю [ (со0, q9) _ Q
(ко j dq
Отсюда можно определить абсолютную и относительную нестабильность
частоты ЗГ:
8/зг = 8(в0 = — = / -УAg. (7.18)
®0 (“<Pj / uco)co0
Для получения малой величины До, т.е. для уменьшения нестабильности
ЗГ, необходимо уменьшить Д<? и чувствительность фазовой характеристики
к дестабилизирующим факторам, т.е. Кроме того, надо стремиться к Полу-
ян
чению возможно большей крутизны ФЧХ петлевого усиления, т.е. надо увели-
чивать (на рис. 7.9 изображены два варианта ФЧХ вблизи <в0).
dto
2 Крутизна ФЧХ зависит от добротности эле-
ф \ ментов, определяющих резонансную частоту сор.
\ тт йр/
\ Для увеличения -Х=- надо использовать высоко-
d<o
....... добротные контуры. Как следует из рис. 7.9,
;\ \ 1 кривой 2 соответствует цепь ПОС с малыми соб-
! \ ственными потерями (высокая добротность),
— ш* кривой / — с большими. Добротность АС-конту-
ров составляет 50 ч- 200, что позволяет получить
Рис. 7.9 8со <, 10-3 ч- l О-4. Для аппаратуры МСП этого не-
достаточно, поэтому применяют кварцейые ре-
зонаторы с добротностью порядка 104 ч- 105, при этом 8ш = 10~6 ч- 10~7.
7.3.2. Электрические схемы ЗГ
Реализация ЗГ отличается большим разнообразием и требует Предвари-
тельной классификации по ряду показателей. По типу усилительного элемента
(УЭ) различают ламповые и транзисторные ЗГ; по числу УЭ — одно- и двухкас-
кадные; по типу резонансной р-цепи — RC-, АС-, кварцевые и камертонные
(электромеханические) ЗГ. По Схеме подключе-
ния p-цепи к УЭ различают двухточечные и трех-
точечные схемы ЗГ.
Вариант двухточечной (трансформаторной)
схемы ЗГ показан на рис. 7.10. Здесь резонанс-
ный контур (Ак, Ск) включен в коллекторную
цепь транзистора VT. Положительная обратная
связь обеспечивается За счет индуктивной связи
С,
VT
с,
Рис. 7.10
'к
234
7.3. Основные характеристики задающего генератора
контура с катушкой связи £св и определенного подключе-
ния концов этой катушки. Элементы Ль Л2, совместно
с блокировочными конденсаторами Сь Сэ обеспечивают
необходимый режим транзистора по постоянному току и его
стабилизацию.
Трехточечные однокаскадные схемы ЗГ можно пред-
ставить в Общем вйде (рис. 7.11), Где Z, — реактивный двух-
полюсник (/= 1, 2, 3). Условие резонанса на частоте о>о в та-
кой схеме имеет вид
1
Zi(co0) + Z2(a>0)
+ ! “ 0 или £ Zj(со0) = 0.
Zi(a>o)
Рис. 7.11
(7.19)
Для автоматического выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы
напряжение обратной Связи (на сопротивлении Z2), подаваемое на вход уси-
лителя (переход база — эмиттер У7)> было противофазно напряжению на
выходе усилителя (на сопротивлении Z3). В этом случае с учетом инверсии фа-
зы в транзисторе получим, что петлевое усиление имеет суммарный фазовый
сдвиг, равный 2л. Как следует из рис. 7.11, где показано протекание контурно-
го тока 7К, противофазность напряжений на сопротивлениях Z2 и Z3 будет при
условии, что они имеют реактивность одного знака. При этом коэффициент
обратной связи 0 с учетом (7.13) равен
_./KZ2 _Z2 1
Р U* IKZ3 Z3 Ко
(7.20)
где Кц — коэффициент усиления схемы при разорванной цепи ОС.
Учитывая (7.19) и (7.20), получим
^(о>о)«-^(«>о); |Z1|»|Z2|. (7.21)
Обобщая вышесказанное, получим два варианта набора параметров Z + Z3,
обеспечивающих генерацию: первый, когда Z3 = i&L3 и соответственно Z2 =
1 1 1
= j'coZ2, a Z\ — ——, и второй, когда Z3 =-; Z =——a Z\ =j<aL3.
j(oCi jaC3 j(oC2
Первый вариант получил Название индуктивной (см. рис. 7.12, а) или авто-
трансформаторной (рис 7.12, б) трехточки. Построение автогенератора по этому
варианту с учетом элементов, которые обеспечивают режим работы по посто-
янному току, показано на рис. 7.12, в, для последовательной схемы питания,
а на рис. 7.12, г — для параллельной.
В обоих случаях имеем
со0Ь3«—(7.22)
o>oCi ло
а транзистор VT включен по схеме с общим эмиттером.
235
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Второй вариант построения автогенератора (рис. 7.13, а) получил название
емкостной трехточки. Здесь too «(Ц С3)~°'5 и С2» С3. В зависимости от того, какой
из электродов транзистора в этой схеме заземлен по высокой частоте, имеем три
варианта емкостной трехточки. На рис. 7.13, б приведена схема автогенератора,
Рис. 7.13
236
7.3. Основные характеристики задающего генератора
где общим электродом транзистора является эмиттер, на рис. 7.13, в — кол-
лектор, на рис. 7.13, г —база. Для последнего варианта в качестве примера по-
казано включение в схему элемента электронной подстройки частоты автоге-
нератора — варикапа VD. При изменении напряжения смещения на варикапе
(в простейшем случае за счет потенциометра Л) изменяется его емкость Сд и со-
ответственно эквивалентная индуктивность контура L{, определяемая из выра-
жения
(7.23)
<ооСд
В схемах на рис. 7.13, б, в, г резисторы R\, R2, R3 обеспечивают режим рабо-
ты транзистора по постоянному току, блокировочный конденсатор С^л и ин-
дуктивность дросселя £дР выбираются из условия минимального влияния на
работу основного контура автогенератора (см. рис. 7.13, а). В качестве реактив-
ных элементов контура Z\—Z$ (см. рис. 7.11) нужно применять элементы, обла-
дающие по возможности наибольшей добротностью (имеющие минимальные
собственные потери), при этом двухполюсник Zj(j = 1,2, 3) может содержать
как один, так и несколько реактивных элементов.
a)
ZQ
Кк Ск L
°-г-<==—11
Я 2*
Za
О—
Рис. 7.14
В качестве такого двухполюсника широко применяется кварцевый ре-
зонатор (рис. 7.14, а). Он имеет очень маленькие собственные потери, сле-
довательно, является высокодобротным элементом. Эквивалентная схема
замещения кварцевого резонатора изображена на рис. 7.14, б, где Со — ем-
кость кварцедержателя и Со >> Ск. Модуль комплексного сопротивления
ZKB такого резонатора имеет два резонанса на частотах/ =--—и/2 =
гх^Ск)0-5
— (рис. 7.14, в), при этом для частот, удовлетворяю-
2л(£кСкСо/(Со+Ск))ад
щих условию 0 <f<f\ и/2 </<9°, сопротивление имеет емкостный харак-
тер, а для частот/1 </</2 — индуктивный. Обычно используется область час-
тот /i + f2, которая отличается очень высокой крутизной изменения ZKB от
частоты, поскольку /2 Типовые параметры кварцевого резонатора: LK —
десятки—сотни мГн, Ск — сотые доли пФ, RK — десятки Ом, добротность
О» 105. Кварцевый резонатор используется в автогенераторных схемах либо
. 1
237
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
как непосредственный элемент трехточки, либо как частотно,-избиратель-
ный элемент в цепи обратной связи. В первом случае кварц является эквива-
лентом индуктивности и включается в схему индуктивной трехточки вместо
L2 (рис. 7.12, а), а в схему емкостной трехтбчки, которая используется чаще, —
вместо Zi (рис. 7.13, а).
а)
б)
[к
Рис. 7.15 '
а
Во втором случае (рис. 7.15, а)
кварц является элементом цепи
обратной связи, соединяющей
' резонансную трехточку (индук-
тивную или емкостную) с уси-
лительным элементом. При этом
в схеме возбуждается та частота,
для которой ZKB(J") -> 0, т.е. часто-
та вблизи /ь частота настройки
контура Zi -е- Z3 некритична. По-
следнее обстоятельство позволяет в ряде случаев еще больше упростить схему
автогенератора, как показано, например, на рис. 7.15, б, где использован неин-
вертирующий усилитель А. В качестве такого усилителя обычно применяют
несколько (не менее двух) резистивных каскадов по схеме с общим эмиттером
или операционный усилитель на интегральной схеме.
На низких частотах трудно реализовать кварцевый
резонатор, а Z-элементы имеют большие габариты и ма-
лую добротность. Поэтому, как правило, ЗГ выполняют
на КС-элементах. Если используется однокаскадный ин-
вертирующий усилитель, то КС-цепь обратной связи
(рис. 7.16, а), обеспечивающая поворот фазы на 180°, мо-
жет быть выполнена по схеме рис. 7.16, б, т.е. содержит
. три КС-цепочки, каждая из которых обеспечивает пово-
рот фазы на 60° на определенной частоте f0. В силу того
что крутизна фазо-частотной характеристики такой
Рис. 7.16 , КС-цепи невелика, стабильность частоты ЗГ оказывается
невысокой.
По этой причине Основное применение получили такие КС-цепи, коэффи-
циент передачи К(/) которых имеет некую частоту резонанса (квазирезонанса)
fp. На этой частоте Д/) принимает максимальное или минимальное значение
по сравнению с ближайшими соседними частотами. На рис. 7.17, а приведен
один из вариантов такой цепи, которая представляет собой как бы последова-
тельное соединение двух КС-фильтров — ФНЧ и ФВЧ. Коэффициент передачи
этой цепи показан на рис. 7.17, б. Если элементы цепи равны Ci = С2 = С; R\ =
= К2 = К, то на частоте квазирезонанса fp ------ максимум модуля коэффици-
2пКС
ента передачи равен а фаза равна 0. При включении такой резонансной
КС-цепи между входом и выходом неинвертирующего усилителя (рис. 7.17, в)
с коэффициентом усиления более 3 получим схему автогенератора.
238
7.3. Основные характеристики задающего генератора
Рис. 7.17
7? С-цепочка, представленная на рис. 7Л8, а, называется двойным Т-мостом.
Для нее коэффициент передачи цепи по напряжению имеет вид,, представлен-
ный на рис. 7.18, б, где fp является Частотой квазирезонанса. При Ci = С2 =
= С и Я1 = R2 = R имеем
fP “ ТТг- Дв°йной т-
мост включают в цепь
обратной связи инверти-
рующего усилителя (см.
рис. 7.16, а), при этом на
резонансной частоте fp
отрицательная обратная
связь самая слабая и для
нее могут выполняться ус-
ловия самовозбуждения.
7.3.3, Стабилизация мощности ЗГ
Основными факторами, приводящими к изменению выходной мощности
ЗГ, являются изменение питающих напряжений и температуры, старение эле-
ментов и изменение сопротивления нагрузки. Для уменьшения температурных
отклонений используют термостатирование ЗГ; влияние изменения Unm ослаб-
ляют за счет различных схем стабилизации питания. Для устранения неста-
бильности сопротивления нагрузки и повышения стабильности выходного
напряжения используют следующие меры.
1. Применение буферного усилителя (БУ) (рис. 7.19, а). БУ не только стаби-
лизирует сопротивление нагрузки для ЗГ, но и, работая в особом режиме,
239
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
не передает на генератор гармоник (ГГ) из-
менения выходного напряжения ЗГ. Для
этого БУ работает в нелинейном режиме
(см. рис; 7.19, б). В первом приближении
БУ можно представить как двухсторон-
ний ограничитель амплитуд с полосовым
фильтром (рис. 7.20, а). При увеличении
амплитуды источника синусоидального
сигнала £mcosco/ будут открываться диоды
VD\ и VDi, которые шунтируют колеба-
тельный контур LC и уменьшают его экви-
валентное сопротивление. Чем больше
уровень сигнала, тем большую долю време-
ни открыты диоды и соответственно боль-
ше ток 1Л, ответвляемый в Диодную цепь
(рис. 7.20, б). В результате амплитуда на-
пряжения на выходе БУ (на контуре) £/вых m
будет изменяться . существенно меньше,
чем амплитуда входного напряжения соответственно &UBbam « ^Umjn
(см. рис. 7.19, б).
2. Применение систем автоматической регулировки усиления. Стабилизация
мощности ЗГ, отдаваемой в нагрузку, за счет регулируемой цепи обратной свя-
зи (ОС) может выполняться как непосредственно в ЗГ, так и в буферном уси-
лителе. В первом случае стабилизация мощности осуществляется например, за
счет моста с терморезйсторами Ян и Я^ (рйс. 7.21). В исходном состоянии мост
разбалансирован, иначе не было бы передачи напряжения по цепи ОС. С рос-
том (7ВЫХ = U3r растет ток через R?, изменяется сопротивление терморезисторов,
и мост стремится к балансному состоянию. Таким образом, передача по цепи
ОС уменьшается, на вход усилителя поступает меньший сигнал, падает и вы-
ходное напряжение. Основной недостаток такой цепи стабилизации мощности —
большая инерционность.
Во втором случае в цепь ООС линейного БУ 2 (рис, 7.22) включается регу-
лирующий элемент (РЭ) — диод VD, управляемый медленно изменяющимся
напряжением управления t/ynp. При увеличении ЦПр сопротивление РЭ растет,
Рис. 7.21
Рис; 7.22
240
7.4. Умножители частоты
соответственно увеличивается коэффициент передачи в цепи ОС и уменьшает-
ся коэффициент усиления БУ 2. Напряжение /7упр регулируется в зависимости
от амплитуды напряжения на выходе БУ. Для этого используется цепь управ-
ления, содержащая выпрямитель 3, фильтр нижних частот 4, схему сравнения 5
и усилитель сигнала ошибки 6. Такая схема стабилизации по принципу дей-
ствия напоминает систему АРУ по КЧ (см. параграф 10.3) и обеспечивает по-
стоянство выходного напряжения при действии различных дестабилизирующих
факторов как в ЗГ, так и в БУ.
7.4. Умножители частоты
Умножители частоты (УЧ) предназначены для умножения частоты ЗГ в за-
данное число раз. Используется несколько способов построения умножителей
частоты:
Г) с помощью генератора гармоник и полосовой фильтрации;
2) с помощью «захвата» частоты вспомогательного генератора;
3) с помощью устройства фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), а так-
же их комбинации.
Генератором гармоник (ГГ) называется устройство, искажающее форму
и спектр входного Синусоидального сигнала (рис. 7.23, а) таким образом, чтобы
в спектре ^вых выходного сигнала (рис. 7.23, б) появились новые гармоники.
«Хорошим» ГГ считают Такое устройство, которое при подаче на вход сигнала
частотой fo образует на выходе много гармоник исходной составляющей, при-
чем мощности этих гармоник примерно равны и достаточны для надежного
выделения рх с помощью полосовых фильтров (рис. 7.24), Простейшйм ГГ яв-
ляется усилитель-ограничитель, сигналы на входе и выходе которого показаны
на рис. 7.25, а, б. Часто используют ГГ, в котором в качестве нелинейного эле-
мента применяется нелинейная индуктивность (рис. 7.26). Для нее характерис-
тика намагничивания, т.е. зависимость магнитной индукции В от напряжен-
ности магнитного поля Н, имеет вид, показанный на рис. 7.27, а. Изменение
индуктивности £ от протекающего тока IL показано на рис. 7.27, б. В схеме ГГ
(рис. 7.26) выбирают RT >> RH, поэтому ток через катушку fL(t) имеет практи-
чески синусоидальную форму. Когда значение /Дг) находится в пределах от /_
до 1+ (рис. 7,.27, d и рис. 7 28, а), выполняется условие xL » хс и ток идет через
конденсатор С, заряжая его. По мере заряда увеличивается 7Д0, и при 7Д/) > /+
241
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Рис. 7.26
(или при IL(t) < /_) индуктивность катушки резко падает, теперь « хс, и кон-
денсатор С начинает разряжаться, так как катушка закорачивает его через ре-
зистор RH. На нагрузке появляются импульсы напряжения (рис. 7.28, б). В пер-
вом приближении этот сигнал можно представить в виде последовательности
Рис. 7.27 Рис. 7.28 '
двухполярных коротких прямоугольных импульсов (рис. 7.29, а), спектр кото-
рой нетрудно рассчитать (рис. 7.29, б). Основной недостаток такой схемы ГГ —
отсутствие в спектре четных гармоник. Его можно устранить, введя в схему допол-
нительно двухполупериодный выпрямитель (рис. 7.30, а). На выходе выпрямите-
ля (точки б—б) имеем однополярные импульсы с периодом, в два раза меньшим
Рис. 7.29
242
1А. Умножители частоты
t 1
Рис. 7.30
периода основной частоты (рис. 7.30, в). Эти импульсы содержат как четные,'
так и нечетные гармоники частоты 2юо, и, следовательно, только четные гармони-
ки частоты юо- На выходе а—а (рис. 7.30, d) имеем только нечетные гармоники.
Как следует из рис. 7.30, полосовые фильтры, которые выделяют нечетные
гармоникй частоты ю0, подключают параллельно (непосредственно или через
развязывающие устройства) к выходам а—а, а полосовые фильтры (ПФ) чёт-
ных гармоний — к выходам б— б ГГ. Такое решение Широко применяется в раз-
личных типах аналоговых многоканальных систем передачи, при этом, как
правило, ПФ выполняются на LC-элементах. Основной недостаток умножите-
ля частоты на основе такого ГГ — недостаточное затухание на выходе полосо-
вого фильтра у-й гармоники для соседних составляющих (/ + 2- и у — 2-й гармо-
ник), что особенно заметно при болыцих значениях j.
Исключить данный недостаток позволяет второй способ построения УЧ
путем «захвата» частоты вспомогательного генератора. Эффект захвата частоты
заключается в том, что если на автоколебательный генератор, работающий на
частоте fo, подать сигнал с близкой частотой fBX, то генератор «перескакивает»
на нее и генерирует эту частоту (рис. 7.31, а). Такое слежение за частотой вход-
ного воздействия осуществляется только в пределах достаточно узкой зоны
захвата/вх ё [/о “ Д;/о + А] и при сравнительно большом входном напряжении
(7ВХ. При невыполнении этих условий частота автогенератора скачком возвра-
щается к первоначальному значению То.
а)
Зона
захвата
РИС. 7.31
ПФ*
Схема УЧ, построенная на использований этого эффекта, показана на рис.
7.31, б. Здесь автогенераторы 4 и 5 настроены соответственно на частоты^, и у*,
которые близки частотамр-й и к-й гармоник входной частоты«pfafka kfo-
При подаче на входы этих генераторов многочастотных колебаний с выходов
полосовых фильтров 2 и 3 и при условии, что амплитуды компонентов на часто-
243
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
тах р/й и kf0 являются преобладающими, происходит захват частоты автогенера-
торов (синхронизация частоты). Каждый из них начинает генерировать частоту
захватывающего колебания. В результате на выходе УЧ получается очень «чис-
тый» спектр, который невозможно получить при типовом применении ГГ 1
и полосовых.фильтров.
। Третий вариант построения ум-
ножителя частоты основан на при-
менении вспомогательного генерато-
ра, синхронизируемого с помощью
схемы автоматической подстройки
фазы и частоты (типовые сокращен-
ные обозначения ФАПЧ или ФАП).
Структурная схема УЧ, построенная
Рис 732 : при помощи такого устройства, пока-
зана на рис. 7.32. В установившемся
режиме частота fr вспомогательного генератора 2 точно в q раз отличается от час-
тоты То задающего генератора 7, т.е. ft = gft. При этом на обоих входах фазового де-
тектора (ФД) 4 частоты колебаний с точностью до фазы равны, поскольку дели-
тель частоты 3 уменьшает частоту генератора ровно в q раз. При «уходе» частоты fT
или То от своих номинальных значений на выходе ФД 4 возникает напряжение
ошибки 7/0Ш(Г), которое можно записать в виде
£4>ш(0 = H4[siiif^^ + фЛ • sin(2n^(/) + <ро)] «
V 9 J
« sin 2л| 21X1 - /0(/) f + фг - ф0 я sin(2rc4/(/)r+ фг - <ро).
(7.24)
9
Это напряжение проходит фильтр нижних частот 5, который пропускает
разностные частоты Д/в пределах от 0 до некоторого значения Д4> усиливает-
ся в усилителе постоянного тока 6 и поступает на управляемый элемент (обычно
варикап) автогенератора 2. При этом изменяется частота этого генератора (он на-
зывается «генератор, управляемый напряжением», или ГУН) до тех пор, пока не
восстановится равенство = Д/= 0. <
На практике применяют все три рассмотренных варианта построения ум-
ножителей частоты, при этом при малых значениях коэффициента умножения
(не более 30) обычно используют более простой первый способ — на основе ГГ
с полосовой фильтрацией. При необходимости получения очень больших зна-
чений коэффициента умножения обычно применяют третий вариайт — на ос-
нове ФАПЧ. :
7.$. Делители частоты
Делители частоты (ДЧ) предназначены для деления частоты в заданное
число раз. Различают три основных класса ДЧ:
1) регенеративного типа;
244
7.5. Делителичастоты
2) цифровые счетчикового типа;
3) на основе схем ФАПЧ.
Регенеративные делители частоты строятся по схеме, показанной на рис. 7.33,
где блок 1 — преобразователь частоты, 5 — умножитель частоты в г раз, 2 и 4 —
полосовые филыры, 3 — выходной усилитель. Уравнение Для частоты устано-
вившихся колебаний имеет вид
fi~±kfx±pf3 = ±kfx±pif2, (7.25)
где к, р — целые числа.
Соответственно коэффициент деления равен
kR=fx/f2 = (l±pry±k. (7.26)
Возможны следующие варианты знаков в выражении для ^д:
1. к > О,рг > 0. В этом случае кл = (1 — рг)/к. Видно, что кл < 0, поэтому
данный вариант неприемлем.
2. к < 0, рг> 0. В этом случае кд = (рг— 1)/к. Такой режим можно использо-
вать в случае, когда рг > 1.
3. к > 0, рг < 0. В этом случае кд = (1 + рг)/к. Данный вариант наиболее рас-
пространен, Так как при любых значениях г и р получаем кд >1.
Таким образом, чаще строят регенеративные ДЧ по уравнению^ ~ kfx- pifa.
Рассмотрим частный случай, когда р = г = к =1. Тогда получим схему делителя
частоты на два (ка *= 2) (рис. 7.34).
Рис. 7.33 Рис. 7.34
. Г':'. Д7;
Важным достоинством регенеративных делителей частоты является воз-
можность получать не только целые, но и Дробные значения ка. Это упрощает
формирование группового сигнала, состоящего из основных и вспомогатель-
ных компонентов (например, контрольных частот).
Подобные дедители применялись очень широко до появления интеграль-
ных логических микросхем, в основе которых лежит триггерная ячейка. Циф-
ровые ДЧ, построенные на основе таких ячеек, называют делителями
счетчикового типа (рис. 7.35). Из вре-
менной диаграммы (рис. 7.36), пока- _ Г| т2 т3 тп
занной для отдельных точек этой схе- ^р р P"^V
мы, видно, что каждый триггер делит р ч L-T~T I—Г~Т I- !' [ |
частоту на два; Общий коэффициент
деления равен к„ = 2п, где п— число „ •.
триггеров. Рис-7-35
245
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Л *
t
Для получения любого заданного значе-
ния кя (но только целого) в цепочку тригге-
ров вводят выбранные определенным обра-
зом обратны? связи (см. рис. 7.37). Коэффи-
циент деления такой схемы рассчитывается
по формуле <
Ад = 2"
I >1
(7.27)
t
Рис. 7.36
2-4-1
где У — общее число цепей обратной связи; п —
общее число триггеров; ц — номер каскада,
на вход которого заводится ОС; bj — номер
каскада, с выхода которого снимается ОС.
Рис. 7.37
* Т3
* Т.
Рис. 7.38
Например, для схемы, приведенной на
рис. 7.37, имеем п = 4, N= 2. При этом для j =
= 1 имеем а3 = 1, Ь\ = 2, а для j = 2 соответст-
венно а2 = 2, Ьг = 4. Тогда кя = 24[ 1 — (2* 2 1 +
)] = 10. Следовательно, такая схема обеспечивает деление частоты в 10 раз.
Другой, часто используемый способ построения ДЧ счетчикового типа с про-
извольным (но целым!) коэффициентом деления кя основан на использовании
Дешифратора кода (ДШ) (рис. 7.38).
ДШ имеет п входов и один выход,
причем сигнал 1 на его выходе по-
является только при условии по-
ступления в счетчик строго опреде-
ленного числа кя входных импуль-
сов, которое в счетчике записыва-
ется в виде определенного двоичного числа в параллельном коде. Подсчет
импульсов происходит в естественном порядке счета, при этом на выходах
триггеров Т]—Т„ формируются двоичные числа в параллельном коде вида
Q0...0, 00...1, 00...Ю и т.д. Когда придет
импульс с номером, равным кя, на выхо-
дах счетчика образуется именно то число
Ki, на которое «настроен» дешифратор.
Нацример, если п = 4 и кя = 10, то К2 =
s 1010. Сигнал с выхода ДШ произведет
принудительную установку всех разря-
дов счетчика в нулевое состояние, про-
цесс повторится. На рис. 7.39, а в каче-
стве примера построения такого делите-
ля частоты изображена схема с кя = 3, которому, соответствует двоичное
число К2 = 11. При этом в качестве ДЩ можно использовать двухвходовую
схему «И». На рис. 7.39, б приведены соответствующие временные диаграм-
мы на входе и выходе триггеров Т( и Т2. В микроэлектронном исполнении
246
7.6, Синхронизация ГО
Ту
Рис. 7.39
имеется широкий выбор различных триггерных схем, с помощью которых
можно построить и другие варианты ДЧ. Они приведены в специальной ли-
тературе.
7.6. Синхронизация ГО
Синхронизация ГО позволяет упростить его структуру, так как при этом
ослабляются требования к собственной долговременной стабильности гене-
раторов.
Сеть синхронизации строится по иерархическому принципу: выбирается
ведущий ЗГ (опорный пункт), который осуществляет принудительную синхро-
низацию остальных ЗГ на ведомых станциях. Например, ЗГ республиканской
междугородной телефонной станции синхронизирует ЗГ областных станций^
а они, в свою очередь, ЗГ узловых станций местной сети. Сам ведущий ЗГ по-
лучает сигналы от первичных стандартов частоты (их нестабильность не более
10~12). Существует ряд способов передачи сигналов синхронизации. По одному
из них сигнал синхронизации (СС) передается вместо одного из информацион-
ных каналов. На ведущей станции в один из каналов каналообразующей аппа-
ратуры (КОА) вводится контрольная частота F{ = 800 Гц, жестко связанная
с частотой/й-! (см. рис. 7.40). Затем эта частота претерпевает все виды преобра-
зований, что и абонентские сигналы, и выделяется на приемной стороне (на
ведомой станции) с некоторым сдвигом частот ДКсдв за счет различия ГО на пе-
редаче и приеме. Тогда вместо Fy получим F{ = F( + &FC№. На ведомой станции
сравнивают частоты F2 и Ff, где F2 жестко связана с частотой f3r2 по такому же
алгоритму, как и частоты f3Tl и Fb Затем подстраивают ведомый ЗГ (Дг2). Здесь
может быть несколько вариантов его подстройки. При ручной подстройке в ка-
честве устройства сравнения (УСр на рис. 7.40) используют телефонную труб-
ку, к которой параллельно подключают сигналы частот F2 и F{: Суммарное ко-
лебание будет иметь вид ' , ‘
44(0 = Um(cos2nFyt + cos2nF20 = Um2cos2nAFtcos2nFcpt, (7.28)
где Fcp = (Ft'+ F2)/2; AF= (F/— F2)/2.
247
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП
Из (7.28) видно, что амплитуда суммарного колебания меняется от нуля до
1Um с частотой биений ДК По звуку в наушниках подстраивают ведомый ЗГ
до устранения биений. Такая подстройка обычно производится каждый день
в начале смены.
При использовании автоматической подстройки частоты устройством
сравнения частот F2 и F{ служит частотный или фазовый детектор 1 (рис. 7.41).
На его выходе получается напряжение разностной частоты |К2 — Fi'|, которое
после усиления в усилителе постоянного тока 2 подается на управляющий эле-
мент (УЭ) ведомого ЗГ 3. В качестве УЭ применяется либо варикап, включен-
ный в колебательный контур ЗГ, либо миниатюрный электродвигатель, ось ко-
торого жестко связана с ротором переменного (подстроечного) конденсатора
или с сердечником катушки индуктивности контура ЗГ. В первом случае полу-
чим электронную подстройку частоты ЗГ, во втором — электромеханическую.
Рис. 7.40
Рис. 7.41
Если используется частотный детектор (ЧД), то Имеем схему автоматичес-
кой подстройки частоты (АПЧ), в ней ошибка подстройки частоты Д/ = [Д - К2|
остается хотя и очень малой, но не равной нулю. Если используется фазовый
детектор (ФД), то это более сложная схема фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ), в ней Д/ = 0, но есть ошибка по фазе.
Во многих случаях принудительную синхронизацию ЗГ осуществляют с по-
мощью сигнала синхронизации (CQ, представляющего собой немодулирован-
ное колебание частотой fzz, причем частота синхронизации fzz передается вне
спектра информационных сигналов. Она вводится непосредственно в линей-
д д ный спектр (ЛС) группового сигнала, минуя все
преобразования (рис. 7.42). На приемном пункте
СС выделяется из ЛС полосовым фильтром И ис-
пользуется для синхронизации ведомого ЗГ. Она
производится или с помощью рассмотренных выше
Рис. 7.42 ' систем автоподстроек, или путем использования эф-
фекта захвата частоты ведомого ЗГ. ,
В заключение отметим, что большинство рассмотренных элементов ГО
и принципы их построения успешно используются и в цифровых МСП (см. па-
раграфы 13.5 и 15.3).
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
8.1. Классификация электрических фильтров
Электрические фильтры являются важнейшим элементом, во многом оп-
ределяющим стоимость, вес, габариты и надежность аппаратуры МСП. Фильт-
ры предназначены для формирования электрических сигналов с заданными свой-
ствами и выделения определенной области частот спектра интересующего нас
электрического сигнала. Большое разнообразие фильтров, отличающихся на-
значением, видом частотных характеристик, физическими принципами работы
и т.п., определяет необходимость предварительной их классификации по ряду
признаков.
1. По виду АЧХ выделяют фильтры нижних (ФНЧ) и верхних частот (ФВЧ);
полосовые (ПФ) и заграждающие фильтры (ЗФ). Условные графические изоб-
ражения этих фильтров и их типовые частотные характеристики для нормиро-
ванного коэффициента передачи К$ и затухания аф = —201gX^> приведены на
рис. 8.1. На частотных характеристиках обычно указывают характерные точки —
граничные частоты, для которых значение затухания больше, чем в области про-
пускания а0, на какую-то заданную величину Да (обычно Да = 3 дБ). Для опре-
деления области частот задерживания фильтра вводят величину минимально до-
пустимого затухания в этой области A3min и соответствующую ей частоту f3.
Например, для ФНЧ (рис. 8.1, а) область частот простирается от f3B до оо, для
ПФ — это области (0; f3H) и (Д.в; оо) (рис. 8.1, в).
1. По назначению фильтры аппаратуры МСП можно разделить на каналь-
ные, групповые, направляющие, линейные, вспомогательные.
Канальные фильтры предназначены для выделения одной боковой полосы
частот: на стороне передачи — из спектра амплитудно-модулировайного ка-
нального сигнала, на стороне приема — из спектра группового сигнала. Группо-
вые фильтры предназначены для выделения определенной области частот, при-
надлежащей стандартной группе в процессе группового преобразования на
стороне передачи и приема, а также на переприемных пунктах транзита по ВЧ.
Групповые и канальные фильтры обычно являются полосовыми. ПФ можно
получить, например, путем последовательного включения фильтров НЧ и ВЧ
(рис. 8.2, а). При этом затухание ПФ будет равно сумме затуханий ФНЧ и ФВЧ
(рис. 8.2, б): апф(/) = анч(/) + авЧ(/).
Заграждающий (или режекторный) фильтр можно получить, например, па-
раллельным соединением ФНЧ и ФВЧ (рис. 8.3, а), при этом коэффициент пе-
редачи ЗФ равен сумме коэффициентов передачи ФНЧ И ФВЧ: K^J) = Km(f) +
+ ^(Л (рис. 8.3, б).
Направляющие фильтры (НФ) разделяют различные области частот, кото-
рые используются в двухполосных системах передачи для передачи сигналов
в противоположных направлениях А—Б и Б—А (рис. 8.4). Их используют
249
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
Рис. 8.1
на всех промежуточных и оконечных станциях (см. параграф 5.6). Характерис-
тики затухания направляющих фильтров изображены на рис. 8.5.
Линейные фильтры (ЛФ) предназначены для разделения областей частот,
принадлежащих разным системам передачи, которые работают на одной и той
же линии связи. В этом случае ЛФ подобны НФ и выполняются, как правило,
по схеме ФНЧ или ФВЧ. Для примера на рис. 8.6 указаны характеристики Лф
для разделения ДСП типа В-3 и В-12.
Вспомогательные фильтры используются для выделения одной частоты или
узкой полосы частот. К таким фильтрам относятся фильтры несущих, конт-
рольных и вызывных частот; режекторные фильтры для подавления остатков
несущих и контрольных частот; ФНЧ, включаемые на выходе индивидуальных
демодуляторов; фильтры для выделения на промежуточных пунктах сигналов
служебной связи й тока дистанционного питания и т.п.
250
8.1, Классификация электрических фильтров
Рис. 8.2
Ток дистанционного питания можно отделить от информационного сигна-
ла с помощью «вилки» фильтров (см. рис. 8.7): сигнального (СФ) и дистанци-
онного питания (ФДП). Здесь ПДП — плата дистанционного питания. Часто
применяется и более простое решение этой задачи (см. рис. 8.8) — за счет мос-
товой схемы разделения и высокочастотного линейного трансформатора (ЛТ)
со средней точкой (см. параграф 4.1).
Рис. 8.3
3. По типу элементов, применяемых в фильтрах, они делятся:
— на фильтры на LC-элементах;
— пьезоэлектрические фильтры (на элементах, использующих пьезоэлект-
рический эффект);
— магнитострикционные фильтры (на элементах, использующих магни-
тострикционный эффект). .
В ZC-фильтрах используются катушки индуктивности, получаемые путем
однослойной или многослойной намотки тонкого изолированного провода на
некоторый каркас или непосредственно на магнитный сердечник катушки. Как
правило; АС-фильтры весьма громоздки и зачастую не могут обеспечить хороших
А-Б Б-А
fill 7в1 fin fv.2 f
Рис. 8.4
251
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
В-3 В-12
Рис. 8.6
качественных показателей, поскольку добротность катушек индуктивности ма-
ла. Главными достоинствами ZC-фильтров являются их дешевизна и простота
изготовления. Эти фильтры в основном приценяются в качестве групповых,
направляющих, линейных, вспомогательных и очень редко в качестве ка-
нальных фильтров.
СФ СФ
ЛТ ЛТ
Рис. 8.8
ФДП ФДП
/
Рис. 8.7
Пьезоэлектрические фильтры основаны на
использовании следующего физического яв-
ления: при приложении к пластине из пьезо-
электрика (например, кристалл кварца) ме-
таллических обкладок и подачи на них пере-
менного напряжения (рис. 8.9) в пьезоэлект-
рике возникают механические < колебания,
частота и амплитуда которых зависят от ам-
плитуды и частоты электрических колебаний.
И наоборот, при изменении геометрических
размеров элемента (механических колебаниях
в элементе) в цепи будет возникать переменное напряжение.
Каждый такой кристалл может быть представлен в вйде эквивалентной
схемы (см. рис. 7.14, б), где Ск, ZK, RK — эквивалентные емкость, индуктив-
ность и активное сопротивление кристалла, а Со — емкость кварцедержателя.
Активное сопротивление Лк кварца намного меньше его реактивного сопротив-
ления. Добротность такого элемента Q3, определяемая формулой Q3 = ®АЭ/ЛЭ,
очень высока и достигает десятков и сотен тысяч. Как компонент электричес-
кой схемы такой пьезоэлемент эквивалентен многорезонансному электричес-
кому двухполюснику (рис. 7.14, в).
252
8,1. Классификация электрических фильтров
С помощью кристаллов кварца можно строить
различные схемы фильтров. На рис. 8.10 приведено
Г-звено такого фильтра. Хорошие электрические
свойства подобных фильтров — малые потери, высо-
кая добротность и крутизна склонов АЧХ и другие —
делают их незаменимыми при построении каналь-
ных фильтров. К недостаткам кварцевых фильтров
можно отнести громоздкость, сложность изготовле-
ния, трудность в перестройке и большую стоимость. Рис. 8.10
Кроме естественных кристаллов кварца, используют
также искусственные кварцы — пьезокерамику. Пьезокерамические фильтры
проще в изготовлении, дешевле, но несколько хуже по параметрам.
Определенные преимущества с точки зрения производства и настройки
имеют пьезомеханические фильтры (ПМФ), использующие прямой и обратный
пьезоэлектрический эффект; Структурная схема такого фильтра приведена на
рис. 8.11. При воздействии переменного напряжения на первый (прямой) пре-
образователь 1 изменяются его геометрические размеры. Это изменение пере-
дается механическим резонаторам 2 и 3, которые имеют собственные частоты
механического резонанса. С выходом механического резонатора 3 механически
соединен второй (обратней) пьезопреобразователь 4, который под действием
механического резонатора изменяет свои геометрические параметры. Вслед-
ствие этого изменяется выходное напряжейие
(обратный пьезоэффект). Следовательно, в таких i
системах путем преобразования электрической Ч—
энергии в механическую и обратно можно полу- °
чить высокодобротную частотно-избирательную и и
систему. ПМФ применяются в качестве каналь-
ных фильтров. Они дешевле кварцевых и легче Рис. 8.11
поддаются настройке (подстройке).
К Этому же типу фильтров относятся и фильтры на объемных акустических
волнах. Пьезоэлектрическая подложка 3 содержит пары пластин (рис. 8.12, а).
При подаче на 1-ю пару входного сигнала из-за прямого пьезоэффекта
в подложке благодаря упругим деформациям образуются объемные акустичес-
кие волны; Эти волны распространяются по подложке фильтра й достигают
выгодной, 2-й пары пластин. В результате обратного пьезоэффекта на обклад-
ках этой пары возникает переменное напряжение (7Вых(0- Такая пара пластин
эквивалентна-паре связанных электрических контуров (рис. 8.12, 6). Чаще
Рис. 8.12
253
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
Рис. 8.13
применяется многоконтурная сис-
тема (рис. 8.13), которая эквива-
лентна последовательному соеди-
нению нескольких пар связанных
контуров. Фильтры на объемных
акустических волнах хорошо работа-
ют на частотах от 1 до 10 МГц и вы-
ше. В аппаратуре МСП они при-
меняются в основном в генератор-
ном оборудовании, а в последнее
, время — и в качестве канальных
полосовых фильтров (см. параграф 5.3). Кроме того, они широко использу-
ются в качестве полосовых и режекторных фильтров в современных телевизи-
онных приемниках для разделения (выделения) видеосигнала и модулирован-
ной поднесущей звукового сопровождения. Обычно такой фйльтр имеет
симметричную частотную характеристику.
Для получения более сложных частотных характеристик разработаны
фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ) (рис. 8.14). Здесь на пье-
зоэлектрическую подложку с помощью фотолитографической технологии на-
пыляют тонкие металлические полоски — штыревую электродную структуру,
которая совместно с подложкой образует встречно-штыревой преобразователь
(ВШП). Изменяя число стержней во входном (ВШП1) й выходном (ВШП2)
преобразователях, глубину связи между гребенками и т.д., можно получить раз-
личные формы АЧХ фильтров на ПАВ. В качестве примера на рис. 8.15 показа-
на АЧХ фильтра йа ПАВ, применяемого в тракте промежуточной частоты со-
временного телевизионного приемника [12, 35]. Наиболее эффективно
применение таких фильтров в диапазоне частот от 10 до 500—600 МГц, где они
используются в основном в аппаратуре радиорелейных и спутниковых систем
передачи, а также в высокоскоростных волоконно-оптических системах пере-
дачи для выделения, например, тактовой частоты цифрового сигнала (см. па-
раграф 15.3).
Для построения высококачественных фильтров используют также магни-
тострикционный эффект. Он заключается в том, что если некоторый ферромаг-
нитный элемент поместить в магнитное поле, то при изменении напряженнос-
ти этого поля изменяются И геометрические размеры ферроэлемента.
Возможен и обратный магнитострикционный эффект: если каким-то путем ме-
нять размеры ферромагнитного материала, то на зажимах катушки, намотанной
254
8.2. Определение требований к параметрам электрических фильтров
на нем, будет изменяться напряжение. Построение магнитострикционного фильт-
ра.(МСФ) показано на рис. 8.16.
Ферритовый стержень 5, имеющий круглую, прямоугольную’ или перемен-
ную форму поперечного сечения, помещается в постоянное (за счет магнитов 4)
и переменное магнитное поле (за счет катушки £вх, на которую поступает вход-
ной сигнал В стержне возникают механические колебания, а в «приемной»
части стержня образуется переменное магнитное поле, которое индуцирует в ка-
тушке £вЫХ переменное выходное напряжение UBba(t).
.66 . 6 О
ад ад)
' Рис. 8.16 .
Более удобны в производстве и настройке, а значит, и более дешевы так на-
зываемые электромеханические фильтры (ЭМФ), которые представляют собой
разновидность МСФ. ЭМФ строится по такой же схеме, как и пьезомеханичес-
кий фильтр (см. рис. 8.11), однако здесь в преобразователях 1 и 4 используется
магнитострикционный эффект. В аппаратуре МСП электромеханические
фильтры широко применяются в качестве канальных полосовых фильтров
в диапазоне 130—200 кГц. При этом в блоках индивидуального преобразования
(при формировании 12-канальной первичной группы) обязательно использу-
ются две ступени частотного преобразования (см. параграф 5.3).
6.2. Определение требований
к параметрам электрических фильтров
8.2.1 Основные параметры электрических фильтров
Основные параметры электрического фильтра рассмотрим на примере по-
лосового фильтра (ПФ) как более общего. Типовая характеристика затухания
ПФ представлена на рис. 8.17. При выборе фильтра задают следующие основ-
ные параметры: граничные значения частот для области пропускания фильтра
(Л; Л); граничные значения частот для области задерживания (0; /3) и (Д; оо);
граничные значения частот для переходных областей (£3;/i) и (//Д)-
Для области задерживания основным параметром является минимально
допустимое значение затухания В полосе пропускания необходимо задать
значение среднего затухания Oq и максимально допустимое отклонение затуха-
255
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
ния от среднего значенйя Дй0. Иногда задаются полем допуска отклонений, ко-
торое для каждой частоты в полосе пропускания имеет конкретное значение.
Переходная область частот характеризуется крутизной характеристики
фильтра 5ф, которая определяется Следующим выражением:
С _- •'Amin ~
л-л.'
В ряде случаев (особенно при передаче нетелефонных'сигналов) приходит-
ся задавать требования к фазо-частотной характеристике группового времени
задержки (ХГВЗ) фильтра в полосе пропускания.
При выполнении различных со-
единений фильтров между собой необ-
ходимо также знать частотные зависи-
мости входных и выходных сопротив-
лений фильтров в полосе задержива-
ния. В полосе пропускания они, как
правило, практически частотно неза-
висимы и вещественны.
При построении фильтров учиты-
ваются также стоимость, рабариты, тех-
Рис.8.17 нологичность изготовления и возмож-
ности подстройки фильтра.
8.2.2. Параметры канальных фильтров
Исходя из вышесказанного обоснуем характеристики затухания каналь-
ных полосовых фильтров <?ф(У), используемых в аппаратуре, на примере ра-
боты фильтра п-го канала первичной стандартной группы (рис. 8.18). Учтем,
что каждый из канальных ПФ выделяет боковую полосу частот, расположен-
ную ниже соответствующей канальной несущей /К7-,у = п;п—1;п+1, причем
/к.л ~ А.л-i = А.л+1 —Ал ~ 4 кГц (см. параграф 5.3). В пределах полосы про-
пускания затухание ПФ мало, а вне ее — воз-
растает, принимая соответственно значения
А\ и А2 для верхних и нижних частот в полосе
задерживания (см. пунктирную характерис-
тику аф7). v
Из рис. 8.18 видно, что при малом значе-
нии затухания А\ верхняя боковая полоса
(ВВП) спектра n-го канала Sn(f) будет попа-
дать В полосу пропускания (п + 1)-го канала.
В этом канале появится помеха в виде пере-
ходного (из n-го канала) инвертированного
сигнала, т.е. невнятная помеха. Такое же
действие будет оказывать и (п—1)-й канал на
n-й канал.
256
8.2, Определение требований к параметрам электрических фильтров
Полосовой фильтр n-го канала Должен подавлять также продукты преобра-
зования, совпадающие по частоте с полосой (п—1)-го канала. Такие продукты
образуются потому, что подводимый к канальному преобразователю передачи
абонентский сигнал может содержать компоненты, частоты которых превыша-
ют 4 кГц. Попадая в (п — 1)-й канал, эти продукты после обратного преобразо-
вания на приемной стороне проявляются в виде невнятных помех. Мощность
высокочастотных составляющих в исходном сигнале (с частотами более 4 кГц)
существенно меньше, чем мощность в основной полосе частот (0,3—3,4 кГц).
Соответственно и мощность продуктов n-го канала, попадающая в полосу
частот (п - 1)-го канала, намного меньше, чем мощность продуктов n-го ка-
нала в полосе частот (и + 1)-го канала. Отсюда следует, что при равных мощ-
ностях переходных помех от и-го канала в (п — 1) и (и + 1)-й каналы требуется
обеспечить затухание существенно меньщее, чем Однако, как показывает
практика, ПФ с несимметричными характеристиками затухания не имеют
преимуществ по количеству элементов, хотя и более трудоемки в расчете и на-
стройке. Поэтому обычно используют ПФ с симметричными характеристика-
ми, при этом берут Ai ~ At.
Для обоснования допустимой величины At примем, что для (п+1)-го кана-
ла уровень мощности полезного сигнала равен л.п+i- Уровень мощности пере-
ходной помехи Рп.и+1 в этом канале определяется уровнем мощности сигнала
в n-м каналерс.„, уменьшенным на величину At: рп.я+1 = Рс.п ~ Если принять,
чт° Де л =Л.л+1Рс, то тогда защищенность в (п+1)-м канале от переходной по-
мехи соседнего n-го канала будет равна J3.nep = рс - ра = А\.
Как правило, нормируется только суммарная защищенность Яз Х, обуслов-
ленная влиянием всех видов помех, попадающих в Данный канал в процессе
индивидуального и группового преобразования, а также при прохождении че-
рез линейный тракт (подробнее см. параграф 9.7). Полагают, что доля мощнос-
ти рассматриваемой переходной помехи индивидуального преобразования от-
носительно полной мощности помех в канале составляет величину аи (аи « 1).
При этом учитывают, что переходная помеха возникает и на стороне приема,
а также в каждом транзитном пункте но тональной частоте, число которых мо-
жет быть Пу. В результате приходим к выражению
(8.1)
Для типовой гипотетической линии, которая имеет длину 2500 км и содер-
жит два переприемных пункта по ТЧ, допускается АзХ > 50 дБ, а относительная
доля помех от индивидуального Оборудования (канальных фильтров) аи < 0,25
[11, 16]. Подставляя эти величины в (8vl), получим А\ > 64 дБ. Эта величина
и является нормативной при расчете канального ПФ.
Среднее значение затухания в полосе пропускания а0 для канальных
£С-фильтров, как правило, не превышает 10 дБ. И хотя эта величина может
меняться от фильтра к фильтру, в таких пределах она не является критичной
и не нормируется. Некоторые типы ПФ, например ПМФ, ПАВ-фильтры,
имеют а0 — 20—30 дБ. В таком случае необходимо использовать усилитель
'для компенсации этого затухания. Обычно применяется однокаскадный
9 зак. 1600 , 257
,, 8. ФИЛЬТРЫ в АППАРАТУРЕ МСП
усилитель, который размещается непосредственно на входе фильтра и од-
новременно выполняет роль согласующего устройства.
Одним из важнейших параметров канального ПФ является допустимая не-
равномерность затухания фильтра в полосе пропускания Ав0 (см. рис. 8.17).
Именно она определяет частотную характеристику сквозного канала ТЧ, кото-
рая нормируется величиной Дйдоп.х- При хорошей повторяемости частотных ха-
рактеристик канальных ПФ их неравномерности суммируются, и тогда
Дйо (8.2а)
2(1+ лт)
При случайном суммировании частотных искажений (плохой повторяе-
мости частотных характеристик в полосе пропускания) получим
Ал < ^коп-Х /о
Обычно ДОдоп.г (1—1,5) дБ, тогда из^этих выражений следует, что величи-
на Дй0 составляет десятые доли децибела. Обеспечение такого значения требует
точного электрического расчета, тщательного подбора элементов и хорошо от-
работанной методики настройки.
Фазо-частотные искажения в каналах ТЧ в основном определяются ка-
нальными фильтрами. Эти искажения мало влияют на качество передачи раз-
говорных сигналов. Однако если по каналу связи передается любая другая (не-
речевая) информация, эти искажения оказывают существенное мешающее
влияние, и с ними необходимо считаться.
«а ; 7 Групповое время задержки x(f) вычисляется по
V1 I формуле т(/) =где <р(/) — фазо-частотная ха-
Д . . /! • df2n .
т __рактеристика канала (фильтра). На рис. 8.19 приведе-
0 > • на типовая характеристика ГВЗ для сквозного канала
; • ! ; ТЧ. Полосовые канальные фильтры* используемые
- 0,3 1,9 3,4 f кГц в современной аппаратуре МСП, изготовляются та-
" ’ ’ :; ’ кими, чтобы вносимое ими отклонение ГВЗ по отно-
:Рис.8.19 шёнию к ГВЗ на частоте 1,9 кГц было: на частоте
0,4 кГц — менее 2 мс, на частоте 3,3 кГц — менее 1,3 мс
и в полосе частот 0,8 + 3 кГц — менее 0,6 мс. При такой характеристике ГВЗ с за-
пасом удовлетворяются требования по качеству передачи телефонных сигналов
и низкочастотных сигналов в системах передачи дискретной информации (ПДИ).
Для более высокоскоростных систем ПДИ необходимо применять фазокорректи-
рующие устройства, которые входят в состав аппаратуры ПДИ.
8.2.3. Параметры направляющих и линейных фильтрбв !
Направляющие фильтры (НФ) в двухполюсных двухпроводных системах
связи разделяют групповые тракты, противоположных направлений передачи
(см. рис. 8.4, 8.5). Они выполняются обычно в виде пары фильтров нижних.
258
8.2. Определение требований к параметрам электрических фильтров
и верхних частот. Типовые характеристики затуханий таких фильтров при-
ведены на рис. 8.20. S
Затухание в полосе пропусканий ах и а2
для НФ должно быть минимально возмож-
ным (обычно не более 0,5—1 дБ), поскольку
каждый такой фильтр, будучи размещенным
на приемной стороне усилительного пункта,
уменьшает помехозащищенность системы
по отношению к собственным шумам на ве-
личину а1(2). При построении НФ на LC-
элементах такое затухание, как правило, уда-
ется реализовать.
Поскольку число НФ на магистрали велико, то даже незначительная неравно-
мерность частотных характеристик в полосе пропускания любого из них за счет
накоплений искажений может вызвать* заметное отклонение частотной характе-
ристики сквозного линейного тракта. Это в свою очередь приведет к значительно-
му разбросу остаточных затуханий отдельных каналов ТЧ и типовых групповых
трактов (ПГ, ВГ и т. д.) друг относительно друга, что недопустимо. Можно пока-
зать (по аналогии с формулами (8.2а), (8.26)), что допустимое отклонение частот-
ной характеристики НФ в полосе пропускания Дац2) должно быть не более
0,05—0,1 дБ. Такую малую величину Дйцг) обеспечить практически очень трудно,
поэтому приходится прибегать к помощи корректоров, которые обычно устанав-
ливаются после каждого 5—8-го усилительного пункта [2, 18].
Необходимую величину рабочего затухания в полосе задерживания А\ и Аг
Направляющего фильтра можно определить, рассмотрев работу промежуточной
усилительной станции (см. рис. 8.21). Величина затухания в полосе задержива-
ния выбирается из ряда соображений,
ВО-первых, НФ должен быть постро-
ен так, чтобы не было заметно влия-
ния параметров одного направления < ,
на другое. Это влияние проявляется i
за счет того, что тракт передачи в на-
правлении А—Б является одновремен- :
но частотно-зависимой цепью обрат-
НФ,
ной связи, которая приводит к де.- Рис. 8.21
формации ЧХ линейного тракта для
направления передачи Б—А, и наоборот. Для анализа воспользуемся из-
вестным выражением, определяющий коэффициент усиления усилителя,
охваченного цепью ОС: Koc(f) = К(Л / (1 - T(f)), где T(f) — петлевое уси-
ление (см. параграф 2.4).
Относительное изменение коэффициента усиления за счет «паразитной»
ОС равно
д к(л/k(f)=(к(/) - ioc (7)Vk(f)«i - о + тел) = т\л. (8.3)
4
259
vjr jn 8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МОП
В Х8.Д учтено, что обычно Пусть/=/cp.i е
Г(ЛРд) = ^(ЛрлЖЛр.1) = ^(^.П^лСЛрл^С/срл^Тсрл).
• ' . 1 \ 1
где K^j(fcpA) — коэффициент передачи j-го НФ (J = 1, 2); Ку](/срЛ) — коэффи-
циент усиления J-го усилителя.
Удобнее определить петлевое затухание a/f) — -201g Д/). Тогда
«г(/срл)» "201g Д/ср,1) = 2Й1 - SK/cpj) + 2А2(^л) - 52(/срЛ), (8.4)
где Sj = —201gKyj, величины а,- и Aj понятны из рис. 8.20.
Используя (8.4) и учитывая, что «1 << получим v
V‘ Л(7срл)«0,5[51(Лр.1)+Шрл)] + 0,5йт(Лрл). ; (8.5)
Проделав аналогичные выкладки для f=Д>2 е \fa Д], получим
Л1(/ср.2)» 0,5(5! (/Ср,2) + 52(/ср,2)] + O.SoA/epJ. (8.6)
Значение aT(/cpj) в выражениях (8.5), (8.6) рассчитывается на основании
(8.3), при этом полагают, что для любого направления передачи относитель-
ное отклонение коэффициента усиления не должно превышать 1-2%. Тогда
«т(/ср.2) -201g((l ч. 2) • 10~2) = (34 -ь 40) дБ.
Усиление 51(2)(/) усилителей равно затуханию прилегающего участка, кото-
рое растет с повышением Частоты. Следовательно, на более низкой частоте по-
лусумма усилений всегда меньше, чем на более высокой частоте (рис. 8.22). По-
этому из (8.5), (8.6) получаем, что требуемое затухание А2 на частоте fcpA всегда
меньше, чем А\ на частоте ^р 2. Это значит, что требования к затуханиям для
направляющих ФНЧ более высокие, чем для направляющих ФВЧ, .
Второй фактор, который надо учитывать
А при обосновании затуханий НФ, заключается
•S' , , . S-, . в следующем. Сигналы, прошедшие через НФ
с тракта передачи в тракт приема, не являются
непосредственной помехой в каналах, по-
скольку после преобразования они не попада-
ют в полосу пропускания канальных фильт-
/ г f f f f f ров. Однако мешающее действие этих сигна-
/1 Ap i J2 Ji Лр.2 J* J лов будет выражаться в дополнительной заг-
1 Рис 822 рузкё усилителя приема и в появлении за счет
; этого дополнительных нелинейных продук-
тов, которые «засоряют» полезный спектр час-
тот. С этими продуктами практически можно не считаться, если уровень пере-
ходных Сигналов будет не менее чем на 15—20 дБ ниже уровня полезного сиг-
нала [11, 16]. Учитывая это, найдем требуемое затухание НФ в полосе эффек-
тивно задерживаемых частот. Из рис. 8.21 видно, что уровень полезного
сигнала на входе усилителя У! равен рвх1 —р\ — 2а{ - йл1, а уровень переходного
сигнала из второго направления в первое в этой же точке — р„21 ~Р2 ~ а2 ~ А =
260
8.3. Типовые схемы и параметры LC-фильтров
=Ах2 + °2 + ал2 ~ где алЦ2)— затухание предшествующего усилительного учас-
тка на средней частоте сигнала соответствующего направления передачи; рц2) —
уровень передачи на выходе усилительной станции; 41 — затухание НФ] в полосе
задерживания, ац2) — затухание НФ в полосе пропускания. Поскольку (pBxi — рП21)
> (15 * 20) дБ, то, полагая рю! =рвх2 и пренебрегая величинами ац2), подучим
^КУср.г) алг(ЛР.2) + (15-^20) == 52(^р2) + (15 + 20). ' (8.7)
Аналогично для другого-направления:
Л2(ЛРл)2:Лл1(ЛР.1) + (15^20)^*51(Уср.1Э + <15-*-20). (8.8)
Видно, что и в этом случае необходимо выполнение условия А\ > А2. На ос-
новании выражений (8.5)—(8.8) производится выбор наибольшего значения за-
тухания А\ и А2, которое и используется для электрического расчета: направля-
ющих фильтров. Аналогично определяются требования к характеристикам
линейных фильтров. 1 .
8.3. Типовые схемы и параметры LC-фильтров
Фильтры, собранные из катушек индуктивности и конденсаторов
(LС-фильтры), являются наиболее распространенными в аппаратуре многока-
нальных систем передачи и наиболее универсальными по применению. Для их
расчета используют два метода: а) по рабочим параметрам; б) по характеристи-
ческим (собственным) параметрам.
По первому методу вначале Находится квадрат модуля передаточной функ-
ции в виде рациональной дроби, а затем по этой функции рассчитываются кон-
фигурация LC-фильтра и значения его элементов. Этот метод позволяет найти
фильтр с оптимальными характеристиками, но его расчет весьма трудоемок
и, как правило, требует использования ЭВМ [37, 45]. Для ускорения расчетов
целесообразно воспользоваться справочным материалов, например работой
[10], содержащей большой каталог различных видов фильтров с рассчитанны-
ми ца ЭВМ характеристиками, которые Приведены в нормированном виде.
Второй метод мейее точен, Но затоТораздо проще и наглядней. Он основы-
вается на знаний частотной зависимости характеристического ^собственного)
затухания, фазы й характеристических сопротивлений Отдельных звеньев (по-
лузвеньев) фильтра и выполнений условия каскадно согласованного соедине-
ния их друг с другом. \ - -
Типовыми звеньями LC-фильтра нижних частот являются П- и Т-звенья типа
«т» (рис. 8.23, а, б). При выбранных значениях номинального характеристического
2т£о б)
п
а> о—
z «С,
Рис. 8.23
о т£0 - - - mLQ >—ГГУЧ О
о 2тС0~ ; Q
261
8, ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МОП
сопротивления и граничной частоты; характеристической полосы пропуска-
ния ф0 параметры этих звеньев фильтра определяются из выражений:
а) элементы звена: Л i ,
Со =1/(«оЛ0); Lq. = Ro/g>o‘,
б) характеристические сопротивления П- и Т-звена:
Z.( =-г^Ц?; n = —; z^oVi-o2;
.. 71-п2
в) характеристическая постоянная передачи (в Нп):
- , ° Osmsl.
gc = ac+jbc=ln
1 + тд .
1 -тд’
(8.9)
(8.10)
(8.11)
Здесь* характеристическое затухание &р(в децибелах) и характеристическая
фаза Ьс (й> радианах) у обоих звеньёв одийаковй и описываются следующими
выражениями: ,
для 0 £2 < 1: oc = 0; bc - 2arctg
mCl
для 1 < Cl < co: ac = 201g
1 + mg.
(8-12)
l-mg|
для 1 < £1 < £2В,3: bc = л; при £1 > £2ВЗ: Ьс = 0;
QB3 =-7=2===, .
где £1В З — частота всплеска затухания: ас(С1 в £1В,3) = фо.
Частотны? зависимости характеристических сопротивлений Za и Z^ по-
строенные на основании (8.1Q), показаны на рис. 8.24. В характеристической
полосе пропускания (0 < £2 < 1) эти сопротивления вещественны, а в характе-
ристической полосе задерживания (Q >1) —чисто мнимые, при этом Zi имеет,
емкостный характер (—j), a Zj — индуктивный (+j). Графики характеристичес-
кого затухания ас и фазы Ьс, построенные по выражениям (8.12), приведены
•B.3'
(8.13)
’B.3
262
8.3. Типовые схемы и параметры LC-фильтров
на рис. 8.25. Эти функции, в отличие от 2^ и Z, зависят от коэффициента «/и»,
который определяет частоту всплеска затухания QB 3 (8.13). ; ч
При т -> 1 частота всплеска Пвз стремится к бесконечности, при этом ко-
лебательные контуры у П- и Т-звена вырождаются и получаются звенья типа
«к» (рис. 8.26, а, б).
Рис. 8.26
Сложные многозвенные фильтры образуются путем каскадно согласован-
ного соединения типовых звеньев, при этом в месте их соединения характерис-
тические сопротивления должны быть равны. Это выполняется, если соединяе-
мые звенья имеют одинаковые значения 7?о и со0, а также одинаковый характер
частотной зависимости характеристического сопротивления (см. рис. 8.24).
На рис. 8.27 приведен пример построения фильтра из трех звеньев П-типа
с разными значениями коэффициента «т» (/«i, т2, т3), причем т2 = 1, mi < т3 < 1.
Характеристическое затухание такого фильтра равно сумме затуханий отдель-
ных Звеньев (рис. 8,28) и в полосе задерживания имеет два всплеска затухания
на частотах QB^i и Пв.з.з- Двухзвенный ФНЧ, состояидий из звеньев Т-+ипа, по-
казан на рис. &29. При стыковке звеньев параллельно включенные конденсато-
ры (рис. >8.27) и последовательно включенные катушки (рис. 8.29) объединяют.
Рис. 8.28
Рис. 8.29
263
ЯЬВ 8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
Каждое из рассмотренных типовых звеньев в свою очередь можно предста-
вить как каскад но согласованное соединение двух полузвеньев. Последние по-
лучаются путем деления целого звена на две равные части (рис. 8.30, а, б — для
звеньев типа «т», рис. 8.31, а, б — для звеньев типа «£»). Значения характерис-
тических затуханий ас и фазы Ьс полузвена в 2 раза меньше, чем для звена, а ха-
рактер частотных зависимостей аналогичен (см. рис. 8.24 и 8.25). Характерис-
тические сопротивления полузвеньев 2т и 2^ (см. рис. 8.30) равны [15, 37]
. Рис.6.30
Частотные зависимости характеристических сопротивлений 2т и 2т изоб-
ражены на рис. 8.32. В полосе пропускания (0 < Q < 1) эти сопротивления ве-
щественны, вне ее — чисто мнимые, причем в отличие от сопротивлений 2
и Zn сопротивления полузвеньев зависят от коэффициента «т» и вблизи часто-
ты всплеска QB 3 меняют знак.
Характеристическое сопротивление
полузвена «т» типа в полосе пропус-
'кания изменяется в меньшей степе-
ни, чем сопротивление звена (рис. 8.24
и 8.32), наиболее равномерно оно при т «
* 0,5 + 0,6. Поэтому такие полузвенья
целесообразно включать на концах
сложного многозвенного фильтра, ког-
да сопротивления генератора сигнала
264
8.3. Типовые схемы и параметры LC-фильтров
Рис. 8.33
и нагрузки одинаковы и рав-
ны Rq (рис. 8.33). Если в со-
став фильтра входят звенья
П- и Т-типа, то их соедине-
ние друг с другом осущест-
вляется через полузвено ти-
па «к» (рис. 8.34).
Фильтры верхних частот
(8.15)
П = -®о/<в.
(ФВЧ) образуются иЗ фильт-
ров. нижних частот путем реакгансного преобразования частоты вида
При этом индуктивность xLq переводится в емкость Со /х, а емкость уС0 —
в индуктивность Lo /у [15, 37]. В частности, исходный ФНЧ-прототип, изобра-
женный на рйС. 8.27, преобразуется в ФВЧ (рис. 8.35). Он будет иметь характе-
ристику затухания (рис. 8.36), которая получена путем преобразования функ-
ции, приведенной на рис. 8.28. При этом coB.3.i =®о/Ов.3.1» граничная частота
полосы пропускания ФВЧ равна частоте ю0 (соответствует частоте Q = 1 для
ФНЧ-прототипа).
Рис.8.35: и Рис.8.36
\ Полосовой фильтр (ПФ) с симметричными характеристиками затухания об-
разуется из фНЧ-прототипа путем реакгансного преобразования частоты
\ 2 ' \ '
co -CO-1W+1 , (8Д6)
' (в(й)+1 - СО-1)
где со—1 и cQ+i — граничные частоты полосы пропускания ПФ, имеющего резо-
нансную частоту (ор я (co_1co+1)fl’5.
265
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ MCR
При этом каждая индуктивность xLq ФНЧ-прототипа переводится в после-
довательный колебательный Lx—Cx контур^ а каждая емкость уСц — в парал-
лельный Ly~~Cy колебательный контур, причем
4 = х£о; Сх~-—L2-; Zo = —
co_ico+ixLo ®+1 - со_1
(8.17)
Су — уСо; Ly = Со = ——г.
со_1®+1уСо ло(®+1 -®-1)
В частности, если ФНЧ-црототип является П- или Т-звеном «т» типа (см.
рис. 8.23, а, б) с характеристикой затухания, показанной на рис. 8.25, то соот-
ветствующее звено полосового фильтра после преобразования частоты будет
иметь схему, представленную на рис. 8.37, а, б, и частотную характеристику за-
тухания, которая приведена на рис. 8.38, а. На рис. 8.38, б пунктирная зависи-
мость соответствует характеристическому сопротивлению П-звена, а сплош-
ная — Т-звену, причем в полосе пропускания ш е [ш-ь ю+1] эти сопротивления
вещественны, а в полосе задерживания — чисто мнимые.
РИС.&37
Всплеск затухания ПФ имеет место на частотах совз+ = co+iQB3 и <ов.з- =
^в.з
где Пв,3 — нормированная частота всплеска затухания ФНЧ-прототипа.
Рис.^.38
При последовательном соединений П- и Т-звеньев полосового фильтра,
которые могут отличаться коэффициентов «т», они должны иметь одинаковые
значения Kq, со^_|, а>+1, при этом для согласования сопротивлений между Нйми
надо обязательно включать полузвено «к» тйпа, преобразованное в соответ-
ствии с (8.16), (8.17). '
266
,8,4. Параллельная работа фильтров
Реактансное преобразование частоты применяется также для перевода
ФНЧ-прототипа в заграждающий (режекторный) фильтр. При этом каждая ин-
дуктивность xLq прототипа переводится в параллельный Lx— Сх контур, а каж-
дая емкость уСд — в последовательный Ly—Cy контур по правилу (8.17). Схема
ЗФ, полученная из ФНЧ-прототипа, показанного на рис. 8.26, б, приведена на
рис. 8.39, а. Максимум затухания такого фильтра имеет место на частоте шр =
= (co-io+i)0,5 (рис. 8.39, б).
При включении рассмотренных фильтров (фВЧ, ПФ и ЗФ) между источ-
ником сигнала, имеющим внутреннее сопротивление 2^. = До, и нагрузкой с со-
противлением 2^ s Rq целесообразно для лучшего согласования фильтра в по-
лосе пропускания вводить в состав ФНЧ-прототипа полузвенья «т» типа
(см. рис. 8.33,' а) и только после этого производить соответствующее реактанс-
ное преобразование.
В заключение отметим, Ито рассмотренные выше схемы и расчетные соот-
ношения позволяют построить сравнительно простые и, как правило, не опти-
мальные по своим показателям фильтры. Расчет и оптимизация сложных
фильтров требуют и боЛее сложного расчетного аппарата, который приводится
в специальной литературе.
8.4. Параллельная работа фильтров
Параллельная работа фильтров встречается при
группообразовании АСП-ЧРК (рйс. 8.40), разделе-
нии групповых сигналов на канальные, при по-
строении двухполосных двухпроводных систем пе-
редачи (см. рйс. 8.21) и в ряде других случаев. Па-.
раллеЛьно включенные фильтры влияют на работу
друг друга, что приводит к искажениям частотных
характеристик фильтров и к увеличению их рабоче-
го затухания. Шунтирующее действие зависит от
значений характеристического (входного или вы-
ходного) сопротивления у-го фильтра в полосе
а
Ф1
пропускания к-го фильтра. Если оно сравнимо с сопротивлением нагрузки
(или генератора), то совместная работа фильтров невозможна.
267
8.ФИЛЫРЫВ АППАРАТУРЕ МСП
Как уже говорилось, фильтр работает хорошо, когда его нагрузка равна харак-
теристическому сопротивлению фильтра вполосе пропускания (рис. 8.40). Из граг
фикрв частотных зависимостей характеристического сопротивления фильтра,
приведенных на рис; 8.24, 8.32, 8.38,б, видно, что шунтирование будет минималь-
ным,, если фильтры ^меют Т-образное окончание. В качестве примера на рис. 8.41
показано изменение сопротивления Z в точке соединения направляющих (или ли-
нейных) фильтров, выполненных на основе
ФВЧ и ФНЧ (штрих-пунктиром — для 2J.
ФВЧ, сплошной линией — для Z ФНЧ).
Для ослабления взаимного влияния рабо-
чие полосы пропускания фильтров умень-
шают до значений, определяемых гранич-
ными частотами. шНГр и швгр. Однако если
допустимая полоса расфильтровки неве-
лика, то и при Т-образных окончаниях
возникает заметное шунтирующее влияние
одного фильтра на другой.
Для устранения этого влияния применяется так называемый метод A-окон-
чаний, когда последовательно с последним элементом каждого фильтра вводят
элементы Lx и Сх (рис. 8.42, а). Подбирая значения Lx и Сх, добиваются того,
чтобы на выходе каждого фильтра оказалось бы включенным согласованное
полузвено, с характеристическим сопротивлением Z„m. Элементы этого звена
образованы с использованием «внутренних» элементов параллельного фильтра
(рис. 8.42,6, в).
При параллельной работе нескольких полосовых фильтров в состав каждо-
го из них надо также вводить Т-образное окончание, чтобы характеристическое
сопротивление изменялось, так, как показано на рис. 8,38, 6сплошной линией.
Реактивные составляющие входныхили выходных сопротивлений параллельно
включенных ПФ будут изменяться в полосе частот, как показано на рис. 8.43,
где bfj — полоса пропускания ПФ,, j - 1, ..., п. Реактивная составляющая
268
8.4. Параллельная работа фильтров
характеристического сопротив- f
ления, например, ПФ! в полосе г о 7 ;
пропускания ПФ2 имеет боль- i
шое значение и индуктивный ха- <
рактер. Реактивное сопротивле-
ние ПФ3 в полосе: пропускания
ПФ2 имеет большое значение
и емкостный характер. Следова-
тельно, в полосе пропускания
ПФ2 сопротивления.; соседних -у
фильтров имеют разные знаки
и компенсируют друг друга. Ес-
Рис. 8.43
ли параллельно включено более < >
трех ПФ, то в таком же благоприятном положении будет находиться и ряд дру-
гих ПФ;, ДЛЯ которых J * 1 и У * П. Х
Наибольшее шунтирующее воздействие испытывают крайние фильтры (j=
= 1 и J = п). Чтобы ослабить эти влияния, параллельно фильтрам включают
корректирующий контур (КК) (рис. 8.44, а). Если и = 3, то в качестве КК доста-
точно использовать одиночный параллельный контур, сопротивление которого
в области Д/[ — индуктивное, в области Д/з — емкостное, а резонанс — в облас-
ти 46 (рис. 8.43). Для п = 12 на практике получил применение более сложный
корректирующий контур (рис. 8.44, б), сопротивление которого имеет две час-
тоты резонанса/о и /о (рис. 8.44, в), причем /о </нгр, a fo <./в.гр (рис. 8.43). Та-
кой КК применяется, в частности, в аппаратуре индивидуального преобразова-
ния (см. параграф 5.3).
Рис. 8.44
В тех случаях, когда корректирующие контуры не могут обеспечить нор-
мальной работы фильтров (например, если полосы пропускания соседних
фильтров примыкают друг к другу), используют развязывающие дифсистемы
(рис. 8.45, а). Для трансформаторной ДС (рис. 8.45, б) точками, куда следует
подключать ПФ! и ПФ2, не опасаясь взаимного их влияния друг на друга, яв-
ляются точки 1 и 2 или точки 3 и 4 (См. параграф 3.2). К остальном точкам
ДС необходимо Подключить резисторы (нагрузку) строго определенной ве-
личины, зависящей от соотношения числа витков первичной й вторичной
обмоток трансформатора. . ;
269
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
б)
1»
Рис. 8.45
Другой вариант двухвходо-
вой ДС, выполненйой на раз-
дельных трансформаторах с ко-
• ГЛ, приведен на рис. 8.46, а.
° 2 Этот вариант может быть обоб-
щен на случай п-входовой ДС
(см. рис. 8.46, б). Такое по-
строение используется, в част-
ности, в аппаратуре объединения (разделения) первичных групп (ПГ). Объе-
динение пяти ПГ во вторичную группу (ВГ) производится по схеме рис. 8.47, а,
при этом соседние по спектру частот групповые сигналы ПГ2, ПГЗ и ПГ4 по-
даются на разные входы ДС, которая обеспечивает их развязку, а ПГ1.и ПГ5,
разнесенные далеко по частоте (см. рис, 8.47, б), включаются параллельно со-
ответственно с ПГ4 и ПГ2 (см, параграф*5-4). Сопротивление R равно харак-
теристическому сопротивлению ПФ. При необходимости параллельная работа
ПФ, подключенных к одному и тому же входу дифсистемы, может быть улуч-
шена за счет подключения корректирующих контуров.
Рис. 8.46
Рис. 8.47
Одним из наиболее простых способов решения проблемы параллельного
включения фильтров является использование резистивных развязывающих
270
8.4. Параллельная работа фильтров
удлинителей (рис. 8.48). Подключение выходов
каждого из фильтров Фу (/ = 1, ..., л) произво-
дится через цепочку Rj—R. Сопротивление Rj
выбирают равным характеристическому сопро-
тивлению фильтра, при этом Rj » R. Исполь-
зование резистивных удлинителей приводит к
уменьшению уровня сигнала на выходе, пос-
кольку коэффициент передачи из точки «а» в
точку «б» значительно меньше 1.
Во многих случаях это недопустимо, и тог-
да применяют объединение фильтров с по-
мощью канальных усилителей, работающих на
общую нагрузку (рис. 8.49). Это почти идеальная мера, так как усилитель — од-
нонаправленное устройство. Недостаток его заключается в высокой стоимости
и значительном энергопотреблении. Более эффективным является Использова-
ние Одного операционного усилителя, охваченного отрицательней обратной
связью, как показано на рис. 8.50. Здесьсопротивления Rj,j = 1, 2,..., л, выби-
рают равными характеристическим сопротивлениям фильтров (обычно R\ =
= Rj = Rn = Rq). Вид обратной связи в усилителе выбирают таким, чтобы вход-
ное сопротивление усилителя, охваченного ОС, удовлетворяло условию
ZBxp « ZBxp « Rq. Можно показать, что заданные требования к Z^p выпол-
няются при использовании параллельной ОС по напряжению (см. параграфы 2.5'
и 2.12). Влияние выходного сопротивления каждого фильтра в этом случае будет
ослаблено через делитель RjZg^. При включенной ОС усиление, усилителя
уменьшается, но сигнал на выходе остается достаточно большим. Коэффициент
усиления между точками «а» и «в» в этом случае будет равен (см. рис. 8.50 и па-
раграф 2.12)
*ав =
^вых.ус
^вых.ф
(8.18)
Рис. 8.50
Как правило, выбирают R^ > Rj, поэтому К№ > 1. С помощью одного опе-
рационного усилителя обеспечивается хорошая развязка и усиление по каждо-
му каналу. Такая схема используется в типовой аппаратуре индивидуального
преобразования ДСП (см. параграф 11,1),
271
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП
В заключение отметим, что рассмотренные виды электрических фильт-
ров широко применяются как в аналоговой, так и в цифровой аппаратуре
МСП, В последней, в частности, они используются в предварительных каска-
дах усиления линейных и станционных регенераторов, в ,блоках выделения так-
товой частоты, при построении генераторного оборудования ЦСП и т.п. Очень
важна роль фильтров при построении цифровых радиосистем (спутниковых,
радиорелейных, систем абонентского радиоДоступа и других — см. главу 17).
Инженерные методы расчета электрических фильтров для разных диапазонов
частот приведены в специальной литературе.
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
9.1. Собственные шумы в каналах и трактах АСП
9.1.1. Общие принципы анализа линейных шумящих цепей
Общая характеристика помех, их классификация, способы оценки и расче-
та в каналах и трактах передачи кратко рассматривались в параграфе 1.4. В дан-
ном параграфе помехи исследуются более углубленно, при этом анализируется
влияние того или иного вида помехи на структуру построения и параметры как
отдельных блоков (узлов) МСП, так и линейного тракта в целом. Воздействие
помех сказывается на работе всех видов МСП — и цифровых и аналоговых. Од-
нако последние, как будет показано ниже, гораздо «чувствительнее» к дей-
ствию помех по крайней мере по двум причинам. Во-первых, в силу аналогово-
го характера сигнала невозможно решить на приемной стороне, является ли
принятая реализация сигнала обусловленной совместным действием источника
сигнала и помехи или действием только источника сигнала. Во-вторых, в анало-
говых системах действует принцип накопления помех, при котором любая по-
меха, образованная в любой точке тракта передачи и совпадающая по спектру
с полезным сигналом, обязательно пройдет на выход тракта, где сложится
с другими источниками помех. По этим причинам в данной главе рассматрива-
ется воздействие помех главным образом применительно к аппаратуре и ли-
нейным трактам аналоговых систем передачи, работающих на проводных ли-
ниях связи. Однако получейные результаты могут быть непосредственно
использованы при анализе аналоговых радиорелейных и спутниковых систем
передачи, а также аналоговых блоков различных типов ЦСП (см. параграф 15.5
и главу 16).
Рассмотрение,начнем с собственных шумов, которые по приведенной выше
классификации относят к внутренним аддитивным помехам Un(t), т.е. к таким, ко-
торые возникают в самой аппаратуре связи, а их влияние на сигнал (7С(/) определя-
ется оператором вида Uz(t) = <р[ ££(/); t7n(/)] ~ Uc(t) + Un(f). В отличие от мультипли-
кативных помех, воздействующих на сигнал по правилу U^(f) = L/c(0 • Un(t),
собственные шумы в линейных устройствах (трактах) можно анализировать неза-
висимо от сигнала, что существенно упрощает их расчет.
Собственные шумы — это электрические колебания, которые определяются
случайными электрическими процессами в элементах МСП, образующих ак-
тивные или пассивные резистивные цепи.
Собственные шумы включают в себя тепловые шумы в резисторах (возни-
кают благодаря беспорядочному движению свободных электронов) и флуктуа-
ционные шумы, возникающие в усилительных элементах. Движение электро-
нов в теле резистора вызывает хаотическое протекание тока, электрическая
энергия которого преобразуется в тепловую, что приводит к нагреванию резис-
тора. В свою очередь тепловая энергия из окружающей среды вызывает измене-
273
^ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
ние электрического тока в резисторе. В состоянии термодийамического равно-
весия, как показывают расчеты, действующее значение электродвижущей силы
ЕшЯ, возникающей на зажимах резистора, равно ;
... ^я = 4ЛТЯДА (9-1)
где к — постоянная Больцмана; к — 1,38 • 10-23 Дж/Гц • град; А/ — полоса час-
тот, в пределах которых определяется шум, Гц; Т — абсолютная температура
(по Кельвину).
7 - - ' к
Исходя из этого любое шумящее сопротивление можно представить в виде
соединения идеального нешумящего сопротивления и шумового генератора то-
ка /шЛ или напряжения ЕшЯ (рис. 9.1, а), причем ЕтЯ = [шЯ R. Если имеем дело
с комплексным сопротивлением Я +jX, то его мджно представить в виде
некоторого идеального нёшумящёго сопротивления и генератора шума (рис.
9.1, б),"причем необходимо учитывать, что реактивная составляющая сопротив-
ления Z шума не вносит, так что
E^ = 4kTRe(ZW=4kTR&f,
= 4-^ = 4АТДЯ?е( Д
Z2 Z2 \ZJ
К шумящим усилительным элементам относятся электронные лампы
и транзисторы. Шумы в электронной лампе проявляются как случайные изме-
нения (флуктуации) анодного тока. В триодах основной причиной флуктуации
анодного тока является эффект неравномерного испускания электронов като-
дом лампы (дробовой эффект). При теоретических расчетах удобно считать
триод нещумящим элементом, а флуктуации анодного тока принять обуслов-
ленными некоторым шумовым генератором с э д.с. £ш.л, включенным в сеточ-
ную цепь лампы (рис.9.1, в), причем
, Eln^4kTR^f, . : ' у,. , (9.2)
где Яш.л — эквивалентное шумовое сопротивление.
Рис. 9.1
274
9.1. Собственные шумы в каналах итрактахАСП
75 з
Для триода Лш.л «
где 5 '*= у21 — крутизна лампы. Величина Яшл мо-
жет считаться шумовым параметром лампы.
В многосеточных лампах (тетродах, пентодах и т.д.) на флуктуацию анод-
ного Тока, кроме дробового эффекта, влияет эффект токораспределения катод-
ного тока на ток управляющей, экранной, защитной и других сеток. Случай-
ный характер токораспределения увеличивает флуктуации анодного тока, что
можно учесть увеличением эквивалентного шумового сопротивления. По этой
причине /?ш л многосеточных ламп больше Яш л триодов.
Шумы в биполярных транзисторах (БТ) обусловлены дробовым эффектом
(флуктуации эмиттерного тока /э) и шумом Токораспределения (распределение
тока эмиттера на базовый и коллекторный). Источником шума в транзисторах
является также сопротивление базы (см. фйзйческую модель БТ на рис. 2.8).
Поэтому шумовая схема транзистора'выглядит, как показано на рис. 9.1, г. Ток
дробового шума любого источника^общем случае равен:
/^ = 2eW, (9.3)
где i = кб, кэ, эб; It — постоянная составляющая тока между данными зажима-
ми; е — заряд электрона.
Шумы в полевых транзисторах (ПТ) определяются так же, как для лампо-
вых триодов.
Для анализа линейных 1йумящих цепей в общем случае необходимо выпол-
нить следующие операции.
1. Реальный шумящий элемент цепи заменяют нешумящим, соединенным
с эквивалентным шумовым генератором (риС. 9.1).
2. Принимая во внимание, что цепь линейна, а шумовые генераторы явля-
ются источниками малого сигнала, полагают, что анализ подчинен законам те-
ории лйнейных электрических цепей. При этом все шумовые генераторы пере-
считывают в заданное место цепи. Учитывая взаимную зависимость или
независимость шумов, осуществлявуг сложение всех шумов в этом сече-
нии и находят суммарный шумовой ток (Напряжение). В это же место пересчи-
тывают и полезный сигнал. п
3. На основе расчета шума и полезного сигнала в нужном сечении подбира-
ют оптимальную структуру цепи таким образом, чтобы обеспечить максималь-
ное отношение сигнал/шум.
В частном случае, когда используется пассивная'шумящая линейная элек-
трическая цепь, она со стороны выбранных зажимов 1—1 Может быть пред-
ставлена в виде рис. 9.2, а, где Zn — выходное'сопротивление цепи со сторо-
ны зажимов 1—1,. = 4kTRe(Zi\)Af. Бели, например, в качестве линейной
электрической цепи рассматривается длинная линия (линия связи), согласо-
ванная на другом конце (сечение 2—2, рис. 9.2, б) на волновое сопротивление
Zb, то эквивалентная шумовая схема линии связи на основании вышеизло-
женного имеёт один и тот же вид независимо от длины линии. На основании
эквивалентной схемы нетрудно показать, Что, когда сопротивление нагрузки
275
• ' 9i ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-МРК
Ри<}. 9.2
линии RH равно Zb, мощность шума, отдаваемая в нагрузку, максимальна, не
зависит от величины Zb и равна
/ш.н.тах (9.4)
Это справедливо не только для длинной линий, но и для любой согласо-
ванной пассивной цепи.
Для расчета и подбора оптимальной цепи прохождения сигнала приходит-
ся по многу раз (особенно для сложных схем) пересчитывать источники шума
и полезного сигнала в нужное сечение. Поэтому общий метод анализа шумя-
щих цепей чаще применяется для сравнительно простых электрических схем.
Для оценки шумов сложных многокаскадных устройств целесообразно ввести
обобщенную оценку шумов, которую называют коэффициентом шума.
Коэффициент шума любого устройства (четырехполюсника) Дщ определя-
ется одним из приводимых ниже выражений;
ш
РщЕВЫХ ^Ш.Г^М + РШ.у.ВЫХ РШ.Г + Рш.у.вых /
Р Ш.гА-М Р Ш.Г-^М Р Ш.Г
_ ^>Ш-Г + ^UI.y.BX _ Рщ£вх __ | + Рщ.улх
Рщ.Г Р Ш.Г ' Р Ш.Г
(9.5)
где /’ш.у.вых, Рш.у вх — мощность собственных шумов четырехполюсника, пере-
считанная на выход или вход; Рш г — мощность шума генератора сигнала,
имеющего внутреннее сопротивление Яг; Км — коэффициент передачи четы-
рехполюсника по мощности; Рщхвых(вх)— полная мощность Шумов (от генерато-
ра и четырехполюсника), Иересчитаннай-'йа выход или вход. ; ; 7
Если устройство не вносит собственных шумов, то Рш.у = 0 и Дш = 1. Реаль-
но Дш > 1. Из (9.5) Дш можно записать также В виде
Д - -РщЕвых _ РЦЦВЫХ _ (^UlS / ^с)вых <
о Рщ.Т%м Рш.г/’с.ВМ^ / Рс;вх {РШ? / Рс}ви
Следовательно, Дш показывает, во сколько раз отношение сигнал/шум
(ОСШ) на входе линейного устройства больше, чем ОСШ на выходе. Коэффи-
циент шума как параметр имеет следующие преимущества:
1) удобен для характеристики линейных цепей любой сложности;
2) Дш легко определить экспериментально, притом имеются специальцые
измерительные приборы — измерители коэффициента шума; f ।
3) удобен при расчете многокаскадных схем.
276
9.1. Собственные шумы в каналах и трактах ДСП
Определим коэффици-
ент шума многокаскадной
схемы (рис. 9.3), в которой
имеется п каскадов, причем '
коэффициент шума Дщ/
и усиления по мощности
Kui каждого /-го каскада из-
вестны. Для определения
результирующих ДшХ и
Рис. 9.3
многокаскадной схемы пересчитываем шумы генератора и отдельных каскадов на
выход. Тогда суммарная мощность шумов на выходе равна
АиЕвых Рщ.г ' ^м! ‘ ’ ... • Кмп + Рш.у.1 • 13 ^Mi
1=1
’ , .-да. . л и '
^Рш.у.2 • ГГ^ - + U •
(=2
Здесь мощность шума Рш.у.1 отдельного f-го каскада,' пересчитанная на его
вход, в соответствии с (9.5) равна
^Ш.у./ - (Дш./ 1)^Ш.Г.<»
где Рш г ( — мощность шумов эквивалентного генератора сигнала, стоящего на
входе f-го каскада (в схеме рис. 9.3 сопротивление RT i этого генератора равно
выходному сопротивлению предшествующего (i — 1)-го каскада).
Тогда получим
=1 + (Дш1 -1) + ^^,^ш^ + ..: + А^.^гд
в ГТ V Лм1 “ш.г.1 ГТ С' 'ш.г.1
* ш.г " I 1 '’mi JI Лм/
В режиме согласования между к^с^гаДами на основании (9.4) Рт.т/= kTbf=
- const, тогда
,. ? Л“ * г V (’-6)
Л м1 Л м1 Л м2 ' • • • ' Л мл-
Из (9.6) следует: 1) наибольшее влияние на ДШ1 оказывает Дш первых каска-
дов; 2) необходимо, чтобы Дш1 стремился к минимальному значению, а —
к максимадьному, тогда Дш% = ДШ1 — минимально; 3) для пассивной цепи,
имеющей коэффициент передачи Дш.пц будет равен 1/Ам.Пц. Это следует
из того, что Дш.пц = о ^>ш,вых—, а при согласовании пассивной цепи на входе и вы-
' Ш.Г ' ^М.ПЦ ...
ходе имеем РШ вых =* Рш.т kT&f.
При построении многоканальных систем связи на входе промежуточно-
го усилительного пункта (обслуживаемого и необслуживаемого) ставится
277
ОРМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
частотно-завдсимая пассивная цепь, которая частично корректирует нерав-
номерностьчастотной характеристики затухания прилегающего участка ли-
нии связи. Тогда на основании (9.6) коэффициент шума усилительного
пункта (УП) равен
+ + (9.7)
J'M.nn ^М.ПЦ ^М.ПЦ
Так как Ам.Пц < 1, то ДшХ > Дш.у.ь поэтому на входе целесообразно использо-
вать простые пассивные цепи. Требуемую частотную характеристику УП обес-
печивают за счет частотно-зависимых цепей, расположенных после первого
усилительного каскада.
9.1.2. Помехозащищенность линейного тракта
. > от собственных шумов .
•' ' • .'/IZ ’ ! •• ' f -
Пусть имеем линейный тракт (рис. 9.4, а), диаграмма уровней которого на
частоте f приведена на рис. 9.4, б. Мощность шума на входе z-ro участка опреде-
ляется шумами участка линии связи и собственными шумами усилительного
пункта (УП), пересчитанными на вход:
Plll.i "“Рщ.л + Рш.у.1~ Рш.Л Д111.1, (9.8)
где/’ш.л — собственные шумы линии;— собственные шумы z-ro усилителя,
пересчитанные на вход; Дш.(- коэффициент шума z-ro УП.
Определим из (9,8) уровень шума на входе z-го участка Дц, = 101g-—= />шл +
1 мВт
+ Ю^(ДШ.() = ршл + dmj и пересчитаем этот уровень на выход тракта, где уровень
сигнала равен рвых.т (для удобства расчетов примем />ВЫх.т = 0 дБм). Тогда получим
Pui.i.O ~ Рш.1 + (Рвых.т “ Pwc.i) ~Рш.л + ^ui.i Ры.Ь
гДеРъхл— уровень сигнала на входе z-ro усилителя, определяемый из диаграммы
уровней (рис. 9.4, б).
Рис. 9.4
278
9,1. Собственные шумы в каналах и трактах АСП
Шумы различных УП некоррелированы, поэтому мощность и уровень
мощности суммарного шума на выходе тракта определяются по аналогии с (1.7)
в виде i.
Л л
•^шхо “ y.decCO^Pmjp) — У dec(0,1 (Рш.л 4 4u.i Psx.i))>
/=1 /=1
Ршхо=1О1ё^-,дБм. (9.9)
1 мВт
В (9.9) рш.л не зависит от /; dmi можно принять одинаковым в отдельных
УП. Из выражения (9.9) можно сделать следующие выводы: 1) наибольший
вклад в Рш10 вносят те УП, которые имеют малый уровень сигнала на входе;
2) чем ближе диаграмма уровней (Приближается к ршл (см. рис. 9.4, б), тем
бодыце Рш10; 3) для того чтобыРщ^обыло минимальным, необходимо, чтобы
при неизменном числе УП диаграмма уровней была равномерна, а расстоя-
ния между УП одинаковы. При рвх;; * const из (9.9) получим
Лито “ нбес0,1(ршл + 4и-рвх), мВт;
Ршхо = Ршл + Рвх + 101g«> ДБм.
Защищенность от собственных шумов линейного тракта определится как
Лд: = Рвых.т ~ Ршхо = 0 - 10ig= рвх - рш.л - 4„ - lOign.
1 мВт
Учтем, что pMj = рвых.( - = Рвых., - а,-, где 5, — усиление /-го УП, at — зату-
хание прилегающего участка линии связи, и положим, что г = at = S' - а =
= const, рвых / = р = const. Тогда
4uS=P_fl“(PmJi + 4u)“ 101g«- (9.И)
Представим а = al, п — L/1, где а — километрическое затухание, дБ/км, L —
полная длина линии, I — длина участил, и подставим в (9.11):
>1ш£ = р-а/-(Рш.л + ^ш)-10^(Р//). (9.12)
Построим зависимость = <р(/) и определим I = /опт, при котором ЛшХ
принимает максимальное значение (рис. 9.5). Для этого возьмем производную
от (9.12) по / и приравняем ее к нулю: = 0. Тогда
al
1 _ Допт
‘ОПТ-------
а
10 ... 10
а In 10’ a°nT In 10
= 4,35 дБ;
иопт ~ L/lom = aZlnl0/10 = 0,23а£. (9.13)
Максимально возможное значение защищенности ЛшХтах, получаемое при
оптимальной длине усилительного участка /опт, на оснбвании (9.12), (9.13) равно
AnSmax = Р 4 2 (Рш.Л 4" 4и) lOlgaZ. (9.14)
279
'-A WMEXH В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
।
Мощность шума линии в полосе частот;телефонного канала определяется
из (9.4) и равна Рш л = 1,38 • 10~23 • 293(3400**- 300) а 1,25 • 10~14 мВт, соответ*
ственно рш л = 101g —= -139 дБм. Подставляя параметры р, рш.л, </ш, а£, кб-
1 мВт
торые типичны для современных многоканальных систем передачи по коа-
ксиальному кабелю (р = — 10 дБм, dm г 10 дБ, a = 7 дБ/км, L = 2500 км),
получим Аистах = 80 дБ. Как показано в параграфе 9.7, для высококачественной
телефонной связи при указанных параметрах достаточно обеспечить защищен-
ность ДшХ не хуже 50 дБ, Следовательно, максимально возможное значение
Л^тах, получаемое при I = /опт, значительно больше, чем допустимое для высо-
кокачественной связи значение ЛшХдоп. Значение = ЛшХдоп можно получить
при 1= /доп > /опт, которое* определяется из (9-12) графоаналитическим расчетом
(рис. 9.5). Получаемое при этом увеличение длинь! усилительного участка при-
ведет, очевидно, к упрощению и удешевлению линейного тракта.
Защищенность можно увеличить за счет возрастания р [см. (9.12)], т.е.
за счет подъема всей диаграммы уровней вверх, однако рост р, как будет пока-
зано далее, ограничивается возрастанием уровня нелинейных помех. Из (9.12)
следует также, что, хотя уровень шума линий в полосе пропускания каждого те-
лефонного канала одинаков (рш л = const), защищенность сигналов, передавае-
мых в области верхних и нижних частот линейного спектра, оказывается су-
щественно разной. Частотная зависимость ЛшХ = <р(/) является нежелательным
эффектом, который необходимо по возможности уменьшить. Если выходной
уровень сигнала для всех каналов в линейном спектре одинаков, р p(f) =
= const, то тогда диаграммы уровней для каналов, передаваемых вблизи верх-
ней частоты /в линейного спектра и нижней частоты^,, будут иметь вид, пред-
ставленный на рис. 9.6.
Рис. 9.5 Рис. 9.6
Минимальная разница между уровнями сигнала и шума будет на входе УП
(рис. 9.6). Для верхнего канала эта разница меньше, чем для нижнего, следова-
тельно, защищенность от собственных шумов в верхнем канале ДшХ(/в) будет
меньше, чем в нижнем ЯшХ(/н).
Если принять, что коэффициент шума УП частотно-независим (dw = dll!(f) =
= const), то на основании (9.12) получим неравномерность Лш1 в линейном
спектре: '
= ^шхС/н) ДлхС/в) = ° (/в) аС/н) = &а-
280
9.1. Собственные шумы в каналах и трахгах АСП
Обычно разница затуханий участка линии связи на верхней и нижней час-
тотах равна 30—35 дБ. Тогда мощность шума для верхних и нижних каналов ли-
нейного сигнала отличается в 1000, раз. При этом, если выполняется норма
для верхних каналов, запас для нижних каналов оказывается слишком
большим. , ;
Каким путем можно добиться примерно одинаковой защищенности на
верхних и нижних частотах? На основании (9.12) возможны несколько путей.
Первый — за счет использования частотной зависимости коэффициента шума
= ф(/)- При этом УП строится по схеме рис. 9.7, а, где блок 7 — частотно-за-
висимая пассивная цепь с затуханием апц(/), блок 2 — усилитель с усилением
5(/). Для такого варианта
.. п
. Лм.пц1/1 .
гДе am{f) - ~101gKM „„(/), дБ; dy = 101g^y — частотно-независимый коэффици-
ент шума усилителя 2
Тогда при р = const [см. (9.12)]
ДЛцД ~ ^ШхС/н) — ^шгС/в) — О(/в) ~ о(/и) ^ПцС/в) ДпцС/и) —
В принципе, если Дапц <0 и |Дапц| - Да, то ДАш1 = 0 и задача решена. Одна-
ко фактически входную цепь с такими параметрами использовать нецелесооб-
разно по Следующим причинам: 1) приходится существенно увеличивать усиле-
ние последующих каскадов в УП, которые компенсируют затухание линии
связи и входной цепи: S(f) = a(f) + 2) происходит существенное снижен
ние защищенности Лш2 для верхнего канала (см. рис. 9.7, в, где приведены два
варианта вхрдной цепи — с большой неравномерностью затухания в полосе
частот а'ц и малой а[щ, при этом для характеристики Дщ соответственно и
большее значение на верхней частоте аЛц.в = «пц(/= А))-
Рис. 9.7
Поэтому, как правило, берется |Дапц | < |Да|, т.е. производится только час-
тичная компенсация неравномерности Лш2 в диапазоне частот, причем стара-
ются обеспечить апи(/в) = 0 (см. рис. 9.7, б).
...- ь '
281
ф ПОМЕХИ в линейном ТРАКТЕ асп-чрк
Второй путь уменьшения неравномерности ДЛш2 и увеличения Лш2 — за
счет введения предыскажения уровней почаетоте. С этой целью на входе ли-
нейного тракта (выходе оконечного пункта;передачи ОП|) включают Корректор
предыскажений КОР1; а на выходе последнего усилительного пункта УП„, со-
вмещенного с оконечным пунктом приема ОП2, — восстанавливающий кбр-
ректор КОР2 (рис. 9.8, а). Коэффициенты передачи корректоров Ki(f) и K2(f)
подбирают так, что
= const для/е [/н,Л], причем ^,(/в) > К,(/н).
' Тогда диаграмма уровней в линейном тракте примет вид, показанный на
рис. 9.8, б, где рв = p(fB) и р„. = р(/н) — уровни сигнала в верхнем и нижнем
каналах на выходе УП, ро = const — уровень сигналов во всех, каналах до
предыскажающего и после восстанавливающего корректоров. Частотная за-
висимость уроЬней сигналов отдельны^ каналов p(f) на выходе УП при вве-
дении предыскажений показана на рис? 9.8, в (сплошная кривая 2). Величи-
на Др = p(fB) — p(fH) = рв - р№ называется перекосом уровней. При Др = О (при
отсутствии предыскажений) имеем p(j) — р — const (пунктирная кривая 7 на
рис. 9.8, в). При одновременном использовании рассмотренных выше мер
(путей) получим
ЛМ = ptf) -0(f)- Ршл - 4п.у - дпц(7) - ioig(Z//) =
= Р(Л “ a{f) - рш.л “ dm{f) - lOlgw;
ДАш1 = |Да|-|Дапц|-Др. (9.15)
282
9i2. Защищенность от помех нелинейного Происхождения
Видно, что предыскажение уровней позволяет и уменьшить неравномерность
защищенности Лщ1 для разных каналов, и увеличить ее значение на верхней час-
тоте, Поэтому практически во всех многоканальных системах применяют одно-
временно ;и перекос уровней Др, и. пассивную частотно-избирательную цепь на
входе УП. Возрастание Др ограничено увеличением уровня нелинейных про-
дуктов в линейном тракте (см. параграф 9.2), в связи с, чем Др, как правило, не
превышает 10—15 дБ. Отметим, что предыскажение уровней как способ повыше-
ния защищенности от собственных шумов широко применяется также при пере-
даче сигналов телевидения, в радиорелейных и спутниковых системах связи, в сис-
темах магнитной записи и т.п.
Дополнительное выравнивание защищенностей в отдельных каналах ТЧ
можно обеспечить за счет организационных мер: в пунктах транзита группа ка-
налов, которые на предыдущем участке магистрали передавались в верхней об-
ласти линейного спектра частот (Л(РЧ), на последующих участках передают
в нижней области ЛСЧ, где, как видно из рис. 9.8, б, уровень шумов меньше.
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
9.2.1. Нелинейные искажения в канале передачи
Вследствие нелинейности амплитудных (АХ) или мгновенных динами-
ческих характеристик (МДХ) каскадов, участвующих в процессе передачи
индивидуального или группового сигнала, на выходе этих каскадов возника-.
ют новые гармонические составляющие сигнала, которые отсутствовали на
входе. Эти составляющие называют продуктами нелинейности. Если они свя-
заны с сигналом посредством детерминированной функциональной зависимос-
ти, то такие продукты называют нелинейными искажениями. Нелинейные
искажения характерны для индивидуальных каналов. При наличии хотя бы
слабой случайной зависимости между сигналом й нелинейным продуктом
последний называют нелинейной помехой. Нелинейные помехи характерны
для групповых трактов.
Нелинейность АХ проявляется в нелинейной зависимости амплитуды сигна-
ла на выходе каскада от амплитуды на входе, нелинейность МДХ — в нелинейной
зависимости мгновенного значения напряжения на выходе 6вых(0 от мгновенного
значения напряжения на входе (^(Г): ДвыхСО * k = const. Обычно-МДХ ус-
тройства аппроксимируется полиНомом не выше третьей степени, т.е. 5
с4ых(о=£с,^(о, • (9.16)
- ' , . fc=l
где Ск — постоянные вещественные коэффициенты.
' ’ /
Если i/BX(t) = i/M BXcoseJ/, то, подставляя в (9.16), получим
3 '3 •
^вых(0 = y^.Cfc(^M.Bx cosmQ = cosfccot, (9.17)
bi : м
где Uuk — амплитуда к-й гармоники частоты на выходе, определяемая из выра-
жения
283
Ф1 ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
у (9.18)
Из (9.17) видно, что в спектре выходного сигнала появились новые гармо-
ники, отсутствовавшие на входе. Для оценки относительного «веса» £-й гармо-
ники используют два понятия: коэффициент нелинейных искажений по £-й
и
гармонике = —т^-, где UM 1 — амплитуда первой (основной) гармоники на вы-
U М1
ходе, и затухание нелинейности по £-й гармонике (см. параграф 1.4). Ис-
пользуя (9.18), получим
— 1Л-0.05а*г _ zn iq\
Г 1 •
A’ '< i . v * - z / ; '
Из (9.19) видно, что К2т растет пропорционально первой степени напряже-
ния входного (выходного) сигнала, а К3т — пропорционально второй степени.
Следовательно, относительный «вес» продуктов нелинейности быстро растет
с ростом уровня входного сигнала. Умножим числитель и знаменатель в (9.19)
на величину (7м7э, где (7М.Э — амплитуда эталонного напряжения, развивающего
на эталонном сопротивлении Л, эталонную мощность 1 мВт ((7„,э/ 2Л, = 1 мВт).
Тогда . ч
aJtr₽-201gXAr=-201g^f-201g UpiL -а^-(^-1)А (9.20)
2 С] А м.э J
где р — уровень основной гармоники на выходе; вы — затухание нелинейности
по fc-й гармонике при выходном уровне сигнала, равном нулю (или при ампли-
туде выходного напряжения, равной UUJ).
Зависимость затухания нелинейности от
уровня сигнала Приведена на рис. 9.9. Если срав-
нивать затухание для различных гармоник i nJ, то
при i >/имеем > ам. С уменьшением номера
гармоники: уменьшается и наклон характеристи-
ки. Такая зависимость справедлива до некоторо-
го порогового уровня рпор, начиная с которого за-
тухание Нелинейности падает с ростом уровня
сигнала более резко.
При экспериментальном определении на выходе испытуемого устрой-
ства измеряют селективным измерителем уровня уровень основной гармоники
р и уровень fc-й гармоники р^. Тогда «ц-= р — р^..
При больших значениях могут возникнуть затруднения с измерением ма-
лых уровней pkt. В этомслучае целесообразно использовать многосигнальный метод
измерения. Для измерения ц2г и «зг достаточно подать на вход устройства две час-
1
284
9:2. Защищенность от помех нелинейного Происхождения
тоты a>i и со2. Тогда, представляя UBX(fy = UUBX(cosa>it + cosa>20 и подставляя в (9.16),
получим на выходе устройства значения комбинационных частот 2-го порядка
(ок2 = <01 ± «2 и 3-го порядка <о« = 2а>1 ± <о3, 2а>2 ± ®i с амплитудами:
> = иик3 = ^-С3и3илх. (9.21).
4
Сравнивая (9.21) с (9.18), нетрудно получить
Р2т ~ Рк2 = 201g^_ = -6; = 201g-^—- = -9,5.
U мк2 - и мкЗ
Видно, что уровни комбинационных продуктов рк2, рк3 больше уровней со-
ответствующих гармоник Р2Г, р3т на 6 и 9,5 дБ, что существенно при измерени-
ях. Зная уровень основного продукта на частоте М) или и уровень нелиней-
ного продукта на комбинационной частоте и озкз, нетрудно определить
; а2гвр-Лй + ^‘,0згвР"Ли + 9>5-
Нелинейное продукты в канале передачи обусловлены только самим инди-
видуальным (абонентским) сигналом и характеризуют нелинейные искажения
этого сигнала.
9.2.2. Нелинейные продукты в групповом тракте
Пусть МДХ какого-либо устройства группового (линейного) тракта имеет вид
(9.16), Подадим на вход устройства групповой сигнал, содержащий У канальных
сигналов - 1, 2,..., N. Каждый из них заменим для упрощения синусои-
дальным сигналом с частотой со, = 2nfj, которая равна средней частоте у-го канала
в групповом (линейном) спектре частот. Тогда fj e/i + (/ — 1)4, кГц, и
N N
^вхг(О ~ У.^вх/0 = У ^м.в\/СО5(0/Л
J=1 J=1 .
где UM VXj — амплитуда сигнала у-го канала на входе устройства.
При этом на выходе устройства получим сигнал, спектр которого обогащен
нелинейными продуктами, т.е., кроме исходных частот соу, будут дополнитель-
ные частоты. Представим выходной сигнал в виде
' .. • ль ....
. ^4ых(0 ~ У.'^ма COSfflJ,
. «О' , /1 о: . \
где Uua означает амплитуду колебаниям частотой ша, a Na — число таких воз-
можных частот. И:
Значения возможных частот <во, их амплитуд t4,o, а также число Na про-
дуктов одного вида определяют путем непосредственной подстановки
в (9.16) и использования элементарных тригонометрических преобра-
зований (табл. 9.1).
285
' 9, ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Из табл. 9.1 видно, что, кроме исходных частот aj, на выходе возникают
вторые и третьи гармоники исходных частот и их комбинации. Максимально
возможное количество таких гармоник иДН комбинаций Na определяется путем
расчета числа сочетаний CnN из TVno п и учетом возможности сложения или вы-
( „ NI А
читания частот С V =—=——-----I
L N (N-n)!n!j
К нелинейным продуктам второго порядка относят вторые гармоники исход-
ных частот 2(0, и комбинационные частоты вида ±го, ± со,, 1 <J< N, 1 < /< N, i*j.
Таблица9.1
Основные параметры выходного сигнала
«а . -
N
2сву - N /
3<В/
СВ/ ± СВ/ MJV- 1)
2о>у ± и/ 2N(N- 1)
± СВу ± СО/ ± фк з 2^3 ^ы.вх/^и.ю1^млхк MAT- 1)(7V—2)
К нелинейным продуктам третьего порядка относятся третьи гармоники 3®7-
и комбинации частот вида 2со7 ± <о, и ± aj ± со, ± со*, где j, i, k е [1, JV],. i * j * k.
В задачи анализа нелинейных продуктов группового тракта входит:
1) определение области частот, занимаемой нелинейными продуктами со-
ответствующего порядка;
2) определение мощностей нелинейных продуктов;
3) нахождение закона распределения нелинейных продуктов в диапазоне
частот группового тракта; У
4) определение особенностей накопления нелинейных продуктов второго и
третьего порядка в линейном тракте. ’
Диапазон частот, занимаемый нелинейными продуктами, определим,
используя табл. 9.1. Результаты расчету представим на рис. 9.10, где обозна-
чены: Skr — спектр ктй гармоники частоты «у, k =* 1, 2, 3; Sy — спектр комби-
наций вида <Oj ± со,; Sy] — спектр комбинаций вида 2аj ± со,; Sjik — спектр ком-
бинаций со7 ± со,- ± ак , где j, i, к е [1, ЛЪТн./в — граничные частоты спектра
входного группового сигнала. Отметим, что Для спектров Sy, и SJik, у которых
получается (2/н -/в) < 0, нижнюю границу спектра принимают равной нулю.
На рис. 9.10 спектры суммарных и разностных комбинационных продуктов
одного порядка показаны не пересекающимися друг с другом только для на-
глядности. Возможность неперёсечения спектров для нелинейных продуктов
второго порядка реализуется при условииУй < 3fw а третьего порядка — при^ < 2fe.
286
9.2, Защищенность от помех нелинейного происхождения
Практически более важной задачей да-
дается такой выбор частот Л, АиРРИ йг
котором нелинейные продукты второго,
и третьего порядка не попадают в по- t s2r
лосу основных частот/й * Л-Для нели-
нейных продуктов второго порядка это _
имеет место при выполнении условий SV
(см. рис. 9.10): (4 -/„) </н12/н >А, кото-
рые сводятся к одному: — < 2. Для не-
%
^Зг
линейных продуктов третьего порядка
указанная задача не Имеет решения,
т.е. при любом выборе частот/н + /в не-
линейные продукты третьего порядка
попадают в спектр основных частот.
f
Условие — < 2 учитывается при
24
(Г.-Л) 24 24
И—-=л-
(2/н-Л)(2/в-/н) 3/в 34 f
3f*
(fj+fi-fi)
^jik
К
Рис. 9.10
выборе полосы частот стандартных
первичной, вторичной и четверичной
групп (ПГ, ВГ и ЧГ). При выборе линейного спектра частот МСП выполнить
это условие без ущерба для других показателей системы передачи не удается,
поэтому оно не реализуется. Очевидно, в этом случае в полосу линейного
спектра частот попадают все виды нелинейных продуктов.
Мощности нелинейных продуктов определим, используя табл. 9.1. Предвари-
тельно определим мощность первой гармоники частоты ш7 на выходе устройства:
’ U2, (Схиы^)2 тт1 Рц2К
Л • откда -7Г-
/л Ztix.
(9.22)
Мощность второй гармоники частоты й, на выходе устройства с учетом
табл. 9.1 и (9,22) равна
' _Ulj _(0,5C2^)2 Pi2C22P б
21 ~ 2R ' S2R. 2С,4 ' , 'У
Умножим и разделим это выражение на t/2 3, учтем, что t/^,3 / 2R =’’1 мВт, и,
используя формулу (9.20), получим окончательно
р _ pi '-2 м м.э _ р2 C3U\
ACi • 1 мВт
2 cju2.3
м.э
* . '.. : p
I, =Pj(lO-°’05^0)2 =PiJ10’°’lfl2r0.. (9.23)
< 2Ci J
г/ U -
Для 3-й гармоники P3J =U3j I 2Л/йли с учетом (9.22), (9.20)
A2
M-3. =Р13.1О-о’1язгО.
4C? J . °
р „ рЗ f ^зУм;
(9.24)
287
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Мощность к-й гармоники частоты и, определяется аналогично:
Pig =^510-0’1ч*г0-
Мощность комбинационных продуктов второго порядка, используя табл. 9.1,
выражения (9.22) и (9.20), определяем в виде .
Р = (^Z^m.bx/^m.bxi) _ Uu.wyCl Цм.ъх^! _
* 2Я 2R ~ 2R 2R ’ C?U*.3
Аналогично можно определить мощность комбинаций 2Ji и jik.
Р2;/=9Pi;410^la3r^ ^аЗбРьДуР^Ю'0’1^0. (9.26)
. < 1 Н' >Т-
Сравнивая (9.23) и (9.25), а также (9.24) и (9.26), видим, что мощность ком-
бинационных продуктов существенно больше, чем соответствующие мощности
второй и третьей гармоник. Формулы (9.22)—(9.26). пригодны также для расчета
нелинейных искажений в канале передачи.
Определим суммарную мощность А-канального, группового сигнала, пола-
гая, что канальные сигналы между собой некоррелированы и мощности основ-
ных гармоник отдельных каналов равны: Р17 = Р1( = Р(; j, i е [1, А]. Тогда сум-
марная мощность основных Гармоник на выходе устройства Pjx = Р£ = ~
. ' .7=1
= N-Рь Соответственно Р( = Ps /N.
Для расчета суммарной мощности нелинейных продуктов второго порядка
Рн.2.х необходимо просуммировать мощности всех комбинационных частот.
Pji и вторых гармоник Рц. Учитывая число комбинационных частот и гармоник
(табл. 9.1), а также (9.23), (9.25), получим
4.2.1 = А-4 + А(А-1)Р;,
\2 / D
(9.27)
Таким образом, суммарная мощность нелинейных продуктов второго по-
рядка при большом “А полностью определяется комбинационными продуктами
второго порядка. . , ч
Аналогично определяем суммарную мощность нелинейных продуктов
третьего порядка Рн.а Е:
I ' . я о ’
4з.1 = N-4+ 2А(А- 1)4 + ±N(N- 1)(А - 2)РЛ =
= 1О-о.1<»3гО(4) [ЛГ+18А(А-1) + 24А(А-1)(А-2)] = 24Р110'°’1озг0. (9.28)
к А У
288
9,2, Защищенность от помех Нелинейного происхождения
Следовательно, при большом УУ суммарная мощность нелинейных продук-
тов третьего порядка в основном определяется комбинационными продуктами
типа jik (сокомб - ± со; ± о/ ± j, i, к е [1, УУ]).
Накопление нелинейных помех в групповом тракте рассмотрим на примере
линейного тракта, состоящего из последовательно соединенных усилительных
пунктов (УП) и участков линии связи (ЛС).(см: рис. 9.11, а). В первом прибли-
жении положим, что УП можно представить в виде последовательного соеди-
нения двух блоков, из которых первый — корректор — представляет собой ли-
нейное устройство, Корректирующее неравномерность затухания участка
линии связи в диапазоне линейного спектра частот, а второй блок — усилитель —
представляет собой, безынерционное частотно-независимое устройство, обла-
дающее некоторой нелинейностью и обеспечивающее усиление группового
сигнала до необходимого уровня. Тогда последовательно соединенные участок
ЛС и корректор можно заменить линейным четырехполюсником 1—2, ком-
плексный коэффициент передачи которого ЛиС/®) имеет вид
^пО) “ ^i2(ffl)expQcp(co)) = Koexp(J(b + сот)).
Здесь Kq — модуль коэффициента передачи, который частотно-независим;
т — групповое время задержки, одинаковое для веек частот. Четырехполюсник
с такой характеристикой не вносит никаких искажений в передаваемый сигнал,
он только изменяет размах сигнала в Kq раз и задерживает его на время т.
В точке 1 выходной сигнал Ui(t) можно представить в виде суммы основ-
ных гармоник с частотами ш; и -нелинейных продуктов, обусловленных первым
УП, с частотами шК0Мбопределенными в табл. 9.1:
N ^Чсомб
C^t(r) ^*l, Uм.1 СО8(В/Г ~Ь Uм комб/СОвСОкомб.।
М '='
где — число комбинационных продуктов определенного вида (см. табл. 9.1).
10 Зак. 1600
289
, 9- ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
В точке 2 сигнал не приобретает дополнительных комбинационных состав-
ляющих, так как четырехполюсник 1—2 считается линейным. При этом все
составляющие сигнала Ui(f) усиливаются в раз и приобретают соответствую-
щий фазовый сдвиг,
N ^комб
£^(0 UM.iCOSfCD,/ 4* Ь + СОут) 4* Kq У, Um.komSi COS(COkom6,/ 4" Ь + СОком5,т).
; /«1, f
При равномерной диаграмме уровней в линейном тракте, когда уровни
сигнала на выходах ,УП одинаковы, усилитель должен иметь коэффициент уси-
ления, равный Вследствие безынерционное™ он не должен -вносить до-
ле 1
:• - - - ' . ; л/ ; 1 •
полнительных фазовых сдвигов. Тогда в точ^е 3 получим усиленный в —— раз
сигнал £4(6 и, кроме того, нелинейные продукты £7комб(0, обусловленные не-
линейностью второго усилителя и зависящие от уровня основного сигнала на
его входе. Нелинейные продукты £/комб (0 определяются основными гармоника-
ми, пришедшими на вход усилителя с дополнительным фазовым сдвигом, рав-
ным (Ь 4- соуг). Тогда комбинационный продукт второго порядка, созданный
вторым усилителем, будет определяться выражением
Uy(t) = C^cos[(<d/ 4- b 4- cayr) ± (со/ 4- b 4- = £7^,усо8(й>у,/ 4- ayt 4- b£b),
- 1 \
где U'M.y ~ амплитуда комбинационного продукта, ссу, = cdkom6.
Для комбинационных продуктов третьего порядка Получим аналогично:
£^2у (0 = £/м2у СО8[2(ш/4-ft 4-аут) ± (со,/4-/> 4-со,т)] =
= 17м2(/С08(й)2у + <О2у,т 4- 2b± 2>j; ayi = 2cd7 ± со,;
Uyk(f) - U'M.ijkCOS^tojt 4- <oji 4- b) ± (<£>jt 4- со,т 4- b) ±
± (akt 4- akx 4- 6)] = (Z^pos^r 4- соу^т 4- b ± b + b),
G>jik- aj ± co,-i co*. 1 •
Поскольку уровни основных гармоник; на выходах первого и второго УП
равны, то будут равны и амплитуды соответствующих комбинационных про-
дуктов, возникших в этих УП. Результирующий сигнал £73(/) на выходе усилите-
ля второго УП будет равен ' - ~
U3(t) 4- ^комб(0 *= LtfMjCOS(CD/ 4- b 4- CDyT) 4-
А° ... /=•
+ Д ££м./<[со8(<оу + b 4- coy/t) 4- COs(cOy,Z 4- сОу,т 4- b ± £>)] 4-
290
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
Kjl .
+ 2^ UM2Ji [COS(<»2/X + Ь + City/t) + COS(a>2j;T + toyfi + 2b ± Z>)1 +
&
+ E + coy/fcT + b) + cos(ujikt + <ssjikx + b + b + b)].
Здесь Njb Nyh Njiic — число комбинационных продуктов соответствующего
вида. Из этого выражения видно, что сложение комбинационных продуктов,
образованных в разных УП и пришедших на выход последнего УП (в нашем
случае мы ограничились всего двумя УП), происходит по-разному. Комбина-
ционные продукты второго Порядка одной частоты складываются с некоторым
фазовым сдвигом фд = +Ь, комбинационные продукты третьего порядка — с фа-
зовым сдвигом ф2у/ = b ± b и фу^ = i ± А для соответствующей комбинации. Ука-
занное обстоятельство иллюстрируется рис. 9.11, б, в, г, д, е, ж, где сложение
комбинационных продуктов разных УП производится в векторной форме
(пунктиром обозначен вектор суммы накопленных нелинейных продуктов)/
Из рис. 9.11 видно, что наиболее интенсивно происходит накопление нели-
нейных продуктов вйда (2соу — соу) и (со,- + со, - <як)для которых фазовый сдвиг
между напряжениями нелинейных продуктов, пришедших с разных УП, равен
нулю (см. рис. 9.11, д, ж). Такие продукты называются нелинейными Продукта-
ми третьего порядка первого рода, Остальные комбинации, для которых сложе-
ние напряжений происходит с фаздвым сдвигом, отличным от нуля (см. рис. 9.11,
б, в, г, е), называются соответственно нелинейными продуктами второго по-
рядка и третьего порядка второго рода.
Нелинейные продукты первого рода складываются алгебраически, т.е. их
сумма равна С7нЛр5: = £tfH.iP/> PH.iPs + ^h.ips> где л —число УП; U„Api и РнЛр,- -
<=1
соответственно амплитуда напряжения и мощность нелинейного продукта перво-
го рода одного УП. Если диаграмма уровней равномерна, то 17H.iw ~ const = UHЛр,
PH.ip, = const = Рн.1р и
^h.ipi 3 n^H.iPi Ph.ips ~ и2Рн.1Р- (9.29)
Напряжения нелинейных продуктов второго рода складываются векгорно
(с учетом фазового сдвига). При таком геометрическом сложении суммарное нап-
ряжение нелинейного продукта второго рода t7H.2Ps может быть выражено в виде
Л . ! . . .
^н.2Рх = где Ц».2Р/ амплитуда напряжения нелинейного продукта вто-
рого рода /-го УП, п — число УП. Учитывая известную зависимость между на-
пряжением £7н.2Рх и мощностью нелинейного продукта второго рода Рн.2Рх, для
равномерной диаграммы уровней, когда PH,2pj = const =? Рн 2р,> получим
Рн.2Рх = пРИ.2р- - (9-30)
Сравнивая (9.29) и (9.30), видим, что накопление мощности нелинейных
продуктов первого рода с увеличением длины линии связи (с увеличением чис-
291
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
ла УЦ) происходит значительно интенсивнее, чем нелинейных продуктов вто-
рого рода.
Измерения, проведенные на действующих магистралях, показали, что
формула (9.30) правильно отражает процесс накопления мощности нелиней-
ных продуктов второго рода, тогда как формула (9.29) оказывается справед-
ливой только для небольших длин однородного линейного тракта, когда
число однотйпных НУП не превышает 10—15 [11, 16]. При больших длинах
линейного тракта (при большом числе л) формула, (9,29) дает завышенный
результат. Такое различие объясняется тем, что при расчете накопления не-
линейных продуктов участок 1—2 линейного тракта (см. рис. 9.11, о) заме-
нялся идеальной минимально-фазовой линейной цепью с постоянной АЧХ
и линейной ФЧХ. Реальные участки не удовлетворяют этому требованию,
что заставляет ставить на всех ОУП, а в системах передачи с числом каналов
более 300 и на некоторых НУП (так называемых корректирующих НУП, или
НУП-К) специальные магистральные (подчйсточнйе) корректоры АЧХ
(см. параграф 10.2). Эти корректоры представляют собой неминималь-
но-фазовые цепи с нелинейной ФЧХ, причем формы ФЧХ разных корректо-
ров могут значительно отличаться друг от друга. При прохождении через кор-
ректор напряжение суммарного нелинейного продукта приобретает значи-
тельный фазовый сдвиг, который может случайным Образом меняться. Это
заставляет считать, что результирующая мощность нелинейных продуктов пер-
вого рода, полученная на ряде секций НУП-К ч- НУП-К (или ОУП ч- НУП-К),
равна сумме мощностей нелинейных продуктов отдельных секций. Следова-
тельно, в Линейном тракте, содержащем д секций коррекции, в каждой из
которых имеется Лу НУП, результирующая мощность нелинейных продуктов
третьего порядка первого рода будет равна
Л.1РХ ~ / . nj ^H.lp ~ nJ
J*' ' J=i
Здесь принято, что диаграмма уровней в линейном тракте, насчитывающем
N=^nj усилительных пунктов, равномерна; При одинаковом числе НУП на
/=1
секциях коррекции имеем «у = const = Пк и N - qnk- Соответственно
> Ai.ips,= Япк ^нЛр — НпкРн.\р- (9.31)
Принципиально можно подучить еще меныцбе значение PH.ips> если в пунк-
тах коррекции установить дополнительно искажающие фазовые корректоры
(ИФК) [11], имеющие равномерную АЧХ и нелинейную ФЧХ, которая подби-
рается таким образом, чтобы фазы суммарных напряжений нелинейных про-
дуктов соседних секций оказались бы близкими к л. Выполнить это условие во
всем диапазоне лцнейного спектра частот не представляется возможным, по-
этому оптимизация ФЧХ ИФК производится из условия минимума суммарной'
мощности нелинейных продуктов в полосе линейного спектра. ИФК использу-
ют в системах передачи типа К-10800.
292
9.2. Защищенность ot помех нелинейного происхождения
9.2.3. Распределение нелинейных продуктов
в диапазоне частот
При определении спектральной плотности мощности (энергетического
спектра) нелинейных продуктов предполагается, что многоканальный сигнал
представляет собой сумму независимых отдельных сигналов. Каждый йз них
может быть рассмотрен как некоторый случайный сигнал, При этом групповой
сигнал "имеет нормальный закон распределения мгновенных значений. Тогда
спектральная плотность многоканального сигнала G(f) и его корреляционная
функция 5(т) сВязайы'между собой преобразованием Фурье (см. параграф 1.3,
формулы (1.12), (1.13)). Для группового сигнала, проходящего через нелиней-
ное устройство, задача определения энергетического спектра сигнала на выходе
Свых(/) Решается в НоследОвательЙбстй: В^(*У-+Ввых(х).й^х(/), т.е.
сначала по известному энергетическому спектру сигнала на вдеде, (?w(/), ис-
пользуя, (1.13), находим Двх(т), затем определяем корреляционную функцию
выходного сигнала Лвых(т) и, наконец, обратным преобразованием Фурье [с по-
мощью (1.12)J находим <7ВЫХ(/). 1
Корреляционная функция безынерционного четырехполюсника с МДХ
вида (9.16) определяется в виде /
+ + (9.32)
Зная корреляционную функцию на выходе, находим спектральную плот-
нос?гь мощности (СПМ) на выходе устройства, используя (1.13): .
бвых(/) = J 8вых(т) ехр(-у2тс/т)Л = бвых.1(Л + бн.2(/) + (?н.з(/)>
где бвых.1(/) = C\CBX(f) — СПМ полезного сигнала;
GH,2(f) " 2С1 J £вх(т) ехр(^~/2л/сИ; ‘;:;
<?н.з(/) = 6С32р’х(т)ехр(“/2лЛ)Л, (9.33)
при этом и GH3(f) — спектральные плотности нелинейных Продуктов
соответственно второго и третьего порядка. ‘‘-'У
Нахождение спектра нелинейных продуктов <7Н.2(У) и основано на
использовании одного свойства интеграла свертки, а именно: если имеем
Фз(т) = Ф1(т) Фг(т) и известны спектры сомножителей 5](<в) и Зг(со), то спектр
<У3((в) функции Произведения ф3(т) определяется интегралом свертки: £3((о) =
Но 1 ' ' - - .
293
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
При нахождении 6н 2(/) можно принять <pi(т)в ф2<л) ~ Д.х(т), <Рз(т) = B^(t),
5i(co) = 52(со) = <7вх(со), тогда ,
<?н.2(/) * 2СЦ в^В9Х(т) ехрб-ДяЛ)Л ~ 2C^Gn(f - t)GM,
—qo “ 4 • -^ео
где t, имеет смысл текущей частоты, изменяющейся от -оо до +оо.
Используем более привычную форму записи для определения отдельной
составляющей спектра нелинейных продуктов на частоте F.
G„,2(F) = 2C^GBX(f)GBX(F -f )df, /е[-оо, +оо]. (9.34)
Определим спектральную плотность нелинейных продуктов третьего по-
рядка. Для этого, используя свойства интеграла свертки, представим
Ф1(т)’^(т), <Р2(т) = 5bx(t), 51(/)=^?g>, J
S2(f) = GM, <рз(г) = ^(т).
Подставляя в (9.33), получим значение спектральной плотности нелиней-
ных продуктов на частоте F в следующем виде:
«г2 +°°
(*35)
, z. 2c22i •
Выражения (9.34), 9.35) позволяют определить спектральную плотность нели-
нейных продуктов второго и третьего порядка в общем виде. Они пригодны при
любом законе изменения энергетического спектра входного сигнала G^ff) в диа-
пазоне частот.
В качестве примера далее определим спектральную плотность нелинейных
продуктов при равномерном спектре G^if) со спектральной плотностью (70в по-,
лосе/н ч-/в (рис. 9.12, а).
Используя (1.14), определим квадрат действующего напряжения группово-
го сигнала на входе устройства ,
+оо +оо
и*.»* = \GMdf = \G.df = (70(Гн - /») = W
-СО —00
а)
Рис. 9.12
При последующих вычис-
лениях по формулам (9-34),
(9.35) удобно полагать, что
-> (?вх(/) — функция симмет-
/ ричная и определенная в об-
ласти частот (-оо, +оо) в виде
6ВХ(/) 0.5 Goff(f), где функ-
294
92t Защищённость от помех нелинейного происхождения
ция H(f) показана на рис. 9.12, б. Можно убедиться, что, подставляя Gm(f) в та-
кой форме записи, получим прежнее значение Из (9.34) для этого случая
получим
Gh.2(>) = р(/)Я(Г -М.
-СО л
Умножим и разделим это выражение на величину С\ а затем
учтем, что С2G(Af= P^R', C2UM3/2С? = dec(-O,O5a2r.o) [см. (9.20)];<72.э/2Я =
= 1 мВт. Тогда оно приводится к виду :
GH.2(F) = 2(Рх2/Д/)10’°’1а2г0ЛУ2(Г), -оо < Г< +оо,
+0°
Y2(F) = f H(f)H(F -f)df, ~^<F<+^. (9.36)
' : - > j;‘ r;. - • . '
Можно показать, что Gh2(F) ЙУ2(Г) — четные функции, т.е. 6!н.2(-/') =
= G„,2(+F), У2(+Г)У2(-Г). Это позволяет ограничиться рассмотрением по-
ведения Gh2(F) и У2(Г) только в области положительных частот (0 < F< +°о).
Чтобы при этом не изменилась общая мощность нелинейных продуктов, учтем,
что (?Н.2(-Р ) + Gh 2(+F) = 2(?h.2(F ). Тогда
G^F) - 4(Рхг/д2)10"а1в2г0ЛУ2(Г), 0 < F< +оо. . >. (9.37)
Функция У2(Г) определяется из (9.36), подынтегральные функции H(f)
и H{F—f) показаны на рис. 9.13, а, б, в, г для ряда значений F= Fit F2, F3. Ре-
зультат интегрирования для частот F\, F2) F2 определяется площадями соответ-
ствующих заштрихованных фигур. Функция У2(Г) состоит из трех составляю-
щих, указанных на рис. 9.14 буквами а, б, в; каждая составляющая определяется
в соответствующей области частот, причем вне ее равна нулю;
\ Г2(П=К2.а(Г)+У2.б(Г)+У2.в(Г); (9.38)
y2.a(P) = (l/2VW-/:)2, для Ге [°, М;
^.б(/)=а/2дг)(^-24), \ ; (9.39)
Л Я.в(Я = а/2ДП(24г-Г), дляГе[(4+А), %]п -/
Зависимость У2(Г) на рис. 9.14 показана пунктирной кривой 2.:1> 11
Полная мощность нелинейных продуктов второго порядка на основании
(9.37) определяется в виде . i ‘ /*
Рн.22 = (VDj G„.2(F)dF = 4Ps210-°’1^ (1/¥)J Y2(F)dF. (9.40)
<"", , о 0
Из (9.40) и (9.27) получим условие нормировки функции спектральной плот-
ности нелинейных продуктов второго пррядка У2(Г)1 ; ; 1
fy2(F)dF=AA
’о
295.
Рис. 9.13 * . Рис. 9.14
Из рис. 9.14 видно, что некоторые нелинейные продукты не попадают в по-
лосу пропускания полезного сигнала/, -^/. Для удобства расчетов вводят поня-
тие нормированной частоты a=*F - fH /&f ., которая для /, < F< / меняется в пре-
делах от 0 до 1. Представляя F - fH + ст Af и подставляя в (9.39), получим
выражение для спектральной плотности нелинейных помех второго порядка,
попадающих в полосу частот группового сигнала: ; /
' р2 .
б>н2(ст)М0-а1в2г0^гГ2(о)Л> 0<ст^1, (9.41)
4/
где У2(ст) определяется одним из приведенных ниже выражений (9.42) В зависи-
мости от величины ст и коэффициента перекрытия частотного диапазона 0 =/ / /,:
[Ь2_о, Р-1 р-1
’ У2(о) = . 1L---L1 _L (9.42) Д 0-1/ 0-1. . , „ 20-5 ст 1 i 0-2 „ п . —-——— ^ст^——- ,0>3. 12(0-1) 2’ 0-1 0-1 ’И ;
Из графика распределения нелинейных продуктов второго порядка (рис.
9.15), построенного по выражениям (9.42), видно, что если 0 < 2, то У2(ст) ~ О
для всехд е [0, 1] (см. также рис, 9.10). При 0 -'3 нелинейные продукты равны
нулю только в одной точке ст -0,5. С ростом 0 уровень Нелинейных продуктов
возрастает, однако не превосходит границы, указанной на рис. 9.15 Для 0 “ ®.;
Мощность нелинейных продуктов второго порядка, попадающих в полосу
пропусканйя канала связи с траничными частотами F„, Ft-(wai нормйрованны-
ми стн и ств), определяется по аналогии с (9.40): 1
296
9.2. Защищеннбсть отпомех нелинейного происхождения
Хг(а)Лг.
Если (ств — стн) « 1, как, например, для телефонного канала, то можно
считать, что для а [стн, <гв] имеем: (7н.2(ст) = 6^2(0*) “ const, где,ст* = ~°в —
средняя нормированная частота £-го телефонного канала в линейном спектре
частот. Тогда с учетом (9.37) получим ’
' Л , (9.43)
' Л. : 4/
где ДУ — полоса пропускания ТЛФ канала, У2(ст*) — см. (9.42) при о == ст*.
Исходя из формул (9.35) и (9.37) найдем спектральную плотность нелиней-
ных продуктов третьего порядка:
Gn.3(F)=^+[GH.2(f)GK(F-f)df^ '
- ;> .-..л -. 2С1 Д, >
= ^.2^10-0>1вмгy2(f)H(F- f)df„
'.W' At . - 2 Д, ; /
Умножим и разделим это выражение на C2U^3 lAf2R й учтем., что
; dec(-0,lo3r.o) ='
U2
= PtR; = 1 мВт; dec(-0,la2r.o) =
2л
CjU^ 1
2C2
4C?
. Tor-
дд оно приводится К виду'
67н3(У) =1^-10^'1амУУ3(У), -oo<f< +оо;'
Д/ -
v» • : (9.44)
Wi г .
Функции (7н.з(У) и У3(У) — четные. Поэтому, ограничиваясь только поло-
жительными частотами (0 < F < ,+<ю), получим по аналогии с (9;37)
<;„з(У) = ^^-10’0’1о5л/?Уз(Г), 0 < F< +оо. (9.45)
, Функцию Уз(У) целесообразно представить в виде Y^F) =У31(Г)У32(У),
где Уз1(У) учитывает распределение нелинейных продуктов третьего порядка
первого рода (составляющие вида со; + - со*), а Уз2(У) — третьего порядка
второго рода (составляющие вида ®7 + ©( + го*). Как и функцию У2(/), функ-
цию Уз(У) целесообразно определять путем графического интегрирования, ис-
пользуя (9.44) и графики У2(/)и H(F-f ) (рис- 9.16, а, б).
297
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕАСП-ЧРК
Рис. 9.15 Рис. 9.16
Величина Yn(F) определяется произведением функции H(F — f) и компо-
нента функции Y2(f), помеченной буквой а. Численно она пропорциональна
площади фигуры, отмеченной на рис. 9.16, а правой штриховкой. Величина
УзгСР) определяется произведением H(F-f) с остальными компонентами функ-
ции Y2(f). Для приведенного на рис. 9.16 примера она будет пропорциональна
площади фигуры, заштрихованной левой и правой штриховкой. Примерный
вид фунйцйй;Ya(F) и I32CF) Для F> 0 показан на рис. 9;17. ,
Для нормированной частоты ст = ?. ~^н зависимости У3(ст) показаны на
j;' "/ - 4/н: , _
рис. 9.18. При этом У31 (ст) определяется выражением
Кз1(о)^|[1’+2ст(1^ст)П< O^ct^I. (9.46)
> Рис. 9,17
Рис. 9.18 .
298
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
Выражения для У32(ст) более громоздкие и здесь не приводятся.
Мощность нелинейных продуктов, третьего порядка в полосе пропускания
ТЛФ канала определяется по аналогии с (9.43) в виде
Рн.з(ал) = ^24Рх310-°>1в^У3(о,). . (9.47)
А/
В зависимости от рода нелинейного продукта в (9.47) подставляется значе-
ние Уз1(ст) или Узг(о).
На основании выражений (9.42), (9.46) и рис. 9.15, 9.18 можно сделать сле-
дующие выводы р распределении нелинейных продуктов второго и третьего
порядка в диапазоне0 < а < \,fw < F<fB:
1) распределение нелинейных продуктов существенно неравномерно;
2) оно зависит от отношения 0 e fa / /н, причем с увеличением 0 общая
мощность нелинейных продуктов Ри2 возрастает;
3) нелинейные продукты третьего порядка первого рода имеют распределе-
ние У31(а), которое не зависит от 0;
4) мощность нелинейных продуктов на нижних частотах, как правило, вы-
шё, чем на верхних.
9.2.4. Влияние перекоса уровней на спектральное
распределение нелинейных продуктов
Как указывалось в параграфе 9Л, эффективной мерой повышения защи-
щенности от собственных шумов в верхних каналах является предыскажение
уровней передачи. Рассмотрим распределение выходных уровней каналов в ли-
нейном спектре некоторого группового сигнала (см, рис. 9.8, в). Вариант 1 со-
ответствует плоскому (или одинаковому) распределению выходных уровней,
вариант 2 — распределению при введении «перекоса» уровней или предыска-
жения уровней. Предыскажение уровней вводится таким образом, чтобы сред-
няя мощность многоканального сигнала не изменилась:
' *• /, А
J<7BX(/)# = JtW=const, (9.48)
.А /и /к
где Gq и Gm(f) — энергетический спектр входного сигнала соответственно без
перекоса и с перекосом уровней.
Рассчитаем спектральное распределение нелинейных продуктов второго
и третьего порядка при подаче на вход усилителя многоканального сигнала
с энергетическим спектром Gmif)- Для этого представим (%(/)» виде четной
функции частоты/(см. рис. 9.19, а) и по аналогии с рис. 9.12 выразим GM(f)
в виде GBi(f)^ — где —<ю </< +<ю (см. рис. 9.19, б). Здесь функция Нсо-
ответствует работе без перекоса уровней, в этом случае H'(f) — H(f). Далее ис-
299
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
пользуем общие формулы расчета (9.34), (9.35). Из (9.34) получим спектральное
распределение нелинейных продуктов второго порядка:
G'H2(F) = ^-\^aw RY^F), 0<F<+oo;' (9.49)
* i +°°
Yi(F) = f H'(f)H\F - fidf, 0 <£<+«. (9.50)
Из (9.35) получим спектральное распределение нелинейных продуктов
третьего порядка: . ' *
G'„.3(F) RYy(F), 0<Г<+оо, (9.51)
bf < j!:;'''1 : ’
, +»
Кз(^) = - f)df, 0 < F< +оо. (9.52)
2Д/ 4
Вывод выражений (9.49)—(9.52) про-
изводится точно так же, как и соответствую-
щих выражений (9.36), (9.37), (9.44), (9.45),
полученных для работы без перекоса уров-
ней. Отличие заключается только в том, что
при определении функций Y2(F} и y3'(F) ис-
пользуется единичная функция энергетическо-
го спектра входного сигнала с перекосом уров-
ней тогда как при определении функций
У2(Г) и У3(Г) — без перекоса уровней H(f).
Методика расчета функций Y2(F) и У3'(Г) точ-
но такая же, как и функций Y2(F) и У3(Г). На
рис. 9.19, в приведена функция H'(F-f),
произведение которой с функцией H'(f)
(рис. 9.19, б) определяет Y2(F) [см. (9.50)].
Пределы интегрирования определяются за-
штрихованными участками функций H'(J)
nH'(F-f).
Рис. 9.19 Вид функций Y2{F) и Yj(F) определяется
; характером спектра входного сигнала Gm(f)
или функцией Удобно ввести в рассмотрение функцию g(/) = 101g
частотная характеристика которой с точностью до постоянного слагаемого
совпадает с частотной зависимостью уровня передачи р(/): g(f) = + с, с =
= const.
Основные варианты используемых на практике функций p(f) и g(f) приве-
дены на рис. 9.20. Кривая 1 соответствует работе без перекоса уровней, кривая
2 — работе с линейным перекосом уровней, 3 — с криволинейным перекосом
уровней, 4 — с кусочно-линейным перекосом. Наиболее прост для аналитичес-
300
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
кого расчета функций Y{(F) и Y{(F) вариант, соответствующий линейному пере-
косу уровней. Для него
5(/)=& + Л(1/-/я)=^н+т?(/-/н)^ (9-53)
Аг
т АД л_
где к - — коэффициент пропорциональное- «
А/ ,
ти, Др = (gB - gH) = (Ръ ~ Рн) — перекос уровней;
gH, Рн и gB, рв — значения функций g(f) и p(f) на
нижней fn и верхней fB частотах группового Рн
спектра, Д/=/в—/н.
° А Л
Определим значения gH и & исходя из усло-
вия (9.48): рис-920
АЛ
\G(f)df= Jdec(0,lg(/))#= G^f.
: /н /н
Используя (9.53) и учитывая, что dec%= 10х = е2’зх, получим
J10°-W) # = Je4>0,23fgH + =
А А v А/ J
« г..е23>(9’23|н). ехр[ 0 23 Ар / )
О,23(Др/Д/) V A/J
= Ю°-!«н
1О°Лдр .4
0,23(Др/Д/)
= Ю°-1«од/-,
где go = lOlgGb.
Отсюда, взяв 101g от левой и правой частей, находим i i
' , mi °>23ДР
•«" = а+,018й®^Т'
Учитывая (9.53), получим -
i(/) = й) + ^(/-/н) + 101g = go + W),
Af -1 + dec(0,lA/)
где Ag(/) отражает отклонение распределения уровней от равномерного при
введении перекоса.
Очевидно,
jr'r f\_ G(f) >_ i QO.Ug(/)-go] _ jgO,lAg(/) _ 0,23Др ।gOJAM/n/i )/V (9 54)
Go . -1+ dec(0,lAp)
301
9. ПОМЕХУ! В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Поскольку функции p(f) и g(f) пропорциональны, то
Р(/) = Ро + Т7(/-/н) + = Я)+ <В 9-55>
А/ -1 + dec (0,1 Ар)
Здесь &p(f) = &g(f), ро — эквивалентный уровень на выходе усилителя во
всех каналах при отсутствии предыскажения уровней. Если для группового (ли-
нейного) тракта известны уровни рн и рв, то из (9.55) нетрудно найти ро:
Ро=Рн~ 101g - ’ (9 56)
\ -1 + dec(0,lAp) -1 + dec(0,lAp)
Подставляя (9.54) в (9.50) и.(9.52) и опуская промежуточные выкладки, по-
лучим значения коэффициентов спектрального распределения нелинейных
продуктов на нормированной частоте ст [11, 16]:
0,115Др (р-2
2sh2(0,115Ap) I \Р-1
(0,Ц5Ар)2 ( 14 L
2sh2(0,115Ap)l Р-U Ч
стЦ 0<ст<£—S ,
Р-1’
(9.57)
-О
Р-1Д Р-1
Г2'(а) =
ст ----- ехр 0,23Ар ст -
2",
(ст) = ехр(0,115Ар(1 + 2<эг))[1 + 0 +
16sh3(0,115 Ар)
+ exp(-0,46Ap))f- — - ст] - - J - ехр(-0,4бАрст)Ь> 0 < ст <: 1. (9.58)
\0,4бАр J 0,23Ар
В приведенный выше выражениях Др исчисляется в децибелах. Анализируя
(9.57), (9.58), нетрудно показать, что при Ар-> 0 эти выражения сходятся, соот-
ветственно к (9.42) и (9.46). Как будет ясно из дальнейшего, удобно использо-
вать при расчете функции У2(ст) = У2' (4)<iec(—0,1Др(ст)) и Y^\ (ст) =У3'1 (ст)бес(-0,1Лр(ст)),
где функции У2(<у)« Уз'1 (°) определяются из (9.57), (9.58), а функция Др(/) — из
(9.55): Ар(ст) =» Арст +101g——- , ст g [6, 1] . На рис. 9.21 в качестве при-
-1 + dec (0,1 Ар)
мера приведены значения У2"(ст) и Y^ (ст) (пунктирные кривые) для нескольких
значений Ар и р = 3.
Анализируя распределение Нелинейных продуктов, можно сделать следую-
щие выводы:
1. При введении предыскажений характер спектрального распределения
нелинейных продуктов также'существенно неравномерен и зависит от величи-
ны перекоса уровней Ар.
2. Защищенность канала ТЧ От нелинейных продуктов зависит от его рас-
положения в диапазоне линейных частот и от перекоса уровней. При введении
предыскажений защищенность каналов ТЧ, расположенных в области нижних
частот, ухудшается. '
302
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
Рис. 9.21
3. При введении перекоса уровней защищенность от'собственных шумов
выравнивается, в то время как защищённость от нелинейных продуктов стано-
вится более неравномерной. Поэтому выбирают такой перекос уровней, когда
суммарная защищенность от собственных шумов и нелинейных продуктов ста-
новится более равномерной в линейном спектре частот.
В общем случае при введении линейного перекоса уровней суммарная за-
щищенность тем не менее будет иметь некоторую неравномерность, завися-
щую от частоты. Поэтому зачастую требуется введение криволинейного пере-
коса уровней (см. кривую 3 на рис. 9.20). При криволинейном предыскажении
закон изменения уровней в средней и верхней частях спектра приближается к
линейному, а в нижней части отличается подъембм уровня. К предыскажениям
подобного типа относится так называемое биэкспоненциальное предыскажение,
когда энергетическая плотность многоканального сигнала определяется выра-
жением G(ct) = Л1ехр/>]ст + А2ехр62ст, где А\, Аг, Ь\, Ьг — постоянные коэффици-
енты. Для биэкспоненциального закона возможно определение Y1 (ст) и Уи (ст)
в аналитической форме, .хотя выражения оказываются достаточно громоздки-
ми. В общем случае при криволинейном и кусочно-линейном (см. кривую 4 на
рис. 9.20) предыскажениях целесообразно использовать расчет функций У2(ст)
и Уз'1(ст) с помощью ЭВМ.
При определении спектральных плотностей нелинейных продуктов ранее
полагали, что затухание нелинейности а2го Озн) группового усилителя не зави-
сит от частоты. Это условие, как правило, выполняется для групповых усили-
телей в аппаратуре группового преобразования, которая расположена на око-
нечных и транзитных пунктах. В линейных усилителях ОУП и НУП для
формирования требуемой частотной характеристики усилителя используется
частотно-зависимая отрицательная обратная связь (ОС). В этом случае зату-
хание нелинейности усилителя также будет зависеть от частоты: й2г0 -> й2го(/)>
й3го -> йзго(/)- Если основным источником нелинейных продуктов является бе-
зынерционный выходной каскад усилителя, то при охвате этого усилителя це-
303
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
пью отрицательной частотно-зависимой обратной связи коэффициент усиле-
ния кр и коэффициент гармоник к^ станут равными соответственно (см. пара-
граф 2.4)
МЛ = г...................
1 + fcolX/) 1 + fcoPCZ)
где ко и р(/) — коэффициенты передачи по напряжению для усилителя без, об-
ратной связи и цепи ОС. .
При этом подразумевается, что при введении ОС уровень основной гармо-
ники на выходе усилителя не изменится. Из приведенных выражений нетрудно
получить t
S(/)=2Olg^(/) = So-2Olg(l’+^p(/))==So-AS(/);
O2rt(/) = -201g^r.p(n = O2rt + 201g(l+М(/))“О2И> + Дад;
= -201ёЛзг.р(/) = a3lfl + 201g(l + М(/)) - «зю + ЛЯП,
где So, «2г0 и й3г0 — усиление и затухание нелинейности усилителя без ОС.
Более удобно эти выражения привести к виду
«2Н)(/) w/в) + 5(/в) - S(/)- «2го( Л) + S(/H) - S(7);
= озю(/в) + S(fB) - S(/>= MA) + S(fn) - 3(f).
Поскольку частотная характеристика цепи ОС такова, что S(/i) > S(f2), ес-
ли/1 >Л, то из (9.59) следует, что затухание нелинейности на нижних частотах
линейного спектра всегда больше, чем на верхних. Это обстоятельство является
полезным, так как оно в известной степени компенсирует неравномерность
частотной зависимости функций У2'(/) и У3'(/).
Проведем расчет суммарной мощности нелинейных продуктов в линейном
тракте, для которого известна диаграмма уровней. Мощность нелинейных про-
дуктов второго порядка на выходе i-ro усилительного пункта на основании
(9.43), (9.49), (9.59) будет равна
Рн.2/(/) = 4Р^0-0’1О2г«'(/)Д7^</)- 1
Обозначим ДрСр — уровень средней мощности многоканального сигнала
в точке с измерительным уровнем 0 дБм (ТНОУ). В точке х, где измеренный
уровень всех каналов одинаков и равен рх, уровень средней мощности будет ра-
вен р^х = рх + Дрср, дБм. Соответственно на выходе усилителя
Рн 2 i(f) = 4 • 10’ОДо2г(м(/) .. 104Д2(л'+ййР) — У2(/), (9.60)
” , А/
где Ра, — эквивалентный уровень на выходе f-го усилителя во всех каналах (на
всех частотах) при отсутствии предыскажений уровней.
304
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения
Пересчитаем мощность нелинейных продуктов второго порядка Лго усили-
теля на выход линейного тракта, где уровень сигнала для удобства расчета при-
мем 0 дБм (ТНОУ). Тогда, используя (9.55), получим
РН2/о(/) = Рнъ = Риг-СОЮ'*’*" • 10-°’1Л₽(/) =
= 4 . JQ_°2го?(/) . igWMp . jqWm A/*1 Y±(f) •
Очевидно, общая мощность нелинейных продуктов второго порядка, пере-
считанная на выход линейного тракта, насчитывающего N усилительных пунк-
тов, будет равна "
Рн2Т0 = 4 • 1О°’2ЛЛ₽ — Г£(/)£1О°'1ро' .10T°’lfl2r0/</);
W) = W)dec(-0,Up(/)).
(9.61)
Из анализа выражения (9.61) можно сделать следующие выводы:
1) наибольший вклад в общую мощность нелинейных помех второго по-
рядка вносят нелинейные продукты, возникающие на выходах тех усилитель-
ных пунктов, где имеет место наибольший по величине измерительный уро-
вень, поэтому опасно повышать выходной уровень сигнала в усилительных
пунктах выше нормы;
2) наименьшая общая мощность нелинейных помех второго порядка по-
лучается при обеспечении равномерной диаграммы уровней по всему тракту,
т.е. при равенстве выходных уровней сигнала во всех усилительных пунктах:
Pot “ Ро = const, «2го<(/)= <22ю(/)- В этом случае суммарная мощность будет оп-
ределяться из (9.61) в виде
Рн2£о(/)=.4^^^есО,1(2Дрср-Ар(/) + ро-йм(/)) =
' ' . ’ ' ! 4> + ^-«2rt(/)). ? (9.62)
< .......' , • а/ : . j z -
Аналогичным образом определяется суммарная мощйость нелинейных по-
мех третьего порядка первого, рода йа выходе линейного тракта. Учитывая за-
кон накопления нелинейных продуктов первого рода (9.31) и полагая, что диа-
грамма уровней в линейном тракте равномерна pot = р0 = const,
в точке с измерительным уровнем 0 дБм (ТНОУ) получим ,
А.з.го(Л=—{£[24-1О-а1в^(/)4^Кз1(/)х .
nK \fi{ . А/
хЮ^Айр+Ди) 1о-Щ(ЛА/)+Д/>^О’5 j2_
•? ^№к244^Уз1(/)аесО,1(ЗАрср + 2р0-азл(/)); (9.63)
А/
305
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
r3"1(Z) = J31(Z)dec(-0,lAp(Z)).
В (9.63) пк — число усилительных пунктов на секции коррекции между дву-
мя соседними УП с магистральными корректорами.
9.3, Оптимизация параметров линейного тракта
9.3.1. Типовые задачи оптимизации ЛТ
Для систем передачи по коаксиальным кабелям помеха в линейном тракте
(ЛТ) определяется суммарной мощностью собственных шумов ЛТ и суммарной
мощностью нелинейных продуктов. Общая мощность помех на выходе тракта
(обычно в ТНОУ) определяется как
^пео = 7ш?о+ Лда t Л«зя)> . .
где каждая составляющая помехи определяется Соответственно из выражений
(9.10), (9.62), (9.63).
Положим, что линейный тракт однороден, НУПы размещены на расстоя-
нии / друг от друга, причем эквивалентный измерительный уровень на выходе
НУП р0, затухание нелинейности а2г0, ц3го и коэффициент шума Сш одинаковы
для всех НУП. Считаем известным километрическое затухание линии связи а и
полосу пропускания линейного спектра fn +f3.
Под Оптимальными параметрами линейного тракта понимают такие парамет-
ры, которые удовлетворяют критериям оптимальности. В зависимости от кон-
кретных условий могут выдвигаться различные критерии. Например, при про-
ектировании новой системы передачи критерием оптимальности может быть
минимальная стоимость станционных сооружений линейного тракта; при про-
кладке кабеля через пустынные и малонаселенные местности критерием опти-
мальности может явиться максимально возможное расстояние между соседними
ОУП, обеспечивающими дистанционное питание НУП; в ряде случаев важней-
шим критерием оптимальности может стать наилучшее (или заданное) качество
связи, которое характеризуется наибольшим (или заданным) значением защи-
щенности от всех видов помех в линейном тракте длиной £ [16].
Рассмотрим более подробно последний критерий. Здесь под оптимальными
показателями системы передачи будем понимать такие величины ро “й).опт, l= 4m
и перекос уровней Др = Дропт, ПРИ которых обеспечивается максимально возмож-
ная защищенность от суммарных помех для всех передаваемых каналов Или, что
одно и то же, минимально возможное отношение мощности суммарной помехи
к мощности сигнала. Это условие сводится к минимизации выражении
^пео(/) = йес(-0,Ызх(/)) = №ес(0,1[РШл + ^ш(/) +
+ а(/Х-Ро - Ap(/)J) + 4tf^y2V)dec(Q,l[2Apcp +ро “ «2ы(/)]) +
А/
Ч-24Уяк^}3'](/)дес(0,1[ЗДрср’Ь2д)--о3г0(/)]. (9.64)
J * '
306
9,3. Оптимизация параметров линейного тракта
Поскольку соотношение помеха/сигнал нормируется для определенной
длины линии связи £ = / • N (обычно £ = 2500 км) или на 1 км, то выражение
(9.64) удобно привести к виду ,
&(/) = = 2?tdec0, 1 [а(/)/ - pol + UdecO, 1/>0 +
+ ДресО,2ро=(21 + £+<2з; (9.65)
jBi = бесО,1[рш л + </щ(/) - Ap(/)J;
Вг = W)ded0,l[2A/zcp " <М
(9.66)
В3 = 24£K^r;1(Z)decO,l[3AA: - a3ri)(/)L
где £к = / ик — длина секции коррекции, имеет смысл невзвешенной сум-
марной мощности помех, приходящейся на 1 км линейного тракта в точке
с уровнем 0 дБм; Qb Q2, Qi — составляющие полной мощности помех, обус-
ловленные соответственно собственными шумами и нелинейными продуктами
второго и третьего порядка.
Из (9.65), (9.66) видно, что & зависит от Z,/>0,/, а та кже от нелинейных
свойств НУП (й2г0, «зго) И выбранного закона предыскажения уровней (при ли-
нейном перекосе — от величины Д/>).
Если считать «2r0, «зго Известными величинами, а также задаться оп-
ределенной величиной Др, то тогда можно считать известными и постоянны-
ми величинами &p(f) [см. (9.55)] и соответственно В2 и В3. Тогда опти-
мальные значения / /Опт и ро ~ Рб.от определяются из решения Системы
уравнений: ;
'= decO,l(a/ - ро) + ^- decO,lр^ + decO,2po =0; (9.67)
ф) / / 1г
<
^-.deqQ,l(a/ - /ъ)(0,23а/ -1) - Л- decttf Л dec0,2pp = 0. (9.68)
I «' / I I2
Система уравнений решается при/=Л- Из них следует, что при оптималь-
ных значениях Ро.опт и /опт имеем
<2i = 02 + 2Q3;
Qi(0,23a/-l) - 22-2Q3 = 0. ’
(9.69)
(9.70)
Из (9:69) следует, что при оптимальном значении р0.опт Доля собственных
шумов должна составлять от 50% (когда (2з« Q2) до 66% (когда Q2« Q3) сум-
марной мощности помех.
307
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕАСП-ЧРК
Из (9.70) с учетом (9.69) получаем
0,23a(/B)U-l = l, U—г.7-,7?км. (9.71).
0,115а(/в)
При этом а выражается в дБ/км. Учитывая (9.69)—(9.71), находим мини-
мум & при / = /опт и ро= ролт:
&опт d,5 + 2)QtonT = (1,5 + 2)0,П5а(/в)^с0,\[РшЛ +
+ 4(/в)+ 8,7-й).опт-Др(/В)].
Подставляя в это выражение типовые значения, которые обычно используют-
ся в системах передачи по коаксиальному кабелю: а на верхней частоте/й линей-
ного спектра порядка 6 + 10 дБ/км,= -139 дБм, dm —от 8 до 10 дБ, и зада-
ваясь значениями р0.опт s - (10 + 20) дБ, = (5 * 7) дБ, получим 0Пт - (5 + 8) х
х 10~п мВт/км = (5 -5- 8) • 10-2 пВт/км. Для качественной связи, как будет показано
в параграфе 9.7, допустимая величина не должна превышать <(2+6) пВт/км.
Следовательно, выбор I = /опт Из (9.71) обеспечивает слишком большой запас по
защищенности от помех.
Поэтому целесообразно выбирать / > /опт с таким расчетом, чтобы обеспе-
чить 0^ £ &доп- При этом уменьшится число НУП и снизится стоимость ли-
нейного тракта. Оптимизация параметров ЛТ в этом случае сводится к нахож-
дению таких значений р0, Др и максимально допустимой длины /доп, при
которых выполнятся условия
О 2х(Л) & ДОП? 2)Ш/н)^& доп •
Аналитическое решение этой задачи невозможно из-за сложности фун-
кции &(/), поэтому применяют метод последовательных приближений: снача-
ла определяют область Возможных значений /доп е 1т?л}, потом, задаваясь
рядом значений I из этой области, определяют соответствующие значенияр, &р
и & , наконец,, анализируя , полученные результаты, выбирают наилучшие
(близкие к оптимальным). Наибольшая длина усилительного участка 1тМ будет
в случае, когда на мощность собственных шумов приходится 2/3 от всей
мощности &. При этом Q2« 2з и Qi = 203. Это, как подтверждает практика,
обычно выполняется на верхних частотах. Тогда из (9.67) находим оптималь-
ный уровень:
3 к2«зв )
гдеав,51в,53вопределяютсядля/=А-
Подставляя (9.72) в (9.65), получим нелинейное уравнение вида
'' '' л ’ 1
&(/=/») = 1,501(/в) = ^1Оа1а4^-1О°’,“в/У = &доп. (9.73)
' \г^3в )
3Q8
Э.ЗОлтимизация параметров линейного тракта
Решение (9.73) относительно одной переменной / дает величину /тах, а пос-
ле подстановки в (9.72) и величину р'о.опт. Подставляя полученные значения
в (9.65), находят 0% для/=/н- Если выполняется условие &(/,)< Оедоп, т0 мож-
но попытаться увеличить длину участка, задаваясь большим значением переко-
са уровней Др. При новом значении Др расчет повторяют в прежней последова-
тельности.
Если не выполняется Qx(fH) < Qawn, то сначала пытаются добиться резуль-
тата, уменьшая Др. Если это безуспешно, приходится уменьшать длину усили-
тельного участка.
Минимально возможная длина усилительного участка /т,п будет в случае,
когда Q2 » Оз и Qi = Q2 = 0,5 & [см. (9.69)1. Из (9.67) находим
> , _>» 10 । р.0,1а„/ I zq -чдх
Лопт Т~10 • <9.74)
• 2. . 7
Подставим (9.74) в (9.65) ц, учитывая, что неравенство Q2 » Q2jiflsf=fK
заведомо выполняется, получим систему Двух уравнений:
' л ‘ , . / j . ,
&(/^) = ^10а,“в/Г^10^Ф = &доп; (9.75)
, > .. . . .. . I ' к"2в J
• ’ &(/-/н) = —2 +
/ 1^2в J
+ ^2н_10О’1“н/Г^1»Юа1а“/>1 2 = &доп,
' . . , Г к52в '
где 51н, 52Н, 5зн, ан соответствуют частоте /,.
(9.76)
Совместное решение (9.75) и (9.76) представляет собой достаточно слож-
ную задачу из-за трансцендентности уравнений, поэтому ее решают с помощыд
ЭВМ. При этом находят /min, Дропт й р&бцт При необходимости расчет опти-
мальных параметров'продолжают, задаваясь/,nin </< Zmax. !
Полученные результаты проверяют под-
становкой в (9.65). При этом возможны слу-
чаи, показанные на рис. 9.22 (кривые 1, 2,3).
Для упрощения рисунка минимум кривых
показан совпадающим в одной точке Ро.опт-
На самом деле экстремальные точки у раз- .
ных кривых соответствуют разным значени-
ям ро. Как видно из рис. 9.22, результат,
представленный на кривой 1, неприемлем,
так как > ОгдОП; на кривой 2 — также
неприемлем, поскольку слишком велик запас
по защищенности. Оптимальный результат
309
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
представлен на кривой 3, когда при р0 = рОмП. имеем Qsmin ^хОхаоп, а при р$ =
= Т’о.огтт ± о), выполняется условие & < (^дОТ. Коэффициент стх учитывает возмож-
ное ухудшение помехозащищенности из-за разброса длин участков и неточности
установки уровней стр. При этом обычно стх = 0,7 + 0,8; стр = ±6 дБ [16].’
В заключение расчета проверяют величину 0% на средней частоте линейного
спектра Тер = (fH + Л)/2- При некоторой совокупности заданных и рассчитанных
параметров иногда может Сказаться, что ^(ЛР) > В этом случае целесооб-
разно использовать криволинейное предыскажение уровней (рис. 9.20, кривая 3).
Для него методика расчета весьма громоздка и здесь не рассматривается.
При проектировании протяженных магистралей, кроме оптимизации элект-
рических параметров линейного тракта, важное (а зачастую и определяющее) зна-
чение имеет проблема минимизации стоимости станционных сооружений, кото-
рая включает . в себя стоимость аппаратуры НУП и ОУП (усилительной,
вводно-кабельной, служебной связи, телеобслуживания, эдектропиТающего обо-
рудования, устройств защиты от наводимых напряжений и т.п ), затраты на мон-
таж и настройку, а также на строительство гражданских сооружений. В связи
с этим характерным является Стремление к уменьшению стоимости НУП и увели-
чению расстояния между ОУП. Стоимость НУП можно уменьшить за счет сниже-
ния требований к нелинейности («гю, азю) и уменьщения усиления 5. При этом,
как следует из вышесказанного, уменьшится значение I и р$. Уменьшение ро при-
ведет к уменьшению потребляемой НУП мощности дистанционного питания
Рдпь определяемой из выражения [16]
ЛпЛ = deco, 1(ро + Арср + ка + р + ар3) = decO, 1(р0 + Арх), (9.77)
где Арср — уровень средней мощности многоканального сигнала в точке с от-
носительным Нулевым уровнем; кп — пик-фактор многоканального сигнала
(кп = 10 -3-13 дБ); т| — коэффициент полезного действия усилителей НУП
(т| = 6 -г 10 дБ); <зр3 характеризует потери мощности на вспомогательные
устройства (орз = 3'* 5 дБ), = const.
При неизменной мощности устройств ДП на ОУП уменьшение Рдп.1 позво-
лило бы при неизменной длине участка связи I увеличить расстояние между
ОУП. Однако в действительности при уменьшении Рдпд уменьшается и I, а зна-
чит, увеличивается число НУП между двумя ОУП, Таким образом, по-видимо-
му, имеется такой оптимальный набор параметров а2го, «зго, Лп.ь А Ро, при
котором получается минимум стоимости станционных сооружений; Эта опти-
мизационная задача должна, очевидно, использовать ряд экономических зави-
симостей и параметров, поэтому здесь не рассматривается.
При прокладке подземных кабелей через пустынные и малонаселенные
местности, а также при сооружении подводных магистралей может встать зада-
ча выбора параметров линейного тракта, Обеспечивающих максимально воз-
можное расстояние между ОУП, которые являются пунктами дистанционного
питания для НУП, расположенных между ними. При последовательном вклю-
чении в цепь ДП аппаратуры ряда НУП падение напряжения на каждом усили-
тельном участке равно сумме падений напряжения в цепи НУП Uyc и в ли-
310
9.3. Оптимизация параметров линейного Тракта
нейных цепях. Если ДП осуществляется по центральным жилам двух коаксиаль-
ных пар (или по схеме «провод — провод» — см., например, рис. 4.3) и использу-
ются две полусекции ДП, то, очевидно,
t7y4 = 2£/yc+^-2r1/,
Ус
где I — длина участка; — сопротивление 1 км провода центральной жилы,
Ом/км; множитель 2 перед {7ус учитывает, что в полусекцйи ДП участвуют уси-
лители двух направлений передачи. ~
Такой вариант ДП используется в системах передачи К-3600, К-1920П,
K-I020P, К-300 и др. (см1 параграф 14.2). В системе FIT-1920 питание на участ-
ке ОУП-ОУП осуществляется не от двух, а от одного ОУП по одному коа-
ксиальному кабелю для каждого направления передачи. Тогда IL. = 6Сс +
где /*] — суммарное сопротивление 1 км внешней и центральной жил кабеля.
Видно, Что это выражение является частным случаем предыдущего.
Ток дистанционного питания /Дп = Pan\/Uyc выбирается таким? чтобы
Обеспечить минимально возможное значение U^, а следовательно, и макси-
мальное число НУП в цепи ДП. Для этого решают уравнение —— = 0, из
которого следует
^yc.min дп1Л/.
(9.78)
Далее будем считать^ что = Цч.т|П. Наибольшее число НУП, которое
можно включить в Цепь ДП, определяется выражением я - kU^ /U^, где U^n —
постоянное максимально допустимое напряжение, которое можно подать в ка-
бель без угрозы пробоя изоляции; к = 1 при Питаний НУП от одного ОУП, к = 2 —
для двух полусекций.
Расстояние между ОУП, определяемое из очевидного выражения
£«(я+1)/= (fc^/^+l)/, - ' (9.79)
будет максимальным, если = 0. Отсюда получим уравнение
, АЖ АЖ '
АЖ + Aon j
где ^ч(/)=^, ЦА зависит от I на основании (9.78) и (9.77).
(9.80)
Для определения завйсимости РДП1 of I воспользуемся (9.65):
<2е(/=/в) = (1,5 + 2)0i = (1,5 * 2)4МОШ-' Ю-011* = (Ьоп-
311
: 9, ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Умножим левую и правую части на 10 О,'Л/’Х и учтем (9.77). Тогда
Рдп1 = (1,5 ч- мВт.
С учетом последнего выражения рещаем систему уравнений (9.78) и (9.80)
при выбранном значении перекоса уровней Др. В итоге приходим к уравнению
_1 _ । t 0,5 ч~ 2)0£дОП^1Вдес(0ДЛр£) ^о,о5ав/
0,115ав А:£/дОП
которое сравнительно просто решается графоаналитически. Найдя I, далее на-
ходим Рдп1 и pg , а из (9.78) — 6^. Используя (9.79), затем определяем и макси?
мальное расстояние £тах между ОУП. .
• 1 '
9.3.2. Расчет мощности группового (линейного) сигнала
Во всех рассмотренных выше оптимизационных задачах предполагалось,
что известен уровень средней мощности многоканального линейного сигнала
Дрср в ТНОУ. Определим эту величину для произвольного числа каналов.
Мощность многоканального сигнала в точке с нулевым относительным
уровнем Ps.q = дес0,1Дрср, очевидно, зависит от числа каналов N в тракте и сред-
ней мощности Pj о, приходящейся на 1 канал и измеренной также в ТНОУ;
Чтобы найти общую мощность группового сигнала; необходимо знать; сколько
в данный момент времени работает каналов, и сложить мощности сигналов
в этих каналах. Если в тракте ни один канал не занят, то мощность группового
сигнала будет равна нулю; максимальная мощность группового сигнала будет
наблюдаться в час наибольшей нагрузки (ЧНН), т.е. в такое время, когда
наблюдается максимальное число занятых каналов, хотя это и не означает, что
во всех каналах одновременно идет разговор.
Рассмотрим изменения напря-
жения и мощности (рис. 9.23, а, б)
сигнала в Каком-то телефонном
канале в зависимости от времени.
Видно, что канал загружен не всё
время, а в отдельные моменты
длительностью ДА, ДА, ДА- Это
объясняется тем, что два абонента
одновременно говорить не могут
(один говорит, другой слушает,
и наоборот), к тому же сам харак-
тер речи, в которой имеются пау-
Рис. 9.23
зы (между предложениями, слова-
ми и т.д.), дополняет общую картину неравномерной загрузки канала. Введем
понятие коэффициента активности канала та = МтДА/Т, оо, гдё ДА — отрез-
ки «активного» времени, в течение которого сигнал передается по каналу, Т—
312
9.3. Оптимизация Параметров линейного тракта
общее время ведения разговора (занятия кана- а)
ла). Исследования показывают, что та - 0,25 +
1 11
+, 0,3, т.е. только - + — общего времени заня-
тия канала используется для передачи сигнала.
Обобщим эту картину на 2V каналов. В каж-
дый момент времени число активных каналов
всегда будет меньше N, значит, и мощность
группового сигнала будет меньше максималь- б) '
но возможной.. Мощность многоканального 1,0
сигнала можно рассматривать как случайную .
величину. Найдем вероятность того, что в дан- р
ный момент активное число каналов равно л, А
где п< N. Вероятность того, что активен 1 ка-
нал, очевидно, равна та, а что канал неакти- 0
вен — соответственно (1 - та). Вероятность
одновременной активности п каналов найдем, в)
используя выводы теории вероятностей: Р(л) =
== CnNxna(1 - т3)лг’и, где CnN = - - число -3
(N -п)\п\ -4
сочетаний из АГ по п. .
Характер, изменения вероятности события \
«активно п каналов» в зависимости от числа п . <
показан на рис. 9,24, а. Вероятность того, что
число активных каналов лежит в промежутке
(ЛГ1, 7V), равна
Л ‘ ' ' ' ' ' \ н • 1
p(Ni <п< = ад
График зависимости P(N\ < п < N) показан на рис. 9.24, б. В технике
многоканальной связи активным числом каналов NA принято считать такое
значение N\ = NA, вероятность превышения которого P{NA < п < N) не более
1%. Другими словами, это означает, что в течение 99% всего времени работы
число активных каналов п не будет превышать числа NA.. Значение NA можно
определить непосредственно из рис. 9.24, б, проведя прямую РА = 0,01 па-
раллельно оси до пересечения с функцией P{N\ <п< N)>-иди из прибли-
женной формулы [48]:
Na « Nxa + 2.33VM.X1- t.);
Для некоторых наиболее употребительный значений N величина NA приве-
дена в табл. 9.2. ! ’
В таблице приведены также значения коэффициента показы-
вающего относительный «Вес» числа активных каналов от общего числа.
, АО-
313
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Видно, что kA(N) с ростом N стремится к тА. График зависимости lOlgk^ =
= F(N) показан на рис. 9.24, в. На участках I, II, III этот график удобно ап-
проксимировать в виде
8-61gW, 12 < У <60;
101g^(M = Н - 51gjV, 60 < N < 240;
-6, N >240.
Таблица 9.2
Активное число NA каналов в /V-канальной МСП
3 12 24 60 : 240 4000
3 7 ’ ' 12 22 88 1000
101g(Ab/2V) 0 ; -2,84 7 -з. 7. -4,35 —4,35 -6
Максимальная мощность многоканального сигнала с вероятностью 99% не
будет превышать значение Р2 0 = А.о№, где Pi.b — среднестатистическая мощ-
ность одного абонента в точке с нулевым относительным уровнем, измеренная
в Моменты Д/, (см. рис. 9.23), т.е. в активном состоянии. При этом величина Pi0
учитывает и то, что в активном состоянии уровни мощности отдельных абонен-
тов могут значительно отличаться друг от друга (см. рис. 1.14). Тогда уровень
средней мощности в ТНОУ равен
АРср = lOlg-Al- = Pi о + 101gAT+ 101g^(M, яБм,
.1 мВт
где Р1.0 — уровень мощности среднестатистического абонента в точке с нуле-
вым относительным уровнем в моменты активности.
По рекомендациям МККТТ принято, что р110 = -9 дБм. Тогда получим
-1 + 4Ig.iV, 12 < TV <60;
-3 + 51g^' 60 < У < 240;
(9.81)
-15 + 101glV, У >240.
В последнее время все большее чйсло каналов используется для передачи
сигналов факсимильной связи, звукового вещания, передачи газет, тонального
телеграфирования, Данных и других видов нетелефонной информации. Мето-
дика расчета загрузки групповых трактов для этого случая достаточно подробно
рассмотрена, например, в работе [17].
В связи с этим аппаратура МСП проектируется с некоторым запасом по
мощности, приходящейся на один телефонный канал, по сравнению с реко-
мендациями МККТТ. Это сделано с учетом возможности передачи нетеле-
фонных сигналов. Так, например, для аппаратуры К-1920П принято />i.o =
= -7,8 дБм, для ПТ-1920 — />10 = -7 дБм, для К-300 — р\0 ?= —8 дБм.
314
9i4, Защищенность АСП от линейных переходов
9.4. Защищенность АСП от линейных переходов
9.4.1. Защищенность однотипных АСП
Помехи от линейных переходов вызваны электромагнитными связями между
соседними параллельными цепями и проявляются в виде внятных или невнят-
ных помех. Линейные переходы возникают в параллельных воздушных линиях
связи и между отдельными парами симметричного кабеля. В коаксиальных ка-
белях линейные переходы пренебрежимо малы.
. На рис. 9.25 приведены две параллельные цепи,
оказывающие взаимное влияние друг на друга. Цепи
называются совпадающими, если передача по ним ве-
дется в одном направлении, и несовпадающими, если
направление передачи разное. Пусть мощность полез-
ного сигнала на выходе (в приемнике) и входе (пере-
датчике) участка равна: Рпр1 и Рпер л — для первой ли-
нии, РПр,2 и Рпер.2для второй линии. Тогда мощность
помехи, наводимой из второй линии в первую, — Pn 2i,
а мощность помехи из первой линии feo вторую — Рп и.
Уровень мощности помехи в приемнике можно представить в виде: рп 21 =
- Рпер.2 ~ Ль Рп.12 =Pnep.i “ Лг, где Л12 и Л21 — постоянные величины, характе-
ризующие линию связи и направление передачи.
Величины Л21 = />пер.2— Рп.21 и Л12 = рПер.1 - />п.12 принято называть переходным
затуханием из второй цепи в первую, и наоборот. Если направления передачи сов-
падают, то переходное затухание называется затуханием на дальний конец Л12 =
Л21 = 4т При несовпадающей передаче переходное затухание называется затуха-
нием на ближний конец: Л12 = Л21 ~ А& причем Лд Л§.
Если линейные спектры на параллельных цепях одинаковы, то помехи ли-
нейных переходов при телефонной связи проявляются в виде внятных переход-
ных разговоров. В противном случае переходный разговор будет невнятным.
Невнятной будет помеха и в том случае, когда в один и тот же канал попадают
внятные переходные разговоры от нескольких влияющих параллельных цепей.
Рассмотрим линейные переходы для двух одинаковых (однотипных) систем
связи, работающих по двум параллельным цепям. Для упрощения положим,
что число усилительных пунктов (УП) Nn расстояния между ними / в сис-
темах одинаковы (рцс. 9.26, а), а диаграммы уровней имеют вид, приведен-
ный на рис. 9.26, б, За счет паразитных индуктивных и емкостных связей на
длине участка линии возникает перекачка энергии из одной пары в другую, ре-
зультатом котЬрой Являются помехи линейных переходов. Для простоты рас-
суждений предположим, что первая цепь является влияющей, а Вторая — под-
верженной влиянию. На входах каждого из УП действует переходная помеха
с уровнем рП ]2 “ р{ — Ап = Рп.вх/, где р\ — уровень Сигнала на выходе УП1. По-
меха, возникающая на i-м участке, может быть пересчитана на выход линейно-
го тракта (в точку с уровнем pBbIx.T)- Удобно выбрать точку, где рвтл в 0 дБм
(ТНОУ). Здесь уровень помехи равен рпй - рпвх,-+ 5^ - р2, где У2 — усиление /-го
УП второй цепи, р2 — уровень сигнала на выходе УП2.
315
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Можно считать, что помехи, пришедшие на выход тракта от различных УП,
слабо связаны между собой. Тогда полная мощность помехи PnS0 равна
; N N N
•Pnso “X ршо = £decO,lpn2O “ Edec0,1(Р! - А12 + а - р2) - '
/=1 /=1 /»]
= WdecO,l(pj ~Р2~А12 + а), 1 (9.82)
где а = а, = = 5| = - затухание участка линии связи.
Суммарная защищенность от помех линейных переходов в ТНОУ равна
>1лп1 = -101ё-^- = Л12-а-(р1-р2)-101ё2У. ' ‘ (9.83)
1 мВт
На основании выражения (9.83) можно решить ряд важных для практики
задач: 1) выбор какого из направлений передачи (совпадающего или несов-
падающего) обеспечивает наибольшую защищенность от линейных перехо-
дов; 2) при каком расстоянии / = /опт обеспечивается максимально возмож-
ное значение Ллп£; 3) как выбрать линейный спектр частот с учетом
линейных переходов.
Для анализа (9.83) удобно принять: а = al, N= L/l, где а = вц = а2 — кило-
метрическое затухание цепи, Д — общая длина линии связи. Тогда (9.83) запи-
шется в виде .
ЛлПх = Л12-а/-(р1-р2)-10164. (9.84)
Так как Ац и а зависят от частоты, следовательно, и 4nn.s является функци-
ей / Примерные зависимости Л12 от / и/приведены на рис. 9.27, а, б. Как видно
из рисунков, Ли - практически не зависит от/; Л12 = Аа имеет сложную зави-
симость от I, причем величина Ац - al =Аа - а - Лзд, называемая переходной за-
щищенностью на дальний конец, с ростом / уменьшается. При фиксированных
значениях / и/затухание Аа> Aq„ следовательно, целесообразно выбирать сов-
падающие направления передачи на параллельных цепях. При фиксированном
316
9.4. Защищенность АСП от линейных переходов
значении / зависимость Ллп£ (/) от частоты имеет спадающий характер (рис.
9.28), поскольку А12 уменьшается, а затухание участка линии (а) растет с.часто-
той. Зная зависимость Ллп2 (/), можно определить верхнюю граничную частоту
линейного спектра /р, для которой защищенность от помех линейных перехо-
дов равна допустимой Ялп1доп. Линейный спектр и число каналов в системе пе-
редачи должны выбираться таким образом, чтобы обеспечить/в </гр и соответ-
ственно ЛлпХ (/в) > ЛлпХдап.
При работе на несовпадающих направлениях (это встречается, когда один
многопарный кабель используется для двух направлений передачи) Л12 (/) =
= Яб(/)=const. Тогда из (9.84) для f=fB нетрудно найти значение / = /опт, при ко-
тором АЯ1(£ принимает максимальное значение. Решая уравнение = 0, по-
al
лучим результат, аналогичный (9.13), Так же как и для случая анализа собствен-
ных шумов, при оптимальной длине участка /опт обеспечивается значение
Лпхтах» которое значительно больше допустимого Ялпагап. Поэтому целесооб-
разно выбирать / > /опт на основании (9.84) для ЛлпХ = ЛЛ[дд0П.
< При работе на совпадающих направлениях, когда Применяются два много-
парных кабеля, каждый из которых служит для передачи сигналов только в од-
ном направлении, переходное затухание на дальний конец А12 (!) = Ад (/) может
быть определено выражением [161
Л(0 = Л(4) + а(/-/и)-Ю1ё^; Язд(/)-Лзд(/и)- lQlg~, (9.85)
* н и
где /и — некоторая длина линии, для которой известно (измерено) Аа(1 = /и).
Подставляя (9.85) в (9.84), получим выражение
Ani = ^(Q + a/ll-101gA = HM(/tI)-101gA> (9.86)
' . и *И
из которого следует, что в данном случае защищенность в линейном тракте не
зависит от длины участка, поскольку уменьшение защищенности с ростом I на
одном участке компенсируется уменьшением числа участков на трассе N^ L/l.
Следовательно, в подобных случаях длина участка должна выбираться из дру-
гих соображений, например из обеспечения защищенности от собственных
317
9, ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
шумов; Из (9.86) также видно, что с ростом длины магистрали L защищенность
от линейных переходов падает. Из рис. 9.28 видно, что каналы, передаваемые
в различных участках линейного спектра, имеют различную защищенность.
Поэтому расчет линейного тракта на заданную защищенность от линейных пе-
реходов ведется для худшего случая — верхних каналов линейного спектра.
В многопарных симметричных кабелях, имеющих т пар, одну пару жил
можно рассматривать как пару, подверженную влиянию, а остальные (т - 1)
пар — как влияющие. Переходные разговоры от нескольких влияющих пар об-
разуют, как уже говорилось, невнятную помеху, мощность которой зависит от
числа «активных» влияющих пар т3, по которым в данный момент идет разгон
вор. Число та определяется из(тех же соображений, что и число активных канат
лов т.е. это такое число активных пар, вероятность Превышения которого
не более 1%. Тогда можно использовать, например, табл. 9.2. Для четырех-
и семичетверочных кабелей, у которых число влияющих пар равно соответ-
ственно 7 и 13, число активных пар будет 5 и 7. Если принять, что уровни пе-
редачиина всех параллельных цепях одинаковы (р\ = р2 = ... = рт- рпер) й уро-
вень мощности активного телефонного канала на выходе УП равен + Z’nep
(см. подпараграф 9.3.2), то мощность помехи от линейных переходов на входе
УП в цепи, подверженной влиянию, будет равна
ж . . ,
^лп.вх/ = У. dec (О,1(Д1.о + Рпер ~ Ад)),, ,
7=1
где Ад — переходное затухание на дальний конец от у-й’активной влияющей пары.
Суммарная мощность помехи в тракте с Nусилительными пунктами, пере-
считанная в ТНОУ, будет равна
Рлпхо = dec (0,1 (pi .о + a - ^))« tfdec 0,1 (Ко + д)? dec (-0,1 ЛдД. (9.87)
7=1 , ! 7=1 >
Значения переходного затухания Ад между отдельными парами имеют не-1
который разброс относительно среднего значения Лд ср. Обычно допускается,
что не более 20% пар в кабеле имеют затухание АаЛ = Лдтт < 4i.cp, а не менее
80% пар — затухание Лд,2 = А.тах > Лдср, причем разница между Аял и Лд2 не
превышает заданную величину (обычно 4—6 дБ) [16]. Тогда из (9.87) следует
Лпхо=Л/>иа[0,80ес(-0,1Лд.2) + 0,20ес(-0,Ыд.1)]Оес(0,1(р|.0 + а)). (9.88)
9.4.2. Взаимные влияния между разнотипными АСП
Если по одинаковым симметричным парам работают две системы с разным
числом каналов, то верхняя частота линейного спектра, например первой систе-
мы, меньше верхней частоты второй системы. При этом необслуживаемые уси-
лительные пункты в разных системах располагаются на разном расстоянии
(рис. 9.29, о) и на участке Ц диаграммы уровней для двух систем меняются так, как
показано на рис. 9.29, б. Подобная ситуация характерна для многих современных
318
9.4. Защищенность ДСП от линейных переходов
магистралей симметричного
кабеля, когда из-за нехватки
числа каналов некоторые па-
ры кабеля доуплотняют бо-
лее мощными системами
передачи. Например, вмес-
то системы К.-60П, рассчи-
танной на 60 каналов, уста-
навливают аппаратуру типа
К-300С и К-1020С, рассчи-
танную соответственно на
300 и 1020 каналов [16]. С целью удешевления стоимости реконструкции магист-
рали сохраняются НУП старой системы, в которых теперь размещается аппарату-
ра новой системы, а между существующими НУП прокладывается определенное
число дополнительных НУП для новой системы передачи (см. параграф 18.4).
Положим, что чйсло промежуточных участков второй системы равно к =
= l\ fli, где к — целое число. Для примера будем считать первую цепь влияю-
щей, вторую — подверженной влиянию. Разобьем условно участок между УП
первой линии на к участков и примем, что в первой линии по длине 1\ разме-
щены к усилительных пунктов с уровнем на выходе каждого соответственнор{,
Р\л> Р\.к-\ (рис. 9.29, б). Тем самым задача сводится к предыдущему случаю
(однотипные линии) й отличается только тем, что уровни сигналов УП пер-
вой линии неодинаковы: />].,• - Р\~ ial\ /к = р\- ial2, i е [0, к - 1], оц = а2 = а —
километрическое затухание линии. По аналогии с подпараграфом 9.4.1 уро-
вень переходной помехи на входе /-to УП второй линии определяется из выра-
жения Аш.вх/ ~Ри-1 ~ Ли, где Л]2 — переходное затухание на дальний конец на
участке линии связи длиной 12- Полагая, что помехи линейных переходов, обра-
зующиеся на разных участках линии связи, не коррелированы между собой,
найдем мощность суммарной помехи линейных переходов, накопившейся на
входе Л-го УП второй линии или, что то же самое, на участке длиной А:
к к
Лп.Х.вх = Ерл«.вх^ ~ ^п)).
/=1 ; м 1
Считая, что на магистрали длиной L имеется N = L/h участков, найдем
суммарную мощность помехи линейных переходов в точке с .нулевым относи-
тельным уровнем. Учитываем, что мощность Ряа.^ определена в точке с уров-
нем Рвх = р2 - а2 = /?2 - а/2. Тогда
к
Лпхо = tfdec[0,l(-42 + al2 + Pl - ^)]^dec(0,l(/ - l)a/2) =
/=1 '
= Удес[0,1(~Л12 + а/2+л-^)]1 (9.89)
1 -dec(-0,la/2)
В (9.89) использовано известное определение суммы геометрической про-
п — 1
грессии: Sri = 1 + q + $ + ... + A где q — множитель прогрессии; в на-
* . 9-1
319
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
шем случае qdec(—0,1а/2). Используя (9.89), можно определить защищен-
ность от помех лийейных переходов в ТНОУ:
An.s *= 4in.2i =101g = Л12 - a/2 - (Pl - р2) -
1 мВт
- 10lg^- 101g 1n(WO)
/2 fc(l-dec(-0,la/2))
Сравнивая (9.84) и (9.90), видим, что при одних и тех же значениях /, L, Ait,
Pi и р2 помехозащищенность второй линии будет выше в том случае, когда
влияющая линия имеет в fc раз больший усилительный участок, т.е. при парал-
лельной работе с разнотипным линейным трактом вида рис. 9.29, й.
Используя описанную методику, нетрудно аналогичным путем определить
защищеннрстьот линейных переходов в первой линии, считая вторую линию
влияющей. Тогда входом каждого /-го УП в первой линии будем считать точку
с измерительным уровнем pmi ~pi~ kil2, i e [1, fc), причем в эту точку попадает
помеха линейных переходов с уровнемрлпвх, e Рг ~ Аь Тогда на магистрали
первой линии длиной L в ТНОУ получим мощность суммарной помехи
Апхо = Ar£dec[0,l(p2 - Л21- pBXJ)) = decI0,l(p2 - A2i ~ Pi + /а/2)] =
/=i ,=1
л
= М1ес[0,1 (—A2i + fca/2 + р2 — Pi)]^ dec 0,1 (/ — fc)a/2 =
=WdeC)0,l(-H^^ (9.91)
1 - dec(-0,la/] / fc)
и защищенность
= Ann = -101g -^f- =
1 мВт
= A1-a/i-(p2-pI)-101gA-rlz^±^^. (Од
/t 1 - dec(-0,la/i / fc)
Сравнивая (9.92) и (9.84), видим, что реконструкция магистрали (второй
линии) приведет к некоторому уменьшению защищенности первой линии.
Окончательную оценку значений ЛлпХ нужно делать с учетом того, что в разно-
типных линиях pi * Р2.
9.4.3. Повышение защищенности от помех линейных переходов
Учитывая проведенный анализ, можно рекомендовать следующие меры по
повышению защищенности от линейных переходов.
1. Поскольку переходное затухание на дальний конец Ад значительно боль-
ше, чем переходное затухание на ближнем конце Аб, целесообразно работать
320
9.4. Защищенность АСП от линейных переходов
на совпадающих направлениях передачи в совпадающем
спектре частот. С этой целью однополосные системы пе-
редач строятся по двухкабельной схеме (рис. 9.30), когда
передача сигналов в одном и другом направлении осу-
ществляется по разным кабелям Ki и Кг- Необходимое
переходное затухание на ближнем конце обеспечивается
за счет экранирующего действия оболочек кабелей. При
использовании двухполосных двухпроводных систем свя-
зи применяют однокабельную схему, а передачу одинако-
вых частотных полос на соседних парах кабеля также осу-
ществляют в одном.направлении. Это нетрудно сделать в системах передачи
по симметричным кабелям, поскольку оконечные пункты нескольких сис-
тем располагаются, как правило, в одном месте. Более сложно выполнять это
условие для систем передачи пр воздушным линиям связи, которые работа-
ют на параллельных цепях не на всем протяжении, а на отдельных участках,
при этом оконечные пункты разных систем могут не совпадать территори-
ально. Чтобы исключить возможность работы на несовпадающих направле-
ниях, регламентируется выбор направления передачи верхней или нижней
группы каналов в зависимости от географического направления линии свя-
зи. Если направление передачи от станции А к станции Б таково, что линия
трассы на карте расположена ниже прямой линии, проведенной через стан-
цию А в направлении с юго-запада на северо-восток, то в направлении от А к Б
передается верхняя группа частот 12-канальной системы и нижняя группа
частот 3-канальной системы. Если линия трассы лежит выше этой линии, то
в направлении от А к Б передается нижняя группа частот 12-канальной и верх-
няя группа частот 3-канальной системы [11, 16].
2. Поскольку мощность помех линейных переходов составляет значитель-
ную долю от полной мощности помех в линейном тракте, целесообразно при-
менять все возможные меры конструктивного характера для повышения пере-
ходного затухания. С этой целью в симметричных кабелях и воздушных линиях
применяют симметрирование и скрещивание, вводы воздушных линий кабе-
лируют и в каждую Параллельную Цепь включают запирающие катушки (ЗК).
ЗК состоит из двух обмоток на общем кольцевом сердечнике, причем каждая из
обмоток включена в один из Проводов цепи. Обмотки включены таким обра-
зом, что магнитные потоки за счет полезного сигнала оказываются в противо-
фазе и компенсируют друг друга, что обеспечивает малое затухание для по-
лезного сигнала. Для наведенных токов, имеющих одинаковое направление
в различных проводах цепи, магнитные потоки складываются, что приводит
к резкому возрастанию индуктивного сопротивления ЗК [16]. В двухкабельных
системах кабели с высоким уровнем передачи (на стороне передачи) и с низким
уровнем (на стороне приема) в каждом усилительном пункте заводят на разные
вводные стойки.
Важное значение имеет обеспечение хорошего согласования волнового
сопротивления участка линий связи с Входным и выходным сопротивлением
11 Зак. 1600
321
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
усилительного пункта, которое характеризуется с помощью коэффициента
\Z - Z I
отражения у = или затухания отражения = -201gy. Вследствие от-
ражения от аппаратуры переходные токи, достигшие ближнего конца, рас-
пространяются в направлении передачи и добавляются к переходным токам на
дальнем конце. Результирующая мощность линейных переходов на одном
участке определяется выражением >
Pjin.Bxi ~~ decO,l(pi /4Д) + у decO,l(pi ~ Aq~~ al ).
Отсюда видно, что из-за невысокого качества согласования линии с аппа-
ратурой даже при работе на совпадающих направлениях приходится учитывать,
а следовательно, контролировать и нормировать величину затухания на ближ-
ний конец А$. Если потребовать, чтобы добавка мощности за счет А^ не превы-
шала 0,1 мощности за счет Ад, то, принимая, что у < 0,1, из последнего выраже-
ния получим _ j
decO, 1 (Pi Лд) > 10y2dec0,l(pi - Aq — al) > 10-1dec0,l(pi - A6 - al);
Aq Ад — al — 10.
Видно, что требования к величине А& также достаточно жесткие.
3. Использование описанных выше мер обеспечивает допустимый уровень
помех линейных переходов в диапазоне частот до 250—300 кГц в симметричных
многопарных кабелях. Это и определило то, что по таким кабелям работают
многоканальные системы передачи с числом каналов не более 60 (системы
К-60П, К-24 й т.п.). Если же в таких кабелях и применяется более мощная сис-
тема, то она работает только по одной паре кабеля, на остальных парах работа- ;
ют системы с числом каналов не более 60. Эффективным средством, позволяю-
щим заметно снизить уровень помех линейных переходов в более широкой
полосе частоту а следовательно, расширить частотный диапазон многопарных
симметричных кабелей, является использование принципа противофазной ком-1
пенсации, реализуемого с помощью контуров лротивосвязи (КПС) [16]. Контур;
противосвязи обеспечивает получение требуемой защищенности на участке
ОУП-ОУП. Коэффициент передачи КПС подобран таким образом, что напря-
жение, возникающее на его выходе, равно по величие напряжению переходной
помехи, но сдвинуто относительно последнего на 180’. Указанное требование
должно Выполняться на всех частотах линейного спектра. Разработан ряд при-
боров, позволяющих определять параметры коэффициента" передачи klja)
КПС. Наиболее просто k(jm) определяется экспериментально путем подключе-
ния на вход влияющего участка ОУП-ОУП измерительного генератора (ИГ),
а на выход подверженного влиянию участка ОУП-ОУП — избирательного ука-
зателя уровня (ИУУ) (рис. 9.31). Вместо КПС используется набор переменных
резисторов и конденсаторов. На каждой частоте f подбирают такие значения К,
и С,, при которых уровень переходной помехи по показаниям ИУУ минимален.
По полученным данным с помощью ЭВМ производится расчет элементов по-
322
9.4. Защищенность ДСП от линейных переходов
стоянного КПС. Эксперименты показали, что подобным образом удается рас-
ширить рабочий диапазон симметричных кабелей до нескольких мегагерц.
4. Как указывалось ранее, нормы на
допустимый уровень мощности внят-
ной и невнятной помехи существенно
разные. Поскольку малую допустимую
мощность внятной помехи можно обес-
печить только за счет увеличения пере-
ходного затухания (а сделать это, как
уже говорилось, непросто), то целесо-
образно разработать определенные ме-
ры, которые осуществляли бы преобра-
зование внятной помехи в невнятную.
Среди них наиболее эффективной ме-
рой является инверсия спектров (рис.
9.32, а). При одинаковых спектрах сигналов в двух параллельных линиях S и S2
низкочастотные (НЧ) и высокочастотные (ВЧ) компоненты спектра сигнала
одной линий за счет линейных переходов попадут соответственно в области НЧ
и ВЧ спектра сигнала второй линии и будут проявляться как внятная помеха.
Если же в одной из линий будет инверсия спектра, например Si, то НЧ компо-
нента сигнала 1 попадет в область ВЧ сигнала 2, в результате переходная поме-
ха станет невнятной. Для упрощения оконечной аппаратуры инверсия спект-
ров осуществляется не с индивидуальными сигналами, а с групповыми
(рис. 9.32, б). В многопарных симметричных кабелях, кроме этой меры, ис-
пользуют также сдвиг частот (рис. 9.32, в). В этом случае в спектр одного кана-
ла попадают помехи из НЧ и ВЧ областей двух соседних каналов параллельной
линии. Поскольку сигналы в этих каналах не коррелированы, то переходная
помеха будет также невнятной- Наиболее эффективен сдвиг частот рав-
ный примерно 0,8 ч- 1,5 кГц. Это определяется тем, что промежуток между
спектрами соседних каналов равен 0,9 кГц, и тем, что максимум спектральной
плотности мощности речевого сигнала находится в области 0,6 0,8 кГц.
В практике принято использовать AFcm = 1 кГц. Сдвиг спектра осуществляют
Рис. 9.32
323
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
также с групповым сигналом» Экспериментально установлено, что применение
инверсии эквивалентно увеличению переходного затухания на 7 + 8 дБ, а сдви-
га частот на 1 кГц — на 10 + 26 дБ [47]. В системах, работающих по многопар-
ным симметричным кабелям и по воздушным линиям связи, инверсия и сдвиг
частот могут применяться одновременно.
9.5. Импульсные и атмосферные помехи
Импульсные помехи — это любые посторонние электрические колебания, вре-
мя действия которых ти существенно меньше периода повторения Ти (рис. 9.33, а).
Импульсная помеха в канале ТЧ представляет собой •кратковременные импуль-
сы напряжения, амплитуды которых могут достигать значений, превышающих
уровень полезного сигнала. Источники импульсных помех разнообразны по
своей природе: грозовые разряды; работающие мощные электроустановки;
коммутация на НЧ окончаниях аппаратуры уплотнения; помехи от параллель-
ных линий связи, по которым передается импульсная информация (ИДИ, те-
леграф); влияние измерительной аппаратуры в соседних цепях при контроле и из-
мерениях без перерывов связи и т.д.
С временной точки зрения импульсная помеха есть короткий пакет ко-
лебаний; со спектральной — она представляет собой сигнал, спектр которо-
го, во-первых, непрерывный, во-вторых, убывает с ростом частоты (рис. 9.33, б,
где функции 1 и 2— спектры различных видов импульсных помех). Сравни-'
вая ширину спектра таких помех Д/й с шириной полосы пропускания канала
ТЧ ДГТЧ = 3,1 кГц, можно выделить случаи: 1) широкополосная помеха, для
которой Д/п »'-ДЛч; 2) узкополосная помеха, когда Д/й < Д-Гтч.
Очевидно, если выполняется второе условие, то все спектральные состав-
ляющие помехи попадают в полосу пропускания канала ТЧ. Тогда форма поме-
хи на выходе канала будет такая же, как на входе этого канала или в точке воз-
действия помехи на канал» Если выполняется первое условие — широкополосная
помеха, то в полосу пропускания канала ТЧ войдет только известная часть
спектральных составляющих помехи, и тогда отклик помехи на выходе канала
ТЧ будет практически равен импульсной реакции канала ТЧ (рис. 9.33, в) не-
зависимо, от формы помехи в точке воздействия на канал (на рис. 9.33, в для
ДД, = 3,1 кГц имйм т s 1/ДЛч = 0,3 мс).
324
9.5. Импульсные и атмосферные помехи
Субъективно импульсные помехи в канале ТЧ воспринимаются ухом в виде
отдельных щелчков и треска, причем слышны только те помехи^ длительность
которых превышает 30 мс: Помехи с меньшей длительностью будут слышны
только в случае, если будет воздействовать не одна, а несколько помех через из-
вестное время. Но и короткие одиночные помехи могут привести к вредным
воздействиям, в частности к временным перерывам связи (например, отклю-
чится аппаратура соединения некоторых типов АТС, если она работает с дан-
ной МСП и амплитуда помехи достаточно велика).
Действие импульсных помех на системы передачи телевидения, фототе-
леграфа будет проявляться в виде точек, наклонных, вертикальных, горизон-
тальных полосок и черточек на изображении. Наибольшее мешающее влия-
ние импульсные помехи оказывают на передачу дискретной информации,
являясь одной из основных причин снижения достоверности передаваемой
информации. Достоверность характеризуется величиной вероятности ошиб-
ки Рош = ^ош / где Мош ~ число ошибочно принятых символов, Nz — об-
щее количество символов, измеренных за определенный интервал времени t.
Поскольку амплитуда импульсной помехи Un — величина случайная, кото-
рая может меняться в широких пределах в зависимости от различных факторов,
то ее характеризуют амплитудным распределением. Применяют две формы опи-
сания амплитудного распределения: первая — вероятность относительного вре-
мени превышения помехи определенных пороговых напряжений за определен-
ное время анализа; вторая — вероятность превышения амплитудой помехи
определенных значений напряжений. Другой важнбй характеристикой им-
пульсной помехи является интенсивность помехи — количество помех в едини-
цу времени, Превышающих определенный порог анализа. Она зависит от раз-
ных факторов (типа аппаратуры МСП, протяженности магистрали, типа кабеля,
загрузки системы передачи и т.д.) и, следовательно, это случайная величина.
Интенсивность помех является также функцией напряжения порога. Для оцен-
ки защищенности от импульсных помех разработаны специальные измеритель-
ные устройства, которые; измеряют как время превышения импульсной поме-
хой заданных порогов.анализа за сеанс измерения, так и число помех, превы-
шающих эти пороги в единицу времени. । .
Есть Два пути повышения защищенности от импульсных помех. Первый
путь — приспособление аппаратуры передачи данных (вторичного уплотнения)
к имеющимся характеристикам аналоговых каналов связи. Для этого стремятся
применять наиболее помехозащищенные виды модуляции, оптимальные виды
кодирования и эффективные алгоритмы работы. Второй путь — улучшение ка-
чественных характеристик каналор связи, -повышение качества обслуживания
действующих МСП, а также оперативности при отыскании и устранении при-
чин нарушения связи. ;
Атмосферные помехи — помехи, возникающие-в результате действия элект-
рических процессов в атмосфере (грозовые разряды, полярные сияния, магнит-
ные бури и т.п.). Этот вид помех действует по всей длине линии и является ос-
новным в каналах аппаратуры уплотнения воздушных линий связи (ВЛС).
325
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
Спектр атмосферной помехи Сап(/) характеризуется следующими особен-
ностями: 1) он является сплошным и достаточно протяженным; 2) плотность
спектра помехи убывает с ростом частоты.
, Спектр атмосферной помехи простирается до частот порядка 10 МГц,
а иногда и выше. Мощность атмосферной помехи, попадающей в телефонный
канал, который передается в линейном спектре в области / + определяет-
ся выражением Рап(/) s где Сап(/) — спектральная плотность мощ-
ности атмосферной помехи на частоте /. Так как (7ап(/) убывает с частотой, то
уровень мощности атмосферной помехи вап = 101g ^ап , наводимой в разных
1 мВт
каналах, будет различным. На частотах 31 и 140 кГц значения уровней рап(/),
как показал эксперимент, равны соответственно —71 и —79 дБм.
Правильное размещение усилительных пунктов на магистрали связи поз-
воляет обеспечить минимум уровня атмосферных помех на выходе линии связи
или, другими словами, выполнить условие, когда ожидаемый уровень атмо-
сферных помех Uan не превышает допустимого значения С4п.Доп- Отметим, что
уровень собственных шумов линии связи с учетом шумов усилителей составля-
ет порядка минус 120—130 дБм, т.е. значительно ниже, чем уровень атмосфер-
ных помете /ап, которые являются основным видом помех в ВЛ С.
Рассмотрим диаграмму уровней в тракте, состоящем из нескольких усили-
тельных участков. Общая мощность атмосферных помех, пересчитанная на вы-
ход тракта в точку с уровнем рввх.т = 0 дБм, находится так же, как и мощность
собственных шуМов, т.е.
N '
^апХО бес[0,1(рап Axj)] У,<1ес[0,1 (рап Ч~ Oj Pt + РжЛ Ах.<)1>
где рап — уровень атмосферной помехи, наводимой на участке ВЛ С; а/ — затуха-
ние на /-м усилительном участке, равное сумме затуханий участка ВЛС, кабель-
ных вставок, запирающих катушек (см.; параграф 9.4); pt и р^л — уровни
сигнала на выходе и входе усилителя усилительного пункта; РвХ; — уровень сиг-
нала в конце участка ВЛС (на входе кабельной вставкй).
Величина рап фактически не зависит of положения z-ro усилительного
участка и одинакова пр всей длине линии связи из-за сравнимых размеров ли-
ний связи и зоны действия атмосфе/йой' ПОМеХЙ;
Из анализа этого выражения можно сделать следующие выводы: 1) наи-
большее влияние на защищенность от атмосферных помех будут оказывать те
УП, которые имеют минимальный уровень сигнала на входе /4xj; 2) общая
мощность атмосферной помехи в линии связи будет минимальна при равно-
мерной диаграмме уровней по всей линии (р^р- const); 3) защищенность от
атмосферных помех на выходе тракта в последнем Случае будет равна
4n2 = -101g^-=p-zz-pan-(PBx-Ax.<)- lOlgM (193)
1 мВт
326
9.6. Компандерные устройства
Видно, что для обеспечения требуемой защищенности Лапх при большом
уровне атмосферных помех необходимо повышать уровень сигнала в линии Pj=р.
Поэтому если уровень полезного сигнала в кабельных линиях связи составляет
(- J0 * -20) дБм, то в воздушных линиях связи — ( +10•+ +20) дБм.
Из (9.93), учитывая a = al,N= L/l, нетрудно найти оптимальное значение
I “ 1от, при котором Лапх достигает максимума Лпхтах- Из решения уравнения
~ 0 получим аопт = а/опт - 4,35 дБ;
al
• ДшЕтах ~ Р ~ 4,35 — рап — lOlg.43^, дБ.
Как правило, ЯапХтах Значительно превышает допустимое значение защи-
щенности от атмосферных помех Лпхдоп- Поэтому целесообразно брать I > /опт
и соответственно уменьшать число усилительных участков Уна трассе длиной
L. Значение I определяется графоаналитически из решения (9.93) При Дтх =
= ДшЕдоп*
Для ВЛ С с проводниками из цветных металлов длина усилительных участ-
ков при работе на частотах 31 кГц И менее составляет 200-250 км, а при работе
на частоте до 140 ,кГц — 70-120 км. Большое расстояние между УП на ВЛС поз-
воляет размещать их в соответствующих населенных пунктах, а в связи с боль-
шой потребляемой мощностью усилители целесообразно питать от местных
энергетических сетей без Применения систем дистанционного питания.
, Затухание ВЛС резко зависит от метеорологических условий. Изменение
метеоусловий, например от условия «лето-сыро, + 20*С» до условия «из-
морозь, 25 мм», вызывает рост километрического затухания ВЛС в 1,5-3 ра-
за в зависимости от материала проводов: сталь, медь, биметалл. В соответ-
ствии с (9.93) защищенность Лап1 падает на десятки децибел. В этих случаях
в системах передачишр ВЛС предусмотрено включение на участке между
двумя обслуживаемыми; пунктами одного или двух вспомогательных необ-
служиваемых: усилительных .пунктов (ВУС). Питание ВУС осуществляется
дистанционно, а включение производится только на период неблагоприят-
ных метеоусловий. Эффективным средством повышения помехозащищен-
ности в ВЛС являются также компандерные устройства.
9.6. Компандерные устройства
Для уменьшения внешних помех в каналах свяЗи Применяют компандерные
устройства. Компандерные уСтгрбЙстЬа состоят из ’компрессора (Сжимателя)
и экспандера (расширителя) и предназначены для повышения помехозащищен-
ности в каналах путём регулировки динамического диапазона сигнала, переда-
ваемого по каналу. В зависимости от места расположения (в индивидуальном
или групповом тракте) различают индивидуальные и групповые компандерные
устройства, а в зависимости от скорости обработки сигнала — инерционные
и безынерционные (или мгновенного действия). В многоканальных системах пе-
327
9, ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСЦ-ЧРК
редачи с частотным разделением каналов (МСП—ЧРК) используются индиви-
дуальные инерционные (или слоговые) компандерные устройства, в МСП—ВРК
с импульсно-кодовой модуляцией — как правило, безынерционные (см. пара-
графы 13.3, 14.2, Г4.3).
Изменение динамического диапазона сигнала на передающей стороне осу-
ществляется компрессором 1 (рис. 9.34). Сжатие динамического диапазона
происходит относительно некоторого «нулевого» уровня, при котором коэффици-
ент передачи компрессора равен единице, и такой уровень передается без измене-
ний. Например, в компандерных устройствах ВЛС этот уровень равен —13 дБм.
На приемной стороне сжатый динамический диапазон восстанавливается экс-
пандером 2 и уровни полезного сигнала достигают первоначальных значений.
Расширение также происходит относительно «нулевого» уровня. В компандер-
ных устройствах ВЛС он составляет+4,3 дБм.
В компрессоре коэффициент усиления падает с ростом средней мощнос-
ти сигнала на его входе. Наклон характеристики передачи уровней (ХПУ)
компрессора 1 (рис. 9.35, а) меньше 45°. У экспандера 2 коэффициент усиле-
ния растет с ростом средней мощности сигнала на его входе. Наклон ХПУ
экспандера больше 45°. Амплитудные характеристики (АХ) компрессора и экс-
пандера показаны На рис. 9.35, б, где £/м.вх и £7м.вых — Соответственно ампли-
туда сигнала на входе и выходе блока. Совместно компрессор и экспандер
образуют блок, называемый компандером, амплитудная характеристика ко-
торого линейна (кривая 3 на рис. 9.35, б). Амплитудные характеристики, по-
казанные на этом рисунке, выражаются уравнением Z/м.вых = ^м.вх, где коэф-
фициент у для компрессора равен ук (0 < ук < 1), для Экспандера — уэ. Для
компандера у = укуэ = 1, поэтому уа = 1/ук > 1. Из-за трудностей построения
взаимно-обратных АХ.компрессора и экспандера при ук << 1 на практике
обычно применяют ук = 0,5 и Уэ = 2. ,. i ;
В инерционных компандерных устройствах регулиррвка коэффициента пе-
редачи осуществляется в соответствии с изменение^ огибающей максимальных
значений разгорорного трк^ (рис. 9.3$,.где.1 показано изме-
328
9.6. Компандерные устройства
Рис.9.36 , , Рис.9.37
нение мгновенных значений разговорного тока a(t), а пунктирной линией 2 —
изменение огибающей. Такие компандерные инерционные устройства называ-
ются еще слоговыми, потому что максимальная частота огибающей обычно ме-
няется с частотой слогов 2+ 5 Гц. Упрощенные структурные схемы инерцион-
ных компрессора и экспандера показаны , на рис. 9.37, а, б. Компрессор
построен по схеме обратной регулировки уровня (рис. (9.37, а), при которой
сигнал с выхода усилителя 2 проходит через выпрямитель 3, фильтр нижних
частот 4, где выделяется огибающая слогов, и поступает на управляемый час-
тотно-независимый аттенюатор Л Чем больше огибающая (выше уровень сиг-
нала на выходе компрессора), тем сильнее затухание сигнала в блоке 1. Экспан-
дер построен по схеме прямой регулировки (рис, 9.37, б), назначение блоков то
же, что и на рис. 9.37, а. С ростом уровня сигнала на входе экспандера (с рос-
том огибающей) уменьшается затухание аттенюатора 1 и увеличивается уровень
сигнала на выходе.
Повышение защищенности от внешних помех за счет компандерных ус-
тройств объясняется Тем, что если в обработке полезного сигнала участвуют
и компрессор и экспандер, которые сбвМёстно образуют эквивалентный ли-
нейный каскад — компандер, то обработку внешней помехи осуществляет
только нелинейный блок — экспандер. Последний, как видно из рис. 9.34,
уменьшает уровни помехи относительно уровня сигнала (Лап > Л'ап). Поскольку
именно шумы в паузах ^т/рёдёДяЙТйсЙхдфизическдё восприятие шумов в сиг-
нале, то в результате при использовании компандерных устройств существенно
улучшается качество сигналам Уй^Дйченйё защищенности А^п за счет компан-
дерных устройств при ук - 0,5 составляет примерно 13дБ[11].
Так как компандерные устройства относительно сложные и дорогие; при-
меняются они в системах связи только в тех случаях, когда уровень внешних
помех недопустимо велик. Так, компандерные устройства находят применение
в воздушных линиях связи при работепо стальнымцепями в тропосферных
РРЛ. Кроме того, они используются в системах передач, где полезный сигнал
имеет большой динамический диапазон (например, ^аппаратуре звукового ве-
щания, аппаратуре звукозаписи и т.д.).
Безынерционные компандерные устройства находят широкое применение
при цифровой передаче речевых сигналов, сигналов звукового вешания и зву-
кового сопровождения телевидения. Их структура существенно отличается от
рассмотренной на рис. 9.37, а принципы работы более подробно освещены
в параграфах 13.3 и 14.3.
329
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
9.7. Нормирование помех в линейном тракте АСП
Высокое качество воспроизведения передаваемых сообщений обеспечива-
ется лишь при условии, что электрические характеристики линейного тракта
и его составных частей удовлетворяют определенным требованиям (нормам). По
нормам МККТТ для магистральной линии связи протяженностью - 2500 км,
которая имеет определенное (гипотетическое) количество переприемного обо-
рудования (состав транзитного оборудования зависит от числа каналов в систе-
ме передачи — см. параграф 18.2), среднее за любой час значение псофометри-
ческой мощности помех Рп20пс в точке с измерительным уровнем 0 дБм не
должно превышать 10 000 пВт. пс [17], причем 3/4 этой мощности вносит ли-
нейный тракт, а остальное — оконечное и переприемное оборудование. При
такой мощности субъективно помехи едва различимы. Учитывая, что мощность
помехи линейного тракта пропорциональна длине тракта, определим допусти-
мую мощность помехи, приходящуюся на 1 км магистрали:
^оП.пс = 7-^=ЗпВт.пс/км, (9.94)
4 "max
и соответственно на магистраль произвольной длины L:
^лЮДОП.ПС ОгДОП.ПС ' i, ПВТ. ПС. ! (9.^5)
Если расчет ведется для невзвешенной мощности помехи, то (см. пара-
граф 1.4) Йедоп = бхдоп / 0,56 = 5,35 пВт/км, ,
Для каналов ТЧ международных линий связи, имеющих длину — 25 000 км
и определенную структуру переприемного оборудования (см. параграф 18.1),
допускается, что в точке с измерительным уровнем 0 дБм средняя псофометри-
ческая мощность помехи Не превышает 50рОО. рВт- Црм117]. Учитывая, что на
линейный тракт придодддря 3/4 мощности прмех^ Дрлу^им в этом случае
7 7' ^7'7=1>5 пбт- пс/км- '77;
"max
'• orusw ’ ф ’' V’ - . •1 ;
Как известно, общая мощность помех складывается из мощностей помех
различных видов: собственных шумов, нел инейныхпомех, помех линейныхпе-
реходов, атмосферных помех, импульсных и т.п. Наибольшего значения общая
мощность помех достигает при полной загрузке данного линейного тракта
и всех трактов,8организованных по параллельным цепям, и при действии всех
других Источников помех. Допустимое значение Рпх0доп;пс ориентировано на
Наиболее неблагоприятные условия. Однако на практике такие условия и даже
упомянутая полная эагрузка данного линейного тракта создаются значительно
позже строите л ьствам аги стр ал и. Поэтому прй измерении Общей мощности по-
, мех в каналах и трактах вновь вводимых систем приходится либо создавать ис-
кусственные нагрузки и источники помех, что весьма затруднительно, либо ог-
раничиться измерениями уровней помех отдельных видов. Последний случай
330
9.7, Нормирование помех в линейном тракте АСП
предпочтительнее, однако здесь надо знать распределений общей допустимой
мощности помехи между различными Составляющими.
На основании накопленного, опыта принимают, что в линейных трактах
многопарных симметричных кабелей мощности собственных шумов Рш, нели-
нейных помех Рн и помех линейных переходов Рлп не должны превышать соот-
ветственно 25, 25 и 50% общей допустимой мощности помех Рпходоп, что соот-
ветствует соотношению 1
Рш:Рн:Рл.п“1:1:2. (9.97)
Для Одночетверочного симметричного кабеля принято
РШ:РН:РЛП= 1:1:1 (9-98)
Для коаксиальных кабелей, где помехами линейных переходов можно пре-
небречь, в линейном тракте принимают
РШ:РН=1:1 (9.99)
или
РШ:РН = 2:1, ' (9.100)
где (9.99) относится к национальным магистралям, а (9.100) — к международ-
ным (в СНГ они оборудованы системами К-3600 и К-1920П).
Проверка соответствия между расчетным (ожидаемым) и нормируемым
(допустимым) уровнем собственных шумов производится на.основании
(9.10) и (9.94—9.100). Измерение РшХ0 проводят, как правило, в часы наимень-
шей нагрузки (в ночное время), когда уровень остальных видов помех пренеб-
режимо мал, при эДом на вход измеряемого канала сигнал не подается. Мощ-
ность линейных переходов также измеряете^ в ночное время, при этом
испытательный сигнал подается в канал под тем же номером, что и измеряе-
мый, но принадлежащий другой системе передачи, работающей на параллель-
ной линии; Ожидаемая мощность Рлп£о рассчитывается на основании (9.87),
(9.88), допустимая — на основании (9.97), (9.98) с учетом числа влияющих пар.
Наибольшую трудность вызывает оценка ожидаемой мощности нелинейных
продуктов, определяемых из (9.62), (9.63). Как правило, она контролируется
путем измерений в час наибольшей Нагрузки линейного тракта или при созда-
нии искусственной нагрузки с помощью генератора белого шума. Методика из-
мерений описана в специальной литературе.
. Для воздушных линий связи мощность помех обусловлена помехами от ли-
нейных и нелинейных переходов, а также помехами за счет действия внешних
электромагнитных полей — атмосферных помех. Последние являются основ-
ными. Соотношения между отдельными видами помех в значительной степени
меняются из-за внешних метеорологических условий, причем при тяжелых ме-
теоусловиях, которые, правда, отмечаются сравнительно редко, не всегда уда-
ется, выполнить нормы (9.95). Поскольку средний уровень мощности атмо-
сферной помехи рап, наводимой на отдельном участке на входе УП, не зависит
от метеорологических условий, диаметра проводов и профиля линии, то ожи-
331
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК
даемая мощность атмосферной помехи легко рассчитывается [см. (9.93)]. По-
этому было признано целесообразным нормировать не общую мощность помех,
а только мощность атмосферной помехи. Сравнение расчетной (ожидаемой)
и нормированной (допустимой) мощности атмосферной помехи позволяет
сделать заключение о правильности проектирования линейного тракта ВЛС
и пригодности его к эксплуатации. В табл. 9.3 приведены нормы допустимого
псофометрического напряжения атмосферной помехи, £4п.доп в точке с относи-
тельным уровнем —7 дБм для каналов ТЧ длиной £тах> организованных в систе-
мах передачи по цветным цепям воздушных линий, при различных метеоусло-
виях [11, 17].
Допустимая псофометрическая мощность атмосферной помехи Лпгодоп в ка-
нале ТЧ длиной £ км в точке 0 дБм на основании табл. 9.3 рассчитывается в мил-'
ливатгах по формуле
T(U \2‘
Рап10доп.пс , (9.Ю1У
^тах \ J
где илплоп подставляется в милливольтах.
Таблица 9.3
Нормы для атмосферной помехи в канале ТЧ
Система передачи Дпах> КМ * £4плоп’ мВт. ПС
лето-сыро, +20” гололед изморозь, 25 мм
12-канальНая 2000 0,7 7,3
3-канальная 1250 0,5 6,0
Импульсйые помехи в каналах ТЧ нормируются для переприемного участ-
ка длиной Lmax = 2500 км в точке четырехпроводного окончания канала ТЧ
(уровень + 4 дБм) по величине относительного времени, в течение которого
мгновенное напряжение импульсной помехи превышает определенное напря-
жение анализа (порога) Дйр- При £7пор =? 300^200,и 100 мВ относительное время
должно быть не более соответственно 2 • 10~6, 5 • 10~6и1 • 10~5 за часовой от-
резок времени измерений [11]. Обеспечение указанных Норм гарантирует рабо-
ту систем передачи*данных по каналам ТЧ с высокой, достоверностью.
Влияние родственных шумов, импульсных помех и Помех линейны^ пере-
ходов на работу цифровых систем передачи сказывается в первую очередь в по-
явлении ошибочных символов в цифровом потоке. Этот процесс достаточно
своеобразен, поэтому нормирование помех в ДСП требует самостоятельного
рассмотрения (см. главу 16).
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
10.1.1. Общие сведения о линейных искажениях
в линейном тракте аналоговых МСП
Большинство устройств, входящих в состав линейного тракта, можно от-
нести к классу линейных, т.е. таких, для которых входные и выходные сигналы
связаны некоторой однозначной зависимостью, не зависящей от величину
входного сигнала. Искажения формы и спектрального состава сигнала, про-
шедшего линейное устройство, называют линейными искажениями.
Линейные искажения возникают всегда, если коэффициент передачи ли-
нейного устройства Л(/ю) не удовлетворяет условию
k(ja>) - А;(<о)ехр[(/<р(<о)] = Ar0exp/a>T0, (10.1)
где ко = const, т0 = const, причем это равенство должно выполняться во всем
диапазоне частот FHC передаваемого сигнала.
При невыполнении (10.1) возникают амплитудно-частотные искажения
(АЧИ), когда fc(co) * ко, фазо-частотные искажения (ФЧИ) — когда ср(со) * сото,
а также искажения формы передаваемого сигнала (см. параграфы 1.4 и 2.10).
Количественно АЧИ сигнала определяют как отклонение реальной частот-
ной характеристики затухания устройства а(со) = 201g—!— от заданной номи-
/ ^(«>)
нальной характеристики аном(со) в пределах рабочего диапазона сон сов. В об-
щем случае аном(®) является частотно-зависимой величиной, хотя для многих
устройств и линейного тракта, в целом, как это показано ниже,оном(со) = — 201gAp =
= const для со е [сон, сов). ; :.
Фазо-частотные искажения чаще оценивают с помощью частотной харак-
теристики группового времени задержки (ХГВЗ): т(со) = путем определе-
а со '
ния отклонения реальной ХГВЗ т(со) от заданной номинальной Характеристики
тном(®) в пределах [соНг <йв]. Это связано прежде всего с удобством Измерения.
В общем случае тном(со) может быть частотно-зависимой величиной, однако,
как правило, принимают тНом(®) ~ const = т0. .
АЧИ и ФЧИ всегда вызывают искажения формы передаваемого сигнала.
Эти искажения оценивают по отклонению формы переданного сигнала от фор-
мы заданного (входного) испытательного сигнала. Допустимость тех или иных
отклонений АЧХ, ФЧХ и формы сигнала определяют с помощью соответст-
вующих полей допусков.
333
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Наиболее точное воспроизведение формы сигнала требуется при передаче
дискретных сигналов (в том числе цифровых) и сигналов изображений — непо-
движных (факсимильных) и подвижных (телевизионных). При передаче же теле-
фонных сигналов и сигналов звукового вещания, воспринимаемых на слух, точ-
ного воспроизведения формы сигнала на приемной стороне не требуется.
Достаточно передать спектр амплитуд сигнала при любых фазовых соотношени-
ях между его составляющими, при этом ФЧИ не влияют на качество передачи.
Основными источниками линейных искажений в каналах и трактах МСП
являются фильтры, усилители и участки линии связи. Фильтры используются
при формировании спектров индивидуальных, групповых и линейных сигна-
лов, разделении упомянутых сигналов, выделении вспомогательных сигналов
контроля и управления и т.п. Усилители компенсируют частотно-зависимое за-
тухание фильтров и участков линий связи. В линейных трактах МСП, постро-
енных на основе металлических кабелей, основные источники АЧИ и ФЧИ —
участки линий связи, затухание которых возрастает с повышением частоты.
Под влиянием внешних факторов, воздействующих на линию, АЧХ затуха-
ния меняется во времени. В кабельных линиях связи (КЛС) основным факто-
ром является изменение температуры грунта на глубине прокладки кабеля,
в воздушных линиях связи (ВЛС) — изменение метеорологических условий
и осаждение изморози (или гололеда) на проводах. Волоконно-оптические ли-
нии связи (ВОЛС) имеют более стабильные характеристики, тем не менее
и они вызывают заметное искажение формы оптических импульсов. В цифро-
вых и аналоговых радиорелейных и спутниковых системах передачи основным
источником линейных искажений являются, как правило, не среда передачи,
а промежуточные и оконечные пункты.
Линейные искажения (ЛИ) классифицируют по следующим признакам:
1) по зависимости ЛИ от времени: постоянные и изменяющиеся во времени;
2) по характеру накопления ЛИ в последовательно соединенных участках: ре-
гулярные и случайные: Постоянные или слабо изменяющиеся во времени
(только за счет старения элементов) линейные искажения характерны для
фильтров и усилителей оконечных и обслуживаемых пунктов (ОП и ОУП). Для
большинства же источников ЛИ характерно то, что они вызывают частотные
искажения, зависящие от времени и от ряда других дестабилизирующих факто-
ров (температуры, метеоусловий, питающих напряжений, условий эксплуата-
ции и т.п.). Для удобства диализа и последующей коррекции такие источники
ЛИ представляют обычно в виде суммы источников с более простыми характе-
ристиками. Например, участок линии связи можно рассматривать как сумму
двух источников ЛИ: первый — источник частотно-зависимых, не зависящих
от температуры и времени искажений, второй , источник частотно-зависи-
мых, зависящих от температуры и времени искажений. При таком представле-
нии затухание участка линии связи можно записать в виде
а — <р(<в, t, t°)Cq/co) + а~(<в, t, t°).
Здесь первое слагаемое характеризует постоянные ЛИ, вклад которых в об-
щее искажение сигнала является основным, второе — переменные ЛИ. В сврю
очередь второе слагаемое можно представить в виде суммы частотно-зависи-
334
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
мых источников, зависящих или только от температуры, или только от време-
ни. Аналогичным образом можно представить усиление необслуживаемого
.усилительного пункта. Такое «разделение» сложного источника линейных ис-
кажений на ряд более простых упрощает решение задачи их коррекции.
10.1.2. Искажения формы сигнала
Для анализа сигнала, прошедшего через линейную цепь, используют два
основных метода: спектральный и временной. В первом случае выходной сиг-
нал С4ых(0 определяется по известному входному сигналу С4х(0 и коэффициен-
ту передачи цепи k(Ja) путем следующих преобразований (см. параграф 2.10):
С4х(0 ----5ВХ(»“5вых(7®) = ^(7®)*5вх(7®) --------* ^ВЫх(0, (10.2)
где операторы Г и F~l означают прямое и обратное преобразование Фурье.
При временном методе считают известными входной сигнал и импульсную
характеристику линейного устройства g(f), а выходной сигнал определяют с по-
мощью интеграла Дюамеля: 4
^вых0= [UMgCt-r'jdt. (10.3)
Здесь импульсная характеристика g(t) = F-1[fc( /и)].
В большинстве случаев при расчете сигналов, проходящих через линейные
устройства, применяют спектральный метод. Дело в том, что он удобен для рас-
чета многокаскадных устройств, поскольку результирующий коэффициент пе-
редачи кр( j<o) и затуханий ар(<о) сквозного тракта, состоящего из N последова-
тельных каскадов, элементарно определяются из выражений: ;
kp(ja)° ^(/ю)М»-М7®) «-П */•(»; (10.4)
=> ' ' ? . /=1
flp(co) = -201g| кр(/<о)| - -201gfci(co) -201g&2(®) “ — -201gfy(®)=
=а1(ф) + «2(ф) + ...+ сл(<о) = ^а/(<о). (10.5)
>' . /=1
Здесь а/((о) означают коэффициент передачи по напряжению и зату-
хание /-го каскада. Последующий расчет сигнала на выходе сквозного тракта
проводится путем, подстановки (10.4) в (10.2). "
Второе достоинство спектрального метода следует из того, что во многих
случаях Достаточно определить искажение спектра амплитуд выходного сигна-
ла, поскольку форма сигнала интереса не представляет. Это характерно для пере-
дачи многоканального телефонного сигнала. Тогда на основании (10.5) находится
модуль ^p(Jcd) и по нему оценивают АЧИ. В качестве меры искажений и качества
коррекции используют величину Дар(со) — ор(<в) - яр ном(<в), где ор.Ном(®) ~ но-
335
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ ИТРАКТАХМСП
минальное значение АЧХ затухания. В правильно построенном (откорректиро-
ванном) тракте (канале) передачи величина Дар(и) должна находиться в преде-
лах определенного поля допуска AapKon(®). *
В составных трактах и каналах передачи (см. параграф 3,3), состоящих из К
простых трактов (каналов), каждый из них корректируется самострятельно. Ре-
зультирующие искажения оценивают из выражения
(к
>0,5
Дар(<о) = Ё(АавЛ®))2|
<У»1
где ДДр/со) — отклонение АЧХ затухания у-го простого тракта.
- В каналах и трактах, где предполагается передача нетелефонных сигналов,
например факсимильных, изображений газетных полос, телевизионных, циф-
ровых и т.д., необходимо оценивать искажения формы полезного сигнала.
В этом случае приходится использовать общие выражения (10.2) и (10.3), кото-
рые при сложной форме входного сигнала Um(f) и (или) частотной характерис-
тики искажающего тракта k(ja) не имеют аналитического решения. В этом слу-
чае или используют численные методы решения интегральных преобразований
(10.2) (например, методом дискретного преобразования Фурье), или прибегают
к приближенным методам анализа. Один из них — метод «парных эхо-сигна-
лов» — получил широкое распространение в технике связи.
В основе этого метода лежат два предположения. Первое: предполагается,
Что результирующий тракт (канал) передачи за счет коррекции приобретает ха-
рактеристики, которые сравнительно мало отличаются от идеальных (напом-
ним, что идеальный тракт имеет частотно-независимую характеристику пе-
редачи к(<а) (или затухания а(со) = -201g[£(<o)]), прямолинейную ФЧХ <р(ш)
и частотно-независимую ХГВЗ т(о>)). Второе предположение основано на
том, что для прохождения сигнала спектр которого 5вх(а>) сосредоточен
в полосе <внс + овс и равен нулю вне этой полосы, безразлично, каково будет по-
ведение частотных характеристик тракта передачи вне этой полосы. Тогда ре-
альные частотные характеристики тракта в полосе частот [0; +®] или [—оо; +<ю]
можно заменить другими; более «удобными» для анализа, гипотетическими, но
при условии, что в области частот [<внс; совс] они точно совпадают с реальными.
Метод «парных эхо-сигналов» используем для общего случая, когда тракт пере-
дачи эквивалентей некоторому неминимально-фазовому устройству.
Неминимально-фазовыми линейными цепями (устройствами, трактами) на-
зывают устройства с характеристикой передачи к{уш) = к(<в)ехр(—уф(<в)), для ко-
торой между видом АЧХ к(<в) и ФЧХ <р(<в) нет жесткой, однозначной связи.
Такая независимость АЧХ и ФЧХ характерна, например, для мостовых четы-
рехполюсников, а также для таких соединений линейных четырехполюсников,
при которых образуется несколько различных путей прохождения сигнала со
входа на выход устройства. Ниже рассмотрим несколько вариантов представле-
ния к(у<о) в таких цепях. При этом сначала определим искажения формы не-
посредственно канального (группового) сигнала при его прохождении через
336
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
канал (тракт) передачи, а затем усложним задачу, полагая, что канальный сиг-
нал представляет сдбой модулированный по амплитуде или частоте сигнал, и оп-
ределим искажения формы модулирующего сигнала (закона модуляции).
10.1.3. Искажения формы канального сигнала
1. Пусть в первом случае
' Л:(/ю) = £(ед)ехр (-/сото), ®е[ин)Ив11 (10.6)
т.е. ФЧХ — идеальна, а АЧХ — частотно-зависима. Область частот ю <= [<вн, <ов], в ко-
торой задан £(/ед), полностью определяется спектром входного сигнала SBX(j<o),
при этом можно считать, что 5ВХ( ую) = 0 для ед g [едн, юв). Поведение за
пределами полосы частот сон -г сов, очевидно, не влияет на прохождение полезно-
го сигнала, который не имеет там спектральных составляющих (рис. 10.1, а).
Эго позволяет вместо реальней характеристики fc(a>) ввести в рассмотрение неко-
торую гипотетическую АЧХ А^(ед), которая для ед е [юн, едв] совпадает с к((п), а для
ед g [едн, едв] — произвольна. Удобно «сконструировать» функцию ^(ед) такой,
чтобы она была четной и периодической с периодом 1= 2юо, ед0 > ив (рис. 10.1, б,
штриховые кривые). Это позволяет представить ее в виде ряда Фурье
А^(ед) = 4, со5(2лпю//), (10.7)
л=0
где коэффициенты ряда ^„определяются известным образом:
. f/2 ~ //2 » '
Л =7 (^п(й)^ед; А„=± f M®)cos^da>.
1 -1/2 1 -1/2 1
Целесообразно взять функцию Л^(ед) такой, чтобы /^(ю) == 0 для ю 6 [-едн, +юн],
кроме того, примем ©о “ ®в- Тогда /
Ло = — U(a)</®; Ял = AU(co)cos-^dm. (10.8)
®в
337
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
В (10.8) подставляют функцию £(о>) реального тракта.
Обозначим л/юв = 1/2/в = А/ и выполним преобразование Фурье, используя
(10.7) и формулу Эйлера: cos(x) = (ехр(+Jx) + ехр(-/х))/2,
1 00 1
CU0) = v- =
2тг^ ,
\
2-1 £ Апв^^ + 2'1 £ 4e><f-x°-nA,)L® =
л=0 п=0 J
= 4)L7BX(r-T6)+1^4,£4x(^--to + nAr)+1^4,tZBx(^T:o~«A0- (10.9)
2Л=1 2Л=1
В (10.9) первое слагаемое определяет основной, неискаженный сигнал на
выходе тракта, усиленный по сравнению с входным в Д) раз по напряжению и за-
держанный на время то- Второе и третье слагаемые определяют дополнитель-
ные, так называемые эхо-сигналы, которые повторяют по форме основной сиг-
нал, Но опережают или отстают относительнд его на время «АГ (п = 1,2,к,....
р, ...). Амплитуды эхо-сигналов относительно амплитуды основного отклика
равны 4,/(2Ло). Эхо-сигналы, накладываясь, на основной сигнал, изменяют его
форму и вызывают тем самым линейные искажения (рис. 10.2). Отметим, что
здесь эхо-сигналы, симметричные относительно основного сигнала (со сдви-
гом во времени на ±иА?, п = const), всегда имеют одинаковую полярность и рав-
ны по размаху. Чем более «изрезанной» будет АЧХ устройства, тем больше чле-
нов требуется учитывать в разложении (10.7) и больше будет эхо-сигналов. При
равномерной АЧХ, как следует из (10.8), Ап = 0 для п = 1, 2,..., и выходной сиг-
нал состоит только из одного ос-
новного отклика.
Рассмотренный метод анализа
применяют и й случае, когда из-
вестна АЧХ затухания д(<в) устрой-
ства. Ее представляют в виде ап(®)=
= -20^^(а)) = а0 + £ ancos(«Afto),
Л=1
где коэффициенты ап определяют-
ся из (10.8) при подстановке а(<в)
вместо к{а>}. Тогда
ао
^п(<о) = dec(TP,05nn(.<°)) = dec(-0,05оо)ехр(-р,115^2 ^,cos(«A/g>)) =
s4jl + У-^,со$лАйо|; 4) = dec(0,05ao); 4^“0>115ол- (Ю-Ю)
j ? 4
Выражение (10.10) спрайедливо, когда а„ « 8,7 дБ. Затем значения и Л„/4)
подставляют в (10.9) для нахождения £7ВЫХ(/).
338
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
2, Во втором случае примем, что
k(j<o) = fc(c6)exp[-тф(<о) ] = &рехр[—<от0 + <рн(со)], ч (10.11)
т.е. АЧХ идеальна, а ФЧХ <р(со) отличается от идеальной на величину фн(ю) в об-
ласти рабочих частот [<вн, <вв]. Как и в предыдущем случае, введем в рассмотре-
ние периодическую функцию фп(со), которая совпадает с функцией <рн(а>) на ин-
тервале <вн + <вв и произвольна вне этого интервала. Для удобства последующего
анализа примем фп(ю) такой, чтобы она была нечетной и периодической с пе-
риодом / = 2<в0, <в0 <вв. Это позволяет представить ее в виде ряда Фурье
фп(<о) = ВЛ = 7 J 9n(<o)sin^/<o. (10.12)
«=1 / '-//2 Z
Возьмем функцию <рн(<в) такой, чтобыфн(<в) — В для <в е [—юн, +®н!> и поло-
жим, что ©о = ®в- Тогда из (10.12) получим
5„ = J-?<Pir(a))sin'^<B, (10.13)
причем в (10.13) подставляется функция фн(<в) реального тракта.
Положим, что неравномерность ФЧХ (отклонение от прямолинейной ха-
рактеристики) невелика, так что модуль максимального значения функции фн(й)
не превышает 1 рад. Тогда, используя фррмуду Эйлера sinx = (е^ e+jx) / 2J,
можно записать
ехр(-Уфн(ф)) s 1 ~ЛРн(®) = 1 ~ / Е в« sin~
Л»-со «В
;; । +оо , । +оо
= I: - 7 Е ехр(/лД to) + - £ В„ exp(-jn&ta>).
: ^Л=1
(10.14)
Выполним обратное преобразование Фурье с учётом (10.14). Тогда
^4ых(0
= UBX(ЛИо*°еJ<ot[1 - 2'1 У Впё}п^ + Г1 У Впе~^
L
dw
’ ' -j +с© 7 1 +со
= *о Uw(t-х0} -^Впи^,-ха + nAt) + ^BnUw(i.-x0-n\t) . (10.15)
п=1 п=1
Из (10.15) видно, что неравномерность ФЧХ также приводит к появлению
парных эхо-сигналов, опережающих основной отклик или отстающих от него
на время иД/, п = 1, 2,... Отношение амплитуд эхо-сигналов и основного сигна-
ла равно Ви/2; В„ выражено в радианах. Отметим, что, хотя, амплитуды симмет-
ричных эхо-сигналов равны, полярности их всегда противоположны.
f > Р случае, когда задана (известна) характеристика групцового времени
запаздывания т(<в), целесообразно ввести некоторую гипотетическую функ-
339
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МОП
цию тп(и), которая является четной и периодической с периодом / * 2ю0> при-
чем ддя <в е [сон, сов] выполняется условие тп(<в) = т(со). Тогда, раскладывая
функцию тп(<в) в ряд Фурье, получаем ,
//2
тп(ю) = То + Е С” cos^v^> С„-у j [тп (®) - т0] cos-^ч/ф.
л=1 ' 1 _//2 '
Используя определение т(<в) =-^^ и (10.12), получаем
</<в
, . (/(Рп(со) j п п2п п2п<о
тп(<о) = т0 + = т0 + £ В„ — cos——.
da % I I
Приравнивая эти выражения, находим связь коэффициентов разложения
С„иД:
В„ = Сп4г= — 7[TM-to]cos^rfto. (10.16)
п2п пл4 <ов
“н в
Полученное значение Вп затем подставляем в (10.15).
3. Теперь рассмотрим случай, когда АЧХ и ФЧХ отличаются от идеальных,
а эти отклонения хотя и произвольны по частоте, но сравнительно невелики.
Такая ситуация возникает в трактах, где выполнена коррекция АЧХ и ФЧХ. Ус-
ловие малых отклонений АЧХ и ФЧХ можно записать в виде « 1, — « 1.
2Л 2
Тогда, учитывая (10.7), (10.12), (10.14), получим
С4ых(0 =^-рвх(/ф)е->’«е>'Л0[1 + £ А-ехр(/пДйо) +
2л Д [ 2Д)
“ а ' Т Л
+ Е 77" ехР(~^д М 1 " Ё Ф ехр(/пД/<о) + Е "Г с-
л=1 2Л0 Л л=| 2 и»1 2
ехр(-упДДо) das =»
= А[^вх('~то) + Ёалувх('_то + пдО + Ё0п^вх(?_то_иДО]; (10.17)
!iv. : .U.v :V' .-г-; л=|--' Ля]
А; ри=А. (юле)
При выводе (10:17) использовано известное выражение: (1 + а)(1 + р) а'1 +
+ а + р, если а « 1, р « 1. Из (10.17) видно, что при наличии в тракте одно-
временно амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений симметричные
эхо-сигналы всегда отличаются по амплитуде.
4. Большинство устройств, каналов и трактов многоканальных систем пе-
редачи, в которых отсутствуют специальные устройства^фазовой коррекции,
могут быть отнесены к четырехполюсникам л<ииил«ально-фдздаого типа, В таких
четырехполюсниках имеет место однозначная зависимость между АЧХ и ФЧХ.
340
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
Если затухание четырехполюсника в децибелах равно а(а>) = а0 + л~(а>),
а фаза — ф(ю) » tot0 + <рн(со), то д_(ш) и фн(ш) связаны преобразованием Гиль-
берта [18]
ч ...... ' / . -0,23шх Дсй)<7ш
где — произвольная частота.
Подставляя в это выражение функцию а_(и) из (10.10) и изменяя обозначе-
ние переменной интегрирования, получим
-КО
^««С08ЛД/0>1 «О
Фн(ю) = Г . dai = -0,115^ ап sin nAto. (10.19)
, 71 Q О) — (Bl Л=1
Здесь обозначены: <6] — текущая частота (переменная интегрирования); со —
фиксированная частота, на которой определяется фн(<о) — отклонение реаль-
ной ФЧХ от идеальной; ап — коэффициент разложения АЧХ затухания устрой-
ства [см. (10.10)]. .
Из (10.19) следует, что, зная коэффициенты разложения в ряд функции за-
тухания д(со), можно сразу найти коэффициенты разложения в ряд функции
Фн(со) и наоборот. В частности, при колебательном характере АЧХ в диапазоне
со е [сон , с»в] фазо-частотная характеристика фн(а>) также будет иметь колеба-
тельный характер. Поскольку в данном случае имеют место одновременно ам-
плитудно- и фазо-частотные искажения, можно воспользоваться результатами
(10.17), (10.18), где на основании (10,10) и (10.19) имеем: Д,/Ло = -0,115д„, В„ =
= -0,115д„, а„ = 0, р„ = Ап/Аъ = -0,115д„.
Следовательно, для минимально-фазовых цепей выходной сигнал имеет вид
. ^вых(Т) = Д){^вх(^ —' хо) У.Рл ^4xG —' ^0 ~(10.20)
Л=1 ,
т.е. кроме основного отклика он имеет только запаздывающие эхо-сигналы. Это
обстоятельство используется при коррекции линейных искажений в таких це-
пях. Если корректирующая Цепь в свою очередь является минимально-фазовой,
то коррекция АЧИ в этом случае автоматически вызывает коррекцию ФЧИ.
В заключение отметим, что для расчета коэффициентов Ап и Вп необяза-
тельно зндть:аналитическое,представление функций /с(<о), фн(®) и т(со). Доста-
точно знать их значение в ТУ дискретных точках со,- = гон + j((aB -ю^у/NJ =0, h
2, ..., N. Если Nдостаточно велико, то можно использовать приближенное ра-
венство типа
Tv
У=0 А
341
10., ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Полученные выражения позволяют оценить допустимые отклонения АЧХ
и ФЧХ устройств (трактов, каналов) от идеальных, если задаваться определен-
ными (допустимыми) отклонениями формы выходного сигнала от формы сиг-
нала, подлежащего передаче в данном тракте. Для сигналов, отклонение формы
которых не представляет интереса (например, для телефонных сигналов), зада-,
ются допустимым искажением спектра сигнала.
10.1,4. Линейные,искажения модулирующего сигнала
Во многих случаях информационный сигнал передается по каналу связи
не непосредственно, а с помощью дополнительных преобразований. Наибо-
лее широко используют такие преобразования, как амплитудная и частотная
модуляции (AM и ЧМ). AM применяют при передаче факсимильных полуто-
новых изображений, изображений газетных полос и телевидения, ЧМ — при
передаче факсимильных двухградационных (штриховых) изображений, а так-
же сигналов многоканальной телефонии и телевидения в радиорелейных
и спутниковых системах связи. В случае передачи цифрового двухуровневого
сигнала эти виды модуляции называют манипуляцией (АМн, ЧМн). Если
двухуровневый цифровой сигнал предварительно преобразован в многоуров-
невый дискретный сигнал, то имеем дискретную AM (ЧМ) как частный слу-
чай аналоговой модуляции. Во всех этих случаях необходимо связать откло-
нения АЧХ и, ФЧХ тракта (канала) с отклонениями формы модулирующего
(информационного) сйгнала.
Линейные искажения при AM рассмотрим для схемы рис. 10.3. Здесь вход-
ной (модулирующий) сигнал £/(/) сначала поступает на амплитудный модулятор
1, где формируется канальный амплитудно-модулированный (AM) сигнал
Далее этот сигнал проходит формирующий полосовой фильтр передачи 2
(он используется, как правило, в режиме АМ-ЧПОБП [см. подпараграф 4,5.3)]
и поступает в канал (тракт)
, з связи 3, который является ос-
□ ,'л„ новным .источником линей-
\ ных искажений. Затем АМ-сиг-
5 Цых(0 нал проходит через формирую-
щий полосовой фильтр прие-
ма 4, демодулятор 5, на выхо-
. де которого снова образуется
модулирующий сигнал Цых0),
при этом С/вых(0 * с U(f), где с = const, из-за искажений в канале (тракте) переда-
чи. Для удобства дальнейшего анализа обозначим комплексный коэффициент
передачи последовательно соединенных линейных блоков 2, 3 и 4 как К( /со).
I/O)
ЦО);,1
ЦО) ?
2 3
; л Pfc ТО'З
4 2.
Тогда напряжение и спектр сигнала в отдельных точках тракта передачи опре-
делятся следующим образом.
Напряжение U\{f) и комплексный спектр 5i(/со) сигнала на выходе ампли-
тудного модулятора I связаны с напряжением Ц(Г) и спектром 5( /со) входного
сигнала известными выражениями:
342
10.t Влияние линейных искажений на передачу сигналов
£/i(O = № + P#(/)]cosca0f,
- F[U\(/)] = рМОе"*'# jU + + e^e^dt =
_ Л‘5’[У(ю+ o>o)] + 5[y(<n- o0)]} Р0[5(<о+ ю0) + 5(со-(Qq)] (Ю21)
2 2 ’
где Р и Ро — постоянные коэффициенты, определяющие глубину модуляции;
юо — несущая частота; 5(со) — дельта-функция.
На рис 10.4 приведены примеры сигнала U\{t) при глубине модуляции менее
100% (рис. 10.4, а, где Pq > Р, 1£7(t)l < 1) и более 100% (рис. 10.4, б, где Ро < Р).
• • а> б) ’ / • ’
Рис. 10.4
Напряжение и спектр сигнала на входе демодулятора (в сечении 2—2, см.
рис. 10.3) можно записать в общем виде:
SzCJn) = ‘S’l(Jco); С/2(0 = [РоД®о) + Л(01со8®о^ + ^Osinroo?, (10.22)
где До)0) модуль коэффициента передачи на частоте со0; ДО и ДО — пока
еще нризвестйые огибающие синфазной (coscoqO И квадратурной (sina>or) со-
ставляющих.
Нетрудно убедиться, что огибающая A(t) может быть определена как низко-
частотный компонент некоторого сигнала С/3(Г) =(72(0<?os®o0 а ДО — сигнала
fr4(0 = С другой стороны, спектрь! сигналов (73(0 и (74(0 определя-
ются элементарно:
S3O) = J U^e-^dt = УО)[еЧ<вив’о)/ + dt =
=2-1{52[j(®+®o)] + 5’2[j(®-®o)]}= <10-23)
= 2'1{51[j(co+ ®o)]^[j(®+ ©о)] + ®o)1M/(<»-<i)o)]};
О) = 2"1 j{Si [j((x> + 0>0)И[;(0) + a>o)] - 51 [y(co - юоЖ[у(о) - co0)]}.
343
10; ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Подставляя в (10.23) выражение (10.21) и выделяя низкочастотные компо-
ненты, найдем спектры огибающих A(t) и B(t) для © е [—юв, +юв]:
SA (>)=«= + ©о)] + K[J(<o - ©p)]} = Р5(»Кл(у©);. (10.24)
1 SB№) - 0,5уР5(»(Х1/(© + ©о)] ~ Х[у(© “ ®о)]} = РЗ№)Кви<йУ, (10.25)
где А'лО'со) и KB(Jto) — комплексные коэффициенты передачи эквивалентных
трактов передачи синфазной и квадратурной огибающих; ©в — верхняя частота
модулирующего сигнала.
АЧХ и ФЧХ, соответствующие коэффициентам передачи K(J<o) = X(©)exp(->pK(©)),
Х[/ю - ©о)] = Х(© со0)ехр(-<рк(ю - ©о)) и ХЦю + ©о)] - A"(© + ©0)ехр(-(рк(© + а>о)),
приведены на рис. 10.5, причем для наглядности АЧХ исходного тракта Х(©)
(рис. 10.5, а) й ФЧХ фкО’ю) (рис. 10.5, б) показаны явно несимметричными. Из
рис. 10.5, в видно, что функция Х(© — ©0) отражает АЧХ реального тракта,
смещенную влево по оси частот на величину ©о- Функция Х(© + ©0), отмечен-
ная пунктйром, Характеризует «зеркальную» АЧХ реального тракта (она распо-
ложена в области отрицательных частот), смещенную вправо по оси частот на
величину ©0. Аналогичный вид имеют ФЧХ ц>к(а> — ©о) и <рк(ю + ©0), приведенные
на рис. 10.5, г.
Учтем, что в (J0.24) и (10.25) сомножитель 5 (у©) удовлетворяет условию
S(Ja>) = 0 для © е [~©в, +©ц]. Эго позволяет вместо коэффициентов Кл (у©) и Хд(ую),
определенных в интервале ±©в, ввести периодические функции (ую) и (у©),
определенные в интервале [—<ю, +оо] с периодом I = 2©0, ©0 - ©в> причем для
© е {—©в, +©в] выполняется условие Хоп(ую) = Хл(ую), Х^О©) = Хй(у©). В свою
очередь, для построения Кап (ую) и ХАп (у©) будем использовать периодические
функции Xi (у©) и Х2(ую), которые для © е [-®в, +юв1 удовлетворяют условию
Xi(y©)= Х[у(© + ©о)], X2(y©)= Х[у(© - ©о)]-
На рис. 10.6, а, б в качестве примера построены периодические функции
модуля Х1(ш) и фазы <piH(©) коэффициента Xi(y©), а на рис. 10.6, в, г — анало-
гичные характеристики для X2(y®). функция Q1H(©) характеризует отклонение
от линейнрй ФЧХ тр^кта^сдаффициенда П9рс?др)) Кх (Jo), ф2н(©) — с коэф-
фициентом Х2 (уф),Даод)$$м каждую й,'ЙИХ рврирдич^ских функций в ряд
Фурье по функции Я1п (^д«(р и cos (2 л лее//) и найдем коэффициенты раадд:
Х1(®) = ^Лс°8(2ллю//) + 22С„ 81п(2Лл©//); (10.26)
Л=0 »=1 - , ’
Ф1н(®) = X &п sin(2nrKo/l)'"+£ В„ cos(2nzi©//); (16.27)
П=1 Л=1
где ' - ( ...f У /-> -
< +<°В | +<о«
4,-— И„=— fЛ'|(<7)соз(птгП/©0)^; (10.28)
....^>4 “-4 .
Л 1 +“в
СЛ = Х f Xi(Q)sitt(riit£i/©B)dKl; 2©в; - ’
: ©В J
в -Ив ч
у
344
1^.1 .Влияние Линейных искажений на передачу сигналов,
, Ki(Q.) Х(ф т й>0); Q = со - ю0; q>iH(Q) “ фк(<в - со0) (10.29),
В (10.28), (10.29) 'то — групповое время задержки в тракте на частоте <в = ®о>
Ф1н(О) — АЧХ и отклонение ФЧХ реальнот$^^а^ смещенные влево по
оси частот на величину coq. Если вместо ФЧХ использовать ХГВЗ, тогда по ана-
логии с (10.16) вместо. (10.29) имеем 1 / v < А
1 +“в । +«*'•;•
Вп = — J [т(£2) - т0] cos(nnQ/coB)JQ; Z>„ = — J [t(Q) - tq] sin(nnQ/<nB)dQ,
, -«* - - ' i-Oa
где т(П) — ХГВЗ реального тракта передачи, смещенная влево по оси частот на
величину ©о, при этом Q = ю — сор. s>j
Аналогично можно определить Х2(<в) и ф2н(<в). Как правило, для обеспечения
сравнительно малых искажений модулирующего сигнала АЧХ и ФЧХ реального
откорректированного тракта не слишком сильно отличаются от идеальных. Это
345
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
условие можно записать в виде Ап/Ао « 1, C„/Aq «1,1 <pH(Q)l « 1 рад для
со е [—<вв,+сов]. Тогда с учетом (10.14) получим
+00
е-^Ао 1 + £
Г1(» -
Л=1
Д, 2лисо
-fl-cos—— +
Aq 2юв
С„ ' • 2тсИй> D . 2лЛ(0 .v-i п 2пп<о
+Z~f sin"Ч------------JZ В» sm -Ч-----------jZ D* cos-4—
n=i Aq 2(oB 2o)B 2<nB
(10.30)
На основании рис. 10.6 нетрудно убедиться, что А (со) = А^-го); =
= “Ф2н(“’“)• Следовательно, коэффициенты разложения К2(а>) при функциях
cos(27cho)/2ci)b) будут равны А„, а при sin(2Ttnco/2coB) соответственно (—С„). Коэф-
фициенты разложения Фгн(°>) при функциях sin(27tna/2toB) будут равны В„, а при
cos(2nncy2<nB) соответственно (~Dn). Тогда, подставляя (10.30) в (10.24) и (10.25),
получим
+00 . л
= е-^°Ао 1 + £ А
400 л п2то
, , cos—---
и=1 Д) 2<ВВ
+<©
->£Pnsin
П~1
п2п
2сов
(10.31)
Подставляя (10.31) в (10.24) и (10.25) и выполнив обратное преобразование
Фурье, по аналогии с (10.17), (10.18) найдем A(t)n B(f):
. A(J) « РАо [U(t) + a„U(t + лДГ) + §р„С(Г - «ДГ)]; (10.32)
Л=1 Л=1
+оо +оо
B(t) = PAolU(t) + 2y„U(t + «ДО + 2 - ЛАО], (10.33)
И=1 Л=1
ДГ = _1; ая?:4/^-Д. рйХЖ^±А; /
; (10.34)
* , Л -I “ , *
Коэффициенты Ап, Вл, Q, Р„ определень? в (10.28), ,(10.29).
Таким образом, найдены все составляющие, входящие в выражение
(10.22), которое описывает напряжение ца^хрде демодулятора 5 (см. р$с. 10.3).
Напряжение UB№t(t) на выводе демодулятора зависит от варианта построения
демодулятора. ? : ? j, и
Если демодулятор построен по схеме амплитудного детектора, то, при-
меняя к (10.22) известное, равенство у(0— acosa)f+6sin<B/= (а2 + (г)0,5 х
х cosj со t + arctg ^ l получим
А ' ' а/' - . ... д .. . . ,
, ^«^{(РоК^+^О^ + ^О}0’5. (1^5)
346
10.1, Влияние линейных искажений на передачу сигналов
Часто используется построение демодулятора по схеме синхронного детек-
тора, который представляет собой последовательное соединение перемножите-
ля и фильтра нижних частот (см. параграф 4.3). На первый вход перемножителя
подается сигнал а на второй вход — вспомогательное напряжение cos(ro0r +
+у), где v — фазовая ошибка, с которой восстанавливается на приеме несущая
частота а>о- Тогда, используя (10.22), находим ‘
f t/BbIX(0 = + Л(/)]сову + B(/)sinv. (10.36)
При точном синхронном детектировании ф = 0 и
^ых(д = адшо)+Д0- (10.37)
Полученные выражения позволяют рассчитать линейные искажения моду-
лирующего сигнала при произвольной форме АЧХ и ФЧХ канала передачи
и различных видах демодуляции.
Для тех сигналов, где важно сохранение формы, в аналоговых МСП ис-
пользуют два основных варианта AM: двухполосная AM и AM с частичным по-
давлением одной боковой полосы. Коэффициент передачи соединенных по-
следовательно канала передачи и формирующих фильтров передачи и приема
(блоки 2, 3, 4 на рис. 10.3) имеет вид
K(jto) = K[J((oq + Я)] = К(<в0 + Я)ехр(-у [(со0 + Я)т0 + фкн(®о + 0)1)-
При двухполосной AM, когда КЦоз) имеет симметричные характеристики К(ао +
+ Я) = К(оо - Я), фкн(соо + Л) =ч -‘фкн(и>о - Я), где Я = (со - ю0) ц Я е [~юв; +<»в),
на основании (10.28), (10.29) и (10.32), (10.33) получим: С„ - D„ = 0; уп =? %„ = 0;
B(f) = 0. Следовательно, в этом случае отсутствует квадратурная составляющая
и возможно использование любой схемы демодулятора. Синфазная огибающая
A(f), определяемая из (10.32), может быть рассчитана в этом случае и как ре-
зультат прохождения сигнала U(f) через эквивалентный канал передачи модули-
рующего сигнала [см, формулы (10.17), (10.8), (10.13), (10.16)}, в которых вмес-
то со надо подставлять Я = со ©о и принять юн =* 0. Коррекция искажений
модулирующего сигнала в этом случае может производиться с одинаковым ус-
пехом как в канале передачи, так и на выходе демодулятора.
Если канал передачи имеет несимметричные АЧХ и ФЧХ, то можно приме-
нять только общие выражения (10.22) и (10.32)—(10.37). Несимметричность
АЧХ и ФЧХ может сказываться и при двухполосной AM, когда несущая частота
ю0 ( не совпадает с центральной частотой настройки канала передачи, но осо-
бенно сильно она проявляется Ири передаче AM с частйчнб' подавленной одной
боковой полосой. АМ-ЧПОБП применяется при передаче Сигналов изображе-
ний газетных полос (ИГП) по вторичным групповым трактам (см. подпараграф
4.5.3), сигналов телевидения (ТВ) по линейным трактам М€П типа К-1920П,
К-3600 и в разнообразных телевизионных комплексах [12/19, 35}; '
В общем случае, когда АЧХ канала передачи совместно с формирующими
фильтрами передачи и приема имеет несимметричную форму (см., например,
рис., 1р.7, а), на основании (10.28), (10.34) получим: С„ * б, у„ * 0, %„ * 0 и В(0 * 0.
При этом обязательно будет присутствовать квадратурная составляющая сиг-
347
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
нала £/2(0- Огибающая этого компонента Д(0 при амплитудном детектировании
вызовет неизбежные искажения выходного сигнала £/в^(0 [см. выражение
(10.35)], которые получили название квадратурных искажений. Устранить квад-
ратурные искажения можно только в случае использования синхронного детек-
тора с точным восстановлением фазы несущей [см. выражение (10.37)]. При
этом можно также осуществлять передачу с глубиной модуляции более 100%
(рис. 10.4, б), что повышает помехозащищенность сигнала.
Для устранения линейных искажений
выходного сигнала, как следует из (10.32),
необходимо, чтобы коэффициенты а„ и рп
стремились к нулю. Этого можно достигнуть
при линейной ФЧХ (тогда Вп = 0) и АЧХ вида
рис. 10.7, а, которую можно представить в ви-
де двух составляющих (рис. 10.7, б, в), при-
чем вторая составляющая (рис. 10.7, в) обяза-
тельно должна быть нечетно-симметричной.
Частный случай, показанный на рис. 10.7, в
штриховой линией, соответствует линейному
кососимметричному склону АЧХ, называе-
мому склоном Найквиста (по фамилии авто-
ра, предложившего бго). Для АЧХ вида рис.
10.7, б, в, как следует из (10.28), подучаем А„ =
= 0. Тогда при линейной ФЧХ имеем ап = рп =
= 0 и £/вых(0 U(f), т.е. линейные искажения
отсутствуют. В реальных условиях ФЧХ обла-
дает определенной неравномерностью, склон
АЧХ не вполне симметричен, а несущая частота ы0 располагается не точно по-
середине склона. В этих случаях появляются линейные искажения модулирую-
щего сигнала, расчет которых можно провести с помощью формул (10.22),
(10.32). Важно подчеркнуть, что при использовании синхронного детектора ли-
нейные искажения, обусловленные каналом* (трактом) передачи модулирован-
ного сигнала, можно скорректировать в Тракте передачи модулирующего сиг-
нала, т.е. пб видеочастоте.
Искажения модулирующего сигнала при использовании ЧМ рассмотрим, со-
храняя обозначения рис. 10.3, где в данном случае’ блоки 1 и 5— соответствен-
но линейный частотный модулятор и линейный частотный демодулятор. На-
пряжение на выходе модулятора представим в виде '
£7i(0?= £7ocos[o)0r—/’(0] = £7ocos/’(Ocqs<bo/+ £7osin/’(Osinco0r =
= I/j(/)cosa>o/+p2(/)sina>0/; (10.38)
Fi(0 = £/0cosF(0, K2(0 = £70sinF(r); F(0 = ~КЫ $U(t)dt, (10.39)
где Км — коэффициент передачи модулятора.
348
10.1. Влияниелинейных искажений на передачу сигналов
Из (10.38) видно, что ЧМ колебание представляется в виде суммы двух ам-
плитудно-модудированных квадратурных колебаний с несущей частотой со0
и огибающими Ki(/), И2(г). При этом если для исходного сигнала £7(0 спектр ог-
раничен областью частот [—сов, +а>в], то для огибающих Pj(O и И2(0 спектр огра-
ничен областью [—Фт, +®т], где
coTs (1...1,4)(юв + Д<»й) = (1...1,4)ив(1 + 0), (10.40)
Дюм = 0сов — максимальная девиация частоты; 0 — индекс ЧМ [36, 52].
По аналогии с (10.22), (10.32), (10.34) определим сигнал 6^(0 на выходе ка-
нала передачи (входе ЧМ демодулятора) в виде
Ui(f) = Л](Осо8а>о? + 1?1(081пюоГ +Л2(О81па>о/+ jB/OcoscoqO (10.41)
где
4<О=^О + Е(аЛ^+«дО + 0л^-иАО),/=1,2; (10.42)
Л=1
+00 ' - - \
А<0 = (~1У+1Е (Y« V^t + лДГ) + ъЩ-nW),j= 1,2. (10.43)
И=1 •
Здесь Л1(Г) и Л2(/) — синфазные с Pi(0 и И2(0 огибающие, и 52(/) —
квадратурные; коэффициенты ал, 0Л, ул, и %„ определяются из (10.28), (10.29),
(10.34) при условии, что вместо сов подставляется <Вт из (10.40), а ДГберется рав-
ным ДГ- л/сот = 1/(2/т).
Введем функцию
ДЯ±л) = F(f) - Д/ ± лДГ) = -Кы J U(t)dt = ~КМ U(t)(±nAt) (10.44)
и выразим через н^е
К](/± ИДГ) = [/0СО5Д/+ лДГ) = £/оС05[ЛО — ДД±л)],
Й2(/ ± ДДГ) — £70sin ДГ ± лДГ) = [/osin[f{0 ДД±л)].
Л=1
Учтем, что созДД+л) = совДД—л) = созДД,; втДД+л) = -зщДД—л) = sinAF„.
Тогда (10,41) можно записать в виде
£4(0 = £70cos[coo/ - ДОГ 1 + £[(ал + 0„)со8ДЛ, + (ул - Хи) sin ДЛЛ +
. л=1
+ £7osin[<no£ ~ Д0]£[(Ги + Хи)со8ДГл - (ал - 0„) sin ДГЛ] =
И=1
« Л(0сО8[(О0Г ~ Л0 - ^(0].
где Л(0 — огибающая сигнала £72(0, к изменениям' которой частотный демоду-
лятор нечувствителен; Л0 + ^(0 — фаза сигнала 1/2(0, которая несет информа-
цию о сигнале U(t) и его искажениях.
349
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ М#П
Как и ранее, полагаем, что С целью обеспечения малых искажений моду-
лирующего сигнала в канале передачи произведена определенная коррекция
АЧХ и ФЧХ, что позволяет считать а„, у„, « 1.’ Тогда из этого выраже-
ния следует
^(r)s-^[(ye + x„)cosAF„ ~(а„-p„)sinAF„]; (10.45)
И=1 . z
= Кд + $)] = U(t) -Ka&- = l/(t) - U^ty,
at at
'
^(0 = E
n=l
[(a„ -0„)cosAF„ -(y„ + Xn)sin ДКл]^Цкд,
dt J
где с учетом (10.39)
= -Кд4(Л:0 - %t + лД01 = U(t) - U(t + ПДГ) s ntd. (10.47)
' at at at
Здесь учтено, что коэффициенты передачи модулятора Км и демодулятора
Кд удовлетворяют условию КдКм = 1.
Для принятых на практике значений девиации частоты Дсом = KMmax[ U(f)]
и индекса модуляции 0 [см. (10.40)], а также при малых искажениях АЧХ и ФЧХ
тракта, когда можно пренебречь влиянием эхо-сигналов с п > (7 + 10), имеет
место соотношение: тах[Д£„] < сомнДГ < п. Тогда можно использовать разложе-
ние вида [5]
+2/_М+1 aF2*-1 дК2*
ыпДКп = cosAF„ - ГЦ—
£1 (2^-1)! (2k)'.
Подставляя эти выражения в (10.46) и учитывая (10.44) и (10.47), после ря-
да преобразований получим (18, 19]
ню // f +0°
ц(0 - Ё ia„ u(t + йдо + рл^ - йдо1 + Ё кУп + Хя)2-1 дл,2 -
и=г ' at(h±i
-(a„.-pfl)(3!);W +(у„ -х„)(4!)“*Д/’я4 Un(t) + UH(f). (10.48)
Здесь слагаемо^ Ц(() — эхо-сигналы, определяющие линейные искажения,
слагаемое U„(t) — нелинейные продукты, которые, с одной стороны, так же как
и эхо-сигналы,' вызывают Искажения формы полезного сигнала, с Другой-сто-
роны — определяют появление новых спектральный составляющих, которых не
было в исходном сигнале. f <
Используя выражение (10.48), оценим искажения модулирующего сиг-
нала для некоторых частных1 видов АЧХ и ФЧХ (ХГВЗ) канала передачи ЧМ
сигнала.; ' —. • . . ? .
1. Пусть ФЧХ линейна (<р(со) сото), АЧХ — четно-симметрична: К(<о0 +
+ Q) = K(<£>q — П), О. е [0, +и>т]. Используя (10.28), (10.29), (10.34), получим
350
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов
4Л * о, Сл= -fti= Dn ~ о». ал Рл * 0; Yn= Хл= 0; -С4ых(0 = ^(0 un(t)\ un(t) — о.
Следовательно, получим только линейные искажения.
2. ФЧХ линейна, АЧХ обладает нечетной симметрией: Дш) = Х(<о0) + ДДш), <
причем ДХ((о0 - Q) = -ДК((о0 + Q), О = (<о - <оо), Q е [б, +сот] (см. рис. 10-8, а).
На рис. 10.8, б, в показаны отдельные составляющие АЧХ. В этом случае
имеем Ап = 0; С„ * 0; В„ = D„ = 0; а„ = р„ = 0; у„ = —х„ * 0. Следовательно, UBba(f) =
= U(t), т.е. отсутствуют и линейные и нелинейные искажения. Подобная форма
АЧХ специально формируется, например в системах видеозаписи (см. рис. 10.8, а,
кривая 2), как эффективное средство повышения помехозащищенности в ка-
нале ЧМ [19].
3. АЧХ постоянна (Х(и) = /ц>), ФЧХ нечет-
но-симметрична: <рк(со) = ит0 + <ри(со); <рн(о>о ~
— Q) = —фн(шо + П), Q е [0, +©,.].
Соответственно ХГВЗ четно-симмет-
рична: т(<о0 + П) ~ т(соо) ~ т(соо ~ П) - т(со0).
Тогда на основании (10.28), (10.29), (10.34)
получим А„ = С„ = 0; D„ = 0; а„ = -р„ * 0;
fn ~ Хл = 0- Из (10.48) следует, что в этом
случае имеют место и линейные и нелиней-
ные искажения.
4. АЧХ постоянна, ФЧХ четно-симмет-
рйчна: ф(и) = ан0 + Фн(®),' Фн(®о “ П) = Фн(®о +
+ Q). ХГВЗ, очевидно, нечетно-симметрич-
на: т(®о + Q) — т(соо) = —т(ао — П) + т(соо)>
Q е [0, Ч-оог]. Тогда Л = С„ = 0; Вп - 0; Dn* 0;
ал Рл = 0; Ул = Хл * 0- В этом случае имеют
Рис. 10.8 ' место только нелинейные искажения моду-
лирующего сигнала.
Более подробный анализ искажений, а также примеры расчета нелиней-
ных продуктов при задании ряда типовых испытательных сигналов приведе-
ны в работе [19}.
Анализ искажений передаваемого сигнала позволяет на основании требо-
ваний, задаваемых к допустимым искажениям формы или спектрального со-
става полезного сигнала, определить требование к допустимым отклонениям
АЧХ'и ФЧХ каналов передачи от идеальных. Тём самым можно определить
И необходимую точность коррекции передаточной Характеристики канала с по-
мощью тех или иных устройств коррекции, рассматриваемых: в последующих
разделах. Отметим, что подобный анализ приходится выполнять Не только
в системах передачи аналоговых сигналов, но и в цифровых системах, посколь-
ку искажения формы цифрового сигнала приводят к так называемым межсим-
вольным искажениям (см. параграф 15.1) и соответственно к возрастанию ве-
роятности ошибки.
351
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
10.2. Коррекция линейных искажений
10.2.1. Обобщенная система коррекции линейного тракта
Корректирующие устройства, или просто корректоры, предназначены для
уменьшения (коррекции) линейных искажений (ЛИ), возникающих в отдель-
ных элементах тракта передачи сигналов. При последовательном соединении
корректора с источником линейных искажений, имеющим коэффициент пере-
дачи Ки(/со), коэффициент передачи корректора Кк(/со) подбирается таким, что-
бы в диапазоне рабочих частот обеспечить выполнение условия
. = Ки(ш)е-^(ш)Кк(ш)е-^(и) =Кое-^°,
откуда следует:
<ри(со) + <рк(а>) = сото + ля; п = 1, 2, ...;
Хн(св)Ак(со) = Kq; аи(со)+,ак((о) = const = «о!
где «(со) = ~201gK(co) — затухание в децибелах.
Условия идеальной коррекции тракта могут быть реализованы только при
очень больщоМ числе элементов в корректирующем устройстве, поэтому пра-
ктически они выполняются приближенно. Точность коррекции оценивается
допустимой величиной отклонения АЧХ и ФЧХ системы «источник—коррек-
тор линейных искажений» от идеальных АЧХ и ФЧХ, например:
Дй(со) = ан(со) + йк(°>) ~ «о!
Дср(со) = (рн(со) = сри(со) + <Рк(<») “ “то - пп;
Реальные источники ЛИ имеют частотно-зависимые АЧХ и ФЧХ, которые
могут меняться под действием многих дестабилизирующих факторов (причин):
температуры окружающей среды, питающих напряжений, метеоусловий и т.п.
В принципе действие каждого дестабилизирующего фактора можно скомпен-
сировать с помощью своего «причинного» корректора АЧХ и ФЧХ, однако при
большом числе факторов такое решение будет сложным и громоздким. Поэто-
му систему коррекции в протяженных линейных трактах строят методом после-
довательного приближения к требуемой (допустимой) АЧХ и ФЧХ тракта: сна-
чала устраняются (корректируются) основные амплитудно-частотные искаже-
ния на отдельных усилительных участках1, затем «подчищается» погрешности
коррекции, накопившиеся на нескольких таких участках, и, наконец, устраня-
ются погрешности случайного характера на частях тракта значительной протя-
женности.
Основные АЧИ вносйт участок линии связи, затухание которого можно
представить в виде а =* вьр(“) + «-(“, А ** •••)• Постоянные (не меняющиеся во
времени и от температуры) АЧИ, определяемые слагаемым аср(со), корректиру-
ются с помощью постоянного амплитудного корректора (АК), размещаемого
в каждом усилительном пункте. Переменная составляющая затухания линий
352
10,2. Коррекция линейных искажений
а~(о), ts t°), зависящая от температуры и времени, а в воздушных линиях — и от
метеоусловий, корректируется с помощью переменного амплитудного коррек-
тора (ПК). Последний размещается в каждом НУП или через несколько НУП,
а его подстройка может осуществляться автоматически (с помощью системы
АРУ — см. параграф 10.3) или вручную.
В результате использования АК, Имеющего АЧХ вида оак(со), на усилитель-
ном участке получим затухание ау(со) = аср(и) + аак(со) = «о, которое с известным
приближением удовлетворяет условию (10.1). Нескорректированная часть зату-
хания Д«у(о>) = «у(со) — «о называется погрешностью основной коррекции на участ-
ке. АЧИ, обусловленные Д«у(ш), для однотипных усилительных участков имеют
один и тот же знак и накапливаются вдоль тракта по линейному закону. Подоб-
ные АЧИ называются регулярными (систематическими) и устраняются с по-
мощью так называемых системных (магистральных) корректоров. Они выпол-
няются в виде постоянных или переменных (подстраиваемых) корректоров,
обычно располагаются в обслуживаемых усилительных пунктах, а в системах
передачи большой емкости (типа К-1920П и К-3600) и в отдельных НУП, на-
зываемых корректирующими (НУП-К).
Помимо регулярных погрешностей имеются погрешности коррекции, воз-
никающие при работе переменных амплитудных корректоров. Эти погрешнос-
ти на каждом усилительном участке имеют свой характер, а накопление их
в линейном тракте происходит по случайному закону. Корректирование слу-
чайных АЧИ, которые накапливаются медленнее регулярных, производится
с помощью подчисточных корректоров. Они размещаются в отдельных ОУП
(не в каждом) и в оконечном пункте Приема и имеют, как правило, регулируе-
мые характеристики.
Если искажающая и корректирующая цепи относятся к классу минималь-
но-фазовых цепей, то одновременно с коррекцией АЧИ происходит и коррек-
ция ФЧИ (см. параграф 10.1). Это позволяет в линейных трактах, предназна-
ченных для передачи сигналов многоканальной телефонии, ограничиться
использованием одного корректора ФЧИ, размещаемого в конце тракта. При
передаче сигналов телевидения к линейности ФЧХ предъявляются более жест-
кие требования, поэтому корректоры ФЧИ располагаются чаще. Обычно кор-
рекция ФЧИ осуществляется совместно с коррекцией случайных АЧИ с помо-
щью так Называемых гармонических корректоров (см. параграф 10.3). Более
жесткие требования к ФЧИ предъявляются также в техотдельных каналах и груп-
повых трактах многоканальных систем передачи, по которым передаются сиг-
налы телеграфии, факсимильной связи и т.п. Чтобы не усложнять построение
системы коррекции линейных трактов, устройства коррекции ФЧИ располага-
ют непосредственно в оконечной аппаратуре указанных выше сигналов. Кор-
ректоры ФЧИ (а при необходимости и АЧИ) имеют переменные параметры,
которые подбирают таким образом, чтобы обеспечить необходимую форму пе-
редаваемых сигналов, поэтому они называются корректорами сигналов. Рас-
смотренные ранее корректоры АЧИ и ФЧИ предназначены для универсальных
каналов и трактов, но ориентированы прежде всего на обеспечение требуемого
качества передачи сигналов многоканальной телефонии. Они называются так-
же корректорами каналов и трактов.
12, Зак. 1600
353
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХМСП
Исходя из вышеописанной структуры построения системы коррекции АЧИ
и ФЧИ трактов корректоры можно классифицировать по следующим призна-
кам: по' зависимости параметров корректора от времени — постоянные и пере-
менные;" по характеру накопления корректируемых искажений — регулярные
(системные) и случайные; по зависимости АЧХ и ФЧХ корректора от частоты —
частотно-зависимые и частотно-независимые. В цифровых трактах передачи,
как правило, в каждом промежуточном пункте производят восстановление (реге-
нерацию) цифрового сигнала, поэтому в промежуточном тракте не происходит
накопления линейных искажений и их нельзя корректировать одним корректо-
ром ЛИ на входе или выходе тракта. Для того чтобы уменьшить вероятность
ошибок регенерированного цифрового сигнала, приходится в каждом промежу-
точном пункте осуществлять независимую коррекцию формы цифрового сигна-
ла, используя постоянные и переменнее корректоры (см. главу 15).
10.2.2. Постоянные амплитудные и фазовые корректоры
Постоянные корректоры, как уже. говорилось, имеют постоянные во
времени параметры. В линейном тракте к ним относят линейные корректоры
(ЛК), размещаемые в каждом усилительном пункте, и системные корректоры
(СК), размещаемые в НУП-К и ОУП аналоговых МСП. ЛК компенсирует
неизменную во времени составляющую затухания участка линии связи. Воз-
можны несколько вариантов его включения в состав усилительного пункта.
На рис. 10.9, а ЛК включен последовательно с частотно-независимым ли-
нейным усилителем (ЛУс). Затухание ЛК должно удовлетворять условию
йср(®) + алк(“) ~ const = 5р, где 5Ь — усиление ЛУс. При этом затухание ЛК
имеет вид, показанный на рис. 10.9, б.. Перекос затуханий на крайних часто-
тах Д«лк = «лк(“н) — «лк(®в) должен быть равен перекосу затухания линии свя-
зи Д«ср. Такое включение ЛК позволяет обеспечить высокое качество кор-
рекции, однако имеет ряд недостатков: 1) включение ЛК перед ЛУс
приводит к уменьшению уровня сигнала на входе ЛУс, что снижает защи-
щенность сигнала от собственный Шумов в тракте (рис. 10.9, в); 2) при боль-
шой неравномерности затухания 'Л К трудно добиться постоянства входного
сопротивления ЛК в рабочем диапазоне частот.
354
10.2. Коррекция линейных искажений
Вариант, показанный на рис. 10.10, а,
удовлетворяя тем же требованиям к частот-
ной зависимости ЛК, выгодно отличается
повышенной защищенностью от собствен-
ных шумов, так как при одинаковом значе-
нии уровня выходного сигнала рс.вых обес-
печивает более высокий уровень сигнала на
входе ЛУс. Однако, с другой стороны, при
этом увеличивается максимальный уровень
сигнала рс.тахна Выходе ЛУс (рис. 10.10, б),
что приводит к увеличению нелинейных
помех или требует более мощного выходно-
го каскада ЛУс (за счет применения более
мощных и дорогих усилительных элементов
и повышения потребляемой мощности источника питания).
Включение ЛК в цепь обратной связи ЛУс (рис. 10.11) не приводит к сни-
жению защищенности ни от собственных шумов, ни от нелинейных помех.
Усиление Лус в этом случае является частотно-зависимым и определяется из-
вестным образом:
S((o) = 201g£(a>) — 201g ......r = ~201gp(ffl) ~ олк(ш),
1 + Л0₽(а>)
где ко, Р(со) — коэффициенты передачи по напряжению усилителя и цепи отри-
цательной обратной связи (линейного корректора); алк(ш) — затухаНие ЛК.
С другой стороны, затухание линии должно компенсироваться усилением
ЛУс, т.е. аср(со) = 5(со) = алк(о>). Следовательно, требуемая характеристика зату-
хания ЛК должна иметь вид аср(со) (см. рис. 10.9, б), и поэтому Д«лк = Даср. Но,
как показывают практика и расчет, усилители, охваченные отрицательной час-
тотно-зависимой обратной связью, работают устойчиво, если перепад затуха-
ний Д«лк в цепи обратной связи на крайних частотах не превышает 10—15 дБ
(см. параграф 2.11). Перепад затуханий участка линии связи Даср составляет,
как правило, 30—35 дБ, следовательно, вариант на рис. 10.11 не позволяет обес-
печить надлежащей коррекции участка линии связи.
Наибольшее распространение получил вариант коМбини- ЛУс
рованного типа (рис. 10:12, а), когда используются два ЛК:
ЛК1 включен на входе ЛУс, ЛК2 — в цепи обратной связи
ЛУс. Требования к АЧХ затухания корректоров определяются
из выражения acp(to) + «ЛК1(®) = 5(со) = «ЛК2(<о), где вид АЧХ
отдельных составляющих показан на рис. 10.12, б, причем
Даср = Далк] + ДаЛК2-По сравнению с вариантом на рис. 10.9, а ' '
здесь обеспечивается выигрыш в помехозащищенности от Рис. 10.11
собственных шумов. Кроме того, ЛК1 одновременно' выпол- ,
няет функции разделительного фильтра для подавления токов дистанцион-
ного питания и телеконтроля. '
355
1Q. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ 8 КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Вариант, приведенный на рис. 10.13,
отличается от предыдущего использова-
нием дополнительного усилителя ЛУс1.
В такой схеме защищенность от соб-
ственных шумов еще выше, однако нали-
чие дополнительного усилителя снижает
надежность усилительного пункта и повы-
шает требуемую мощность источника ди-
станционного питания. В силу указанных
причин этот вариант применяется, сравни-
тельно редко и только в ОУП и ОП.
; Процесс создания (разработки) ЛК
состоит из нескольких этапов. На пер-
вом этапе по известным (требуемым)
• АЧХ и ФЧХ корректора синтезируют не-
которую рациональную функцию К(р)
------------------> комплексного переменного р = ст +уы, мо-
“ дуль и аргумент которой по переменной со
Рис. 10.12--------аппроксимируют требуемые характеристи-
ки (АЧХ и ФЧХ) с заданной точностью.
Далее по полученной функции синтезируют электрическую схему корректора и рас-
считывают элементы схемы. Затем создается макет корректора и производится
экспериментальная проверка результатов расчета. На этом же этапе решаются
вопросы технологии, конструкции, определение производственных допусков
на элементы.
Наиболее сложной является задача синтеза, которая, как правило, имеет
большое число решений, причем каждое из них соответствует своей схемной
реализации. Эффективность же схемы корректора можно оценить только после
выполнения последующих этапов разработки. Большое число решений сйнтез-
ной задачи определяется, во-первых,сгем, что синтезируемая функция Дсо, вь
«2, —, art) ищется в классе физически реализуемых функций с конечным числом
произвольных варьируемых параметров дд + а„; во-вторых, тем, что эти пара-
метры подбираются такими, чтобы значения функции Дсо; als а2,..., и за-
данной функции у(со) совпадали в некотором числе произвольных точек со15 со2,...,
со;,..., со„; J е [1, л]; соу е [сон, сов], где сон, сов — нижняя и верхняя границы рабоче-
го диапазона частот. После выбора точек соу (узлов интерполяции) составляется
система из уравнений Дсоу) = у(со;); J е [1, п], решение которой дает все п неиз-
вестных варьируемых параметров функции Дсо). Более подробно процедура
синтеза электрических схем освещена, например, в работах [37, 41, 45].
В настоящее время при создании постоянных амплитудных корректоров
наибольшее применение получили Т-образные перекрытые (мостовые) четы-
рехполюсники (рис. 10.14). Сопротивления частотно-зависимых двухполюсни-
ков Zj и 2^ выбирают из условия Zt^ = Д>2, тогда характеристическое сопро-
тивление четырехполюсника является частотио-гнезависимым и равным Rq, что
облегчает задачу'каскадирования четырехполюсников. На этапе синтеза ЛК
356
10.2. Коррекция линейных искажений
Рис. 10.13
Рис. 10.14
представляют в виде и-каскадного соединения таких четырехполюсников.
Каждый из них имеет коэффициент передачи Kj(Ja), i е [1, и] (или передаточ-
ную функцию gi (ja) = -InA"(ja) - -InA} (co) + b, (co)) вида
K,(jco)=fl + ^4^r =[1+-Л_) =К,(со)е-А(ш). (10.49)
I Rq J I ZiM J.
Как правило, выбирают наиболее простые и легкие в настройке виды двух-
полюсников Zi, Zi. В качестве примера на рис. 10.15, а, б, в приведены схемы
Т-каскадов первого, второго и третьего порядков соответственно, называемых
так по числу реактивных элементов двухполюсника. Если поменять местами
двухполюсники Zi и Zj, то частотная характеристика звена изменится на «про-
тивоположную». Так,| для схемы рис. 10.15, б вместо минимума затухания на
частоте fp = получим максимум. На практике, преобразуя соедине-
ние резисторов Ло, из треугольника в звезду (рис. 10.16), из схемы исключа-
ют резистор /?1, а резистор R{ объединяют с R2.
Рис. 10.15
При расчете корректора необходимо определить общее число каскадов п и
число каскадов (звеньев), первого иь второго и2 и третьего и3 порядка (« = «) +
+ + «з)л а также параметры этих звеньев. В таком случае удобно использовать
метод шаблонов в сочетании с ЭВМ, а также справочные данные [20, 45].
357
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Подобная методика расчета может быть применена и для расчета систем-
ных корректоров (СК). В отличие от ЛК, которые имеют сравнительно гладкую
АЧХ затухания aAK(o) в рабочем диапазоне частот (рис. 10.17, а), СК должен
корректировать АЧХ погрешности коррекции Ад(со) = оср(со) — алк(со) на каждом
участке, которые накапливаются от участка к участку (на рис. 10.17, б кривая 1
соответствует одному участку, 2 — нескольким). Сложный характер требуемой
частотной зависимости затухания СК, которая меняется при смене пар в кабеле
и от кабеля к кабелю, затрудняет расчет СК, не позволяет делать его унифици-
рованным и настраивать на предприятии-изготовителе. Поэтому системный
корректор чаще выполняется в виде переменного корректора, который настра-
ивается при сдаче магистрали связи в эксплуатацию, а также Ири профилакти-
ческих проверках. ,
Постоянные корректоры ФЧЙ, как правило, выполняют путем .«-каскад-
ного соединения Т-образных перекрытых (мостовых) четырехполюсников, вы-
полненных обычно по схеме рис. 10.18, а, б. Число и параметры отдельных
звеньев подбираются предварительно методом шаблонов, а затем уточняются
с помощью ЭВМ [20, 45]. ?
Рис. 10.18
358
10.2. Коррекция линейных искажений
10.2.3. Переменные корректоры линейных искажений
Переменные корректоры предназначены для компенсации отклонений за-
тухания участков линии связи и других элементов линейного тракта, которые
обусловлены изменением температуры, питающих напряжейий, метеоусловий
и другими причинами. В аналоговых МСП используются различные типы пе-
ременных корректоров (ПК), отличающихся структурой построения, принци-
пом действия, видом и числом регулируемых элементов и т.п.
. Наиболее просто ЦК реализуется на основе дискретного числа, постоянных
амплитудных корректоров АК] — АКЯ, имеющих коэффициенты передачи
Ki(ja), i <= Ц, л], и нескольких переключателей, вместо которых можно исполь-
зовать перепайку отводов АК/. Более широкий набор вариантов АЧХ можно
получить в схеме рйс. 10.19. Здесь коэффициент передачи схемы определяется
выражением х .
П i
/ е [1, л],
/=1 S=1
где а( е [0, 1] — коэффициент подключения /-го АК к сумматору, причем вели-
чина а, меняется потенциометром А,.
С целью исключения механически перемещающихся деталей могут ис-
пользоваться емкостные или индуктивные потенциометры [18]. Недостатком
этой схемы является то, что возможное изменение параметров любого из АК
вызывает изменение положения всех потенциометров R\ • + Ra.
Более стабильна схема (рис. 10.20), содержащая п амплитудных корректо-
ров АК] + АК„, потенциометры R\ -5- R„ и два дифференциальных трансформа-
тора Г], Т1. Для нее коэффициент передачи равен
Kz(ja) = ^(±а1)К,и<л), i е [1, л],
/=1
причем коэффициент включения а,, регулируемый потенциометром Rj, может
изменять свой знак при подключении R, к верхней или нижней .полуобмотке Т2.
Рис.10.19 Рис. 10.20
359
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Подобный принцип построения переменного корректора реализован в систем-
ном корректоре системы VLT-1920 [46], показанном на рис. 10.21, а. СК пот
строен по схеме л-звенного локального корректора резонансного типа. Каждое
j-e звено (/ е [1, л]) содержит два переключателя Sn, две перемычки Яд, Яд,
переменный резистор Кд, катушку индуктивности набор конденсаторов
Сд 4- Cjk и два резистора Кд, Кд.
При любом положении переключателей 5^, образуется схема типа рис.
10.21, б, в, где £д и К/г ~ ЭДС и внутреннее сопротивление эквивалентного ге-
нератора, которые зависят ot положения переключателя Л}] величины резисто-
ров Т?1 4- Я„ и коэффициента трансформации дифференциального трансформа-
тора Т\. Максимум напряжения на резисторе Яд будет на частоте резонанса
соо/= (LjCjic)-0’5, которую мрда^йз^ейять в определенных пределах с помошью
переключателяПри выполнении условия,Яд >> Яд и Кд? Кд » Яд напряже-
ние С^л на резисторе Яд меняется так, как показано на рис. 10'21, в, где кривая 2
Рис. 10.21
/
360
10.2. Коррекция линейных искажений
соответствует большой величине резистора .fy, Кривая 1 — малой. Зависимость
UjR от частоты имеет вид
(Шр; - О>?
0)07 • ; Яд
• ; SJ=27Z77W ял = 2^'
Напряжение с выхода j'-ro резонансного контура через перемычку Sp и ре-
зистор Ду2 (или Rji) поступает в верхнее или нижнее плечо дифференциального
трансформатора Т2, где суммируется (или вычитается) с основным сигналом,
проходящим через резистор Лр. При подключеййи резонансного контура к од-
ному из плеч Т2, например через резистор Яд , другое плечо заземляется через
Rp для сохранения симметрии схемы СКпо йыкоду. ' ' •
С помощью корректоров, построенных по Схеме рис. 10.20, 10.21, можно
осуществить достаточно точную коррекцию, однако процедура настройки ока-
зывается небыстрой, поскольку функции ££я(со), £4я(®), j * Ь не удовлетворяют
условию ортогональности, то есть
О)в
|77уЛ(со)^7,л(со)1/(в^0, если i*j.
<Он
Это значит, что при настройке /-го резонансного контура (в /-й локальной
области частот) происходит изменение АЧХ корректора в /-й области частот.
Кроме того, настройку корректоров такого вида приходится осуществлять
вручную, поскольку элементы корректора не перестраиваются электрически.
От этих недостатков в известной Степени свободны переменные корректо-
ры, названные по фамилии автора корректорами Боде. Различают четырехпо-
люсные (или полные) корректоры Боде (рис. 10.22) и двухполюсные (или не-
полные) (рис. 10.23). Полный корректор выполняется по типовой схеМе
Т-образного перекрытого четырехполюсника (см. рис. 10.14), у которого со-
противления Z\, ^ соответственно равны: Z\ = 2^(, Zi — R2' + Zbk2- Здесь
Рис.10.23
Рис. 10.22
361
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЙ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МОП
2вхь ^х2 — входные сопротивления симметричных пассивных четырехполюс-
ников Qi и Qi, имеющих характеристические сопротивления Aqi, Rq2 и нагру-
женных на переменные Сопротивления нагрузки Alb R~2. Чтобы входное
и выходное сопротивления полного корректора были постоянными и частот-
но-независимыми, необходимо выполнить известное условие: Z^Zi = Rq, а так-
же выбрать соответствующие величины Ri, Ri, R~i, R~i, вид частотных характе-
ристик Qi и Qi. Для решения этой задачи используют то, что для любого
пассивного четырехполюсника Qi или Qi входное сопротивление можно опре-
делить из выражения
[у _р; 1+^A?(>) р - -
* Я., + Я« 2’
g,O) = -In А,(» = -In =—In К, (co) + /р, (co) = a,(co) + jbi($,
(10.50)
где. А/ jco) — комплексный коэффициент передачи четырехполюсника Q, по
напряжению при условии R-, = Rqi; j(a) — постоянная передачи, р, — коэф-
фициент отражения на выходе. Qi, р/ е [—1, +1]; а/со) — затухание в неперах;
2>/со) — ФЧХ Четырехполюсника Q,.
Далее вводят нормированные Сопротивления zi(/c°)" Z^^IRm W, ziQto)
Г < р 2
= Zi(J($/Rqi и, решая уравнение Zi(/co)z2(/co) = — —= 1, приходят к следую-
i ' ‘ i °oiRqi
щим равенствам [20]:
ЛиДй“= R-iR-i ~ Rb * . (10-51)
; gi(to)^&(co); <10.52)
Как следует из этих выраженцц, четырехполюсники Q^n Q2 должны иметь
одинаков» рередад^чнуе функции(и комплексные коэффициенту передачи)
при разных характеристических сопротивлениях Ао^и Ар2 (в частном случай мо-
жет быть Яд! = Д2 = Aq). Регулируемое сопротивления R~i и А-г Должны одно-
временно меняться вразные стороны. когда Ан возрастает относительно R^i, То
. R~i уменьшается относительно Rqi. Поскольку схемы на риС. 10.14 Й 10.2^ ана-
логичны, для расчета передаточной функции gKOp(7ю) полного корректора Боде,
можно использовать (10.49). ПодЬтавляя (10.50)—(10.52), после ряда преобра-
зований получим [20] ;
' ЙсорО®) *= «кор(®) + }АКОр(со) - do + 2thf^- Pte^'^,
........ ’ ' А 2/ . , •
где aQ — среднее затухание корректора при = Rqi, R~2 - R^ (pf = Pi - 0),
1 * , A Ri Rq
причем exp a0 =1 + - -1 - ; rt == —J-; zo =^--
r0(l + ri) Aqi ^oi
362
10.2. Коррекция линейных искажений
Учитывая вид передаточной функции Qi из (10.50), затухание полного кор-
ректора Боде примет вид
«кор(®) = «0 + a*(®) = ao+^i2th^y^exp(-2a1’(w))cos(2Z>i(w)). (10.53)
Здесь и далее знак * указывает, что значение затухания выражают в непе-
рах. Как видно из приведенных выражений, переменная составляющая затуха-
ния корректора д~(со) в диапазоне частот [шн, <ов] может иметь различный закон
в зависимости от параметров передачи ai(co) и Z>i(co) четырехполюсника
Нричем й~(а>) линейно зависит от коэффициента отражения рх (от сопротивле-
ния Л-i) и может принимать как положительное, так и отрицательное значение.
При Pi = 0 (Л-i = Ло1) имеем Дкор(®) = «о на всех частотах со е [сон, сов]; при pi * 0
это равенство может выполняться на частотах со0, для которых cbs(2Z>t(co0)) = 0
или соответственно 6t(co0) = (2л + 1)тг/4; п = 0, 1, 2, ... Такие частоты называют
точками вращения ЧХ затухания корректора.
В качестве четырехполюсников Qt и Ог можно использовать звенья посто-
янных фазовых или амплитудных корректоров. В первом случае at (со) = 0 и тог-
да а~(со) ч- picos2Z>t(co), т.е. зависит только от ФЧХ Qt. При использовании по-
стоянных АК характеристика а~(щ) будет зависеть от частотной характеристики
затухайия fli(co) и от фазо-частотной характеристики й] (со) четырехполюсника
Qt. Расчет полного корректора Боде сводится к выбору входного (характе-
ристического) сопротивления Ro и пределов изменения затухания Ддм =
= maxi д~(со)[= 2th(a0/2), расчету сопротивлений Я(, Т?2, Л-i, Л-2 и, наконец, не-
зависимому от него расчету Qi (и Q?) под заданную частотную характеристику
а-(со) = дкор(со) — оо [20].
Как следует из вышесказанного, для регулировки затухания полного кор-
ректора Боде необходимо осуществлять взаимосогласованную регулировку
двух переменных сопротивлений R~h Л_2, На практике такая сложная регули-
ровка часто оказывается неприемлемой, поэтому используют более простые ва-
рианты ПК неполные корректоры Боде (рис. 10.23). В них регулируется толь-
ко одно сопротивление Л., которое называют управляющим. В качестве таких
сопротивлений обычно выбирают элементы, которые допускают регулировку
величины R~ чисто электрическим способом.
Основной недостаток неполных корректоров Боде, Который является свое-
образной «платой» за упрощение схемы, состоит в Том, что входное (выходное)
сопротивление корректора не остается постоянным в полосе частот [<вн, сов] при
изменении управляющего сопротивления от максимального до мини-
мального Я-niin значения. Для ослабления этого недостатка вводят дополни-
тельные резисторы, называемые окаймляющими. Для схем, показанных на рис.
10.23, а, б, значения окаймляющих резисторов R{, Л2 и Ry подбирают так, что-
бы выполнить два условия:
1) отклонение затухания корректора относительно его среднего значения,
которое получается при R~ = (A-max./Lmin)0’5 = Rq, где Ro — характеристическое
сопротивление дополнительного четырехполюсника (ДЧ) Qif должно быть
363
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
одинаковым по модулю и противоположным по знаку для значений JL = R-max
И R-.
2) входное Rn и выходное R# сопротивления корректора при R~ = Ro долж-
ны быть точно равны сопротивлениям генератора RT и нагрузки Rn.
Для расчета частотной характеристики затухания (ЧХЗ) корректора и окаймля-
ющих резисторов схему на рис. 10.23, а приводят к эквивалентной (рис. 10.24, а),
где R\ = RT + R[, R3 = 7?н + R2. Для нее
* - + (^i + Л3)(/?2 + -ZbxC/Q>)
коре И + Хе/®)) ’
где Лх(/®) — входное сопротивление ДЧ Qi [см. (10.50)—(10.52)}.
При R~ = Ro имеем 2^х(/ш) = Ro и соответственно а коре (®) = Дкоцо- Тогда пе-
ременная составляющая затухания корректора равна
«кор.~(“) = <W(®) - «^o(to) = (10-54)
(ЛАБ + Л0)(Л2 + ^вхС/®))
Здесь Ядб — сопротивление, которое «видит» ДЧ со стороны входных зажи-
мов. При изменении R. в пределах R~mm + R-max. коэффициент отражения р\ на
выходе Qi меняется в пределах от -ptM до +р1м , а входное сопротивление ДЧ
— от Zsx.min = Ro/d до 2^х.твх = ЛД Где на основании (10.50)—(10.52)
п — Л-тах ~ Лр _ Лр — R~tmh . /щ «о
PlM ~ „ п п п ’ .(•)
л-max + **() Лр + Л-min
d =1 + Дм exP(-2gi(/co))
1 - Ам exp(-2gi(/co))
Условие симметричного регулирования затухания Лкор.-(-2вх.тах) =
= -Окор.-(4х.тт) Примет ВИД .
21- ^АБ + Лр _ in (ЛдБ + ,Ло<А(ЛАб + Лр / rf)
. Л3 + Лр (Л3 + Лр«0(Лг + Rq / d)
Это уравнение выполняется при Любом значении d, если /?АбЯ2 = Ro- Учи-
тывая, что 1?АБ = R2 + . - -1 Л, > Лг» Удобно принять
Л1 + л3
^аб “ Лоехр(+Дйм); Я2 =Л)ехр(- Да’), (10.56)
где Да„ — некоторая постоянная величина, физический смысл которой будет
пояснен ниже.
Подставляя (10.56) в (10.54), после ряда преобразований получим
«кор-(®)2 2p!th(AaM/2)exp(—2a1’(co))cos(2/>I(tt))). (10.57)
364
10.2. Коррекция линейных искажений
Сравнивая (10.57) и (10.53), можно убедиться в сходстве этих выражений.
Следовательно, все выводы, которые были сделаны при анализе переменной
составляющей затухания полного корректора Боде, остаются справедливыми и
для неполного корректора.
Значения окаймляющих резисторов R{, R2 и 7?] определим из условия сог-
ласования входного и выходного сопротивлений корректора приТС = R$.
ОбычИо удобно иметь симметричную схему корректора, когда Яг 7?н И R{ =
= 7?з. Тогда, учитывая (10.55) и (10.56), имеем 1 "
7?! =J?3 = 2(/?АБ — Л2) = 2Яо[ехр(Да’) - ехр(-Да^)]; R{ = R\ - Rr. (10.58)
Ир условия согласования в сечении 1—1 (см. рис. 10.23, а) имеем
R = R' + ^>^2 + ^о)
n Ri + R2 + Rq -
откуда с учетом (10.58) получаем
п _ ъ 2ехр(Да*)-1 р ехр(Да*)-1.
— Др--—---------, Л|=Лз=Лг --------_
ехр(Дам) ехр(Дам) (10.59)
= rt 2ехр(Да.*)-1. = д* 2ехр(Дд*)-1
2[ехр(АД*)-1] 2ехр(Да*)[ехр(Дс*)-1]
С учетом (10.59) определяем в неперах среднее значение затухания по ЭДС
и напряжению при R~ = Ro (см. рис. 10.24, а):
* - in Е* [п (-^1 + (^2 + *о) / (Ri + R2 + R-q) R\
°^e UH _ 7?i (R2 + Rq) I (R\ + R2 + Ro) Rr
= 1п[2(2ехр(Дйм) - 1)];
iuw =1п^ = 1пф^!!- = Ь1[2ехр(Да:)^1]./ (10.60)
. иц ET /U, ,
Для корректора по схеме рис. 10.23, 0 расчет параметров проводится по
аналогичной методике,’ при этом используется более наглядная схема (рис.
1024, ё), где £г‘т= ETR{/(RT + Д'); Л M/(gF, + ${.); & ~ l/Rt;gH=.l/Rw;,gj ^1/R'i’,
g2 =1/R2; R3 = l/(gH + ?з). Можно показать [20], что переменная составляющая
затухания и среднее значение затухания по ЭДС и напряжению в этой схеме
неполного корректора Боде определяются так же, как и для предыдущей схемы
корректора, т.е. по формулам (10.57), (10(60). Значения окаймляющих резисто-
ров , 7?з, R2, определяемых в режиме согласования по входу и выходу корректо-
ра при R~ =' Ro(p\ в 0), обычно рассчитывают для случая Rr “ Дм. Тогда = R2
и /?! « 7?з. В результате получим [20]
п да , ,ехр(Дам) . р, р ехр(Дам) ,
2 ехр(Двм) -1 ехр(Дам) -1
(10.61)
365
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
= 2[ехр(Дй*)-1]. д2 = кт 2ехр(Ад*)[ехр(Ай*)-1] (10 62)
2ехр(Адм)-1 2ехр(Аа*)-1
Если записать (10.62) относительно проводимостей g\, g\, go, gi, то их связь
с gT будет точно отражаться уравнениями (10.59). Это свидетельствует о дуаль-
ности схем на рис. 10.23, а, б.
Рис.10.24 : Рис.10.25
Во многих случаях необходимо, чтобы режим согласования неполного кор-
ректора с генератором и нагрузкой выполнялся не только при среднем значе-
нии управляющего сопротивления (Л-~/?о), но и при всех других его значениях
в интервале A~min ч- R~max. Тогда приходится усложнять схему корректора, вводя
дополнительные окаймляющие резисторы R'{, Ry (рис. 10.25, а, б). При анализе
эти дуальные схемы приводят к соответствующим эквивалентным, которые
совпадают с рис. 10.24, о, б. Из этого следует, что переменная составляющая за-
тухания неполных корректоров* по схеме рис. 10.25 также будет определяться
выражением (10.57). Расчет элементов схемы корректора, как и в предыдущих
вариантах, выполняют обычно для случая симметричной схемы, когда Яг = RH.
Тогда R{ - Ry и /?;' =Дз-“ Условие согласования входного сопротивления кор-
ректора /?ц и сопротивления RT представляют в вице двух уравнений:
/ 1) RU(R^ Ro) Rr; 7
2) Лц(для R~ 7?~max или 7?_mjn) — RrK,
где К = У-м. Здесь ум — максимально допустимый коэффициент отражения
1 -Ум ! - ’ '
(рассогласования) на входе. Напомним (см. параграф 1.4), что ум = dec(-0,laOTp) =
_ 7?ц - Rr
+ Аг - .
366
IO.2. Коррекция линейных искажений
Решение этой системы уравнений для схемы рис. 10.25, а дает [20]:
_ Г<Ял + Яб)1 . («в - ЯМК „ „ Г
Я, --------- + —7ТГ— -ЯлЯБj
„ . 1 1
gl“j?r=gr R{ + (R2 + R($Ri’
Ra. + Rs.
_ >
Ла = (Л2 + Л))Г1л1; лв-(Л?ь + я2)||Х; d
1-Ам
(10.63)
(10.64)
Величины R2, Ri и Rq, как и ранее, связаны соотношениями (10.56), (10.58).
Среднее значение затухания такого корректора равно
^коР0.£/ = акор.0.£ — 1П 2 = In —J- =
= Да’ + 1п((ехр(Да*) - ехр(-Дд*)] + (10.65)
•«г
Элементы дуальной схемы рис. 10.25, б рассчитывают аналогично [20].
Сравнивая показатели схем полного и неполного корректоров Боде и отме-
чая идентичность поведения переменной составляющей затухания, следует
указать на существенные различия их среднего значения затухания ЯкоРо; для
полного корректора оно минимально и практически равно амплитуде перемен-
ной составляющей затухания Лм = max[aKopi~], тогда как для неполного коррек-
тора оно всегда в несколько раз превышает Лм.
В (10.57) значения йкорД®), &ам> ai (“) выражены в неперах. Если использо-
вать размерность затуханий в децибелах, То (10.57) перепишется в виде
акор.-(о3) = Мм10-°’|а1(“)со82й1(Со)=рЛмГ(Со), (10.66)
где Лм = 8,7 - 2гй(Д<гм/2) s 8;7До^,, дБ.
* Из (10.66) видно, что переменная составляющая затухания корректора
«иор.Л^п^ямо пропорциональна коэффициенту отражения’# = -
ре [~1; +1], при этом в Общем случае функция aKop~ является частОтно-зависи-
мой. Поведение функции акор~(®) в диапазоне частот определяется сомножите-
лем /(со) и зависит как от АЧХ, так и от ФЧХ четырехполюсника Q\.
Рассмотрим некоторые частные случаи поведения акор~(со).
1. Пусть /(со) = const, это соответствует условию [см. выражение (10.52)]:
ai(ю) = const, Jti(co) = const, = 0. Такие характеристики имеет, очевидно,
резистивный ослабитель. В частном случае сопротивление R~ может подклю-
чаться параллельно R2 (см. рис. 10.23, б). Частотная характеристика затухания
корректора для этого случая является равномерной (рис. 10.26), причем #t >#г > 0;
Рз = 0; Р5 < #4 < 0; #1 +Л — различные значения коэффициента отражения. Пе-
ременный корректор с такой АЧХ называется плоским.
367
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
2. Пусть /(со) = ф(со), где ф(со) — некоторая функция от частоты, например,
вида рис. 10.27, а. Тогда зависимость акор_(со) при разных р будет иметь вид,
представленный на рис. 10.27,4, где Pi>P2>p$> P4>Ps, причем р3 = 0. Если /(со)
представляется в виде наклонной прямой, то й все кривые аКоР~((°) на рис. 10.27,4
превратятся в наклонные прямые. Переменный корректор с такими характерис-
тиками получил название наклонного. Частный случай наклонного ПК с особой
точкой со0, для которой аКОр~(<во) =“ 0 при любых р, показан на рис. 10.28, где
Pi > Р2> Рз > /4 > Р5,Рз = 0- Точка <о0 называется также точкой поворота частот-
ных характеристик.
Рис. 10.26
Рис: 10.27 Рис. 10.28
3. Пусть /(со) = cos2/>(co) = cos2cot0; на основании (10.52) и (10.66) получаем
условие: et(co) = 0 дБ; &i(co) = 1; Z>t(co) = сот0. Подобную функцию /(со) можно
получить, используя в качестве четырехполюсника Q\ идеальную линию задер-
жки с временем задержки т0. Корректоры, которые обеспечивают косинусои-
дальную характеристику акор~(<»), называются косинусными. Нетрудно убедить-
ся, что при разных значениях т0 характеристики косинусного корректора будут
разными. Так, если в дйапазоне сон + сов выполняется условие 2cobtq < л/2 или
т0 < 1/(8/в) = ДГ/4, где Ы = 1/(2/в), то зависимость дкор~(со) будет иметь вид кри-
вой 1 на рис. 10.29. Если л/2 < 2<йвто < Зл/? или ДГ/4 < т0 < ЗДг/4, то зависимость
<2кор~(и) будет иметь одну особую точку <x>qi , для которой woj-qj == л/2 (кривая 2 на рис.
зис. 10.29
10.29). Если Зл/2 < 2совТо < 2л/2 Или < т0 < 5Д//4,
Тб зависимость <2кор-(со) будет иметь две особые
точки сро2 и а>оз (кривая 3 на рис. 10.29). Корректо-
ры с двумя особыми точками называются еще кри-
волинейными. Нетрудно показать, что если величина
т0 выбрана из условия (2л -1>Дг/4 < то < (2л +1 )Д//4,
л = 1, 2,..., то такой корректор будет иметь л особых
точек.
Включая последовательно несколько, напри-
мер N, косинусных корректоров, получим общее
затухание
368
10.2. Коррекция линейных искажений
N N
°ке(®) ~ 2>ср.„ + У. Д> COS(2cOTfr,)/lMn — ЛсрХ "* а-т(и)-
л-1 л=1
Компенсируя с помощью усилителя постоянную частотно-независимую
составляющую затухания асрХ, получим возможность коррекции достаточно
сдожных АЧХ трактов путем подбора значения тОя отдельного л-го корректора
(1 < п < N) и регулировки величины р„. В частном случае, когда тОя = лт0, где т0 —
длительность задержки одной элементарной ячейки линии задержки ЛЗ, п —
число ячеек ЛЗ в п-м корректоре, из предыдущего выражений получим
N
д-л(со) = Ам £ Рп cos(2m0co) = У ап cos(2m0co), (10.67)
Л=1 ' Л=1 , ...
т.е. представление ЧХ затухания (ЧХЗ) корректора в виде ряда Фурье.
Нетрудно убедиться, что для коррекции ЛЧХ тракта, имеющего характе-
ристику вида (10.10), корректор, состоящйй из N косинусных корректоров,
должен иметь параметры: Анрп ~ ~ап> то = где ап — коэффициент разложе-
ния в ряд Фурье характеристики затухания корректируемого тракта.
10.2.4. Универсальные переменные корректоры
В общем случае ЧХ затухания переменного корректора, содержащего нес-
колько последовательно соединенных элементарных корректоров, можно
представить в виде '
’, п •
ак(со) = й0 + «1/(®) + й/2(со) + ... + a/„(“) = «о + X «,/(со), (10.68)
/<=1
где/(со) — ЧХЗ /-го корректора; i ё [1, л]; п — число корректоров; аь д2, —, ап —
регулируемые величины (коэффициенты) [см. (10.66)].
Считая, что при такой характеристике обеспечивается достаточно точная
коррекция АЧИ корректируемого тракта, можно предложить некоторые крите-
рии оптимального построения корректора:
1) функции /(со) должны быть такими, чтобы ряд (10.68) достаточно быстро
сходился к требуемой функций ак(со), тогда корректор будет содержать мини-
мально необходимое число звеньев;
2) каждый член ряда (10.68) должен соответствовать ЧХЗ физически реали-
зуемого четырехполюсника; к ,
3) регулировка коэффициентов а, должна быть несложной;
4) обеспечивается взаимная независимость регулировок «/.
Указанные условия выполняются наилучшим образом, если функции
/(со), ..., /я(со) ортогональны. Такими являются, например, функции вида
sin(nx) и cos(nx) для X 6 [-л; +л] , п = 1, 2, ... Если на интервале [-сот; +сот]
функцию ак(со) представить в виде тригонометрического ряда вида
369
10, ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
«к(®)=+ 2 к>cos/ +2 sin 1 (10-69)
2 mi 2mT /=1 204
то наибольшая точность приближения при заданном N будет тогда, когда коэф-
фициенты ряда kh ^являются коэффициентами Фурье данной функции дк(со):
к,= — [ aK(co)cosz—<йо; &• = — [ aK(co)sin/ —da.
“T-t, “t
Если функция ак(со) является четной, то qt = 0 и сумма будет состоять толь-
ко из косинусоидальных членов.
Одним из наиболее распространенных вариантов универсальных перемен-
ных корректоре®, с помощью которых можно корректировать АЧИ вида
(10.69), является гармонический корректор,. Теоретическим обоснованием
структуры его построения (рис. 10.30) служит материал подпараграфа 10.1.2,
где доказано, что искаженный сигнал можно представить в виде суммы исход-
ного неискаженного и его копий, опережающих и (или) задержанных относи-
тельно исходного. Тогда, очевидно, и корректируемый сигнал можно предста-
вить в подобной форме. В этом случае корректор содержит (л + к) линий
задержки (время Задержки ЛЗ равно А?), (л + к) регуляторов уровня и сумматор.
С выхода каждой линии задержки сигнал, задержанный на соответствующее
время, ослабляется в а,-раз по напряжению, i е [л; -А], и складывается ^вычита-
ется) в сумматоре с (л + к) другими преобразованными аналогичным образом
сигналами. Основной сигнал, имеющий наименьшее ослабление «о и задер-
жанный относительно входного
сигнала на время лДГ, снимается
с выхода л-й линии задержки
(Л3„). Сигналы, снимаемые со
входов 1, 2, ..., л-й ЛЗ, по отно-
шению к основному сигналу бу-
дут опережающими, а сигналы,
снимаемые с выходов л + 1, л +
+ 2,..., (л + к)-й ЛЗ, — запазды-
вающими. Выходной сигнал
t/BbIX(0, очевидно, можно запи-
сать в виде
л к
UBbK(t) = OqUsM - лДО + 2 а‘ ~ n&t + + 2 ar ~ (10.70)
/»1 Г=1
Учтем, что спектр сигнала UBX(t — т) равен
«о, т) = ]°С7Ю(/ - г)е~>(/J x)e~Jendt = ^“т5вх(/о>),
где 5вх(/со) — спектр входного сигнала.
370
10.2. Коррекция линейных искажений
Тогда коэффициент передачи гармонического корректора можно предста-
вить в виде -
Кк( j(a) = = Оое->"д' + V а.е-Мп^ +
^вхО) Й1
+ =
г=1
п Л к _
' , - farbt
а0 “la0
= аое">иД' 1 + f±e+Ja,At + t~e
При к — п число опережающих и задержанных сигналов равно. Тогда
sin рсоД/ . (10.71)
Ак(» = аое-^ 1 + £ cos ршД/ + j£
/h=l «О р=1 «0
Последнее равенство получено с учетом формулы Эйлера: ёхр(±/х) =
= cosx ± ysinx; а+р и а~р характеризуют передачу сигналов, которые опережа-
ют или запаздывают на величину pkt относительно основного: ар « а0; р = 1,
2, ..., п.
Рассмотрим некоторые частные варианты КК( усо), которые можнЬ получить
в схеме гармонического корректора.
1. Пусть затухания сигналов, отстоящих во времени симметрично относи-
тельно основного сигнала, равны: ар = а_р, р е [1, л]. Тогда из (10.71) следует
^К(» = аое->"Л'(1 + Е—cosp®AZ). (10.72)
. : ' р=1 «о . I
Четырехполюсник с характеристикой вида (10.72), как было показано
в подпараграфе 10.1.2, не Вносит ФЧИ, а корректирует только АЧИ, т.е. являет-
ся идеальным корректором амплитудно-частотных характеристик трактов. Ес-
ли АЧИ корректируемого тракта сравнительно малы, то и отклонения АЧХ
корректора невелики, т.е. ар]а§ « 1. Тогда Из (10.72), учитывая, что е* = 1 + х,
если х « 1, получим . '
Ок(со)-=
-2OlgKK(co) = -201g
' « 2а
exp ^2—-cos/хвД/
lp=i °о
- 2Olgao =
— -8,7^ cos pwlxt — 2Olgao.
р=1 «о
(10.73)
Зная характеристику затухания корректируемого тракта (10.10) и пользуясь
(10.73), нетрудно определить коэффициенты ар/ай гармонического корректора
в косинусном режиме. ,
2. Пусть амплитуды опережающих и запаздывающих сигналов равны, а по-
лярности противоположны: ар = — а-р. Тогда из (10.71) имеем
KK(i<o) = аое-^' 1
+ s*n
р=1
371
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
и если йр/а^ « 1, то
( п 2а '
KK(J(a) = аоехр -j&nM + —- sin /ко А/ .
А р=1 °о ,
(10.74)
Четырехполюсник с характеристикой (10.74) имеет равномерную АЧХ
и нелинейную ФЧХ. В таком синусном режиме гармонический корректор явля-
ется корректором ФЧИ.
3. В общем случае гармонический корректор может корректировать од-
новременно и АЧИ и ФЧИ, следовательно, корректировать форму искажен-
ного в тракте сигнала. Действительно, как показано в параграфе 10.1, форма
сигнала, прошедшего тракт с неидеальными АЧХ и ФЧХ, может быть пред-
ставлена в виде (10.17), т.е. в виде суммы основного сигнала и эхо-сигналов,
опережающих и (или) отстающих относительно основного на величины
kkt и p&t (рис. 10.31, а). Размахи эзсо-сигнклов — соответственно ак и ар. Сиг-
нал, снимаемый с основного отвода корректора, будет иметь, аналогичный
вид (рис. 10.31, б), только он будет задержан на время лД?. Опережающий
эхо-сигнал (рис. 10.31, в), снимаемый с к-го отвода, ослаблен по амплиту-
де в ак раз и имеет такую полярность, что компенсирует опережающий
эхо-сигнал, снимаемый с основного отвода. Запаздывающий эхо-сигнал
(рис. 10.31, г), снимаемый ср-го отвода, ослаблен по амплитуде в ар раз и ин-
вертирован по полярности. Тем самым он компенсирует запаздывающий
эхо-сигнал на основном отводе. ВыхЬдной сигнал, получаемый после сумма-
тора (рис. 10.31, д), содержит неискаженный компонент основного отклика
размахом в 1 условную единицу и остаточные эхо-сигналы размахом а2#, д2^,
арак условных единиц. Поскольку ар, ак « 1, то остаточные эхо-сигналы
пренебрежимо малы по сравнению с основным неискаженным жомпонен-
том, что свидетельствует о высоком качестве коррекции.
Как указывалось в подпараграфе 10.1.2, при передаче сигнала через мини-
мально-фазовые цепи, вносящие АЧИ и соответствующие им ФЧИ, сигнал на
выходе минимально-фазовой цепи Может быть представлен в виде (10.20), т.е.
содержит, кроме неискаженного компонента, только запаздывающие эхо-сиг-
налы. Для коррекции таких трактов с помощью гармонического корректора
в последнем надо выполнить условие а±р = Q,p е [1, и], т.е. разорвать пути про-
хождения опережающих сигналов. Используя (10.71), нетрудно определить ко-
эффициент передачи гармонического корректора в, этом случае;
*к(» =
л а » а_
1 + У ——cospaM - jY—- sin розЫ
^0 р=1 ^0
a.
= • а0 ехр£ —CospcoAZ exp] -Jwn&t -j£ —- sin pa>bt > =
p=i Oo p=i aQ J
p=l «о
= Хк(<о)ехр(-7фк(®)).
(10.75)
372
В (10.75) один сомножитель в фи!урных скобках характеризует неравно-
мерность АЧХ корректора, а второй сомножитель — нелинейность ФЧХ. Из
(10.75) определим затухание корректора Г,
й а 00
ак(а>) = -201ёХ'к(со) = —201ga0 - 8,7^—— cos/хоДГ = ако + ак.р cospcoAf
р=1 «0 р=1
и его фазо-частотную характеристику
<Рк.н(“) = sin(pcoAr) = jrz>KpSin(pa>&0; bK.p = -0,115ак.р.
р=1 ао р=\ ‘ •
Последнее соотношение совпадает с (10.19), то свидетельствует о том,
что гармонический корректор в данном режиме является минимально-фазо-
вой цепью.
373
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Обобщая вышесказанное, можно утверждать, что гармонический коррек-
тор (ГК) пригоден для коррекции любых видов искажений (АЧИ, ФЧИ и вре-
менных) и в этом смысле является универсальным. Сложность и громоздкость
ГК, обусловленные большим количеством линий задержки и регуляторов зату-
ханий с инверторами полярностей, компенсируются такими важными досто-
инствами, как возможность плавной регулировки АЧХ и ФЧХ в заданных
пределах, а также обеспечение высокой точности настройки без предваритель-
ных расчетов и измерений АЧХ и ФЧХ корректируемых трактов.
Настройку ГК осуществляют с помощью испытательных сигналов, про-
ходящих через последовательно соединенные корректируемый тракт и кор-
ректор. Если необходимо откорректировать только АЧХ в заданной полосе
частот, то на вход тракта подают испытательный сигнал качающейся часто-
ты. Искаженный сигнал после корректора наблюдают на экране измерителя
амплитудно-частотных характеристик. Для широкополосных трактов, по ко-
торым передаются сигналы телевидения, факсимильной связи, ПДИ и ряд
других, требуется осуществлять коррекцию временных искажений (формы
сигналов). С этой целью на вход тракта подают испытательный сигнал опре-
деленной формы, а его искажения оценивают на выходе корректора с по-
мощью осциллографа.
Другим тйпом универсального переменного корректора является полиноми-
альный корректор, или корректор чебышевского типа. В отличие от гармоничес-
кого корректора он корректирует только произвольные АЧИ. В основе построе-
ния такого корректора лежит известная в математике возможность разложения
всякой вещественной функции F{x), заданной в интервале хе [-1, +1], в ряд по
ортогональным йолиномам Чебышева:
Дх) = а0 + ^апТп(х), х е [~1, +1],
где коэффициенты ряда определяются выражением
1 +r F(x)dx 2 +/ Г(х)Г„(х)о!х
ап< \
а полиномы Чебышева Г„(х) равны
Г„(х) =
cos(n • arccosx) =- ^х +
7х2 -Tj + ^х - Vx2 - i^
Полиномы нулевого, первого и второго порядков равны соответственно:
TQ(x) = 1; Г](х) = х; Т2(х) = 2j? - 1. Полиномы более высоких порядков находят
с помощью рекуррентной формулы: Ги+1(х) = 2хГ„(х) - Г„_](х). Графики неко-
торых полиномов приведены на рис. 10.32.
Корректор, ЧХ затухания которого представляется полиномом Ги(х), может
быть выполнен, например, по схеме рис. 10.33, где блоки I и 2 — частотно-не-
зависимые ослабители с затуханием соответственно оо> блок 3 г-, л-звенный
фильтр типа К, полоса пропускания которого совпадает с рабочей полосой
374
10.2. Коррекциялинейных искажений
тракта или канала; блок 4 — сумматор
напряжений. Действительно, коэффициент
передачи фильтра типа К, нагруженного на
характеристическое сопротивление, в харак-
теристической полосе пропускания равен
Лф(/а>) ~ ехр(-/л6ф(ш)), где <&ф(со) т- фазовый
сдвиг одного звена фильтра типа К', п — чис-
ло звеньев (см. параграф 8.3). При этом
sin
i Z\
4Z7
ная частота; Zb Zj — сопротивление про-
= ±ц, где ц — нормирован-
дольного и поперечного плеча звена фильтра,
причем Z\Za = К1. Тогда коэффициент пере-
дачи «-звенного корректора, как видно из
схемы рис, 10.33, можно представить в виде
Хс.я(/«>) = е~*> ± e~a'e-Jnb*M = е~в° ± e-«ie-^«=c<»(‘-n2) =
-е °0 ± е 01 cos(n • arccos(l ‘-ц2)) ± Je 01 sin(n arccos(l-ц2)),
где Оо> Й1 — затухание блоков 7 и 2 в неперах; Ь$ = arccos(l — 2ц2), поскольку
созбф =1 - 2sin2(Zty/2) = 1 - 2ц2.
Знак минус в этом выражении ставится, если после блока 3 стоит инвертор
полярности. Модуль затухания корректора, выраженный в неперах, при усло-
вии а\ > ао и соответственно ехр(а0 - сц) << 1 можно представить в виде
<*к.л(“) = —Ini Ак.и(/о>)1 s До ± е 00-01 cos[n • arccos(l — 2ц2)].
Если обозначить 1 - 2ц2 = х, то ак.„(х) = ао ± е00-01 Т„(х).
Следовательно, схема рйс. 10.33 дей-
ствительно позволяет воспроизвести ха-
рактеристику ,Т„(х). Если корректор
построен по схеме рис. 10.34, где обозна-
чения блоков такие же, как и на рис. 10.33,
но выход каждого звена "(Зц З2, ..., 3„)
л-звенного фильтра 3 типа К подключен
к сумматору, 4 через индивидуальный
ослабитель 2j ... 2И, то тогда характерис-
тика затухания корректора примет вид
п
ак(х) = <?о + W-
Знак плюс в скобках берется в случае, если после блока 2р (р - 1, 2, ..., п)
включается инвертор полярности.
375
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Рис. 10.34
1
Создаваемые чебы-
шевским корректором
характеристики затуха-
ния имеют сгущение пе-
риодов колебаний к кон-
цам рабочего диапазона
частот, т.е. там, где ре-
альные характеристики
затухания корректируе-
мых трактов имеют бо-
лее мелкую структуру.
Это позволяет умень-
шить требуемое число
звеньев Чебышевского
корректора по сравнению, например, с гармоническим корректором в косинус-
ном режиме. Настройка чебышевского корректора обычно производится с по-
мощью испытательного сигнала качающейся частоты. Расчет параметров звеньев
полиномиального корректора приведен в работах [20, 44].
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
10.3.1. Классификация устройств АРУ
Системы автоматической регулировки уровня (АРУ) предназначены для
коррекции изменений затухания участков линий связи и промежуточных уси-
лителей, которые обусловлены влиянием различных дестабилизирующих фак-
торов (время, температура, метеоусловия, питающие напряжения и т.п.). В ка-
бельных линиях связи переменная составляющая затухания определяется
в основном, изменением температуры грунта на глубине прокладки кабеля,
причем с ростом температуры затухание линии возрастает. В воздушных лини-
ях связи главным фактором изменения затухания являются метеоусловия.
Как показывает практика, изменение затухания Аау на усилительном участке
кабельной линии длиной I при перепаде температур 20—25’С составляет пример-
но 1—2 дБ. Для линии длиной L результирующее изменение затухания составило
бы величину Да/, = kc^L/l. Например, для аппаратуры К-1920П, у которой /в 6 км,
при L > 2500 км величина Да/, была бы больше 400 дБ. Очевидно, при этом уро-
вень сигнала на входе последнего усилительного пункта линии связи уменьшил-
ся бы на Да/, стаЛ бы значительно меньше уровня собственных шумов линии
в телефонном канале ршл = -139 дБм и качественный прием сигналов был бы
невозможен. Отсюда Видна целесообразность размещения в линейном тракте
специальных устройств автоматической регулировки уровня, которые обеспечи-
вали бы поддержание диаграммы уровней в необходимых пределах.
Устройства АРУ могут размещаться в каждом усилительном пункте (УП)
или реже. На рис. 10.35 показано изменение диаграммы уровней в линейном
тракте (рис. 10.35, а), когда устройства АРУ размещены в каждом УП (рис. 10.35, б)
376
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
Рис, 10.35
. температуре
или когда регулировка
уровней производится в 1,
4, 7 и т.д.. УП, а в осталь-
ных УП устройства АРУ не
применяются (рис. 10.35, в).
Диаграммы уровней под
номерами 1, 2 и 3 (рис.
10.35, б, в) соответствуют
пониженной, средней и по-
вышенной
грунта на глубине про-
кладки кабеля. Усилитель-
ные пункты, в которых
производится регулировка
уровней, называются регу-
лируемыми, УП, в которых
нет устройств АРУ, — нере-
гулируемыми. Часть линей-
ного тракта, находящаяся
между двумя соседними регулируемыми УП, образует секцию АРУ.
Чем протяженнее секция АРУ, тем дешевле линейный тракт. Однако при
этом, как видно из рис. 10.35, в, растет отклонение диаграммы уровней относи-
тельно номинальной диаграммы 2. Опускание диаграммы уровней вниз (диа-
грамма 3) приводит К возрастанию уровня собственных шумов, подъем диа-
граммы уровней вверх (диаграмма 1) — к возрастанию уровня нелинейных
продуктов. В любом случае происходит снижение помехозащищенности сигна-
ла на выходе линейного тракта (см. параграф 9.3).
В регулируемых УП изменение затухания усилительного пункта произво-
дится с помощью некоторого регулятора усиления (переменного корректора),
который может включаться на входе линейного усилителя ЛУс, в цепи общей
обратной связи ЛУс или в качестве четырехполюсника связи между каскадами
ЛУс. Состояние регулятора усиления определяется системой автоматического
контроля, которая контролирует или непосредственно уровень полезного сиг-
нала на дыходе УП, или некоторый параметр, который косвенным образом, но
однозначно связан с уровнем сигнала. Корректор может иметь плоскую, на-
клонную или криволинейную регулировку АЧХ.
По принципу построения системы контроля, принятой в устройстве АРУ,
различают устройства АРУ прямого (непосредственного) контроля и устрой-
ства АРУ косвенного контроля. Примером устройства АРУ косвенного контроля
является температурная АРУ (Т-АРУ) или грунтовая АРУ. В устройствах Т-АРУ
используется известное из практики или расчета соответствие между измене-
нием температуры грунта на глубине пролегания кабеля и возможным отклоне-
нием затухания участка линии связи на той или иной частоте. Обобщенная
структурная схема Т-АРУ приведена на рис. 10.36, где 1 — регулируемый уси-
литель, 2 — преобразователь ошибки, 3 г- схема сравнения, 4 — датчик темпе-
ратуры. Датчик температуры 4, закопанный на глубине прокладки кабеля, при
377
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ 14 ТРАКТАХ МСП
изменении температуры изменяет свои параметры. В схеме сравнения 3 эти па-
раметры сравниваются с некоторыми эталонными параметрами Хт- При откло-
нении параметров датчика от эталонных на выходе схемы 3 возникает сигнал
ошибки определенного знака, который с помощью преобразователя ошибки 2
преобразуется в электрическое, механическое или тепловое воздействие, изме-
няющее усиление блока 7.
Конкретное выполнение Т-АРУ рассмотрим на примере схемы рис. 10.37,
применяемой в УП аппаратуры К-1920. Сигнал от генератора переменного тока
7 с частотой порядка 1 кГц поступает на мостовую схему (диагональ а—а), в од-
ном из плеч которой включен термочувствительный элемент Rt (терморезистор),
закопанный в грунт в соответствующем месте. В другом плече моста включено
управляемое сопротивление R~. В качестве R. использован термистор с косвен-
ным подогревом, При номинальной температуре сопротивление остальных ре-
зисторов мостовой схемы (7?i и Т?2) и усиление усилителя 2 подобраны таким об-
разом, чтобы во второй диагонали моста (диагональ б—б) был, разбаланс
определенной величины, при котором R- = Ro, где Rq — характеристическое соп-
ротивление четырехполюсника, входящего в состав переменного корректора Бо-
де (см. подпараграф 10.2.3). Управляемое сопротивление R~ подключается в схе-
му переменного корректора через разделительные конденсаторы Ср, емкость
которых выбрана из условий: сщСр »1/7?-, со2О> « 1/7?-, где coj — нижняя час-
тота линейного спектра; — частота генератора 7; » со2. Блокировочные
дроссели Хвл имеют индуктивность, подбираемую из условия со2£бл « R~«
л
Рис. 10.36 ч Рис. 10.37 . , ,,
С изменением температуры изменяются параметры 7?„ следовательно, бу-
дет происходить разбаланс моста и в диагонали б—б изменится переменное
напряжение. Соответственно изменится напряжение на обмотке подогрева
термистора 7?~ (точки д—д) и начнется изменение величины 7?_. Через некото-
рое время в схеме наступит устойчивое состояние, но уже при другом значений
7L. В такой схеме сопротивление R-. как бы «следит» за сопротивлением R(, из-
меняясь при его изменении. Основными достоинствами систем Т-АРУ являют-
ся простота, высокая надежность, малая потребляемая мощность. Главный He-,
достаток — невысокая точность коррекции (регулировки), поскольку об
изменении уровня сигнала судят KOceeHHOj по изменению температуры грунта.
378
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
Другие возможные причины, вызывающие изменение уровня сигнала, в такой
системе, естественно, не корректируются.
Более высокие качественные показатели регулировки обеспечивают систе-
мы АРУ непосредственного контроля. В Таких системах регулировка усиления
в УП производится при изменении уровня входного (или выходного) сигнала,
причем информация об изменении уровня извлекается из самого сигнала. Од-
нако сделать это непросто^ поскольку групповой сигнал имеет случайный ха-
рактер (см,, параграф 9.3), поэтому в состав многоканального сигнала вводят
специальный контрольный сигнал с фиксированной амплитудой и частотой
(сигнал КЧ). На приемной стороне (в регулируемом УП) по изменению этого
сигнала Судят об изменений затухания линий связи и усиления УП. Сигнал КЧ
размещают в свободных промежутках частот между соседнимй Каналами (груп-
пами каналов) или передают за пределами полосы частот линейного спектра.
Обычно передают две контрольные частоты, выбираемые вблизи нижней
и верхней границ спектра.
Введение сигналов контрольной частоты (КЧ) вызывает следующие труд-
ности при построений линейного тракта:
1) на передающей стороне (в оконечном пункте передачи) необходимо
применять несколько генераторов КЧ, имеющих высокую стабильность часто-
ты и амплитуды; , 1 '
2>уровеНь КЧ, вводимых в групповой сигнал, должен быть достаточно мал,
чтобы не вызвать перегрузку группового (линейного) тракта и не создавать
внятные переходные помехи (как показывают опыт и расчет, сигналы КЧ дол-
жны иметь уровень, на 10—15 дБ меньший номинального уровня сигнала в ка-
нале);
3) в регулируемых УП нужно применять высокочувствительные и высоко-
избирательные приемники контрольных частот, чтобы выделить сигнал КЧ ма-
лого уровня из линейного сигнала. >
Обобщенная структурная схема устройства АРУ непосредственного кон-
троля (АРУ по КЧ, или просто АРУ-КЧ) приведена на рис. 10.38. Сигнал КЧ,
формируемый генератором контрольной частоты ГКЧ, объединяется с линей-
ным сигналом В линейном усилителе передачи ЛУс.пер и поступает в линей-
ный тракт. Изменение затухания участков линии связи и усиления в нерегули-
руемых УП вызывает изменение уровня КЧ на входе и выходе регулируемого
УП (входе,и выходе линейного усилителя ЛУс). Сигнал КЧ На выходе ЛУс вы-
деляется с помощью приемника контрольной частоты (ПКЧ), состоящего из
узкополосного полосового фильтра ПФ/ высокостабильного усйлйтедя конт-
рольной частоты УКЧ и преобразователя Пр. ! :
. В преобразователе сигнал КЧ преобразуется в форму, удобную для подачи
на вход схемы сравнения СС. На другой вход СС поступает эталонный сигнал
Хэт от эталонного источника Э. Эталонный сигнал может иметь различную
природу: это может быть стабилизированное напряжение, фиксированный ток
срабатывания реле, упругая сила натяжения пружины и т.п. Наиболее часто ис-
пользуются схемы сравнения На постоянном токе. В этом случае в качестве эта-
лонного источника используется стабилизированный источник опорного на-
пряжения, а в качестве преобразователя — пиковый или линейный детектор.
379
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Рис. 10.38
В схеме сравнения сравниваются эталонный ток (напряжение) /эт и выпрям-
ленный ток контрольной частоты /к ч. На выходе СС возникает сигнал ошибки,
пропорциональный разности (Х, т ~ Хк ч) или (/э.т — /кч), который с преобразо-
вателя ошибки ПО поступает на регулирующий элемент РЭ. Регулирующий
элемент является составной частью переменного амплитудного корректора,
выполненного, например, по схеме корректора Боде. ПК, включенный в цепь
обратной связи ЛУс, на входе/или между отдельными каскадами ЛУс, изменяет
усиление последнего таким образом, чтобы уровень КЧ на выходе ЛУс оставал-
ся практически неизменным. !
В тех случаях:, когда точность регулировки линейного сигнала по одной кон-
трольной частоте оказывается недостаточной^ генератор ГКЧ формирует несколь-
ко сигналов разных КЧ, а регулируемый УП содержит несколько ПК, каждый из
которых управляется, по схеме рис,, 10.38 сигналом соответствующей КЧ.
Классификация устройств АРУ непосредственного контроля проводится по
характерным признакам: 1) место съема сигнала контроля; 2) число конт-
рольных частот; 3) вид регулирующего элемента; 4) вид преобразователя
ошибки; 5) вид амплитудной характеристики системы регулирования; 6) вид
частотной характеристики системы; 7) характер протекания процесса регу-
лирования..' - ; ;
По месту съема сигнала контроля различают системы АРУ прямого действия
и системы АРУ обратного действия, В первом случае сигнал контроля (сигнал
КЧ) снимается с входа ЛУс, во втором — с выхода (этот вариант показан на рис.
10.38). Системы АРУ обратного действия. («АРУ назад») обладают белее высокой
стабильностью характеристик, поэтому, они применяются чаще всего.
По числу контрольных частот различают одночастотные, двухчастотные,
трехчастотные и многочастотные системы АРУ.
В качестве регулирующих элементов можно использовать резистивные, ем-
костные или индуктивные потенциометры либо бесконтактные переменные
резисторы (полупроводниковые диоды, транзисторы, термисторы и мемисто-
ру). Резистивные потенциометры требуют специальных устройств для механи-
380
10.3. Автоматическая коррекция линейныхискажений
ческого перемещения движка потенциометра, например электродвигателя, что
усложняет построение устройства АРУ и увеличивает потребляемую мощность.
Кроме того, за счет неплотного контакта движка могут возникать значительные
шумы в каналах связи. Емкостные потенциометры на основе воздушных пере-
менных конденсаторов являются бесконтактными, но требуют механической
перестройки. Индуктивные потенциометры, выполненные на основе ферро-
магнитных сердечников, у которых магнитная проницаемость может меняться
за счет изменения постоянного тока подмагничивания, являются бесконтак-
тными и электрически управляемыми [18], однако так же, как и емкостные по-
тенциометры на основе варикапов, они являются существенно нелинейными
и потому не могут быть использованы в качестве управляющего сопротивления
в переменных корректорах типа корректора Боде, что заметно сужает возмож-
ности их применения.
Полупроводниковые диоды и транзисторы при
изменении режима работы по постоянному току
заметно изменяют свое динамическое сопротивле-
ние Ад. На рис. 10.39 в качестве примера приведена
характеристика изменения Яд от тока смещений I
(кривая 1) полупроводникового диода, имеющего
вольт-амперную характеристику вида кривой 2.
Включая диоды (транзисторы) совместно с посто-
янными резисторами, можно получить различные
варианты частотно-независимых аттенюаторов (ос-
лабителей), а включая диод (транзистор) в,качестве
регулируемого элемента в схему корректора Боде — различные варианты час-
тотно-зависимых переменных корректоров. Такие схемы получили известное
распространение й малоканальных системах электро- и радиосвязи. Однако
в многоканальных системах большой емкости они практически не используют-
ся из-за недостаточной линейности динамического сопротивления,вследствиече-
го происходит Существенное возрастание мЬщйости нелинейных помех в груп-
повом сигнале.
Основными регулирующими элементами в современной технике многока-
нальной связи являются термисторы и мемисторы. Термисторы имеют ряд раз-
новидностей' Основное применение для систем АРУ-КЧ получили термисторы
с косвенным подогревом (ТКП). ТКП состоит из терморезистора, включенного
между точками с—с (рис. 10.37), и обмотки подогрева, подключенной к точкам
д—д. При пропускании постоянного или переменного тока подогрева через об-
мотку в последней выделяется тепловая мощность, которая изменяет темпера-
туру, а следовательно, и сопротивление терморезистора. Важно отметить, что
со стороны зажимов с—с ТКП ведет себя как чисто активное сопротивление,
т.е/ R =* <р(г°>, но R не зависит от U^. •
Мемистор — электрохимический регулирующий элемент (рис. 10.40). Он
состоит из герметизированного баллона j, заполненного электролитом, и двух
электродов 1 и 2. Электрод 1 (управляющий) выполнен из металла, соль кото-
рого растворена в электролите. Электрод 2 (резистивный или считывающий)
выполнен из химически инертного металла. Между электродами включен ис-
381
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
точник управляющего напряжения Uy. В зависимости от полярности и величи-
ны Uy сечение электрода 2 увеличивается или уменьшается за счет отложения
на нем или снятия с него слоя металла в процессе электролиза. Сопротивление
считывающего электрода используется в качестве управляющего сопротивле-
ния А- в переменном корректоре. Достоинство мемистора — простота кон-
струкции, экономичность, малые габариты, высокая чувствительность к изме-
нению управляющего напряжения. При отсутствии управляющего напряжения
(Uy = 0) сопротивление считывающего электрода остается неизменным. Основ-
ным недостатком мемистора на сегодняшний день остается большая темпера-
турная зависимость его параметров.
Разнообразие вариантов построения систем АРУ и их качественных пока-
зателей обусловлено различием в построении преобразователя ошибки. Послед-
ний, как уже указывалось, преобразует сигнал ошибки, который получается на
выходе схемы сравненйя при отклонении тока КЧ от эталонного значения,
в изменение тока подогрева термистора (или управляющего напряжения при
использовании мемистора). На рис. 10.41 в качестве примера показаны воз-
можные варианты изменения тока подогрева термистора с помощью регули-
руемых делителей переменного напряжения, в которых используются регулируе-
мый резистор Ар (рис. 10.41, а), регулируемая катушка индуктивности Lp или
регулируемый конденсатор Ср (рис. 10.41, б, в). В качестве усилителя (рис. 10.41, а)
могут использоваться как электронные, так и магнйтные усилители. Отметим,
что, поскольку регулируемые элементы R?, Lp, Ср находятся в цепи управления
системы АРУ-КЧ и через них не проходит полезный многоканальный сигнал,
требования к линейности этих элементов не являются жесткими, что допускает
большое число вариантов их выполнения.
Рис. 10.40 Рис. 10.41
Если регулируемые элементы Ар, Lp или Ср перестраиваются с помощью
микррэлектродвигателей, а регулирующим элементом в цепи многоканального
сигнала является термистор, то такие системы АРУ-КЧ называют электротер-
момеханическими. Пример подобной системы АРУ показан на рис. 10.42. В ка-
честве элемента сравнения используется дифференциальное магнато-электри-
ческое реле Р, нейтральное положение которого определяется фиксированным
382
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
значением тока КЧ, поступающего от
приемника контрольной частоты ПКЧ.
При отклонении уровня сигнала на
выходе ЛУс от номинального изменя-
ется ток КЧ, срабатывает реле Р и сво-
ими контактами включает одну из об-
моток возбуждения (1 или 2), которая
определяет направление вращения
электродвигателя Дв. Вращение рото-
ра двигателя передается на движок по-
тенциометра Rp, регулирующего ток
подогрева ТКП. Термистор является
управляющим сопротивлением пере-
менного корректора ПАК, включен-
ЛУс
Рис. 10.42
ного в цепь обратной связи ЛУс.
Достоинствами этой системы АРУ являются постоянная скорость регули-
рования, большой диапазон регулировки усиления при малой погрешности ре-
гулирования, возможность осуществления блокировки регулирующей системы
при пропадании тока КЧ. Блокировка осуществляется с помощью дополни-
тельного реле, которое срабатывает при внезапном пропадании тока КЧ и свои-
ми контактами отключает напряжение возбуждения Uaa. При этом двигатель,
ТКП и ЛУс сохраняют свои состояния, которые были до пропадания КЧ.
Основными недостатками электротермомеханической системы АРУ яв-
ляются наличие вращающихся узлов и механических контактов, подвержен-
ных износу, а также значительная мощность, потребляемая электродвигате-
лем. По этой причине она применяется главным образом в аппаратуре
коррекции групповых трактов, размещаемой в транзитных пунктах и око-
нечных пунктах приёма.
С целью уменьшения мощности, потребляемой системой АРУ, для линей-
ных трактов многоканальных систем передачи по коаксиальным кабелям раз-
работаны специальные магнито-электрические регулирующие устройства
(МРУ) индуктивного или ёмкостного типа. . Основными элементами МРУ явля-
ются магнитная система и подвижная катушка, через которую протекают в проти-
воположных направлениях выпрямленный ток КЧ и эталонный ток. В МРУ
индуктивного типа подвижная катушка может совершать возвратно-поступа-
тельное движение при изменении тока КЧ. С катушкой жестко связан шток,
перемещающий магнитный сёрдечник в катушке индуктивности £р и меняю-
щий тем самым ее индуктивность. В МРУ емкостного типа подвижная катушка
совершает вращательное движение, при этом с ней жестко связан шток, на ко-
тором укреплены роторные пластины переменного конденсатора Ср. Статор-
ные пластины конденсатора неподвижны.
В МРУ обоих типов внутренний объем устройства заполнен вязкой жид-
костью. Подвижная часть МРУ перемещается до тех пор, пока ток КЧ не станет
равным эталонному. При этом действие магнитной системы на подвижную ка-
тушку уравновешивается либо весом катушки (в МРУ индуктивного типа), ли-
бо вращающим моментом самой катушки (в МРУ емкостного типа). При про-
383
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
падании тока КЧ специальный фиксатор останавливает подвижную часть
МРУ. На рис. 10.43 показана упрощенная конструкция МРУ емкостного типа,
где обозначены: 1 — магнито-электрический двигатель, содержащий магнит-
ную систему и рамку с обмоткой; 2 -г конденсатор переменной емкости; 3 —
электромагнитный фиксатор блокировки; 4 — вязкая жидкость, заполняющая
герметизированный цилиндр.
3
Рис. 10.43
Вариант системы АРУ, использующей МРУ емкостного типа, показан на
рис. 10.44. Здесь для управления током подогрева термистора используется маг-
нитный усилитель МУ, усиление которого (коэффициент трансформации между
первичной И^п и вторичндй обмотками) изменяется в зависимости от по-
стоянного тока подмагничивания, протекающего через управляющую обмотку
И^у. Ток управления этой обмотки меняется за счет резистивно-емкостного де-
лителя переменного напряжения, образованного постоянным резистором 1Ц,
конденсатором Q и переменным конденсатором Ср магниторегулирующего ус-
тройства. Переменное напряжение на вход этого делителя поступает от генерато-
ра вспомогательной частоты Г-10 (частота равна 10 кГц) через трансформатор Ть
После делителя переменное напряжение управления проходит через трансфор-
матор Т2 и выпрямляется с помощью выпрямителя В, нагрузкой которого слу-
жит обмотка управления И^у. Для повышения скорости регулирования системы
АРУ в МУ используют дополнительную обмотку управления IPiy, включенную
последовательно с подвижной катушкой МРУ (Имру). Усилитель-детектор УД
имеет постоянный коэффициент усиления и преобразует переменное напряже-
ние в постоянное. Он натружен на нить подогрева ТКП. Остальные элементы
схемы не требуют пояснений. - (
Рассмотренные выше регулирующие элементы — термистор ТКП и мемис-
тор — могут использоваться не только как управляющие сопротивления в схеме
переменного корректора, но и как элементы управления в преобразователе
ошибки. Примером такого решения может служить электрохимическая систе-
ма АРУ, применяемая в аппаратуре К-3600 (рис. 10.45). Здесь в качестве регу-
лирующего элемента использован ТКП, а мемистор включен в цепь управле-
ния для регулировки тока подогрева ТКП. Сопротивление считывающего
384
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
Рис. 10.44
электрода мемистора, включенное во вторичную обмотку трансформатора Т,
совместно с резистором образует резистивный делитель переменного напря-
жения, подаваемого от генератора вспомогательной частоты Г. К выходу дели-
теля напряжения подключены последовательно соединенные вспомогательный
усилитель ВУс и усилитель-детектор УД. Выпрямленное напряжение с выхода
УД поступает в обмотку ТКП.
Регулирование коэффициента передачи делителя напряжения осуществля-
ется путем изменения сопротивления считывающего электрода мемистора при
изменении управляющего напряжения U& диагонали моста, образованного ре-
зисторами /?i 4- R^. Эти резисторы являются коллекторными нагрузками двух
плеч дифференциального усилителя (ДУ). При равенстве напряжений КЧ и эта-
лонного, подаваемых на два входа ДУ, напряжение Ua6 равно нулю и сопротив-
ление мемистора равно некоторому номинальному значению. При UK4 * £7ЭТ полу-
чим Uas * 0, что приведет к изменению сопротивления мемистора.
Для ускорения переходного процесса в системе АРУ (поскольку электролиз —
процесс достаточно длительный) используется вспомогательная цепь управле-
ния в преобразователе ошибки. Эта цепь образована вспомогательным усили-
телем ВУс,. усиление которого меняется за счет регулировки динамического
сопротивления перехода сток—исток полевого транзистора VT\, включенного
в цепь обратной связи ВУс. Динамическое сопротивление изменяется при из-
13 Зак. 1600
385
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МОП
менении напряжения между точками б и в. При внезапных пропаданиях тока
КЧ схема блокировки отключает среднюю точку Т и исток транзистора КГ] со-
ответственно отточек а и б мостовой схемы, при.этом сопротивление считыва-
ющего электрода мемистора сохраняется таким же, каким оно было до пропа-
дания КЧ.
В качестве преобразователя ошибки при выполнении регулирующего эле-
мента на основе термистора наиболее удобно использовать усилитель постоян-
ного тока (УПТ), подключаемый так, как показано на рис. 10.46. Дифферен-
циальный усилитель ДУ выполняет одновременно функции элемента сравне-
ния и усилителя разностного сигнала (£/кч - U^), Затем этот сигнал усиливается
УПТ, нагрузкой которого является подогреватель ТКП.
Такая электронная система АРУ, Особенно при использовании интеграль-
ных схем, характеризуется высокими экономическими и эксплуатационными
показателями. Основной ее недостаток — отсутствие свойства памяти, из-за че-
го нельзя обеспечить блокировку регулирующего элемента при резком сниже-
нии или пропадании тока КЧ. Этот недостаток может быть устранен путем вве-
дения дополнительных элементов в блок преобразователя ошибки электронной
системы. Эти элементы, обведенные пунктиром на рис. 10.47, состоят из про-
порционально-интегрирующегО звена /?] C\Ri, усилителя мощности на полевом
Рис. 10.46 Рис. 10.47
386
10.3, Автоматическая коррекция линейных искажений
транзисторе КГ], порогового устройства ПУ, нагруженного на реле Р. При
уровнях КЧ, находящихся в диапазоне допустимых значений, пороговое ус-
тройство не срабатывает и реле не включено. Изменение уровня КЧ в этих
пределах приводит к изменению накопленного заряда и напряжения на кон-
денсаторе С]. Усилитель на полевом транзисторе КТ], имеющий очень большое
входное сопротивление (порядка нескольких десятков МОм и более), усилива-
ет сигнал ошибки, который после прохождения УПТ изменяет величину управ-
ляющего сопротивления термистора. Пропорционально-интегрирующий
фильтр позволяет уменьшить время переходного процесса в системе АРУ при
скачках уровня КЧ.
В случае, если резкие изменения уровня КЧ превысят допустимые (напри-
мер, при пропадании тока КЧ), сработает пороговое устройство, которое вклю-
чит реле Р. Контакт реле оборвет цепь управления, при этом ток подогрева
ТКП будет определяться изменением заряда (напряжения) на конденсаторе Сд.
При правильно подобранных элементах схемы постоянная времени разряда
конденсатора составляет порядка 6 • 107 с, что вызывает изменение усиления
в системе АРУ не более 0,02 дБ за сутки. Электронная система АРУ, показанная
на рис. 10.47, обладает высокой точностью регулировки, весьма проста по ис-
полнению, стабильна и надежна.
Классификация систем АРУ производится также по характеру зависимости
между изменением уровня сигнала на входе Дрвх и выходе Дрвых линейного усили-
теля. Эта зависимость может быть условно названа амплитудной характеристикой
системы АРУ. При этом различают статические и астатические системы АРУ. .
В статических системах АРУ изменение усиления ЛУс Д5 происходит про-
порционально изменению уровня на выходе Дрвых (пропорционально сигналу
ошибки на выходе системы АРУ):
Д5==-~аДрвых, (10.76)
где а — постоянный коэффициент.
Поскольку изменение уровня сигнала на выходе равно Д/?вых ” ДрВх + то,
объединяя эти уравнения, получим выражение для амплитудной характеристи-
ки статической системы АРУ:
АРвых = -^- (10.77)
Г+а
Из (10.77) видно, что амплитудная характеристика имеет линейную зависи-
мость, причем чем больше а, имеющий смысл коэффициента передачи в цепи
обратной связи ЛУс, тем меньше отклонение уровня сигнала на выходе Дрвых от
номинального уровня.
Статические системы АРУ называют еще системами с пропорциональным
регулированием [ввиду выполнения условия (10.76)]. В цепи обратной связи
статических систем АРУ все элементы, кроме регулирующего, должны иметь
пропорциональную зависимость между уровнем сигнала на входе и выходе
элемента.
387
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Система АРУ называется астатической, если при постоянном изменении
сигнала на входе ЛУс Аркх отклонение сигнала на выходе Дрвых стремится к ну-
лю независимо от величины Дрвх. АстатИзм системы зависит от наличия в цепи
обратной связи системы астатических элементов, т.е. элементов, у которых
при постоянном входном воздействии Ах сигнал на выходе Ьу в установившем-
ся режиме непрерывно растет с постоянной скоростью, ускорением и т.п., j.e.
&y(t) = kty при Дх = const,
где к — постоянный коэффициент; у — коэффициент порядка астатизма.
Примером астатического элемента является идеальный интегратор:
Ду(0 = J k&x(t)dt. (10.78)
С некоторым приближением интегратором можно считать электродвига-
тель, у которого при постоянной величине тока подмагничивания I— &х угол
поворота ротора <р = Ду линейно меняется во времени. К интеграторам можно
отнести МРУ индуктивного или емкостного типа, а также мемистор, у которого
при наличии управляющего напряжения Uy, не равного нулю, и условии Uy -
= const процесс электролиза идет с постоянной скоростью, что приводит к ли-
нейному возрастанию илй убыванию во времени сопротивления считывающего
электрода (См. рис. 10.40). Число интеграторов определяет и порядок астатизма
системы АРУ.
Из (10.78) видно, что процесс изменения сигнала на выходе интегратора за-
канчивается только тогда, когда величина Дх (изменение входного воздействия)
стремится к нулю. Следовательно, в астатической системе «АРУ назад» процесс
регулирования-усиления ЛУс закончится только тогда, когда возмущающее
воздействие Дрвых станет равным нулю. Астатические системы АРУ называются
также системами с интегральным регулированием (АРУ с И-регулированиём).
Как следует из (10.78), астатические системы АРУ, обеспечивая высокую
точность регулирования в установившемся режиме (Дрвых = 0), являются доста-
точно инерционными, и переходный процесс в них длится продолжительное
время, что в ряде случаев неудобно. Известным выходом из подобного положе-
ния является параллельное подключение к интегрирующему звену дополнитель-
ного пропорционального звена. Тогда устройство АРУ оказывается охваченным
двухканальной обратной*связью и называется устройством с пропорционально-ин-
тегральным регулированием (АРУ с ПИ-регулированием). В таких системах в на-
чале переходного процесса происходит быстрое снижение Дрвых от величины
Дрвых(7= 0) = Ддвх до величины, определяемой выражением (10.77), за счет рабо-
ты пропорционального звена. Затем начинает сказываться влияние интегрирую-
щего звена, под действием которого Дрвых стремится к 0 при t -> +<ю.
Используя приведенную классификацию устройств АРУ, можно устано-
вить, что системы АРУ, показанные на рис. 10.46 и 10.47, относятся к типу ста-
тических (с П-регулированием), на рис. 10.42 — астатических (с И-регулирова-
388
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
нием), на рис. 10.44, 10.45 — к системам с ПИ-регулированием. На рис. 10.44
в качестве пропорционального звена использована обмотка И^1у, на рис. 10.45 —
регулируемое сопротивление на транзисторе РТр На рис. 10.47 инерционное
звено — цепочка /?]С1Д2 ускоряет начальную часть переходного процесса.
По характеру протекания процесса управления в цепи обратной связи ли-
нейного усилителя (см. рис. 10.38) системы АРУ-КЧ можно разделить на систе-
мы с непрерывным и дискретным во времени управлением. Система АРУ дис-
кретного типа отличается тем, что регулировка в ней осуществляется не
непрерывно, а в дискретные моменты времени, причем в промежутке между
этими моментайй система АРУ «помнит» результаты предыдущей регулировки.
Такое построение учитывает тот факт, что реальные дестабилизирующие фак-
торы изменяются во времени сравнительно медленно. Использование дискрет-
ных систем АРУ позволяет, во-первых, применить одно й то же устройство
АРУ для регулировки нескольких независимых параметров (или блоков), осу-
ществляя воздействие на них в разные моменты времени. Во-вторых, в таких
системах удается достаточно просто решить проблему «электронной памяти» и
соответственно обеспечить астатический режим работы.
Упрощенная структурная схема электронной дискретной системы АРУ
(рис. 10.48, о) включает в себя: Д — амплитудный дискриминатор, ГТИ — гене-
ратор тактовых импульсов, И] и И2 — логические схемы И, РС — реверсивный
триггерный счетчик, ЦАП — цифро-аналоговый преобразователь; обозначения
остальных элементов пояснялись ранее. Работа системы происходит следую-
щим образом. Сигнал контрольной частоты, выделенный ПКЧ из линейного
сигнала, воздействует на амплитудный дискриминатор Д. В момент прихода
разрешающего тактового импульса от ГТИ на первом и втором выходах дис-
криминатора устанавливаются уровни лоТического нуля (0) или единицы (1)
в соответствии с, рис. 10.48, б и уравнением
У J1, Йри (£^кч — ^эт)при (Uкч — Uж) > — £7д,
выхЛ = [0, (фй (t/K4 - < ил-, вых'2 = [1, при (CZK4 - 1/эт) < -£/д,
где Ua — некоторое'напряжение, определяющее зону нечувствительности дис-
криминатора.
Рис. 10.48
389
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Выходные сигналы дискриминатора поступают на первые входы соответ-
ствующей схемы И. На вторые входы этих схем подаются тактовые импульсы
от ГТИ. ЕсЛи в момент Поступления тактовогд импульса на первом входе схемы
Иг был сигнал 1, то на выходе И] также будет 1; если сигнал 1 был на втором
выходе дискриминатора, то сигнал 1 появится на выходе схемы И2. Сигнал 1
с Выхода схемы И i поступает на первый вход реверсивного счетчика PC и уве-
личивает число, записанное ранее в учетчик, на 1; сигнал 1 с выхода схемы И2
поступает на второй вход счетчика и уменьшает на 1 число, записанное в счет-
чик. Если же ни на один из входов PC сигнал не поступил (это будет при усло-
вии —— С7ЭТ) .< + Цд), то состояние счетчика не изменится. Оно характе-
ризуется «-разрядным двоичным числом N в параллельном коде, которое
может принимать целочисленное, значение в интервале от 0 до. 2" ~И. Двоич-
ный сигнал от PC поступает в линейный цифро-аналоговый преобразователь,
который преобразует число N в соответствующее напряжение U= А • АГ, где А =
= const. Затем это напряжение, усиленное в УПТ, воздействует на обмотку по-
догревателя термистора ТКП.
Рассмотрим работу дискретной системы АРУ на конкретном примере
(рис.10.49). Пусть в момент времени /i на входе ЛУс уровень Сигнала изме-
нится на величину Ар6х1 (рис. 10.49, а). При t =, Г] этот скачок передается на
выход без изменений (рис. 10.49, б). С приходом очередного импульса из
ГТИ (рис. 10.49, в) срабатывает PC, на выходе ЦАП напряжение увеличится
в) аТИ
на, величину А (рис. 10.49, г). Изменив-
шееся напряжение ЦАП через УПТ воз-
действует на ТКП, изменяя его сопро-
тивление и соответственно усиление ЛУс.
В результате Арвых уменьшится. Через
несколько циклов изменение входного
уровня будет скомпенсировано и Арвых
станет равным нулю. При этом система
АРУ За счет «памяти» (PC) будет дер-
жать регулятор (Т&П) в неизменном
положении. Пусть теперь в момент вре-
мени ,Т2 входной уровень изменился до
величины, отличающейся от номиналь-
ной на Арвх2. Этот скдчок сначала пере-
дается на выход (рис. 10.49, б), а затем
с приходом очередного тактового им-
пульса начнет работать система регули-
рования, которая постепенно сведет из-
менение Арвых к нулю. Достоинства
дискретной системы АРУ — высокая точность, стабильность, малые габа-
риты и вес, возможность интегрализации, простота осуществления блоки-
ровки.
390
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
10.3.2. Основные параметры устройств АРУ
Параметры устройств АРУ разделяются на статические, которые; харак-
теризуют работу системы в установившемся;режиме, ^динамические, харак-
теризующие особенности переходного процесса из одного установившегося
состояния в другое. Параметры системы АРУ можно определить из эквива-
лентной структурной схемы, которая для системы с ПИ-регулированием
имеет вид рис. 10.50, где обозначены: ИгЗ — интегрирующее звено, ПЗ —
пропорционаД^йоё звено, ИЗ — инерционное звено. Вычитающее устрой-
ство характеризует5 регулируемый усилитель, который при обрыве цепи от-
рицательной обрйгйой связи имеет коэффициент передачи по возмущающе-
му воздействию Арвх, равный единице. Сумматор отражает параллельное
включение интегрирующего и пропорционального Звена. Пропорциональ-
ные звенья имеют частотно-независимые и постоянные коэффициенты пе-
редачи. Инерционное и интегрирующее звенья являются частотно-зависи-
мыми и характеризуются комплексными коэффициентами передачи Кк(р),
К„Т(р), где р = J(o — комплексная частота.
Если исключить из схемы рис. 10.50 блоки ИгЗ и П32, то придем к эквива-
лентной схеме системы с П-регулированием, где инерционное Звено характе-
ризует обычно инерционные свойства термистора^ Если исключить блок П32,
то получим эквивалентную схему системы с И-регулированием. Для любого ва-
рианта эквивалентной схемы коэффицент передачи по возмущающему воздей-
ствию при замкнутой цепи обратной связи будет равен:
Дрвх 1 + Т(Р)
to- . ' - ' •
где Т(р) — петледое усиление (см. параграф 2.4), Определяемое в виде
(10.79)
Др)^(КМ + Кп2)Кп1Кк(рУ, (10.80а)
T(p) = Kw(p)KnlKn(p); ' . • (10.806)
Т(р) = КМр). , (10.80b)
Формула (10.80а) соответствует системе с пропорционально-интеграль-
ным, (10.806) — интегральным, (10.80а) — пропорциональным регулировани-
ем. В выражений’ (10.80в) принимают КИ(р) =[(1 + pxi)(l + рт2)1 где
постоянные времени ть т2 характери-
зуют инерционность тепловых процессов
в подогревателе и рабочем теле термис-
тора ТКП. В выражениях (10.80а),
(10.806) полагают Kw(p) s (Миг)-1, где
тиг — постоянная времени интегрирую-
щего звенаj а Ки(р) s (1 + Мт)-1, по-
сколькутиг » Tj, т2; тт = Т] + т2.
Зная коэффициент передачи в опера-
торной форме К(р) и пользуясь обратным
391
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРДКТАХ МСП
преобразованием Лапласа, нетрудно найти переходную характеристику систе-
мы АРУ (см. параграф 2.10):
л(0 = £-1№)] = г1 [Wp] (io.81)
й соответственно поведение функции Арвых(0 = Дрвх^(0 при скачке входного
сигнала. Значение h(f) при /-»+<» характеризует установившееся состояние сис-
темы АРУ.' \
Основными статическими параметрами системы АРУ являются чувстви-
тельность, точность и пределы регулирования. Чувствительность характеризу-
ет минимально возможное отклонение уровня на входе A^Bx.min? при превыше-
нии которого система АРУ начинает работать. Величина ApBX.min определяется
в основном видом амплитудной характеристики элементов системы (рис. 10.51).
ЕсЛи эти характеристики непрерывные (или «гладкие», пусть даже нелиней-
ные) типа кривых 1, 2 на рис. 10.51, то тогда А/>вхтш - 0; Если хотя бы один из
элементов системы имеет амплитудную характеристику с зоной нечувствитель-
ности (кривые 3, 4 на рис. 10.51), то тогда ApBx.min * 0.
Точность регулирования определяется ве-
личиной установившегося значения ДрВЫх.доп
при заданном (допустимом) Отклонении уров-
ня сигнала на входе А/?вхдоп. Точность регули-
рования (иногда называют погрешность регу-
лирования) определяется с помощью характе-
ристики передачи уровней (ХПУ) системы
АРУ Дрвых = ф(ДРвх), варианты которой приве-
дены на рис. 10.52. Рис. 10.52, а (прямая Г) со-
ответствует статической системе с линейными
элементами в. цепи регулирования. Угол на-
клона характеристики 0 « 45°, как это следует
из выражения (10.77) при а » 1. Для стати-
ческой системы АРУ с зоной нечувствитель-
ности ХПУ является кусочно-линейной (функция 2 на рис. 10.52, а): Для малых
возмущений 1 A/U < ApBXmin угол наклона характеристики равен 45’; для возму-
щений больших, чем чувствительность системы Дрвх.тт, угол наклона 0 сущест-
венно меньше.
Для астатических систем АРУ, не имеющих элементов с зоной нечувст-
вительности, ХПУ имеет зависимость Дрвых — 0 для Дрвх = var (прямая 1 на
рис. 10.52, б); При Наличии элементов с зоной нечувствительности — вид функ-
ции 2 (рис. 10,52, б). Очевидно, для функции 1 чувствительность и точность регу-
лирования равны: ApBx.iOjn;Ts ДРвыхдоп = 0; для функции 2 чувствительность и точ-
ность регулирования не равны нулю: ApBX.min - Адвыхдоп * 0- На практике точность
регулирования оценивают величиной (ДРвЫх.доп /ДРвх.доп), она характеризует от-
клонение выходного уровня при изменении входного на 1 дБ.
Пределы регулирования определяются областью изменения уровня входного
сигнала А/?вхтах, при котором изменение уровня выходного сигнала не превы-
шает некоторых заданных значений. Обычно допустимые изменения выходно-
392
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
го уровня составляют порядка нескольких десятых или сотых долей децибела.
Допустимое изменение входного уровня определяется допустимым ухудшени-
ем помехозащищенности линейного тракта (см. параграф 9.3) и, как правило,
не превышает значений ±(46) дБ.
Характер переходного процесса h(f) в системе АРУ при скачке уровня вход-
ного сигнала определяется, как уже говорилось, с помощью выражения (10.81).
Типовые варианты й(0 показаны на рис. 10.53. Рис. 10.53, а соответствует сис-
теме с П-регуЛированием, рис. 10.53, б, функции 1, 2 — с И-регулированием,
рис. 10.53, б, функции 3, 4 — с ПИ-регулированием. Функции 2 на рис. 10.53, а
и 4 на рис. 10.53 ,’ <5 отражают колебательный характер переходного процесса, ос-
тальные функции — апериодический. Колебательный процесс характеризуется
в первую очередь коэффициентом перерегулирования 8.
Временем регулирования тр называют величину интервала от начала скач-
ка до момента, когда отклонение регулируемой величины Дрвых от устано-
вившегося значения не превышает некоторой заданной величины Обычно
берется £ = 0,05. Процесс установления характеризуется также скоростью:
средней vcp, начальной vH и максимальной vmax, которые определяются из
элементарных соображений: ?
V' „л„ у j-g + a/g + a).
У ср •** - ИЛИ Vcp •— 5
Тр Тр
393
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАЧАЛАХ И ТРАКТАХ МОП
dh(t) , л
Vh = —У при t = 0; Vmax = max —
at at ;
где Vcp соответствует астатической системе (рис. 10.53, б, кривая 3), а УсР ,— ста-
тической (рис. 10.53, а, кривая 7).
Считается, что переходный процесс в системе АРУ протекает удовлетвори-
тельно, если выполняются условия vK = vmax; vcp < vmax; vcp где v„ — ско-
рость изменения затухания на- участке линии связи.
10.3.3. Основные параметры цепи устройств АРУ-КЧ )
1 - ' ! ' 1 • 1 : i - ? - • - '
Под цепью устройств АРУ-КЧ понимается совокупность нескольких ус-
тройств АРУ, управляемых одним и тем же воздействием, в частности изме-
нением уровня одного и того же сигнала КЧ. На рис. 10.54 цепь устройств
АРУ состоит из л регулируемых ЛУс, управляемых по КЧ-1 от генератора
ГКЧ-1, причем на выходе л-го ЛУс эта КЧ-1 подавляется с помощью режек-
торного фильтра РФ, а вместо нее в линейный сигнал вводится сигнал КЧ-2
с фиксированным уровнем
от генератора ГКЧ-2. Хотя
частоты КЧ-1 й КЧ-2, как
правило, одинаковы, важно,
что уровень КЧ, посылае-
мый в последующую цепь ус-
тройств АРУ, является фик-
сированным, не зависящим
от колебаний уровней в пер-
вой цепи,
Если возмущение возникдо на входе первого регулируемого ЛУс в цепи ус-
тройств АРУ, то коэффициент передачи цепи будет определяться из выражения
r ‘ : ! ! = = f[x((p),
, Д.Рвх.1 м’
где ДДвых.л — изменение уровня на выходе цепи (в л-м ЛУс); Дрвхд — изменение
уровня на входе цепи (на входе первого ЛУс); 7%>) — коэффициент передачи
по возмущению /-го регулируемого ЛУс, определяемый из выражений (10.79),
(10.80). \
Рис. 10.54
(10.82)
В ряде случаев возмущающее воздействие имеет место на входе каждого ре-
гулируемого ЛУс в цепи. Так бывает, например, при изменении температуры ,
на магистрали, когда отклонение уровня сигнала происходит за счет изменения
затухания Да на каждом из корректируемых участков. Если положить, что на
каждом участке величины До одинаковы, то изменение уровня сигнала на вы-
ходе у-го ЛУс можно записать в виде
394
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
!
_М ' 7=2
.. + Kj(p)
отсюда коэффициент передачи цепи будет равен
^(0=== П К (р) +п (р) +... + (р).
До ti м
(10.83)
Переходная характеристика hx(t) цепи определится из (10.81):
1~ЧНъ<Р)] =
Р
Значение h^t) при t -» оо определяет статическую погрешность цепи) ус-
тройств АРУ. Если все устройства АРУ выполнены по схеме с И- или ПИ-регу-
лированием, то Л2(Т = оо) = 0, следовательно, погрешность регулирования отсут-
ствует. Если все устройства АРУ выполнены по схеме П-регулирования й
одинаковы, то, используя (10.77) и выражение (10.82), получим
, / 1 v ’
As(r-oo)= -J- =<х’л«0.
\1 + а?
Если же использовать выражение (10.83), то
hz(t = об) =
1 + d (1 + а)2
+---------в------.
(1 + а)" 1 + а
Следовательно, здесь в цепи из л устройств с П-регулированием погреш-
ность регулировайия такая же, как и в одном устройстве АРУ.
Для определения динамических параметров цепи следует анализировать
выражение В качестве примера рассмотрим случай, когда все устройства
АРУ выполнены по схеме с ПИ-регулированием, причём параметры второго
пропорционального звена П32 (см. рис. 10.50) выбраны иЗ условия Кп2 = АцГтт =
=? ^т/Тиг- Тогда, используя (10.79), (10.80), для z-го устройства АРУ получим:
— Р / (Р^иг) + тт / тиг]^п1 _ Кп[ ,
1+РТт РТиг’
К.(р) = •’ —’
1 + 7}(^ ртиг+Лщ р+а тиг
й,<д = Г1
'Ы'
- Р л
« e~at.
Используя (10.81) и (10.82), придем к выражению:
^х(0 =
/ .
(Р+ о)”’
395
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСЛ
ИМ = = е -41 +1
L Р J . м I•
где С'п.1 = — число сочетаний из (п — 1) по i.
il(n-i-l)!
Вид функции й2(г), рассчитанной для нескольких значений п, показан на
рис. 10.55 [11]. Видно, что, хотя в цепи использованы устройства АРУ с аперио-
дическим характером регулирования, результирующий переходный процесс
в л-каскадной цепи носит колебательный характер с коэффициентом перерегу-
лирования 5 = 0,4. Колебательный процесс может возникнуть и при использо-
вании в цепи нескольких устройств с И- и П-регулированием.
Для улучшения характера переходного процесса в цепи устройств АРУ (т.е.
для улучшения динамики цепей АРУ) можно использоватьхряд мер. Во-первых,
уменьшить число устройств АРУ в цепи. Поскольку это приводит к увеличению
оборудования (за счет увеличения режекторных фильтров и ГКЧ — см. рис. 10.54)
и усложнению эксплуатации, обычно стараются сохранить длину цепи АРУ
достаточно большой за счет широкого использования вместо систем АРУ по
КЧ систем АРУ с косвенной регулировкой (например, Т-АРУ). Поскольку сис-
темы Т-АРУ являются менее точными, чем АРУ по КЧ, то этот метода имеет
свои ограничения, рассмотренные в подпараграфе 10.4.2.
ЛУс! ЛУс2 ' ЛУсУ
Рис. 10.56
Второй путь улучшения динамики цепей АРУ сводится ^уменьшению чис-
ла замкнутых контуров регулирования за счет использования одного приемни-
ка контрольной частоты й одного регулятора (преобразователя ошибки) для уп-
равления усилением в нескольких ЛУс. Упрощенный вариант такого решения
показан на рис. 10.56. Здесь используется N регулируемыхТТУс, но приемник
КЧ установлен только на выходе последнего, А-го ЛУс. Сигнал отклонения
уровня (сигнал ошибки) с выхода преобразователя ошибки ПО подается по
цепи управления на все ЛУс. В качестве регулирующих элементов ЛУс на
рис. 10.56 изображены термисторы, управление которыми осуществляется пу-
тем изменения тока подогрева.
Наиболее просто передать сигналы управления на разнесенные термисто-
ры удается с помощью цепи дистанционного пйтания ЛУс. Поэтому такие сис-
темы получили название систем АРУ по току дистанционного питания
(АРУ-ДП). Более подробно схема построения цепи управления отдельного
396
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
Рис. 10.57
ЛУс показана на рис. 10.57. Секция дистанционного питания, выполненная,
например, по схеме «провод—земля» (рис. 10.57, а), видоизменяется за счет то-
го, что в блоке дистанционного питания БДП можно регулировать ток дистан-
ционного питания /яп сигналом ошибки с ПО. В каждом ЛУс (рис. 10.57, б) ток
/дп обычным образом с помощью элементов С и Л отделяется от высокочастот-
ного многоканального сигнала и проходит через последовательно соединенные
обмотку подогрева ТКП и стабилитрон VD. Номинальное значение тока подо-
грева подбирается с помощью потенциометра Л; стабилитрон VD обеспечивает
стабилизацию напряжения питания для всех каскадов ЛУс в условиях измене-
ния тока ДП. Блок; преобразователя ошибки на рис. 10.57, а может быть выпол-
нен по одной из схем, описанных выше; в аппаратуре ИА Г-1920, где использу-
ется система АРУ по ДП, блок ПО выполнен по схеме рис. 10.48. В системе
АРУ по ДП обеспечивается высокая точность поддержания уровня на выходе
N-го ЛУс, хотя в отдельных ЛУс диаграмма уровней может отклоняться от но-
минальной в ту или иную сторону из-за разброса параметров элементов линей-
ного тракта. Переходный процесс в такой системе АРУ, несмотря на значитель-
ную протяженность участка линейного тракта и большое число регулирующих
элементов, носит апериодический характер.
10.3.4. Особенности построения частотно-зависимых устройств АРУ
Во всех устройствах АРУ с непосредственной или'косвенной регулировкой
усиления необходимо производить компенсацию изменений затухания участка
линии связи во всем рабочем диапазоне частот. Поскольку затухание линии
связи на разных частотах неодинаково, то и регулировка усиления в УП должна
быть чартотно-зависимой. Например, изменение затухания кабельной линии
связи длиной / километров при изменении температуры от t0 до градусов оп-
ределяется известным выражением
397
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
( Аоу(/) “ ay(f, /1) - ay(f, to) s 5,(Г! - t0)l a.(f , to),
где a(f, t0) — километрическое затухание линии на частоте/при t — to, 5,— тем-
• , j
пературный коэффициент, 6, = 2 • 10 ——.
град
На рис. 10.58 приведен пример функций ay(f, ti), ay(f, to), &ay(f).
Для успешной компенсации частотно-зависимого изменения затухания це-
лесообразно функцию Дйу(/) представить в виде суммы нескольких функций,
которые более просто зависят от частоты и, соответственно, бЬлее просто могут
быть скорректированы. На рис. 10.59 функция Aoy(/j (рис. 1.0.59, а) представ-
лена в виде суммы трех составляющих: плоской (рис. 10.59, б), наклонной
(рис. 10.59, в) и криволинейной (рис. 10.59, г). Каждая составляющая корректиру-
ется с помощью своего переменного корректора (плоского, наклонного и криво-
линейного). Для регулировки этих корректоров, которые включены последова-
тельно, необходимо использовать свои контрольные частоты и свои устройства
АРУ с ПКЧ (рис. 10.60).
Рис. 10.58 Рис. 10.59 Рис. 10.60
В процессе регулирования изменяется АЧХ каждого корректора (пунктир-
ные линии на рис. 10.59, б, в, г), Аго приводит к изменению уровня не только
той КЧ, по которой работает данный корректор, но и других КЧ. В результате
могут возникнуть взаимные влияния между отдельными устройствами АРУ,
которые приводят к увеличению длительности, а иногда и к появлению колеба-
тельного характера переходного процесса в отдельных контурах регулирования.
Для исключения взаимного влцяния частотно-зависимых регуляторов вы-
ходы ПКЧ отдельных устройств АРУ подключаются к дополнительному ус-
тройству — счетно-решающему блоку (СРВ), как показано на рис. 10.60. При
этом входы управления переменных корректоров (плоского — ПАКп, наклон-
398
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений
ного — ПАК.Н и криволинейного — ПАКкр) подключаются к точкам а', б', с'
вместо точек a, b, с. С помощью СРБ определённым образом изменяется уро-
вень каждой КЧ, поступающей на регулирующее устройство (в сечении а', б',
с'). Рассчитаем, каковы должны быть характеристики СРБ, если принять, что
частотные характеристики затухания каждого переменного корректора извест-
ны и имеют вид = KjFtf), где Ftf) — известная функция, Kt меняется (регу-
лируется) в пределах от -1 до +1 (подобными характеристиками обладают,
например, корректоры Боде — см. выражение (10.66)). При правильной работе
СРБ изменение, уровня входного сигнала на у-й контрольной частоте у$ ком-
пенсируется всеми корректорами с соответствующими коэффициентами Кь
где / е [1, п], j € [1, Л]; К — число контрольных частот; п — число Корректоров
(на рис. 10.60 имеем п — 3). Поэтому можно записать ,
п п П
= = (10.84)
)=i i=i <=1
При п - К из (10.84) можно получить систему уравнений вида:
Ад = Х1Гц + Х'г/’л + ... + ЛиЛ)!;
Ай = К\Р\2 + ^2^22 +•• + KnFn2, (10 85)
. АД/ = Fln + K2F2n +... + K„F„n,
или в матричной форме [Др] = [/] • [К], где [Др] и [К] — матрица-столбец из
коэффициентов соответственно Др, й А”,; [/] — квадратная матрица размером
п х п из коэффициентов Fy.
Поскольку на$ интересует определение коэффициентов регулирования Кь
то от системы (10.85) перейдем к системе уравнений вида
' Ki -ая&Pi + а12^Р2 '+. + ain^At",
Кг =a2i^Pi + а22Дй + + О2яДй; (10 86)
Ли = Ол1Аа + апгДР2 + •• + айяДА>
или к матричной форме записи: [X] = [а] • [Др], где коэффициенты ауквадрат-
ной матрицы [а] определяются из выражения [И, 18]
- а?=(-1)^/Длл,
где Дйл — определитель матрицы [/], Д^— минор этой матрицы, полученный
вычеркиванием z-й строки и/-го столбца.
После расчета коэффициентов ау электрическая модель, реализующая сис-
тему (10.86), может быть представлена, например, в виде рис. 10.61, где напря-
жения 67j, U2,.... 67„, полученные на выходах соответствующих приемников КЧ,
пропорциональны Дрь Др2, ...* Дрйсоответственно, а напряжения Upi, Up2,...,
Upn, получающиеся на выходах сумматоров Eb S2> •••» Ея, пропорциональны
399
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
Рис. 10.61
коэффициентам Кх, К2, Кп. Резисторы Tfy обратно пропорциональны коэф-
фициентам ау. '
Если приемлемая точность коррекции в диапазоне частот может быть по-
лучена при использовании трех корректоров и менее (соответственно трех и ме-
нее КЧ), то взаимонезависимая работа трех корректоров может быть обеспече-
на и без СРВ при соответствующем выборе КЧ и частотных характеристик /}(/)
регуляторов. Для выбора значений контрольных частот рассмотрим частотные
характеристики наклонного Данк и криволинейного Дакр корректоров (рис. 10.62).
Видно, что частотная характеристика наклонного корректора (рис. 10.62, а)
имеет одну особую точку Joi, в которой Данк — 0 при любых регулировках кор-
ректора. Если частоту joi выбрать в качестве КЧ плоского корректора, то тогда
регулировка наклонного корректора не повлияет на работу плоского корректо-
ра. Частотная характеристика криволинейного корректора (рис. 10.62, б) имеет
две особые точки fQ2 и /оз- Чтобы он не влиял на работу наклонного и плоского
корректоров, целесообразно выбрать для наклонного корректора КЧ, равную
fo2, а для плоского — foi, причем с учетом сказанного выше необходимо осущес-
твить равенство частот fol — f02.
КЧ для плоского корректора обычно выбирается там, где затухание линии
достигает наибольшей величины — в области верхних частот'линейного спект-
ра: /пл Тогда наклонный корректор проектируют так, чтобы его особая точ-
ка Jgi. была равной/пл. Контрольную частоту для этого корректора выбирают
в той области частот, где при законченной регулировке плоского корректора
будет наблюдаться наибольшее отклонение рвых от номинального уровня. Не-
трудно убедиться, что это соответствует области нижних частот линейного
спектра, поэтому КЧ наклонного корректора берут равной fHK = fn.
Криволинейный корректор проектируют так, чтобы его особые точки были
равныХк и fm. Наибольшее отклонение затухания для криволинейного коррек-
тора будет в области средних частот, именно там и выбирают КЧ fKp криволиней-
ного корректора. Например, в системе К-60П, у которой/, = 12 кГц, / = 252 кГц,
контрольные частоты плоского, > наклонного и криволинейного корректоров
выбраны равными соответственно 248, 16 и 112 кГц. Точные значения КЧ под-
бирают с учетом удобства построения генераторного оборудования.
400
10,3. Автоматическая коррекция линейных искажений
При проектировании частотно-зависимых устройств АРУ необходимо
стремиться к минимизации числа корректоров и КЧ, а также к упрощению
конструкций корректоров. Поэтому, прежде чем использовать сложные трех-
частотные системы АРУ, необходимо проверить возможность применения бо-
лее-простых вариантов. При сравнительно небольших отклонениях затухания
участка (или участков) стараются обойтись только плоским корректором, ис-
пользуя одну КЧ (случай плоской регулировки).
Если точность коррекции в диапазоне частот при этом оказывается недо-
статочной, то производят включение наклонного корректора, но управление
им осуществляет по уровню КЧ плоской регулировки, т.е. используют общий
ПКЧ. Наклон частотной характеристики наклонного корректора изменяют
пропорционально отклонению уровня КЧ плоской регулировки (случай плос-
ко-наклонной регулировки).
Когда описанных мер недостаточно, вводят вторую КЧ и соответственно
второй ПКЧ, с помощью которых осуществляется регулировка наклонного
корректора (случай двухчастотной регулировки:, плоской и наклонной). В са-
мых неблагоприятных случаях используют три КЧ и три корректора (вариант
трехчастотной регулировки: плоской, наклонной и криволинейной).
С целью упрощения и удешевления линейного'тракта используют иерархи-
ческий принцип размещения устройств АРУ с разным числом КЧ: через каждые
т ЛУс, охваченных одночастртной АРУ, включают ЛУс, охваченный двухчас-
тотной системой АРУ, а через каждые р ЛУс с двухчастотной АРУ включают:
ЛУс с трехчастотной АРУ. Участок линейного тракта, расположенный между
двумя соседними ЛУс с А'-частотной АРУ, образует секцию К-частотной АРУ
(К~ 1, 2, 3). , ’
к* *10.3.5. Устройства АРУ в групповых трактах
Рассмотреннйе выше частотно-зависимые АРУ обеспечивают точную кор-
рекцию (поддержание уровня) только на контрольных частотах, на остальных
частотах коррекция выполняется приближенно, причем чем длиннее линейный
тракт и шире спектр линейных частот
Sn(f) (рис.10.63, аУ, тем сильнее возрастает
погрешность коррекций Докор (рис. 10.63, б)
для отдельных канйлов (трактов) переда-
чи. Результирующее изменение затуха-
ния может оказаться настолько боль-
шим, что вызовет ухудшение помехоза-
щищенности этих каналов (трактов).
Указанное явление можно ослабить, ес-
ли в некоторых точках линейного тракта
производить выделение групп каналов
и осуществлять коррекцию неравномер-
ности затухания по группам. Таким обра-
зом, системы АРУ по группам возникли
как необходимая мера дополнительной
401
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
автоматической коррекции неравномерности затухания линейного тракта в ли-
нейном спектре частот.
Сущность работы таких устройств АРУ состоит в следующем. В специаль-
ных пунктах (пунктах транзита по ВЧ) осуществляется выделение стандартных
групп (первичных, вторичных, третичных) и, в диапазоне частот этих групп
производится регулировка затухания для каждой группы. После того как про-
изведена коррекция затухания, все эти группы объединяются в группы более
высокого порядка, переносятся в линейный спектр и Передаются далее по ли-
нии связи. f >i I
Чтобы можно было судить об изменении уровня, в каждую группу в око-
нечном пункте передачи вводят свою контрольную частоту: (КЧ первичных
групп равна 84,14 (или 84,08) кГц, КЧ вторичных групп — 411,86 (или 411,92)
кГц, КЧ третичный групп — 1552 кГц. Частота КЧ выбирается такой, чтобы она
находилась в промежутке между спектрами частот соседних каналов и групп.
Стабильность частоты линейных и групповых КЧ по нормам МККТТ должна
быть не менее 5 • 10"5, а нестабильность уровней КЧ на входе секции регулиро-
вания — не более ±0,3 дБ. Уровни групповых КЧ должны быть на 20 дБ, а ли-
нейных КЧ — на 10 дБ ниже уровня передачи канального сигнала.
Для упрощения корректоров в групповой системе АРУ используют одно-
Рйс. 10.64
частотную плоскую регулировку, а с целью уменьшения числа приемников
контрольных частот используют системы АРУ с дискретным регулированием
(рис. 10.64). Сигналы выделенных групп (в нашем примере первичных групп
ПГ-1 + ПГ-л) поступают на вход соответствующего плоского корректора
ПАК-1 + ПАК-лу выход которого через переключатель 51 подключается ко вхо-
ду приемника контрольной
частоты ПКЧ. Выделенный
сигнал КН поступает на
схему сравнения СС, где,
сравнивается с эталонным
сигналом, лэт- Сигнал ошиб-
ки через переключатель 52
поступает на вход соответ-
ствующего преобразователя
ошибки ПО-1 * ПО-л, где
преобразуется в изменение
тока подогрева термистора
ТКП-1 ТКП-л. Переклю-
чатели , и S2 синхронно
переключают цепи соответ-
ствующих групп, и в мо-
мент нахождения их на J-й
позиции (/ в [1, л]) про-
изводится автоматическая
регулировка уровней. Преоб-
разователи ошибки ПО по-
строены по схеме с И- или
402
10.4. Оптимизация устройств коррекции линейного тракта
ПИ-регулированием, что обеспечивает высокую точность регулирования. Кро-
ме того, они снабжены устройствами блокировки, так что при переходе пере-
ключателей с j-й на (/ + 1)-ю позицию ПО-/ «запоминает» результат предшест-
вующей регулировки до следующего цикла контроля.
10.4. Оптимизация устройств коррекции линейного тракта
10.4.1. Оптимизация устройств коррекции постоянных искажений
Как было показано в подпараграфе 10.2.1, корректоры постоянных (т.е. не
меняющихся во времени) искажений строят по иерархическому принципу.
В каждый-ЛУс включают основной (линейный) корректор, который корректи-
рует неравномерность частотной характеристики затухания прилегающего
участка линии связи. Через р линейных корректоров (в (р + 1)-м ЛУс) размеща-
ют корректор регулярных или систематических искажений, которые вознйкают
за счет неточности коррекций основных корректоров. Через каждые q систем-
ных корректоров (СК) ставят подчисточный корректор, компенсирующий слу-
чайные погрешности этих СК. Под секцией коррекции понимают часть линейно-
го тракта, расположенную между соседними СК.
Длина секции коррекции определяется погрешнос-
тью линейных корректоров и допустимым изменением
помехозащищенности линейного тракта. Последний
фактор рассмотрим более подробно. Пусть частотная
характеристика затухания линии связи ay(f) и усиле-
ния Sy (f) ЛУс (имеются в виду постоянные составляю-
щие затухания и усиления) представляется кривыми 7 и 2
на рис. 10.65, а. Тогда погрешность коррекции АаКОр(/)=
— Sy (/) — Оу (/) имёет вид рис. 10.65, б. При правильном
расчете линейного корректора функция Дакор (/) являет-
ся знакопеременной, в результате средняя мощность Рср
линейного сигнала’ йа выходе ЛУс практически та же,
что и при идеальной коррекции. Примем Рср= const.
За счет погрешности линейной коррекции, показанной на рис. 10.65, б,
уровень сигнала в каналах, которые передаются в верхней и нижней частях ли-
нейного спектра, будет йиже номинального уровня, а в средней части — выше.
Поскольку линейные корректоры одинаковы, то такая ситуация справедлива
для всех ЛУс в секции коррекции, кроме последнего n-го ЛУс, где размещен
СК. При этом диаграмма уровней при переходе от одного ЛУс к другому будет
изменяться так, как показано на.рис. 10.66. Здесь пунктирная прямая 7 показы-
вает распределение уровней на выходах ЛУс, входящих в секцию СК, при иде-
альной линейной Коррекции, а прямые 2, 3 — реальной коррекции: для верхне-
го канала (2) и для среднего (3) (см. рис. 10.65).
Защищенность от помех на выходе секции системной коррекции (СК) в иде-
альном режиме, когда Д<зкор (/) = 0, можно записать в виде (см. параграф 9.3)
А3 = -101g Р,1|-+ Р"2-+ Рн3 ~ -101g ^Д-,
РС Р с
403
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП
где
РШ = А1РП; Рн2 = 62Рп; Рнз = 63Рп; 6,+ 62 + 63=1. (10.87)
Здесь Рш, Рн2, Рн3, Рп — мощности собственных шумов, нелинейных продук-
тов второго и третьего порядка и суммарная мощность помех всех видов соответ-
ственно; Рс — мощность полезного сигнала; 6Ь 62, 63 — положительные коэффи-
циенты, показывающие вклад каждой составляющей помехи в величину Рп.
В случае Аакор(/) * 0 отдельные составляющие суммарной помехи изменя-
ются на величину: ДРШ = 81РШ, ДРн2 = 82Рн2, АРнз ~ 8зРнз, где 8/ — относитель-
ное изменение /-й составляющей помехи.
Тогда защищенность от помех станет равной
/4' = — 101g + 8?Рн2 + бзРкз
(10.88)
с
изменение защищенности
ДЛ3 = Я; - Я3 =-101g(l + 6151 + 6282 + 6383).
Рис. 10.66
(1.0.89)
За счет погрешности кор-
рекции изменяется только уси-
ление в каждом ЛУс на величи-
ну AS/ = АаКОр (/) ^выходной
уровень z-ro ЛУс на величину
Др,- = /AS, z = 1, 2, п - 1.
В ЛУс-СК (для i = п) име-
ем Др„ - 0; AS„ = ~(п - 1)Д5
(см. рис. 10.66).
В номинальном режиме
мощность собственных шумов
на участке коррекции, пересчитанная в ТНОУ, равна [см. (9.10)]
Рш = п • йес[0,1(ршл + + S - р)], '
где S и р — номинальные значения усиления и уровня сигнала на выходе ЛУс
на рассчитываемой частоте / ршл — уровень собственных шумов линии связи
на входе ЛУс; dlu — коэффициент шума ЛУс.
В реальном режиме (при Дакор(/) * 0) имеем:
Рш = ХДес[0,1(ршл + <Zm + S+AS-p - Ар,)] =
= dec[0,l(pmjl + + S~ p)]^dec[-0,l(z - 1)Д5].
' /ЧГ
Отсюда, используя 8i
— = -1 + получим
Ли
ш
404
10.4. Оптимизация устройств коррекции линейного тракта
(10.90)
n[l - dec(-0,lA5)]
Аналогично определим 62, используя выражение (9.43) для мощности не-
линейных продуктов второго порядка.
В номинальном режиме, когда р, = const = р, имеем
'/ Р»2 = я4^у2(/)Цес[0,К2Лр - а2т0 - р)].
В реальном режиме, когда pt = р + i&S для i в 1, 2, ..., п - 1; рп =р,
\р Л
Р^2 =4^y2(/)dec[0,l(2pcp - а2г0 -/>)]£ dec[-O,l(t- 1)Д5].
А/ )=1
Тогда, используя 62 *= (Р„2 - Рм)/Р»2 =-1 + Рм/Рн2> получим
32 = -1 +-Zdec[-0,l(/- 1)д5] = —1 4- . (10.91)
л £4 n[l -\dec(-0,lAp)]
Здесь обозначено: ДГ, Д/ — полосы пропускания канала и линейного сигна-
ла; y2(f) — коэффициент распределения помехи второго порядка в диапазоне
частот линейного спектра; o2ro f затухание нелинейности по второй гармонике;
р
Рсо — Уровень мощности группового сигнала на выходе ЛУс (рсо = 101g—— =
1 мВт
- const). '<.
Аналогично* (Ыределим величину 83, используя (9.47):
llfb.
Р»з = 24/I2^y3(/)dec[0,l(3pcp - ам - />)];
Д/ .
др "
рн2 = 24^3(/)dec[0,l(3?cp - азл - р)] £dec - 0,05(/ - 1)Д5
Д4 Г . L/=1 \ ..
8 1 । рн3 _ 1 . 1 ri-dec(-0,05nA5)
3 Рнз n2Ll-dec(-0,0^5).
(10.92)
Здесь обозначено: a3ri) — затухание нелинейности по третьей гармонике, у3 (/) —
коэффициент распределений помехи третьего порйдка первого рода в диа-
пазоне частот, остальные коэффициенты пояснялись ранее. Подставляя
(10.90), (10.91) и (10.92) в (10.89), находим полное изменение помехозащищен-
ности, обусловленное погрещностями линеййой коррекции:
2
я2 L 1-dec(-0,05A5). ’
. ,, , . Л 1 -0ес(-0,1пД5) , Ь3 Г1 -0ес(-0,05пД5)
дд — 4- • ———— + —— 111
3 2 п Г-dec(-0,1 Д5) г
(10.93)
405
' 10- ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ М(Ш
Если отклонение диаграммы уровней невелико и выполняется, условие;
0,23пД5< 1, то тогда (10.93) можно упростить, используя разложение: dec0,lx=
= exp0,23xs 1 + O,2kr + 0,5(0,23х)2 +..., гдех= n&S, и приближение: 1п(1 +у) s
= у, если у < 1. В результате получим
АД, s —101g(l — 0,5 • 0,23лД5) = '
= -101ge ln(l - 0,5-0,23лд3) = ~. ( (10.94а)
• ' . ' . 'Л ;
Для погрешности коррекции, изображенной на рис. 10.65, б, ухудшение
помехозащищенности будет в верхних И нижних каналах, а ^средних каналах
помехозащищенность возрастет, Ориентируясь на худший случай и полагая,
что снижение помехозащищенности за счет неточности линейной коррекции
не должно превышать величину ДЛдоп, получим уравнение
лД5<2дДдоп, (10.946)
которое связывает точность коррекции Д5 и число ЛУс в секции коррекции.
Очевидно, чем меньше д5, тем протяженнее секция СК. Однако при этом надо
учитывать и возрастание сложности линейного корректора в ЛУс, которая име-
ет свой разумный предел. Как правило, допускают Д5 порядка 0,1—0,15 дБ.
Эффективным Средством увеличения длины секции СК является исполь-
зование предкоррекции. Сущность ее заключается в том, что на выходе оконечно-
го пункта передачи устанавливается СК, который компенсирует половину на-
капливаемой в последующей секции СК погрешности; промежуточные СК,
кап и в предыдущем случае, компенсируют всю накапливаемую в секции СК
погрешность; наконец, СК оконечного пункта приема компенсирует погреш-
ность также только половины секции СК. Диаграмма уровней, котррая образу-
ется при таком способе коррекции, представлена на риС.?iKw>7. Как видно из
рисунка, на одной половине корректируемой секции защищенность от каждого
вида помехи будет выше номинальной, а на другой — ниж^В среднем на сек-
ции СК изменение помехозащищенности будет, по-видимому, небольшим.
Рассчитаем это изменение, используя выражение (10.89) и полагая, что
усиление f-го ЛУс (/ = 1, 2, ..., п — 1) изменилось на Д5, а выходной уровень
СК-ОП ЛУс1 ЛУс(п-1) ЛУс-СК ЛУс1 ЛУс(и-1) СК-ОП
Рис. 10.67
406
10.4. Оптимиза.ция устройств коррекции линейного тракта
изменился на величину Д/>,- ₽ — 0,5(п — 1 )Д5 + i&S; прй этом в ЛУс-СК (для i = л)
имеем ДЗ) = —(п1)ДХ, Др/ == -0,5(и — 1)Д5(рис. 10.67). Тогда по аналогий с пре-
дыдущим случаем получим {18]
Рщ = ^Цес[0,1(рш „ + dm + 5 + Д5 — р + 0,5(п — 1)Д5 — /Д*$)] =
/=1
= ёес[0,1(рШл + t/щ + S-р + 0,5(п - 1)дЗ)]£<1ес[~0,1(/- 1)Д5];
; Cd.Oi , . . . . Z=1 ' ’ .
5 - 1 I dec№ ~W / 21 1 - dec(-0,lM5)
1 ’Рш п 1 - dec (-0,1 Д5)
Аналогично проводим вычисление 82 и 83 и, подставляя их в (10.89), полу-
чим [18]
1 -dec(-0,inA5)^ +
1 - de с (-ОДАХ) J
_ -i2 V
+ 83/T2dec[0,l(/i - 1)ДХ / 2] dec(Z0^^ =
L 1 - dec(-0,5 Д5) J
ДЛ3 s -lOlg/fo + 62)-c[0’-(n 1)A5/ 21 .
[ n
-101g{1 + (8i + 82 + 8з/2)(3!Г‘(0,23лД5)2} s-0,7
f лДХУ
(10.95a)
При выводе (10.95a) учитывалось, что при х = 0,115лД5 < 1 допустимо при-
нять: sh х; s х + (л3/3 6- Из полученного выражения следует, что при введении
предкоррекции ухудшение помехозащищенности будет во всех каналах (ДЛ3 < 0),
однако это ухудшение существенно меньше, чем для работы без предкоррекции
[ср. с (10.94)]. Задаваясь в децибелах допустимой величиной ухудшения помехо-
защищенностиДЛдоп и величиной AS,из (10.95а) получим уравнение
, : - . , ,,
/АЛ
лД5£8,7.р^25-. 1 (10.956)
.У л 'К ',, . : -V 0,1 > ‘ '
Это уравнение определяет число ЛУс в секции GK при известной точности
линейной коррекции Д5. Сравни^ длину секции коррекции для рассматривае-
мых вариантов; задаваясь в качестве примера ДЯдоП = 1,0 дБ, ДХ = 0,1 дБ. Тогда
из (10.946) получим п £ 20, а из (10.956) — п < 100. Таким образом, введение
предкоррекции позволяет существенно увеличить длину секции коррекции.
10.4.2. Оптимизация устройств коррекции переменных искажений
Коррекция переменных (изменяющихся под действием разного рода деста-
билизирующих факторов) искажений осуществляется переменными корректора-
ми, которые перестраиваются автоматически с помощью тех или иных устройств
АРУ. Стоимость устройств АРУ составляет Значительную часть стоимости ли-
407
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И.‘Т₽АКТАХ МСП
немного тракта, причем наиболее дорогими являются устройства АРУ по КЧ.
Для упрощения и удешевления линейного тракта необходимо, чтобы устройства
АРУ-КЧ размещались как можно реже. Возможны различные варианты постро-
ения секции АРУ — участка линейного тракта между двумя ближайшими ЛУс, где
используется АРУ по КЧ. Некоторые из них показаны на рис. 10.68, где между
ЛУс, регулируемыми с помощью одночастотной системы АРУ по КЧ, размеща-
ются нерегулируемые ЛУс (рис. 10.68, о), или ЛУс с температурной регули-
ровкой (ЛУс-Т-АРУ на рис. 10.68, б), или ЛУс, регулируемые с помощью систе-
мы АРУ по току дистанционного питания (ЛУс-Д-АРУ* на рис. 10.68, в).
Возможно построение секции АРУ, где одновременно исполъзуюйся ЛУс-Т-АРУ
и нерегулируемые ЛУс. > ту«с '.
а)
ЛУс-КЧ ЛУс1
ЛУс-КЧ
б)
ЛУс-Т-АРУ
в)
Рис. 10.68
Поскольку в ЛУс с од-
ночастотной АРУ по КЧ
осуществляется только плос-
кая (или плоско-наклонная)
регулировка, то уровни от-
дельных каналов на выхо-
де секции АРУ могут от-
личаться от номинальных,
причем с увеличением чис-
ла последовательно вкЛю-
ченных секций это разли-
чие’ будет нарастать. Для
компенсации такого эффек-
та через р секций с одночас-
тотной АРУ ставят ЛУс, ре-
гулируемый с помощьр двухчастотной системы АРУ (плоская и наклонная
регулировки), а после секций с двухчастртной АРУ ставят ЛУс, регулируемый
трехчастотной системой АРУ (плоская, наклонная и криволинейная регулиров-
ки). Наконец, после к секций с трехчастотной АРУ устанавливают пункт тран-
зита по группам, где производится плоская регулировка уровня каждой из
групп, передаваемой в линейном спектре. Такой иерархический принцип разме-
щения устройств АРУ по КЧ иллюстрируется на рис. 10.69; Где в качестве сек-
ции одночастотной АРУ показан вариант рис. 10.68, ^’Основные техни-
408
10,4, Оптимизация, устройств коррекции линейного тракта
главным образом структурой и длиной секции одночастотной АРУ, которая и бу-
дет предметом дальнейшего рассмотрения.
Оптимальная длина секции одночастотной АРУ (далее просто секции) вы-
бирается из следующих соображений:
1) необходимо; чтобы под действием дестабилизирующих факторов откло-
нение уровней в отдельных каналах не превышало заданной допустимой вели-
чины (по нормам МККТТ она составляет 4—6 дБ);
2) при изменении диаграммы уровней помехозащищенность в отдельных
каналах не должна опускаться ниже допустимых пределов;
3) длина секции АРУ не должна превышать длину участка между соседни-
ми ОУП, но может совпадать с этой длиной (в последнем случае может быть
целесообразным применение системы АРУ по току дистанционного питания).
Под действием дестабилизирующих факторов (в кабельных линиях связи
это в первую очередь отклонение температуры кабеля на величину. Д Т от номи-
нальной Т) изменяется затухание участков линий на величину Доу. Это измене-
ние полностью или частично компенсируется из-
менением усиления ДЗ) в z-м ЛУс (/ е [1, п], п—
число ЛУс в секции — см. рис. 10.68, а). В резуль-
тате происходит деформация диаграммы уровней
относительно номинального режима, которую
можно охарактеризовать изменением уровня Др,
в /-м ЛУс. Как правило, знак величины Др, одина-
ков для всех частот (каналов) в линейном спектре,
а модуль различен (рис. 10.70), что вызывает изме-
нение уровня средней мощности линейного сигна- -
ла рср на величину Дрср,-. Следовательно, в данном
случае рср, * const,о.
Поскольку переменный корректор может располагаться на входе, в цепи
обратной связи вводного каскада ЛУс или в межблочной цепи ЛУс, то при из-
менении его парщлетров в результате регулировки могут изменяться в общем
случае коэффициент шума и затухание нелинейности ЛУс соответственно на
величины Д4 , Дйлй/ И Дозго/. Тогда, используя выражение (10.89) и известные
формулы для расчета отдельных составляющих суммарной помехи, получим
выражение для изменения помехозащищенности на секции АРУ [18, 21]:
ДА, = JdecftWi- + bSt-Дй)] + — £dec[Qlx
-г—I п /«1 , п i=l
X (2Дрср,- + Ло2га - Др,)] + £ dec [0,05 (ЗДрср/ + До3г0( - Др,)]
п L/=i
21
. (10.96)
Обращаясь к формулам (10.90),(10.91),(10.92), видим, что их можно считать
частным случаем (10.96) при условии Дрср,- = До2^,- = Д«зго>= = 0. При разме-
щении переменного корректора на входе ЛУс и регулировке усиления одновре-
менно изменяется коэффициент шума, причем Дг/, = —ДЗ',-, Да2ю/ = Дозю/ = 0.
При размещении переменного корректора в цепи обратной связи выходного
409
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ. В КАНАЛАХ IA ТРАКТАХ МСП
каскада ЛУс изменение усиления одновременно вызывает изменение величин
затуханий по второй и третьей гармоникам: Да^о,- = Дозго/= ~ДУ/, при этом Д<4 = 0.
Наконец, при регулировке усиления в межблочной цепи ЛУс можно считать,
что шумовые и нелинейные параметры ЛУс не меняются. >
Определим изменение уровня средней мощности линейного сигнала, для
этого обратимся к рис. 10.70, где кривая 1 соответствует номинальному распре-
' делению выходных уровней f-го ЛУс (при Дау = 0), а кривая 2 — при Дву * 0.
Очевидно, можно записать: > ;
: •’ f i
dec0,lpcp = J дес0,1р(/)#; decO,l(pcp + Дрср) e J decO.lf^) + Apt/’)]#’-
/н /н
Тогда [18, 21] ’ -
JdecO,l[p(/) + &p(f)]df j decO,lAp(/)4f
Apcp = 101g/H. у -----------__ s101g/~" - (Ю.97)
fdecO,lp(/)# /b~/h
fa " ' I ;
В (10.97) обозначено: />(/) — распределение уровней в номинальном режи-
ме; — отклонение уровней в полосе частот/н /в; — отклонение
уровней для верхнего канала (верхней частоты). При выводе (10.97) полагалось,
что Др(/) = Др(/в) Е для / е [/н;/в].
V J в /
Если секция АРУ (рис. 10.71, а) построена по одному из вариантов, приве-
денных на рис. 10.68, а, б, то диаграмма уровней будет определяться следую-
щим образом (рис. 10.71, б, диаграмма 2):
для / е [1; я — 1]: Д^ = Д5, Др, ±=-/(Доу - дАТ’1
4 Ч * > (IU.jJoJ
для i = п: Д5„ - Лау +(п -1)(Доу - AS), Др,-« О,]
причем при использовании варианта рис. 10.68, а надо положить AS = 0, так
как промежуточные ЛУс —нерегулируемые. . ог
Если секция АРУ построена по рис. 10.68, в, то для нее •
для / е[1; и-1]: AS,-= AS, Др, == -ДДау - ДУ);1 . '
! г,: (1 и. 77)
для / = я: AS„ = 0, Ад, = 0.
Здесь учтено, Что в системе АРУ по току ДП последний я-й ЛУс, как прави-
ло, нерегулируемый.
Задаваясь различными вариантами расположения, регуляторов (корректо-
ров) в промежуточных и оконечных ЛУс секции АРУ и используя формулу
(10.96) совместно с (10.97)—(10.99), можно рассчитать изменение (потери) по-
мехозащищенности на секции и выбрать оптимальный вариант построения
секции АРУ. Ряд расчетных формул приведен в работе [21].
410
10.4. Оптимизаций устройств коррекции линейноготракта
Эффективным средством увели-
чения длины секции АРУ и одновре-
менно снижения потерь помехозащи-
щенности является использование
предрегулировки уровней [11, 18, 21];
Предрегулировка уровней заключает-
ся в том, что в Последнем ЛУс секции
АРУ не только восстанавливаемся
номинальный уровень передачи, но
и делается дополнительное предыс-
кажение уровней, равное Половине
максимального отклонения уровня
АРтах ~ Аау + (П - 1)(Аау “ AS), КОТО-
рое было бы при отсутствии предре-
гулировки. В этом . случае из диа-
граммы (рис. 10.71, в) видно, что
Аду + (и -1 )(Адv - AS)
Рис. 10.71
изменения отдельных составляющих
помех в средних ЛУс секции пракги-
чески отсутствуют, а в крайних ЛУс (в начале и конце секции) они имеют
противоположные знаки. Расчет изменения (потерь) помехозащищенности на
секции^АРУ с предрегулировкой выполняется также по формуле (10.96), в ко-
торой, если секция построена По вариантам рис. 10.68, о, б, надо принять
(см. рис. 10.71, в):
для / е [1; п -1]: AS,- =* AS, Ар,- = -/(Аау - AS) + ^2-;
. '/я = Д.у
для /^де. AS„ = Дау + (п - 1)(Аду -AS), Ад, =
(10.100)
Расчетные формулы для определения потерь помехозащищенности при
разных вариантах размещения переменного корректора в крайнем ЛУс сек-
ции АРУ приведены в работе [21]. В табл. 101 в качестве примера приведены
значения АД, (в числителе для секции без предрегулировки уровней, в знаме-
нателе — с предрегулировкой), рассчитанные в Зависимости От числа ЛУс
в секции п при условии, что'секция построена по варианту -рис. 10.68, а, от-
клонение затуханйя на участке Аау равно 1,0 дБ/ а коэффициенты Ь\, Ь2, 63
выбраны типичными для коаксиальных линий связи на частоте/в [18]: Ь{ =
“ 0,72, Ь2 = 0,06, Ь3 = 0,24.
Таблица 10.1
Потери защищенности от длины регулирования
• 3 1 4 . 5
Л к . 4 6 • <8 10
1 ДД, дБ ’ 1,29 1,65 Z04 > Z48
' 1,06 1,34 ' ' 1,71 • Z18
411
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХИ ТРАКТАХ МСП
Из табл. 10.1 видно, что введение предрегулировки уровней позволяет при
одной и той же величине потерь помехозащищенности ДЛ3 увеличить не менее
чем вдвое длину секции АРУ. <
Практическое выполнение устройства АРУ с предрегулировкой имеет ряд
вариантов. На рис. 10.72 представлено решение, принятое в системе К-3600.
Здесь используются два регулятора (корректора) усиления, Из которых первый
(РУ0 управляется током КЧ и стабилизирует уровень сигналов в точке А, вто-
рой (РУг) управляется автономным термодатчиком и создает требуемую пред-
регулировку уровня в точке Б. В этом варианте используются два вида АРУ:
с непосредственным (АРУ-КЧ) и косвенным (Т-АРУ) воздействием. Второй
регулятор размещается обычно в цепи обратной связи выходного каскада, пер-
вый — в межблочной цепи. В работе [46} показано, что такбе: построение АРУ
с предрегулировкой приводит к значительному усложнению ЛУс, увеличению
уровня нелинейных продуктов на выходе ЛУс и потребляемой мощности, сни-
жению надежности. Косвенная регулировка, как менее точная, несколько ухуд-
шает потенциальные возможности АРУ с предрегулировкой.
На рис. 10.73 приведен вариант Построения, предложенный специалистами
из Германии. Здесь сохраняются два регулятора усиления, однако исключается
косвенная регулировка усиления, при этом регулировка каждого первого регу-
лятора РУ1 осуществляется по току КЧ своего направления передачи, а предре-
гулировка выходного регулятора РУ2 одного направления передачи осущест-
вляется по току КЧ7 другого направления. >
Рис.1072 Рис.1073 : -ы Рис.1074
В варианте построения, предложенном автрром (рис, ,10.74), используется
один регулятор усиления, но управление им осуществляется одновременно за
счет непосредственного и косвенного воздействия. От традиционной системы
АРУ по КЧ (см. рис. 10.38) этот вариант отличается тем, что эталонный сигнал
/эт, подаваемый на схему «сравнения СС, не является постоянным, а изменяется
с температурой Т в зависимости от состояния термодатчика. При Т = const
случайные изменения уровня КЧ такая схема регулировки отрабатывает так же,
как и традиционная. С ростом Грастет эталонный сигнал, создаваемый термо-
датчиком, что приводит к соответствующему возрастанию усиления РУ и уровня
тока КЧ до тех пор, пока сигнал ошибки не станет равен нулю. Соответственно
возрастает уровень линейного сигнала, что и необходимо для предрегулировки
412
10.4. Оптимизация устройств коррекции линейного тракта
уровней. С уменьшением Т относительно номинальной предрегулировка уров-
ней будет осуществляться в другую сторону.
С целью снижения потерь помехозащищенности на магистралях, которые
оборудованы типовыми НУП без предрегулировки, автором было предложено
осуществлять предрегулировку за счет введения небольших изменений только
на ОУП и ОП (рис. 10.75). Здесь на передающем конце однородного линейного
тракта в схеме объединения (СО) объединяются линейный сигнал (ЛС) и сиг-
нал вводимой КЧ, уровень которой меняется с помощью регулируемого усили-
теля РКЧ. Последний управляется от термодатчика Дт таким образом, что с рос-
том Туровень КЧ на выходе тракта передачи уменьшается. В результате все
типовые устройства АРУ, размещенные в регулируемых НУП (НУП-Р), будут
изменять свое усиление не только вследствие изменения затухания на участке
между соседними НУП-Р, но и вследствие предрегулировки в ОП (или ОУП).
Рис.10.75
На стороне приема однородного участка предрегулировка «снимается» за
счет типового устройства АРУ, в котором эталонное напряжение, управляемое
от термодатчика (но аналогии с рис. 10.74), уменьшается с ростом температуры.
В результате обеспечивается стабильный уровень линейного сигнала (ЛС).
«Старая» КЧ, которая несет информацию об изменениях ЛС на предыдущем
участке, подавляемся режекторным фильтром-(РФ), а «новая» КЧ подвергается
предрегулировке по описанной ранее схеме.
Выигрыш в помехозащищенности, который обеспечивает предлагаемая схе-
ма предрегулировки, можно «обменять» на увеличение длины секции АРУ путем
замены части НУП-Р на нерегулируемые НУП как более простые и дешевые.
В заключение отметим, что рассмотренные выше устройства и системы
коррекции линейных искажений не исчерпывают всего многообразия постоян-
ных, переменных и автоматических корректоров, которые можно встретить
в различных МСП,'Особенно в аналоговых, где проблема коррекции является
одной из важнейших. Это объясняется, во-первых, накоплением линейных ис-
кажений в аналоговых линейных трактах, а во-вторых, очень высоким^ требо-
ваниями к точности коррекции. В цифровых линейных трактах проблема кор-
рекции линейных искажений не снимается, но значительно упрощается ее
решение, особенно если в каждом промежуточном пункте производится реге-
нерация форМы цифрового сигнала. В этом случае достаточно выполнить кор-
рекцию (постоянную и, при необходимости, переменную автоматическую) на
каждом регенерационном участке независимо, причем с невысокой точностью,
что существенно упрощает реализацию устройств коррекции. Подробнее об
этом говорится в параграфах 15.3 и 15.4.
413
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
11.1. Унификация каналообразующего оборудования
Основную часть оборудования оконечных станций АСП любого типа с
ставляет каналообразующее оборудование, с помощью которого осуществляем'
ся формирование стандартных групповых сигналов: первичных, вторично,
и т. д. С точки зрения производства и эксплуатации целесообразно выпуска^
типовое унифицированное оборудование, которое может применяться на ок,
нечных пунктах различных систем передачи. Конструктивно удобно размещав
аппаратуру формирования той или иной стандартной группы в виде самосто*
тельной стойки. Применяют следующие типы стоек: стойка индивидуально!
преобразования (СИП), унифицированная стойка первичного преобразован .
(УСПП), унифицированная стойка вторичного преобразования (УСВП), сто.
ка третичного преобразования (СТП). Для подачи на эти стойки напряжен»
несущих и контрольных частот применяют отдельную стойку унифицироват
ного генераторного оборудования (СУГО).
На отечественной сети связи используются три типа аппаратуры индивиду-
ального преобразования: СИП-60, СИП-240(ВСК) и СИП-300. Оборудован -
СИП-60 обеспечивает формирование 5 стандартных первичных групп (ПГ) .
передающей стороне и соответственно 60 каналов ТЧ — на приемной. Форм»
рование происходит по схеме рис. 5.8, т.е. с одной ступенью преобразован*"
частоты. Стойка СИП-300 представляет собой модифицированный вариа-
СИП-60, отличающийся более современной элементной базой. На стоик-
СИП-300 размещается оборудование для формирования 25 ПГ, Здесь, к.»
и в СИП-60, используется однократное преобразование частоты с несущи< »
частотами/йу = 108 — 4(/ — 1), кГц; / = 1 -г 12. В стойке применяются транзис
торные преобразователи частоты, а блок параллельной работы канальш.
фильтров строится по схеме сумматора на операционном усилителе (см. па-
раграфы 2.12 и 8.4). В стойке СИП-60 параллельная работа канальных филь
ров обеспечивается за счет корректирующего контура (см. рис. 8.44). Разнови.
ностью СИП-300 является вариант СИП-252 ГО. На этой стойке размеще>
преобразовательное оборудование 252 каналов (21 ПГ) совместно с генератор
ным оборудованием, формирующим все необходимые несущие частоты, кото
рые поступают как на эту стойку, так и еще на четыре стойки СИП-300.
В рассмотренных выше стойках передача токов сигнализации (вызов, о*
бой, занято, номер вызываемого абонента) осуществляется внутри рабочей п
лосы частот канала ТЧ. На местных и зоновых сетях для упрощения согласов..
ния с аппаратурой АТС целесообразно сигнализацию (вызывную частот;
вынести за пределы полосы канала ТЧ. С этой целью был разработан вариа-
СИП с так называемым вынесенным сигнальным каналом (ВСК). В аппарату
СИП-240 (ВСК) формируются 20 ПГ, причем для каждой из них используютс»
две ступени преобразования: на первой формируется 3-канальная предгрупг.
414
11.1. Унификация каналообразующего оборудования
в диапазоне частот 132—144 кГц (несущие частоты 132, 136 и 140 кГц), на вто-
рой — четыре предгруппы с помощью групповых частот 204, 216, 228 и 240 кГц
переносятся в спектр 60—108 кГц (см. рис. 5.13). В каждом канале ТЧ образо-
ван вынесенный сигнальный канал на частоте 3,825 кГц.
На приемной стороне каждой стойки СИП для всех вариантов
(СИП-60, -300, -240) предусмотрены подстраиваемые корректоры АЧХ затуха-
ния канала ТЧ. Для всех вариантов СИП на выходе передачи каждой ПГ также
предусмотрен ввод напряжения групповой контрольной частоты = 84,14 кГц
от внешнего генератора КЧ. Для того чтобы спектральные компоненты каналь-
ных сигналов не попали в полосу частот контрольного сигнала, на входе тракта
передачи 7-го канала ТЧ устанавливается ФВЧ К-140 (с частотой среза 140 Гц).
Для исключения влияния тока КЧ на сигнальные компоненты на выходе трак-
та приема 6-го канала включают ФНЧ Д-3860 (с частотой среза 3860 Гц), а на
выходе 7-го канала — последовательно два фильтра: К-140 и Д-3860. Ввод КЧ
в аппаратуре СИП-60 осуществляется через неравноплечную дифсистему,
а в СИП-240, -300 сигнал КЧ поступает на отдельный вход сумматора на ОУ.
В СИП-60 в качестве канальных фильтров используются достаточно громозд-
кие и дорогие кварцевые фильтры, а в качестве модуляторов — диодные ба-
лансные преобразователи частоты. В СИП-240 (ВСК) и СИП-300 применяются
малогабаритные электромеханические полосовые фильтры и балансные тран-
зисторные преобразователи.
Унифицированная стойка первичного преобразования (УСПП) содержит
оборудование для формирования пяти ВГ из 25 ПГ на стороне передачи и об-
ратного преобразования на стороне приема. Формирование ВГ происходит пу-
тем однократного преобразования частоты. Предусмотрены два варианта: без
инверсии спектра преобразованной группы (с использованием групповых не-
сущих частот 252 + 48(/ — 1), кГц, где j = 1 -s- 5) и с инверсией (несущие частоты
равны соответственно 420 + 48(/— 1), кГц). Упрощенная схема формирования
ВГ соответствует рис. 5.17. Дополнительными элементами на стороне передачи
являются блок объединения сигнала ВГ и сигнала контрольной частоты ВГ,
равной Укч 2 ~ 411,86 кГц, а на приемной стороне —приемник контрольного ка-
нала ПГ (/кчд — 84,14 кГц) и усилители с плоской регулировкой усиления.
В стойке УСПП используется, как правило, один приемник контрольной час-
тоты, который по очереди подключается к выходам регулируемых усилителей
каждой из 25 ПГ для анализа выходного уровня приема (см. подпараграф
10.3.4). Для того чтобы исключить взаимные влияния сигнальных компонентов
ПГ и тока контрольной частоты ВГ, на входе передачи и выходе приема третьей
ПГ для каждой из пяти ВГ включены режекторные фильтры, настроенные на
частоту 104,14 кГц (действительно, для j = 3 имеем/грз = 516 кГц, соответствен-
но 2 = 411,86 = 516 — 104,14, кГц). Блок параллельной работы пяти полосо-
вых фупповых фильтров на стороне передачи и приема выполнен по одинако-
вой схеме на основе 3-входовой дифсистемы (см. рис. 8.46, 8.47).
Унифицированная стойка вторичного преобразования (УСВП) дает воз-
можность сформировать из 21 вторичной группы 3 стандартные третичные
группы (ТГ) в полосе частот 812 -г 2044 кГц (см. рис. 5.18) и 2 нестандартных
блока, содержащих по три вторичные группы в диапазоне частот 60—804 кГц.
415
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСР
В каждом блоке первая и третья ВГ преобразуются с инверсией спектра группо-
выми несущими 612 и 1116 кГц, а вторая ВГ переносится в спектр блока без
преобразования. Для формирования ТГ используется однократное преобразо-
вание частоты с несущими частотами 1364 + 248(/ — 1), кГц, где j = 1 5.
Структурная схема УСВП во многом аналогична УСПП (см. рис. 5.17, а),
только на выходе передающей части установлен блок объединения ТГ и конт-
рольной частоты третичной группы fK4 i, равной 1552 кГц, а на входе передачи
ВГЗ и ВГ4 — соответственно режекторные фильтры для подавления продуктов
ВГ, которые могут попасть в полосу КЧ-3. На всех пяти выходах приемной сто-
роны установлены регулируемые усилители и приемники системы АРУ-КЧ.
работающие по контрольной частоте ВГ /кч 2. В отличие от УСПП здесь для
каждой ВГ используется своя система АРУ. Объединение и разделение пре-
образованных вторичных групп (блок параллельной работы полосовых фильт-
ров) осуществляется с помощью 4-входовой дифсистемы, построенной по схе-
ме рис. 8.46, б, при этом преобразованные группы ВП и ВГ5, расположенные
на противоположных краях в спектре ТГ, объединяются параллельно на одном
входе ДС, а остальные группы подключены раздельно по одной к остальным
входам ДС.
Для формирования токов несущих и контрольных частот, которые исполь-
зуются в оборудовании СИП, УСПП и УСВП, применяются стойки унифици-
рованного генераторного оборудования (СУГО) двух типов: 1 и 2. Аппаратура
СУГО-1 формирует колебания индивидуальных и первичных групповых несу-
щих частот, контрольные частоты ПГ и ВГ (/^л икоторые нужны для ра-
боты СИП и УСПП, а также линейные контрольные частоты (ЛКЧ) 16, 112
и 248 кГц, используемые в аппаратуре К-60П.
Упрощенная структурная схема СУГО-1 приведена на рис. 11.1. В качестве
задающего генератора используется высокостабильный кварцевый генератор 7,
настроенный на частоту 128 кГц (ЗГ-128). С помощью делителя частоты 2,
имеющего коэффициент деления 32, получают периодическую последователь-
ность импульсов частотой 4 кГц, которая поступает на генератор гармоник 3
(ГГ-4). Выход ГГ-4 подключен к входам полосовых фильтров 7, -н 7т, которые
выделяют четные и нечетные гармоники с частотами 108 — 4(/— 1), кГц, где j =
= 1 -ь 12 (индивидуальные несущие), и линейные КЧ: 16,112 и 248 кГц. Все эти
частоты сгруппированы на выходных клеммах Вых.2. Одновременно импульсы
с ГГ-4 через умножитель частоты 4 (это, как правило, полосовой фильтр, на-
строенный на третью гармонику частоты 4 кГц) поступают на вход генератора
гармоник 5 (ГГ-12). Нечетные гармоники с выхода ГГ-12 выделяются парал-
лельно включенными полосовыми фильтрами 6] -s- 6*, которые формируют пер-
вичные групповые несущие с частотами 252 + 48(/ — 1) и 420 + 48(/ — 1), кГц,
где j = 1 -s- 5. Эти несущие группируются на выходных клеммах Вых.1 и предназ-
начены для работы УСПП.
Контрольные частоты ПГ и ВГ формируют с помощью высокостабильного
кварцевого генератора 8, настроенного на Частоту 8,14 кГц (Г-8,14), двух пре-
образователей частоты 9, 11 и двух полосовых фильтров 10, 12. На вход блока 9
от соответствующего фильтра 7 поступает несущая частота 76 кГц, а ПФ10 вы-
деляет преобразованную частоту /кч, = 76 + 8,14, кГц. Соответственно на вход
416
11.1. Унификация каналообразующего оборудования
блока 77 от одного из фильтров 6 подается частота 420 кГц, а полосовой фильтр
12 выделяет частоту = 420 — 8,14, кГц.
СУГО-2 формирует колебания вторичных групповых несущих частот, оп-
ределяемых выражением 1116 + 248(/ — 1), кГц, где j = 1 ч- 6, и контрольную
частоту третичной группы/кч 3 = 1552 кГц. Эти частоты требуются для работы
УСВП. Кроме них, формируются также линейные контрольные частоты, ис-
пользуемые в аппаратуре К-300 (308 и 1364 кГц) и К-1920 (1056, 5974 и 8544 кГц),
а также ряд других вспомогательных частот, которые применяются при работе
с радиорелейной аппаратурой. СУГО-2 не имеет задающего генератора, она ра-
ботает совместно с СУГО-1, откуда подаются частоты 4, 100, 108, 128, 468, 564
и 612 кГц. Для более детального ознакомления со структурной схемой и осо-
бенностями работы СУГО-2 целесообразно обратиться к работе [2].
При размещении аппаратуры МСП, рассчитанной на большое число кана-
лов, централизованное ГО зачастую оказывается неудобным из-за значитель-
ного числа межстоечных соединительных кабелей большой протяженности, по
которым передаются индивидуальные и групповые несущие частоты, а также
сигналы контрольных частот. Кроме того, из-за большого затухания сигналов
в этих кабелях возникают значительный разброс уровней на входах однотип-
ных стоек, а также значительные переходные влияния.
По этим причинам и с учетом использования более современной элемент-
ной базы было разработано новое унифицированноеюборудование под назва-
нием «ОКОП». Оно представляет собой комплекс типового оборудования пре-
образования для оконечных станций систем передачи большой мощности,
который имеет следующие отличия. В нем принят децентрализованный метод
построения генераторного оборудования. При этом ГО состоит из общеузлово-
го источника управляющих частот (ИУЧ) и ряда децентрализованных блоков
ГО, размещенных в стойках индивидуального или группового преобразования
и в стойках сопряжения. Каждый из децентрализованных блоков ГО (он назы-
вается «комплект генераторный») на основе нескольких управляющих частот,
14 Зак 1600
417
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
идущих от ИУЧ, формирует все частоты, которые необходимы для работы со-
ответствующей стойки преобразования или сопряжения. Используют два вари-
анта ИУЧ: для МСП типа К-3600 и К-1920П-стойка генераторная управляю-
щих частот (СГУЧ); для МСП типа К-1020 и К-300 — комплект задающего
генераторного оборудования (КЗГО). В СГУЧ от термостатированного кварце-
вого генератора ЗГ-2592 формируются управляющие частоты 60, 128, 372, 1252,
2856 и 2592 кГц, при этом в стойки индивидуального преобразования подается
одна управляющая частота 60 кГц и от нее формируются все индивидуальные
несущие. В стойки первичного и вторичного преобразования поступают уп-
равляющие частоты 60 и 372 кГц, в стойки сопряжения — частоты 1552, 2592
и 2856 кГц.
Рис. 11.2
В качестве примера на рис. 11.2 показана структурная схема генераторного
комплекта, расположенного в стойке СИП-252-ГО. Для большей универсаль-
ности в этом ГО предусмотрена возможность работы и от двух других управля-
ющих частот 128 и 372 кГц. При изменении положения переключателя 5] (в ре-
альной стойке используются перемычки) на вход регенеративного делителя
частоты (блоки 1—5) поступает управляющая частота 128, 60 или 372 кГц. ДЧ
построен по типовой схеме (см. параграф 7.5) и содержит преобразователь час-
тоты 7; полосовой фильтр 2, настроенный на частоту 12 кГц; автогенератор 3,
синхронизируемый путем захвата частоты сигналом от фильтра 2; делитель час-
тоты 4 с коэффициентом деления 3 и генератор гармоник 5. Полосовые фильт-
ры 9 -г 20, на входы которых поступают короткие импульсы частоты 4 кГц от
ГГ-4, выделяют соответственно индивидуальные несущие с частотами 108 —
— 4(/— 1), кГц, где/= 1 -s-12. Фильтры 7и <?настроены соответственно на часто-
ты 116 и 112 кГц. Делитель частоты 6 имеет коэффициент деления, равный 3,
поэтому при всех положениях синхронных переключателей 51 и выполняют-
ся условия правильной работы регенеративного делителя частоты: 12 = 128 —116 =
= 2 • 60 - 108 = 372/3 - 112.
Контрольные частоты ПГ и ВГ формируются в отдельном генераторном
комплекте контрольных частот (КГКЧ) (рис. 11.3) с помощью сигналов
418
11.1, Унификация каналообразующего оборудования
управляющей частоты 372 кГц и автономного кварцевого генератора 5, настро-
енного на частоту 8,86 кГц (Г-8,86). Для получения КЧ первичной группы по
алгоритму: 84,14 = 372/4 — 8,86 — применяют делитель частоты 1 с коэффици-
ентом деления 4, полосовой фильтр 2 на частоту 93 кГц, преобразователь
частоты 3 и полосовой фильтр 4 на частоту 84,14 кГц. Для получения КЧ вто-
ричной группы используют алгоритм: 411,86 = 372/3 -4 — 84,14. В соответствии
с ним применяют делитель частоты 6 с коэффициентом деления 3 и умножи-
тель частоты 8 с коэффициентом умножения 4, полосовые фильтры 7 и 9, на-
строенные соответственно на частоты 124 и 496 кГц, а также смеситель 10 и по-
лосовой фильтр 11, выделяющий частоту 411,86 = 496 — 84,14, кГц.
Формирование первичных групповых несущих производится в комплекте
генераторном первичных групп (КГПГ), размешенном на стойке первичного
преобразования. Здесь с помощью управляющей частоты 60 кГц реализуется
алгоритм: 420 + 48(/ — 1) = 60/5 • (35 + 4(/— 1)), кГц, где j = 1 + 5, отсюда следу-
ет, что в состав КГПГ входит делитель частоты на 5, генератор гармоник ГГ-12
и набор полосовых фильтров, выделяющих соответственно 35, 39 и т. д. гармо-
нику частоты 12 кГц. В комплекте генераторном вторичных групп (КГВГ), раз-
мещенном на стойке вторичного преобразования, с помощью управляющей
частоты 372 кГц формируются вторичные несущие частоты по алгоритму: 1364 +
+ 248(/ — 1) = 372/3 • (11 + 2{j — 1)), кГц, где/= 1 ч- 5. Структурную схему КГВГ
нетрудно построить самостоятельно.
Как следует из приведенных примеров, в комплексе «ОКОП» использу-
ется функциональное разделение оборудования на отдельные комплекты.
Кроме генераторных комплектов (КГ-ПГ, -ВГ) имеются аналогичные ком-
плекты преобразования (КП) соответственно первичных и вторичных групп
(КП-ПГ, -ВГ), а также комплект КАРУ-ПГ, предназначенный для автомати-
ческого контроля уровня и подачи сигналов регулировки уровня в комплек-
ты КППГ. Каждый комплект КППГ содержит узлы преобразовательного
оборудования трактов передачи и приема для одной ВГ; комплект КАРУ-ПГ
рассчитан на 40 ПГ. При полном заполнении типового каркаса стойки пер-
вичного преобразования на ней размешается 15 комплектов КППГ, один
комплект КГПГ и два комплекта КАРУ-ПГ. Эквивалентная емкость такой
стойки (СПП) — 900 каналов ТЧ.
Комплект КПВГ содержит преобразовательное оборудование трактов пе-
редачи и приема одной ТГ. В нем размещается также оборудование АРУ для
каждой из пяти В Г. Для периодической проверки и градуировки приемников
контрольного канала, размещенных в КПВГ, применяется комплект контроля
419
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
ККАРУ-ВГ. При полном заполнении типового каркаса стойки вторичного пре-
образования (СВП) на ней устанавливаются 8 комплектов КПВГ, один ком-
плект КГВГ и комплект ККАРУ, что соответствует емкости 2400 каналов ТЧ.
Еще одной особенностью комплекса «ОКОП» является то, что в нем пред-
усмотрена организация на базе типовых групповых трактов так называемых се-
тевых трактов. Сетевой тракт организуется из группового за счет подключения
к его окончаниям специального оконечного оборудования — комплектов обра-
зования трактов (КОТ): например, КОТ ПГ, КОТ ВГ, КОТ ТГ. В передающей
части КОТ устанавливаются развязывающие устройства для ввода в тракт груп-
пового и вспомогательных контрольных сигналов и для подключения измери-
тельных приборов. Также на передающей стороне включены заградительный
фильтр (он подавляет сигнальные компоненты, совпадающие с групповой КЧ)
и регулирующие аттенюаторы. На приемной стороне КОТ, кроме устройств
вывода контрольных сигналов (для работы АРУ) и их подавления на выходе
тракта, устанавливают амплитудные, а при необходимости и фазовые коррек-
торы, совмещенные обычно с усилителями и подстраиваемыми аттенюатора-
ми. Такая «подчистка» сетевого тракта делает его пригодным для передачи ши-
рокополосных нетелефонных сигналов, т.е. более универсальным.
В унифицированном оборудовании «ОКОП» аппаратура преобразования
стандартных групп отделена от аппаратуры системного преобразования (аппа-
ратуры сопряжения). Аппаратура сопряжения для «мощных» систем типа
К-3600, К-1920П, VLT-1920, К-1020Р, а также ряда радиорелейных систем ем-
костью 1920, 1320 и 720 каналов оформляется в виде укомплектованных стоек
сопряжения (СС), которые состоят из типовых комплектов преобразования
третичных групп (КПТГ), комплектов генераторных третичных групп (КГТГ),
комплектов контроля уровня (ККАРУ-ТГ). При необходимости передачи по
линейному тракту телевизионного сигнала со звуковым сопровождением вмес-
то стоек сопряжения СС-3600 и СС-1920 используют специальные комплекты
сопряжения КС-3600 и КС-1920. Более подробно структура построения стоек
сопряжения рассмотрена в следующем параграфе.
Заканчивая разговор об унифицированном оборудовании АСП, отметим, что
применение сборно-функционального принципа построения и по возможности
однотипных блоков, узлов и элементов позволило резко уменьшить номенклатуру
покупных и изготовляемых изделий, уменьшить габариты и стоимость аппаратуры
оконечных станций. Углубленные сведения об особенностях описываемой аппа-
ратуры можно найти в специальной литературе, в частности в работе [2].
11.2. Типовые системы передачи
для магистральной сети связи
Из-за ограниченного объема в этой главе будут рассматриваться только те
виды аналоговых систем передачи, которые эксплуатируются на сети связи
Республики Беларусь и стран СНГ. При этом основное внимание будет уделено
только характерным особенностям построения линейного тракта и аппаратуры
сопряжения оконечных станций, с помощью которой формируется линейный
спектр частот.
420
11.2. Типовые системы передачи для магистральной сети связи
Как уже говорилось, на магистральных участках сети связи организуются
мощные пучки каналов ТЧ, емкость которых при полной загрузке может дохо-
дить до нескольких десятков тысяч. Такие пучки передаются, как правило, с по-
мощью широкополосных линий передачи, построенных на основе коаксиаль-
ных кабелей. Наиболее широко применяются коаксиальный кабель типа КМ-4
и комбинированный кабель типа КМБ-8/6. Кабель КМ-4 содержит 4 однотип-
ные пары так называемого «нормального» размера (диаметр внутренней жилы d
равен 2,6 мм, внешней D — 9,4 мм, волновое сопротивление ZB = 601n(D/J) =
= 75 Ом>и несколько симметричных пар. Комбинированный кабель содержит
8 «нормальных» и 6 малогабаритных коаксиальных пар (D = 4,2 мм, d= 1,4 мм),
а также 10 симметричных пар. Основными системами передачи, работающими
по этим коаксиальным кабелям, являются АСП типа К-3600, К-1920П и VLT-1920.
Система передачи К-3600 позволяет по одной коаксиальной паре (в одном
направлении) организовать 3600 каналов ТЧ или 1800 каналов ТЧ и 1 канал те-
левизионного вещания. Используя кабель КМБ-8/6, такая система совместно
с АСП К-1020, которая в этом случае работает по малогабаритным парам, поз-
воляет организовать 17 460 двухсторонних каналов ТЧ (4 3600+ 3 • 1020). Ли-
нейный спектр системы К-3600, выбранный с учетом требований, которые рас-
сматривались в параграфе 5.5, занимает полосу частот 812—17 596, кГц. При
передаче сигналов многоканальной телефонии он формируется из 12 третич-
ных групп с помощью одной ступени преобразования (рис. 11.4) и следующих
несущих частот: для ТГс номерами/=24-6 частота несущей равна/йу= 4152 +
+ 1296(/— 2); для/ = 74-11 —fKj= 9072+ 1296(/~ 7); для/= 12 —fH.j= 18 408 кГц.
При этом группы с номерами / = 2 4- 6 и 12 преобразуются с инверсией спектра,
а группы с номерами / = 74-11 — без инверсии. Первая ТГ переносится в ли-
нейный спектр без преобразования. Принятый выбор несущих обеспечивает
защитный интервал 64 кГц между спектрами соседних преобразованных групп.
При передаче сигнала телевизионного вещания для него в нижней части линей-
ного спектра отводится область частот, которую ранее занимали ТП 4- ТГ6 (рис. 11.5).
Рис. 11.4
421
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
1800 каналов ТЧ, объединенных в группы ТГ7 4- ТГ12, передаются в верхней
части линейного спектра указанным ранее способом. ТВ сигнал преобразуется
в линейный спектр с использованием амплитудной модуляции с частичным по-
давлением одной боковой полосы частот (ЧПОБП). Поскольку спектры исход-
ного и преобразованного сигналов пересекаются, приходится использовать две
ступени преобразования (см. подпараграф 4.5.3 и параграф 5.5). В области
частот от 812 до 1891 кГц передаются два сигнала звукового вещания и один
сигнал звукового сопровождения. Все эти звуковые сигналы передаются по
высшему классу качества (см. подпараграф 1.3.3) с использованием фазораз-
ностной модуляции. Более подробные сведения об особенностях формиро-
вания сигналов телевидения на оконечной станции, выборе несущих частот,
частотных характеристик фильтров и т.п. можно найти, например, в рабо-
Для передачи по линейному тракту оба варианта формирования линейного
спектра частот (ЛСЧ) дополняются тремя контрольными частотами, из кото-
рых основная (КЧ-1) выбирается несколько выше верхней границы ЛСЧ по-
лезного сигнала (ее частота 18 432 кГц) и используется для плоской АРУ. Вто-
рая КЧ выбирается левее нижней границы ЛСЧ (ее частота 768 кГц) для работы
наклонной АРУ. Наконец, КЧ-3 (ее частота 9216 кГц) выбрана в середине за-
щитного интервала между спектрами групп ТП ТГ6 (или ТВ) и ТГ7 4- ТГ12
Она используется для работы криволинейной АРУ. Кроме контрольных частот,
используемых в системах АРУ-КЧ, формируется еще ряд вспомогательных сиг-
налов, которые применяются для контроля состояния усилительных пунктов
усиления, нелинейных искажений и собственных шумов — без закрытия связи.
Эти контрольные сигналы передаются в диапазоне частот 720—740 кГц.
19 800—19 942 кГц. Вся эта совокупность сигналов формируется в стойке со-
пряжения СС-3600 или КС-3600 (если передается ТВ сигнал).
Линейный тракт системы К-3600 характеризуется следующими показателя-
ми: номинальное расстояние между НУП — 3 ± 0,1 км, расстояние между ОУП
(ОП) — 186 км, максимальное расстояние между пунктами транзита по ТЧ —
1500 км. Уровни передачи и параметры НУП выбраны так, чтобы мощность
всех видов помех, приходящаяся на 1 км пути, составляла 1 пВт.пс (при норме
1,5 пВт.пс — см. параграф 9.7). В системе К-3600 используются три типа НУП
нерегулируемый или основной (НУП-0), регулируемый (НУП-Р) и корректи-
рующий (НУП-К). В НУП-Р применяется схема АРУ с предрегулировкой, ко-
422
11.2. Типовые системы передачи для магистральной сети связи
торая содержит два регулятора уровня: один регулирует по температуре грунта,
другой — по току основной КЧ-1 (см. рис. 10.72). За счет предрегулировки уда-
лось увеличить длину секции АРУ, которая содержит 4 НУП-0 и 1 НУП-Р. В кор-
ректирующем НУП (НУП-К), кроме оборудования НУП-Р, имеется устрой-
ство установочной коррекции амплитудно-частотной характеристики кабеля
на участке коррекции (магистральный выравниватель). Корректор состоит из
двух частей: одна «подчищает» АЧХ предыдущего участка коррекции, другая
осуществляет предыскажение (предкоррекцию) АЧХ для последующего участка
коррекции. Использование предкоррекции (см. подпараграф 10.4.1 и рис. 10.67)
позволяет существенно увеличить длину секции коррекции (она содержит
20 НУП) и уменьшить число НУП-К. Во всех ОУП (ОП) используется 3-час-
тотная АРУ. Транзиты по группам осуществляются, как правило, в ОУП, где
происходит выделение ТВ сигналов. Максимальная дальность действия АСП
К-3600 - 12 500 км.
Цепь дистанционного питания (ДП) составляется из центральных провод-
ников двух коаксиальных пар, по которым работает данная система. Каждый
ОУП питает половину НУП, расположенных по обе стороны между ним и со-
седними ОУП. Каждая группа НУП, находящаяся по одну сторону от ОУП, об-
разует полусекцию. В полусекции все НУП включены по току ДП последова-
тельно, на последнем НУП провода цепи ДП замыкаются шлейфом.
Полусекция наибольшей длины содержит 25 НУП-0, 5 НУП-Р и 1 НУП-К.
При токе цепи ДП, равном 340—350 мА, она требует напряжения ДП порядка
1,7—2 кВ. Для передачи сигналов телесигнализации и телеконтроля (без учета
сигналов контроля НУП и ОУП, о которых говорилось выше), а также постан-
ционной (ПСС) и поучастковой служебной связи (УСС) используются не-
сколько выделенных симметричных пар, одна из которых применяется также
для организации линейного тракта распределительной системы К-24Р (на
24 канала ТЧ).
При использовании комбинированного кабеля КМБ-8/6 малогабаритные
коаксиальные пары отводят для работы распределительной системы К-1020Р,
которая обеспечивает организацию пучков каналов ограниченной протяжен-
ности вдоль трассы магистральных кабелей связи. Система К-1020Р спроекти-
рована таким образом, чтобы все вспомогательные операции (дистанционное
питание, служебная связь, телеуправление, телесигнализация и т. п.) выполня-
лись аналогично системе К-3600. Линейный спектр частот (рис. 11.6) формиру-
ется на основе однократного преобразования частоты двух стандартных ВГ
и трех ТГ с помощью типового оборудования, размещенного на стойке сопря-
жения СС-1020Р. При этом ВГ1 и ТП переносятся в ЛСЧ без преобразования,
а ВГ2, ТГ2 и ТГЗ — с инверсией спектра с помощью несущих частот fa = 1116 кГц,
fa — 4152 кГц,/,з = 5448 кГц. Для автоматической коррекции АЧХ линейного
тракта используются две КЧ: основная — КЧ1 — 4896 кГц и вспомогательная
(для наклонной АРУ) — КЧ2 — 300 кГц. Построение линейного тракта сис-
темы К-1020Р аналогично системе К-3600: используются три типа НУП
(НУП-0, НУП-Р и НУП-К), которые размещаются в тех же контейнерах, что
и соответствующие НУП системы К-3600; применяется предрегулировка уровней
и предкоррекция частотных искажений; для повышения помехозащищенности
423
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
Рис. 11.6
каналов, передаваемых в верхней части ЛСЧ, используется перекос уровней пе-
редачи.
Система передачи К-1920П предназначена для работы в основном по кабе-
лю типа КМ-4 и обеспечивает передачу 1920 каналов ТЧ или 300 каналов ТЧ
и одного сигнала телевизионного вещания. В первом случае линейный спектр
частот (рис. 11.7) формируется на основе двух стандартных ВГ и шести ТГ. Как
и в аппаратуре К- 1020Р, группы ВГ1 и ТГ1 переносятся в ЛСЧ без преобразова-
ния, а остальные группы — ВГ2 и ТГ2 ч- ТГ6 — с инверсией спектра за счет пре-
образования на несущих частотах = 1116 кГц и/ну = 4152 + 129б(/ — 2), кГц,
где j = 2 ч- 6. При передаче телевизионного сигнала (рис. 11.8) линейный спектр
системы К-1920П образуется за счет преобразования видеоспектра сигнала ТВ
изображения (в полосе 0—6000 кГц) с помощью двух ступеней преобразования
и амплитудной модуляции с частичным подавлением одной, боковой полосы
частот (как в системе К-3600), при этом виртуальная несущая частота равна
примерно 2491 кГц. Кроме того, обеспечивается передача 300 каналов ТЧ на
основе пяти стандартных ВГ, из которых одна (ВГ1) переносится в ЛСЧ без
преобразования, а остальные (ВГ2 ч- ВГ5) с помощью несущих частот/^ = 1116 +
+ 248(/ — 2), кГц, где j = 2 ч- 5. Звуковое сопровождение (ЗС) телевизионного
изображения передается с помощью однократной фазоразностной модуляции
на несущей частоте 288 кГц с инверсией спектра. Для обоих вариантов в линей-
ный спектр вводятся контрольные сигналы для систем АРУ линейного тракта:
основная КЧ1 на частоте 8544 кГц и вспомогательная КЧ2 — на частоте 308 кГц
Формирование линейного спектра осуществляется с помощью стойки сопря-
жения СС-1920П для варианта рис. 11.7 и комплекта сопряжения КС-1920П —
при передаче ТВ сигнала (рис. 11.8).
Рис. 11.7
424
11.2. Типовые системы передачи дпя магистральной сети связи
Рис. 11.8
Линейный тракт системы К-1920П характеризуется следующими показате-
лями: номинальное расстояние между НУП равно 6 ± 0,3 км, расстояние между
ОУП может доходить до 246 км, максимальная длина магистрали — 12 500 км,
при этом длина однородного участка (между транзитными пунктами по ТЧ) не
превышает 1500 км. Применяются два типа НУП: основной нерегулируемый
(НУП-0) и регулируемый (НУП-Р). Последний ставится после трех основных
НУП-0 и снабжен двумя устройствами АРУ: одно — по току основной КЧ1,
другое — с грунтовой АРУ (см. рис. 10.72). Во всех ОУП используются двухчас-
тотная АРУ и коррекция систематических искажений. Параметры НУП, ОУП,
уровни сигналов и перекос уровней выбраны такими, что обеспечивается мощ-
ность помех в любом из каналов ТЧ не более 1,5 пВт.пс/км. Это позволяет ис-
пользовать аппаратуру К-1920П на участках международных линий связи. Во
всех ОУП возможно организовать ответвление и ввод ТВ сигнала, транзит по
ВЧ (по группам) каналов ТЧ. Дистанционное питание НУП осуществляется
постоянным током так же, как в системе К-3600.
На ряде магистральных линий линейный тракт системы К-1920П стро-
ится на основе аппаратуры линейного тракта VLT-1920. Эта аппаратура была
разработана в ГДР по заказу Министерства связи СССР, поэтому она пол-
ностью совместима с оконечными станциями К-1920П и отличается только
построением НУП и ОУП. В аппаратуре КАТ7-1920 используется система
АРУ по току дистанционного питания, при этом регулировка осуществляет-
ся во всех НУП, входящих в секцию ДП, за счет изменения тока ДП. При-
емник контрольной частоты КЧ-1 и регулятор тока ДП располагаются толь-
ко в ОУП, причем линейный усилитель в самом ОУП — нерегулируемый.
Цепь ДП образована внутренним и внешним проводником коаксиальной па-
ры (см. рис. 10.57), регулировка тока ДП производится дискретно (256 ступе-
ней) по схеме, подобной приведенной на рис. 10.48. Параметры НУП, а так-
же уровни сигналов и перекос уровней выбраны такими, что при номиналь-
ном расстоянии между НУП, равном 6 км, аппаратура линейного тракта
И£7’-1920 обеспечивает гарантированную мощность помех в канале ТЧ не
более 2,2 пВт.пс/км. Это не позволяет использовать ее на международных
магистралях, однако для национальной сети она вполне заменяет аппаратуру
425
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
К-1920П, а по экономическим показателям и удобству эксплуатации даже
несколько превосходит ее. Более подробные сведения об особенностях пос-
троения аналоговых систем передачи для магистральной сети приведены,
например, в работах [2, 46, 47].
11.3. Аппаратура уплотнения для зоновой сети
Линии передачи для зоновой сети строятся, как правило, на основе малога-
баритного коаксиального кабеля типа МКТ-4 или многопарных высокочастот-
ных кабелей типа МКС. Коаксиальный кабель МКТ-4 содержит четыре коа-
ксиальные пары 1,2/4,4 мм и 5 симметричных пар. Основными системами,
работающими по этому кабелю, являются отечественная система К-300 и по-
ставляемая из Венгрии система В К-960.
Линейный спектр АСП К-300 выбран таким образом, чтобы обеспечить
достаточно большое переходное затухание между соседними коаксиальными
парами при наименьшей нижней частоте fHn линейного спектра, а также с точки
зрения удобства формирования ЛСЧ. Как видно из рис. 11.9, одна вторичная груп-
па (ВГ1) передается в линию без преобразования, а остальные группы (ВГ2 ч- ВГ5)
преобразуются с инверсией спектра с помощью несущих частот/^, j = 2 ч- 5. При этом
/н2 = 612 кГц;/ну = 1116 + 248(/~ 3), кГц,/= 3 ч- 5. Эти преобразования осущес-
твляются в унифицированном оборудовании вторичного преобразования, по-
этому аппаратура сопряжения отсутствует. Для коррекции линейного спектра
частот 60—1300 кГц в его состав вводят две контрольные частоты: основная
КЧ1 равна 1364 кГц и вспомогательная (для наклонной АРУ) КЧ2 — 308 кГц.
Линейный тракт К-300 имеет следующие показатели: номинальное рас-
стояние между НУП равно 6 ± 0,15 км; максимальное расстояние между сосед-
ними ОУП — не более 246 км; максимальная дальность магистрали — 12 500 км;
средняя длина транзитного участка по ТЧ — 2500 км, при этом на каждом та-
ком участке допускается не более 3 транзитов по ПГ и 3 транзитов по ВГ; мощ-
ность невзвешенных собственных шумов в канале ТЧ не более 1,6 пВт/км
в ТНОУ. Как следует из этих данных, система К-300 на отдельных участках мо-
жет использоваться и в составе магистральной сети связи.
В линейном тракте АСП К-300 используются НУП трех типов: основной
НУП с грунтовой АРУ, НУП с АРУ по КЧ1 (каждый пятый) и НУП с устрой-
ством коррекции (НУП-К). Последний совмещают с каждым вторым (или
третьим) НУП-Р, в котором наряду с АРУ по КЧ устанавливают регулируемый
426
11,3. Аппаратура уплотнения для зоновой сети
корректор АЧХ (магистральный выравниватель). На всех ОУП и ОП использу-
ется двухчастотная АРУ. Дистанционное питание осуществляется постоянным
током по внутренним жилам двух коаксиальных пар, полусекция ДП по обе
стороны от ОУП содержит не более 20 НУП.
Распределительная система К-300Р, работающая по малогабаритным коа-
ксиальным парам в составе комбинированного кабеля КМБ-8/6, позволяет
осуществлять выделение и введение групп каналов в ОУП при совместной ра-
боте с магистральной системой К-1920П. Основное отличие К-300Р от К-300
заключается в том, что НУП выполняются только двух типов: нерегулируемые
(НУП-0) и регулируемые (НУП-Р) с АРУ по КЧ1, которые устанавливаются
в каждом втором пункте. Кроме того, в качестве дополнительной КЧ2 исполь-
зуется частота 60 кГц, а не 308 кГц.
Система передачи ВК-960 используется на магистралях зоновой сети, где
требуется организация достаточно мощных пучков каналов. Ее линейный
спектр частот, формируемый так, как показано на рис 11.10, располагается
в диапазоне 60—4028 кГц. При этом одна вторичная группа (ВГ1) переносится
в линию без преобразования, а остальные вторичные группы (ВГ2 ч- ВГ16) —
путем однократного преобразования с инверсией спектра. Несущие частоты
для этих преобразований равны: fa = 612 кГц,/Н7 = 1116 + 248(/ — 3), кГц, где j =
= 3 ч- 16. Как видно из сравнения рис 11.10 и 11.9, нижняя часть ЛСЧ системы
ВК-960 точно повторяет ЛСЧ системы К-300. Формирование линейного спект-
ра АСП ВК-960 требует самостоятельной аппаратуры сопряжения на оконеч-
ных пунктах.
Линейный тракт системы характеризуется следующими показателями: но-
минальная длина усилительного участка — 4 км; расстояние между ОУП — не
более 112 км; расстояние между соседними переприемными пунктами по ПГ
и ВГ — не более 432 км. На всех НУП и ОУП установлена одночастотная АРУ
по КЧ-1, ее частота равна 4287 кГц. Максимальная длина секции регулирова-
ния, в пределах которой используется одна и та же КЧ, не более 216 км. В ОУП,
расположенном на границе секции регулирования, производится подавление
КЧ, по которой осуществлялась регулировка предыдущих НУП и ОУП, и вво-
дится эта же КЧ с новым стабильным уровнем (см. параграф 10.3 и рис. 10.54).
Дистанционное питание осуществляется постоянным током в обе стороны от
ОУП по центральным жилам коаксиальных пар (как в АСП К-300), число НУП
в полусекции — не более 13.
427
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
Среди стоек, входящих в аппаратуру ВК.-960 на оконечном пункте, отме-
тим стойку индивидуального преобразования СМК-300. Стойка рассчитана на
формирование 25 ПГ из 300 каналов ТЧ (и обратное преобразование), причем
ПГ формируется двумя ступенями: на первой каждый канал ТЧ с помощью не-
сущей 48 кГц и канального кварцевого фильтра преобразуется без инверсии в диа-
пазон 48,3—51,4 кГц; на второй ступени используется преобразование с инвер-
сией с помощью 12 канальных несущих с частотами 156 — 4(/ — 1), кГц, где/ =
= 1 4- 12 (см. также рис. 5.16, а).
На направлениях зоновой сети, где требуется передача небольшого числа
каналов (в пределах 60—120), эффективна система К-120, работающая по деше-
вому однопарному коаксиальному кабелю типа ВКПАП. Для передачи сигна-
лов в обоих направлениях применяется двухполосная схема передачи, когда
линейный спектр в направлении А—Б формируется в полосе 60—552 кГц.
а в направлении Б—А — в полосе 812—1304 кГц. Образование линейного
спектра показано на рис 11.11. Для формирования ЛСЧ в направлении А—Б
одна из вторичных групп (ВГ1) переносится в линию без преобразования, дру-
гая (ВГ2) преобразуется с инверсией спектра на несущей частоте/н2 = 612 кГц
Для получения ЛСЧ в направлении Б—А используется дополнительная ступень
преобразования, когда групповой сигнал в спектре 60—552 кГц (он формирует-
ся так же, как ЛСЧ для направления А—Б) преобразуется с инверсией спектров
на несущей частоте /н3 = 1364 кГц. Упрощенная структурная схема станции А
(рис. 11.12) содержит тракт передачи для направления А—Б (блоки 1 4- 5 и 10)
и тракт приема для направления Б—А (блоки 7 4- 21).
В тракте передачи сигнал ВГ2 проходит преобразователь частоты 7, ФНЧ
который выделяет область преобразованных частот ниже частоты 300 кГц и диф-
систему (ДС) 3, где объединяется с сигналом ВГ1, «очищенным» с помоги».•
ФВЧ 10от посторонних помех в спектре частот ниже 300 кГц. Далее группов» '
сигнал в спектре 60—£52 кГц усиливается усилителем 4 и через направляющи
фильтр 5 поступает в коаксиальный кабель 6.
428
11.3, Аппаратура уплотнения для зоновой сети
К-300 ДС
Рис. 11.12
Линейный сигнал направления Б—А в спектре 812—1304 кГц из кабеля 6
проходит через направляющий фильтр 7, усиливается и корректируется в бло-
ках 8 и 9 (регулировка усиления в усилителе 8 осуществляется по линейной
КЧ1, равной 1364 кГц ), отфильтровывается от КЧ фильтром 18 и поступает на
преобразователь частоты 17. На второй вход поступает несущая /н3 = 1364 кГц.
Преобразованный сигнал в спектре 60—552 кГц выделяется ФНЧ 16, усилива-
ется блоком 15, разделяется с помощью дифсистемы 21 и направляющих
фильтров 14 и 20 на две составляющие. Первая соответствует сигналу ВП, ко-
торый проходит через регулирующий усилитель 19 (он охвачен системой АРУ
по току КЧ вторичной группы) и приобретает номинальный уровень приема.
Вторая составляющая с помощью преобразователя частоты 13 преобразуется из
области частот 60—300 кГц в стандартную полосу ВГ. Далее она отфильтровы-
вается ФНЧ 72 и с помощью регулируемого усилителя 77 также приобретает
стандартный уровень.
С целью удешевления в НУП используется общий линейный усилитель
ЛУс для двух направлений передачи, т.е. в полосе частот 60—1304 кГц. Его уп-
рощенное построение соответствует рис. 5.22, б. Разделение направлений пере-
дачи осуществляется с помощью «вилки» направляющих фильтров верхних
и нижних частот К-660 и Д-660, подобно тому, как это сделано на ОП (см. бло-
ки 5 и 7 на рис. 11.12). Все НУП оборудованы одночастотной частотно-зависи-
мой (плоско-наклонной) АРУ по КЧ1. Вспомогательная КЧ2 с частотой 564 кГц
используется только в усилителе приема ОП станции Б.
Линейный тракт СП К-120 характеризуется следующими показателями:
расстояние между НУП равно 10 ± 0,5 км; максимальное расстояние между
ОУП равно 200 км для кабеля, проложенного в грунте, и 150 км — для подвес-
ного; на всех ОУП можно осуществлять транзит по первичной и вторичной
группам и тональной частоте и соответственно выделение любой ПГ, ВГ и ка-
налов ТЧ; максимальная длина транзитного участка по ТЧ, ПГ и ВГ — не более
600 км, при этом на одном транзитном участке по ТЧ допускается не более двух
429
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
транзитов по ПГ и ВГ. Вместо любого НУП может быть установлен необслужи-
ваемый пункт с выделением одной ПГ (НУП-В). При необходимости на рас-
стоянии 1—2 км от НУП-В может устанавливаться пункт ответвления и ввода
(ПОВ), в котором можно выделять или вводить до пяти ПГ.
Питание всех НУП осуществляется дистанционно постоянным током, дли-
на секции ДП совпадает с длиной транзитного участка по группам (не более
200 км). Питание осуществляется одновременно от двух конечных станций
транзитного участка путем подачи в центральную жилу кабеля напряжений
противоположной полярности. В аварийных условиях можно осуществлять пи-
тание с одной стороны.
Параметры НУП и ОУП, уровни сигналов и перекос уровней в диапазоне
частот выбраны такими, чтобы обеспечить общую мощность помех не более
3 пВт.пс/км в ТНОУ. Более подробные сведения об аппаратуре ВК-960, К-300
и К-120 можно найти в работах [2, 17], а также в специальной литературе.
На отдельных направлениях зоновая связь может осуществляться по высо-
кочастотным симметричным кабелям типа МКС. Особенностью конструкции
таких кабелей являются значительные переходные влияния между параллель-
ными цепями (парами). Для их ослабления используют двухкабельную схем)
организации связи, когда передача сигналов в противоположных направлениях
осуществляется по двум различным кабелям, при этом каждая система переда-
чи работает как однополосная четырехпроводная (см. параграф 9.4).
Известно, что переходные влияния возрастают с ростом частоты, а также
с увеличением числа усилительных участков. По этой причине на зоновых ма-
гистралях многопарного симметричного кабеля верхняя граничная частота ли-
нейного спектра не превышает 260 кГц. Нижняя частота линейного спектра
выбирается порядка 12 кГц, поскольку на более низких частотах резко изменя-
ется частотная зависимость волнового сопротивления кабеля, что затрудняет
качественное согласование кабеля с аппаратурой и усложняет проблему кор-
рекции амплитудно-частотных искажений.
Наиболее распространенной системой передачи, работающей по высоко-
частотным симметричным кабелям, является система К-60П. В этой системе
предусмотрено, что ее линейный спектр, расположенный в полосе 12—252 кГц
может быть сформирован на основе пяти стандартных ПГ различными спосо-
бами. Это позволяет преобразовать переходную помеху, которая образуется при
параллельной работе по соседним парам нескольких систем К-60П, из внятно*
в невнятную, что объективно повышает помехозащищенность канала ТЧ (см. под-
параграф 9.4.3). Для упрощения аппаратуры сопряжения системы К-60П, кото-
рая должна формировать разные виды линейного спектра при минимуме числ:
несущих частот, полосовых фильтров и т.п., а также для максимального использо-
вания стандартного оборудования первичного преобразования оказалось целесо-
образным использовать две ступени формирования линейного спектра. На первое
пять ПГ преобразуются в спектр стандартной ВГ, на второй эта вторичная групп»
переносится в линейный спектр частот. Своеобразие линейного спектра опре-
деляется видом преобразования на первой ступени (рис. 11.13, о, б, в). На вторе»
ступени преобразование для всех вариантов осуществляется одинаково (рис. 11.13,
с помощью групповой несущей частоты = 564 кГц с инверсией спектра.
430
11.3. Аппаратура уплотнения дпя зоновой сети
Для варианта на рис. 11.13, а, который считается основным, формирование
вторичной группы производится с помощью несущих частот fHl +fHs, причем
первые четыре несущие осуществляют преобразование ПП ПГ4 с инверсией
спектра и равны соответственно fHj = 420 + 48(/ — 1), кГц; у =14-4. Пятая ПГ
преобразуется без инверсии с помощью несущей/н5 = 564 кГц. С учетом инвер-
сии спектра на второй ступени (см. рис. 11.13, г) при этом формируется линей-
ный спектр, который для двух нижних 12-канальных групп полностью совпада-
ет с линейным спектром системы передачи К-24. Это позволяет осуществлять
высокочастотные транзитные соединения систем К-60П и К-24 без дополни-
тельных преобразований.
В тех случаях, когда это не требуется, используют дополнительные вариан-
ты. Для варианта на рис. 11.13, Сформирование на первой ступени производят
с инверсией для всех первичных групп с помощью несущих частот/ну- = 420 +
+ 48(/ — 1), кГц;/ = 1 5. Для варианта на рис. 11.13, в преобразование всех ПГ
производится без инверсии, при этом — 252 + 48(/ — 1), кГц;/ = 1 4- 5. В ли-
нейный сигнал, сформированный по любому из этих вариантов, на стороне пе-
редачи вводят три контрольные частоты КЧ1 4- КЧЗ, которые служат для рабо-
431
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
ты систем АРУ аппаратуры линейного тракта. Эти частоты равны соответствен-
но 248, 12 и 116 кГц. По КЧ1 осуществляют плоскую регулировку уровней, по
КЧ2 и КЧЗ — соответственно наклонную и криволинейную (см. также под-
параграф 10.3.3).
Транзисторная аппаратура К-60П выпускается в двух основных вариантах:
для многопарных (семи- и четырехчетверочных) симметричных кабелей (СК)
и для одночетверочных СК. В первом случае линейный тракт имеет следующие
параметры: расстояние между НУП равно 18—19 км; расстояние между ОУП —
не более 300 км; наибольшая длина переприемного участка по ТЧ равна 2500 км;
на всех НУП используется только грунтовая АРУ; на оконечных пунктах и на
ОУП, отстоящих через 500—600 км (каждый второй ОУП), установлена трех-
частотная АРУ, на остальных ОУП — одночастотная АРУ по КЧ1. Передачу ДП
организуют по искусственным (фантомным) цепям, создаваемым на уплотняе-
мых парах кабеля с помощью линейных трансформаторов со средней точкой
(см. рис. 4.3). Полусекция ДП в одну сторону от ОУП включает в себя не более
6 НУП.
Для одночетверочных СК линейный тракт характеризуется следующими
показателями: расстояние между НУП равно 10 ± 1 км; расстояние между ОУП —
не более 240 км; максимальная дальность передачи — 5000 км; на всех НУП
применяется грунтовая АРУ; на каждом четвертом НУП включен магистраль-
ный выравниватель; ДП осуществляется по схеме «провод—провод», полусек-
ция ДП включает не более 11 НУП. Система передачи по одночетверочномх
кабелю получила название К-60П-4, при этом ОУП и ОП в системах К-60П
и К-60П-4 построены одинаково.
По двум семичетверочным СК с помощью аппаратуры К-60П можно обес-
печить двухстороннюю передачу не более 840 телефонных сигналов. На неко-
торых направлениях этого количества каналов не хватает, поэтому встал вопрос
о более эффективном использовании СК. Из всех известных способов решения
этой задачи, например за счет использования систем К-120С, К-300С, аппара-
туры линейного тракта И£Г-1920 и др. (см. [2, 11, 16, 17, 48]), отметим, что наи
большее применение на практике получила система К-1020С.
Система К-1020С имеет следующие особенности: 1) ее линейный спектр
частот формируется в той же полосе частот и с помощью той же аппаратуры
что и для системы К-1020Р (см. рис. 11.6); 2) спектр системы К-1020С не пере-
секается со спектром К-60П, поэтому не возникает взаимных влияний междл
этими параллельно работающими системами, что упрощает реконструкцию
магистрали СК путем замены К-60П на К-1020С; 3) поскольку параллельна»
работа в одном кабеле нескольких систем К-Ю20С невозможна, то организует
ся работа только одной системы К-1020С, при этом в каждом кабеле для нее
выделяются две пары: одна для передачи линейного сигнала, другая — для
вспомогательных сигналов (служебной связи, дистанционного питания, теле
контроля и т.п.); 4) система К-1020С устанавливается и эксплуатируется неза-
висимо от системы К-60П, при этом сохраняются системы К-60П, работают и.
по остальным парам, что существенно повышает экономическую эффектив-
ность реконструкции и количество передаваемых каналов (для СК емкостью 4 х -
оно возрастает с 480 до 1380 каналов); 5) длина линейного тракта систеч'-
432
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей
К-1020С согласована с длиной секции ОУП — ОУП К-60П, что исключает
строительство новых обслуживаемых пунктов при реконструкции.
Линейный тракт аппаратуры К-1020С характеризуется следующими пока-
зателями: номинальная длина усилительного участка составляет 1/6 средней
длины участка К-60П и равна 3—3,2 км (в зависимости от типа СК); каждый
6-й НУП устанавливается в помещении НУП К-60П и выполняет также функ-
ции корректирующего НУП-К; все НУП снабжены АРУ по основной КЧ1 (она
равна 4896 кГц — см. рис. 11.6); на ОП используется двухчастотная АРУ (вспо-
могательная КЧ2 равна 308 кГц). При реконструкции магистрали одночетве-
рочного СК полностью снимаются две системы К-60П-4, вместо них устанав-
ливается одна система К-1020С, при этом длина усилительного участка
составляет 1/3 средней длины участка К-60П-4, и каждый третий НУП К-1020С
располагается в контейнере НУП К-60П-4. Для остальных НУП К-1020С необ-
ходимо прокладывать новые контейнеры. Как следует из вышесказанного, до-
уплотнение симметричного кабеля аппаратурой К-1020С требует проведения
дополнительных работ и капитальных вложений, однако это экономически бо-
лее выгодно, чем строить новые магистрали.
11.4. Особенности построения систем передачи
для местных сетей
На местных телефонных сетях (городских и сельских) многоканальные
АСП применяются главным образец для организации соединительных линий
между АТС. Они работают в основном по многопарным симметричным кабе-
лям (высокочастотным типа МКС и низкочастотным типа ТГ и ТПП). На
сельской сети используют также одночетверочные СК типа КСПП, а на от-
дельных направлениях — и воздушные линии связи (ВЛС).
Максимальная протяженность линии связи на местной сети не превышает
100 км, а для подавляющего большинства линий она не более 15—30 км. При та-
ких расстояниях относительные затраты на оконечное оборудование составляют
десятки процентов от стоимости всей системы передачи, в то время как на протя-
женных магистралях, как правило, не более нескольких процентов. С целью
уменьшения стоимости оконечного оборудования системы передачи для таких
коротких линий связи строят не по типовым схемам, рассмотренным выше.
Во-первых, на первой ступени группообразования применяется не однопо-
лосная AM с подавленной несущей, а двухполосная AM с частично подавлен-
ной одной боковой полосой и подавленной несущей, при этом разность частот
между соседними каналами не 4, а 8 кГц. Это позволяет применить на стороне
передачи бесфильтровый метод подавления одной боковой полосы — фазораз-
ностную модуляцию (см. подпараграф 4.5.2), а на стороне приема существенно
упростить канальные полосовые фильтры (сравни АЧХ канальных ПФ 1 и 2 на
рис. 11.14, который иллюстрирует образование линейного спектра, где КПФ2
соответствует традиционной однополосной системе, а КПФ1 — предлагаемой).
Поскольку при ФРМ несложно обеспечить подавление одной боковой полосы
на 20—26 дБ и этого вполне хватает, чтобы не было заметных искажений при
демодуляции (см. подпараграф 4.5.1), в этом случае на приемной стороне мож-
433
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
но восстанавливать несущую частоту с таким же требованием по точности, как
и при однополосной модуляции (см. параграф 7.1).
Во-вторых, для упрощения согласования аппаратуры СП с АТС сигнал ка-
нальной сигнализации (сигнал управления и взаимодействия — СУВ) передают
не в полосе канала ТЧ, как это принято в АСП междугородных линий, а вне ее
на поднесущей частоте порядка 3,85—4,0 кГц, образуя так называемый выне-
сенный сигнальный канал (ВСК) (см. рис. 11.14).
В-третьих, при построении аппаратуры СП коротких линий используют
методы синхронизации генераторного оборудования передающей и приемной
сторон с целью снижения требований к стабильности частоты и, следователь-
но, упрощения ГО. Для этого на оконечной станции одной из систем, которую
принимают за главную, формируют специальный сигнал синхронизации, кото-
рый объединяют с линейным сигналом этой станции. На приемной стороне
(в другом оконечном пункте) сигнал синхронизации выделяется из линейного
сигнала и поступает на все ГО, расположенные в этом пункте. Формирование
сетки несущих частот в ГО и синхронизация задающего генератора ГО осуще-
ствляется на основании тех же принципов, что и для однополосных систем пе-
редачи (см. параграфы 7.2, 7.6).
Наиболее массовым представителем многочисленного семейства СП для
коротких линий связи является АСП «КАМА». Система предназначена для ор-
ганизации 30 двухсторонних каналов ТЧ по одной или двум физическим парам.
Одна пара используется в случае применения высокочастотных СК типа МКС,
и тогда система передачи работает по двухпроводной двухполосной схеме. Если
применяется низкочастотный кабель, то возможна ее работа по однополосной
четырехпроводной схеме. Формирование линейного спектра частот осущест-
вляется в две ступени. На первой для обоих направлений передачи 30 або-
нентских сигналов в полосе 0,3—3,4 кГц и сигналы ВСК на частоте 3825 Гц
переносятся с помощью канальных фазоразностных модуляторов без инверсии
и с подавлением нижней боковой полосы в область частот 308 -j- 548 кГц
(рис. 11.15). Канальные несущие частоты равны,= 312 + 8(/~ 1), кГц, гдеj =
= 1 4- 30; разнос между каналами равен 8 кГц. Здесь же в этот спектр вводят
контрольный сигнал КЧ1 с частотой 304 кГц. На второй ступени спектр частот
304 + 548 кГц с помощью групповой несущей/^, — 560 кГц переносится в ли-
нейный спектр 12 -е- 248 кГц для направления А -> Б, при этом одновременно
формируется второй контрольный сигнал КЧ2 с частотой 256 кГц (560 — 304).
Для направления Б -> А второе преобразование на станции Б производят толь-
ко при однополосном четырехпроводном режиме.
434
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей
Рис. 11.15
Все несущие и контрольные частоты (за исключением частоты ВСК 3825 Гц)
на оконечной станции получают от кварцевого генератора с частотой 8 кГц
(ЗГ-8) путем прямого синтеза частот. Для эффективного подавления соседних
гармоник, создаваемых генератором гармоник ГГ-8, применяют совместно по-
лосовую фильтрацию и захват частоты автогенератора (по аналогии с рис. 7.31).
Взаимную синхронизацию ГО приемной стороны (ст. Б) осуществляют путем
введения в линейный спектр направления А -> Б сигнала синхронизации (СС)
с частотой 8 кГц. На ст. Б он выделяется полосовым фильтром ПФ-8 на входе
линейного усилителя станции и поступает на ЗГ-8.
Упрощенная структурная схема оконечной станции Б показана на рис. 11.16.
Линейный сигнал направления А -> Б приходит с линии связи (ЛС) через ли-
нейный трансформатор ЛТ и фильтр нижних частот Д-280. Из него с помощью
полосового фильтра ПФ-8 выделяется сигнал синхронизации с частотой 8 кГц,
который поступает на генераторное оборудование станции. Линейный сигнал,
в котором с помощью режекторного фильтра РФ-8 подавлен компонент СС,
поступает далее на линейный усилитель ЛУс, где осуществляется также коррек-
ция частотных искажений линии связи. Групповой преобразователь частоты
ГПЧ, выполненный на диодах по кольцевой схеме, с помощью групповой несу-
щей/гр = 560 кГц и группового полосового фильтра ГПФ переносит спектр сиг-
нала в область 304 ч- 548 кГц.
Здесь он усиливается и с выхода регулируемого усилителя РУ поступает
параллельно на гребенку канальных полосовых фильтров (КПФ1 ч- КПФ30)
и на приемник контрольной частоты КЧ1, входящий в состав устройства
АРУ по КЧ. Сигналом АРУ регулируется усиление РУ и ЛУс (предусмотрена
возможность отдельной регулировки ЛУс с помощью дополнительного при-
емника КЧ по вспомогательной КЧ2, равной 256 кГц). Канальный полосо-
вой фильтр КПФ/ соединен с входом соответствующего преобразователя
частоты ПЧ/, j = 1 ч- 30, который выполнен на диодах по мостовой схеме.
После фильтров нижних частот Д-4,0 и Д-3,4 выделяется аналоговый сигнал
ТЧ /-го абонента, который через дифсистему ДС1 поступает в абонентскую
435
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
ЛС ЛТ К-280 ГУ ФРМ1 ДС2 ДС1
Рис. 11.16
линию АЛ (точнее, сначала на коммутационное устройство), а затем ку-му
абоненту. Сигнал ВСК выделяется полосовым фильтром ПФ-3,8 и поступает
в комплект сигнальных реле КСР. С их помощью устанавливается соедине-
ние, и в сторону ст. А подается сигнал ВСК на частоте 3825 Гц, который в ДС2
объединяется с речевым сигналом, идущим от абонента в пункте Б. Далее
этот сигнал подается на соответствующий фазоразностный модулятор
ФРМ/, где преобразуется в двухполосный AM сигнал с частично подавлен-
ной одной боковой и подавленной несущей. Модулированные сигналы всех
абонентов объединяются непосредственно, образуя групповой сигнал в диа-
пазоне 308 4- 548 кГц. Этот сигнал, к которому добавляется контрольная час-
тота КЧ1, усиливается групповым усилителем ГУ и через фильтр верхних
частот К-280 и линейный трансформатор поступает в качестве линейного
сигнала в линию связи в направления Б -> А.
Линейный тракт системы «КАМА» содержит НУП двух типов: нерегулиру-
емые (НУП-0) и регулируемые по КЧ (НУП-Р). Каждый НУП построен по схе-
ме рис. 5.22, а, т.е. содержит два независимых усилителя для каждого направле-
ния передачи. В НУП-Р регулировка обоих усилителей производится по
отклонению КЧ1 на выходе усилителя верхней группы частот (на рис. 11.15 —
направления Б -> А). Параметры линейного тракта существенно зависят от типа
СК. При использовании высокочастотного кабеля типа МКС — 4 х 4 х 1,2 или
7x4x1,2 средняя длина усилительного участка составляет 13 км, максимальное
число НУП—5 (соответственно максимальная длина линии связи не более 80 км).
Если расстояние между оконечными станциями меньше 15 км, НУП не приме-
няют. Для кабеля КСПП — 1 х 4 х 1,2 длина участка и всей линии связи равна
соответственно 8 и 50 км. При использовании многопарного низкочастотного
436
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей
кабеля типа ТПП и работе по однополосной четырехпроводной схеме (в полосе
12 248 кГц) длина усилительного участка не превышает 3,3 км, а дальность
связи — 20 км, причем приходится подбирать пары, которые удовлетворяют
требованиям по защищенности от линейных переходов.
На сельской телефонной сети на некоторых направлениях до сих пор экс-
плуатируется ряд систем передачи по воздушным линиям связи (ВЛС), такие как
ВЗ-З, В12-3, В2-2 и аналогичные им. Эти системы передачи имеют следующие
особенности. Во-первых, все они работают по двухпроводной двухполосной
схеме, что позволяет избавиться от переходных помех обратного направления
передачи и повысить надежность связи. Во-вторых, из-за воздействия источни-
ков внешних радиоизлучений, особенно мошных радиовещательных станций,
линейный спектр частот выбирается в области ниже 150 кГц. В-третьих, пос-
кольку исторически они проектировались в качестве зоновых линий передачи
и лишь позже, в ходе эксплуатации, были перепрофилированы, в этих системах
используются те же принципы и стандарты уплотнения аналоговых систем, что
и для мощных кабельных АСП: канальный сигнал образуется с помощью одно-
полосной AM с подавленной несущей; разность частот между каналами 4 кГц;
группообразование производится на основе стандартных предгрупп (ПрГ) и пер-
вичных групп (ПГ). В-четвертых,ъ системах передач по ВЛС используются ти-
повые меры борьбы с помехами: 1) для подавления помех линейных переходов
от аналогичных систем, работающих по параллельным ВЛС в совпадающем
спектре частот, применяются инверсия и сдвиг частот (см. подпараграф 9.4.3);
2) для ослабления влияния атмосферных помех, которые являются основными
в этих системах и значительно превосходят собственные шумы, существенно
увеличивают уровень передачи группового сигнала на выходах ОП и промежу-
точных станций, а также вводят компандерные устройства (см. параграф 9.6).
В-пятых, особенностью СП по ВЛС является использование двух ступеней
преобразования стандартной группы (ПрГ или ПГ) в линейный спектр частот,
причем это необходимо делать для обоих направлений передачи (А -> Б и Б -> А).
Действительно, для аппаратуры ВЗ-З исходный спектр ПрГ из полосы частот
12—24 кГц должен переноситься в область 4—16 кГц для направления А -> Б
и в область 18—30 (или 19—31) кГц — для Б -> А. Для обоих направлений пре-
образованный спектр частично пересекается с исходным, что и заставляет при-
менять две степени преобразования (см. также параграф 5.5 и рис. 5.19).
В качестве линий связи используют пары неизолированных проводов диа-
метром 4—6 мм, изготовленных из стальной проволоки или цветных металлов
(медной или биметаллической проволоки). При этом на стальных цепях, имею-
щих большое затухание, работают трехканальные системы типа ВЗ-З в полосе
частот до 30 кГц, а на медных цепях могут одновременно работать и ВЗ-З,
и 12-канальная система В12-3, причем последняя, чтобы не мешать работе
ВЗ-З, использует спектр частот от 30 до 150 кГц.
В качестве примера рассмотрим более подробно построение линейного
спектра в аппаратуре В12-3. Для нее линейный спектр в направлении А -> Б
выбран в полосе 36—84 кГц, а в направлении Б -> А — в одной из полос:
92—140; 93—141; 95—143 и 94—142 кГц (рис. 11.17). Для упрощения аппарату-
ры сопряжения спектр стандартной ПГ, которая сама формируется двумя
437
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
ступенями из стандартных пред-
групп (см. рис. 5.10, 5.11), снача-
ла переносится с инверсией в про-
межуточную область 384 ч- 432 кГц
с помощью групповой несущей
/гр = 324 кГц. Эти преобразова-
ния выполняются одинаково на
ст. А и Б. Далее на ст. А линей-
ный спектр передачи формиру-
ется на второй ступени преобра-
зования с помощью несущей
частоты f = 384 кГц (без инвер-
сии) илиУг = 468 кГц (с инверсией спектра). На ст. Б предусмотрено 4 вариан-
та формирования линейного спектра частот в направлении Б -> А, которые от-
личаются инверсией спектров и их сдвигом по частоте. С помощью несущих
частотУз = 290 кГц nf4 — 292 кГц формируются спектры без инверсии, с помощью
несущих Уз = 525 кГц и Уб — 527 кГц - с инверсией. При совместной работе не-
скольких СП по параллельным ВЛС рекомендуют использовать в них один из
четырех несовпадающих вариантов формирования, который характеризуется
следующими комбинациями несущих частот на второй ступени преобразова-
ния: и fa, 2) fi и fa, 3) f и fa, 4) f и fa Линейный спектр в направлении А -> Б
и Б -> А для этих вариантов нетрудно построить самостоятельно.
Формирование всех несущих частот, которые участвуют в процессе пре-
образования сигналов, осуществляется от одного высокостабильного кварцево-
го генератора с частотой 12 кГц методом прямого синтеза частот. В частности.
несущие частоты для аппаратуры сопряжения формируются по следующим ал-
горитмам:
92 = 108 - 16; 292 = (96 3) - 92; 468 = (96 3) + 92;
524 = (84/5) -5-5; 348 = (96 + 20) 3; 290 = (96 + 20)/2 5;
527 = (116/4) - 7 + (108 - 3); 143 = 120 + (92/4).
По этим алгоритмам структурную схему ГО аппаратуры В12-3 можно по-
строить самостоятельно.
Линейный тракт СП В12-3, который, как говорилось, работает только на
ВЛС из цветных металлов, характеризуется следующими показателями. Ис-
пользуются промежуточные пункты двух типов: ОУП типа ПВ-12-3 и НУП ти-
па ВУС-12-3. Максимальное число НУП на секции ОУП — ОУП — два, при
этом максимальная длина этой секции не превышает 140 км, а при отсутствии
НУП — 54 км. Промежуточные станции строятся по схеме рис 5.22, о; разделе-
ние направлений передачи осуществляется с помощью направляющих фильт-
ров К-, Д-88, которые имеют частоту среза 88 кГц. Линейные усилители для
каждого направления на всех промежуточных и оконечных пунктах охвачены
своей двухчастотной системой АРУ по КЧ, при этом линейная КЧ1 обеспечи-
вает плоскую регулировку уровней, а линейная КЧ2 — наклонную. Значения
КЧ1 для направлений А -> Б и Б -> А равны соответственно 40 и 92 кГц, значе-
ния КЧ2 — 80 и 143 кГц. Система АРУ построена на основе магниторегул ирую-
438
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей
щего устройства (МРУ) индуктивного типа (см. параграф 10.3). В приемной
части ОП применяется также система АРУ для группового сигнала в спектре
стандартной ПГ, работающей по КЧ 84,14 кГц.
Все НУП, которые обычно включаются только при плохих погодных усло-
виях (поэтому они и называются вспомогательными усилительными станция-
ми), питаются дистанционно от ближайшего ОУП или ОП. Для разделения
сигнальных токов и токов ДП применяются «вилки» фильтров К-, Д-3,2 с час-
тотой среза 3,2 кГц. Если на одной и той же физической линии работает одно-
временно аппаратура В12-3 и ВЗ-З, то разделение сигналов, относящихся к той
или иной системе, осуществляется в каждом пункте с помощью «вилки» линей-
ных фильтров К-, Д-33 с частотой среза 33 кГц. Более подробные сведения об
аппаратуре можно найти в специальной литературе.
В заключение отметим, что абонентский участок местной сети, т. е. участок
между абонентом и местной АТС, для подавляющей части первичной сети, ко-
торая оборудована аналоговыми СП, представляет собой просто отрезок двух-
проводной линии, входящей в состав многопарного низкочастотного кабеля.
Если число абонентов не превышает число пар в кабеле, то никаких преобразо-
ваний над аналоговым сигналом ТЧ на таком участке не производят. В тех
сравнительно редких случаях, когда количество абонентов превышает емкость
кабеля, а возможности АТС еще не исчерпаны, абонентская сеть может быть
расширена за счет использования аппаратуры абонентского высокочастотного
уплотнения (АВУ). Аппаратура АВУ состоит из двух полукомплектов — або-
нентского (АПК) и станционного (СПК), размещенных соответственно у або-
нента и на АТС. Она позволяет получить по каждой паре низкочастотного ка-
беля дополнительный высокочастотный канал ТЧ. Для максимального
удешевления и упрощения аппаратура строится по двухполосной двухпровод-
ной схеме, при этом передача одного речевого сигнала в каждом направлении
осуществляется на своей несущей частоте путем двухполосной AM без подавле-
ния несущей. В этом случае отпадает необходимость восстановления несущей
на приемной стороне, а вместо преобразователя частоты используется простой
амплитудный детектор (см. подпараграф 4.5.1). Сигналом вызова является сама
несущая, поэтому специальный сигнал вызова не нужен.
Упрощенная структурная схема аппаратуры АВУ показана на рис. 11.18.
Абонентский полукомплект, размещенный у абонента 2 (А62), подключен к его
телефонному аппарату. Разговорный сигнал этого абонента проходит через
ФНЧ Д-3,4, затем формируется AM сигнал на несущей 28 кГц, которая посту-
пает от генератора Г-28. Отфильтрованный полосовым фильтром ПФ-28, двух-
полосный сигнал через ФВЧ К-20 проходит линию связи и поступает на стан-
ционный полукомплект. Здесь он снова проходит через ФВЧ К-20 и ПФ-28,
детектируется в демодуляторе ДМ1 и после фильтрации через ФНЧ Д-3,4 по-
ступает к приборам АТС. С другого выхода этого ФНЧ выделяется низкочас-
тотный сигнал сигнализации (СУВ), который также поступает на соответству-
ющие входы АТС. Прохождение сигнала от АТС к этому абоненту (А62)
осуществляется аналогично, только на несущей 64 кГц и с помощью соответ-
ствующих полосовых фильтров ПФ-64, генератора Г-64 и демодулятора ДМ2.
Основной абонент (А61) обслуживается по этой же линии в спектре тональных
439
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП
Д-3,4 AM ПФ-28 ПФ-64 AM Д-3,4
АПК СПК
Рис. 11.18
частот, который выделяется фильтрами нижних частот Д-20. Фильтры К-, Д-20
имеют частоту среза 20 кГц. Станционный полукомплект питается от батареи
АТС; АПК питается от сети переменного тока. Дистанционное питание его от
АТС невозможно, поскольку сигналы взаимодействия для основного абонента
(А61) передаются постоянным током.
Рассмотренные выше абонентские телефонные сети можно классифициро-
вать как сети с абонентским проводным доступом. В отличие от них телевизион-
ные абонентские сети определяют как сети с абонентским радиодоступом, по-
скольку передача ТВ сигналов от центральной станции ЦС (ретранслятора,
передающей ТВ станции и т. п.) к абоненту Аб осуществляется по радиоканалу
(рис. 11.19, а). Передающее устройство ЦС через ненаправленную антенну из-
лучает многоканальный радиосигнал, который представляет собой сумму час-
тотно-разнесенных амплитудно-модулированных ТВ сигналов (рис. 11.19, б).
Значения несущих частот foi, i= 1, 2, ..., к, и параметры каждого модулирован-
ного сигнала определены национальными стандартами [12]. Для сельских мест-
ностей абонентский радиодоступ и сейчас является основным; для городов с их
многоэтажной застройкой предпочтение отдают крупным системам коллектив-
ного приема. Наиболее простыми из них являются системы типа «антенна на
подъезд» (рис. 11.19, в), которые содержат одну или несколько достаточно
сложных коллективных антенн, домовой усилитель ДУ и пассивную домовую
распределительную сеть ДРС на коаксиальном кабеле. К ней подключается не-
посредственно телевизор абонента.
Более высокие качественные показатели обеспечивают сети кабельного те-
левидения (СКТВ) (рис. 11.19, г). В них радиосигнал, формируемый на голов-
ной станции ГС по типу рис. 11.19, б, поступает к домовым усилителям ДУ по
кабельной сети, которая содержит участки коаксиального кабеля КК, магист-
ральные усилители МУ и ответвители ОМ. МУ и ДУ компенсируют частотно-
и температурно-зависимое затухание прилегающего участка КК, т. е. выполня-
ют те же функции, что и линейные усилители ЛУс в НУП-Р (см. параграфы 9.1,
440
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей
Рис. 11.18
9.2, 10.3). Их специфическими особенностями являются, во-первых, широкая
полоса пропускания, во-вторых, высокий уровень сигнала на выходе усилителя
(особенно домового). Полоса пропускания современных СКТВ составляет по-
рядка 50—860 МГц, что позволяет организовать передачу примерно 60 ТВ кана-
лов, при этом типовая длина усилительного участка составляет 300—500 м. По-
вышение выходного уровня группового сигнала в ДУ позволяет увеличить
число абонентов пассивной ДРС, однако одновременно вызывает проблемы
обеспечения допустимых нелинейных продуктов. Более детально эти вопросы
рассмотрены в специальной литературе по сетям КТВ [12, 29].
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
12.1. Необходимость и целесообразность
цифровизации сетей связи
Как известно, в аналоговых системах передачи (АСП) по линии связи
передается групповой аналоговый сигнал, который непрерывен во времени
и может принимать любое мгновенное значение в определенном интервале
напряжений. В цифровых системах передачи (ЦСП) по линии передается
групповой дискретный (цифровой) сигнал; который представляет собой
последовательность дискретных во времени импульсов, при этом амплитуда
их может принимать ряд дискретных, известных заранее значений (см. па-
раграф 1.1). Постепенная замена в первичной сети связи аналоговых систем,
передачи на цифровые называется цифровизацией первичной сети. Этот про-
цесс связан с большими материальными затратами, поэтому он проврдит-
ся постепенно. В разных странах применяют различные способы реализа-
ции этого направления. В одних сначала «цифровизируют» магистральные
сети, включая крупные сетевые узлы коммутации, временно сохраняя зоно-
вую и местную аналоговую сети. В других странах, наоборот, сначала созда-
ют «цифровые острова» — местные цифровые сети и цифровые узлы комму-
тации (электронные АТС), сохраняя на зоновой и магистральной сети
аналоговые Системы передачи. Затем в зависимости от Принятой стратегий
постепенно переводят на ЦСП зоновую и местную первичную сеть (если
первой цифровизировалась магистральная сеть) или зоновую и магистраль-
ную сеть (при «островной» стратегии). В настоящее время практически во
всех странах на сетях связи сосуществуют АСП и ЦСП, хотя ведущей тенден-
цией является полный перевод всей сети на ЦСП.
Это обусловлено следующими основными причинами:
I) наличие большого числа линий связи, которые находятся в трудных ус-
ловиях эксплуатаций и не могут обеспечить высокое качество передачи;
2) необходимость использования цйфрОвых сйСтем'коммутации (ЦСК),
которые обладают более высокой надежностью и обеспечивают предоставление
абонентам ряда дополнительных услуг; 1
3) значительная стоимость эксплуатации АСП;
4) изготовление АСП требует большого количества нестандартных элемен-
тов, что затрудняет их массовый выпуск и увеличивает стоимость аппаратуры
АСП. ' ,* ' • ' " >
При переходе из аналоговой формы в цифровую сигнал претерпевает сле-
дующие преобразования: 1) дискретизацию во времени; 2) квантование по
уровню; 3) кодирование; 4) временное уплотнение.
\
442
12.1. Необходимость и целесообразность цифровизации сетей связи
Дискретизация по времени (оператор Dt) заключается в том, что вместо не-
прерывного сигнала a(t) осуществляется передача выборок (отсчетов), этого
сигнала в дискретные моменты времени (рис. 12.1, а):
+<зо
Dt.a(l)-+
к=-«>
где Тд — период дискретизации, к = 0, ±1, ±2, ±3, ..., оо.
Рис. 12.1
Дискретизация по напряжению (квантование по уровню) Dv состоит в том,
что значения отсчетов округляются до ближайшего разрешенного уровня % в ре-
зультате на дальнейшую обработку поступают выборки, которые имеют строго
фиксированные значения из числа заранее известных (рис. 12.1, б). Каждому
разрешенному уровню можно сопоставить определенное число.
Кодирование отражает процесс передачи чисел, характеризующих номер
разрешенного уровня. Пр сути при кодировании происходит замена физичес-
ких отсчетов на их цифровые эквиваленты. Цифровые отсчеты передаются
в виде определенных ,комбинаций элементарных , импульсов, например 1 и О,
которые обладают высокой защищенностью от помех в канале передачи и до-
пускают нелинейную обработку. Это упрощает процедуру точного восстановле-
ния элементарных сигналов ц позволяет осуществлять операцию декодирова-
ния непосредственно у абонента.
В зависимости от того, в какой форме происходит кодирование, различают
следующие его виды:
1) кодирование непосредственно Отсчетов — импульсно-кодовая модуля-
ция (ИКМ);
2) разностный метод кодирования, когда кодируется сигнал разности
между передаваемым отсчетом и некоторым «предсказанным» отсчетом, от
которого этот текущий отсчет, по-видимому, мало отличается. В качестве
предсказанного можно исподьзовать, например, предыдущий отсчет. При
443
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЙ
этом различают два варианта кодирования, которые называются соответст-
венно дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией (ДИКМ) й дель-
та-модуляцией (ДМ).
Временное уплотнение (разделение) каналов (ВРК) поясняется на рис. 12.1,
в. Здесь дискретный отсчет абонента /-го канала, преобразованный в цифровую :
форму, т.е. в определенную кодовую последовательность элементарных им-
пульсов, которая характеризует, например, разрешенный уровень этого отсчета
(при ИКМ), передается в интервале времени t\. В интервале времени /2 переда-
ется кодовая комбинация, характеризующая отсчет 2-го абонента и т.д. Через1
время Та цикл передачи отсчетов абонента повторяется.
При анализе преимуществ ЦСП перед АСП удобно рассмотреть три класса
показателей, из которых первый характеризует показатели качества передачи
сигнала в системе, второй — преимущества при эксплуатации системы, третий —
улучшение показателей в процессе производства аппаратуры.
С точки зрения качественных показателей предаваемых сигналов преиму-
щества ЦСП проявляются в следующем:
1) обеспечивается высокая помехозащищенность передаваемых сигналов
и возможность использования их на «плохих» линиях связи;
2) качество сигнала у абонента определяется только аналого-цифровым
оборудованием оконечной станции и не зависит ни от операции временного
объединения (разделения), ни от протяженности группового тракта и числа
цифровых транзитов;
3) групповой тракт ЦСП не требует контроля нелинейных искажений и диа-
граммы уровней, допускает большую нестабильность затухания и более грубую
коррекцию частотной характеристики;
4) качество аналогового сигнала не зависит от загрузки системы и номера
канала;
5) в пределах пропускной способности системы возможно произвольное
сочетание различных по своей природе сигналов.
С точки зрения эксплуатационных показателей преимущества ЦСП заклю-
чаются в следующем:
1) сокращается объем настроечных работ и число паспортизируемых и конт-
рольных параметров; 4
2) упрощается процедура контроля качественных показателей;
3) уменьшается трудоёмкость ремонтных работ за счет использования уни-
фицированных блоков и элементов;
4) уменьшается численность обслуживающего персонала благодаря высо-
кой надежности функционирования цифровой аппаратуры.
При сравнении производственно-технологических показателей:
1) уменьшается трудоемкость изготовления и сокращается номенклатура
собственного производства; * '
2) понижаются требования к точности реализации;
3) расширяются возможности создания унифицированного ряда типовых
узлов с использованием больших интегральных схем;
4) расширяются возможности автоматизации изготовления, настройки
и контроля блоков аппаратуры, повышается производительность труда.
444
12,2. Дискретизация сигнала по времени
Основные тенденции развития систем электросвязи: а) переход на ЦСП
иЦСК, что в совокупности позволит улучшить качество передачи; б) широкое
использование ВОЛС; в) развитие спутниковых систем передачи; г) создание
универсальных (интегральных) сетей связи, предоставляющих абонентам боль-
шой набор дополнительных информационных услуг.
Развитие всех этих направлений невозможно без создания высокоэффек-
тивных цифровых многоканальных систем передачи.
12.2. Дискретизация сигнала по времени
Последовательность основных операций преобразования, производимых
над сигналом в ЦСП, может быть описана схемой на рис. 12.2, где обозначены:
блок 1 — дискретизатор, 2 — квантующее устройство, 3 — кодер, 4 — канал пе-
редачи, по которому передаются кодовые комбинации импульсов, 5 —декодер,
6 — блок восстановления непрерывного сигнала.
Рис. 12.2
Осциллограммы на выходе канального дискретизатора 1 и канального декоде-
ра 5 по схеме рис. 12.2 практически совпадают, что позволяет эти точки условно
соединить между собой, а особенности процесса дискретизации во времени и об-
ратного восстановления непрерывного сигнала из его дискретных отсчетов про-
анализировать на основании структурной схемы, представленной на рис. 12.3, а.
Рис. 12.3
445
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Здесь дискретизатор 1 построен по схеме перемножителя исходного сигнала а(0
(рис. 12.3, б) с некоторой импульсной последовательностью Ua(t) (рис. 12.3, в).
Дискретизированный по времени сигнал од(0 показан на рис. 12.3, г. Блок вос-
становления 6 осуществляет преобразование дискретного сигнала ад(?) в непре-
рывный который должен мало отличаться от исходного o(0- Определим
параметры блоков 1 и 6, при которых это условие выполняется.
Полагаем, что Ua(t) представляет собой периодическую последовательность
с постоянными параметрами: амплитудой А, длительностью т и периодом Та.
Тогда Ua(f) можно выразить в виде !
ил(0 = ^Ukcos(kaat),
где фд = 2л/Тд, а коэффициенты ряда Фурье Uk равны
Т '
тт ТТ л // л А+ Slfl &СОд Т / 2 /П 1\
Uq = —-, Uk = — ГЛсо8(*ФдОЛ=^------Г—57Ч“-
тл Тд_< Тд Аходт/2
Дискретизированный сигнал ад(0 равен
Дд(О = й(/)ВД = й(О[^о + 2 tf*cos(£<V)]: (12.2)
fc=i
Если полагать известным спектр исходного сигнала 5(ф) (рис. 12.4, а), то,
применяя преобразование Фурье к (12.2), получаем спектр дискретизированно-
го сигнала 5д(а>) в виде (рис. 12.4, б)
$д(И)=ВДИ) + £адЬд±(о), (12.3)
т. е. в виде суммы спектра ^сходного сигнала с «весом» 1/0 и пары боковых
спектров относительно А-й гармоники частоты дискретизации с «весом» Uk, к =
= 1, 2,3, .... оо.
Рис. 12.4
При идеальной дискретизации сигнала д(/). последовательностью 5-им-
пульсов вместо (12.2) получим
; +оо 1 ' +ао 1
й*д(0“й(/)£8(1-рТд)= ^fl(pTrf),f ? (12.4)
Д»-Н50 р=-00 Е
446
12.3. Квантование сигнала • •
где о*д(0 теперь представляет собой последовательность идеальных отсчетов
исходного сигнала, которые взяты в моменты времени t = рТа, при р = 0, ±1,
+2, ±оо.
Спектр такого сигнала нетрудно определить из (12.1), (12.2), приняв, что
h , sin &»д т / 2 , _ .
т -> 0, Ат -> 1, —-—-> 1. Тогда 1
ксодТ / 2
* 1 о -ню
5д(ф) = ^ад + ^-25(^д±со). (12.5)
7д 'д к=1
По форме спектр ^‘(ф) в основном соответствует рис. 12.4, б, отличаясь
только тем, что для него компоненты S(ka>a ± ф) одинаковы для всех к> 1 и ф =
= const, тогда как при реальной дискретизации (т > 0) высокочастотные компо-
ненты спектра 5д(ф) уменьшаются С ростом к.
На рис. 12.4, б для наглядности боковые спектры соседних гармоник показа-
ны непересекающимися, хотя они могут и перемежаться. Чтобы этого не случи-
лось, частота дискретизации фд = 2пГд = 2п/Тл должна удовлетворять условию
(фд - фв) > фв или фд > 2фв. (12.6)
В этом случае, пропустив дискретизированный сигнал aA(t) через фильтр
нижних частот с коэффициентом передачи Лф(ш) (см. пунктирную кривую на
рис. 12.4, б), можно выделить_без искажений спектр исходного сигнала, т.е.
осуществить беэыскаженное восстановление аналогового непрерывного сигна-
ла по последовательности его дискретных отсчетов. Этот вывод составляет со-
держание теоремы В.А. Котельникова. Очевидно, если на стороне передачи
(перед дискретизатором 1 — см. рис. 12.3, а) не ставить ФНЧ, который «хоро-
шо» подавляет все компоненты спектра; 5(ф) на частотах ф > Фв, а на стороне
приема ФНЧ 6 будет иметь частотную характеристику с пологим склоном зату-
хания для частот ф > фв, то тогда на выход этого фильтра попадут компоненты
нижней боковой полосы спектра 8л(<вл^ ф), которые Создадут помеху, называе-
мую шумом дискретизации. Учитывая трудностиреализации фильтров с крутым
склоном затухания, частоту дискретизации обычно выбирают с некоторым за-
пасом: фд £ 2(1 + Q®B, где £ — коэффициент запаса. Обычно 0 < Е, < 0,5. В част-
ности, для телефонных сигналов, имеющих номинальное значение FB = 3,4 кГц,
рекомендуется- частота.дискретизации Fa = 2 • 3,4(1 + 0,18) = 8,0 кГц. Для те-
левизионных сигналов, у Которых FB = 6,0 МГц, берут Fa z 13,5 МГц (Е, = 0,13)
и т.д. Увеличивать частоту дискретизации сверх рекомендуемых значений, как
правило, нецелесообразно, так как это практйчески не повлияет на защищен-
ность от шумов дискретизации, но зато вызовет увеличение скорости передачи
цифрового сигнала после кодера 3 (см. рис. 12.2).
На практике для дальнейших преобразований используется не последова-
тельность идеадьных выборок (рис. 12.5, а), а сигнал оД2(0 вида рис. 12.5, б, где
каждая выборка запоминается на время т. Сигнал такого вида Называется ам-
плитудно-импульсной модуляцией 2-го рода (АИМ-2) в отличие от сигнала
447
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Рис. 12.5
на рис. 12.3, г, который называется АИМ-1. Сигнал АИМ-2 можно представить
как результат свертки сигнала д*д(/) (рис. 12.5, а) с одиночным прямоугольным
импульсом имеющим постоянную амплитуду и длительность т:
(Ш)
На основании известного свойства интеграла свертки спектр сигнала дд2(/)
равен произведению спектров подынтегральных функций
-ню
5(w) + 2V 5(к(йл + ф) .
i=l J
s„2(n=ймад = А%- • -^^-2
7д Фдт/2
(12.8)
Здесь спектр 5д(со) определен из (12.5), а спектр 5и(со) найден путем пре-
образования Фурье функции £7и(0- Сравнивая (12.8) и (12.3), видим, что спектр
AUW п 8Шфдт/2 т.
сигнала АИМ-2 отличается множителем----—-—. Именно он определяет час-
®дт /2
тотные искажения восстановленного после ФНЧ сигнала a(i). Для устранения
этих искажений после ФНЧ включают соответствующий корректор. Если т < 0,2 Тл,
то искажения пренебрежимо малы. На практике сигнал АИМ-2 автоматически
формируется в силу специфики работы декодера 5 (см. рис. 12.2), кроме того,
он специально создается после дискретизатора 1, чтобы обеспечить правиль-
ную работу кодера 3. ,
12.3. Квантование сигнала
12.3.1. Алгоритмы квантования
Операция дискретизации по уровню (или квантование по уровню) обеспе-
чивает переход от бесконечного множества возможных значений, которые мо-
жет принимать сигнал a(t) во время передачи, к ограниченному, счетному мно-
жеству разрешенных значений. Такой переход обеспечивается с помощью
специфического безынерционного нелинейного устройства, называемого
квантователем (или квантующим устройством — блок 2 на рис. 12.2). При пере-
даче, например, однополярных сигналов мгновенная динамическая характе-
448
12.3.1Квантование сигнала
ристика (МДХ) квантователя имеет вид, показанный на рис. 12.6, а. При изме-
нении входного сигнала a(t) в интервале времени Т7 (рис. 12.6, б) он
принимает бесконечное число возможных значений. Сигнал же дкв(0 на выходе
квантователя может принимать только дискретное (счетное) множество разре-
шенных значений, как показано на рис. 12.6, в.
Рис. 12.6
Очевидно, чем больше число разрешенных уровней д„ i = О,1, 2,..., ЛГи со-
ответственно меньше интервал /шаг) квантования Аокв , = д1+1 — д,-, тем меньше
отличается аппроксимированный (квантованный) сигнал дКв(0 От исходного
a(t). Возможны два алгоритма квантования. Для первого применяется правило:
если < a(t) < ai+{, то дкв(/) = д,- (рис. 12.7, а). Для второго: если (а, - ДдУ2) <
< д(/) < (д, + Дв|/2), то дкв(0 = а, (рис. 12.7, б). Величину£(0 = a(t) — аКв(0 назы-
вают ошибкой (или шумом) квантования. Для рис. 12.7, б ошибка квантования
меньше, поэтому второй алгоритм квантования предпочтительнее. С точки зре-
ния технической реализа-
ции первый алгоритм про-
ще. Чтобы уменьшить воз-
никающие при этом шумы
квантования, его применя-
ют только на стороне пере-
дачи (в. кодирующем уст-
ройстве), а на стороне прие-
ма (в декодере) к получен-
ному квантованному отсче-
ту д, добавляют половину
Рис. 12.7
ближайшего интервала квантования Дду2. В результате квантованное значение
становится равным = д, + (д,+/ - д,)/2 = (ам + a^ll, что эквивалентно шка-
ле квантования Дкв(0, показанной штрих-пунктиром на рйс. 12.7, д' Нетрудно
15 Зак. 1600
449
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
убедиться, что такое решение уменьшает шумы квантования и делает его экви-
валентным второму алгоритму квантования.
Рис. 12.S
Для двуполярных сиг-
налов необходимо исполь-
зовать квантователи с сим-
метричной квантующей ха-
Кодер рактеристикой. В большин-
стве случаев такие характе-
ристики легче получить,
используя однополярный
квантователь 1, коммутатор
2 и инвертор полярности
сигнала 3 (рис. 12.8). Здесь
операция дискретизации по уровню включает в себя два этапа: 1) определение
знака мгновенного значения сигнала д(0; 2) определение модуля мгновенного
значения.
Информация о знаке (полярности) сигнала формируется обнаружителем
знака 4, который посылает двоичную информацию (0 или 1) в кодер и одновре-
менно устанавливает соответствующее положение коммутатора 2. При этом
квантователь всегда «работает» с однополярным сигналом.
В зависимости от выбора уровней и интервалов квантования различают
квантователи с равномерной (рис. 12.9, а) и неравномерной (рис. 12.9, б) шка-
лой квантования. В первом случае интервал Квантования между соседними
уровнями всегда одинаков:
dj+i ~ а, — о, 53 А. Во
втором случае он различен.
Использование квантую-
щей характеристики всегда
приводит к искажениям
сигнала на выходе системы.
Это неустранимые (систем-
ные) искажения. Оценка их
составляет содержание сле-
дующего параграфа.
12.3.2. Мощность шумов квантования
Для удобства последующей записи квантованный сигнал будем обозначать
R(t), а исходный — r(f). Если, например, R(t) n r(t) изменяются так, как показа-
но на рис. 12.10, а, то сигнал ошибки квантования ^(0 = г(0 “ имеет вид,
как на рис. 12.10, б. Его можно представить в виде t,(t) = £&(/), где L —число
уровней квантования, а ^(г) — ошибка квантования, возникающая в моменты
времени (рис. 12.10, в), когда выполняется условие] Rt - )< г(0 <( Л, + 1
• Л. 2 J \ £)
450
12.3. Квантование сигнала
Рис. 12.10
Дисперсию (квадрат действующего значения) ошибки квантования можно
определить в виде
Т Т L >
еа = ton 1 f e<J)dt = ton 1J Y tfodt =
т-*°Т*о M
где ^2Д| — дисперсия шума квантования, определяемая составляющей ^(0-
Из рис. 12.10, в видно, что
^2да =
г+д/а/2
]ЧШ + ...+
ч~д6у/2
+Д/й/2
j tfVdt
-Мц/2 >
д/.. д. 4- л/„ 1 +д,/*/2 < +д^а/2/ А \2
Г~*” Т М(к _д/Л/2 Mik -Ыц/2'MlkJ
2
12
Т
ДГ« + ... + Д/ (к
где pi = hm ————---------относительная доля времени нахождения мгновен-
Т
ного значения сигнала в интервале (R, ± 4/2).
При выводе использовалось приближение, что имеет пилообразную
форму, что соответствует рис. 12.10, в.
К такому же результату можно прийти, используя усреднение не во вре-
мени, а по множеству реализаций. Для этого будем полагать известной
451
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
функцию плотности распределения мгновенных значений W(U) исходного
сигнала r(t). Для двуполярного сигнала она имеет типичный вид, показан-
ный на рис. 12.11. Дисперсия i-й составляющей ошибки квантования будет
равна (сдо. параграф 1.3)
J^+Af/2 Rf+&i/2
[gtUWWUzWW ^U-Ri)2dU=
+Д//2 Л3 A2
[z2dz= W(R№r = p£. (12.9)
-Л//2 12 12
При выводе (12.9) предполагалось, что значение функции плотности
распределения в интервале (Rs± Д(/2) практически не меняется, при этом р(- =
= f^(Ri)Aj есть вероятность того, что случайное напряжение U попадает в этот
интервал.
Рис. 12.11
Полная дисперсия шума квантования равна
L А3 L *2 Л2
(1210>
1=1 12 /=1 12 12
Здесь Дср — некоторое среднее значение интервала квантования, при этом
учитывается условие нормировки функции W(U), а именно
. Ч L
= \W{U)dU=\.
/=1 /=1 —ОО
Из (12.10) можно получить ряд частных выводов.
1. Если в интервале изменения входного сигнала г(/) е [~1/м; +^м] плот-
ность распределения мгновенных значений постоянна: fF(7?() = const = 1/(2 UM)
(здесь учтено условие нормировки), то минимальное значение £д будет при ус-
ловии Д/ = Ду = Д = 2 UJL. Для доказательства достаточно рассмотреть мощ-
ность шума квантования для двух соседних интервалов при условии, что Д( +
+ Д/+1 а, но Д; * Д/+1- Тогда
Чд/ + £д.М = «'(С/)---------—•
452
W{Rt) 'з
12.3. Квантование сигнала
Взяв производную от этого выражения по Л, и приравняв ее нулю, получим
A/.oPt = о/2, следовательно, A/Opt = A(+i.opt = а/2.
2. Если функция W(U) в интервале [-(7М; + С/м] существенно изменяется, то
минимум будет при неравномерной шкале, интервалы квантования у кото-
рой целесообразно выбирать из условия
1
== Я,)А3,-, откуда =
ДУ
3. Если по условиям реализации удобно использовать равномерную шкалу
квантования с шагом А(- = Д7 = 1U.JL, то из (12.10) следует
^= — Уд = — =~- (12.11)
12 12 3L2
В ряде случаев некоторые мгновенные значения сигнала КО превышают
максимальный уровень шкалы квантования UM (см., например, рис. 12.6, в).
Тогда имеем
R(t) = +UU, если КО > UM, и R(f) = ~UM, если КО <
Искажения такого вида называют шумом ограничения, а дисперсия этого
искажения оценивается из выражения
+оо -^м
и2а.отр = J (U - им )2 W(U)dU + J (U - им )2 W(U)dU.
ГГМ -00
Для симметричной функции W(U) (см. рис. 12.11) имеем
Ul^ = 2 f°(U - UM )2 W(U)dU. (12.12)
Г/н
12.3.3. Расчет числа уровней квантования
Уровень абонентских сигналов в коммутируемой телефонной сети меняет-
ся в широких пределах за счет различия затуханий абонентских линий, чув-
ствительности микрофонов, громкости голоса абонента и ряда других причин.
Соответственно в больших пределах меняется и уровень сигнала д(Г), поступа-
ющего на вход квантователя. Экспериментальные исследования показали, что
плотность распределения уровней мощности абонентов подчиняется примерно
нормальному закону (см. параграф 1.3), который характеризуется математичес-
ким ожиданием (средним значением) рср и дисперсией ст. Уровень среднего
абонента вТНОУ составляет примерно минус (13—15) дБ, а ст = 4,5—5,5 дБ.
Шкала квантования подбирается таким образом, чтобы не было ограничения
для «сильного» («большого») абонента. Его уровень мощности принимается по
453
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
«правилу трех сигм» равным ръ = дср + За. Максимальное (пиковое) напряже-
ние сильного абонента равно
. %ик.б С4т^ес0,05(рб + кц),
где — пик-фактор индивидуального сигнала, примерно одинаковый для всех
абонентов и равный 16—18 дБ; U3T — эталонное напряжение, соответствующее
мощности сигнала 1 мВт на известном сопротивлении нагрузки 7?эт.
Если потребовать выполнения С/пик.б - Um, то ограничения не будет ни для
каких абонентов, при этом для равномерной шкалы
Д = 2С/пик.б/£. (12.13)
Для «слабого» («малого») абонента уровень мощности сигнала также опре-
деляется по «правилу трех сигм»: рм = рср - За. С вероятностью 99,9% можно
полагать, что уровень мощности любого абонентара лежит в промежутке ра е
(Ай ДбЬ а действующее напряжение равно Uaa = t/3Tdec0,05^a. Поскольку
мощность шума квантования не зарисит от вида абонентов и определяется из
(12.11), то для произвольного абонента отношение сигнал—шум квантования
(ОСШК) можно определить в виде
гг2 тт2 Зг2
уа = 101g-fL = = (ра-Рср - За - *п) + 101g3Z2. (12.14)
U пик.б
Выражение (12.14), полученное с помощью (12.13), показывает, что изме-
нение уровня абонента ра в пределах от ры до рб резко изменяет величину
ОСШК, при этом ее максимальное значение будет при ра = р6, т.е. для «сильно-
го» абонента, а минимальное — для «слабого», причем различие между этими
значениями равно 6а = 30 дБ.
Выражение (12.14) можно уточнить, если учесть особенности преобразова-
ния шумов квантования в процессе дискретизации по времени, а также сгла-
живание квантованного сигнала R(t) восстанавливающим фильтром приема
(см. рис. 12.2),. Поскольку формально процедуры дискретизации по времени
и квантования по уровню можно поменять местами, то, учитывая 7?(Г) = г(Г) — £,(<),
процесс дискретизации и восстановления квантованного сигнала А(Г) можно
отобразить с помощью рис. 12.12, а или эквивалентного ему рис. 12.12, б.
Рис. 12.12
454
12.3. Квантование сигнала
Отношение действующих напряжений сигнала и шума квантования в точ-
ках А и Б одинаково и определяется'выражением (12.14). В точке С их отно-
шение меняется из-за различия характера спектров дискретизированных
сигналов Гд(Г) и ^д(Г). Действительно Спектр ^(со) Дискретизированного сиг-
нала гд(Г) образован путем сложения исходного спектра 5Х<в) и его копий,
сдвинутых на величину кая, к = ±1, ±2, ±<» по оси частот (см. рис. 12.4).
При правильном выборе частоты дискретизации ид спектральные «копии»
сигнала не пересекаются друг с другом, поскольку <од > 2сов. Исходный
спектр •S’e(co) Находится путем преобразования Фурье от функций £(/)• Срав-
нивая форму сигналов ДО и £(г), показанных на рис. 12.10, а, 12.10, б, не-
трудно убедиться, что спектр 5^(<о) гораздо шире, чем Д’/со), и для него явно
не выполняется теорема Котельникова. В результате при дискретизации
£,(0, как и ранее, получим спектр путем суммирования 5^(co) и его ко-
пий, сдвинутых на кыя. Но поскольку спектр >%(со) занимает полосу частот,
гораздо большую, чем шд, происходит наложение спектров копий друг на
друга, в результате спектр S^/oo) можно считать непрерывным и равномер-
ным в очень широкой полосе частот. Выберем условно эту полосу, равную
Дсо = рс0д/2, где р — целое число, р » 1. Тогда можно записать
(£Г1
А
Дй <Од/2
р*(0))<Л0
__0___________0__________
Дсо <од/2
Б /^(оИо р£(ш)<Ло
о о
Здесь использована известная зависимость между действующим значением
и энергетическим спектром сигнала, а также периодичность спектра сигнала
5га(со). Учтем, что реально спектр сигнала г(Г) занимает полосу Дсос = сов - сои,
а спектр Д^д(со) непрерывен и равномерен в полосе 0 со д /2. Тогда
“д/2 шв <Од/2 f /)’*>»
J^((D)C/(D= J^(<oM<O; J4(<o)c/<D = ^-I>;J^(<o)do.
0 й>н о 0>н
Объединяя предыдущие выражения, получим
Uj Дсос
Дсос J
v /л..
Отсюда окончательно
< ^Д )с
=(£Г| Л / 2
Зд>вых I ^Д > вх
(12.15)
455
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Таким образом, полосовой фильтр приема (или ФНЧ с граничной частотой
/ф =fB) обеспечивает уменьшение мощности ошибки квантования и увеличива-
ет отношение сигнал—шум. Это соответствует также физике процессов, по-
скольку ФНЧ приема «сглаживает» ступенчатый сигнал R(t) и тем самым
уменьшает разницу между отфильтрованным r\t) и исходным r(t) сигналами.
Учитывая (12.15), вместо (12.14) получим уточненное значение ОСШК на
выходе фильтра приема в дБ:
Ya = 101g
^д2аЗ£2 А / 2 _
^пик.б А “ /н
= (Ра "Рср “ Зо "Л,) + lOlgZ2 +
/в /и
(12.16)
При расчете канала ТЧ последнее слагаемое в (12.16) рассчитывается
при А = 8 кГц;/в = 3,4 кГц;/, = 0,3 кГц и равно соответственно 5,87 дБ. Отно-
шение сигнал—шум квантования (или защищенность от шумов квантования)
для любого из абонентов не должно превосходить допустимой величины Ягад0П.
Отсюда для «слабого» абонента (с уровнем рм) получим
(Рм Рср — Зст ~ &п) + 201g£ + 5,87 > ^4кв.доп
или
201ё£^Якв.доп-5,87 + (6ст + М- ’ (12,17)
В частности, если принять Аквдоп = 25 дБ, ст = 5 дБ, = 18 дБ, то из (12.17)
получим, что число уровней для равномерной шкалы квантования должно быть
не менее .
L decO,05(25 - 5,87 + 30 + 18) s dec(0,05 • 67) = 2250.
При сокращении числа разрешенных уровней квантования соответствен-
но, как будет показано1 далее, уменьшается скорость передачи цифрового сиг-
нала. Поэтому целесообразно использовать неравномерную шкалу квантова-
ния. Вид ее обоснован в параграфе 13.3.
12.4. Кодирование сигнала
Под кодированием понимают процесс преобразования дискретных по
уровню и по времени сигналов в сигнал, удобный для передачи по цифровому
каналу связи. Процесс кодирования предполагает две ступени: 1) преобразова-
ние дискретного отсчета в число, записанное в какой-либо системе счисления;
2) преобразование числа в форму эквивалентной комбинации электрических
сигналов.
Как уже говорилось, по каналу связи передается информация о квантован-
ной величине амплитуды выборки сигнала. Эта амплитуда соответствует опре-
деленному разрешенному уровню. Каждый уровень можно пронумеровать со-
ответствующим числом и передавать это число (цифру). Число можно предста-
456
12.4. Кодирование сигнала
вить в любой системе счисления Н. Основанием системы счисления называется
набор каких-то определенных цифр, с помощью которых можно представить лю-
бое число. Например, двоичная система счисления имеет основание из двух чи-
сел (0 и 1): Н2 = {0; 1}. Пятеричная система счисления состоит из 5 чисел: Н5 =
= {0; 1; 2; 3; 4}. В алгебраической теории кодирования любое число может быть
представлено в виде
£н = о0Н° + fliH1 + а2Н2 + ... + (12.18)
где д0, дь ..., дт-1 — числа, входящие в основание системы счисления, Н — чис-
ло цифр, образующих основание системы.
Например:
5310 = 10° • 3 + 101 • 5, (д0 = 3, at = 5); 152 = 2° 1 + 21 1 + 22 • 1 +
+ 23 • 1 + 24 • 0 = 01111, (д0 = 1, Д1 = 1, д2 = 1, д3 = 1, д4 = 0).
Если основание системы счисления выбрано и известно, то число можно
записать в более компактной форме £и = дт-1...д2Д1Д0. Число символов т, кото-
рые, образуют данные числа, называется значностью (или разрядностью)' кода.
Если основание кода обозначим через Н, а длину кодовой комбинации через т,
то максимальное число, которое может быть представлено в таком виде, равно
£max = Hw-l. (12.19).
Например: т = 7, Н = 2, тогда Дпах = 127, т.е. с помощью семизначного
двоичного кода можно записать 128 чисел: от 0 до 127. Если Н = 10, т = 2, то
Дпах = 99, а всего с помощью двузначного десятичного кода можно записать
100 чисел от 0 до 99.
В технике электросвязи каждое число, входящее в основание системы
счисления, имеет свой физический эквивалент. Таким эквивалентом может
быть пакет колебаний определенной частоты, видеоимпульс определенной
длительности, амплитуды и т.п. Например, пусть имеем систему счисления
Нз = [0; 1; 2].. При этом по договоренности можно считать, что пакет колеба-
ний с частотой/1 соответствует числу 0, с частотой/2 — числу 1, с частотой—
числу 2. Кодовая комбинация, соответствующая передаче одного числа L,
содержит т пакетов с частотами/ь/2,/з- Следовательно, осуществляется пере-
дача m-значным троичным кодом чисел в интервале 0 < £ ^ Зт — 1 (рис. 12.13, а).
На рис. 12.13, б приведен другой пример, где числу 0 соответствует сигнал 3) =
= 0, числу 1 — сигнал S2 = +1, числу 2 — сигнал 53 = -1. Здесь также приме-
няется троичный код. Определим, например, кодовую комбинацию для пе-
редачи числа 29 в троичном коде вида рис. 12.13, б со значностью кода т = 5.
Тогда £гаах = З5 — 1 = 242 и 0 < 29 < £тах. Запишем чиСло 29 в троичном коде,
используя (12.18) для Н = 3:
293 = З4 0 + З3 • 1 + З2 • 0 + З1 0 + 3° • 2 = 010023.
Учитывая физический эквивалент троичного кода, показанный на рис. 12.13,
б, кодовая комбинация числа 29 будет иметь вид, изображенный на рис. 12.13, в.
457
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
а)
б)
в)
О RI s2 о
ь-иТ.'Л —--------------->
Sj S3 -1 51 t
Рис. 12.13 Рис. 12.14
С уменьшением основания кода увеличивается длина кода т, но зато умень-
шается количество различных посылок (при Ню нужно 10 различных сигналов,
при Н2 — 2 различных сигнала), поэтому коды с меньшем количеством различных
посылок создавать проще, Широко используются двоичный и троичный коды.
Если кодовые комбинации имеют одинаковое число символов, то код называется
комплектным, в противном случае — некомплектным. В телеграфии, например, ис-
пользуется как комплектный код Бодо, так и некомплектный код Морзе. В боль-
шинстве случаев операции квантования по уровню и кодирования выполняются
в едином «технологическом» процессе одним устройством, которое называется
кодером или аналого-цифровым преобразователем (АЦП). Как правило, кодеры
и декодеры работают в двоичном коде, т.е. с двухуровневым (Н2) цифровым сиг-
налом. Если же по каким-либо причинам (о них будет говориться далее) необхо-
димо передавать по линии цифровой сигнал в другом коде, то применяют спе-
циальные преобразователи кода (соответственно передачи и Приема). Они
осуществляют преобразование из двоичного, например, в троичный и обратно.
Передача отдельных значений разрядов может осуществляться:
1) последовательным кодом — когда по одной линии передают каждый раз-.
ряд последовательно гй очереди; ?
2) параллельным кодом — когда все символы передаются одновременно по
разным линиям. х ' .
Выбор физических эквивалентов для выбранной системы счисления зави-
сит также от споеоба передачи. При параллельном коде он жестко связан с чис-
лом линий (каналов связи). Если используется одна физическая линия и парал-
лельный код, то осуществляется уплотнение элементарных сигналов, при этом
они должны удовлетворять свойствам ортогональности для различения их на
приемной стороне (см. параграфы 4.2, 4.3).
При передаче последовательным кодом Также необходимо каждому сигна-
лу дать определенное Ьтличйе, причем если для передачи элементарного сигна-
ла необходимо время т, то для передачи полной m-разрядной кодОвой комбина-
ций — время тт.
Критериями выбора элементарных сигналов являются:
1) наилучшая различимость их друг относительно друга;
2) максимальная различимость по отношению к собственным шумам кана-
ла передачи.
458
12.5. Временное уплотнение сигналов;
Наилучшая различимость между собой будет в той системе счисления, где
число различных символов минимально. Двоичная система в этом отношении
лучше остальных. Чем больше уровень элементарных символов, тем лучше за-
щищенность от внешних помех. •
Определим, какова должна быть скорость передачи элементарных симво-
лов, если числа передаются в последовательном коде. Для этого обратимся
к рис. 12.14, где рис. 12.14, а Отражает передачу квантованных выборок,
рис. 12.14, б — десятичных чисел, характеризующих номер разрешенного уров-
ня, рис. 12.14, в — передачу кодовых комбинаций элементарных сигналов
(цифровой сигнал ЦС). Если Тд — период дискретизации исходного сигнала, то
таким же будет период следования выборок, чисел и кодовых комбинаций. Ес-
ли используются m-разрядные кодовые комбинации и передача в последова-
тельном коде, то время, отводимое на один разряд кодовой комбинации (на
один элементарный сигнал), будет равно т - Тд/m, а частота следования Fr этих
сигналов — соответственно
Л=1/т = Гдти. (12.20)
' Если известно число уровней L [см. (12.17)] и принята двоичная система
кодирования Н2, то на основании (12.19) получим т > log2Z. Для произвольной
системы Н имеем т > logH£.
Чем больше Гт, тем больше полоса пропускания FK канала связи. Полоса FK
должна быть согласована с длительностью Г или тактовой частотой: FK > FT. От-
сюда следует, что при передаче двоичным кодом всегда требуется самая широ-
кая полоса канала. Поэтому во многих случаях приходится переходить к много-
уровневой системе кодирования: троичной, четверичной и т.п. При этом, как
правило, сначала получают цифровой сигнал в двбичном коде, а затем осу-
ществляют его преобразование в другой код.
12.5. Временное уплотнение сигналов
12.5.1. Временное объединение аналоговых сигналов,
При временном уплотнении сигналов их передача осуществляется дискрет-
но во времени. При этом между соседними дискретами одного сигнала всегда
имеются «временные окна», в которых нет передачи этого сигнала. Эти «окна»
и заполняются дискретами других сигналов. В зависимости от того, в какой
форме представлен дискрет каждого сигнала, возможны два вида временного
уплотнения:
а) уплотнение сигналов в аналого-импульсной форме;
б) уплотнение сигналов в цифровой форме.
В первом случае (рис. 12.15) каждый из сигналов многоканальной систе-
мы Д1(г) -г a„(f) (рис. 12.16, а, в) предварительно преобразуется из аналоговой
формы в сигнал АИМ-1 или АИМ^ (см. рис. 12.3, г и рис. 12.5, б). Форми-
рование АИМ-сигналов производится с помощью дискретизаторов Ц—1Л
(см. рис. 12.15), которые управляются соответствующими импульсами
459
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Рис. 12.15
коммутации UR\ + Ua„. Поскольку эти сиг-
налы являются ортогональными (непересе-
кающимцся) во времени (см. рис. 12.16, б, г),
то дискреты сигналов aal(t) + a^lf) также не
совпадают во времени и их можно непосред-
ственно объединить в групповой сигнал
С4р(О с помощью линейного сумматора 2
(рис. 12.16, д). Формирование сдвинутых
во времени последовательцостей импуль-
сов Ual + Ua„ осуществляется с помощью
генераторного оборудования (ГО) 3. Оно
же с помощью передающего устройства
синхросигналов 4 формирует специальный сигнал синхронизации, который
объединяется с выборками информационных сигналов ф(0 + a„(0 (рис. 12.16, д).
Элементарный цикл передачи в многоканальной системе строится по прин-
ципу: передается выборка 1-го канала, 2-го и т.д. до л-го, затем передается
синхросигнал; потом снова выборки 1-го, 2-го канала и т.д.
На приемной стороне (рис. 12.17) дис-
кретизаторы 11—1 л осуществляют выделение
из группового сигнала выборок только «сво-
их» каналов. После канального фильтра 3„
i = 1, ..., п происходит восстановление не-
прерывного сигнала а/г) из дискретизиро-
ванного ад/<0> как это пояснялось ранее.
Канальные дискретизаторы на передаю-
щей и приемной сторонах должны работать
синхронно и синфазно. Для этого применя-
ется принудительная синхронизация при-
емной части. Она выполняется с помощью
специального приемника синхросигнала 2,
который из группового сигнала выделяет
сигнал синхронизации й подает его на гене-
раторное оборудование приема 4. Для безо-
шибочного выделения синхросигнала по-
Рис. 12.16 следнему придаются специфические при-
знаки, отличающие его от информационных
выборок. Отличием может быть амплитуда, длительность, форма и т.п. ГО пе-
редачи и приема строятся почти одинаково, только задающий генератор на сто-
роне передачи работает в автономном режиме, а на стороне приема — в режиме
принудительной синхронизации. Преимущества такого варианта временного
уплотнения заключаются в следующем:
1) для всех каналов используется общее ГО;
2) все сигналы дискретизируются с одной частотой, что позволяет исполь-
зовать однотипные дискретизаторы и канальные фильтры;
460
12.5. Временное уплотнение сигналов
Рис. 12.17
3) аналого-цифровое преобразование
(Операции квантования по уровню и коди-
рования) выполняются одним групповым
квантователем и кодирующим устройством;
4) цифро-аналоговое преобразование
на приемной стороне осуществляется одним
групповым декодером, который формирует
групповой дискретизированный сигнал вида
рис. 12.16, д.
Такой вариант временного уплотнения
применяется в первичных цифровых систе-
мах передачи типа ИКМ-30. Цикл передачи
в этих системах поясняется на рис. 12.18.
Период цикла Гц равен периоду дискретизации телефонного сигнала Гд — 125 мкс
(поскольку Fa — 8 кГц). В интервале Тп последовательно передаются в цифровом
двоичном коде выборки 30 телефонных сигналов и два служебных цифровых
сигнала: цикловой синхронизации (ЦС) и сигналов управления И взаимодей-
ствия для АТС (СУВ). Каждая выборка передается в своем канальном интерва-
ле (КИ), имеет длительность кодовой комбинации Гк<и состоит из m разрядов.
Длительность разряда — Гт. При m = 8 получим
= Гд • 32 • 8 = 2048 кГц.
„ /1 _ 1 _ *1~
т Гт Гк / 8 Гц / 8 • 32
Канальные интервалы, нумеруемые цифрами 0, 1, 2, ..., 31, используются
следующим образом: КИО — для передачи сигнала ЦС, КИ16 — СУВ, интерва-
лы КИ1 -5- КИ15 и КЙ17 4- КИ31 — для передачи соответственно 1 —15-го
и 16—31-го телефонных сигналов. Передача СУВ осуществляется путем орга-
низации «вынесенного сигнального канала» в отличие от большинства АСП,
где СУВ передается в том же канале, что и информационный сигнал. В первич-
ной ЦСП выборка СУВ одного абонента передается в виде 3-разрядной кодо-
вой комбинации, при этом в одном КИ16 размещаются выборки СУВ двух або-
нентов. Для передачи по одному разу выборок всех 30 абонентов потребуется
время ГСц = Гц (30/2 + 1) = Г6ГЦ = 2 мс, которое называется сверхциклом, при
461
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
этом один из КИ16 в, сверхцикле используется для передачи цифрового сигнала
сверхцикловой синхронизации (СЦС). С помощью сигнала СЦС на приемной
стороне производится разделение кодированных выборок СУВ отдельных ка-
налов. Структурная Схема приемника СУВ практически аналогична рис. 12.17.
Основными недостатками рассмотренного варианта временного уплотне-
ния являются следующие:
1) с ростом числа объединяемых сигналов уменьшается интервал времени
между соседними выборками (см. рис. 12.16, д), за которое групповой кодер
(или декодер) должен произвести преобразование в цифровой сигнал (и обрат-
но), в силу чего усложняется реализация этих групповых устройств;
2) затрудняется объединение с аналоговыми сигналами, частота дискрети-
зации которых существенно отличается от «стандартной» Гд = 8 кГц;
3) затрудняется объединение аналоговых и цифровых абонентских сигналов.
Первый и третий недостатки не требуют пояснений. По этой причине
МККТТ рекомендует объединять подобным образом не более 30 аналоговых
телефонных сигналов (по американским стандартам— не более 24).
Второй недостаток может быть устранен за счет некоторой перестройки ти-
повой структурной схемы (см. рис. 12.15), как показано на рис. 12.19, а. Здесь
широкополосный сигнал, например, звукового вещания азв(?) с помощью ФНЧ
5 ограничивается по спектру до частоты Гв зв и дискретизируется с частотой
дискретизации Faзв = 4Fa = 32 кГц, которая удовлетворяет теореме Котельни-
кова: Fa,3B > 2/’в.зв. Дискретизация осуществляется с помощью 4 «стандартных»
дискретизаторов, соответствующих
1,9, 17 и 25-му телефонным сигна-
лам, которые в данном случае от-
ключаются от системы передачи.
Временной сдвиг сигналов ком-
мутации этих дискретизаторов
(рис. 12.19, б) обеспечивается ГО 3
обычным образом. Объединенные
выборки с этих дискретизаторов,
следующие с частотой 4ГД, затем
складываются с выборками теле-
фонных сигналов в сумматоре 2.
На приемной стороне перестройка
схемы по рис. 12.17 производится
аналогично: выделенные выборки
с дискретизаторов 1,9, 17 и 25-го
каналов объединяются и посту-
пают на ФНЧ с Гв зв £ 15 кГц, ко-
торый формирует непрерывный
сигнал звукового вещания. Такой
вариант построения используется
в том случае, если в широкополосном канале допустима такая же помехозащи-
щенность от шумов квантования, как и для телефонных каналов (порядка 38 дБ,
как показано в параграфе 13.4). В противном случае для цифровой передачи
462
12.5, Временное уплотнение сигналов
широкополосных сигналов необходимо применять отдельные, канальные коде-
ки (кодер + декодер). Как правило, стараются объединить цифровые сигналы
для нескольких однотипных широкополосных сигналов так, чтобы сформиро-
вать стандартный цифровой сигнал, например первичный цифровой сигнал
с тактовой частотой Гт = 2048 кГц. Типы стандартных цифровых сигналов и спо-
собы их объединения рассмотрены ниже.
В последние годы, в связи с обновлением элементной базы и распростране-
нием абонентских цифровых телефонных аппаратов (ЦТА) возникла необходи-
мость объединения абонентских сигналов, передаваемых не только в аналого-
вой, но и в цифровой форме. Не останавливаясь пока на особенностях
построения ЦТА, его синхронизации и разделения цифровых потоков противо-
положных направлений, положим, что на оконечный пункт первичной ЦСП
приходит стандартный абонентский цифровой сигнал с тактовой частотой Fr =
₽ 64 кГц, при этом Гд = 8 кГц и т=* 8, (рис. 12.20, а). Такой сигнал в блоке бу-
ферной памяти (БП) преобразуется из последовательного кода в параллельный,
а затем поразрядно с тактовой частотой FT = 2048 кГц считывается в течение со-
ответствующего канального интервала Тк (рис. 12.20, б). Расположение каждого
КИ такое же, как и для стандартного варианта уплотнения (см. рис. 12.18).
Структурная схема та-
кого объединения-разде-
ления цифровых и анало-
говых сигналов приведена
на рис. 12-21.. Здесь, кроме
ЦТА/ и блока БП/ для /-го
абонента, приведены ана-
логовые телефонные ап-
параты (ТА) 2 для абонен-
тов под номерами 1, ..., к
и у, которые формирует
соответственно аналого-
вые сигналы а\, ..., актл ц.
Общее число абонентских
(цифровых и аналоговых)
сигналов не превышает
30. Сигналы Hi,..., ак пре- , .
образуются в цифровую форму обычным образом (см. рис. 12.15—12.18) с по-
мощью группового кодера (ГК) 4, при этом в сформированном им групповом
цифровом сигнале канальные интервалы КИ/ и КИу — «пустые», т.е. там ничего
не передается. Канальный кодер (КК) 5, применяемый в случае необходимос-
ти, формирует у-й цифровой сигнал в у-м КИ, а на выходе БП/ имеем ЦС/ в КИ/.
Все эти цифровые сигналы имеют одинаковую тактовую частоту, размещены
в соответствующих непересекающихся канальных интервалах (за счет ГО пере-
дачи 7), поэтому их объединение осуществляется элементарно с помощью схе-
мы ИЛИ6, на выходе которой имеем стандартный первичный цифровой сигнал
(ПЦС). На приемной стороне с помощью ГО приема 14 и схем совпадения
Й8 t ИЮ производится выделениецифровых сигналов в соответствующих
463
Рис. 12.21
канальных интервалах, а далее их преобразование ведется в обратном поряд-
ке. В частности, сигнал ЦС/ (рис. 12.20, б) с помощью блока буферной памяти
БП 11 преобразуется в стандартный цифровой абонентский сигнал (рис. 12.20, а).
Сигнал ЦСу с помощью канального декодера (КДК) 13 преобразуется в анало-
говый aj. Наконец, с помощью группового декодера (ГДК) 12 из цифрового
группового сигнала, формируются аналоговые Ль ..., а*.
Для современной аппаратуры аналого-цифрового преобразования характе-
рен отказ от групповых кодеков в пользу канальных, поскольку это-обеспечивает
более гибкое построение аппаратуры и, кроме того, уменьшает межканальные
переходные помехи. Они возникают в групповом тракте передачи и приема, где
передаются дискретные выборки соседних каналов, за счет ограничения полосы
пропускания тракта (механизм их образования пояснялся с помощью рис. 4.5).
12.5.2. Объединение цифровых потоков ;
Второй вариант временного уплотнения отличается тем, что объедине-
ние и разделение производится с двухуровневыми цифровыми сигналами
(рис. 12.22). Здесь входное цифровые потоки, имеющие тактовую скорость FT,
объединяются в устройстве объединения (УО) в один суммарный цифровой по-
ток, который имеет тйктовую скорость, в М раз превышающую Гт. На при-
емной стороне этот поток разделяется устройством разделения (УР) на М пер-
вичных (исходных) потоков. Различают два варианта объединения цифровых
потоков:
1) синхронное, когда-исходные цифровые потоки синхронны по частоте и фа-
зе (их тактовые скорости строго одинаковы);
2) асинхронное, когда производится объединение цифровых потоков, у ко-
торых тактовые скорости несколько отличаются друг от друга (за счет исполь-
зования независимых ГО).
Есть несколько способов объединения:
1) посимвольное, 2) поканадьное, 3) посистемное.
Рассмотрим сначала посимвольное синхронное объединение (рис. 12.23).
Принцип работы устройства объединения поясняется с помощью рис. 12.24.
464
12.5. Временное уплотнение сигналов
Рис. 12.22 Рис. 12.23
Здесь каждый из исходных цифровых потоков ЦП,, i = 1, М (рис. 12.24, а,
12.24, б), поступает на соответствующую схему И;, на второй вход которой по-
дается последовательность импульсов £/к,той же частоты Fr = \/Ту, но длитель-
ностью т < Ту/М. Последовательности UKi и UKj, i* j, сдвинуты друг относительно
другана интервал Д^ = (i—j)Ty/Mvt. не пересекаются во времени (рис. 12.24, в, г).
На выходе схемы И; получаем цифровой поток той же частоты, но с укоро-
ченными по времени символами, а на выходе схемы ИЛИ («I») — суммарный
поток (ЦПХ), у которого на каждом интервале Тт размещается М символов
(по одному из каждого исходного ЦП, рис. 12.24, д').
Рис. 12.24
465
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
В Европе принята следующая иерархия цифровых систем: четыре первич-
ные цифровые системы объединяются в одну вторичную (ВЦСП); четыре вто-
ричные в одну третичную (ТЦСП); четыре третичные в одну четверичную
(ЧЦСП); четыре четверичные в одну пятиричную (ПТЦСП). Как уже говори-
лось, ПЦСП типа ИКМ-30 обеспечивает передачу 30 Телефонных сигналов.
Тогда соответственно ВЦСП обеспечивает передачу 120 сигналов, ТЦСП —
480, ЧЦСП — 1920 и ПТЦСП — 7680 сигналов. Вместо типа цифровой системы
передачи зачастую указывают только количество передаваемых ею каналов,
например ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920 и ИКМ-7680.
Для разделения суммарного ЦП на исходные необходимо ввести в его сос-
тав сигнал синхронизации (СС). Если СС вводить после каждой группы по М
информационных символов (см. рис. 12.24, д), то эффективность суммарного
Цифрового потока будет равна 3Z — М/(М +'. С), где С — число синхросимволов
(компонетов сигнала синхронизации). Даже при С= 1, что явно недостаточно
для надежного выделения синхросигнала, и М= 4 получим 3Z = 0,8. Чтобы су-
щественно повысить информационную эффективность суммарного потока, ис-
пользуют дополнительную ступень преобразования (рис. 12.25). Здесь суммар-
ный поток, полученный путем синхронного объединения и имеющий скорость
М Ft, поступает в блок буферной памяти 2. Считывание цифровой информа-
ции из памяти производится с частотой Л.гр > М • FT, в результате блок цифро-
вых символов объемом К Мбкг (К — целое число) передается за меньшее вре-
мя (см. рис. 12.26, а, б). В освободившееся временное окно вставляется группа
синхросигнала, содержащая q символов, следующих с той же частотой считы-
вания А,гР (рис. 12.26, в). На выходе схемы ИЛИ 3 (см. рис. 12.25) получаем
полный цифровой поток, содержащий как информационные, так и синхрони-
зирующие символы (кроме СС в блок импульсов на рис. 12.26, в включают так-
же ряд других служебных символов). Информационная эффективность систе-
мы в этом случае 3Z =» .. в частности, если принять, например, 3Z > 0,96;
К • М + q
q** 8, М—4, то получим К> 50. При этом цикл суммарного потока будет равен
Тц.2 “ W* • М +,q) = К • Гт, откуда
(12.21)
А \ ; А у - у А-Ля J
Из выражения вйДно, что после такого преобразования скорость суммар-
ного цифрового потока возросла незначительно (примерно на 4%), зато это
позволило обеспечить высокую информационную эффективность системы
и получить помехоустойчивый синхросигнал.
Рис. 12.25
466
12.5. Временное уплотнение сигналов
На практике вместо одной буферной памяти емкостью Of бит удобнее ис-
пользовать для каждого первичного потока свой индивидуальный блок памяти
емкостью /Гбит (рис. 12.27), а устройство объединения УО выполнить по схеме
рис. 12.23. При этом блоки БП1 ч- БПМ работают синхронно с частотой считыва-
ния, равной j^ rp /Af, и на их выходах образуются синхронные цифровые потоки
вида рис. 12.26, б при условии, что М= 1. Временное «окно» в каждом считан-
ном потоке рассчитано на q/M бит, причем во всех первичных потоках эти не-
занятые позиции совпадают во времени. Посимвольное объединение пре-
образованных первичных потоков осуществляется с помощью схем И, ИЛИ
(см. рис. 12.23), при этом на позиции временного «окна» через отдельный вход
схемы ИЛИ вводится ^-разрядная группа служебных символов, следующих
с групповой тактовой частотой Л.гр (как и для варианта на рис. 12.25). Группой
вой поток ЦП^ на выходе УО в схеме рис. 12.27 такой же, как и на рис. 12.25,
т.е. равен сумме двух сигналов, изображенных на рис. 12.26, а, б.
Объединение асинхронных цифровых потоков предусматривает две ступе-
ни. На первой каждый из исходных ЦП,, i = 1, ..., М, поступает на свой блок
буферной памяти БП, (рис. 12.28), при этом на выходах блоков получаем
Рис. 12.27
Рис. 12.28
467
12, ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
синхронны? потоки с Одинаковой тактовой частотой /т*. На второй ступени
осуществляется типовое объединение полученных потоков с помощью блока
синхронного объединения (БСО). При выполнении БСО по схеме рис. 12.27
удобно объединить индивидуальные блоки памяти, используемые для каждого
ЦП, на первой и второй ступенях преобразования, и тогда приходим к обоб-
щенной схеме устройства временного объединения (рис. 12.29). Здесь каждый
J-й блок асинхронного согласования (БАС),у = 1, 2,..., М, на стороне передачи
(БАСщ) формирует цифровой поток с тактовой частотой Л.гр/Af Он содержит
на одних известных временных позициях ряд служебных символов, а на других,
тоже известных позициях, — информационные символы первичного цифрово-
го потока ЦП/, который поступает на вход своего БАСцц со своей тактовой час-
тотой Frj. В устройстве объединения УО синхронные преобразованные потоки
посимвольно объединяются и формируют вторичный (групповой) цифровой
поток ЦП с тактовой частотой следования fT Tp, которая соответствует стандар-
тной цифровой иерархии. В оконечном пункте приема этот поток в устройстве
разделения УР делится на М синхронных первичных преобразованных пото-
ков, каждый из которых поступает на свой приемный блок асинхронного сог-
ласования (БАСпр). На выходе этого блока получаем снова исходный первич-
ный поток ЦП/ со своей тактовой частотой fTj. Для правильного разделения
генераторное оборудование приема (ГОпр) синхронизируется по тактовой час-
тоте Л.гр и частоте следования синхросигнала СС с помощью приемника син-
хросигнала (ПрСС) и выделителя тактовой частоты ВТЧ, входящего в состав
ГОпр (см. параграф 13.6 и подпараграф 15.4.2).
Рис. 12.29
Совокупность устройств на рис. 12.29 без учета генераторного оборудова-
ния часто называют: на стороне передачи — мультиплексором (MUX), на сторо-
не приема - демультиплексором (DMX), а совместно - мульдексом (MX). В рус-
скоязычной литературе эти устройства называют также оборудованием
временного группообразования (ОВГ), добавляя при необходимости указание на
то, какие групповые потоки образуются и на какой стороне: передачи или при-
ема. Например, ОВВГпд — оборудование вторичного временного группообра-
зования на стороне передачи, ОТВГпр — третичного на стороне приема и т.п.
Главное требование, предъявляемое к ОВГ, — соблюдение принципа «про-
зрачности». Он заключается в том, что оборудование временного группообра-
зования не должно накладывать никаких ограничений на структуру объединяе-
468
12.5. Временное уплотнение сигналов
мых цифровых сигналов. Соответственно последние должны передаваться по
групповым трактам высших уровней без каких-либо изменений их структуры
и тактовой частоты. Обычно тактовые частоты объединяемых ЦП/ близки друг
к другу и почти равны номинальной частотеЛ.ном, однако каждая из них может
независимо меняться в пределах fxj = AhomU ± 8Д/)), где 5/Ц) — относительная
стабильность автономных генераторов, которые формируют эти потоки.
При одних и тех же номинальных значениях тактовых частот на входе и вы-
ходе БАС его построение можно выполнить различными способами. В первую
очередь это зависит от выбора частоты преобразования (считывания) на первой
ступени согласования А* (см. рис. 12.28). На практике нашли применение два
основных.варианта. В первом выбирается /т‘ = А.Н0Мг во втором — /т* > Атах =
в)
Рис. 12.30
= /т.иом(1 + max | 8/1). Для ,
первого варианта необходи- 7
мо проанализировать три си-
туации: а) когда/т=/т‘, б)/т > б)
> А*> в) /т < /т‘. При /т = /т‘
частота записи fr информаци-
онных символов (рис. 12.30, а)
в блок памяти БП; равна
частоте считывания А
(рис. 12.30, б), при этом им-
пульсные последовательнос-
ти на входе ЦПу и выходе
ЦП/ (рис. 12.30, а, в) практически не различаются между собой, если не считать
постоянного сдвига во времени ДГ. Такой случай соответствует режиму синхрон-
ного объединения, рассмотренному выше (см. рис. 12.24);
а)
ЦП;
-н-
~а~
1 I 0 I 1 I 0 | 1 | 0 | 1
i Т_ i
б)
t
в)
t
.1 0 1
т¥-
t
При А < /т* временной
интервал между моментами
записи (риС. 12.31, а) и счи-
тывания (рис. 12.31, <5) умень-
шается после каждого считы-
вания на величину ДТ = А -
— где Т3 — Тс = 1/ А.
Это уменьшение происходит
до тех пор, пока не наступит
момент, когда на интервале
Тс не успевает появиться сле-
дующий информационный
символ. Тогда в считанной им-
пульсной последовательности повторится предыдущий символ (заштрихован на
рис. 12.31, в). Такой повтор называют положительным временным сдвигом (ВС).
Период возникновения этих ВС (повторов) равен
ГВС=ТС{1+ \TJ(T3-TC)\},
где |х| — целая часть числа х.
Рис. 12.31
(12.22)
469
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
При fr > /т* временной
интервал между моментами
записи (рис. 12.32, а) и считы-
вания (рис. 12.32, б) возраста-
ет после каждого считывания
на величину Д 7"= Тс — На-
конец, наступит момент, ког-
да за один период считыва-
ния в блок памяти поступят
два информационных симво-
ла. Тогда в считанной после-
а)
б)
в)
Рис. 12.32
довательности (рис. 12.32, в)
оказывается потерянным один информационный импульс (он заштрихован на
рис. 12.32, а). Такая потеря называется отрицательным временным сдвигом. Она по-
вторяется с периодом возникновения, определяемым также из (12.22).
Появление положительных и отрицательных ВС нарушает структуру пре-
образованного первичного потока, который отличается от исходного или тем,
что в нем появились дополнительные неинформационные позиции, или тем,
что, наоборот, оказалась потерянной часть информационных символов. Оче-
видно, в этом случае на приемной стороне по переданному преобразованному
потоку невозможно правильно восстановить исходный поток, если не принять
определенных мер, которые называют согласованием скоростей.
Процедура согласования скоростей включает в себя, во-первых, формирова-
ние в БАСпд трех команд согласования скоростей (КСС, или так называемых
стаффинг-комавд), которые указывают, в каком режиме в настоящий момент ра-
ботает БАС: синхронном (А- = /т*), режиме положительных (А < /т*) или отрица-
тельных (А > /т*) ВС. Во-вторых, формируется специальный сигнал коррекции^ ко-
торый в случае отрицательных ВС (отрицательного согласования скоростей)
представляет собой тот самый «пропущенный» информационный символ, кото-
рый потерялся бы при преобразовании ЦП (см. рис. 12.32). При положительных
ВС (положительном согласовании скоростей) сигнал коррекции указывает на по-
явление «лишнего» неинформационного символа в преобразованном потоке.
Сигналы КСС и сигналы коррекции должны передаваться на строго опреде-
ленных служебных позициях, отведенных в цикле преобразованного первичного
потока (см. рис. 12.26). На приемной станции (в БАСпр) при приеме КСС и сиг-
нала коррекции о положительном согласовании скоростей происходит «вычерки-
вание» лишнего неинформационного импульса при записи преобразованного
первичного потока в блок, памяти. Если КСС и сигнал коррекции соответствуют
отрицательному согласованию скоростей, то тогда сигнал коррекции записывает-
ся в блок памяти в качестве пропущенного информационного символа.
Период повторения группы служебных символов Тп (см. рис. 12.26, б, в)
в преобразованном первичном потоке должен быть, естественно, много мень-
ше,чем период повторения ВС. Если учесть относительную стабильность час-
тоты исходного ЦП 8/i и относительную стабильность 8/ частоты записи /т,
которая жестко связана с групповой тактовой частотой fTrp и потому имеет ту же
470
12.6. Стандарты цифрового объединения
нестабильность
нестабильность = §/2 ,то период повторения ВС может быть рас-
v. ft J ТГР . >
считан на основании (12.22) по формуле
Т
Т ~ 1 т-ном
Ве = |8/1| + |8/2|'
(12.23)
Если принять на основании (12.21), что Тц = К Гтном, где АГ > 50, и поло-
жить, что Твс /Тц = р, где р > 100, то тогда из (12.23) следует
\ (18/11 + |8/2|) < 1/(рА).
(12.24)
Условие (12.24) является основой для обоснования требований к стабиль-
ности частот 8/1 и 8f2. Можно показать, что при типовых требованиях: 8/ < 5 • 10~5
и 8/2 < 3 • 1 (Г5 условие (12.24) выполняется.
Рассмотренный вариант согласования скоростей называется двусторонним
(положительно-отрицательным). Он применяется в оборудовании временного
группообразования во всех ЦСП, разработанных в СНГ до 1992 г., и соответ-
ствует рекомендации МККТТ G.745.
В последних разработках применяется ОВГ, в котором используется одно-
стороннее (положительное) согласование скоростей. Такое согласование вы-
полняется тогда, когда на первой ступени преобразования первичного потока
выполняется условие
/т.ном(1 8Л) >/'.НОм(1 8/1),
т.е. когда при малых отклонениях частот записи и считывания мгновенное зна-
чение частоты считывания /т* всегда больше, чем записи/. Процедура согласо-
вания скоростей здесь отличается от рассмотренной выше тем, что, во-первых,
уменьшается период следования ВС, а во-вторых, образуются только положи-
тельные ВС, т.е. в преобразованном потоке появляются только «лишние» неин-
формационные импульсы, которые устраняются с помощью одной команды
(КСС) и одного сигнала коррекции. ,
Положительное согласование скоростей нашло исключительное примене-
ние в аппаратуре связи, поставляемой из дальнего зарубежья. Отметим, что
стандарты на построение ОВГ с двухсторонним и односторонним согласовани-
ем скоростей существенно различаются, поэтому в одной ЦСП нельзя исполь-
зовать на стороне передачи и приема ОВГ разных стандартов.
12.6. Стандарты цифрового объединения
12.6.1 . Стандарты плезиохронной иерархии
Рассмотрим варианты временного группообразования, которые соответ-
ствуют так называемой европейской плезиохронной цифровой иерархии (PDH),
когда на каждой следующей ступени объединяются цифровые потоки от
четырех систем предшествующей ступени. В США, Канаде и Японии использу-
471
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ется другой вариант построения цифровой иерархии (так называемый североа-
мериканский), при котором число объединяемых трактов на разных ступенях
различно. Оба варианта цифровой иерархии называются плезиохронными, по-
скольку предполагается, что объединяемые цифровые потоки имеют одинако-
вые номинальные тактовые частоты. В рамках плезиохронного объединения
различают варианты с одно- и двухсторонним согласованием скоростей, кото-
рые требуют самостоятельного рассмотрения.
Группообразование с двухсторонним согласованием скоростей. Построение
цикла вторичного цифрового сигнала, получаемого путем временного асин-
хронного объединения четырех первичных цифровых сигналов с использова-
нием двухстороннего (положительно-отрицательного) согласования скоростей,
иллюстрирует рис. 12.33. Цикл передачи вторичного сигнала Гц2 выбран рав-
ным 125 мкс, что равно циклу первичного ЦС (см. рис. 12.18). В номинальном
режиме в блок асинхронного согласования за это время поступит 256 информа-
ционных символов (рис. 12.33, а). Для уменьшения объема памяти БАС цикло-
вой сигнал преобразованного цифрового потока ЦП/ на выходе БАС форми-
руют в виде последовательности четырех подциклов (групп), нумеруемых
соответственно Грь Гр2, Гр3 и Гр4. Каждая группа (рис. 12.33, б) включает
66 импульсных позиций (ИП), а всего в цикле размещается 264 ИП, причем
длительность каждой ИП равна Т* = Тц2/264, а частота следования соответствен-
но /т* = 1/Т* = 2112 кГц, что равно 1/4 номинальной частоты вторичного ЦП.
I . . Рис. 12.33
I
Для сокращения записи обозначим каждую ИП в виде слова: ИП-А-Б, где
А означает номер подцикла (группы), Б — номер ИП в группе. Как следует из
рис. 12.33, б, первые две ИП в первой группе (ИП-1-1, ИП-1-2) пустые (00),
они отведены для формирования циклового синхросигнала (ЦСС), который
должен находиться в начале цикла передачи (рис. 12.33, в). Остальные позиции
в этой группе (ИП-1-3 + ИП-1-66) заняты информационными символами пер-
вичного ЦП. Первые ИП в Гр2, Гр3 и Гр4 отданы для передачи рассредоточен-
ной 3-символьной команды согласования скоростей (КСС), причем для поло-
472
12.6. Стандарты цифрового объединения
жительного согласования КСС имеет вид 111, а для отрицательного — ООО. Для
синхронного режима передачи КСС имеет вид чередующихся комбинаций 111
и 600. Вторые позиции в Гр2 и Гр3 — пустые, они отданы для передачи в груп-
повом сигнале символов служебной связи (сл.св) и дискретной информации
(ДИ) (см. рис. 12.33, в).
Положительное согласование скоростей осуществляется за счет запрета
повтора одного информационного импульса на позиции ИП-4-3. Вместо него
в считанной последовательности передается балластный символ 1, который од-
новременно является и сигналом коррекции. При отрицательном согласовании
на этой позиции передаются информационные символы, а на позиции ИП-4-2
передается сигнал коррекции, который в этом случае представляет собой «по-
терянный» информационный символ. Передача сигналов коррекции осущест-
вляется в цикле, который следует сразу после того цикла, где второй раз подряд
повторился один и тот же сигнал КСС.
Посимвольное объединение четырех синхронных и синфазных ЦП вида
рис. 12.33, б, имеющих одинаковую структуру цикла и скорость передачи
2112 кбит/с, дает вторичный цифровой поток со скоростью передачи 8448 =
= 4 2112, кбит/с. Одновременно во вторичный ЦПу вводятся служебные
символы на позициях циклового синхросигнала (8-битбЬая группа ЦСС вида
11100110), служебной связи (4-битбвая группа) и дискретной информации
(рис. 12.33, в).
Более детально процедуру согласования скоростей можно пояснить, опи-
раясь на структурную схему БАС на стороне передачи (рис. 12.34) и приема
(рис. 12.35). На стороне передачи (в БАСпд) для принятия решения о типе со-
гласования скоростей (положительном или отрицательном) постоянно контро-
лируется временной интервал между импульсами записи (с выхода выделителя
тактовой частоты ВТЧ) и импульсами считывания, следующими с выхода 1 ге-
нератора ГОпд с частотой 2112 кГц. На этом выходе первые две ИП в каждой
группе цикла — пустые (00), следовательно, в это время Считывание из блока
памяти БП не происходит (см. рис. 2.33, б). Импульсы считывания и записи
поступают на вход временного детектора ВД. Если временной йнтервал At меж-
ду ними (см. рис. 12.30) находится в допустимых пределах (примерно Тт/2), то
сигнал на выходе ВД отсутствует и скорости не согласовываются.) Уменьшение
Рис. 12.34
473
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Рис. 12.35
(или увеличение) этого интервала до некоторой определенной границы свиде-
тельствует о скором появлении ВС и, следовательно, о необходимости положи-
тельного или отрицательного согласования скоростей.
При этом от ВД к передатчику КСС (ПдКСС) поступает соответствующий
сигнал, по которому на первом выходе ПдКСС формируется 3-элемейтная ко-
манда Ш или ООО на позициях ИП-2-1, ИП-3-1 и ИП-4-1. Одновременно на
выходах «+» и «-» ПдКСС формируются сигналы коррекции. В случае положи-
тельного согласования скоростей на выходе «+» на позиции ИП-4-3 формиру-
ется сигнал запрета, который запрещает прохождение импульсов считывания
через схему НЕТ и соответственно появление «повторного» информационного
импульса на выходе БП (см. рис. 12.31). Одновременно на этой позиции фор-
мируется балластный импульс 1, который поступает на первый выход ПдКСС.
В случае отрицательного согласования скоростей на выходе «-» ПдКСС на пози-
ции ИП-4-2 формируется импульс 1, который проходит через схему ИЛ Hi и осу-
ществляет дополнительное считывание информации из БП на этой позиции.
Затем преобразованные сигналы с выхода БП объединяются с сигнала-
ми согласования скоростей в схеме ИЛИ2, формируя цифровой поток
ЦП; (см. рис. 12.33, б). Далее 4 цифровых преобразованных патока объединя-
ются в устройстве посимвольного объединения (см. рис. 12.29), при этом на «пус-
тые» позиции сигналов ЦП; вводят кодовые группы циклового синхросигнала
(ЦСС), служебной связи (сл.св) и дискретной информации (ДИ) (см. рис. 12.33, в).
На стороне приема вторичный цифровой сигнал ЦЩ с помощью выдели-
теля тактовой частоты ВТЧ, приемника цифрового синхросигнала ПрЦСС,
синхронизируемого ГО приема и четырех схем И посимвольно разделяется на
4 синхронных цифровых потока ЦП* с тактовой частотой 2112 кГц. Затем каж-
дый из них поступает в свой блок асинхронного сопряжения приема БАСпр.
С помощью схемы Ht поток ЦП/ «очищается» от служебных символов и при-
обретает вид, подобный рис. 12.33, б, где импульсные позиции 1 и 2 в каждой
группе пустые. В таком виде он поступает на вход записи 1 блока памяти БП.
474
12.6. Стандарты цифрового объединения
Одновременно исходный поток поступает в приемник команд согласова-
ния скоростей (ПрКСС), где происходит выделение КСС, их декодирование
и анализ. Обнаружив команду о положительном согласовании скоростей, на
выходе «+» ПрКСС формируется импульс, который воздействием на схему
НЕТ запрещает по входу 2 запись в БП балластного символа, введенного на по-
зиции ИП-4-3 информационного сигнала. При отрицательном согласовании
ПрКСС на выходе «-» формирует импульс, который через элемент ИЛИ2 дает
разрешение по входу 2 на запись информации в БП на позиции ИП-4-2. Од-
новременно через элемент ИЛИ] он воздействует на схему Иь открывая ее
и пропуская тем самым дополнительный информационный символ в БП на
служебной позиции ИП-4-2.
Импульсный поток на выходе схемы НЕТ представляет собой периодичес-
кую последовательность «пакетов» (групп) импульсов, следующих с тактовой
частотой, равной 1/4 тактовой частоты принимаемого вторичного цифрового
потока, т.е. 1/4 частоты 8448 кГц задающего генератора ГОпд. Период следова-
ния групп постоянен и равен Тпц = ru2/4 (см. рис. 12.33, 6), при этом число им-
пульсов в группах под номерами Гр] + Гр3 одинаково и равно 64, а в группе Гр4 —
оно может изменяться: 65 — при отрицательном согласовании, 63 — при поло-
жительном, 64 — при отсутствии согласования скоростей. Если проанализиро-
вать спектральный состав такого импульсного сигнала (наиболее просто это
сделать Для режима отсутствия согласования скоростей), то можно убедиться,
что он содержит компоненты частоты 2112(1 ± 2/66) кГц, в том числе и компо-
нент 2048 кГц (см. параграф 6.4). Наиболее точно эту частоту можно выделить,
используя узкополосные схемы фильтрации на основе ФАПЧ (см. главу 7).
Именно по такой схеме строится генераторное оборудование ГО, для каждого
первичного потока. Оно формирует импульсы с частотой примерно 2048 кГц,
которые, поступая на вход 3 считывания БП, создают непрерывный первичный
информационный поток по типу рис. 12.33, а. ГО содержит генератор, управ-
ляемый напряжением (ГУН), фазовый (или временной) дётектор ФД й фильтр
нижних частот ФНЧ с полосой пропускания, определяемой из (12.23) (порядка
2 106(5 + 3) 10~5 = 160 Гц). Если тактовая частота первичного потока на сторо-
/т2(1-1 /32) >
не передачи Д] точно равна значению где fj2 — тактовая частота
4
вторичного потока, определяемая ГОпд, то тогда в принимаемом преобразован-
ном потоке ЦП;* нет импульсов коррекции скоростей и схема ФАПЧ точно
восстанавливает частоту fa. Это как бы номинальный режим. Любые отклоне-
ния fa или/и fa, при которых АДО = fa(f) - А—- V 0, нарушают это ус-
4
ловие, что Вызывает появление сигналов коррекции (на позициях ИП-4-2 или
ИП-4-3) и соответственно переменного сигнала ошибки на выходе ФД схемы
ФАПЧ. По этому сигналу ГУН перестраивает свою частоту и соответственно
частоту считывания БП таким образом, чтобы восстановить тактовую частоту
А(0 до значения Д](0 = 32^ + АДО-
4
Временное группообразование третичного и четверичного цифрового сигналов
при двухстороннем согласовании скоростей выполняется по структурной схеме,
475
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
аналогичной рис. 12.34 и 12.35. Отличие состоит в организации цикла переда-
чи. Для третичного временного группообразования (ТВГ) Цикл передачи
(рис. 12.36, а) имеет период Тц3 = 0,5Т1(2 = 62,5 мкс и делится на три подцикла
(группы) длительностью Тпц3 = Тц3 /3. Нетрудно убедиться, что номинально
каждая исходная группа содержит 176 ИП (176 = Тпц3^2). После преобразова-
ния в блоке асинхронного согласования (БАСга) получаем преобразованный
вторичный поток ЦП2*, в котором каждая группа содержит 179 ИП (рис. 12.36, б).
Первые три ИП в каждой группе являются «пустыми» и отдаются для передачи
служебной информации, при этом ИП-2-1, ИП-2-3 и ИП-3-1 используются для
трехсимвольной команды согласования скоростей (КСС), ИП-3-3 и ИП-3-4 —
для передачи сигналов коррекции (СК) скоростей, причем ИП-3-3 отдаётся
для передачи «пропущенного» информационного символа при отрицательном
согласовании скоростей, а ИП-3-4 — для передачи балластного («лишнего»)
импульса при положительном согласовании скоростей. При отсутствии согла-
сования скоростей КСС в соседних циклах представляет собой чередующуюся
последовательность символов 111 и ООО; положительное согласование скорос-
тей выполняется только при условии повторения в двух соседних циклах КСС
вида 111, а отрицательное согласование — вида ООО.
а)
б)
в)
ЦП2
ЦП*
1........... 17611
гР1------>к-
Тцз----------
........17б| 1
ГР2 ----->к-
......176
-гРз ----->
112|3 4..инф...179| 1|2|3 4..инф...179| 112 |3 4|5.инф,179
— 1А Д ’ * А А'А г
КСС
1ск
ЦП3
1....12|13..инф..71б|1....12[13..инф..71б|1.....12|13..инф..716
t
t
Рис. 12.36
Четыре преобразованных вторичных потока ЦП2* затем посимвольно объе-
диняются в третичный цифровой поток (рйс. 12.36, в), у которого в каждой
группе теперь насчитывается 716 ИП, при этом первые 12 позиций Гр, отданы
для передачи сигнала цикловой синхронизации вида 111110100000, на позици-
ях 5 и 6 в Гр2 передается сигнал служебной связи, на позициях 5—8 в Гр3 — сиг-
нал дискретной информации, а на позициях 7 и 8 в Гр2 — сигналы аварии и вы-
зова. Позиции, отданные в третичном сигнале для передачи КСС и СК,
нетрудно определить самостоятельно. Используя рис. 12.36, можно убедиться,
что тактовая частота преобразованного потока ЦП2* равнаЛг(179/176) =/Т2(1 +
+ 3/176) = 8592 кбит/с, а тактовая частота третичного потока — соответственно
Лз= 4 • 8592 = 34 368 кбит/с. Информационная эффективность третичного по-
тока Э£ превышает 0,98 [см. (12.21)].
При формировании четверичного цифрового потока методом двухсторон-
него согласования скоростей цикл передачи (рис. 12.37) уменьшается до значе-
476
12.6. Стандарты цифрового объединения
ния Тц4 = Тцз/4 = 15,625 мкс, при этом цикл разделяется на четыре подцикла
(группы) длительностью ГЦЦ4 = ТЦ4/4. В отличие от предыдущих вариантов вре-
менного группообразования здесь преобразованный цифровой поток ЦП3*
строится по-разному для каждой группы (рис. 12.37, а). В Гр1 первые три ИП
остаются «пустыми» (для служебных целей), а остальные позиции (с 4 по 136)
заняты информационными символами исходного ЦП3. В Гр2 и Гр3 для служеб-
ных целей отдана только ИПь а в 4-й группе — первые две ИП, при этом пер-
вые ИП в Гр2 — Гр4 отдаются для передачи трехсимвольной КСС (111 — при
положительном согласовании скоростей, ООО — при отрицательном, чередова-
ние 111 и ООО в соседних циклах — при отсутствии согласования). Сигналы
коррекции (СК) скоростей передаются в Гр4, при этом на второй ИП передает-
ся «пропущенный» информационный символ в случае отрицательного согласо-
вания, а на третьей ИП — балластный символ в случае положительного согла-
сования. В синхронном режиме (при отсутствии согласования скоростей)
в цикле преобразованного сигнала ЦП*3 передается 537 исходных информаци-
онных символов (133 + 2 135 + 134), при этом тактовая частота преобразован-
ного сигнала равна ^3(544/537) = fa (1 + 7/537) = 34 816 кбит/с. В режиме со-
гласования скоростей в цикле ЦП*3 передается 538 информационных символов
(при отрицательном согласовании) или 536 (при положительном).
а)
T’irt
<----- Гр, — >< - Гр2
цп;
б)
цп4
1|2|3 4.лнф.136 1 2.янф..„136
*
1 2„инф.„136 1 2| 3 4лнф..136
Гр3..........•><..... Гр4
ск
1 12| 13. днф..54411.. .4] 5....янф.....544| 1 „4 5 инф...„544| 1 12| 13..инф..544
t
t
Рис. 12.37
Четыре преобразованных третичных потока посимвольно объединяются
в один четверичный (рис. 12.37, б), и теперь в каждой группе размещается 544
символа. В Гр1 на первых 10 позициях размещают цикловой синхросигнал вида
1111010000, на 11-й позиции передают сигнал служебной связи, на 12-й — сиг-
налы вызова и .аварии, позиции 13—544 используют для передачи информаци-
онных символов. Размещение символов в остальных группах ясно из рис. 12.37, б,
при этом в Гр4 информационные символы передаются также на позициях 9—12
при отсутствии согласования и дополнительно на позициях 5—8 — при отрица-
тельном согласовании. При положительном согласовании на позициях 9—12
передают балластные импульсы, позиции 5—8 — «пустые» и могут быть ис-
пользованы для дополнительных целей. Более подробные сведения о структуре
временного группообразования с двухсторонним согласованием скоростей
можно найти в специальной литературе, например ГОСТ 27763-88 «Структуры
циклов групповых сигналов первичной сети ЕАСС»-
Группообразование с односторонним согласованием скоростей. Осуществля-
ется в соответствии с рекомендациями МККТТ G.742 (для вторичного ВГ)
477
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
и G.751 (для третичного и четверичного ВГ). На рис. 12.38, а показан цикл пер-
вичного преобразованного сигнала, получаемого на выходе БАСпд вторичного
мультиплексора. Цикл состоит из четырех групп, которые содержат по 53 сим-
вола, следующих с тактовой частотой // =2112 кбит/с. Первые три ИП в Гр(
«пустые», остальные информационные. В группах 2—4 первые ИП отведены
для передач 3-символьной команды согласования скоростей (КСС). Если име-
ется положительный ВС в преобразованном сигнале, то КСС имеет вид 111,
а на позиции ИП-4-2 передается балластный импульс (сигнал коррекции ско-
ростей). При отсутствии ВС на позициях КСС передается сигнал ООО, а на по-
зиции ИП-4-2 — текущий информационный символ. Посимвольное объедине-
ние четырех преобразованных потоков дает вторичный цифровой поток (рис.
12.38, б) с тактовой частотой/т2 = 4 fT1 = 8448 кбит/с, при этом каждая группа
в цикле теперь содержит по 212 символов. В Гр! первые 10 позиций отдают под
цифровой синхросигнал вида 1111010000, позиция 11 используется для индика-
ции аварии, а позиция 12 резервируется для служебных целей. Остальные пози-
ции не требуют пояснений.
а)
цпГ
б)
ЦП2
*------------;-----:----' 7^----------—------------
---- ГР!----><--Гр2----X-----Гр3---------- Гр4---->>
112| 31 4..инф..53
1 2...лнф....53 1
—4----------------4-*.
2....инф.,..53
ксс Т~
1 2 3..инф..53
1...12 13..инф..212 1..4 5..инф.....212 1..4 5.....инф.212 1..4 5..8 9..инф..212
t
Рис. 12.38
Формирование третичного цифрового потока из четырех вторичных ЦП
производится по аналогичной схеме (рис. 12.39) и отличается только тем, что
число ИП в каждой группе преобразованного вторичного потока (рис. 12.39, а)
выбрано равным 96, а тактовая частота /т2 = 8592 кбит/с. Неинформационные
биты здесь расположены так же, как и на рис. 12.38, а: первые три ИП в Грд —
«пустые», первые ИП в Гр2 + Гр4 отданы для КСС, вторая ИП в Гр4 отдается для
передачи сигнала коррекции (СК), если в это время КСС имеет вид 111. Когда
а) *----------:------------------------- Гц3 -----------------------------------М
Ч------ Гр, >< Гр2----------------->!< — Гр3 . >1< Гр4 ------------------»j
ЦП2* 1 2 3 4.лнф..96 1 2...лнф,...96 1 2....инф....96 1 2 3..инф..96
б) . t 1 1 1 т | КСС Т tJ ' 1
» i ! ск ’
ЦП3 |1 12|13.лнф..384 1..4| 5.....инф....,384 1..4 5 инф 384 1..4 5..8 9.даф..384 ->
t
Рис. 12.39
478
12.6. Стандарты цифрового объединения
КСС передаётся в виде ООО (отсутствует согласование скоростей), на ИП-4-2
передается текущий информационный символ. После посимвольного объеди-
нения (рис. 12.39, б) получаем третичный групповой поток с тактовой частотой
Лз = 4/т2 = 34 368 кбит/с, у которого каждая группа цикла содержит 384 бит,
при этом в Гр1 на позиции 1—10 передается цикловой синхросигнал вида
1111010000. Остальные позиции используются так же, как и во вторичном ЦП.
Четверичное временное группообразование (ЧВГ) производится путем по-
символьного объединения четырех преобразованных третичных ЦП (рис.
12.40). Цикл передачи содержит 6 групп (Гр( + Гре). В преобразованном третич-
ном ЦП, получаемом на выходе БАСпд (см. рис. 12.34), каждая группа содержит
по 122 символа (рис. 12.40, а), которые следуют с тактбвой частотой считывав
ния /т3 = 34 816 кбит/с. В Грз первые четыре ИП. «пустые», остальные инфор-
мационные. В Гр2 * Гр6 первые ИП отводят для передачи 5-символЬной КСС,
которая имеет вид 11111, если передается сигнал коррекции (СК), и 00000 —
если не передается. В первом случае на позиции ИП-6-2 размещают балласт-
ный символ 1, во втором — текущий информационный символ. В объединен-
ном четверичном ЦП (рис. 12.40, б) каждая группа содержит 488 символов^ сле-
дующих с тактовой частотой fT4 = 4/т3 = 139 264 кбит/с. При этом в Tpi на
позициях 1—12 передается цикловой синхросигнал вида 111110100000, ИП-1-13
отводится для передачи сигнала аварии, а позиции 14—16 в этой группе резер-
вируют для служебных целей. Остальные ИП (с 17 по 488) используют для по-
очередной передачи информационных бит четырех объединяемых потоков.
Размещение ИП в остальных группах ясно из рис. 12.40.
а) к
ЦП*
б) .
ЦП4
, I ГД4
Гр2 - >< Грз - X Гр4 -у - Гр5
1...4I 5.....122I 1 |2..~.122| 1 |2.....122| 1 2.....122 1 |2....Л22 1| 2| 3.....122
; СК; ;
1.1б| 17...488|1.,4|5.....488!!1..4| 5„..488| 1..4|5 .....48811..4|5.....488| 1..8|9.-.48^ >
~ ' '.т . t
КСС
*
! t
Рис. 12.40 ’
Длительность цикла на каждой ступени временного группообразования 7^-,
J = 2, 3, 4, и частота следования этих циклов /^рассчитываются элементарно
при известных значениях числа ИП в цикле тактовой частоты их следова-
ния frj. Т^= Nm/ftf, Рц/ = 1/7^ Например, для третичного ЦП (см. рис. 12.39)
имеем: ~ 384 • 4 = 1536; = 34Д68 10б Гц. Тогда Тц3 = 44,6 Мкс, /ц3 =
= 22 400 Гц.. /
Наиболее сложной является задача выбора и обоснования числа N^. При ее
решении из известных соображений задают число служебных позиций Ncnj,
которые требуются для передачи цикловой синхронизации, КСС и СК. Для
рис. 12.38, а и 12.39, а имеем = 6, для рис. 12.40, а — Ncn = 9. Тогда число
информационных позиций, которые используются в цикле для передачи ин-
479
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
формационных бит входного ЦП, будет равно NH = Nn - Na или N„ — 1, если
передается сигнал коррекции. Число бит, идущих на передачу СК за 1 с, равно
Лк = ^7^-Л, (12.25)
где f - тактовая частота входного ЦП, /т* — преобразованного ЦП (на выходе
БАСвд). При изменении /т* в пределах /т*НОм(1 ±8/ ) wf в пределах^..ном(1 ± 5/)
частота следования неинформационных бит СК меняется от Лк.тт‘Д° Лк.тах,
где ' .
' Лк.тах= JVt‘hom(1 + Ж~АноМ(1 - 5/); (12.26)
Лк.тт = ЛГн/т’.ном(1 ~ 8/‘)/^ц "АномС! + 8/); (12.27)
Лк.ном — Мь/т.НОм/^Ц ~/г.НОМ- (12.28)
Очевидно, максимальное возможное число бит СК за 1 с будет в случае,
когда они появляются в каждом цикле. Этому соответствует частота Лк.тах.тах,
равная
Лк.тах.тах — A.max/Mi ж Л.ном(1 Ч" 8/ )/АГц. (12.29)
Если выражения (12.26)—(12.29) дополнить очевидными условиями:
^) Лк.ггйп > 0, б) Ак.тах < Лк.тах.тах! в) Лк.ном/Лк.тах.тах s ^,4 0,5, И обозначить
величину q =Аном//т.ном,то получим следующую систему уравнений для выбо-
ра Ац:
а) Аи/ЛГц > <7(1 + 8/+8/‘);
б)(^-1)/Ац<д(1-8/-8/*); (12.30)
в) NH ~ Nuq s 0,4-0,5.
Нетрудно убедиться- непосредственной подстановкой, что рекомендуемые
МККТТ параметры циклов для вторичного временного (q = 2048/2112), тре-
тичного (? = 8448/8592) и четверичного (q = 34 368/34 816) группообразования
удовлетворяют (12.30). В номинальном режиме при одностороннем согласова-
нии скоростей И выбранных значениях Nu сигналы коррекции появляются пра-
ктически в каждом втором цикле. Типичная последовательность появления их
по циклам имеет вид 010101010101016101010101.... что соответствует средней
кратности 3/7. Обратим внимание, что в мультиплексорах с двухсторонним
согласованием скоростей в номинальном режиме сигналы коррекции вообще
не появляются.
Построение аппаратуры временного группообразования с односторонним
согласованием скоростей практически такое же, как и при двухстороннем со-
гласовании (см. рис. 12.34, 12.35). Структура блоков БАСпд и БАСлр несколько
проще, чем на рис. 12.34,12.35, поскольку нет необходимости в передаче «про-
пущенного» информационного символа по команде «—». Зато несколько увели-
чивается число ячеек памяти в БП.
480
12.6, Стандарты цифрового объединения
Стандартный цифровой поток, формируемый на выходе к-й ступени
временного объединения (к = 1, 2,...), для европейской иерархии обозначается
символом ЕА:(Е1, Е2 и т.д.). При этом сигнал Е1 передается со скоростью
2048 кбит/с, Е2 — 8448 кбит/с и т.д. Для американской иерархии PDH
используют обозначение ТА:. ’
12.6.2. Стандарты синхронной иерархии
Для обеспечения совместимости имеющихся вариантов PDH, а также для
упрощения методов объединения (разделения) высокоскоростных цифровых
потоков принят международный стандарт синхронной цифровой иерархии
(SDH). Он позволяет синхронно объединять и разделять цифровые потоки со
скоростями 155,520 • N, Мбит/с; где N= 1; 4; 16; 64 и т.д. В стандарте SDHvk,-
пользуется совершенно другой, нежели в PDH, принцип временного объедине-
ния; он более сложен и близок к способам, принятым в ЭВМ. Зато при этом
достигается непосредственный доступ к любому из объединяемых сигналов,
что позволяет обеспечить автоматическое управление сетью, найример опера-
тивно распределять информационные потоки по направлениям. Структура
первичного синхронного цифрового потока (его скорость 155,520 Мбит/с) со-
ответствует синхронному транспортному модулю 1-го порядка (STM-V), вто-
ричного синхронного потока (со скоростью 4 155,520 = 622,080 Мбит/с) —
модулю STM-4, третичного синхронного потока (его скорость 4 • 622,080 =
= 2488,320 Мбит/с) - STA/-16 и т.д.
Характерной особенностью STM-N является то, что все они имеют одина-
ковый цикл передачи, называемый фреймом. Фрейм (frame) имеет длитель-
ность 125 мкс и достаточно сложную структуру, которую удобно представить
в виде двумерной матрицы. Для STM-\ она имеет формат 9 строк на 270 одно-
байтовых (8-битовых) столбцов (рис. 12.41). Структуру можно развернуть в ви-
де одномерной путем поочередной передачи каждой строки — слева направо
и сверху вниз (построчная развертка). Тогда за время 125 мкс будет передано
270x9 байт или 270x9x8 бит, что соответствует тактовой частоте передачи син-
хронного модуля STM-Х, равной frsx - (270 • 9 • 8 / 125)10“6 = 155 520 кбит/с.
Фрейм состоит из двух групп полей. Первая группа формата 9x9 байт занимает
первые 9 столбцов и образует поле секционных заголовков SOH (section overhead).
Остальные столбцы всех строк с 10 по 270 образуют поле полезной нагрузки PL
(path load). Верхние три строки секционного заголовка отводят под заголовок ре-
генераторной секции RSOH, нижние пять строк SOH — для заголовка мульти-
плексной секции MSOH. Размер RSOH — 3x9 — 27 байт, размер MSOH— 5x9 =
= 45 байт. Заголовок RSOH несет информацию о принадлежности транспорт-
ного модуля, его маршруте, сигналах служебной связи, телеконтроля и т.п.,
которые необходимы для обеспечения нормальной эксплуатации линейно-
го тракта, а также для сигнализации и управления при автоматическом пере-
ключении на резервный тракт. Шесть байт в начале 1-й строки RSOH отведено
для размещения цифрового синхросигнала (frame alignment word — FAM). Заго-
ловок MSOH используется в тех пунктах, где производится сборка или разборка
модуля. В нем приводятся сведения о том, каким образом сформирована полез-
16 Зак. 1600
481
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ная нагрузка модуля, из каких информационных потоков произведено муль-
типлексирование, где размещены данные о каждом входном потоке и т.п. Кроме
RSOHvl MSOHti составе SOH имеется еще одна строка данных (четвертая) фор-
матом 1x9 байт, которая называется указателем административных блоков
(AU-n PTR). Ее назначение будет пояснено ниже.
Мультиплексирование STM-1 в STM-N, где N— 4, 16, 64 и 256, может осу-
ществляться как каскадно, т.е. поочередно с одного уровня иерархии в другой,
так и непосредственно (одной ступенью преобразования). При непосредствен-
ном мультиплексировании используется чередование байт (рис. 12.42). Напри-
мер, если мультиплексируется 16 каналов ST МЛ (N = 16), то в мультиплекси-
рованном сигнале первый байт относится к первому каналу STM-1, второй байт —
ко второму и т.д. Семнадцатый байт относится опять к первому каналу STM-1,
Восемнадцатый байт— ко второму и т. п. При этом в интервале времени, кото-
рое соответствует передаче одного байта STM-1, будут переданы поочередно по
Рис. 12.41 Рис. 12.42
Каскадное мультиплексирование осуществляется по схеме чередования
групп байт, причем число байт в группе равно кратности мультиплексирования
на предыдущей ступени. Например, если формирование STM-16 идет по схеме:
4 х STM-1 ч4 х STM-4 -> 5ТЛ/-16, то на первой ступени производят объедине-
ние по байтам, а на второй — по группам, состоящим из четырех байт. При
этом в интервале времени, которое соответствует передаче четырех байт STM-4,
будут переданы поочередно четыре группы по 4 байт, соответствующие четы-
рем каналам STM-4. При формировании STM-64, когда мультиплексирование
происходит по трехкаскадной схеме, на третьей ступени объединение осущест-
вляют по группам из 16 байт.
Отметим, что при временном группообразовании происходит дополнитель-
ное изменение структуры секционного заголовка SOH-N'. в нем не только в Npa3
увеличивается объем данных, но и появляются дополнительные биты — указате-
ли, размещаемые на «пустых» позициях SOH-\. С их помощью определяется ха-,
рактер мультиплексирования (непосредственный или каскадный), а также
место размещения мультиплексируемых каналов в структуре фрейма STM-N.
Для совмещения плезиохронных и синхронных сетей в стандарте SDH пре-
дусмотрены правила образования транспортного модуля STM-1 из плезиохронных
цифровых потоков со скоростями 2,048; 34,368 и 139,264 Мбит/с. Они реализуют-
482
12.6, Стандарты цифрового объединения ' .
ся с помощью специализированных мультиплексоров. Если такой мультиплек-
сор (он называется add/drop multiplexer, или ADM) установить в пункте реге-
нерации синхронной цифровой сети, то этот пункт становится узлом ответвления
(добавления) плезиохронных сигналов 2,048; 34,368 и 139,264 Мбит/с (£1, ЕЗ, Е4).
Формирование STM-1 из плезиохронных потоков PDH и обратно имеет
следующие особенности.
Во-первых, оно выполняется не для всех скоростей цифровых потоков, соот-
ветствующих европейскому и американскому .стандартам PDH, а только для неко-
торых, называемых трибами. К ним относятся потоки £1, £3 и й европейской
иерархии и потоки 71 (1,544 Мбит/с), 72 (6,312 Мбит/с) и 73 (44,736 Мбит/с) аме-
риканской иерархии PDH. Остальные потоки должны формироваться с помощью
мультиплексоров PDH.
Во-вторых, поскольку фрейм STM-1 можно представить в виде некоторого
контейнера стандартного размера (см. рис. 12.41), имеющего внутреннюю ем-
кость для размещения полезной нагрузки PL, то с целью упрощения доступа
к трибам PDH их целесообразно размещать в типовые контейнеры меньшего
размера (нижнего уровня), а сами контейнеры вкладывать друг в друга, а затем
и в STM-\ по принципу матрешки, т.е. методом последовательных вложений.
Каждый контейнер имеет заголовок, где собраны все необходимые для уп-
равления и маршрутизации параметры, и внутреннюю емкость для размещения
полезной нагрузки. По типоразмеру контейнеры (С) делят на 4 уровня (Cl, С2,
СЗ и С4), Которые соответствуют уровням PDH. При добавлении к С трактово-
го заголовка (path overhead, РОН), который содержит служебную информацию
и позволяет осуществлять контроль качества прохождения триба «из конца
в конец», формируется виртуальный контейнер (КС) соответствующего уровня
(УС-п; п = 1, ..., 4).
Третья особенность формирования STM-1 состоит в том, что на каждый VC
заводится указатель (pointer, PTR), содержащий фактический адрес начала VC
на карте поля, отведенного под полезную нагрузку в составе КС более высокого
уровня. Совместно они образуют трибный блок (tributary unit, TU), при этом
указателю дают имя указатель трибного блока (TUPTR) п-ro порядка: TU-n =
= TU-n PTR + VC-n. В результате мультиплексирования нескольких трибных
блоков образуется группа трибных блоков (tributary unit group, TUG).
Для размещения в поле STM-1 виртуальных контейнеров высокого уровня
(КС-3 или КС-4) формируется административный блок (administrative unit, AU),
который содержит соответствующий КС и указатель административного блока
(AUPTR), например, AU-4 = КС-4 + AU-4 PTR. Один или несколько AU-n обра-
зуют группу административных блоков (administrative unit group, AUG).
Общая схема мультиплексирования PDH трибов по технологии SDH,
рекомендованная Международным союзом электросвязи (МСЭ) в 1993 г.
(Rec. G.-709. ITU-T), показана на рис. 12.43. Здесь пунктирные стрелки означа-
ют операцию выравнивания скоростей, вызванную добавлением указателей
PTR, а знак «х^», q = 3 или 7, — операцию мультиплексирования (временного
группообразования) q цифровых потоков. Реализация мультиплексора SDH по
схеме рис. 12.43 оказывается весьма сложной, поэтому многие фирмы-про-
изводители применяют более простые варианты, учитывая преобладание Гили Е
483
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
SOH
Рис. 12.43
потоков. Так, Европейский институт стандартизации в области связи (ETS1)
рекомендует для Европы вариант мультиплексора SDH/PDH (рис. 12.44), где
используются только потоки £1, £3 и £4 (ETS 300.147). Для примера рассмот-
рим по этой схеме вариант формирования модуля STM-1 из потока трибой £1.
150,336 150,912
Рис. 12.44
Все начинается с формирования синхронного контейнера С-12, наполняе-
мого асинхронным потоком £1. При этом используется двухстороннее согласо-
вание скоростей (по типу рис. 12.33). Цикл синхронного потока точно равен
125 мкс. После добавления маршрутного заголовка 70-12 РОЯ длиной 1 байт
формируется виртуальный контейнер VC-12 размером 35 байт за 1 цикл, что со-
ответствует скорости передачи 2240 (35 • 8 • 8 • 103) кбит/с = 2,240 Мбит/с. Затем
к нему добавляется указатель ТО-12 PTR длиной в 1 байт, что превращает
VC-12 в трибный блок ТО-12 длиной 36 байт за 1 цикл. Это эквивалентно отоб-
ражению фрейма ТО-12 в виде матрицы размером 9x4 байт. В результате по-
байтного синхронного мультиплексирования трех ТО-12 формируется группа
трибных блоков ТОО-2 (рис. 12.45), у которой фрейм имеет размер 9x12 байт
(скорость передачи — соответственно 6,912 (9 х 12 х 64 х 10-3) Мбит/с).
Далее семь групп ТОО-2 побайтно мультиплексируются (рис. 12.46) и к по-
лученному фрейму размером 9 х (12 х 7) байт добавляют еще два служебных
484
12.6. Стандарты Цифрового объединения
столбца (9 х 2) байт. В результате получают фрейм группы трибных блоков
TUG-3 размером 9 х 86 байт. На следующем шаге три блока TUG-3 побайтно
мультиплексируют и к полученному фрейму добавляют один столбец маршрут-
ного заголовка РОНн два служебных столбца. В результате формируется фрейм
виртуального контейнера VC-4 размером 9 х (86 х 3 + 1 + 2) = 9 х 261 байт. На
последнем этапе происходит формирование синхронного транспортного моду-
ля STM-1. При этом сначала формируется AU-4 путем добавления к VC-4 указа-
теля A U-4 PTR длиной 9 байт (он формируется на 5-й строке в поле SOH— см. по-
яснения к рис. 12.41). Затем формально образуется группа AUG (она не требует
никаких преобразований'и сохранилась на рис. 12.44 в расчете на возможность
работы с американской PDH). Наконец, к группе AUG добавляются заголовки:
регенераторной секции RSOH (формат 3x9 байт) и мультиплексной секции
MSOH (формат 5x9 байт), что обеспечивает окончательное формирование
фрейма STM-1 размером 9 х 270 байт.
Рис. 12.45
Рис. 12.46
Используя рйс. 12.44, нетрудно убедиться, что STM-1 несет в себе инфор-
мацию о 63 асинхронных потоках £1 (3 х 7 х 3), или о трех потоках £3, или об од-
ном потоке Е4. Казалось бы, в этом смысле он несколько проигрывает потоку
Е4, где более «плотная упаковка» низкоскоростных потоков. Однако этот про-
игрыш с успехом компенсируется такими важными преимуществами SDH, как
простота ввода/вывода любого компонентного потока (триба) PDH из состава
STM-Ntei мультиплексирования всего цикла передачи; поддержка обширных
функций контроля и управления при эксплуатации; удобство взаимодействия
нескольких сетевых операторов на международных стыках и т.п.
Техническая реализация синхронных мультиплексоров {SMUX) имеет ряд
особенностей. Первая — все они дополняются высокоскоростными коммутатора-
ми, которые осуществляют маршрутизацию, объединение и перегруппировку
(сортировку) виртуальных контейнеров VC на основе использования информации
в маршрутном заголовке РОН соответствующего контейнера. В зависимости от
возможностей коммутатора синхронный мультиплексор может работать в режи-
ме оконечного терминала Тили промежуточного линейного терминала ввода/вы-
вода {add-drop multiplexer) — ADM. В режиме Т мультиплексор может вводить кана-
лы, т.е. коммутировать их со Входа трибного интерфейса на линейный выход, или
выводить каналы, т.е. коммутировать их с линейного входа на выход трибного ин-
485
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
терфейса. В режиме A DM терминал выполняет функции некоего сетевого узла,
к которому подключаются информационные потоки от нескольких направлений
передачи, при этом обеспечивается возможность быстрого и гибкого перераспре-
деления (ввода/вывода) трибных потоков и линейных сигналов с одного направ-
ления в другое. Например, ADM иерархии STM-fA , имеющий скорость выходного
потока 10 Гбит/с, может коммутировать PDH трибы £1, £3 и £4, а также SDHvpvi-
бы, соответствующие STM-1, -4, -16.
Второй особенностью SMUX является то, что все они ймеют оптический
линейный вход/выход, т.е. содержат оптические приемо-передатчики и соот-
ветствующие устройства восстановления формы и амплитуды цифрового сиг-
нала, передаваемого на большие расстояния по волоконно-оптическим ли-
ниям. Это позволяет при необходимости использовать SMUX в качестве
линейного регенератора (подробнее — см. главу 15).
Третья особенность SMUXзаключается в том, что все блоки, связанные
с приемом, передачей и обработкой цифрового оптического сигнала, имеют
100 %-ное резервирование или защиту по схеме 1 + 1 с целью повышения на-
дежности (подробнее о надежности и резервировании см. главу 19). Это позво-
ляет строить новые, более надежные конфигурации (структуры) волоконно-оп-
тических сетей передачи с использованием оборудования 5ДЯ-систем. При
обрыве одного светодиода или оптического кабеля в целом производится авто-
матическое переключение на другое направление (резервный маршрут), при
этом перерыв связи составляет не более 1—10 мс.
В качестве примера на рис. 12.47 показана конфигурация сети по схеме
«4-волоконная шина с защитой» (2 кабеля, 4 световода). Здесь мультиплексное
оборудование собрано по варианту терминала Т на оконечном пункте и по ва-
рианту мультиплексора вставки-выделения ADM на промежуточных пунктах.
В нормальном режиме прием и передача ведутся по основному кабелю А, а при
его обрыве поврежденная секция автоматически переключается на резервный
кабель В. Рис. 12.48 отражает построение сети по схеме «2-волоконная дву-
направленная кольцевая сеть с защитой сегментов» (1 кабель, 2 световода).
Здесь мультиплексор каждой станции укомплектован по варианту АДМ. В нор-
мальном режиме прием и передача ведутся по двум волокнам основного марш-
рута (например, для информационного обмена между станциями А и D — это
Рис. 12.47
486
12.7. Особенности цифрового преобразования групповых аналоговых сигналов
, Рис. 12.48
маршрут через станции Е и F). При обрыве кабеля на одной из секций кольца
(например, Е и F) производится автоматическое переключение потерянных
трибных потоков на передачу в противоположном направлении — по резервно-
му маршруту, (через станции В, С, D) и система полностью восстанавливает
свою работоспособность. Другие примеры построения сети с использованием
оборудования SDH можно найти в работе [51].
12.7. Особенности цифрового преобразования
групповых аналоговых сигналов
' 12.7.1. Выбор частоты дискретизации
При внедренцй ЦСП с ИКМ во многих случаях приходится строить линей-
ные цифровые тракты сравнительно небольшой длины. Чтобы эти участки (так
называемые «цифровые вставки») можно было «задействовать» в составе ма-
гистральных линий передачй аналоговых сйстем передачи, используется спе-
циальный тип оконечной аппаратуры, которая преобразует многоканальный
сигнал, уплотненный по частоте, в цифровую форму и обратно. Такая аппара-
тура называется ЦСП с ИКМ-ЧД (или АЦО-ЧД).
Параметры аппаратуры ИКМ-ЧД должны иметь определенные стандарти-
зованные значения как со стороны аналогового входа—выхода (точки А, В на
рис. 12.49), так и в точках С и Д цифрового тракта. При стыковке с аналоговой
аппаратурой (в точках А, В) должны совпадать уровни группового аналогового
U^f) = (ПГ, ВГ, ТГ, ТВ)
Рис. 12.49
487
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
сигнала, входное (выходное)
сопротивление и полоса час-
тот, которая должна соответ-
ствовать стандартной первич-
ной (ПГ), вторичной (ВГ) или
третичной (ТГ) группам. При
стыковке с цифровым линей-
ным трактом должны совпа-
дать уровни цифрового сигна-
ла, входные (выходные) сопро-
тивления, а также тактовая час-
тота и форма импульсного сиг-
нала, которые должны соответ-
ствовать стандартной иерархии
ЦСП. Для этого нужно предва-
рительно оп]3еделить основные
параметры цифрового преобра-
зования: частоту дискретизации
и число уровней квантования.
Рис. 12.50
Пусть известен спектр'группового сигнала (рис. 12.50, б), а также уровень
мощности сигнала в точке нулевого относительного уровня (ТНОУ) рсргр =рсра +
+ <p(7V), где рср а — средний уровень абонента, дБм; <р(Л) — функция, зависящая от
числа абонентов У (см. параграф 9.3). Определим частоту дискретизации, необхо-
димую для группового сигнала. Здесь возможны следующие варианты.
1. Частота Рлл> выбирается в соответствии с теоремой Котельникова: Гд гр >
> 2/в.гр (рис. 12.50, б). Этот вариант верный, но избыточный, так как в спектре 5дгр
много «пустых» мест. На приеме полезный сигнал выделяется с помощью ФНЧ,
его частотная характеристика показана на рис. 12.50, б пунктирной линией.
2. Частота Рлтр выбирается ниже, чем в первом варианте, но так, чтобы вы-
полнялись условия, показанные на рис. 12.50, в. Такой вариант возможен при
условии: а) спектр нижних боковых частот (заштрихован на рис. 12.50, в) не пе-
ресекается с исходным (нет перекрытия спектров) и расположен ниже его, т.е.
(Гд.гр “ А.гр) < Ун.гр! б) частота дискретизации Fa.rp должна располагаться вне
спектра сигнала, например Fa Tp > fBTp. Объединяя эти условия, приходим к не-
равенству:
2/н.гр > ^д.гр > fs.rpt
(12.31)
которое может1 быть выполнено, если параметры группового сигнала удовлет-
воряют УСЛОВИЮ /в гр //н.гр < 2.
В этом случае процесс временной дискретизации группового сигнала дол-
жен проводиться по схейе рис. 12.50, г, при этом выделение непрерывного сиг-
нала после дискретизации осуществляется не ФНЧ, а полосовым фильтром.
Обычно удобно, чтобы полоса частот «расфильтровки» ПФ снизу и сверху была
одинаковой, т.е.
*н.гр (^д.гр ./н.гр) . ^д.гр Тв.гр,
488
12.7. Особенности цифрового преобразования групповых аналоговых сигналов
тогда
^ = 0,5(2/^+/,^). (12.32)
Условие (12.32) должно выполняться совместно с (12.31). Если обратиться
к параграфам 5.3, 5.4, где приведены спектры стандартных групп АСП, то вид-
но, что условие (12.31) выполняется для первичной (ПГ) и вторичной (ВГ)
групп и не .выполняется для ТГ.
Частота дискретизации «по Котельникову» для ПГ и ВГ должна быть боль-
ше, чем 216 кГц и 1104 кГц соответственно. При выборе /д Гр по условию (12.32)
она будет равна соответственно 114 кГц и 588 кГц. Разница между указанными
значениями Farv для этих двух вариантов весьма значительна, что делает целе-
сообразным выбор Гд гр. на основании (12.32).
3. Для третичной группы условие (12.31) не выполняется, поэтому частота Farp
должна выбираться на основании теоремы Котельникова, т.е. > 2fBTp = 4088 кГц.
Уменьшить частоту Farp можно, используя дополнительное преобразование часто-
ты группового сигнала, при котором спектр ТГ 5^ сдвигается в область более низ-
ких частот 5гР (рис. 12.51, а) с помощью несущей частоты Frp. Затем преобразо-
ванный сигнал С/^(Г) дискретизируется обычным способом «по Котельникову»
(рис. 12.51, б) с частотой Гд.гр ^2fBrp (см. рис. 12.50, б). Поскольку 2Д,р > ГДГр >
> 2/’гр, следовательно, используя преобразование частоты, можно существенно
снизить частоту дискретизации груйпового сигнала. На приемной стороне необ-
ходимо произвести обратное преобразование частоты и сигнала -> £7^.
б)
Рис. 12.51
Преобразование частоты можно произвести с инверсией или без, при этом
для ТГ нужно использо-
вать две ступени преобра-
зования (рис. 12.52, а).
Для ВГ можно использо-
вать одну ступень преоб-
разования (рис. 12.52, б).
Частота преобразования
обычно выбирается из
числа частот, формируе-
мых в аппаратуре ГО ана-
489
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
логовых систем передачи. Как следует из рис. 12.52, б, для третьего варианта
частота дискретизации берется Гд~ £ 504 кГц, что несколько ниже, чем во
втором варианте. На практике для ВГ применяются и 2-й и 3-й варианты по-
строения, но чаще предпочтение отдается схеме рис. 12.51, б, которая хотя
и сложнее, но зато обеспечивает меньшую скорость цифрового потока.
12.7.2. Расчет мощности шумов квантования
При реализации операций квантования по уровню многоканального сиг-
нала с ЧРК С/гр(0 необходимо определить:
1) вид шкалы квантования: равномерная или неравномерная;
2) число уровней квантования (L);
3) мощность или дисперсию шума квантования,(^2д гр).
Групповой сигнал Urp(f) образован совокупностью различных по «силе»
абонентов; смена сильных и слабых абонентов происходит случайно; средний
уровень группового сигнала практически постоянен: />Ср.гр ~ const. Так же по-
стоянен и пик-фактор группового сигнала Кп Поскольку А^тр невелик (для
ПГ составляет примерно 14 дБ, для ВГ — 12 и для ТГ — 10 дБ — см. параграф
9.3), то использовать неравномерную шкалу квантования не всегда целесооб-
разно, поскольку выигрыш в длине кодовой ко)мбинации не превысит 1 разряд.
Для равномерной шкалы квантования можно использовать результаты парагра-
фа 12.3. Тогда действующее напряжение шумов квантования в полосе частот
выделенного группового сигнала A/^ будет равно
где шаг квантования А равен:
А 2 Цшк-гр/ L 2 С/д.грАп.гр/L-
(12.34)
В, (12.34) L — число уровней квантования; %ик.гр и иллр — пиковое и дей-
ствующее напряжения группового аналогового сигнала; ^.гр - %ик.гр/^д.гр ~
пик-фактор группового сигнала. Поскольку спектр шума квантования являет-
ся непрерывным в полосе частот Д/Гр = А.гр ~ /и гр группового сигнала, то'в по-
лосу частот ДД одного абонента попадает мощность шумов, определяемая вы-
ражением
Для абонента телефонной сети A/j, принимается равной 3,1 кГц.
Используем (12.35) для расчета необходимого числа уровней квантования L
и разрядности кода т = log2£ - (201g£)/(201g2) s (201gZ)/6. При этом будем по-
лагать, что шумы квантования полностью определяют все Шумы, образовавши-
еся в канале ТЧ на выходе цифровой вставки длиной £ц. Поскольку цифровой
тракт является частью аналоговой магистрали, то на него распространяется
490
127- Особенности цифрового преобразования групповых аналоговых сигналов
требование обеспечения допустимой мощности шумов и помех в канале ТЧ
в ТНОУ, определяемой выражением (см. параграф 9.7)
-Cion “ 'Идоп1-^'Ц-
Здесь \|/доп1 — допустимая псофометрическая мощность помех (шумов) ма-
гистрали, приходящаяся на 1 км трассы; Ln — длина трассы в км. Для нацио-
нальной сети связи \|/доп1 = 3 пВт.пс/км, а если аппаратура входит в состав меж-
дународной сети связи, то ч/доп! = 1,5 пВт.пс/км. Учитывая (12.35) и принимая
Удоп1 = 3 пВт.пс/км, приходим к неравенству
2 f ср гр^п.грА/а < Д4 з ю-9£ц) (12 36)
з L /д.гр
где РСр.гр = decO,lpcp rp, мВт; рСр.гр определяется на основании параграфа 9.3;
А"пс = 0,56 — псофометрический коэффициент.
Типовая длина £ц порядка 250 км.
Используя (12.36), определим L и т для аппаратуры передачи вторичной
группы (АЦО-ВГ). При этом примем, что Fa гр = 516 кГц, An q, = dec(0,05 • 12),
N~ 60, Pcp.rp. ~ dec0,lpcp jp = 6 мВт, = 250 км. Тогда L > dec(0,05 • 53,5) = 770;
m>9. Для аппаратуры передачи третичной группы (АЦО-ТГ), полагая Fa -,
= 2604 кГц, Хп-0> = dec(0,05 • 10), N = 300, рсргр~ 9,8 дБм, получим L >258, т > 8.
Наконец, для аппаратуры АЦО-ПГ полагаем Fa = 112 кГц, АпГр = dec(0,05 • 14),
N= 12, Рср гр = 3,3 дБм. Тогда L > 900, т >. 10. Отметим, что с уменьшением дли-
ны цифровой вставки, как следует из (12.36), разрядность кодовой комбинации
должна увеличиваться. Поэтому обычно принимают с запасом т = 11; 10; 9 со-
ответственно для АЦО-ПГ, -ВГ, -ТГ.
12.7.3. Стандарты групповых АЦП
Тактовая частота аппаратуры ИКМ-ЧД определяется известным образом:
FT = Fam. При обоснованных выше данных получим FT в 1344, 5160, 23436 кГц
соответственно для АЦО-ПГ; -ВГ; -ТГ, Однако эти значения не учитывают не-
обходимость передачи неинформационных (служебных) сигналов и, кроме то-
го, возможность типового объединения цифровых потоков, сформированных
аппаратурой ИКМ-ЧД, с цифровыми потоками стандартных ЦСП ИКМ-ВРК.
Поэтому на практике тактовую частоту аппаратуры АЦО-ПГ увеличивают
до стандартного значения 2048 кбит/с, аппаратуры АЦО-ВГ — до значения
FT - 3 • 2048 = 6144 кбит/с, аппаратуры АЦО-ТГ — до значенйя FT = 3 • 8448 =
= 25 344 кбит/с. Отсюда следует, что пропускная способность цифровых трак-
тов, образованных на базе аппаратуры ИКМ-ЧД, всегда ниже, чем тех же трак-
тов, работающих с аппаратурой ИКМ-ВРК. Действительно, в тех трактах, где
с.помощью АЦО-ВГ, -ТГ передаются 60 и 300 каналов, можно было, бы пере-
дать 90 = 3 • 30 и 360 = 3 • 120 каналов ТЧ с помощью аппаратуры ИКМ-ВРК.
Этот проигрыш компенсируется удобством сопряжения цифровых и аналого-
вых многоканальных сетей.
491
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
12.8. Структурные схемы оконечных пунктов ЦСП
12.8.1. Структурная схема ОП первичной ЦСП
Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ), основанная на преобразовании
в цифровой код непосредственно выборок передаваемого сигнала (или сигна-
лов при временном уплотнении выборок), является не единственным, хотя
и наиболее часто используемым видом цифрового кодирования. Применение
ИКМ имеет ряд особенностей в зависимости от числа передаваемых сигналов
и их вида. Рассмотрим эти особенности на примерах построения оконечных
пунктов (ОП) малоканальных (первичных) ЦСП и многоканальных универ-
сальных ЦСП с ИКМ, в которых реализованы все рассмотренные выше опера-
ции преобразования сигналов.
Структурная схема малоканальной (первичной) цифровой системы передачи
с ИКМ представлена на рис. 12.53. Здесь использованы следующие обозначения
блоков: 1] -5- 1дги 21] + 21уу— канальные ФНЧ; 2t,+ 2#, 20] ч- 20#— канальные дис-
кретизаторы (N — число сигналов); 3 — групповой компрессор; 4 — групповой ко-
дер; 5 — схема объединения; 6 — преобразователь кода; 7,8— передатчики сигна-
ла синхронизации (СС) и сигналов управления и взаимодействия с АТС (СУВ)
соответственно; 9, 16 — генераторное оборудование (ГО) передачи и приема' соот-
ветственно; 10— необслуживаемый регенерационный пункт (НРП); 11 — станци-
онный регенератор; 12 — преобразователь кода; 13 — схема «И» для выделения из
потока информационных сигналов; 14, 77—приемник сигналов синхронизации
и СУВ соответственно; 15 — схема «И» для выделения из потока вспомогательных
сигналов; 18 — декодер; 19 — экспандер (групповой расширитель). Такая струк-
турная схема является типичной для первичных ЦСП типа ИКМ-30.
Рассмотрим прохождение сигнала в системе. Сигнал абонента о,(0, / = 1,...,
N, проходит через канальный ФНЧ 1( и ограничивается по полосе частот. Пос-
ле дискретизатора 2,- производится объединение выборок всех сигналов, и груп-
повой дискретный сигнал поступает на групповой компрессор 3 и групповое
кодирующее устройство 4. Совместно блоки 3 и 4 образуют кодер (АЦП) с не-
равномерной шкалой квантования, что позволяет уменьшить мощность шумов
квантования и число разрядов кодовой комбинации.
На временных интервалах, свободных от передачи информационных симво-
лов, размещают двоичные символы синхросигнала (СС) и сигналов управления
и взаимодействия с АТС (СУВ), которые генерируются соответственно передатчи-
ком синхросигнала 7 и сигналов СУВ 8. Синхронная работа всех блоков передаю-
щей стороны обеспечивается генераторным оборудованием передачи 9.
Как правило, групповой двоичный цифровой сигнал неудобен для передачи
по линии связи, поэтому производится его преобразование с помощью блока 6.
Возможно преобразование кода без изменения числа уровней (системы счисле-
ния) типа 2" -> 2т, когда блок из п двоичных элементов заменяется на блок из т
элементов (т > п). Избыточные (т — л) символы вызывают увеличение тактовой
частоты Линейного сигнала в т/п раз, но одновременно они обеспечивают повы-
шение помехоустойчивости его передачи. Другой вариант преобразования кодов
(типа 2" к?) заключается в использовании Л-уровневых кодов (к = 3, 4, 5, ...)
492
12.8. Структурные схемы оконечных пунктов ЦСП
Рис. 12.53
вместо двухуровневых. Длина преобразованной кодовой комбинации т рассчи-
тывается из условия А” > 2", откуда т > n/log2£. Переход к многоуровневому ко-
дированию уменьшает тактовую частоту линейного сигнала в п/т = fog2k раз, но
при этом снижается помехоустойчивость (подробнее см. параграф 15.2).
На промежуточных регенерационных пунктах 10 происходит восстановле-
ние (регенерация) амплитуды, длительности, формы и временных позиций
цифрового сигнала, который претерпел искажения на участке линии связи.
Аналогичную функцию выполняет и станционный регенератор 11 в оконечном
пункте приема. Блок 12 выполняет обратное преобразование кодов (обычно
с исправлением одиночных ошибок) и формирует двухуровневый цифровой
сигнал такого же вида, как на выходе блока 5. Этот сигнал поступает параллель-
но на входы блоков 13, 14, 15.
Приемник синхросигнала 14 «находит» в случайном цифровом потоке пози-
ции синхросигнала, выделяет их и по ним осуществляет цикловую синхрониза-
цию ГО приема 16. Последний формирует импульсные сигналы, которые «разре-
шают» прохождение через схемы «И» 13, 15 соответственно информационных
сигналов и символов СУВ, которые затем обрабатываются приемником СУВ 17.
Информационные символы проходят через групповой декодер, образованный
линейным декодером 18 и экспандером 19, и преобразуются в групповой дискрет-
ный сигнал, имеющий примерно такой же вид, как сигнал на входе блока 3 пере-
дающей стороны. Далее он поступает параллельно на входы дискретизаторов 20.
493
12. ПРИНЦИПБРПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
При этом дискретизатор 20, выделяет выборки только z-го сигнала, которые,
пройдя ФНЧ 21„ образуют непрерывный аналоговый сигнал о, (/). За счет исполь-
зования компрессора в кодере удается значительно уменьшить пик-фактор An.jp
группового дискретного сигнала. До компрессора он равен (см. 12.14):
An.jp = 201g^£ = +6ст = 18 + 6 * 5 = 48, дБ,
^д.м
где t/пик.б — пиковое напряжение «сильного» абонента; /7Д.М — действующее
напряжение «слабого» абонента; ст = 5 дБ — дисперсия распределения уровней
мощности абонентов; кп — пик-фактор отдельного абонента.
После компрессора пик-фактор группового сигнала уменьшается до значе-
ния 18—20 дБ. Из (12.13) и (12.19) следует, что это позволяет существенно
уменьшить число уровней квантования L, соответственно число разрядов кодо-
вой комбинации т (примерно на 4—5 разрядов) и тактовую частоту.
Различные варианты первичных ЦСП, построенные по структурной схеме
рис. 12.34, могут отличаться построением нелинейных, кодеров и декодеров,
преобразователей кодов (в зависимости от линии связи — кабельной или воло-
конно-оптической) и ряда других блоков, но в определенных точках они
должны иметь строго фиксированные, стандартизированные параметры. Таки-
ми точками являются 4-проводные НЧ входы и выходы абонентских сигналов,
а также точки А и Б, где стандартизированы параметры цифрового потока': так-
товая частота, амплитуда и длительность импульсов на известной нагрузке.
12.8.2. Структурная схема ОП высокоскоростных ЦСП
Рассмотренные в параграфах 12.5, 12.6, 12.7 варианты построения цифро-
вых систем передачи образуют некую базисную систему, на основании которой
строятся оконечные пункты высокоскоростных ЦСП, обеспечивающие пере-
дачу с произвольным числом каналов. Типовому каналу ТЧ при этом соответ-
ствует основной цифровой канал (ОЦК) со скоростью передачи 64 кбит/с.
На рис. 12.54 показана для примера структурная схема построения ЦСП
с ИКМ емкостью до 1920 ОЦК (ИКМ-1920). Здесь блок 1 содержит каналооб-
разующее оборудование, осуществляющее аналого-цифровое и цифро-анало-
говое преобразование (АЦП и ЦАП) для индивидуальных каналов ТЧ, а также
оборудование первичного временного группообразования (ПВГ). С помощью
ПВГ происходит объединение (разделение) по времени 30 основных цифровых
каналов ТЧ по 64 кбит/с каждый и формирование стандартного первичного
цифрового сигнала Е1 (ПЦС), передаваемого со скоростью 2048 кбит/с. В со-
став ПЦС вводят также дополнительные (служебные) двоичные символы. С их
помощью осуществляется передача сигналов управления и взаимодействия
(СУВ), требуемых для нормальной работы коммутационного оборудования
АТС (сигналы вызова, занятия, отбоя и т.п. для каждого абонента), и сигналов
синхронизации (СС), которые необходимы для правильного разделения всех
ОЦК. Правило формирования ПЦС, т.е. взаимное разделение во времени дво-
ичных сигналов всех ОЦК, СУВ и СС, стандартизировано рекомендациями
МККТТ (см. параграф 12.5).
494
12.8. Структурные схемы оконечных пунктов ЦСП
<----- Вторичный ЦТ (8448 кбит/с)
<=---- Первичный ЦТ (2048 кбит/с) -----------------
«--—- Основной цифровой канал (64 кбит/с) —------------
Рис. 12.54
Четыре ПЦС объединяются во времени с помощью блока 2, осуществляюще-
го вторичное временное группообразование (ВВГ). Вторичный цифровой сигнал
Е2 (ВЦС), получающийся на выходе блока 2, содержит в своем составе также ряд
дополнительных символов, требуемых, во-первых, для правильного разделения
ВЦС на четыре ПЦС (сигнал синхронизации), во-вторых, для устранения ошибок
при объединении, вызванных асинхронностью первичных цифровых потоков.
Асинхронность возникает тогда, когда хотя бы один из четырех ПЦС формирует-
ся на другом оконечном пункте от своего независимого генераторного оборудова-
ния (ГО). Для нормальной работы ВВГ допустимая относительная нестабильность
частоты ГО не должна превышать ± 50 • 10~б, соответственно скорость передачи
ПЦС должна лежать в пределах 2048(1 ± 50 • 10~6) кбит/с.
Блоки 3 и 4 обеспечивают соответственно третичное (ТВГ) и четверичное
(ЧВГ) временное группообразование, при этом блок 3 из четырех вторичных
цифровых сигналов формирует один третичный ЕЗ (ТЦС), а блок 4 из четырех
ТЦС — один четверичный Е4 (ЧЦС). С помощью блоков 1—4 производится
формирование унифицированных цифровых потоков информации, которые
передаются по цифровым трактам (ЦТ) той или иной ступени иерархии. Пара-
метры ЦТ регламентированы рекомендациями МККТТ.
Блок 5 представляет собой оконечное оборудование цифрового линейного
тракта (ЦЛТ), которое выполняет следующие функции: на стороне передачи —
преобразование кода входного цифроврго сигнала в линейный код, определяе-
мый средой распространения б для данной ЦСП, и усиление линейного сигна-
ла до требуемого уровня; на стороне приема — регенерацию линейного сигна-
ла, т.е. восстановление его'амплитуды, формы и временных соотношений,
нарушенных при прохождении по линии связи, и обратное преобразование
В унифицированный код цифрового тракта соответствующей иерархии. Как
правило, в блоке 5 устанавливается та^же оборудование, обеспечивающее дис-
танционное питание (ДП) необслуживаемых регенерационных пунктов (НРП) 7,
в которых осуществляется регенерация линейного сигнала. Для увеличения
длины линейного тракта, а также возможности изменения структуры сети свя-
зи через каждые d НРП (число d= 1, 2, ... определяется типом ЦСП и схемой
495
12. ПРИНЦИПЫ ПОрТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
организации связи) размещают обслуживаемые регенерационные пункты
(ОРП), в которых дополнительно размещается аппаратура ДП и аппаратура
цифрового выделения и цифрового транзита каналов и трактов.
Для передачи по цифровым трактам стандартных групповых сигналов ана-
логовых систем передачи: вторичной, группы (ВГ) с исходным спектром
312—552 кГц, третичной группы (ТГ) с исходным спектром 812—2044 кГц,
а также телевизионного видеосигнала (ТВ) совместно с сигналом звукового
сопровождения в исходном спектре 0—6000 кГц — разработана специализиро-
ванная аппаратура аналого-цифрового образования, называемая соответствен-
но АЦО-ВГ, АЦО-ТГ и АЦО-ТВ. Включение этой аппаратуры в состав ЦСП,
например ИКМ-1920, показано на рис. 12.55.
С помощью аналого-
цифрового оборудования
АЦО-ВГ 8 осуществляется
преобразование аналогового
группового сигнала в циф-
ровой сигнал, при этом 60-
канальный вторичный груп-
повой тракт (ВГТ) образу-
ется на базе трех первичных
цифровых трактов (2048 • 3 =
=6144 кбит/с), т.е. вместо
Рис. 12.55
90 ОЦК; соответственно на выходе блока ВВГ 2 получим вторичный цифровой
сигнал, обеспечивающий организацию 90 каналов ТЧ. Таким образом, возмож-
ность согласования трактов АСП и ЦСП в данном случае оплачивается потеря-
ми в использовании пропускной способности цифрового тракта.
Аналогичным образом с помощью АЦО-ТГ 9 организуется 300-канальный
третичный групповой аналоговый тракт на базе трех вторичных цифровых
трактов, т.е. вместо 360 ОЦК. Соответственно в третичном цифровом тракте на
выходе блока 3 обеспечивается организация 420 каналов ТЧ вместо 480.
С помощью АЦО-ТВ 10 на базе трех третичных цифровых трактов образу-
ется широкополосный канал телевизионного вещания со звуковым сопровож-
дением (ЗС), при этом в четверичном цифровом тракте обеспечивается органи-
зация одного ТВ канала и 480 каналов ТЧ. В аппаратуре АЦО-ТВ полный
цветной телевизионный сигнал в полосе 50 Гц — 6,0 МГц дискретизируется с час-
тотой 12 888 кГц и передается методом ИКМ восьмиразрядным кодом. Два сиг-
нала звукового сопровождения (для Возможности передачи стереовещания или
двухречевого сопровождения) дискретизируются с частотой 35,8 кГц и коди-
руются, методом ИКМ по нелинейному закону (ц = 15,7) 12-разрядным кодом.
Символы цифрового сигнала ЗС, передаваемого со скоростью 537 кбит/с, син-
хронно вводятся в цифровой ТВ сигнал на позиции младшего (8-го) разряда
каждой шестой кодовой группы. На этих же позициях осуществляется передача
синхроимпульсов [8, 11].
Последние достижения в области эффективного кодирования ТВ сигналов
позволили создать аппаратуру АЦО-ТВ (кодеки ТВ сигнала), которая обеспе-
чивает передачу цифрового ТВ сигнала со скоростью £3 (34 368 кбит/с) и £2
(8448 кбит/с), а при некотором ухудшении качества — и даже £1 (2048 кбцт/с) —
см. материал гл. 14. ।
496
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
13.1. Индивидуальное оборудование
Структурная схема оконечного пункта системы ЦСП-ИКМ рассматрива-
лась в параграфе 12.8. Как видно из рис. 12.54, 12.55, она содержит индиви-
дуальное (ИО) и групповое (ГрО) оборудование оконечных станций, а также
оборудование Линейного тракта (ОЛТ). ИО служит для дискретизации переда-
ваемых аналоговых сигналов на передающей стороне и обратного преобразова-
ния — восстановления аналогового сигнала из дискретных отсчетов на при-
емной стороне. ГрО предназначено для объединения выборок различных
абонентов путем временного уплотнения, преобразования полученного диск-
ретного сигнала в цифровую форму и декодирования группового цифрового
потока в тракте приема. К групповому оборудованию на стороне передачи от-
носятся также блоки, формирующие специальные цифровые сигналы синхро-
низации (СС) и сигналы управления и взаимодействия с АТС (СУВ), которые
затем объединяются с групповым цифровым информационным потоком.
На приемной стороне оконечного пункта соответственно устанавливаются
блоки, которые разделяют эти сигналы, — приемник СС и приемник СУВ.
В состав группового оборудования включают также преобразователи кода
(ПрК), которые преобразуют На передающей стороне групповой двоичный
сигнал (ДС) в сигнал, «удобный» для передачи по линии связи, т.е. в линейный
сигнал (ЛС). Л С может быть многоуровневым и иметь такие особенности
структуры, которые позволяют на приемной стороне обнаруживать и исправ-
лять ошибочные символы.
Оборудование линейного тракта включает в себя станционные (на стороне
ОП) и линейные (в обслуживаемых и необслуживаемых пунктах) регенераторы
х ЛС, а также устройства дистанционного питания регенераторов, телеконтроля
и служебной связи.
По функциональным признакам можно детализировать следующие основ-
ные узлы аппаратуры ЦСП-ИКМ: кодирующее устройство; преобразователи
кода; генераторное оборудование; передатчик и приемник СС; станционные
и линейные регенераторы; декодер; демодулятор и др. Рассмотрим некоторые
из этих устройств.
Основным элементом индивидуального оборудования являются анало-
го-импульсные модуляторы (демодуляторы). Их назначение:
1) обеспечить формирование коротких периодических отсчетов из непре-
рывного сигнала;
2) сохранить (запомнить) эти отсчеты в течение заданного промежутка
времени.
Эти функции поясняются на рис. 13.1, 13.2. На рис. 13.1, а изображен ис-
ходный аналоговый сигнал; на рис. 13.1, б — короткие импульсы управления
497
13, АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Рис. 13.1
иу, следующие с частотой дискретизации Fa =
= 1/Тд; на рис. 13.1, в — отсчеты сигнала, «за-
тянутые» на время хранения Д/хр. На рис. 13.2
показана структурная схема модулятора, со-
держащего дискретизатор Д и схему хранения
СХ. Электромеханический аналог канального
модулятора представлен на рис. 13.3, а осцил-
лограммы импульсов управления Uy и U'y — на
рис. 13.4. Схема хранения может быть как ин-
дивидуальной (для каждого (абонента), так
и групповой, как показано на рис. 13.5, а. Ос-
циллограммы сигналов для последнего ва-
рианта показаны на рис. 13.5, б. Электромеха-
нический аналог для случая применения груп-
повой схемы хранения приведен на рис. 13.6.
Как видно из рисунка, здесь импульсы управ-
Рис. 13.2
хр
Рис. 13.4
Рис. 13.3
ления групповой СХ Uyxp следуют с частотой,
которая в ТУ раз превышает частоту дискретиза-
ции j-го дискретизатора (j е [1, Л]).
Основная проблема при построении моду-
ляторов состоит в качественном выполнении
электронных ключей, которые должны удов-
летворять следующим требованиям:
1) малое сопротивление в замкнутом со-
стоянии (единицы Ом);
2) большое сопротивление в разомкнутом
состоянии (десятки МОм);
3) высокое быстродействие (время пере-
ключения много меньше Л?хр);
4) необходимо, чтобы импульсы управления не Изменяли величину напря-
жения на хронирующем конденсаторе С (рис. 13,3, 13.6).
Последнее требование выполняется, если ключи построены по балансным
схемам (см. параграфы 6.1, 6.4). Пример реализации ключа для групповой схе-
мы хранения показан на рис. 13.7, а. Здесь применена мостовая схема на дио-
дах VD1—VD4, причем сигнал управления Ц,хр подается в одну диагональ моста,
498
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования
а)
б)
Рис. 13.5 Рис. 13.6
а полезное напряжение Uc — в другую. При балансе моста это обеспечивает не-
зависимость Uc от /7ухр. Другой вариант ключа, применяемого в качестве ка-
нального дискретизатора, показан на рис. 13.7, б. Здесь в качестве ключа ис-
пользуется пара идентичных транзисторов КП, VT2. Если = R2, то в момент
открывания транзисторов, когда подается напряжение Uy на их коллекторы,
потенциалы точек 1 и 2 будут равны, а это равносильно короткому замыканию
между ними.
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования
13.2.1. Классификация. Линейные кодеры последовательного счета
Кодирующее устройство (кодер) предназначено для преобразования отсче-
тов напряжения сигнала U в эквивалентную кодовую комбинацию (или число
N). В зависимости от вида функции преобразования N= ср(С/) кодеры класси-
фицируются по вариантам:
1) кодеры с линейной шкалой квантования, когда N= к
U
А
, к ~ const, А = const
(функция 1 на рис. 13.8);
499
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
2) кодеры с нелинейной шкалой квантования, когда А* к
£
А
(функция 2 на
Рис. 13.8
Рис. 119
По принципу действия различают следующие типы кодеров: а) кодеры по-
следовательного счета; б) кодеры с поразрядным взвешиванием; в) матричные
кодеры.
Рассмотрим некоторые виды кодеров более подробно.
Линейные кодеры последовательного счета строятся по схеме рис. 13.9, где 1 —
широтно-импульсный модулятор; 2 — схема И; 3 —• генератор импульсов; 4 —
последовательный счетчик Тшпульсов; 5 — буферная память. Входной АИМ
сигнал U\ (рис. 13.10, а) преобразуется в широтно-импульсно модулированный
(ШИМ) сигнал (72- Длительность импульсов ШИМ сигнала т,- пропорциональ-
на амплитуде импульсов входного АИМ сигнала (рис. 13.10, б). Модулирован-
ные по длительности импульсы подаются на первый вход логической ячейки И,
на второй вход которой подается последовательность коротких импульсов Uj
Рис. 13.10
500
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования
Счет. _
имп.
Имп.
сброса
т
разреш.
Ут
Т' -п
т
^1
Рис. 13.11
ИЛИ
(рис. 13.10, в) от генераторного оборудования. На выходе ячейки И получим
пачки импульсов U4 (рис. 13.10, г); количество импульсов в каждой пачке Nt
пропорционально длительности импульсов ШИМ и, следовательно, пропорци-
онально амплитуде отсчетных импульсов АИМ сигнала U\.
Далее сигнал U4 поступает на
последовательный счетчик. Струк-
турная схема последовательного
счетчика вместе с блоком буферной
памяти приведена на рис. 13.11.
Ячейки последовательного счетчи-
ка на триггерах 7\ -j- Т„ производят
счет импульсов, содержащихся в каж-
дой пачке, и после считывания со-
стояний ячеек счетчика формиру-
ется двоичная m-разрядная кодовая
группа в параллельном коде. По
окончании процесса счета перед
поступлением на счетчик следую-
щей пачки импульсов производится сброс ячеек счетчика (опустошение), и он
готов для дальнейшего счета. Такой счетчик рассчитан на максимальное чис-
ло импульсов Amax = 2"1’ где m — число символов в кодовой комбинации.
Триггеры Т{, Т'2, Т'т являются триггерами промежуточной памяти и отно-
сятся к блоку буферной памяти. Сигнал от этих триггеров подается далее на
логические ячейки И1 4- Ит, на другой вход которых поступают соответствую-
щие импульсы Ji 4- опроса состояния буферной памяти (рис. 13.12, а, б). Вы-
ходы всех ячеек И подсоединены ко входу многовходовой логической ячейки
ИЛИ (см. рис. 13.11), на выходе которой получаем ИКМ сигнал (рис. 13.12, в)
в последовательном коде.
Число пачек импульсов, поступающих на счетчик в единицу времени в ^ка-
нальной системе с ИКМ, равно NF^. При m-разрядном кодировании требуется
скорость работы счетчика (частота поступления счетных импульсов Fo = 1/Т0 —
см. рис. 13.10, в), равная NFa2m. Скорость передачи символов ИКМ сигнала
(тактовая частота группового
цифрового сигнала Гт) рав-
на NFgtn, т.е. существенно
меньше.
Среди достоинств кодера
линейного счета можно на-
звать простоту, надежность
и повышенную точность ра-
боты. К недостаткам схемы
относится то, что необходимы
логические элементы с высо-
ким быстродействием, опре-
Рис. 13.12
деляемым величиной Fq.
501
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
13.2.2. Линейные взвешивающие кодеры
В таких кодерах величина квантованного отсчета сигнала выражается сум-
мой определенного набора эталонных сигналов
т т
i=l i=l
(13.1)
где {7ЭТ.| — эталонный сигнал /-го разряда; А — шаг квантования; о,- — кодовый
символ /-го разряда (а, = 0 или 1).
Линейные кодеры взвешивающего типа имеют несколько вариантов по-
строения. Структурная схема одного из вариантов — параллельного действия —
приведена на рис. 13.13. Схема содержит пороговые устройства (схемы сравне-
ния) ПУ1 + ПУт, где т — число разрядов двоичного числа Уна выходе кодера,
сумматоры Si 4- Zm, аналоговые ключи Кл1 + Клш, схемы совпадения Ui + Um, ис-
точники эталонных напряжений t/3T1 + (7ЭТШ, схему логического сложения ИЛИ
(«1») и блок преобразования дискретных отсчетов 1.
В блоке 1 происходит преобразование АИМ-1 сигнала в АИМ-2, который
поступает на входы всех схем сравнения. На вход /-й схемы сравнения (/ е [1, /и])
через /-й сумматор поступает эталонное напряжение U„j ~ А- • 2Ш~', где / — но-
мер текущего эталона.
Операция взвешивания осуществляется как бы в т этапов. Сигнал Uc срав-
нивается с эталонным значением (7эть и если Uc < (7этЬ то ключ Юц будет закрыт,
и на вход схемы Hi поступит сигнал, соответствующий «О». В этом случае t/c,
поступающее на 2-й ПУ, сравнивается только с эталонным значением (7эт2. Если
(7С > С/эт2, то срабатывает ключ Кл2, и одновременно сигнал разрешения проходит
на вход логической ячейки И2. С приходом импульса опроса у2 (см. рис. 13.12)
эта схема открывается, и на вход схемы ИЛИ поступит сигнал, соответствую-
щий «1» во 2-м разряде числа N. Далее Uc поступает на ПУз, где уже сравнива-
ется сумма эталон-
ных значений £7эт2 +
+ (/этз с информа-
ционным сигналом.
При Uc > (Пэт2 + (7этз)
срабатывает ключ
Кл3, и на вход схе-
мы И3 поступает
сигнал «1».
Рассмотрим ра-
боту кодера на при-
мере. Положим, что
кодированию подле-
жит отсчетный им-
пульс с амплитудой
27,7А, и применим
Рис. 13.13
502
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования
семиразрядный код. 'Тогда эталонные напряжения в соответствии с (13.1) будут
равны: Цих - А • 2б = 64А, ~ А • 25 — 32Д, = А • 24 =16А, = А 23 = 8Д,
^эт5 ~ д • 22 = 4А, — А • 21 — 2А, = А • 2° == А. Эталон (7ЭТ1 поступает на 1-ю
схему сравнения ПУ), куда также подается информационный сигнал 27,7Д. Так
как Uc < (7этЬ то ключ Кл] закрыт, и на выходе логической ячейки И] появляется
«О». При сравнении с (7эт3 видим, что Uc > V^, поэтому на выходе 3-й ячейки поя-
вится «1». С ключа Кл3 эталонный сигнал (7эт3 = 16д поступает на сумматор S4, где
складывается с = 8Д. Так как суммарный сигнал (7эт3 + меньше Uc, то на
выходе ячейки Кл4 будет сформирована «1» и т.д. Таким образом, на выходе коде-
ра сформируется кодовая группа 0011011. Практически процедура взвешивания,
т.е. включения соответствующих эталонных напряжений, выполняется очень
быстро, за время меньшее, чем Тт (см. рис. 13.12). Остальное время уходит на пре-
образование числа У из параллельного кода (по состояниям напряжений на вхо-
дах -г- Иш) в последовательный.
К достоинствам такого кодера можно отнести высокую точность и боль-
шую скорость кодирования, а к недостаткам — сложность построения кодера.
В этом отношении преимущество имеют кодеры последовательного действия,
или кодеры с декодером в цепи ОС
Взвешивающий кодер такого типа можно построить на одной схеме срав-
нения (пороговом устройствё), когда кодовые символы будут формироваться
последовательно с помощью цепи обратной связи (ОС), содержащей декодер.
Структурная схема такого кодера показана на рис. 13.14. Декодер образуют ло-
гика управления (ЛУ) и блок эталонов, содержащий ключи Kni •+ Клши анало-
говый сумматор напряжений Z. На вход 1 схемы сравнения подается выборка
сигнала, которая с помощью модулятора АИМ- 2 запоминается .на период кодо-
вой комбинаций. Схема сравнения вырабатывает двоичное решение: сигнал на
входе 1 больше или меньше, чем на входе 2. В простейшем случае схема сравне-
ния может быть построена в виде дифференциального усилителя, работающего
в режиме ограничения. На вход 2 схемы сравнения поступает эталонный сиг-
нал Ui, вырабатываемый блоком эталонов 2, Работой этого блока управляет ло-
гика 3, алгоритм работы которой выбирают таким образом, чтобы путем после-
довательного подключения источников (7ЭТ1 + (7ЭТ.Ш к сумматору установить
приближенное равенство сигналов на входах 1 и 2 схемы сравнения. Подклю-
чение источников С7эт1 4- U^ m производится через ключи, которые управляются
импульсами опроса yi ч- ут, сформированными генератором управляющих им-
< пульсов (ГУИ) 5.
Соблюдение правильной последовательности срабатывания ключей обес-
печивается логикой управления 3. Логика «наблюдает» за выходом схемы срав-
нения и в зависимости от двоичного сигнала «меньше» (когда U\ < Uj) и «боль-
ше» (когда U\ > U2) управляет ключами, запоминает результаты сопоставления
сигнала Ut = Uc и эталонов в каждом такте кодирования, устанавливает кодер
в исходное положение. Таким образом, о величине сигнала Uc можно судить по
т
состояниям ключей о, = {0; 1-}. Взвешивание заканчивается, когда Uc = £ о,-
i=i
Формирователь кода 4 преобразует в последовательный код число a\ai...am.
503
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Алгоритм работы кодера имеет следующие особенности:
1) подбор напряжения U2, приблизительно равного полезному сигналу Uc,
осуществляется за т шагов;
2) эталоны включаются последовательно от старшего £7ЭТ1;
3) на каждом /-м шаге происходит включение /-го эталона (14г./)» а резуль-
i
тат взвешивания оценивается по величине A Ut (Uc — U^/) или, точнее, по
напряжению на выходе схемы сравнения эти напряжения связаны между
собой правилом £70с./ = 0, если Aty > О, или UMj = 1, если Д(7, < 0;
4) на каждом /-м шаге предыдущий эталон отключается (соответственно
= 0), если выполняется условие ~ ' (А £4-1 < 0)» или остается вклю-
ченным (соответственно о,-! = 1), если (7ос./-1 0. •
Рассмотрим работу кодера на конкретном примере. Пусть Uc= 27,7Д, т - 7.
Тогда 14г! = А • 2б, иэт2 = А • 25,..., (/этт = А. На первом шаге включается (4т),
соответственно U2l — £7ЭТ1 и £4 < U2.i- Тогда t/od = П На втором шаге первый
эталон отключается и включается второй эталон. При этом U2,2 e U312 = 32Д
и Uc < U2 2. Соответственно Сос2 ~ 1 • На третьем шаге второй эталон отключает-
ся и включается третий эталон. При этом У2.з = ^этЗ ~ 1бД, £4 > П2.з, £4сз ~ 0-
Поэтому на четвертом шаге, когда включается четветый эталон, третий эталон
остается включенным. При этом П2 4 = (4г3 + £4т4 — 24д, Uc > U2A, иж4 = 0. На
пятом шаге включаемся пятый эталон и остается включенным четвертый. Тогда
U25 ~ £4тз + ^эт4 + t4r5 ~ 28а. При Ьтом 14 < t/2.5, иж5 =1. Следовательно, на
шестом шаге пятый эталон отключается, и получим ~ ^4тз + £4т4 + £4тб =
= 26Д; С4сб < 0 и т.д. По состоянию напряжения С4с./ определяется однозначно
величина о, в кодовой комбинации двоичного числа Nc в последовательном ко-
де. Осциллограммы U2i, Nc показаны на рис. 13.15. :
Рассмотрим построение блока эталонов кодера. На рис. .13.14 показан са-
мый простой, но и самый худший вариант, так как он требует, т независимых
источников 14т, которые должны отличаться точно в два раза: = А • 2"1-'.
Рис. 13.15
Рис. 13.14
504
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования .
Другим вариантом является использование одного источника U31, набора ре-
зисторов и аналоговых ключей (рис. 13.16), с помощью которых обеспечивают
получение т источников напряжений. Значения резисторов должны находить-
ся в пропорции
Rv: R2: ... : Rm = 2°: 21 : 22 : ... : 2m~l.
Если выбрать /?i >> R„, то при включении ключа Кл1 на нагрузке появится
напряжение UHi = = 4г1 = -jjr- При работе всех ключей
получим суммарное Напряжение в виде
. •' W д!’ '
* !' — (У'1
где а, = {0; 1} — состояние /-го ключа; таким образом, на этих же резисторах
при условии R\ >> jRh будет собран и сумматор блока эталонов.
Недостатками этого метода являются труд-
ность реализации ключей, удовлетворяющих
УСЛОВИЯМ Rcrnsp << R}> Raaxp RtHKp>
Дзакр -1- сопротивления открытого и закрытого
ключей, и трудность подбора резисторов, кото-
рые должны отличаться друг от друга с такой
высокой точностью при большом различии их
номиналов. Поэтому данный вариант использу-
ется только при малом числе разрядов кода, т.е.
при малом числе резисторов.
При большом числе разрядов кода приме- ^ис- ^.16 ,
няются схемы с резисторными матрицами
R—2R напряжений или токов. На рис. 13г17, а приведена схема с резисторной
матрицей напряжений. Ключами управляет блок логики. Видно, что здесь при-
менены только два номинала резисторов. Рассмотрим произвольный узел /
и сечения влево (1 — 1) и вправо (2—2) от него. Видно, что в обоих сечениях
к узлу / подключены эквивалентные сопротивления 2R. При замкнутом ключе
Кл, в точке / будет напряжение Vt = = При переходе от узла к узлу
в сторону выхода U, уменьшается в два раза на каждом делителе. В результате
Рис. 13.17
505
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
срабатывания /-го ключа на выходе появится напряжение Uwxi
= ^L2"‘'. При
работе всех ключей получим
тт т тг т т
U„a = ^£ч Т1 = £ «. 2т-‘ = at 2т~‘.
3 м 3-2 м м
В этой схеме требования к ключам также велики. Для их упрощения вместо
одного переключающего ключа используют два на отключение (рис. 13.17, б).
Ключи работаю^ синхронно и подключаются к С7ЭТ или к корпусу. В этом случае
легче получить сопротивления АоТкр и Азакр нужных величин. .
Схема с резисторной матрицей токов приведена на рис. 13.18,а. Для /-го
узла аналогично построим эквивалентную схему (рис. 13.18, б). Напряжение
rr J2R тт
в точке i при включении ключа равно Ц = ——. На выходе схемы при подаче
в /-й узел тока /эт будет напряжение = Ut2 . Для линейной схемы справед-
лив принцип суперпозиции, тогда при учете всех узлов получим
m л п т
= У С^вых/ =^~Уй<2тЛ
OmA.i ВЫЛ.» "51 _ /Ч /Я ^^4 *
i=l 3-2 j=i
Рис. 13.18
В этой схеме сопротивление ключа мало влияет на (7ВЬ[Х, и реализовать его
просто. В частности, в качеств^ генератора тока /эт можно использовать тран-
зистор, включенный по схеме с общим эмиттером или общей базой, а управле-
ние этим транзистором легко выполнить с помощью логических (а не аналого-
вых) ключей. ,
Логика управления (блок 3 на рис. 13.14) построена на элементарных блоках
памяти — триггерах, логических схемах И и ИЛИ (рис. 13.19). Триггеры Т\.+ Тт
запоминают предыдущие результаты взвешивания. Входы установки триггеров
непосредственно соединены с генератором управляющих импульсов yj, ...,
ут, а входы сброса включаются через схемы ИЛИ, которые имеют один вход,
общий для стирания всех триггеров по завершении процесса сравнивания сиг-
нала и эталонов. На вторые входы схем И поступает сигнал обратной связи от
схемы сравнения (сигнал «1» или «О»), причем этот сигнал поступает на все
506
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования
схемы И. Схема И| срабатывает при приходе управляющего импульса y-i, т.е. У2
подключает второй источник эталонов (через Т2) и управляет вместе с сигналом
обратной связи предыдущим источником (7Эт1 (оставляет его включенным или
отключает). Соответственно импульс Уз подключает источник (7эт3 и управляет
источником U3T2 и т.д.
Рис. 13.19
Формирователь кода (блок 4 на рис. 13.14) построен на схемах И и ИЛИ
(рис. 13.20). На входы схемы ИЛИ поступают управляющие импульсы y*i -г- у*т,
которые отличаются от импульсов я 4- ут задержкой на половину такта. На пер-
вый вход схемы И от схемы сравнения (порогового устройства ПУ) поступает
«0» (при Uc > U2) или «1» при (£/с < U2).
13.2.3. Линейные матричные кодеры
Построение матричного кодера основано на использовании кодового
поля, в котором отражены все возможные кодовые группы при данном числе
разрядов кода. Кодовое поле может быть выполнено либо в виде набора ре-
шающих устройств, либо в виде кодовой матрицы в специализированной
электронно-лучевой кодирующей трубке. Кодовая матрица выполняется на
основе кодовой таблицы, в которой последователь-
ность десятичных чисел записана в двоичной системе
счисления. Пример такой таблицы дан на рис. 13.21,
где — запись числа в десятичной форме, У2 —
запись числа в двоичной форме, Д — условная еди-
ница напряжения сигнала. Кодовая матрица, соз-
данная на основе этой таблицы, представляет собой
металлическую Пластинку с отверстиями на местах
«1» в таблице (рис. 13.22).
Матричные кодеры подразделяются на кодеры
параллельного и последовательного действия. Кон-
структивная схема кодера параллельного действия по-
казана на риё. 13.22. Электронная пушка (прожек-
тор) формирует «плоский» луч в горизонтальной
плоскости. На отклоняющие сигнальные пластины
ц Мо *2
2° 2 22 23
0 0 0 0 0 0
1Д 1 1 0 0 0
2Д 2 0 1 0 0
ЗД 3 1 1 0 0
4Д 4 0 0 1 0
5Д 5 1 0 1 0
6Д 6 ‘ 0 1 1 0
7Д 7 1 1 1 0
8Д 8 0 0 0 1
Рис. 13.21
507
13-АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
подается кодируемый АИМ сигнал, в ре-
зультате луч отклоняется вверх-вниз, по-
падая на соответствующую строку матри-
цы-пластины в зависимости от напряже-
ния сигнала. За каждым столбцом матри-
цы расположены коллекторы — металли-
ческие полоски Ко, Ki,Кш-1, на кото-
рые поток электронов попадет, если
пройдет через отверстия в кодовой плас-
тине. Возникающие на коллекторах токи
вызывают на нагрузках (ца каждый кол-
лектор своя нагрузка) напряжение кодовой комбинации. Таким образом, по-
лучим цифровой сигнал в параллельном коде. Для посылки в линию связи
код преобразуют в последовательный.
В кодере последовательного действия коллекторы соединены в единую плас-
тину, т.е. работают на одну нагрузку, и введены горизонтально-отклоняющие
пластины. Электронная пушка формирует точечный луч. На вертикально-от-
клоняющие пластины подано напряжение сигнала, на горизонтально-отклоня-
ющие — пилообразное напряжение от генератора развертки. В результате луч
перемещается по строке матрицы слева направо, и импульсы кодовой комби-
нации возникают последовательно во времени. Во время обратного хода луча
схема коллектора запирается.
Матричные кодеры на сегодняшний день являются самыми быстродей-
ствующими. Однако они дброги, требуют высоковольтных напряжений, обла-
дают невысокой стабильностью, поэтому их применяют только в специальных
случаях.
13.2.4. Линейные декодеры
Декодирование цифрового сигнала состоит в преобразовании кодовых
групп цифрового сигнала (ЦС) в последовательность выборок соответствую-
щей амплитуды. Известны различный варианты построения линейных декоде-
ров. Наиболее часто применяются декодеры взвешивающего типа. Они могут
быть построены на основе последовательной или параллельной обработки им-
пульсов кодовых групп. Очевидно, что во втором случае скорость работы функ-
циональных узлов декодера уменьшается в т раз. Поэтому практическое при-
менение находят декодеры параллельного кода (рис. 13.23). Взвешивающий
декодер состоит из преобразователя последовательного кода в параллельный 1,
выполненного на триггерах по схеме на рис. 13.11 (без схем И и ИЛИ), и блока
эталонных напряжений 2. Простейшая схема, иллюстрирующая построение де-
кодера, показана на рис. 13.24. Практически построение блока эталонов ана-
логично построению этого блока в кодере взвешивания (рис. 13.17, 13.18).
Суммарное напряжение на выходе декодера с учетом всех символов кодовой
т
группы будет £7ВЫХ = ^эт./ • Как уже говорилось, для уменьшения ошибки
i=l
508
13,3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
Рис. 13.23
квантования к этому напряжению добавляется напряжение величиной U3i m/2.
Практически это делается с использованием блока эталонов, например на рис. 13.18,
у которого число узлов не т, а (т + 1), причем (т + 1)-й узел все время включен.
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
13.3.1. Варианты построения нелинейных кодеров
Как известно, тактовая частота цифрового сигнала FT выбирается из выра-
жения FT > 2FBm, и она значительно больше верхней граничной частоты сигнала
FB. С увеличением скорости передачи цифровых потоков информации возраст
тают требуемая полоса частот пропускания и затухание линии связи на такто-
вой частоте FT. В результате расстояние между регенеративными пунктами
уменьшается и линейный тракт дорожает. Поэтому желательно уменьшать FT,
что можно сделать только путем уменьшения количества разрядов т. Но при
этом уменьшается отношение сигнал—шум квантования. Чтобы уменьшить FT,
не ухудшая качество сигнала, следует использовать неравномерное квантование
или нелинейные кодеры. Как было показано выше, основные первичные сиг-
налы электросвязи (см- параграф 1.3) отличаются тем, что у них максимальные,
минимальные и нулевые мгновенные значения неравновероятны. На этом и ос-
новано неравномерное квантование: области напряжений с большей вероят-
ностью появления в них сигнала квантуются с малым шагом квантования, а об-
ласти с малой вероятностью — с большим. В результате общее число уровней
квантования L в интервале от минимального до максимального мгновенного
значения сигнала уменьшается, Соответственно уменьшается и количество раз-
рядов т = logjL, а качество сигнала остается неизменным.
Возможны три варианта построения
нелинейных кодеров. В первом вариан-
те (рис. 13.25) используется обычный ли-
нейный кодер, перед которым стоит нели-
нейный функциональный преобразователь
(НФП). На выходе линейного декодера ус-
танавливается второй НФП. НФП осущест-
Рис. 13.25
вляют изменение динамического диапазо-
на сигнала, их характеристики приведены
509
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
на рис. 13.26, а, б. Из рисунка видно, что НФШ является
компрессором, а НФП2 — экспандером. Совместное,
действие компрессора и линейного квантователя коде-
ра равносильно действию нелинейного квантователя.
Подобное решение применено в ЦСП ИКМ-12. Ос-
новная трудность построения этого варианта — необ-
ходимость точной реализации взаимообратных харак-
теристик НФП1 и НФП2. Кроме того, НФП должны
обладать мгновенным действием (время срабатыва-
ния — доли микросекунды), реагировать на каждую
выборку АИМ-сигнала, причем реакция не должна за-
висеть от предыдущей выборки.
Во втором варианте построения применяется нелинейный цифровой
преобразователь (НЦП), преобразующий кодовую комбинацию числа Д'в ком-
бинацию числа Nx (рис. 13.27, о). Характеристика НЦП1 (рис. 13.27, 6) представ-
ляет собой совокупность дискретных отрезков с огибающей, которая повторяет
закон компрессии. Видно, что число N\ будет меняться в меньших пределах,
и для его представления потребуется кодовая комбинация меньшей длины.
Рис. 13.27
В результате уменьшится и тактовая частота FT. Прием цифровых сигналов (де-
кодирование) в этом случае можно осуществлять двумя способами. Первый
способ (рис. 13.28, о) применяется чаще, так как легче построить взаимообрат-
ный НЦП2, чем подобрать характеристику НФП2 (рис. 13.28, б). Кроме того,
нелинейные операции с цифрами более стабильны, кодеры с НЦП могут быть
легко перестроены по любому достаточно сложному закону N = <р(М). Таким об-
разом, второй вариант построения кодеров является универсальным для много-
канальных систем передачи с произвольным числом каналов.
Рис. 13.28
В третьем варианте построения нелинеййых кодеров (рис. 13.29) ис-
пользуются такие электронные схемы, которые непосредственно преобразуют
по нелинейному закону амплитуду выборки U в кодовую комбинацию числа N.
В качестве декодера обычно используют вариант, приведенный на рис. 13.28, а.
Нелинейный кодер часто строится и по такой схеме: кодер с нелинейным деко-
дером в цепи ОС. Этот вариант используется в ЦСП ИКМ-30.
510
13.3. Кодеры и декодерыс нелинейной шкалой квантования
Во всех вариантах основной задачей яв-
ляется выбор нелинейных функций соответ-
ственно U\ = <p(£7),JV = ф(М), ^= ср(СЛ). Все
эти функции при построении в относитель-
ных единицах приводятся к одной у = <р(х),
Рис. 13.29
показанной на рис. 13.30, где х и у для различных вариантов соответственно
равны:
где Uu и NM означают максимальные значения Un N.
Для двуполярных сигналов надо использовать
кривую компрессии, которая удовлетворяет усло-
вию у = <р(х) для х е [0, 1] и у = -(р(-х)дляхе [0,-Ц.
Однако на практике всегда производят кодирова-
ние только модуля х, а результат определения по-
лярности выбдрки сигнала записывают с помощью
отдельного разряда в двоичной кодовой комбина-
ции. Для второго и третьего вариантов построения
кодера функция у = ф(х), строго говоря, будет
иметь ступенчатый характер в связи с дискретнос-
тью величин N п N\, поэтому здесь удобнее гово-
рить об огибающей функции у = <р(х). Если функ-
ция у = <р(х) для всех вариантов построения кодеров одинакова, то сигнал на
выходе нелинейного декодера, амплитудная характеристика которого обратна
характеристике у » ф(х) кодера, будет иметь одни и те же качественные показа-
тели, в том числе и отношение сигнал—шум квантования.
Рис. 13.30
13.3.2. Законы компрессии нелинейного кодера
Оптимальный закон компрессии. Определим функцию у = <р(х), обеспечива-
ющую оптимальный закон компрессии. Критерием оптимальности обычно яв-
ляется максимум отношения мощности сигнала к мощности шумов квантова-
ния или, что то же, отношения квадратов действующих напряжений сигнала
и шума квантования. Для удобства анализа рассмотрим случай нелинейного
кодирования с использованием НФП. Тогдах= U/UM,y= U\/U\w. Вйд функции
у.= <р(х) приведен на рис. 13.30. После НФП осуществляется операция равно-
мерного квантования, т.е. величина у квантуется на множество равномерных
участков величиной Д = const. Затем в кодере каждое значение у преобразуется
в определенное число. Когда у изменяется от 0 до 1, в кодере формируются ко-
довые комбинации для чисел от 0 до N. Отсюда Д = 1/N. На входе НФП каждо-
511
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
му отрезку Д соответствуют неравномерные отрезки Дь Д2,..., Ду, j е [О, N], оп-
ределяемые из выражения (см. рис. 13.30): Д, =---------.
(ф / dx)j
При квантовании возникает
ошибка квантования £(0 = г (t) — R(t),
где г (О — сигнал до квантователя, R(f) —
сигнал после неравномерного кван-
тователя (рис. 13.31). Интервалы
квантования Д(/, и /Щ на рис. 13.31
связаны с нормированными интерва-
лами Д, и Д; выражением ДС^) = Дад х
х £7М. Соответственно интервал кван-
тования д£7после НФП равен Д£7 =
= Д £7tM, при этом
Д£/=£1М. (13.2)
i N
где производная берется в точке U = Ucpi.
dU
Дисперсия ошибки (шума квантования) на /-м интервале равна [см. форму-
лу (12.9)J = ^U2pJ\2, где р{ = Д(4^(ПСр.<) — вероятность попадания мгно-
венного значения сигнала в интервал [£/ср.,- - Д£7,/2; £7ср,( + А И,/2]. Результи-
рующая дисперсия шума квантования равна
JV 1 1 +0Ц 1 +^м
~ R 3 А J = А I^2W{U)dU.
1=012 12-у.. 12-с/..
Учитывая (13.2), получим
₽2. - 1 ^1м+? ЛТ7
ДХ 12 N2 LtdUi I dU)2
(13.3)
Задача анализа сводится к нахождению функции t/j = <р(£7), при которой
^2д.£ -> min. Функция, которая минимизирует функционал (13.3), находится
с помощью известных процедур вариационного исчисления, описанных^ напри-
мер, в работе [5J.
К такому же результату можно прийти и на основании условия, что вклад
каждой i-й составляющей результирующей дисперсии шумов квантования
будет одинаков, т.е. ИИ( Пср.;)ДЕЛ/ = W(Ucpj)MJ3 для ^сех /, j е [0, N]. Это можно
записать с учетом (13.2) в виде
W(U) . ' '
-----——- = b, где b = const;
(dU. I dU)3
512
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
отсюда, обозначив Ь = с 3, получим
ни
Ui = <rfU) = f c3JW(UjdU.
dU Jo
При U = £7M, как следует из рис. 13.26, U\ = UiM. Подставляя эти величины
в (13.4), определяем неизвестную постоянную с. В итоге
и ________________________________ и _____________
J tfWtUjdU J lfiV(U)dU
й = <р(0 = 1Лм ±----— = tfiM <---------
pVW)J[7 jtfW(U)dU
о -Um
Функция (13,5) описывает оптимальный закон компрессии. Для него
dUi _
dU и? ____________________________
\tf¥(jJ)dU
о
Подставляя (13.6) в (13.3), определяем минимум дисперсий (или мощнос-
ти) шумов квантования:
л _ 2t/i2M W(U)
^Smin"12.№ | U?MW(U)2/3
з
(Um ,_ А2
JVWW dU =
(13.4)
(13.5)
(13.6)
Г^м ____
= (б№)“* J3/W7)dt/
. о
Выражения (13.5)—(13.7) представляют собой конечный результат реше-
ния задачи о нахождении оптимального закона компрессии. Из них следует,
что этот закон не является фиксированным, а зависит от статистических
свойств сигнала, его закона распределения W(U). В качестве примера рассмот-
рим характеристику компрессора для нескольких видов сигнала.
Г. Пусть зависимость W( U) сигнала характеризуется функцией 1, показан-
ной на рис. 13.32. Из условия нормировки имеем
J W(U)dU - Р(-оо < U < +оо) = 1 = ^AdU = 2£/мЛ,
-« • -Um
(13.7)
отсюда А = 1/2UU; W(U) = А = 1/2£/м для U е [- С7М; + С7М].
Определим оптимальную характеристику компрессора из (13.5):
и
VAjdU .
- <p(l/) = l/,„
VA(dV U‘
0
17 Зак. 1600'
513
л 13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Соответственно yopt = <р(х) = х. Следовательно, здесь оптимальный закон
компрессии — линейный, а значит, для сигнала с таким распределением W(U)
компрессор нецелесообразен. При линейной шкале квантования имеем =
du
= const, тогда (13.3) приводится к виду (12.11).
2. Для абонентов телефонной сети сигнал имеет типичный закон распреде-
ления Ж(Ю вида функций 2 и 3, показанных на рис. 13.32. Если сигнал у-го
абонента имеет действующее напряжение UaJ, то
Wj(U) = Aj ехр^й?
X i'V_. . - uaJ
(13.8)
• +оо
Значение Aj определяется из условия нормировки j W(U)dU = 0,5. Отсюда
о
Aj = 1/(72£7Д1/). Подставляя (13.8) в (13.5), после типовых преобразований полу-
чим выражение для нормированного закона оптимальной компрессии:
_1-ехр(-Аух). V2(/M. U. U>
zopt J-1------7 > Oj - —— , X - у - ——
1 - expbj 3UaJ UM UlM
Видно, что для абонентов, которые отличаются действующим значением
Ua:j, функция Wj(U) и оптимальный закон компрессии yopty ~ <р(х) (рис. 13.33)
существенно различны;
(13.9)
Минимум квадрата действующего значения (дисперсий) шумов квантова-
ния при оптимальном законе компрессии определяется из (13.7) после подста-
новки (13.8):
- ’ ( fifT \
J ехр 'V2£Zm
о
Максимально возможное отношение
равно:
AJ/3dU
у' - U*J -8 м2
У/тах--2 ““А
Ъд.Е/ min у
I3
. (13.10)
'9и2а/
сигнал—шум квантования (ОСШК)
N 1 - ехр
1 -ехр
з(/д/
'-Ж,
I зс/д7
-13
(13.11)
Е2 - 1
^.хлпип -^2
7
з
514
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
Чтобы исключить шумы ограничения, обычно выбирается UM » Uaj для
всех абонентов. Тогда из (13.11) следует, что, выбирая свой оптимальный закон
компрессии для каждого абонента, получим максимально возможное ОСШК,
которое будет практически одинаковым для всех абонентов.
Поскольку построить групповой компрессор с мгновенно перестраиваемой
под каждого абонента характеристикой невозможно, приходится строить ком-
прессоры с некоторым фиксированным законом U\ = <р (£7). При этом отноше-
ние сигнал—шум квантования с учетом (13.3) равно
12 N2
+(rM W(U)
JjJdUi/dU)2
dU
(13.12)
На рис. 13.34 приведены примеры зависимости ОСШК от изменения ид
абонента для двух вариантов закона компрессии, определяемых выражением
(13.9). Кривая 1 соответствует закону, оптимальному для £7Д = £7дЬ кривая 2 —
для Ua = £/д2. Видно, что в обоих случаях имеет Место существенная зависи-
мость ОСШК от уровня сигнала абонента. В связи с этим встает задача нахож-
дения такого закона компрессии, который обеспечивал бы, с одной стороны,
равномерную зависимость у = (p(Ua), с другой — наибольшее значение у. Жела-
тельно, чтобы полученная при этом величина у по возможности мало уступала
величине утах, определяемой из (13.11).
Квазиоптимальный закон компрессии. Для решения этой задачи запишем
в общем виде выражение для ОСШК произвольного абонента:
uu
у = <р(£7д) = (Сс \W(U)U2dU) C5J
о \ c
W(U)dU
Jo (4£7( / dU)2
(13.13)
Здесь Cc и G — некоторые постоянные величины. ।
Из (13.13) видно, что для обеспечения независимости у от £7Д и W(U) числи-
тель и знаменатель должны иметь одинаковую функциональную завйсимость.
А это выполняется, если
(durf К2 dU„ „
-г- = —z- или dU\ = К = const.
V dU J , и2 и .
Интегрируя правую и левую части последнего выражения, получим U\ =
= Ctln£7 + С2, где Ci, С2 — некоторые постоянные.
Используя условие (см. рис. 13.26), что при £7= UM имеем G = £7tM, приве-
дем последнее выражение к виду
y = Alnx+l; y = -^L; х = -^-; К=-О— = const. (13.14)
£7jM
Выражение (13.14) описывает квазиоптимальный закон группового ком-
прессора, графически оно изображено на рис. 13.35 (сплошная кривая). Пра-
ктически выполнить компрессор с такой характеристикой невозможно, поэто-
му применяют квазилогарифмические законы, которые являются тем или иным
515
вариантом приближения к закону (13.14) и показаны штрих-пункгиром на рис. 13.35.
Среди таких законов наибольшее распространение получили логарифмические
ц- и Л-законы.
При ц-законе зависимость у = <р(х) выражается формулой
+ 0<х<1; 0<у<1. (13.15)
1п(1+ц)
Сравним минимальный Amjn и максимальный Дтах интервалы (рис. 13.36)
квантования входной величины х:
Л _ д . _ Д
amin ~ ~7~, ,. --> Атах ~ ~7~, . , .-->
(Jy / dx)max (dy / dxJmin
Атах _ (dy / ^)max (dy / dx)^Q _ j *
Amin (dy I o6c)min (dy I dx)x=\
Таким образом, коэффициент ц показывает, во сколько раз Дтах больше
Дтт. При малых ц получим линейное квантование. Чем больше ц, тем больше
неравномерность квантования. На рис. 13.37 показана примерная зависимость
у = <р(£/д) для разных ц, полученная путем подстановки (13.8) и (13.15) в (13.12).
Видно, что для сильных абонентов ((/д.б) целесообразно брать небольшое ц, а для
слабых (t4.M) — большое. Обычно выбирают ц = 100—1000, что обеспечивает
получение примерно постоянной величины у; для абонентов с £7Д.,-, удовлетво-
ряющим условию [/д.м < Ua.i < £7д.б, где 201g—= ЗОдБ (см. параграф 12.3).
п.м
Д.м
Рис. 13.36
Рис. 13.37
516
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
При большом ц происходит резкое изменение функции у = <р(х), и создать
компрессор с такой характеристикой затруднительно. Тогда применяют ^-за-
кон компрессирования. Для него характеристика у = <р(х) состоит из двух участ-
ков — линейного (1) и нелинейного (2) (см. рис. 13.35). Л-закон описывается
выражениями
(13.16)
где У1 соответствует линейному участку кривой компрессии, у2 — нелинейному.
Нетрудно убедиться, что в точке стыка двух участков (при х = 1/Л) про-
изводные функций У1 и у2 равны между собой f Именно это условие
у dx dx )
и определило вид функции (13.16). Величина ОСШК рассчитывается путем
подстановки (13.8), (13.16) в (13.12) и интегрирования по участкам. При А = ц
зависимости у = <р( (7Д) этих законов примерно одинаковы.
13.3.3. Реализация нелинейных функциональных преобразователей
Оценим основные варианты построения нелинейных кодеров с точки зрения
реализации и начнем с варианта, представленного на рис. 13.25. Здесь нелиней-
ный функциональный преобразователь (НФП) должен быть мгновенного дей-
ствия, т.е. работать для каждой выборки. Для реализации нелинейной функцио-
нальной зависимости необходимо использовать или определенные комбинации
нелинейных и линейных безреактивных элементой, или применять кусочно-ли-
нейный аппроксиматор (КЛА). Если число узлов аппроксимации достаточно ве-
лико, то требуемый закон будет близок к желаемому. В целях упрощения реализа-
ции обычно строят аппроксиматор для одной полярности сигнала (выборки),
а для другой производят инвертирование полярности, причем знак учитывают
в первом символе кодовой комбинации (см. рис. 12.18). Пример реализации КЛА
приведен на рис. 13.38, а его мгновенная динамическая характеристика —
на рис. 13.39. Если амплитуда выборки U< Е\ и Е\ < < ... < Ет, где т — число
Рис. 13.38
517
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Рис. 13.40
узлов аппроксимации, то все диоды закрыты и работает
цепь из резисторов Rq и R'o с коэффициентом передачи =
= R'o/(R'o + Rq)- Начальный угол наклона функции ап-
проксимации ао зависит от Rq. Если Д < U < Д, то от-
крывается диод Д( и работает часть схемы КЛА, показан-
ная на рис. 13.40. Очевидно, что коэффициент передачи
К\ для этой схемы меньше Ко, соответственно угол накло-
на характеристики а( на этом сегменте меньше oq. С уве-
личением U открывается все большее число диодов, ко-
эффициент передачи КЛА уменьшается, при этом
уменьшается и угол наклона отрезка аппроксимации.
G помощью КЛА можно сформировать практически любую требуемую
функциональную зависимость U\ от U Если число узлов аппроксимации доста-
точно велико, то характеристика аппроксимации приближается к требуемому
«гладкому» нелинейному закону.
К достоинствам КЛА относят высокую точность аппроксимации требуемо-
го закона компрессии, к недостаткам — сложность построения и невысокую
стабильность характеристики, так как диоды не являются идеальными ключа-
ми, порог их срабатывания зависит от температуры.
Чтобы построить НФП с меньшим числом элементов, необходимо опреде-
лить, сколько нужно узлов аппроксимации (сегментов) при заданной точности.
Для работы линейного кодера удобно, чтобы для нормированной характерис-
тики КЛА у = <р(х), где у = U}/UiM, х = U/UM, координаты соседних сегментов
по оси Y (рис. 13.41) отличались на одну и ту же величину. Верхняя граница /-го
сегмента равна yj = j/n^, где 1 </< ис, лс — число сегментов при кусочно-ли-
нейной аппроксимации заданного закона.
Если интервалы между верхней и нижней границами сегментов выбраны
одинаковыми (yj - yj—\ = 1/пй), то каждому сегменту соответствует одно и то же
число уровней квантования Nc с интервалом Д в 1/(ий N&). Текущая координата
у может быть выражена через ближайший узел в виЛе у = у, + Ду,, где Ду,- е [0;
(уу+1 _ Ду,)]. При кодировании каждому значению у ставится в соответствие
число Ny: у Ny, yj -> Nj, by, -> &Nj. Следовательно, после Кодирования число
Ny можно представить как Ny = Nj+aNj, причем Nj -JN6. Теперь кодирование
можно вести следующим образом: часть символов кодовой комбинации отдает-
ся для кодирования номера сегмента /, что эквивалентно кодированию числа
Nj, а другая часть — для ДА/,-. Например, если ис» 8, Nc = 16, то для кодирования
числа Ny= 92 = 5 • 16+12 кодируются число /'= 5 и число ДА/,- =12.
Теперь необходимо выбрать наклоны сегментов. Целесообразно, чтобы за-
коны кусочно-линейной компрессии, реализуемые с помощью НФП или дру-
гими способами (см. рис. 13.27—13.29), совпадали. В частности, при построе-
нии нелинейных цифровых преобразователей (НЦП) удобно, чтобы углы
наклона сегментов отличались друг от друга в 2* раз (к = 0,1, 2,.,.), что сущест-
венно упрощает их реализацию. Используем это условие и при построении
КЛА для НФП.
518
13,3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
Для ц-закона предлагается^ чтобы наклон (/ + 1)-го сегмента был в два раза
меньше наклона предыдущего j-го, т.е.
= 2(^.1
dx)j k^Jy+i
,je [1, лс].
(13.17)
Определим границы сегментов по оси
х. Как следует из рис. 13.41, они будут рас-
полагаться неравномерно, причем интерва-
лу между верхней и нижней границами /-го
сегмента по оси х, равному (xj — Xj-i), соот-
ветствует одно и то же число уровней кван-
тования величины х (Xj-,i< х < Xjj, равное Nc.
Шаг квантования по оси х скачком меняет-
ся при переходе от сегмента к сегменту.
Обозначим шаг квантования по оси х в пер-
вом сегменте Дх(, во втором — Дх2 > в /-м —
Дху . Тогда (рис. 13.41): xj = Дх^с; х2 = х( +
+ Дх2Ус и тд- Граница /-го сегмента может
быть определена как
Рис. 13.41
XJ
(Х1 - 0) + (х2 ~ х() + ... + (Xj - Xj-i) = WcAXj 1 +
Дх(
l\Xj '
Дхь
Учитывая (13.17), получим = 2, = 22 и т.д. Тогда
Axi Axi
ху“^Ах1(1 + 21+... + 2^‘) = Х1(2/-1). (13.18)
Видно, что интервалы квантования по оси х расширяются по сложной за-
висимости. Известно, что граница последнего интервала для / = лс равна х^ = 1.
Отсюда найдем хц '
- : „ 1 •' 1' 1' \ . - \
. l^x^-l); х1=—L—.. (13.19)
2^-1
В узлах аппроксимации (на границах сегмента) значение функции у = <р(х),
реализованной с помощью КЛА, должно совпадать со значениями Для заданно-
го ц-закона. Используем это условие, напрймер, для точки с координатами
У1 и хь где У1 = 1/лс, Xi определено в (13.19). Для ц-закона имеем [см. (13.15)]: у\ =
1п(1 + цх») „
_ —\решая этоуравнение при известныхХ\ и yt относительно ц,.получим
1п(1+ц)
ц = (2*-1). (13.20)
Нетрудно показать, что; при таком значении ц обеспечивается совпадение
кусочно-линейной функции с «гладкой» [на основании (13.15)] во всех узлах
аппроксимации. Обычно ограничиваются ис = 8, при этом ц = 255. При пс = 4
имеем ц = 15.
51?
... 13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Для Л-закона выбираются условия: на первом и втором сегментах крутизна
наклона берется одинаковой, а для остальных сегментов, как и для ц-закона,
наклоны отличаются в два раза. При Л-законе также удобно, чтобы по оси у уз-
лы размещались через равные промежутки. Границы интервалов при Л-законе:
х\ = AT0Axi; Х2 = X] + (х2 - Xi) = ЛсДх, 11 + — 1 = 2АГСД1;
к Д1Л
х, = ЛГсД1|1 + ^2+..., + ^. 1=^(1 + 1 +..21 + ... + Г2) =
\ ДХ1 ДХ1)
= Л/сД12м=х12/"1. (13.21)
В отличие от ц-закона, теперь координаты сегментов по оси х увеличива-
ются по простой зависимости — всегда в два раза. Для / = лс имеем х^ = 1, от-
куда, используя (13.21), получим
хх = 2х-*. (13.22)
Так же как и для ц-закона, потребуем, чтобы значение функции у = ср(х),
реализованной с помощью КЛА, на границах сегментов совпадало со значе-
ниями исходного «гладкого» закона. Используем это условие, нацример, для
точки с координатами у\, хь где и = 1/лс, х( определено в (13.22). Для Л-закона
[см. (13.16)] на этом участке у» =—отсюда приходим к уравнению
1 + In Л
А 2Лс-1
Г^Г-7=—• (13.23)
1 + In Л пс
Решение (13.23) удобно выполнять графоаналитически, так как получа-
ется трансцендентное уравнение. В частности, для ис « 8 получим Л = 87,6;
для ис = 4 имеем Л = 5,4. Как видим, используя ограничения типа (13.17), мы
приходим к закону компрессии с однозначно определенным значением Лиц.
Аппроксимация квазиоптийальных Л- и ц-законов у — <р(х) описанным выше
путем применяется также при построении нелинейных цифровых преобра-
зователей.
13.3.4. Нелинейные кодеки на основе нелинейных
цифровых преобразователей
Нелинейный кодер может быть реализован с помощью линейного кодера
и нелинейного цифрового преобразователя (НЦП) (рис. 13.42, а). На вход НЦП
поступает р-разрядное двоичное число Np. В НЦП оно «сжимается», т.е. умень-
шается длина кодовой комбинации, и на выходе НЦП появляется ^-разрядное
двоичное число Nq, q < р. Для реализации нелинейной характеристики НЦП
используется, как правило, кусочно-линейная аппроксимация по ц- или Л-за-
кону. Характеристика НЦП в нормированной форме совпадает с рис. 13.41.
Нахождение узлов аппроксимации аналогично нахождению таких узлов для
520
1
13,3, Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
характеристики НФП. На рис. .13.42, б пока-
зана характеристика НЦП после перехода от
относительных единиц К Np = х2р viNq = у2ч,
а на рис. 13.43 — один из сегментов этой ха-
рактеристики. Видно, что число Nq «гру-
бее», т.е. НЦП не чувствует всех изменений
числа Np, а реагирует только на изменения
Np в больших пределах. Поэтому зависи-
мость Nq = y(Np) имеет вид «лестницы».
Технически число Np характеризуется
состояниями входных триггеров {Qb Qi,..., Qp},
а число Nq — триггеров памяти {Qb Q2,..., Q9}.
Кроме триггеров в состав НЦП входит Логи-
ческое устройство, которое по известному за-
кону преобразования связывает состояние элементов памяти, хранящих Np, с со-
стоянием элементов, хранящих Nq. На выходе линейного кодера кодовые
комбинации в первом символе несут информацию о знаке АИМ-выборки, а в по-
следующих р символах — информацию о величине модуля АИМ-выборки
(рис. 13.44). В НЦП преобразуются только модули выборок, образуя ^-разрядное
число, а знак выборки автоматически переносится из Np в Nq.
N4.fr\
NpJ Npj+i Np
РИС. 13.43 .
Np
зим
п m п ...
2НаК_/ q f
РИС. 13.44
При кусочно-линейной аппроксимации по А- или ц-закону для нелиней-
ного кодера любой реализации получаем (q + 1)-разрядное число, где число
разрядов q, отводимое на модуль, равно
q = log2nc + log2yc-
(13.24)
Здесь ns — число сегментов, Nc — число равномерных шагов квантования
в пределах одного сегмента. Определим разрядность входного числа N„. Будем
полагать, что в самом младшем, первом сегменте число шагов числа Np совпа-
дает с числом шагов числа Nq. Для нормированной кривой компрессии этот
шаг будет равен Ai = $\/Nc, где — граница первого сегмента. Тогда полное
число шагов (или максимальное значение числа Np в десятичном коде) будет
равно Npma = 1/Аг =Ncfxi, соответственно разрядность числа Np равна
Р = lOgzA^max - log2Wc ~
Используя (13.22), получим для Л-закона
р = (пс~ 1) + log2Ak (13.25)
521
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
для ц-закона, используя (13.19), имеем
' р = log2(2^ ~ 1)-Hog2Ac = ис-Hog2Ac. (13.26)
Видно, что для ц-закона требуется линейный кодер, у которого число раз-
рядов на 1 больше, чем для Л-закона.
Пусть НЦП работает по Л-закону с пс = 8 и Nc = 16. На рис. 13.45 приведе-
на характеристика НЦП в относительных единицах, где х = Np/Npma* =
y=Nq/NqmM = Nq/24 .На основании (13.24) и (13.25) имеем р = И, q - 7. Ось у
разбита на 8 равных сегментов. По оси х каждый сегмент имеет границу, отли-
чающуюся от предыдущей в 2 раза. Перейдем от х и у к Np и Nq (рис. 13.46), где
Np — 11-разрядное число, a Nq — 7-разрядное. С учетом одного символа на знак
выборки на выходе и входе НЦП будем иметь 12- и 8-разрядные комбинации
соответственно. Пронумеруем сегменты: первый сегмент — 0, второй — 1, ...,
восьмой — 7. Составим таблицу преобразования (табл. 13.1). Число Np записы-
вается в виде 11-разрядного кода хцхюх^.-хгхц число Nq — в виде 7-разрядного
кода У7УбУ5У4УзУ2Уь Очевидно, что если число Np находится в сегменте 7, то для
него обязательно Хц = 1, а хю...х2Х1 могут быть произвольными. Аналогично все
числа в сегменте 6 имеют хц = 0, Хю = 1; в сегменте 5 — хц = Хю = 0, хэ = 1 и т.д.
В сегменте 0 имеем Хц = Хю = ... = xs = О, Х4 может быть 0 или 1, так как в этом
сегменте находятся числа от 0 до 24. Таким образом заполняется столбец Mi
табл. 13.1. Преобразование Mi -> М идет следующим образом. Первые три сим-
вола кодовой комбинации числа N7 указывают на номер сегмента в двоичном
исчислении. Так, для сегмента 7 первые три символа —111, так как 7=1 • 22 +
+ 1 21 + 1 -2°. Оставшиеся четыре символа кодовой комбинации N7 соответ-
ствуют четырем старшим значащим разрядам соответствующей комбинации
числа Уц. При этом младшие разряды теряются, т.е. число N7 менее точно со-
ответствует выборке АЙМ-сигнала, чем число Мц.
Рис. 13.45
Обратное преобразование N7 Ац показано в табл. 13.2. В недостающих
младших разрядах числа Уц выставляются нули, в результате, чего р восстанов-
ленной АИМ-выборке появляется ошибка квантования, максимальное относи-
тельное значение которой не превышает 2~4 для всех сегментов.
Для осуществления таких преобразований необходимо:
1) преобразовать последовательный код в параллельный;
522
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования
2) провести логические операции по определенным законам. Например,
если первый символ (старший разряд) Уп равен «1», то первые три симво-
ла N7 — «111», а в остальные должны переписываться значения х10х9х8х7
(см. табл. 13.1).
. Таблица 13.1
Преобразование 11-разрядного числа в 7-разрядное
№ сегмента Nu Ny
7 ШХ10Х9Х8Х7
6 01X9X8X7...XpCi 110X9X8X7X8
5 001Х8Х7...Х2Х| < IOIx^XsXj
4 0001х7х6...Х2Х| ЮОХ7Х6Х5Х4
3 00001ХбХ5...Х2Х1 OIIX6X5X4X3
2 000001х3...Х2Х| ОЮХ5Х4Х3Х2
1 000000IXtXjXiXt OOIx^XjXjXj
0 ОООООООХ4ХЗХ2Х] OOOX4X3X2X1
Таблица 13.2
Преобразование 7-разрядного числа в 11-разрядное
№ сегмента N,
7 llbwy’i 1У4У3У2У1ОООООО
6 HOjwy'i О1У4У3У2У1ООООО
5 lOl.WW'i 001yW,0000
4 ЮОу^ИзУхУ! ООО1.У4У3У2У1ООО
3 QH.JWy'i ОООО1У4У3У2У1ОО
2 00000 lyoyy' |O
1 OOl-Jwy,, 0000001.У4У3У2У1
° ОООу^зУгУ, ОООООООУ4УЗУ2У1
Таким образом, НЦП передачи строится по схеме, показанной на рис. 13.47, а.
Преобразователи кода (ПК) выполнены на триггерах. Логика переписывает
состояние триггеров {Qi, Qp} на
триггеры {Qi, Qq} по таблицам
преобразования. Затем код после-
довательно списывается с q тригге-
ров и посылается в канал связи.
НЦП приема (рис. 13.47, б) строит-
ся чуть проще, поскольку на линей-
ный декодер требуется подавать
число Np в параллельном коде.
Для уменьшения ошибки кван-
тования j как указывалось выше,
в линейном декодере к величине
Рис. 13.47
523
f 13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
выборки, соответствующей числу Niit добавляется напряжение, соответствую-
щее половине того младшего разряда, который еще не «обнуляется» при фор-
мировании этого числа. В результате для чисел, принадлежащих сегментам под
номерами 2—7 (см. табл. 13.2), после символа всегда формируется символ 1,
а более младшие разряды остаются «нулевыми». Для сегментов с номерами 0 и 1
используется вспомогательный 12-й разряд декодера, который принимает зна-
чение 1.
Следовательно, фактически НЦП в декодере формирует 12-разрядное чис-
ло модуля выборки. При этом относительная ошибка квантования не превосхо-
дит 2~5 для всех сегментов.
13.3.5. Нелинейные кодеры с непосредственным преобразованием
Существует несколько разновидностей таких нелинейных кодеров. По
принципу действия они делятся:
а) на нелинейные кодеры последовательного счета;
б) взвешивающие нелинейные кодеры;
в) матричные нелинейные кодеры.
Рассмотрим каждый из этих кодеров.
Структурная схема нелинейного кодера последовательного счета и осцилло-
граммы в характерных точках изображены на рис. 13.48 и 13.49. Рассмотрим
принцип работы схемы. Выборки положительной полярности непосредствен-
но, а выборки отрицательной полярности после инвертирования (рис. 13.49, а)
подвергаются преобразованию АИМ-1 АИМ-2 в блоке 1 (рис. 13.49, б). Ин-
вертирование и запись знака в кодовую комбинацию производятся с помощью
блока определения полярности (см. рис. 12.8). Полученный сигнал поступает
на схему сравнения 2, где сравнивается с эталонным напряжением (рис. 13.49, в),
поданным от генератора эталонного напряжения (ГЭН) 3. На выходе схемы
сравнения формируются импульсы одной и той же амплитуды, но разной дли-
тельности т (рис. 13.49, г) в зависимости от амплитуды выборки. Затем они сов-
местно с тактовыми импульсами (рис. 13.49, д) от генератора тактовых импуль-
сов (ГТИ) 5 поступают на соответствующие входы схемы совпадения («И») 4,
на выходе которой образуются пачки счетных импульсов (рис. 13.49, е). Число
импульсов в пачке N определенным образом связано с амплитудой выборки U
Рис. 13.48
Эта зависимость нелинейная, при-
чем в данном случае между N и т
обеспечивается линейная зависи-
мость, а между t и U — нелинейная.
Для этого генератор эталонных на-
пряжений должен формировать пе-
риодическое напряжение определен-
ной формы, которое соответствует
выбранному закону эксцандирова-
ния у = <р(х), где в данном случае у =
-U/U„^,x = t/Tk,0^ Tk.
524
13.3. Кодеры и Декодеры с нелинейной шкалой квантования
Достоинством нелинейного ко-
дера последовательного счета яв-
ляется простота идеи реализации.
К недостаткам относятся: 1) труд-
ность получения требуемого точно-
го закона преобразования напряже-
ния в число; 2) растут требования
к быстродействию кодера.
Для упрощения реализации ко-
дера целесообразно ГЭН встроить по
схеме рис. 13.50, а, где ГПН — гене-
ратор пилообразного напряжения,
НФП — нелинейный функциональ-
ный преобразователь, который вы-
полняется на основе КЛА. При
этом требуемый закон ГЭН будет
формироваться из кусочно-линей-
ных отрезков (рис. 13.50, б). Задава-
ясь этим законом в нормированных
единицах X и Y, определим коорди-
наты узлов аппроксимации t2, /3. В эти моменты и происходит изменение
крутизны пилообразного напряжения.
Но такое изменение можно произвести и не-
посредственно за счет переключения времязадающих
цепей ГПН. С этой целью в схему (см. рис. 13.48) вво-
дится блок логики 7. Срабатывание блока логики в оп-
ределенные моменты времени 1Ь t2, ..., tn обеспечива-
ется за счет жесткой связи между t2, ..., tn и числом
импульсов в счетчике ль п2, пп.
Нелинейный кодер последовательного счета
можно построить по-другому, если в цепочке пре-
образований (7-> т -> У нелинейное преобразование
осуществить на этапе t -> N, а преобразование (7-4 т
делать линейным. Тогда ГЭН преобразуется в ГПН,
а генератор тактовых импульсов постоянной часто-
ты — в генератор частотно-импульсно-модулиро-
a) {~j Г~7~ 77
-т»|гпн|-^нфп4»
Рис. 13.50
ванных колебаний, у которого в интервале 0 < t < Тк частота постепенно по-
нижается (рис. 13.51). Такой закон изменения частоты следования тактовых
импульсов можно получить', используя аналоговый ЧМ генератор, на вход
которого подается модулирующий сигнал типа приведенного на рис. 13.49, в,
а также усилитель-ограничитель и формирователь импульсов. Реализация
ГТИ с переменной частотой существенно упрощается, если применить
ступенчатую аппроксимацию зависимости f0 = cp(Z), показанную на рис. 13.51
пунктиром. Переключение ГТИ с одной фиксированной частоты на другую
происходит в известные моменты времени Гь t2, tn, которые жестко связаны
525
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Рис. 13.51
Рис. 13.52
с числом накопленных в счетчике импульсов nlt тц, ..., пп. Этим переключе-
нием управляет блок логики (см. рис. 13.48).
Широко применяются, в частности в групповых кодерах первичных ЦСП,
нелинейные взвешивающие кодеры. Обобщенная схема такого кодера не отлича-
ется от схемы линейного кодера (см. рис. 13.14) ни структурой, ни алгоритмом
действия. Особенностью ее является получение заданной нелинейной зависи-
мости между амплитудой выборки входного напряжения U и числом N. Такая
зависимость может быть получена одним из двух способов.
В первом случае схема коде-
ра имеет вид, изображенный на
рис. 13.52. Здесь нелинейная за-
висимость N=tf>(U) получена за
счет включения линейного де-
кодера 3 и нелинейного функ-
ционального преобразователя 2
в цепь обратной связи, т.е. меж-
ду выходом схемы сравнения 1
и ее вторым входом. Если необ-
ходимо получить нелинейную
зависимость между N м. U, которая соответствует рис. 13.53, а, то зависимость
между Ux и U'x должна иметь вид, изображенный на рис. 13.53, б. НФП может
иметь как «гладкую», так и кусочно-Линейную характеристику. Недостатками
этой схемы являются невысокая стабильность НФП и требование, чтобы НФП
в кодере точно совпадал с НФП в декодере приемной стороны.
Другое решение изображено на рис. 13.54. Здесь двоичное ^-разрядное чис-
ло, сформированное с помощью логики управления, сначала преобразуется
в НЦП в р-разрядное, а затем в линейном декодере — в пропорциональное ему
напряжение Ux. Это напряжение поступает на схему сравнения 7, где происхо-
дит сравнение с измеряемым напряжением U. Если эти напряжения не равны,
то вновь происходит набор нового числа, преобразование его из ^-разрядного
в р-разрядное, а затем в Ux. Так происходит до тех пор, пока напряжение U не
будет примерно равно Ux. В этой схеме существует нелинейная зависимость
между Np и Nq и линейная — между Np и Ux. Формирователь кода 5'и логика уп-
равления 4 в этой схеме идентичны соответствующим блокам в схеме на рис. 13.52
526
13j3. Кодеры и декодеры с: нелинейной шкалой квантования
и работают по тем же алгоритмам, что и в линейном взвешивающем кодере
(см. рис. 13.14, 13.19, 13.20); результатом кодирования является ^-разрядное
число Ng.
: Рис.13.54 . Рис.13.55
Рассмотрим,, как происходит процесс взвешивания. В НЦП нелинейная
зависимость Np от Nq обычно аппроксимируется кусочно-линейной характе-
ристикой. Пусть, например, число сегментов равно дс = 8 и используется
Я-закон с А = 87,6. Тогда характеристика имеет вид рис. 13.55. На первом
шаге выбираем число Ngi, соответствующее границе среднего сегмента завй-
симости Nq = ф(Ар). В нашем случае это 4-й сегмент и Nq} = 2"1 • 29. Ему со-
ответствует число Npi = 2-4 • 2Р, а числу Npi — напряжение Uxi, которое срав-
нивается с U. Если Uxi > U, то «сбрасываем» число и выбираем число Nq2
между 1-м и 4-м сегментами (2-й сегмент): Nq2** 2~2 • 2?, Np2 = 2~6 2Р. Если
Цл <• U, то к показаниям числа Nqi добавляем число, равное 0,5^1, и получа-
ем число Nq2 — (2-1 + 2-2)2?, соответствующее середине вышележащего
участка 4—8 (в данном случае границе 6-го сегмента); Затем процесс продол-
жается аналогично по алгоритму: Nqj = , где j — номер последую-
Z=1
щего шага; о,- равно 0 или 1 в зависимости от результата взвешивания. Найдя
нужный сегмент, начинаем более точно выбирать числа внутри сегмента,
точно так же деля сначала сегмент пополам, затем деля пополам выбран-
ную нами половину сегмента и т.д. ; ,,
Достоинством этой схемы является использование НЦП, который прост
в изготовлении и обладает большой стабильностью. При этом легко обеспечить
точное согласование характеристик* кодера и декодера. Нелинейный декодер,
который строится, как правило, по схеме рис. 13.28, а, в этом случае имеет
НЦП2, который очень близок по построению к НЦП кодера (см. рис. 13.54)
и отличается от него лишь тем, что при переходе от числа Nq к числу Np к по-
следнему добавляется еще половина младшего разряда числа (см. пояснение
к рис. 13.48, б). Нелинейный кодер, собранный по этой схеме, применяется,
в частности, в первичной ЦСП типа ИКМ-30.
527
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
13.4. Расчет системных шу|иов аппаратуры ЦСП-ИКМ
Системными шумами (искажениями) называют те факторы, которые ухуд-
шают качество передаваемого сигнала в силу особенностей построения ЦСП
и выбора ее параметров. В данном параграфе рассмотрим системные шумы, ко-
торые обусловлены процессом дискретизации по уровню (квантованием) при
использовании неравномерной шкалы в кодере; В этом случае к системным от-
носят шумы квантования, шумы ограничения и шумы «незанятого» канала.
Первые обусловлены искажениями мгновенных значений U, которые находят-
ся в пределах шкалы квантования: U е [-/7М; +ЦЛ- Вторые возникают, когда
мгновенное значение U сигнала превышает верхний порог шкалы квантования
(U> +иы) или становится меньше нижнего порога (U< -UM). Третий источник
шума проявляет себя в паузах сигнала или при его отсутствии.
При кусочно-линейной аппроксимации кривой компрессии (см. рис. 13.39, 13.41),
когда каждый из лс сегментов разбит на одно и то же число Nc шагов квантова-
ния, общее число уровней квантования модуля выборки равно L = ncNc. Дис-
персия шума квантования на основании (12.9) определяется в виде
(Ш7)
1=112*=1 /=112
где индекс J характеризует текущий номер разрешенного уровня квантования
в пределах всей шкалы (1 <J <, L); индекс i — текущий номер сегмента (1 S i <, пс);
индекс к — текущий номер разрещенного уровня квантования в пределах одно-
го сегмента; двойной индекс гк — значение плотности распределения W{ U)
в точке U = Utk, которая Соответствует к-му разрешенному уровню /-го сегмента
кривой компрессии; — вероятность попадания мгновенного значения сигна-
ла в пределы/-го сегмента, поскольку
\W(U)dU*p, (13.28)
*=1 Ui-i •
Множитель 2 в (13.27) справедлив при использовании двуполярных сигна-
лов (W(U)= когда нелинейный кодер кодирует только модуль выбор-
ки. Границы интервалов U( и шаг квантования А, в пределах /-го сегмента опре-
деляются из выражений
U^x^,
Nc
где иы — максимальное значение входного сйгнала, соответствующее послед-
нему £-му разрешенному уровню квантования (см. рис. 12.9, б); х, — верхняя
граница /-го сегмента нормированной кривой компрессии (см. рис. 13.41), ко-
528
13.4. Расчет системных шумов аппаратуры ЦСП-ИКМ
торая рассчитывается по формулам (13.18), (13.19) для ц-закона и (13.21),
(13.22) — для Я-закона.
Используя эти формулы, в результате получим для ц-закона:
/е[1)йс]; (13.29)
2”° -1 Nc(2”* -1) ' \
для Я-закона:
Д] = д2; и^ им2‘^‘, Д(=Ь£.; /е [2, лс]; (13.30)
5 2 !
Принимая (13.8) как типичный закон плотности распределения речеподоб-
ных сигналов, определимиз (13.28) в виде
'fA = 0,5[-l+exp((x/’-xz-1)V2^-)]exp(-x/72^). (13.31)
Шумы ограничения определяются выражением (12.12). Используя (13.8),
получим
doip = 2 J°(tf - им)2 W\U)dU = U2 ехр(->/2^-). (13.32)
ии .
Шумы «незанятого» канала рассчитываются из следующих соображений.
При отсутствии сигнала на входе кодера имеется только собственный шум ап-
паратуры. Его уровень меньше первого разрешенного уровня первого сегмента
квантующей характеристики, поэтому на выходе кодера может меняться только
«знаковый» разряд кодовой комбинации, а остальные разряды, которые отвеча-
ют за модуль выборки, равны нулю. В декодере, как уже говорилось выше,
к модулю выборки добавляется величина, соответствующая половине младше-
го разряда соответствующего сегмента. В результате дисперсия шумов незаня-
того канала будет равна
/ X2 Гл \2
„2 ( I I I _
^Д.нз Р+ +^"У 1 Р-’
где Aj — шаг квантования первого сегмента, определяемый из (13.29), (13.30);
р+ и — соответственно вероятность появления выборки шума положитель-
ной или отрицательной полярности.
Для р+ = р- = 0,5 имеем
А2
2 _ А1
>Д.нз-----7"
— для ц - закона;
(13.33)
vi
529
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Во многих случаях в качестве испытательного сигнала ЦСП используют не
речеподобный, а синусоидальный сигнал типа U = ^sin2n/0^ гае fg = 800 или
100Q Гц. Для него, как следует из теории вероятности [5, 38, 53], имеем
W(IT) =
^т/А2 - t/2^ , если U е[-А, + А];
0, если У <-AnU > +А
(13.34)
(13.35)
Введем, как и прежде, нормировку х = U[UU и совместим функцию (13.34)
с графиком распределения границ сегментов кривой компрессии (рис. 13.56).
При этом имеем два существенно разных варианта функций №(У): первый, от-
ражаемый функцией 7, когда
х' = А'/иы < 1, и второй, соот-
ветствующий функции 2, ког-
да х” = A"IUU > 1. Здесь, как
и ранее, С7М — уровень ограни-
чения шкалы квантования, А'
и А" — два разных значения
амплитуды сигнала, при этом
А' < А”.
Для Я < UM (см. функцию 1 на рис. 13.56) будем иметь только шумы кванто-
вания. Сначала находим номер сегмента /, для которого выполняется условие:
< х' < xt, где х' = А/Уы < 1. Для него
р,= fW(x)dx = f W(U)dU =-f" -arcsin —
? r, v л<2 A )
X/-1 U мХ(-1
Для остальных сегментов, номера которых меньше i, имеем
р,= [l^(x)dx =-|arcsin^^--arcsin^—"); /е[1;/— 1]. (13.36)
/ nv A A J
Для сегментов, номера которых больше i, очевидно, Pj = 0, / > i. Дисперсия
шумов квантования в этом случае равна
Ллкв>2 X
ГУД/ л2
^12?/ + 12Д;
(13.37)
Для А > UM (см. функцию 2 на рис. 13.56) будем иметь как шумы квантова-
ния, так и шумы ограничения. Шумы квантования рассчитывают по формуле
(13.27), где Pi = pj, и определяется из (13.36) для/ = / е [1, пс], при этом для/= 1
имеем xj-\ = 0, а для / = пс — соответственно = 1,0.
Шумы ограничения рассчитываем по формуле
л ’
= 2 / («7 - UJ2W($J)dU = 2iz~l[(P,5A2 + У*
Um
X (0,5л - arcsin(t/M/^)) - 1,5UM(A2 + t/м)0,5].
(13.38)
530
13.4, Расчет системных шумоа аппаратуры ЦСП-ИКМ
Защищенность телефонного сигнала от системных шумов определяется
в децибелах выражением
^аС^д.кв + ^д.огр) + G ~ 'га)^д.нз
где та — коэффициент активности канала, принимаемый обычно 0,25—0,3
(см. параграф 9.3).
Часто оценивают влияние шумов только активного канала. Тогда
г.-- TJ2
с Л3; = 101g- . (13.39)
^д.кв + ^д.огр
Типичная зависимость, защищенности, рассчитанная по (13.39), от отно-
шения ил!им для пс = 8, Nq = 16 и Л-закона приведена на рис. 13.57, а, где
функция 1 соответствует речеподобному сигналу, а функция 2 — синусоидаль-
ному с амплитудой А = 17д.
Кривая компрессии с лс = 8 и Ус = 16 соответствует значению А = 87,6. Она
стандартизована МККТТ в качестве обязательной для всех речевых кодеков
ИКМ сигналов с Гт = 64 кбит/с. При этом обеспечивается отношение сиг-
нал-шум квантования (ОСШК) А3 порядка 38 дБ в большом динамическом
диапазоне изменения речевого сигнала. Такая защищенность для одной пары
кодер ИКМ—декодер, вообще говоря, является избыточной: как показывают
эксперименты, хорошее качество речи обеспечивается при Л3 > 22 дБ. Однако
она оправдана, поскольку при организации международной связи может воз-
никать необходимость в нескольких преобразованиях аналог—цифра и обрат-
но. Каждое преобразование является источником своих шумов квантования,
поэтому при п преобразованиях защищенность от шумов квантования умень-
шается до величины А3 s 38 - 10Ig«, дБ.
Для ведомственной телефонной сети и на отдельных участках местной се-
ти, например на абонентском участке сети общего пользования, можно ис-
531
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
пользовать нестандартную кривую компрессию, подбирая параметры пс и Nc
так, чтобы уменьшить скорость передачи цифрового сигнала Она определя-
ется с учетом (13.24) из выражения FT = (1 + <7)8 = (1 + log2«c + log2jVc)8, кбит/с.
Соответственно при скорости 64, 48, 40 и 32 кбит/с имеем q = 7, 5, 4 и 3. Для
этих значений на рис. 13.57, б приведены расчетные зависимости защищеннос-
ти от шумов квантования при разных сочетаниях лс и Ус [32]. Номера кривых на
рисунке и соответствующие им значения Гт, пс и Nc поясняются в табл. 13.3.
Использованная область изменения X - 201g(£7fl/t7M) при х < (-12) дБ соответ-
ствует работе без шумов ограничения. При Х> (—12) дБ к шумам квантования
добавляются шумы ограничения, которые вызывают уменьшение результирую-
щей защищенности А3, при этом спад кривых аналогичен спаду кривой 1 на
рис.13.57, а. Для сравнения на рис.13.57, б приведена зависимость А3 для стан-
дартного закона компрессии (кривая 7). Из рис. 13.57, б следует, что приемле-
мые значения ОСШК в широком динамическом диапазоне (порядка 30 дБ)
можно обеспечить только при Гт > 48 кбит/с, лс = 8 и Nc = 4 (кривая 5), осталь-
ные варианты непригодны. Если требуется обеспечить передачу с меньшей
скоростью, необходимо использовать другие, более эффективные методы коди-
рования (см. главу 14).
Таблица 13.3
Параметры зависимости ОСШК для «нестандартной» ИКМ
№ Fr Пс Nc
1 64 8 16
2 48 4 8
3 48 8 4
4 40 4 4
5 40 8 2
6 32 4 2
13.5. Г енераторное оборудование ЦСП
13.5.1. Типовая структурная схема ГО
Генераторное оборудование (ГО) предназначено для управления работой
функциональных узлов оконечной аппаратуры ЦСП, производящих обработку
сигналов на приемной и передающей сторонах, а также для синхронизации око-
нечного оборудования. Генераторное оборудование выполняет функцию форми-
рования и распределения во времени различных импульсных сигналов, отличаю-
щихся частотой следования, длительностью и временным положением.
Различают генераторное оборудование приемной ГО„Р и передающей ГОдд
сторон соответственно. На оконечном пункте должно находиться и ГОпр и ГОдд.
В цифровых системах должна обеспечиваться жесткая синхронизация ГО при-
емной и передающей сторон. Обычно синхронизация происходит по схеме:
ГОцд — ведущее, ГОпр — ведомое. ГОдд может работать в режиме внутренней
532
13.5, Генераторное оборудование ЦСП
или внешней синхронизации, т.е. когда один оконечный пункт осуществляет
принудительную синхронизацию другого. При работе в режиме внешней син-
хронизации в случае пропадания синхронизирующего сигнала автоматически
происходит переход в режим внутренней синхронизации. Для осуществления
синхронизации должны быть предусмотрены специальные сигналы синхрони-
зации и специальные устройства синхронизации генераторов.
Генераторное оборудование первичной ЦСПдолжно обеспечивать последо-
вательную передачу массива m-разрядных двоичных чисел, поступающих с час-
тотой 8 кГц от У каналов. Таким образом ГО должно формировать последова-
тельность импульсов для адресации передаваемого канала, последовательность
импульсов для адресации передаваемого бита и последовательность для переда-
чи сигналов синхронизации (СС) и сигналов управления и взаимодействия
(СУВ). Во вторичных ЦСП и системах более высокого уровня, где происходит
временное объединение первичных цифровых потоков, необходимо дополни-
тельно формировать сигналы синхронизации для различения местоположения
каждого из объединяемых потоков.
дающей части оконечного обо-
рудования для первичной ЦСП
приведена на рис. 13.58. Она
содержит задающий генератор
(ЗГ) 1, генерирующий гармони-
ческое колебание, формирова-
тель импульсов (ФИ) 2, распре-
Pl Pm Kn Q См
Рис. 13.58
делитель импульсов разрядный (РИ-Р) 3, распределитель импульсов каналь-
ный (РИ-К) 4 и распределитель импульсов для сигналов управления и взаимо-
действия (РИ-СУВ) 5. ФИ обеспечивает формирование прямоугольных им-
пульсов тактовой частоты Л из гармонического колебания ЗГ (рис. 13.59, о).
Разрядный распределитель 3 предназначен для формирования и распределения
разрядных импульсов в кодовой группе. РИ-Р имеет т выходов р\, Рг, ..., рт
(т = 8), причем в каждый момент времени активное состояние (сигнал «1»)
имеется только на одном из выходов (рис. 13.59, б, в). Этот сигнал указывает на
номер передаваемого в данный момент бита кодовой комбинации. Частота сле-
дования импульсов на каждом из выходов РИ-Р равна fp = 1/Тк = /т /т. В ка-
нальном распределителе 4 с помощью сигнала рис. 13.59, г, производится
формирование и распределение канальных импульсов, следующих с частотой
Fa = /т/(mN) (рис. 13.59, д, е). По аналогии с разрядным распределителем РИ-К
указывает, какому каналу (канальному интервалу КИ) принадлежит передавае-
мая кодовая комбинация. РИ-СУВ служит для формирования импульсных по-
следовательностей, используемых для формирования сигналов синхронизации
по циклам и импульсных последовательностей сигналов СУВ. Кроме перечис-
ленных выше операций он осуществляет также формирование сигнала синхро-
низации по сверхциклам.
Для первичной системы типа ИКМ-30 имеем fT = 2048 кГц, число разрядов
кодовых последовательностей т = 8. При этом частота следования разрядных
533
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Рис. 13.59
импульсов /р = 2048/8 = 256 кГц (эта частота присутствует на всех выходах
разрядного распределителя 3 с той разницей, что временной сдвиг между
импульсами соседних выходов равен 1//т). Частота канальных импульсов
должна быть равна частоте дискретизации и рассчитывается по формуле Гд =
= 2048/(m7V) = 2048/(8 32) = 8 кГц, частота сигнала цикловой синхронизации
Гцс равна 4 кГц и сверхцикловой синхронизации Гсцс = /16 = 500 Гц (см. под-
параграф 12.5.1).
13.5.2. Особенности реализации отдельных блоков ГО
Рассмотрим кратко построение отдельных блоков ГО (см. рис. 13.58). Ос-
новным требованием к задающему генератору является обеспечение стабиль-
ности частоты. Для этого ЗГ выполняется на базе узкополосных гармонических
генераторов, стабилизируемых кварцевым резонатором (см. параграф 7.3). Час-
тота ЗГ/„. выбирается в целое число раз большей, чем тактовая частота Л- Зада-
ющий генератор включает в себя также формирователь импульсов и делитель
частоты (ДЧ). При этом предусматривается, что ЗГ может работать не только
в ведущем режиме, но и введомом. Для этого в схему ЗГ вводится варикап, уп-
равление которым осуществляется с помощью петли импульсной ФАПЧ
(см. параграф 7.2). Делитель частоты выполняется обычнд на основе интеграль-
ных счетчиков.
Распределители импульсов. Для формирования восьми разрядных импульс-
ных последовательностей (см. рис. 13.59, б, в) применяют, два основных ва-
рианта. В первом используется кольцевой счетчик из восьми триггеров Tj + Т8
(триггеры срабатывают по спаду входного импульса)., который охвачен коль-
цом обратной связи через 8-входовую схему совпадения (рис. 13.60, а). Во
втором варианте применяется 3-разрядный счетчик на трех триггерах Tj + Т3
(рис. 13.60, б). Диапазон значений счетчика — от 000 до 111, т.е. от 0 до 7. Дру-
гими словами, на выходе счетчика содержится адрес одного из восьми разря-
дов. Нагрузив счетчик дешифратором, можно получить импульсы нужного
разряда.
Для формирования канального распределителя импульсов и РИ-СУВ мож-
но использовать те же варианты построения. На практике предпочтение отда-
ется второму варианту, который требует меньшего числа триггеров.
534
13.5. Гейераторнбе оборудование ЦСП
Часто возникает необходимость во вре-
менном сдвиге на один или несколько так-
тов (периодов Тт = 1//т) разрядных (и соот-
ветственно канальных, которые с ними
жестко связаны) последовательностей.
Эту задачу можно решить с помощью схе-
мы запрета (рис. 13.60, в), ria которую пода-
ется сигнал управления (СУ), запрещаю-
щий прохождение одного или нескольких
подряд тактовых импульсов на вход РИ-Р.
Другое решение, когда СУ принудительно
«обнуляет» счетчик РИ-Р (см. рис. 13.60).
При этом сразу после СУ формируется им-
пульсная последовательность первого раз-
ряда pi.
, Построение генераторного оборудова-
ния высокоскоростных ЦСП (вторичной,
третичной и т.д.) несколько отличается от
' Рис. 13.60
вышеописанного. В качестве призера рас-
смотрим эти особенности для вторичной ЦСП типа ИКМ-120. Как указыва-
лось в параграфе 12.5, в этой системе используется посимвольное уплотнение
четырех первичных цифровых сигналов (от ЦСШ до ЦСП4), имеющих но-
минальную тактовую частоту fTl. Структура выходного цифрового потока
(рис. 13.61) является циклической с периодом Тц, причем каждый цикл состоит
из 4 подциклов (ПЦ1 ч- ПЦ4). В каждый подцикл входят уплотненные инфор-
мационные бить!, расположенные в 8 канальных интервалах четырех ЦСП, и од-
на 8-разрядная группа служебных символов (СС). Цикловой синхросигнал вто-
ричной ЦСП передается только в одном из подциклов. Остальные СС
используются для передачи команд согласования 'Скоростей цифровых пото-
ков, служебной связи и т.п. Таким образом, подцикл состоит из 264 импульсов
(264 = 8 + 4 • 8 • 8), следующих с тактовой частотой^ =
Гт2 Тц / 4 • 264
= -4-264 =/ц • =fTi~ (здесь учтено, что/т1 = Fa • 8 • 32).
256 8
Описанная структура вторичного цифрового сигнала формируется схемой,
приведенной на рис. 13.62. Короткие импульсы тактовой частоты /Т2 от ЗГ 1
поступают на распределитель импульсов (РИ-8) 2, на 8 выходах которого фор-
мируются импульсные последовательности с частотой Импульсы с 1 и 5
выходов РИ-8 объединяются с помощью схемы ИЛИ 5j и образуют импульсный
ПЦ1 ПЦ2 ПЦЗ ПЦ4
256 имп. СС 256 СС 256 СС 256 СС
А * Л А Л А
01 7
«-----Т„/4----
к-------——2-----------ТЦ=ТД= 125мкс ——------------------1
Рис. 13.61
535
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Рис. 13.62
сигнал с частотой f^l^, который осу-
ществляет «считывание» информаци-
онных символов первичной ЦСШ.
Аналогично формируются считыва-
ющие импульсы для первичных
ЦСП2 4- ЦСП4, при этом объединя-
ются соответственно 2-й и 6-й, 3-й
И 7-й, 4-й и 8-й выходы РИ-8 с по-
мощью схем ИЛИ 52 4- 54. Все выходы
РИ-8 подключены к формиррвателю
циклового синхросигнала 6, который
совместно со схемой ИЛИ 7 формирует синхрогруппу требуемого вида. Чтобы
цикловой синхросигнал располагался в нужном подцикле, используется дели-
тель частоты (ДЧ-33) 3 и распределитель импульсов (РИ-4) 4. С помощью
ДЧ-33 формируются импульсные сигналы, следующие с частотой 4ГД и распо-
ложенные на позициях СС (см. рис. 13.61). С помощью РИ-4 формируются
4 импульсные последовательности с частотой Гд, каждая из которых занимает
позиции СС одного из подциклов. С помощью 3-входовой схемы И 8 происхо-
дит выделение цикловой синхрогруппы, Которая затем будет объединяться
с уплотненными информационными сигналами.
Синхронизация номинальных тактовых частот первичного f\ и вторичного
fa цифрового сигналов может производиться по-разному. Наиболее простое
решение (рис. 13.63, о) будет, если все первичные сигналы формируются в том же
оконечном пункте, что и вторичный. Здесь ЗГ 1, настроенный на 8-ю гармонику
а)
536
13,6. Устройства цикловой синхронизации в ГО
частоты fa, формирует импульсный сигнал частоты 8/J.2- После делителя часто-
ты 2 с коэффициентом деления 8 получим импульсный сигнал с частотойЛг,
а после делителя частоты 3 с коэффициентом деления 33 — соответственно
8/т2/33 =Л1- Если в качестве высокостабильного задающего генератора исполь-
зуется ЗГ, настроенный на частоту Лз, то Схема синхронизации строится с ис-
пользованием ФАПЧ (рис. 13.63, б). Здесь частоты автономных ЗГ 1 (он на-
строен на частоту fa ) и ЗГ 5 (настроен на частоту fa) с помощью делителей
частоты на 33 (блок 2) и на 8 (блок 4) приводятся к почти одинаковым часто-
там, которые сравниваются фазовым детектором (ФД) 3. Сигнал ошибки с вы-
хода ФД 3 после фильтра нижних частот 6 и усилителя 7 поступает на ЗГ 5 и ме-
няет его параметры так, чтобы обеспечить точное равенство: /т2/33 = /Т1/8.
Возможен вариант (он характерен, когда первичные цифровые сигналы
формируются в других оконечных пунктах), при котором (см. рис. 13.63, в)
частота ЗГ 7 вторичного цифрового сигнала синхронизируется под номи-
нальную частоту первичного fa. Сигналы тактовой частоты первичных
ЦСП1 + ЦСП4, выделенные с помощью устройств тактовой синхронизации
(см. подпараграф 15.3.2), проходят соответствующие однотипные блоки 1,,
2j, 3j,j = 1, ..., 4, где блок 1 — делитель частоты, 2 — фазовый детектор, 3 —
фильтр нижних частот. На вторые входы всех ФД 2 поступает импульсный
сигнал с частотой /т2/33, полученный с помощью автономного ЗГ 7и делите-
ля частоты 6 с коэффициентом деления 33. Сигналы ошибки с выходов ФД
усредняются сумматором 4 и после усиления в усйлителе 5 поступают на
вход управления (на варикап) ЗГ 7, перестраивая его частоту fa так, чтобы
выполнялось равенство:
13.6. Устройства цикловой синхронизации в ГО
13.6.1. Общие сведения
Как уже говорилось, для правильной обработки на приемной стороне при-
ходящего цифрового сигнала (его регенерации, выделения символов, принад-
лежащих отдельным системам или каналам, декодирования цифровых комби-
наций и т.п.) необходимо, чтобы генераторное оборудование (ГО) на приемной
стороне работало синхронно с ГО передающей стороны. Синхронизацией ГО
приема называется процесс установления и поддержания требуемых фазовых
соотношений между значащими моментами цифрового сигнала, приходящего
с пункта передачи, и цифрового сигнала, вырабатываемого ГО приема. Разли-
чают несколько видов синхронизации. Во-первых, в цифровом потоке нужно
выделить символы, следующие друг" за другом через период Тт, для этого необ-
ходима синхронизация по тактам (по тактовой частоте= 1/Гт). Группа симво-
лов образует m-разрядную кодовую комбинацию длительностью Тк = тТТ. Для
выделения отдельной кодовой комбинации (для определения ее начала или
конца) необходима синхронизация по кодовым комбинациям (синхронизация по
«словам»). Каждая кодовая комбинация соответствует выборке какого-то канала.
537
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Для нахождения временного положения выборки определенного канала в им-
пульсной последовательности необходима цикловая синхронизация. При цикло-
вой синхронизации достаточно узнать (определить) временное положение ка-
кого-то одного из каналов, а уже по нему легко найти временные позиции всех
остальных каналов. Период цикловой синхронизации Ти равен (или кратен)
периоду повторения выборок одного из каналов, т.е. периоду дискретизации:
тц= K = NTK.
Без синхронизации пр тактам и по циклам обойтись невозможно, в,то вре-
мя как синхронизация по кодовым комбинациям может быть обеспечена авто-
матически при наличии тактовой синхронизации и определенного вида сигна-
лов цикловой синхронизации,...
Как известно, сигналы канальной сигнализации (вызова, номера абонента,
занятия, отбоя и т.п.) передаются поочередно в одном из канальных интервалов
(КИ) цикла (в первичной системе типа ИКМ-30 — конкретно в 16-м КИ). Для
однократной передачи всех сигналов канальной синхронизации требуется вре-
мя, которое занимает несколько циклов передачи. Это время называется сверх-
циклом (в системе ИКМ-30 длительность сверхцикла Тсц равна 16 Гц). Для того
чтобы выделить заданный сигнал канальной сигнализации, необходимо Обес-
печить сверхцикловую синхронизацию.
В цифровых системах высокого иерархического уровня (вторичной типа
ИКМ-120, третичной типа ИКМ-480, четверичной типа ИКМ-1920 и т.д.) не-
обходимо знать порядок чередования символов (или групп символов), принад-
лежащих разным ЦСП. С этой целью следует обеспечить системную синхрони-
зацию.
Для обеспечения указанных видов синхронизации в ГО приема вводят спе-
циальные устройства синхронизации, которые имеют соответствующие назва-
ния 5- системной, тактовой, цикловой и т.д. синхронизации. К ним предъявля-
ются следующие требования. , (
1. Состояние синхронизма, например циклового, При котором цикл вре-
менного объединения принимаемого цифрового сигнала совпадает по времени
с циклом, формируемым ГО Приема, должно быть непрерывным и поддержи-
ваться автоматически.
2. Необходимо обеспечить малое время вхождения в синхронизм после
сбоя синхронизма t^c. Под этим параметром, например для цикловой синхро-
низации, понимается время Между моментом первого (после’ выхода системы
из циклового синхронизма) поступления на вход Приемного оборудования
приходящего циклового синхросигнала и'моментом установления циклового
синхронизма, включая время опознавания циклового СС. Для индивидуально^
го абонента кратковременный перерыв связи, возникающий из-за сбоя цикло-
вого синхронизма, не приводит к каким-либо неприятным ощущениям, если
Гвхс < 30 мс. С другой стороны, время вхождения в синхронизм должно выби-
раться с учетом времени срабатывания устройств АТС, которые могут принять
этот перерыв как отбой (конец разговора). Для этого необходимо обеспечить
/вхс < 2-5-3 мс. Оба эти условия удовлетворяются одновременно, если /вх.с 2 мс.
3. Потери пропускной способности канала связи, возникающие за счет
введения синхронизирующей информации в сообщение, должны быть мини-
мальными.
538
13.6. Устройства цикловой Синхронизации в ГО
4. Устройства синхронизации должны быть простыми, а их работа не долж-
на значительно снижать эффективность системы связи.
Для обеспечения синхронизации необходимо иметь специальный синхро-
сигнал, с помощью которого можно было бы получить отметки времени. Син-
хросигнал (СС) формируется по-разному:
— символы СС вводятся вместо информационных символов, при этом
уменьшается число информационных сигналов;
— символы СС вводятся вместе с информационными символами без по-
терь числа информационных каналов, в этом случае уменьшается длительность
кодовой комбинации Тк и символа Тт (увеличивается
— СС специально не формируется, а на приемной стороне состояние син-
хронизации обнаруживается, исходя из особенндстей статистики входного сиг-
нала. Например, если ввести избыточность в сигнал (дополнительные прове-
рочные символы), то верность приема будет высокой только при условии факта
синхронизма. Если ошибок много — значит, нет синхронизма.
5. Должно быть обеспечено максимально большое время поддержания син-
хронизма /пс, которое определяется как среднее время между двумя соседними
сбоями синхронизации. Помехозащищенность системы синхронизации долж-
на быть такова, чтобы /п с было не менее некоторой заданной величины. Так,
например, среднее время между сбоями для телефонии и телевидения должно
быть не менее 1—2 ч, для ПДИ — зачастую не менее нескольких суток.
Различные варианты систем синхронизации можно оценить коэффициен-
у .
том эффективности синхронизации с =------—----, где Унн* — количество
Мшф + ^сс
информационных символов за цикл, Ncc — число символов в сигнале синхро-
низации за цикл. При увеличении дополнительных символов, требуемых для
передачи СС, коэффициент эффективности уменьшается. Объем СС должен
быть по возможности минимальным, чтобы обеспечить &эф.с -» 1 при заданном
^вх.С' Однако при этом надо учесть, что, как будет показано ниже, 4х.с уменьша-
ется только при увеличении числа импульсов СС за цикл. Поэтому приходится
идти на компромисс. , ,
Основные параметры системы синхронизации — время вхождения в син-
хронизм /„.си время поддержания синхронизма tnc — зависят, хотя и по-свое-
му, от вида представления синхросигнала, алгоритма работы приемника син-
хросигнала и, наконец, от вероятности искажения символов цифрового
сигнала в канале связи. В системах с аналого-импульсной модуляцией (ШИМ,
ФИМ, ЧИМ и т.п.) используют следующие отличия СС от информационных
сигналов: по амплитуде, длительности, смещению относительно тактовых
(опорных) точек, по форме и комбинации этих признаков)
В системах цифровой передачи эти методы неприемлемы, так как циф-
ровой поток состоит из импульсов постоянной длительности, амплитуды
и формы (благодаря чему и применяются регенерационные пункты). Един-
ственный признак, по которому можно синхронизировать цифровые систе-
мы передачи, — Это периодичность повторения СС (однозначность) на од-
них и тех же позициях.
539
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
Синхросигналы классифицируют по следующим признакам:
1) по числу символов в кодовой комбинации СС: односимвольные и мно-
госимвольные;
2) по распределению символов СС в цикле передачи: сосредоточенные СС
и рассредоточенные синхрогруппы;
3) по структуре синхрогруппы.
К структуре синхрогруппы, характеризуемой определенным сочетанием
символов 0 и 1, предъявляются следующие требования: 1) простота формирова-
ния СС; 2) высокая защищенность от действия внешних помех; 3) структура,
похожая на СС, должна сравнительно редко встречаться при передаче случай-
ного информационного сигнала.
При формировании синхросигнала встают две задачи:
— выбор структуры СС;
— выбор метода реализации СС.
Структура синхрогруппы выбирается из условия, чтобы в цифровом потоке
было как можно меньше случайно образующихся групп, структура которых
совпадает со структурой синхрогруппы (их называют ложными синхрогруппа-
ми). В зависимости от числа символов п в кодовой комбинации СС структура
синхрогруппы будет различной. Например, для п = 7 рекомендуется синхро-
группа вида 1011000; для п = 8 — 10111000; для п = 9 — 101110000. В первичной
ЦСП типа ИКМ-30 применяется 7-разрядная синхрогруппа вида 0011010.
Формирование СС различается в зависи-
мости от того, является ли синхрогруппа сосре-
доточенной или ее символы распределены меж-
ду информационными битами. В случае
сосредоточенной синхрогруппы одна из воз-
можных реализаций формирователя СС пред-
ставлена на рис. 13.64. Соответствующие вре-
менные диаграммы приведены на рис. 13.65.
Импульсы тактовой частоты (рис. 13.65, а) фор-
мируются генератором 1. Структура «-символь-
ной синхрогруппы формируется путем включе-
ния инверторов 4 на некоторых выходах (всего
их л) кольцевого регистра сдвига 2, выполняю-
щего роль разрядного распределителя импуль-
сов (РИ-Р). Разрядные импульсы под номерами
1, 2, .... п показаны на рис. 13.65, б. Объедине-
ние выходов этих схем производится в схеме 5
(ИЛИ). Включение синхрогруппы в полный
цифровой поток разрешается при поступлении на схему 6 (И) соответствующе-
го импульса с канального распределителя импульсов (РИ-К) 3 длительностью
Тк = пТт (рис. 13.65, в). Далее синхрогруппа, передаваемая в определенном ка-
нальном интервале (рис. 13.65, г), объединяется с информационным цифровым
сигналом (Инф.С) в схеме 7 (ИЛИ), на выходе которой образуется полный
цифровой сигнал в двоичном коде. При практическом построении формирова-
тели 4 можно исключить, использовав инверсные выходы с триггеров в блоке 2.
Рис. 13.64
540
13.6. Устройства цикловой синхронизации в ГО
Рис. 13.65
Учитывая, что генератор тактовых импульсов 1 и блоки 2, 3 используются так-
же для формирования информационных сигналов (см. рис. 13.58), можно счи-
тать, что собственно формирователь синхрогруппы состоит из схем 5, 6, 7, т.е.
крайне прост. Подобный вариант формирования СС применяется, в частности,
в ИКМ-30.
13.6.2. Приемники синхросигнала
Приемники синхросигнала предназначены для установления синхронизма
при сбое (или после включения), для контроля за синхронизмом и для обнару-
жения.сбоев. Для осуществления синхронизма необходим поиск синхрогруп-
пы. Поиск СС считается законченным тогда, когда удается несколько раз под-
ряд обнаружить его на определенных позициях.
Приемники СС классифицируют по следующим признакам:
1) по алгоритму поиска состояния синхронизма:
с задержкой Контроля (поиск осуществляется дискретными шагами на це-
лое число тактов от цикла к циклу);
со скользящим поиском (с просмотром всех позиций);
2) по числу тактов сдвига в процессе поиска:
одноразрядного сдвига (сдвиг на один разряд);
многоразрядного сдвига (можно варьировать число разрядов сдвига);
3) по типу принимаемой синхрогруппы:
приемники сосредоточенного СС;
приемники рассредоточенного СС;
приемники односимвольного синхросигнала.
При всем разнообразии вариантов построения приемников синхросигна-
лов в них можно выделить некоторые общие блоки: обнаружитель, анализатор
и решающее устройство.
541
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
ИКМ-
Обнаружитель (рис. 13.66) предназначен
для обнаружения в цифровом случайном пото-
ке сосредоточенной группы символов, структу-
ра которой совпадает со структурой СС. Ин-
верторы 2 на выходах регистра сдвига 1 уста-
навливаются на тех же позициях, что и в фор-
мирователе синхросигнала (см. рис. 13.64).
В случае совпадения структуры сигнала со
структурой СС схема И 3 в момент прихода по-
следнего n-го импульса синхрогруппы выдает
на выходе сигнал «1», т.е, сигнал о наличии
синхрогруппы. В результате получаем инфор-
Рис. 13.66 мацию для синхронизации по циклам и по ко-
довым комбинациям. Запись информации в ре-
гистр сдвига осуществляется тактирующими импульсами с частотой fT от ГО.
Для отдельных точек обнаружителя (см. рис. 13.66) осциллограммы сигналов
приведены на рис. 13.67.
♦ Синхрогруппа Синхрогруппа
с-----А~-i /---\
12 п 12 я
mn m ....пгтп,.т пт.Лтп.
IIIIIIIHI,jiiiiijiiiiii.il,ши'
Г-1 Г-1 t
к----------Тц----—_>!
Рис. 13.67 ‘
Анализатор (рис. 13.68) проверяет совпадение синхроимпульса, выделенно-
го обнаружителем (см. рис. 13.67, в), с синхроимпульсом, который формирует-
ся генераторным оборудованием приема (ГОпр). При совладении этих Синхро-
импульсов появляется импульс на выходе «да» анализатора (импульс
подтверждения синхронизма). В противном случае появляется импульс на вы-
ходе «нет» анализатора (импульс нарушения синхронизма). По выходу «да»
анализатор работает как схема И: 1 + 1 = 1; 0 + 1 = 1 + 0 - 0 + 0 = 0. Алгоритм
его работы по выходу «нет»: 1 + 0» 1; 0 + 1 = 0; 1 + 1=0 + 0* 0. При этом сиг-
СИ
обнаруж.
СИ-ГОпр*
Анализатор
«да» д,
-----»
«ист»
Рис. 13.68
нал 1 на выходе «нет» появляется только в мо-
мент прихода синхроимпульса от ГОпр. Лож-
ные синхрогруппы, не совпадающие во
времени с этим синхроимпульсом, не влияют
на работу анализатора.
Решающее устройство (РУ) применяется
для повышения устойчивости системы син-
542
13.6. Устройства цикловой синхронизации а ГО
хронизации к воздействию случайных ложных синхрогрупп и при кратковре-
менных «поражениях» истинной синхрогруппы. РУ предназначено для выра-
ботки решения о наличии сбоя синхронизма. В случае сбоя приемник
переходит в режим поиска синхронизма, вследствие чего происходит потеря
информации. В связи с этим встают две задачи: 1) уменьшить время поиска
синхронизма, 2) уменьшить,количество сбоев за счет ложных синхрогрупп, т.е.
потребовать от приемника реакции только на периодические сбои, а не на слу-
чайные.
Повышение помехозащищен-
ности осуществляется за счет РУ,
выполняющего функции накопи-
теля ошибок и срабатывающего
только тогда, когда число подряд
идущих ошибок превысит некого- рис
рое наперед заданное число. РУ ра-
ботает по принципу счетчика импульсов (рис. 13.69). Если число идущих под-
в) д t
t
Рис. 13.70
ряд импульсов с выхода «нет» анализатора превысит величину d, то на выходе
триггера Td появится сигнал, открывающий схему И,
на выход которой пройдет (d + 1)-й сигнал «нет». Этим
сигналом будет осуществляться «сброс» генераторного
оборудования и перевод его в состояние поиска син-
хронизма. Если число сбоев меньше, то первый же им-
пульс подтверждения синхронизма (импульс «да»)
сбросит счетчик в нулевое состояние. На рис. 13.70
представлены диаграммы, поясняющие работу РУ, для
случая d = 4, при этом на рис. 13.70, а показана после-
довательность импульсов «нет», на рис. 13.70, б — им-
пульсов «да», на рис. 13.70, в — сигнал «сброса» ГОпр.
В некоторых схемах приемников синхросигнала состояние синхронизма
считается установившимся только при условии, что через схему анализатора
пройдут подряд несколько импульсов «да». С этой целью устанавливают нако-
питель в РУ и по входу «да». ’
Рассмотрим основные варианты построения приемника СС.
1. Приемник синхросигнала с задержкой контроля и одноразрядным сдви-
гом. Структурная схема приемника приведена на рис. 13.71. Рассмотрим ра-
боту схемы в двух режимах. Первый — режим синхронизма (рис. 13.72). В мо-
мент появления истинной синхрогруппы (рис. 13.72, а) с обнаружителя 2 на
анализатор 3 поступает импульс, свидетельствующий о наличии синхросигнала
(рис. 13.72, б). Одновременно с выделенным СС на анализатор поступает и СС
от ГОПР (рис. 13.72, в), формируемый с помощью РИ-К 6, РИ-Р 7и схемы Иь
(см. рис, 13.71). По выходу «да» анализатора в этом случае вырабатывается
импульс подтверждения (рис. 13.72, г), на выходе «нет» сигнал отсутствует
(рис. 13.72, д'), схема запрета 4 не изменяет режим прохождения импульсов
от задающего генератора или выделителя тактовой частоты (ВТЧ) 1.
В режиме отсутствия синхронизма (рис. 13.73), когда в ИКМ-сигнале
(рис. 1'3.73, а) позиции выделенной синхрогруппы (рис. 13.73, б) не совпадают
543
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ
ИКМ-сигнал
Рис. 13.71
Рис. 13.72
по времени с синхроимпульсом ГОпр (рис. 13.73, в), анализатор по выходу «нет»
(рис. 13.73, д) выдаст импульс (сигнал о наличии ошибки), и этот импульс
пройдет в схему запрета 4 через И2. Схема запрета в этом случае приостановит
(запретит) прохождение одного импульса от ВТЧ 1, и работа распределителей
импульсов начинается с задержкой на тактовый интервал, т.е. следующий им-
пульс синхронизации ГОпр появится через время t = nNTT + Тт = Ти + Тт, где п —
число разрядов в кодовой комбинации, N— число канальных интервалов в цикле
передачи. Максимальное число шагов поиска в этом случае составит {nN— 1),
а время вхождения в синхронизм — соответственно /вх.с.щах = Tu{nN — 1). В об-
щем случае 1 = Тц + &Тт; ltxc < где & — число тактов задержки, оп-
ределяемое длительностью импульса /ф г кТх формирователя 10, стоящего пос-
ле схемы И2.
При использованйи приемника СС с задержкой контроля и одноразряд-
ным сдвигом в системе типа ИКМ-30 (п = 8; N = 32) время вхождения в син-
хронизм составит /вх.с 125 •. Ю-6 • 255 « 30 мс, что по ранее указанным причи-
нам неприемлемо. Следовательно, такого рода приемники СС целесообразно
строить только для малоканальных систем.
2. Приемник синхросигнала со скользящим поиском; Схема его представлена
на рис. 13.74. По сравнению с приемником, показанным на рис. 13.71, измене-
ния в данной схеме вызваны стремлением уменьшить время поиска синхрониз-
ма (вхождение в синхронизм /вхс), при этом работа в режиме установившейся
синхронизации ничем не отличается от предыдущего варианта. Как только
произошел сбой синхронизации, на выходе РУ 8 появляется сигнал сбоя, кото-
рый поступает на схему 4 «И2» и дает ей разрешение на прохождение импульсов
от ВТЧ. Одновременно этот сигнал принудительно устанавливает РИ-Р 5
и РИ-К 6 в одно известное заранее положение (например, все выходы в по-
ложение «0»). Со схемы 7 «Ир на схему 9 «ИЛИ» поступает «0». Схема И2
544
13,6. Устройства цикловой синхронизации в ГО
Рис. 13.73
ИКМ-сигнал
Рис. 13.74
пропускает лишь импульсы тактовой частоты (с ВТЧ), которыми производит-
ся проверка состояния анализатора на всех позициях приходящего
ИКМ-сигнаЛа с каждым тактовым импульсом, т.е. гораздо быстрее, чем в слу-
чае приемника СС с задержкой контроля. Как только один из импульсов от
ВТЧ совпадет с СС входного сигнала, анализатор 3 сигналом «да» сбросит РУ,
запустится ГОпр, закроется схема 4 «И2», вследствие чего на анализатор будут
проходить импульсы только с ГОпр, т.е. с выхода «Ир>. Время вхождения в син-
хронизм в этом случае составит: = 125 мкс.
В реальных условиях «захват» синхронизма может произойти с ложной
синхрогруппой, т.е. раньше, чем придет истинный синхросигнал. Тогда генера-
торное оборудование проработает некоторое время, пока в РУ не накопится d
ошибок, а затем снова начнется режим поиска. В этом случае максимальное ZBXC
составит 4к.с.тах = (# + Среднестатистическое значение tm.c принято счи-
тать равным порядка (1—2)Тц.'Такая величина вполне удовлетворяет современ-
ным системам связи, поэтому приемники синхросигнала со скользящим поис-
ком получили наибольшее распространение.
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ
КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП z
14.1. Классификация методов канального
цифрового преобразования
Одной из основных проблем^ повышения эффективности ЦСП является
проблема уменьшения объема цифрового абонентского сигнала, выражаемого
произведением частоты дискретизации на число разрядов кодовой комбина-
ции. Эту задачу можно решить только за счет сокращения избыточности пере-
даваемого первичного сигнала электросвязи, что требует индивидуальной (ка-
нальной) обработки. Поэтому дальнейший этап развития ЦСП предполагает
широкое использование не групповых, а канальных кодеров и декодеров (коде-
ков) первичных сигналов. Для некоторых сигналов, например телевизионных,
это представляется очевидным; для речевых (телефонных) сигналов переход на
канальные методы кодирования требует обязательного учета стоимостных
и массо-габаритных факторов, так как речевые кодеки являются самой много-
численной частью оконечной аппаратуры ЦСП. В настоящее время не создано
такого варианта построения речевого кодека, который превосходил бы осталь-
ные по всем технико-экономическим показателям.
Многочисленные варианты канальных кодеков, как уже внедренные на
цифровых сетях, так и обоснованные только теоретически, требуют опреде-
ленной систематизации, которая может быть проведена до ряду показателей
(признаков), Прежде всего различают кодеки до тому,. в. какой области —
временной иличас/ло/ияой — производится кодирование. Хотя изменения
сигнала во времени и его . частотный спектр однозначно связаны между со-
бой, техническая реализация кодеков, осуществляющих кодирование во вре-
менной области, оказывается существенно, проще, что и обусловило их ши-
рокое распространение. Кодеки этого типа, в свою очередь, делятся на два
класса — с непосредственным кодированием Отсчетов сигнала (кодеки с ИКМ)
и с предиктивным кодированием (кодирование с предсказанием или раз-
ностно-кодовой модуляцией).
В ЦСП с ИКМ в цифровую форму преобразуются отсчеты мгновенных
значений (выборок) непрерывного сигнала, взятые в дискретные моменты
времени. При этом определяются знак (полярность) выборки и размах им-
пульса (амплитуда). Формирование цифровой комбинации, соответствующей
данной выборке, никак не связано с результатами кодирования предыдущих
и последующих выборок. Соответственно на выходе декодера получают вы-
борку определенной полярности и размаха, которая не зависит от предыду-
щих и последующих цифровых комбинаций. Такая независимость, с одной
стороны, обеспечивает гибкость цифровой системы и возможность работы
с сигналами различных источников. С другой стороны, это приводит к опре-
546
14 2. Дифференциальная ИКМ
деленной информационной избыточности передаваемых сообщений и повы-
шению требуемой скорости цифровой передачи.
В системах с разностно-кодовой модуляцией (РКМ) в цифровую форму
преобразуются знак и амплитуда сигнала разности, образующегося в результате
сравнения текущей и предсказанной выборок. Предсказанная выборка Unpj
в у-й момент времени уТд рассчитывается по Определенному алгоритму в зави-
симости от точно известных значений выборок в предыдущие моменты време-
ни (/ - 1)ТД, (/ — 2)ТД и т.д. Чем точнее предсказание, тем меньше разность
(ошибка) предсказания &Uj= Uj- Unpj, которая и является объектом цифрового
преобразования. Естественно, чем меньше тем меньше разрядность кодо-
вой комбинации. Это и определяет выигрыш при использовании разностных
методов кодирования.
Различают два основных разностных метода кодирования: Л
1) дифференциальная ИКМ (ДИКМ);
2) дельта-модуляция (ДМ),
Кодеки с ИКМ и РКМ могут иметь как фиксированные параметры (наибо-
лее простая реализация), так и перестраиваемые (адаптивные), которые меня-
ются в зависимости от тех или иных показателей первичного аналогового сиг-
нала. Адаптивные кодеки (сокращенно АИКМ, АДИКМ, АДМ) могут менять
такие параметры, как частота дискретизации, пределы шкалы квантования,
шаг квантования и т.д. Каждый из них, в свою очередь имеет ряд вариантов,
которые требуют самостоятельного рассмотрения.
14.2. Дифференциальная ИКМ
14.2.1. Варианты структурных схем кодека • ,
Схема цифровой системы передачи с использованием ДИКМ В упрощен-
ном виде представлена на рис. 14.1. На передающей стороне предсказанное
значение Unpj формируется из предшествующих отсчетов входного сигнала
в предсказателе 1 и поступает на схему вычитания 2, где формируется разност-
ный сигнал (ошибка предсказания):
Ц U^p.j.
(14.1)
Далее этот сигнал поступает в кодер 3, который осуществляет цифровое
преобразование сигнала AUj точно так же, как это делают кодеры В ЦСП с ИКМ:
определяется знак ошибки, квантуется модуль величины Atj до ближайшего
Передающая часть Приемная часть
2 дс/у Кодер . Декодер д{7' 5
э| 3 I--ftr—*| 4 |-——-—НЁ
Т
и:
т+ s
+ 1—г
Unp.j = фС^-i» Uj.0
-----:---Предсказатель -
Рис. 14.1
547
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
разрешенного уровня, а затем номер уровня кодируется в цифровую форму.
Кодер может иметь линейную или нелинейную шкалу квантования.
Затем цифровой сигнал проходит по цифровому тракту и попадает в при-
емную часть, где декодируется в декодере 4 по линейному или нелинейному за-
кону цифро-аналогового преобразования. Разностный сигнал &U'j, который
отличается от сигнала MJj на величину ошибки квантования, поступает в сум-
матор 5. На второй вход его поступает сигнал предсказания U'np.j, который фор-
мируется в предсказателе 6 по такому же алгоритму, как и в предсказателе 1,
т.е. по совокупности предыдущих значений выходного сигнала U'. При этом
Uj — Uпрj + &Uj.
(14.2)
Равенство (14.2) с точностью до ошибки квантования совпадает с (14.1).
Это позволяет формировать сигнал предсказания в передающей части по тако-
му же алгоритму, как и в приемной. Тогда приходим к схеме рис. 14.2, которая
характеризует кодер ДИКМ с декодером в цепи обратной связи (обозначения
блоков здесь такие же, как на рис. 14.1). Такая схема имеет следующие преиму-
щества: 1) идентичность предсказаний повышает качество восстанавливаемого
сигнала; 2) случайные сбои в работе кодера 3 исправляются («отслеживаются»)
на последующих-шагах; 3) упрощаются требования к точности получения взаи-
мосвязанных характеристик нелинейных кодеров и декодеров; 4) не происхо-
дит накопления ошибки квантования.
Если кодер 3 на рис. 14.2 стро-
ить по схеме, например, взвешива-
ющего нелинейного кодера с де-
кодером в цепи обратной связи
(см. рис. 13.54), то схема кодера
ДИКМ приведется к более просто-
му виду (рис. 14.3). Здесь блоки 1, 2
и 5 выполняют те же функции, что
и одноименные блоки на рис. 14.2.
При этом нелинейный декодер со-
Рис. 14.2
держит известные блоки нелинейного цифрового преобразователя (НЦП) 6 и ли-
нейного цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) 4. На выходе ЦАП в процес-
се взвешивания, осуществляемого с помощью известных блока управления (БУ) 7
и генераторного оборудования (ГО) 8 (см. подпараграф 13.3.5), формируется
Рис. 14.3
548
14.2, Дифференциальная ИКМ
напряжение Л такой величины и знака, чтобы с точностью до ошибки квантова-
ния выполнялось условие: Uj — (UnpJ + ДЦ) s 0. Процесс взвешивания контроли-
руется схемой сравнения (Сх.сравн.) 3, второй вход которой имеет нулевой потен-
циал. Формирователь кода (ФК) 9 Известным образом формирует кодовую
комбинацию, соответствующую величине ДЦ. При отсутствии НЦП 6 квантова-
ние ДЦ производится, очевидно, с постоянным шагом квантования и соответ-
ственно линейным кодированием. На приемной стороне преобразования Про-
изводятся в обратном порядке, только предварительно преобразователь кода 10
формирует цифровую комбинацию, соответствующую Д^, в параллельном коде.
Возможны различные варианты построения предсказателя, которые отли-
чаются видом функциональной связи напряжения сигнала в момент t — to + At
с параметрами сигнала в момент Iq.
1. Предсказание первого порйЯка:
*Лтр<0 Unpfa + ДО = Ufa) или UnpJ = (14.3)
Предсказатель по алгоритму (14.3) содержит линию задержки (ЛЗ) на вре-
мя Тд (рис. 14.4, а).
Рис. 14.4
2. Предсказание второго порядка:
Unpfa + ДО = Ufa) + Д/или UnpJ- Uj-i 4- Sj-fT^.
dt ta
Поскольку это предсказание справедливо и для предыдущей точки, т.е. для
At = -Тд, значение в которой известно и равно Uj-2, получим = Ц-i _
- Sj-iTu, откуда Sj-i = (Uj_i - Uh2)/Ta. Тогда
Упру ° + Uj-1^ Ui~2 Tn=2Uj~l — Ц_2. (14.4)
. . 'д
Предсказатель, реализующий (14.4), содержит две ЛЗ, усилитель с коэффи-
циентом усиления 2 и схему вычитания (рис. 14.4, 6).
3. Предсказание третьего порядка:
упр(/0 + до = + д'Ц^? д'2
л /0 2 dt1 tQ
549
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
или
Используем это уравнение для моментов М — - Тлк Ы = -2 Тд, когда пред-
сказанные значения точно известны и равны Uj-2 и Uj_3. Тогда
uh2 =и^ -я^Тд+олад?;
Uj_3 =им-5^2Та +0,55;_1(27’д)2.
Решаем эти уравнения относительно неизвестных Sj_i, Sj_i и получаем
зи„ +u,.,-Wj.2. iry.,+py.,-2try.2.
л;''—ir:' 5'1 =--------------------tr—
UnpJ = 3U/-i+U/-3~3U^2. (14.5)
Предсказатель, построенный по (14.5), показан на рис. 14.4, в. Используя
(14.3)—(14.5), предсказанное значение Unpj можно записать в виде
к
UnpJ = <p(Uj-i,U/-2,...) = 2C>Uj-n (14.6)
i=i
где к — число предыдущих отсчетов, учитываемых при таком линейном пред-
сказании; С, — коэффициенты влияния (/ - /)-го отсчета на у-й.
Приемная часть системы ДИКМ при предсказании первого порядка имеет
вид, показанный на рис. 14.5, а. На рис. 14.5, б приведен аналог этой системы,
выполненный на основе интегратора. Осциллограммы поясняют процессы
в отдельных точках кодера (рис. 14.6, а) и декодера ДИКМ (рис. 14.6, б) с таким
предсказателем. На рис. 14.6, а показаны квантованные отсчеты разностного
сигнала, а на рис. 14.6, б сплошная кривая /соответствует входному сигналу,
а ступенчатая 2 — предсказанному, полученному в цепи обратной связи. Ана-
логичный вид имеет восстановленный квантованный сигнал на выходе интег-
ратора приемника.
550
14,2, Дифференциальная ИКМ
Рис. 14.7
Реализация кодера и декодера ДИКМ отличается построением предсказате-
ля. При этом возможны два варианта: аналоговый и цифровой. Декодер .
ДИКМ с аналоговым предсказателем первого порядка упрощенно показан на
рис. 14.7; временные диаграммы,
иллюстрирующие его работу, пред-
ставлены на рис. 14,8. Здесь исполь-
зуются два ключа 31 и 52, которые
открываются в разные моменты
времени (рис. 14.8, б, в), чтобы ис-
ключить самовозбуждение пред-
сказателя. Разностный квантован-
ный сигнал (рис. 14.8, а), получаемый с выхода Декодера 4 (см. рис. 14.1, 14.2),
складывается с предсказанным сигналом, получаемым на накопительном кон-
денсаторе С2. В момент
/1 (при включении 51) эта
сумма сигналов заряжает
промежуточный накопи-
тель С1 (рис. 14.8, д). За-
тем ключ 31 отключается,
разрывая цепь обратной
связи, а в момент /2 (при
включении 52) происхо-
дит «дозаряд» накопителя
С2 до напряжения, рав-
ного Uc\ (рис. 14.8, г).
Цифровой вариант
предсказателя , ,
представлен на рис; 14.9.
Здесь цифровой раз-
ностный сигнал &Nj в па-
раллельном ^-разрядном
коде поступает на пер-
вые входы цифрового
сумматора 1. На вторые входы подается в параллельном коде «-разрядное
число, соответствующее предсказанному значению ДГпрУ (п > к). Это число
хранилось в блоке буферной памяти 2.
На выходе сумматора 1 образуется
двоичное 1 число Nj = Nnpj 4- &.Nj,
которое в параллельном «-раз-
рядном коде поступает в линейный
ЦАП (блок эталонов) 3 и блок 2. На
выходе ЦАП получается квантован-
ный отсчет Uj, соответствующий
числу Nj.
а)
б)
в)
ДСЛ
^$1
U^.J
Wed
ДИКМ д) п
UJ
Рис. 14.8
г-1 3
(2‘, L
ДУу
Рис. 14.9
551
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИКАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
14.2.2. Помехозащищенность и оптимизация параметров
Как и в системах с ИКМ, при использовании ДИКМ возникают ошибки
при восстановлении отсчетов ([/} * t£), которые обусловлены двумя причина-
ми: а) квантованием разностного сигнала y(t) = = U(f) — £/пр(0; б) ограни-
чением сигнала y(t), когда его размах превышает пороги шкалы квантования
кодера. Ограничение сигнала у(О приводит к тому, что предсказанный сигнал
С/пр(0 не успевает «отслеживать» сигнал U(t). Возникающие при этом искаже-
ния восстановленного сигнала называют шумом перегрузки. . ,
Действующее значение ау случайного сигнала у(?) для разных абонентов будет
изменяться в интервале сту е [сту.м; оуб]. где, как и ранее, индекс «м» соответствует
слабому (малому) абоненту, а индекс «б» — сильному (большому). Максимальное
(пиковое) значение сигнала y(t) будет определяться самым сильным абонентом:
Упик.б тах[уб(/)] = ау6КП, где Хп — пик-фактор разностного сигнала.
Положим сначала, что шумы ограничения отсутствуют, т.е. порог ограни-
чения кодера выбран не менее уПик.б- Если шкала квантования симметричная
и равномерная, а число уровней квантования равно L, то, учитывая материалы
параграфа 12.3, получаем:
шаг квантования
д _ ПИК.б _ ^>>.6
L ~ L ’
мощность (дисперсия) шума квантования
^д/2-
12 Тв - Тн ’
(14.7)
(14.8)
отношение сигнал—шум квантования для произвольного абонента с дей-
ствующим напряжением £/д е [ £/д м; £/дб]
YOTKM = 101g^=101gf^^---^-^-\ (14.9)
V У ПИК.б -Тв -Гн у \
При разрыве цепи обратной связи в кодере ДИКМ (см. рис. 14.2) вместо раз-
ностного сигнала y{t) передается исходный сигнал 77(0, соответственно получим
Упикб = Цшк.б ~ ВДб- Тогда (14.9) трансформируется в (12.16) и характеризует
ОСШ квантования в системе ИКМ. Если полагать, что для ИКМ и ДИКМ при-
меняются одинаковые значения F& и L, то «выигрыш» системы ДИКМ относи-
тельно ИКМ по шумам квантования в децибелах можно оценить величиной
г/2
Ау = Удикм-Уикм = Ю1ё^™. (14.10)
. У пик.6
Для максимизации выигрыша Ду необходимо, как следует из (14.7), (14.10),
минимизировать величину oyg- Используя (14.6), получим
552
14.2. ДифференциальнаяИКМ
\ т . т
а2 б = ±J У 2(0 = ±J (£/б(0 ~ ^пр.б(/))2Л =
' 1 о 1 о
1 Г Л > 1г,
= |fОШ =1JUht)dt -
1 о J=1 1 о
* 1 Г 1 т к
- 2ZC> if -iT^dt + if - /7д)) dt. (14.11)
- Jf=i 1 О 1 О /=1 •
Учтем в (14.11),- что, по определению (см. параграф 1.3),
< 1[^(()Л^(^б; ^[U^t-tnT^U^t-nT^dt^
1 О •‘о
— £/дбИ((/и —л)?^), т,п = 0,1....Д, (14.12)
где R(pTa} = Я(—рТд) — нормированный коэффициент корреляции сигнала
£/б(0 в момент времени т-рТд,р = 0,1, 2,..., к, при этом всегда I R(pTa) | < 1,0.
Тогда (14.11) приводится к виду
а2.б - ^д.б[1 - 2f CjR(jTa) + ^CmC„R((m ~ п)Тд)]. (14.13)
_/'=! т=1л=1
Минимум оуб обеспечивается при определенных (оптимальных) значениях
коэффициентов предсказания С;от, которые находятся путем решения еисте-
мы уравнений вида —= 0; j1, ..., к.
dCj
I В качестве примера положим, что используется предсказание первого по-
рядка: £/Пр(0 = C\V(t - Тд). 'Тогда из (14.13) для к - 1 получим
а2 б - ^д.б[1 - 2С1/{(ТД) + Ci2), (14.14)
откуда
Clopt = 2?(7i); а2.бmin = г/д.б(1 -Л2(ТД)). (14.15)
” Подставляя (14.14) в (14.10), оценим выигрыш ДИКМ при таком предска-
зании в децибелах:
Ду=101ё^ф=-101ё(1-2С1/?(Гд) + С12). (14.16)
•Кп °Уб
При С] = 1 и Ct = Ci,opt получаем соответственно
Ду = -3 - 101g(l - Я(7i)); Дутах = -101g(l - ^(Тд)). (14.17)
Как следует из (14.16), (14.17), ДИКМ может обеспечить улучшение качест-
венных показателей по сравнению с ИКМ, если на интервале Тд сохраняется вы-
553
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
сокая корреляция между двумя соседними отсчетами: R(Tg) -> 1. При слабой кор-
реляции (в частности, при Q = 1 и Я(Тд) < 0,5) Ду <-0 и ДИКМ хуже ИКМ.
Корреляция отсутствует, когда соседние отсчеты соответствуют разным каналам;
следовательно, ДЙКМ нецелесообразно применять по отношению к групповому
АИМ-сигналу, полученному путем временного уплотнения. Если же использовать
ДИКМ для кодирования индивидуальных сигналов, а затем применить временное
уплотнение полученных кодовых комбинаций, то при таком построении ЦСП
в каждом индивидуальном .кодере ДИКМ обеспечивается высокая корреляция
между отсчетами, а следовательно, и более высокое отношение сигнал—шум
квантования. Этот выигрыш можно «обменять» на уменьшение числа уровней
квантования L и соответственно уменьшение тактовой частоты группового циф-
рового сигнала, что зачастую является решающим. Поскольку использование ин-
дивидуальных кодеров-декодеров ДИКМ приводит к усложнению оконечного обо-
рудования, то ДИКМ применяется обычно в малоканальных системах или для
передачи сравнительно малочисленных широкополосных сигналов типа звукового
вещания, телевидения и видеотелефона.
Проиллюстрируем это положение некоторыми примерами. Так, при пе-
редаче типичного телефонного сигнала и частоте дискретизации Fa = 8 кГц
(Тд = 125 мкс) имеем /?(ГД) s 0,8 [см. формулу (1.30)1. Тогда из (14.17) при
Ci = 1 получим Ду “ 4 дБ. Из материалов параграфа 12.3 известно, что изме-
нение длины двоичной кодовой комбинации на один разряд вызывает изме-
нение отношения сигнал—шум квантования на 6 дБ. Следовательно, если
выигрыш, полученный от использования ДИКМ вместо ИКМ, «обменять»
на уменьшение длины кодовой комбинации на один разряд, в результате по-
лучим проигрыш в величине ОСШ квантования на 2 дБ, что, как правило,
недопустимо.
При передаче сигналов звукового вещания, когда частота дискретизации
выбирается порядка 32 кГц, коэффициент корреляции R(Ta- (32 • Ю3)'^) = 0,98
и на основании (14.17) выиГрьпй ДИКМ составляйПорядка 14 дБ. Такой выиг-
рыш можно «обменять» на уменьшение кодовой комбинации (на два разряда)
и соответственно понижение тактовой частоты цифрового Сигнала звукового
вещания.
В цифровом телевидении обычно используется раздельное аналого-цифро-
вое преобразование; яркостных и цветоразностных компонентов сигнала. Яр-
костная составляющая дискретизируется с частотой порядка 13,5 МГц, при
этом коэффициент корреляции равен 0,99. Использование ДИКМ вместо
ИКМ дает выигрыш порядка ,20 дБ, а применение обменных соотношений поз-
воляет на 3—4 разряда (относительно исходных 8—9 разрядов) уменьшить дли-
ну кодовой комбинации и соответственно почти в 2 раза уменьшить тактовую
частоту цифрового сигнала.
Использование более сложных схем предсказателей (см. рис. 14.4) с опти-
мальными коэффициентами предсказания Cj^J =2, 3,... и т.д. позволяет по-
лучить дополнительный выигрыш в помехозащищенности порядка 4—6 дБ
(при Й(ТД) > 0,98). На практике они применяются только в телевизионных ко-
деках или в адаптивных речевых кодеках.
г
554
14.2. Дифференциальная ИКМ 1
14.2.3, Адаптивные варианты кодека (АДИКМ)
Дальнейшее повышение эффективности ДИКМ применительно к указанным
выше сигналам реализуется за счет использования неравномерных и (или) адап-
тивных шкал квантования, обеспечивающих тот или иной способ компрессии ди-
намического диапазона сигнала. Здесь, как и для систем с ИКМ, может быть оп-
ределен оптимальный закон компрессии, который зависит от статистических
характеристик отдельного абонента, и квазибптимальный, который почти инва-
риантен к разбросу уровней абонентов. В последнем случае применяют известные
квазилогарифмические законы компрессии типа Л или р (см. параграф 13.3). Они
реализуются с помощью нелинейных функциональных Или (чаще) цифровых пре-
образователей, причем возможно осуществление компрессии по разностному или
по предсказанному сигналу. Первый вариант (назовем его АДИКМ-1) показан на
рис. 14.3. Здесь в нелинейном декодере разностного сигнала, включенном в цепь
обратной связи кодера ДИКМ, используется экспандер на основе НЦП 6.
Расчет характеристик системы АДИКМ-1 с нелинейной шкалой квантова-
ния производится по такой же методике и формулам, что и для ИКМ (см. па-
раграф 13.4), при этом вместо исходного сигнала U(f), который имеет действую-
щее напряжение Уя и определенную плотность распределения мгновенных
значений W(U), подставляется разностный сигнал у(Г). Для него действующее
значение иу определяется из (14.13)—(14.17), а плотность распределения мгно-
венных значений W(y) принимается равной
W(y) = 1 exp
mJ
у e [—oo; oo).
(14.18)
Выражение (14.18) соответствует нормальному (Гауссову) закону распреде-
ления с нулевым математическим ожиданием (средним значением). Такой вы-
бор оправдан тем, что у (О определяется из (14.1), (14-6), т.е. равен сумме (раз-
ности) нескольких случайных величин, следовательно, в значительной степени
удовлетворяет предельной теореме Чебышева: случайная величина, равная сум-
ме (разности) большого числа случайных величин, которые имеют произволь-
ное распределение, подчиняется нормальному закону распределения.
При выборе кусочно-линейных шкал квантования (по А- или ц-законам)
шумы квантования и ограничения при АДЙКМ-1 рассчитываются по методике
параграфа 13.4 (за исключением формул (13.31), (13.32)). Вместо них при под-
становке (14.18) получим соответственно
р,= |1Г(у)^=Ф(2;)-Ф(2;_1); (14.19)
УМ
£д.огр — 2 | (у — У ПИК.б) ^(У)^У — СТу [(1 + Z ПИК.б) х
У пик. 6
X (1 - 2 Ф(2пик.б)) - &тк,6 expG^M;
Ул 12)
555
14, ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
Z -хг
Ф(7) = (2я)-0’5| е 2 dx. (14.20)
о
Здесь Z, = —; 2^ик.б = -б; у/ — верхняя граница z-ro сегмента шкалы
1 у • ^у
квантования; Д'пик.б — пороговое значение шкалы (верхняя граница последнего
сегмента); таблица значений Ф(г) приведена в работах [5, 38].
Расчет защищенности от шумов квантования и ограничения производится
на основании (13.27), (13.39) и (14.20), при этом вместо (13.31) подставляется
(14.19), а в выражениях (13.30) вместо величины £/м « £7пик.б берется уПик.б • Ве-
личина иу в (14.20). рассчитывается на основании (14.13), а при использовании
предсказания первого порядка — из (14.14).
В качестве примера на рис. 14.10 приведены рассчитанные нами (см. [31]) по
указанным формулам зависимости защищенности от шумов квантования и ограниче-
ния Уадикм.1 в случае фиксированного предсказания первого порядка (графики 1— 8).
Переменной величиной является Х= 201g — - = 201g - -д = 201g—-, поскольку
•Упик.б ^ПИК.б U л
при Cj = 1 из (14.14) имеем ст2 = £/22[1 - Л(7^)]. Для области значений X< (~АГП),
где Кп = 12 дБ, защищенность определяется только шумами квантования, мощ-
ность которых существенно
зависит от выбора закона
компрессии (величин лс и Nc,
которые, в свою очередь, оп-
ределяют число разрядов ко-
довой комбинации цифрово-
го сигнала т = F^/F^ = 1 +
+ log2zzc + log2jVc), а также от
величины коэффициента кор-
реляции Л(Тд). Каждой зави-
симости 1—8 соответствует,
свой набор значений пс, Nc
и т, сведенных в табл. 14.1.
Для сравнения приведены
также зависимости 9 и 10,
соответствующие линейной
ДИКМ.
Рис. 14.10
Таблица 14.1
Параметры зависимости ОСШК для АД1/1КМ-1 (по рис. 14.10)
№ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
«с 8 8 8 8 4 4 4 4 — —
№ 16 8 4 2 16 8 4 2 — —
т 8 7 6 5 7 6 5 4 8 5
556
14.2. Дифференциальная ИКМ
Все графики на рис. 14.10 рассчитаны для одного значения /?(ТД) = R[ — 0,8.
Для других значений R( Тд) = R2 расчетное значение уадикмЛ увеличивается на ве-
личину Дуадикм,1 = 101g|—
1 — J\2
При изменении Xв интервале [~КП; 0] наблюдается спад функции уадикмЛ за
счет появления шумов ограничения. Можно показать, что при Х= 0 все зависи-
мости «стягиваются» примерно к одному значению уадикмЛ (^=0) = 18 дБ. Для
других значений R= R2 * R\ все зависимости приближаются к величине
Уадикм.1 (^~ 0) = 18 + ДУадикм.Ь
Анализируя рис. 14.10, можно убедиться, что: 1) использование адаптивно-
го кодера разностного сигнала с цифровой компрессией (вариант АДИКМ-1)
существенно расширяет динамический диапазон передачи по сравнению с ли-
нейной ДИКМ; 2) при одном и том же значении т и Fr = mFa целесообразно
выбирать вариант с большим числом сегментов характеристики эксплицирова-
ния (ср., например, кривые 3 и 6).
При использовании цифрового варианта предсказателя по схеме рис. 14.9,
который наиболее прост в реализации при предсказании первого порядка,
можно применить цифровую компрессию по предсказанному сигналу
(вариант АДИКМ-2), как показано на рис. 14.11, а. Этот сигнал равен сумме
двух сигналов: одного £/пру, неизменного на интервале кодирования и равно-
го отсчету сигнала в предыдущей точке дискретизации, и второго Д£^(0, ко-
торый изменяется (взвешивается) на интервале кодирования. Оба сигнала
получаются на выходе ЦАП 7, на вход которого от НЦП 6 поступает в парал-
лельном коде /^-разрядное число. Оно получается в результате нелинейного
цифрового преобразования «-разрядного числа, образующегося на выходе
цифрового сумматора 4. При этом на первый вход сумматора поступает чис-
ло из блока памяти 5, которое неизменно на интервале кодирования и соот-
ветствует величине Unpj. На второй вход поступает ^-разрядное число от бло-
ка управления 3, который построен по схеме рис. 13.19. Это число меняется
(подбирается) в процессе взвешивания по сигналам от генераторного обору-
дования 9 и в зависимости от сигнала обратной связи с выхода порогового
устройства 2. Формирователь кода «Устроится известным образом (см. рис. 13.20)
и формирует ^-разрядное число в последовательном коде.
В декодере ДИКМ после преобразования цифрового сигнала в параллель-
ный код в блоке 10 все операции выполняются в обратном порядке: ^-разряд-
ное число складывается с числом, хранящимся в блоке памяти 12, и формиру-
ется «-разрядное число на выходе сумматора 11. Далее оно проходит НЦП 13
и в виде р-разрядного числа поступает в цифро-аналоговый преобразователь
(линейный декодер) 14. Затем «сглаживается» ФНЧ 15, который имеет гранич-
ную частоту, близкую к верхней частоте сигнала U(t). Параметры НЦП для
Л-закона компрессии в таком варианте кодера (вариант АДИКМ-2) выбирают
из следующих соображений:
1) разрядность q входного числа Nx и разрядность р выходного числа N2
рассчитывают из (13.24), (13.25);
557
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
а)
Рис. 14.11
2) минимальный шаг квантования числа N2 и соответственно шаг ЦАП
в первом сегменте должны соответствовать условию
й Е41ик.б>
3) максимальный шаг числа N2 (в последнем сегменте) должен обеспечи-
вать «слежение» за сигналом, т.е.
Алс(2Л’ 1 ~ 1) £ Упик.б-
558
14.2.: Дифференциальная ИКМ.
Учитывая (14.14) и то, что для Л-закона выполняется = 2"0-2 [см. (13.30)],
получим окончательно
, . Nc~ , . * (14.21)
2^2(1 -Я) _
где знак [5] означает число, ближайшее большее к 5 и равное целой степени
числа 2; т = Fr]Fg
Выбрав NCi далее задаются величиной лс и определяют р и q из (13.24),
(13.25).
Действующее значение шумов квантования определяют с помощью вы-
ражений (13.25), (13.28), (13.31), npji этом />, имеет смысл вероятности попадания
мгновенного значения предсказанного сигнала (а не разностного, как в преды-
дущем варианте!) в интервал значений /-го сегмента шкалы квантования кодера
(на выходе ЦАП). Отношение сигнал—шум квантования для этого варианта адап-
тивного кодека определяют обычным образом: Уадикм.2 ~ 201g(t/4/^.KB).
На рис. 14.11, б, в представлены результаты расчета ОСШК для этого вари-
анта [31] в функции от переменной X = 201g (£/д /ЦПИк.б) для ряда значений ко-
эффициента корреляции R речевого сигнала, размерности кодовой комбина-
ции т (и соответственно тактовой частоты цифрового сигнала F = mF^ и па-
раметров НЦП пс и Nc. Значения Nc с учетом (14.22) берутся из табл. 14.2, при
этом рис. 14.11, б соответствует значению R = 0,8, а рис. 14.11, в — R = 0,99. Па-
раметры каждой зависимости, имеющей номер 1—9, сведены в табл. 14.3, где
значение Nc в числителе рассчйтано для R = 0,8, а в знаменателе — для R = 0,99.
Штрих-пунктирные зависимости 10 на рис,. 14.11, ей 11 на рис. 14.11, Охарак-
теризуют соответственно типовой вариант ДИКМ (см. также рис. 13.57) и адап-
тивную ДИКМ при R = 0,9.
Таблица 14.2
Допустимые значения Л/с в зависимости От R и т
к ' т .л
5 : 4 3
0,8 16 4 2
0,9 . 16 8 4
0,99 64 32 8
1 Таблица 14.3
Параметры зависимости ОСШК Для АДИКМ-2 (по рис. 14.11, б, в)
№ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
т 5 5 5 4 4 4 3 3 3 8 4
16 16 16 4 4 4 2 2 ' 2 „
№ от*
64 64 64 32. 32 32 8 8 8
«с 16 8 4 16 8 , 4 16 8 4 8 8
559
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
Анализируя рис. 14.11, б, 14.11, в можно убедиться в том, что: 1) оптималь-
ные параметры НЦП для речевых сигналов с разным коэффициентом корреля-
ции должны быть разными, причем с ростом R можно применить более слож-
ный НЦП, но зато получить при этом большее отношение сигнал—шум
квантованйя; 2) для речевых сигналов с коэффициентом корреляции R = 0,8
(этому условию удовлетворяет подавляющее большинство телефонных сигна-
лов) при скорости передачи 40 кбит/с (т = 5, графики 1, 2 на рис. 14.11, б)
обеспечивается ОСШК практически такое же, как при использовании типовой
АИКМ со скоростью передачи 64 кбит/с; 3) для сигналов с коэффициентом
корреляции R > 0,9 это же качество передачи можно обеспечить при скорости
32 кбит/с (т = 4, график 11 на рис. 14.11, б); 4) динамический диапазон переда-
чи речевых сигналов во всех рекомендуемых вариантах применения АДИКМ-2
обеспечивается при ис = 8 и использовании НЦП примерно такой же сложнос-
ти, что и для типовой АИКМ; 5) при одинаковых значениях скорости передачи
и коэффициента корреляции вариант АДИКМ-1 проигрывает варианту
АДИКМ-2 по величине ОСШК примерно 14—16 дБ при т = 5 и FT = 40 кбит/с
(см. график 1 на рис. 14.11, б и график 4 на рис. 14.10); при т = 4 (32 кбит/с) ва-
риант АДИКМ-1 практически непригоден (см. график 8 на рис. 14.11, б), тогда
как вариант АДИКМ-2 дает вполне удовлетворительные результаты (см. кри-
вые 4, 5 на рис. 14.11, б).
Анализ помехозащищенности адаптивных кодеков речевых сигналов с ДИКМ,
а также расчетные графики, приведенные на рис. 14.10, 14,11, показывают, что
цифровое экспандирование является эффективным средством поддержания вы-
сокого отношения сигнал—шум квантования при большом разбросе входных
уровней абонентских сигналов. Приведенные выражения позволяют оценить
влияние того или иного параметра адаптивного кодека на его помехозащищен-
ность, а также выполнить техническое проектирование кодека. Кроме того, они
могут быть с успехом использованы при выборе и обосновании вариантов по-
строения адаптивных кодеков сигналов звукового вещания и звукового сопро-
вождения телевидения, у которых при частоте дискретизации 32 кГц средний
коэффициент корреляции R > 0,98, а также при построении так называемых по-
лувокодеров, в которых одна'составляющая речевого сигнала в полосе 0,3—1,0 кГц
передается методом АДИКМ, а другая — в полосе 1,0—3,4 кГц — чисто вокодер-
ными методами (например, полосным кодированием, см. параграф 14.4),
Окончательный выбор варианта адаптивного кодека речевого сигнала дол-
жен провощаться по совокупное™ технико-экономических показателей. При
этом, как уже говорилось (см, подпараграф 13.3.4), НЦП 13 и ЦАП 14 рассчи-
тывают на обработку (р + 1)-разрядного числа.
14.3. Дельта-модуляция
14.3.1. Линейная ДМ и ее характеристики
/ ... ;
Дельта-модуляция (ДМ) является разновидностью разностной модуляции.
При ИКМ и ДИКМ кодируются приращения сигнала за период Та, а при ДМ
частота дискретизации выбирается настолько большой, что изменение сигнала
за период Та не превышает выбранного шага квантования. При этом кодирует-
560
14.3. Дельта-модуляция
ся только знак приращения («+1» при положительном приращении и «—1» при
отрицательном). Кодирующие и декодирующие устройства для систем с ДМ
значительно проще по сравнению с системами ИКМ и ДИКМ. Работа кодека ДМ
поясняется на рис. 14.12. В соответствии со структурной схемой (см. рис. 14.12, а)
разность между сигналом, задержанным линией задержки 1 на такт, и сигна-
лом, пришедшим во время t, образуется на выходе блока вычитания 2 и подает-
ся на пороговое устройство 3. Оно фиксирует знак приращения в момент
поступления импульса от генератора тактовых импульсов (ГТИ) 4 и передает
в линию сигнал §(/) (рис. 14.12, б). В декодере (рис. 14.12, в) принятый сигнал
g(0 поступает на интегратор 5, на выходе которого образуется ступенчатая ап-
проксимация сигнала R(f) (рис. 14.12, г). После ФНЧ 6 на выходе декодера по-
лучаем восстановленный сигнал /*(/).
а) КО 1 2 3 g(0
Рис. 14.12
В данном варианте способы предсказывания в кодере и декодере различны/
что может сказаться на качестве передачи. Поэтому, как правило, используется
кодер с декодером в цепи обратной связи (рис. 14.13). При такой реализации
ошибка, допущенная пороговым устройством, не будет накапливаться, а будет
замечена в следующем такте и сразу же начнет исправляться. Как следует из
рис. 14.13, алгоритм работы системы ДМ можно записать в виде
^+1)=%) + Asign[^i)-^(O], (14.22)
где «знаковая» функция sign(x) равна +1 прй х > 0 и — 1 для х < 0.
При правильно выбранных периоде дис-
кретизации Тт и шаге квантования Д сигнал
Л(0 как бы следит за сигналом r(t), при этом
ошибка квантования t,(t) = г (0 - R(t) всегда
меньше Д по модулю (см. рис. 14.12, г). При
очень резких изменениях сигнала r(t) слеже-
ние может происходить так, как показано на
рис. 14.14, а. При этом R(f) будет значительно
Рис. 14.13
561
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
отличаться от г (Г), и ошибка квантования пре-
высит А. Ошибки такого вида называют шумом
перегрузки. Цифровой сигнал при перегрузке по-
казан на рис. 14.14, б. Он представляет собой
последовательность единиц одного знака, тог-
да как при нормальном режиме (см. рис. 14.12, б)
сигнал^/) состоит из чередующихся по знаку
единиц. На практике в линию поступает
последовательность символов 1 и 0, т.е. сим-
волы «—1» преобразуют в 0, а на приёмной
стороне перед интегратором производят об-
ратное преобразование.
Отставание R(f) от r(f) можно умень-
шить за счет повышения тактовой частоты
Fr = l/Tr или зд счет увеличения шага кван-
тования А. Возрастание FT невыгодно с точки зрения построения линейного
тракта, увеличение А приводит к росту шумов квантования. Для выбора
компромиссных значений А и FT необходимо произвести количественный
айалйз процессов при ДМ.
Скорость изменения входного сигнала равна S(t) = Соответственно за
Л
время Гт сигнал г (Г) изменяется на величину Аг (г) = Гт5(0. Изменение АЛ от-
слеживающего сигнала Л(Г) равно шагу квантования А. Во избежание ошибки
отслеживания (шумов перегрузки) необходимо, чтобы дЛ > Аг. Труднее Всего
обеспечить это условие при передаче наиболее сильного абонента гб(0 в момен-
ты времени, когда его скорость изменения принимает максимальное значение
>5пик.б- Отсюда следует, что для любого абонента в системе ДМ будут отсутство-
вать шумы перегрузки, если выполнено условие
^пик.б^т - А. (14.23)
В этом случае основным источником искажений (шумё) сигнала г (Г) на вы-
ходе декодера будет шум квантования £(0 =
=? r(Z) — Л(/). Типичная форма процесса £(/),
который нетрудно построить непосредствен-
но, например, по рис. 14.12, г, показана на
рис. 14.15, а. Размах §(/) не превышает А. За-
кон распределения мгновенных значений
И^) процесса !;(/), как правило, полагают рав-
номерным на интервале [—А; +А] (рис. 14.15, б).
В этом случае дисперсия сигнала £(/) до дис-
кретизации определяется так же, как в па-
раграфе 12.3:
1 О -Д
562
14.3. Дельта-модуляция
Учитывая условия нормировки
к» - +Д
J ' = J Wt&dt, = Ж02А = 1,
-оо -Д
получим W(Q) = — и соответственно
2д
1 +д
Отношение сигнал—шум квантования на выходе системы ДМ находим
с учетом того; что шум квантования имеет протяженный спектр (см. рис. 14.15, а)
и после дискретизации во времени он «свернется» в область частот, равную по-
ловине частоты дискретизации. По аналогии с материалом параграфа 12.3 по-
лучим уточненное выражение,
е2 _ А Г) ^ВС ^НС
3 Ft
(14.24)
Отношение сигнал—шум квантования на выходе системы равно
Удм = 101g
U^3Ft
A 2(.FBC FHC)
(14.25)
В выражениях (14.24), (14.25) Гвс, Гнс — верхняя и нижняя частота спектра
сигнала, пропускаемая фильтром нижних частот, стоящим на выходе демоду-
лятора; ил — действующее напряжение сигнала r(f).
Для определения величины Д используем условие (14.23). Самая большая
скорость изменения сигнала будет у самого сильного (большого) абонента. Для
него скорость изменения сигнала равна 5g(0 = ^Гб^-. Это случайная функция
dt
времени, и ее можно охарактеризовать действующим значением (дисперсией)
5дб. С вероятностью, превышающей 0,99, можно принять, что максимальное
значение скорости для сильного абонента не превышает значения =
= ЗА'д.б. Действующее значение процесса 5б(0 можно определить, зная энерге-
тический спектр этого процесса (7s6(/), по формуле Ь
5д.б = Кб(/И =J-f(7^((0)rf(0.
Поскольку 5б(0 '= —то энергетический спектр Gs g(®) можно выразить
dt
через энергетический спектр б>.6(®) сигнала гб(0 следующим образом: Gs,e(®) =
= б>.б(®)®2 (см. параграф 2.10). Тогда
SL.6 = 95д2б = 9±( <?г.б(со>2^. (14.26)
2lto
563
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
Выражение (14.26) является общим для произвольного спектра сигнала /•(/).
В качестве примера положим, что б>.б(®) = const = А в полосе частот со е [сонс; совс].
Тогда действующее значение сигнала r5(t) равно
£/д2б = Л(Лс - FHC).
2л J 2л
Юнс
jy 2
Соответственно А -------—— и на основании (14.26)
•^вс ~ -^ис
<14-27>
2п FBC - FHC J 2n(FBC - Гис)
В (14.27) для упрощения принято, что ювс >> юис. Теперь, выражая Д из
(14.24) и подставляя (14.27) в (14.25), получим
у -IQlg -Wig ~
Удм ^^Т1?2 ЭР 1Ulgf72 (г-?
* т *^пик.б вс 4-'д.б(.®вс ®нс/
[J р
= 201g-^- + 30^-4^
t/д.б 4,3FJC
S1OJ> m2|
(14.28)
BC
Как показывают экспериментальные исследования, реальные речепо-
добные сигналы имеют спектр, значительно отличающийся от равномерно-
го, который принят в примере. Поэтому для них расчет по формуле (14.28)
дает заниженный результат. Более высокую точность обеспечивает расчет
ОСШК квантования, который основан на экспериментально проверенном
утверждении, что реальный речеподобный сигнал г(/) с действующим значе-
нием ил имеет такое же значение ОСШК, что и синусоидальный сигнал с час-
тотой /о = 800 Гц и амплитудой Um, равной пиковому значению сигнала r(f).
Тогда полагаем
Л)(0 64iHK.6sin(2 л/qZ) ,
5б(0 = = t7n№.6(2n/o)cos2n/0r,
Л
*У™к.б={/д.б(2п/о)2; д2^%^
и на основании (14.25)
Удм = 101g—-------------- == 201g-^_ + 301g—
9t/26(2n/0)2-ЗД103 {/д.б 5,4-Ю3
(14.29)
564
14.3, Дельта-модуляция
Сравним качественные показатели ДМ и ИКМ, используя (14.29) и форму-
лу (12.16), которую удобно записать в виде
Уикм = 201g + 101g
L23Fr
K^F3C-FHC)
U IF F
= 201g-^_ + 101g .?£д----+ 6А.
ид,6 K^2(FK-FHC) Fa
(14.30)
Здесь Ft — тактовая частота цифрового сигнала, которая связана с частотой
дискретизации Гд соотношением А = Fam, где т — число разрядов кодовой
комбинации; при этом L = 2т = 2Лт'£д и соответственно lOlgZ2 = 2(FT/FA)101g2.
При дельта-модуляции тактовая частота совпадает с частотой дискретизации.
Оба вида модуляции можем сравнивать по величине ОСШК при одинаковых
частотах импульсного потока FT или по частоте Гт при одинаковых ОСШК. Ес-
ли в качестве примера принять ил = Uw, что соответствует «слабому» або-
ненту, и положить уда = уикм = 25 дБ, а также учесть, что lOlgCf/^, /г/д.б) s -ЗОдБ,
то тогда для ИКМ из (14.30) получим от s 11, FT- 117^ = 88 кГц. Для ДМ на осно-
вании (14.29) имеем FT = 5,4 0 103 • 68 s 370 кГц. Если же потребовать у = 25 дБ
при передаче сильного абонента, то тогда для ИКМ получим от = 6, FT = 48 кГц,
а для ДМ — 7т = 40 кГц.
Примерный график, позволяющий сравнить
ДМ и ИКМ по ОСШК, изображен на рис. 14.16. Из у'
него следует, что при малых величинах ОСШК
дельта-модуляция позволяет использовать более
низкую тактовую частоту, чем ИКМ; при больших
значениях ОСШК преимущество имеет ИКМ. Ука-
занное обстоятельство говорит, конечно, не в поль-
зу ДМ, однако она имеет перед ИКМ ряд преиму-
ществ, которые не позволяют сделать однозначный
выбор сравниваемых, систем. К достоинствам ДМ
можно отнести следующие.
1. ДМ менее чувствительна к искажениям в каналах связи, что позволяет
работать с такими помехами, при которых ИКМ работать уже не может. Это
обусловлено тем, что искажение любого символа в кодовой комбинации при-
водит к искажению всей комбинации, а затем и выборки, а при ДМ искажение
отдельного символа вызывает искажение только приращения этой выборки,
соответственно допустимый коэффициент ошибок в канале для ДМ не более
10~3, тогда как для ИКМ — не более 10~6 [11, 40, 49].
2. При ИКМ необходимо обеспечить передачу сигналов синхронизации,
с помощью которых определяется начало (конец) кодовых комбинаций; без
них невозможна правильная работа декодера ИКМ. При ДМ указанный вид
синхронизации не нужен.
3. Объединение нескольких цифровых источников при ДМ осуществляется
более просто, чем при ИКМ.
Рис. 14.16
565
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
4. Модулятор и демодулятор при ДМ проще конструктивно, что важно при
построении абонентской цифровой сети.
Указанные преимущества ДМ обусловили дальнейшее развитие систем
ДМ, направленное на снижение тактовой частоты при обеспечении приемле-
мой величины ОСШК. В настоящее время разработано большое число разно-
видностей систем ДМ, которые в основном,являются адаптивными (АДМ).
14.3.2. Адаптивная ДМ
Основное влияние на выбор параметров системы ДМ оказывают сигналы
с большой амплитудой И большой скоростью изменения. Для уменьшения 5ПИК
используют амплитудную и (или) частотную компрессию, которая может быть
применена как к аналоговому, так и к цифровому сигналу. При аналоговой ком-
прессии вводят предыскажения сигнала на передаче (до схемы вычитания 1 на
рис. 14.13) и восстановление сигнала на приеме (обычно после интегратора 5на
рис. 14.12, б). Эти предыскажения осуществляют:
— цо динамическому диапазону (с помощью частотно-независимых ком-
пандерных устройств);
— по частоте, применяя частотно-зависимые линейные цепи;
— одновременно по динамическому диапазону и частоте.
f
Рис,. 14.17, , Рис. 14.18
Частотные предыскажения аналогового сигнала (рис. 14.17) реализуются за
< счет введения на передающей стороне предыскажающего контура 7, а на при-
емной — корректирующего контура 5. Остальные блоки — кодер 2, декодер 3
и ФНЧ 4 — образуют классическую (линейную) систему ДМ. Пусть сигнал r(f)
имеет вид г (f) = fTnSinco/, тогда скорость его изменения равна 5(7) = = L^cocosco/. Если
уменьшить амплитуду скорости Sm = то, как Следует из (14.23), можно увели-
чить ТТ = l/Гт при неизменном значении ОСШ квантования. Уменьшения Sm мож-
но добиться, пропуская r(t) через четырехполюсник с падающей частотной ха-
рактеристикой Anp(/’), как у интегратора (кривая 7 на рис. 14.18). Очевидно, чтобы
восстановить искаженный сигнал гИ(7) до сигнала г (t) на приемной стороне, не-
обходимо поставить четырехполюсник с обратной частотной характеристикой
*коР(Л как у дифференцирующего звена (кривая 2 на рис. 14.18). Предыскажаю-
щий и корректирующий (восстанавливающий) четырехполюсники можно по-
добрать таким Образом, чтобы частотная характеристика Последовательно вклю-
ченных интегратора 3 декодера ДМ и корректирующего четырехполюсника 5
в диапазоне частот сигнала r(t) была бы постоянной. Тогда на приемной стороне
указанные блоки можно исключить, в результате приемник будет содержать толь-
14.3. Дельта-модуляция
«
ко фильтр нижних частот и усилитель. Предыскажающее устройство остается на
передающей стороне (рис. 14.19, а). Дальнейшее упрощение структуры системы
ДМ может быть получено путем приведения кодера к схеме, показанной на
рис. 14.19, б. Здесь используется очевидное равенство
y{f) = J г(/)Л - = J[r(0 ~ gff)\dt,
где у(0 — разностный сигнал на входе порогового устройства 3.
Рис. 14.19
Такой вариант Построения называется системой делъта-сигма-модуляции
(ДСМ). Для анализа ДСМ удобнее использовать исходную структуру, показан-
ную на рис. 14.17. Для нее дисперсия шумов квантования с учетом корректи-
рующего контура 5 (дифференцирующего звена) равна
*2 *2 Fac „ *2о_2/рЗ r> J \
й - Jf - f“>.
огт / I ZFM
Положим для примера, что спектр входного сигнала r(f) равномерный в поло-
(J2
се (FHC; Fbc): Gr(f) « Л. Тогда, поскольку {Gr(f)df -U*, получим А = ——2——.
FHC вс “ Рис
После интегратора (предыскажающего контура) 1 искаженный сигнал ги(1)
имеет спектр Ga(f) -Gr{f}K^p = Соответственно энергетический спектр
скорости 5и(0 сигнала ги(0 равен, как показано ранее, Gs a (f) = Gf и -
= А Тогда дисперсия и максимальное значение скорости этого сигнала равны:
sLrFjGsMdf = AiFK-FlK)^U^ S2a^=9S^9U2.
Используя условие перегрузки для сильного сигнала 5гшк.и.б77т А и под-
ставляя его в формулу для , получим выражение для ОСШК, которое совпада-
ет с (14.28). Таким образом, ДСМ для сигнала с равномерным спектром имеет
такие же показатели, как и классическая ДМ, но проще в реализации. Для ре-
альных сигналов ДСМ обеспечивает выигрыш ОСШК порядка 2—3 дБ.
Значительно больший эффект достигается за счет, компрессии динамичес-
кого диапазона. Многочисленные варианты такой компрессии можно класси-
фицировать по двум основным признакам: 1) по какому сигналу — аналогово-
му или цифровому — осуществляется управление компрессией; 2) по скорости
567
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
управления компрессором — инерционное (сравнительно медленное) или
мгновенное. Простейший вариант адаптивной ДМ с инерционной компресси-
ей (рис. 14.20) реализуется за счет введения на передающей стороне компрес-
сора 1, а на приемной — экспандера 5. Основные блоки — кодер 2, декодер 3
и ФНЧ 4 — образуют классическую (линейную) систему ДМ. Аналоговые ком-
прессор 1 и экспандер 5 (совместно — компандер) собраны по типовым схемам
(см. параграф 9.6) с инерционным (слоговым) управлением по аналоговому
компрессированному сигналу Необходимость обеспечения равномерной
сквозной амплитудной характеристики системы (между точками А и Б на
рис. 14.20) не позволяет выполнить компрессию сигнала в широких пределах
(сложно создать блоки 1 и 5со взаимно обратными характеристиками), поэто-
му существенно улучшить показатели АДМ для этого варианта не удается.
Значительно проще обеспечить глубокую компрессию динамического диа-
пазона, если нелинейный кодер (совокупность блоков 1 и 2 на рис. 14.20) реа-
лизовать по схеме «кодер с нелинейным декодером (совокупность блоков 3, 4, 5
на рис. 14.20) в цепи обратной связи» (рис. 14.21). Здесь на стороне передачи
и приема используют однотипный экспандер 5, остальные блоки пояснялись
ранее. Экспандер управляется аналоговым квантованным сигналом /?*(/) по ти-
повой схеме инерционного управления (см. параграф 9.6).
Рис. 14.20 Рис. 14.21
Более высокие качественные показатели обеспечивают варианты АДМ с управ-
лением по цифровому сигналу §(/)• Если кодер и декодер ДМ выполнены на основе
цифровой схемотехники (рис. 14.22), то компрессию можно обеспечить с по-
мощью нелинейного цифрового преобразователя (НЦП), имеющего кусочно-ли-
нейную характеристику экспандирования (см. подпараграф 13.3.4). Здесь цифро-
вой сигнал кодера^/)) представляющий собой последовательность символов 0 и 1,
поступает на вход реверсивного счетчика (РС) 4. При поступлении символа 1 число,
568
14.3. Дельта-модуляция ! .
записанное в PC, увеличивается на единицу, при поступлении 0 — уменьшается
на 1. Следовательно, PC выполняет функцию цифрового интегратора, На его выхо-
де образуется ^-разрядное число в параллельном коде, которое поступает в НЦП 5.
С выхода НЦП /^-разрядное число (р > q) подается в ЦАП (блок эталонов) 6, где
формируется квантованный сигнал предсказания U^it) = R(t), который поступает
в аналоговую схему вычитания 1. Декодер системы состоит из аналогичных бло-
ков 7—9. Назначение генераторов тактовых импульсов 3 и 10, порогового устрой-
ства 2 и ФНЧ 11 не требует пояснений.
Процесс слежения в такой адаптивной системе отличается тем, что измене-
ние цифрового сигнала g(f) на единицу вызывает изменение предсказанного
сигнала R(t) на величину АЛ, которая меняется в зависимости от текущего зна-
чения R(f): величина АЛ максимальна, когда R(t) находится в пределах старшего
сегмента характеристики НЦП (см. рис. 13.55), и АЛ минимальна, когда R(t) со-
ответствует младшему сегменту. Другими словами, в такой системе слежение
осуществляется с разным шагом А,-. По аналогии с материалом параграфа 13.4
дисперсия шумов квантования будет равна
— (14.31)
д £1 з я Лт/2
где pi — вероятность попадания мгновенного значения сигнала R(f) в интервал
[Ц-i; Ц] /-го сегмента; / е [1, ис]; пс — число сегментов характеристики НЦП; А,- —
шаг слежения в пределах z-го сегмента.
Для кусочно-линейных законов компрессии имеем:
U ->
А-закон: А! = Д2 =---—А,- = Л22 , 2 £ i < ис;
Ndl*
ц-закон: А, =------------; Az = А>2 , 1 < / < пс,
где Nc — число шагов в пределах сегмента; Uu — максимальное значение шкалы
квантования ЦАП, включенного на выходе НЦП (см. рис. 14.22).
При этом самый большой шаг квантования Дтах (для /.«= пс) отличается от
самого малого Amin (/ = 1) соответственно в 2/fc-2 или 2/fc“1 раз. Значения ptдля
речеподобного сигнала с действующим значением [/д определяются из (13.31).
Если плотность распределения сигнала соответствует нормальному закону, то
можно использовать выражения (14.19)—(14.21), приняв 2) = UtIUA, 7пик.б =
= t/пик.л /Цд • Пороговое значение характеристики НЦП соответствует пиково-
му напряжению самого сильного абонента [7пик.б ~ Uu, чтобы не было шумов
ограничения.
Тактовая частота следования FT определяется по аналогии с (14.23) из ус-
ловия
* “^пик.б Тт - Атах, (14.32)
569
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
где S'nnk.e находим из выражения 5пик.б = 9(/д.б(2л800)2 [см. пояснения к (14.29)]
или из (14.27).
Объединяя (14.31), (14.32), получим окончательное выражение для ОСШ
квантования в системе ДМ с цифровым компандированием, (ДМЦК):
для Л-закона: ’
Удмцк
101g 5п2ик.б24-^
Pl +Р2 + L
/=3
Г - F
1 вс ‘нс
ЗГт3Дд2
(14.33)
для ц-закона:
! УдМЦК—1оф2ик.б22М^
\ /-3 J
(14.34)
При этом для обоих законов должно выполняться условие [см, (14.32)]
Nc =
F U *
•* Tv пик, б
. 25'пик.б .
л_
4я/0
(14.35)
где знак [А] означает число, ближайшее большее к А и равное целой степени
числа 2; )о — см. примечание к (14.28).
Рис. 14.23
Расчетные зависимости
ОСШК для адаптивной ДМ с
цифровой компрессией уадМ от
переменной А= 201g(t7a /Unm,6),
выполненные по формуле (14.33),
приведены на рис. 14.23 [32]. Гра-
фики 7—9 рассчитаны для ряда
значений /!•, яс, и Nc, которые
сведены в табл. 14.4. Под номе-
ром 10 приведен для сравнения
график зависимости ОСШК для
линейной ДМ при /у = 64 кбит/с.
Число разрядов q для РС (и со-
ответственно входного числа Ny), а также число разрядов р выходного числа N2
(и соответственно ЦАП) рассчитывают с учетом (14.35) из (13.24), (13.25). При
этом, как и ранее, числа р и q характеризуют только модуль чисел N\ и N2, знак
их учитывается отдельно.
Таблица 14.4
Параметры зависимости ОСШК для АДМ (по рис. 14.23)
№ 1 2 3 4 5 6 7 ' 8 , 9 10
Л 64 64 64 48 48 48. 32 32 32 64
Лс 16 8 4 16 8 4 16 8 4 —
К 32 32 32 16 16 16 8 8 8 —
570
14.3. Дельта-модуляция
Из анализа рис. 14.23, который удобно сравнивать с рис. 13.57, б, следует,
что при скорости передачи 64 кбит/с адаптивная ДМ несколько уступает по ве-
личине ОСЩК «стандартной» АИКМ, а при скорости 48 кбит/с АДМ превос-
ходит на 2—3 дБ вариант АИКМ, Наконец, при скорости 32 кбит/с АДМ обес-
печивает во всем динамическом диапазоне значение уадм > 23 дБ, что значитель-
но лучше АИКМ, которая при этой скорости явно непригодна.
Если кодер и декодер АДМ реализуются на основе аналоговой схемотехни-
ки, компрессия по цифровому сигналу^/) осуществляется по схеме рис. 14.24.
Здесь шаг квантования (слежения) меняется с помощью новых блоков — моду-
лятора 3 и схемы управления 5. Модулятор представляет собой; например, часу
тотно-независимый ослабитель (усилитель) с регулируемым (дискретно или
непрерывно) коэффициентом передачи. Цифровой сигнал g(t), поступающий
на вход модулятора, предварительно преобразуется в последовательность сиг-
налов +1 и -1. Схема управления (СУ) проводит анализ этого сигнала и в ре-
зультате формирует сигнал управления, который поступает в модулятор и изме-
няет шаг квантования на его выходе.
Рис. 14.24
О
В зависимости от времени проведения анализа различают системы АДМ
с инерционным (ДМИК) и мгновенным (ДММК) компандированием. В систе-
мах ДМИК, применяемых для передачи речевых сообщений, шаг квантования
Л(0 (рйс. 14.25, б) изменяется с частотой слогов речи (рис. 14.25, д), которая со-
ставляет 10—40 Гц. Цо аналогии с аналоговыми компандерами (см.,параграф 9.6)
такое компандирование называется слоговым. Как следует из рис. 14.25,
амплитуда (не по- .
лярность!) импульса а
тактовой частоты на ;
выходе модулятора '
в течение периода
колебаний входного
сигнала г(1) остается
практически посто-
янной и медленно
изменяется с часто-
той слогов. В систе-
мах ДММК шаг
квантования «отсле-
живает» изменение
мгновенного значения
571
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
Рис. 14.26
сигнала г (/). На рис. 14.26, а приведены пример-
ные осциллограммы входного r(t) и предсказан-
ного R(t) сигналов (соответственно кривые 1 и 2)
при изменении шага квантования Д(/) и цифро-
вого сигнала g(f), показанных на рис. 14.26, б, в.
Схема управления в системах ДМИК в при-
нципе может строиться как типовой декодер ДМ
(см. рис. 14.12, в), к которому добавляют ампли-
тудный детектор и ФНЧ с частотой среза порядка
10—40Гц. Однако на практике обычно применяют
более простую схему СУ, показанную на рис. 14.27.
Она основана на использовании того обстоя-
тельства, что в цифровом сигнале g(t) с увели-
чением амплитуды и (или) частоты входного сиг-
нала растет число пачек импульсов одного знака,
а также число импульсов в пачке за единицу вре-
мени (ср. рис. 14.12, би 14.14, б). С помощью ^-разрядного реверсивного
счетчика (PC) 1, двух схем «И» (И1 и И2) и схемы «ИЛИ» 4 «обнаруживают»
пачки импульсов одного знака (+1 с прямого или —1 с инверсного выхода
PC), в которых число импульсов больше или равно к. Далее последовательность
обнаруженных импульсов пропускается через слоговый фильтр (СФ) 5, который
выделяет огибающую. Можно показать, что она совпадает по форме со слого-
вой огибающей от производной сигнала S(t) = и имеет примерный вид,
dt
как на рис. 14.25, а. Типовым является значение к = 3—6.
Рис. 14.27
При мгновенном компандировании
схема управления также содержит анали-
затор числа импульсов в пачке типа ре-
версивного счетчика, но последующий
алгоритм анализа несколько другой.
Здесь величина шага квантования Д, на
Z-м шаге зависит от положения /-го им-
пульса в пачке, т.е. от предыстории про-
цесса g(f). Эта связь выражается, напри-
мер, правилом:
Р|Д(_1|, если
а|Д,_1|, если&
причем ар « 1; р >1и0<а<1.
Обычно а = 0,5, р = 2; следовательно, каждый следующий импульс в пачке
вызывает двукратное изменение шага квантования по сравненйю с предыду-
щим. При таких значениях р и а изменение шага удобно производить с по-
мощью матрицы R — 2R (см. подпараграф 13.2.2).
572
14,4. Кодирование в частотной области
Качественные показатели систем ДМ с компандированием зависят от диа-
пазона изменения шага квантования d = 201g(Amax/Amin)- Если динамический
диапазон сигнала (от «сильного» до «слабого» абонентов) D — 201g(tZa &/U&л) та-
ков, что d > D, то для системы ДМИК расчет ОСШК ведется по (14.28), (14.29)
при условии Ua = £7д б, а для ДММК — по (14.33), (14.34). Если d < D, то для
ДМИК полученный выше результат для «слабого» абонента надо уменьшить на
величину (D — d), дБ. При выборе системы компандирования следует учиты-
вать, что система ДММК имеет высокую скорость отслеживания (это особенно
важно, например, при передаче ТВ сигналов), она успешно реализуется на
цифровой схемотехнике, но обладает пониженной помехоустойчивостью при
сбоях символов в цифровом ДМ сигнале. Система ДМИК более защищена от
помех в цифровом канале, но сложнее в реализации.
В настоящее время реализовано и испытано множество вариантов систем
передачи с компандированной ДМ, которые обеспечивают требуемые значения
ОСШК для речевых сигналов при тактовых частотах 32 и 16 кГц (система ИКМ
обеспечивает эти параметры, как правило, при Гт = 64 кГц). Систему компан-
дированной ДМ, как и все системы ДМ, целесообразно использовать только
для отдельного, а не для группового сигнала. Поэтому для передачи Nсигналов
в цифровой форме требуется N однотипных модуляторов-демодуляторов ДМ
и схемы объединения-разделения цифровых сигналов. Последние выполняют-
ся достаточно просто на основе элементарных логических схем ИЛИ и И. Пред-
полагается, что аппаратура компандированной ДМ будет широко использо-
ваться для цифровых абонентских сетей (см. параграф 17.4), располагаясь или
непосредственно у абонента, или в подъездной площадке, где будет также раз-
мещена аппаратура объединения цифровых потоков от N абонентов. Группо-
вой цифровой сигнал будет передаваться по одной паре низкочастотной соеди-
нительной линии, что даст существенную экономию [9, 49].
В настоящее время системы ДМ успешно применяются в сетях ведом-
ственной и технологической связи для передачи небольшого числа речевых
сигналов по проводным и радиорелейным цифровым каналам. Для цифровой
передачи сигналов телевидения и видеотелефона предпочтение отдают систе-
мам компандированной ДИКМ.
В последние годы стали выпускать специализированные устройства — ка-
нальные транскодеры ИКМ/АДИКМ или ИКМ/АДМ, которые преобразуют
стандартный цифровой речевой ИКМ сигнал (8-разрядный с тактовой часто-
той 64 кбит/с и компрессией по закону А — 87,6/13) в цифровой речевой сигнал
АДИКМ или АДМ со скоростью 32 или 16 кбит/с и наоборот. Все эти преобра-
зования стараются выполнить в цифровой форме. В частности, если применя-
ется АДМ с цифровой компрессией (см. рис. 14.22), то в транскодере
ИКМ/АДМ на стороне передачи оставляют только блоки 2—5, при этом вместо
аналогового сигнала r(z) используют цифровой сигнал линейной ИКМ (после
типового экспандера по Л-закону) в параллельном коде, а вместо аналоговой
схемы вычитания 1 (см. рис. 14.22) — типовую схему цифрового вычитания чи-
сел Nr и NR.
573
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
14.4. Кодирование в частотной области
14.4.1. Трансформное кодирование
Трансформное кодирование (ТК), или кодирование с преобразованием,
заключается в том, что информационное сообщение С путем некоторого
преобразования Л приводится к виду (оно называется изображением S), кото-
рый наиболее удобен с точки зрения сокращения избыточной информации
и (или) уменьшения чувствительности к ошибкам кодирования и передачи.
После передачи S по цифровому каналу связи и обратного преобразования
Л-1 получаем сообщение С*, которое по основным показателям мало отлича-
ется от исходного С.
Процесс преобразования, как правило, основан на разделении информа-
ционного сообщения на частичные подобласти-фрагменты (блоки) и их от-
дельной обработке. Различают одно-, двух- и трехмерные фрагменты. Для рече-
вых сигналов (РС) используют только одномерные фрагменты, которые
представляют собой блоки отсчетов РС постоянной длительности ДТ = NTa,
где Та — период дискретизации PC, N— число анализируемых отсчетов в бло-
ке. Процесс преобразования изображений (подвижных и неподвижных) прово-
дится, как прайило, над двухмерными фрагментами одного поля изображения,
содержащими Ni строк и N2 элементов в каждой строке, т.е. блоки отсчётов
размером Ni х N2. В телевизионном вещании применяют также трехмерные
фрагменты размером N\ х N2 х N3, где N3 — число соседних полей (кадров)
изображения [12].
Рассматривая фрагменты как одно- или двухмерную матрицу отсчетов С,
после преобразования А получим матрицу той же размерности из так называе-
мых спектральных коэффициентов (или трансформант) изображения S, кото-
рые и являются объектом передачи по цифровому каналу Связи. Тип преобра-
зования Л выбирается из ряда соображений. Во-первых, оно должно приводить
к такой матрице коэффициентов S, для которой значительная часть коэффици-
ентов могла быть заменена константами и не передаваться. Во-вторых, оно
должно давать минимальную среднеквадратическую погрешность восстановле-
ния сообщения на приемной стороне. В-третьих, необходимо, чтобы преобра-
зование производилось в реальном времени, было относительно простым в ре-
ализации и было рассчитано на применение быстрых алгоритмов вычислений.
Ни один из известных типов преобразований по совокупности этих показа-
телей не является абсолютно лучшйм. Широкое применение для кодирования
речевых и телевизионных сигналов получил метод дискретного косинусного пре-
образования (ДКП). Для одномерного массива данных Cb i = 0,1,..., N— 1, пря-
мое ДКП определяется как
= /я=1,2,;..,АГ-1, (14.35а)
£о N ,to
' . *
При обратном преобразовании по известным спектральным коэффициен-
там Sm определяют отсчеты восстановленного сигнала:
574
14.4. Кодирование в частотной области
C*/=S'0 + y^cos^'= 1,2,..., N—1. (14.356)
27V
Как следует из этих выражений, сигнал Сна интервале AT = NTa представля-
ется в виде конечной суммы постоянной составляющей So и набора косинусоид,
частота которых кратна f0 = 1/2ЛТ, а амплитуда равна Sm. Аналогичное представ-
ление использовалось нами при анализе искажений формы аналогового сиг-
нала в частотно-зависимых каналах и трактах (см. параграф 10.1), при построении
многокаскадных устройств переменной коррекции (параграф 10.2) и т.д. Поэтому
формулы (14.35) с точностью до постоянного сомножителя совпадают, например,
с (10.7), если вычислять интеграл по методу прямоугольников.
Большинство информационных сообщений характеризуется высокой сте-
пенью корреляции соседних элементов (отсчетов) сообщения. Поэтому основная
энергия изображения S' концентрируется на более- низких обобщенных частотах
(для одномерных PC — с малыми значениями т). Это.позволяет осуществлять
фильтрацию (отбрасывание) высокочастотных трансформант, что и приводит к су-
щественному уменьшению объема информации, передаваемой по каналу. Допол-
нительная возможность сокращения этого объема может быть реализована за счет
различного квантования спектральных коэффициентов.
В зависимости от того, каким образом осуществляется фильтрация транс-
формант и их квантование (кодирование), различают фиксированное и адап-
тивное преобразование (АТК). В первом случае фильтруются все коэффициен-
ты с номерами' т > т\, причем каждый из оставшихся коэффициентов
квантуется и кодируется по фиксированному (линейному или логарифмичест
кому) закону в виде фиксированной ^-битовой комбинации (/ — 0, 1, ..„ гщ).
Коэффициент сжатия цифрового сигнала, который образуется в результате
такого кодирования^ определяется путем сравнения числа бит на блок из N от-
счетов непосредственно первичного сигнала С (здесь будем полагать типовое
8-битовое кодирование) и числа бит, требуемых на передачу кодированных
трансформант изображения S’:
= (14.36)
/=о
В адаптивных кодерах с преобразованием от блока к блоку могут адаптивно
меняться число фильтруемых коэффициентов -число бит Ьц выделяемых на
каждый коэффициент, и соответственно закон квантования трансформанты.
Поэтому коэффициент сжатия По сравнению с (14.36) может быть дополни-
тельно уменьшен.
Как показывают экспериментальные исследования, в сравнении с типо-
вым цифровым каналом (ЙКМ, 64 кбит/с, Л-закон компрессии) метод АТК
позволяет получить качество речи, оцениваемое субъективно как удовлетвори-
тельное, при скорости передачи 8 кбит/с, т.е. при коэффициенте сжатия 1 : 8.
При скорости передачи 16 кбит/с качество передачи речи практически такое
же, как в типовом канале. По реализации кодек АТК является существенно бо-
лее сложным, чем все рассмотренные выше кодеки.
575
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
14.4.2. Полосное кодирование
. При полосном кодировании речевого сигнала полоса исходного РС де-
лится на подполосы с помощью полосовых фильтров (ПФ). В зависимости
от того, каким образом обрабатывается информация на выходах этих ПФ,
и от того, в каком виде восстанавливается РС на выходе декодера (у получа-
теля), различают два класса полосовых кодеков: 1) с подполосным кодирова-
нием (ППК); 2) вокодерные (ВК).
В кодеках ППК сигналы из каждой подполосы с граничными частотами
fH.y ~ F6j, j е [ 1, к] (число полос к лежит в пределах 4 +- 8) переносятся на ну-
левую частоту (в область 0 + Fnpj; FnpJ = FBJс помощью метода, анало-
гичного методу однополосной модуляции (см. параграф 4.5). Для каждой из
подполос берут отсчеты с соответствующей частотой дискретизации
Faj = 2Fnpj и производят их адаптивное квантование и кодирование (напри-
мер, с помощыб АДИКМ). Кодирование в каждой подполосе осуществляет-
ся с разной точностью с учетом свойств получателя (человеческого уха), при
этом учитывается то положительное свойство, что сигнал в Пределах каждой
подполосы более однороден по своим статистическим свойствам, чем исход-
ный РС. Это позволяет существенно уменьшить число разрядов bj в каждой
кодовой комбинации, передаваемой в этой подполосе. Затем производится
временное объединение цифровых сигналов с выходов подполосных кодеров
и формирование группового сигнала, передаваемого пб цифровой линий
связи. Коэффициент сжатия цифрового сообщения при таком кодировании
определяется из выражения
* I
^с.с + S F&j bj (F^omo)
М J
(14.37)
где Nc.c — число служебных символов, например синхронизации, за 1 с; Fa^ и т$ —•
частота дискретизации и число разрядов кодовой комбинации при типовом
способе цифровой передачи (Гд.о == 8 кГц; т0 = 8).
На приемной стороне преобразования производят в обратном порядке.
После разделения цифрового сигнала восстанавливают аналоговый сигнал
в каждой j-й подполосе в диапазоне 0 -г- Гпр,у- Затем его переносят методом одно-
полосной модуляции в область F„j + FtJ и объединяют с аналоговыми сигнала-
ми других подполос. В результате получаем речевой сигнал примерно такой жё
формы, что и исходный.
Как показали экспериментальные исследования, метод ППК обеспечивает
хорошее качество передачи речи при скорости 16—24 кбит/с (при коэффици-
енте сжатия соответственно Ксж s 1 : 4 + 1 : 3), при этом по реализации он су-
щественно проще метода АТК и незначительно уступает АДИКМ с адаптив-
ным предсказанием непосредственно РС. Отметим, что в современных кодеках
ППК (а тем более АТК) все основные операции — полосовой фильтрации, пре-
образования частоты и т.п. — проводят только с цифровыми эквивалентами.
Поэтому на входе кодера включают многоразрядный линейный АЦП, а на вы-
576
14.4. Кодирование в частотной области
ходе декодера — соответствующий ЦАП. Все остальные операции в кодеке вы-
полняются на основе интегральных микропроцессоров. Метод ППК рекомен-
дуется, в частности, для передачи речевых сообщений с полосой до 7 кГц на
скорости 64 кбит/с (рекомендации МККТТ G.722, G.725). Здесь полоса частот
РС делится на две подполосы. Первая — от 0,1 до 4 кГц — передается с по-
мощью АД И КМ со скоростью 48 кбит/с, вторая — от 4 до 7 кГц — после пре-
образования в область нулевых частот передается также путем АДИКМ, но со
скоростью 16 кбит/с. Такой метод рекомендуется для видеоконференц-связи.
Рассмотренные выше методы кодирования речевых сигналов в той или
иной степени обеспечивали «прозрачность» построенных на их основе цифро-
вых каналов. Здесь прозрачность понимается в Том смысле, что если цифровой
канал является частью смешанного (аналого-цифрового) соединения различ-
ных систем передачи, то он должен быть универсальным, т.е. передавать все
виды сообщений, которые передаются в аналоговом канале ТЧ (см. параграф
1.4). Среди них наиболее «чувствительным» к способам кодирования и сокра-
щению избыточности «в цифровом канале ТЧ» является сигнал передачи дан-
ных и факсимильный сигнал, передаваемые с исходной скоростью Сф, кбит/с.
Такие сигналы, преобразуемые с помощью модемов в полосу частот аналогово-
го канала ТЧ, не обладают теми статистическими, спектральными и временны-
ми особенностями, которые характерны для РС и на которые ориентированы
канальные кодеки, поскольку РС наиболее часто передается по каналам ТЧ.
В связи с этим сформулированы международные требования к максимально
допустимой скорости факсимильного сигнала Сф, передаваемого в аналоговом
канале ТЧ,.если в основном цифровом канале осуществляется передача речево-
го сигнала со скоростью Ск. Они определяются формулой Сф < 9,6Ск/64, где
размерность Сф и Ск — кбит/с. Видно, что чем бблыпие успехи достигаются
•в эффективном кодировании речевого сигнала (уменьшении Ск), тем хуже
«прозрачность» аналого-цифрового абонентского соединения (меньше допус-
тимая скорость Сф).
Вокодерные кодеки (ВК) принципиально не могут обеспечить прозрачность
цифрового канала, поскольку они не восстанавливают временную форму рече-
вого сообщения, а передают (более или менее удовлетворительно) только осо-
бенности спектральной плотности мощности РС..Такие кодеры осуществляют
параметрическое кодирование РС, при котором на передающей стороне с по-
мощью анализатора из РС выделяют характерные, медленно изменяющиеся
параметры. Эти параметры передаются в кодированном виде по каналу связи, а
на приемной стороне они управляют местным источником сигнала — генерато-
ром речевого спектра (ГРС), который и формирует РС. Совокупность ГРС
и устройств его управления (модуляции) называют синтезатором. При постро-
ении ВК используют следующие специфические особенности спектра РС:
1. Спектр звонких звуков (гласных и звонких согласных) дискретный,
причем все компоненты спектра являются кратными гармониками частоты ос-
’ 00 .
новного тона Рот. Такие звуки можно описать выражением: U(t) = ^ak cask nt,
’ *=i
где Q = 2nF0 T, ak - амплитуда Л-й гармоники основного тона. Значения /’от и ак
меняются от звука к звуку и, являются параметрами таких звуков.
19 Зйк. 1600
577
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
2. Спектр глухих звуков (глухих согласных) является практически сплошным.
3. Для всех звуков характерно неравномерное распределение энергии ком-
понентов спектра с концентрацией их в отдельных областях, которые называ-
ются формантами. Число таких формантных областей для каждого звука —
3—5 (рис. 14.28, кривая 2; для примера показан дискретный спектр звонкого
звука). Основными параметрами /-й формантной области (/ = 1, 2, 3,...— но-
мер форманты) являются центральная частота j и максимальная энергия Ait
которые меняются от звука к звуку.
4. Огибающая мгновенных спектров различных звуков одного абонента
(рис. 14.28, кривая 7) имеет максимум в области 200—400 Гц ср спадом интен-
сивности примерно 12 дБ/октава для верхних частот.
5. Частота следования отдельных звуков или слогов не превышает 10 Гц,
при этом длительность самых коротких согласных звуков г- не менее 0,03 с,
а самых длинных гласных — не более 0,35 с.
В зависимости от того, какие из перечисленных особенностей выбраны ос-
новными при анализе и синтезе РС, вокодеры разделяют на полосные (ПВК),
формантные (ФВК), гармонические (ГВК) и т.д. В каждом из них может ис-
пользоваться аналоговая, аналого-цифровая или полностью цифровая обработ-
ка сигналов. В последние годы, как уже говорилось применительно к другим
вариантам кодирования, преобладает цифровая обработка.
Для понимания принципов работы ВК удобно рассмотреть аналоговый ва-
риант полосного вокодера. На стороне передачи (рис. 14-29) входной речевой
сигнал U(t) поступает параллельно на входы полосовых фильтров 11 + 1ь где к —
число анализируемых полос спектра исходного РС. Выход каждого ПФ соеди-
нен с амплитудным детектором 2 и сглаживающим фильтром нижних частот 3,
имеющим полосу пропускания отО до 25—35 Гц. В результате на выходах этих
ФНЧ имеем низкочастотные сигналы Sj(t), j = 1, 2, ..., к, каждый из которых’
несет информацию о средней интенсивности спектра РС в пределах своей по-
лосы частот. С помощью блока 4 (выделителя основного тона) производится
определение частоты основного тона F0T, а с помощью блока 5 (блок решения
«тон-шум») определяется тип звука — звонкий (тональный) или глухой («шум-
ный»). В блоке 6 (устройстве объединения) производится объединение сиг-
нальных параметров.
БРТШ—>
Рис. 14.28 Рис. 14.29
578
14.4. Кодирование в частотной области
Если применяется их аналоговое уплотнение по частоте, то, полагая, что на
совместную передачу сигналов основного тона (ОТ) и команды «тон-шум»
(ТШ) требуется полоса порядка 100 Гц, а на параметр Sj(t) — 35 Гц, получим ко-
эффициент сжатия по полосе Ксж — (35k + 100)/3100. При числе полос к = 6 +12
имеем АсЖ =1:10+1:6. Следовательно, в аналоговом канале ТЧ можно пере-
дать 6—10 вокодерных сигналов. На практике чаще используют временное уп-
лотнение с преобразованием в цифровую форму каждого параметра с помощью
или одного группового, или своего индивидуального кодера. В последнем слу-
чае используют различные варианты эффективных кодеков, о которых говори-
лось в параграфах 14.2, 14.3. Коэффициент сжатия по тактовой частоте рассчи-
тывают из выражения
Асж = -^^г(^^/} + 600)(Гд.Л)’1, (14.38)
Гд.О^О у=1
где FT BK — тактовая частота цифрового вокодерного сигнала; F^ и bj — частота
дискретизации и число бит на отсчету-го параметра (F^ = 50—70 Гц, 6, = 3—5); Fa 0 =
= 8 кГц; z«q = 8 — частота дискретизации и разрядность типового ИКМ преобра-
зования в канале ТЧ. 600 бит отводится на передачу сигналов ОТ, ТШ и кадровой
синхронизации (последний определяет порядок следования кодовых комбинаций
различных параметров). При к = 6—12 скорость передачи полосного вокодера
составляет FTBK s 1200 или 2400 бит/с, соответственно = 1 : 53 + 1 : 26.
На стороне приема (рис. 14.30) уплотненный аналоговый или цифровой
вокодерный сигнал в устройстве разделения (УР) 7 делится на отдельные со-
ставляющие, при этом , компонент ОТ поступает на импульсный генератор ос-
новного тона (ГОТ) 12 и управляет его частотой. Команда ТШ поступает на
коммутатор 14, который подключает к гребенке полосовых фильтров 11\— 11^
или ГОТ, или генератор шума (ГШ) 13. ГШ формирует короткие импульсы
случайной длительности и частоты, что эквивалентно шуму с равномерной
спектральной плотностью. ГОТ работает как генератор гармоник (ГГ — см. па-
раграф 7.4), формируя периодические короткие импульсы с частотой Г0.т- Сово-
купность блоков 11—14 образует так называемый генератор речевого спектра
(ГРС) 15, который формирует к областей спектра частот равной интенсивнос-
ти, при этом для тональных (звонких) звуков спектр ГРС — дискретный, а для
шумных (глухих) — сплошной.
Получение «окрашенного» спектра частот, характерного для того или ино-
го звука, производится с помощью модуляторов 91—9*, на вход управления ко-
торых после сглаживания фильтрами нижних частот <?i—<?* поступают сигналь-
ные параметры Sj(t), j е [1, £]. В зависимости от значения Sj меняется
интенсивность спектра синтезированного речевого сигнала в у-й полосе частот.
Фильтры 10\—10к служат в основном для исключения побочных продуктов мо-
дуляции. Точка объединения их выходов является выходом вокодерного канала
(на рис. 14.30 он соединен с телефоном 16).
Совокупность блоков 1\—1к, 2\—2к и Зх—Зк на рис. 14.29 называют анали-
затором ПВК, а совокупность блоков 8\—8к, 9\—9к и 10\—10к на рис. 14.30 —
соответственно синтезатором. Спектрограммы, поясняющие работу полосового
579
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
вокодера, приведены на рис. 14.31, где спектр входного звука (например, звон-
кого) показан на рис. 14.31, а, спектры звука, выделенные 1-м, j-м и к-м полосовы-
ми фильтрами (Фь Ф7, Фл) в анализаторе, — соответственно на рис. 14.31, б, в, г.
Спектр звука, полученного на выходе синтезатора, как видно из рис. 14.31, д,
представляет собой ступенчатую аппроксимацию реального спектра. При до-
статочно большом числе полос (соответственно при передаче со скоростью
1,2—4,8 кбит/с) ПВК обеспечивает высокую разборчивость речи и достаточно
хорошую защищенность от помех в цифровом канале. Однако звучание речи
существенно отличается от натурального, узнаваемость голосов невысокая,
речь сопровождается специфическими призвуками.
Формантный вокодер (ФВК) отличается от полосного построением анали-
затора и синтезатора, при этом блоки выделения ОТ и команды ТШ, а также
построение генератора речевого спектра (блок 75 на рис. 14.30) практически
идентичны. При анализе определяется максимум А, формантной области и со-
ответствующая центральная частота 7%, (см. рис. 14.28), обычно используют
три области (7 = 1, 2, 3). Значения А, и гф1 являются параметрами речевого сиг-
нала, передаваемого по цифровому каналу связи. Для определения А, и 7%, ана-
лизатор ФВК содержит гребенку полосовых фильтров (их не менее 10—12),
сигнал на выходе которых после детектирования и сглаживания (см. рис. 14.29)
поочередно опрашивается некоторым сравнивающим устройством. Оно опре-
деляет в пределах каждой формантной области ту полосу частот (и соответст-
венно значение 7^ ,), где интенсивность спектра Л, наибольшая. Следовательно,
построение передающей части ФВК практически такое же, как и ПВК, только
в канал связи передается меньшее число параметров.
На приемной стороне синтезатор ФВК отличается, во-первых, меньшим
числом полосовых фильтров (их обычно 3), во-вторых, тем, что параметр 7^.,
управляет перестройкой резонансной частоты соответствующего ПФ llj
(см. рис. 14.30). В результате ГРС формирует спектр не равномерный, а в виде
дискретной суммы резонансных кривых (по числу формантных областей). Ин-
тенсивность каждой форманты управляется сигнал-параметром Aj, который
580
14.4. Кодирование в частотной области
подается на соответствующий амплитудный модулятор (9 на рис. 14.30). В ре-
зультате спектр каждого звука Синтезируется не ступенчатой аппроксима-
цией, как в ПВК, а с помощью комбинаций нескольких резонансных кривых.
Как видим, здесь при синтезе речевого спектра используется тот же подход,
который применяется при построении сложного корректора частотных иска-
жений с помощью локальных корректоров АЧХ (см. подпараграф 10.2.3). По-
скольку число передаваемых параметров для ФВК меньше, чем ддя ПВК, соот-
ветственно меньше и требуемая полоса частот (скорость передачи) вокодерного
сигнала по каналу связи. Разборчивость речи ФВК достаточно высокая, однако,
как и у ПВК, натуральность речи и узнаваемость значительно хуже, чем в стан-
дартном телефонном канале (цифровом или аналоговом).
В гармоническом вокодере (ГВК) на передающей стороне производится вы-
деление дискретных значений огибающей спектра звуков речи точно так же,
как это делается в ПВК, только используется большее число полосовых фильт-
ров (см. рис. 14.29). Затем (и в этом заключается новизна) представляют эту
огибающую в виде ряда по гармоническим функциям, например косинусам
типа cos[jnf /(FB - FH)], j e [1, Л], FB = 3,4 кГц, FH = 0,3 кГц. Коэффициенты раз-
ложения — постоянная составляющая 5Ь и амплитуды нескольких гармоник Sj,
j e [1, k] — определяют так же, как это делается при разложении, например, ко-
эффициента передачи произвольного вида (см. подпараграф 10.1.2, формулы
(10.7), (10.20а)). Они являются сигнал-параметрами, которые передают по ка-
налу связи совместно с сигналом основного тона и командой ТШ. Последние
выделяют так же, как и в схеме ПВК.
Построение синтезатора ГВК осуществляется по нескольким вариантам.
По первому варианту он строится так же, как синтезатор ПВК, только с боль-
шим числом полосовых фильтров (см. рис. 14.30). При известной центральной
частоте р-го ПФ, равной fp, определяется сигнал-параметр этого фильтра по
формуле, которая следует из (14.356):
Ap = ^Sj C0S-^~. (14.39)
j=0 А ~ А
Параметр Ар управляет соответствующим амплитудным модулятором
(см. рис. 14.30). В остальном приемная часть ГВК совпадает с ПВК.
При другом варианте построения синтезатор представляется в виде эквива-
лентного четырехполюсника 4 (рис. 14.32, а), параметры которого изменяются
(управляются) с помощью коэффициента разложения Sj Здесь блоки 1, 2, 3 и 5
те же, что и блоки 12, 13, 14 и 16 на рис. 14.30. Частотная характеристика блока
4 имеет вид
W) = 5b + £Sj cos--AL_ = 5b + E‘SjeosAr/ro;
j=i A - A j=i
поэтому его можно построить по схеме гармонического корректора (рис. 14.32, б),
имеющего 2k линий задержки [см. подпараграф 10.2.3, выражение (10.72)]. При
581
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
а)
- Рис. 14.32
этом сигналы с ЛЗ, которые расположены симметрично относительно точки О,
попарно складываются в соответствующем сумматоре St -ь S^ и поступают на
регулируемый ослабитель Ро + Л, который управляется соответствующим сиг-
нал-параметром So + $к- Поскольку коэффициент Sj может иметь как положи-
тельное, так и отрицательное значение, в состав блока Pj,J е [1, Л], обычно вхо-
дит коммутатор полярности, который управляется знаковым разрядом
цифрового числа 5). На выходе сумматора S в точке Б получаем речевой
сигнал с Требуемой формой огибающей спектра.
Как показывают экспериментальные исследования ГВК, для высокой раз-
борчивости речи требуется передача 6—8 коэффициентов разложения, поэтому
по полосе пропускания (скорости передачи) гармонический вокодер аналоги-
чен полосовому. По совокупности остальных показателей — стоимость, габа-
риты, устойчивость к ошибкам в канале передачи и т.п. — среди рассмотрен-
ных вариантов вокодеров более эффективным считается полосный вокодер,
который и имеет наибольшее распространение.
В вокодерах всех типов узнаваемость голосов и натуральность звучания ре-
чи недостаточно высоки. Если не требуется существенная компрессия речевых
сигналов, то качество звучания и узнаваемость можно значительно улучшить,
применяя полувокодеры (ПЛВК). Структурная схема ПЛВК (рис. 14.33) на сто-
роне передачи и приема Содержит две существенна различные части, при этом
одна из них, называемая основным каналом (ОК), обеспечивает кодирование
и декодирование формы речевого сигнала (РС) в полосе 300 Гц + /ь где/f г
= 500—1000 Гц. Другая — вокодерная часть — обеспечивает передачу спектра
РС (не формы!) в полосе / + 3400 Гц. Поскольку речевой сигнал ОК содержит
достаточно полную информацию о частоте основного тона (ОТ) и типе звука
Рис. 14,33
582
14.5. Гибридные методы кодирования 'А
(тон-шум), то анализатор вокодера может быть упрощен. При этом блоки выде-
ления ОТ и команды ТШ (блоки 4, 5 на рис. 14.29) переходят в состав синтеза-
тора и работают по речевому сигналу с выхода декодера ОК.
Экспериментальные исследования показывают, что, выбирая/1 = 800—1000 Гц
и применяя полосцый вокодер в полосе частот/i + 3400 Гц с числом спектраль-
ных каналов к — 6—10, можно обеспечить такое качество речи, что 82% слуша-
телей не замечают различий в сравнении с типовым каналом ТЧ. При этом об-
щая полоса частот, занимаемая аналоговым сигналом полувокодера, равна
АД ~ (Л _ 300) + 35k » 1000 Гц. При использовании эффективных кодеков в ос-
новном канале можно получить результирующую скорость передачи цифрово-
го сигнала ПЛВК, равную 9,6 кбит/с.
В заключение отметим;: Что научные и экспериментальные исследования
в области использования вокодеров и полувокодеров для передачи речевых1
сигналов активно ведутся во многих странах. Успехи микросхемотехники и эф-
фективные алгоритмы «быстрой» цифровой обработки позволили создать ми-
ниатюрные кодеки речевых сигналов, обеспечивающие коммерческое качество
при скоростях передачи 16; 9,6; 8 и 4,8 кбит/с. Они внедрены в ряде ведом-
ственных цифровых сетей, в первую очередь спутниковых [49, 55].
14.5. Гибридные методы кодирования
Гибридные методы кодирования представляют собой сочетание нескольких
видов кодирования, которые применяются к данному типу сигнала параллель-
но или последовательно. Практически все современные кодеки являются гиб-
ридными. Сочетание нескольких видов кодирования позволяет в наибольшей
степени устранить избыточность в сигнале и тем самым снизить скорость пере-
дачи. Одновременно это дает возможность сохранить высокую устойчивость
к воздействию помех в канале, передачи. Примером параллельного кодирова-
ния может служить рассмотренный выше полувокодер речевого сигнала. По-
следовательное применение разных видов кодирования Можно отметить в транс-
формных кодеках PC, где, для передачи одноименных спектральных
коэффициентов используют ДИКМ; в полосных вокодерах отсчеты, интенсив-
ности отдельных полос передают не непосредственно, а в виде, например, раз-
ности по отношению к соседней полосе и т.д. Групповой цифровой сигнал
перед подачей в линию связи,, как правило, подвергают специально^ обработке
кодозащите с помощью устройств помехоустойчивого кодирования. Такие ко-
деры и декодеры, именуемые в совокупности кодеками канала, основаны на ис-
пользовании специальных кодов, часто называемых по фамилиям предложив-
ших их авторов: код Витерби, Рида—Соломойа и др. Анализ методов
, построения и работы таких кодеков дан в специальной литературе. Они могут
использоваться самостоятельно или входить в состав гибридного кодека сигнала.
Наиболее полно гибридный характер построения кодека проявляется в ко-
деках сигналов изображений: Неподвижных (факсимильных, «газетных полос»)
и подвижных (телевизионных), поскольку, как указывалось в параграфе 1.4,
эти сигналы занимают большую полосу пропускания, а при непосредственном
кодировании методом ИКМ требуют цифровой канал с высокой скоростью пе-
583
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ ^КАНАЛЬНЫХ кодеков цеп
редачи. Из различных методов кодирования таких сигналов (они описаны в спе-
циальной литературе, например, в работе [12]) рассмотрим основные, которые
рекомендованы Международным союзом электросвязи (МСЭ).
В 1990 г. Объединенной группой экспертов в области фотографии (Joint
Photographic Experts Group) был предложен алгоритм сжатия цветных неподвижных
изображений, названный JPEG. Алгоритм включает несколько этапов обработки.
На первом этапе цветные изображения, состоящие из трех цветоделенных изобра-
жений красного (R), зеленого (б) и синего (В) цветов, при последовательном счи-
тывании переводятся из пространства RGB в пространство YUV, где У= 0,37? +
+ 0,596+0,11В —компонент яркости, U=R~ Ия= В- У— цветоразностные
компоненты. Цветовое пространство UV не требует высокого пространственного
разрешения из-за свойства зрения [12], поэтому на. втором этапе выполняют опе-
рацию прореживания, когда отбрасывают (исключают из анализа как избыточ-
ные) отдельные строки и столбцы U- и ^-компонентов. Обычно выполняется про-
реживание с коэффициентом 2 : 1 : 1, когда отбрасываются элементы (пикселы)
цвета каждой второйстроки и каждого второго столбца (или на два отсчета сигна-
ла У берутся по одному отсчету сигналов Ии U).
На третьем этапе каждое двумерное пространство пикселов У,\U и Ипо от-
дельности подвергается спектральному преобразованию по методу дискретного
косинусного преобразования (ДКП). Обработка ведется блоками N * N пиксе-
лов, где N = 8, т.е. по 8 элементов в 8 соседних строках. Расчет спектральных
коэффициентов производится по аналогии с (14.35), при этом интенсивность
цвета (или яркости) Цр, q) в точке с координатамир, q, гдер, q е [0, N— 1], свя-
зана с величиной спектрального коэффициента Smn выражениями
л \ v,,v,lc ?ил(р+0,5) лл($ + 0,5)
L(P, cos' ~ cos
Zo£o N N
№ ' N
N 1 .
Матрица коэффициентов Smn отражает амплитуды пространственных час-
тот в изображении L(p, q), при этом максимальные коэффициенты, которые
характеризуют низкие пространственные частоты, расположены в верхнем ле-
вом углу матрицы N х W, а минимальные, соответствующие верхним простран-
ственным частотам, — в правом нижнем.
На четвертом этапе производится «отбрасывание» (фильтрация) малых
коэффициентов S„„ и кодирование оставшиеся. Фильтрация может быть фик-
сированной, например, по правилу «зоны»: исключаются («обнуляются») ко-
эффициенты, для которых (п + т)> к, где к тт- заранее выбранное число, иди по
правилу «порога»: отбрасываются те коэффициенты, которые меньше макси-
мального коэффициента в Определенное / число раз. Как правило, при N = 8
в матрице остается от 3 до 10 коэффициентов. Квантование и кодирование ост
584
14:5. Гибридные методы кодирования
тавшихся коэффициентов осуществляется по-разному в зависимости от часто-
ты их появления: часто встречающиеся коэффициенты (обычно с малым значе-
нием пит) кодируются более короткими кодовыми комбинациями, редко
встречающиеся — более длинными. Такое кодирование символами перемен-
ной длины называется кодированием по Хаффмену. Оно позволяет уменьшить
среднюю длину кодовой последовательности для передачи спектральных кЬэф-
фициентов. Отметим также, что квантование U- й И-составляющих выполняет-
ся более грубо.
Определим ориентировочно эффективность кодирования йо алгоритму
JPEG для передачи цветного неподвижного изображения, содержащего N3 эле-
ментов (пиксел) по строке » Nc строк. При обычном йодирований на передачу
одного изображения потребовалось бы - N3Nc(mY + ту + ту), бит, где
обычно ту = 8, ту9* 4. ! i j
При эффективном кодировании в режиме 2:1:1’ требуется
N^2 = N3NC ^тср,у + (mcP;U + тср.и),
N N
где N - 8; Ncp — среднее число учитываемых спектральных коэффициентов
в матрице N * N; mcpY, тсру,тсру — среднее число бит на один отсчет спект-
рального коэффициента для Y-, U- и Й-составляющих.
Полагая ,УСр = 8; /иср.у = 6; тср.и =тср.и=: 3, найдем коэффициент сжатия
объема изображения:
F ср + 0*^' • тср у _ 9 ~ ।
Ж ^э2 N2 ту + ту+ ту 128
При таком сжатии передача цветного изображения формата А4 в течение
Гмин с разрешением порядка 600 х 900 пиксел потребует цифрового канала со
скоростью передачи Ск = N'3z/60s 11 кбит/с.
Для.сжатия подвижных (например, телевизионных) изображений алгоритм
УРЕбгэтой же группой разработчиков был несколько модернизирован и приве-
ден к варианту Motion JPEG (MJPEG). Для него при передаче NK кадров в секун-
ду и сохранении тех же параметров кадра, что и в алгоритме JPEG, требуется
цифровой канал со скоростью передачи Ск = 16 Мбит/с.
Более высокая степень сжатия цветных движущихся изображений была
получена при использований алгоритма обработки MPEG (Motion Picture
Experts Group), предложенного в 1992 г; международной группой экспертов
по телевидению. В отличие от алгоритмов JPEGn MJPEG, здесь устраняется
не только внутрикадровая избыточность ТВ изображений, но и межкадро-
вая, которая проявляется в том, что изменение содержания изображения от
кадра к кадру, как правило, очень мало. Это обстоятельство в алгоритме
MPEG используется следующим образом. Последовательность кадров в ко-
дере разбивается на блоки Ио 12 кадров (рис. 14.34, а). Первый кадр блока
называется базовым (обозначается 7), он подвергается только внутрикадро-
вому сжатию. Кадры под номерами 4, 7, 10 называются предсказанными
585
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
(обозначаются /),/= 1, 2,'3). В них передаются только сигналы ошибок пред-
сказания спектральных коэффициентов изображения кадра Pi относительно
кадра I (или кадра Pj+l относительно Р). Ошибка предсказания обычно оп-
ределяется также, как и в системе ДИ КМ с предсказанием первого порядка,
т.е. представляет собой квантованную разность между текущим и предыду-
щим отсчетом. Остальные 8 кадров блока (под номерами 2, 3, 5, 6, 8, 9, И,
12) вообще не передаются. На приемной стороне (в декодере) кадры блока
под именами /и Pj восстанавливаются точно, а пропущенные кадры — при-
ближенно, путем интерполяции. Для упрощения этой операции в алгоритме
MPEG принято, что каждый пропущенный кадр замещается ближайшим
кадром / или Р (рис. 14.34, б). За счет межкадрового кодирования коэффи-
циент сжатия объема ТВ сигнала возрастает допфлнитедьно в q раз, где q =
si2N'z2/(^s2 + 3 • 0^^2) = 5. Здесь учтено, что в кадрах /Добьем изображения
примерно в два раза меньше, чем в кадре /, за счет ДИКМ.
1 2 3 4 5 6 7 8 9, 10 11 12 1 2
4—ЖЖ I—Ж-Ж—t -ж -ж—I—Ж Ж—I—Ж->
I Л Pl Р3 I f
lift, ft ft , ft ft । ft? । Jr
I л Л Рз 1 '
12 3
ч---—----н-------1—»
А Б t
а)
б)
в)
Рис.14.34
В алгоритме MPEG получен также дополнительный выигрыш при внут-
рикадровОм сжатии, поскольку здесь, в отличие, от JPEG, перед спектраль-
ным преобразованием в пространстве Y применяется отбрасывание каждой
второй строки; и каждого второго столбца пикселов. Чтобы эта операция не
отразилась на четкости, яркостного изображения, на приемной стороне (в Де-
кодере) пропущенные данные о яркости восстанавливаются путем интерпо-
ляции, при этом пропущенные точки А и Б (рис. 14.34, в), предсказываются
по точно переданным точкам 1, 2, 3 так же, как это делается при предсказа-
нии третьего порядка в системах ДИКМ (см. подпараграф 14.2.1.). В целом
алгоритм’ MPEG обеспечивает такое сжатие телевизионного изображения
обычного качества, что оно может быть передано по цифровому каналу со
скоростью примерно 1,6 Мбит/с, а с учетом служебных и синхронизирую-
щих импульсов, а также сигналов звукового сопровождения — по стандар-
тному первичному цифровому каналу со скоростью 2048 кбит/с. Такой успех
достигнут за счет значительного усложнения декодера MPEG, наличия в нем
большого числа блоков памяти на кадр, устройств быстрых преобразований
и т.п. По-видимому, уже в самом ближайшем будущем произойдет слияние
домашнего телевизионного приемника и персонального компьютера в еди-
ный абонентский терминал — «телепьютер», который и будет выполнять
функции декодера MPEG. Тем самым будет обеспечено доведение цифрово-
го ТВ сигнала до абонента.
586
14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-текнологий
14.6. Статистическое мультиплексирование
на основе АТМ-технологий
14.6.1. Сущность статистического мультиплексирования
Рассмотренные выше методы эффективного кодирования используют вы-
сокую степень корреляции соседних отсчетов сигнала, преобразуемого в циф-
ровую форму. Однако для речевых (телефонных) сигналов имеется и другой
мощный фактор сокращения избыточности, обусловленный наличием пауз
в передаваемом сигнале (см. рис. 9.23). Во время разговора после установления
телефонного соединения паузы составляют примерно 60—75% длительности
всего сеанса связи (см. подпараграф 9.3.2), и, следовательно, полезная инфор-
мация передается только в течение 25—40% времени занятия канала. Остальное
время канал связи «пустует», не используется.
На это обстоятельство обратили внимание еще в 1950-е годы, а в 60-е годы
был разработан и внедрен на трансатлантических подводных кабельных линиях
связи вариант аналоговой многоканальной системы передачи со статистичес-
ким мультиплексированием под названием «.TASI» (Time Assignment Speech
Interpolation — интерполяция речи с временным распределением). Новыми эле-
ментами системы TASI стали два дополнительных, так называемых «быстрых»
коммутатора каналов 7 и 2, расположенных на оконечных пунктах (ОП), и ус-
тройства управления этими коммутаторами 3 и 4 (рис. 14.35, а). На стороне пе-
редачи от основного узла коммутации на вход коммутатора 1 поступало N рече-
вых сигналов PCi ч- РСу, однако на выход коммутатора проходили сигналы
только от «активных» в данный момент абонентов, число которых не превыша-
ло п (п < 7V). Активность абонентов определялась с помощью обнаружителей
речи (О?! -г- ОРЛ), каждый из которых (рис. 14.35, б) содержал усилитель 1, по-
лосовой фильтр 2, одно- или двухполупериодный выпрямитель 3, фильтр ниж-
них частот 4 с граничной частотой порядка 7^ = 30—40 Гц и формирователь
импульсного сигнала управления (СУ) 5. Состояние коммутатора 1 определя-
лось в зависимости от совокупности логических состояний сигналов управле-
Рис. 14.35
587
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
ния, которые представлялись в виде TV-разрядной двоичной кодовой комбина-
ции, передаваемой по отдельному каналу передачи системы TASI с частотой
примерно З/ур. В оконечном пункте приема групповой сигнал управления по-
ступал в блок управления 4, который управлял работой «быстрого» комму-
татора 2 и обеспечивал поступление сигнала одного из п активных абонентов
к соответствующему одному из N выходов коммутатора (см. рис. 14.35, а).
Эффективность статистического сжатия речевых сигналов оценивается ко-
эффициентом Хэ = N/n, который рассчитывается исходя из допустимой вероят-
ности перегрузки системы Рпрг. Перегрузка проявляется в виде отказа в обслу-
живании любого из N абонентов, который наступает, если число «активных»
абонентов превышает п. Если коэффициент активности та речевых абонентов
примерно одинаков, то вероятность перегрузки оценивается из выражения
ЛГ " N '
Рпрг = ScUk(l - ta)y-fc= (2ял(1 - та))-°’5 J ехр -
Аг=л+1 и+1
(х -таАГ)2
2л(1-та)
dx,
где CNk — число сочетаний из N по к (см. также подпараграф 9.3.2).
Задаваясь допустимыми значениями Рпрг, та и N, из этого выражения мож-
но определить п, а затем и Кэ = N/n. В табл. 14.5 приведены результаты расчета
Кэ = <р( 7V) для двух значений та = 0,25 и 0,4 при вероятности перегрузки Рпрг =
= 0,5% [49].
Как следует из табл. 14.5, учет пауз речевого сигнала позволяет существен-
но уменьшить число каналов на протяженной магистрали связи. Например,
80 каналов ТЧ можно передать с помощью 30-канальной системы передачи, ес-
ли та = 0,25 (Кэ = 80/30 = 2,6). На практике реальный коэффициент сжатия Кэ
приходится уменьшать, так как часть входных сигналов может быть использо-
вана для передачи нетелефонных сообщений (телеграф, факсимильные сиг-
налы и т.п.), которые не допускают статистического сжатия и должны быть пе-
реданы в обход быстрых коммутаторов.
Таблица 14.5
Эффективность статистического сжатия речевых сигналов
N 30 60 90 120 150 180 т»
Кз 2,15 2,5 2,65 2,75 2,85 2,9 0,25
1,55 1,7 1,75 1,85 1,90 1,95 0,4
Аналоговые системы статистического мультиплексирования типа TASI не по-
лучили широкого распространения, во-первых, из-за своей сложности и высокой
стоимости, во-вторых — из-за несовместимости с линейными и групповыми трак-
тами типовых АСП с ЧРК, загрузка которых рассчитывалась как раз с учетом ак-
тивности каналов.
Цифровые системы передачи, как говорилось выше, «равнодушны» к за-
грузке, поэтому в разных странах уже с конца 1970-х годов начались разработки
цифровых статистических систем передачи (ЦССП) с целью повышения эф-
фективности использования междугородных цифровых линий связи. Для обес-
588
14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
печения совместимости с типовыми цифровыми каналами и трактами, которые
должны удовлетворять иерархии PDH или SDH, аппаратуру ЦССП, как прави-
ло, разрабатывают в виде некоторых приставок на стороне оконечных пунктов
передачи и приема, которые называют цифровыми статистическими транскоде-
ками (ЦСТК) или статистическими мультиплексорами (СМ). Как и любое ус-
тройство временного объединения/разъединения, все типы ЦСТК должны
удовлетворять требованию прозрачности, когда цифровые потоки на выходе де-
кодера ЦСТК не отличаются по структуре и качеству (вероятности ошибки) от
цифровых потоков на входах кодера ЦСТК.
14.6.2. Цифровой статистический транскодек
Обобщенная схема организации связи с использованием ЦСТК показана
на рис. 14.36. Здесь на стороне передачи в ЦСТК объединяются несколько од-
нотипных (односкоростных) цифровых потоков Eii + Eik, где i = 1, 2, 3, 4 —
уровни иерархии цифрового потока (например, Е\ — первичный поток, Е2 —
вторичный и т.д.), к — число объединяемых потоков. Символ ЕР обозначает
цифровой поток на выходе тракта передачи ЦСТК, который имеет ту же номи-
нальную скорость, что и входные потоки, но, как правило, совершенно другую
структуру потока. Стандартность скорости потока ЕР позволяет передавать его
по любому типовому цифровому линейному тракту (ЦЛТ), соответствующему
этой скорости.
Известные варианты
построения ЦСТК отли-
чаются большим разнооб-
разием, обусловленным
видом и числом объединя-
емых потоков, а также
Рис. 14.36
способом формирования
выходного потока, при котором зачастую одновременно учитывается ста-
тистика пауз и статистика на активном участке разговора. Ниже в качестве
примера рассмотрим отечественный вариант ЦСТК «Объединение-Ц», в кото-
ром статистически объединяются два синхронных потока Е\, имеющих ско-
рость 2048 кбит/с, в цифровой поток Е1* с той же скоростью [49].
Как показано в подпараграфе 12.8.1 (а более детально — в параграфе 17.2),
в цикле сигнала Е1 длительностью Тп = \/Ел = 125 мкс передается 30 байтов
(240 бит) информационных символов и 2 байта — служебных. Соответственно
в сверхцикле длительностью Тсц = 16ТЦ — 2 мс передается 480 байтов полезной
информации и 32 байта — служебной. Здесь, как и ранее, под служебной пони-
мается информация о цикловой и сверхцикловой синхронизации, сигналах уп-
равления и взаимодействия (СУВ), телеобслуживанйя (ТО) и т.п.
Цикл статистически мультиплексированного сигнала Е1* выбран равным
Тц* = 2 мс, т.е. Тсц исходных потоков. В этом цикле при скорости 2048 кбит/с
может быть размещено 512 байтов полной информации, причем вся служебная
информация двух исходных потоков (а это 64 байта) должна быть передана без
589
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
сокращений. Для удобства построения и защиты от «пакетных» помех служеб-
ную информацию (Сл) равномерно распределяют в цикле пачками по 2 байта
(Сл1 4-Сл32; рис. 14.37).
£1*' к
и Сл1 Префиксы Сл2 ИЗО СлЗ ... Сл2 ИЗО Сл1
71 < 420 бит» •» Г*(4096 6i it) — <-16 бит > н > t
s Рис. 14.37
Статистическое мультиплексирование выполняется только над инфор-
мационной составляющей потоков и ведется по следующему алгоритму.
Первый шаг — преобразование последовательного потока данных входного
потока (и аналогично £12) в 30-канальный параллельный поток данных,
где каждый параллельный поток на интервале Тп* соответствует одному из
30 речевых сигналов и представляет собой блок из 16 восьмиразрядных слов
в стандарте типовой АИКМ по Д-закону. Второй шаг — в каждом блоке вы-
является самый старший значащий разряд, исключая знаковый, и соответ-
ственно q нулевых старших разрядов, общих для всех слов блока. Третий шаг —
в каждом слове отбрасываются q старших нулевых разрядов, а укороченное
слово составляют из знакового разряда и оставшихся (7 — q) разрядов.
Четвертый шаг — формируют новый блок данных в каждом канале, который
состоит из 16 укороченных, одинаковых по длине слов (эту совокупность на-
зывают суффиксом блока) и одного 7-разрядного слова — префикса, несуще-
го информацию о числе q. (Поскольку 0^?<7и?— целое число, для его пе-
редачи достаточно было бы 3-разрядного двоичного числа. Однако ошибка
в передаче числа q по линейному тракту вызвала бы искажение сразу 16 от-
счетов речевого сигнала, что недопустимо. Поэтому префикс дополняют
четырьмя проверочным^ разрядами, с помощью которых, используя из-
вестные свойства корректирующих кодов, можно не только обнаружить, но
и исправить ошибки при передаче числа q.)
Пятый шаг — преобразование 30 параллельных потоков укороченных дан-
ных в последовательный поток на интервале Тц*. Преобразование идет следую-
щим образом. Сначала На позиции цикла «Префиксы» (см. рис. 14.37) пооче-
редно переписываются префиксы всех 60 каналов в известном порядке.
Затем в том же порядке после блока Сл2 записываются укороченные блоки
слов (пакеты) каждого канала. Хотя длина информационного пакета от канала
к каналу меняется, нахождение границ пакета можно определить однозначно,
анализируя префикс.
На стороне приема преобразование производят в обратном порядке. По
принятому префиксу и известному порядку чередования каналов в каждом ка-
нале осуществляют выделение своего префикса и пакета данных (16 укорочен-
ных слов).. Затем в каждом слове восстанавливают исключенные в процессе пе-
редачи q старших нулевых разрядов. После этого 8-разрядные слова отдельных
590
14-6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
каналов и служебные каналы объединяют во времени так, как это принято
в цикле типового сигнала £1.
Реализованный в ЦСТК «Объединение-Ц» алгоритм передачи предусмат-
ривает также возможную ситуацию кратковременной перегрузки, когда на 3-м
и 4-м шагах обработки обнаруживается, что в данном цикле сумма длин всех
60 сжатых пакетов превысит допустимую (из рис. 14.37 видно, что она равна
4096 - 64 х 8 - 420 = 3164 бит). В этом случав! из передачи исключаются млад-
шие разряды в укороченных кодовых словах всех (или некоторых) каналов сис-
темы. При этом кратковременно возрастают шумы квантования во всех кана-
лах. Рассмотренный цифровой статистический транскодер и ему подобные
устройства эффективно работают только при мультиплексировании речевых
сигналов. Однако если аналоговый канал ТЧ применяется для вторичного уп-
лотнения, то такой передаваемый сигнал нельзя подвергать статистическому
уплотнению, и он должен направляться в обход ЦСТК, что, естественно, сни-
жает эффективность ЦСТК.
14.6.3. Сети передачи данных с коммутацией пакетов
Как известно, после коммутируемой телефонной сети общего пользования
другой наиболее мощной вторичной сетью является сеть передачи данных
(см. параграф 1.5). Эта сеть изначально имела дело с цифровыми сигналами, а ее
терминальные устройства (телеграфные и факсимильные аппараты, телексы,
персональные компьютеры, крупные вычислительные центры и т.п.) работают
в явно выраженном «пачечном» режиме, когда имеются значительные паузы
между соседними цифровыми сообщениями. Использование этого обстоя-
тельства привело к появлению сетей передачи данных общего пользования
с коммутацией пакетов (СПДОП/КП), когда каждое информационное сооб-
щение передается в виде цифрового пакета фиксированной (или нелимитиро-
ванной) длины, построенного по определенному закону, называемому прото-
колом. Каждый пакет содержит определенные блоки символов («флаги») в на-
чале и в конце пакета, а также некоторый блок служебных символов, с помощью
которого можно определить адрес получателя и отправителя сообщения, прио-
ритет сообщения и другие сведений.
Взаимодействие терминальных устройств внутри локальных, националь-
ных и международных СПДОП/КП в настоящее время регламентируется набо-
ром международных протоколов Х.25, на смену которым приходят протоколы
типа Frame Relay (FR — ретрансляция кадров), имеющие определенные пред-
почтения при работе в высокоскоростных сетях. Для национальной сети пере-
дачи данных Министерства обороны США был разработан набор базовых прог
токолов TCP/IP, который затем был использован для глобальной сети Интер-
нет {Internet) и стал международным.
Протоколы Х.25 не предусматривают вообще передачу речевых сообще-
ний, поскольку Они ориентированы на сравнительно низкие скорости переда-
чи (не более 10—20 кбит/с). Доступ к ££-сетям происходит в основном на ско-
рости 56 и 64 кбит/с, поэтому в протоколах Frame Relay заложены возможности
передачи речи, но окончательные решения еще не стандартизированы. Более
591
14.П0ВЫШЕНИЕЭФФЕКТИВН0СТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
универсальными в этом отношении являются глобальная сеть передачи данных
Интернет и другие сети, работающие по протоколам TCP/IP. Обмен речевой
информацией в режиме реального времени через сеть Интернет получил назва-
ние Voice Over IP (VOIP), или /Р-телефония (IP telephony), или Интернет-теле-
фония (Internet telephony). В настоящее время /Р-телефония считается одной из
самых популярных технологий передачи речевых сообщений в связи с сущест-
венным снижением расходов на услуги телефонной связи (особенно междуна-
родных переговоров) и возможным предоставлением дополнительных услуг.
Если речевой обмен осуществляется между двумя пользователями персо-
нальных компьютеров (ПК), подключенных к сети Интернет, то каждый ПК
оснащается специализированной звуковой платой со встроенным кодеком ре-
чевого сигнала, которая через специальный порт подключается к обычному те-
лефонному аппарату. Кроме того, приобретается специализированный про-
граммный продукт, например Internet Phone или NetMeeting, с помощью
которого в звуковой плате происходит преобразование аналогового сигнала
в цифровой, сокращение избыточности, в том числе исключение пауз и эффек-
тивное кодирование. Далее производится «пакетирование» цифрового сообще-
ния по принятому в сети Интернет протоколу, при этом в заголовке пакета ука-
зываются адреса отправителя и получателя сообщений, а к информационной
части пакета добавляются проверочные символы с целью коррекции ошибок.
Затем пакетированные сообщения передаются от ПК к ближайшему мар-
шрутизатору локальной вычислительной сети. Эта передача осуществляется по
выделенной линии непосредственно или с помощью модема по обычной теле-
фонной паре и коммутируемой телефонной сети. В маршрутизаторе, который
работает под управлением протоколов IP (межсетевого взаимодействия), про-
изводится группирование (сборка) пакетов по направлениям и подготовка их
к транспортировке по универсальным (или специализированным) цифровым
магистральным сетям. Транспортировка пакетов осуществляется под управле-
нием протоколов TCP (протоколы управления передачи данных), основной за-
дачей которых является обеспечение надежности передачи данных, а также
сохранение порядка следования (целостность) потока сообщений.
Надежность достигается за счет подтверждения доставки (квитирования)
сообщения получателем. Если доставка не подтверждена, то передача сообще-
ния повторяется необходимое число раз. Сетевой протокол IP обеспечивает
только маршрутизацию, которая может быть статической (жестко заданной)
или динамической, т.е. изменяющейся в зависимости от занятости (загружен-
ности поступившими пакетами) промежуточных сетевых маршрутизаторов.
Очевидно, в этом случае1 время прохождения отдельных пакетов (их задержка
в сети) может существенно различаться. На стороне получателя сообщения —
второго ПК — процессы преобразования происходят в обратном порядке.
В 1996 г. были разработаны первые варианты так называемых шлюзов для
/Р-телефонии (ITG Internet Telephony Gateway), которые обеспечивают связь
традиционной коммутируемой телефонной сети общего пользования со средой
Интернет (рис. 14.38). Шлюз, который размещается вблизи городской или уч-
режденческой (офисной) АТС и совмещен с маршрутизатором сети Интернет,
предназначен для преобразования аналоговых речевых и служебных сигналов
592
14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
Рис. 14.38
f , .. t' •
в цифровую последовательность, формирования последовательности пакетов
по протоколам Интернет-сети и передачи этих пакетов в сеть, а также для вы-
полнения обратных преобразований. Кроме того, шлюз обеспечивает решение
ряда других задач, связанных с организацией интерфейсов, генерированием
и детектированием сигналов абонентской сигнализации, управлением режима-
ми телефонных переговоров и т.п.
В случае подключения к цифровой телефонной сети шлюз получает от АТС
типовой цифровой сигнал типа £1, осуществляет его разборку на отдельные
цифровые сигналы £0 (со скоростью 64 кбит/с, стандартная АИКМ, 8 разрядов
в слове, Л-закон компрессии), перекодирование со сжатием и уменьшением
скорости до 8 кбит/с, а затем пакетирование. Обратно — от маршрутизатора се-
ти Интернет к цифровой АТС — преобразование сигналов производится в зер-
кальном порядке.
Работа шлюза осуществляется под управлением стандартных протоколов, ко-
торые приведены в рекомендации Н.323, утвержденной Международным союзом
электросвязи (МСЭ-Т) в 1996 г. Среди них и стандарт на новый алгоритм ком-
прессии речевого сигнала CS-ACELP (рек. G.729), который представляет собой
один из вариантов параметрического кодирования речи (см. параграф 14.3). В та-
ком вокодере каждый блок из 80 цифровых 8-разрядных обсчетов стандартного
ИКМ сигнала (64 кбит/с) на интервале 10 мс в результате кодирования и сжатия
заменяется словом длиной 10, байт, что эквивалентно результирующей скорости
8 кбит/с. Вместе со служебной информацией получают поток примерно 9 кбит/с.
Качество речевых сообщений по сети передачи данных Интернет оценива-
ется следующими параметрами: уровень искажения голоса (тембра); частота
«пропадания» голосовых пакетов; время задержки (между произнесением фра-
зы говорящим й восприятием ее слушающим). По первым двум показателям
качество обслуживания (Quality of Service QoS) речевых абонентов оценивает-
ся на сегодняшний день как «достаточно хорошее». По третьему показателю
QoS приближается к качеству спутниковых сетей связи и оценивается как
«вполне удовлетворительное» и требующее привыкания. * .
14.6.4. Интегральные цифровые сети на основе ATM
Хотя в настоящее время продолжаются интенсивные исследования, на-
правленные на повышение качества обслуживания в глобальной сети Интер-
нет, подавляющее большинство исследователей считают, что сети передачи
данных, построенные по. принципам и стандартам (протоколам) Интернет,
593
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
не могут явиться основой для построения будущих широкополосных (высокоско-
ростных) цифровых сетей интегрального обслуживания (ШЦСИО). В подобной
сети, опирающейся в первую очередь на высокоскоростные волоконно-опти-
ческие цифровые магистрали и аппаратуру передачи SDH, пользователю долж-
ны предоставляться самые разнообразные виды телекоммуникационных услуг,
включая передачу и распределение речевых и телевизионных сообщений, раз-
личные интерактивные информационные службы (типа «видео по запросу»,
«магазин на дому» и т.п.), высокоскоростное справочные службы и служ-
бы доступа к данным и т.п. Информационные потоки, создаваемые этими
службами, значительно отличаются по своим требованиям к скорости переда-
чи, задержкам в точках коммутации (маршрутизации), путям следования по
информационной сети, 'допустимому изменению скорости поступления ин-
формационных символов, допустимым потерям части информации, надежнос-
ти и т.п.
Решение возникающих при этом проблем может быть получено в рамках
ШЦСИО за счет использования новой АТМ-технологиЫ (Asynchronous Transfer
Mode.-*- режима асинхронного переноса). Технология ATM является результа-
том развития и обобщения технологий Frame Relay и Интернет-технологий на
базе протоколов TCP/IP, т.е. известных пакетных технологий. Существенное
отличие А ТМ заключается в том, что все информационные потоки, независимо
от того, каким видом обслуживания они порождены, представляются, обраба-
тываются и хранятся единым образом — в виде коротких пакетов (их называют
еще ячейками — cell) фиксированной длины, равной 53 байтам, где 5 байт отве-
дено, заголовку, а остальные ;48 — информационная часть.
Такое решение (оно имеет название «быстрая коммутация пакетов») имеет
ряд важных достоинств. В частности, малая длина ячейки позволяет ей (при на-
личии соответствующего приоритета в заголовке) быстрее «протиснуться»
в очереди, которая всегда существует при маршрутизации ячеек и их времен-
ном мультиплексировании, а значит, и быстрее обслужиться. (Для примера:
в сети Интернет допускаются пакеты длиной не более 65 535 байт, и если такой
пакет первым поступил на обслуживание, то никакие другие пакеты не обслу-
живаются.) Постоянство длины ячейки существенно упрощает проблему син-
хронизации и расстановку во времени ячеек, принадлежащих одному получате-
лю. Наконец, малый размер, ячейки позволяет \ существенно упростить
коммутационное оборудование, уменьшить объем требуемой буферной памя-
ти, а в результате существенно повысить производительность коммутаторов
(мультиплексоров) ATM, доведя скорость их работы до 10 Гбит/с и более.
Таким образом, сущность технологии А ТМ состоит в транспортировании
всех видов информации пакетами фиксированной длины (ячейками), когда по-
токи ячеек от различных пользователей асинхронно мультиплексируются
в едином цифровом тракте. При этом центральным транспортным звеном сети
ATM (ее ядром) являются типовые магистральные (зоновые) цифровые сети по
технологии SDH и PDH, которые обеспечивают высокую пропускную способ-
ность при минимуме «интеллекта». Генерация же таких высокоскоростных по-
токов, их обработка перед подачей в ядро (доведение до стандартной скорости,
устранение «пауз», обеспечение «прозрачности» для разноскоростных абонен-
тов и т.п.) и обратные операции — все это выполняют мультиплексоры ATM
594
14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
(точнее, мультиплексор/демультиплексор, или мульдекс, но, как правило, ис-
пользуют первый термин, подразумевая вторую функцию — демультиплекси-
рование — по умолчанию) [42].
Упрощенная структурная схема передающей части оконечного мульти-
плексора ATM (рис. 14.39) содержит Упакетизаторов, на входы которых посту-
пает цифровой сигнал в реальном времени от источников (отправителей) ин-
формации И1 + HN. Пакетизаторы также в реальном времени формируют
ячейки, в заголовках которых указываются адреса отправителей и получателей,
приоритет ячейки и другая информация. Быстрый коммутатор пакетов (БКП),
используя информацию от анализатора направлений и приоритетов (АНП),
считывает ячейки по нужному направлению и в очередности, определяемой
приоритетом. Далее эти ячейки поступают в буферную память (БП), откуда по-
очередно извлекаются формирователем типового потока (ФТП), который фор-
мирует стандартный цифровой поток с номинальной иерархической скоростью
и структурой, в частности Е1 и £3 в сетях PDH или 51, 54 в сетях SDH.
S1(S4,E1,E3)
S1 (54^1^3)
Рис. 14.39
На приемной стороне оконечного мультиплексора ATM (его еще называют
пограничным) преобразования производят в зеркальном порядке, при этом де-
пакетизатор осуществляет выделение из каждой ячейки информационного
блока данных и объединение его с информационными блоками других ячеек,
принадлежащих одному и тому же отправителю (получателю). В мультиплексо-
рах ATM, расположенных в промежуточных пунктах маршрутизации, операции
сборки-разборки пакетов могут отсутствовать. Оконечный мультиплексор, нап-
ряду с указанными функциями, выполняет также роль шлюза для интерфейса
сети А ТМ с телефонной сетью общего пользования. В этом качестве он строит-
ся аналогично шлюзу сети Интернет (см. описание к рис. 14.38). При переко-
дировании типового цифрового потока £0 (64 кбит/с, стандартная АИКМ) ис-
пользуется новый алгоритм компрессии речевого сигнала. Главное его отличие —
возможность адаптивного изменения степени сжатия речевого сообщения
и соответственно изменения скорости передачи бит (Variable Bit Rate — VBR).
Как правило, применяют дискретную адаптацию с кратным отношением ско-
ростей передачи, например АДИКМ-32, -24, -16, причем кодирование с умень-
шенной скоростью включается в те моменты времени, когда от получателя
к отправителю поступает сигнал о перегрузке в сети. После того как угроза пе-
регрузки миновала, скорость передачи, а следовательно, и качество передавае-
мой речи возвращаются к исходным значениям.
Другое отличие — подавление пауз в речевом сигнале и исключение пере-
дачи «пустых» ячеек. Чтобы у абонентов не возникло ощущение обрыва соеди-
нения, на приемной стороне шлюза вместо вырезанных пауз вставляется фоно-
595
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
вый сигнал с амплитудой, которая соответствует естественному шуму линии
связи. Отметим, что шлюзы ATM должны автоматически распознавать «про-
исхождение» сигнала ЕО: от речевого источника или, например, от факс-аппа-
рата либо модема. В последнем случае сжатие сигнала не допускается.
Рассмотрим вкратце основные правила формирования ячеек. Как уже го-
ворилось, ячейка имеет длину 53 байт и содержит два основных блока: заголо-
вок длиной 5 байт (каждый байт-октет нумеруется числом 1, 2, ..., 5, как пока-
зано на рис. 14.40) и поле данных (48 байт), содержащее служебные данные
и полезную информацию. Основная роль заголовка — обеспечить распозна-
вание ячеек, принадлежащих одному
и тому же соединению, и их маршру-
тизацию. Элементы заголовка, фор-
мируемого в оконечном и промежу-
точных мультиплексорах А ТМ, немно-
го отличаются и показаны соответ-
ственно над и под основным полем
заголовка. Заголовок в оконечном
Рис. 14.40 мультиплексоре содержит поле обще-
го управления потоком (ОУП) длиной
4 бит, идентификатор виртуального пути (ЙВП) длиной 8 бит, идентификатор
виртуального канала (ИВК) длиной 16 бит, поле типа полезной нагрузки (ТПН)
длиной 3 бит, поле приоритета потери ячейки (ППЯ) длиной 1 бит и поле контро-
ля ошибок в заголовке (КОЗ) длиной 8 бит. Для промежуточных мультиплексоров
ATM исключается поле ОУП и за счет него расширяется поле ИВП.
Понятие «виртуальный канал» используется для описания однонаправлен-
ной передачи ячеек, имеющих общий идентификатор виртуального канала, т.е.
передаваемых от определенного оконечного источника к определенному око-
нечному пользователю. В свою очередь понятие «виртуальный Путь» использует-
ся для описания однонаправленной передачи ячеек, которые принадлежат раз-
ным виртуальным каналам, но имеют общий идентификатор виртуального пути,
т.е. передаются от одного и того же, например /-го, мультиплексора к другому,
например к-му, мультиплексору сети ATM. Наличие двух типов идентификато-
ров упрощает построение коммутационного оборудования мультиплексоров,
при этом в каждом промежуточном мультиплексоре всегда меняются входящие
идентификаторы виртуальных путей на соответствующие исходящие, а значения
ИВК остаются неизменными (транслируются) на все время установления соеди-
нения между отправителем и получателем сообщений. При разрыве соединения
происходит «обнуление» ИВК, а после поступления следующего вызова значе-
ние ИВК присваивается новому коммутируемому соединению между двумя дру-
гими абонентами.
Коммутируемое виртуальное соединение устанавливается только после об-
мена соответствующими сигналами сигнализации в соответствии с протокола-
ми сигнализации, совокупность которых называют метасигнализацией. Сигналы
сигнализации переносятся по отдельному виртуальному соединению.
Поле ОУП используется для контроля и управления нагрузкой, создавае-
мой оконечными устройствами пользователя в соединениях «точка — точка»
596
14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
или «от точки — к множеству точек». 3-битовое поле полезной нагрузки (ТПН)
указывает на тип полезной нагрузки: данные пользователя или служебные со-
общения по эксплуатации и техническому обслуживанию сети. В первом слу-
чае предусматривается также возможность индикации перегрузки в маршрути-
заторах. При получении этого сигнала получатель может информировать
отправителя о необходимости снижения скорости передачи информации.
Один бит поля приоритета потери ячейки (ППЯ) используется для указа-
ния приоритета ячейки. Если в этом поле записана 1, то в случае возникнове-
ния перегрузки в мультиплексоре ATM эта ячейка может быть отброшена (вы-
брошена из очереди). Если записан 0, то ячейка имеет высокий приоритет
и должна быть сохранена. Ячейки, принадлежащие источникам с постоянной
скоростью передачи (например, при передаче речевых и видеосообщений),
всегда должны иметь приоритет перед источниками, у которых скорость пере-
дачи изменяется ( например, при передаче данных от ПК или к ПК, поскольку
здесь задержки некритичны).
Поле контроля ошибок в заголовке (КОЗ) предназначено для защиты ячей-
ки от ошибок в канале передаче, которые могут привести к потере ячейки или
ее неправильной маршрутизации. С помощью 8 проверочных бит этого поля
можно исправить все одиночные ошибки, появившиеся в 32-битовом поле за-
головка (первые 4 октета) и обнаружить до 89% всех множественных ошибок.
Построение поля КОЗ основано на использовании циклических кодов БЧХ
и проводится в следующей последовательности: 1) содержимое первых четырех
байтов заголовка, записываемое в виде 32-разрядного двоичного числа, умно-
жается на двоичное число х8 и делится по модулю 2 на производящий полином
х3 + х2 + х + 1; 2) полученный остаток складывается по модулю 2 с фиксирован-
ным 8-разрядным числом 01010101 и результат заносится в поле КОЗ.
При приеме заголовка выполняются те же операции, но только теперь ре-
зультат расчета сравнивается с содержимым поля КОЗ. Если есть полное совпа-
дение, то считается, что заголовок принят без искажений. Если обнаружена од-
на ошибка (несовпадение в каком-то одном разряде 8-битового числа поля
КОЗ), то над всем 40-битовым числом заголовка производятся определенные
преобразования, которые позволяют найти пораженный разряд и исправить
его. При обнаружении двух и более ошибок ячейка стирается и не подлежит
дальнейшей передаче.
Описанный механизм обнаружения ошибок в поле КОЗ используется так-
же для автоматического нахождения границ ячеек без использования каких-ли-
бо дополнительных синхросигналов (например, «флагов» при передаче пакетов
различной длины в СПДОП/КП). Процесс установления границ ячеек в ка-
кой-то мере сходен с процессом установления синхронизма генераторного обо-
рудования ЦСП на приемной стороне (см. параграф 13.6) и имеет три стадии:
«поиск», «предсинхро» (вхождение в синхронизм) и «синхро». На стадии «по-
иск» используется процедура скользящего сдвига (на 1 бит), когда каждые че-
тыре предыдущих байта сравниваются по указанному выше алгоритму с содер-
жимым каждого последующего 5-го байта. Когда, наконец, будет найдена
граница хотя бы одной ячейки, система синхронизации переходит в режим
«предсинхро» и проверяет данные уже со сдвигом на 53 байта (размер ячейки).
597
^ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
После нескольких подряд подтверждений правильного обнаружения границ
ячеек система синхронизации приемной части переходит в состояние «синхро».
Выход из состояния «синхро» и переход в режим «поиск» производится только
в том случае, если несколько раз подряд не будет правильно обнаружена грани-
ца ячейки.
Операция определения границ ячеек производится как в оконечном, так и во
всех промежуточных мультиплексорах сети АТМ, так как в них производится
замена поля ИВП и соответственно поля КОЗ по указанному выше правилу.
Рассмотрим теперь, как осуществляется построение (заполнение) остав-
шейся части ячейки размером 48 байт. Поскольку передаваемая полезная ин-
формация не имеет особых причин для совместимости по длине с ячейкой ATM
(48 байт), то она должна быть разделена (или сгруппирована) на передаче, а на
приёме — соответственно собрана (или разделена). Очевидно, для различных
источников и получателей информации эти процедуры должны быть разными
и адаптивными (перестраиваемыми). Адаптация потоков информации к струк-
туре ячеек производится по определенным протоколам, которые называют
уровнем адаптации ATM (ATM Adaptation Layer — AAL). Протоколы AAL реализу-
ются в оконечных мультиплексорах. На сегодняшний день стандартизированы
5 типов протоколов AAL. Некоторые из них рассмотрим ниже.
Протокол AAL типа 1 применяется по отношению к источникам, генери-
рующим информацию с постоянной'скоростью передачи (сигналы речи, звуко-
вого и телевещания и им подобные). Для этого протокола в 48-октетном поле
полезной нагрузки выделяется один байт (он называется служебным или про-
токольным), а оставшиеся 47 байтов занимают информационными битами
(рис. 14.41, а). Первый бит служебного байта служит для индикации подуровня
сведения (ИПУС) или, что близко по смыслу, индикации типа протокола адап-
тации. Следующие три бита используют для текущей нумерации ячеек (НЯ) по
порядку их поступления (рис. 14.41, б). 3-битовое поле контроля ошибки номе-
ра ячейки (КОН) и контрольный бит проверки на четность (ПЧ) служат для ис-
правления одиночных ошибок и обнаружения множественных ошибок в слу-
жебном байте. При этом поле КОН формируется'путем деления 4-битового
Слова полей ИПУС и НЯ (по модулю 2) на производящий полином х3 + х + 1
и записи остатка в поле КОН, а контрольный бит ПЧ устанавливается таким,
чтобы число единиц в служебном байте всегда было четным. На приемной сто-
роне по состоянию полей КОН и ПЧ проводится исправление поля НЯ, если
в этом поле имеется одиночная ошибка, или уничтожение ячейки, если обна-
ружена множественная ошибка.
При нормальной работе сети А ТМ на приемной стороне оконечного муль-
типлексора происходит выделение ячеек заданного отправителя (рис. 14.41, б),
при этом период повторения ячеек Тя хотя и меняется в некоторых пределах от
ячейки к ячейке, но всегда равен «(Тт, где п, — целое число периодов тактовой
частоты Гт, с которой передается групповой ATM-сигнал. Тогда исходный пе-
риод следования информационных бит отправителя Тп можно восстановить по
формуле Тн = , где Я = У — — число периодов Тт, среднее для к соседних
47-8 к
598
14.6, Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий
переданных ячеек. Число к выби-
рается в зависимости от относи-
тельной нестабильности частоты
источника информации.
Борьба с нежелательным ис-
кажением принимаемого инфор-
мационного сигнала, которое
возникает при потере ячеек А ТМ,
проводится по-разному в зависи-
мости от типа службы пользова-
теля. В частности, при передаче
низкоскоростных речевых сигна-
лов, как показывает практика ра-
боты сетей ATM, никакой дополнительной обработки не требуется. При пере-
даче видеосигналов и звуковых сигналов вещания сопровождения
телевидения для ослабления эффекта потерь ячеек используют механизм пере-
межения й интерполяции.
Механизм перемещения, применяемый в оконечном мультиплексоре пере-
дачи, состоит в том, что октеты 1, 2,..., 47 ячейки Я1 переписываются на пози-
ции первого октета в ячейках Bj* *• Я47* (рис. 14.42), октеты 1, 2, ..., 47 ячейки
Я2 — на позиции второго октета ячеек Я1* + Я47*, и, наконец, октеты 1, 2,47
ячейки Я47 переписываются на позиции 47-го октета ячеек Я!* -j- Я47*. В око-
нечном мультиплексоре на приемной стороне выполняется обратная процеду-
ра. При этом в случае потери одной ячейки в каждой из 47 ячеек будет потеря-
но всего по одному октету.
Эффект потери октета можно ослабить за счет интерполяции нулевого по-
рядка, когда потерянный октет заменяется предыдущим, или первого порядка,
когда потерянный октет заменяется полусуммой предыдущего и последующего
переданных октетов.
Для передачи по сети ЛТЛ/ информации от источников, которые генериру-
ют пакеты данных переменной длины, используется более сложный протокол,
именуемый уровнем адаптации 2-го типа (AAL типа 2). Здесь для служебных
(протокольных) целей используется 3 байта, а оставшиеся 45 байт отводят для
Рис. 14.42
599
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП
информационных данных (рис. 14.43). 4-битовое поле «номер последователь-
ности» (НП) используется для указания текущего номера блока информацион-
ных данных; поле «тип информаций» (ТИ) длиной 4 бита описывает особен-
ности содержания данных ячейки блока: начало, продолжение или завершение
пакета исходных данных, информация синхронизации и т.п. Поле «индикация
длины информационной части»
(ИДИ) указывает число значащих
байтов для частично заполнен-
ной ячейки, а 10-битовое поле
контроля ошибки в ячейке (КОЯ)
содержит проверочный код для
обнаружения и исправления оди-
ночной ошибки в, передаваемой
1 1 4 бита ! 4 бита 1 6 бит 10 бит
1 1 1 , 1 1 - — — — — - инф.биты
! !<“ 45 байт -Ы !
। । ; ।
1*~--------------—• 48 байт 77 -----------------------*1
Рис. 14.43
, ячейке.
С другими протоколами уровня адаптации можно познакомиться в спе-
циальной литературе [42]. Отметим, что многие из них еще не стандартизиро-
ваны и оставлены для дальнейшего изучения.
Режим Л ГА/ может быть поддержан любой цифровой системой передачи,
так как он определяет протоколы взаимодействия на уровнях выше физическо-
го. Гибкость сети обеспечивается благодаря тому, что любой источник может
генерировать информацию с той скоростью^ которая ему необходима и доступ-
на при современном уровне алгоритмов кодирования и сжатия информации.
По мере их совершенствования автоматически появляется возможность обслу-
живания большего числа абонентов и использования новых телекоммуникаци-
онных служб с еще неизвестными характеристиками. При этом и новые и ста-
рые службы могут оптимально использовать все имеющиеся ресурсы сети за
счет статистического распределения ресурсов. Поскольку все службы использу-
ют одну и ту же общую транспортную цифровую сеть, то это позволяет только
для нее (а не для разных вторичных сетей) наиболее эффективно решать вопро-
сы проектирования, сбЗдания, ввода в эксплуатацию, управления, контроля
и.технического обслуживания.
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
15.1. Искажения цифрового сигнала
в линейном тракте
В состав цифрового линейного тракта (ЦЛТ) входят: аппаратура оконечная
линейного тракта (АОЛТ), расположенная на стороне оконечных пунктов при-
ема и передачи; участки линии связи и промежуточные пункты (обслуживае-
мые и необслуживаемые), обеспечивающие требуемое качество передачи.
АОЛТ предназначена для формирования линейного цифрового сигнала на пе-
редающей стороне и его обратного преобразования, в том числе регенерации,
на приеме. Кроме того, АОЛТ включает в себя аппаратуру дистанционного пи-
тания, телеконтроля и телемеханики, переключения на резервные тракты пере-
дачи, служебной связи и т.п.
ЦЛТ характеризуется рядом показателей, определяющих качество передачи
цифрового сигнала. Основной из них — вероятность ошибки передачи отдель-
ных символов, зависящая как or искажений сигнала в линии связи, так и от
воздействия помех на магистрали. Источниками искажений сигнала являются
участки линии связи и блоки сопряжения линий с входом и выходом аппарату-
ры связи. Искажения сигнала при передаче по линии обусловлены ростом зату-
хания кабельной цепи «л с увеличением частоты (рис. 15.1), что неизбежно
приводит к ограничению полосы частот цифрового сигнала сверху. При значи-
тельном ограничении полосы возникает явление наложения символов цифро-
вого сигнала за счет увеличения их длительности (см. параграф 2.10). Это мо-
жет привести к тому, что соседние символы будут приняты с ошибкой. Такие
искажения называются межсимвольными искажениями первого, рода.
Межсимвольные искажения возникают и за счет ограничения полосы про?
пускания линейного тракта в области низких частот. Частотная характеристика
затухания ар приведена на рис. 15.1 (штриховая кривая). Такой вид характерис-
тики обусловлен наличием разделительных и согласующих элементов (конденса-
торы, трансформаторы и др.) в линейном тракте, которые ограничивают полосу
частот цифрового сигнала снизу за счет подавления постоянной и низкочастот-
ных составляющих спектра. Искажения, которым подвергаются исходные им-
пульсы двоичного сигнала (рис. 15.2, а) в этом случае, показаны на рис. 15.2, б.
Из рисунка видно, что после передачи символа единицы появляется напряже-
ние другого знака, и, таким образом, каждый следующий единичный символ
уменьшается по амплитуде. В связи с этим на приемной стороне встает пробле-
ма восстановления постоянной составляющей цифрового сигнала, поскольку
в противном случае возникают большие ошибки при приеме единиц. Слож-
ность восстановления постоянной составляющей усугубляется также и тем, что
среднее значение энергии однополярной случайной импульсной последова-
тельности изменяется во времени, так как меняется число импульсов единиц,
поступивших на вход приемного устройства за определенный отрезок времени.
601
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
Рис. 15.1 Рис. 15.2
Искажения цифрового сигнала, возникающие из-за ограничения полосы про-
пускания линейного тракта в области низких частот, называются межсимволь-
ными искажениями второго рода.
Чтобы скомпенсировать влияние разделительных элементов, в принципе
можно использовать корректор с коэффициентом дередачи А'корСА обратный
коэффициенту передачи линейного тракта Л^С/) и удовлетворяющий условию
^корС/Жлд^/) ~ const (рис. 15.3). Однако вследствие того, что при / -> 0 А^р
стремится к бесконечности, практическая реализация корректора невозможна.
Помимо передачи цифрового сигнала, содержащего мощные низкочастот-
ные составляющие, По линии необходимо также передать постоянный ток ди-
станционного питания, а это приводит к проблеме разделения постоянной со-
ставляющей сигнала и тока дистанционного питания (ДП) в необслуживаемых
регенерационных пунктах.
Заметим, что исходные первичные цифровые сигналы могут быть получе-
ны путем RZ или NRZ кодирования («с возвращением или без возвращения
к нулю»). Код в формате AZ обычно представляет собой последовательность
униполярных импульсов со скважностью Я “ Г/т = 2 (рис. 15.4, д). Энергети-
ческий спектр такого сигнала содержит дискретные компоненты, в частцостй
колебание ,с тактовой частотой fr, и интенсивные низкочастотные составляю-
щие (рис. 15.4, б). Ширина первого лепестка спектра равна 2fT.
Рис. 15.3 РИС. 15.4
Код в формате NRZ представляет собой последовательность однополярных
импульсов со скважностью q = 1 (рис. 15.5, а). Энергетический спектр такого
сигнала (рис. 15.5, б) не содержит дискретных составляющих, его непрерывная
составляющая концентрируется в области низких частот, имеется мощная по-
стоянная составляющая.
602
15.2. Линейные коды ЦСП
Естественно, такие сигналы не могут быть пе- а)
реданы по линии без существенных межсимволь-
ных искажений и ошибок, поэтому возникает не-
обходимость преобразования двоичного униполяр-
ного сигнала в удобный для передачи по линии свя-
зи линейный сигнал (ЛС). Вид преобразования
определяется исходя из следующих основных
требований: 1) должно быть обеспечено простое
разделение линейного сигнала и тока ДП с по-
мощью линейного трансформатора; 2) линейный
трансформатор не должен вносить существенных
искажений формы линейного сигнала, которые
приводят к снижению вероятности безошибоч-
ного приема; 3) желательно, чтобы энергетичес-
кий спектр линейного сигнала был более узкопо-
лосный, чем исходный,-так как это упрощает
Рис. 15.5
коррекцию ЛС на приемной стороне и позволяет увеличить длину участка ре-
генерации; 4) преобразование линейного сигнала в двоичный и обратное пре-
образование, выполняемые на всех оконечных и промежуточных пунктах ма-
гистрали, должны быть достаточно простыми; 5) должно обеспечиваться дос-
таточно простое выделение из ЛС компонента тактовой частоты, с помощью
которого в регенераторе осуществляется восстановление временных позиций
ЛС; 6) необходимо, чтобы устройства обнаружения ошибок в ЛС, применяе-
мые, например, с целью контроля за правильностью функционирования мно-
гочисленных необслуживаемых регенерационных пунктов (НРП), имели бы
простую структуру.
Таким образом, для передачи по линейному тракту исходные (первичные)
цифровые сигналы перекодируются в тот или иной «код в линий», отвечающий
перечисленным требованиям. Среди известных методов преобразования дво-
ичного» сигнала (ДС) в линейный ни один не является лучшим по всем указан-
ным выше требованиям, поэтому в разных ЦСП применяются различные ли-
нейные коды. . !
15.2. Линейные коды ЦСП
15.2.1. Линейные коды с сохранением тактовой частоты
Существует несколько основных вариантов преобразования двоичного RZ
или NRZ сигнала в линейный код: 1) без изменения тактовой частоты двоично-
го сигнала; 2) с увеличением тактовой частоты; 3) с уменьшением тактовой час-
тоты линейного сигнала.
Первый вариант преобразования предполагает, что частота .следования от-
дельных символов линейного кода не изменяется и равна исходной частоте следо-
вания fr отдельных символов ДС. Здесь возможны два способа преобразования.
Первый способ — с активной паузой (рис. 15.6), при котором передача нулей в ис-
ходном видеосигнале заменяется на передачу посылок отрицательной полярности.
Такой ЛС называется двоично-симметричным (ДСС). Поскольку в среднем число
нулей и единиц в исходном сигнале одинаково, то постоянная составляющая
603
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
преобразованного сигнала равна нулю, однако за счет возможности «скопле-
ния» нулей (или единиц) постоянная составляющая начинает изменяться во
времени, и межсимвольные искажения второго рода не устраняются.
На практике часто применяют второй способ преобразования ДС, когда
униполярный сигнал в коде RZ или NRZ преобразуется в квазитроичный код,
или код ЧПИ (сигнал с чередованием полярности импульсов). При таком пре-
образовании «О» передается без изменения, а «1» передается так, что каждая
следующая единица меняет свой знак на противоположный. Этот способ легко
реализуем на практике, он устраняет межсимвольные искажения второго рода,
не требуя расширения полосы пропускания в области верхних частот.
Одна из возможных структурных схем преобразования двоичного сигнала
в квазитроичный приведена на рис. 15.7. Осциллограммы сигналов в контроль-
ных точках представлены на рис. 15.8. Цифровой сигнал в двоичной форме
(рис. 15.8, а) поступает на сумматор по модулю 2. На другой вход сумматора
поступает сигнал, прошедший через линию задержки 1 и задержанный на один
Рис. 15.6
Рис. 15.7
а)
б)
в) г)
д)
Рис. 15.8
в точке «д», будет равен
тактовый интервал (рис. 15.8, в). Выходной
сигнал сумматора (рис. 15.8, 6) поступает
на вычитающее устройство 4. Этот же сиг-
нал, задержанный на тактовый интервал
(рис. 15.8, г), поступает на другой вход блока 4.
На выходе вычитающего устройства получа-
ем сигнал в квазитроичном коде (рис. 15.8, д).
Достоинством квазитроичного кода является
то, что он не имеет постоянной составляю-
щей и легко преобразуется в исходный дво-
ичный код путем его пропускания через бе-
зынерционный двухполупериодный выпря-
митель. Кроме того, он удобен тем, что в нем
легко обнаруживаются ошибочные символы
по признаку нарушения чередования поляр-
ности импульсов.
Определим вид энергетического спектра ЛС в коде ЧПИ. Пусть известен
энергетический спектр сигнала ДС в точке «а» Ga(a>) (см. рис. 15.7), Энергети-
ческий спектр в точке «б» совпадает с энергетическим спектром входного сиг-
нала, т.е. G6(a>) = Ga(a>). Амплитудный спектр сигнала на выходе схемы, т.е.
ВДо) = 5б(/ю) - 5£/со) = 5бС/со)[1 Ап зС/со)],
где ЛГл.зС/®) = ехр(—угоГт) — коэффициент передачи линии задержки.
604
15.2. Линейные коды ЦСП
Ж/)а
0 Л/2 /т ' 2/т ' 3/т f
Рис. 15.9
Энергетический спектр в точке «д» определится выражением
<?д(ф) = <76(o)| 1 - Кл.зи<42 = <7б(ш)Л(со),
где Л(со) = |1- ехр(-у<»Тт)|2 = 11 - cosco Гт + j sinco 7^ 12 = 4 sin2^^-
Вид зависимости Л(о>) показан на рис. 15.9. Учитывая, что реальный ДС имеет
заметный спад энергетического спектра в области частот/>Л (см. рис. 15.4, б),
принимают приближенно, что энергетический спектр ЛС в коде ЧПИ описы-
вается выражением
6л.с(/) = С081п2^дляЛ/т; Сл.с(/) = 0,если/>/т. (15.1)
/т
Здесь Gq = const, зависит от амплитуды и скважности линейного сигнала
(значение С?о будет определено ниже).
На нулевой частоте энергетический
спектр квазитроичного сигнала равен нулю
засчетмножителя AfJ), т.е. в сформирован-
ном сигнале отсутствует постоянная состав^
ляющая- Отсутствие составляющих спектра
на частоте fr затрудняет построение систем
тактовой синхронизации, тем не менее от-
сутствие постоянной составляющей и кон-
центрация спектра в области fr/2 позволяют при одинаковых значениях fr обес-
печить для сигнала с ЧПИ существенно меньшую, чем для двоичного,
величину межсимвольных искажений. "
Схема преобразователя квазитроичного кода, изображенного на рис. 15.7,
очень сложная. На практике используются другие, более простые схемы. Одна
из них приведена на рис. 15.10, а осциллограммы в контрольных точках изобра-
жены на рис. 15.11. На входы логической ячейки И1 поступает входной циф-
ровой сигнал (рис. 15.11, а) и стробирующие импульсы (рис. 15.11, 6). Далее
сигнал (рис. 15.11, в) поступает на вход триггера. С прямого (рис. 15.11, г) и ин-
версного (рис. 15.11, д) выходов триггера сигналы поступают на входы логичес-
ких ячеек ИЗ, И4, куда поступает также сигнал с выхода схемы совпадения И1.
На выходе логических схем 3, 4 будут вырабатываться определенные импуль-
сы (рис. 15.11, е, ж). Формирователи импульсов 5, 6 укорачивают импульсы
Рис. 15.10
605
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
Рис. 15.11
по длительности до ти = Тт/2 и подают их на вычитающее устройство 7(ВУ), на
выходе которого формируется полный квазитроичный сигнал (рис. 15.11, з).
Сигнал с ЧПИ обладает одним существенным недостатком — при появле-
нии в нем длинных серий пробелов (нулей) возможен сбой системы тактовой
синхронизации. Чтобы этого не происходило, следует ограничить в линейном
сигнале, передаваемом в коде ЧПИ, число подряд следующих нулей. Эта задача
была решена созданием кодов с высокой плотностью единиц (КВП-g); такой код
еще называют модифицированным квазитроичным кодом (МЧПИ). Здесь q —
некоторое максимально допустимое число следующих подряд нулей после
предыдущей единицы в исходном ДС. Обычно принимают q = 2 или 3, что со-
ответствует кодам КВП-2 и КВП-3 (или HDB-2, -3 в англоязычной терминоло-
гии). Если в реальном «пакете» нулей их число будет меньше q, то линейное ко-
дирование осуществляется по коду ЧПИ, т.е. нули не преобразуются, а каждая
единица имеет длительность в половину тактового интервала Тг, причем ее по-
лярность противоположна полярности предыдущей единицы. Если в «пакете»
нулей их число больше q, то каждый пакет из (q + 1) нулей заменяется сигнала-
ми ООО V или 500 V (для КВП-3).
Полярности вводимых импульсов В и Квыбираются так, чтобы на интерва-
ле в (q + 1) тактов происходило одно нарушение правила чередования поляр-
ности. По этому нарушению на приемной стороне оконечной станции при пре-
образовании ЛС в ДС принимают решение об истинном содержании пакета.
606
15.2. Линейные коды ЦСП
При выборе конкретного вида сигнала (ООО Vили jSOO V) исходят из следующих
условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшес-
твующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале,
имеющими число нулей больше, чем q + 1 = 3 + 1 = 4, насчитывается четное
число единиц, то заполнение второй паузы начинается с сигнала BOOK; если,
число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполне-
ние второй паузы начинается с сигнала ООО И В процессе заполнения очень
длинной паузы пакет из (q + 1) нулей заменяется комбинацией BOOK, если
предшествующее число «пакетов» в паузе нечетное; «пакет» из (q + 1) нулей за-
меняется комбинацией ООО К, если предшествующее число «пакетов» в паузе
четное (или нуль). Пример использования алгоритма формирования кода
КВП-2 и КВП-3 приведен на рис. 15.Д2.
ДС
1-я пауза
2-я пауза
Рис. 15.12
Линейный сигнал в коде МЧПИ (HDB), передаваемый трехуровневые ко-1
дом с той же тактовой частотой, что и исходный двоичный сигнал, широко ис-
пользуется в первичных, вторичных и третичных ЦСП (ИКМ-30, ИКМ-120,
ИКМ-480), работающих по металлическим кабелям (симметричным и коакси-
альным). Кроме того, он применяется и как «стыковой» сигнал в оконечной
аппаратуре для соединения разных иерархических структур (см. параграф 12.8).
Возможность исключения длинных пакетов нулей или единиц обеспечива-
ет также третий способ преобразования ДС в ЛС с сохранением тактовой час-
тоты и числа разрешенных уровней, называемый скремблированием. При этом
ДС подвергается операции перемножения с некоторой, известной заранее
псевдослучайной двоичной последовательностью (ПСП): ЛС - ДС Ф ПСП. На
приемной стороне выполняется обратная операция: ДС = ЛС Ф ПСП (знак Ф
здесь и далее означает сложение по модулю 2). Для правильного восстановле-
ния исходного сигнала псевдослучайные последовательности, вырабатываемые
на приемной и передающей сторонах, должны быть засинхронизированы. Для
того чтобы сделать операцию дескремблирования самосинхронизирующейся,
607
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
т.е. не требующей формирования специального сигнала синхронизации на пе-
редающей стороне и его поиска на приемной стороне, применяют решение,
приведенное на рис. 15.13. Здесь скремблер / содержит сумматор по модулю 2
и формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 3. Дескремб-
лер 4 содержит аналогичные блоки (рис. 15.13, о). Формирователь двоичной
ПСП включает в себя «-разрядный регистр сдвига (триггеры Т\,..., Т„), управ-
ляемый импульсами тактовой частоты ИУ от генераторного оборудования, а так-
же некоторое количество сумматоров по модулю 2, соединенных с выходами
соответствующих триггеров (рис. 15.13, б). Элемент Cj (J** 1, 2, ..., п) на схеме
отражает наличие (Q = 1) или отсутствие (Cj = 0) связи триггера 7}со схемой
Рис. 15.13
Скремблированный сигнал 5 представляет собой результат цотактового
сложения по модулю 2исходного двоичного сигнала D и псевдослучайного R. S=
= D® R. Дескремблированный сигнал D' равен соответственно D' - S' Ф R. При
отсутствии ошибок в канале связи, когда S' — S, имеем, D' — S® R = (D Ф Д) Ф R =
= D. Параметры ФПСП определяются видом алгебраического полинома, опи-
сывающего структуру ПСП, А(х) =/+ С^~1 + ... + C„-jX +С„. С увеличением
числа и растет период ПСП, равный Тасп = Гт(2" - 1), и соответственнЬ сдвига-
ется влево «провал» в спектре скремблированного сигнала S (см. штриховую
функцию на рис. 15.5, б). С увеличением числа к ненулевых коэффициентов Cj
этот «провал» углубляется и расширяется по частоте, однако при этом в случае
появления в канале передачи одиночных ошибок дескремблер «размножает» их
в (к + 1) раз. Практическое применение получили ФПСП с компромиссными
параметрами [23]: ^(х) = х15 + х14 + 1 (т.е. п » 15, С\$ = Q = 1, к = 2) и й2(х) =х,0 +
+ £ + х* + 1 (п = 10, Q = Cg = Сю = 1; к - 3). Отметим, что линейный сигнал,
полученный путем скремблирования (см. рис. 15.13, а), остается униполяр-
608
15 2. Линейные коды ЦСП
ным и имеет постоянную составляющую, которая хотя и не равна 0, но изменя-
ется в очень малых пределах. Это позволяет «потерять» ее в линейном тракте
(из-за разделительных элементов), а затем «восстановить» в регенераторе, не
искажая форму импульсов.
15.2.2 Блочные двоичные коды
Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразу-
мевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты
следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также
возможны Два способа преобразования.
Первый — преобразование ДС (рис. 15Л4, а) в биимпульсный сигнал, при
котором нуль передается, как и прежде, а сигнал единицы передается биим-
пульсным сигналом, например вида +1-1 (рйс. 15.14, б). Используется также
вариант, когда и нулевой символ заменяется биимпульсной комбинацией, но
уже другого вида —1+1 (рис. 15.14, в). Такой метод позволяет полностью устра-
нить постоянную составляюхцую в ЛС и межсимвольные искажения второго
рода, НО передача линейного сигнала требует увеличения полосы пропускания
в области верхних частот по крайней мере в 2 раза.
Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при кото-
ром каждая группа из т символов исходного двоичного сигнала заменяется
группой из п символов двоичного линейного сигнала, что выражается форму-
лой тВпВ. Поскольку п > /я, то для каждой из 2т возможных комбинаций нулей
и единиц в Пакете из т символов ДС можно подобрать свою комбинацию, зара-
нее определенную из 2" возможных (в пакете из п двоичных Символов ЛС), что
позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохранить воз-
можности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи
и использования специальных испытательных сигналов.
Наиболее простыми и весьма эффективными являются линейные коды,
класса 1Д2Д, ,в которых с каждым отдельным символом исходной последова-,
тельности сопоставляются два двоичных символа линейного кода. Например,
единица исходной последовательности (рис. 15.15, «)’ может быть передана
Рис. 15.14 Рис; 15.15
20 Зак. 1600
609
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 15,15, б). Такое кодирование всегда обеспе-
чивает одно и то же значение постоянной составляющей ЛС при любом содер-
жании 1 и 0 в исходном ДС, но при этом приводит к удвоению тактовой часто-
ты линейного сигнала: = 2f. Одной из модернизаций приведенного кода
является код AMI, в котором каждый исходный символ ДС кодируется одной
из двух возможных двухразрядных комбинаций. Например, вместо 0 передает-
ся 10 или 01, а вместо 1 — соответственно 11 или 00. При этом каждый следую-
щий одноименный символ принимает обязательно другое возможное значе-
ние. Например, комбинация ДС вида 110010 будет кодироваться в виде
11.00.01.10.11.01. В таком коде при нормальной работе никогда не может быть
более двух импульсов или более двух пауз подряд. Нарушение этой закономер-
ности свидетельствует о появлении ошибки.
В условиях ограниченной полосы линии связи при необходимости .можно
построить более экономные блочные коды (например, код 5В6В), когда блок из
т символов исходной последовательности (см. рис 15.15, а), заменяется блоков
из п = т + 1 символов линейного кода (рис. 15.15, в). При этом увеличение так-
товой частоты может быть незначительным:/, « nft/m, если т » 1.
При построении блочных кодов очень важным является выбор алфавита
кода, т.е. таблицы соответствия между каждой исходной /«-битовой и разре-
шенной «-битовой комбинациями. В частности, в коде 5565 алфавит 6-бито-
вых слов выбирают следующим образом. В первую очередь используют те блоки,
у которых количество символов «1» равно половине общего числа бит в блоке,
что обеспечивает неизменность постоянной составляющей. Таких «хороших»
комбинаций будет 20 (число сочетаний из б по 3), и каждая из них используется
для кодирования одной из 20 исходных 5-битовых комбинаций. Для остальных
5-битовыХ комбинаций (их число равно 12 = 25 — 20) в алфавит отбирают еще
24 шестибитовых слова (до два на каждую 5-битовую комбинацию, причем в од-
ном слове количество символов «1» равно 4, а в другом — 2). Слова, входящие
в такую пару, передаются поочередно при появлении одной и той.же исходной
5-битовой комбинации. Таким образом, и для этих 12 комбинаций обеспечива-
ется сохранение постоянной составляющей в линейном сигнале. Некоторые из
возможных 6-битовых комбинаций (их число равно 20 — 2б — 20 — 24) не входят
в алфавит и являются запрещенными. Обнаружение их в линейном сигнале сви-
детельствует о появлении ошибки или о нарушении синхронизации при деко-
дировании линейного кода.
Отметим, что блочное кодирование типа тВпВ оставляет линейный сигнал
униполярным, однако в нем, как и при скремблировании, постоянная состав-
ляющая меняется в очень малых пределах. Это позволяет при необходимости
легко устранить ее из сигнала, а затем восстановить (рис. 15.15, г). Для декоди-
рования блочного кода на приемной стороне, когда из «-разрядной кодовой
группы восстанавливается исходная /«-разрядная, необходимо сначала опреде-
лить границы этой группы. В большинстве случаев эту задачу удается решить
без использования специального сигнала синхронизации за счет обнаружения
в линейном сигнале запрещенных кодовых комбинаций. Эти комбинации от-
сутствуют в алфавите кода и могут образовываться только на границах двух со-
седних групп. Например, в коде 1525, показанномла рис. 15.14, в, запрещен-
610
15.2, Линейные коды ЦСП
ними являются комбинации вида 4-1+1 или —1—1 (они отмечены звездочкой).
По ним и определяются границы 2-разрядных кодовых комбинаций линейного
Сигнала.
В качестве примера рассмотрим построение преобразователей кода переда-
чи и приема для блочного кода 5М На стороне передачи исходный двоичный
сигнал ДС (рис. 15.16, а) поступает в блок 2, который преобразует 5-разрядные
кодовые комбинации из последовательного кода в параллельный. Делитель
частоты 1, который делит тактовую частоту ДС / в 5 раз, формирует импульсы
блочной частоты 7бЛ — //$ с длительностью тбл = 1/(2/т); Они совпадают по вре-
мени с последним, пятым импульсом 5-разрядной кодовой комбинации.
Именно в это время и происходит запись кодовой комбинации в параллельном
коде в запоминающее устройство (ЗУ) 3. Затем 5-разрядная комбинация в соот-
ветствии с выбранным алфавитом в цифровом преобразователе 4 преобразуется
в 6-разрядную комбинацию и записывается в блок 6. В этом блоке с помощью
тактовых импульсов линейной частоты = 6f^ — 6ft/5, которые формируются
на выходе умножителя частоты 5, осуществляется преобразование из парал-
лельного кода в последовательный.
На стороне приема (рис. 15.16, б) двоичные символы линейного сигнала,
следующие с линейной частотой/,, поступают в блок 1, который осуществляет
преобразование 6-битовых комбинаций из последовательного кода в парал-
лельный. Далее эти комбинации переписываются в ЗУ 2 при поступлении раз-
решающих импульсов блочной частоты /бл = /, /6, которые формируются на
611
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
выходе делителя частоты 10 с коэффициентом деления 6. Выходы ЗУ 2 под-
ключены параллельно к входам цифрового преобразователя 3 и дешифратора
ошибок (ДШО) 5. Блок 3 в соответствии с алфавитом кода 5В6В осуществляет
обратное преобразование 6-битовой кодовой комбинации в 5-битовую, кото-
рая затем в блоке 4 преобразуется из параллельного кода в последовательный.
Преобразование выполняется с помощью импульсов тактовой частоты f,
формируемых на выходе умножителя частоты 11 (f- 5f6n = 5fn /6).
ДШО 5 обнаруживает любую из 20 возможных запрещенных кодовых ком-
бинаций, которые возникают вследствие ошибок в линейном тракте или отсут-
ствия блочной синхронизации, т.е. неправильного разделения линейного сиг-
нала на 6-символьные блоки. При обнаружении запрещенной комбинации
ДШО 5 формирует одиночные импульсы сбоя, которые поступают параллельно
в накопитель ошибок 6 и на вход формирователя интервалов анализа (ФИА) 7.
Если за интервал анализа Тл в накопитель 6 поступит d+ 1 импульсов сбоя, где
d — емкость накопителя, то последний из них пройдет через схему совпадения
И8 и поступит на схему запрета 9. В результате будет запрещен один импульс
линейной частоты, что вызовет задержку на один такт импульсов блочной
частоты на выходе делителя 10. Одновременно при этом производится сброс
в первоначальное состояние накопителя ошибок и ФИА. Очередной сдвиг на
один такт импульсов блочной частоты будет продолжаться до тех пор, пока не
найдется их правильное положение, при котором они совпадают по времени
с приходом последнего, шестого импульса 6-битовой комбинации линейного
сигнала. В этом случае поток ошибок резко сокращается, поэтому хотя ФИА
и «запускается» от случайной ошибки, но за время анализа Та вряд ли
пройдет d ошибок. Соответственно не изменится и режим блочной синхро-
низации.
Коэффициент накопления d и интервал анализа Га выбираются из компро-
миссных соображений и с учетом ступени иерархии ЦСП. Максимальное вре-
мя поиска блочной синхронизации, которое для линейного кода 52?62? равно
(6-1) Та, должно быть в 2—3 раза меньше, чем время поиска цикловой син-
хронизации группового-двоичного сигнала (см. параграф 13.6).
15.2.3 . Коды с понижением тактовой частоты
В третьем варианте линейного кодирования для уменьшения тактовой
частоты при переходе от ДС к ЛС применяют многоуровневые коды, для кото-
рых принято условное обозначение IBkQ, где I и к указывают число элемен-
тов в исходном и результирующем блоках, В означает, что в исходном блоке
используется бинарный код (с основанием 2), а вместо Q применяются буквы;
определяющие основание кода в результирующем блоке: Т — троичное, Q —
четверичное, Q2— пятеричное и т.д. Одним из примеров такого решения являет-
ся код 4ВЗТ, когда четырехсимвольная комбинация двоичного кода (рис. 15.17, а)
заменяется трехразрядной комбинацией троичного кода (рис. 15.17, б). При
этом тактовая частота ЛС уменьшается по сравнению с ДС: ft = 3/т /4- По-
скольку число Возможных состояний в блоке 42? равно 24 = 16, а в блоке ЗТ—
612
15.2. Линейные коды ЦСП
Рис. 15.17
соответственно З3 = 27, то кодовую таблицу 42?—3 Тможно составить так, что-
бы обеспечить отсутствие постоянной составляющей в ЛС и исключить появ-
ление трех нулей. \
Варианты таблиц перехода от блока 4В к блоку 3 Т могут быть разными; на
практике получил распространение вариант FOMOT, используемый в ЦСП
ИКМ-480 х 2. В общем случае частота следования символов линейного сигнала
уменьшается по сравнению с ДС в к/l раз, но с увеличением числа разрешенных
уровней линейного кода его помехозащищенность снижается, поэтому в про-
водных системах передачи редко применяются коды с числом уровней больше
пяти (в основном на цифровых абонентских сетях — см. параграф 17.4).
15.2.4 . Комбинированные линейные коды
ж
Широкое применение на практике получили комбинированные способы
преобразования ДС в ЛС. Эти способы основаны на совместном использова-
нии сразу нескольких рассмотренных выше вариантов перехода от ДС к ЛС.
Так, в ЦСП ИКМ-480С применяется линейное кодирование, при котором из
ДС сначала формируется двоичный униполярный код 51362?, имеющий такто-
вую частоту /т* = /л =-у- = =41 241 кбит/с (см. рис. 15.15, в), а затем
осуществляется преобразование его; в двоично-симметричный линейный код
(рис. 15.15, г). Увеличение тактовой частоты в этой ЦСП компенсируется более
высокой помехозащищенностью линейного сигнала, передаваемого двухуров-
невым симметричным кодом. Широко применяется также совместное исполь-
зование скремблирования исходного ДС и его дальнейшее преобразование
в двоичный симметричный код или код ЧПИ. ’
В волоконно-оптических ЦСП модуляция оптического излучения про-
изводится, как правило, только двухуровневым униполярным ЛС. Поэтому
здесь используют блочные коды вида тВпВ, скремблирование или сочетание
этих преобразований.
Необходимость преобразования двоичного сигнала возникает не только
при передаче его по линии связи, но и при соединениях между собой отдель-
ных стоек и даже блоков цифровой аппаратуры на оконечном пункте. Дело
в тем, что различные стойки и блоки аппаратуры имеют разные потенциалы по
постоянному току, поэтому сигнальные кабели (коаксиальные и симметрич-
613
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
ные) должны подключаться через разделительные элементы (трансформаторы
или конденсаторы). А они, как уже говорилось, вызывают очень сильные меж-
символьные искажения второго рода. Для исключения этих искажений двоич-
ный сигнал на выходе одного блока (стойки) проходит предварительно через
стыковой кодер, а на входе другого блока — через стыковой декодер. При стыко-
вом кодировании двоичный сигнал преобразуется в стыковой Сигнал, в котором
постоянная составляющая сигнала или отсутствует (равна нулю), или присут-
ствует (не равна нулю), но практически постоянна и известна заранее. Это поз-
воляет ее потерять, а потом легко восстановить без искажения формы стыково-
го сигнала.
В качестве стыковых кодов в первичных, вторичных и третичных ЦСП
обычно применяют код ЧПЙ или МЧПИ (см. рис. 15.12), а в четверичных
ЦСП стандартизирован код CMI (см. рис. 15.17, в, г). Здесь символ 0 исходного
сигнала (см. рис. 15.17, в) на интервале Тт заменяется двухразрядной комбина-
цией.01, а символы 1 поочередно принимают вид 00 или 11. Из рис. 15.17, г
видно, что для любой комбинации ДС в стыковом сигнале постоянная состав-
ляющая не меняется. Код CMI можно считать одной из версий блочного кода
152Д. Часто используется также вариант кода CMI с поочередной инверсией
полярности символов, т.е. нули ДС передаются в виде комбинаций 01 или 0—1,
а единицы — в виде 11 или —1—1. При этом постоянная составляющая стыко-
вого сигнала всегда равна нулю.
Стандартизирован также стыковой сигнал, который передается на стыке
между четырехпроводным цифровым окончанием первичной ЦСП и цифро-
вым абонентским телефоном. Особенностью этого сигнала является то, что в нем,
кроме тактовых интервалов, следующих с частотой Гт = 64 кбит/с, должна
легко обнаруживаться граница между словами — 8-разрядными кодовыми
комбинациями (рис. 15.18, а). Стыковой сигнал, удовлетворяющий этим
требованиям, строится следующим образом. Сначала производят преобразова-
ние вида 1В4В, при котором символы 0 исходного ДС заменяются 4-символь-
ной комбинацией вида 1010, а символы.! — комбинацией 1100 (рис. 15.18, б).
a) 7 8 .1 2 3 4 5 6 7 8 1
I 1 I o s o ; 1 ; о I o i 1 i 1 ; 1 ; o ! 1
рпппп ппрпр П П ппп
в> ~i i hni. nni П i. h L.n
г)
t
►
t
►
t
*t
Рис. 15.18 . v .
При этом постоянная срставлйющая в таком сигнале становится постоянной на
любом тактовом интервале. Чтобы ее потерять (Сделать равной нулю), доста-
точно поочередно на каждом интервале менять полярность символа на проги -
614
15.3. Методы коррекции МСИ первого рода
воположную (рис. 15.18, в). Наконец, чтобы определить границу кодовой ком-
бинации, по аналогии с кодом МЧПИ {HDB) достаточно в каждом последнем,
8-м разряде комбинации нарушать это правило чередования полярности.
Окончательный вид стыкового сигнала показан на рис. 15.18, г.
15.3. Методы коррекции МОИ первого рода
Специальное преобразование Двоичного сигнала к виду, при котором от-
сутствует постоянная составляющая, является основной мерой уменьшения
межсимвольных искажений (МСИ) второго рода. Для уменьшения межсим-
вольНых йскажений первого рода применяют специальные методы коррекции
цифрового линейного сигнала. Как уже отмечалось, межсимвольные искаже-
ния первого рода связаны с подавлением ВЧ компонентов импульсных сигна-
лов за счет роста затухания линии с увеличением частоты (см. рис. 15.1). В об-
щем случае затухание линии на произвольной частоте f можно выразить
формулой ’ . ,
J a„(f) = an(fQ)\L, (15.2)
V/o
где ал(/о) — известное затухание линии на некоторой частоте То.
На рис. 15.19, а, б показана
последовательность двоичных
импульсов на входе и выходе
цепи при ограничении полосы
пропускания сверху. При про-
хождении импульса через учас- ..
ток кабельной цепи возникаю*-
щие в ней переходные процес-
сы вызывают завал фронта им- рис уд
пульса и затягивание спада при
одновременном снижении амплитуды импульса. Причем чем длиннее участок це-
пи, тем резче выражены явления завала фронта и затягивания спада. Если пере-
ходные процессы, возникающие при прохождении по кабельной цепи каждого
импульса, не успевают закончиться к моменту прихода следующего импульса или
пробела, возникает явление наложения соседних символов друг на друга, вслед-
ствие чего может произойти ошибка в приеме символов. Чтобы исключить эту
ошибку, необходимо произвести линейную коррекцию сигнала.
Наиболее эффективной мерой коррекции частотной характеристики (ЧХ)
линии является включение корректоров на входе приемного устройства регене-
ратора (рис. 15.20, а). Тогда, подбирая соответствующую частотную характе-
ристику усилителя-корректора KKOp(f \ можно скомпенсировать затухание при-
легающего участка линии связи (ЛС) и тем самым добиться подачи на вход
порогового устройства (ПУ) импульсов £^(Г), по форме повторяющих импуль-
сы на передающей стороне Ц,(Г). ..
615
15ЦИФР0В0ЙПИИЕЙНЫЙТРАКТ
- Рис. 15.20 ‘ ,
Теоретически для восстановления формы сигналов, претерпевших искаже-
ния на участке линий связи, необходимо осуществлять коррекцию ЧХ линии
во всем диапазоне частот/е [О, <ю] (рис., 15.20, б, кривая 1), т.е. выполнить ус-
ловия Лп(/)ХКОр(/) = const, где Aj//) —модуль коэффициента передачи участка
линии. Однако расширение рабочей полосы частот усилителя-корректора (УК)
приводит к возрастанию шумов на входе ПУ, что является главным недостат-
ком идеальной коррекции. Поэтому коррекцию цифровых сигналов осущест-
вляют только в том частотном диапазоне, где сосредоточена основная часть
энергии сигналов (рис. 15.20, б, кривая 2). При этом область очень низких час-
тот (от 0 до 0,01/j.) спектра сигнала не корректируется, так как в этом диапазоне
передается ток дистанционного питания. Необходймо отметить также, что
из-за ограничения полосы частот корректора нельзя обеспечить крутые фрон-
ты импульсов, поэтому их форма восстанавливается только частично.
В настоящее врем;я линейная коррекция дополняется специфическим
методом, приема цифровых сигналов, при котором форма восстановленных
импульсов не критична. Суть этого метода коррекции МСЙ (он называется
стробированием) заключается в том, что прием символов цифрового сигнала
происходит в те короткие промежутки времени, когда приходит стробирую-
щий сигнал, который следует с той же тактовой частотой, что и цифровой
сигнал (См. рис. 15.19, в). Если размах цифрового сигнала, поступающего на
пороговое устройство в момент прихода строб-импульса, больше некоторого
порогового уровня, то на выходе ПУ будет сформирован сигнал, соответ-
ствующий «1». Если этот размах ниже порогового уровня, то на выходе ПУ
будет «0». Метод стробирования упрощает коррекцию, поскольку не надо
добиваться хорошей формы сигнала, и соответственно уменьшает влияние
помех. При осуществлении такого способа приема необходимо, чтобы им-
пульс успевал «дорасти» до своего максимального* значения в момент, стро-
бирования Лп, а фройты импульса былй какими; чтобы не возникало меж-
символьшлх искажений (см. рис. 15.19; б).
Из физических соображений очевидно, что МСЙ и ошибки при стробиро-
ваний будут отсутствовать, если форма импульса на входе ПУ удовлетворяет ус-
ловию Найквиста:
(j (л = /^п’ п₽и * =0’ (153)
п() [0, при / =±£Тт,Л =1, 2,3,... ( '
Согласно этому условию импульсная реакцйя на прямоугольный импульс
Up(t) длительностью т (рис. 15.21, а) должна быть равна нулю в моменты стро-
616
15.3. Методы коррекцииМСИпервого рода
бирования других импульсов (t = ± кТ, к =* 1, 2, 3,...), чем обеспечивается от-
сутствие МСИ. Длительность т* выходного импульса UM должна быть не бо-
лее 2Тт (см. рис. 15.21, б), к крутизне фронтов импульса не предъявляется
жестких требований, что позволяет сузить полосу рабочих частот усилите-
ля-корректора и уменьшить влияние помех, В сквозном тракте, содержанием
участок линии и усилитель-корректор, необходимо сформировать импульс,
удовлетворяющий условию Найквиста. Если известна форма Ua(t), то можно
найти выходной спектр сигнала 5пС7®), при этом известны форма Ц>(|) и спектр
Sp(J<a) входного сигала (на основании преобразования Фурье). Тогда коэффи-
циент передачи сквозного тракта между выходом регенератора и входом ПУ бу-
дет равен. ‘г -'’t
> / / -j .. ; SpO®) .....
а коэффициент передачи корректора
Ak0IX>) = ^4^A;(>). (15.4)
ЗДв)
Допустим, что имеется несколько вариантов импульсных реакций Л(С) на
прямоугольный импульс (рис. 15.21, в). Лучшей из них будет та, которая, удов-
летворяя условию (15.3), требует применения наиболее простого корректора
и меньшей полосы частот коррекции. Характеристики сквозного коэффициен-
та передачи А'скв(<о), соответствующего различным вариантам h(t), приведены
на рис. 15-22. Каждой из них соответствует Своя верхняя граничная частота.
? : '1Рмс.15.22
Оптимальная характеристика корректора должна быть «гладкой», а верхняя
граничная частота должна быть по возможности меньше. Анализ показывает,
что характеристики корректора', близкие к Оптимальным, получаются при зада-
нии следующих видов Импульсных Откликов:
a) Un(t) = ci cosaf;
б) UM - ' (15.5)
с) ер «const, /=1, 2,3.
617.
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
Примерная форма импульсных откликов h(t) = Un (t)/Uп (t = 0) для этих ва-
риантов показана на рис. 15.21, в, где функция 1 соответствует выражению
(15.5а), функция 2 — (15.56), функция 3 — (15.5в). Отклики (15.5а) и (15.56) вы-
бираются из условия, что при — Ту <t< +7^ имеем h(t) >0, а при г<-Ту и tk +ГТ х
х /1(0 = 0. Отсюда нетрудно определить коэффициенты аир. Так, для1 функции
(15.5а) получим: а 7^« л/2 и а = я/(2Тт); для функции (15.56): рГт — тг, р = it/Ту.
Если брать а < п/(2Ту) и 0 < я/Тт> то отклики будут иметь меньшую длитель-
ность. Для функции (15.5в) коэффициент у выбирается из условия: й( ±кТт) = 0,
где к = 1, 2,..., откуда уГт.r 2л; у * 2я/Тт. . ; , >
Наиболее часто кор’ректоры рассчитываются таким образом, чтобы обеспе-
чить более простые по форме отклики вида (15.5а) и (15.56), так как корректо-
ры в этом случае получаются достаточно простыми. Для получения отклика ви-
да (15.5в) требуется более сложная форма ЧХ корректора, особенно с точки
зрения ФЧХ, хотя полоса пропускания сквозного тракта и корректора регене-
ратора получается при этом минимально возможной.
В настоящее время изучается вопрос о возможности формирования на вхо-
де линии связи не прямоугольного импульса Up(t), а импульсов вида (15.5в).
В этом случае корректоры еще более упрощаются, однако пока' недостаточно
решен вопрос о цифровых методах формирования подобных сигналов.
15.4. Регенераторы ЦСП
15.4.1. Общие сведения
Регенераторы предназначены для устранения действия помех и линейных
искажений в линейном тракте, которые изменяют амплитуду, длительность и фор-
му импульсов линейного. Сигнала, а также величину временного интервала
между соседними символами. -
Возможность регенерации линейного сигнала относительно простыми тех-
ническими средствами является одним из главных достоинств импульсно-ко-
довых систем. Регенерация позволяет «очистить» от помех и искажений сигнал,
прошедший через участоклинии связи, и восстановить его в том виде, в каком
он поступил на вход этого участка. Регенераторы устанавливаются в тракте
приема оконечной станции (в этом случае ©ни называются станционными реге-
нераторами) и в промежуточных необслуживаемых регенерационных пунктах.
НРП питаются дистанционно от оконечных станций. По сравнению с НУП
аналоговых многоканальных систем передачи НРП более экономичны По по-
требляемой электроэнергии, проще по схемотехнике, не требуют точных кор-
рекций линейных искажений передаваемого сигнала и более устойчивы к воз-
действию различного рдда дестабилизирующих факторов. Восстановление
(регенерация) сигнала в линейном тракте, содержащем большое число НРП,
происходит практически без накопления помех.
Упрощенная структурная схема регенератора изображена на рис. 15.23. На
рис. 15.24 приведены временные диаграммы напряжений в различных точках
этой схемы:д)~передаваемый ИКМ-сигнал после УК; б) сигнал синхронизации
618
15.4. Регенераторы ЦСП
(строб-импульсы); в) сигнал на выходе по-
рогового устройства; г) сигнал на выходе
регенератора.
Как видно из рис. 15.23 и 15.24, порого-
вое устройство представляет собой схему срав-
нения, работающую в импульсном (стро-
бируемом) режиме. Мгновенное значение
передаваемого сигнала Un(t) (рис. 15.24, а)
Рис. 15.23
в момент прихода стробирующего импульса (рис. 15.24, б) сравнивается в ПУ
с некоторым, определенным образом выбранным пороговым напряжением С7пор.
Если 17п(0 > 17ПОр, то на выходе ПУ формируется ; -
импульс «1», если Un(t) < £7пор — импульс «О»
(рис. 15.24, в). Импульсы с выхода ПУ запуска-
ют формирователь импульсов (Ф), на выходе
которого образуется регенерированный сигнал
(рис. 15.24, г). В такой схеме можно отметить
две закономерности;
1) форма и длительность импульса на выхо-
де регенератора всегда стабильны и определя-
ются работой формирователя импульсов;
2) временные интервалы между импульсами
г
Рис. 15.24
зависят только от правильной работы системы
синхронизации и в идеальном случае кратны
периоду тактовой частоты.
15.4.2. Тактовая синхронизация регенератора
Рассмотрим особенности формирования сигнала тактовой синхронизации.
Различают два варианта формирования:
1) на основе внешнего сигнала синхронизации;
2) на основе выделения тактовой частоты из случайно изменяющегося
цифрового сигнала, который приходит на вход регенератора (внутренняя син-
хронизация).
Внешний сигнал синхронизации представляет собой синусоидальный или им-
пульсный сигнал с частотой, равной гармонике (п£) или субгармонике /т /п
тактовой частоты Он передается по отдельной линии связи, что в большин-
стве случаев неприемлемо.
Возможность внутренней синхронизации иллюстрируется рис. 15.25, где по-
казано, что любой случайный цифровой сигнал в двоичном коде (рис. 15.25, а)
может быть представлен в виде суммы регулярной (рис. 15.25, в) и случайной
(рис. 15.25, б) составляющих. Спектр регулярной составляющей Ga(f) (рис. 15.26)
содержит постоянную составляющую и дискретные компоненты (гармоники
тактовой частоты) с амплитудами Вп, равными В„ = A s*nfonZT j, п = 1; 2, ...
2nnfTi
Наибольшую амплитуду, как нетрудно показать, имеет первая гармоника при
длительности импульсов т = Тт/2 =* 1/(2/т). Спектр случайной составляющей
619
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
(7С(/) (рис. 15.26, штриховая линия) является непрерывным, причем мощность
спектральных компонентов на частотах nf^, п = 0, 1 ,2, ..., равна нулю.
Выделение компонента тактовой частоты из
"йи
суммарного спектра исходного сигнала Gp(f)
(рис. 15.27) можно осуществить с помощью по-
* лосового фильтра, частотная характеристика ко-
f торого показана на рис. 15.27 штриховой линией.
♦ Если же цифровой сигнал передается в квазитро-
* Ичном коде, то в его спектре отсутствует компо-
: нент тактовой частоты (см. рис. 15.9). В этом слу-
чае необходимо предварительно преобразовать
t его из квазитроичного кода в двоичный, исполь-
зуя, например, двухполупериодный безынерци-
онный выпрямитель.
Структурная схема блока формирования
Рис. 15.25
стробирующих имрульсов .тактовой частоты представлена на рис. 15.28, а ос-
циллограммы, поясняющие работу отдельных блоков, — на рис. 15.29. Как по-
казано на рис. 15.28, на вход блока 1 — двухполупериодного выпрямителя по-
ступает цифровой сигнал в;квазитроичнрм коде, на выходе блока 1 формирует-
ся цифровой сигнал в двоичном коде (рис. 15.29, а). После полосового фильтра 2
выделяется синусоидальный сигнал тактовой частоты (рис. 15.29, б), который
усиливается и ограничивается в блоках 3 и 4 (рис. 15.29, в), дифференцируется
в блоке 5(рИс. 15.29, г). После однополупериодного безынерционного выпря-
мителя 6 выделяются импульсы одной полярности, например положитель-
ной (рис. 15.29, д), которые поступают в блок формирования импульсов 7
(рис. 15.29, е) и далее через линию задержки <?на вход управления порогового
устройства (рис. 15.29, ж). Время задержки в блоке <? подбирается таким образом,
620
15.4. Регенераторы ЦСП
а)
б)
г)
Д)
е)
ж)
_____й_____ф_____ф_______ф >
ф__________I71___ф ГП *
п п _п._ л______________________;
t
Рис. 15.29
t
t
t
чтобы появление строб-импуль-
сов соответствовало максималь-
ным значениям в передаваемом
сигнале, который поступает на!
первый вход порогового устрой-
ства (см. рис. 15.24).
Основным узлом схемы такто-
вой синхронизации (см. рис. 15.28)
является высокодобротный узко-
полосной фильтр 2, выполняе-
мый на основе кварцевых фильт-
ров или фильтров на поверхност-
ных акустических волнах. Выбор
очень узкой полосы связан с тем,
что выходной сигнал фильтра
«загрязнен» частотными компо-
нентами случайной составляю-
щей спектра цифрового сигна-
ла, которые попадают в полосу пропускания этого фильтра. В результате сиг-
нал будет случайным образом модулирован по амплитуде и фазе. Паразитная
амплитудная модуляция снимается с помощью ограничителя, но модуляция по
фазе сохраняется, что приводит к случайному изменению временных положе-
ний строб-импульсов относительно тактовых точек. Соответственно изменя-
ются и временные позиции регенерированного цифрового сигнала. Такое явле-
ние называется джиттером (Jitter).
Все большее распространение получают схемы выделения колебания так-
товой частоты на основе системы фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ
(рис. 15.30), где блоки 1—4 и 7, 8 совпадают по назначению с одноименными
блоками на рис. 15.2$, а новыми являются блоки 9—12. Здесь сигнал такто-
вой частоты с выхода ограничителя 4 поступает на фазовый детектор ФД 9, на
второй вход которого подается импульсный (или синусоидальный) сигнал так-
товой частоты от местного генератора тактовой частоты ГТЧ 10. ФД вырабаты-
вает управляющее напряжение Uy, пропорциональное разности фаз сигналов
на входах ФД. Напряжение с выхода усилителя постоянного тока УПТ 12, огра-
ниченное по частоте фильтром 11, поступает на вход цепи управления ФАПЧ
Рис. 15.30
621
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
1 .......?л 1,1 ...." ..
генератора 10. Изменение параметров цепи ФАПЧ приводит к изменению час-
тоты сигнала ГТЧ в соответствии с разностью фаз сигнала принимаемой
цифровой последовательности и стробирующего сигнала ГТЧ. Процесс про-
должается до тех пор, пока частоты сигналов на входах ФД не выравниваются,
при этом Uy = 0. В качестве управляемого элемента в ГТЧ 10 обычно использу-
ют варикап (см. параграф 7.2). Применение ФАПЧ дает такой же эффект,
как и использование гипотетического полосового фильтра 2 с полосой пропус-
кания, равной удвоенной полосе частот ФНЧ 11. Поскольку эта полоса частот
Может быть сделана очень узкой (единицы и доли килогерц), тогда как полоса
частот ПФ 2 значительно шире, то использование системы ФАПЧ обеспечива-
ет более «Чистый» сигнал синхронизации. Соответственно уменьшается и джит-
тер цифрового сигнала.
15.4.3. Автоматические регулировки в регенераторе
В практической схеме регенератора кроме преобразований, поясняемых на
рис. 15.23 и 15.24, необходимо дополнительно обеспечить выполнение следую-
щих условий:
1) форма символов цифрового сигнала на входе ПУ должна быть такой,
чтобы отсутствовали межсимвольные искажения первого рода;
2) при всех возможных колебаниях размаха сигнала Ал (см. рис. 15.24, а)
должно поддерживаться определенное отношение между Ап и t/nop, при кото-
ром обеспечивается наибольшая защищенность цифрового сигнала от флуктуа-
ционных помех (ниже будет показано, что оптимальным является Г7пор = 0,5Лп).
Для устранения межсимвольных искажений первого рода, как показано
в параграфе 15.3, необходимо использовать корректор кабеля, который с уче-
том разброса длин участков регенерации целесообразно выполнять в виде двух
корректоров: первый — постоянный корректор (постоянный линейный вырав-
ниватель, если использовать терминологию аналоговых систем передачи), вто-
рой — переменный корректор (переменный линейный выравниватель). В ана-
логовых МСП для подстройки переменного корректора используется
информация об уровне Сигнала контрольной частоты (КЧ) и система автомати-
ческой регулировки уровня АРУ-КЧ. В регенераторах цифровой МСП для под-
стройки переменногб корректора также можно использовать систему АРУ, ко-
торая в данном случае работает в зависимости от изменения максимального
напряжения импульсов Ал (см. рис. 15.24, а).
Типовая схема блока АРУ представлена на рис. 15.31, Для выделения оги-
бающей цифрового сигнала, которая отображает изменение его амплитуды, ис-
пользуется пиковый детектор (ПД) 1 и фильтр нижних частот 2. В схеме срав-
нения (СС) 3 постоянное напряжение, пропорциональное Ал, сравнивается
с опорным напряжением иол. Далее сигнал ошибки с помощью преобразовате-
ля ошибки (ПО) 4 преобразуется в воздействие, которое меняет параметры ре-
гулирующего элемента (РЭ) 5 и тем самым изменяет усиление переменного ам-
плитудного корректора (ПАК) 6, который и обеспечивает постоянство
амплитуды цифрового сигнала на входе порогового устройства. В качестве ре-
гулирующих элементов можно использовать и те, которое были отвергнуты
622
15.4. Регенераторы ЦСП
Рис. 15.31
в АСП из-за своей заметной нелинейности (см. параграф 10.3), например по-
лупроводниковые диоды, транзисторы и варикапы. Динамическое сопротивле-
ние (емкость) этих элементов зависит от режима работы по постоянному току, ко-
торый меняется в зависимости от напряжения ошибки (напряжения смещения).
Поддержание равенства (7пор = 0,5Лп при действии дестабилизирующих
факторов можно обеспечить с помощью автоматической регулировки £/Пор или
с помощью автоматической регулировки А„. Как правило, применяется второй
вариант, при этом система автоматической стабилизации (регулировки) вели-
чины Ап одновременно используется и для работы переменного корректора
частотных искажений, т.е. одновременно изменяется как коэффициент усиле-
ния, так и ЧХ усилителя-корректора.
15.4.4. Типовая структурная схема регенератора
Полная структурная схема регенератора, используемого в ЦСП на метал-
лических кабелях (коаксиальных или симметричных) с линейным трехуровне-
вым кодом типа ЧПИ или троичным, представлена на рис. 15.32, а осцилло-
граммы, поясняющие его работу, f на рис. 15.33.
Входной сигнал с линии (рис. 15.33, а) в квазитроичном коде проходит че-
рез входной линейный трансформатор 7/ постоянный и переменный корректог
ры 2 и 3, усилитель 4 и поступает в блок 5. Последний представляет собой, на-
пример, многообмоточный трансформатор, в выходных обмотках I и II
которого имеем откорректированный сигнал (рис. 15.33, б, в). Размах сигнала
Ап поддерживается постоянным за ечет подключенной к выходной обмотке IV
Рис. 15.32
623
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
системы АРУ. Она состоит из пикового детектора 6 и блока АРУ 7, в котором
постоянное напряжение, пропорциональное Ап, сравнивается с опорным на-
пряжением Um. Далее сигнал ошибки усиливается и поступает на вход управле-
ния переменного корректора 3.
С выходной обмотки III квазитроичный сигнал, вида, показанного на рис.
15.33, б, проходит через блок формирования строб-импульсов 8. Последний
построен по схеме рис. 15.28, расположение строб-импульсов на осциллограм-
мах отмечено крестиками. После пороговых устройств 9} и 9г и формировате-
лей импульсов 701 и lOi формируются стандартные импульсы «+1» (рис. 15.33, г)
и «—1» (рис. 15.33, д). В выходной обмотке линейного трансформатора II обра-
зуется регенерированный сигнал в квазитроичном коде (рйс. 15.33, е), который
поступает в линию. С помощью линейных трансформаторов 1 и 11, так же как
и в НУП аналоговых СП, происходит выделение тока Дистанционного питания
/д.п, передаваемого по фантомной цепи. В блоке дистанционного питания 12
образуются все питающие напряжения^ необходимые для нормальной работы
регенератора (см. параграф 4.1).
Структурная схема регенератора, применяемого в современных волокон-
но-оптических ЦСП, отличается от вышеописанной схемы (см. рис. 15.32) сле-
дующими основными признаками. Во-первых, на входе и выходе электрической
схемы регенератора устанавливают согласующие блоки: приемный оптический
модуль (ПрОМ) и передающий оптический модуль (ПОМ). ПрОМ состоит из
фотодиода (типа p-i-n или лавинного), который преобразует оптические им-
пульсы в электрические, и предварительного усилителя; ПОМ содержит выход-
ной импульсный усилитель и лазерный диод, который генерирует оптические
импульсы во время передачи сигнала «1».
624
15.4. Регенераторы ЦСП :
Во-вторых,, электрический сигнал на выходе ПрОМ является двоичным
униполярным, поэтому используется только одно пороговое устройство и фор-
мирователь импульсов. Естественно, при этом отпадает необходимость также
в линейных трансформаторах, поскольку ток ДП илй передается по отдельным
металлическим парам комбинированного волоконно-оптического кабеля
(ВОК), или не передается вообще. Эго особенно характерно при использова-
нии одноходового ВОК с длиной волны оптического излучения 1,3 и 1,55 мкм,
поскольку при этом длина участка регенерации составляет 50—100 км и нетруд-
но выбрать место для регенерационного пункта, где есть местная электросеть.
Остальные функции регенератора — коррекция формы импульса, выделение
тактовой частоты, автоматическая регулировка уровня и т.д. — в волокон-
но-оптических ЦСЦ решаются практически так же, как и в ЦСП на металли-
ческих кабелях (см. рис. 15.32).
15,4.5. Регенератор с решающей обратной связью
В некоторых зарубежных ЦСП применяют более сложные по построению
линейные регенераторы (РЛ) с так называемой решающей обратной связью
(РОС). Они обладают большей помехозащищенностью, чем вышеописанные,
и используются, как правило, на проводных симметричных линиях связи.
Структурная схема регенератора с РОС (рис. 15.34) отличается от типовой
(см. рис. 15.32) добавлением новых блоков 6, Ри 10. При этом устройство вычи-
тания 6 и блок цифровой задержки 9 на время Д/ = Тт = 1//т реализуют решаю-
щую обратную связь. Блок частотных предыскажений 10 увеличивает размах
спектральных компонентов импульсного сигнала в области верхних частот
(создает выбросы на переднем и заднем фронте импульса). За счет предыскаже-
ний можно ослабить коррекцию линейного сигнала: частотная характеристика
корректора будет иметь меньший подъем в области ВЧ (см. рис. 15.19), тогда
влияние помех будет слабее. ,
Рис. 15.34 !
За счет РОС также можно допустить меньшую степень коррекции исходно-
го ЛС (рис. 15.35, а), который искажается при прохождении участка линии свя-
зи и устройств коррекции и предыскажений 3, 5 и 10 (см, рис. 15.34). На входе
блока 6 импульс ЛС принимает форму кривой 1на рис. 15.35, б (здесь для на-
глядности искажение символов +1 й —1 показано по отдельности). Чтобы
уменьшить влияние предыдущего символа на последующий (например, как
показано на рис. 15.35, б, символа +1 на символ —1), в момент его приема Ij
625
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
на второй вход схемы вычитания 6
поступает регенерированный и за-
держанный. на период Тг предыду-
щий символ +1 (рис. 15.35, в). С по-
мощью формирователя импульсов 8
его амплитуда и длительность под-
бираются так, чтобы практически
полностью компенсировать остаток
Предыдущего символа в момент
приема последующего (сплошная
линия 2 на рис. 15.35, б). Таким
способом устраняются МСИ толь-
ко между соседними импульсами.
При этом предполагается, что
фронт откорректированного им-
пульса (с выхода блока 4) затягивается не более чем на два тактовых интервала.
Дальнейшее расширение фронтов импульсов ведет к появлению пакетов ошибок.
При отсутствии РОС форма откорректированного импульса соответ-
ствовала бы не кривой 1, а штрих-пунктирной кривей 3 на рис. 15.35, б. Из
сравнения этих кривых видно, что РОС позволяет существенно ослабить
требования к устройствам линейной коррекции регенератора, что приводит
к ослаблению мощности различного рода помех, попадающих на вход ПУ,
и соответственно к повышению помехозащищенности регенератора (см. па-
раграфы 16.2, 16.3).
15.5. Пбмэди в линейном тракте ЦСП
15.5.1. Помехозащищенность регенератора
Помехозащищенность цифровых устройств, в том числе регенераторов,
определяется вероятностными оценками. Основной является вероятность воз-
никновения ошибочного символа в регенерированном сигнале: рош = lim ——
при Nt -> да, где Now — число неверно принятых символов; — общее число
принятых символов. Причинами ошибок являются помехи, попадающие на
вход порогового устройства вместе с сигналом. Для определения рош в регене-
рированном сигнале необходимо знать уровни сигнала и помехи, а также осо-
бенности статистики сигнала и помехи. Эта задача сложна, поскольку сущест-
вует множество источников помех: 1) флуктуационные (тепловые и дробовые)
шумы; 2) МСИ первого и второго рода; 3) переходные помехи (помехи линей-
ных переходов) от соседних линий связи; 4) флуктуации входного потока по
амплитуде, форме и временному положению; 5) флуктуации по врёмени
СТроб-импульсов, вырабатываемых в регенераторе (они возникают при значи-
тельных скоплениях «О» в исходном цифровом потоке и при уходе частоты на-
стройки полосового фильтра от частоты fr в блоке формирования строб-йм-
пульсов); 6) изменение параметров регенератора из-за старения элементов,
нестабильности температуры и питающих напряжений и т.п.
626
15.5. Помехи в линейном тракте ЦСП
Для расчета помехозащищенности регенератора полагают, что все ис-
точники помех не зависят друг от друга, а мощность суммарной помехи, дей-
ствующая на входе порогового устройства, равна сумме мощностей помех от
отдельных источников. Для подавляющего большинства источников помех
неизвестны их вероятностные характеристики (например, распределение
плотности вероятности мгновенных значений помехи), поэтому не пред-
ставляется возможным рассчитать влияние каждой помехи на вероятность
ошибочного приема регенератора. Однако суммарное воздействие большого
числа различных помех на входе ПУ образует помеху, у которой в соответ-
ствии с предельной теоремой Чебышева плотность распределения вероят-
ности мгновенных значений соответствует нормальному (Гауссовому) зако-
ну. Такое же распределение имеет и флуктуационная помеха (ФП). Поэтому
суммарную помеху на входе ПУ рассматривают как некоторую эквивалент-
ную ФП, мощность которой равна сумме мощностей отдельных источников
помех на вход ПУ. >
Флуктуационные помехи приходят одновременно с сигналом (рис. 15.36, а).
ФП характеризуется средним значением (математическим ожиданием), кото-
рое равно нулю, и дисперсией (или действующим напряжением Um = стп),
при этом мощность ФП пропорциональна . Закон распределения плотности
вероятности мгновенных значений помехи (7П), как уже говорилось, соответ-
ствует нормальному закону распределения (рис. 15.36, б) и имеет вид
1
л/2лстп
(15.6)
Оценим помехозащищенность регенератора под воздействием ФП при раз-
личных видах передаваемого линейного сигнала.
Двоичный униполярный сигнал. При передаче униполярного двоичного сиг-
нала (см. рис. 15.36, а) возможны два вида ошибок. Первый — ложное обнару-
жение, когда вместо символа «О» формируется «1». Такая ошибка характеризу-
ется вероятностью poi перехода «О» в «1». Второй вид ошибки — когда вместо
символа «1» формируется «О». Тогда рю — вероятность перехода «1» в «О». Ве-
роятность появления любой ошибки в регенерированном сигнале составит: рош =»
= PiPio + РоРоь гдер0 «Pi — вероятности появления нулей и единиц в исходном
двоичном сигнале соответственно. В большинстве случаев выполняется усло-
вие: ро = pi = 0,5. Тогда рош = O,5(poi + pJ0).
627
15, ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
' Определим, при каких условиях под воздействием ФП возможны ложные
переходы 0 -» 1 и 1 -> 0. Из рис. 15.36, а следует, что ошибочный переход из «1»
в «0» возможен, если выполняется условие: (А + Un) <, Unop, где А — амплитуда
сигнала на входе ПУ в момент стробирования; Un — мгновенное значение поме-
хи на входе ПУ; UnQp — значение порога сравнения, которое выбирается в пре-
делах от 0 до Л.
Тогда Un < (17ПОр - А). Поскольку £7пор > 0 и А > (/пор, то Un должно быть от-
рицательным по полярности. Таким образом, ложный переход 1 -> 0 образуется
всегда, когда в момент стробирования помеха имеет отрицательную поляр-
ность, а ее модуль больше (А — Unop). Зная закон распределения lV(Un), можем
определить вероятность ошибочного перехода «1» в «0»:
/>10 =
-И-Упор)
Из рис. 15.36, б видно, что вероятность />ю численно равна площади фигу-
ры, заштрихованной левой штриховкой.
Ошибочный переход «0» в «1» (см. рис. 15.36, а) возможен, если выполня-
ется условие А + Un > Unop. Но так как при этом А - 0, то U„ > £/ПОр и Un > 0, со-
ответственно
/>01 =
При этом poi численно равна площади фигуры, заштрихованной правой
штриховкой (см. рис. 15.36, б).
Полная вероятность ошибочного приемам равна:
Поскольку площадь фигуры под кривой численно равна единице, то сумма
интегралов равна
Рош = 0,5 1- \W(Un)dUn
< “(Л-1/пор) ,
Для минимизации рош необходимо подобрать такое значение Unop, при ко-
тором незаштрихованная площадь на рис. 15.36, б была бы максимальной.
Примерный график функции рош = <р(С4юР) показан на рис. 15.37, а, из которого
следует, что оптимальное значение порогового напряжения С/пор.от равйо Л/2.
При этом вероятность ошибки минимальна и равна
/>ош jPoiu.min
1- \W(Un)dUn
А
V 2
628
15.5. Помехи в линейном тракте ЦСП
f л
А
2 ?
VZitOn о
= 0,5 \-2\W{Un)dUn
о
= 0,5
2
ndUn
Используя подстановку z - —, dz = , получаем:
°п ' 't
Рош = 0,5 1
2 ® __2
___ Г ехр-— dz
v2n Q 2
= 0,5(1-Ф(гь)); ъ
А
2стп
(15.7)
2
Функция Ф(з>) называется интегралом вероятности, ее численные значе-
ния приведены во многих справочниках, например в работах [5, 38].
а)
Рош
0 А/2 A Unop
Рис. 15.37
Зависимость рош от
отношения сигнал—по-
меха имеет очень рез-
кий спад с ростом zo,
поэтому удобнее эту
зависимость строить
графически от вели-
чины А3 = 201g(^4/crn),
которая называется за-
щищенностью сигнала
от ФП на входе порогового устройства. Из рис. 15.37, б видно, например, что
вероятность ошибки рош = 0,5 • 10~6 обеспечивается при zo = 4,9 и соответствен-
но при защищенности сигнала А3 = 201^Л/стп) = 201g2^b = 201g(2 • 4,9) s 20 дБ.
Двоичный симметричный сигнал (ДСС). При передаче такого сигнала
(см. рис. 15.38, а), который также является двухуровневым, возможны два вида
ошибок: 1) когда вместо символа «+1» формируется «-1»; такая ошибка харак-
теризуется вероятностью перехода «1» в «—1», обозначаемой p+i-i', 2) когда
вместо символа «-1» формируется «1»; вероятность такого перехода обознача-
ется р_1+1.
Из рис. 15.38, а следует, что ошибочный переход из « +1» в «-1» возможен,
если А + Un < Unop. Но так как при приеме ДСС выбирается t/nop = 0, то Un < —А.
-A
Тогдар+1-i = j W(U^)dUn. Ошибочный переход из «-1» в «+1» возможен, если
629
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
(—А + Un) > О или Un > А. Тогда p_1+i = J W\Un)dUn. Из рис. 15.38, б видно, что
а
вероятности p+t-i и p-i+i численно равны площадям заштрихованных фигур
соответственно с левой и правой штриховками.
Вероятность появления, ошибки в регенерированном сигнале под воз-
действием ФП составитрош = PlP+1-i + P-iP-i+i- Учитывая, что р\ = р~\ = 0,5,
+00 +А
a J JP( Un)dUn = 1, имеем: рош = 0,5(1 - J W(Un)dUn).
-оо -А
Зная закон распределения (15.6) и используя соответствующую подстанов-
ку, получаем
Рош ОД 1 —
2 ® -72 '
—-Jejcp—tfe ; zo
2 ,
(15.8)
л
Задавая, например, рош = 0,5 10 , получаем zo = — = 4,9 « 5, А3 s 14 дБ.
стп
Сравнивая этот результат с предыдущим сличаем, убеждаемся, что при одной
и той же вероятности ошибки допустимая помехозащищенность регенератора
при использовании ДСС на 6 дБ меньше, чём при использовании двоичного
униполярного сигнала.
Код ЧПИ. При передаче кода ЧПИ возможны следующие виды ошибок:
1) ложное обнаружение, когда вместо символа «О» формируется «+1» или «—1»
(О -> ±1); 2) пропуск сигнала, когда вместо символов «+1» или «~1» формирует-
ся «0» (±1 —> 0).
Вероятность ошибочного появления символов в регенерированном квази-
троичном сигнале будет определяться следующий образом:
Рош = Р+1(Р+10 + Р+1-1) + Р-1(Р-10 + Р-1+i) + Ро(Ро+1 + Ро-1)>
где р+1, р-i, Ро — соответственно вероятности появления символов «+1», «—1»,
«О» в исходном цифровом сигнале.
Пренебрегая вероятностями переходов p+1-i и p-i+i из-за их малости,
получаем
Рош = Р+1Р+10 + Р-1Р-10 + Ро(Р0+1 + РО-1)-
Определим, при каких условиях под воздействием ФП возможны ошибоч-
ные переходы. При этом учтем, что регенератор содержит два пороговых ус-
тройства (рис. 15.39, а), которые имеют два порога сравнения: «Цюр» и «-£7ПОр».
Переход 0 -> +1 возможен , если (0 + Un) > Unop и £7п > Unop. Переход 0 -+ -1
возможен при (0 + U„) < - UnOp и Un< ~ Unop. При этом вероятности переходов
Ро+1 и Ро—1 численно равны площадям заштрихованных фигур (рис? 15.39, б)
и равны между собой (Po+i " Ро—t)- Переход +1 -> 0 возможем, если (А + Un) < Unop
и Un < (Цюр — А). Так как t/noP < А, то Un имеет отрицательную полярность.
630
15.5. Падаж вмнёйнрм тракте ЦСП
Переход —1 -> О возможен, если,(—Я + £/п) > — Unop или U„ > (A "- Unop). Ве-
роятности переходов р+ю ир-ю также численно равны площадям заштрихован-
ных фигур (рис. 15.39, в) и равны между собой (р+ю - р_10).
Учитывая вышесказанное и то, что ро = 0,5, p+i = p-i = 0,25, получаем
Рощ = 2р-1Р-ю + 2рвро+1 = O,5p_jo + Р01 “
+оо
= 05 fX(^n)^n+2fWn)</t/n ,
<Л-£/пор
^пор
Как следует из графика функциирош ± <p(J7nop) (рис. 15,39, г), оптимальное
значение порогового напряжения £ZnOpOnT, при котором величина рош мини-
мальна, приблизительно равно Л/2. При этом
а
«.-и»/?. ’* н'
РошЦ(^п№
2 А
.,-2
3 1
2 2
1-
А
2
А
2стп
(15.9)
. Сравнивая выражения минимальной вероятности ошибки для униполяр-
ного ДС (15.7) и кода ЧПИ (15,9), получаем, что при одной и той же защищен-
ности сигнала от помех Из меньшую вероятность ошибочного приема обеспе-
чивает использование униполярного ДС.
Примерная зависимость рош от отношения сигнал—шум Я/оп (точнее, от
величины й3 =» 201g(H/an), дБ) для кода ЧПИ представлена в виде табл. 15.1.
631
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
Таблица 15.1
Зависимость вероятности ошибки от помехозащищенности Д3
Л3, дБ 18,8 19,7 20,5 21,1 21,7 22,2 22,6 23,0 23,4
Рош 10-5 10~6 10“7 10-8 10’9 Ю-io 10“и 10-12 10-13
Рис. 15.40
Из таблицы видно, как резко падает ве-
роятность ошибки при увеличении Л/стп-
Для удобства пользования зависимость рош =
= <р(Л/стп)) представляют в логарифмическом
масштабе (рис. 15.40). Очевидно, что измене-,
ние Рош на порядок соответствует изменению
А3 на 0,5—0,6 дБ. Для численных расчетов ча-
ще ИСПОЛЬЗУЮТ ЗаВИСИМОСТЬ = (p(lgPom)'
При передаче линейного сигнала в коде
ЧПИ в интервале рош ~ Ю~5—10~13 эта зависи-
мость может быть представлена приближен-
ным выражением [8, 24]
Алли = 10,65 + li,42fe¥; . АГ— (15-Ю)
При передаче двоичным униполярным кодом имеем
А.да = 10,58+ 11,421gJf; X»4gp0UI, (15.11)
априпередачедвоичнымсимметричнымкодом —
Л3.дС = 4,58 + ll,421gAf; Х~ -lgp0U1. . (15.12)
В общем случае для m-уровневого линейного кода помехозащищенность
можно рассчитать, используя следующее выражение: :
A==A.4n„ + 201g^l. (15.13)
Из (15.13) следует, что с увеличением числа разрешенных уровней линей-
ного кода необходимо увеличивать требуемую помехозащищенность на входе
ПУ, чтобы сохранить прежнее значение вероятности ошибки регенератора.
15.5.2. Накопление ошибок В цифровом линейном тракте
При расчете обычно задаются суммарной вероятностью ошибки на весь
тракт, содержащий У регенерационных участков рошлг = Рошх- Определим, ка-
кова должна быть при этом вероятность безошибочной работы одного участ-
ка линейного тракта. Очевидно, событие «безошибочно работает весь линей-
ный Тракт» произойдет тоЛько тогда, когда одновременно выполняются N
независимых событий «каждый регенератор работает безошибочно». Если
обозначить символами ^ и qj вероятность безошибочной работы линейного
тракта иj-го регенератора,/ = 1, 2,.... п, то qz - q^-gN- При — qjq^ име-
632
15,5- Помехи в линейном тракте ЦСП
........ • ' • - ' i
ем рошх = 1 “ ?х= 1 - qNj= 1 “ (1 “Рощ)*, гдерощ1 = рош 1 - % — ве-
роятность ошибочной работы одного регенератора (Вероятность ошибки).
При рош « 1 получим
Рошх=1-(1-Рош)^1-(1->УР<ш.)’^ош. (15.14)
С ростом числа регенераторов У, как следует из (15.14), для обеспечения
одного1 и того же значения рОшх вероятность ошибки, допустимая на один регене-
ратор, уменьшается. Чтобы обеспечить меньшее значение рош> отношение сиг-
нал—помеха на входерегенератора должно расти (ей. (15.10)—(15.13) и рис. 15.40).
Этого можно добиться за счет уменьшения расстояния между регенерационны-
ми пунктами. s
Рассмотрим пример. Пусть на весь линейный тракт задано рошХ = 10-7. Бу-
дем менять число регенерационных пунктов от 1 до 100. Тогда вероятность
ошибки на один регенератор будет изменяться в пределах 10-7—10 . Исполь-
зуя, например, (15.10) и табл. 15.1, определяем пределы изменения необходи-
мого отношения сигнал—шум на входе регенератора: А/о„ =• 10,5—12,5, что
составляет всего 15% (примерно 1,2 дБ по мощности). На рис. 15.41 представ-
лен график изменения отношения сигнал—шум (точнее, защищенности) на
входе регенератора от числа НРП (функция 1).
В линейном тракте аналоговых МСП накопление мощности помех про-
исходи! по закону РпХ = NPnJ, где мощности помех тракта РпХ и отдельного
НУП РП7 рассчитаны в точке нулевого относительного уровня полезного
сигцала (см. параграф 9.3)._ Тогда, полагая, что с ростом числа НУП суммар-
ная мощность помех тракта не меняется и равна допустимой Рпхдап, имеем
Г р А / р А г
= N\ —S- , где Рсу = Рс1дбп. Взяв 101g от левой и правой части, по-
Jj V Рп /Хдоп .
лучим' ' .. . ' 77 .7'7
' ,N
Л = Лхдоп+Ю1ё^ (15.15)
где А3] и Язхдоп — соответственно допустимые защищенности на один НУП
и весь тракт..
График зависимости = <р(У), построенный на
основании (15.15), приведен на рис. 15.41 (функция 2).
Меняя N, как и в предыдущем примере, от 1 до 100,
получим, что требуемое отношение мощности сигна-
ла к мощности помехи на входе (илй выходе) НУП
должно меняться в 100 раз (на, 20 дБ).
На основании рис. 15.41 следует, что в цифровом
тракте, в отличие от аналогового, практически, не
требуется повышения уровня сигцала при увеличе-
нии числа регенераторов. Здесь почти не происходит
накопления помех, что позволяет не перестраивать линию связи при измене-
нии .числа НРП,
О 1
Рис. 15.41
633
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ
15.5.3. Допустимая вероятность ошибки в линейном тракте
Допустимая вероятность ошибки, которая возникает в линейном тракте,
зависит от используемого оконечного прибора на выходе тракта (человеческое
ухо, глаз или устройство обработки дискретной информации). Для каждого
потребителя допустимая вероятность ошибки Рошлоп будет свод. На основании
статистических испытаний считается допустимым, чтобы ошибка* в телефон-
ных каналах приводила к щелчкам с частотой не более 1 щелчка в минуту.
Щелчок произойдет тогда, когда в цифровом потоке, соответствующем одно-
му телефонному каналу, возникает сбой (ошибка) одного импульса, отвечаю-
щего либо за старший разряд выборки, либо за ее знак? Следовательно, при
частоте дискретизации Яя 8 кГц, что соответствует передаче по каждому ка-
налу 8 • 103 • 60. = 4,8 • 105 кодовых комбинаций в минуту, допустим ошибоч-
ный прием одного из 2 • 4,8 • 105 символов в минуту. При равной вероятности
ошибочного приема любого разряда кодовой* /комбинации вероятность оши-
бочного приема одного из указанных символов для всего линейного тракта
должна удовлетворять условию рош.доп - -——-г ® 10-6-
- • > > 9,6 • 105 '•
Согласно рекомендациям МККТТ [11, 24, 54], “такую вероятность ошибок
должен обеспечивать цифровой линейный тракт (канал), соединяющий двух
абонентов разных национальных сетей Связи. При этом 70% приходится на со-
единительную Линию между оконечными станциями двух национальных сетей,
а оставшиеся 30% делятся поровну (nd 15%) между национальными сетями.
Для них, очевидно, допустимая вероятность ошибочного приема символа не
должна превышать 0,15 10-6 =1,5 • ПГ7.
Для первичной национальной сети эта норма делится поровну между тремя
основными составляющими первичной сети* магистральной (МПС), внутризо-
новой (ВЗПС> и местной (сельской СПС и городской ГПС) таким образом, что
на каждую из них приходится одинаковая величина рош доп, равная 1,5 10 73 =
= 5-10 8. Учитывая значения максимально допустимой длины участка МПС,
ВЗПС, СПС и ГПС (соответственно 12 500, 1400 и 200 км [8, 11, 23]), получим
величину допустимого километрического коэффициента ошибок, определяе-
мого как отношение полной вероятности ошибки линейного тракта к длине
этого тракта:
^ошЛдоп
= 4,0.1012 (ПГ11) - для МПС,
~8
=3,57 10:tl (1,67 -1О-10) - для ВЗПС, (15.16)
1400
= 2,5 • IO’10 (10^9) - для СПС, ГПС.
200
В скобках приведены значения допустимого километрического коэффициен-
та ошибок, которые Могут использовать национальные операторы при других воз-
можных распределениях ошибок между отдельными компонентами сети [40].
634
15.5. Помехи в линейном тракте UCF1
Выражение (15.16) соответствует долговременной вероятности оши-
бок в цифровом линейном тракте (ЦЛТ) и является основой при проектирова-
нии ЦЛТ (см. параграф 16.1). Однако при сдаче ЦЛТ в эксплуатацию зачастую
более оперативно и удобно производить измерения вероятности ошибки (тогда
ее называют оценкой ошибки), усредненной за минутный или даже за односе-
кундный интервал. Нормирование числа ошибок, выявленных за эти интерва-
лы, в зависимости от структуры национальной сети и длины цифрового тракта
производится в соответствии с рекомендацией G.821 МСЭ-Т. С методикой
расчета по этой рекомендации’можно ознакомиться в специальной литературе,
а также в работе [40];
В зависимости от того, к какому участку первичной сети относится маги-
страль ЦЛТ, используют одно из приведенных выше значений Л>Ш.1ДСЯ1. Допус-
тимый коэффициент ошибок в ЦЛТ длиной L равен соответственно ^ош.допт =
~ ^ош1доп^- г I
При передаче сигнала телевидения в цифровом тракте оценке «заметно, но
не мешает Наблюдению» соответствует действие помех, «поражающих» не бо-
лее одного элемента изображения в каждой строке. Сбой происходит тогда,
когда неверно принимается символ старшего разряда выборки. Общее число Nz
таких «потенциально опасных» символов за строку равно: Nz = Тс/Тд = Fa/Fc,
где Гд -т частота дискретизации ТВ сигнала, Fc— частота строчной развертки.
Соответственно рошдоп = 1/jV2 = Fc/Fa. Оценка «практически незаметно» соот-
ветствует помехе, поражающей не более одного элемента за кадр изображения.
В этом случае/>ош.доп = FK/Fa, где Гк— частота кадровой развертки. Принимая,
например, FK = 25 Гц и ?д = 13,5 МГц, получим рОШлоп s 2 • Ю-6. Дальнейшее
распределение допустимой вероятности ошибки по отдельным участкам сети
распределения телевизионных программ зависит от ее структуры [12, 19]. Как
показывают расчеты, при передаче цифрового телевизионного сигнала по ма-
гистральным и внутризоновым универсальным линиям связи, удовлетворяю-
щим требованиям (15.16), всегда наблюдается высокое качество телевизионно-
го изображения, если оно обеспечено работой кодера и декодера ТВ системы.
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ
НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
16.1. Обобщенная методика расчета
При проектировании или реконструкции магистрали ЦЛТ необходимо вы-
бирать длину регенерационного участка /р таким образом, чтобы ожидаемая ве-
роятность ошибки у>ош.ож на участке регенерации не превышала допустимую
Рошлоп- Равенство этих величин определяет максимально возможную длину ре-
генерационного участка /р.тах, при которой обеспечивается передача информа-
ции с заданным качеством (рис, 16.1, а). Допустимую вероятность ошибки на
участке регенерации /р определяют через величину
РоШЛОП — ^ош. laoiJp' (16.1а)
Зависимость рошож = ф(/р) является достаточно сложной, поэтому вместо
нее рассчитывают ожидаемую суммарную защищенность от всех видов помех
на входе ПУ Лз2ож, зависящую от длины участка регенерации. При этом Лз2ож не
должна превышать допустимого для данной длины /р значения защищенности
Лхдоп- Длина регенерационного участка /р, при которой Яз5;ож = ЛзЬ10П, является
максимально возможной /р.тах (рис. 16.1, б).
Выражения для расчета 4дцОп при передаче различных видов линейных
сигналов рассматривались в параграфе 15.4. В частности, при передаче кода
ЧПИ зависимость ЛзЕДоп от длины участка регенерации определяется из (15.10):
Люп ~ ИаРошдоп ш.1доп^р)>
^- 10,65 + 11,421^; (16.16)
Расчет ЯзХож ведется исходя из предположения, что источники различных
видов помехи слабо связаны между србой и их влияние на сигнал можно счи-
тать независимым друг от друга. Тогда мощности помех от отдельных источни-
ков складываются, а действующее значение напряжения суммарной помехи на
( « , ~)0,5
входе ПУ t7nZ выражается в виде t7nZ = д , где — действующее значе-
U=i )
0,5
ние напряженияу-й составляющей помехи на входе ПУ;у е [1, л]; п — число ис-
точников помех. При этом результирующая защищенность от помех равна
л IJ2- п
Лхож = -101ё£^- = -101еХ10-°^
;=i ап j=i
(16.2)
где Ап — амплитуда импульса линейного сигнала на входе ПУ; A3j - -201g
Лп
защищенность от у-го вида помехи, дБ.
636
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов
К сожалению, кроме
помех типа собственных
шумов и линейных пере-
ходов, которые можно
учесть аналитически, име-
ется ряд источников по-
мех, которые не поддают-
ся расчету, хотя и заметно
влияют на защищенность
регенератора, увеличивая
[/п2. К ним относятся: 1) помехи межсимвольной интерференции (МСИ), воз-
никающие из-за неточной работы устройств коррекции и АРУ регенератора,
а также температурной нестабильности этих устройств; 2) дрожание фазы
строб-импульсов, поступающих на ПУ от выделителя тактовой частоты; 3) не-
стабильность порога ПУ; 4) нестабильность амплитуды импульсов, формируе-
мых на выходе регенератора й т.д. Их действие оценивается, как правило,
экспериментально; оно эквивалентно увеличению U„z на 6—12 дБ или, соответ-
ственно, уменьшению Аз2пж на величину ДЛ3 = 6—12 дБ. Рекомендуют брать [8]
6 дБ —для СПЦСП и ПЦСП,
8 дБ — для ВЦСП,
10 дБ — для ТЦСП,
12 дБ — для ЦСП.
(16.3)
Выражение (16.2) при этом трансформируется к виду
* к
4хож = Лз2ож-ДА = -101ё£10^ -АЯ3, (16.4)
j=i
где Ау — защищенность от тех Составляющих помех, j е [1, к], к < п, которые
рассчитываются аналитически.
16.2. Ожидаёмая помехозащищенность
от собственных шумов
16.2.1. Собственные шумы регенератора высокоскоростных ЦСП
Как уже говорилось, аналитически можно учесть лишь помехи типа соб-
ственных шумов и линейных переходов, т.е. для этих типов помехи можно по-
строить их математические модели в виде некоторых аналитических зависи-
мостей и оценить их влияние на цифровой сигнал. Удобной оценкой является
помехозащищенность регенератора на входе ПУ. Можно показать, что она су-,
щественно зависит от структуры построения регенератора, особенно его вход-
ных каскадов. Поэтому целесообразно по отдельности рассмотреть помехоза-
щищенность в сложных регенераторах высокоскоростных ЦСП и в более
простых низкоскоростных ЦСП. ,
637
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
Собственные шумы на входе ПУ РЛ обус-
ловлены тепловыми шумами прилегающего
участка линии связи и шумами линейной части
регенератора до входа ПУ (шумами усилите-
ля-корректора). При анализе защищенности РЛ
от собственных шумов можно использовать
упрощенную модель канала передачи, по кото-
рому помеха попадает на вход ПУ (рис. 16.2).
Здесь влияние тепловых шумов линии заменя-
Рис. 16.2
ется (см. параграф 9.1) эквивалентным источником шума с ЭДС Еш и внутрен-
ним сопротивлением Лр, равным волновому сопротивлению линии и входному
сопротивлению блока 1 — усилителя-корректора (УК). Последний компенси-
рует неравномерность частотной характеристики затухания участка линии свя-
зи и тем самым корректирует форму импульса. Блок 2 — пороговое устройство,
срабатывающее в момент прихода строб-импульсов тактовой частоты Л ЛС
и имеющее входное сопротивление Лп.
Можно показать, что коэффициент передачи по мощности УК определяется
R
из выражения К23м (/) = К23н (f)~, где К23н (/) — коэффициент передачи по на-
пряжению УК (между точками 2 и 3).
а) “
Рис. 16.3
Оптимальная коррекция обеспечивает мини-
мально возможное значение мощности собствен-
ных шумов на входе ПУ при отсутствии МСИ. При
этом форма откорректированного импульса на вхо-
де ПУ Un(f) и форма регенерированного сигнала для
этого импульса Up(f) будут иметь вид, представлен-
ный на рис. 16.3, а, в. Импульс Up(f) формируется
в момент прихода строб-импульса 6^, (рис. 16.3, б).
При этом Un(f) = A„U„ (0, Up(t) = ApUp(t), где U„ (О
и Up (/) — нормированные (единичные) сигнальные
функции. Определяя с помощью преобразования
Фурье частотные спектры этих функций, т.е. 5П (/)=
[[/*(/)], Sp(f) = F[17р(0], находим, что
К2Зн(Л =
AnSn(f)
ApSp(f)Km(f)
(16.5)
Здесь,Knn(f) — коэффициент передачи регенерационного участка связи
длиной /р, определяемый выражением Клн(/) = dec(—0,05а(f)lp), гдеа(/) — ки-
лометрическое затухание на частоте f. Используя (15.2), выразим затухание в ви-
де ол</) = а(/ХР ==' «лт гДе алт = а (АХР — затухание участка линии дли-
ной /р на тактовой частоте fT. Тогда
Ч1н(/) = аес(-О,О5алтл/77Л)- ' (16.6)
638
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов
Вид функции Sn(f)/Sp(f) в выражении (16.5) должен обеспечивать отсут-
ствие МСИ. Расчет ее ведется на основании материалов параграфа 15.3, а при-
мерный вид показан на рис. 16.4 (штриховая линия). Эту сложную зависимость
аппроксимируют косинусоидальной функцией, т.е.
*5'n(/)/‘S'p(/)s acostjC-» e = const. (16.7)
2/т
После подстановки этих выражений определяем коэффициент передачи по
мощности УК в виде
K23M</)=44^^cos2^decf'()’1^^’ (i6-8>
Яр / Др А/т \ V /т 7
где Кс = а2 — постоянный коэффициент, зависящий от кода линейного сигна-
ла: Кс = 4 при использовании квазитроичных или^роичных кодов и = 1 для
двоичного симметричного кода [24].
Спектральная плотность мощности шума с уче-
том шумов УК, пересчитанных на вход РЛ, опреде-
ляется из выражения (см. параграф 9.1): (7ш вх(/) =
= kTDmy(f \ где кТ — спектральная плотность тепло-
вых шумов линии; Т — температура линии по
Кельвину, град; к = 1,38 • 10-23 Дж/Гц • град — по-
стоянная Больцмана; Лшу(/) — коэффициент шума
УК. Тогда мощность собственных шумов на входе ПУ
РЛ (в сечении 3—3 на рис. 16,2), определяемая в по-
лосе сосредоточения основной энергии цифрового сигнала [0; Л], будет равна
А .
•Рш.пу — Рш.З = J б!ш.вх(/")-^‘23мОГ)^'>
0
а защищенность регенератора от собственных шумов
Яз.ш =-101g^|l =-101ё^щЛ =
Яп Яп (
1П1 ^^РОщуС/') в, 2 л/" J (ni I
= -1018 J —Кс cos1 -^-dec 0,1 алт J
.0 Яр / Др А/т К V
(16.9)
(16.10)
где [/ш.з — действующее напряжение собственных шумов на входе ПУ.
Защищенность от собственных шумов регенераторов высокоскоростных
ЦСП (ИКМ-120, -480, -1920) определяется особенностями построения входно-
го устройства РЛ (рис. 16.5). Здесь линейный трансформатор 1 подключен
к входу широкополосного предварительного усилителя 2, после которого
включен один (или два) корректора кабеля 3 (5) и основной усилитель 4. Как
639
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИЙ
правило, корректор 3 является переменным, его АЧХ и затухание меняются под
действием напряжения АРУ. Для такого варианта построения РЛ можно при-
нять Дшу (/) = Dy = const, где Dy — коэффициент шума предварительного усили-
теля (Дшу определяется по справочным данным ЦСП или рассчитывается по
(16.38)). После подстановки в (16.10) Dmy(/) = Dy, интегрирования и ряда пре-
образований получим [23, 24]:
А.ш = РР “ lOlgDy - ат + 201ёалт - 101gfT - 101g^ + 98,2 - lOlg//^), (16.11)
Л2103 '''"Ли
где рр = 101g—дБм; X выражается в МГц, алт — в дБ; Ji(eOT) поправочный
/Ср
коэффициент, определяемый численно (рис. 16.6).
Рис. 16.5 Рис. 16.6
В пределах изменения олт от 30 до 110 дБ его можно выразить
Л = ф(°лг)« (92 ~ 0,4(aOT — 30)) • 10~2. (16.12)
Собственные шумы являются основным источником помех, рассчитанных
подобным образом, для высокоскоростных ЦСП по коаксиальным кабелям
(ИКМ-480, -480 х 2, -1'920, -1920 х 2). Для этих систем полная ожидаемая защи-
щенность от помех на входе ПУ определяется из выражения А3 = Лзш - ДЛ3, где
ДЛ3 берется на оснований (16.3).
16.2.2. Собственные шумы низкоскоростных регенераторов
В отличие от РЛ высокоскоростных ЦСП (см. рис. 16.5) входное устрой-
ство регенератора низкоскоростных ЦСП, работающих по металлическим ка-
белям, например первичной ЦСП типа ИКМ-30, с целью упрощения и сниже-
ния стоимости и потребляемой мощности строится без предварительного
усилителя (рис. 16.7). При этом пассивный корректор 2 с коэффициентом пе-
редачи по напряжению АГкор н (/) корректирует неравномерность примерно по-
ловины Номинального участка регенерации, остальную коррекцию осущест-
вляет корректор 4. В таком случае (см. параграф 9.1) D^ (/) = - ~ где Dy —
I -^кор.нС/")
коэффициент шума усилителя 3. Частотная зависимость коэффициента передачи
корректора 2 должна быть обратна коэффициенту передачи линии связи длиной 4/2,
640
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов
поэтому с учетом (16.6) имеем Klopit(f) = 5dec[0,la(/)/;,/2] = В de,c(Q,\amyJf/fr),
где ат = алт/2. Коэффициент В выбирают таким, чтобы на границе полосы
коррекции (для/=/) коэффициент передачи пассивного корректора был мак-
симален: АкоР.н(/) «1 (рис. 16.8). Если выбрать В = dec(—0,lanT), TO
^кор.и (/)= dec(0,l <зпт V///T )dec(—ОДдл,.) = dec[0,1йПт(1 ~ 47777)]
и при/=f имеем Ккор н(/) = 1. Тогда получим
= = (16.13)
**кор.н V 1
РИС. 16.7
РИС. 16.8
После подстановки (16.13) в (16.10) получим выражение для защищеннос-
ти от собственных шумов полезного сигнала на входе ПУ РЛ низкоскоростной
ЦСП в виде
4 kTDy
'№/R
-.Kccos2X-
р
dec
г
0,1 Cm- 1 +
<
(16.14)
Можно показать, что после интегрирования в (16.14) и некоторых преобразо-
ваний получаем выражение для Лз ш, которое совпадает по виду с (16.11) и отлича-
ется только постоянным слагаемым +92,2 (вместо +98,2) и коэффициентом f.
Последний определяется из (16.12) при подстановке вместо ат <зПт ~ йлт/2.
16.2.3. Собственные шумы регенераторов с РОС
' I '
_ При анализе помехозащищенности от собственных шумой регенератора
с РОС (сМ. рис. 15.34), который применяется обычно в высокоскоростных
ЦСП, работающих по симметричному кабелю, будем полагать, что' форма от-
корректированного импульса Utft) в тактовых точках кТт удовлетворяет ус-
ловию Цц(кТг) * 0 только для к = 0, ±1. Для всех остальных точек ип{кТх~) = 0
(см. рис. 15.35). Тогда
Ап cos2, |г| < 2Тт
*Т л т
0, |/|>2Тт.
(16.15)
21 Зак. 1600
641
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
Определив частотный спектр сигнала (16.15) и исходного ЛС (см. рис. 15.35),
можно найти сквозной коэффициент передачи по напряжению K(f) с выхода
формирователя <? предыдущего РЛ до входа блока 6 последующего РЛ (см. рис. 15.34).
По аналогии он имеет вид [23]
K(f) = Km(f)Knp(f)KKopM(f)« A,0cos^; /е [0; А], (16.16)
где Кяп (/) — коэффициент передачи по напряжению участка линии связи дли-
ной /р, определяемый из (16;6).
Коэффициент передачи предыскажающего устройства 10 Knp(f), как го-
ворилось выше, растет с увеличением частоты, поэтому удобно записать его
в виде ' • .
АнрШ^Анр.одесЮ.ОЗаС/Укор], (16.17)
где /кор — эквивалентный участок линии, АЧХ которого компенсируется бло-
ком 10. '
Постоянный множитель ХпР.о определяем из условия, что средняя мощ-
ность ЛС на входе и выходе предыскажающего устройства неизменна, или
J АпР(/)4С = откуда имеем
о 2
__________0Л(0,23gKop)_______
кор ~ 1 + (0,23gкор -1) dec 0,1 йкор’
акор = аШ/кор = «ЛТ7^; аЛт = аОр. (16.18)
В (16.16) Кн.о, как показано в работе [24], определяется в виде
К1О =4КС(ЛП/Лр)2, (16.19)
где Ар и Ап — амплитуды отдельного символа соответственно на выходе РЛ
(входе блока 10) и входе порогового устройства (см. рис. 15.34); коэффициент
Хс поясняется в формуле (16.8).
Используя приведенные выражения, по аналогии с (16.9) определим мощ-
ность собственных шумов на входе ПУ 7:
Рш = Тс?ш (/)Ак2ор(/)^ 4f = 4kTDy Кс ~т~~’А'пр.о х •
о лп Ар / Ар
/пт г
xj cos2 у-dec
0 J*
^=/т/2.
0Д(/р - /кор)а С/пт).
642
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов
Здесь Ру — коэффициент шума регенератора; к — постоянная Больцмана;
Т— температура по Кельвину; 7?п — входное сопротивление ПУ; Rp — выходное
сопротивление РЛ (волновое сопротивление линии).
Выполняя интегрирование, после ряда преобразований определяем защи-
щенность на входе ПУ от собственных шумов в децибелах:
4-ш.рос = -101g—-------= Рр -lOlgXc - - lOlgPy -101g/пт +
^п / *п i-
(16.20)
+ 201gAnp о + 201ёйкг - lOlg/^) + 92,2,
.Л1 Л2 103
гдерр = 101g——
лр
, дБм;_4,т выражается в МГц;
_ /Г 1 \ алт(1 ^кор / 1р).
®КТ а(7пт)(1р 4сор)-
2 , '
•А(вкт) определяется по аналогии с (16.12) путем замены ат на дкт.
(16.21)
В регенераторе без РОС предыскажения сигнала, как правило, не применя-
ются, и его защищенность может быть определена по выражению (16.11). Вы-
игрыш, который обеспечивается при введении РОС и предыскажений, равен
А<43 щ — •'^З.ш.рос -^з.ш ® (®лт ®кт) ~~ 201g 6 "Ь
° кт
+ lOlgAnp.0 - lOlg^ffi^^.
92 - 0,4(длт - 30)
Применение регенераторов с РОС значительно повышает их помехозащи-
щенность от собственных шумов. В то же время такие регенераторы требуют
обеспечения существенно более высокой стабильности своих параметров, осо-
бенно точности коррекции импульсов в условиях изменения длины и затухания
участка регенерации.
16.2.4. Собственные шумы регенераторов ВОСП
Математическая модель прохождения сигнала и шумов на участке регене-
рации волоконно-оптической системы передачи (ВОСП) может быть получена
на основе обобщенной схемы регенератора (рис. 16.9), представляющей собой
совокупность блоков 1—9, подключенных к предыдущему и последующему
участку волоконно-оптической линии связи (ВОЛС) 10. Здесь блок 1 — при-
емный оптический модуль (ПРОМ), содержащий оптоэлектронный преобразо-
ватель (ОЭП) 2, нагруженный на частотно-зависимую входную цепь (ВЦ) 3,
а также усилитель фототока 4 и так называемый противошумовой корректор
(ПШК) 5. Последний компенсирует неравномерность АЧХ блока 3 в требуемой
полосе частот; его часто включают в цепь обратной связи усилителя, кото-
рый тогда называют трансимпедансным. Блок 6 выполняет роль частотного
643
16, ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
Рис. 16.9
корректора тракта, обеспечивающего требуемую форму импульсов Un(t) на вхо-
де порогового устройства 7. К выходу ПУ подключен формирователь импуль-
сов (ФИ) 8, который образует регенерированный поток импульсов Ц>(0 с номи-
нальной амплитудой, длительностью, формой и временным расположением.
Этот поток поступает на передающий оптический модуль (ПОМ) 9, в котором
осуществляется непосредственная модуляция мощности оптического излуче-
ния цифровым двухуровневым сигналом с тактовой линейной частотой fr.
Затем оптические импульсы поступают на следующий участок ВОЛ С.
Коэффициент передачи по мощности и напряжению между сечениями 1—1
и 3—3 (см. рис. 16.9) при условии отсутствия межсимвольных искажений по
аналогии с (16.7), (16.8) можно записать в виде
*13м(Л - ^Зн (7)^- = ~2~-Кс COS2 X
яп Лр/лР 27т
где постоянный коэффициент Кс для двухуровневых блочных кодов типа тВпВ
(см. рис. 15.15) равен 1,0. Здесь, как и ранее, Лп и Лр — амплитуды импульсов на
входе ПУ и на выходе ФИ соответственно.
Специфической особенностью оптоэлектронно-
го преобразователя 2 (здесь обычно используются
p-i-n фотодиоды (ФД) или лавинные фотодиоды
(ЛФД)) является то, что выходной ток ОЭП /д(0 за-
висит только от величины падающей на ФД оптичес-
кой мощности Рд(0 (рис. 16.10, а) и не зависит от
сопротивления'внешней цепи:
4(0 - kpa(f) =^1ИРд0[1 + wap(0J.
Здесь к — чувствительность ФД, A/Вт; ц — кван-
товая эффективность ОЭП — отношение числа но-
сителей тока ФД к числу фотонов, вызвавших эти
носители; е — заряд электрона; h — постоянная
Планка; v « с/Х, где с — скорость света, X — длина
644
16.2.- Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов ,
волны оптического излучения; М — коэффициент лавинного умножения
(для p-i-n ФД — М = 1); Рдо — средняя оптическая мощность; т — коэффи-
циент глубины модуляции оптического излучения ПОМ цифровым сигна-
лом i/p (рис. 16.10, б).
При известных значениях h, с, е можно записать
/д(0 = 4(0 = 4о(1 + /и Ц»(0) = ho + h~(t), (16.22)
где ... • . . v
4о = 0,8т|М/Ри0(1ес[-0,1 (ас + Ув/0)]. (16.23)
При этом токи 4(0» h~(t) и ho выражаются в микроамперах, если 1 выраже-
на в микронах, а средняя (не пиковая) мощность оптического излучения ПОМ
Ри0 — в микроваттах. Коэффициент ас характеризует в децибелах потери опти-
ческой мощности на стыках ОЭП—волокно, волокно—волокно и волок-
но—ОЭП; ув и /р — соответственно километрическое затухание (дБ/км) и длина
(км) оптического кабеля (участка регенерации).
При отсутствии частотных искажений в ПОМ, ОЭП и оптическом кабеле
выходной ток ФД в сечении 2—2 (см. рис. 16.9) 4(0 точно повторял бы форму
сигнала Up(t), а в случае 100%-ной модуляции и скважности q цифрового сигна-
ла (обычно q — 2 — см. рис. 15.15) имел бы амплитуду импульса тока 4(0, рав-
ную 4™ = qhoM. В действительности форма тока 4(0 отличается от прямо-
угольной (см. пунктирную кривую 2 на рис. 16.10), соответственно искажается
и спектр 4(0 по сравнению со спектром цифрового сигнала Up(f). Для оценки
таких линейных искажений удобно ввести нормированную частотную характе-
ристику оптического тракта котн(/), определяемую из [19]:
(\2 2
, ехр^^Ь, ? (16.24)
где тот — эквивалентный параметр, характеризующий полосу пропускания оп-
тического тракта (между сечениями Г-4’и 2—2; рис. 16.9).
Поскольку линейный тракт с характеристикой передачи типа (16.24)
имеет импульсную характеристику вида gm(t) = а ехр — а = const
(см. параграф 2.10), то параметр т0Т называется также дисперсией или ушире-
нием импульса в оптическом тракте. В первом приближении справедливо ра-
венство [19]
~ ^пом "* Тфд + TBj/p, (16.25)
> < ' . . , ?
гае тПоМ и Тфд «— уширение импульса, обусловленное инерционными процесса-
ми соответственно в ПОМ й ОЭП; tbi — уширение (дисперсия) импульса, воз-
никающее при прохождении 1 км оптического кабеля; 1Р — длина кабеля.
645
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
Удобно ввести йонятие передаточной функции £2з(/), понимаемой как от-
ношение спектральной плотности напряжения сигнала в сечении 3—3 к спек-
тральной плотности тока в сечений 2—2. Тогда
*2з(/) = 2 cos2 ^ехр^тс/1-т^- (16.26)
^(/) 1^2М2 А 2
При этом эквивалентная схема регенератора между сечениями 2—2 и 3—3
приведется к виду (рис. 16.11), где генератор тока /с2 определяет сигнальную
составляющую фототока [см. (16.22), (16.23)], а генератор тока 1ш2 — шумовую,
которая обусловлена всеми источниками шума, пересчитанными в сечение
2—2. Элементы, расположенные между сечением 2—2 и входом предваритель-
ного усилителя Уь образуют апериодическую, частотно-зависимую входную
цепь, которая является нагрузкой для генераторов тока и включает: /?, — внут-
реннее сопротивление ОЭП; /?н — сопротивление внешней нагрузки; Rm —
входное сопротивление Уь С\ — выходную емкость ОЭП; С2 — входную ем-
кость У1 и емкость монтажа.
; Рис. 16.11
Результирующая проводимость входной цепи увх (Jf) равна
Увх(#) = «(1+АлЛвх); £ = 4~ + -1^- + 4"; +--~. (16.27)
Rh Яъх Л g
Наличие реактивных элементов во входной цепи ФД вызывает частотные
искажения полезного сигнала — уменьшение уровня компонентов входного
сигнала UBX (/) с ростом частоты, так как t/BX (/) --Аг(/) ЛрИ этом
g[l + (2дАвх) ] 3
растягиваются фронты импульсов, что может привести к межсимвольным ис-
кажениям(см. рис. 15.19). Коррекция межсимвольных искажений осуществля-
ется с помощью двух корректоров — противошумового и корректора кабеля (КК).
646
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов
Для удобства их настройки обычно полагают, что ПШК корректирует частот-
ные искажения входной цепи в полосе частот от 0 до/, а КК — частотные иска-
жения всех остальных блоков. При этом частотная характеристика передачи
ПШК имеет вид
^пшк(/) = Ло[1 + (ЗлАвх) ] ’ > = const, f е [0,/].
Неравномерность этой характеристики, оцениваемая величиной
Я=-ТЦ^=11 + <2<т>«)2]0Л (16.28)
Лпшк(0) .
зависит’от выбора внешней нагрузки RH = l/gH и величин емкостей С\ и С2. Од-
новременно эти же элементы существенно влияют на эффективное (действую-
щее) значение /„рп и энергетический спектр 6ш2(/) шумового генератора тока
/ш2, которые связаны известным образом:
/ш2д = рш2(/)#.
При определении /ш2д и 6ш2 (/) используются шумовые схемы замещения
фотодиода и транзистора (полевого ПТ и биполярного БТ) первого каскада У]
с последующим пересчетом всех источников шума в сечение 2—2. Пересчет
производится йо правилам, рассмотренным в параграфе 9.1. Можно показать
[19, 23], что
' <7ш2(/) = й1 + <hgH + djg2 +4»(2V)2; /е [“«, +«], (16.29)
где постоянные коэффициенты d\ + d^ приведены в табл. 16.1.
Таблица 16.1
Шумовые параметры биполярного и полевого транзисторов
Параметр биполярный транзистор Полевой транзистор
di e(Ir + /ф + I^M2+х + е/б(1 + 1/р) , е(/т+ /ф +/20)Л/2+зс + е/,
di 2*7' [1 + 40/б(гб + Л,.э)] 2кТ
di 2fcT[re + 20/6fc4p^.3)] 4кТ 3s
d< + 20«h2C,2 + (С, -И С2)2рЯ02э]} 2kT[Cl + 2(Ct + С2)2] 3s
Здесь обозначены: /20 — средний ток фотодиода, обусловленный модулиру-
ющим сигналом; /, /ф — соответственно темновой ток и ток, обусловленный
фоновой засветкой ФД; х — коэффициент избыточного шума ЛФД (0 < х < 1
в зависимости от материала ЛФД, для p-i-n ФД — М= 1, х = 0); /б, гб, р — по-
стоянный базовый ток, распределенное сопротивление базовой области и ко-
эффициент усиления по току БТ в схеме С общим эмиттером; Л,, ------; /3, s —
. • ер/б
ток утечки затвора и крутизна передаточной характеристики ПТ (s = y2i Для
647
16, 0Ж1/ЩДЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЦН^РАиИИ
схемы QH); е.— заряд электрона; А — постоянная Больцмана; Г— абсолютная
температура. Как видно из табл. 16.1, коэффициенту di * <4 не зависят от про-
водймостй нагрузки gH, а определяются только тиром ФД (p-i-n или ЛФД)
и транзистора (ПТ или БТ), режимами их работы по постоянному току, а также
реактивными элементами Входной цепи. От уровня оптической мощности по-
лезного сигнала и коэффициента умножения ЛФД зависит Только коэффи-
циент dp Л .
После прохождения шума через частотно-зависимые блоки в сечении 3—3
(на входе ПУ, рис. 16.11) спектральная плотность мощности шума С?П1з (/) и эф-
фективное Напряжение шума 14и3 будут равны: 5 < . • '
. ‘ о
Используя (16.26), (16.29), (16.30), определяем защищенность от собствен-
ных шумов на входе ПУ:
л ini ^шЗ ini 2Ас •fr, Z/-4 zf nf \ Г(2л/)2ТотЪ^-
Л3.ш = -101g-Щ- = -101g-у —s-г 1 (?ш2(/)со82 -i- ехр \df =
А2 ЦоЯ М2о A2/J ( 2 J
4 ,Л. Т 2КС ।
= -’101g' —— 1
(16.30)
-2-27-2-IW + d2gH + ^2)И + ЛИ2]
Интегралы F], V2, стоящие в (16,31), путем введения переменной z = ///T
и коэффициента с = Зл/^от можно привести к виду (23]:
vJ(2V)2t2 V
(16.31)
Pi = f cos2( | exp -
Г2 = fV2 cosOjXexp
о A2Jt )
Wj ~ j z cos2f^Xexp
0 2 '
от
2
сгкх
df*frWxw^-,
2fr2
d/ = />2exp^-;
< , 1 Л»
W)24X
U- 2 : j'! X
' fc2(z2-kj)
: 2 ‘
, Коэффициенты ki ii k2 МОЖнО ПОДрбраТь такими, Чтобы йри изменении с
в пределах от О до 3,5 (это соответствует на оснОвйнйи (16^24) йз^ен^нию гра-
нитной частоты коэффицйёнга перёдЙи оптического тракта в Пределах от /т/3
до j») коэффициент^. К5 и W2 оставались практически постоянными (с пб-
грешносТыо не более 10%Х При этом = 0,48; 1К2 = 0,058; к2 s 0,23; к2 ё
= 2А2 = 0,46. Тогда вместо (16.31) с учетом (16.32) и (16.23) получим( [23]
* . Xi
• + + d#2) Wx +4(2я«2 W^decOW2)]}. (16.33)
Здесь использовано известное соотношение: expo,23x= deco*Lx.
t?)'] MV'lr-
- dz, ;.;:(i6.32)
648
1'&£ЬжщшаЛ'нометозйЙаШсть от собственных шумоа у !: • *
Как видно из (16.33), имеются Два параметра; варьируя которыеМожно из-
менять Лз ш: это проводимость внешней нагрузки ОЭП gH и коэффициент ла-
винного умножения М (прй использовании ЛФД). Оптимальный коэффициент
умножения А/опт находится Из решения уравнения =* О или.
dM
«4 + rf2gH + <h&)Wx + rf4(2n/T)24/2dec(0,05c2) / А*2]} _ n ,
' J dM - ' ' < • д 7 ••
откуда, учитывая табл л 6.1, имеем , .р. ... . ’
М [W'eI& +1 /J^+Wh + ^(2^)2^dec(О,О5с2)V/(2+X) (16 34)
111 (. ^И*е(^2о + Af + 7ф) /2 J
Прй использовании ПТ вместотока /б(1 + 1/р) берется ток/3.
Проводимость gH, используемая в (16.33), (16.34), определяется на основа-
нии (16.27), (16,28) из выражения
&-2^0, + -1/Л, > . (16.35)
где Н— коэффициент неравномерности АЧХ входной цепи и ПШК по (16.28),
' ' '' у; . „у I:. 1‘ . . • Д • - >
Из выражений (16.33), (16.35) видно, что с увеличением сопротивления R = l/gH
защищенность Л34Ц сначала резко растет, а затем ее рост, замедляется. Опти-
мальным значением g4-oirr принято считать такое минимальное значение, при
, котором Л3щ отличается от >43.ш тах (при & - 0) не более чем на 1дБ. Используя
(16.33) и решая уравнение 0) - Л3;ш(§ноцт) =? 1, после ряда преобразова-
ний получим ; >
ан,опт - Уж. :------! > v1 и*
нот = [1 + (2л/т)2(С1 + C2)2(gH.onT + йи)-2]0’5. (16.37)
Формулы (16.36), (16,37) полностью справедливы и для трансимпедансного
усилителя прй зайёне ца где Лк — сопротивление параллельной отрица-
тельной обратной связи (см. рис. 16.11).
Вы,брр оцтимал1>11Ь1х по. шумам значений gH pnT и Нрт необходимо сопоста-
вить со;днай?нйе^ получаемым из услодия физической рёйЛИЙйиГПра-
ктйка показывает, что если' йспоЛьзуетсд предварительный усилитель У, с вы-
соки^ входным сопротивлением, а после него ставц^й ПШК (1^к нй‘рис.
16.11), то Итак 100-300. ЁсДи Же применяется трансймпедайсЙьЫ уёилитеЙЬ
(ПШКТогда не используется), то из Условия устойчивости усилителя, охвачен-
ного цепью обратной связи, имеем Ята^ < 10-30 (см. параграф 2.11), Обобщая
вышесказанное, получаем: . -
1) если Яопт < Ящах, то Целесообразно реализовать входную цепь и ПШК с па-
раметрами gH.onr И Яопт, При этом Л3.ш з 43 m(gH s 0) = Л3.ш.тах;
2) если Яопт > Ятах, то следует брать Я= Ятах, а величины grt onT и Лз ш рас-
считывать из (16.35), (16.33). • .гТОЧ"..
649
16, ОЖИДАЕМАЯ вероятность ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАиИИ
Когда в качестве фотодетектора используется лавинный ФД с регулируе-
мым коэффициентом лавинного умножения М, то можно подобрать пару опти-
мальных значений £н.опт rt Л/Опт» которые находят путем совместного решения
системы уравнений (16.34) и (16.36). Целесообразно применять метод последо-
вательных приближений: на первом шаге находят первое приближение из
(16.34) при условии £„ = 0 и, подставляя Л/о1и в (16.36) (через коэффициент </]),
определяют g„^nT. На второе шаге сначала определяют из (16.34) при gH —
= £н'о1гт> а затем g„22nr из (16.36) при М = М™ и т.д. Как правило, можно огра-
ничиться двумя итерациями. По найденному значению £н.опт из (16.37) опреде-
ляют оптимальный коэффициент Яопт. <: '
Как и ранее, определяется физическая реализуемость Яогтт. Если Яопт < Н^,
то принимают Я = Яопт, а Л3.ш рассчитывают из (16.33) при gH - Ян.опт и М =
= Л/опт. Если Яопт > Ятах, то принимается Я = Н^, а величины gHOItr, Мот, Л3.ш
рассчитывают из (16.35), (16.34) и (16.33) соответственно. Результирующую
ожидаемую защищенность регенератора ВОСП Л3.шх рассчитывают в следую-
щем порядке. Задают длину участка регенерации I = 1Р и с помощью (16.23)
и (16.25) определяют /го и хот- Затем рассчитывают gHonT, Мот, Яопт и проверяют
условия физической реализации противошумовой коррекции. Если оптималь-
ная коррекция нереализуема, то выбирают величину Я < и для нер рассчи-
тывают gHonT из (16.35), Л/опт из (16.34) (дляp-i-n ФД берут М= 1) и затем Лзш из
(16,33). Далее определяют (см. параграф 16.1) ЛзХ = Лз ш£ — АЛ3 и сравнивают эту
величину с допустимой защищенностью Л-ддоп из (15.11), (Г6.1а). Если Лд > Л3хд0П,
то длину участка регенерации можно увеличить, в противном случае её надо
уменьшать. Условию Лзг = Лз2доп соответствует максимальная длина
Для ускорения процедуры расчета можно использовать результаты матема-
тического моделирования регенератора ВОСП, полученные в работе [25]. В ней
использовано представление Лзш в виде '
6
Аш = Уо +
;=i .• ' - :
где vo — помехозащищенность регенератора при определенном «базовом» на-
боре параметров; Дц/у — изменение защищенности вследствие отклонения од-
ного из параметров от своего базового значения, ~ '
Отметим, что некоторые из приведенных в этом параграфе выражений
можно применить для расчета ЦСП, работающих по металлическим кабелям.
В частности, коэффициент шума />шу (/) предварительного усилителя регенера-
тора (блок 2 на рис. 16.5 и блок 4 на рис. 16.7) рассчитывают как ’
Лиу(/) = ^^Д (16.38)
где <?ш2 определяется из (16.29) и табл. 16.1 при уровни, что /2о ~ /ф “ 0.
При этом gH = 2gr - 1//?вх, где gr — трансформированная к входу усилителя про-
водимость источника сигнала. Для рис. 16.5 она равна 1/7?р, а для рис. 16.7 —
1/ЛКВ) где R№ — волновое (характеристическое) сопротивление корректора 3.
650
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
16.3. Ожидаемая защищенность
от помех линейных переходов
16.3.1. Классификация взаимных влияний
Переходные помехи обусловлены электромагнитными (емкостными и ин-
дуктивными) связями между соседними парами одного металлического кабеля.
Связь между соседними кабелями за счет пространственного разнесения и эк-
ранирующего влияния внешней металлической оболочки кабеля практически
очень слаба и в расчет обычно не принимается. Переходные влияния (ПВ)
между соседними парами одного кабеля Действуют по-разному в зависимости
от схемы организации двустороннего цифровопэ линейного тракта. Могут быть
использованы следующие варианты построения цифровых магистралей по
симметричному кабелю.
1. Применяются только однотипные цифровые тракты, т.е. организован-
ные по разным парам кабеля с помощью одного и того же типа аппаратуры.
При этом возможны варианты, когда: а) ЦСП работают по двухкабельной
(ДК) схеме (рис., 16.12), что позволяет исключить ПВ между ЦСП встречных
направлений и учитывать только переходные влияния на дальний и ближний
конец (ПВДК и ПВБК) между парами кабеля, где работают ЦСП совпадаю-
щего направления; б) ЦСП работают по однокабельной (ОК) схеме (рис. 16.13),
при которой уровень переходных помех на каждую пару кабеля одновремен-
но определяется как парами, по которым работают ЦСП совпадающих на-
правлений, так и парами, где работают ЦСП встречных направлений; в) ЦСП
работают по ОК схеме, при которой контейнеры регенераторов ЦСТ1, рабо-
тающих в противоположных направлениях, размещены в «шахматном» по-
рядке (рис. 16.14).
651
16, ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
2. Кабельная магистраль построена с помощью разнотипных ЦСП, что со-
ответствует одновременной работе на параллельных цепях многопарного сим-
метричного кабеля цифровых систем передачи, принадлежащих различным
ступеням иерархии ЦСП. Такой вариант совместной работы возможен при ре-
конструкции цифровой магистрали и постепенной замене одних типов ЦСП на
другие. В этом случае совместная работа разноскоростных ЦСП сопровождает-
ся взаимными влияниями между разнотипными трактами. Причем «мощные»
ЦСП (ЦСП2), работающие с большой скоростью, и «маломощные ЦСП
(ЦСП1), работающие с меньшей ско^стью, могут работать как во встречном
(ОК схема организации связи, рис. 16.15, а), так. и в совпадающем (ДК схема
связи, рис. 16.15, б) режиме передачи.
ЦСП1
ЦСП2
ЦСП1
ЦСП2
Рис. 16.15
3. Кабельная магистраль организована с помощью АСП и ЦСП (такой ва-
риант обычно встречается при реконструкции магистралей), работающих на
параллельных цепях многопарного кабеля. При атом возможны следующие ва-
рианты совместной работы АСП и ЦСП: а) ДК однополосная схема организа-
652
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
ции связи для АСП и ЦСП (рис. 16.16, о); б) ОК схема организации связи и од-
нополосный четырехпроводный режим АСП (рис. 16.16, б); в) ОК схема
организации связи и двухполосный двухпроводный режим АСП.
Рис. 16.16
Методика расчета защищенности регенераторов от линейных переходов
для каждого из этих вариантов требует самостоятельного рассмотрения.
16.3.2. Линейные переходы между однотипными ЦСП
При анализе взаимных влияний между однотипными ЦСП будем полагать,
что энергетический спектр влияющей помехи Gnou (f) на выходе РЛ равен энер-
гетическому спектру сигнала влияющей системы (?р (/), т.е. GnoM (f) = Gp (/).
В параграфе 15.2 было показано, что энергетический спектр линейного сигнала,
передаваемого в коде ЧПИ, троичном или двоично-симметричном (ДСС),
в первом приближении описывается выражением (15.1), где постоянный мно-
житель рассчитывается из следующих соображений. Средняя мощность сиг-
нала на выходе РЛ может быть определена, с одной стороны, по известной
спектральной плотности мощности Gp(f), с другой — непосредственно по ус-
редненной временной функции Up(t). Тогда имеем
1 г
' ' Нт^ГС/р2(Г)Л
» г ft» Т i
e,-\G,WKf-oA рр ------------l,
О 2 Ар
653
16, ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
при этом в качестве функций Up(t) можно использовать типовые ЛС в коде
ЧПИ (см. рис. 15.33, е), ДСС (см. рис. 15.35, а и 15.6) с равновероятным чере-
дованием символов 1 и 0 и прямоугольной формой импульсов.
Приравнивая друг к другу эти выражения (Рр = Рр”), получим
_ j2
Gp(/) = <70sin2^; = ; 0</</т, (16.39)
7т лр/тлс
где К<. — коэффициент системы (К^ = 4 — для кода ЧПИ, = 1 — для ДСС).
Рассмотрим сначала ПВ, возникающие при совместной работе на двух па-
рах кабеля однотипных ЦСП в протйвоположных направлениях передачи, что
характерно для ОК схемы организации связи (рис. 16.17, а). Пусть ЦСП1 на
первой паре — влияющая система, ЦСП2 на второй паре — подверженная вли-
янию. Переходные помехи в таком режиме обусловлены влияниями на ближ-
ний конец (ПВБК). Модель канала передачи, по которому помеха попадает на
вход ПУ РЛ ЦСП2, представлена на рис. 16.17, б. Здесь каждый спектральный
компонент мощности сигнала на выходе РЛ 1 влияющей цепи G^f) попадает
на вход регенератора РЛ 2 цепи, подверженной влиянию, с затуханием A^f),
которое называется переходным затуханием на ближний конец (ПЗБК). Затем
переходная помеха проходит через те же входные каскады регенератора (через
УК 2), что и составляющие собственного шума, и попадает на вход ПУ 3, где ее
энергетический спектр будет равен
с?пу(/) = Gp^deceo.i^a))^^).
2 Шз
Рис. 16.17
С учетом (16.8) определим защищенность однотипной ЦСП от линейных
переходов, обусловленных ПВБК, в виде
, (Gny(Z)<
77-2 р р j 1
Alia = -101g^f = -101g = -101g ----
4i Ап Ап / Rn
cos । ——- dec[-0,l/16(/)]dec 0,1алт
= — 101g' — f sin2j — |слс,г^
Zr о \ Zt J V 2/т
где Un — действующее напряжение помехи; Рп — мощность помехи.
654
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов : ,
Учтем (см. параграф 9.4), что
А^П~АШ~^~, , (16.40)
где Лб(/1) — затухание, которое измерено или известно зарайее для частоты ft.
Тогда, выполнив интегрирование и некоторые преобразования, получим
+ (16.41)
V/i J
Здесь /гС^лт) — поправочный коэффициент, определяемый численным ин-
тегрированием. Для алт = 40—120 дБ его можно рассчитать из приближенного
выражения
/2(йлт)М27-0,2(алт-40))10"2. (16.41а)
Учтем, что в многопарном кабеле ПВ определяются разным конструктив-
ным расположением влияющих пар относительно цепи, подверженной влия-
нию, — в одной четверке или в разных. При этом величина ^(/j) будет разной
для внутричетверочных и межчетверочных влияний (ВВ и МВ). Полагая, что
мощности помех от отдельных влияющих ЦСП складываются, получим защи-
щенность цепи от всех влияющих ЦСП встречного направления передачи:
к
4j116s = — 101g[j£dec(—0,1Л311б/)1,
J=i
где Лнб; — защищенность от ПВ со стороны J-й цепи встречного направле-
ния, j <= [1, к]', к — число влияющих пар.
Оценим ПВ, возникающие при совместной работе однотипных ЦСП на
совпадающих направлениях (рис. 16.18, а). При таком режиме работы необхо-
димо учитывать как ПВБК, так и ПВДК. Модель канала прохождения помехи
на вход ПУ РЛ ЦСП2 представлена на рис. 16.18, б. Здесь блок 1 отражает час-
тотную зависимость переходного затухания на дальний конец (ПЗДК.) Aa(f Ц),
а блок 5 характеризует частотнотзависимое ПЗБК Поскольку РЛ2 рабо-
тает в ключевом режиме, то его выходное сопротивление явно не согласова-
но с сопротивлением линии, поэтому полагают, что коэффициент отражений Яотр
Рис. 16.18
1
655
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
помехи (см. блок 6 на рис., 16.18, б) от ПВБК на передающем выходе РЛ2
практически равен 1,0, и помеха начинает распространяться по линии (блок 7)
в том же направлении, что и полезный сигнал. В блоке 4 (физически он
отсутствует) пройсхбдит сложение по мощности помех от ПВДК и ПВБК. Эти
помехи затем поступают на вход ПУ З через УК 2, имеющий коэффициент пе-
редачи, определяемый из (16.8).
На основании вышеописанной эквивалентной схемы энергетический
спектр помехи на входе ПУ 3 определяется из выражения
(?пу(/) = <7р(/)А23м(/Хбес[—0,1Лб(/)]<)ес[—O’,la(/)^I + dec[—р,1^1д(^ /₽)]}.
Тогда защищенность РЛ2 от переходных помех однотипной ЦСП совпада-
ющего направления будет равна; f
. \GvWf
A„,-101g^-i0ie ° . -
Al -А /
= -101g- -y- j sin2te')cos2f/^-\lec[-0>l^6(/)]^f +
Jt о k/т J \ А/т 7
+ Ajsin2Mcos2(J^ldecpo,!^(/, lp)]df .
Jr о \Jt J k A/т J
Здесь Лзд(/, /р) = Лд(/, /р) - а(/Ур — переходная защищенность На дальний
конец. Учтем частотные зависимости величины Jg(/) из (16.40) и Язд(/, /р) для
ВВ и МВ (см. параграф 9.4):
. (16.42)
. ?' ‘1 /т
где /4M(/r, /j) — переходная защищенность, измеренная для Частоты f\ и длины
участка /t; i = 4 - для ВВ и к 2 — для МВ.
4,iU=»-101g2-
Выполнив Интегрирование>и некоторые преобразования, получим
f “ I f f
£ J5^c[-0,U(/i)J + 2/ £
fi) . A l/i,
ЛаесЬОДЛддС/ь/ЩК (16.43)
В (16.43) при учете межчетверочных влияний (МВ) принимают к — 2nJ„ =
=? /4, а при учете внутричетверочных влияний — к = 4 и /„ - /3. При этом J3 = 0,014;
/4 = 0,048; J5 = 0,069 -*• поправочные коэффициенты, определяемые методом
численного интегрирования из выражения ч ।
1 С ,
Jn = j sin2 nz cos2 zkdz,
0
где z = f /ft, причем при к = 1,5 имеем Jn = J5.
656
16.3.0Жидаемаязаи1Утщенностьотпомехл14нейныХПёрёходйв
Учитывая, что в многопарном кабеле А^( f) и (ft, 4) будут разными для ВВ
и МВ, а мощности помех от отдельных влияющих ЦСП складываются, полу-
чив защищенность цепи от всех влияющих ЦСП совпадающего Направления:
ДзНдГ =-101g 2^ес(-0,1Л3цд|)
(16.43а)
где Лид/— защищенность от ПВ со стороныу-й цепи совпадающего направле-
ния; j е Ц; nJ; ,п —. количество влияющих цепей.
Для ОК схемы организации связи необходимо учитывать влияющие це-
пи как совпадающего (их число п), так и встречного (их число к = п + 1) на-
правления, в соответствии с чем результирующая защищенность от ПВ будет
иметь вид
Длит =-101g £dec(-0,M3116y) +£аес(-0,1Л3цд,) . (16.44)
.7=1 >1
16.3.3. Линейные переходы между разноскоростными ЦСП
При анализе переходных помех между ЦЛТ, организованными с помощью
разнотипных ЦСП1 и ЦСП2, будем учитывать, ч*го длина участка регенерации
высокоскоростной ЦСП2 /р2 всегда меньше, чем длина участка регенерации
низкоскоростной ЦСП1 /р]. Как правило, на один участок пары кабеля, где ра-
ботает «маломощная» ЦСШ, йриходитСя несколько участкбв «мощной» ЦСП2.
При этом некоторые из линейных регенераторов (РЛ2) ЦСП2 размещаются
в общем контейнере с регенераторами ЦСП1 (РЛ1).
Рассмотрим основные варйанты совместной работы разнОскоростных ЦСП.
1. ОК схема организации связи: на параллельных цепях кабеля ЦСП1 и ЦСП2
работают на встречных направлениях (рис. 16,15; а).
Оценим защищенность «мощной» ЦСП2 от влияния на , нее одной «мало-
мощной» ЦСП1. В таком случае ЦСП1 оказывает влияние практически только
на те регенераторы ЦСП2, которые расположены в общем контейнере с РЛ1
(РЛ2л+1), за счет ПВБК. Тогда эквивалентная схема прохождения помехи от
РЛ1 на вход ПУ РЛ 2*+i аналогична схеме на рис. 16.17, б и отличается от нее
только тем, что вместо функции Gp(f) нужно брать функцию <2pt(/), характери-
зующую цифровой сигнал ЦСП1, а в качестве УК 2 принимать усилитель-кор-
ректор с параметрами, характерными для ЦСП2 (см. (16.8)]. Будем учитывать^
что влияние на РЛ2^+1 осуществляется в полосе частот (0;Л1), где сосредоточе-
на основная энергия сигнала ЦСП 1. Тогда на основании эквивалентной схемы
и общей методики расчета, описанной выше, находим защищенность полезно-
го сигнала на входе ПУ ЦСП2 от ПВБК со стороны ЦСШ, Она равна
4з21б — “101g-
Гл2, Ул1
f.Gpl(/)dec[-0,145(/)]K23M2(/)rf/ /
КтЛ I л
657
16, ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
= -101g-
fv-T’5dec[-0,l^(/i)l x
к Alл cl ЛЛР2У к /1 )
/л
x j sin
0
'(//л)14'
l(Al /
cos2 T7~ dec[0,la(/)/p2]^ -.
к/Аг?
После некоторых преобразований получим
Лг1б
= -101g-
2/-с2 I ^pl I [ /т!
Ксх ДЛгД/!
дес(0,1дЛт1 / Ю
dectOJ^l/i)]
/15(°лт1» К, °) ’•
(16.45)
В приведенных формулах Ср1 (/) — энергетический спектр сигнала на вы-
ходе РЛ 1; >4П], ЛР1 и ЛП2, Лр2 — амплитуды импульсов откорректированного и ис-
ходного линейного сигнала соответственное ЦСП1 и ЦСП2; АГ2зм2(/) — коэф-
фициент передачи УК РЛ2; и К& — коэффициенты системы соответственно
для ЦСП1 и ЦСП2; /15 = <p[aOTi т= a(AiVpii к= lPi/1Р2‘, а = А2/А11 — поправоч-
ный коэффициент, определяемый численным интегрированием. Приближенно
его можно рассчитать по формуле [23, 26]
/15 2 ИГ2
4 6(120 - Qjrrl)2
К 802
алт| >40дБ; К>2; aS:4.
Для оценки переходного влияния ЦСП2 на ЦСП 1 интервал /Р1 также раз-
бивается на К участков, в каждом из которых находится мощность переходной
помехи на ближний конец, а затем эти мощности пересчитываются на вход
РЛ1. Таким образом, переходное влияние на один регенератор «маломощной»
ЦСШ оказывают за счет ПВБК (см. штриховые линии на рис. 16.15, а) все ре-
генераторы РЛ2 «мощной» ЦСП2, расположенные на участке /р1 (/ — номер
влияющего регенератора; у е [1; К]). Основной вклад вносит регенератор РЛ2Ь
находящийся в одном контейнере с РЛ1, остальные влияют слабее.
Влияние одной ЦСП2 на ЦСП1 можно отобразить эквивалентной схемой
(рис. 16.19), где четырехполюсник 1 характеризует частотно-зависимое ПЗБК
Лб(/) помехи со стороны РЛ2/ блок 5 — затухание линии длиной (у — 1)^2, че-
рез которую проходит помеха от РЛ2у. Блок 4 означает сложение мощности по-
мех, пришедших на вход РЛ1 разными путями; <7р2 (/) характеризует энергети-
ческий спектр линейного сигнала на Выходе РЛ ЦСП2. Назначение блоков 2,3
Рис. 16.19
658
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
тоже, что и на рис. 16.17, б и 16.18, б. На основании этой эквивалентной схемы,
используя (16.8), (16.39) и (16.40), определим защищенность подверженного
влиянию РЛ 1 от всех РЛ2;, расположенных на участке /р1:
Л126 — “101g-
Г’/т! *-1
j dec[-0,l^(/)]^dec[0,lG -1)а(/)(р2]
7 0 М
Х67Р2(/)^2ЗМ1(/И}=-1О15-
2ХС1
Кс2
А>2^
х
2
decf-O,!^)]
in2f2^k)/16decf 9^1)—dec(°’lgjIT1 ) 1
I Zt2 J \ К Jdec(O,iajrrI / tf)-lj
(16.46)
где /1б(аЛт1) — поправочный коэффициент, определяемый численным интегри-
рованием. Смысл остальных элементов в (16.46) тот же, что и в формуле (16.44).
Коэффициент Jj6 можно рассчитать приближенно:
/16 = 1О-3
’ 9(120-аЛТ1)2
802
алт1>40дБ; а >4.
(16.47)
'41
ч *п1
2. Двухкабелъная схема организации связи: на параллельных цепях симмет-
ричного кабеля разнотипные ЦСП1 и ЦСП2 работают на совпадающих на-
правлениях передачи (см. рис. 16.15, б).
Оценим защищенность «мощной» ЦСП2 от ПВ со стороны одной «мало-
мощной» ЦСП1. Наибольшее переходное влияние будет испытывать регене-
ратор ЦСП2, стоящий сразу после общего контейнера, — РЛ22, а наимень-
шее — регенератор, расположенный в другом общем контейнере, — РЛ2л+1.
Это обусловлено тем, что уровень влияющего сигнала ЦСП1 на первом
участке максимален. Соответственно именно ожидаемая защищенность от
переходных помех на первом участке ЦСП2 будет определять возможность
совместной работы ЦСШ и ЦСП2. Влияние ЦСП1 на РЛ22 удобно предста-
вить с помощью эквивалентной схемы (рис. 16.20, а), где назначение блоков
Рис. 16.20
659
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
1— 7то. же, что и на рис. 16.18, б. На основании этой схемы, учитывая (16.8),
(16.39), (16.40), (16.42), можно записать, что защищенность полезного сиг-
нала на входе ПУ РЛ2 равна
J (?pi (/)^23M2(/)[dec(-0,l Ад (f, /р2) +
о
Л21д = - 101g-
+ dec(-0,14£/))dec(-a(/yp2)W} = -101g
2^2
Al
<^Р2 >
(/Tl//l)bS , j Xftl/flf
dec^,!^)) " dec(0,Maa(/1,/]))
где для внутричетверочных влияний берется к = 4 и J„ = а для межчетвероч-
ных (МВ) — соответственно к = 2 и J„ = J7, остальные элементы пояснялись
в описании формулы (16.43). Здесь J7, — постоянные коэффициенты, оп-
ределяемые численным интегрированием и изменяющиеся в пределах соот-
ветственно 0,053—0,057; 0,133—0,141 и 0,175—0,185 при изменении а = /т2//Т1
от 4 до 16 [24, 26].
При оценке влияния одной «мощной» ЦСП2 на «маломощную» ЦСП1, ра-
ботающую на совпадающем направлении передачи, необходимо учитывать ПВ от
всех ЦСП2, расположенных на участке /рГ (см. штриховые линии на рис. 16.15, б).
При этом основное влияние оказывает регенератор РЛ2 под номером (к) за счет
ПВДК. Остальные РЛ2 влияют слабее, причем один из них, расположенный
в общем контейнере, будет также оказывать влияние через ПВБК за счет отра-
жения от выхода РЛ1. В данном случае влияние ЦСП2 на ЦСП1 удобно пред-
ставить с помощью эквивалентной схемы (рис. 16.20, ф, где блоки 1 и Охарак-
теризуют помеху за счет ПВБК, блоки би 7 — за счет ПВДК и затухания на
участке линии длиной (у - 1)/р2, j =1,2, ..., К; блоки 2 и 3 — те же, что и на
рис. 16.17 и 16.18. В соответствии с этой схемой защищенность на входе ПУ
РЛ1 равна
13 it dec(-0,U6(/i)) +
)
с А , V
____г. сч
2*с1
Хс2
sin2
/т2
Лз12д — —101g-
t dec(0,laMi )-1
dec(0,lo4T1 / K)-l
<*ес(-0,1Лзд(/1, 6)) ,
'pi \Ji)
(16.49)
где для ВВ берут к = 4, J„ = J12, а для МВ — к = 2, Jn = J14. Здесь Ju' — постоян-
ный коэффициент, который при изменении а = f&Jftx от 4 до 16 принимает зна-
чения от 0,03 до 0,027; Ju — поправочные коэффициенты, определяемые
численным интегрированием [24, 26] по известным значениям аЛТ1 = а(Л1)(Рь
О = ftilAl и К= /р1//р2.
660
16.3, Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
Они могут быть также рассчитаны приближенно для (a^i =у) > 20 дБ и А" = 2; 4:
/12^
5(110-у)2
902
10"3;
+
ugio-j)2
902
10-3.
(16.50)
3. ОК схема организации связи по многопарному симметричному кабелю, в ко-
тором применяются два типа ЦСП.
Для результирующей оценки защищенности от ПВ необходимо совместно
учитывать четыре типа влияний и соответствующие им защищенности A3i:
1) ПВ от однотипных ЦСП, работающих на совпадающих направлениях [защи-
щенность определяется из (16.43)]; 2) ПВ от однотипных ЦСП, работающих
в противоположных направлениях [используют формулу (16.41)]; 3) ПВ от
ЦСП другого типа, работающих на совпадающих направлениях [используют
формулы (16.48) или (16.49)]; 4) ПВ от ЦСП другого типа, работающих на про-
тивоположных направлениях [используют формулы (16.45) или (16.46)]. Ре-
зультирующую защищенность рассчитывают по аналогии с (16.44) с учетом
межг и внутричетверочных влияний.
16.3.4, Переходные помехи при «шахматном» расположении регенераторов
«Шахматное» расположение регенераторов используется только при одно-
кабёльной схеме организации связи, когда необходимо уменьшить переходные
влияния на ближний конец от однотипных ЦСП (см. рис. 16.14). Поскольку
при таком расположении увеличивается число контейнеров, где размещаются
регенераторы, то, как показывает практика, экономическая эффективность
этого решения обеспечивается только при большом числе N параллельно рабо-
тающих ЦСП, когда выполняется условие N> Nk. Здесь Nk — максимально воз-
можное число односторонних Или двусторонних регенераторов, которые раз-
мещаются в одном контейнере (йлй колодце) [3]. При «шахматном»
расположении контейнеров в каждом из йих размещаются регенераторы Только
одного направления передачи.
Анализ защищенности от пере-
ходных помех одной ЦСП противо-
положного направления можно про-
вести, используя эквивалентную
схему прохождения помехи, изобра-
женную на рис. 16.21. Здесь компо-
ненты линейного сигнала влияющей Рис. 16.21
цепи с выхода РЛ1 проходят через
эквивалентный четырехполюсник 1, имеющий затухание такое же, как у участка
линии связи длиной /р /2, а затем через блок 2, затухание которого равно ПЗБК
между влияющими парами. Попав на вход РЛ2 подверженной влиянию цепи, по-,
меха проходит через УК 3 на вход ПУ 4. Здесь ее энергетический спектр с учётом
того, что на каждый РЛ2 могут влиять два РЛ1 (см. рис. 16.14), будет равен
<W) = 2gp(/)dec[-0,1^6(Z)]dec[-0,la(/).
661
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
С учетом (16.8), (16.39) и (16.40) защищенность от ПВ одной ЦСП проти-
воположного направления равна
ДзНб.ш ~*101g
А2
А
f<7„y(Z)4f =
о
zx-lOlg^^L
f V15
/ dec[-0,l^(/i)]
/17
бес(0,05длт)
(0,115длт)2
(16.51)
где /2(длт/2) определяется из (16.42) при подстановке ат/2 вместо алт.
Результирующая защищенность от* нескольких ЦСП совпадающих и про-
тивоположных направлений передачи определяется с помощью (16.43), (16.44)
и (16.51) с учетом меж- и внутричетверочных влияний.
16.3.5. Переходные помехи между АСП и ЦСП
В процессе реконструкции магистралей симметричного кабеля может
встретиться ситуация, когда на соседних парах одновременно работают анало-
говые (АСП) и цифровые (ЦСП) системы передачи. Необходимо убедиться,
что их совместная работа не вызовет значительного ухудшения помехозащи-
щенности каждой из систем. В противном случае приходится изменять страте-
гию реконструкции.
1. Совместная работа АСП и ЦСП по двухкабельной однополосной схеме орга-
низации связи. Такой вариант показан на рис. 16.16, а, из которого видно, что на-
один усилительный участок (УУ) АСП длиной /у приходится К = 1У /1Р регенера-
ционных участков ЦСП, причем АСП и ЦСП работают на совпадающих на-
правлениях передачи. Влияние одной АСП на ЦСП можно отобразить эквива-
лентной схемой (рис. 16.22, а), где четырехполюсники 1 и 5 характеризуют
частотно-зависимые ПЗДК Аа( f, /р) и ПЗБК A^(f), а блок 7 — затухание линии
длиной /р, через которую проходит помеха, отраженная от ближнего конца
ЦСП. Затухание при отражении Лотр, учитываемое блоком 6, принимают, как
и ранее, равным 0 дБ. Блок 4означает сложение мощностей помех, пришедших
на вход РЛ разными путями. Усилитель-корректор 2 имеет коэффициент пере-
дачи АГ2зм(/) (см. 16/8), который выбирается из условия оптимальной коррек-
ции символов линейного сигнала ЦСП; Ga(f) характеризует усредненный
энергетический спектр линейного сигнала АСП на выходе усилительного
пункта. Согласно эквивалентной схеме спектральная плотность мощности по-
мехи на входе ПУ (блок 3 на рис. 16.22, а) будет равна
Спу(/)= Са(/Ж23м(/)[бес(-0,1Лд(/, /р)) + dec(-0,1716(/))dec(-0,la(/)/p)],(16.52)
где на основании параграфа 9.3 при наличии предыскажений
G, = de40Jtep + ft,)l d Г 04 f-f.
(16.53)
н
662
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
Др = Рв Рн — перекос уровней; рв и ри — уровень сигнала в канале ТЧ, который
передается соответственно на нижней и верхней частоте, (/й и /в) линейного
спектра; Дрс„ — уровень линейного сигнала АСП для одного направления пере-
дачи в ТНОУ.
Рис. 16.22
Из рис. 16.16, а видно, что наибольшее влияние АСП оказывает на РЛ под
номером 2. Именно величина защищенности на входе ПУ этого РЛ и определя-
ет совместимость работы АСП й ЦСП. Эта защищенность с учетом (16.52),
(16.53), а также (16.8), (16.40) и (16.42) характеризуется выражением
-1018
V, -/нХ4^ / «р>
1
dec(-0,UM(/b/i)) ,
Дз.ца.д
7f<?ny№/
чо(^п / ^п)
’ (f Г1-5 Iff
X J24 £ dec(-0M(fo) + Jn / 7-
XJiJ Л1/17
где в случае расположения АСП и ЦСП в. одной четверке (вариант ВВ)прини-
мают к * 4, J„ = J22, а при размещений в разных четверках (МВ) — к = 2, Jn =
= Лз- Здесь поправочные коэффициенты Jn = /22, /2з, J24 вычисляются числен-
ным интегрированием из выражения
т _ г ГZ + b~^ cos2[it(z +b) / 2c]dz
, " {U + dJ dec[-(W(z -1)] ’
где b = /„/(/в - AX с = /т/(/в - /н), причем при к ~ 1^5 имеем /л = J24.
Ряд значений коэффициентов Jn при Др - 10 дБ (числитель дроби) и Др = 15 дБ
(знаменателе Дроби) приведён в табл. 16.2 [23, 27].
Если в АСП не используются предыскажения (Др = 0, рн я рв = рэ, где рэ —
эквивалентный уровень сигнала в каналах ТЧ при отсутствий перекосасм. па-
раграф 9.3.), то (16.54) преобразуется в вид
. dec[0,l(ApCp + рэ)]
(/в~/н)Мр2103/Яр)
f А*
<1ес[-0,1Ад(/ь/1)]
/17
^з.ца.д = 101g-
п
(16.54)
(16.55)
г (f^
V21? йес[-0ДЛб(/1)) +
. к/1/
(16.56)
663
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕЕЕНЕРАЦИИ
где для ВВ имеем к — 4, Jn J[9,а для МВ — к — 2, Ju— J20. Коэффициенты/^,
/20, /21 также рассчитываютсяйз (16.55), но при Ар = 0, причем при к — 1,5 име-
ем/„=/21 (см. также табл, 16.2).'
Таблица 16.2
Поправочные коэффициенты
Параметр Коэффициент х Ю"2
Ь с •4г •41 /м /19, Yo <41
0,05 4,3 13/11 19/15 21/17 г.: С У " 32 . . " 19
0,05 8,6 14/12 20/17 23/19 41 34 20
1,25 4,3 12/10 16/12 . 17/13 . 43 ; 38. 25
’1,25 8,6 20/16 25/19 • 27/20 62 55 Л8
0,15 21,5 16/13 23/18 25/20 46 • 38 23
0,15 43 16/13 22/18 25/20 ' 46 1 38 23
1,92 21,5 25/19 3(У23 32/34 73 67 49
1,92 43 26/20 31/23 33/24 75 69 51
Для оценки влияния одной ЦСП на АСП при Совместной работе по схеме
рис. 16.16, а интервал Zy разбивается на А'участков (К— 1у //р), в каждом из ко-
торых находится мощность переходной помехи на дальний конец, а затем эти
мощности пересчитываются на вход УП. Влияние ЦСП на ДСП (см. штрихо-
вые линии на рис. 16.16, а) можно отобразить эквивалентной схемой рис. 16.22, б,
где четырехполюсник 1 характеризует частотно-зависимое ПЗДК Aa(f, I?), блок
4 затухание Линии длиной (/ - 1 )/р, через которую проходят помехи рту-го РЛ
за счет*ПЗДК (/ 1,..., К). Блок 2 означает слодщн^е мощностей прдщх, при-
шедших на вход УЦ.* Усилитель 3 характеризуется врлцчинрй усиления Sy =
= а (/Уу> компенсирующего затухание прилегающего участка линии длиной /у;
Gp(/) — энергетический спектр линейного сигнала На выходе РЛ. ’
Защищенность АСП от ЦСП определяется как, разность между уровнем p(f)
полезного сигнала в канале ТЧ, который передается1 в линейном спектре на
частоте/, и уровнем переходной помехи, попавшей в полосу частот Af этого ка-
нала. Считая, что сцектр помехи в этой полосе частот постоянен, цолучим
Л.ац.д(/) - P(f) - 101g{AFGp (/) Sy (/) dec[0, Ыд( f /р)] x
к n 1
x£ deq[-0,l(< 1)аОХр)Ь p(/) 101g{ 2-^
* -I ..... x
Яр J
. 2( п/Абес[0Да(/)/у]-1 /р . Y f \k
\ ft J аес[0Да(/)ZP] 1 /1 J
(16.57)
где к — 4 при ВВ и к = 2 — при МВ. При выводе (16.57) учитывались выражения
(16.39) и (1.6.42). ‘
Обычно ожидаемую защищенность АС!Й от переходной Помехи Со стороны
ЦСП рассчитывают в верхнем канале ТЧ линейного спектра, т.е; для частоты/=Л>
664
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов;:
полагая, что в этом канале будет найхудшая защищенность. Результирующая
защищенность в канале ТЧ одной из АСП должна учитывать переходные влия-
ния как рт соседних ЦСП, так и от соседних АСП, если они сохраняются в про-
цессе реконструкции. В этом случае имеем
•Лз.а.дЕС./в)
|.аа.дг’(/в)1 ’>
(16.58)
где A3atuv — защищенность от у-й ЦСП, определяемая из (16.57), а Аэ.аал/ — от
у-Й АСП, рассчитываемая известным образом (см. параграф 9.4).
При этом суммарная мощность помехи1 в канале ТЧ от всех влияющих
ЦСП и АСП, работающих на параллельных цепях с АСП в совпадающем на-
правлении, в точке нулевого относительного уровня (ТНОУ) должна удовлет-
ворять условию (см. параграф 9,7)
PnaE»0,56.109dec(-a,lA3.aJO:)^^, (16.59)
где vi — допустимая псофометрическая мощность всех видов помех в канале
ТЧ, пересчитанная в ТНОУ и приходящаяся на 1 км магистрали. В правой час-
ти выражения, (16.59) выбирается коэффициент 2 для многочетверочных кабе-
лей и 3 — для одночетверочных.
2. Однокабельная схема работы АСП и ЦСП (см. рис. 16.16, б). В этом случае
необходимо оценить также взаимное влияние между АСП и ЦСП, работающи-
ми на несовпадающих направлениях. Из рис. 16.16, б видно, что основное вли-
яние АСП оказываетнаРЛ под номером (fc + 1) за счет ПВБК. Для расчета пе-
реходного влияния АСП на ЦСП используем эквивалентную схему (рис. 16.23, а),
где блок 1 отражаетПЗБК Лб(/), аблок 2-усилитель-корректорРЛ с коэффи-
циентом передачи по мощности АУМ (/).Тогда защищенность на входе ПУ 3
будет равна
^з.ца.б
f<?a(/)dec[-0,U(/)H23MCf)#
И* л /н • .?
= -ioig A1L(/B _/н)
Л
+ 101g{dec[0,l(ApCp +рн)1 х
decE-ОДИбСб)]
(16.60)
При выводе (16.60) использовались выражения (16.8), (16.40) и (16.53), а По-
правочный коэффициент Jis рассчитывался путем численного интегрирования
из формулы
665
16. ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕРЕГЕНЕРАЦИИ
/18 = 1 "----Г COS
2Гл(г + 6)1 йес(0Далт(л/г +b - VF+3) /4с]
Г —12----L ----------........—------4-----(j?
dec[-0,lAp(z -1)]
(16.61)
с
где, как и ранее, b = /н/(/в -/н); с = /т/(/в -/н); «лт " а(/т)/Р.
Если перекос уровней ра-
вен нулю, то выражение для
защищенности получается из
(16.60) путем подстановки ри =
= рв = рэ; Ьр = 0; Ju 4 Jn, где
/п определяется из (16.61) при
условии, что Др = 0. Как видно
из (16.61), коэффициенты Jw,
/17 зависят как от постоянных
величин Ь, с и Др, так и от затуха-
ния йдг, которое меняется в ши-
роких пределах. В работе [24] эта
Рис. 16.23 зависимость представлена в гра-
1 фической форме. В табл. 16.3
приведены только граничные значения поправочного коэффициента J„ и /Я1йп,
соответствующие ат = 30 и ПО дБ [27]. При этом /„ = /18, если Др * 0,.И / /7
при Др = 0. Для промежуточных значений алт величину/„ можно рассчитать пу-
тем линейной интерполяции.
При оценке влияния одной ЦСП на АСП, работающую во встречном на-
правлении (см. штриховые линии на рис. 16.16, б), удобно воспользоваться
моделью канала передачи, по которому помеха поступает на вход УП АСП
(рис. 16.23, б). Здесь блок 1 характеризует ПЗБК A^f), блок 4 — участок линии
связи длиной (j - 1 )/р, через который проходит переходная помеха от /-го РЛ
(/= 1, к). В блоке 2 помехи от разных РЛ складываются по мощности, вДэлоке 3
они усиливаются с усилением $?(/) и попадают на .выход УП АСП, где уровень
сигнала в канале ТЧ на частоте /равен р(/). Согласно этой схеме мощность пе-
реходной помехи от ЦСП встречного направления, которая попадает в канал
ТЧ, расположенный на частоте/линейного спектра АСП, равна
к .
Рп.ац.б(/) = Д/’ОрСЛаескОЛЛС/йХаесН/ - l)a(/)/p]dec[0,la(/)/y].
; н , . .
Соответственно защищенность от переходной помехи на выходе УП с уче-
том (16.39), (16.40) будет равна
Дэ.ац.б(/) = P(f) - 101gPn.au.6(/) = Z>(Z) - 101g
2ДР
Ro
- 101g
/.fdeclOJa W I -1
dec[0,14>(/i)]V/i J
dec[0,la(/)/p]-l
(16,62)
666
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
Таблица 16.3
Поправочные коэффициенты
Параметр Коэффициент х 10~2
Ь С ' Jn max 4 min
0,05 8,6 0 28 18
0,05 8,6 10 18 11
1,25 8,6 0 42 25
1,25 8,6 ' 15 17 12,5
1,92 , 43 0 66 47
1,92 43 10 30 ‘ 25
1,92 43 15 21 18
Как правило, в наихудших условиях оказывается канал ТЧ, расположен-
ный вблизи верхней частоты линейного спектра АСП. Поэтому для него, т.е.
при fи определяется защищенность из (16.62).
РЛ2 РЛЗ
Рис. 16.24
При совместной
работе АСП и ЦСП
по однокабельной схе-
ме организации связи
и двухпоЛосном двух-
проводном режиме
АСП (рис. 16.24) вли-
яние двухполосной
АСП сильнее всего
проявляется на рабо-
те регенераторов, от-
меченных цифрами
1—4; при этом на РЛ2
и PJI1 оказывает вли-
яние линейный сигнал АСП, передаваемый в направлении А—Б и имеющий
энергетический спектр Сдб(/), а на РЛЗ и РЛ4 — линейный сигнал АСП на-
правления Б—А со спектром С?БА (/). Каждый из сигналов АСП, передаваемый
в направлении А—Б либо Б—А, испытывает переходные влияния одновремен-
но от ЦСП, работающих в совпадающих и несовпадающих направлениях. Ана-
лиз переходных влияний и оценка помехозащищенности каждой АСП и ЦСП
ведутся по тем же методикам, которые были рассмотрены выше, и не требуют
особых пояснений.
16.3.6. Особенности расчета переходных влияний
при использовании регенераторов с РОС
При анализе ожидаемой защищенности РЛ с РОС от переходных влияний
с соседних пар симметричного кабеля ограничимся рассмотрением работы од-
нотипных ЦСП на совпадающих направлениях передачи (см. рис. 16.18, а). Эк-
вивалентная схема прохождения переходной помехи для такого случая строится
667
16. ОЖИДАЕМАЯ вероятность ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ
с учетом нетиповой структуры регенератора с РОС (см. рис. 15.34) и показана на
рис. 16.25, где блок 1 — предыскажающее устройство (блок 10 на рис. 15.34),
блок 2характеризует частотно-зависимое ПЗДК Лд(/ /р), блок 6 — частотно-за-
висимое ПЗБК В блоке 3 (физически он отсутствует) происходит сложе-
ние по мдщности помех от ПВДК и ПВБК. Эти помехи затем поступают на
вход порогового устройства 5 через усилитель-корректор 4, который состоит из
блоков 7—5, показанных на рис. 15.34, и имеет коэффициент передачи, опреде-
ляемый из (16.16) с учетом (16.17)—(16.19). Блок 5 в схеме рис. 16.25 для реге-
нератора с РОС состоит из
блоков 6—9, показанных на
рис. 15.34. Энергетический
спектр Gp(f) цифрового Л С,
который передается квази-
троичным или двоично-сим-
> . метричным кодом, в первом
приближении описывается
Рис. 16.25 выражением (16.39). Исполь-
зуя рис. 16.18, а и рис. 16.25,
можно определить мощность переходной помехи на входе ПУ оту-й влияющей
цепи (/ е [1; TV]); N— число влияющих цепей. Она равна сумме двух составляю-
щих и Лш, отражающих соответственно вклад ПВДК и ПВБК:
/пт D
п.д/= J Gp(/)A:n2p(/)dec[-0,MA/(/,/p)]^op(/)-B-4f =
о
/пт
cos2(—(16.63)
- X
= fTGp(/)dec -0ДЛад(/р,/Кн2.о[ф-
q L Ип.
Рп.бУ=
О
-7Gp(/)dec[^4^(/)]^2J^cos2Md/, (16.64)
О V ' \JT J ! '
где A-^f /р) = Лд(/ /р) - а (/)/р — переходная защищенность на дальний конец.
Здесь, как и в (16.20), верхний предел интегрирования равен fm = fT/2, а не
/г, поскольку усилитель-корректор 4 формирует более «растянутый» импульс-
ный отклик (см. (16.15)). Отметим, что мощность переходной помехи, в отли-
чие от мощности собственных шумов [см. (16.20), (16.21)], не зависит от
предыскажения импульсного сигнала, поскольку переходная помеха, как и по-
лезный сигнал, проходит последовательно через предыскажающую и восста-
навливающую цепи.
Учтем частотные зависимости Лзд(/)и A§(J) из (16.40), (16.42) и обозначим
их соответственно А'^ и А^ — для внутричетверочных влияний и А']д и А% — для
межчетверочных влияний. После ряда преобразований с учетом (16.19) опре-
668
.16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов
делим помехозащищенность на входе ПУ регенератора от всех влияющих це-
пей в виде [24, 28]
Л11Д.РОС = -lOlgf s “9 " 101g{Mdec[-0,Ызд(/ь /t)i х
»=i 4 / яп > ч
(f Л4 ( f А1,5
х [Mdec(-0,14(/i)) + tf2dec(-0,14(/i))] +
\ Ji J к Ji )
+ N2&{1/
кч 7
f У
decHlWiNL
Ji J
(16.65)
где Ni, N2 — число цепей, оказывающих соответственно внутри- и межчетве-
рочные влияния, причем М + .Уг = М М e 1 или 0; постоянные коэффициенты
Qj, j = 1, 2, 3, определяются численным интегрированием из выражения
Qj** j z*J sin2py-lcos2py\fc; г=у-. (16.66)
При этом kj = 4; 1,5; 2; Qi « 0,0075; Q2 « 0,022; Q3 « 0,0176.
Полезно сравнить защищенность от переходных помех для регенераторов
с РОС и без РОС [выражения (16.65) и (16.43а)]. Из них следует, что, во-пер-
вых, Qi < J3, Q2 < J5, Q3 < Л- Во-вторых, если в выражение (16.43) входит CO-
Z' . хЛ
множитель — , то в (16.65) — сомножитель — = . В результате при
1/1 J ,k fi) <2/1)
одинаковой длине участка регенерации регенератор с РОС имеет существенно
более высокую защищенность от переходных помех. Обратим также внимание
на то, что при работе однотипных ЦСП с РОС введение предыскажений не
сказывается на защищенности от переходных влияний, но существенно повы-
шает защищенность от собственных шумов. Одновременное использование
предыскажений и решающей обратной связи позволяет значительно увеличит^
длину участка регенерации.
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
17.1. Канало- и группообразующее оборудование
Как указывалось в параграфе 12.8, аппаратура оконечных пунктов ЦСП со-
держит разнообразное оборудование, которое можно объединить в две группы.
Первая группа — канало- и группообразующее оборудование, с помощью которого
формируются стандартные цифровые канальные и групповые сигналы плезио-
хронной и/или синхронной иерархий. Вторая группа — оборудование линейного
тракта (ОЛТ), с помощью которого стандартный цифровой сигнал преобразуется
в специфический линейный сигнал, передаваемый по той или иной линии связи.
ОЛТ является составной частью линейного тракта ЦСП, в который входят
также участки линии связи и промежуточные регенерационные пункты (обслу-
живаемые ОРП и необслуживаемые НРП). Именно ОЛТ, включающее также
устройства дистанционного питания, телеконтроля и управления НРП, слу-
жебной связи и ряд других, определяет «лицоконкретной ЦСП, ее своеобразие
и область использования.
Канало- и группообразующее оборудование, наоборот, должно быть по воз-
можности «безликим», универсальным и точно соответствовать определенным
нормам и требованиям, которые указывают в национальных или/и международ-
ных стандартах. Описываемое в данном разделе оборудование в основном соот-
ветствует тому, которое производится или используется на территории стран СНГ
Поэтому параметры этого оборудования соответствуют или стандартам СССР,
или европейским международным стандартам (см. параграф 12.6).
Большое разнообразие используемого оборудования этой группы делает
целесообразным разбиение ее на четыре подгруппы, в которые входят соответ-
ственно оборудование первичного (ОПВГ), вторичного (ОВВГ), третичного
(ОТВГ) и четверичного (ОЧВГ) временного группообразования. Иногда это
оборудование называют также оборудованием первичного (вторичного, тре-
тичного, четверичного) мультиплексирования (рис. 17.1). Отдельную подгруп-
пу составляют мультиплексоры синхронной иерархии. Характерной их особен-
ностью является то, что на цифровом входе/выходе каждого мультиплексора
соответствующий цифровой сигнал должен быть сформирован не в двоич-
ном униполярном коде, а в определенном стыковом коде с заданной амплиту-
дой и формой импульса и номинальной тактовой частотой: £0 — 64 кбит/с пе-
редается в коде, показанном на рис. 15.18; £1 — 2048 кбит/с передается в коде
HDB-3\ Е2 — 8448 кбит/с — в коде HDB-3', £3 — 34 368 кбит/с — в коде НГ)В-У.
£4— 139 264 кбит/с — в коде СЛ/7 (см. рис. 15.17, г).
Оборудование первичного мультиплексирования (рис. 17.1, д) отличается
большим разнообразием, хотя на цифровом входе/выходе все типы мульти-
плексоров должны формировать стандартный сигнал £1 в коде HDB-3 или
ЧПИ. Его особенности — построение цикла, сверхцикла, размещение ка-
нальных интервалов, длительность всех элементов сигнала и т.п. — описаны
670
17.1. Канало- и группообразующее оборудование
Рис. 17.1
в подпараграфе 12.5.1 (см. рис. 12.18). Различие вариантов построения первич-
ных мультиплексоров вызвано тем, что на аналоговых входах/выходах оборудо-
вания, кроме информационных (речевых) сигналов, должны присутствовать
сигналы управления и взаимодействия (СУВ), которые различаются между со-
бой в зависимости от того, с кем устанавливается соединение — с абонентом
или станцией (АТС), а в последнем случае и от того, каков тип АТС. Учет этого
фактора заставляет применять в ОПВГ различные типы так называемых комп-
лектов низкочастотных окончаний (КНО), которые в последних моделях ОПВГ
дифференцировались на два основных типа: оборудование согласования с АТС
(ОСА) и оборудование канальных окончаний (ОКО). В указанных типах на
стороне передачи производится также формирование группового цифрового
сигнала СУВ, который передается в канальном интервале КИ16 каждого цикла
сигнала Е1 (см. рис. 12.18). На стороне приема в ОСА и ОКО производится
сначала поиск сигнала сверхцикловой синхронизации, а затем разделение
группового сигнала СУВ на канальные.
Если предполагается, что ОПВГ будет использовано при организации меж-
дугородных каналов зоновой или магистральной сети связи, где возможно че-
редование цифровых и аналоговых участков, то в этом случае сигналы взаимо-
действия с АТС передают в спектре канала ТЧ методом одно- или двухчастот-
ной сигнализации (1KF или 2Kf), как это принято для междугородных АСП.
Формирование и соответственно прием таких сигналов управления и взаимо-
действия осуществляется с помощью специальных комплектов, например ком-
плектов реле соединительных линий (РСЛ), (см. также параграф 11.4 и рис. 11.16).
В этом случае канальный интервал КИ16 оказывается свободным и его исполь-
зуют для передачи или дополнительного (31-го) канала ТЧ либо дискретной
информации со скоростью 64 кбит/с.
Другой признак ОПВГ — применение группового или канального цифро-
вого кодирования/декодирования сигналов ТЧ. В первых разработках ОПВГ,
например АЦО-ЗО и АКУ-30, использовались групповые кодеры-декодеры.
В последние годы применяют и разрабатывают первичные мультиплексоры
только с канальным кодированием, например СК-30, СК-ЗОМ, АЦО-11,
АЦО-12 и др. Это позволило существенно улучшить качественные показатели
канала ТЧ, в частности, уменьшить внятные переходные помехи соседних ка-
налов (их природа пояснялась в параграфе 4.3, см. также рис. 4.7); упростило
процедуру объединения телефонных сигналов от цифровых и аналоговых або-
нентов; создало основу для построения устройств цифрового транзита и выде-
ления каналов. Кроме того, использование канальных кодеков позволило су-
671
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
шественно увеличить надежность связи, поскольку выход из строя одного
кодека вызывает отказ в соединении одного, а не 30 абонентов. Определенное
усложнение оборудования первичного мультиплексора компенсируется за счет
применения специализированных БИС кодека. Каждая такая интегральная
схема содержит нелинейный взвешивающий кодер по закону Л-87,6/13, нели-
нейный декодер, активные фильтры нижних частот с полосой пропускания
0,3—3,4 кГц и ряд других вспомогательных элементов.
Следующим фактором, обусловившим разнообразие ОПВГ, стало совер-
шенствование элементной базы и конструкции, а также устройств сервисного
обслуживания (УСО). Как правило, аппаратуру ЦСП выпускают в стоечном
исполнении, причем каждую стойку стремятся комплектовать оборудованием
одного типа. Так, комплекты ОПВГ ранних выпусков размещались в стойках
САЦО, затем САЦК. Последующие выпуски ОПВГ ориентированы на унифи-
цированные конструкции стоек типа СКУ, а также базовые несущие конструк-
ции (БНК) евростандарта.
Последние модели ОПВГ, называемые оборудованием гибкого мульти-
плексирования (например, ОГМ-ЗО, МК-2048/30-С и Т-130 (предприятия Рос-
сии), БАЦС (СП «Файберкомс», Белоруссия) и др.), характеризуются совре-
менной элементной базой, использованием различных типов комплектов
согласующих устройств, применением усовершенствованной системы диагнос-
тики и сигнализации, а также встроенных устройств транзита, коммутации
и ввода/вывода цифровых каналов, причем управление всеми этими устрой-
ствами может осуществляться программным путем с помощью ПЭВМ.
Оборудование временного группообразования высших ступеней иерархии
PDH(pnc. ПЛ, б, в, г) также пережило несколько поколений в связи с развити-
ем и совершенствованием элементной базы, конструкций и т.п. Так, например,
на сети связи можно встретить ОВВГ типа КВВГ, используемого в аппаратуре
ИКМ-120А; УВВГ-У, используемого в ИКМ-120У, и ОВГ-21 — в аппаратуре
ИКМ-120-4/5. Все эти варианты ОВВГ на своих входах/выходах имеют пре-
образователи стыковых кодов, которые формируют сигналы £1 и £2 в коде
HDB-3 (рис. 17.1, б), при этом цикл сигнала £2 соответствует рекомендации
МККТТ G745, т.е. двухстороннему согласованию скоростей (см. рис. 12.33).
В последних разработках ЦСП применяют, как правило, ОВВГ, которое соот-
ветствует рекомендации G742 (см. рис. 12.38), т.е. одностороннему согласова-
нию скоростей. Примером может служить ОВВГ типа ЦМД-21 (цифровой
мульдекс) аппаратуры ФК-34 (Белоруссия), ОВГ-25 (предприятие «Морион»
(Россия)), ППС (аппаратура Т-34 и Т-316, предприятие «РоТек» (Россия)),
мультиплексор ENE 6020 (предприятие «ЭЗАН», (Россия)) и др.
Приведенная ситуация характерна и для оборудования третичного и четве-
ричного мультиплексирования. Так, для аппаратуры ЦСП, работающей по
симметричным и коаксиальным кабелям (ИКМ-480, ИКМ-480х2, ИКМ-1920,
ИКМ-1920x2, ИКМ-480С), было разработано ОТВГ типа КТВГ, которое фор-
мировало на своих входах/выходах цифровые сигналы £2 и £3 в коде HDB-3
(17.1, в, г), при этом цикл передачи сигналов соответствовал двухстороннему
согласованию скоростей (см. рис. 12.36).
672
17.1. Канало- и группообразующее оборудование
Для современных высокоскоростных ЦСП, работающих по ВОЛС, разра-
ботаны новые типы ОТВГ, которые формируют сигналы Е2 и £3, соответству-
ющие асинхронному мультиплексированию с положительным согласованием
скоростей (см. рис. 12.39). Примером могут служить ОТВГ типа ЦМД-31 (циф-
ровой мульдекс) аппаратуры ФК-34 (Белоруссия), ОТГ-33, -35 (предприятие
«Морион»), ОТГ-32Е (фирма «Новел-ИЛ» (Россия)) и др. Получили распро-
странение также варианты ОТВГ, которые совмещены с вторичными мульти-
плексорами, при этом сигналы Е2 не выводятся на внешние выходы оборудова-
ния, являясь как бы внутриблочными. Тогда формально такое оборудование
реализует формирование сигнала £3 путем мультиплексирования 16 первичных
сигналов £1. По этому принципу построены мультиплексоры ENE-6055, -6058
(предприятие «ЭЗАН»), комплекты АМ-33 (асинхронный мультиплексор,
предприятие «Морион») и др.
В классе современных четверичных мультиплексоров можно указать муль-
типлексор £Л£-6041 (предприятие «ЭЗАН») и оборудование ЧВГ-41 (пред-
приятие «Морион»), в котором формируется сигнал £4 при подаче на его вход
или 4 сигналов £3, или 64 сигналов £1. Временное объединение на всех ступе-
нях производится с положительным согласованием скоростей.
Для организации высокоскоростных волоконно-оптических сетей связи
в последние годы начали использоваться мультиплексоры синхронной переда-
чи SDH, которые по аналогии с плезиохронной иерархией классифицируют на
первичные, вторичные, третичные и т.д. Первичный синхронный мультиплек-
сор (ПСМ) обеспечивает сопряжение сетей PDH и SDH. Он формирует син-
хронный транспортный модуль первого порядка (57’47-1) на основе мульти-
плексирования типовых сигналов (трибов) PDH (на рис. 17.2, а показаны
варианты для европейской иерархии), при этом выходной сигнал 51 имеет ско-
рость 155,520 Мбит/с. Вторичный синхронный мультиплексор (ВСМ) форми-
рует из 4 синхронных сигналов 51 выходной сигнал 54 со скоростью 622,080
Мбит/с (рис. 17.2, б). Третичный синхронный мультиплексор (ТСМ) аналогич-
но формирует сигнал 516 со скоростью 2488,32 Мбит/с из 4 синхронных пото-
ков 54 (рис. 17.2, в) и т.д.
Особенностями синхронных мультиплексоров являются использование
современной элементной базы, режима стопроцентного резервирования, воз-
можность внутренней коммутации трибных сигналов на различные входы/выхо-
ды мультиплексора с формированием этих сигналов в стыковом коде, разветвлен-
ная структура управления, контроля, диагностики и т.п., которая управляется
Рис. 17.2
22 Зак 1600
673 '
17, ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
программно с помощью местной ПЭВМ и/или дистанционно от удаленного
центра управления сетями; высокий уровень стандартизации технологий и уни-
фикации параметров.
Основную долю мультиплексорного оборудования сетей SDH в странах
СНГ составляют изделия ведущих западноевропейских и японских компаний.
В ближайшее время ожидается появление аналогичных по классу мультиплек-
соров, освоенных предприятиями России. Это ПСМ типа СММ-155 (пред-
приятие «Морион») и SMS'-150 К (предприятие «ЭЗАН»), а также ВСМ типа
SMS-600 Vи ТСМ типа 5М5-2500Л (“ЭЗАН»), Они изготавливаются по лицен-
зиям ведущих разработчиков сетевого оборудования и включают в свой состав
волоконно-оптические интерфейсы, которые ориентированы на работу с одно-
модовым волокном при длине волны оптического излучения 1,3 или 1,5 мкм.
Вторичный мультиплексор 5М5-600 V наряду с коммутацией сигналов 51 осу-
ществляет также коммутацию сигналов 54, 51 и £4.
17.2. Оборудование транзита и выделения
цифровых каналов и трактов
В плезиохронных цифровых сетях, в отличие от появившихся позднее син-
хронных сетей, оборудование транзита и ввода/выделения типовых цифровых
каналов и трактов разрабатывалось отдельно от мультиплексного оборудования
и теперь представляет самостоятельную подгруппу канало- и группообразую-
щего оборудования. Размещается оно, как правило, в ОП или в ОРП, при этом
все цифровые сигналы, поступающие на входы или выделяемые на выходах
этого оборудования, должны передаваться в стыковом коде.
Целесообразность создания специализированного оборудования ввода/вы-
деления цифровых потоков (каналов) может быть обоснована, если проанали-
зировать возможные недостатки решения этой задачи с помощью только муль-
типлексного оборудования (рис. 17.3). Пусть в пункте В (рис. 17.3, а) предпола-
гается вывести (и соответственно ввести) один цифровой сигнал Е\ из цифро-
вого потока £4, передаваемого на трассе А—Б. Тогда в этом пункте необходимо
674
17.2. Оборудование транзита и выделения цифровых каналов и трактов
поставить мультиплексное оборудование (рис. 17.3, б), которое по объему в два
раза превышает объем оборудования оконечной станции А или Б. Кроме того,
все невыделяемые цифровые потоки (в данном случае три потока £3, три потока
Е2 и три потока £1) подвергаются бесполезным для них операциям асинхрон-
ного разделения и объединения на разных ступенях мультиплексирования, что,
как указывалось в параграфе 12.6, всегда приводит к дополнительному джитте-
ру (флуктуациям временного положения) цифровых потоков, а также переры-
вам из-за возможных сбоев приемников цикловой синхронизации и команд
согласования скоростей. Если приходится выделять не компонентный сигнал
£1, а, допустим, несколько каналов ТЧ, то тогда к указанным выше недо-
статкам для невЫделяемых каналов при их транзите по ТЧ добавляются специ-
фические искажения: шумы квантования и изменение частотных характерис-
тик каналов ТЧ.
17.2.1. Аппаратура выделения цифровых трактов
Как показывает практика, в большинстве случаев в пунктах выделе-
ния/ввода цифровых потоков достаточно выделить один компонентный сиг-
нал из 4-компонентного (агрегатного) сигнала высшей иерархии. На примере
рис. 17.3, б — это один ЕЗ из £4, один £2 из £3, один £1 из £2. Учитывая прин-
ципы мультиплексирования, при котором в каждом цикле передачи, например,
сигнала Е1 известны позиции любого из 4 сигналов £1 (см. рис. 12.33), специа-
лизированную аппаратуру ввода (выделения) для одного направления передачи
строят по схеме рис. 17.4. Здесь агрегатный сигнал, например £2, передаваемый
в направлении А—Б, пройдя через преобразователь стыкового кода (ПСК),
поступает в двоичном коде на узел замещения позиций (УЗП) и параллельно
в блок выделения тактовой частоты (ВТЧ) и приемник циклового синхросигна-
ла (ПрЦСС). С помощью последних блоков генераторное оборудование при-
ема (ГОпр) синхронизируется по тактовой частоте с приходящим сигналом £2
и «находит» в нем все импульсные позиции (ИП), принадлежащие выделяемо-
му потоку £1. Эти позиции четко известны и определяются алгоритмом муль-
типлексирования (см., например, рис. 12.33 и 12.38). Блок УЗП содержит
Рис. 17.4
675
17. ТИПОВАЯАППАРАТУРА ЦСП
схемы И, НЕТ и ИЛИ. По сигналам от ГОпр схема НЕТ запрещает прохожде-
ние ИП, принадлежащих выделяемому сигналу £1, а схема И, наоборот, выде-
ляет их. Далее выделенный импульсный сигнал, который имеет тактовую час-
тоту 2112 кГц и ряд «пустых» позиций (см. рис. 12.33, б), поступает в блок
асинхронного согласования приема (БАСпр), где преобразуется в непрерыв-
ный информационный сигнал £1 с тактовой частотой 2048 кГц. Затем он, как
обычно, преобразуется в стыковой код HDB-3 и поступает на последующую
ступень обработки в пункте С.
Для передачи в направлении С—Б из другого сигнала £1 с помощью
ПСК и блока асинхронного согласования передачи (БАСпд) формируется пре-
образованный сигнал £1* с тактовой частотой 2112 кГц, который с помощью
ГОпр «вставляется» на освободившиеся позиции в агрегатном сигнале £2. Это
осуществляется с помощью схемы ИЛИ. Как видно из рис. 17.4, в такой схеме
ввода/выделения цифровых потоков обработке подвергается только один выде-
ляемый/вводимый поток, а остальные три потока £1 передаются транзитом без
всяких преобразований, а значит, и без ухудшения качества. Наряду с просто-
той построения при этом также обеспечивается трансляция сигналов служеб-
ной связи, вызова, аварий и других служебных сигналов, которые передают-
ся в составе агрегатного сигнала £2. Полная структурная схема аппаратуры
ввода/выделения содержит два комплекта аппаратуры, построенной по схеме
рис. 17.4: один — для направления А -> Б, другой — для Б -> А. Наиболее широ-
кое применение получила серийно изготовляемая аппаратура типа АВ 34/8
и АВ 8/2, в которой выделяется/вводится один поток £2 из £3 и один поток £1
из £2, а также аппаратура АВ 34/2, которая представляет собой в известной сте-
пени объединение АВ 34/8 и АВ 8/2. Все типы этой аппаратуры ориентированы
на стандарт мультиплексирования по рекомендации G.745, т.е. с двухсторон-
ним согласованием скоростей.
17.2.2. Аппаратура цифрового транзита каналов
На многих ведомственных сетях связи, организованных для обеспечения
нужд железнодорожного и автомобильного транспорта, нефте- и газопроводов,
министерств обороны и внутренних дел и т.д., встает задача выделения/ввода
цифровых каналов на промежуточных пунктах, причем число выделяемых ка-
налов значительно меньше того максимального значения (30 каналов ТЧ), ко-
торое обеспечивает пропускная способность первичного потока £1. Эта задача
актуальна при построении местной первичной сети сельской связи, а также при
организации небольших внутриобъектовых сетей связи.
В пунктах выделения во многих случаях выделяемые цифровые каналы
приходится вновь объединять в некоторый групповой цифровой сигнал не-
большой емкости (обычно 4, 8, 12 или 15 каналов ТЧ), который с помощью со-
ответствующей цифровой системы передачи (она называется субпервичной) по
двухпроводной линии связи передается на оконечную станцию. Совместное
выполнение функций выделения/ввода цифровых каналов из первичного по-
тока Е1 и формирования субпервичных потоков (обозначим их СЕ) осуще-
ствляется с помощью специализированной аппаратуры цифрового транзита ка-
676
17.2. Оборудование транзита и выделения цифровых каналов и трактов
налов (АЦТК). В этой аппаратуре из N входящих первичных цифровых
потоков Е1 можно сформировать К (0 < К< N) новых исходящих потоков Е1
и 2 (N — К) новых исходящих субпервичных потоков СЕ, каждый из которых
имеет скорость передачи 1024 кбит/с и соответствует типовой субпервичной
ЦСП типа ИКМ-15. Состав каждого исходящего потока определяется с по-
мощью кроссового соединения на коммутационном поле АЦТК, которое вы-
полняется вручную.
Сущность кроссирования цифровых каналов состоит в том, что кодовая
комбинация, принадлежащая определенному, например, 5 каналу ТЧ в извест-
ном, например втором, входящем потоке ЕЛ, должна быть перенесена в вы-
бранный канальный интервал (например, 10-й) в определенном (например,
третьем) исходящем субпервичном потоке СЕ. При этом соответственно долж-
на быть перенесена информация, передаваемая сигнальными каналами (СУВ).
Чтобы это выполнить, необходимо точно знать правила формирования входя-
щих и исходящих цифровых потоков. Для 15-канального субпервичного потока
СЕ, передаваемого со скоростью 1024 кбит/с, эти правила иллюстрируются на
рис. 17.5, а для потока ЕЛ — на рис. 17.6. Сравнивая рисунки, видим, что цикл
повторения разговорных сигналов Тц и сверхцикл повторения сигналов управ-
ления и взаимодействия Тсц для обоих потоков одинаков (см. рис. 17.5, а, б
и 17.6, а, б). При этом в каждом канальном интервале (КИ), отведенном для ре-
чевых сигналов (КИ1—КИИ на рис. 17.5, б и КИ1—КИ15, КИП—КИ31 на
рис. 17.6, б), передается 8-разрядная (Р1 -ь Р8) кодовая комбинация, которая об-
разована за счет нелинейного кодирования по закону /1-87,6/13.
‘ Е\Р2 Р5 Р8
1Г1 TilJiliTol КИО в цо
ёцс дй * т *| цсс~Т
КИ
f ДИ КИО
ol а 161 в Г 1111101 ВЦ1-Ц15
СУВ цсс
Рис. 17.5
По остальным параметрам потоки ЕЛ и СЕ существенно различаются.
Во-первых, в потоке СЕ только один КИ (КИО) в цикле передачи отводится для
служебных целей, причем содержание кодовой комбинации в КИО в разных
циклах передачи (в пределах сверхцикла они обозначаются соответственно ЦО,
Ц1, Ц2, ..., Ц15) разное: в ЦО на импульсной позиции (ИП) первого разряда
(Р1) передается сигнал сверхцикловой синхронизации (СЦС), а на позициях
Р6—Р8 — 3-символьный сигнал цикловой синхронизации (ЦСС) вида ПО
(рис. 17.5, в). В КИО, принадлежащем Ц7, J g [1; 15], на первой ИП передается
сигнал 0, а разряды Р2—Р4 отведены для передачи СУВ одноименного у-го ка-
нала ТЧ (рис. 17.5, г). На позициях Р5 в КИО всех циклов передается сигнал
дискретной информации (ДИ) со скоростью 8 кбит/с.
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
Р1Р2
1Ч0|0|1|1 lol 1111 КИО-чет
Д)Р1Р2 Р5 Р8 t
k ill I I |o|i |1|КИ0-нечет
e) ДИ t
lololololil |оТТ|ки1бвцо
ЖЛ±| f ,СЦС t
м КИ16
а |б |в 11 |a 161 в | Г| вЦ1-Ц16
СУВ СУВ t
V 1-15к 16-ЗОк
Рис. 17.6
Второе отличие заключается в том, что в потоке СЕ цикл передачи состоит
только из 16 КИ, тогда как в потоке Е1 — из 32 КИ, причем для служебных це-
лей в цикле передачи сигнала Е1 отведено два КИ: КИО и КИ16. В КИО четных
циклов (ЦО, Ц2, ..., Ц14) на позициях П—РЪ передается 7-символьный сигнал
цифровой синхронизации ЦСС вида 0011011 (рис. 17.6, г); в КИО нечетных
циклов ЦСС не передается, а на позициях РЗ—Р5 передают служебные сигналы
телесигнализации (рис. 17.6, д). На позициях Р1 всех циклов передается сигнал
ДИ со скоростью 8 кбит/с. Канальный интервал КИ16 в цикле ЦО используется
для передачи сигналов сверхцикловой синхронизации (СЦС) в виде 4-символьг
ной комбинации 0000 на позициях Pl—Р4 (рис. 17.6, ё). В остальных циклах Цу,
j е [1; 15], КИ16 используется для передачи сигналов СУВ, причем позиции
Р1—РЗ используются для передачи СУВ одноименного /-го канала ТЧ, а пози-
ции Р5—Р7 — для СУВ (/ + 15)-го канала ТЧ (рис. 17.6, ж).
Для цифрового кроссирования каналов ТЧ, принадлежащих разным входя-
щим (исходящим) первичным Е1 и субпервичным СЕ цифровым потокам, не-
обходимо привести эти потоки к виду, когда все они, во-первых, имеют одина-
ковую структуру, а во-вторых, строго синхронны и синфазны между собой.
Более удобно оперировать низкоскоростными потоками СЕ, имеющими такто-
вую частоту 1024 кбит/с, поэтому перед коммутацией входящий поток £1 пре-
образуют в два субпервичных потока СЕ1 и СЕ2, а после кроссирования из двух
сформированных потоков СЕ1 и С£2 формируют новый исходящий поток £1.
Эти временные преобразования иллюстрирует рис. 17.7, где рис. 17.7, а соот-
ветствует информационным каналам ТЧ, а рис. 17.7, б — служебным сигналам:
СУВ, цикловой и сверхцикловой синхронизации, ДИ и др. Как следует из
рис. 17.7, такое преобразование предполагает обязательное введение в состав
аппаратуры АЦТК блоков промежуточной памяти, причем раздельно для ин-
формационных (разговорных) сигналов (БПи) и для служебных сигналов
(БПс): СУВ, синхронизации, ДИ, телесигнализации и т.п. В каждый БП про-
изводится запись соответствующей информации в реальном времени, хранение
ее (в БПи на время не более Ти, а в БПс — не более Тсц) и считывание в нуж-
ное время с требуемой скоростью.
678
17.2. Оборудование транзита и выделения цифровых каналов и трактов
Рис. 17.7
Более детально структурная схема АЦТК поясняется на рис. 17.8, где для
примера показано, каким образом из двух входящих потоков Е1 и СЕ формиру-
ются также два исходящих потока Е1 и СЕ, но с другим информационным за-
полнением. Для упрощения схемы на входах и выходах аппаратуры здесь не по-
казаны стыковые кодеры/декодеры, назначение и виды которых пояснялись
ранее (см. параграф 15.2), а для входящих потоков — соответствующие регене-
раторы. Входящий поток Е1 поступает параллельно в блок выделения тактовой
частоты (ВТЧ) и приемники цикловой и сверхцикловой синхронизации
(ПрЦСС и ПрСЦС), с помощью которых осуществляется синхронизация гене-
раторного оборудования приема (ГОпр). ГОпр, построенное по типовой схеме
(см. параграф 13.6), формирует соответствующие импульсы управления, син-
хронные и синфазные с приходящим потоком Е1. С их помощью производится
запись информационных и служебных сигналов в соответствующие блоки па-
мяти, при этом в БПи1 записываются кодовые комбинации КИ1 —КИ15,
а в БПи2 — КИ17—КИ31 (см. рис. 17.7, а). Соответственно в БПс1 записыва-
ются символы с позиций Pl—РЗ из КИ16 и Р1 — из КИО, а в БПс2 — символы
с позиций Р5—Р1 из КИ16 и Р1 из КИО (см. рис. 17.7, б). Считывание инфор-
мации с этих блоков памяти происходит по сигналам управления, сформиро-
ванным в станционном генераторном оборудовании (СГО). СГО построено по
типовой схеме, характерной для ИКМ-15, и формирует все разрядные, каналь-
ные, цикловые и сверхцикловые интервалы в соответствии с рис. 17.5 и с такто-
вой частотой 1024 кбит/с. Тактовая синхронизация СГО осуществляется одним
из входящих потоков Е\ и СЕ или от собственного задающего генератора, ста-
бильность которого не более ± 5 • 10-5.
После считывания и объединения с помощью схем И1 и И2 получаем два
синхронных и синфазных субпервичных потока (см. рис. 17.5), при этом в пер-
вом из них передаются 1—15 каналы ТЧ, а во втором 16—30 каналы ТЧ входя-
щего потока Е\. Эти сигналы являются выходными для блока преобразования
приема (БПР-2пр), где цифра 2 указывает тактовую частоту входящей) потока
(=2 Мбит/с).
Аналогичные преобразования выполняются в блоке преобразования
БПР-lnp, который из входного субпервичного потока СЕ (с тактовой частотой
679
17, ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
Рис. 17.8
примерно 1 Мбит/с) формирует поток СЕ, синхронный и синфазный с двумя
потоками, указанными выше. Очевидно, БПР-1пр содержит только по одному
комплекту БПи и БПс.
Далее все преобразованные субпервичные потоки поступают на три
блока объединения (БО). Каждый БО построен по схеме «коммутатор 15 вхо-
дов на один выход» и содержит 15 схем И (И1к— И|5К) и схему ИЛИ, на кото-
рую поступают также сигналы ЦСС и СЦС от СГО, а по отдельному входу —
сигналы ДИ в КИО. Первый вход каждой схемы Иук, j е [1; 15], выведен
на коммутационное поле и паяной перемычкой может быть соединен с од-
ним из преобразованных субпервичных потоков. На второй вход схемы
поступает j-й сигнал разрешения от СГО, который открывает эту схему
680
17.2. Оборудование транзита и выделения цифровых каналов и трактов
только в интервале КИ/ каждого цикла и в интервале КИО цикла ЦО. При
наличии перемычки на коммутационном поле происходит кроссированиеу-го
канала ТЧ из выбранного преобразованного потока в у-й канал исходящего
(вновь сформированного) субпервичного потока СЕ1.
Для кроссирования разноименных каналов ТЧ (например, «/-го входного
ву-й выходной канал) в состав каждого БО вводят несколько (обычно не более
4) запоминающих устройств (ЗУ). Информационный вход ЗУ соединяют с вы-
ходом требуемого преобразуемого потока СЕ, а вход управления записью —
с q-м сигналом разрешения от СГО. Выход ЗУ соединяют паяной перемычкой
с первым входом Иук. На рис. 17.8 показан пример такого разноименного крос-
сирования, когда q = 4,у= 10, т.е. 4-й канал ТЧ входящего потока переносится
на позиции 10-го канала исходящего субпервичного потока.
При формировании исходящего первичного потока Е\ два исходящих по-
тока СЕ объединяют в блоке передачи (БПР-2пд). Поскольку это связано с вре-
менным преобразованием (см. рис. 17.7), то в состав БПР-2пд входят по два
комплекта блоков памяти информационных и служебных сигналов (БПи и БПс),
управление которыми (запись и считывание) осуществляется соответствующи-
ми сигналами от СГО. Выходы этих блоков объединяются через схему ИЛИ, на
отдельный вход которой поступают сигналы цикловой и сверхцикловой син-
хронизации, а также сигналы ДИ и телесигнализации.
Для передачи и коммутации сигналов в противоположном направлении
требуется аналогичный комплект оборудования АЦТК.
Если в промежуточном пункте необходимо только разделить входящий
первичный поток £1 на два субпервичных СЕ, а в обратном направлении —
наоборот: объединить два СЕ в один Е1, то применяют упрощенный вари-
ант АЦТК, называемый блоком ВГ-15х2. В этом блоке отсутствует кросси-
рование каналов, а преобразование потоков производят так же, как в АЦТК.
Более детально построение АЦТК и ВГ-15х2 описано в специальной лите-
ратуре. Оборудование АЦТК и ВГ-15х2 выпускает ряд предприятий стран
СНГ, в том числе предприятия Белоруссии: «Промсвязь» (г. Минск) и «Зе-
нит» (г. Могилев).
Более простое построение аппаратуры цифрового транзита каналов ТЧ бу-
дет в случае, когда на промежуточном пункте в каждом направлении передачи
осуществляется или только выделение q каналов из сигнала ЕЛ (q « 30), или
только объединение этих каналов с (30 — д) каналами, передаваемыми в обрат-
ном направлении (рис. 17.9, а). Входящий поток £1 (рис. 17.9, б) поступает па-
раллельно на типовые устройства ВТЧ, ПрЦСС и ПрСЦС (см. пояснения
к рис. 17.8) и на схемы Запрет и И. На вторые входы этих схем поступают сиг-
налы разрешения от генераторного оборудования ГОпр, которое работает син-
хронно и синфазно с приходящим потоком £1. При этом схема И открывается
только в те канальные интервалы (обычно КИ1—КИд) и в те циклы (соответ-
ственно КИ16 в циклах Ц1—Цд), когда необходимо выделить кодовые комби-
нации информационных сигналов и СУВ требуемых каналов ТЧ. Схема Запрет,
наоборот, в эти интервалы закрывается, поэтому в проходящем потоке £1* от-
сутствует информация о выделенных каналах (на их месте «пустые» позиции).
С выхода схемы И по сигналам ГОпр производится запись информации в блоки
681
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
Рис. 17.9
памяти БПи и БПс, а считывание из этих блоков осуществляется в блок переда-
чи ^-канальной ЦСП (БПД-#), где формируется- цифровой сигнал по соответ-
ствующим правилам. Этот сигнал передается в направлении оконечной стан-
ции С (рис. 17.9, а).
Обратный сигнал ^-канальной ЦСП поступает в блок приема (БПРМ-<?),
где в соответствии с его структурой производится разделение сигналов инфор-
мационных и СУВ, которые записываются в соответствующие блоки памяти
БПи* и БПс*. Считывание информации из этих блоков производится по сигна-
лам разрешения, сформированным в блоке ПРМ-2*, причем именно в соответ-
ствующие канальные интервалы. Одновременно эти же сигналы запрещают
прохождение через схему Запрет* сигнала Е1*, где «пустуют» позиции для q ка-
налов и «заняты» позиции для (30 — q) каналов. Объединение всех сигналов
осуществляется в схеме ИЛИ, на выходе которой формируется полный 30-ка-
нальный сигнал Е1 в направлении станции А. На рис. 17.9, б для упрощения
структурной схемы, как и ранее, не показаны стыковые и линейные кодеры/де-
кодеры.
В качестве примера подобной аппаратуры можно указать оборудование
разветвления цифровое ОРЦ-Ю1, выпускаемое предприятием «Морион» (Рос-
сия). Оно позволяет вводить/выделять 4 канала ТЧ из типового потока Е1 со
скоростью 2048 кбит/с и осуществляет операции мультиплексирования/де-
мультиплексирования для 4-канальной ЦСП типа ИКМ-4-4, работающей со
скоростью 320 кбит/с.
682
17.3. ЦСП для зоновых и магистральных сетей
17.3. ЦСП для зоновых и магистральных сетей
Специфические особенности той или иной ЦСП определяются главным
образом особенностями построения ее линейного тракта (ЛТ), в который вхо-
дят, как уже говорилось, участки линии связи, промежуточные регенерацион-
ные пункты (НРП и ОРП) и аппаратура окончания линейного тракта (АОЛТ),
размещенная в оконечных пунктах (ОП) передачи и приема. Канало- и группо-
образующая аппаратура ОП различных ЦСП состоит, как правило, из однотип-
ных и зачастую из унифицированных устройств (стоек) и отличается только их
количеством в зависимости от емкости ЦСП. Ограничиваясь рассмотрением
только проводных ЛТ (для беспроводных ЦСП — радиорелейных и спутнико-
вых — линейный тракт рассматривается в отдельных учебных дисциплинах),
выделим два существенно разных типа ЛТ — по металлическим и по волокон-
но-оптическим кабелям.
17.3.1. ЦСП по металлическим кабелям
Исторически первыми для магистральной и зоновой первичной сети были
разработаны высокоскоростные системы типа И КМ-480 и И КМ-1920, работа-
ющие по коаксиальным кабелям. Четверичная ЦСП ИКМ-1920 работает по
коаксиальным парам 2,6/9,5 мм, входящим в состав коаксиальных кабелей
КМ-4 и КМ-8/6. Четное число пар в этих кабелях и малые переходные влияния
между парами позволяют организовать в одном кабеле двухстороннюю переда-
чу цифровых потоков (в каждом направлении по своей коаксиальной паре). Та-
кая схема организации связи называется однокабельной. Линейный тракт сис-
темы И КМ-1920 имеет следующие показатели [24, 40]: код линейного сигнала —
HDB-3 с тактовой частотой 139 264 кбит/с; максимальная длина линейного
тракта — 2500 км, максимальное расстояние между ОРП—ОРП (ОП) — 240 км;
типовая длина участка регенерации НРП-НРП в пределах (2,3—3,15) км при
номинальной длине 3,0 км; усилительная способность НРП (точнее, усилите-
ля-корректора) на полутакговой частоте 63 дБ с возможностью регулировки на
9 дБ за счет АРУ; амплитуда импульса на выходе НРП — ±1,0 В на нагрузке
75 Ом, длительность импульса — 3,59 нс (Тт/2); фактический коэффициент
ошибок на 1 км — не более 4 • 10-12.
Поскольку линейный тракт ЦСП ИКМ-1920 по своим технико-экономи-
ческим показателям уступал аналоговым «конкурентам» (у К-1920П длина
участка 6,0 км, а у К-3600 — 3 км, см. параграф 11.2), был разработан модерни-
зированный вариант аппаратуры ИКМ-1920х2. Здесь на оконечном пункте по-
символьно объединяются два синхронных потока £4, агрегатный двоичный по-
ток подвергается сначала скремблированию, а затем линейному кодированию
четырех- или пятиуровневым кодом. В первом случае используется блочный
код вида 6B3Q, т.е. 6-символьная комбинация двоичного кода заменяется
3-символьной комбинацией четверичного кода с разрешенными относитель-
ными уровнями +0,5; —0,5; +1,5 и —1,5. Во втором применяют код вида 251QI,
когда 2-символьная двоичная комбинация заменяется одним символом пяте-
ричного кода с относительными уровнями 0; +1; +2; — 1; —2. В обоих случаях
683
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
переход к многоуровневому коду позволяет вдвое уменьшить тактовую частоту
линейного сигнала аппаратуры ИКМ-1920x2 и сделать ее примерно такой же,
как и в ЦСП ИКМ-1920. Поскольку на регенерационном участке аппаратуры
ИКМ-1920 имелся определенный запас по защищенности (не менее 6 дБ,
см. выражение (15.13)), это позволило осуществить переход от И КМ-1920
к ИКМ-1920x2 без изменений в размещении НРП и ОРП при той же номи-
нальной длине участка 3 км.
На малогабаритном 4-парном коаксиальном кабеле типа МКТ-4 организо-
вана работа ЦСП ИКМ-480. Линейный тракт этой системы имеет следующие
параметры: номинальная длина участка регенерации — 3,0 км; код линейного
сигнала — HDB-3', тактовая частота — 34 368 кбит/с; максимальная длина ли-
нейного тракта — 2500 км при максимальном расстоянии ОРП—ОРП (ОП) не
более 200 км; усилительная способность НРП на полутакговой частоте — 73 дБ;
пределы регулировки АРУ в НРП — 20 дБ; амплитуда импульса на выходе НРП —
3 В; длительность импульса — 14,55 нс; фактический коэффициент ошибок на
1 км — не более 3 10-н. Отметим, что номинальная длина участка регенера-
ции выбрана равной половине длины усилительного участка системы К-300,
чтобы упростить процедуру реконструкции аналоговых магистралей.
Такие же параметры имеет ЦСП ИКМ-480Р, которая работает по малога-
баритным коаксиальным парам в составе комбинированного кабеля КМ-8/6
и используется в качестве распределительной, поскольку на «нормальных» коа-
ксиальных парах организуется работа более мошных систем типа ИКМ-1920
и ИКМ-1920х2. Отличие ЦСП ИКМ-480 от ИКМ-480Р определяется в основ-
ном организацией секции дистанционного питания, телеконтроля и служеб-
ной связи.
Технико-экономические показатели ЦСП ИКМ-480 не превосходят, а в ря-
де случаев хуже, чем у «конкурентов» типа К-300 и ВК-960 (например, по стои-
мости одного канала - км Ct = , где Q — суммарные затраты на организа-
L N
цию магистрали длиной L; N — число передаваемых ОЦК [24]). Поэтому был
разработан вариант ЦСП ИКМ-480х2. В этой системе в оконечном пункте про-
изводят посимвольное временное объединение двух синхронных потоков с так-
товой частотой 34 368 кбит/с; вводят 8-символьный цикловой синхросигнал,
следующий с частотой повторения 48 кГц, а затем агрегатный поток с тактовой
частотой 69 120 кбит/с (2 • 34 368 + 8 48 103) подвергают линейному кодиро-
ванию трехуровневым кодом типа 453Т. Здесь 4-символьная комбинация дво-
ичного кода преобразуется в 3-символьную комбинацию троичного кода с раз-
решенными уровнями +1; —1; 0, при этом тактовая частота линейного сигнала
снижается в 1,33 раза и становится равной 51 840 кбит/с (3 69 120 : 4).
В ЦСП ИКМ-480х2 использован один из вариантов кода 453 Т, который
рекомендован МККТТ и назван FOMOT. За счет использования многоуровне-
вого кода и снижения тактовой частоты линейного сигнала, а также определен-
ного усовершенствования регенератора в системе ИКМ-480х2 удалось полу-
чить такую же длину участка регенерации, как и у «предшественника» —
ИКМ-480. Регенератор ИКМ-480х2 отличается большей усилительной способ-
684
17,3. ЦСП для зоновых и магистральных сетей
ностью (86 дБ на полутактовой частоте) и увеличенным пределом регулировки
АРУ (25 дБ), амплитуда импульса на выходе НРП равна ±1 В, а длительность —
9,65 нс. Остальные показатели такие же, как и у ИКМ-480.
На зоновой сети связи, где линейные сооружения выполнены на основе
многопарных симметричных кабелей типа МКС-л х 4, где п — число четверок (п =
=1; 4; 7), на смену аналоговым системам типа К-60П разработаны ЦСП типа
ИКМ-480С и ИКМ-120. Эти системы, как и их аналоговые предшественники, ра-
ботают обычно по двухкабельной схеме организации. При новом строительстве и
использовании ЦСП можно ограничиться прокладкой одного кабеля, а не
двух, поскольку ЦСП отличаются большей помехозащищенностью и отсут-
ствием накопления помех от переходных влияний (см. параграф 16.3).
Линейный тракт ЦСП ИКМ-480С имеет следующие особенности.
Первая — в оконечном пункте передачи типовой двоичный сигнал ЕЗ, сле-
дующий со скоростью 34 368 кбит/с, проходит две ступени преобразования:
на первой он подвергается блочному кодированию кодом 5В6В и приобрета-
ет тактовую частоту 41 241,6 кбит/с (6 34 368 : 5), на второй — формируется
двоично-симметричный (двухполярный двухуровневый) сигнал той же так-
товой частоты (см. параграф 15.2). Вторая особенность — применение в ре-
генераторе решающей обратной связи (РОС) и частотных предыскажений
(см. параграфы 15.4 и 16.3). Благодаря этим мерам линейный тракт ЦСП
ИКМ-480С имеет следующие показатели [24]: максимальная длина линей-
ного тракта 1500 км при расстоянии между ОРП—ОРП (ОП) не более 200 км;
номинальная длина участка — 3,0 км; усилительная способность регенера-
тора НРП на полутактовой частоте и пределы регулировки АРУ — соответ-
ственно 85 и 45 дБ; амплитуда импульса на сопротивлении 160 Ом равна 2,0 В,
длительность импульса — 24 нс.
Система передачи ИКМ-120 широко используется не только на между-
городных линиях зоновой сети связи, но и при организации соединительных
линий между АТС на городской и сельской первичной сети. В настоящее
время на сетях связи работает несколько поколений этой системы:
ИКМ-120-А; -У; -4/5, которые отличаются конструктивным выполнением,
элементной базой и целым рядом показателей. Например, система ИКМ-120У
имеет максимальную длину линейного тракта 600 км, при этом регенераторы
обеспечивают длину участка регенерации от I до 5 км за счет большой усили-
тельной способности (65 дБ) и больших пределов регулировки усиления (50 дБ);
амплитуда импульсов линейного сигнала, передаваемого в коде HDB-3, равна
±3 В, при этом фактический коэффициентошибок на 1 км не превышает вели-
чину 3 10“н. Система ИКМ-120-4/5 предназначена в основном для организа-
ции соединительных линий между АТС местной сети. У нее максимальная дли-
на линейного тракта не более 100 км, а длина участка регенерации — 3,2 км при
двухкабельной схеме организации и 2,6 км — при однокабельной. При этом со-
ответственно меньше усилительная способность регенератора и пределы регу-
лировки АРУ (36 и 30 дБ), а фактический коэффициент ошибки несколько
больше — 10-7 км-1. Помимо кабелей типа МКС система ИКМ-120-4/5 может
работать на базе одночетверочного кабеля сельской связи типа КСПП, а также
на ВОЛС [4].
685
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
17.3.2. Высокоскоростные волоконно-оптические ЦСП
Как уже говорилось, цифровые системы передачи, работающие по метал-
лическим кабелям на магистральной и зоновой сети связи, не имеют су-
щественных преимуществ перед аналоговыми «конкурентами», а в ряде случаев
и серьезно уступают им. Только с появлением волоконно-оптических кабелей
и развитием технологий их производства, прокладки и эксплуатации, а также
после разработки эффективных высокоскоростных передающих (ПОМ) и при-
емных (ПРОМ) оптических модулей стало возможным создание ‘цифровых во-
локонно-оптических систем передачи (ВОСП). Ввиду малого затухания сигна-
ла в оптическом кабеле длина регенерационного участка ВОСП составляет
десятки и даже сотни километров (в зависимости от типа волокна), что намно-
го превышает типовую длину усилительных и регенерационных участков мно-
гоканальных систем передачи по металлическим кабелям. Сначала ВОСП соз-
давались как самостоятельные системы со своим канало- и группообразующим
оборудованием, которое хотя и было в известной степени заимствовано от
ЦСП металлических кабелей, но отличалось конструктивными и схемотехни-
ческими характеристиками. Оборудование линейного тракта, в том числе и ап-
паратура, размещаемая на стороне оконечного пункта, существенно различа-
лось в зависимости от типа оптического волокна (кабеля), длины волны, типа
используемых ПОМ и ПРОМ и ряда других факторов. Примерами таких ВОСП
являются системы «Соната-2, -3», «Сопка-2, -3, -4», «ФК-34» и др.
Системы «Соната» предназначены для работы на соединительных линиях
ГТС, где проложен многомодовый оптический кабель (МОК) со ступенчатым
изменением коэффициента преломления сердечника волокна. Они обеспечи-
вают передачу потока Е2 (8,448 Мбит/с) в униполярном коде CMI (см. пара-
граф 15.2) по МОК типа ОК-50-2-5 («Соната-3») и ОК-50-2-3 («Соната-2») на
длине волны 0,85 мкм. Обе системы имеют примерно одинаковый энергетичес-
кий потенциал П = рпер — рпр min, где Рпер - уровень оптической мощности, из-
лучаемой ПОМ; Pnp.min — минимальный уровень оптической мощности на вхо-
де ПРОМ, соответствующий коэффициенту ошибок 10-9. Вследствие того что
километрическое затухание ав кабеля ОК-50-2-5 составляет примерно 5 дБ/км,
а кабеля ОК-50-2-3 — 3 дБ/км, длина участка регенерации, равная примерно
/р = П/ав, при П = 45 дБ не превышает 8 км для ВОСП «Соната-3» и 12 км —
«Соната-2». -
Системы «Сопка-2, -3» могут работать как на сети ГТС, так и на зоновой
сети. Аппаратура окончания линейного тракта и регенераторы этих систем со-
гласованы с МОК, имеющим градиентный профиль сердечника и километри-
ческий коэффициент затухания ав = 1,0 дБ. При П = 41—43 дБ длина участка
регенерации этих систем составляет примерно 30 км, а допустимый километри-
ческий коэффициент ошибок не превышает 3 - 10-11. Система «Соп-
ка-2» обеспечивает передачу потока Е2 (8,448 Мбит/с) в униполярном коде
5565 по МОК типа ОЗКГ-11, -21.
ЦСП ИКМ-120-4/5, о которой говорилось выше, разработана как универ-
сальная: для работы с симметричным или с волоконно-оптическим кабелем.
В последнем случае в зависимости от типа комплекта линейного окончания
686
17.3. ЦСП для зоновых и магистральных сетей
(КЛТ) возможна работа по МОК типа ОК-50-2-3 на длине волны 0,85 мкм или
по МОК типа ОЗКГ-11,-21 надлине волны 1,3 мкм. При использовании в КЛТ
оптического излучателя на основе лазерного диода (ЛД) длина участка регене-
рации (или волоконно-оптической вставки) в такой аппаратуре примерно та-
кая же, как в аналогичных системах «Соната-2» и «Сопка-2». Если же в ПОМ
используется светодиод (СД), то длина участка сокращается примерно в 1,5 ра-
за, поскольку энергетический потенциал системы уменьшается при этом на
15-20 дБ.
Последние разработки цифровых ВОСП ориентированы на использование
одномодовых оптических кабелей (ООК) и оптических излучателей с длиной
волны 1,3 и 1,55 мкм. В качестве примера можно привести систему «Соп-
ка-ЗМ», обеспечивающую передачу потока ЕЗ (34,368 Мбит/с) блочным кодом
2В4В по ООК на длине волны 1,55 мкм. При энергетическом потенциале П = 38 дБ
она имеет длину участка регенерации, доходящую до 70 км при километричес-
ком затухании кабеля 0,3 дБ/км и 100—120 км — при ав = 0,2 дБ/км.
Система «Сопка-4М» имеет примерно такие же показатели, но обеспечива-
ет передачу потока £4 в коде 10Д1Р1R (вариант кода 10Р12Д). В этом коде вмес-
то 10-разрядной информационной кодовой комбинации передается 12-разряд-
ная комбинация, где первые 10 разрядов информационные, а 12-й разряд (R)
переносит дополнительную служебную информацию (сигналы служебной свя-
зи, телеконтроля и телемеханники, резервные цифровые потоки и т.п.). 11-й
разряд (Р) обеспечивает уменьшение дрейфа постоянной составляющей унипо-
лярного цифрового сигнала: если число единиц в кодовой комбинации превы-
шает число нулей, то в разряд Р записывается 0, если наоборот — то 1. Такой
код увеличивает тактовую частоту линейного сигнала до 167,1168 Мбит/с
(12 139,264 : 10) и обеспечивает передачу служебной информации в разряде R
со скоростью 13,9264 Мбит/с. Были проведены опытно-конструкторские раз-
работки и даже полигонные испытания высокоскоростных ВОСП типа «Соп-
ка-4М, -5, -5(ТСЛ)», которые обеспечивали одновременную передачу четырех
четверичных потоков £4 (фактически пятеричный поток £5 европейской иерар-
хии: £5 = 4х £4). Однако в связи с распадом Союза и внедрением синхронной
цифровой иерархии дальнейшие разработки этих систем были прекращены.
ВОСП «ФК-34» производится совместным белорусско-британским пред-
приятием «Файберкомс» (г. Минск) и предназначена для организации ма-
гистральных и зоновых линий связи со скоростью передачи 34 368 кбит/с по
одномодовым оптическим кабелям на длине волны 1,55 или 1,3 мкм. Система
также широко используется на ГТС для организации соединительных линий
между АТС. Оборудование ФК-34 построено на основе плезиохронной цифровой
иерархии и состоит из блоков, соответствующих ступеням иерархии 2/8/34 Мбит/с.
Объединение цифровых потоков производится по рекомендации G751 (с поло-
жительным согласованием скоростей). В состав ОП входят: линейный оптичес-
кий терминал/регенератор (ЛОТ-31); блоки третичного и вторичного цифрово-
го мультиплексора (ЦМД-31 и ЦМД-21); блок аналого-цифрового сопряжения
(БАЦС-1) — первичный мультиплексор; блок канального доступа (БКД-П) —
аппаратура канальных окончаний, а также аппаратура электропитания, автома-
тизированного контроля станционного и линейного оборудования, служебной
687
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
связи и т.п. Энергетический потенциал используемых оптических блоков ПОМ
и ПРОМ составляет на менее 36 дБ, что обеспечивает длину регенерационного
участка порядка 100 км. Передача по ВОЛС осуществляется линейным кодом
5565, электрические интерфейсы между отдельными блоками выполняются
в стыковом коде HDB-3.
В связи с широким использованием одномодовых оптических кабелей,
обеспечивающих большую длину участка регенерации (не менее 100 км при
скорости передачи до 2,5 Гбит/с), существенно уменьшилась потребность в необ-
служиваемых регенерационных пунктах, а каждый обслуживаемый превратился
в пункт ввода/выделения цифровых потоков и каналов. В этих условиях оказа-
лось целесообразным, чтобы аппаратура окончания оптического тракта (опти-
ческий интерфейс), содержащая несколько комплектов ПОМ и ПРОМ и вспо-
могательные служебные блоки, выполнялась в виде функционально и кон-
структивно законченного модуля, который можно было бы покупать отдельно.
Такие модули, которые имеют разные фирменные названия (оптические кон-
верторы, оборудование линейного тракта и т.п.), выпускает ряд предприятий
в СНГ.
В качестве примера можно назвать оптические конверторы 55-2250,
-3250, -4250 (предприятие «ЭЗАН», Россия), которые обеспечивают передачу
стандартных сигналов 52, £3 и Е4 соответственно по одномодовому кабелю с ра-
бочей длиной волны 1,3 или 1,5 мкм. В зависимости от типа оптического излу-
чателя энергетический потенциал конверторов составляет 30—35 дБ при исполь-
зовании ЛД и 17—19 дБ — при использовании светодиода. Большое число
вариантов оптических конверторов (порядка 18 типов) предлагает предприятие
«Морион» (Россия). Здесь предусмотрена работа как по одномодовым, так и по
многомодовым оптическим кабелям, причем для всех трех номиналов длин
волн: 0,85; 1,3 и 1,5 мкм.
Еще большую популярность завоевали варианты оборудования, в котором
оптические конверторы конструктивно объединены с последней ступенью
мультиплексирования/демультиплексирования или с несколькими ближайши-
ми ступенями. В качестве примера можно назвать оборудование ОВГ-25,
ОТГ-35, ТЛС-31 и ЧВГ-41 (предприятие «Морион»), Оборудование ОВГ-25
совмещает в себе вторичный мульдекс с положительным согласованием ско-
ростей и оптический конвертор, работающий с линейным сигналом в коде СМ/
на одной из номинальных длин волн. Оборудование ОТГ-35 совмещает две сту-
пени мультиплексирования — вторичную и третичную, причем оптический
конвертор имеет более 20 модификаций в зависимости от типа оптического ка-
беля, мощности излучения и длины волны; используется линейный код СМ/.
Оборудование ТЛС-31 представляет собой развитие ОТГ-35 и характеризует-
ся наличием 10 дополнительных сервисных цифровых каналов со скоростью
64 кбит/с, а также расширением функций телеконтроля. Аппаратура ЧВГ-41
содержит 3 ступени мультиплексирования (точнее, 2,048 —> 34,368 —> 139,264) и оп-
тический конвертор, обеспечивающий передачу линейного сигнала 139 264 кбит/с
в коде СМ/ по одномодовому кабелю на длине волны 1,3 или 1,55 мкм. Пара-
метры мультиплексированных сигналов соответствуют положительному согла-
сованию.
688
17.4. ЦСП для местной первичной сети
Аналогами оборудования ОВГ-25 и ОТГ-35 являются модули Т-34 и Т-316
(предприятие «Ротек», Россия), а также аппаратура ТВГ-2/34 и СТЧВГ (фирма
«Дале», Россия). В последней использованы 4 секции мультиплексирования из
ТВГ-2/34 и четверичная ступень группообразования. Оптический конвертор
обеспечивает передачу по ООК на длине волны КЗ мкм линейного сигнала
в коде CMI (линейная скорость передачи 2 139 264 кбит/с, так как код CMI
является одной из разновидностей кода \В2В— см. параграф 15.2).
Во многих случаях, в первую очередь на городской телефонной сети, ос-
новным цифровым сигналом, подлежащим транспортировке в системе переда-
чи, является первичный сигнал £1 (2 Мбит/с). Для упрощения мультиплекси-
рования таких сигналов, их ввода-вывода, коммутации и других процедур
разработана цифровая система передачи ФК-200 (предприятие «Файберкомс»,
г. Минск). Здесь групповой линейный сигнал формируется фактически с по-
мощью двух ступеней преобразования. На первой все 80 плезиохронных пото-
ков £1 с помощью типового одностороннего согласования скоростей преобразуют-
ся в синхронные потоки £1* со скоростью 2112 кбит/с (см. описание к рис. 12.38).
На второй ступени производится типовое посимвольное объединение 16 сигна-
лов £1* в промежуточный групповой сигнал (их число равно 5 = 80/16) и од-
новременное преобразование 5 параллельных групповых сигналов в линейный
сигнал по коду 5565 (см. описание к рис. 15.16). Далее этот сигнал поступает
непосредственно на источник оптического излучения. Номинальная скорость
линейного оптического сигнала равна примерно 200 Мбит/с (точнее, 202,752 =
=2,112 - 80 6 : 5), отсюда и название ВОСП. Для повышения эффективности
подсистем управления, телеконтроля и телеметрии предусмотрено выделение
для них одного трибутарного потока £1. Тогда практически информационная
загрузка системы ФК-200 составляет 79 сигналов £1, что эквивалентно при
других конфигурациях загрузки вариантам: 19 х £2 + 3 х £1 или 4 х £4 + 15 х £1
или 1 х £4 + 15 х £1.
При таком построении ВОСП удается объединить преимущества плезиохрон-
ных систем PDH (с точки зрения процедур мультиплексирования) с преиму-
ществами синхронных систем SDH — с точки зрения управления, ввода-вывода
трибутарных потоков и более совершенной конфигурации сети. В частности, в ап-
паратуре ФК-200 используются, как основные, варианты конфигурации сети по
схеме «шина» и «кольцо» (см., например, пояснение к рис. 12.47).
В заключение отметим, что различные варианты построения синхронных
мультиплексоров (STM-N) обязательно включают в свой состав оптический
конвертор, обеспечивающий передачу по одномодовому волокну надлине вол-
ны 1,3 или 1,55 мкм оптических сигналов со скоростью 155,520 N, Мбит/с.
Как правило, в состав STM-N входит не менее двух пар оптических конверто-
ров для обеспечения резервирования.
17.4. ЦСП для местной первичной сети
Цифровизация местной первичной сети предполагает решение двух задач.
Первая — создание цифровых соединительных линий между узлами коммута-
ции разных типов, которые постепенно должны быть преобразованы в цифро-
23 Зак 1600
689
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
вые. Вторая — доведение цифрового сигнала непосредственно до абонента, ко-
торый будет иметь многофункциональный абонентский терминал для работы
с цифровым телефонным аппаратом, персональным компьютером, факс-моде-
мом и т.п. Наибольшие успехи достигнуты в решении первой задачи, при этом
на городской телефонной сети для многих городов Республики Беларусь она
уже решена, а для сельской телефонной сети будет решена в ближайшие годы.
На ГТС цифровые соединительные линии образованы на базе ЦСП типа
ИКМ-120, работающих по симметричным высокочастотным или волокон-
но-оптическим кабелям (см. параграф 17.3), или типа ВОСП-480 (например,
система ФК-34), работающих по оптическим кабелям. В областных городах,
где установлены крупные электронные АТС, информационный обмен между
ними обеспечивается с помощью высокоскоростных ВОСП синхронной иерар-
хии на скорости 155,52 или 622,08 Мбит/с.
На отдельных участках ГТС и на подавляющей части СТС соединительные
цифровые линии выполняются на базе многопарных низкочастотных кабелей
с помощью первичной ЦСП типа ИКМ-30. Эта аппаратура позволяет органи-
зовать 30 двухсторонних каналов ТЧ по двум металлическим парам (четырех-
проводный режим), которые могут располагаться в пучке пар одного кабеля
(однокабельная схема организации — ОК) или принадлежать двум разным ка-
белям (двухкабельная схема — ДК).
Преимущество ОК схемы — более высокая надежность линии, так как
в случае повреждения одного из кабелей выходит из строя только часть цифро-
вых систем, тогда как при ДК схеме — все системы. Дополнительно надежность
однокабельной схемы возрастает за счет особенностей организации цепи ди-
станционного питания (ДП) системы ИКМ-30. Дело в том, что ДП всегда стро-
ится независимо в каждом кабеле по двум фантомным цепям двух пар (см. па-
раграф 4.1), и для схемы ОК эти пары принадлежат одной ЦСП, а для ДК —
двум разным. Поэтому при повреждении цепи ДП (или одной пары) в схеме
ОК выходит из строя одна ЦСП, а в схеме ДК — две.
Основным недостатком ОК схемы организации связи является уменьше-
ние длины участка регенерации /р и числа параллельно работающих систем пе-
редачи N. Это объясняется тем, что из-за невысокого качества бумажно-воз-
душной (кабели типа Т) или полиэтиленовой (кабели ТПП) изоляции, а также
вследствие особенностей конструкции этих кабелей (повивной и пучковой
скрутки) между отдельными парами кабеля возникают очень сильные переход-
ные влияния (ПВ). При ОК схеме определяющими являются ПВ на ближний
конец (ПВБК), а при ДК — на дальний (ПВДК). Поскольку ПВБК более мощ-
ные, чем ПВДК, то из-за этого для схемы ОК приходится уменьшать или длину
участка, или число параллельно работающих систем, или и то и другое в отли-
чие от варианта ДК. Подчеркнем, что помехи за счет ПВ в ЦСП ИКМ-30 гораз-
до более мощные, чем собственные шумы аппаратуры. Поэтому именно они
определяют построение регенераторов ЦСП, выбор длины участка и требуемую
усилительную способность НРП (см. параграф 16.3).
Оконечный пункт ЦСП ИКМ-30 содержит типовые блоки, рассмотренные
в параграфе 17.1: оборудование первичного временного группообразования,
формирующего типовой униполярный двухуровневый первичный сигнал £1
690
17,4. ЦСП для местной первичной сети
(см. рис. 17.6); комплекты согласующих устройств (ОСА или ОКО), а также ус-
тройство сервисного обслуживания (УСО), на которое возложены функции
контроля и диагностики линейного тракта ЦСП. На стороне ОП в состав обо-
рудования линейного тракта (ОЛТ-2) входит аппаратура дистанционного пита-
ния, низкочастотной служебной поучастковой связи, высокочастотной станци-
онной служебной связи, а также каналообразующее оборудование для передачи
служебной связи по цифровому каналу со скоростью 32 кбит/с. При необходи-
мости вместо нее могут передаваться сигналы дискретной информации. В ОЛТ
входит также станционный регенератор приема. Отметим, что здесь не исполь-
зуются линейные кодеки, поскольку код линейного сигнала ЦСП ИКМ-30
(HDB-3 или ЧПИ) совпадает со стыковым кодом, формируемым в первичном
мультиплексоре.
Оборудование промежуточных станций (НРП) для систем ИКМ-30, кото-
рые работают на ГТС, размещается в контейнерах типа НРП-К12. Каждый из
них рассчитан на установку от одного до двенадцати блоков двухсторонних ли-
нейных регенераторов (РЛ). Контейнеры НРП-К12 устанавливаются, как пра-
вило, в колодцах телефонной канализации. Линейный тракт ЦСП ИКМ-30
имеет следующие параметры: усилительная способность регенератора на полу-
тактовой частоте 1024 кбит/с равна 36 дБ, при этом регулировка АРУ осу-
ществляется в пределах до 28 дБ; амплитуда импульса на выходе НРП на на-
грузке 120 Ом составляет ±3 В, длительность импульса — 244 нс; линейный
тракт максимальной длины содержит всего один ОРП.
Максимальное расстояние £орп между ОРП и ОП зависит от максимально-
го числа НРП АдП, обеспеченных на этом участке дистанционным питанием,
и максимально допустимой длины участка регенерации /р, т.е. £орп = Nanlp. При
этом Адп = 15, а /р зависит от диаметра провода d низкочастотной пары, типа
изоляции кабеля и схемы организации связи — ОК или ДК. Для ДК схемы
и использования кабеля типа Т с d = 0,5; 0,6 и 0,7 мм имеем соответственно /р =
= 1,7; 2,3 и 2,5 км. Для кабеля типа ТПП-05; -0,7 длина участка не превышает
соответственно 2,2 и 3,0 км. При работе по однокабельной схеме максимальная
длина участка регенерации для кабелей типа Т-0,5; -0,6; -0,7 и ТПП-0,5; -0,7
равна соответственно 1,5; 2,1; 2,3 и 2,0; 2,7 км.
Как показывают экспериментальные исследования, в режиме ДК и длине
участков, не превышающей указанные, можно использовать практически все
пары кабеля без отбора. В режиме ОК, как правило, удается применять не бо-
лее трети всех пар (табл. 17.1).
Таблица 17.1
Максимально допустимое число ЦСП в НЧ кабеле
Емкость ка- беля, пар 100 150 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1200
Число ЦСП, N 9 20 23 38 57 72 103 109 121 144 170 206
При этом пары для одного направления передачи берутся в центральных
повивах кабеля, а для другого направления — в периферийных повивах, так что
691
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
взаимовлияющие пары разных направлений всегда оказываются разнесенными
через несколько повивов [3].
При большом числе N может быть целесообразным «шахматное» располо-
жение контейнеров (см. подпараграф 16.3.4), тогда в каждом контейнере разме-
щают регенераторы только одного направления передачи, а расстояние между
регенераторами увеличивают до значений, рекомендованных по схеме ДК.
В настоящее время на местной сети работают несколько поколений систем
типа ИКМ-30. В последней модели (ИКМ-30-4), выполненной на современ-
ной элементной базе, наряду с возрастанием функциональных возможностей,
которые обеспечивают первичный мультиплексор, оборудование согласования
с АТС и абонентами, а также сервисное устройство, улучшены некоторые пока-
затели линейного тракта. В частности, за счет повышения КПД регенераторов
увеличена вдвое длина секции ДП и максимальная дальность связи. Кроме то-
го, возросла усилительная способность регенератора, что позволило при ис-
пользовании кабелей с малым числом пар, например 10, увеличить почти в пол-
тора раза длину участка регенерации. При большом числе однотипных ЦСП
ИКМ-30 в оконечном пункте применяют, как правило, постоечное размеще-
ние однотипных блоков нескольких систем: в стойке САЦО-ЗО размещают
комплекты АЦО-ЗО и им подобные, в стойке СОЛТ — комплекты ОЛТ и т.п.
Для организации соединительных линий между АТС сельской телефонной
сети разработаны субпервичные и первичные ЦСП типа ИКМ-15, ЗОНА-15
(ИКМ-15/30) и ИКМ-30С, которые работают по одночетверочным симметрич-
ным кабелям типа КСПП (ВТСП)-1х4х1,2/0,9 (с диаметром проводников 1,2 или
0,9 мм) и заменяют собой АСП типа КНК-6; -12 и КАМА (см. параграф 11.4). Та-
кие ЦСП вынуждены работать по однокабельной схеме. Только в редких случаях,
когда необходимо организовать передачу более 30 каналов ТЧ или когда проложен
двухчетверочный кабель типа КСПЗПБ-2х4х 1,2/0,9, где две четверки изолирова-
ны друг от друга, можно использовать режим ДК. Такой режим позволяет почти
вдвое увеличить длину участка регенерации в сравнении с ОК.
Оконечный пункт ЦСП ИКМ-ЗОС отличается от ОП ИКМ-30 только обо-
рудованием окончания линейного тракта (ОЛТ), которое рассчитано на кабель
КСПП и обеспечивает дистанционным питанием на участке ОП—ОРП (или
ОРП—ОРП) до 28 необслуживаемых регенераторов. При этом на участке
ОП—ОП допускается не более трех ОРП, причем секции ДП на участках
ОРП—ОРП и ОРП—ОП однотипны. Длина участка регенерации при работе на
кабеле КСПП-1,2 составляет 4,0 км, а на кабеле КСПП-0,9 — 3,5 км. Соответ-
ственно максимальное расстояние участка ОРП—ОРП (ОП) и линейного трак-
та в целом при использовании кабеля КСПП-1,2 составляет 110 и 440 км, а ка-
беля КСПП-0,9 — 90 и 360 км. Длина участка регенерации определяется
усилительной способностью регенератора, которая составляет 36 дБ и может
регулироваться за счет АРУ в пределах 27 дБ. В аппаратуре ИКМ-ЗОС-4 усили-
тельная способность НРП увеличена до 40 дБ, что позволило увеличить длину
участка до 4,7 км на кабеле КСПП-1,2 и до 4,0 км — на кабеле КСПП-0,9. Ли-
нейный сигнал в ЦСП ИКМ-ЗОС передается в коде HDB-?> с амплитудой ±3 В
на сопротивлении нагрузки 120 Ом и длительностью импульсов 244 нс. Проме-
жуточные станции (НРП) системы ИКМ-ЗОС размещают в контейнерах грун-
692
17.4. ЦСП для местной первичной сети
тового типа (НРПГ-2048). Каждый из них содержит один или несколько двух-
сторонних (дуплексных) линейных регенераторов и арматуру: корпус, вводные
устройства и устройства защиты [8].
Организация связи между несколькими удаленными оконечными станция-
ми (ОС) и центральной станцией (ЦС), которая является центральным узлом
коммутации данного сельского района, при использовании аппаратуры
ИКМ-ЗОС решается с помощью станций разветвления (СР). На такой станции,
которая совмещается, как правило, с одной из ОС, размещается аппаратура
ОРП нескольких систем ИКМ-ЗОС, а также аппаратура цифрового транзита
и коммутации каналов (АЦТК). Здесь же размещается и аппаратура ОРП сис-
тем ИКМ-15, поскольку зачастую узел коммутации ОС не требует большого
числа исходящих (входящих) каналов ТЧ от других станций. С помощью АЦТК
обеспечивается распределение цифровых каналов по различным направле-
ниям. В одной системе можно организовать связь ЦС не более чем с семью ОС
с помощью трех СР. При этом каждая СР может работать в режиме квадрата
(рис. 17.10, а) или треугольника (рис. 17.10, б). В первом случае каналы пере-
распределяются в количествах к, т, п, где к + т + п = 30; во втором распределе-
ние идет группами по 15 каналов. Каждая из станций ЦС, СР и ОС может быть
питающей, а расстояние между ними не превышает длину секции ДП [40].
ОС ОС ОС ОС ОС ОС
Рис. 17.10
Субпервичная система передачи ИКМ-15 обеспечивает организацию 15
каналов ТЧ в цифровом потоке 1024 кбит/с (поток СЕ). Структура этого по-
тока, цикл передачи, размещение информации по канальным интервалам и т.п.
пояснялись в параграфе 17.2. На оконечном пункте аппаратура ИКМ-15
имеет следующие типовые блоки. Первый — блок уплотнения каналов
(БУК), который выполняет функцию 15-канального мультиплексора на
стороне передачи и демультиплексора — на стороне приема. В его функ-
цию входят операции дискретизации, кодирования, временного объедине-
ния на передаче и обратные операции — на приеме. На выходе мультиплек-
сора и на входе демультиплексора устанавливается стыковой кодер для
кода ЧПИ или Второй блок — комплект низкочастотных оконча-
ний (КНО) на 15 каналов. Варианты КНО могут отличаться в зависимости
от типа АТС и принятого в ней способа передачи сигналов сигнализации
(СУВ). Третий блок — блок оборудования линейного тракта (БОЛТ), чет-
вертый — блок сервисного обслуживания и контроля.
693
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
В блоке БОЛТ размещается аппаратура дистанционного питания НРП, ко-
торая обеспечивает последовательное включение на секции ДП до 8 НРП; ус-
тройство низкочастотной поучастковой служебной связи и высокочастотной
постанционной служебной связи; станционный регенератор приема, а так-
же преобразователь кода линейного сигнала (ПК). По структурной схеме
(рис. 17.11) ПК в ЦСП ИКМ-15 практически не отличается от типового кодера
ЧПИ (ср. с рис. 15.7, 15.8 и 15.10). Это подтверждают и осциллограммы в соот-
ветствующих точках ПК (рис. 17.12), при этом в линейном сигнале (рис. 17.12, г)
каждый следующий символ 1 меняет свою полярность на противоположную
относительно предыдущей 1. Отличие от типового сигнала ЧПИ (см. рис. 15.11, з)
состоит в том, что здесь каждый символ имеет длительность, равную такту Т. Это
и дало основание говорить, что в ИКМ-15 формируется линейный сигнал в ко-
де ЧПИ с импульсами, «затянутыми» на тактовый интервал.
а)
б)
в)
г)
Рис. 17.12
Рис. 17.11
Главной особенностью ИКМ-15 является то, что ПК выполнен в виде двух
территориально разнесенных частей: одна (счетный триггер Т на рис. 17.11) распо-
ложена на выходе передачи НРП (или ОП), другая (все, что после условной
перемычки на рис. 17.11) — на входе приема регенератора. На прохождение
полезного цифрового сигнала такое разделение ПК не влияет, а вот с точки
зрения уменьшения низкочастотных наводок, помех и шумов, воздействующих
на регенератор, оно весьма эффективно. Это объясняется тем, что перенесен-
ная на вход регенератора часть ПК (в составе линейного трансформатора ЛТ,
линии задержки ЛЗ на время Тт и сумматора Е) имеет частотную характеристику
передачи, которая совпадает с выражением (15.1) (см. также рис. 15.9).
Линейный тракт системы ИКМ-15, организованный на одночетверочном
кабеле КСПП (ВТСП)-1х4х1,2/0,9, имеет следующие показатели: максималь-
ная длина участка регенерации — 8,4 км для КСПП-1,2 и 7,2 км — для
КСПП-0,9; максимальная длина линейного тракта не превышает 50 км (для
последней модификации ИКМ-15/30 «КЕДР» она увеличена до 80 км); усили-
тельная способность НРП составляет 46 дБ, пределы регулировки АРУ — 20 дБ;
амплитуда импульса на выходе НРП на нагрузке 120 Ом равна ±3 В, при этом
километрический коэффициент ошибок не превышает 2 • 10-8.
694
17.5. Цифровая абонентская сеть
Аппаратура «ЗОНА» (ИКМ-15/30) представляет собой своеобразный гиб-
рид ЦСП ИКМ-ЗОС и ИКМ-15. Линейный тракт ее имеет примерно те же пока-
затели, что и ЦСП ИКМ-ЗОС в части длины участка регенерации, линейного
кода, построения и усилительной способности регенератора, пределов регули-
ровки АРУ, амплитуды и длительности импульса на выходе НРП. Максималь-
ная длина линейного тракта такая же, как и для ЦСП ИКМ-15, поскольку сек-
ция ДП допускает включение не более 11 НРП. На стороне оконечного пункта
аппаратура «ЗОНА-15» представляет собой сочетание двух комплектов ОП
ЦСП ИКМ-15 (без блоков БОЛТ) с блоком временного группообразования
ВГ-15х2 (см. параграф 17.2) и блоком БОЛТ из аппаратуры ИКМ-ЗОС. Более
подробные сведения о ЦСП ИКМ-15, -30С и ЗОНА-15, которые производят
ряд предприятий России и Белоруссии, приведены в специальной литературе.
В последние годы для систем ИКМ-30-4 и ИКМ-ЗОС-4 разработаны опти-
ческие конверторы, позволяющие использовать эти системы и на оптических
линиях связи. Наиболее часто используются многомодовые градиентные опти-
ческие кабели с длиной волны 1,3 мкм и километрическим затуханием порядка
0,7—1,0 дБ/км. При использовании в качестве источников излучения лазерных
диодов длина регенерационного участка с указанными типами кабелей не пре-
вышает 21—28 км. Интерфейс оптических конверторов с аппаратурой ИКМ-30,
-30С на оконечных пунктах и станциях разделения (СР) осуществляется по
стандартному сигналу £1 в стыковом коде На промежуточных станци-
ях, где не требуется цифрового разделения каналов, т.е. в НРП, производится
полная замена регенераторов, поскольку в оптическом тракте используется ли-
нейный сигнал в униполярном блочном коде типа CMI.
17.5. Цифровая абонентская сеть
Цифровизация абонентской сети в настоящее время является основной
проблемой при построении цифровых информационных сетей, особенно учи-
тывая тенденции их постепенной трансформации к интегральным сетям, в ко-
торых каждому абоненту будет обеспечен доступ не только к коммутируемому
речевому сообщению, но и к различным видеоизображениям (подвижным
и неподвижным), банкам данных и т.п. Существующая абонентская распреде-
лительная сеть обеспечивает подключение удаленного абонента к АТС через
двухпроводную абонентскую линию (АЛ), длина которой может достигать не-
скольких километров. Так, по данным работы [9], только 10% АЛ в странах
СНГ имеют длину не более 2 км, а в 90% она составляет от 2 до 12 км. С целью
сокращения расходов на прокладку АЛ используют объединение всех АЛ, рабо-
тающих на совпадающих направлениях, в составе одного многопарного низко-
частотного кабеля. При этом на ближнем участке от АТС такой кабель (он на-
зывается магистральным) насчитывает до 2000 пар. Затем после распредели-
тельного шкафа по отдельным направлениям отходят распределительные кабе-
ли с меньшим числом пар (10—50). Дойдя до распределительной коробки, эти
кабели в свою очередь разветвляются на кабели абонентской проводки, насчи-
тывающие одну или несколько пар. Высокая стоимость затрат на абонентскую
распределительную сеть (на ГТС она доходит до 30% общих затрат) и значи-
тельные сроки работ по прокладке АЛ существенно сдерживают скорость теле-
фонизации населения, хотя многие АТС, особенно электронного типа, имеют
695
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
для этого необходимую емкость. Традиционные способы повышения эффек-
тивности АЛ — спаренное включение телефонных аппаратов и применение
устройств абонентского ВЧ уплотнения (см. параграф 11.4) — не позволяют
кардинально решить эту проблему.
Для построения цифровой абонентской сети наиболее эффективной мерой
считается организация выноса части станционного оборудования АТС в места
концентрации абонентов. Вынесенная часть может выполнять функции только
мультиплексора (рис. 17.13, а) или концентратора (рис. 17.13, б). В первом слу-
чае с помощью мультиплексного оборудования (MUX) образуется групповая
абонентская линия (ГАЛ), которая обеспечивает доступ к оборудованию АТС
для N телефонных аппаратов. Во втором случае мультиплексор вынесенной
части дополняется коммутационным полем (КП), с помощью которого к АТС
могут подключаться любые N «активных» абонентов из общего числа М обслу-
живаемых абонентов, причем M/N = 4—10.
Рис. 17.13
Использование вынесенных пунктов концентрации (ВПК) позволяет по
отдельности решать вопросы построения абонентской цифровой сети на двух
участках: участке распределения — от АТС до ВПК и участке абонентского до-
ступа — от ВПК до абонента. На участке распределения передача по ГАЛ осу-
ществляется в цифровой форме, причем мультиплексор на стороне АТС обыч-
но формирует типовой цифровой поток типа СЕ (1024 кбит/с), Е1 (2048 кбит/с)
или Е2 (8448 кбит/с), который затем трансформируется в линейный сигнал
в зависимости от выбранной среды распространения. Типовыми здесь являют-
ся низкочастотный многопарный медный кабель, волоконно-оптический ка-
бель и, наконец, беспроводная радиолиния.
На участке абонентского доступа может передаваться аналоговый сигнал
в полосе ТЧ, цифровой сигнал 64 или 160 кбит/с (для абонента сети ISDN), а в пер-
спективе — и цифровой сигнал типа £1 и £2. Здесь наиболее часто используют
низкочастотный кабель абонентской проводки и средства абонентского радио-
доступа. В дальнейшем для стационарных абонентов предполагается обеспе-
чить доступ по оптическому кабелю.
При передаче по двухпроводной абонентской линии цифрового сигнала
в двух направлениях применяют два типовых решения. Первое использует
идею временного разделения направлений передачи (TDD — Time Division
Direction), когда на одном тактовом интервале Тт часть времени отдается для пе-
редачи сообщения от абонента к ВПК, а другая часть — наоборот (принцип
«пинг-понга»). Поскольку передача укороченных символов требует расшире-
ния полосы частот цифрового сигнала, то обычно он используется при скорос-
ти цифрового абонентского сигнала не более 64 кбит/с. Двухпроводный або-
696
17.5, Цифровая абонентская сеть
нентский интерфейс при скорости передачи порядка 160 кбит (так называемый
U интерфейс ISDN по правилу 2В + D) выполняют с использованием метода
эхо-компенсании (рис. 17.14), Здесь передача цифровых сигналов в каждом
направлении происходит по времени независимо друг от друга, а переход от че-
тырехпроводных окончаний к двухпроводному выполняется с помощью развя-
зывающего устройства (РУ). Учитывая несовершенство РУ даже для аналого-
вых сигналов в диапазоне ТЧ (см. параграф 3.3), для увеличения переходного
затухания между направлениями передачи выход тракта передачи (ПД) под-
ключен к тракту приема (ПР) через вычитающее устройство Е и эхо-компенса-
тор (ЭК). ЭК эквивалентен многоотводной линии задержки, на выходах кото-
рой появляется цифровой эхо-сигнал определенной полярности и амплитуды.
Совокупность ЭК и Z образует некий гармонический корректор (см. подпара-
граф 10.2.3), который формирует сложный компенсирующий сигнал, совпада-
ющий по форме и амплитуде с «паразитным» сигналом ПД, проникшим через
РУ. Ввиду противофазности этих сигналов на входе ПР обеспечивается полная
компенсация сигнала другого направления. Промышленность освоила выпуск
БИС, объединяющих блоки ЭК, Z и РУ в виде некоторого сигнального процес-
сора (digital signal processor — DSP), который автоматически подбирает свои па-
раметры при произвольных значениях волнового сопротивления АЛ и возмож-
ных рассогласованиях на стыках.
Рис. 17.14
При использовании абонентского радиодоступа используют различные
технологии организации множественного доступа, отличающиеся способами
уплотнения канальной информации от разных абонентов, способом разделе-
ния направлений передачи, методами кодирования речевого сигнала и цифро-
вой модуляции радионесущей, диапазоном радиочастот и т.д. В качестве при-
мера приведем стандарт СТ-2, в котором применяется частотное разделение
каналов, каждая радионесущая (в диапазоне порядка 800—900 МГц, с разносом
сетки частот 100 кГц) модулируется по частоте цифровым сигналом 32 кбит/с,
полученным путем кодирования речевого сообщения методом АДИКМ; пере-
дача и прием для одного абонента осуществляются на одной частоте с разделе-
нием по времени. С другими стандартами радиодоступа можно познакомиться
в специальной литературе [9].
В абонентской сети распределения, где используются низкочастотные
многопарные-медные кабели, для организации групповой абонентской линии
(ГАЛ) в принципе можно применять отечественные системы типа ИКМ-30 или
ИКМ-15. Однако в большинстве случаев они требуют включения в ГАЛ не-
скольких промежуточных станций (НРП), что заметно усложняет эксплуата-
цию таких линий.
697
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
С целью увеличения длины участка регенерации в последние годы разрабо-
тано несколько вариантов аппаратуры по так называемой /ТОЛТ-технологии
{High bit rate Digital Subscriber Loop). Главной идеей этой технологии является
обеспечение условий для дуплексной безрегенерационной передачи цифровых
потоков 2 Мбит/с по медным низкочастотным парам на большие расстояния.
С этой целью в технологии HDSL использованы следующие решения:
1) дополнительно введены канальные транскодеки типа ИКМ/АДИКМ,
которые трансформируют стандартный 64-кбитный сигнал ИКМ в 32- или
16-кбитный цифровой сигнал АДИКМ на стороне передачи и наоборот — на
приемной стороне;
2) дуплексный режим работы организован не по двум парам, как обычно, а по
одной с использованием адаптивных эхо-компенсаторов (по типу рис. 17.14);
3) в качестве линейных кодов применены многоуровневые коды, понижа-
ющие тактовую частоту линейного сигнала.
За счет транскодирования тактовая частота цифрового сигнала уменьшает-
ся в 2 или 4 раза. Вторая мера позволила распараллелить цифровой поток на две
или три пары и соответственно в 2 или 3 раза уменьшить тактовую частоту ли-
нейного сигнала на каждой паре. В качестве линейного кода применен код ти-
па 2В1Q, а позднее — код типа САР-64, -128. В коде 2В1Q двухразрядная ком-
бинация двоичного сигнала заменяется одноразрядным символом симметрич-
ного 4-уровневого кода с относительным уровнем +0,5; — 0,5; +1,5; —1,5. Это
снижает скорость передачи линейного сигнала в 2 раза. Код САР-64 или
С4Р-128 {Carrierless Amplitude and Phase modulation) представляет собой извест-
ный вариант многоуровневой квадратурно-амплитудной модуляции с подавле-
нием несущей на стороне передачи. Такой способ модуляции широко исполь-
зуется при построении высокоскоростных модемов для телефонных каналов,
а также цифровых радиорелейных линий. Поскольку 64 = 2б, 128 = 27, то в коде
САР-64, -128 производится замена 6- или 7-разрядной комбинации двоичного
сигнала на однобитовый символ линейного сигнала, имеющего определенное
значение амплитуды и фазы несущей. Это, очевидно, приводит к сокраще-
нию полосы частот линейного сигнала в 6 или 7 раз.
Совместное использование этих решений обеспечивает значительное со-
кращение спектра линейного сигнала, что отражает рис. 17.15. Для сравнения
на графике 3 показан спектр линейного сигнала системы ИКМ-30 в коде
HDB-?>, на графиках 2 и 1 — спектры в коде 2В1Q и САР-64 при работе по двум
парам и отключенным транскодерам (во всех случаях кодированию подвергает-
ся двухуровневый сигнал Е1 со скоростью 2048 кбит/с). Обход канального
транскодера ИКМ/АДИКМ рекомендуется делать во всех случаях, когда по ка-
налу передается сигнал высокоскоростной дискретной информации. Примене-
ние технологии HDSL позволяет довести длину ГАЛ без регенераторов на кабе-
ле ТПП-0,4; -0,5; -0,7 соответственно до 4; 5 и 7 км при использовании двух
пар и кода 2Д1Q и до 4,5; 6 и 9 км — при использовании двух пар и кода
САР-64 [9, 34].
Комплексное решение по организации цифровой абонентской сети на ос-
нове низкочастотных медных кабелей реализовано в системе С-32, которая яв-
ляется совместной российско-украинской разработкой и внедрена, в частности,
698
17.5. Цифровая абонентская сеть
Рис. 17.15
в г. Витебске (Беларусь). Система С-32 включает в себя основной узел комму-
тации — станцию ЭАТС-ЦА (рис. 17.16) и удаленные абонентские мультиплек-
соры (УАМ), каждый из которых соединен со станцией групповой абонентской
линией ГАЛ. УАМ с помощью двухпроводной абонентской линии (АЛ) соеди-
нен с абонентским цифровым телефонным аппаратом (ЦТА). В ЦТА использу-
ется речевой кодек по методу адаптивной дельта-модуляции (АДМ), формиру-
ющий абонентский цифровой сигнал со скоростью 32 кбит/с. По каждой АЛ
(их число равно 63) осуществляется двухсторонний обмен цифровыми сообще-
ниями со скоростью 32 кбит/с по методу «пинг-понга», т.е. за счет временного
разделения и уменьшения длительности символов. Длина АЛ при этом не долж-
на превышать 500 м. В УАМ производится синфазно-синхронное объедине-
ние/разделение 63 абонентских цифровых потоков и 1 потока (64-го) со ско-
ростью 32 кбит/с, используемого для передачи служебной информации.
Групповой цифровой поток передается по 4-проводной ГАЛ со скоростью
2048 кбит/с на станцию по парам кабеля ТПП-0,64 или КСПП-1x4x0,9. Мак-
симальная длина ГАЛ (регенераторы не предусмотрены) составляет соответ-
ственно 4,5 и 7 км за счет повышения усилительной способности (до 60 дБ на
частоте 1024 кГц) оконечных регенераторов в УАМ и на станции.
Подключение ГАЛ к коммутационному полю ЭАТС-ЦА осуществляется
через модуль абонентской концентрации (МАК), который рассчитан на под-
ключение 32 ГАЛ. Каждый МАК позволяет осуществлять непосредственное со-
единение тех абонентов, которые подключены к нему через ГАЛ. В противном
случае МАК выходит на модуль транзитной коммутации (МТК), обмениваясь
с ним информацией по 4 цифровым трактам со скоростью 2048 кбит/с. С по-
мощью МТК производится информационный обмен между четырьмя МАК,
принадлежащими одной станции, и, кроме того, организуется 16 групповых
^ЭАТС-ЦА :
--рГАЛ 2048
МАК-4 ------Ч-
ГАЛ
МАК-1Ц~~~-
32 4
4 1 J л; do 4
32[ I ->
1'ГСЛ-2048
МТК
161
1 Н ЦТА
бз"1—] ЦТА~
1 _________
60
1
Рис. 17.16
699
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП
соединительных линий (ГСЛ) для связи с другими АТС. По четырехпроводным
ГСЛ передаются цифровые потоки со скоростью 2048 кбит/с, на ней не пре-
дусмотрены промежуточные НРП, а ее параметры аналогичны ГАЛ.
Если соседняя АТС также является ЭАТС-ЦА, то ГСЛ подключается к ее
МТК. Для АТС любого другого типа необходимо использовать дополнительно
модуль оборудования сопряжения (МОС). В МОС осуществляется прямое
и обратное преобразование цифрового потока в речевые сигналы и сигналы
управления и взаимодействия (СУВ), которые необходимы для АТС данного
типа. При этом образуется 60 низкочастотных соединительных линий.
Наряду с рассмотренными «большими» цифровыми абонентскими сис-
темами для сокращения объема кабельных цепей на отдельных направле-
ниях сельской или городской телефонной сети применяют малоканальные
цифровые системы передачи, которые называют абонентскими (ЦСП-АЛ).
Современные ЦСП-АЛ рассчитаны, как правило, на уплотнение 4 или 8 ре-
чевых сигналов и используют все перечисленные выше способы сокраще-
ния полосы частот линейного сигнала: транскодирование ИКМ/АДИКМ,
работа по одной паре, линейное кодирование кодом 251Q. Кроме того, в не-
которых из них предусмотрено динамическое распределение полосы про-
пускания в зависимости от нагрузки (bandwidth adaptive). Например, вместо
четырех речевых каналов по 32 кбит/с методом АДИКМ можно организо-
вать два канала АДИКМ-32 и один канал ИКМ-64, в котором работает вы-
сокоскоростной факс-модем, и т.п.
В последние годы были разработаны и другие варианты ЦСП-АЛ, что по-
зволило объединить их в семейство под названием «XDSL», где аббревиатура
DSL означает «digital subscriber line» (цифровая абонентская линия передачи),
а буква У- конкретный тип из этого семейства. В частности, если вместо Усто-
ит буква Н, имеем описанный выше вариант системы HDSL. В системе 5 (single
pair) DSL всегда применяется одна пара для двухсторонней передачи. Система
М (multi speed) DSL также работает по одной паре с эхокомпенсацией противо-
положных направлений, но в ней возможна адаптивная перестройка скорости
передачи в зависимости от длины и качества линии передачи. В системах А
(asymmetrical) DSL передача линейного цифрового многоуровневого сигнала
производится на несущей частоте методом квадратурно-амплитудной модуля-
ции (QAM- или САР-), причем для каждого направления выделяется своя непе-
ресекающаяся область частот (частотное разделение направлений). Как прави-
ло, полоса частот (и соответственно скорость передачи цифровой информации)
для направления «станция — абонент» всегда шире, чем для направления «або-
нент — станция». Такая несимметричность особенно оправдана, если абонент-
ский терминал — компьютер. В некоторых вариантах ADSL наряду с частотным
разделением направлений используется линейное кодирование типа DMT
(discrete mode tone), когда вместо одной несущей в каждом направлении пере-
дают несколько поднесущих (например, 7V). При этом каждая из них модули-
руется своим цифровым подпотоком, который имеет скорость в /Ураз меньше,
чем у исходного потока. Типовые показатели — скорость передачи, длина
участка регенерации для разных типов кабелей и т.п. для ряда зарубежных раз-
работок цифровых систем типа XDSL приведены, например, в работе [9].
700
17.5. Цифровая абонентская сеть
Теоретический анализ ЦСП типа HDSL, SDSL и MDSL, в которых исполь-
зуются линейные коды 251Q и 4515? (вместо 4-разрядной двоичной комбина-
ции — один 16 (sixteen)-уровневый двухполярный символ), приведен в работах
[33, 34]. Методика авторов позволяет определить возможную длину участка ре-
генерации при произвольных параметрах кабельной линии и скорости переда-
чи, а также в зависимости от количества ЦСП, одновременно работающих по
кабелю, и их взаимных влияний. Показатели ЦСП существенно зависят от не-
обходимости обеспечения дистанционного питания абонентского полукомп-
лекта системы со стороны станционного полукомплекта. Если дистанционное
питание является обязательным, то длина участка регенерации ЦСП для кабе-
лей типа ТПП-0,4, 0,5 - и - 0,64 мм всегда значительно меньше, чем предельно
допустимая, и слабо зависит от типа линейного кода.
В 2001 г. внедрена первая белорусская разработка ЦСП-АЛ типа МТ-\2DSL
(предприятие «Микст», г. Минск). Эта система обеспечивает двухстороннюю
связь для 12 абонентов по одной паре многопарного кабеля. Передача цифро-
вого сигнала каждого абонента осуществляется со скоростью 64 кбит/с методом
АИКМ, линейный код в линии — 251Q. Если абонентский полукомплект пита-
ется дистанционно от станции, то максимальная длина регенерационного
участка при использовании кабеля ТПП-0,4 и КСПП-1,2 равна соответственно
3,9 и 13 км. При местном питании абонентского полукомплекта длина кабеля
ТПП-0,4 может быть увеличена до 6,2 км.
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ
И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
18.1. Этапы проектирования
Первичные сети .связи представляют собой совокупность сетевых узлов,
станций и линий передачи (точнее, линейных трактов), которые соединяют их
между собой и образуют сеть типовых каналов и трактов (см. параграф 1.5).
Разветвленный и многоуровневый характер этой сети заставляет все работы,
связанные с проектированием, монтажом, настройкой, вводом в эксплуата-
цию, реконструкцией, модернизацией и т. п., выполнять по отдельным участ-
кам первичной сети. Применительно к междугородной (зоновой или ма-
гистральной) первичной сети такие участки называют магистралями. В состав
магистрали входят два или более сетевых узлов (станции), на которых размеша-
ется оконечное и/или транзитное оборудование нескольких систем передачи
(СП), а также одна или несколько физических линий связи, на которых орга-
низованы линейные тракты этих СП. В свою очередь, линейные тракты Содер-
жат обслуживаемые или необслуживаемые усилительные (или регенерационные)
пункты, пункты коррекции, ответвления и т.п. Таким образом, магистраль
представляет собой достаточно сложное и дорогое устройство, имеющее
важное народнохозяйственное значение для сравнительно большого региона
страны.
Проектирование магистрали производится исходя из проектного поруче-
ния, которое формирует заказчик, обычно министерство, ведомство или адми-
нистрация области (края). Это поручение передается специализированной про-
ектной Организации, как правило, государственному институту по изысканию
и проектированию сооружений связи (Гипросвязь), которая совместно с заказ-
чиком уточняет проектное поручение и на его основе выполняет проектное за-
дание, а затем и технический проект магистрали.
Целью проектного задания является установление технической возмож-
ности и экономической Целесообразности строительства проектируемой ма-
гистрали, причем в случае положительного решения этих задач должен быть
выбран и обоснован оптимальный вариант проекта. Под оптимальным подра-
зумевается такой из ряда возможных вариантов, который обеспечивает наи-
большее значение некоторого обобщенного показателя эффективности £.
Необходимость его введения объясняется тем, что проектируемая ма-
гистраль, как всякая сложная система, характеризуется достаточно большим
набором показателей Qt, Q2,..., Qr, где г — число показателей. При этом Од-
ни из них отражают информационную способность системы, например мак-
симально возможное число передаваемых каналов, их помехозащищен-
ность и т.п., другие — технико-экономические показатели, которые дают
представление о том, с помощью каких затрат удается достичь требуемых
702
18.1. Этапы проектирования,
значений информационных параметров, третьи характеризуют технико-экс-
плуатационные параметры системы, например стоимость эксплуатации,
энергопотребление, надежность и т.д. Как правило (что будет видно из даль-
нейшего изложения), имеется нескблько вариантов, проектного решения,
при этом каждый из них, например Л-й, характеризуется своим набором
показателей qk = {Qu, Q2k, ..., Qr^.
Выбор предпочтительного варианта не вызывает затруднений, если при по-
парной сравнении вариантов под номерами к и р оказывается, что Один из них
превосходит другой цо всем показателям качества, например Qik < для i е (1, zj.
Однако в большинстве случаев отдельные показатели качества находятся
в «конфликтных» отношениях друг с другом и улучшений Одного из них влечет
за собой ухудшение другого. При этом одна часть показателей первого проектно-
го варианта может быть лучше, чем у второго, а другая часть — хуже. В такой
ситуации (а она является наиболее типичной) нельзя говорить об абсолютном
предпочтении, можно констатировать только, что ни один из конкурирующих
вариантов не является абсолютно худшим.
Введение обобщенного показателя эффективности Е, который является
некоторой скалярной функцией от вектора показателей качества, в принципе
позволяет разрешить эту неопределенность. Вид функциональной зависимости
<р(?) в настоящее время не имеет формализованного обоснования, поэтому
она выбирается, как правило, из физических соображений^ На практике ис-
пользуются следующие Варианты.
1. Взвешенный аддитивный критерий:
Е=%С& - fCjQj, (18.1)
где G/ — те показатели, увеличение которых ведет к повышению качества сис-
темы (например, помехозащищенность, среднее время безотказной работы
и т.п.); Q/~ — те показатели, увеличение которых ухудшает качество системы
(например, стоимость, масса, габариты, энергопотребление и т.п.); С, — неко-
торый нормирующий множитель, размерность которого обратна размерности
показателя О/. • '
Для удобства расчета, а в более общем случае — для определения экстрему-
ма £ [максимума из (18.1)1, который Находят, используя обменные соотноше-
ния между частными Показателями Qt, вместо параметров QJ вводят параметры
Qj^/QF и тогда (18.1) приводят к основной форме записи:
' (18.2)
М Qhl
где всё Qj таковы, что их увеличение повышает качество системы; Qm — норми-
рованное значение параметра; а, — весовой коэффициент, учитывающий зна-
чимость показателя Qi при оценке обобщенного Показателя.
703
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
.... 2. Мультипликативный критерий:
' U, Над;
- £ = -!±1_—, (18.3)
пед-
. J*s+l
где используются те же обозначения, чтаи в (18.1). Заменой переменных С/
- l/Qf приводим (18.3) к основной форме записи:
< (18.4)
1=1 ЬЯн
Здесь используются те же обозначения, что и в (18.2).
3. Комбинированный критерий.
Здесь вектор показателей качества разбивается на два: * {Qi, Qi, — »•(?«}
и <2 ~ Юз+1, Qs+2> — > Qr }» причем вектор характеризует качество выполнения
основной цели системы (в нашем случае качество передачи информации), а век-
тор 92 — расход ресурсов, требуемых для работы системы (например, масса,
стоимость, энергопотребление, габариты и т;п.). При такой записи увеличение
вектора 51 улучшает качество системы и ее дбобщенный показатель эффектив-
ности Е, а увеличение вектора 5г — ухудшает его. Комбинированный критерий
эффективности определяется выражением
где использованы те же обозначения, что и в (18.2)^ (18.4). \
д Если весовые коэффициента равны в,- = в) 1, то (18.5) имеет-смысл отно-
шения длины вектора качества к длине вектора ресурсов. . ;
На практике воспользоваться даже этими сравнительно простыми выраже-
ниями для расчета обобщенного показателя эффективности не так-то просто.
Во-первых, на этапе проектирования по целому ряду причин недостаток
проектной информации, ограниченность времени для выполнения расчета от-
дельных показателей и т.п. — сведения о количественных оценках ряда показа-
телей и их связях друг с другом могут отсутствовать или носить очень прибли-
женный характер. Во-вторых, всегда возникают дополнительные трудности,
связанные с обоснованием нормирующих значений частных показателей ка-
чества Qu, и весовых коэффициентов а,. Их выбор невозможно осуществить
формальными методами, поэтому приходится использовать субъективные ме-
тоды, например экспертных оценок. Оценка эксперта представляет собой ту
дополнительную информацию об анализируемых объектах, которая использует
704
18.1. Этапы проектирования . . . , ,
его личный опыт, эрудицию, осведомленность об аналогичных объектах, опи-
санных в технической литературе, отчетах и т.п. Для уменьшения ошибки
экспертных оценок используются различные варианты их обработки.
Существенного сокращения сроков и снижения стоимости проектирования
магистрали можно добиться за счет широкого применения типовых проектов,
ориентированных на использование известных, выпускаемых серийно систем пе-
редачи и их типовых линейных трактов. В этом случае проектировщик знает ос-
новные технические и экономические показатели каждой системы передачи, и его
задача состоит в том, чтобы выбрать тип и количество систем передачи, которые
обеспечат передачу заданного числа каналов с минимальными приведенными за-
тратами. Процедура проектирования при такой постановке включает в себя сле-
дующие этапы: 1) выбор трассы магистрали и расчет числа каналов по направле-
ниям; 2) выбор типа кабеля и системы передачи; 3) составление схемы
организации связи; 4) размещение промежуточных (усилительных или регенера-
ционных) пунктов; 5) расчет Ожидаемых показателей качества типовых каналов
(трактов) и сравнение их с допустимыми значениями; 6) расчет состава оборудо-
вания на оконечных и промежуточных пунктах; 7) расчет приведенных экономи-
ческих затрат на всю проектируемую магистраль.
В большинстве случаев оптимальным (лучше сказать, квазиоптимальным) яв-
ляется то проектное решение, которое из ряда вариантов обеспечивает минимум
приведенных затрат. Для окончательного выбора проводится проверочный расчет
основных показателей надежности проектируемой магистрали. Если эти показа-
тели удовлетворяют допустимым требованиям, то затем проводится процедура
проектирования линейно-аппаратных цехов оконечных и обслуживаемых проме-
жуточных пунктов. Здесь, используя материалы по расчету состава оборудования,
выполняется размещение этого оборудования, расчет питающей сети и ее развод-
ка. Параллельно проводится проектирование технических и вспомогательных по-
мещений (зданий), сетей тепло- и электроснабжения и т.п.
Рассмотрим более подробно основные этапы проектирования. Выбор трас-
сы магистрали, соединяющей более чем Две узловые станции, всегда допускает
несколько вариантов, при этой вариант соединения «каждая с каждой» (рис. 18.1, а)
В большинстве случаев является не лучшим из-за больших расходов на про-
кладку линий связи на участках А—Б, Б—В, А—В. Другие варианты (рис. 18.1,
б, в, г) в этом смысле более экономичны, но на выбранных направлениях I и II
возрастает число передаваемых каналов JVj и N2, что требует использования бо-
лее мощных систем передачи или увеличения их числа. Соответственно одна из
станций становится транзитной для передачи каналов между двумя другими.
Рис. 18.1
705
18, ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Выбор наиболее экономичного варианта из приведенных, например, на рис. 18.1
определяется полной длиной кабеля, требуемого для обеспечения связи между
станциями А, Б, В, ситуационной схемой трассы на каждом участке, наличием
препятствий, а также перспективой развития хозяйств региона, где проклады-
вается связь.
Для выбора трассы выполняются необходимые топографические, геологичес-
кие и гидрологические изыскания, при этом стремятся, чтобы трасса была по воз-
можности короче и проходила вдоль шоссейных' или железных дорог; Это условие
необходимо для транспортировки материалов при строительстве и передвижения
обслуживающего персонала при эксплуатации. В случае возможности прокладки
трассы в данном направлении по нескольким вариантам необходимо выбрать тот,
при котором будет наименьшее число пересечений с железными и автомобильны-
ми дорогами, высоковольтными линиями передачи, реками и другими видами ес-
тественных и искусственных преград (болот,-, карьеров, населенных пунктов,
районов залегания полезных ископаемых и т.п,).
Расчет числа каналов связи проводится на основании имеющейся статис-
тики, которой располагают междугородные телефонные станции в пунктах А,
Б, В, а также с учетом перспектив развития. Обоснование требуемого числа ка-
налов по направлениям, например, N^, ЛАВ, Лев проводится по специальной
методике, которая здесь не рассматривается; Зная эти значения, число каналов
на трассе между отдельными станциями рассчитывается элементарно. Напри-
мер, для рис. 18.1, б имеем: N\ »= Л\В + ^Ав5 № ~ Msb + Лав; Для рис. 18.1, <? ана-
логично Ni = Nw + N2 = Лбв + Лаб-
При расчете числа каналов всегда используют в качестве единицы измере-
ния один эквивалентный аналоговый канал ТЧ, а для цифровых систем переда-
чи — основной цифровой канал. При этом нетелефонные каналы (тракты), ко-
торые должны быть организованы между соответствующими станциями,
пересчитывают в эквивалентные телефонные. Например, один аналоговый ка-
нал передачи изображений газетных полос (ИГП) равен 60 эквивалентным ана-
логовым каналам ТЧ (см. подпараграф 1.4.3). Один аналоговый канал звуково-
го вещания равен 2 или 3 аналоговым каналам ТЧ. Типовой цифровой канал
звукового вещания, Передаваемый со скоростью 384 кбит/с, эквивалентен по
скорости передачи 6 цифровым каналам ТЧ (384/64 - 6) и т.п. Полученное чис-
ло эквивалентных каналов ТЧ на участках I и II, как правило, увеличивают на
15%, чтобы учесть перспективу развитая проектируемой сети связи.
Второй этап проектирования — выбор типа кабеля и системы передачи —
всегда имеет несколько вариантов. Во-первых, можно применить (если не на-
ложено ограничений) любой тип кабеля, рекомендуемый для междугородных
магистралей: симметричный высокочастотный, коаксиальный, комбинирован-
ный — коаксиально-симметричный, наконец, волоконно-оптический. Во-вто-
рых, для каждого из этих кабелей разработано несколько типов многоканаль-
ных систем передачи, отличающихся количеством передаваемых каналов,
полосой частот линейного спектра (или скоростью передачи), длиной усили-
тельного (регенерационного) участка, длиной секции дистанционного питания
и т. п. (см. главы 11 и 17). Следовательно, одно и то же число каналов Можно
передать, используя различное количество систем передачи и разные типы ка-
18.1, Этапы проектирования
белей. Окончательный выбор можно сделать только по завершении всех этапов
проектирования, когда есть уверенность, что данный вариант обеспечивает вы-
полнение всех необходимых качественных показателей каналов и трактов пере-
дачи. При этом проектируемая магистраль является наиболее экономичной как
по капитальным затратам, так и по эксплуатационным расходам.
Опыт проектирования показывает, что наиболее близкими к оптимальным
являются те варианты выбора кабеля и системы передачи, которые, во-первых,
обеспечивают полную загрузку кабеля, во-вторых, ориентированы на системы
передачи, у которых число каналов Nc близко к требуемому. Например, если
требуется передать N\ каналов и берется одна СП, то для нее должно выпол-
няться условие Nc > если две, то 2NC >N\H т.п. Для дальнейшего проектиро-
вания отбирают не менее 2—3 конкурирующих вариантов выбора типа кабеля
и систем передачи. Для каждого из них составляется сбоя схема организации
связи, которая показывает, с помощью какой аппаратуры и на каких парах ка-
беля (или по какому кабелю) производится Передача требуемого числа каналов
связи и групповых трактФв. При этом определяется, какое конкретно количест-
во телефонных и нетелефонных сигналов передается в каждом групповом трак-
те; какие групповые тракты в пунктах транзита (см. рис. 18.1, б, в, г) подлежат
выделению, а какие — транзиту (по ТЧ, по группам или непосредственно в ли-
нейном спектре).
Загрузка групповых цифровых трактов производится с учетом стандартной
иерархии (см. параграф 12.8) при выполнении условия
ЛГ •
t Qp - Qy >
j=i
где Crp — пропускная способность типового группового тракта, кбит/с; Сц —
пропускная способностьу-го индивидуального канала, кбит/с; N— число объе-
диняемых каналов.
Правильная загрузка аналоговых групповых трактов также опирается на су-
ществующую иерархию аналоговых СП (см. главу 5), но при этом требуется вы-
полнить два условия. Первое условие — полоса пропускания группового тракта
ДГгр должна быть больше (или равна) суммы полос пропускания канальных сиг-
налов е [ 1, /V]. Второе условие налагает ограничения на мощность сформи-
рованного группового сигнала, которая не должна превышать в ТНОУ определен-
ных допустимых значений для каждого типа группового сигнала — первичного,
вторичного и т.д. до линейного включительно. Поскольку мощность канального
сигнала меняется во времени, мощность группового сигнала является случайной
величиной, которая характеризуется тремя параметрами [2, 16, 17]: средней дол-
говременной (обычно за час), максимальной среднеминутной и максимальной эк-
вивалентной мощностями. Каждый из этих параметров (методика их расчета при-
ведена, например, в работе [17]) не должен превосходить соответствующий
допустимый показатель, установленный для данного типа группового сигнала.
Аналогичный расчет проводится и для линейного сигнала АСП. При этом
если хотя бы один из параметров превышает максимально допустимый, то дан-
707
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ный вариант построения магистрали (или выбранное распределение каналов
для каждой АСП, если их несколько) считается неприемлемым.
Схема организации связи позволяет правильно определить тип и коли-
чество каналообразующей аппаратуры, устанавливаемой на узловых и проме-
жуточных станциях магистрали, а также загрузку каждой системы передачи на
отдельных направлениях. Эти данные необходимы для выполнения последую-
щих этапов проектирования.
Затем производится размещение на магистрали промежуточных усилитель-
ных (регенерационных) пунктов. Необслуживаемые пункты (НУП, НРП) разме-
щаются исходя из номинальной длины усилительного (регенерационного) участка
с учетом рельефа местности и наличия естественных или искусственных преград.
Обслуживаемые пункты (ОУП, ОРП), помимо стандартной функции усиления
(регенерации) линейного сигнала, искаженного на прилегающем к нему участке
(участок, например, НРП—ОРП), обеспечивают дистанционное питание сосед-
них необслуживаемых пунктов, телеконтроль различных параметров этих пунктов
и участков линий связи, а также поучастковую и пцстанционную служебную
связь. Расстояние между соседними обслуживаемыми пунктами рассчитывается
исходя из номинальной длины секции дистанционного питания (этот параметр
является справочным для систем передачи), а размещаются они, как правило,
в ближайшем населенном пункте. При больших расстояниях между узловыми
станциями А, Б, В (см. рис. 18.1) для аналоговых магистралей может возникнуть
необходимость введения обслуживаемых пунктов транзита (ПТ). Размещение ПТ
совмещается с ближайшим ОУП. Ориентировочные расстояния между соседними
ПТ приведены в параграфе 18.2.
После уточнения мест размещения промежуточных пунктов и определения
тем самым их числа на магистрали производится расчет ожидаемых показате-
лей качества типовых каналов (трактов) и сравнение их с допустимыми значе-
ниями. Расчет этих показателей имеет свою специфику для аналоговых и циф-
ровых магистралей и обсуждается ниже. Здесь же отметим, что если ожидаемые
показатели хуже допустимых и они не могут быть существенно улучшены за
счет некоторого увеличения числа необслуживаемых пунктов, то это свиде-
тельствует о неприемлемости выбранной схемы построения магистрали. Если
же, наоборот, ожидаемые показатели значительно лучше требуемых, то это,
скорее всего, свидетельствует о низкой эффективности использования обору-
дования и о низкой экономической эффективности выбранного варианта.
Подтверждением этому служит расчет приведенных экономических затрат на
всю проектируемую магистраль или на 1 км ее пути для каждого варианта.
Расчет приведенных экономических затрат учитывает как расходы по экс-
плуатации проектируемой магистрали (в течение нормативного срока, напри-
мер, за год), так и единовременные капитальные вложения, которые надо было
бы затратить на строительство и ввод магистрали в строй. Расчет приведенных
затрат выполняется для каждого варианта по формуле [17]
3=С+енАГ, (18.6)
где С и К — эксплуатационные затраты и капитальные вложения по каждому
варианту; ен — единый нормативный коэффициент эффективности капиталь-
ных вложений, равный 0,15'
708
18,1. Этапы проектирования ЧП :
Эксплуатационные расходы на обслуживание магистрали длиной £ км, уп-
лотненной N каналами (при использовании полной емкости кабеля), рассчи-
тываются по формуле
С= Сн£ • М (18.7)
где Сн — удельные годовые эксплуатационные расходы на обслуживание одно-
го канало-километра (кан-км) магистрали в рублях.
Значения Сн для различных систем передачи и типов кабелей приведены
в справочной литературе, в частности в работах [2, 8, 17,. 24]. При неполной за-
грузке кабеля эксплуатационные расходы увеличиваются/приблизительно про-
порционально отношению полной загрузки кабеля к проектируемой.
В капитальные затраты входит стоимость строительства совместно с ориен- ।
тировочнымй стоимостями кабеля и аппаратуры многоканальных систем. При
этом следует учитывать следующие рекомендации [17, 24]:
— стоимость коммутационной и испытательной аппаратуры линейно-ап-
паратного цеха (ЛАЦ) оконечного пункта, а также аппаратуры электропитания
Скип может быть принята равной 50% стоимости аппаратуры многоканальных
систем передачи САп!
— стоимость монтажа аппаратуры и настройки каналов СМн составляет.
примерно 25% стоимости самой аппаратуры;
— стоимость гражданских сооружений СГс может быть принята равной:
а) для ОП, ПТ и ОУП — 80% стоимости аппаратуры передачи,vб) для НУП —
60% стоимости аппаратуры передачи (для НУП аппаратуры К-60П-4 — 40%
стоимости аппаратуры);
— стоимость прокладки и монтажа кабеля СПмк составляет примерно 35%
стоимости кабеля Ск.
Учитывая вышеизложенное, получим
... Сап + Скип + Смн + Qc + Ск + Спмк-s (18.8)
При этом стоимость аппаратуры Сдл определяется из выражения
CAn^tnjCj, (18.9)
' J"'.-. ' -
где п\ и С] — количество и стоимость оконечных пунктов и пунктов транзита:
по ТЧ; п2 и С2 — число и стоимость транзитных пунктов по ВЧ; и С3 — число
и стоимость ОУП (ОРП) без аппаратуры транзита или выделения; «диСд —
число и стоимость НУП (НРП).
Стоимость транзитных пунктов по ВЧ можно принять равной примерно
80% стоимости оконечного пункта. Стоимость кабеля длиной £ определяется
выражением Ск = Ск1£, где Ск, — стоимость 1 км кабеля. Ориентировочные
значения стоимости кабеля и аппаратуры передачи приведены в работах [7,24].
При расчете капитальных вложений и эксплуатационных затрат по форму?
лам (18.7) и (18.8) необходимо учитывать число кабелей и комплексов аппара-
туры, которые используются на данном участке сети связи. Приведенные за-
709
1 8, ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
траты сети связи, рассчитываемые по формуле (18.6), равны сумме приведен-
ных затрат на участках 1 и 2 сети (см. рис. 18.1). При реконструкции считается
только изменяющаяся часть приведенных затрат по вариантам.
Полученные на основании (18.6) приведенные затраты по данному вариан-
ту должны быть отнесены к общему количеству канало-километров связи для
определения удельной себестоимости одного канало-километра. Значение это-
го показателя учитывается при окончательном выборе варианта проектируемой
магистрали.
18.2. Проектирование ЦСП и АСП
по металлическим кабелям
Для междугородной связи используются симметричные и коаксиальные
кабели. В ходе проектирования магистрали по симметричному кабелю могут
быть рассмотрены варианты двухкабельной и однокабельной систем, каждая из
которых имеет свои достоинства и недостатки. Двухкабельная система обеспе-
чивает наибольшую величину переходного затухания между цепями, работаю-
щими во встречных направлениях, так как связь осуществляется по двум неза-
висимым кабелям с использованием каждого только для передачи в одну
сторону. Однако такая система требует больших капитальных затрат.
Однокабельная система является более дешевой, но при ней повышаются
требования к конструкции кабеля, что затрудняет его изготовление, увеличива-
ется расход меди вследствие дополнительной экранировки пар. Для симмет-
ричных кабелей необходимым условием является весьма тщательное симмет-
рирование пар в широкой полосе частот, что не всегда возможно.
Симметричные кабели, как правило, используются для работы по четырехпро-
водной двухкабельной системе, а коаксиальные — по четырехпроводной одно-
кабельной. ’
Во всех случаях тип кабеля и аппаратура передачи выбираются так, чтобы
при соблюдении необходимых качественных показателей проектируемая ма-
гистраль была наиболее экономичной как по капитальным затратам, так и по
эксплуатационным расходам. При этом необходимо выбирать такой кабель,
который позволил бы при необходимости перейти без особых затруднений от
одной системы передачи к другой с большим числом каналов без существенно-
го переустройства магистрали. .
В настоящее время на первичной сети связи всех высокоразвитых стран
проектирование новых, магистралей выполняется только на основе цифровых
систем передачи. Имеющиеся магистрали, которые действуют на основе анало-
говых систем передачи, в случае хорошего физического состояния кабеля под-
лежат реконструкции, которая выполняется или с помощью более мощных
АСП, или путем перехода на ЦСП.
В случае использования АСП размещение усилительных пунктов на ма-
гистрали начинается с определения . мест расположения переприемных
(транзитных) пунктов по группам (первичной, вторичной и третичной) и то-
нальной частоте (транзит ПГ, ВГ, ТГ и ТЧ), а также пунктов выделения
групп каналов. Пункты выделения групп каналов обычно задаются схемой
710
18.2. Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям
организации связи, пуйкты транзита могут не задаваться, а их расположение
целесообразно осуществлять исходя из рекомендаций для гипотетических
эталонных цепей (рис. 18.2) [8,17]. Поскольку транзитные пункты являются
обслужйваемыми, то они располагаются в населенных пунктах. Для линий,
обеспечивающих связь внутри страны, длина гипотетической линйй £м со-
ставляет 2500 км, а расстояние между Оконечным пунктом (ОП) и пунктом
транзита по тональной частоте (ТП-ТЧ), а также между пунктами транзита
по первичной (ТП-ПГ), вторичной (ТП-ВГ) и третичной (ТП-ТГ) группе
указаны на рис. 18.2, где рис. 18.2, б соответствует системе передачи с чис-
лом каналов Уне более 60 (12 < N< 60), рис. 18.2, в — системе с числом ка-
налов не более 300, рис. 18.2, г — с N> 300. Число транзитов по ТЧ для такой
линии равно - 2 (рис. 18.2, a), Ач = LK/(\ + п^) « 833 км. Если проекти-
руемая магистраль является частью международных линйй связи (они ис-
пользуются только для У> 300), то для нее максимальная длина переприем-
ного участка по ТЧ увеличивается до Ln = 2500 км, соответственно на этом
участке увеличиваете^ число переприемов по ПГ, ВГ, ТГ с одного до трех
(рис. 18.2, д).
а)ОП ТП-ТЧ ТП-ТЧ ОП
б) (ОП)ТП-ТЧ ТП-ПГ ТП-ТЧ(ОП)
Й------
|Ач=А/3!
---Lm —
Ач
в)
ТП-ТЧ ТП-ПГ ТП-ВГ ТП-ТЧ
г)
тп-тч тп-пг тп-вг
~П«—I / / кЧ4г|//|«—l/d/лА
ТП-ТГ ТП-ТЧ
Ач^
. №
Ач
Ач
д)
тп-тч тп-тг Тп-вг тп-пг тц-тг тп-вг ТП-ПГ
Г"Т—Ч Г1» ’ 1 »1I||I*W| —к—>М. -мм— -
ТП-ТЧ
+ 1НШ-+11 И
, -W !
! £„/10 ! ;
А.---------- -—~—И
Рис. 18.2
Указанные на рис. 18.2 расстояния между транзитными пунктами являются
ориентировочными, и с целью удешевления магистрали эти пункты стремятся
совместить с пунктами выделения Каналов и ОУП. Отметим, что переприем-
ные пункты должны устанавливаться в обязательном порядке независимо от
того, есть или нет необходимость применения пунктов выделения групп кана-
лов, поскольку в них осуществляется выравнивание (коррекция) амплитудно-
711
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
частотной характеристики линейного тракта и изменение взаимного размеще-
ния групп в линейном спектре с целью выравнивания помехозащищенности
каналов.
Затем размещаются обслуживаемые усилительные пункты, расстояния
между которыми определяются двумя основными факторами: корректирующей
способностью ОУП и необслуживаемого усилительного пункта (НУП) и воз-
можностями дистанционного питания НУП. Усилительная аппаратура, уста-
навливаемая в ОУП, имеет устройства АРУ по двум или трем контрольным час-
тотам (АРУ-2 или АРУ-3); в зависимости от этого ОУП делят на два вида:
ОУП-2 и ОУП-3. В ОУП-2 осуществляется плоская и наклонная АРУ на часто-
тах соответственно Уп и в ОУП-3 осуществляется дополнительно криволи-
нейная АРУ на частоте Ар- Максимальное расстояние между ОУП-2 опре-
деляется возможностями наклонной регулировки и равно [17]
<
°’2 Аа,(/П)- Да, (А)’
(18,10)
где Д5Н1 — пределы регулирования наклонной АРУ в ОУП-2; — темпера-
турные изменения коэффициента затухания кабеля а(/) при годовом перепаде
температур почвы от Л до t2 на контрольных частотах А и А.
Изменение затухания 1 км кабеля в децибелах равно ,
Дат=аоСГ>Ха(/)(Г2-Т1), (18.11)
... J . , ' . ‘ '
где ао(/) — километрическое затухание кабеля при температуре /0; aa(f)— тем-
пературный коэффициент затухания кабеля на частоте f.
Для коаксиальных кабелей обычно a = 2 10“3 для симметричных —
град 4 2
используют справочные данные, например [17]. Там же можно найти сведения
о Величине ао(/) Прй )0 = 20’С.
Максимальное расстояние между ОУП-3, определяемое их корректирую-
щей способностью при трехчастотной АРУ, равно
г AS- g (18 121
" Да,(/П) - Aa,(/Kp) + Аа,(/Н) - Да,(/П)[(/П -/кр)/(/п -/н)Г
где Д5К — пределы регулирования криволинейной АРУ в ОУП-3, на контроль-
ной частоте Ар.
С точки зрения обеспечения дистанционного питания НУП, расположен-
ых между ОУП, учитывают схему подачи питания («провод—провод» или
«провод-земля»), максимально допустимое напряжение питания, которое
можно подавать в кабель, я также величину потребляемого НУП тока питания.
На основании этого расчета определяется максимальное число т НУП, кото-
рые могут быть включены между соседними ОУП. Параметр т является одним
712
18.2. Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям ...
из важнейших параметров Системы, позволяющим рассчитать расстояние меж-
ду ОУП, определяемое дистанционным питанием:
Дю = G + ^О/ном, (18.13)
где /Ном —• номинальное расстояние между соседними НУП, указываемое в тех-
нических данных АСП.
Далее размещается необслуживаемые усилительные пункты. В общем слу-
чае число НУП между ОУП определяется выражением
Z 4/И=/оуп//ж>м-1- (18-.14)
Если полученное число МНе является целым, то его округляют до ближай-
шего большего целого числа (Л/] и Находят среднепроектную длину усилитель-
ного участка /српр и отклонение от номинальной длины Л/:
/ср.пр— 1оуп/[/И] + 1, А/= /ном /ср.пр- (18.15)
Если А/ не превышает допустимый разброс длины усилительного участка
Л/доп, который для систем по Коаксиальному кабелю близок к 0,05/ном, а по сим-
метричному— к 0,1/ном, то стараются все НУП разместить равномерно на рас-
стоянии /ср пр. Если А/ > Д/доп, то стремятся ([Л/] - 1) НУП разместить на одина-
ковом расстоянии /], выбираемом из условия (/ном - А/доп) < А < 4юм> а последний
укороченный участок длиной /2 размещают'перед ОУП. При этом на входе
ОУП включают искусственную линию (ИД), которая эквивалентна отрезку ка-
беля, дополняющему укороченный участок до номинальной длины или близ-
кой к ней в пределах [/ном - Д/доп; /ном]. При таком размещении выполняется ус-
ловие /.цуп ~ [А/]/] + /2.
Для реальной магистрали условия (18.14), (18.15), как правило, выполнить
не удается из-за особенностей трассы (водоемы, овраги, болота, застройки
и т.п.), поэтому приходится размещать усилительные пуйкты на различных
расстояниях друг от друга. Для грамотного размещения усилительных пунктов
необходимо дополнительно учитывать усилительную и корректирующую спо-
собности аппаратуры НУП.
Максимально допустимая длина участка /утах, определяемая максимально
возможным усилением усилителя НУП ^тх, находится из выражения
. , . $у.max ~ °ст ч /ЮКч
/у.шах^--------, (18.16)
а max
где атах — коэффициент затухания кабеля на верхней частоте линейного спект-
ра при максимальной температуре грунта; аст — затухание станционных (ли-
нейных) трансформаторов, «Ст = 0,88 дБ.
Минимально допустимая длина участка /y min определяется возможностью
аппаратуры НУП корректировать неравномерность амплитудно-частотной ха-
рактеристики участка кабеля в линейном спектре частот. В аппаратуре НУП
коррекция Осуществляется, как правило, двумя частотйо-независймыми эле-
713
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
ментами: линейным выравнивателем (ЛВ), включенным на входе линейного
усилителя (ЛУс), и контуром начального наклона (КНН), включенным в цепь
обратной связи ЛУс. Если известно разность затуханий ЛВ и КНН на верхних
и нижних частотах f2 и j\ линейного спектра: Далв и ДаКНн, то минимально до-
пустимая длина участка, не требующая включения ИЛ , равна
. Далв + Дякнн /io i7\
<1817)
где а(/) — километрическое Затухание кабеля на частоте /при средней темпера-
туре грунта. s; -I
Используя выражения (18,16) и (18.17) и учитывая (18.14), (18.15), можйо
дать следующие рекомендации по размещению НУП:
1) не допускаются участки, длина которых превышает/y.maxJ
2) ПО ВОЗМОЖНОСТИ Обеспечивать УСЛОВИе 4 maxi
3) укороченные участки целесообразно корректировать включением ИЛ,
которые дополняют электрическую длину участка до 1у.т\п',
4) каждому удлиненному участку должны соответствовать укороченные
участки, число которых АГ можно определить из выражения (17]
£ = deg(O,lAg) -1 (18.18)
1 -йес(-0,1Да)
где Да = ат - аном; ат и аНом — затухание соответственно удлиненного и номи-
нального участков на верхней частоте, дБ.
Удлиненные усилительные участки не должны идти подряд вследствие
ухудшения помехозащищенности, их необходимо чередовать с номинальными
и укороченными участками. ; > <
При размещении усилительных пунктов следует предусмотреть место рас-
положения НУП с магистральным выравнивателем (корректором), который
необходим для компенсации накапливающихся частотных искажений, вызван-
ных несовпадением частотных характеристик затуханий участков кабеля и уси-
ления усилителей. В системах передачи по симметричному кабелю магистраль-
ный выравниватель (МВ) не входит в состав. НУП и йключается на входе
каждого четвертого НУП, причем длина этого усилительного участка укорачи-
вается на величину Д/мв = амв/аmax, гДе амв — затухание МВ на верхней часто-
те, смысл атах.пояснялся в (18.16).
В системах передачи По коаксиальному кабелю магистральный выравнива-
тель включают в состав НУП-К (см. подпараграф 10.2.1), лри этом длина уси-
лительного участка определяется значением Sy этого ЙУП.
После выбора места расположения НУП решается вопрос о размещении
конкретных типов НУП (НУП-О, НУП-Р, НУП-К). Расстановка НУП указан-
ных типов определяется в основном техническими характеристиками НУП-Р
и НУП-К, а также характеристиками устройств АРУ в ОУП (ОП), которые су-
щественно различаются для разных систем передачи (см. главу 11).
714
18.2, Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям
После выбора трассы магистрали, системы передачи, типа линии и разме-
щения усилительных пунктов проводят электрический расчет, цель которого —
оценка качества каналов связи. На этом этапе проводятся расчет и построение
диаграмм уровней, а также расчет допустимого и ожидаемого псофометричес-
кого напряжения или мощности помех в каналах связи. Расчет диаграммы
уровней начинается с определения затухания усилительных участков. Затуха-
ние определяется для максимальной и минимальной температуры грунта на
глубине прокладки кабеля. На магистралях коаксиального кабеля расчету под-
лежат помехи от нелинейных переходов и собственные помехи. На магистралях
симметричного кабеля рассчитывают помехи от линейных переходов, соб-
ственные шумы и помехи от нелинейных переходов. При расчете диаграммы
уровней для воздушной линии связи, определяя усиление усилительных участ-
ков, необходимо учитывать метеорологические условия. Помехи на воздушных
линиях связи обусловлены рядом факторов, среди которых расчету подлежат
наиболее существенные — за счет воздействия внешних электромагнитных по-
лей (атмосферные помёхи).
При построении диаграмм уровней определяются уровни в конечных точ-
ках z-ro усилительного участка. Уровни на выходах р, (уровни передачи) для
ОУП, ОП и ПТ принимают равными номинальным значениям для соответ-
ствующей частоты. Обычно известен номинальный уровень= ръ для
верхней частоты fB и уровень р({ f = = рн для нижней частоты линейного
спектра. Для других частот номинальный уровень передачи е [/„;/,], за-
висит от используемого закона предыскажения уровней. При линейном пере-
косе имеем (см. параграф 9.2) р,(/) = рн +^в ~ —Zkl.
(/в-/н)
Уровни на входах рвХ ,• и выходах р, промежуточных усилительных пунктов
(/ = 1, 2, ..., М) в секции ОУП—ОУП (ОП) рассчитывают из выражения
Pi-\(f}~ ау.т Pi(f) = PB*.i(f )+$,.,</) (18.19)
Здесь Pt~\(f) — уровень передачи на выходе предыдущего усилительного
пункта; ау.,- — затухание прилегающего участка линии связи; 5у , — усиление ли-
нейного усилителя данного участка.
Затухание ауЛ для участка линии длиной /у на частоте./ и при температуре
грунта t определяется выражением
ду.((/,д = /уао(/)[1 + аа(/)(/-/о)] + ост, (18.20)
где значения всех величин пояснялись в формулах (18.11) и (18.16).
Усиление линейного усилителя рассчитывается по-разному, в зависимости
от того, является он регулируемым или нет, а если регулируемым, то каким об-
разом: по КЧ', по температуре грунта, по току дистанционного питания, с пред-
регулировкой или без и т.д. (см. параграфы 10.3, 10.4). Кроме того, нужно
знать, как построена секция регулирования по КЧ, т.е. сколько нерегулируе-
мых НУП размещается между регулируемыми.
715
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
Дпя нерегулируемого НУП (НУП-О) усиление равно затуханию прилегаю-
щего участка линии связи для средней температуры грунта:
•У/(/) = «у.» (/) для Г = 4Р или Sj (f) = fly )- (/, /ср).
Усиление для НУП с фунтовой АРУ (НУП-Р-Г) рассчитывают из выражения
%./(/, Q + a,/(/Xr-Q, (18.21)
где asi (/) — температурный коэффициент изменения усиления под действием
грунтовой АРУ на частоте/, дБ/град. ,i(..
Усиление регулируемого по КЧ усилителя, расположенного .а НУП-Р-КЧ,
для одночастотной секции регулирования АРУ-КЧ, которая содержит между
соседними НУП-Р-КЧ несколько, например q, нерегулируемых НУП и не-
сколько, например к, НУП С фунтовой АРУ (см. параграф 10.4), рассчитывает-
ся из выражения [17]
Siif, t) = ZCp) + «оС/ХСОИ - + h-i +
. 7=1
k . 1 к ' / (18.22)
+ Ё/У.уН(Г-/ср)£°4/(/)-
7=1 • • 7=1
Как видно из (18.22), такой усилитель компенсирует изменение затухания
всех, участков линии связи на секции регулирования за вычетом той части, ко-
торая скомпенсирована в НУП-Р-Г. Если в секции отсутствуют НУП с грунто-
вой АРУ, то принимают aJ?(/) = 0.
В секции АРУ с регулировкой по току дистанционного питания (см. пара-
граф 10,3) усиление на конечном пункте секции (это обычно ОУП или ОП) не
)регулируется. Оно компенсирует затухание прилегающего участка при средней
температуре грунта и равно %., (/, Ц). Усиление всех НУП, регулируемых по
Току дистанционного питания (НУП-Р-ДП), определяется из выражения
. ^(/)=цу.,.^^ (18.23)
где М— число регулируемых НУП в секции; Lc — полная длина секции регули-
рования. 1
В случае, когда все НУП —регулируемые и расстояния между ними равны
(lvj~ /у), имеем ЦМ + 1)/М.
Если в секции АРУ применяется предрегулировка уровней, а остальные НУП
в секции — нерегулируемые (как в системах передачи К-3600, К-1920Р, К-1920П —
см. главу 11 и подпараграф 10.4.2), то усиление регулируемого НУП изменяется та-
ким образом, чтобы скомпенсировать изменение затухания на предыдущей и соз-
дать предрегулировку на последующей секции регулирования. В этом случае
^.<(/) = луЛ/Лр) + <^ (18,24)
где Lei и Lc2 — длина соответственно предшествующей и последующей секций
регулирования.
716
18.2. Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям 1
В указанных выше АСП в ОУП (ОП) не применяется температурная пред-
регулировка, поэтому в этих пунктах усиление изменяется только под действи-
ем АРУ-КЧ. При этом
Sv.i(f) = ayAf, 4р) + ао(/)аа(/Х^- ’ °>5’ (18-25)
где Др — расстояние до ближайшего предшествующего НУП-Р с предрегули-
ровкой.
Усиление в ближайшем НУП-Р с предрегулировкой, который размещен
после ОУП в направлении передачи и отстоит от него на расстоянии Ар, опре-
деляется из выражения '
A'y./(/) = Oy./(ZQ + ao(/)aa(/)K-U(^p-0>5^), (18.26)
где £с — длина последующей секции регулирования.
Рациональное размещение регулируемых НУП-Р с предрегулировкой на
секции ОУП—ОУП (ОП) зависит от длины секции и обычно указывается в спра-
вочных данных на аппаратуру [2, 17, 46].
Результаты расчета по приведенным выше формулам целесообразно свести
в таблицу, каждая строка которой соответствует определенному усилительному
участку, а столбцами таблицы являются значения /у.» Ь, SyAf i), РтЛ/ Ь
и pj (/ f) для каждого усилительного участка на секции ОУП—ОУП (ОП). При
этом указанные параметры в обязательном порядке определяют на верхней часто-
те /в линейного спектра для средней /ср и максимальной температуры грунта.
В ряде случаев может возникнуть необходимость их расчета д ля нижней частоты/,
спектра, а также для минимальной температуры грунта zmjn. По данным таблицы
строится диаграмма уровней, которая является основой для расчета ожидаемой
помехозащищенности на участке ОУП—ОУП (ОП) и сравнения ее с допустймой.
Ожидаемая суммарная псофометрическая мощность шумов для канала, пе-
редаваемого на частоте/линейного спектра, в ТНОУ равна (см. параграф 9.1),
пВт. псоф.:
Лнхпс = *nc£dec [0,1(-139 + ^ш.,(/)+ ^.,(/)-а(/))]Ю9, (18.27)
w
где N— число усилительных участков на рассматриваемом отрезке магистрали,
обычно на участке ОУП—ОУП (ОП); Кпс = 0,75— псофометрический коэффи-
циент; — коэффициент шума усилительного пункта; остальные величи-
ны пояснялись выше.
Ожидаемая суммарная псофометрическая мощность нелинейных помех
второго порядка, рассчитываемая в этом же канале в ТНОУ, пВт. псоф., равна
(см. параграф 9.2)
Лаопс = £ yi,V)dec[0,K2A./ +2Лрср " *2ю/(/))], (18.28)
А/ <=1
717
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
где рэЛ — эквивалентный уровень передачи /-го усилителя при работе без пере-
коса; «2г0( — затухание нелинейности по второй гармонике при соответствую-
щем усилении /-го усилителя; у % — спектральная плотность нелинейного
продукта второго порядка при перекосе уровня Др; = р; (/в) — Pi(ff), определя-
емая из (9.57); Дрср — средняя мощность группового сигнала в ТНОУ (см. па-
раграф 9.3); b/v^bF* — полоса частот соответственно линейного и канального
сигналов.
При этом
Рэ., = А(/в>-ДР,+ 101g - ; (18-29)
0,23Дд
°2г0<(/) = °2гОном(/) Ч- ‘5у.|.ном(/) ~ ‘Sy.itf) ~ °2г0ном(Тв) + ‘5у./.ном(7в) ~ Sy.itf)’ (18.30)
где Уу.,.НОм( Л) ~ номинальное усиление усилителя на частоте fB, для которого
известно номинальное значение затухания по второй гармонике Огг0ном(/в)-
В выражении (18.30) предполагается, что изменение усиления производит-
ся за счет цепи ОС усилителя (см. параграф 2.4), что, как правило, справедливо.
Если не производится расчет диаграммы уровней на нижней частоте fw можно
принять Ьр, з bp, где bp — номинальное значение перекоса уровней.
Ожидаемая суммарная псофометрическая мощность нелинейных продук-
тов третьего порядка первого рода рассчитывается с учетом особенностей на-
копления (см. параграф 9.2). При этом если на участке ОУП—ОУП имеется пк
корректирующих НУП (НУП-К), то полагают, что на участке секции коррек-
ции (участок НУП-К—НУП-К (ОУП) или ОУП—НУП-К) происходит накоп-
ление помех по напряжению, а от секции к секции — по мощности. На одной
секции коррекции, состоящей из NK усилительных участков, мощность нели-
нейных продуктов третьего порядка первого рода в ТНОУ рассчитывается из
выражения
^нЗХкОпс 24Кп2с ^{£M(7)dec[0,05(3p3.(.+ 3bpcp-a3tOi(f)~Pi(f))]}2. (18.31)
АГ /=1
Здесь о3г0, — затухание нелинейности /-го усилителя по третьей гармонике;
Уз/, — спектральная плотность нелинейного продукта третьего порядка первого
рода при перекосе уровней Др, = Pi(fR) — Pi(fH), определяемая из (9.58), при этом
по аналогии с (18.30)
^ЗгО<(У) — ЯЗгОномС/") Ч- SyiMofff) ~ Syi(f) —
— ^ЗгОном(Ув) Ч- ‘5у./.ном(7в) ~ (18.32)
где Цзг0ном( /в) — номинальное затухание на третьей гармонике, определяемое
при номинальном усилении Усилителя 5у.,-.ном( /в) на верхней частоте.
Эти данные являются справочными для аппаратуры, причем, как правило,
они разные для НУП и ОУП [2, 17].
718
18.2. Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям ;
Полученные значения отдельных мощностей затем сравнивают с допусти-
мыми значениями на рассматриваемом участке магистрали, используя матерй-
алы параграфа 9.7.
Проектирование магистралей ЦСП в принципе включает те же этапы, что
и для АСП. Конфигурация номинальной цепи, расположение транзитов по ТЧ
и их максимальное число для цифровой первичной сети выбираются такими
же, как и для аналоговой сети (см- рис. 18.2, а). При этом транзитным пунктом
по ТЧ считается только тот, где осуществляется аналого-цифровое преобразо-
вание, поскольку транзит сигналов в цифровой форме не вызывает ухудшения
качеств^ передачи. Емкость и число ЦСП на магистрали рассчитывают из чис-
ла эквивалентных основных цифровых телефонных каналов (ОЦК), при этом
ОЦК соответствует двоичному 8-разрядному цифровому сигналу, у которого
частота дискретизации равна fa = 8 кГц, а тактовая частота fT —fa • 8 = 64 кГц.
Передача телефонного сигнала осуществляется с помощью компандированной
ИКМ по Л-закону (см. параграф 13.3). Объединение цифровых телефонных
и нетелефонных сигналов производится в соответствии со стандартами, приня-
тыми для цифровой первичной сети. Для плезиохррнной цифровой иерархии
(PDH) стандартными сигналами являются первичный (£"!), вторичный (£2),
третичный (£3) и четверичный (£4) цифровые сигналы, которые передаются
соответственно с тактовой скоростью 2048, 8448, 34 368 и 139 264 кбит/с и име-
ют определенную структуру построения (см. параграф 12.5 и главу 17). Энерге-
тические параметры цифрового сигнала любого уровня не зависят от типа
объединяемых аналоговых сигналов, а следовательно, и от загрузки. Поэтому
распределение различных аналоговых сигналов в составе того или иного груп-
пового цифрового тракта Не имеет значения. Важно только, чтобы были выдер-
жаны требования по пропускной способности.
Существеннрй особенностью проектирования магистралей ЦСП является
их критичность к размещению промежуточных пунктов. Здесь недопустим вы-
бор удлиненных участков регенерации, поскольку, в отличие от АСП [см. (18.18)],
увеличение вероятности ошибки на таких участках невозможно скомпенсиро-
вать включением нескольких укороченных участков. Поэтому важно, чтобы
длины всех участков не превосходили максимально допустимую длину участка
регенерации /р,тах. Для ЦСП, работающих по коаксиальным парам, основным
источником помех, который определяет величину /ртах, являются собственные
шумы регенератора. Расчет защищенности регенератора от такого вида помех
ведется по формулам подпараграфа 16.2.1, а расчет /р.тах — графоаналитически
по формулам параграфа 16.1.
При работе по симметричным высокочастотным кабелям (по ним работают
ЦСП типа ИКМ-480, ЙКМ-120, а на сельских сетях — и ИКМ-30, см. главу 17)
возможен ряд вариантов построения магистрали. Это зависит, во-первых, от
того, работают ли на всех парах однотипные или разноскоростные ЦСП, а во-вто-
рых, от схемы организации связи — однокабельный (ОК) или двухкабельный
(ДК) вариант. При расчете помехозащищенности регенератора необходимо
учитывать как собственные шумы, так и помехи линейных переходов. Первые
рассчитываются по материалам подпараграфов 16.2.1, 16.2.2 и 16.2.3 (при ис-
пользовании регенератора с РОС), а вторые подпараграфов 16.3.2, 16.3.3
719
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
и 16.3.6. Максимально допустимую длину участка /р.тах определяют графоана-
литически по материалам параграфа 16.1;
Для ЦСП, работающих по низкочастотным многопарным кабелям ГТС ти-
па ТГ и ТПП с повивной и пучковыми скрутками, преобладающими являются
помехи от линейных переходов с соседних пар кабеля. В принципе расчет за-
щищенности от этих помех можно проводить по той же методике, что и для вы-
сокочастотных симметричных кабелей (см. параграф 16.3), однако большой
разброс переходных затуханий между отдельными парами, а также возмож-
ность использования незадействованных пар как естественных экранов застав-
ляет применять некоторые эмпирические рекомендации, полученные из опыта
эксплуатации. Например, для кабеля с повивной скруткой емкостью 200 х 2 ре-
комендуется использовать не более 23% пар, при этом для одного направления
передачи выбираются пары из 7-го повива, а для обратного направления —
из центрального повива или из первых трех повивов; для кабеля с пучковой
скруткой той же емкости рекомендуется применять не более 20% пар, причём
пары для различных направлений разделены через один главный пучок и т.п.
Если проектируемое число ЦСП по низкочастотному кабелю больше, чем
рекомендуется для этого типа, нужно использовать специализированные рас-
четные номограммы. Из них следует, в Частности, что с ростом числа систем
приходится уменьшать допустимое затухание и, соответственно, длину участка
регенерации [3, 24, 39]. В тех случаях, корца выбор пар кабеля и оценка их пере-
ходных затуханий на дальний и ближний конец затруднены, рекомендуется па-
ры кабеля выбирать произвольно, но длину участка регенерации сокращать по
сравнению с номинальной в 1,5 раза при числе ЦСП до 100 и в 2 раза — при
большем числе ЦСП. Длины участков, прилегающих к ОРП и ОП, рекоменду-
ют сокращать в 2 раза для защиты регенераторов от импульсных помех АТС,
расположенных в ОРП ИОП.
18.3. Проектирование магистралей ВОСП
Магистрали ВОСП предназначены, как правило, для передачи высокоско-
ростных потоков информации (от 8448 кбит/с и выше), однако в дальнейшем
они, по-видимому, будут экономически целесообразны и для менее скорост-
ных потоков. Проектирование ВОСП не имеет заметных отличий от ЦСП по
металлическим кабелям. Существенно, что из-за малого затухания оптического
кабеля на внутригородских магистралях ВОСП (при соединении АТС друг
с другом), как правило, обходятся без регенераторов, а на междугородных ли-
ниях расположение НРП выбирают в пунктах, где есть местная энергосеть. Та-
ким образом отпадают необходимость передачи тока дистанционного питания
и связанные с этим ограничения. Основным источником помех, Определяю-
щим длину участка регенерации, являются собственные шумы регенератора,
защищенность от которых рассчитывается По материалам подпараграфа 16.2.4.
Используя их и методику параграфа 16.1, графоаналитически определяют мак-
симально допустимую длину /р.тах участка регенерации. Эта величина зависит
от усилительной и корректирующей способности регенератора, а также от ки-
лометрического затухания и уширения импульса в оптическом кабеле и других
720
18.4. Особенности реконструкции магистралей
оптических элементах. При 1Р < /р тах на магистрали ВОСП длиной L всегда
обеспечивается ожидаемый коэффициент Л^ш ож, который меньше допустимого
^ож.доп для этой длины. Для ускорения расчетов в литературе можно встретить
приближенные выражения, которые по отдельности определяют длину участка,
ограниченную усилительной и корректирующей способностью регенератора.
В первом случае [39]
/р < - I? ~ (18.33)
Y в
гдр Эп — энергетический потенциал, или усилительная способность, регенера-
тора, определяемый как Эп = />Пер ~ Рпр» гДе рпер — уровень оптической мощнос-
ти на выходе НРП; рпр — уровень оптической мощности на входе НРП, при
которой обеспечивается требуемый коэффициент ошибки; остальные элемен-
ты в формуле (18.33) пояснялись в подпараграфе 16.2.4: ир и п„р — число
разъемных и неразъемных соединений; ар и анр — затухание соответствующего
соединения; ув — километрическое затухание волокна; ДЛ — запас на возмож-
ное ухудшение параметров участка во время эксплуатации.
Для расчета длины участка 1Р2, Определяемого корректирующей способнос-
тью регенератора, используется выражение [39]
Zp<fc = ^. (18.34)
где В — скорость передачу линейного сигнала, бит/с; тв — километрическая
дисперсия волокна, с/км, рассчитываемая по определенным формулам в зави-
симости от типа и параметров волокна или указываемая в паспортных данных.
Максимально допустимая длина участка регенерации в этом случае определя-
ется как наименьшее из значений fa и /р2. Формулы ( 18.33), (18.34) дают значи-
тельную погрешность в сравнении с Очными методами расчета, если твВ > 0,2.
18.4. Особенности реконструкции магистралей
Увеличение числа и протяженности каналов связи осуществляется как за
счет прокладки новых линий связи, так и 3d'счет реконструкции существующих
магистралей связи путем замены аппаратуры одних систем передачи на аппара-
туру других, более мощных МСП. Последний путь на современном этапе пред-
ставляется экономически более эффективным, поскольку он не требует затрат
на кабель и его прокладку. С цёлью минимизации стоимости работ по рекон-
струкции магистрали целесообразно наиболее полно использовать граждан-
ские сооружения, уже имеющиеся на действующей магистрали (НУП, ОУП,
транзитные пункты и т.п.).!
Как известно, цифровизация первичной сети связи представляет собой
достаточно длительный процесс, требующий больших капитальных за-
трат. В течение этого периода на сети будет сосуществовать аппаратура анало-
24 Зак. 1600
721
18, ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
говых и цифровых многоканальных систем передачи. Здесь надо учитывать все
возможные варианты реконструкции и сопровождающие их затраты. Рассмот-
рим некоторые из них.
При реконструкции цифровой, магистрали, работающей по многопарному
симметричному кабелю, на отдельных или на всех парах кабеля снимается обо-
рудование старой (маломощной) ЦСП и устанавливается оборудование новой
(более мощной) ЦСП. При этом, как правило, сохраняется размещение кон-
тейнеров старой ЦСП, а между ними прокладываются дополнительные кон-
тейнеры для установки регенераторов новой ЦСП. Конкретное место располо-
жения НРП в этом случае зависит от допустимой длины участка регенерации
новой ЦСП. Она рассчитывается по методике подпараграфов 16.3.2,16.3.3. Ес-
ли на некоторых парах кабеля предполагается сохранить старую аппаратуру
ЦСП, то необходимо выполнить расчеты, подтверждающие, что умощнение
ЦСП на других парах не Вызовет заметного ухудшения вероятности ошибки
и качества работы старой ЦСП.
Наиболее часто в ходе такой реконструкции производится замена аппара-
туры ИКМ-120 на ИКМ-480С или LA-S^S (совместное производство Германии
и России).
При другом варианте реконструкции в многопарном кабеле, оборудован-
ном аналоговыми системами передачи, часть пар отдается под одну или не-
сколько однотипных ЦСП, а оставшиеся пары работают в прежнем режиме.
Поскольку вводимые ЦСП имеют значительно меньшую длину участка регене-
рации, чем длина усилительного участка снимаемой с эксплуатации АСП, то
часть регенераторов размещают вконтейнерах вместо НУП или ОУП, а для ос-
тальных НРП приходится устанавливать-новые контейнеры. Их размещение
производится по изложенным выше соображениям. Окончательное месторас-
положение уточняется после проведения электрических расчетов, выполняе-
мых по методике подпараграфа 16.3.5, при этом оценивается взаимное влияние
как от параллельных ЦСП, так и от АСП. Необходимо также проверить, не
ухудшатся ли значительно показатели работающих АСП при подключении
ЦСП, Наиболее часто используется вариант такой реконструкции, когда заме-
няются системы К-60П или К-60П-4М на ЦСП типа ИКМ-120, ИКМ-480С
или LA-545. 1 s’,
В последние годы наметилась тенденция к таксой реконструкции аналого-
вых линий передачи, которая в случае использования цифровых систем переда-
чи с тем же числом каналов не требовала бы строительства дополнительных
контейнеров для. НРП, Эта задача может быть решена тоько при. использова-
нии в лицейном тракте ЦСП многоуровневых линейных сигналов по типу тех,
которые применяются в ЦСП абонентского доступа (см. параграф 17.4). Наи-
большее распространение получили линейные коды типа 251Q, 451St, где
вместо двух- и четырехразрядной двричной комбинации передается двухполяр-
ный одиночный символ, имеющий 4 или 16 (sixteen) разрешенных уровней,
а также код САР-256, в котором Используется квадратурно-амплитудная моду-
ляция (с двумя квадратурными поднесущими), при этом каждая поднесущая
мрдулируется кодом 451 St. Результирующая скорость передачи символов в ко-
де САР-256 уменьшается в 8 раз, что позволяет значительно уменьшить шири-
722
18.4. Особенности реконструкций Магистралей Ч? "
ну спектра линейного сигнала и разместить его в той области частот, где затуха-
ние кабеля сравнительно мало.
Сложная форма линейного сигнала заставляет использовать и сложные
структуры построения регенератора,что сказывается на стоимости и энерго-
потреблении линейного тракта. В этом случае удачным решением может быть
применение гибридного линейного тракта, в котором между двумя соседними
регенерационными пунктами (РП) устанавливается К необслуживаемых уси-
лительных пунктов (УП). УП обеспечивают сравнительно грубую компенса-
цию затухания прилегающего участка линии связи в полосе частот линейного
сигнала, а полное восстановление цифрового сигнала обеспечивается только
в РП. Максимально допустимая длина секции РП-РП £РП должна удовлетво-
рять условию Лрп < {К + 1)/р, где /р — максимально допустимая длина участка
регенерации (усиления). Она рассчитывается для данного вида линейного сиг-
нала при условии, что вместо значения коэффициента шума регенератора
берется расчетное значение d*w,р = dw р + Kdw y, где б7ш.у — коэффициент
шума УП. В зависимости от выбранного кода линейного сигнала можно ис-
пользовать методику расчета из главы 16 или работ [33, 34].
В ряде случаев экономически оправдан вариант реконструкции магистрали
металлического кабеля с заменой одного типа АСП на другой, более мощный,
При использовании коаксиального кабеля КМ-4 или КМБ-8(6) целесообразно
заменить аппаратуру линейного тракта системы К-1920 на аппаратуру К-3600
или К-5400. Поскольку номинальное расстояние между НУП для вводимых
систем в два раза меньше, чем в старой системе (3 км вместо 6 км), при такой
замене сохраняются контейнеры всех НУП системы К-1920, а между ними (по-
середине) укладываются дополнительные контейнеры для НУП аппаратуры
К-3600/К-5400. Не требуется строить и новых ОУП, достаточно в существую-
щих ОУП сменить аппаратуру.
При реконструкции магистралей малогабаритного коаксиального кабеля
типа МКТ-4 целесообразно вместо аппаратуры системы К-300 вводить аппара-
туру ВК-960. Поскольку для этих систем номинальные расстояния между НУП
составляют соответственно 6 и 4 км, следует каждый третий НУП системы
ВК-960 размещать в контейнерах четных НУП системы К-300, а между ними
дополнительно устанавливать два НУП ВК-960. Расстояние между ОУП, кото-
рое определяется системой дистанционного питания, для системы ВК-960 не
превышает 216 км, а для К-300 — не более 240 км. Поэтому в подавляющем
большинстве случаев удается использовать существующие на магистрали ОУП.
При реконструкции магистралей многопарных (7x4 или 4x4) симметрич-
ных кабелей типа МКС, уплотненных аппаратурой К-60П, увеличение числа
передаваемых каналов обеспечивается за счет введения систем типа К-1020С
или, реже, К-ЗООС. Как правило, в каждом кабеле устанавливается только одна
из вводимых систем, поскольку приемлемая работа нескольких таких систем
требует значительных усилий по уменьшению линейных переходов. При уста-
новке в 7- или 4-чётверочном кабеле одной аппаратуры К-1020С для нее осво-
бождают две пары кабеля, из которых одна используется собственно для ВЧ
тракта системы К-1020С, а другая — для вспомогательных целей: служебная
связь, дистанционное питание, телеконтроль и т. п. Каждый шестой НУП сис-
723
18, ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ 14 АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
темы К.-1020С устанавливается в одной термокамере с НУП К.-60П других пар
кабеля, причем этот НУП дополняется магистральным корректором, который
корректирует накапливающиеся неточности коррекции затухания линии связи
на предыдущих усилительных участках системы К-1020С. Между этими НУП
прокладываются дополнительно пять НУП системы К.-1020С без устройств
коррекции. Номинальное расстояние между НУП в системе К.-1020С равно 3,2 км
для кабеля МКСА и 3 км — для кабеля МКС.
Если аппаратура К-1020С устанавливается на магистрали одночетверочно-
го симметричного кабеля взамен аппаратуры К-60П-4М, то каждый третий
НУП системы К-1020С устанавливают вместо.НУП К-60П-4М, а между ними
дополнительно устанавливают два НУП системы >К-1020С. При этом каждый
шестой НУП системы К’-ДОЗОС дополняется устройствами коррекции.
- При установке аппаратуры К-ЗООС на магистрали одночетверочного кабеля
вместо аппаратуры К-60П-4М каждый второй НУП К-ЗООС устанавливается
вместо НУП К-60П-4М, а между ними дополнительно устанавливается один
НУП К-ЗООС. Если аппаратура К-ЗООС устанавливается на магистрали 4- или
7-четверочного кабеля вместо аппаратуры К-60П, то тогда каждый четвертый
НУП К-ЗООС устанавливается в контейнере НУП К-60П, а между ними допол-
нительно устанавливают три НУП К-ЗООС [2, 17].
Из вышесказанного следует, что размещение НУП и ОУП на реконструи-
руемых магистралях имеет ряд особенностей, главной из которых является то,
что расположение некоторых НУП и практически всех ОУП заранее предопре-
делено и изменению не подлежит. Расположение остальных НУП можно в из-
вестной мере варьировать в пределах, рекомендуемых для каждой системы пе-
редачи и определяемых расчетом по формулам (18.15)—(18.18). Правильность
размещения НУП, выбора установочных регулировок, искусственных линий,
линейных выравнивателей и т.п. на реконструируемой магистрали проверяется
расчетом помехозащищенности по методике, приведенной выше.
Как уже говорилось, одним из основных направлений развития телекомму-
никационных систем является переход к использованию волоконно-оптичес-
ких линий связи, которые характеризуются малым затуханием, широкой поло-
сой пропускания, высокой скрытностью передачи и малой чувствительностью
к воздействию внешних электромагнитных излучений. К тому же технология
изготовления ВОЛС непрерывно совершенствуется, и их стоимость уже сейчас
практически сравнялась со стоимостью металлических кабелей. Однако строи-
тельство волоконно-оптических магистралей требует одновременно значитель-
ных затрат на приобретение цифровой аппаратуры. <
Для уменьшения единовременных капитальных затрат, что особенно важ-
но для ведомственных сетей связи (министерств транспорта, обороны, внут-
ренних дел и т.п.), можно рекомендовать такой вариант реконструкции, когда
она выполняется в два или три этапа. На первом этапе без перерыва связи меж-
ду участками ОУП—ОУП или ОУП—ОП прокладывается ВОЛС, а в ОУП (ОП)
устанавливается дополнительное оборудование, обеспечивающее прямое и об-
ратное преобразование группового (или линейного) аналогового сигнала в им-
пульсную форму, которая удобна для модуляции источников оптического излу-
чения. В качестве таких преобразователей можно использовать аппаратуру
724
18.4. Особенности реконструкцИимагистралей
ИК.М-ЧД (см. параграф 12.6) или аналого-импульсные преобразователи типа
АИМ-ЩИМ, АИМ-ЧИМ, АИМ-ФИМ и т.п. (см., например, параграфы 4.2,
4.3 и подпараграф 13.2.1 и работы [19, 35J). После прокладки волоконно-опти-
ческого кабеля (ВОК) на Втором этапе реконструкции приобретается цифровое
оборудование, которое работает на незадействованных ранее параллельных во-
локнах ВОК. Наконец, на третьем Этапе реконструкции оборудование аналого-
вых СП заменяется на аппаратуру ЦСП на. всех волокнах ВОК.
На некоторых участках проложенных волоконно-оптических линий пере-
дачи может возникнуть ситуация, когда требуются очень мощные пучки кана-
лов (очень высокие скорости передачи), но нет возможности развития за счет
использования резервных волокон кабеля или увеличения скорости передачи
по каждому из волокон (технически это очень сЛож-но при скоростях более
10 Гбит/с). Тогда единственно возможным решением представляется исполь-
зование технологии DWDM (density wavelength division multiplex), при которой
в каждом волокне используется одновременно Несколько оптических несу-
щих (в настоящее время — до 40 за счет спектрального уплотнения), каждая из
которых модулируется своим цифровым потоком. При такой технологии ре-
конструируются не только оконечные станции оптической линии передачи,
в которых осуществляются Операции мультйплексирования/демультиплекси-
рования оптических сигналов и регенерация электрических цифровых потоков.
Основная трудность заключается в реконструкции промежуточных станций.
Наиболее экономичное решение обеспечивается при построении гибридного
линейного Оптического тракта, когда промежуточные станции выполняют
функции толькооптического усилителя, который компенсирует затухание при-
легающего участка волоконного кабеля’
В настоящее время появилось значительное число вариантов специализи-
рованных для ВОСП оптических усилителей (optical booster), которые отлича-
ются полосой передаваемых частот, линейностью амплитудной характеристи-
ки, глубиной регулировки усиления, габаритами, энергопотреблением и т.п.
Одной из главных проблем является обеспечение высокой линейности переда-
чи уровней, поскольку в противном случае образуются (комбинационные про-
дукты 2-го и 3-го порядка (типа /1 ± /2, Л ± fi ± /з, где f\^ — разные опти-
ческие несущие), которые затем невозможно устранить. Здесь наблюдается
полная аналогия с линейным усилителем промежуточной станции в аналого-
вых системах передачи или в кабельных сетях распределения телевизионных
программ (см. параграф 9.2). Для поддержания постоянного уровня передачи
на выходе оптического усилителя для всех оптических несущих используется
сложная система АРУ, основу которой составляет дискретная решетка из N
частотно-избирательных фотодиодов. Материал каждого /-го ФД подобран так,
чтобы обеспечить максимум спектральной чувствительности для z-й оптичес-
кой несущей, 1=1, 2,..., N. По аналогии с многочастотными системами АРУ
в аналоговых МСП такие фотодиоды выполняют роль приемника контрольной
частоты (см. параграф 10.3). .
Расстояние между соседними оптическими усилителями (ОУ) определяет-
ся их усилительной способностью (усиление ОУ должно равняться затуханию
оптической линии на участке ОУ—ОУ), максимально допустимым уровнем оп-
725
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ
тического излучения на выходе ОУ, при котором комбинационные продукты
не превышают допустимого уровня, и, наконец, уровнем мощности собствен-
ных оптических, шумов, пересчитанных на вход или выход ОУ. Все эти три ком-
понента надо учитывать при построении диаграммы уровней оптической мощ-
ности на участке ОР—ОУ—ОУ—...—ОУ—ОР подобно тому, как это делается
в аналоговых МСП для участка ОП(ОУП)—НУП—НУП—...—НУП—ОУП
(см. параграф 9.3). Оптический регенератор ОР, размещаемый, как правило,
в пункте ответвления оптических потоков, принимает групповой оптический
сигнал, разделяет (демультиплексирует) его ло спектральным компонентам
(в частности, с помощью спектрально-избирательных фотодиодов), после чего
продетектированный электрический сигнал каждого потока регенерируется
обычным образом (см. подпараграф 16.2.4). Правильность выбора расстояния /р
между соседними ОУ (или ОУ—ОР) и допустимого числа К последовательно
включенных (5У на участке ОР—ОР определяется путем расчета результирую-
щей ожйдаемой защищенности электрического сигнала на входе каждого из N
решающих устройств ОР по формуле
Ар = -Ю lg{dec[-0,l А.ш 1 + ^/Voy}, (18.33)
где Лз ш — защищенность от собственных шумов непосредственно ОР (опреде-
ляется по (16.33) для конкретного оптического потока), уоу -г- отношение мощ-
ности оптического сигнала на входе ОУ (определяется по диаграмме уровней
ОУ) к мощности оптических шумов самого ОУ в этой же точке (определяется,
как правило, экспериментально и приводится в паспортных данных на ОУ).
Если известны уровни оптической мощности сигнала рос и собственных шумов
рош на входе (или выходе) ОУ, то выражение (18.33) приводится к виду
Ap=-101g{dec[-0,lAm] + ^dec[-0,l(poc-pOUJ)]}. (18.34)
Затем используется (16.1) для расчета допустимой вероятности ошибки и ее
сравнения с ожидаемой.
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП
19.1. Этапы эксплуатации
Оборудование МСП от его разработки до морального или физического раз-
рушения испытывает множество изменений количественного и качественного
характера, совокупность котррда образует жизненный цикл системы. Укрупнен-
но жизненный цикл разделяют на 4 последовательные стадии: 1) исследование
и проектирование; 2) изготовление; 3) обращение (транспортирование и хране-
ние оборудования, защита его от воздействия окружающей среды); 4) эксплуа-
тация.
Эксплуатация является основной стадией жизненного цикла и в свою оче-
редь включает в себя такие этапы, как: 1) монтаж и настройку оборудования
МСП; 2) функциональное использование оборудования по прямому назначе-
нию; 3)проведение мероприятий по профилактическому и техническому об-
служиванию; 4) ремонт и восстановление после отказов; 5) оперативно-техни-
ческое управление функциональным состоянием оборудования; 6) снятие
с эксплуатаций вследствие невозможности или нецелесообразности использо-
вания оборудования по назначению.
В процессе эксплуатации технические характеристики и параметры эле-
ментов оборудования изменяются под влиянием дестабилизирующих факторов
(климатических условий, различного рода излучений, биологических и механи-
ческих воздействий, процессов старения, износа и т.п.), а также режима работы
(например, загрузки линейного тракта АСП сигналами передачи различных ви-
дов сообщений). Для приведения оборудования в рабочее состояние осущест-
вляется множество эксплуатационных операций. Они выполняются обслужи-
вающим (техническим) персоналом с использованием средств эксплуатации,
которые представляют собой совокупность контрольно-измерительной аппара-
туры, технических устройств, материалов, инструментов и т.п.
Совокупность системы передачи как объекта эксплуатации, технического
персонала и средств эксплуатации с включением нормативно-технической до-
кументации (НТД), в которой указаны правила их взаимодействия, образует
систему технической эксплуатации (СТЭ). Принципы построения СТЭ и взаи-
модействия ее различных структур описаны в Правилах технической эксплуа-
тации первичной междугородной сети, магистральной и зоновой сети, а также
в ряде инструкций, положений и руководств. Основными видами работ при
технической эксплуатации оборудования МСП, линейных, групповых трактов
и каналов являются: а) оперативно-техническое управление функциональным
состоянием оборудования; б) поддержание и восстановление качества функ-
ционирования оборудования в пределах, установленных НТД; в) совершен-
ствование качественных показателей СТЭ и др. Совместно с соответствующим
материально-техническим и информационным обеспечением первый вид ра-
727
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП
бот образует систему оперативно-технического управления (СОТУ), а второй
и третий — систему оперативно-технического обслуживания (СОТО).
Основные задачи и функции СОТУ: 1) контроль за функционированием
оборудования первичных сетей, их эксплуатационной надежностью и приня-
тие решений Об их перестройке; 2) организация сбора информации о техничес-
ком состоянии оборудования, ее обработка и анализ; 3). обеспечение своевремен-
ной передачи информации о состоянии объектов контроля соответствующим
службам СОТО по каналам служебной связи;. 4) выработка и выдача команд
техническому персоналу СОТО на проведение ремонтно-восстановительных
и профилактических работ, контроль за ходом их выполнения; 5) планирова-
ние профилактических измерений И настроек трактов и каналов с выдачей разре-
шений службам СОТО на выполнение этих видов работ, которые могут потребо-
вать выключение каналов и трактов и последующую сдачу их в эксплуатацию;
6) оповещение узлов связи арендующих организаций О нарушениях качества
функционирования каналов и трактов и о восстановлении их нормальной ph-
боты; 7) анализ простоев оборудования и разработка мер по повышению его
эксплуатационной надежности.
Качественное выполнение всех функций, возлагаемых на СОТУ, невоз-
можно без разработки и выбора специализированных технических средств, ко-
торые обеспечивают высокую скорость сбора, обработки и передачи информа-
ции о контролируемых объектах; минимальное время поиска и локализации
повреждений, выяснение их причин и Принятие правильных решений; опера-
тивное взаимодействие со всеми подразделениями СОТУ и СОТО. Успешное
решение этих задач невозможно без перехода на автоматизированные системы
оперативно-технического управления с широким использованием вычисли-
тельной техники.
Для того чтобы каждая система или линия передачи первичной сети свя-
зи находилась в Сфере Влияния СОТУ, последняя Строится пр иерархическо-
му принципу. На нижнем уровне иерархии располагаются узловые пункты
управления (УПУ). Они создаются на крупных сетевых узлах или сетевых
станциях (см. параграф 1.5) в виде самостоятельных службу осуществляющих
оперативное управление соответствующей части первичной междугородной
сети. Управление и контроль нескольких УПУ выполняет соответствующий
территориальный центр управления междугородной связи (ТЦУМС), кото-
рый представляет собой второй иерархический Уровень СОТУ. В свою оче-
редь все ТЦУМС подчиняются главному центру управления междугородной
связи, находящемуся в ведении Министерства связи. Эта схема построения
СОТУ является примерной и в зависимости от размеров той или иной стра-
ны изменяется за счет исключения или добавления новых иерархических
уровней. Подробнее этот вопрос рассматривается в учебной дисциплине
«Организация, планирование и управление предприятиями связи».
Система оперативно-технического обслуживания (СОТО) предусматривает
проведение целого комплекса работ по поддержанию исправности (или работо-
способности, если допустимо отклонение некоторых показателей от нормативов)
оборудования на всех этапах его технической эксплуатации. К ним относятся
контрольно-проверочные, регулировочные и настроечные, профилактические,
728
19.2. Контроль технического состояния МСП
ремонтные работы, технические осмотры и т.д. Объем и периодичность выпол-
нения мероприятий технического Обслуживания (ТО) регламентируются, спе-
циальными инструкциями и руководствами по настройке и эксплуатации обо-
рудования оконечных станций и линейных трактов различных МСП.
Каждый из этих документов реализует определенную стратегию ТО: по на-
работке или по состоянию. Первая представляет собой набор правил! при кото-
ром перечень и периодичность выполнения операций ТО зависят только от
времени наработки оборудования МСП с начала эксплуатации (или после ре-
монта)» не зависят от фактического состояния оборудования. Для стратегии
ТО по !состоянию характерно то, что эти работы назначаются по результатам
контроля технического состояния того или иного объекта оборудования МСП.
Здесь замена, регулировка, настройка, текущий ремонт производятся при об-
наружении неработоспособного или предотказного состояния. ,
Сравнительный анализ этих двух стратегий показывает, что в принципе бо-
лее эффективной является стратегия ТО по состоянию, которая позволяет су-
щественно уменьшить объем работ по ТО, обеспечить экономное и рациональ-
ное использование запасных изделий и принадлежностей (ЗИП) за счет
уменьшения числа необоснованных замен и тд. Однако для этого должны быть
успешно решены такие; проблемы, как выбор минимально необходимого коли-
чества контролируемых параметров, которые характеризуют состояние обору-
дования в любой момент времени; обоснование допустимых областей измене-,
ния этих параметров; создание эффективных технических средств контроля
и диагностики, позволяющих быстро Определить место неисправности и обес-
печить регистрацию и оперативную обработку полученной информаций; разра-
ботка алгоритмов математического обеспечения программ эксплуатации и т.п.
Решение этих проблем неизбежно приводит к созданию автоматизирован-
ных систем, оперативно-технического обслуживания (АСОТО), которые стро-
ятся по территориально-иерархическому принципу, и представляют собой
сложные многоуровневые системы, начиная с низового объекта технической
эксплуатации и кончая главным центром технической [эксплуатации; АСОТО
может быть ограничена национальными рамками, но во многих случаях явля-
ется согласованной частью международной сети связи. Более подробное описа-
ние структуры АСОТО и взаимодействия входящих в нее подсистем можно
найти в специальной литературе; <
19.2. Контроль технического состояния МСП
Контроль технического состояния оборудования МСП — важнейший ком-
понент системы технической эксплуатации в целом и ее частей — СОТУ и СОТО
в частности. Система контроля представляет собой комплекс аппаратурных
и программных средств, с помощью которых производится измерение парамет-
ров объектов контроля (ОК) и принятие решений по результатам измерения.
Виды контроля можно классифицировать по нескольким признакам.
1. По типу решаемой задачи — контроль: 1) функционирования (или ка-
чественный); 2) работоспособности (количественная оценка параметров ОК,
их соответствие НТД); 3) диагностический (для установления причин и места
729
19, ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП
неисправности в ОК); 4) прогнозирующий (для предсказания технического
состояния ОК в будущем); 5) профилактический (для обнаружения и замены
элементов ОК, находящихся в предотказноМ состоянии); 6) самоконтроль (для
количественной оценки параметров самих средств контроля).
2. По времени проведения — контроль: 1) непрерывный; 2) периодический;
3) эпизодический (по мере необходимости в случайные моменты времени),
3. По порядку анализа контролируемых параметров — контроль: 1) выбо-
рочный (контроль отдельных элементов, устройств или их параметров по зако-
ну случайных чисел или по желанию технического персонала); 2) последова-
тельный (последовательная оценка параметров ОК с помощью одного канала
контроля); 3) параллельный (одновременная оценка нескольких параметров
ОК с помощью несколькик средств контроля); 4) комбинированный (парал-
лельно-последовательный).
4. По виду оценки результатов — контроль: 1) допусковый (соответствие Из-
меряемого параметра установленным границам допусков по принципу «годен —
не годен»); 2) количественный (с определением количественных значений
контролируемого параметра или их отклонений от нормы).
5. По способу реализации — контроль: 1) ручной (с участием технического
персонала); 2) автоматизированный (с частичным участием персонала); 3) ав-
томатический (без участия персонала).....
6. По использованию внешних воздействий контроль: 1) пассивный (без
внешнего воздействия на ОК); 2) активный (состояние ОК оценивается по реак-
ции на внешние воздействияj например, генераторов испытательных сигналов).
7. По способу организации — контроль: 1) программный (например, по спе-
циальной программе с помощью вычислительных средств); 2) схемный (с по-
мощью специальных устройств, встроенных в ОК); 3) дистанционный -^ теле-
контроль (осуществляется на расстоянии, например, из оконечных или
обслуживаемых пунктов); 4) централизованный ;(по программе из одного узла
управления некоторым количество^ рассредоточенных ОК); >5) без вывода или
с частичным (полным) выводом ОК из эксплуатации (в последнем случае конт-
роль производится при прекращении эксплуатации ОК). >
Проектирование оборудования МСП и Средств ее контроля производится,
как правило, совместно, что обеспечивает наилучшие условия контроля; мини-
мум материальных затрат и уменьшение времени контроля. С этой целью, на-
пример, при проектировании оборудований МСП предусматривают размеще-
ние технических средств контроля непосредственно на объекте контроля;
минимальное число регулировок в ОК с возможностью электрического управ-
ления ими; возможность удобного и быстрого подключения средств контроля
к контрольным точкам ОК и т.п. При этом средства контроля проектируют так,
чтобы они обеспечивали необходимую точность измерения контролируемых
параметров при достаточной простоте и высокой надежности (это особенно ка-
сается средств контроля НУП и НРП) и не влияли «а работу объекта контроля
в случае выхода их самих из строя и в процессе измерений.
Проблемы проектирования средств контроля, особенно систем автомати-
ческого контроля с использованием ЭВМ для анализа, результатов и принятия
решений, достаточно сложны и требуют самостоятельного рассмотрения в рам-
730
19.2. Контроль технического состояния МСП
ках отдельной книги. Поэтому ограничимся анализом только таких средств
контроля, которые являются спецификой именно МСП, в частности средств
дистанционного контроля линейных трактов МСП.
Особенностью линейного тракта как объекта контроля является то, что его
отдельные компоненты — участки линии связи, НУП (или НРП), контейнеры
(цистерны), в которых они устанавливаются и т.д. — рассредоточены на боль-
шие расстояния. Для такого ОК разрабатывается специальная система дистан-
ционного управления и контроля, которая называется системой телеконтроля
и телеуправления (ТУ и ТК). Система ТУ-ТК осуществляет дистанционный
контроль в каждом НУП (НРП) за состоянием усилительных (регенерацион-
ных) устройств, устройств дистанционного питания (ДП), контейнеров (цис-
терн), кабельного участка и т.п. путем подачи от ОУП (ОП) сигналов ТК. Не-
отъемлемой частью системы ТУ-ТК является также подсистема телемеханики
(ТМ), с помощью которой в НУП (НРП) производится подключение тех или
иных технических средств контроля. Передача сигналов ТУ и ТК осуществля-
ется, как правило, по той же физической линии связи, по которой передается
как основной многоканальный линейный сигнал, так и сигналы дистанцион-
ного питания и служебной связи.
На магистралях МСП, организованных по металлическим кабелям, имеет-
ся ряд параметров, которые контролируются для любого вида СП — аналого-
вой или цифровой. Это, например, наличие повреждения кабеля, снижение
давления в кабеле, открывание крышки люка контейнера НУП (НРП), попада-
ние воды в контейнер, неисправности в цепях ДП, обрыв кабеля, понижение
сопротивления изоляции и т.п. Наряду с ними дистанционно контролируются
параметры, которые присущи только конкретному типу СП. Для аналоговых
систем передачи обычно контролируются диаграмма уровней, усиление, соб-
ственные шумы и нелинейные искажения каждого НУП, включая ОУП.
Построение систем дистанционного контроля линейных трактов не уни-
фицировано и для каждого типа аналоговой или цифровой СП, как правило,
существенно отличается. Поэтому для детального ознакомления с принципами
построения и работой систем ТУ-ТК-ТМ необходимо использовать техничес-
кую документацию конкретной аналоговой или цифровой системы передачи.
Рассмотрим некоторые из возможных вариантов, применяемых на практике.
19.2.1. Дистанционный контроль линейного тракта ЦСП
Упрощенная структурная схема системы ТУ-ТК цифрового линейного
тракта (рис. 19.1) состоит из аппаратуры, расположенной на оконечном (или
обслуживаемом) пункте (ТК-О), и комплектов аппаратуры, расположенной
в НРП (TK-HJ, где к — порядковый номер НРП на магистрали, причем в каж-
дом НРП находятся регенераторы обоих направлений передачи (Per. A, Per. Б).
Аппаратура ТК-0 формирует сигнал «Запрос» («3»), идущий по магистрали
к НРП, а от них в свою очередь получает сигнал «Ответ» («О»), при этом сигнал
«3» представляет собой сигнал телеуправления, а сигнал «О» несет информа-
цию о результатах контроля каждого НРП. Объединение и разделение циф-
рового линейного сигнала и сигналов «3» и «О» производится с помощью
731
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП
устройств объединения (УО) и разделения (УР). В ЦСП, работающих по метал-
лическим кабелям, используется частотный метод разделения (объединения).
При этом учитывают, что спектр линейного сигнала, передаваемого в коде
HDB-3 со скоростью 2048; 8448 и 34 368 кбит/с, имеет очень малую плотность
на частотах ниже соответственно 20; 100 и 400 кГц (см. параграф 15.2). Именно
в этой области частот с учетом передачи тока ДП и сигнала служебной связи
(СС) передаются сигналы «3» И «О», причем УО и УР строятся по схеме «вилка
фильтров НЧ и ВЧ». В ЦСП по ВОЛС перед подачей в оптический кабель сиг-
налы СС, «З—О» модулируют оптическую несущую. На приемной стороне ре-
генератора (или ОП) после фотодиода разделение линейного и СС-ТК сигна-
лов производят фильтрами.
Основным методом объединения и разделения сигналов «3» и «О», принад-
лежащих разным НРП, в ЦСП принят метод временного разделения (рис. 19.2),
при котором сигналы запроса к-го НРП Зк (к I, 2,N; N— число контроли-
руемых НРП) передаются периодически с периодом цикла Тц в соответствую-
щем временном «окне»-Подцикле длительностью Тпц — Тц/N (рис. 19.2, а).
Групповой сигнал запроса; передаваемый по линии А (ЛиН.А), на всех НРП от-
деляется оТ линейного цифрового сигнала с помощью УР, проходит через аппа-
ратуру телеконтроля ТК-Щ и снова объединяется с линейным сигналом в УО.
Аппаратура ТК-Щ «опознает» свой сигнал запроса Зк и подает команду на фор-
мирование сигнала ответа О/., который поступает в УО и совместно с линейным
цифровым сигналом возвращается по линии Б (Лин.Б) на оконечный пункт
Рис. 19.2
732
19.2. Контроль технического состояния МСП
(рис. 19.2, б). Задержка сигнала ответа относительно сигнала запроса может
быть различной для разноудаленных НРП.
В каждой ЦСП формирование сигналов запроса 3* и ответа О* осуществля-
ется, как правило, по-своему. Они могут представлять собой различные им-
пульсно-кодовые конструкции, которые в аппаратуре ТК-Н расшифровывают-
ся с помощью логического дешифратора. Используют также частотно-кодовый
принцип построения, когда сигнал Зк передается определенной комбинацией
токов разных частот. Тогда дешифрация производится с помощью набора по-
лосовых фильтрдв. Сигнал ответа Ок чаще всего строится в виде многоразрядной
двоичной комбинации, где каждый разряд «отвечает» за состояние определенно-
го параметра контроля (например, 0 — годен, 1 — не годен). Формирование та-
кого сигнала осуществляется достаточно просто с помощью распределителя
разрядных импульсов, Рсхем совпадения И7 (j = 1,2,..., Р, Р — число контро-
лируемых параметров) и одной схемы сложения ИЛИ. На первый вход схемы И,-
поступаету-й разрядный импульс, на второй — напряжение с электрического дат-
чика, ответственного за контроль /-го параметра. Датчик может быть простым,
например типа электромеханического датчика открывания крышки люка кон-
тейнера, а может включать в свой состав и сложное измерительное устройство,
например измеритель коэффициента ошибок (ИКО).
На оконечном (обслуживаемом) пункте в аппаратуре ТК-0 групповой сиг-
нал ответа (см. рис. 19.2, б) разделяется на канальные Ок, к = 1, 2,..., N, каждый
из них дешифруется, и сигналы о состоянии отдельных параметров поступают
на панель индикации. Аварийное состояние того или иного НРП определяется
в случаях: пропадания цифрового линейного сигнала, обрыва кабеля, пропада-
ния тока ДП, аварийного увеличения коэффициента ошибок до КоШ > 10~3 и т.п.
Предаварийным (предотказовым) считается состояние НРП, когда возрас-
тает от типового значения 1О~10 + 10~12 до 10-5 -г 10-6. Измерение и контроль
Хош осуществляется устройством ИКО, который обнаруживает ошибки в теку-
щем линейном сигнале путем определения нарушений правил кодоббразова-
ния сигнала (запрещенных комбинаций). Для линейных кодов ЧПИ и HDB-3
ошибки фиксируются по нарушению правила биполярности передаваемого
сигнала (см. параграф 15.2).
19.2.2. Дистанционный контроль линейного тракта аналоговых МСП
Для цифровых МСП (и в этом состоит их коренное отличие от АСП) ха-
рактерно то, что различные нарушения (изменения) в состоянии отдельных уз-
лов и элементов НРП мало сказываются на его работе до тех пор, пока они не
достигнут определенного порогового значения, после которого наступает рез-
кое изменение состояния НРП, оцениваемое как аварийное. Ддя аналоговых
МСП действие дестабилизирующих факторов начинает сказываться гораздо
раньше и проявляется в постепенном ухудшении качества работы НУП. Боль-
шинство факторов вызывает изменение диаграммы уровней линейного тракта
относительно оптимальной и соответственно увеличение уровня нелиней-
ных продуктов и собственных шумов отдельного НУП и всего тракта в целом
(см. параграф 9.3). Эти параметры удобнее контролировать, измеряя непосред-
733
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МОП
ПФ S
} ПФ %
ТК-О «—
-----ГРФ
>_ % —Ч-,—<3“ * -
ОП Лин.Б НУШ
НУП-К
Рис. 19.3
ственно диаграмму уровня по специальному измерительно-контрольному сиг-
налу (ИКС).
Один из вариантов такого контроля приведен на рис. 19.3. Здесь в оборудо-
вании каждого НУП между встречными направлениями (Лин.А и Лин.Б) по-
стоянно включен полосовой фильтр (ПФ), замыкающий шлейф сигналов конт-
роля. В аппаратуре ТК-О, размещенной в оконечном (обслуживаемом) пункте,
в качестве ИКС формирует-
* Лин.А ся периодическая последова-
—£>— % —art-;—£>——Ч"!—тельность пакетов радиоим-
• ; ; , X j ; • 1 ! пульсов, несущая частота ко-
торых несколько превышает
верхнюю частоту линейного
Спектра частот. Эти пакеты,
в частности, могут распола-
гаться на определенных по-
зициях группового сигнала
«Запрос» (см. рис. 19.2; а).
Проходя все НУП секции контроля, контрольные сигналы ответвляются через
ПФ и по линии Б возвращаются в аппаратуру ТК-О, образуя групповой сигнал
ответа вида рис. 19.2, б, где пакет радиоимпульсов для НУП* находится на по-
зициях сигнала О*. Состояние диаграммы уровней линейного тракта в пределах
контролируемого шлейфа характеризуется уровнем соответствующего пакета
радиоимпульсов в сигнале ответа. Изменение усиления каждого НУП оценива-
ют путем сравнения с результатами предыдущих измерений. Режекторные
фильтры (РФ) ограничивают протяженность секции контроля.
Другой возможный вариант контроля усиления НУП (рис. 19.4) предполага-
ет размещение в каждом НУП двух синусоидальных генераторов ИКС, которые
• включаются по соответ-
ФЙЧ ФНЧ14 ствующим сигналам за-
—£>- % —[—Ч—।-------г—~|ЧГ|--> проса (см. рис. 19.2, а).
/ \\ / / ; • Частота fi генератора
Г1| I ; Г2] Г3[ ; ; | Г1 выбирается несколь-
ко выше верхней часто-
ты линейного сигнала
и частоты среза ФНЧ,
расположенных в ОУП.
При включении Г1 в кон-
тролируемом НУП про-
веряется усиление от входа этого НУП до входа усилителя ОУП-2 с помощью
избирательного указателя уровня (ИУУ). Подключая поочередно генераторы П
на каждом НУП, по показаниям ИУУ судят о состояний усилителей НУП.
Контроль нелинейности усилителей НУП осуществляют по уровню комби-
национного продукта второго или третьего порядка для двух взаимодействую-
щих частот/2 и/3:
/н2 = L/г ~/з11/из = 12/j ~ Тз! или/нз = 12/з ~/г! •
ИУУ
ОУП-2
ОУП-1
НУП*
Рис. 19.4
734
19.3. Надежность МСП
1
Для того чтобы уровень комбинационного продукта, измеряемый ИУУ
на выходе ОУП-2, характеризовал нелинейность только одного, контролиру-
емого НУП, частота/2 генератора Г2 выбирается значительно выше верхней
частоты линейного сигнала. Поэтому при включении Г2 на предыдущем
НУП ее уровень на входе последующего НУП очень мал и соответственно
мала добавка нелинейного продукта от этого НУП. Частота/3 генератора ГЗ,
наоборот, выбирается такой, чтобы она проходила по линейному тракту пра-
ктически так же, как полезный сигнал, и на входе каждого НУП имела при-
мерно постоянный уровень. Обычно частота /3 берется вблизи верхней гра-
ницы линейного спектра, но ниже частоты среза ФНЧ. При поочередном
подключении генераторов Г2 на каждом НУП пр показаниям ИУУ, настро-
енного на частоту/и2 или /н3, судят о нелинейности усилителей НУП. Резуль-
тат измерений сравнивают или с предыдущими измерениями, или с некоторым
допустимым значением. В первом случае можно осуществлять прогнозирую-
щий контроль, во втором — допусковый (годен — не годен). Подключение
генераторов измерительно-контрольных сигналов производится с по-
мощью аппаратуры ТМ по сигналам запроса (телеуправления), подаваемым
от ОУП-1.
Рассмотренные варианты построения систем дистанционного контроля
линейных трактов МСП показывают, что их применение позволяет значи-
тельно повысить эффективность использования каналов и трактов за счет
быстрого определения места расположения отказавших элементов, сокраще-
ния времени восстановления нормального технического состояния, увели-
чения среднего времени между отказами. Для комплексной оценки эффек-
тивности средств контроля целесообразно использовать основные показате-
ли, применяемые в теорий надежности «больших» систем, к которым отно-
сятся и МСП. , i
19.3. Надежность МСП
Современные многоканальные системы передачи должны обеспечить вы-
сокое качество передаваемой информации в течение продолжительного време-
ни работы без сбоев, остановок и перерывов. Такое свойство систем называют
надежностью. Нарушение нормальной работы, когда система (элемент) теряет
по тем илц иным причинам способность выполнять заданные функции, назы-
вается отказом. Многоканальные системы и их элементы (стойки, блоки, узлы
и т.п.) относят к классу восстанавливаемых систем, в которых после возникно-
вения отказа за некоторое время восстановления Тв происходит поиск и замена
отказавшего элемента. Далее система вновь функционирует нормально. После
нескольких отказов и восстановлений система (элемент) подвергается средне-
му или капитальному ремонту; после нескольких ремонтов система снимается
с эксплуатации по техническому состоянию.
Ненадежная работа МСП является причиной потери верности передачи
и наносит ущерб народному хозяйству. Поэтому при разработке аппаратуры
МСП стараются использовать высоконадежные электрорадиоэлементы, пре-
дусматривают резервирование отдельных блоков или стоек, разрабатывают ап-
735
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МОП
паратуру встроенного автоматического контроля для обнаружения внезапных
отказов и предупреждения постепенных отказов, совершенствую^ конструкции
блоков для обеспечения быстрого восстановления и ремонта отказавших узлов
и т.д. Однако все эти меры ведут к удорожанию аппаратуры, увеличению сро-
ков разработки, изготовления и ввода ее в эксплуатацию. Поэтому оптималь-
ное построение МСП должно выполняться по критерию минимума экономи-
ческих и временных затрат при условии, что реальная надежность работы МСП
обеспечивается не хуже некоторой заданной величины.
Для оценки надежности как отдельного электрорадиоэлемента (транзисто-
ра, диода, резистора и т.п.), так и блока (системы) в целом используют следую-
щие показатели [8, 11, 17]:'
1) интенсивность отказов А. (среднее число отказов в час);
2) наработка на отказ То (среднее Время между отказами в часах);
3) вероятность безотказной работы P(t0) для заданного интервала времени
непрерывной работы /0;
4) среднее время восстановления Тв (ремонта, замены) в часах;
5) коэффициент готовности Кт (вероятность того, что система (блок, эле-
мент) будет работоспособна в любой момент времени).
Между собой эти показатели связаны соотношениями:
70=1Д; Р(Г0) = ехр(-Ч); АГг=77(70+7в). (19.1)
Показатели надежности элементов А,, .7О и 7В определяются на основании
статистических испытаний (опытным путем). Для расчета показателей надеж-
ности сложных устройств — блоков, узлов, стоек и системы в целом — полага-
ют известными одноменные показатели для первичных элементов (ПЭ), входя-
щих в эти устройства. При этом для блока первичными элементами являются
транзисторы, диоды, резисторы и т.п.; для стойки в качестве ПЭ принимают
отдельные блоки, для оконечного пункта — стойки и т.д. В цифровом или ана-
логовом линейном тракте ’основными ПЭ являются ОП, ОРП (ОУП), НРП
(НУП) и участки линии связи (кабеля).
Расчет показателей надежности сложного устройства (системы), состояще-
го из TV, первичных элементов, ведется исходя из предположения, что выполня-
ются следующие условия:
1) отказы ПЭ являются внезапными (а не постепенными);
2) отказы различных ПЭ не зависят друг от друга и их интенсивность по-
стоянна в течение всего периода эксплуатации аппаратуры;
3) отказ любого ПЭ приводит к отказу всего сложного устройства.
При этих условиях показатели надежности сложного устройства (системы)
рассчитывают следующим образом. Интенсивность отказов системы равна
А А А
' = . (19.2)
]гя\ _/=1 -
где А.,- — интенсивность отказа /-го ПЭ, / е [1; N3], N3 — общее число ПЭ; Ау —
интенсивность отказа ПЭ J -го типа; Nj — число однотипных ПЭУ-го типа,
J е [1; Лт]; NT — число различных типов ПЭ-
736
19.3. Надежность МСП
Среднее время наработки на отказ системы в часах равно
Го1=1Дг. (19.3)
Вероятность безотказной работы системы за время t0 равна
Л(Го) = ехр(-^о), (19.4)
где t0 берется равным 24 (сутки), 720 (месяц) или 8760 (год) часам.
Коэффициент готовности системы определяется выражением
. ^ToZ/(ToZ+TaZ)^\-T^/ToZ, ' (19.5)
поскольку время восстановления системы Тв1 «, ТоЕ.
С другой стороны, полагая, что отказ любого элемента системы вызовет от-
каз всей системы, можем считать, что вероятность безотказной работы системы
равна произведению вероятностей безотказной работы всех элементов. Ис-
пользуя (19.1), получим
w, т > Ат АТЛГ-
(19.6)
। »=1 <=1 \ •'oi / 1=1 '01 y=i * oj
В (19.6) TBj, Та/ — среднее время восстановления и наработки на отказ ПЭ
j-ro типа, остальные обозначения те же, что и в (19.2), при этом учтено, что
TBj/TOj «1. Приравнивая (19.5) и (19.6), можно рассчитать время восстановле-
ния системы:
= (19.7)
, у=г| Л Qj Aj
Для ориентировочных расчетов показателей надежности цифрового линей-
ного тракта (ЦЯТ) используют соответствующие показатели для ОП, ОРП и НРП,
при этом среднее время восстановления (ремонта) кабеля принимают равным
Тв.каб s 4,75 ч, а среднюю интенсивность отказа для него — Х^б = 3 • 10~ L, где
L — длина кабельной магистрали, км. Если обозначить количество указанных
пунктов в ЦЛТ символами N2 и N3 и такие же индексы присвоить показате-
лям А. и Тв, то тогда (19.2)—(19.7) приводятся к виду, ,
Х1 = А.1У1 + Х2М + ЗД + 3 IO"7. L; (19.8)
ГвХ = ТВ1 + Х2МТв2 + Х3У3Тв3 + 3 • 10-7 • L Тккаб). (19.9)
' A.J
Типовые значения показателей надежности основных элементов ЦЛТ при-
ведены в табл. 19.1, Для аналоговых линейных трактов можно использовать
данные из работы [17].
Результирующие параметры надежности ЦЛТ рассчитываются с помощью
(19.8), (19.9) из выражений (19.3)—(19.5).
ПрИ необходимости можно выполнить более точный расчет показателей
надежности, учитывая конкретную схему организации связи и комплектацию
737
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП
Таблица 19.1
Усредненные показатели надежности аппаратуры ЦСП
Параметр Элементы ЦСП Тип ЦСП
НРП ОРП ОП
3 • 10~8 10"7 5 10“7 ПЦСП, ВЦСП
Л, ч 1(Г7 , 5 • 10~7 3 • 10~6 ТЦСП, ЧЦСП
4,0 0,5 0,5 Все типы
применяемого оборудования. Обеспечение необходимых показателей надеж-
ности МСП достигается за1 Счет использования высоконадежных элементов
и узлов, облегченных режимов работы элементов в электрических схемах, по-
стоянного контроля качества комплектующих изделий («входной» контроль),
внедрения автоматизированных систем технической эксплуатации и т.п.
Эффективным методом повышения надежности оборудования МСП явля-
ется резервирование. Различают общее резервирование, когда резервируется
объект в целом (резервная магистраль, тракт, генераторное оборудование и т.п.),
и раздельное, когда резервируются отдельные элементы системы. Резервные
системы (элементы) включаются вместо отказавших с помощью ручных или
автоматических коммутаторов, при этом до включения в работу резервный эле-
мент может находиться в отключенном (ненагруженном) состоянии, быть пол-
ностью включенным под нагрузку (нагруженное состояние) или находиться
в облегченном режиме. На практике используют оба вида резервирования, при
этом раздельный резерв применяют для уменьшения вероятности отказа менее
надежных элементов. Общий резерв применяют чаще для резервирования
Крупных блоков Или систем.
Рассмотрим показатели надежности для Магистрали, содержащей /V парал-
лельно работающих однотипных систем, которые резервируются М такими же
системами. Любая резервная система включается автоматически вместо любой
отказавшей, при этом до включения резервная система может находиться в од-
ном из указанных выше режимов: нагруженном («горячем»), ненагруженном
(«холодном») и облегченном («теплом»). Поскольку системы однотипны, то все
они имеют одинаковые усредненные показатели, в частности, основные Nсис-
тем имеют коэффициент готовности а резервные М систем — А^, где коэф-
фициент готовности имеет смысл вероятности безотказной работы одной сис-
темы в любой момент времени. Отказ на любом из N направлений при наличии
М резервных систем произойдет всякий раз, когда выйдут из строя к основных
систем, в то время как среди резервных будут исправными только {к — 1) сис-
тем(1 < к< М + 1). Вероятность такого события (неготовности) для Каждой из N
систем будет равна
^нг.р4 lUd-KTl)k^-kC^(l -Кт2)м+1-кК&. (19.10)
” Л=1
Здесь Cf/ — число сочетаний из У по к, СдГ1 — число сочетаний из Мпо (к - 1);
величины (1 - А^) = АГНГ1 и (1 — АГЙ) = характеризуют вероятность неготовнос-
ти соответственно для основной и резервной системы по отдельности.
738
19.3. Надежность МСП
Если резервные системы находятся в нагруженном состоянии (Ан = КТ2= АГг),
то вместо (19.10) получим выражение
^нГ.Р = (1-^г)Л/+1АГгГ-ЬХ1С^-1 3(1-АГг)м+1^^, (19.11)
которое характеризует вероятность неготовности каждой из N основных систем
при наличии М резервных. В (19.11) учтено, что
АГ*"1 = (1 - (1 - АнГ))*-‘ = (1 - (N- 1)KW) « 1, так как АГ„г « 1.
Вероятность безотказной работы (коэффициент готовности АГгр) любой из
У основных систем при наличии М резервных в эТрм случае будет равна
(19.12)
Пример. Пусть в основной системе средняя наработка на отказ и время
восстановления равны соответственно Го = 1000 ч и Тв = 3 ч. Как изменятся па-
раметры этой системы при резервировании по схеме N- 7, М = 1, т.е. одна ре-
зервная на семь основных?
Из (19.1) имеем АГГ== 0,997, АГ„г = 1 - АГГ= 3 10~3. Из (19.11), (19.12) получа-
ем АГнг.р = 36 • 10 6; Кг р = 0,99996. Если считать, что при резервировании сохра-
нилось 7В = 3 ч, тогда наработка на отказ при резервировании увеличится до
значения То р = Гв/АГнг р = 8 • 104 ч.
Таким образом, резервирование систем (блоков, элементов) при использо-
вании высоконадежных автоматических переключателей позволяет значитель-
но увеличить их время наработки на отказ и коэффициент готовности.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Рассмотренные в настоящем учебнике материалы охватывают основной
круг проблем, которые приходится решать при изучении, анализе и проекти-
ровании современных цифровых и аналоговых систем телекоммуникаций.
Тем не менее из-за ограничений объема книги «за кадром» остались многие
специфические вопросы построения цифровых систем и сетей по радиока-
налам (радиорелейные, спутниковые и подвижной сухопутной радиосвязи);
вопросы проектирования, связанные с обеспечением требуемых показателей
надежности; проблемы построения комплексов технического контроля со-
стояния телекоммуникационных систем и сетей и т.д., которые требуют об-
ращения к специальной литературе. Наряду с этим отметим, что цифровые
системы передачи (в частности, по проводным линиям связи, которым в на-
стоящем учебнике уделено значительное внимание) развиваются столь быст-
ро, что через несколько лет некоторые из рассмотренных здесь проблем бу-
дут иметь, по-видимому, только академический интерес.
В связи с этим целесообразно хотя бы обозначить основные цели и направ-
ления, по которым будут развиваться системы телекоммуникаций.
Основной целью является создание глобальной информационной инфра-
структуры мирового сообщества, для чего потребуется:
1. Ускоренное развитие сети Internet и высокоскоростных систем мобиль-
ной радиосвязи.
2. Создание глобальных и региональных систем подвижной спутниковой
связи.
3. Преимущественное использование в первичной сети волоконно-опти-
ческих линий связи и применение в ВОСП перспективных методов оптическо-
го уплотнения и приема (спектральное уплотнение и когерентный прием),
а также устройств оптической коммутации оптических сигналов.
4. Конвергенция (сближение) различных видов сетей и создание муль-
тисервисной и мультипротокольной сети, которая базируется на единых
принципах передачи и коммутации сигналов. Характерные признаки кон-
вергенции:
4.1. интеграция протоколов IP-сетей с протоколами телефонной связи;
4.2. появление мультисервисных сетей на базе технологий ATM;
4.3. развитие цифровых интегральных абонентских сетей и линий (типа
XDSL), обеспечивающих подачу абонентам разнообразных информационных
сигналов;
4.4. сближение функциональных возможностей мобильных и стационар-
ных телефонных сетей;
740
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
4.5. появление многофункциональных пользовательских терминалов (речь,
данные, видео), а также использование более эффективных методов цифрового
кодирования (например, адаптивной дельта-модуляции или адаптивной диф-
ференциальной ИКМ) и статистических методов уплотнения.
5. Совершенствование качественных показателей аппаратуры телеком-
муникаций, в частности, за счет использования нового поколения микро-
электронных устройств, которые обеспечивают расширение функциональных
возможностей, повышение надежности, уменьшение габаритных размеров,
потребляемой мощности и т. п.
ЛИТЕРАТУРА
1. Алексеев А.Г., Войшвилло Г.В., Трискало И.А. Усилительные устройства:
Сб. задач и упражнений. М.: Радио и связь, 1986. .160 с.
2. Аппаратура сетей связи: Справочник / Под ред. М.И. Шляхтера. М.:
Связь, 1980. 440 с. ; -
3. Аппаратура ИКМ-30 / А.Н. Голубев, Ю.П. Иванов, Л.С. Левин и др.;
Под ред. Ю.П. Иванова и Д,р. Левина. М.: Радио.и связь, 1983. 184 с.
4. Аппаратура ИКМ-120 /А.Н. Голубев, Ю.П. Иванов, Л.С. Левин и др.;
Под ред. Л.С. Левина. М.: Радио и связь, 1989. 256 с.
5. Бронштейн И.И., Семендяев КА. Справочник по математике. М.: Наука,
1984.720 с. . ,
6. Волоконно-оптические системы связи на ГТС: Справочник / Б.З. Берлин,
А.С. Брискер, В.С. Иванов и др.; Под ред. А.С. Брискёра и Л.Н. Голубева. М.:
Радио и связь, 1994. 160 с,
7. Гитлиц М.В., Лев А.Ю. Теоретические основы многоканальной связи. М.:
Радио и связь, 1985. 248 с.
8. Гордиенко В.Н., Крухмалев В.В., Иванов В.И. и др. Проектирование и тех-
ническая эксплуатация систем передачи. М.: Радио и связь, 1996. 344 с.
9. Денисьева О.М., Мирошников Д.Г. Средства связи для «последней ми-
ли». М.: Эко-Трендз, 1998. 146 с.
10. Зааль Р. Справочник по расчету фильтров / Пер. с нем. М.: Радио и связь,
1983. 752 с.
И. Зингеренко А.М., Баева Н.Н., Тверецкий М.С. Системы многоканальной
связи. М.: Связь, 1980. 439 с.
12. Кириллов В.И., Ткаченко А.П. Телевидение и передача изображений.
Мн.: Выш. шк., 1988. 319 с.
13. Кириллов В.И. Функциональные устройства систем телекоммуникаций:
В 2 ч. Ч. 2. Мн.: БГУИР, 1996. 114 с.
14. Кириллов В.И. Многоканальные системы передачи. Ч. 3. Принципы по-
строения аналоговых систем передачи. Мн.: МРТЙ, 1993. 94 с.
15. Кириллов В.И. Функциональные устройства систем телекоммуникаций:
В 2 ч. Ч. 1. Мн.: БГУИР, 1996. 92 с,
16. Кириллов В.И. Помехозащищенность линейных трактов многоканальных
систем передачи с частотным разделением каналов. Мн.: МРТИ, 1984. 84 с.
17. Кириллов В.И., Корсак В.И. Проектирование многоканальных аналого-
вых систем передачи: Учеб, пособие. Ч. 1. Мн.: МРТИ, 1984. 54 с.; Ч. 2. Мн.:
МРТИ, 1984. 52 с.
18. Кириллов В.И. Коррекция искажений в линейных трактах аналоговых
систем передачи. Мн.: МРТИ, 1985. 102 с.
19. Кириллов В.И Высокоэффективные системы информационного обмена
для пространственно разнесенных телевизионных комплексов. Мн.: Выш. шк.,
1989. 212 с.
742
ЛИТЕРАТУРА
20. Кириллов В.И., Тарченко Н.В. Частотные корректоры систем телекомму-
никаций. Мн.: БГУИР, 1996. 48 с.
21. Кириллов В.И. Потери помехозащищенности на секции АРУ линейного
тракта многоканальных систем передачи // Электросвязь. 1983. № 11. С. 36-39.
22. Кириллов В.И. Принципы построения цифровых систем передачи. Ч. 1.
Мн.: БГУИР, 1994. 54 с.; Ч. 2. Мн.: БГУИР, 1994,78 с:
23. Кириллов В.И. Проектирование цифровых многоканальных систем пе-
редачи. Мн.: БГУИР, 1998. 90 с.
24. Кириллов В.И. Цифровые линейные тракты многоканальных систем пе-
редачи: Учеб, пособие. Мн.: МРТИ, 1994. 131 с.
25. Кириллов В.И., Тарчёнко Н.В. Влияние параметров оптического тракта на
характеристики волоконно-оптической системы ° передачи // Радиотехника.
1996. № 2. С. 35-38.
26. Кириллов В.И. Анализ переходных влияний при совместной работе по сим-
метричному кабелю разноскоррстных цифровых систем передачи // Электро-
связь. 1997. № 12. С. 32-35.
27. Кириллов В.И. Совместимость цифровых и аналоговых систем передачи
при работе по многопарным кабелям // Электросвязь. 1996. № 11. С. 28—30.
28. Кириллов В.И. Помехозащищенность линейного регенератора цифро-
вой системы передачи с решающей обратной связью // Радиотехника. 1996.
№ И. С. 36-40.
29. Кириллов В.И. Системы кабельного телевидения на коаксиальных и воло-
конно-оптических линиях /f Бытовая радиоэлектронная техника: Энциклопеди-
ческий справочник. Мн.: Белорусская Энциклопедия, 1995. С. 527—562.
30. Кириллов В.И., Тарчёнко Н.В. Проектирование усилительных устройств
многоканальных систем телекоммуникаций. Мн.: БГУИР, 1999. 52с.-
31. Кириллов В.И. Повышение эффективности кодеков речевых сигналов
с ДИКМ // Весн1к сувязи. 2000. № 4. С. 39—43. ‘ ’
32. Кириллов В.И. Дельта-кодек речевых сигналов с цифровой компрес-
сией Ц Весшк сувязи. 2000. № 5. С. 25—27.
33. Кириллов В.И., Белко А.И. Расчет длины регенерационного участка для
ЦСП по технологиям HDSL и SDSL // Электросвязь. 2001. № ТО. С. 20—23.
34. Кириллов В.И, Белко А.И. Анализ эффективности ЦСП по технологии
MDSL Ц Весшк сувязи. 2001. № 4. С. 24—29. ’
35. Кириллов В.И. Многоканальные телевизионные Системы передачи. Мн.:
МРТИ, 1987. 108 с.
36. Клюев Л.Л. Теория электрической связи. Мн.: Дизайн ПРО, 1998. 336 с.
37. Лосев А.К Теория линейных электрических цепей. М.: Высш, шк., 1987.
512 с.
38. Микулик НА., Рейзина Т.Н. Решение технических задач по теории вероят-
ностей и математической статистике: Справ, пособие. Мн.: Выш. шк., 1991.164 с.
39. МККТТ. Синяя книга. Т. .1. Вып. 1.3. Термины и определения. Мель-
бурн, 1988.
40. Многоканальные системы передачи / Н.Ц. Баева, В.Н. Гордиенко,
С.А. Курицын и др.; Под ред. Н.Н. Баевой и В.Н. Гордиенко. М.: Радио и связь,
1996. 559 с.
743
ЛИТЕРАТУРА
41. Многоканальная связь на железнодорожном транспорте / В.Л. Тюрин,
Д.В. Дьяков, В.П. Глушков и др.; Под ред. В.Л. Тюрина. М.: Транспорт, 1992.
431 с.
42* Назаров А.Н., Симонов М:В. ATM- технология высокоскоростных се-
тей. М.: Эко-Трендз, 1999. 252 с.
43. Ногин В.Н. Аналоговые электронные устройства. М.: Радио и связь,
1992. 301 с.
44. Рекомендации 1.112 — 1.114. Цифровые сети с интеграцией служб
(ЦСИС). Словарь терминов. — МСЭ-Т, 03/1993, ,-
45. Силъеинская К. А., Голышко З.И. Расчет фазодых и амплитудных коррек-
торов: Справочник. М.:Связь, 1980. 104 с. yjoqiz
46. Система передачи К-3600. Оборудование• линии передачи /• Под ред.
А.В. Лебедева и Б.П. Смирнова. М.: Радио и свйзь. 1986. 240 с.
47. Система передачи VLT-1920 / В.С. Баранов,'А.И. Борисов, И.М. Бут-
лицкий и др. М.: Радио и связь, 1984. 216 с. , i
48. Системы передачи сообщений / Пер. с англ. М'.: Связь, 1976. 573 с.
49. Ситняковский И.В. й др. Цифровая сельская связь / И.В. Сйтняков-
ский, В.И. Мейкшан, Б.Н, Маглицкий; Под ред. М.Д. Венедиктова. Мл Радио
и связь, 1994. 248 с. ' ;
50. Скалин Ю.В., Бернштейн А. Г., ФинкевичА.Д. Цифровые системы переда-
чи. М.: Радио и связь, 1988. 272 с.
51. Слепое Н.Н. Синхронные цифровые сети SDH. М.: Эко-Трендз, 1997.
148 с. ' *.
52. Теория передачи сигналов / А.Г. Зюко, Д.Д. Кловский, М.В. Назаров
и др. М.: Радио и связь, 1986. 304 с.
53. Теория электрической связи / А.Г. Зюко, Д.Д. Кловский, В.И. Назаров;
' Под ред. Д.Д. Кдовского. М.: Радио и связь, 1998. 432 с. ,>-1
54. Цифровые и аналоговые системы передачитУчебник для вузов / В.И. Ива-
нов, В.Н. Гордиенко, Г-Н- Попов и др.; Под ред. В.И. Иванова.; Мд Радио й связь,
1985. 232 с. .. -
55. Шелухин О.И., Лукъянцев Н.Ф. Цифровая обработка й передача речи. М.:
Радио и связь, 2000.
56. Шмытинский В.В., Котов В.К., Здоровцев И-A- Цифровые системы пе-
редачи информации на железнодорожном транспорте. М.: Транспорт, 1995.
238 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
ВВЕДЕНИЕ.................................................................3
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ И СЕТЯХ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ....................6
1.1. Основные понятия и определения....................................6
1.2. Классификация и перспективы развития МСП..........................8
1.3. Первичные сигналы электросвязи и их основные характеристики.......9
1.3.1. Обобщенная система параметров первичного сигнала...............9
1.3.2. Уровни передачи сигналов.......................................16
1.3.3. Основные параметры типовых первичных сигналов.................18
1.4. Каналы передачи и их характеристики..............................21
1.4.1. Основные характеристики канала передачи.......................21
1.4.2. Согласование канала передачи с источником сигнала.............30
1.4.3. Типовые каналы передачи и их параметры........................31
1.5. Принципы построения сетей связи..................................36
1.5.1. Упрощенная структурная схема МСП..............................36
1.5.2. Сети связи....................................................38
2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА СИСТЕМ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ......................41
2.1. Классификация и основные показатели усилительных устройств......,41
2.2. Эквивалентная схема и системы параметров усилительного элемента..44
2.2.1. Взаимосвязь систем параметров четырехполюсника..............46
2.2.2. Эквивалентная схема усилительного элемента..................48
2.2.3. Рабочие параметры линейного четырехполюсника................49
2.3. Регулярные соединения четырехполюсников..........................53
2.4. Обратная связь в усилительных устройствах........................55
2.4.1. Влияние ООС на основные параметры усилителя...................59
2.4.2. Рабочие параметры усилителя, охваченного цепью ООС............65
2.5. Анализ параметров УУ с типовыми цепями ООС.......................67
2.5.1. Влияние последовательной обратной связи по току...............68
2.5.2. Параллельная ОС по току.......................................71
2.5.3. Последовательная ОС по напряжению.............................74
2.5.4. Параллельная ОС по напряжению.................................76
2.5.5. Альтернативные варианты анализа...............................79
2.6. Электрические схемы усилительных каскадов........................82
2.6.1. Усилительный каскад по схеме с общей базой.................. 84
2.6.2. Усилительный каскад по схеме с общим коллектором..............84
2.6.3. ООС в двух- и трехкаскадной усилительной секции...............85
2.7. Мостовая обратная связь..........................................87
2.8. Варианты построения многокаскадных усилителей....................97
2.9. Цепи межкаскадной связи..........................................99
2.9.1. Частотные искажения трансформаторной ЦС.......................101
2.9.2. Частотные искажения резистивно-емкостной ЦС...................106
2.9.3. Коррекция искажений в каскадах с резистивно-емкостной ЦС.....108
2.10. Усилители импульсных сигналов...................................112
745
ОГЛАВЛЕНИЕ
2.10.1. Назначение и требования к импульсным усилителям.............112
2.10.2. Особенности анализа импульсных усилителей...................114
2.10.3. Переходные характеристики усилительных каскадов............ 118
2.11. Устойчивость усилителей с обратной связью......................122
2.11.1. Признаки устойчивости усилителя.............................122
2.11.2. Критерии устойчивости усилителя............................ 123
2.11.3. Обеспечение устойчивости усилителя..........................125
2.12. Операционные усилители.........................................127
2.12.1. Основные схемы включения ОУ.................................129
2.12.2. Особенности схемотехники ОУ.................................133
2.12.3. Применение ЭВМ для расчета УУ...............................137
3. ДВУХСТОРОННИЕ КАНАЛЫ СВЯЗИ...........................................139
3.1. Принципы образования двухсторонних каналов связи................139
3.2. Развязывающие устройства и их характеристики....................140
3.3. Влияние развязывающих устройств на параметры двухстороннего канала
передачи.............................................................145
4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ УПЛОТНЕНИЯ И РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ...................154
4.1. Общие сведения..................................................154
4.2. Формирование канального сигнала.................................158
4.3. Устройства разделения линейно-независимых канальных сигналов....163
4.4. Эффективность построения МСП....................................168
4.5. Формирование канального сигнала в АСП-ЧРК.................... . 173
4.5.1. Особенности преобразования двухполосного канального сигнала..173
4.5.2. Особенности передачи и формирования однополосного канального
сигнала.............................................................180
4.5.3. Передача канального сигнала методом АМ-ЧПОБП.................185
5 ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ АППАРАТУРЫ МСП С ЧРК.............................187
5.1. Классификация методов построения ...............................187
5.2. Выбор параметров при групповом методе формирования сигналов . ..191
5.3. Методы формирования первичной группы............................194
5.4. Формирование вторичной и третичной групп........................201
5.5. Построение аппаратуры сопряжения................................202
5.6. Методы построения линейного тракта АСП..........................203
6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ..............................................207
6.1. Назначение и требования к преобразователям частоты..............207
6.2. Квазилинейная теория преобразования частоты.....................211
6.3. Симметрирование диодных балансных ПЧ............................216
6.4. Расчет предельных параметров диодных ПЧ.........................217
6.5. Транзисторные преобразователи частоты...........................220
6.6. Нелинейные продукты в преобразователях частоты..................223
7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ МСП.............................227
7.1. Назначение и основные требования................................227
7.2. Структурные схемы генераторного оборудования.................. 230
7.3. Основные характеристики задающего генератора................. . 233
7.3.1. Стабильность частоты ЗГ......................................233
7.3.2. Электрические схемы ЗГ.......................................234
746
ОГЛАВЛЕНИЕ
7.3.3. Стабилизация мощности ЗГ................................ 239
7.4. Умножители частоты...........................................241
7.5. Делители частоты.............................................244
7.6. Синхронизация ГО........................................... . . 247
8. ФИЛЬТРЫ В АППАРАТУРЕ МСП.........................................249
8.1. Классификация электрических фильтров.........................249
8.2. Определение требований к параметрам электрических фильтров...255
8.2.1. Основные параметры электрических фильтров.................255
8.2.2. Параметры канальных фильтров..............................256
8.2.3. Параметры направляющих и линейных фильтров................258
8.3. Типовые схемы и параметры АС-фильтров......................... . 261
8.4. Параллельная работа фильтров.................................267
9. ПОМЕХИ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ АСП-ЧРК.................................273
9.1. Собственные шумы в каналах и трактах АСП......................273
9.1.1. Общие принципы анализа линейных шумящих цепей.............273
9.1.2. Помехозащищенность линейного тракта от собственных шумов..278
9.2. Защищенность от помех нелинейного происхождения..............283
9.2.1. Нелинейные искажения в канале передачи................... 283
9.2.2. Нелинейные продукты в групповом тракте.....................285
9.2.3. Распределение нелинейных продуктов в диапазоне частот. ...293
9.2.4. Влияние перекоса уровней на спектральное распределение нелинейных
продуктов........................................................299
9.3. Оптимизация параметров линейного тракта......................306
9.3.1. Типовые задачи оптимизации ЛТ............................ 306
9.3.2. Расчет мощности группового (линейного) сигнала............312
9.4. Защищенность АСП от линейных переходов.......................315
9.4.1. Защищенность однотипных АСП...............................315
9.4.2. Взаимные влияния между разнотипными АСП...................318
9.4.3. Повышение защищенности от помех линейных переходов........320
9.5. Импульсные и атмосферные помехи..............................324
9.6. Компандерные устройства......................................327
9.7. Нормирование помех в линейном тракте АСП.....................330
10. ЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ В КАНАЛАХ И ТРАКТАХ МСП.......................333
10.1. Влияние линейных искажений на передачу сигналов............333
10.1.1. Общие сведения о линейных искажениях в линейном тракте анало-
говых МСП......................................................333
10.1.2. Искажения формы сигнала.................'..............335
10.1.3. Искажения формы канального сигнала.. ..................337
10.1.4. Линейные искажения модулирующего сигнала.............. 342
10.2. Коррекция линейных искажений............................. 352
10.2.1. Обобщенная система коррекции линейного тракта........ 352
10.2.2. Постоянные амплитудные и фазовые корректоры............354
10.2.3. Переменные корректоры линейных искажений...............359
10.2.4. Универсальные переменные корректоры....................369
10.3. Автоматическая коррекция линейных искажений................376
10.3.1. Классификация устройств АРУ.....................*.... 376
10.3.2. Основные параметры устройств АРУ.......................391
10.3.3. Основные параметры цепи устройств АРУ-КЧ...............394
747
ОГЛАВЛЕНИЕ
10.3.4. Особенности построения частотно-зависимых устройств АРУ....397
10.3.5. Устройства АРУ в групповых трактах.........................401
10.4. Оптимизация устройств коррекции линейного тракта...............403
10.4.1. Оптимизация устройств коррекции постоянных искажений.......403
10.4.2. Оптимизация устройств коррекции переменных искажений.......407
11. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА АСП.............................................414
11.1. Унификация каналообразующего оборудования......................414
11.2. Типовые системы передачи для магистральной сети связи..........420
11.3. Аппаратура уплотнения для зоновой сети.........................426
11.4. Особенности построения систем передачи для местных сетей.......433
12. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ.......................442
12.1. Необходимость и целесообразность цифровизации сетей связи......442
12.2. Дискретизация сигнала по времени...............................445
12.3. Квантование сигнала............................................448
12.3.1. Алгоритмы квантования. ....................................448
12.3.2. Мощность шумов квантования.................................450
12.3.3. Расчет числа уровней квантования...........................453
12.4. Кодирование сигнала............................................456
12.5. Временное уплотнение сигналов..................................459
12.5.1. Временное объединение аналоговых сигналов..................459
12.5.2. Объединение цифровых потоков...............................464
12.6. Стандарты цифрового объединения................................471
12.6.1. Стандарты плезиохронной иерархии...........................471
12.6.2. Стандарты синхронной иерархии..............................481
12.7. Особенности цифрового преобразования групповых аналоговых сигналов . 487
12.7.1. Выбор частоты дискретизации................................487
12.7.2. Расчет мощности шумов квантования..........................490
12.7.3. Стандарты групповых АЦП....................................491
12.8. Структурные схемы оконечных пунктов ЦСП........................492
12.8.1. Структурная схема ОП первичной ЦСП.........................492
12.8.2. Структурная схема ОП высокоскоростных ЦСП..................494
13. АППАРАТУРА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП-ИКМ...............................497
13.1. Индивидуальное оборудование....................................497
13.2. Кодеры с линейной шкалой квантования...........................499
13.2.1. Классификация. Линейные кодеры последовательного счета.....499
13.2.2. Линейные взвешивающие кодеры...............................502
13.2.3. Линейные матричные кодеры..................................507
13.2.4. Линейные декодеры..........................................508
13.3. Кодеры и декодеры с нелинейной шкалой квантования............. 509
13.3.1. Варианты построения нелинейных кодеров....................509
13.3.2. Законы компрессии нелинейного кодера......................511
13.3.3. Реализация нелинейных функциональных преобразователей.....517
13.3.4. Нелинейные кодеки на основе нелинейных цифровых
преобразователей...................................................520
13.3.5. Нелинейные кодеры с непосредственным преобразованием......524
13.4. Расчет системных шумов аппаратуры ЦСП-ИКМ......................528
13.5. Генераторное оборудование ЦСП..................................532
13.5.1. Типовая структурная схема ГО...............................532
748
ОГЛАВЛЕНИЕ
13.5.2. Особенности реализации отдельных блоков ГО.......... . . 534
13.6. Устройства цикловой синхронизации в ГО......................537
13.6.1. Общие сведения....................................... . . 537
13.6.2. Приемники синхросигнала ..... .... . . .........541
14. ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ КАНАЛЬНЫХ КОДЕКОВ ЦСП....................546
14.1. Классификация методов канального цифрового преобразования....546
14.2. Дифференциальная ИКМ........................................547
14.2.1. Варианты структурных схем кодека........................547
14.2.2. Помехозащищенность и оптимизация параметров.............552
14.2.3. Адаптивные варианты кодека (АДИКМ)......................555
14.3. Дельта-модуляция............................................560
14.3.1. Линейная ДМ и ее характеристики.........................560
14.3.2. Адаптивная ДМ...........................................566
14.4. Кодирование в частотной области.............................574
14.4.1. Трансформное кодирование................................574
14.4.2. Полосное кодирование....................................576
14.5. Гибридные методы кодирования................................583
" 14.6. Статистическое мультиплексирование на основе АТМ-технологий...587
14.6.1. Сущность статистического мультиплексирования............587
14.6.2. Цифровой статистический транскодек......................589
14.6.3. Сети передачи данных с коммутацией пакетов............ 591
14.6.4. Интегральные цифровые сети на основе ATM.. ........... 593
15. ЦИФРОВОЙ ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ..........................................601
15.1. Искажения цифрового сигнала в линейном тракте...............601
15.2. Линейные коды ЦСП..........................................603
15.2.1. Линейные коды с сохранением тактовой частоты............603
15.2.2. Блочные двоичные коды................................. 609
15.2.3. Коды с понижением тактовой частоты......................612
15.2.4. Комбинированные линейные коды...........................613
15.3. Методы коррекции МСИ первого рода...........................615
15.4. Регенераторы ЦСП............................................618
15.4.1. Общие сведения..........................................618
15.4.2. Тактовая синхронизация регенератора.....................619
15.4.3. Автоматический регулировки в регенераторе...............622
15.4.4. Типовая структурная схема регенератора..................623
15.4.5. Регенератор с решающей обратной связью................. 625
15.5. Помехи в линейном тракте ЦСП................................626
15.5.1. Помехозащищенность регенератора.........................626
15.5.2. Накопление ошибок в цифровом линейном тракте............632
15.5.3. Допустимая вероятность ошибки в линейном тракте.........634
16 ОЖИДАЕМАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ НА УЧАСТКЕ РЕГЕНЕРАЦИИ...............636
16.1. Обобщенная методика расчета.................................636
16.2. Ожидаемая помехозащищенность от собственных шумов...........637
16.2.1. Собственные шумы регенератора высокоскоростных ЦСП......637
16.2.2. Собственные шумы низкоскоростных регенераторов..........640
16.2.3. Собственные шумы регенераторов с РОС....................641
16.2.4. Собственные шумы регенераторов ВОСП................... 643
16.3. Ожидаемая защищенность от помех линейных переходов. ........651
749
ОГЛАВЛЕНИЕ
16.3.1. Классификация взаимных влияний...........................651
16.3.2. Линейные переходы между однотипными ЦСП.............. . . . 653
16.3.3. Линейные переходы между разноскоростными ЦСП.............657
16.3.4. Переходные помехи при «шахматном» расположении регенераторов . . 661
16.3.5. Переходные помехи между АСП и ЦСП........................662
16.3.6. Особенности расчета переходных влияний при использовании регене-
раторов с РОС....................................................667
17. ТИПОВАЯ АППАРАТУРА ЦСП............................................670
17.1. Канало- и группообразующее оборудование......................670
17.2. Оборудование транзита и выделения цифровых каналов и трактов... 674
17.2.1. Аппаратура выделения цифровых трактов.................. 675
17.2.2. Аппаратура цифрового транзита каналов....................676
17.3. ЦСП для зоновых и магистральных сетей........................683
17.3.1. ЦСП по металлическим кабелям.............................683
17.3.2. Высокоскоростные волоконно-оптические ЦСП................686
17.4. ЦСП для местной первичной сети................................ . 689
17.5. Цифровая абонентская сеть................................... 695
18. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ..702
18.1. Этапы проектирования........................................ 702
18.2. Проектирование ЦСП и АСП по металлическим кабелям............710
18.3. Проектирование магистралей ВОСП..............................720
18.4. Особенности реконструкции магистралей........................721
19. ТЕХНИЧЕСКАЯ ЭКСПЛУАТАЦИЯ МСП......................................727
19.1. Этапы эксплуатации...........................................727
19.2. Контроль технического состояния МСП..........................729
19.2.1. Дистанционный контроль линейного тракта ЦСП..............731
19.2.2. Дистанционный контроль линейного тракта аналоговых МСП ... 733
19.3. Надежность МСП...............................................735
ЗАКЛЮЧЕНИЕ......... ................................................. 740
ЛИТЕРАТУРА............................................................742
Учебное издание
Кириллов Владимир Иванович
Многоканальные системы передачи
Учебник
Редактор И.А. Алябьева
Корректор К.А. Степанова
Художник обложки С. В. Ковалевский
Компьютерная верстка ТВ. Шестакова
Подписано в печать с готовых диапозитивов 22.07.2002.
Формат 70x100 V16. Бумага газетная. Гарнитура Таймс.
Печать офсетная. Усл. печ. л. 61,1. Уч.-изд. л. 48,41.
Тираж 2010 экз. Заказ № 1600.
ИД № 05902 от 24.09.2001.
ООО «Новое знание». 103064, Москва, Садовый тупик, д, 3, стр. 1.
Телефон (095) 921-67-21.
При участии ООО «Новое знание». ЛВ № 310 от 14.08.2001.
Минск, ул. Академическая, д. 28, к. 112.
Почтовый адрес: 220050, Минск, а/я 79.
Телефон/факс: (10-375-17) 211-10-33,284-03-23.
E-mail: nk@wnk.biz
http://wnk.biz
Республиканское унитарное предприятие
«Издательство «Белорусский Дом печати».
220013, Минск, пр. Ф. Скорины, 79.
Кириллов Владимир Иванович, доктор технических наук, профессор, заведующий
кафедрой Белорусского государственного университета информатики и радиоэлектроники
(БГУИР, г. Минск) Окончил в 1963 г. Ленинградский электротехнический институт (ЛЭТИ) по спе-
циальности "Радиотехника". По распределению работал в Минске на предприятии электронной
промышленности (ныне НПО "Интеграл"). С 1966 г. и по настоящее ромя преподает в Минском
радиотехническом институте (ныне БГУИР).
Область научных интересов — многоканальные системы передачи по кабельным и во-
локонно-оптическим линиям связи для пространственно разнесенных телевизионных комплек-
сов, распределительных сетей кабельного телевидения, аналоговых и цифровых телекоммуни-
кационных магистралей общего пользования.
Автор бопее 350 научных работ, 30 изобретений, монографии, более 20 учебных
пособий для вузов. Почетный радист СССР. Лауреат нескольких международных выставок.
Награжден Почетным знаком "Отличник образования Республики Беларусь". Настоящий учебник
является обобщением современных научных достижений (в том числе собственных исследо-
ваний автора) в области многоканальных систем передачи и отражает многолетний опыт препо-
давания одноименного курса в БГУИР и Военной академии Республики Беларусь.