/
Author: Стоянов И.И.
Tags: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника
Year: 1968
Text
ИВАН СТОЯНОВ
ТРАНЗИСТОРНИ
УСИЛВАТЕЛИ
ТЕХНИКА
През 1968 г. от библиотека
на радиоелектроника ще иа-
лязат следните книжки:
4. Ремонт и поддържане
на магнитофоните — Л. Кън-
чев
5. Транзисторни усилва
тели — Ив. Стоянов
6. Справочник по полу-
проводиикови диодн и тран-
знстори — П. К исков и др.
7. Модерн и типове тран-
зисторн — Р. Дойчинова
8. Варистори и термнсто-
ри — Л. Доневска
9. Тунелнм диодн — Ал.
Спасов
Др. Читатели, мзпрашайте
отзиви и препоръки за взлез-
айте книжки от библиотека по
радиоелектроника I
Давайте предложении за
включване на нога заглавия
по плана I
КНИЖКА 5
lD
ТРАНЗ ИСТОРИИ
УСИЛВАТЕЛИ
Инж. ИВАН ИЛИЕВ СТОЯНОВ
БИБЛИОТЕКА
ПО РАДИОЕЛЕКТРОНИКА
5
ТЕХНИКА* СОФИЯ 1968
www кп34рс сот, 26 03 2008 година
УДК 621Л754
Книгата дава сведения за принципа,
основните схеми на свързване и харак-
теристиките на плоскостния транзистор,
еквивалентните схеми и параметрите му
при ниски и високи честоти, зависи-
мостта на параметрите от температура-
та и стабилизирането на работния ре-
жим, както и схемите за захранване.
По-подробно са разгледани особеностите
и изчислението на отделяйте видове
нискочестотни и високочестотни усил-
ватели. Обхванати са н. ч. предусилва-
тели (с RC-, трансформаторна и не-
посредствена връзка), крайни усилватели
и фазоинверсни стъпала, в. ч. предусил-
ватели и междинночестотни усилватели
за амплитудна и честотна модулация.
Книгата е предназначена за техни-
ци, радиолюбители и всички, конто се
интересуват от транзисторни усилва-
тели.
621.37
СЪДЪРЖАНИЕ
1. Основни положения в принципа на действие на
транзистора
1. Устройство на плоскостная транзистор............. 7
2. Разпрсделение на токовете в отделните електроди . . 8
3. Три основни схеми на свързване...................11
4. Статични характеристики......................... 13
2. Еквивалентни схеми и статични параметри на
транзисторите при ниска честота
1» Еквивалентна Т-образна схема и собствени (физически)
параметри на транзисторите.......................... 16
2. Четириполюсни параметри на транзисторите и съот-
ветствуващи еквивалентни схеми ..................... 22
3. Връзка между параметрите от различии системи . . 28
4. Четириполюсни параметри за трите основни схеми на
свързване и връзките между тях...................... 30
3. Работа на транзисторите при високи честоти
1. Особености в действието на транзистора при високи
честоти..............................................32
2. Еквивалентни схеми и параметри на транзисторите при
високи честоти...................................... 40
4. Зависимост на параметрите на транзисторите от ре-
жима на работа
1. Зависимост на параметрите от мястото на работната точка 46
2. Зависимое? на параметрите от температурата . . . 50
3. Критични параметри на транзисторите................ 53
5. Стабилизация на работната точка и схеми на за-
хранване
1. Коефициент на температурна нестабилмост ..... 56
2. Схеми на захранване............................ 57
S
3. Температурка стабилност на транзисторите, работещи
в крайни усилвателни стъпала........................ 62
6. Транзисторът като линеен усилвател
1. Основни формули за изчисление на транзисторная
усилвател........................................... 65
2. Транзисторният усилвател при трите основни схеми
на свързване....................................... 71
7. Нискочестотни усилватели
1. Общи сведения................................... 87
2. Усилватели с /?С-връзка..........................99
3. Обратна връзки в транзисторните усилвателни стъпала ПО
4. Настройка и измервания на електрическите показатели
на /?С-усилвателя...................................117
5. Усилватели с трансформаторна връзка.............121
6. Усилватели с непосредствена връзка..............126
7. Крайни усилватели...................^ .... . 133
8. Еднотактен усилвател клас А................. . 150
9. Двутактен усилвател клас В.................... 151
10. Усилвател клас В с последователно захранване . . 166
11. Схема с допълваща се симетрия..................174
12. Фазоинверсни стъпала..........................175
& Високочестотни усилватели
1. Особености на транзисторните усилватели при високи
честоти...........................................177
2. Високочестотни предусилватели...................180
3. Междинночестотни усилватели.....................186
Литература..............................................210
6
1. ОСНОВНЙ ПОЛОЖЕНИЯ В ПРИНЦИПА
НА ДЕЙСТВИЕ НА ТРАНЗИСТОРА
1. УСТРОЙСТВО НА ПЛОСКОСТНИЯ ТРАНЗИСТОР
Транзисторът е полупроводников елемент с 3 из-
вода, в който чрез подходящи технологична способа
са осъществени два р-п-р прехода.
На фиг. 1 е представен схематично транзистор
тип р-п-р. Той съдържа три области от полупровод-
ников материал с различен тип проводимост. В за-
висимост от употребения полупроводник транзисто-
рите са германиеви или силициеви. Когато двете
крайни области имат електронна проводимост, а сред-
ната — дупчеста, транзисторът е от тип п-р-п.
Тъй като герйаниевите транзистори от тип р-п-р
намират най-широко приложение, в следващото ив-
7
ложение ще Говорим йрецимно за тях, с допълни-
телни забележки за различията при другите тран-
зистори.
Лявата облает на транзистора така, както е изо-
бразен иа фиг. 1, се нарича емитерна облает или
емитер, средната — базисна облает или база и дяс-
иата — колекторна или колектор. Левият и десният
р-п преходи се наричат съответно емитерен и колек-
торен преход. В практиката названията емитер, база,
колектор се използуват и за изводните краища на
съответните области. С de и dK са означени шири-
ните на емитерния и колекторния преход.
В областта на преходите е налице силно обедня-
ване на свободни токоносители (дупки и електрони),
поради което те се характеризират с повишено съ-
противление. Получава се т. нар. потенциална барие-
ра, означена с <ре и <рк ), конто възпрепятствува дифу-
зионното преминаване на дупки от p-в п- областта
и електрони от п- в р-областите.
Обеднелият на токоносители слой, в който дей-
ствува потенциалната бариера, се нарича още спиращ
слой. С w е означена ширината на базисната облает.
Обикновено тя е от няколко до десетки мик-
рометри*.
2. РАЗПРЕДЕЛЕНИЕ НА ТОКОВЕТЕ В ОТДЕЛНИТЕ
ЕЛЕКТРОДИ НА ТРАНЗИСТОРА
Обикновено на емитерния преход на транзистора
се подава напрежение в права посока (посока на
пропускане), а на колекторния преход — в обратна*
* 1 |МП Я» 10“6 п.
Ще разгледаме разпределението на токовете в трите
електрода, като използуваме фиг. 2 а, б, в.
Нека сме подали напрежение Ек на колекторния
преход при прекъсната емитерна верига (фиг. 2 а).
Емитерният ток при това положение е нуле, а прев
колекторния преход тече топлинният ток /ко, който
излиза от колектора, а влиза в базата*. Тъй като за
положителна посока на тока се приема посоката от
извода към транзистора, на фиг. 2в токът на коле-
ктора е с отрицателен знак, а на базата с положителен.
Нека в момента t затворим. ключа К така, както
е показано на фиг. 2 б. Поради правата поляризация,
която се създава на емитерния преход, той се от-
пушва и известен брой дупки се инжектират от еми-
тера в базата. За да се залазят електрически неут-
* По точно е оэначониото fa», ковто гыприемдме по-яататьк.
9
рални емитерната и базисната облает, през емитера изли-
ват, а в базата влизат един и същи брой електрони. По
такъв начав се затваря веригата на тока — емитер, източ-
ник Ее, база. Тъй като техническата посока на тока
е обратна на посоката на движението на електро-
ните, следва, че емитерният ток влиза, т. е. е поло-
жителен, а базисният ток излиза от извода, т. е.
има отрицателен знак. С протичането на тези токове
обаче става натрупване на дупки и електрони в ба-
зата в близост до емитерния преход. Тъй като кон-
центрацията на дупки и електрони в близост до
колекторния преход е многократно по-малка, започва
дифузионно предвижване на дупките и електроните от
лявата облает на базата към колекторния преход.
Нека предположим, че всички токоносители имат ед-
наква скорост на дифузионното движение. Тогаваслед
известно време всички инжектирани в първоначалния
момент дупки ще достигнат заедно с вкараните през
базисния извод електрони до колекторния преход.
Последният действува ускоряващо на положителните
токоносители, а отблъеква електроните. Тогава дуп-
ките преминават в колекторната облает и определят
допълнителен ток през колектора aie ,където а е
коефипиентът на усилване по ток.
Тъй като от базата излизат към колектора л 1е дупки,
следва, че през базисния извод ще влизат с а 4 по-
малко електрони. С други думи, базисният ток ще
се намали с толкова, с колкото се е увеличил колек-
торнияг ток. Ако в момент t3 отворим ключа К,
емитерният ток веднага се свеж да до 0. Това озна-
чава, че престават да се инжектират 4 на брой дуп-
ки в базата. За да се запази електрическата й неу-
тралност, следва същото количество електрони да
излиза през базисния извод. С други думи, базис-
ният ток ще се измени със стойност it. В момент
19
it, последните дупки напускат базата през колектор-
ния преход и колекторният ток става — 7кб0- Базис-
нйят ток се намалява с а 4 и се установява също
на стойност /кб0. От така направените разсъждения
се вижда, че през цялото време е спазен законът
на Кирхоф:
4 +4 +4 =0.
Освен това з’а колекторния ток може да се напи-
ше изразът
4 —Iкбо -Ь® 4 •
Ако се вземат пред вид действителните посоки на
токовете, за базисния ток може да се напише
. _ 4~4бо . 1—а. . .
1б —It =-------- 1к ~ 1к 'кбо,
ОС ОС
откъдето
. _ а . а г
— I ~ Н i 7“ 'кбо-
1 — а 1 — а
При написването на горните изрази се пренебрегва
слабата зависимост на колекторния ток от колектор-
ното напрежение.
Ако прекъснем базисния извод, т. е. направим
if = 0, токът, който протича през колектора, ше бъде
2 еко — 1 к®° *
При
а=0,99 се получава
Ако=99 /«во» т. е. токът Ако има аиачителмо па*
голяма стойност от А*..
И
8. ТРИ ОСНОВНИ СХЕМИ НА СВЪРЗВАНЕ
При разглеждане на принципа на действие на тран-
зистора видяхме, че коефициентът на усилване по
ток а е число, близко до 1, но винаги по-малко от
единица. Въпреки това транзисторът е в състояние
да ус.илва електрически сигнали. Действително, ако
подадем между базата и емитера някакво променли-
во периодично напрежение, то ще изменя потенциал-
ната бариера на прехода в такт с периода си, като
ще предизвика съответствуващо инжектиране на
дупки от емитера в базата. Поради правата поляри-
зация на прехода малки стойности на това промен-
ливо напрежение ще инжектират голям брой дупки.
Почти същият брой инжектирани токоносители (а?«1)
ще достигнат до колектора и ще определят тока в
колекторната верига. Поради обратната поляризация
на колекторния преход съпротивлението му е много
голямо и позволява включването на високото товарно
съпротивление, в което ще се получи голямо паде-
ние на напрежението. Това определи значително усил-
Фиг. 3
ване на транзистора по напрежение, а следователно
и по мощност.
Знаем, че всеки усилвател се характеризира с 4
извода — две входни клемм и две изходни. Тъй като
12
транзисторът притежава само три извода, винаги
един от тях ще бъде общ както за входната, така
и за изходната верига.
В зависимост от това, кой от изводите е общият,
различаваме три схеми на свързване на транзистора:
схема с обща база (ОБ) — когато базисният извод
е общият, схема с общ емитер (ОЕ) — когато еми-
терният извод е общият, и схема с общ колектор
(ОК) — когато общият извод е колекторният.
На фиг. 3 са представени трите схеми на свързване
на транзистора със съответното означение на токовете
и напреженията. Работата на'транзистора при схема
ОБ бе разгледана на фиг. 1. При схема ОЕ входни-
ят сигнал се подава отново на емитерния преход, но
входен ток вече не е емитерният, както бе при
схема ОБ, а базисният. И при двете схеми изходен
ток е колекторният. Тогава очевидно изведената
формула (2) ще бъде изразът за колекторния ток
при схема ОЕ и за коефициента на усилване по ток
ще се получи
8— 4хк = “
Р Д/6 I-.’
О 99
Ако а = 0,99, р= i J099 =99. Вижда се, че коефи-
циентът на усилване по ток р (при схема ОЕ) има
стойност, значително по-голяма от 1.
4. СТАТИЧНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА ТРАНЗИСТОРА
За да се охарактеризира напълно транзисторът
като усилвателен елемент, трябва да се знаят точни-
те зависимости между токовете и напреженията на
трите му извода, както са оэначени на фиг. 4.
13
От друга страна, съгласно законите на Кирхоф за
токовете и напреженията на различните изводи може
да се напише
4 + Is +ZK = 0;
line +«ве +«ек =0.
От горните уравнения следва, че ако знаем два
тока и две напрежения, третият ток и третото на-
прежение винаги могат да се
намерят. От друга страна,
транзисторът се включва в
усилвателните схеми като че
тириполюсник, при който еди
ният извод е входен, другият
изходен, а треткят — общ за
входа и изхода. Следователно
при такова включваве ще
опишем напълно усилвател-
ния елемент, ако знаем вход-
ния му ток 4, входного на-
фиг- 4 прежение и^, нзходния ток Z,
И изходното напрежение Зависимостите между
Гези токове и напрежения се дават чрез статични-
те характеристики.
При това в зависимост от схемата на включване
на транзистора различаваме статични характеристики
при схеми ОБ, ОЕ и ОК. Схемата с общ емитер пора-'
ди това, че има най-голям коефициент на усилване
по мощност, е най-често използуваната схема. От
друга страна, от статичните характеристики при схе-
ма ОЕ най-лесно могат да се получат статичните ха-
рактеристики за другите две схеми на свързване.
Ето защо ще се ограничим с разглеждане на статич-
ните характеристики при схема ОЕ, конто са пред»
ставени на фиг. 5 в обща координатна система.
14
Четирите семейства статични характеристики еа:
Л =/1(£Ле);б =c.nst — изходна или колекторни ха-
рактеристики ;
4 -А (А Че s=COHSt характеристика на предава-
не по ток;
£7б«=/з(/б )t/K.=Const — входна характеристика;
^ве=/4(С4.)/в-<on»t — характеристика на обратна
връзка по напрежение.
От статичните характеристики могат да бъдат
определен® статичните параметри на транзистора.
Освен това те се използуват за графо-аналитично
решаване на различии задачи по проектирането и
оразмеряването на електрическите схеми.
1*
2. ЕКВИВАЛЕНТНИ СХЕМИ И СТАТИЧНИ
ПАРАМЕТРИ НА ТРАНЗИСТОРИТЕ ПРИ
МИСКА ЧЕСТОТА
1. Т-ОБРАЗНА ЕКВИВАЛЕНТНА СХЕМА И СОБСТВЕНИ
(ФИЗИЧЕСКИ) ПАРАМЕТРИ НА ТРАНЗИСТОРИТВ
В литературата са известии голям брой еквивалентни
схеми на транзисторите, а също така и твърде раз-
личии системи параметри. Еквивалентните схеми поз-
воляват да се извърши анализ на работата на тран-
зистора в усилвателната схема, от който анализ се
намират динамичните параметри: коефициенти на
усилване' по ток, по напрежение, по мощност; входен
и изходен импеданс; изменяне на тези параметри от
най-различни фактори, като работна точка, темпера-
тура, устойчивост на определен тип усилвател и пр.
Обикновено еквивалентните схеми са изградени
от активни съпротивления, капацитети, индуктивности
в съчетание с генератори на ток или генератори на
напрежение. Всички тези елементи имат определени
числени стойности и е прието да се наричат статични
параметри на транзистора.
На фиг. 6 е показана еквивалентната Т-образна
схема на транзистора при схема ОБ. С пунктирани
линии са очертани идеализирано контурите на тран-
зистора и двата му р-п прехода. От фигурата се
вижда, че почти всички елементи са тясно свързани
с определен физически смисъл. Поради това се на-
ричат физически или собствени параметри на трак*
1«
зистора. За ниски честоти капацитетите на прехо-
дите могат да се пренебрегнат, тъй като съпротив-
ленията им са много големи и схемата добива вида,
който е изобразен на фиг. 7. Собствените параметри
Фиг. 6
»а тази схема по начало са параметри, контр се
определят и важат за малки сигнали, т. е. за малки
изменения на токовете и
напреженията около по-
стоянните им стойности.
Ето защо еквивалентната
схема е валидна само за
малки променливи сигнали.
Като включим на входа
га тази еквивалентна схе-
ма източника на промен- фиг. 7
ливот кови сигнали с нап-
режение ес и вътрешно съпротивление &, а на из-
хода товарно съпротивление /?т, може да се извърши
анализ на работата на транзистора като усилвател.
| Тры*зисторва усилите»
17
Ще разгледаме накратко собствените параметри,
от конто е изградена еквивалентната схема.
Съпротивление на елементарния преход ге. Това
съпротивление определи какъв променлив ток ще
протече през емитерния преход при подадено промен*
ливо напрежение с определена, достаточно малка
стойност.
Следователно това съпротивление е диференциал-
ното съпротивление на волт-амперната характерис-
тика на р-п прехода. От израза за тази волт-ампер*
на характеристика при околна температура 20°С се
получава следната формула за диференциалното со-
противление на емитерния преход:
г ъ . 26
* 'е [mA]
Q.
Когато в горната формула се замести стойността
на постоянния емитерен ток, изразен в mA, стой-
ността на сопротивлението ге се получава в Q.
Съпротивление на базата гб. То се состоя от
две составящи:
гб =''б+гб>
кодето
г'6 = ре е разпределеното сопротивление на ба-
зисната облает,
рб —специфичното сопротивление на базата,
—ширината на базата,
а г"6 е т. нар. дифузионна составяща на базисного
сопротивление. Определи се от изменение™ на ши-
рината на базата, предизвикано от изменение™ на
ширината на колекторния преход. Когато транзис-
торот усилва сигнал с определена честота, в колек-
торната му верига се получава променливо напре-
жение сос сощата честота. То се сумира с постоян-
ного спиращо напрежение, подадено на колектора,
18
вследствие на което ширината на колекторния преход
се изменя в такт с честотата на сигнала. Изменя
се по съответния начин и ширината на базата, с
което се оказва влияние върху работата на входната
верига. Това влияние се отразява чрез съпротивле-
нието г".
Съпротивление на колекторния преход гк.
I ДЦ. ;
Г i к
J Л А< |4/» “0.
От горния израз се вижда, че съпротивлението гк
представлява отношение на изменението на колек-
торното напрежение към отговарящото изменение
на колекторния ток при постоянен емитерен ток,
т. е. Д /е = 0.
Стойността на съпротивлението на колекторния
преход завися от размерите на прехода, геометрията
на триода, рекомбинации и пр.
Генераторът на ток a ie отразява усилвателните
(активните) качества на транзистора, като к е коефи-
циент на усилване по ток при схема ОБ, 1е — про-
менлив емитерен ток.
На фиг. 8 е прецставена Т-образната еквивалентна
схема на транзистора при свързване ОЕ. При нея
генераторът на ток е , тъй като входният ток е
токът на базата, а коеФициентът на усилване по ток
е Д. Съпротивлението r« = (l — a) rK е (1—се) пъти по-
малко от съпротивлението на прехода гк при схема ОБ.
Това се дължи на факта, че известна малка част от
измененията на изходното напрежение попадат и
на емитерния преход, с което предизвиканият ток е
по-голям, отколкото аналогичният при схема ОБ.
Кацацитетът, който шунтира съпротивление гк , е
19
С’=гл-| кьдето Ск е капацитетът при схема ОБ.
к 1 — а г
В табл. 1 са дадени стойностите на параметрите
на Т-образната еквивалентна схема на транзистора
П-13 за емитерен ток 1 mA.
Таблица 1
'.° гва ! а rK, MQ
20 ; । 600 0,95 1,3
Вижда се, че съпротивлението на емитерния пре-
ход ге има малка стойност, което се дължи на пра-
вата поляризация на прехода, докато съпротивле-
нието на колекторния преход има много голяма стой-
ност поради обратната поляризация на прехода.
От еквивалентната схема на фиг. бможеда се на-
пише
Д£/К
1 д7~ i , А=Гк ’
2Q
Действително при ток ДА =0, т. е. при отворена
верига на входа, ако подадем на изхода някакво из-
менение на напрежението Д UK, токът, който ще про-
тече, ще бъде
На фиг. 9 eg представени изходните характерис-
тики на транзистора при схема ОБ: IK -const
Очевидно уравнението на колекторния ток ще бъде
А Або 4 _ । *j~& I«•
гк ~гг6
За еквивалентната схема на фиг. 6 при даден на-
късо изход може да се напише
• А гк — (А — А) Гб.
Тогава а гк » («— 1) гб,
откъдето за коефициента на усилване по ток се по-
лучава
21
Генераторът на ток заедно със съпротивлението, коё*
то е включено паралелно на него, може да се замести
с еквивалентен генератор на напрежение така, както
е показано на фиг. 10.
Фиг. 10
г ЧЕТИРИПОЛЮСНИ ПАРАМЕТРИ на транзисторите
И СЪОТВЕТСТВУВАЩИ ЕКВИВАЛЕНТНИ СХЕМИ
Четириполюсните параметри се наричат още пара-
метри на външните изводи. Докато физическите па-
раметри са свързани повече или по-малко с известен
физически смисъл, чрез параметрите на външните из-
води се разглеждат качествата на елемента само по
отношение на четирите му края — вход и изход, без
оглед на това, какво е съдържанието във вътреш-
ността.
На фиг. 11 е представен транзисторът като чети*
риполюсно устройство. Изводите 1—/, токът ir и на-
прежението са входни, а изводите 2—2, то-
кът /2 и напрежението и2 — изходни. Приема се
токовете на входа и на изхода да имат посоки
към правоъгълника на четириполюсника, а по-
ложителните полюси на входното и изходното напре-
жение да са приложени в горните клеми.
Четириполюсниците и съответствуващите им
параметри са валидни само за линейни систе-
ми, т. е. когато в цялата облает на усилване
22
токовете и напреженията са пропорционалнй един fid
друг или системата се подчинява на закона на Ом.
Транзисторът може да се приеме за линеен елемент
единствено за слаби сигнали, при което участъците
от съответните характеристики могат да се считат
с известно приближение за прави линии.
Ето защо четириполюсните параметри на транзистора
са валидни само при работа с достатъчно малки сиг-
нали.
Работата на четириполюсното устройство се опре-
дели от четири величини — входни и изходни токове
и напрежения. При това, когато две от тях се при-
емат за независими променливи, чрез две уравнения
се определят останалите величини, конто ще са за-
висими променливи. Според избора на независимите
променливи могат да се получат голям брой системи
параметри. При работа на транзистора с нискоче-
стотни сигнали най-удобни са се оказали т. нар. А-па-
раметри, при конто за независими променливи са из-
брани входният ток 4 и изходното напрежение Uj,
а чрез тях се определят входного напрежение ма и
изходният ток 12.
Системата уравнения, определяща напълно отноше-
нията между всички токове и напрежения за този
случай, е
23
~ ^11 ^1 + ^12 ®S»
Za = Aji Zj + Agj Ug>
където ilt и2 са малки изменения на токовете
и напреженията около установената работна точка.
Тези изменения са най-често синусоидални сигнали,
конто се подават на входа на транзистора, за да
бъдат усилени.
Ако в първото уравнение от системата положим
иа=>0, т. е. затворим накъсо изходната верига за
променливата съставяща на тока, ще получим пара-
метъра Ап:
късо съединение на изхода, 2.
Ако в същото уравнение положим ii =0, т. е от-
ворим входната верига по отношение на променли-
вата съставяща на тока, ще получим
Aia =I‘S'U~ коефициент на обратната връзка
по напрежение при отворен вход
Аналогично, ако във второго уравнение положим
последователно «а=0 и Zt=0, ще получим:
4
— пълно входно съпротивление при
— коефициент на усилване по ток при
UjfeaQ
късо съединение на изхода;
— изходна проводимост при отворен
I “» /=0
вход,
Тъй като А-параметрите имат най-различни дй-
менсии (съпротивление, проводимост и бездименсионни
величини), наричат се още смесени параметри, а си-
стема?* — смесена или хибридна.
24
На фиг. 12 е представена еквивалентна схема, из*
градена въз основа на системата А-параметрй. На-
истина, ако използуваме законите на ;Кирхоф за ля-
вата и дясната част на еквивалентната схема, ще
получим системата А-урав-
нения.
За работа при високи че-
стоти се оказва по-удобна
системата j-параметри.
При нея за независими
променливи са избрани на-
преженията, а за зависи-
ма — токове^ге. Поради
тази причина 'параметрите
Фиг. 12
имат измерения на проводимости и се наричат още
параметри на проводимостта.
Двете уравнения, определящи системата, са
«а=Л1И1+№ Из-
По аналогичен начин, по който бяха определени
А-параметрите, могат да се определят и ^-параметрите:
/и
Л.- f
— — входна проводимост при късо съе-
“1 ,«.=о
динеине на изхода;
— проводимост на обратного пре-
Даване при късо съединение на
>21 =
И1 иг=0
входа;
—- проводимост На Правого преда*
ване при късо съединение на из*
Хода; нарича се още стръмност и
се бележи с 5;
26
У22““
<2
«2^
— изходна проводимост при късо съ*
единение на входа.
Тъй като jz-параметрите се определят в режим на
късо съединение, наричат се още параметри на късо
съединение.
В практиката понякога се използуват още редица
системи параметри, конто се оказват удобни за ре-
шаване на известии задачи при анализ на схеми.
Така например системата z-параметри се изразява
с уравненията:
И1 ~ г11 + ^22 4*
Uj = 2^21 Zj4- 2^22 2*
На фиг. 13 а и б са предста-
вени еквивалентните схеми, из-
градени въз основа на у- и z-
параметрите.
Всички четириполюсни пара*
метри за достатъчно ниски че-
стоти имат само реални части.
За по-високи честоти обаче ро-
лята на различните капацитети
на реалиия транзистор започва
да се увеличава и реактивните
компоненти не могат да се пре*
небрегнат. Тогава всеки четири-
се изразява с комплексно число.
Така например_у-параметрите, конто иамират предим*
но приложение при работата с високочестотни сиг*
нали, ще бъдат:
полюсен параметър
_Vn — ЯнН-/® £ц>
J,lS=5r124"J ® ^12»
26
У 21 §21~^ J10 .^*21»
У 22 = ^22 +7 Ш ^22*
По такъв начин всяка проводимост се изразява С
комплексно число, съставено от активна проводимост
g и капацитивна проводимост шС Трябва Да се от-
бележи, че всички тези параметри зависят не само
от работната точка^ но и От честотата. Това еъздава
големи затруднения, когато се сраЬняба работаТа на
транзисторите при различии честоти.
Еквивалентните Т-образни схеми се окйзват йейрй*
годни за анализ на работата на транзисторите при
висока честота. В това отношение по-удобна екви-
валентна схема се оказва П-образната схема, която
е тясно свързана с jz-параметрите.
Трябва да се отбележи, че използуването на j-na-
раметрите и П-образната
еквивалентна схема има и
това удобство, че методи-
те на анализ на работа на
транзисторите и електрон-
ните лампи се уеднаквяват.
фиг. 14
Фиг. 15
За ниска честота и схема ОЕ у-параметрите се
определят от система уравнения:
Й1“Ь^12е й2>
^2=^216 #1 + gz& 11&
57
fl-образна схема, изобразена на фиг. 14, за конто
са валидни следните зависимости:
Oi’£ii+&4;
0-1= ~ё12>
Ga—giz+gzzt
S=g?i~ Si*
На фиг. 45 а, б са представени еквивалентните
П-образни схеми за схеми на свързване на транзи-
стора ОБ и ОК.
3. ВРЪЗКА МЕЖДУ ПАРАМЕТРИТЕ ОТ РАЗЛИЧИМТЕ
СИСТЕМИ
Различните системи параметри са тясно свързани
помежду си. Чрез несложни математически действия
се извеждат количествените съотношения между тях.
Това позволява по зададена система параметри на
транзистора да се определят параметрите на друга
система. В табл. 2 са представени формулите за на-
миране на параметрите на една система по зададени
параметри на друга система.
Dy, Dt и Dh са съответните детерминанта, коитв
са определят от изразите
Dz=~znz2i;
О;,=~
Начинът на определянето на съответните параметри
може да се види от следния пример. Знаем /(-пара-
метрите, искаме да определим ^-параметрите. Мястото
28
Таблица 2
Формули за преобразуване на параметрите
в различимте системи
Z У 1 h
У 22 J12 Dh ^12
* *11 *12 Dy ~Dy >21 >11 Aas ^21 ^21 1
*21 *22 Dy Л22 ^22
*22 *12 Dr Dz У11 У12 _L -У1* All >11
у; *21 *11 t Dr Dz i У21 У& .У21 У11 Dk Au
Dz ^12 *22 *22 1 кг У12 У11 Au Л12
h *21 1 *22 *22 1 У21 У11 Dz Уп A21 ^22
(квадратът на пресичане) на реда, в който се намира
търсената система, с колоната, в конто се намира
дадената система, определи търсеното съотношение.
За случая
В табл. 3 са дадени съотношенията между детер-
мицантите на основните системи параметри.
29
Таблица 3
Сьотношения между детермниантите за различимте
системи
- — Dz Dy Dh
D, Dz 1 Dy ^11 ^22
Dy 1 Dz Dy ^22
Db <11 <22 У22 Уц Dh
4. ЧЕТИРИПОЛЮСНИ ПАРАМЕТРИ ЗА ТРИТЕ ОСНОВНИ
СХЕМИ НА СВЪРЗВАНЕ И ВРЪЗКИТЕ МЕЖДУ ТЯХ
Дотук разгледахме четириполюсните параметри на
транзистора, без да се интересуваме от схемата, по
конто е свързан. При трите възможни схеми на свър-
зване — ОЕ, ОБ и ОК — транзисторът проявява раз-
личии усилвателни качества и съответните четирипо-
люсни параметри са различии.
Интересно е да се види връзката, конто съществува
между параметрите от една и съща система за раз-
личните схеми на свързване на транзистора. Тези
взаимоотношения се получават чрез съпоставяне на
различните схеми и използуване на основните урав-
нения на системата.
В табл. 4 са дадени формулите за преизчисление на
А-параметрите от схема с обща база за другите две
схеми на свързване, а в табл. 5 — формулите за пре-
изчисление на А-параметрите от схема с общ емитер
в другите две схеми на свързване»
30
Таблица 4
фермули за преизчисление на A-параметрите от схема
ОБ в другите две схеми на свързване
Л-параметри эр схема ОЕ за схема ОК
/*11 Л11б 2“ЬЛ21б ^116 1 +Л21б
/*1? Dh6 ~ А12б 1 1
/*31 ^216 1
1+^216 1 +/*216
/*22 _ ^226 1 + ^216 ^226 1 +/*216
Таблица 5
Формули за преизчисление на Л-параметрите от схема
ОБ в другите две схеми на свързване
А-параметри за схема ОБ за схема ОК
Й11 /*11е 1+Л2]е
Л12 ^Ае ^21е 1 +/*21е 1
/*21 /*21 е 1 +Л21е -0+4.)
/*22 1+^21е j Л2»е
31
3. РАБОТА НА ТРАНЗИСТОРИТЕ ПРИ ВИСОКИ
ЧЕСТОТИ
1. ОСОБЕНОСТИ В ДЕЙСТВИЕТО НА ТРАНЗИСТОРА
ПРИ ВИСОКИ ЧЕСТОТИ
Когато транзисторът работи с променливи перио-
дични сигнали, конто имат достатъчно висока честота,
неговите параметри са така изменени, че усилвател*
ните му качества се оказват по-лоши. С други думи,
параметрите и усилвателните свойства на транзистора
са зависими от работната честота на усилваните сиг-
нали.
Причината за тази зависимост се крие във влияни-
ето на дифузионните процеси и капацитетите на еми-
терния и колекторния преход.
Ако подадем на емитерния преход кратък импулс
на напрежение, той ще предизвика инжекция на съот-
ветен импулс от дупки в базата. Поради разликите
в топлинните скорости на дифузионното движение на
различайте дупки те няма да пристигнат в един и същ
момент до колектора. Следователно импулсът, който
ще се получи в колекторната верига, ще бъде дефор-
миран, понеже едни дупки ще пристигнат по-рано,
други по късно.
Ако подаваме периодична последователност от им-
пулси и постепенно намаляваме ширината на импул-
сите и съответно увеличаваме тяхната честота, когато
периодът на повторение стане съизмерим със сред-
него време на преминаваче на дупките през базата
32
ще се получи едновременно деформиране на импул-
сите и намаляване на амплитудата им в изходната
верига.
Намаляването на амплитудата на импулсите се дължи
на факта, че времето, през което преминават най-бавно
движещите се дупки, инжектирани от положителен
входен импулс, започва да съвпада с времето,* през
което преминават най-бързо движещите се дупки, ин-
жектирани допълиително от отрицателната полувълна
на входния импулс. Тъй като посоките на движението
им са противоположни, следва, че токовете им ще
се компенсират и общият ток във веригата ще се
намали, а оттам ще се намали амплитудата и на из»
ходното напрежение.
Фиг. 16
Едновременно с това сигналът на изхода ще бъде
дефазиран от сигнала на входа с време, равно на
средното време на преминаване на дупките през
базата.
8 Тражистврии уаииатсш
От всичко казано дотук следва, че коефициентът
на усилване по ток а ще намалява по амплитуда и
ще се измени по фаза при изменяне на честотата, т. е.
ще бъде комплексно число.
На фиг. 16 е представена зависимостта на а по
модул и по фаза от честотата.
Честотната зависимост на модула и фазата се опре-
дели от ширината на базата и подвижността на ди-
фузионно движещите се дупки. Колкото е по-голямо
разстоянието между емитерния и колекторния преход,
толкова по-бързо ще започне да спада модулът на
а от честотата и толкова по-бързо ще расте фазата.
Честотата, при която модулът на а се намалява с
\]2 пъти спрямо значението си при ниска честота, се
нарича гранична честота на усилване по ток и се
бележи с fa.
За честоти до няколко мегахерца обикновено най-
голямо отрахt .не за изменението на а с честотата
дава коефициентът на пренасяне през базата р*, така
че изобразеното на фиг. 16 за р* е валидно и за а.
На фиг. 16 с пунктир са нанесени амплитудно-че-
стотната и фазо-честотната зависимост на една RC-
група от вида, показан на фиг. 17. Оттук произхожда
идеята за схемно отра-
зяване на зависимостта
на « от честотата чрез
/?С-група. От фиг. 16
се вижда обаче, че при
подобно представяне се
фиг< 17 прави голяма грешка за
фазата.
Като се използува заместители ата схема от фиг. 17,
може да се напише следният израз за зависимостта
на а от честотата:
откъдето за модула се получава
___ °=0
Л +(«/®e f
При схема ОЕ очевидно коефициентът на усилване
по ток ще бъде също комплексна величина и ще се
равнява на
Не е трудно да се покаже, че
модулът на коефициента 3 ще се
измени много по-бързо от честота- .
та, отколкото а. Тази силна зави-
симост се дължи на изменянето
на фазовия ъгъл на коефициента а.
Знаем, че за токовете в тран- - ,
г Фиг. 1
зистора съществува равенството
I е /к +4 •
За честота /=/« |/к | =0,707 |/е |, но същият ток
както се вижда от фиг. 16, е изместен по фаза от
емитерния ток на 60°. Въз основа на това разсъж-
дение построяваме векторната диаграма на фиг. 18.
Коефициентът на усилване р=-^- за граничната че-
4?
стота fa има стойност, близка до единица. (За ниска
честота 3=30-5-150 в зависимост от типа на транзи-
стора.) Доказва се, че граничната честота на усилване
3*
по ток при схема с общ емитер fa може да се опре-
дели по израза
/,^(1-а)/о.
Тук fa е онази честота, при конто
й —
където 0О е коефициентът на усилване по ток за ниска
честота.
Ако а=0,99, fa =(0,014-0,006)/, . Вижда се, че гра-
ничната честота при схема ОЕ е доста по-малка от
граничната честота при схема ОБ.
В каталожните данми на нискочестотните транзи-
стори обикновено фигурира граничната честота fa.
В данните обаче на високочестотните (дрейфовите)
транзистори фигурира граничната честота fa. Твърде
често обаче се среща и граничната честота fa, т. е.
онази честота, при конто коефициентът на усилване 0
става равен на единица.
За различните типове транзистори съществуват
следните практически формули, определящи връзката
между честотите fa и fa:
1. За сплавни транзистори с равномерно разпреде-
ление на примесите в базата и fa =0,5 ч- 20 MHz
fa ~l,2fa.
2. За транзистори с дифузионна база и неравномерно
разпрелеление на примесите в базата (дрейфови тран-
зистори)
fa ^(1,М,92)/^.
3. За транзистори тип „меза“
fa а(0,64-0,8)/,!.
'Зв
Дотук обяснихме изменението на коефициента на
усилване по ток и изобщо изменението на усилвател-
ните качества на транзистора от честотата, получени
в резултат на крайното време на предвижване на
токоносителите (дупките) през базата.
На практика отражение на работай на транзистора
при висока честота дават и капацитетите на колек-
торния и емитерния преход. Зарядните капацитети
на преходите се определят по формулата
Cstp^S^ljj »
у vnp
където
S е площта на прехода;
В — коефициент, зависещ от материала;
£7пр — напрежението на прехода.
От приведената формула се вижда, че колкото е
по-голяма площта на прехода (по-мощните транзи-
стора изискват по-големи площи на преходите), тол-
кова е по-голям зарядният капацитет. Обратно — кол-
кото е по-голямо спиращото (обратного) напрежение
на прехода, толкова е по-малък капацитетът му.
Емитерният преход поради правата си поляризация
има по-голям дифузионен капацитет, който се опре-
дели по формулата
Се = klпр ,
където
k е определена константа;
/Пр — токът в права посока през прехода.
Когато съпротивлението на капацитета на емитер-
ния преход при увеличаване на честотата на полез-
ная сигнал стане съизмеримо с активного му съпро-
тивление, токът на входната верига ще започне да
37
се разпределя: една част ще минава през капацитета
и няма да предизвиква инжекция на дупки, а оста-
налата част ще минава през активното съпротивление
на прехода, ще инжектирва дупки и ще създава ток
на изхода. С други думи, коефициентът на усилване
по ток ще намалява, понеже, за да получим опреде-
лен ток на изхода, ще бъде необходимо да увели-
чим тока на входа.
Оттук граничната честота, при конто входната
верига ще предизвика намаление на коефициента на
усилване по ток с пъти, ще се определи от израза
Когато работната честота стане равна или близка
до о)е, върху усилвателните качества на транзистора
започва да играе роля и капацитетът на емитерния
преход.
По подобен начин при определена честота ще за-
почне да оказва влияние капацитетът на колекторния
преход. Граничната честота на колекторния преход
се определяет израза
1
«о с ~~Гк-
К '“'к
Ясно е, че ако граничните честоти на входната и
изходната верига а)в и <ок с а близки до граничната
честота, определена от коефициента на пренасяне £*,
за общата гранична честЬта на транзистора трябва
да се вземат пред вид и трите фактора.
Напоследък започва все по-често да се използува
гранична честота о>г, която определи честотната за-
висимост на а по следната формула:
_ 1______1~/<о/а>г
О>/О)г ~’а° l+fw/^)2 ’
38
ttn >
при to = tor се получава at=-^—j-£- ♦
Вижда се, че tor е онази честота, при конто реал-
ната част на коефициента на усилване по ток а се
намалява два пъти в сравнение с нискочестотното
си значение.
Предимството на тази нова гранична честота е, че
дава по-проста зависимост на а от честотата за дрей-
фовите транзистори.
Обикновено за сплавни транзистори (дифузионно
движение на носителите в базата) е валидна зависи-
мостта
а за дрейфови транзистори
/«^1,6/г.
Граничната честота /г има предимства, че определя
прости зависимости на коефициента р от честотата:
Следователно tor е онази честота, при конто кое-
фициентът на усилване по ток £ става почти единица.
С други думи, tor=to.p.
Установено е, че равенството 0=—е валидно при
честоти, отговарящи на условието! — I 1, но при
аГ>аф. В този честотен диапазон на всички транзи-
стори коефициентът 0 спада с 6 d В на октава (2 пъти
намалява за двукратно увеличение на честотата). Това
означава, че като знаем граничната честота tor, може
да намерим стойността на коефициента [J за всякаква
честота от горепосочения честотен интервал.
39
1 ЕКВИВАЛЕНТНИ СХЕМИ И ПАРАМЕТРИ
НА ТРАНЗИСТОРИТЕ ПРИ ВИСОКИ ЧЕСТОТИ
За анализиране на работата на транзистора при
високи честоти са създадени голям брой еквивалентни
схеми.
Еквивалентните схеми, конто отразяват правилната
работа на транзистора в по-широк честотен диапа*.
Фиг. 19
зон, се оказват много сложни и непригодни за ин-
женерии изчисления. По-опростени еквивалентни схеми
се получават, като се приеме, че са валидни за no-
ограничен честотен обхват.
Еквивалентна схема, която често се използува за
транзистори с гранична честота до няколко мега-
херца, е изобразена на фиг. 19. Това е Т-образната
еквивалентна схема, в която се взема пред вид влия-
нието на честотата върху коефициента на пренасяне
и влиянието на капацитета на колекторния преход
/0,2—
С*. Множителят в ***•, с конто е умножен коефи-
40
циентът «, коригира грешката, конто се получава в
цзменението на фазата на коефициента на усилване
цо ток, когато действието на транзистора при високи
честоти е отразено чрез /?С-групата.
Фиг. 20
С известно грубо приближение може да се изпол-
зува схема, в която се взема пред вид единствено
влиянието на капацитета на колекторния преход Ск .
За високочестотните дрейфови транзистори широко
се употребява заместителната схема на Джаколето.
На фиг. 20 тази схема е показана за свързване на
транзистора по схема ОЕ. Всички елементи, от конто
е изградена еквивалентната схема, имат известен фи-
зически смисъл. Поради тази причина тя може да
се нарече още физическа еквивалентна схема.
Ще дадем накратко определения за различните
параметри на транзистора, конто участвуват в из-
граждането на схемата на Джаколето:
/б е разпределено съпротивление на базата;
g6't — управляваща проводимост. Определи се от
напрежението в емитерния преход и тока през ба-
зата; Изведено е, че
41
където
г. = -/-ss (за /°=20°С);
'е уе[тА]
Сб'« е дифузионен капацитет на емитерния
преход;
£б'к — проводимост на обратната връзка;
Сб'к — капацитет на обратната връзка (заряд-
ният капацитет на колекторния преход);
gM — реципрочна стойност на вътрешното
съпротивление;
Ске — капацитет между колектора и емите-
ра (паразитните капацитети);
gm — стръмност
Валидна е формулата
gm^ — -0,9—и^—
Като се знаят стойностите на елементите от тази
еквивалентна схема, може да се определят следните
параметри на транзистора:
Граничната честота fa ;
, Sm
Граничната честота, при която *
f _________________ ^б'е
" “ 2яСб,. •
Граничната честота, при която стръмността уп^
42
Максималната честота на генерация (при която
усилването по мощност става равно на единица) е
л ____л __ 1 I /
тах 1 4я ’ гб'^б'е^б'к V гб'^б'к
От четириполюсните параметри за високи честоти
се използуват най-вече.у-параметрите. Те могат срав-
нително лесно да бъдат измерени, тъй като режим на
късо съединение се осъществява лесно при високи
честоти. Известно неудобство съществува в изпол-
зуването на _у-параметрите за анализ на работата на
транзистора за различии честоти, тъй като те са
силно зависими от честотата. Обикновено в каталож-
ните данни се дават стойностите им за определена
честота, а в допълнителни графики — зависимостите
им от честотата.
Когато знаем стойностите на параметрите от схе-
мата на Джаколето, можем да намерим у-парамет-
рите по следните приблизителни формули:
• _ Уб^+Ув'к .
И 1+МЛ'е+Л'к/
Л =___________^б'к ;
1 + гб'(Уб'к+Ув’л)
у91 = Ут >'б'к .
’+гб'(5'б-к+>б'е)
У12 = Уке + Уб'к+ Г6’Уб'^Ут-Уб'К) ,
1+гб'(Уб'е+Уб'к)
където
y«'t - ge'» +j <•> Се-*
У<Ук =5«'к+/ W Сб'«.
43
Ут ~gm +j w Ст ;
Ум ж Яке + j w ^*ке«
Когато транзисторът работа в схема на свързване
ОБ, трябва. да жсе ^използува еквивалентната схема
на Джаколето при схема ОБ, която е изобразена на
фиг. 21.
Фиг. 21
Пример. Определяне на граничните честоти на транзистора
посредством параметрите от схемата на Джаколето.
Дадени са параметрите от еквивалентната схема на Джаколето
за транзистора SF. Т308 при постоянен колекторен ток /к =
=— 1mA и постоянно кол екторно напрежение UK = — 6V, както
следва :
гб, =100 &;
£e,e = 480pS;
«б'к = °>20 ;
gKt - 38 hS;
£„-35 mA/V;
Су.—450 pF;
44
Да са «жределят граничните честоти fa, ff, ffi,, fsn fmn
• t>m 35.10 » 19 c <iu .
f n—74— = s—.,=12,5 MHz ;
“ 2кСв,е 2л 450.10-“
?6'. 480.10-е
2лСб, “2л. 450.10-12
175 kHz;
-5л5б;, = 5ГШ7456:16-12—3>б MHz;
' »1./ _* /о,99.12,5.10»
»« У8лгб,Св,к У8л 100.9.10-1» = MHZ.
4S
4. ЗАВИСИМОСТ НА ПАРАМЕТРИТЕ НА
ТРАНЗИСТОРИТЕ ОТ РЕЖИМА НА РАБОТА
1. ЗАВИСИМОСТ НА ПАРАМЕТРИТЕ ОТ МЯСТОТО
НА' РАБОТНАТА ТОЧКА
Под термина работна точка се раэбира обикновено
постоянната стойност на колекторното напрежение и
колекторния ток.
Върху статичните характеристики, изобразени на
фиг. 22, работната точка А се определи от напре*
жението на колектора Ек и колекторния ток /к. Това
еднозначно определи постоянен ток 7б и постоянно
напрежение U^o (точки А'г и Л"). Поради нелиней-
ността на статичните характеристики параметрите на
транзистора силно зависят от положението на работ-
ната точка. Така например за работна точка кое-
фициентът на усилване по ток ще се определи
от израза
а за работна точка 4а
о Д At2
Тъй като Д/к2<Д/К1 (поради сгъстяването на харак-
теристиките), очевидно р2 ще бъде по-малко от
Поради разлики в наклона на колекторните харак-
теристики за различните области на колекторните
токове очевидно съпротивлението
гк =
*4
ще бъде различно.
i6 = const
Зависимостта Uee=f(i6 )«K=cOnst има силно изразен
нелинеен характер. Ето защо диференциалните пара-
метри, конто са свързани с входната верига (ге), ще
имат твърде различии стойкости за различии точки
на входната характеристика.
Поради- тази причина в каталожните данни на
всеки транзистор се посочва работната точка (UK и /к ),
при която са дадени параметрите му. В много спра-
вочници са представени и графичните зависимости
на параметрите от' постоянного колекторно напре-
жение и постоянния колекторен ток.
Тъй като за нискочестотните транзистори са се
утвърдили Л-параметрите, на фиг. 23 и 24 са
47
показали зависимостите им при схема ОЕ от посто*
янния колекторен ток и постоянного напрежение.
Зависимостите на А-параметрите от колекторния
ток (фиг. 23) са дадени при постоянно колекторно
Фиг. 23
напрежение Um=— 6V, а зависимостите от колем
торното напрежение — при постоянен колекторен
ток /к = 1 mA. По абсцисните оси параметрите са
нанесени в относителни единици спрямо стойностите
за С/Ке=—6V и /к =1 mA, конто се наричат типов
режим поради най-честото му практическо изпол-
ауване.
Фиг. 25
4 Транзисторни усвлватеди
49
Така например, ако искаме да определим Лце при
/к =0,2 mA, отчитаме
Аце=З.А11евом=3.1550=4650 fi,
На фиг. 25 и 26 са представени зависимостите на
активните и реактивните компонента на j-napa-
метрите от емитерния ток и колекторното напре-
жение за дрейфов транзистор AF-105 при честота
450 kHz.
2. ЗАВИСИМОСТ НА ПАРАМЕТРИТЕ ОТ ТЕМПЕРАТУРАТА
Параметрите на германиевите транзистори силно
зависят от температурата, което е основен техен
недостатък. При увеличаване на температурата се
увеличава собствената проводимост на германиевите
50
кристали, с което се изменят условията на работа
на р-п преходите, а оттам и параметрите на тран-
зистора,
Влиянието на температурата върху параметрите на
транзистора е пряко и косвено. Прякото влияние се из-
разява в изменяне на параметрите от температурата
при постоянна работна точка. Косвеното влияние се
дължи на изменение на работната точка, което е
предизвикано от изменение на температурата.
Трябва да се знае, че за изменяне на качествените
показатели на един усилвател от по-съществено зна-
чение е косвеното влияние на температурата. Ето
защо основен проблем при съставяне на транзисторни
схеми е проблемът за температурното стабилизиране
на работната точка.
На фиг. 27 е представена зависимостта на отно-
сителното изменение на обратния ток на колекторния
преход от температурата на прехода за германиевия
транзистор. Ако транзисторът е включен по схема
ОЕ, обратният ток /кео се изменя още повече, тъй
като 7Кео=Лбо (1+р). Така например, ако транзисто-
рът има коефициент на усилване по ток (3= 100 и
Iкбо = 5 |1 А, Iкео == 500 рА«
Ако температурата се увеличи с 40°С, от^фиг. 26
може да се отчете
^«12,
Асбо
откъдето /'кбо=/кбо+Д /кбо=5+60—65 р.А.
Съответно за /кео ще се получи
/кео = 65.10~6(1 + 100>ЗтА.
Нарастване на областния колекторен ток може да
се получи не само при увеличаване на външната
температура, но и при по-големи разсейвани мощно-
51
сти в преходите на транзистора, което е съпрово-
дено с отделяне на топлива.
При по-големи стойкости на колекторното напре-
жение с увеличаване на температурата на t преходите
Фиг. 27
може да настъпи топлинен пробив в транзистора
Ако не се вземат необходимите мерки, възможен е
следният лавинен процес, особсно при мощните тран-
зистори: с увеличаване на температурата се увели-
чава обратният ток; това увеличава отделяната за-
губив мощност в колектора, с което се увеличава
отново температурата на прехода и т. н., докато се
превишат допустимите загубни мощности и се
получи невъзвратим пробив в прехода.
5?
МаксИМално допустимата температура на Колектор-
ния преход за германиевите транзистори се колебае
от +60 до +100°С, а за силициевите транзистори
— приблизително от 150 до 200 С.
Силициевите транзистори поради по-голямата ра-
бота ва излитане на електрона на силиция (1,12 eV
срещу 0,72 eV на германия) имат значително по-гО-
ляма температурна стабилност.
а КРИТИЧНИ ПАРАМЕТРИ НА ТРАНЗИСТОРИТЕ
Под термина критични параметри разбираме тезй
параметри, чието превишаване над допустимите стой-
кости предизвиква необратими дефекта в транзис-
тора и го изважда от строя. Те фигурират във всички
каталожни данни и изискват най-строго спазване.
Допустима разсейвана мощност в колекторния
преход Я дОП
Тозй параметър определи възможностите на тран-
зисторите да усилват по-големи или по-малки мощ-
ности. Според стойностите на Рк лоп транзисторите се
делят на маломощни, средномощни и мощни. Трябва
да се има пред вид, че Рк доп зависи силно от тем-
пературата на околната среда.
Обикновено в каталозите на различните произво-
дители на транзистори се дават графични зависи-
мости на допустимата разсейвана мощност на колек-
торния преход от температурата на околната среда.
Способността на транзисторите да могат да по-
насят по-големи или по-малки разсейвани мощности
се определи от тяхната термична константа:
53
'к ДОП
където
tj е максимално допустима температура на
колекторния преход;
/ок — температура на околната среда;
Рк доп — допустима разсейвана мощност.
Ако знаем допустимата температура на прехода
и термичната константа на даден тип транзистор,
допустимата разсейвана мощност може да се опре-
дели по формулата
Ркд.п = -^0К W.
Българските транзистори имат допустима темпе-
ратура на прехода tj =90°С. Ако знаем допустимата
разсейвана мсщност за температура на околната
среда 25°С, може да се определи константата К:
„ 90—25 _ 65°С
А— р — р >
к Доп к доп
след което може да се намери допустимата разсей-
вана мощност за каквато и да е температура, по-
висока от 25°С.
Пример. Транзисторът SFT. 131 има двп=550 mW при
^Ок=25°С. Да се намери допустимата разсейвана мощност при
околна температура +40°С.
Намираме
откъдето за
К= Fkn иг =<М18—9
550 mW mW
околна температура £ОК=40°С определяме
tj - *ок 90-40 50
54
Максимална стойност на колекторното
напрежение
Когато на един р-п преход се подаде обратив
напрежение, чиято стойност превишава максимално
допустймата, настъпва пробив и преходът излиза от
Строя. Когато транзисторът работи като усилвател,
спйред това, дали е свързан в схема ОБ или в
схема ОЕ, обратного напрежение се прилага между
различии електроди, а оттам и на различии преходи.
При схема ОБ тд е приложено на колекторния пре-
под и максимално дОпустимата му стойност се бе-
лежи с t/кбмакс. При свързване на транзистора в
схема ОЕ обратного напрежение е приложено между
колектора и емитера и неговата максимално допус-
тима стойност се означава с £7к«макс-
Напрежението UM м»кс е винаги по-малко от напре-
жението С^бмакс и зависи от стойността на активного
съпротивление /?б между емитера и базата. U..
има най-малка стойност за /?б = °°, а при = О
става почти равно на (/Кбмакс-
Максимален колекторен ток Iк макс
За повечето транзистори превишаването на тази
стойност спрямо стойността, указана в каталога, не
предизвиква дефект» на транзистора (при положение,
че не се превишават загубните мощности на колек-
тора).
/к маке е указание за възможностите за използуване
на транзистора по ток. Той се определи от мястото
на сгъстяване на колекторните статични характерис-
тики, т. е. когато диференциалният и интегралнияТ
коефициент на усилване по ток започнат да нама-
ляват значително.
55
8. СТАБИЛИЗАЦИЯ НА РАБОТНАТА ТОЧКА
И СХЕМИ НА ЗАХРАНВАНЕ
1. КОЕФИЦИЁНТ НА ТЕМПЕРАТУРКА НЕСТАБИЛНОСТ
Тъй като статичните параметри на транзисторите
силно зависят от работната точка, следва, че и
усилвателните качества на транзнсторните усилва-
тели ще зависят от нея.
Ето защо с цел да се получи стабилна работа
(постоянство на усилването, минимални нелинейни
изкривявания и пр.) е необходимо да се реализира
такава схема на постояннотоково захранване, че из-
мененията на работната точка под действието на
различните дестабилизиращи фактори да са мини-
мални.
Причините за непостоянство на работната точка
са: изменение на температурата, изменение на зах*
ранващите напрежения, смяна на транзистора с друг,
който има различен коефициент на усилване по
ток, и др.
В крайна сметка се изменя колекторният ток /к.
Факторите, конто влияят за това изменение на 4,
са три: изменението на обратния (топлинния) ток
на колекторния преход /кб0, изменението на напре-
жението на емитерния преход при постоянен ток на
емитера и изменението на коефициента на усилване
по ток.
Отношението на изменението на колекторния ток
към изменението на тези три фактора под действието
56
дефи*
ОД Тёмпературата ойределя т. одр. коефициент на
температурна нестабилност St. Обикновено най-го-
ляма нестабилност на работната точка предизвиква
изменението на топлинния ток /Кбо- Ето защо в прак-
тиката коефициентът на нестабилност S, се
нира с отношението
з- - -
Така например, ако един транзистор има
—10 рА при стайна температура (««200С), при
няне на температурата с 30° може да се отчете от
фиг. 26:
изме-
А 4бо к
7— = 5i
2кбо
откъдето Д /кво=5. Лбо=50 р.А.
Тогава изменението йа постоянния колекторен ток
ще бъде
Д /к = 3, Д I кбо-
Най-голяма температурна стабилност ще прите*
жава схемата при 3/ = 1 (тогава Д/к — 50 р А).
Колкото е по-голям коефициентът на нестабилност,
толкова по-голямо изменение на колекторния ток
ще бъде налице при едни и същи температурни
изменения (при 3, = 10 Д/к = 500 рА).
2. СХЕМИ НА ЗАХРАНВАНЕ
Схеми на захранване с два токоизточника, така
както бяха показани при обясняването на действието
на транзисторите, се срещат сравнително рядко.
Най-често употребяваната схема поради добрите й
57
Фиг. 28
ёатбилизирашй качества е схемата с подаване на
преднапрежение на базата от източник на напреже-
ние, изобразена на фиг. 28. През достатъчно ниско-
омен делител на напрежение R2 на базата се по-
дава стабилно напреже-
ние. Напрежението на
емитерния преход се
определя с разликата от
напрежението върху съ-
противлението Т?2 и напре-
жението Ue .При увели-
чаване на колекторния,
респ. на емитерния tokj
под действието на тем-
пературата се увеличе-
на напрежението Ue, С
което се намалява ре-*
зултантното напрежение
на емитерния преход. ‘Това ыпредизвиква от своя
страна намаление на колекторния ток, с което се
постига известна компенсация на първоначалното
увеличение.
Коефициентът на нестабилност за тази схема се
определя по формулата
1 + Ъ+Ъ
Re R,
S, -
Съответно съпротивленията /?., Rh Rt могат да
се изчислят по формулите:
Re =
Ек - ик - 4 RK
-
58
>__________&-1_________.
l2“ _ 4-5*-4бо *
където
tA e постоянно напрежение между колек-
тора и емитера;
4 — постоянен колекторен ток.
По-малък коефициент на нестабилност S, може
да се получи при увеличаване на стойността на съп-
ротивление 7?е или намаляване на стойността на
съпротивителния делител R^—/?2. Първото обаче се
ограничава от минимално необходимого напрежение
между емитера и колектора. Действително с увели-
чаване на при определени колекторен ток /к и
захранващо напрежение Ек ще се намалява напре-
жението UK .
Нискоомният съпротивителен делител ’ шунтира
входа на транзистора за полезния сигнал, с което се
намалява общото усилване от схемата.
На практика S, = 2-^15, като най-често срещаните
схеми притежават S/ — 54-10.
Колекторният ток, който се получава при положе-
ние, че стандартните стойности на съпротивленията
не съвпадат с изчислените, може да се определи по
формулата
£- . / Re Re\
t _ aRT+/K9o\l+W+W/
Re
1_“+яГ+ я?
Тази формула дава възможност също така да се
провери какъв колекторен ток ще се получи при
69
Rs (к
о
СМянй на транзистора с друг, Имащ различна стой-
ност на а, респ. р.
На фиг. 29 е представена най-икономичната схема
на захранване, осъществена с две съпротивления
/?б и . Стойността на
съпротивление Re може
да се изчисли по форму-
лата
R6=^^^J^.
As Ч
(Обикновено Un е от
порядъка на 100-5-300 mV,
а Ек е по-голямо от 3V,
така че Ек > А7бе.)
да се определи по статичните
Характеристики (стойностите на 1К и UK се анаят)
или по формулата
г Ас Асео
/б J
Твърде съществен недостатък на тази схема е
малката й температурна стабилност.
Коефициентът на нестабилност се получава
Фиг. 29
Базисният ток може
При р=40 съответно схемата ще притежава кое-
фициент на нестабилност S/ = 40. Поради тази при-
чина тази схема твърде рядко се употребява.
Ако захранващото напрежение за базисната верига
чрез съпротивление Re се вземе не от захранващия
източник Ек, а от колектора, получава се т. нар.
Схема с автоматично преднапрежение, изобразена на
фиг. 30. Тя има по-добра температурна стабилност
60
поради отрицателната обратна връзка, конто се
осъществява чрез съпротивлението /?к.
Ако се увеличи токът /ж, ще се увеличи паде-
нието на напрежението в съпротивлението fa, с
Фиг. 30
което ще се намали отрицателният потенциал на
точка fa. Това означава, че базата ще получи по-
малък отрицателен потенциал, което ще предизвика
известна частична компенсация на първоначалното
увеличение на колекторния ток. Съпротивлението
fa за тази схема ще се изчисли по формулата
U-.-Uk. *4.
D —— °® _К®
Аб 7 = 7 *
7б 'б
На фиг. 31 е представена схема на захранване,
която се използува често за крайни мощни стъпала
Формулите за изчисление на съпротивленията са
Яз =
I
61
/?! =
~ ^6e
където £7бе и /б са известии от статичните харак-
теристики на„транзистора.
Обикновено токът / се избира (2-г-5)/б. Трябва
да.се има пред вид, че с увеличаване на тока I
Фиг. 31
през делителя /?2 се увеличава стабилността, но
се шунтира входът на транзистора за усилваните
сигнала
3. ТЕМПЕРАТУРИЛ СТАБИЛНОСТ НА ТРАНЗИСТОРИТЕ,
РАБОТЕЩИ В КРАЙНИТЕ УСИЛВАТЕЛНИ СТЪПАЛА
Когато искаме да получим максимална полезна
мощност от транзисторите, необходимо е колектор-
ните им вериги да се захранват с максимално въз-
можното постоянно напрежение. При това положе-
ние обаче работата им при повишена околна тем-
пература може да се окаже наустойчива. След
62
включване на напрежението на транзистора в колек-
торната му верига се разсейва мощност, конто пови-
шава температурата на прехода над температурата
на околната среда. Сг това се увеличава обратният
ток, а следователно и разсейваната мощност на
прехода. Очевидно при по-големи стойкости на ко-
лекторното напрежение прирастът на отделената
мощност ще бъде по-голям. Увеличената мощност
на разсейване ще повиши отново температурата и
т. н. Токът през колектора при това положение
може да нарасне лавинообразно и ако във външната
верига не съществува някакво ограничително съпро-
тивление, транзисторът може да излезе от строя.
Очевидно такава опасност може да се отстрани,
ако транзисторът не се използува напълно по напре-
жение и по мощност. Това обаче не винаги е въз-
можно. В повечето случаи е необходимо да се взе-
мат допълнителни мерки за стабилизиране на работ-
ната точка.
На фиг. 32 а, б са представени две често срещащи
се схеми на температурка компенсация на измене-
ние™ на работната точка. В първата схема паралелно
на съпротивление е включен термисторът Rt .
При повищаване на околната температура съпротив-
63
лението на този елемент намалява, напрежението
между базата и емитера на транзистора също ще
се намали, тъй като се определи от делитедя /?2 и
И /?/. С това ще се получи компенсиране на
увеличението на колекторния ток, предизвиквано от
повишаването но околната температура. Употребява
се паралелно свързана трупа — Rb а не само
термистор, понеже в противен случай може да се
получи прекомпенсация, т. е. с увеличаване на окол-
ната температура колекторният ток да намалява по-
ради значителното намаление на съпротивлението R.
На фиг. 32 б аналогична роля за компенсацията
играе диодът Д, включен в обратна посока. С други
думи, обратното съпротивление на диода е включено
паралелно на съпротивлението Rt. При увеличаването
на околната температура обратното съпротивление
на диода намалява аналогично на съпротивлението
на термистора.
64
б. ТРАНЗИСТОРЪТ КАТО ЛИНЕЕН УСИЛВАТЕЛ
1. ОСНОВНИ ФОРМУЛИ ЗА ИЗЧИСЛЕНИЕ'
НА ТРАНЗИСТОРНИЯ УСИЛВАТЕЛ
Транзисторът има усилвателни качества. Ако на
входа му подадем електрически сигнал с определена
мощност, на изхода може да получим сигнал със
същата форма, но с много по-голяма мощност.
При ламповите усилватели поради липса на ток във
входната (решетъчната) верига или, с други думи
казано, поради голямото входно съпротивление на
лампата показател за усилвателните качества е
коефициентът на усилване по напрежение. Тран,
зисторът обаче има ниско входно съпротивление
той е елемент, който черпи ток във входната верига,
и при него основен критерий за усилвателните ка-
чества е коефициентът на усилване по мощност. (По
подобен начин стой въпросът и при употребата на
лампите в УКВ обхвата, където входного съпротив-
ление на лампата има малка стойност.)
При такава постановка на въпроса максимално
усилване от транзистора може да се получи при импе-
дансно съгласуване на вътрешното (изходното) съпро-
тивление на източника на сигнала с входного съпро-
тивление на транзистора. При многостъпалните
усилватели вътрешно съпротивление на възбудител-
ния източник е изходното съпротивление на предния
транзистор, който от своя страна е натоварен с
входного съпротивление на следващия транзистор
65
1 Траквиеторни усилватели
Оттук става очевидна необходимостта от познава-
нето на стойностите на входного и изходното съпро-
тивление на транзисторите.
Тъй като измерването на напрежение е твърде по-лес-
но, отколкото измерване на мощности, на практика се
работи с коефициентите на усилване по напрежение.
От тях лесно можем да намерим коефициентите на
усилване по мощност, след като знаем стойностите
на товарните съпротивления.
В заключение може да се каже, че за да охарак-
теризираме напълно усилвателните качества на тран-
зистора, е необходимо да изследваме неговите дина-
мични параметри: коефициента на усилване по мощ-
ност Кр, коефициента на усилване по напре-
жение Ки, коефициента на усилване по ток
Kt, входното съпротивление /?вх и изходното съпро-
тивление Км*.
Това може да се извърши с всяка от. еквивалент-
ните схеми, като на входа се включи източник
на сигнал с определено напрежение «с и вътрешно
съпротивление , а на изхода — товарно съпротив-
ление 7?т , в което ще се отдели мощността на усиле-
ния сигнал.
Ще използуваме общата еквивалентна схема на
транзистора, изградена въз на основа А-параметрите,
която е изобразена на фиг. 33. От нея ще получим
основните изрази за динамичните параметри на тран-
зистора независимо от схемата на свързване.
Тъй като във входната верига тече ток i1( върху
вътрешното съпротивление /?с на източника на сиг-
нала ис ще се получи падение на напрежение iRe.
Тогава на входните клеми 7—I на транзистора ще
се подава напрежение «j = «c — i^c •
Моментните посоки на токовете на входа и из-
хода са избрани навътре към четириполюсника, а
66
посоките на напрежението на източника и напреже-
нията на клемите на четириполюсника, както са оз-
начени на фигурата.
При това положение може да се напише
иа= —/а/?т или г'2 = — ут .иа.
Фил. 33
Като напишем уравненията за входния и изходния
контур (сумата от напреженията по затворен контур
е равна на нула) и като заместим mx = uc—и
z2e — Vi • «г» след привеждане на членовете ще по-
лучим:
«с >’i+W2;
О = 4- (/i22 +^т )Уа-
От теэи две уравнения могат да се получат фор-
мулите за динамичните параметри:
входно съпротивление на транзистора;
р _"1 =Ь *12 *21 р _*н+^т,
г Лп“wC1
където
£?л “ ^11^2 2 ^12^91»
67
изходно съпротивление на транзистора:
о _ «2 _ Лн+Яс
/<изх —Dh +fhtRc ,
коефициент на усилване по ток:
_ г~2____^21 .
1 н I + а22/?т ’
коефициент на усилване по напрежение:
к ______h^R-> _
йн+ЯЛЯт
=___________Аа1/?т_______ _ п В
Ац+(1 +Aj2^?T ) — Ai2A2i/?t 21 т’
където
(S *2 ____ Аг1
21 щ ~ A11+Da йт
С?21 се нарича пълна проводимост (работна стръм-
ност за определена стойност на товарното съпротив-
ление).
Коефициентът на усилване по напрежение от из-
точника на сигнала Uc до изхода ще бъде
J7 __Uv _ 17 Rbx
™~UC
Коефициентът на усилване по мощност се опре-
дели като отношение на мощността, отделена в то-
варното съпротивление (изкодна мощност), към
мощността, подадена към входа на транзистора
(входна мощност).
Входната мощност се определи от израза
и?
Pj = Ujl 1 = R~ — •
м
Изходната мощност е
и2
Р%~ Р»ЗХ = ~ д>~ = ^2 ‘ "
Тогава за коефициента на усилване по мощност
може да се напише
р р р
Хвх
При транзисторните усилвателни стъпала източни-
кът на сигнала може да има вътрешно съпротивле-
ние значително по-голямо от входното съпротивле-
ние на транзистора. Ето защо е по-правилно коефи-
циентът на усилване по мощност да се определи
като отношение на мощността, отдавана в товарно-
го съпротивление, към мощността, отдавана от из-
точника на сигнала (разпределяна между вътрешното
съпротивление на източника и входното съпротивле-
ние на транзистора).
Мощността, която се подава на входа на транзи-
стора, се определя от израза
/ \2
Доказано е, че максимална мощност ще се полу-
чи във входа на транзистора, когато се направи
т. е. при импедансно съгласуване. Стойно-
стта на тази максимална мощност се определя с
израза
1МЯКС
Тогава коефициентът на усилване по мощност
може да се изрази еъс форму лата:
«9
„ _ Р2 _4‘IRtRc _ 4/?т/?с Л2,
ЛРС“Ли,кс “ U2C
За да се получи максимално усилване на така по-
дадената входна мощност, необходимо е да се съ-
гласува изходното съпротивление на транзистора с
товарното спротивление. Като се замести в горната фор-
мула /?изх=/?т, след преобразуване се получава следният
израз за коефициента на усилване по мощност при
едновременно съгласуване на входната и на изход-
ната верига:
дг ______
Р.маке
Съответно за стойностите на товарното съпро-
тивление и вътрешното съпротивление на източника
на сигнала се получават изразите:
Р —а/
№опт -\ЛЯ.£)Л
Вижда се, че максималният коефициент на усил-
ване по мощност не зависи от никакви външни до-
пълнителни елементи, а се определи единствено от
й-параметрите на елемента. Ето защо този показател
е удобен за сравняване на различните типове транзи-
стори и е характерна величина, фигурираща в почти
всички каталожни данни.
70
1 ТРАНЗиСТОРНИЯТ УСИЛВАТЕЛ ПРИ ТРИТЕ
ОСНОВНИ СХЕМИ НА СВЪРЗВАНЕ
В иаразите, в конто участвуваха динамичните пара-
метри на транзисторното усилвателно стъпало, опре-
делени чрез А-параметрите, не бе указано за каква
схема на свързване на транзистора се отнасят. Оче-
видно, когато той е свързан по схема ОЕ, необхо-
димо е да се заместят параметрите на същата схема.
По аналогичен начин се определят динамичните па-
раметри и за останалите две схеми на свързване.
Тъй като А-параметрите за различните схеми
имат различии стойности, следва, че и динамичните
параметри ще бъдат различии.
Поради физическата същност на принципа на дей-
ствие на транзистора в него съществуват т. нар. въ-
трешни обратни връзки, конто се проявяват както при
постояннотоковата му работа, така и при работата с
нискочестотни и високочестотни сигнали.
Обяснението на същността на вътрешните обрат-
ни връзки може да се даде, като се използува Т-об-
разна еквивалентната схема, представена на фиг. 7.
Нека в изходно положение е установен някакъв
постоянен колекторен ток 1К . При увеличение на
околната температура ще се получи известно нара-
стване на този ток Д /к, който се дължи на нараст-
ването на обратния ток на колекторния преход. То-
кът Д /к ще се разпредели през двете вериги ге и
Гб 4- Rc, обратно пропорционално на стойностите на
съпротивленията.
Тъй като Д/к е постоянен и практически не за-
виси от съпротивленията г,, Гв и Rc, следва,
че колкото е по-малко съпротивлението Ге 4- Rc,
толкова по-малко падение на напрежението ще се
получи. За граничния случай г6 4- Rt = 0 цялото на-
71
растване иа тока ще се затвори накъсо през точки Б—б
и няма да предизвика падение на непрежението, което
да се подаде към емитерния преход (Е—б).
За някаква стойност на съпротивление Гб + Re
ще се получи падение на напрежението с означения
ла фигурата поляритет. Това означава, че емитерният
преход ще се поляризира допълнително в права по-
сока, което ще инжектира дупки в базати. По този
начин се получава увеличение на колекторния ток,
което отново предизвиква права поляризация. С дру-
ги думи, в транзистора съществува вътрешна обрат-
на връзка, която има регенеративен характер.
Именно поради тази. причина тук обратният ко-
лекторен ТОК /кое е много по-голям от тока при
схема ОБ — /Кб0. Допълнителната права поляризация
на емитерния преход, която се получава от регене-
ративната обратна връзка, ще увеличи входния ток
/е с Д/е. При големи стойкости на съпротивление
Rc ще се предизвика падение на напрежение Д It Rc,
което ще поляризира емитерния преход в обратна
посока. Очевидно съпротивление, включено в еми-
терната верига, действува като отрицателна обратна
връзка по ток - намалява регенеративната обратна връз-
ка и стабилизира колекторния ток. Ако в базисната ве-
рига се включи допълнително външно съпротивле-
ние, то ще действува дестабилизиращо, тъй като ще
увеличава влиянието на вътрешната обратна връзка
върху изменението на колекторния ток. Въз основа
на горните разсъждения могат да се направят след-
ните изводи и обобщения:
1. За да се стабилизира постоянният колекторен
ток на транзистора, е желателно допълнителното
съпротивление, включено в емитерната верига, да
бъде по възможност по-голямо, а съпротивлението,
което се включва във веригата на базата — по въз-
можност по-малко (фиг. 34).
72
2. Обратният колекторен ток /КОе завися от съпро-
тивлението, което е включено между емитера и ба-
зата. Той ще бъде най-малък при отворена емитер-
ната верига (/Кбо/?с = оо) и най-голям при /?с = 0;
(на фиг. 35 е показан начинът на измерването му).
Фиг. 34
Фиг. 35
3. Когато транзисторът работи като усилвател на
променливи сигнали, най-слабо се проявяват вътреш-
ните обратни връзки, когато е свързан по схема ОБ,
тъй като тогава вътрешното съпротивление на из-
точника на сигнала е включено в емитерната верига,
т. е. увеличава се ге . Обратно, при схема ОЕ въ-
трешното съпротивление на източника на сигнала е
включено в базисната верига, с което се увеличава
действието на вътрешните обратни връзки в транзи-
стора.
Включение на транзистора по схема ОБ
Включването на транзистора по схема ОБ е пред-
ставено на фиг. 36. Посредством източници на на-
прежение Ег и Е% се създава необходимият постоян-
нотоков режим. Нека напрежението на източника на
73
сигнала има синусоидална форма с определена често-
та. Ако в определен момент поляритетът му е както
означения на фигурата (положителна полувълна към
емитера), потенциалната бариера на емитерния пре-
ход ще се намали. Това ще предизвика допълнител-
на инжекция на дупки в базисната облает. Пре-
движвайки се към колектора, тези допълнително ин-
жектирани дупки ще увеличат колекторния ток. Уве-
личаението на колекторния ток ще определи падение
на напрежението върху товарного съпротивление
Rt с означения поляритет. Вижда се, че схема ОБ
не измени фазата на усиленото напрежение.
Транзисторното усилрателно стъпало, включено по
схема ОБ, може да се разглежда като обхванато
от стопроцентова обратна връзка по ток.
Действително от фиг. 36 се вижда, че токът във
входната и изходната верига е един и същ и се
различава само от тока на базата, който е сравни-
телно много по-малък.
Коефициентът на усилване по ток е малко по-ма-
лък от 1, което е характерно за стопроцентовите
обратни връзки по ток.
74
За да видйм основнйте свойства на транзистора
като усилвателен елемент, ще изчислим дивамичните
параметри на нискочестотния транзистор SF.T352.
При колекторен ток /к = —1mA и напрежение на
колектора f7K6 = —6 V транзисторът SF.T352 има
следните стойкости на параметрите:
ЛПб=30,4 0; Ai26=4,5.10-4; AJI6=-0,98;
А22б=0,53.10-eS.
За детерминантата Оде ще се получи
Dh б = АпбАггб—А12б • ^216=30,4.0,53.10~8—
-4,5.10~*(—0,98) = 4,56.10~4.
От вътрешното съпротивление на източника на
сигнала /?с = 1 к 2 и товарно съпротивление Rr =
= 10 к й намираме коефициентите на усилване по
напрежение, по ток, по мощност, а така също вход-
ного и изходното съпротивление на транзистора.
Коефицент на усилване по напрежение
„ л21б^т _ +0,98.10.10-3 9Rn
Аиб= h\w+Dh6RT 30,4+4,56.10“».10.10»
-0,98
Коефицент на усилване по ток
iz ___ ___ __________—0,98_____________q до
Л'6- Н-Л22б/?т ~ 14-0,53.10~в. 10.10» ’
Входно съпротивление
D _ Л11б +Dh 6^Т 30,4+4,8.10~< 10.10» . ое о
К"6- l+hmRT ~ 1 +0,53.10~». 10.10» Ле100Ы-
75
Изходното съпротивление
о _ А11в+Кс _ 30,4+1.10» _
АГмхв б+й22б/?с ~ 4,5. 10~4+0,53.10~в. 1. 10*~
= 1040 к О.
Коефициент на усилване по мощност
^=*2 ^-28О’т<тег=275-
От извършените изчисления се вижда следното:
Коефициентът на усилване по напрежение има
твърде голяма стойност и положителен знак, т. е.
изходното напрежение е във фаза с входното. Освен
това той зависи от стойността на товарното съпро-
тивление.
Коефициентът на усилване по ток е много по-ма-
лък от 1 и има отрицателен знак, което означава, че
ако токът във входната верига влиза, в изходната
верига ще излиза.
Входното съпротивление на транзистора при схе-
ма ОБ има твърде малка стойност и зависи от стой-
ността на товарното съпротивление, с което се от-
разяват вътрешните обратни връзки в транзистора.
Изходното съпротивление има много голяма стой-
ност и зависи от стойността на съпротивлението на
източника на сигнала, което отново говори за нали-
чието на вътрешни обратни връзки.
Очевидно за различии стойности на товарното съ-
противление и съпротивлението на източника на сиг-
нала ще се получат различии стойности на динамич-
ните параметри на транзистора.
На фиг. 37 са представени зависимостите на из-
ходното съпротивление на транзистора от вътреш-
ното съпротивление на източника на сигнала и
на входното съпротивление от съпротивление-
78
то на товара. Тези зависимости са валидни при ко-
лектореи ток /к = 1 mA и колекторно напрежение
t/K6--6V.
Ако източникът на сигнала има вътрешно съпро-
тивление (7?с =0) за изходното съпротивление на
транзистора се получава около 70 Q.
При /?с — 1 к 2 изходното съпротивление става
около 1 М2, а при =10 кй съответно около
1,8 kQ
Ако изходът на транзистора се свърже накъсо,
входното съпротивление се получава равно на пара-
метъра hn и ще представлява една твърде малка
стойност от 30 й. За товарни съпротивления до 10 kQ,
при каквито най-често работи транзисторът, входно-
то съпротивление се повишава съвсем слабо (до 34 Й),
77
за да стане 50 Q при Rr =50 kQ и 13 Q при
/?т =100 kQ.
На фиг. 38 са представени зависимостите на
коефициента на усилване по ток К{, коефициента на
усилване по напрежение Ка и коефициента на усил-
ване по мощност Кр във функция от товарното съ-
противление /?т.
За товарни съпротивления до 100 k Q коефици-
ентът на усилване по ток от 0,98 спада само на
0,975, за да стане 0,935 при Rr =100 kQ и 0,64 при
Rr =1000 kQ. В същото време коефициентът на
усилване по напрежение расте, като при А*т =0 той
е 0, при RT =1 kQ става 32, при Rr =10kQ —280,
за да стигне 2000 при RT = 100 kQ.
Коефициентът на усилване по мощност се полу-
78
чава от произведението Ки Kt. При товарно съпро-
тивление /?т =350 кй кривата на коефициента КР има
определен тъп връх, след което неговата стойност
започва да спада.
Максималният коефициент на усилване по мощност
се получава, когато е извършено импедансно съгла-
суване както оа входната, така и на изходната ве-
рига, т. е. транзисторът е натоварен със съпротивле-
ние, равно на изходното му съпротивление, а вътре-
шното съпротивление на източника на сигнала е
равно на входното съпротивление на транзистора.
Понеже изходното съпротивление на транзистора
зависи от 7?с и /?Вх зависи от /?т, в крайна сметка
необходимото съпротивление на товара и на източ-
ника на сигнала се намира по формули, в конто
фигурират единствено А-параметрите и конто фор-
мули бяха дадени в предната глава.
За транзистора SF.T 352 оптималните стойности на
/?с и А се получава:
iQ-‘-1м °.
> "“О 1
R.T опт — v / z — V п чч ш—i n—=350 kfi.
у «226-^Лб У 0,53.10—6.4,56.10—’
Съответно оптималният коефициент на усилване
по мощност е
„_____________^210_________________0,98________.
р опт~ -I-VftU6ft226)2 “ (2,24.10-2+4,02.10~3)2 =
И така, когато транзисторът SF.T 352, включен по
схема ОБ, се натовари с /?т =350 к2 и съпротивле-
нието на източника на сигнала е 163 Q, той дава
19
максимално усилване по мощност 1400 пътег, това
усилване зависи единствено от А-параметрите.
Често пъти в каталожните данни се дава макси-
мален коефициент на усилване на транзисторите, из-
разен в децибели:
Kk<mj=101g/<p=101g 1400-31,5 dB.
Включване на транзистора по схема ОБ
Включването на транзистора по схема ОЕ е пред-
ставено на фиг. 39. Входного напрежение се по-
дава на емитерния преход, както и при схема ОБ.
Входен ток обаче тук вече не е емитерният, а ба-
Фиг. 39
зисният — /б. При отрицателната полувълна на си-
нусоидалното входно напрежение (означена на фигу-
рата с емитерният преход ше се поляризира до-
пълнително в права посока, това ще предизвика
допълнителна инжекция на дупки в базисната облает
10
през емитерния преход, с което ще се увеличи стой-
ността на базисния и колекторния ток. Колекторният
ток ще предизвика падение на напрежението в то-
варното съпротивление, което ще бъде в противо-
фаза на входного напрежение. Следователно схема-
та ОЕ изменя фазата на усилваното напрежение
на 180°.
За транзистор SF.T 352 при работната точка
/к =1 mA и UKt=>— 6 V параметрите за схема ОЕ
имат следните стойности:
hlv = 1550 2; Л1а=3,2. 1Q-4; =50;
А22 = 27. IO"8 S; Dhe =0,026.
Тогава при вътрешно съпротивление на източника
на сигнала /?с =1 ка и при товарно съпротивление
=16 ка за динамичните параметри ще се получат
следните стойности:
Ь'_____7^21 е 77т _____50.10.1Q3___ _ 97fi •
Аае " й11е+РАеRT ~ 1550+ 0,026.10.10’ ’
А'- —_А1е_------------__________дл.
'е 1+Л22е/?т 1+27.10-6.10.103 w»
о _Лие+7>Ле/?т _ 1550+ 0,026.10.103 _149ПО.
Квхв l+hzzeRr 1+27.10-3.10.103
Р _ 1550 + 1 . 10s_ да .Л
ихе Т)йе-|-Л22е0,026 + 27.10-6.1.103 ° ’
= 276^= 11 000.
Ако се сравнят получените стойности за дина-
мичните параметри със стойностите при схема ОБ, се
виждат следните разлики:
1. Коефициентът на усилване по напрежение е
почти равен на Ки при схема ОБ, но е с отрицателен
в Тракзисторни усилватели
81
энак, което означава, че изходното напрежение е
дефазирано на 180° спрямо входного.
2. Коефициентът на усилване по ток е значително
по-голям от единица и има положителен знак, което
Фиг. 40
означава, че когато входният (базис ният) ток е с
посока към четириполюсника, изходният (колектор-
ният) ток ще бъде с посока също към четирипо-
люсника и обратно.
3. Входного съпротивление при схема ОЕ има зна-
чително по голчма стойност, докато изходното съ-
противление е десетки пъти по-малко.
4. Усилването по мощност при схема ОЕ е зна-
чително по-голямо. Поради тази именно причина това
е най-често използуваната с^ема на свързване на
транзисторите,
82
На фиг. 40 са представени зависимостите на из-
ходното съпротивление на транзистора от вътрешно-
то съпротивление на източника на сигнала и входно-
го съпротивление във функция от съпротивлението
Фиг. 41
на товара, а на фиг. 41—зависимостите на коефи-
циентите на усилване Ки, Ki и КР от стойността на
товарното съпротивление. Максималният коефициент
на усилване по мощност при съгласуване на изход-
ната и входната верига се получава 18 900 пъти или
42,8 dB при вътрешно съпротивление на генератора
R. опт = 1220 Q и товарно съпротивление R, опт=47 kQ
Включване на транзистора по схема ОК
Включването на транзистора по схема ОКепред-
ставено на фиг. 42. Входното напрежение е подадено
между базата и колектора и попада изцяло на ко-
«3
лекторния преход. В същото време гобаче през съ-
противление /?т то поляризира емитерния преход в
права посока, в резултат на което се инжектират
дупки в базисната облает. С това се определи из-
ходният емитерен ток/е. Особеното при тази схема е, че
изходното напрежение, което се получава върху товар-
ното съпротивление RT, се оказва изцяло подадено
на управляващия (емитерен) преход, и то в обратна,
запушваща посока. Това определи стопроцентова от-
рицателна обратна връзка по напрежение, в резултат
на което усилването по напрежение се получава малко
по-малко от 1 и схемата притежава голямо входно
и малко изходно напрежение. По аналогия на лампо-
вия катоден повторител схемата ОК при транзисто-
рите се нарича още и емитерен повторител. Тази
схема не обръща фазата на усилваното напрежение.
Аналогично, както за другите две схеми, могат да
се изчислят динамичните параметри на емитерния
повторител.
84
Фиг. 43
Фиг. 44
85
На фиг. 43 са представени зависимостите на из-
ходното и входното съпротивление, съответно от
вътрешното съпротивление на източника на сигнала
и товарното съпротивление за транзистор SF. Т 352
при /е = —1 mA и UK = —6 V.
От същите се вижда, че изходното съпротивление
се движи в границите от 30 4-10002, а входното —
40 1000 kQ.
На фиг. 44 са представени зависимостите на Ки,
Ki и Кр от товарното съпротивление за трите схеми
на свързване. Вижда се, че схемата ОК дава най-
малко усилване по мощност. Независимо от това тя
намира по-голямо приложение от схема ОБ, тъй като
има голямо входно и малко изходно съпротивление.
Това й качество я прави особено пригодна за съгла-
суване на генератори с голямо вътрешно съпротивле-
ние към стъпалата с нискоомни входни съпроти-
вления.
86
1 НИСКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
L ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Нискочестотните усилватели се наричат още усйлвй-
Тели на сигнали със звукови честоти, тъй като тех-
ните честотни лента се намират в обхвата от около
50 Hz до 10—15 kHz.
Нискочестотните електрически трептения, получени
от различните видове микрофоны, магнитофонни гла-
вы, амплитудния или честотния детектор на радио-
приемните устройства и др., имат твърде малка мо-
щност, поради което не могат да задействуват край-
ните преобразувателни устройства, като високогово-
рители, различии измервателни системи и др.
Предбарителни ~ '! йрай но (мощно)
усилоатели ‘ стъпало
Фиг. 45
Ролята на електронните усилватели и в частност
на транзисторните е да усилват в достатъчна степей
слабите електрически трептения по мощност, за да
задействуват ефективно крайните изпълнителнй
устройства.
87
Блоковата схема на един усилвател е представе-
йа на фиг. 45. В най-общия случай усилвателят се
състои от няколко усилвателни стъпала. Обикновено
от последното стъпало се изисква да осигури необ-
ходимата мощност в консуматора /?т • Ето защо то се
нарича крайно или мощно стъпало. Полезната мощност,
отделяна в товарното съпротивление /?т, може да
има твърде различии стойкости — от десетки мили-
вата до Десетки и стотици вата.
В случай, че консуматорът представлява някакво
комплексно съпротивление, усилвателите се изчисля-
ват и измерват за активната му съставяща. Така на-
пример бобинката на високоговорителите има импе-
данс Z = yjr2+(fi>L)\ където г е активното й съпро-
тйвление, a L — индуктивността. Изчислението и из-
мёрванията на усилвателя се извършва, като се
приема, че съпротивлението на товара е г.
В повечето случаи усилвателните стъпала, нами-
ращи се наляво от крайното стъпало, работят с по-
малки мощности и тяхната роля е да осигурят такова
усилване на полезния сигнал, че да се достави необ-
ходимата мощност на крайното стъпало. Ето защо
те се наричат още предварителни усилватели. При
осъществяването им с електронни лампи отделните
усилвателни стъпала за предварително усилване са
усилватели на напрежение, тъй като решетъчните
вериги на електронните лампи не консумират ток.
Броят на усилвателните стъпала за предварител-
но усилване при транзисторното изпълнение се
определи от необходимия коефициент на усилване по
мощност, изразен с отношението
1S _ Рьъзб
~р^>
88
Рвъзб e необходимата възбудителна мощной
на крайното стъпало;
Рвх— мощността, отдавана от източника на
електрическите трептения (микрофон,
грамофон и др.).
Очевидно основен показател на един транзисторен
усилвател е общият коефициент на усилване по мо-
щност, изразен с отношението
ff РкЗХ
*\р общ3 *
Измервателната апаратура за директно отчитане на
мощности на променливи сигнали обаче липсва или
е с твърде ограничени приложения. Най-удобна ве-
личина за отчитане е напрежението.
Поради тази причина в експерименталната работа
се измерват напрежения, а оттам и преценката за
усилването на схемата се прави на базата на ко«-
фициента на усилване по напрежение:
гл Unix
Очевидно колкото е по-голямо изходното напре-
жение при неизменно товарно съпротивление &,
толкова по-голяма ще бъде изходната мощност, тъй
като
U2
р _ изх
иэх Ят *
Основно йзискване към крайното стъпало е да се
осигури необходимата мощност. От по-второстепенна
роля е коефициентът на усилване, тъй като той може
да се осигури от предусилвателя.
Входната верига на многостъпалния усилвател се
характеризира с входно съпротивление, в което се
89
развива полезната мощност РВЪЗб на източника нй
сигнала Uc. Тъй като генераторите са твърде мало-
мощни, от особено важно значение е да се осигуря-
ват такива условия, при конто отдадената мощнбст
на входа на транзистора е максимална. Това усло-
вие се изпълнява при импедансно съгласуване.
Така например един пиезоелектричен микрофон има
твърде високоомно вътрешно съпротивление (0,5 4-
-г 1 МЙ) и ако входного съпротйвление на първотО
усилвателно стъпало е от порядъка на 1 kQ (схе-
ма ОЕ), отдадената мощност на входа ще бъде тoлi
кова нищожна, че собствените шумове на транзй^
стора ще бъдат значително по-големи от полезний
сигнал. Освен това честотната характеристика нй
предаване на сигнала силно се влошава»
Таблица 6
Източник на сшнала Амплйтуда mV Ивходно съпротив- ленме а
Въгленов микрофон Електродинамичен микрофон Звукоотнемател (грамофонна мембрана) от електромагни- тен тип Звукоотнемател от пиезоелек- тричен тип Диоден детектор на радио- приемник 50-5-200 0,5 и-5 100+500 500 + 2000 1+300 50+300 400+1000 200 + 1000 (30+100)10» (10+100)10»
В табл. 6 са дадени стойностите на вътрешното
съпротивление на някои източници на сигнал, конто
най-често се срещат в практиката.
90
Често йътй тбйнбто съгласуване на йходното
противление на усилватели с вътрешното съпроти-
вление на източника на сигнала е невъзможно или
изисква твърде скъпи и сложим средства. В такива
случаи се допуска известна степей на разсъгласу-
ване. За преценка на влиянието
на тази разсъгласуваност върху
коефициента на отдаване на мощ-
ност и напрежение може да се
използува фиг. 46. От същата фигу-
ра могат да се изведат формулите
Pc = ut .in- Rc+Rn ,
Un == in Rn — R • R»X >
/д
R
Фиг. 46
Pn^Rn-^-f—^
За /?nx>»/?cce получава
p
< вх макс 4
От горните формули може да се определи относи-
телното намаляване на отдадената на входа мощносх
в резултат на разсъгласуването:
^хивкс _ . (Ъ+Рп? ___ (1+«)2
РП 4/?с * U2Rn 4а
където
91
От казаното дотук става ясно, че йходйо^о со-
противление на усилвателя е твърде важен показа-
тел. Неговата стойност трябва да бъде такава, че
източникът на сигнала да отдава колкото е възможно
по-голяма полезна мощност.
Друг твърде важен показател за усилвателите са
таКа наречените нелинейни изкривявания. Когато на
входа на усилвателя се подаде синусоидален сигнал
с определена честота Д, във всички случаи на изхода
освен него се получават допълнителни трептения с
чеётоти 2Д, ЗД и т. н., иаречени хармонични на ос-
новния сигнал. Резултантното напрежение се полу-
чава с изкривена, несинусоидална форма. Тъй като
тези изкривявания са причинени от нелинейна еле-
менти или, по-конкретно казано, са резултат на ней
линейния характер на статичните характеристики на
транзисторите, се наричат нелинейни изкривявания.
Тяхната стойност се определя с коефициента на
нелинейни изкривявания (наречен още клирфактор),
който се определя по формулата
—.100%.
В горната формула с Ux е означен сигналът с ос-
новна честота /х или, както се нарича още, основна
хармонична, a U2, U3 и т. н. са напреженията на
останалите хармонични с честоти 2/х, 3/, и т. н.
Измерването на коефициента на нелинейни изкривя-
вания се извършва със специални уреди — клирфак-
торметри (апарати за измерване на нелинейните из-
кривявания) или с анализатори на хармонични. Има
разработени транзисторни усилватели за високока-
чествено възпроизвеждане на говор и музика, при ко-
нто клирфакторът е под 1 %. При портативнй тран-
92
зисторни приемници той е от порядъка на 5ч-10%
за номиналната им мощност.
От съществено значение за добрата работа на усил-
вателя са т, нар. линейни изкривявания. Те се предиз-
викват от наличието в схемата на линейните реактивны
елементи — индуктивност и капацитети. Биват два
вида: честотни и фазови изкривявания.
Когато на входа на усилвателя се подаде сложен
периодичен сигнал, съставен от сигнали с различна
честота, в резултат на нееднаквото усилване на сиг-
налите с различии честоти на изхода формата му
ще бъде изменена. Казна се, че усилвателят внася
изкривявания. Понеже се дължат на нееднаквото усил-
ване на сигналите с различии честоти, тези изкривя-
вания се наричат честотни.
За фазовите изкривявания се говори също така, ко-
гато на входа се подава сложен периодичен сигнал.
Поради факта, че съотношението между фазите на
отделяйте хармонични на изхода не е същото, както
на входа, изходният сигнал има форма, различна от
формата на входния. Както честотните, така и фазо-
вите изкривявания предизвикват изопачено възпроиз-
веждане на говора и музиката — правят ги твърде
различавший се от действителните. На практика се
измерват най-вече честотните изкривявания, като на
входа на усилвателя се подават сигнали с постоянна
амплитуда и се отчита коефициентът на усилване за
различии честоти. Така се построява честотната ха-
рактеристика на усилвателя, чийто примерен вид е
представен на фиг. 47.
Честотна лента или честотен обхват на усилва
теля се нарича разликата в честотите, за конто усил
ването спада на 0,7 (или 3dB) спрямо усилването за
някаква средна честота /0.
Честотите /нг и /Вг, при конто усилването спада до
93
тази стойност, се наричат съответно долна и горна
гранична честота.
При усилвателите, служещи за възпроизвеждане
на говор и музика, средната честота /0 е избрана
Фиг. 47
1000 Hz. Сыцествуват транзисторни усилватели, при
конто честотните ленти са 20-j-20 000 Hz. Порта-
тивните транзисторни приемници имат честотни ленти
на н. ч. усилватели средно от 200-5-6000 Hz.
,Транзисторните усилватели в голямото си болшин-
ство се захранват от батерии. Ето защо твърде ва-
жен показател е коефициентът на полезно действие.
Той се определя с отношението на полезната мощ-
ност към изразходваната мощност от захранващия
източник:
Транзисторните усилватели могат да бъдат осъ-
ществени с голям коефициент на полезно действие,
94
поради което се оказват извънредно пригодни за пре*
носими апаратури, захранвани с батерии или акуму-
латори,
В зависимост от вида на връзката между отдел-
айте стъпала усилвателите могат да бъдат разде-
лена на следните групи:
а) усилватели със съпротивително-капацитивна
връзка (/?С-усилватели);
б) усилватели с трансформаторна връзка,
в) усилватели с дроселна връзка;
г) усилватели с непосредствена връзка.
2. УСИЛВАТЕЛИ С ЯС-ВРЪЗКА
При усилвателите с 7?С-връзка захранването на из-
ходната верига (колектор или емитер на транзистора)
по постоянен ток се извършва посредством активно
съпротивление /?, а променливият полезен сигнал към
входа на следното стъпало се прехвърля през капа-
цитет С. Оттук става ясен произходът на наимено-
вание™ на тези усилватели. /?С-усилвателите са при-
годни да усилват сигнали до сравнително малки мо-
щности — 5 до 10 mW. Освен това при тях далеч не
е изпълнено усилването за съгласуване на товарното
съпротивление с изходното съпротивление на транзис-
тора, поради което усилването е значително по-малко
от оптималното.
Благодарение обаче на простите, евтини и малога-
баритки елементи, с конто се осъществяват, те нами-
рат извънредно голямо приложение, и то най-вече в
стъпалата на предварителното усилване.
В болшинството усилватели свързването на тран-
зистора е извършено по схема ОЕ. Само в случайте,
когато е необходимо високоомно входно съпротивле-
ние, се използува схема ОК,
95
На фиг. 48 е показана принципната схема на три-
стъпален /?С-усилвател. Ще разгледаме второго усил-
вателно стъпало, показано оградено с прекъсната
линия. Посредством съпротивленията /?г, Ra и Re се
।-----------------------j
Фиг. 48
осъществява необходимата работна точка на тран-
зистора.
Кондензаторът Се съединява накъсо съпротивле-
нието Rt за променливите усилени сигнали, благода-
рение на което токовете им не създават падение на
напрежение в Re. С това се предотвратява отрица-
телната обратна връзка по ток (тя намалява усилва-
нето на стъпалото).
Посредством съпротивлението RK се подава необхо-
димият отрицателен потенциал на колектора на тран-
зистора. Кондензаторът С прехвърля усилените про-
менливи сигнали към базата на следващия транзистор.
Неговото поставяне се налага от необходимостта да
бъдат разделени постояннотоково колекторът на тран-
зистора от разглежданото стъпало с базата на след-
ващия транзистор, тъй като потенциалът на колек-
тора е по-отрицателен от потенциала на базата, Кон-
96
деызаторът С се избира с такава стойност, че съпро-
1
тивлението му за променливи сигнали дори и за
ниските честоти да бъде по-малко от съпротивлението
1
От израза за съпротивлението R'T се вижда, че то е
резултантно съпротивление на три паралелно свър-
зани помежду си съпротивления: ’и Z?"x, къ-
дето 7?"х е входното съпротивление на транзистора Т3.
От това следва, че за променливотоковите сигнали
кондензаторът С може да се смята за късо съединение.
Също такова късо съединение представлява и кон-
дензаторът Со, който във всички случаи се включва
паралелно на захранващото постоянно напрежение.
Ясно е, че товарното съпротивление в колектор-
ната верига на транзистора Г2 за променлив ток ще
бъде
р = .
Т
Обикновено входното съпротивление на транзис-
торите при схема ОЕ е от порядъка на 0,500-4-3 kQ,
откъдето следва, че товарното съпротивление /?т ще
има стойности, във всички случаи по-малки от горе-
посочените. Поради значително по-голямото изходно
съпротивление транзисторът ще има усилване, много
по-малко от оптимално^о. При тези условия се казва,
че транзисторът работа в условия, близки до „късо
съединение" на изхода, и тогава динамичните му па-
7 Транзисторни усилватели
97
раметри могат да бъдат определени по опростените
формули:
^?вх*~ Аце »
^?изхе
^Ие + ^с .
Z)Ae+^22e Rc ’
ZZ п •
iXu^t,--• MT »
л11е
Ai‘ ^21 >
KP=Ku.Ki.
Тук очевидно коефициентите на усилване по мощ-
ност и ток се отнасят за еквивалентното товарно съ-
противление /?т. Понеже то се определи от четири
параяелно включени съпротивления, върху конто на-
прежението на полезния сигнал е едно и също, следва,
че токът, а оттам и мощността ще се разпредели
върху съпротивленията обратно пропорционално на
техните стойности. Във входната верига на транзи-
стора ще протече ток на полезния сигнал, определен
от формулата
и" и
.// __ вх U **ВХ .
вх'”'7/Г=Т р"
**вх ^вх
Във входа на транзистора
ще постъпи мощност
Цвх
с
вх
/?вх
и
От казаното дотук става ясно, че при /?С-усилва-
теля усилването по мощност е малко поради две при-
чини: първо, транзисторът има малко усилване, по-
неже работи в режим, твърде далеч от режима на
съгласуване, и второ, не цялата усилена мощност по-
98
стъпва във входа на транзистора от следващото усил-
вателно стъпало. Очевидно колкото съпротивленията
RK , Rf и имат по-големи стойкости, толкова усил-
ването по мощност ще бъде по-голямо, тъй като ек-
вивалентното товарно съпротивление R, ще има по-
голяма стойност, а и по-голяма част бт усилена-
та мощност ще попадне на входа на следващия
транзистор.
Когато предстои да се строи нискочестотен RC-
усилвател, трябва да се направи предварителио ори-
ентировъчно изчисление на схемата, за да се подбере
най-добър режим на работа; при това трябва да се
изясни влиянието на различните фактори и величини
върху основните качествени показатели. Без това
изясняване практическата настройка на /?С-усилвателя
ще се извършва слепешката и в повечето случаи няма
да доведе до желаните резултати.
Ред на изчисление на транзисторен /?С-усилвател
7. Избор на транзистор
В нискочестотните усилвателни /?С-сгъпала се из-
ползуват най-вече маломощни транзистори с допус-
тима разсейвана мощност от 50-J-200 mW и ниски
гранични честоти — около 1 mHz. Разбира се, не се
изключва употреба и на по-мощни транзистори или
транзистори с по-голяма гранична честота, но това е
неизгодно.
Български транзистори, специално предназначени за
предусилвателни нискочестотни стъпала, са SF.T-351;
SF.T-352 и SF.T-353. Основен параметър, по който е
извършено раэделянето, е коефициентът на усилване
99
по ток р. За трите типа транзистори той има съот-
ветно средни стойности 30, 50 и 80. Когато се из-
бира определен вид транзистор, трябва да се знае,
че усилването, което се осигурява, е толкова по-го-
лямо, колкото е по-голям коефициентът на усилване
по ток. Причината за това е не само по-голямото
усилване на самия транзистор. При по-голям коефи-
цйент на усилване по ток транзисторът има по-голяма
стойност на входното съпротивление, с което се осъ-
ществява по-малко натоварване на предното стъпало.
Това означава, че и предното стъпало ще има по-го-
лям коефициент на усилване по мощност, респ. по
напрежение.
Граничната честота fa на н. ч. транзистори е около
1 MHz. Тъй като граничната честота ff е значител-
но по-малка, за най-високите честоти от звуковия об-
хват при схема ОЕ ще се получи намаление на уси-
лването. Това трябва да се има пред вид, когато се
предявяват изисквания за по-широка пропускана
честотна лента.
За предусилвателното стъпало, намиращо се не-
посредствено след източника на сигнала, основно
изискване към транзистора е да има малък коефи-
циент на собствени шумове. В каталожните данни
за транзисторите, използувани в йредусилвателните
стъпала, обикновено се дават данни за т. нар. кое-
фициент на шума, изразен в dB. Когато минималният
сигнал от източника на сигнала е от порядъка на
0,5 4-1 mV, задоволителна работа на първото пред-
усилвателно стъпало може да се постигне, ако се
използува транзистор с коефициент на шума, по-
малък от 5 dB. В противен случай собствените шу-
мове на транзистора ще бъдат съизмерими или дори
по-големи от полезните сцгнали, в резултат на кое-
то в изхода на целия усилвател (високоговорител)
100
ще се чува не полезният сигнал, а един особен звук,
наподобяващ звука на кипене на во дата.
Практически, когато се изработва нискочестотен
усилвател, ако се получат големи собствени шумове,
те могат да бъдат сведени до минимум чрез подбор
на първия предусилвателен транзистор. Трябва да
се има пред вид, че различните бройки на транзис-
торите от един и същ тип могат да имат твърде
различии коефициенти на шума.
2. Избор на работна точка
и соображения за определяне на стойностите
на елементате, осигуряващи стабилизацията й
Транзисторните А’С-усилвателни стъпала работят по
принцип с малки сигнали. Благодарение на това е
възможно динамичните параметри да се определят
посредством А-параметрите. Както е известно, послед-
ните имат различии стойности при различните посто-
яннотокови режими на транзистора.
По принцип усилването по напрежение и по мощ-
ност (разгледано от базата на транзистора до базата
на следващия транзистор) расте с увеличаване на
постоянния колекторен ток. Знаем, че коефициентите
на усилване ,по напрежение и мощност се дават с
изразите
и Kp = KuKi^^~Rr.
пп пп
С увеличаване на постоянния колекторен ток А21
се запазва почти неизменно, но Аи значително нама-
лява, от което следва, че Ки и Кр ще растат.
Увеличаванего на колекторния ток обаче от изве-
стна степей нагоре започва да губи сиисъл при мно-
101
гостъпалните усилватели, тъй като входното съпро-
тивление започва значително да намалява:
Това ще предизвика намаляване на коефициента на
усилване по мощност на предното стъпало, в резул-
тат на което общият коефициент на усилване по
мощност престава да расте.
Най-често изцолзуваните постояннотокови режими
в практиката са режимите с колекторни токове от
порядъка на 0,5-i-l mA и в редки случаи — 1,5 mA
при напрежение между колектора и емитера от
34-9 V. Именно поради тази причина в каталожните
данни се дават параметрите на транзисторите при
типов ток на колектора 0,5 или 1 mA (1 mA типов
ток имат българските транзистори) и напрежение
най-често б V.
Първите предусилвателни стъпала често работят
с постоянен колекторен ток 0,24-0,5 mA с цел да
се намалят собственитё шумове на транзисторите.
Когато се изчисляват усилвателните стъпала и по-
стояннотоковият режим е различен от типовия, тряб-
ва да се използуват параметрите на транзистора за
съответната работна точка.
За определянето на съпротивленията /?,, /?9, и
RK съществуват редица съображения.
От схемата на фиг. 48 се вижда, че през емитер-
ното съпротивление тече ток 4 с посока към еми-
тера, а в колекторното съпротивление тече ток 1К с
посока от колектора.
Колекторът ще има отрицателиэ напрежение спря-
мо емитера, което се определя по формулата
|64ео| = |£к | ~ЛЯе - • Як ~ | - Л°(/?е + R* )•
Тук 4 и 4 са постоянните стойности на колек-
торния и емитерния ток.
102
5а нормалната работа на транзистора в пОвечетО
случаи напряжение™ UKt0 трябва да бъде по-голямо
от 2-т-З V. От това следва, че при определено за-
хранващо напрежение Ек и избран ток /^максимал-
ната стойност на съпротивлението (Rt + RK) се
ограничава от израза
Е —U
л м кео мин
Яе +Як ---------Ю------
Съпротивлението RK е желателно да бъде по въз
можност по-голямо, тъй като твърде малки стойнос-
ти ще натоварват допълнително изхода на транзис
тора и ще намаляват усилването. Съпротивлението
Re е желателно също да бъде голямо, тъй като с
това се подобрява температурната стабилност на
работната точка. Естествено в зависимост от конкре-
тните изисквания на транзисторното стъпало може
да се направи компромис за сметка на едното или
другото съпротивление. В най-често срещаните в
практиката схеми се изпълнява условието
Re =(0,1-ь0,3) RK.
Съпротивлението RK обикновено варира от 2 до 10kQ,
a Re е от 200 g до 3 kQ.
Съпротивленията Rt и /?2 се определят от изрази-
те, конто са дадени в пета глава (стабилизация на
работната точка и схеми на захранване).
За определена стойност на Re колкото е по-нис-
коомен делителят Rlt R2, толкова по-малък коефици-
ент на температурна нестабилност Si се получава,
т. е. температурната стабилност на работната точка
се увеличава. Този двигател обаче шунтира входната
верига на транзистора за полезните променливи си-
гнали, поради което се намалява общо усилването
на схемата. Обикновено се избира някакво компро-
10*
мисно решение в зависимост от изискванията към
усилвателното стъпало. Най-често срещани стойности
за съпротивлението Z? са (54-20) kQ, а съпротивле-
нието R2 — (20 — 100) kQ.
3. Изчисление на динамичните параметри
Използуват се Л-параметрите за определената ра-
ботна точка, като се заместват в опростените фор-
мули за динамичните параметри:
Входно съпротивление на транзистора:
Коефициент на усилване по напрежение:
където
r. х Rt с
Коефициент на усилване по мощност на стъпалото :
Крст има по-малка стойност от коефициента на
усилване на транзистора от база до колектор, тъй
като изходната мощност се разпределя в съпротив-
ленията RK, /?," и /?вХ. (/<рСт отчита мощността,
от деляна на. входа на транзистор Г3.)
Посредством тези формули се определят основ-
ните показатели на усилвателя за сигнали със сред-
ни честоти.
104
При високи честоти Ж-параметрите се изменят и
усилването спада.
Поради наличието на реактивни елементи в схема-
та и по-специално на капацитети намалява се усил-
нетб и за сигнали с ниски честоти. Това се дължи
на факта, че за твърде ниски честоти съпротивле-
нието на капацитета не е вече близо до 0, а има
някаква стойност, съизмерима със стойността на съ-
противлението /?т. По такъв начин не цялото про"
менливо напрежение, получено в колекторната вери-
га, се прехвърля към входа на следващия транзис-
тор, а известна част остава върху капацитета С. С
други думи, за ниска честота се получава делител
на променливото напрежение от капацитетите С и
съпротивлението 7?т, което предизвиква намаляване
на усилването на стъпалото.
Стойността на капацитета С, при която за опре-
делена ниска честота о)н усилването спада на 3 dB,
се определя по формулата
1
/?1( /?изх
където Rr = ъ—5— е еквивалентното изходно съ-
+ кизх
противление на стъпалото (паралелно на изходното
съпротивление /?Изх е включено съпротивлението /?к >
Капацитетите на прехвърлящите кондензатори при
нискочестотните лампови /?С-усилвателни стъпала
са от порядъка на десетки хиляди нанофаради, до-
като при транзисторите са от порядъка на няколко
микрофарада до десетки микрофаради. Причината за
това е, че при горната формула ролята на съпротив-
ленията /?г и за ламповите стъпала се изпълня-
105
ва от анодного и утечното съпротивление Re на
лампата, чиято сума има твърде голяма стойност
(>1М2)в сравнение със съпротивление (&+&)>
което е от порядъка на 1 до няколко kQ От фор-
мулата се вижда, че за по-големи стойности иа съ-
противление /?г+/?т ше се получават по-малки стой-
ности за капацитета С и обратно.
Капацитетът Се свързва накъсо променливите сиг-
нали от емитера към маса, с което се предотвратява
отрицателната обратна връзка през съпротивление Re.
За някакви ниски честоти обаче съпротивлението
на капацитета Се ще нараства и през него ще се
осъществява отрицателна обратна връзка. Обикно-
вено при наличието на такава отрицателна обратна
връзка нараства входного съпротивление, така че се
увеличава в известна степей усилването от предното
стъпало, с което частично се компенсира намалява-
нето му в стъпалото, в което действува обратната
връзка. Обикновено капацитетът Се се подбира така,
че съпротивлението му за най-ниската честота от
обхвата да е 10-5-20 пъти по-малко от съпротивле-
нието Re.
Когато стойностите на капацитетите С и Се бъдат
по-малки от препоръчаните, честотните характери-
стики ще се стеснят откъм страната на ниските че-
стоти или, както се казва, ще се загубят „басите*.
За високи честоти коефициентът на усилване на
транзистора спада поради намаление на коефициента £
с увеличение на честотата и поради шунтиращото
действие, което оказва изходният капацитет на тран-
зистора.
След изчисляване на коефициентите на усилване в
транзисторното /?С-стапало може да се извърши гра-
фическа проверка на нелинейните изкривявания. За
целта трябва да се използуват колекторните статич-
на характеристики, изобразени на фиг. 49.
106
Нека посредством съпротивителния делител /?j—/?8
и емитерното съпротивление от фиг. 48 сме
осигурили постоянен ток през базата = гб1, съот-
ветствуващ на. избрания постояннотоков режим. За
веригата емитер—колектор на транзистора може да
се напише
Ек = le Re + iZce + ^к Rk •
Тъй като /е 1К, то същата формула добива вида
Ек = UKe+IK(Re +Rk), откъдето се определи
1}Ы — ЕК — + Rk )•
Тук 1/кв и 1К са произволни постоянни стойкости
на напрежението и тока.
107
Горната формула представлява уравнение на права
линия, в която независима променлива е токът /к , а
зависима — напрежението £7ке.
Тази права се нарича товарна права и може да се
прекара през две точки на фиг. 46:
за /к —0 (абцисната ос на кординатната система) —
(7ке = ^к
Ек
и за 67Ке = 0 (ординатната ос) — /к = ---
От друга страна, токът и напрежението на колек-
тора трябва да отговарят и на статичната колектор-
на харвктеристика за съответно създадения базисен
ток /£. Едновременното удовлетворяване на статич-
ната характеристика при и товарната права е въз-
можно само в пресечната им точка А. Точката А се
нарача работна точка. С нейните координати се опре-
делят постоянният колекторен ток и постоянного
колекторно напрежение.
Ако стойността на базисния ток започне да ва-
рира около /J? от /б мжкс до /б мин по един синусоида-
лен закон (посредством подаване на сигнал на входа
на транзистора), и колекторният ток ще започне да
се изменя по същия закон. Тази променлива компо-
нента на колекторния ток ще среща в колекторната
верига вече не съпротивление RK, а съпротивление
Rt < Rk . По такъв начин напрежението на колекто-
ра ще варира по синусоидален закон около стойност-
та йкео. За моментната стойност на колекторното
напрежение може да се напише изразът
== ^Лсео • Rt t
където iK^ е променливата съставяща на тока.
Това е друго уравнение на права линия, която се
прекарва през точка А с наклон, съответствуващ на
108
стойността на съпротивлението /?т. Прекарването й
може да се осъществи, като се намери още
една точка от правата. Така например, ако точка А
има координати /°=1 mA и Z7Keo= 4V, задаваме при-
мерно стойност на тока 1'к =1 mA и намираме (Лв =
^7кео •
Втората точка В тогава ще има кординати
и t/кВ-
К *00
При това положение, ако входният ток се изменя
по синусоидален закон от макс до ie мин, колектор-
ният ток ще се изменя между ординатите на точки
/И и А/ (пресичането йа товарната права /?т със ста-
тичните характеристики /б макс и 1б мин). В същото
време колекторното напрежение ще варира между
абсцисите на точки М и 7V.
Проверката за работата на усилвателното стъпало
без значителни нелинейни изкривявания може да се
извърши по следния начин.
За максималните сигнали, който биха се получили
на входа на стъпалото посредством коефициента на
усилване по напрежение, се изчисляват максимално
възможните амплитуди на изхода в колекторната
верига
UK = АГИ .
Очевидно, ако изчислената по този начин амплитуда
UK е по-голяма от амплитудата за случая на фиг. 49, на
практика ще се получи ограничаване на сигнала, тъй
като изходното напрежение може да расте само
до т. N.
По-нататъшно увеличаване на изходния сигнал на-
дясно по характеристиките е невъзможно, тъй като то-
кът на колектора има стойност /Кео и не може по-
109
вече да се намалява. Това ограничаване на сиг-
нала отдолу може да се предотврати, като се
повиши стойността на постоянния колекторен ток. С
това ще се удължи отсечката A’N, т. е. ще се уве-
личи амплитудата на променливото напрежение UK,
npjj която все още не се получават нелинейны из-
кривявания. Едновременно с това обаче постоянното-
ковата работна точка ще се измества вляво, понеже
при зададената стойност на съпротивлението с
увеличаване на тока 1° ще намалява напрежението
t/кео. Очевидно, ако амплитудата UK се окаже по-го-
ляма от (£/ке0—t/к мин), където UK мия с напрежението,
при което статичната характеристика за z'e и«кс става
хоризонтална, ще настъпят нелинейни изкривявания
в резултат на ограничаване на сигнала отгоре. То
може да бъде отстранено или чрез увеличаване на
напрежението Ек , или чрез намаляване на съпротив-
лението /?к.
3. ОБРАТНИ ВРЪЗКИ В ТРАНЗИСТОРНИ ГЕ УСИЛВАТЕЛНИ
СТЪПАЛА
1. Обратна връзка по ток в едностъпален
транзисторен усилвател
Често пъти в някое или във всички /?С-усилвател"
ни стъпала на многостъпален усилвател се създават
местни отрицателни обратни връзки по ток така,
както е показано на фиг. 50.
За осъществяване на температурно стабилна ра-
ботна точка на транзистора е необходима обикнове-
но голяма стойност на съпротивлението в емитер-
ната верига . ’ Ако то не се шунтира с капаци-
ПО
тет Се, се получава твърде силна отрицателна обрат-
на връзка, с което се намалява значително усилването.
Ето зато съпротивлението /?е се разделя на две съ-
противления — /?' и R'\ Почти винаги /?'' << .
Ако не е необходима твърде голяма стабилнэст на
работната точка, съпротивлението /?'и кондензаторът
Се се премахват и схемата работи само със съпро-
тивление /?'' в емитерната верига. По-икономичните
схеми на захранване обикновено се изпълняват по
този начин.
Обяснението на действието на обратната връзка е
следното.
Ако се подаде променливо синусоидално напреже-
ние на входа на транзистора, за положителните му
полувълни (+ на базата, — на „маса") ще се по-
лучи променлив ток в емитера, който ще има
посока от емитера към земя. Падението на на-
прежението на този променлив ток в съпротивле-
ние R^ ще намали резултантното напрежение между
UI
емитер и база. В резултат на това входният ток в
базата на емитера ще се намали, ще се намали и из-
ходният, а оттам и усилването на транзистора ще
бъде по-малко. В същото време обаче входното му
съпротивление ще се увеличи, тъй като за едно и
също подадено напрежение на сигнала t/Bx ще про-
тича по-малък ток в базата.
Стойността на входното съпротивление на транзи-
стора може да се изчисли по формулата
^вхе =^Не + /?е (1 + А21е)*
Ако %ё= 100 Q, /?т —10 kQ, за транзистор SF. Т352
при /° = 1шА ще се получи
1550+ 100 (1 + 50)-1550+5100 = 6650 5.
Описаната отрицателна обратна връзка намира
твърде широко приложение. Освен, че повишава стой-
носта на входното съпротивление на транзистора, тя
подобрява честотните качества, нелинейните изкривя-
вания и стабилното усилване на схемата.
Еквивалентните А-параметри на транзистора
при наличие на съпротивление в емитерната верига
могат да се намерят по следните формули, конто са
ВЗЛИДНИ За А12е<1 И А22е<1*
А'11е = /2це + /?е (1+А21е);
^12е = ^12е + Ке ^22е ’
^21е ^21е ’
Динамичните параметри на транзистора Ku , Ki ’
КР , /?вх и /?изх могат да се намерят по класическите
формули, като А-параметрите се заместят със стой-
ностите, получениот горните формули.
112
При твърде силна обратна връзка коефициентът
на усилване по напрежение става
т. е. не зависи от параметрите на транзистора.
2. Обратна връзка по напрежение в едностъпалния
/?С-усилвател
На фиг. 51 е показана схемата на едностъпален
А’С-усилвател, в която е употребена отрицателна обрат-
на връзка по напрежение.
Известна част от изходното променливо напреже
ние посредством съпротивлението R>t и капаците
Фиг. 51
та Сов се връща обратно на входа на транзистор.
При това фазата на обратно върнатото напрежени
е противоположна на фазата на напрежението (7С.
В резултат входният ток в базата на транзистор
8 Транмгстории усилватели
113
ще стане по-малък, изходният ток също, от което
следва, че усилването на стъпалото по ток ще се на-
мали в сравнение със случая, когато не е приложе-
на обратна връзка. Големината на върнатото напре-
жение от изхода към входа на транзистора се опре-
дели от съотношението между стойностите на съ-
противленията /?Ов и /?екв. /?екв е еквивалентното съ-
противление по променлив ток между база и земя и
се определи от формулата
/?«кв = —j i i j
Обикновено стойността на съпротивлението /?ов е
значително по-голяма от стойността на съпротивле-
нието /?екв. Колкото по-малка стойност има съпро-
тивлението /?ов, толкова по-голяма част от изходното
напрежение се връща във входа или, както се казва,
отрицателната обратна връзка е по-силна.
С прилагането на отрицателна обратна връзка по
напрежение се предизвикват следните изменения в
параметрите на усилвателното стъпало:
1. Намалява се входното съпротивление на тран-
зистора.
2. Намалява се изходното съпротивление на тран-
зистора.
3. Коефициентът на усилване по ток намалява и
при силна обратна връзка става
4. Усилването по напрежение намалява поради до-
пълнителното натоварване на изхода на транзистора
със съпротивление /?Ов+/?е.
114
Паралелната обратна връзка по напрежение се при-
лага там, където е желателно намаляване на изход-
ното съпротивление на стъпалото. Освен това тя
стабилизира коефициентите на усилване, намалява
нелинейните и линейните изкривявания. Кондензаторът
Сов обикновено се поставя, за да отдели постоянно-
токово колекторът от базата на транзистора, тъй
като в противен случай през съпротивлението /?Ов би
се подало постоянно отрицателно напрежение на ба-
зата, с което ще се измени режимът на транзистора.
В някои случаи е възможно директното свързване
на съпротивлението /?ов към колектора. Тогава съпро-
тивлението /?2 е излишно, тъй като за определяне
на постояннотоковия режим ролята му щесе изпъл-
нява от съпротивление /?Ов-
Посредством поставяне на подходящи стойности
на капацитета Сов може да се въздействува върху
честотната характеристика на стъпалото. Действи-
телно за твърде ниски честоти съпротивлението на
кондензатора ще се увеличава, а за високи честоти
ще се намалява. В резултат на това за високите
честоти обратната връзка ще става по-силна и усил-
ването ще намалява. Место пъти в отделяй усилва-
телни стъпала се прилага паралелна отрицателна об-
ратна връзка само посредством капацитета Сов. като
съпротивлението /?ов липсва. При стойности на ка-
пацитета Сов около 200 pF може да се получи „сряз-
ване“ за високи честоти от порядъка 5-=-7 kHz.
С увеличаване на стойността му ще се намалява и
горната гранична честота. Такова „сряэване" на ви-
соките честоти се оказва твърде желателно при
транзисторните радиоприемници за намаляване на
собствените шумове и външните интерференционни
смущения.
П'ьрвото стъпало на предусилвателя трябва да
116
има понякога голямо входно съпротивление — за
съгласуване с високоомен източник на сигнала
(пиеэоелектричен микрофон или грамофонна мембрана).
Това може да се осъществи, като се използува
схема ОК така, както е показано на фиг. 52. При
нея съществува стопро-
Фиг. 52
параметри на тази схема <
На фиг. 53 е представена
центова ооратна връзка
по напрежение.
Тук за определяне на
постояннотоковия режим
на транзистора е избяг-
нат съпротивителен де-
лител в базата, тъй като
той би намалил входното
съпротивление на стъ-
палото. Начинът на из-
числение на динамичните
г разгледан в пета глава,
схемата на едностъпален
Фиг. 53
усилвател, осъществена по схема ОЕ, която 'също
притежава високоомно входно съпротивление. По-
следното се определя от последователно свързаните
не
съпротивления R и Rn. Обикновено стойността на
съпротивление R за вход „грамофон* на н. ч. усил-
ватели е 100-J-200 kQ.
4. Настройка и електрически измервания
на /?С-усилвателя
След извършването на предварителното начисле-
ние на схемата от фиг. 48, при което се уточняват
постояннотоковият режим и съответните стойности
на елементите, следва нейното практическо реали-
зиране. При това изчислените стойности на R- и С-
елементите в повечето случаи се отлич^ват от съще-
ствуващите стандартни стойности. За избора на по-
голяма или по-малка стандартна стойност спрямо из-
числената за ^-елементите трябва да се има пред
вид следното: по-големи стойности на съпротивле-
нията Rt и R, ще предизвикат намаление на по-
стоянная колекторен ток, докато по-големи стойности
на съпротивление ще предизвикат обратного —
увеличение. Следователно, ако за трите съпротивле-
ния се вземат стандартни стойности, конто да са
или по-големи, или по-малки от изчислените, може
да се очаква, че стойността на колекторния ток няма
да се отличава значително от желаната. За капаци-
тетите Се и С се поставят кондензатори със стан-
дартни стойности на капацитета, близки до изчисле-
ните. Трябва да се има пред вид, че значителното
намаляване на стойността на тези капацитета ще на-
мали усилването за ниски честоти или ще стесни
пропусканата честотиа лента в ущърб на ниските
честоти.
След извършването на монтажа е необходимо да
се проверят постояннотоковите режими на транзис*
117
торите. Приблизителното съответствие на измерения
режим спрямо желания ще бъде до голяма степей
указание както за изправността на транзистора, така
и за годността на елементите и точността на мон-
тажа. Най-елементарната проверка на режима става,
като се измери с постояннотоков волтметър падението
на напрежението в съпротивлението /?е. За целта
е необходимо присъединяването на плюса на волт-
метъра към маса (+ на батерията), а минусът— към
емитера. Измереното напрежение, разделено на стой-
ността на съпротивлението /?е, се приема за стойност
на емитерния, респективно колекторния ток, тъй като
разликата между двата тока е нищожна:
-Лм
к е Яе [кй]
mA.
Така например при измерено напрежение IV, ако
съпротивление /?е — 1 kQ, следва, че колекторният
ток е 1 mA.
В случай на схема, в която липсва съпротивле-
ние в емитерната верига, трябва да измерим паде-
нието на напрежението в съпротивление .
В повечето случаи такава проверка на постоянно-
токовия режим на транзистора е достатъчна, тъй
като веднага може да се получи преценка за посто-
янного напрежение между колектора и емитера по
формулата
£7кео = Ек URz ’
Това напрежение трябва да бъде във всички
случаи по-голямо от 1-=-3 67, за да не се попадне в
областта на характеристиките, където колекторният
ток нараствазначително при увеличаване на колектор-
ното напрежение. В тази облает транзисторът не
11S
само че внася големи нелинейни изкривявания, но и
не усилва полезните сигнали.
Кдгато напрежение значигелно превишава очак-
ваната стойност, грябва да се измери напрежението меж-
плюса и колектора на транзистора. Ако то се окаже
ду съвсем близко (почти еднакво) на напрежението ,
това означава, че през транзистора тече много голям
ток, в резултат на което напрежението между колек-
тора и емитера е почти 0 или 0, а напрежението Ек
се разпределя върху съпротивленията /?е и /?к. Причи-
ните за това могат да бъдат слепните:
1. Дефектен транзистор.
2. Твърде по-голяма стойност на съпротивление
и твърде по-малка стойност на съпротивление /?2
от необходимите (може да се дължи на погрешно
монтиране и пр.).
3. Късо съединение на базата с минуса на Ек или
колектора поради невнимание в изпълнение на мон-
тажа.
4. Пробит кондензатор С или кондензатор, който
има твърде големи утечни токове, поради което към
базата на транзистора Г2 се подава допълнителен
отрицателен потенциал от:колектора на транзистора Tt.
Ако причината е тази, след отпояване на единия край
на кондензатора С трябва постояннотоковият режим
на транзистора да се нормализира или да се измени.
Проверката на изправността на транзистора може
лесно да се извърши, ако се разполага с омметър.
Измереното съпротивление както между колектор и
база, така също и между емитер и база трябва да
бъде за едната посока на включване на изходните
клеми на омметъра твърде по-голямо, отколкото из-
мереното при обратната посока на включване. Също
така съпротивлението, измерено между емитера и
колектора за двете посоки на включване на омметъра,
119
трябва да бъде далеч от „късо съединение11, т. -е.
да представлява някаква по-голяма стойност. При
липса на омметър проверката на транзистора може
да се извърши, като се провери токът' през прехо-
дите в права и обратна посока посредством бактерия
и последователно свърэани със съответния преход
предпазно съпротивление и постояннотоков мили-
амперметър. Преходите ще бъдат изправни (а оттам
и транзисторът), ако в едната посока на включване
на батерията протича значително по-голям ток във
веригата в сравнение с другата посока на включване.
В случай че постоянният колекторен ток на тран-
зистора се окаже значително по-малък от необхо-
димия, причините могат да бъдат следните:
I. Прекъснато или недоброкачествено запояване
на изводите на съпротивление /?2-
2. Твърде по-големи стойности за съпротивления
и /?2 и твърде по-малка стойност за съпротивле-
ние от необходимите.
3. Прекъсване на електрическата връзка на някои
от изводите на транзистора вътре в самия му корпус.
В случай на установен номинален постояннотоков
режим на транзистора в повечето случаи може да
се счита, че работата на съответното стъпало като
усилвател на променливи сигнали ще бъде нормална.
Експерименталната проверка на усилването на стъ-
палото може да се извърши по следния начин.
Подава се на входа синусоидално напрежение от
тонгенератор с достатъчно малка амплитуда и средня
честота. Ако се подаде силен сигнал, могат да се
получат значителни нелинейни изкривявания, при което
измереният коефициент на усилване ще бъде значи-
телно по-малък от действителния.
Активният край от клемата на тонгенератора се
присъединява към базата на транзистор Т3 прея
120
елеКтролитеН кондензатор със стойност 2~100 pF,
а масата - с + на схемата. Директно свързване на
тонгенератора към входа на транзистора е недопу-
стимо, тъй като тонгенераторът има малко вътрешно
съпротивление за постоянен ток и ще окаже силно
шунтиращо действие на съпротивление Rt. При това
постояннотоковият режим на транзистора ще се из-
мени толкова силно, че ще престане да усилва (по-
стоянният колекторен ток през транзистора ще добие
нищожно малка стойност).
В изхода на транзистора (колектор и 4-) се свързва
лампов волтметър и се отчита напрежението. Коефи-
циентът на усилване по напрежение ще бъде отно-
шението между изходното и входното напрежение.
Отчитането на изхода би могло да стане и посредст-
вом измервателен стрелкови уредза променливо на-
прежение от типа на авометрите. Необходимо е обаче
този уред да има обхват за измерване на ниски
напрежения и да е достатъчно високоомен, за дане
натовари допълнително изхода на транзистора как-
то по постоянен, така и по променлив ток.
Ако съществуват някакви съмнения относно сте-
пента на нелинейните изкривявания, внасяни от
стъпалото, може да бъде извършена осцилографна
проверка на формата на усиленото синусоидално на-
прежение.
5. УСИЛВАТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНА ВРЪЗКА
Усилватели с трансформаторна връзка се наричат
тези усилватели, при конто връзката между две по-
следователни усилвателни стъпала се осъществява
посредством трансформатор.
Предимството на тези усилватели в сравнение с
1М
/?С-усилвателите е, че може да се получи много по-
голям коефициент на усилване по мощност от едно
стъпало благодарение на възможността за съгласу-
ване на изходното съпротивление на първия тран-
зистор с входното съпротивление на втория. Транс-
форматорът обаче е скъп и тежък елемент, който
въвъсички случаи увеличава теглото и размерите на
апаратурата. От друга страна, той внася допълни-
телни честотни, а понякога и нелинейни изкривява-
ния. Поради тези причини в повечето случаи се
оказва пв-целесъобразно изгюлзуването на повече на
брой /?С-усилвателни стъпала, отколкото стъпала с
трансформаторна връзка.
Ето защо усилвателите с трансформаторна връзка
се срещат сравнително рядко в практическите схеми.
На фиг. 54 е представена принципната схема на
усилвател с трансформаторна връзка.
Фиг. 54
Постоявнотоковото захранване на транзисторите е
осъществено по същия начин като при /?С-усилва
теля с тази разлика, че постоянного отрицателно на-
прежение се подава на колектора не през съпротив-
122
ление 7?к, а през първичната намотка на трансформа-
тора. Поради ниското активно съпротивление почти
цялото напрежение от източника ще се подаде на
колектора, а между колектор и емитер ще се уста-
нови постоянно напрежение
Горният край на вторичната намотка на трансфор-
матора е свързан към базата на транзистор Т2, а
долният — посредством коудензатор С'—към + на за-
хранващия източник. Непосредственото свързване на
долния край на вторичната намотка към 4- би нару-
шило нормалния постояннотоков режим на транзи-
стор Т2, тъй като съпротивлението /?' ще се окаже
свързаио накъсо за постоянен ток от нискоомното
съпротивление на вторичната намотка.
Посредством трансформатора нискоомното съпро-
тивление за променлив ток /?', което е включено към
вторичната намотка, се трансформира в по-високо-
омно съпротивление RT, разположено откъм стра-
ната на първичната намотка, съгласно формулата
където п = е преводното отношение на трансфор-
матора, a w2 и — съответно броят на навивките на
вторичната и първичната намотка.
Очевидно, за да бъде /?г > /?', трябва п < 1, т. е.
трансформаторът във всички случаи ще бъде по-
нижаващ.
Чрез избиране на подходяща стойност на превод-
ното отношение може да се извърши съгласуване
на изходното съпротивление на транзистора със
128
съпротивление /?г. С това би се получило макси-
мално усилване от транзистора. На практика точно
съгласуване не се извършва, тъй като максимумът
на усилването по мощност, както се вижда от
фиг. 33, е сравнително тъп. Следователно с увелича-
ване на съпротивление /?т от дадена стойност ка-
горе печалбата в усилването започва да става не-
значителна, а в същото време се влошават честотните
качества на схемата в областта на ниските честоти.
За тези честоти индуктивного съпротивление wL на
трансформатора намалява и започва да шунтира
съпротивление Rr , с което се намалява усилването
на транзистора. Следователно, за да се получи една
и съща долна гранична честота при по-големи стой-
кости на съпротивление RT , трансформаторът трябва
да има по-голяма индуктивност. Това е евързано с
осъществяване на по-големи трансформатори, което
е целесъобразно.
Стойността на индуктивността на трансформатора L
се определи от формулата
Г _ ^И31
а>нг£_ R^ + Ъ ’
където Шнг е долната гранична честота, при която
усилването спада с 3 dB, a — изходното съпро-
тивление на транзистора.
При високи честоти в резултат на резонансни
явления се получава повишаване на усилването, след
което честотната характеристика рязко спада. Този
резонанс чрез подходяще навиване на трансформа-
тора може да бъде изместен извън пропускания че-
стотен обхват от цялата схема. В никои случаи резо-
нансът може да се използува за компенсиране на
спадането на усилването при високи честоти, което
се получава от целия усилвател.
134
Изчислението на входното и изходното съпротив-
ление, коефициентите на усилване по мощност, на-
прежение и ток може леко да бъде извършено, като
се използуват пълните формули, в конто фигурират
Л-параметрите на транзистора. В тези формули се
заместват Л-параметрите за определената работна
точка, товарното съпротивление Д по променлив ток
и изходното съпротивление на изтдчника на сиг-
нала 7?е•Стойността на товарното съпротивление чрез
подходяща стойност на преводнотоотношение натранс-
форматора се прави в повечето случаи по-малка от
стойността на изходното съпротивление на транзистора.
При това основни съображения за точния му на-
бор са, от една страна, желаното усилване, което
трябва да осигури стъпалото, а от друга страна —
честотните качества на схемата и свързаните с това
размери на трансформатора.
Съображенията за избор на работна точка са анало-
гични на съображенията при /?С-усилвателя. Тя трябва
да бъде така подбрана, че усилвателните качества да са
добри, а нелинейните изкривявания — минималнй. При
трансформаторната схема поради ниското активно
съпротивление на първичната намотка на трансфор-
матора напрежението между колектора и емитера е
почти равно на захранващото напрежение Ек. Пре-
карването на товарната права по променлив ток, ако
се използуват статичните характеристики, изобразени
на фиг. 49, ще стане по следния начин. От точка
по абсцисната ос, съответствуваща на напрежение Ек ,
се нанася наляво напрежение, равно на l°Re. От по-
лучената нова точка се издига перпендикуляр на-
горе. Пресичането му със статичната характеристика
съответствуваща на ток ще определи работ-
ната връзка на транзистора, през която се прекарва
товарната права с наклон, отговарящ на стойността
125
на товарного съпротивление /?т. Очевидно тази то-
варна права ще бъде в значителна степей по-накло-
нена към абсцисната ос в сравнение с аналогичната
на /?С-усилвателя.
Практическата настройка и начинът на измерването
на електрическите качества на схемите с трансфор-
маторна връзка и схемата с /?С-връзка се отличават
малко.
6. УСИЛВАТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕНА ВРЪЗКА
Усилватели с непосредствена връзка се наричат
тези усилватели, при конто липсва специален елемент
за връзка между изхода на единия транзистор и
входа на следващия. За предварителните усилватели
с трансформаторна връзка бе казано, че на практи-
ка намират твърде рядко приложение поради висока-
та цена и големите размери на трансформатора.
Усилвателните стъпала с /?С-връзка имат този не-
достатък, че капацитетите на свързващите конден-
затори трябва да бъдат големи, което изисква упот-
реба на електролитни кондензатори.
Малогабаритните електролитни кондензатори обаче
имат различии и изменящи се с времето и от тем-
пературата утечни токове, поради което постоянно-
токовите режими на транзисторите ще се изменят. От
всички тези недостатъци са лишени усилвате-
лите с непосредствена връзка. На фиг. 55 е пред-
ставен двустъпален усилвател с непосредствена връз-
ка, която се отличава от /?С-усилвателя само по това,
че базата на следващия транзистор е непосредствено
свързана към колектора на предидущия.
Очевидно стойностите на съпротивленията трябва
да бъдат така подбрани, че да се осъществяват не-
126
обходимите постояннотокови режими на транзис-
торите.
При непосредствена връзка между повече от две
стъпала се налага да се предприемат солидни мерки
Фиг. 55
за температурната стабилизация на режимите, тъй
като измененията на постоянния ток на първия тран-
зистор ще бъдат усилени и работните точки на след-
ващите транзистори ще се изместят значително спрямо
първоначалните си положения. Тъй като добра тем-
пературна стабилизация може да се достигне при
големи стойности на емитерните съпротивления, на-
лага се използуване на по-високоволтни източници на
захранване.
Така например нека за фиг. 55 колекторните то-
кове на двата транзистора да са подбрани по 1 mA
и в емитерната верига на първия транзистор от глед-
на точка на добра температурна стабилност да е
поставено съпротивление /?е1 = 5 kQ. Ако между ко-
лектора и емитера на транзистор 7\ е необходимо
постоянно напрежение 5 V за правилната работа при
променливи сигнали, вижда се, че колекторът ще
ИМЯ отрицателен потенциал спрямо земя 10 V. Следо-
127
вателмо базата на втория транзистор ще бъде на
потенциал —10 V спрямо земя. Тъй като за пооти-
чането на ток 1 mA в колекторната, респективно
емитерната, верига на един транзистор е необходимо
напрежение между базата и емитера около 0,2-5-0,25 V
(при /?-д-р-транзистори базата е отрицателна спрямо
емитера, а при п-р-п — обратно), следва, че потен-
циалът на емитера спрямо земята трябва да бъде
приблизително 10 V, което ще се осъществи, като
се постави съпротивление в емитерната му верига
10 k Q. При напрежение 5 V между емитера и ко-
лектора на транзистор Г2 и съпротивление/?к,=5 k Q
необходимото захранващо напрежение ще бъде 20 V,
а в колекторната верига на транзистор 7\ трябва да
се постави съпротивление /?Ki = 10 kQ. След такова
ориентировъчно определяне на съпротивленията в
колекторните и емитерните вериги трябва да бъде
изчислен ориентировъчно съпротивителният делител
Ri.R-nt като се има пРеД вид» че по-нискоомни стой-
кости определят по-добра температурна стабилност,
но намаляват усилването, тъй като шунтират вход-
ното съпротивление на транзистора. Практическата
настройка на постояннотоковите режими трябва да
се извърши чрез подмяна на стойността на съпро-
тивление или на съпротивление /?а. Тъй като мал-
ки изменения на постоянния ток на първия транзис-
тор ще предизвикват силни изменения в постоянния
ток на втория транзистор, настройката на режимите
се оказва практически твърде критична.
jJHa фиг. 56 е представена двустъпална схема, из-
пълнена от два разнотипни транзистора. Транзистор
7\ е тип р-п-р, а транзистор Ts — тип' п-р-п. Колек-
торът на втория транзистор се свързва посредством
съпротивление /?К2 към (4-) на батерията, а емите-
рът — посредством съпротивление /?,2 към (—). При то-
12*
ва положение потенциалы между емитера и бааата
за този транзистор се определи от разликата в нап-
реженията, който съществуват върху съпротивленията
/?К1 и Т?е2. Тъй като усилването на първия транзис-
Фиг. 56
тор за съпротивления /?Ki>(3-=-5) k Q почти не се
увеличава, не е необходимо поставянето на по-високо-
омни стойности. Печалбата е в това, че и съ-
противление Т?е2 ще има по-малка стойност, а оттам
и по-малко захранващо напрежение при същите ус-
ловия на работа, както при предишната схема. Кога-
то на входа на усилвателя се подаде променлив сиг-
нал, той се усилва от първия транзистор, за който
товарно съпротивление е /?К1 и входното съ-
противление на транзистор Т2. Усиленият от второто
стъпало сигнал се взема непосредствено от съпро-
тивление /?к2.
На фиг. 57 е представена схема на усилвател с
непосредствена връзка между два транзистора, из-
вестна под името усилвател със „съставен транзис-
тор*.
9 Транзисторни усилватели
129
Първият транзистор работи по схема ОК. Товар-
ното съпротивление в емитерната му верига както
по постоянен ток, така и по променлив ток е вход-
ното съпротивление на втория транзистор, който ра-
боти по схема ОЕ. Тъй
като емитерният постоянен
ток на транзистор 7\ е ток
на базата за 'транзистор
Г2, следва, че колекторни-
те токове на двата транзис-
тора не могат да се избе-
рат произволни. За дадена
стойност на тока на еди-
нил транзистор стойността
на тока на другия транзи-
стор е вече определена.
с голямо входно съпротив-
Схемата се отличава
ление и малък брой елементи, поради което се оказ-
ва подходяща за предусилвателно стъпало, което
усилва сигнали на източник с голямо изходно съп-
ротивление например пиезоелектричен звукоотнема-
тел (грамофонна мембрана).
За определен ток през колектора на втория тран-
зистор, като се използува коефициентът на усилва-
не по ток 8, може да се изчисли токът в базата,
който е емитерен (респективно колекторен) ток за
първия транзистор. Посредством изменяне на сгой-
ността на съпротивлението 7?б може да се нагласи
желаният постояннотоков режим. Изчислението на
динамичните параметри може да се извърши лесно,
като се има пред вид, че във второто стъпало тран-
зисторът е свързан по схема ОЕ, а в първото — по
схема ОК и товарно съпротивление за първото стъ-
пало е входното съпротивление на втория тран-
зистор.
130
На фиг. 58 е показана друга схема на непосред-
ствена връзка между два транзистора с различии
типове проводимости. Транзисторът Т1 е от тип
п-р-п. Емитерът му е свързан към минуса на захран-
ващия източник, а в колек-
торната му верига лежи
емитерният преход на вто-
рия транзистор, който слу-
жи за товарно съпротивле-
ние както по променлив, та-
ка и по постоянен ток.Ко-
лекторният ток на транзис-
тора 7\ е базисен ток на
транзистора Tt. Така пос-
редством съпротивление Фиг. 58
се определят едновре-
менно стойностите на колекторните токове и на' два-
та транзистора. Входният променлив сигнал се по-
дава на клеми 1—1. Тъй като захранващият източ-
ник се свързва накъсо за променливите сигнали през
достатъчно голям капацитет С, този сигнал попада
фактически на емитерния преход на първия транзис-
тор. Усилен веднъж, той отива в емитерния преход
на втория транзистор. Вцжда се, че и двата тран-
зистора работят по схема ОЕ, в резултат на което
схемата осигурява голямо усилване. В сравнение с
двустъпалния А?С-усилвател тази схема се осъщес-
твява със значително по-малък брой елементи. Съ-
ществен неин недостатък е зависимостта между пос-
тоянните токове на двата транзистора, която не дава
възможност в бол шине твото от случайте да се осъ-
ществят оптималните постояннотокови режими на
транзисторите. Практическата настройка на режима
е твърде капризна, а температурната стабилност на
цялата схема — твърде ниска.
131
Схемите, изображены на фиг. 53 и 54, 55, могат
да бъдат използувани за крайни усилватели в мало-
мощна транзисторни приемници, като вместо съпро-
тивлението /?к в колекторните вериги на вторите
транзистори се включи телефонна слушалка.
Фиг. 59
Голямата температурна нестабилност на гореопи-
саните схеми може да бъде намалена, като се из-
ползуват схеми с автостабилизация. Една такава
схема е представена на фиг. 59. Постояннотоковият
режим на транзистора Га се определя от разликата
в потенциалите между точки а и б, конто потен-
циали зависят от стойностите на съпротивления Re2
и RK и постояните колекторни токове /К1 и 1е2 за
дадено захранващо напрежение Ек • Колекторният
ток /К1 от своя страна се определя от стойностите
на съпротивленията Rti и R.
Ако предположим, че околната температура се
увеличи, ще се увеличи колекторният ток на тран-
зистор падението в съпротивление RK ще се уве-
личи и 1. а ще придобие по-малък отрицателен по-
тенциал спрямо земя.
132
Тъй като потенциалы на т. а е потенциал на ба-
зата на втория транзистор, ще последва намаление
на колекторния, респективно емитерния, ток и потен-
циалы на т. б ще стане по-малко отрицателен спря-
мо земя, понеже падението на напрежението в съ-
противлението /?е2 ще се намали. По такъв начин
към базата на първия транзистор ще се подаде чрез
съпротивление R по-малко отрицателно напрежение,
което ще намали неговия колекторен ток. С други
думи, ще се компенсира увеличението на тока, пре-
дизвикано от повишената температура.
7. КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ
Основните изисквания към крайните усилвателни
стъпала са:
1. Да осигурят необходимата изходна мощност
Риэх за захранване на коне у матора (високоговорител,
телефонна слушалка, реле, асинхронен двигател
и др.).
2. Да имат по възможност максимален коефициент
на усилване по мощност:
Р
17 _ «X
1\р---р
вх
3. Коефициентът на нелинейни изкривявания Л} да
бъде по-малък от предварително зададена стойност.
Тъй като крайното стъпало работи при най-големи
сигнали, обикновено нелинейните изкривявания за
един многостъпален усилвател се определят- от него.
4. Да пропуска определена честотна лента.
5. Да притежава по възможност максимален к. п. д.
за по-бавно изтощаване на захранващите източници
(в случай че са акумулатори и сухи батерии) и по-
133
Ыалък развод на енергия в случай на захранване от
мрежа (220 V).
6. Да работа нормално в определен температурен
интервал на околната среда.
Транзисторите, конто са предназначени за крайни
усилвателни стъпала, имат по-големи максимални ко-
лёкторни токове. Така например българските тран-
зистори от групата SF.T Т351-353 имат допустима
разсейвана мошност 200 mW и максимален колек-
торен ток 150 mA. Транзисторите SF.T Т321, SF.T322
и SF.T323 ймат същата разсейвана мощност, но мак-
сималният им ток е 250 mA. Това означава, че ха-
рактеристиката /к — /(/б )t/Ke=const за последните
транзистори започва да . се закривява при 250 mA
колекторен ток, а за първите — при 150 mA. Следо-
вателно транзисторите SF.T321-323 могат да осигу-
рят по-големи неизкривени изходни мощности. Пора-
ди тази причина те са специално предназначени за
усилване на нискочестотни сигнали с голяма ампли-
туда, а транзисторите SF.T351-353 — за усилване на
нискочестотни сигнали с малка амплитуда.
В зависимост от стойността на допустимата раз-
сейвана мощност върху колекторния преход транзис-
торите се делят на маломощни (Рк доп^200 mW),
средномощни (0,2 W<PKWn<10 W) и мощни
(ft доп>10 W). Обикновено маломощните транзисто-
ри се използуват в крайни стъпала, без да се вземат
допълнителни мерки за охлаждане (охладителни ребра
или плоскости), тъй като такива мерки се оказват малко
ефективни за повишаване на допустимите разсейвани
мощности. За средно мощните и мощните транзисто-
ри обаче ефектът от поставяне на охладителни реб-
ра е твърде голям. Често в каталожните данни се
дават зависимости на допустимите разсейвани мощ-
ности върху колектора от повърхността на охлади-
134
телните ребра, а също така и от температурата на
околната среда. Обикновено се налага корпусът на
транзистора да бъде изолиран електрически от ме-
талната охлаждаща повърхност, към която е прик-
репен| За целта двете допиращи се плоскости се изо-
лиратч със слюда, поставена между тях. Естествено
това цредизвиква влошаване на топлоотдаването.
Ето защо е желателно слюдената пластинка да бъде
колкото се може по-тънка.
Според типа на схемата крайните усилвателни стъ-
пала се делят на две основни групи: еднотактни и
двутактни. Двутактните схеми се наричат още про-
тивотактни или пушпулни.
Според режима на работа на транзисторите край-
ните усилватели биват: усилватели режим клас А,
режим клас В и режим клас АВ или, съкратено ка-
зано, клас А, клас В и клас АВ.
В зависимост от вида на връзката с товарного
съпротивление различаваме усилватели с трансфор-
маторна и усилватели без трансформаторна връзка.
8. ЕДНОТАКТЕН УСИЛВАТЕЛ КЛАС А
Еднотактните усилватели работят винаги в клас А,
тъй като в противен случай се увеличават силно не-
линейните изкривявания.
Принципната схема на еднотактен усилвател е пред-
ставена на фиг. 60, където транзисторът е свързан
по схема ОЕ. Почти във всички практически случаи
еднотактните усилватели на мощност се осъщест-
вяват по трансформаторната схема. Причината за това
е, че транзисторът може да отдаде максимална по-
лезна мощност при определена стойност на товарного
съпротивление /?'. Посредством подходящ коефици-
135
ент На преводното отношение на изходния трансфор-
матор товарното съпротивление във вторичната на-
мотка може да се трансформира в първичната намотка
в каквато пожелаем стойност. Освен това благода-
Фиг. 60
рение на трансформа-
тора през консумато-
ра не тече постоянна
компонента на тока,
което в редица случаи
е сыцо предимство
Поради най-добри-
те си усилвателни ка-
чества в практиката
се употребява предим-
но схема ОЕ, дока-
то схемите ОК и ОБ
намират по-рядко при-
ложение.
Постояннотоковото захранване на транзистора на
схемата от фиг. 60 се извършва по обикновения спо-
соб : съпротивителен делител в базата и съпротив-
ление в емитерната верига. Обикновено в сравнение
с /?С-усилвателя крайните еднотактни стъпала работят
с по-голям постоянен колекторен ток, поради което
входното съпротивление на транзистора е малко. Това
позволява да се постави по-нискоомен съпротиви-
телен делител, без да се шунтира забележимо вхо-
дът на транзистора за полезните сигнали, с което се
подобрява температурната стабилност. Така напри-
мер, докато при /?С-усилвателите съпротивленията
и /?2 имат стойности от порядъка на 5 kQ и
20-=-50 кй, при крайните усилватели те са от по-
рядъка на стотина ома до няколко килоома.
За ралика от /?С-усилвателите максималната стой-
ност на съпротивлението R, за разглежданата схема
е силно ограничена. Причините за том са две:
186
1. Поради големия колекторен ток в съпротивле*
ние Rt ще се получи голямо падение на напрежението
и постоянного напрежение между колектора и емитера
ще се намали, което намалява възможността за полу-
чаване на по-голяма изходна мощност.
2. Върху съпротивление /?е се отдели постоянното-
кова мощност, което намалява к. п. д. на стъпалото.
Ето защо в практическите схеми съпротивление Re
има стойности 54-10 2, а често пъти липсва.
По-добра температурна стабилизация може да се
постигне, ако се използуват схеми на термокомпен-
сация. Захранването на колектора на транзистора с
постоянно напрежение се извършва през първичната
намотка на изходния трансформатор, аналогично на
разгледаната преди схема с трансформаторна връзка.
Променливата съставяща на колекторния ток про-
тича през съпротивление R'. Кондензаторите С и Се
представляват късо съединение за променливите сиг-
нали.
Принципът на действие на схемата по нищо не се
отличава от принципа на усилвателя с трансформа-
торна връзка. Разликата обаче е, че тук основната
цел вече не е да се извлече максимално усилване, а
да се получи максимална изходна мощност при опре-
делена степей на нелинейните изкривявния.
Па фиг. 61 са представени статичните характерис-
тики на транзистора. Работната точка по постоянен
ток А се определи от постоянного колекторно напре-
жение икео^Ек и постоянния колекторен ток /°к . При
това колкото са по-големи напрежението UKt0 и токът
1к , толкова по-голяма изкривена мощност може да
се получи от транзистора. Напрежението UKt0 обаче
не може да бъде по-голямо от половината на допус-
тимого напрежение, което се дава в каталога на тран-
зистора, тъй като може да настъпи пробив и траи-
зисторът да иалеае от строя.
137
Токът 1* , от друга страна, не бива да е по-голям
от стойността, при която се достигат допустимите
загуби на колектора;
к доп-
Това означава, че точка А не може да лежи над
кривата на допустимите колекторни загуби А*оп, която
е начертана на фигурата с прекъсната линия.
13S
В определената работна точка А се прекарва то*
варна права по същия начин, който бе описан при
разглеждането на схема с трансформаторна връзка
При това нейният наклон се определя от стойността
на това съпротивление:
ni / у
За'да не се предизвикат нелинейни изкривявания
от стъпалото, трябва при подаден синусоидален сиг-
нал от предното, драйверното стъпало, изходният
сигнал също да има синусоидална форма. Това е въз-
можно семо ако двете половинки на променливата
амплитуда имат еднакви стойности t/K.
Променливото напрежение в колектора се получава
от произведението lK R'r, където /к е моментната стой-
ност на променливия ток. От това следва, че каквато
е формата на напрежението, такава ще бъде формата
на тока. Не е трудно да се види, "че максималната
възможна неизкривена амплитуда за напрежението е
тази амплитуда, при която се достига пресечната точка
на товарната права със статичната характеристика
при Zei =0 (точка N).
Ако се подаде сигнал, чието напрежение по ампли-
туда във входа на транзистора е по-голямо от U&,
за моментните стойности, по-големи от Ue , базисният
ток ще остава постоянно равен на нула. При това
колекторният ток ще има стойност 1М0, т. е. също
няма да се изменя, а следователно и колекторното
напрежение ще престане да расте. В такива случаи
казваме, че транзисторът „ограничава отдолу" — по-
лучава се отсичане на единия връх на синусоидата
При начина, по който е начертана товарната права
139
в същото време, при което се получава „ограничаване
отдолу“, сигналът ще бъде ограничен и отгоре, тъй
като колекторните статични характеристики завиват
и започват да се събират в една права. Това озна-
чава, че по-нататъшното
I 2 увеличаване на базисния
Jток в началото ще предиз-
.у у ц виква непропорционални
^КИаКа Ч (по-малки) изменения на ко-
т лекторния ток и за
\ Л колекторният ток, респек-
тивно променливото колек-
торно напрежение, ще пре-
иг‘ стане да се изменя.
Ако се наблюдава с помощта на електроннолъчев
осцилограф формата на напрежението в товарното
съпротивление, тя ще представлява картината, изобра-
зена на фиг. 62.
За сигнали на входа с амплитуда, по-малка или
равна на тази, която е приета на фиг. 61, формата
на изходното напрежение е изобразена с крива /, а
за по-големи сигнали — с крива 2.
Ограничаването може да се открие най-лесно чрез
наблюдаване на формата на кривата на екрана на
осцилограф. Друг начин е чрез наблюдаване на уве-
личението на изходното напрежение с променливо-
токов волтметър, когато постепенно се увеличава
входният сигнал. При достигане наточкитена ограни-
чаването изходното напрежение не расте пропорцио-
нално на изменението на входното.
За избраните на фиг. 61 работна точка и наклон
на товарната права транзисторът ще отдава почти
максимално възможната полезна мощност. При смък-
ване на работната точка А надолу, т. е. при нама-
ляване на постоянния колекторен ток, изходната не
140
иакривена мощност ще намалява, тъй като ще се
намалява амплитудата на променливия ток. Намаля-
ването на постоянното напрежение UKto също ще
намали неизкривената изходна мощност, защото в
същата степей ще се намалява и максималната стой-
ност на променливото напрежение UK.
Съществена проблема при мощните транзисторни
усилватели и в частност при еднотактния усилвател
е нелинейните изкривявания да бъдат сведени до ми-
нимум. От фиг. 61 се вижда, че както входната ха-
рактеристика, така и характеристиката на предаване
на транзистора са нелинейни, т. е. не представляват
прави линии.
Въэможни са два гранични случая на работа на
входната верига. Ако вътрешното съпротивление на
източника на сигнала е много по-голямо от вход-
ното съпротивление на транзистора, входният ток
ще има същата форма, каквато е формата на нап-
режението на източника, тъй като ще се определя
от израза
При синусоидално напрежение на източника токът
ще има’също синусоидална форма. Тогава в резултат
на закривяването на характеристиката /к=/(/б) ко-
лекторният ток, а оттам и колекторното напрежение
няма да бъдат синусоидални. Следователно за такъв
случай ще се получат изкривявания, внесени от не-
линейността на характеристиката на право предаване
по ток.
Ако вътрешното съпротивление на източника на
сигнала е много по-малко от входното съпротивление
на транзистора, почти цялото напрежение на източ-
ника на сигнала ще се подава на входа и формата
141
им ще. бъде еднаква. Очевидно при синусоидално
напрежение базисният ток ще се получи силно из-
кривен поради голямата нелинейност на входната ха-
рактеристика. Тези изкривявания ще се предадат в
по-малка степей и на изходното напрежение, тъй като
зак]ривяването на характеристиките на предаване е в
обратна посока.
За да се получат минималки нелинейни изкривя-
вания, трябва да се подбере такова съотношение
между стойностите на вътрешното съпротивление на
източника и входното съпротивление на транзистора,
че да се получи по възможност максимална компен-
сация на изкривяванията, внесени от входната харак-
теристика с изкривяванията, конто се внасят от ха-
рактеристиката на предаване в посока на пропускане
права посока). Обикновено на практика се избира
Rc = (5-5-15) /?вх-
На фиг. 61 работата на транзистора се осъщест-
вява при подобии условия. Вижда се, че при сину-
соидално напрежение UK и ток /к напрежението, което
се подава на входа на транзистора, има силно неси-
нусоидална форма. Токът на базата също ее разли-
чава от синусоидата.
Изчислението на схемата може да се извърши в
следния ред:
1. Избор на транзистор
Изборът на транзистор се извършва така, че да
може да се осигури необходимата мощност в товар-
ното съпротивление Рт = ,
където Ur е ефективната стойност на напрежение-
то върху товарното съпротивление.
142
Изходната мощност, която трябва да осигури
транзисторът, е
ивх ~~
Чтр
където т;Тр е к. п. д. на изходния трансформатор и
може да има стойност 0,8-5-0,95.
Тъй като реалният коефициент на полезно дейст-
вие на самия транзистор е от порядъкана0,4-т-0,45,
за максималната мощност, която може да се извле-
че от един транзистор, се получава
Риз* <0,36 Рк ,
или транзисторът трябва да има допустима разсей-
вана мощност, отговаряща на условието
РК ДОП— 2,8 Риз* •
2. Захранващото напрежение Ек трябва да отгова-
ря на условието
Ек
доп
2
Ако не желаем пълно използуване на транзистора
по мощност, трябва да изберем по-малка стойност
на Ек.
3. Постоянният колекторен ток не трябва да пре-
вишава стойността, при която се достигат допустит
мите загубни мощности на колектора
р
,о к доп
/к= Ек
Колкото е по-малка стойността на тока от стой-
ността, при която се достигат допустимите загуби,
толкова е по-добра температурната устойчивост ва
143
етъпалото. Непълното използуване на транзисторите
по мощност е мярка, която на практика често се
използува за сигурна и стабилна работа на крайните
стъпала.
4. Върху статичните характеристики се нанася ра-
ботната точка А и през нея се прекарва товарната
права с такъв наклон, че отсечките ЛУИ и AN да
бъдат равни (виж фиг. 61).
Стойността на съпротивлението се определя
по формулата
5. Съответно за преводното отношение на тран-
сформатора се получава
Пт
6. Полезната мсщност в колекторната верига ще
се определи, като се отчетат токът 1К и напреже-
нието UK от статичните характеристики и товарната
права:
Ако се окаже, че Ртх е по-голяма от зададената,
трябва да се облекчи режимът на транзистора, като
се намали или напрежението Ек, или токът ft. Съ-
ответно ще трябва да се измени и наклонът на то-
варната права, т. е. преводното отношение на транс-
форматора.
7. Консумираната мощност от захранващия из-
точник е
Р0-Ек.1°.
144
8. Коефициентът на полезно действие на стъпа-
лото е
9. Входното съпротивление на транзистора е
D СР
7б
където
U& ср е средната аритметична стойност на
двете полувълни на напрежението в базата.
10. Необходимата мощност на сигнала е
Рвх == ~2~^бср • /б •
11. Коефициентът на усилване по мощност настъ-
палото е
Р Р
лр— р р «Чтр»
вх вх
Схемите ОБ и ОК намират сравнително по-рядко
приложение. Схема ОК има известно удобство, тъй
като позволява непосредствено свързване на колек-
тора към „масаа. Това е съществено предимство,
когато се използ\ва топлоотвод (охладителна пла-
стина, ребра), тъй като не се поставя електрическа
изоляция между корпуса на транзистора и охлади-
телната повърхност.
Схема ОК се характеризира с ниско изходно съпро-
тивление, което качество в някои частични случаи я
прави по-подходяща от схема ОЕ.
На фиг. 63 е представена принципната електри-
ческа схема на усилвател, където транзисторът ра-
бота по схема ОК.
10 Транвисторнц усилватели
145
Връзката с драйверного стъпало е направена транс-
форматорна, което позволява да се осъществи не-
обходимата стойност на вътрешното съпротивление
на драйвера, тъй като изходното съпротивление на
предния транзистор се трансформира във вторичната
намотка в стойност, зависеща от преводното отно-
шение.
Еднотактният усилвател има редица недостатъци,
конто са станали причина той да се използува срав-
нително рядко. Тези недостатъци са:
1. Малък коефициент на полезно действие, поради
което за получаване на определена полезна мощност
е необходим транзистор със сравнително големи раз-
сейвани мощности.
2. Консумацията от захранващия източник е голя-
ма независимо от това, дали се подава или не по-
лезен сигнал на входа.
3. При едни и същи полезни мощности транзи-
сторното стъпало работа при толкова по-голям по-
стоянен ток от ламповото, колкото е по-малко за-
хранващото напрежение. При повечето транзистори
146
максималното работно напрежение е 12V, докато
при лампите е обикновено 200-i-300 V. Оттук може
да се направи заключение с колко по-голям ток ще
работа транзисторното стъпало в сравнение с лам-
пового. Поради тази причина постоянного намаг-
нитване на трансформатора ще бъде значително за
транзисторния усилвател. Това налага да се вземат
мерки, конто се изразяват в увеличаване на размери-
те на трансформатора и въздушната междина в ма-
гнитопровода.
Пример на ориентировъчно начисление на крайне
стъпало клас А. Транзистор SF.T 212 е предназ-
начен за крайни усилватели, работещи в клас А за
получаване на полезни мощности до 4 W. Тран-
зисторът има следните максимално допустими стой-
кости на параметрите:
Ядоп = 30 W, /к . 3 А, Пкб= -30 V, {/ee=-7,5V.
Фиг. 64
Ще извършим изчислението на усилвател за въз-
произвеждане на говор и музика за изходна мощ-
ност Ри„ = 3 W, захранващо постоянно напрежение
147
Д = 6 V, съпротивление на бобин ката на високого-
ворителя 3Q (фиг. 64).
1. Ако се приеме к. п. д. на изходния трансфор-
матор = 0,9, полезната мощност, която трябва да
се отдели в колекторната верига на транзистора, е
- ^-3.35W.
2. Максималната амплитуда на колекторното на-
прежение е
Uk = Ек Uk м«н 7° гТр = 6 — 0,2—0,1 =5,7 V.
3. Амплитудата на колекторния ток е
4. Избираме постоянен колекторен ток
/°= 1,25 А>/к.
5. Максималните разсейвани мощности се получа-
ват в режим на мълчание, т. е. при липса на
сигнал:
Р, « . /“=6.1,25 = 7,5 W<PMon=30 W.
6. Коефициентът на полезно действие на цялото
стъпало е
Ро ~7,5~0’4-
7. Консумираната мощност от захранващия източ-
ник е
Ро -fK./o=7,5W.;
К /
7
14$
8. Товариото’съпротиВление ё
9. Преводното отношение на трансформатора е
10. На фиг. 65, където са изобразени статичните
характеристики на транзистора, построявама работна
Фиг. 65
точка А и товарна права. Приблизително може да
се отчете
+ "и: 1 = o.f+o.2
—5-------- 2,is. id-*
=8,6 Q.
149
И. Необходимата мощност на сигнала е
Рп= ~Т = 4 •352 •1 °~6-8’6 = 5’25 mW“
12. Коефициентът на усилване по мощност
3
^ = 7^=-5ЭТ-1Г=570.
13. На фиг. 64 е представена схемата с реални
стойности на съпротивленията и кондензаторите.
Посредством /?р може да се измени постояннотоко-
вият режим на крайняя транзистор, за да може прак-
тическата настройка да се извърши така, че да се
получи желаната изходна мощност при минимални
нелинейни изкривявания.
Практическа настройка на краен усилвател
кл. А
С предварителното изчисление на усилвателя се
прави избор на транзистора, за да се осигури жела-
иата изходна мощност, определя се необходимият
постояннотоков режим и преводното отношение на
трансформатора.
При навиването на трансформатора е удобно от
вторичната намотка да бъдат направени няколкодо-
пълнителни извода.
Ако например сме изчислили, че вторичната на-
мотка трябва да бъде 40 навивки, може да се
направят 3 извода — на 30-та, 40-та и 50-та на-
вивка. Това позволява практически да определим вп-
тималното преводно отношение, при което ще се по-
лучи максимална мощност.
Проверката и донагласяването на постояннотоко-
вия режим се извършва, както при /?С-усилвателя.
150
По аналогичен начин се извършва и проверката на
мощността, при която настъпва ограничаване.
Ако формата на изходното напрежение, наблюда-
вана на осцйлограф, при увеличение на входното на-
прежение, подадено от тон-генератор, от даден мо-
мент нататък започне да се отрязва най-напред от
едната страна, трябва да проверим дали се дължи
на ограничаване отдолу или отгоре.
Ако при това положние увеличим постоянния ко-
лекторен ток и ограничаването се намали или се
премахне, явно е, че ограничаването е настъпило
отдолу. При неизменен колекторен ток, ако то-
варного съпротивление е свързано към извод,
съответствуващ на 40 навивки на вторичната намот-
ка, и ако го свържем към извод 30 навивки, трябва
товарната права да се наклони към оста „£7К “ и
отрязването отдолу ще се намали или въобще ще
се премахне.
В случай че отрязването е отгоре, при премина-
ване от извод 40 навивки към извод 30 навивки ра-
ботата на стъпалото ще се влоши, т. е. отрязването
ще стане по-голямо.
Разрешение на въпроса в този случай се намира
или като се увеличи броят на навивките на вторич-
ната намотка, или като се увеличи постоянного ко-
лекторно напрежение. Най-добра работа на стъпало-
то ще се определи тогава, когато отрязването отгоре
и отдолу на синусоидата настъпва едновременно.
9. ДВУТАКГЕН УСИЛВАТЕЛ КЛАС В
Болшинството от схемите на крайните транзистор-
ни стъпала, срещащи се в практиката, са осъщест-
вени по двутактна схема, работеща в клас В. При-
151
Рината за това е, че основните недостатъци на ед-
нотактните схеми тук са избягнати.
В това отношение двутактните схеми притежават
следните предимства:
1. Голям к. п. д. и нищожен ток при липса на
сигнал. С това икономията на консумирана енергия
от захранващия източник — сухи батерии или аку-
мулатори, е извънредно голяма.
2. Позволява реализиране на по-големи полезни мощ-
ности при използуване на един и същи тип транзистори.
На фиг. 66 е представена принципната схема на
двутгктен усилвател клас В.
Транзисторите са свързани по схема ОЕ, която
е най-често срещаната схема в практиката.
Фиг. 66
Връзката както с товарното съпротивление, така
и с драйверното стъпало е трансформаторна.
Двата края на вторичната намотка на ТР], известен
под наименованието драйверен трансформатор, са при-
съединени към базите на двата транзистора, а врад-
152
Пата му точка е свързана към емитерите им. Колек-
торите са свързани към краищата на първичната на-
намотка а—а' на Tpi и се захранват с постоянно
напрежение Ек от средна точка 0.
При липса на сигнал във входната верига напре-
жението между емитер и база за всеки транзистор е
О и колекторните токове имат стойности /кео. При
равенство на двата тока магнитодвижещите сили,
конто се създават от тока на транзистора 7\ в на-
мотка О—а и тока на транзистор Та в намотка О—а',
взаимно ще се унищожават,тъй катоса противоположно
насочени. Това определя режим на работата на изходния
трансформатор без постояннотоково намагнитване.
Нека подадем на входа на Tpi променливо напре-
жение и разгледаме работата на стъпалото в продъл-
жение на един период Т.
За времето през първата половина на периода ба-
зата на транзистора 7\ ще има положителен потен
циал спрямо емитера и в колекторната му верига ще
продължава да тече ток /„<>• В същото това време
обаче потенциалът на емитера на транзистора Т9 е
положителен спрямо базата (или базата е с отрица-
телен потенциал спрямо емитера), в резултат на което
в колекторната му верига ще протече ток, отговарящ
по форма на входния сигнал. Срещайки по пътя си
приведеното съпротивление в намотка О—а', той
ще създаде падение на напрежението със същата
форма, като т. а' ще има винаги положителен потен-
циал спрямо т. О. Напрежението О—а' ще предиэ-
вика индуктиране на напрежение със същата форма ка-
кто във вторичната намотка, така също и в намотка
О—а, като поляритетът в намотка О—а ще бъде
означеният на фигурата.
Т
В момента-j- входното напрежение става нула в
съотватно и напражениато в намотките на иаход-
1И
ния трансформатор ще бъде пула. През време на
втората половина на периода ще стане точно обрат-
но: базата на транзистора Гх ще се окаже с отри-
цателни потенциали спрямо емитера и в колекторната
му верига ще протече ток така, както е посочен на
фигурата. Посоката му е от т. а към т. О и ще
създаде падение на напрежението с обратен знак
на падението, което бе създадено в първия полупе-
риод. Това напрежение предизвиква индуктиране на
напрежение със същата форма в намотката О—а' и
вторичната намотка на трансформатора. Посоката
на това напрежение обаче е противна на посоката,
която се получи в първия полупериод. В краен ре-
зултат се вижда, че във всички намотки на изходния
трансформатор се появява усилено напрежение, по-
добно по форма на подаденото на входа.
Работата на входната верига на двутактния усил-
вател е илюстрирана с фиг. 67. Входната характерис-
154
тика на транзистора 1\ е в координатна система
if,> — Uв', а на транзистора Тг в координатна система
1‘б"—Uб"-
Напрежението UBX измени напреженията t/6' и t/б"
противофазно около нулевата им стойност. За едната
полувълна то се оказва отрицаТелно за базата на
единия транзистор и положително за базата на дру-
гая. За следващия полупериод става точно обратното.
В действителност на всеки транзистор се подава
напрежението от съответната половина на вторичната
намотка, но тъй като тези две напрежения са еднак-
ви по амплитуда, при построяване на координатната
характеристика може да „задействуваме“ транзисто-
рите с напрежение Un. Двете входни характеристики,
начертани по този начин, се наричат спрегнати.
Те онагледяват работата на усилватели и дават въз-
можност за изчислението му.
Ако се сметне, че статичната характеристика /к =
=Д7в )ук =«>nsi е права линия очевидно колектор-
ният ток, а оттам и променливото колекторно напре-
жение ще имат изкривената форма на базисния ток.
Това е съществен недостатък на транзисторния усил-
вател клас В.
На фиг. 68 са изобразени колекторните статични
характеристики на единия транзистор.
Работната точка на транзистора е т. А. Прекарва-
нето на товарната права, чийто наклон съответствува
на стойността на приведеното съпротивление в съот-
ветното рамо, се извършва обаче от точка, разполо-
жена по абсцисната ос на разстояние UKt0 — Ек
<=^ЕК , понеже, когато входното напрежение мине през
нулевата си стойност, двата тока през транзисторите
стават Гкео. Магнитодвижещите им напрежения се
унищожават взаимно и изходното променливо напре-
жение ще мине също през нулевата си стойност. А
155
това ще бъде вярно само при прекарване на товар*
ната права през точка 4/ке0> лежаща на абсцисната ос.
С увеличаване на стойността на базисния ток на
разглеждания транзистор ще се увеличава неговият
колекторен ток, а напрежението на колектора ще
намалява. Когато се запуши разглежданият транзис-
тор и започне да работи другият, върху приведеното
в неговото рамо съпротивление ще се изменя паде-
аието на напрежението и съответно напрежението
му ще намалява. Тези изменения ще индуктират е. д. н.
вдругата половина на трансформатора и ще опре-
делят дясната полувълна на изобразеното напреже-
ние UK. На' фиг. 68 на базата на тези разсъждеиия
156
могат да се начертаят спрегнатите колекторни харак-
теристики.
От направените разсъждения се идва до извода,
че максималната моментна стойност на колекторното
напрежение може да добие стойност почти 2£7кео,
тъй като напрежението, при което закривяват колек-
торните характеристики, в действителност има много
малки стойности (обикновено 1/Кмин =0,2-j-0,8 V).
Следователно максималното захранващо напрежение
не бива да превишава половината от максимално
допустимото напрежение на колектора.
При разглеждането на работата на изходната верига
от фиг. 64 не са взети пред вид изкривяванията,
конто внася входната верига, а се приема изходното
напрежение за неизкривено. Очевидно при увелича-
ване на сигнала на входа, когато базисният ток на-
расне над стойност z’oe, ще настъпят изкривявания
поради ограничаване на транзистора отгоре. Когато
схемата е напълно симетрична, т. е. двата транзис-
тора имат идентични статичнй характеристики, пода-
дените напрежения на входа на двата транзистора са
еднакви и намотките на двете половини на първич-
ната намотка на изходния трансформатор са равни;
ограничаването ще настъпи едновременно от двете
страни на променливото напрежение.
Тогава се получава най-добро използуване на тран-
зисторите по мощност.
При нееднакви статични характеристики на двата
транзистора се получават големи нелинейни изкривя-
вания още преди да се появи ограничаването от из-
вивките на колекторните характеристики.
Поради големите нелинейни изкривявания, причи-
нени от нелинейността на входната верига, клас В
почти не се използува. Работи се в клас АВ — твърде
близък до В, като работната точка се избира върху
кривината на входната характеристика.
157
На фиг. 69 са изобразени спрегнатите входни харак-
теристики и резултантната им характеристика, в слу-
чай че се избере работна точка, отговаряща на по-
стоянно напрежение С/б0 и постоянен ток /е0. Резул-
Фиг. 69
iff
тантната характеристика се по-
лучава от сумирането на двете
индивидуални характеристики.
Изчислението на двутактната
схема клас В (а също така и клас
АВ) може да се извърши в след-
ния ред:
1. Избор на транзистор
Практически осъществимият
коефициент на полезно действие
при маломощни и средномощни
усилвателни стъпала (заедно с
к. п. д. на трансформатора) е
от порядъка на 0,5-ь 0,7. Тогава
при зададена изходна мощност
максималната разсейвана мощ-
ност върху единия транзистор може да се определи
ориентировъчно по формулата
кмакс
<^0,32 РиЗХ.
Типът на използуваните транзистори се определя от
условието
Ркмакс — Ркдоп •
Ако е определен типът на транзистора, с който
ще се осъществява схемата, максималната мощност,
която може да се получи от него, е
Ризх^ЗРкдоп •
158
2. Мощността, която трябва да се осигури в пър-
вичната намотка на трансформатора, е
D изх
< ИЗХ -~ ’
Обикновено т]Тр=0,84-0,9.
3. Избираме постоянно захранващо напрежение
Ек , което трябва да отговаря на условието
С____^кедоп
---
4. Амплитудата на променливото колекторно на-
прежение (от колектор до колектор) ще бъде
UK =£Ек,
където
5
t/кемин е от порядъка на 0,2 до 0,8 V.
5. Амплитудата на променливия колекторен ток се
определя от формулата
/ =2—•
Ук Z UK
Върху статичните характеристики '(фиг. 68) прекар-
ваме товарната права А'М през двете точки А' и М,
имащи координата
И Л4(£/Кмин, /к).
6. Преводното отношение на изходния трансфор-
матор ще се определи от формулата
й==^1_ = 2 /cotg<t> ,
V>2 \ «т ’
159
където
cotg<|» = -j-’
JK
ф — ъгълът, който сключва товарната права
с абсцисната ос;
wL— навивките на цялата първична намотка.
7. Постоянната компонента на тока за пълен раз-
мах (когато големината на входния сигнал е такава,
че в изхода се получава изчислената мощност Ртх) е
70_ 4
к я
8. Консумираната мощност от двата транаистора
при максимална мощност на усилвателя е
Р9=21»Ек,
а при покой
^>опок = 2/°пок.£'к .
9. Проверяваме дали не се превишават допусти-
мите разсейвани мощности на колекторите
2Рк;= Р0-Р;з^2Рклаа.
10. Избираме работна точка в началната облает на
закривяване на входните характеристики и построя-
ваме резултантната характеристика (фиг. 69).
Върху резултантната характеристика нанасяме по
оста тока /б, отчетен от статичните характери-
стики, изобразени на фиг. 66, и отчитаме амплиту-
дата на необходимого входно напрежение Ue.
11. Необходимата възбудителна мощност за двата
транзистора ще бъде
Рв»зб= As •
ieo
12. Усилването по мощност на стъпалото е
Кр =-^~ - 101g -^-dB,
'ъзб 'възб
а по напрежение
13. Стойността на входното съпротивление от база
до база на транзисторите е
а за един транзистор
R Л6'
Авх тр ®® *“7—
7б
14. Преводното отношение на входния трансфор-
матор се определя от гледна точка за минимални
нелинейни изкривявания.
Обикновено се избира такова преводно отноше-
ние, при което вътрешното съпротивление на източ-
ника на сигнала да бъде 24-10 пъти по-голямо от
входното съпротивление на крайното стъпало.
Тогава
I ^н»х
У (2+10)/?вх ’
където е изходното съпротивление на предния
транзистор.
В редица случаи за избора на п може да окаже
влияние и необходимата мощност, която трябва да
осигури транзисторът във възбудителното (драйвер-
ното) стъпало.
U Транзисторни усилватели
161
Пример
Дадено: Рявх=300 mW;£0=9 V; 7?Вг»б,7 С, транзистор
SF.T 321 със статични характеристики, дадени на фиг. 70.
1. Рк = 0,33. Ризх-=0,33.0,3=0,1 W.
^L=2A=O,37OW.
ЧТр 0,8
2. Р
И1Х
Фиг. 70
В случая сме
3. UK~EK- U,
*1Р
4 I — изх
К UK
приели чтр=0,8.
кмйн=9 - 0,4=8,6 V.
2.370.10~3
8,65 -85-10 А.
5. Преводното отношение на изходния трансформатор е
л=2
Vcotg<|> / 100
*вг У 6,7
=7,8.
6. Постоянният ток при пълен размах (пълна мощност) е
/°=—= - •=27.10-ЗА.
к ти 3,14
7. Консумираната мощност от токоизточника за пълната мощ-
ност е
Р0=2^£>2.27.10-3.9=0,5 W
и консумираната мощност при покой
Ро пок=2 /к°пок • £,=2.3.10-3.9=0,054 W.
(/gnoK може да се отчете или от по-точни статични характери-
стики, или като се умножи /б пок с коефициента на усилване по
ток на транзистора ?).
8. Разсейваната мощност в колекторните вериги на двата
транзистора е
2Л< = Л)~ Ризх (500—370)10“®=0,170 W<2PK Wn=0,4W.
9. Необходимата драйверна мощност е
р,ъзб=^-и6 4 “4" •2,7 •10-3 • °>19=°«260 •10-3 w-
10. Коефициентът на усилване по мощност на стъпалото е
______ изх
лр ~р *
л възб
0,3
0,26.10-»
=1150,
АГрИВ)=10 1g 1150=30,6 dB.
11. Входното съпротивление
.иб л 0,190
:4V=4vno^
=280 С.
16S
Практическа настройка на двутактен усилвател
клас АВ, близък до клас В
На фиг. 71 е представена принципната схема на
двутактен усилвател клас АВ.
За точната и качествена настройка са необходими
тонгенератор, осцилограф, милиамперметър и волт-
метър за променливо напрежение.
Фиг. 71
Подбираме транзисторите 7\ и Т2 по такъв начин
че двете рамена на противотактната схема да бъдат
симетрични. За целта е най-добре да бъдат измере-
ни коефициентите им на усилване по ток при пос-
тоянни токове 5 и 50 mA. Те не бива да се разли-
чават значително. Ако нямаме възможност да из-
вършим това измерване, монтираме транзисторите,
като ще имаме пред вид, че ако се появи асимет*
164
рия в двете половини на изходното напрежение, въз-
можно е причината да се крие в нееднаквите ста-
тични характеристики на транзисторите.
Целесъобразно е изходният и драйверният транс-
форматор да бъдат направени с допълнителни из-
води на намотките, за да съществува възможност
за практическо донагласяне на оптималната работа
на стъпалото. След монтиране на схемата трябва да
се провери постояннотоковият режим на транзистор
рите. Не се допуска свързване на милиамперметър
в емитерните вериги, тъй като собственото му съп-
ротивление е значително и изменя съществено ре-
жима на работа. Най-удобно е той да бъде включен
в общия захранващ проводник. Тогава отчитаме ток
27°пок при липса на променлив сигнал на входа. По
средством промяна на съпротивлението или /?а
може да бъде донагласен режимът на покой.
В първичната намотка на 7?! се включва през ви«
сокоомно съпротивление У? (5ч-10 к 2) тонгенератор
на синусоидални трептения, а паралелно на високо-
говорителя — осцилограф и волтмет'ър за промен-
ливо напрежение. Подаваме от тонгенератора сигнал
с честота около 1000 Hz и плавно увеличаваме ам-
плитудата му. От волтметъра на изхода отчитаме
напрежението, при коею настъпва ограничаване на
синусоидата. При съпротивление на бобината на ви-
сокоговорителя 6,7 й на 300 mW изходна мощност
отговаря напрежение 1,4 V. При симетрия в двете
рамена на схемата ограничаването трябва да нас-
тъпи едновременно от двете страни на синусоидата. Ако
ограничаването настъпва доста по-рано за едната поло-
вина, трябва да търсим аснметрия или в трансформатора,
или в нееднаквостта на транзисторите.
Ако изходната мощност е по-малка от желаната,
за която сме убедени, че може да се достигне, тряб-
ва да се измени преводното отношение на изходния
165
трансформатор.
За степента на нелинейните изкривявания, внасяни
от входната верига, може да се съди по формата
на кривата при по-слаби сигнали. Ако се получат
типични прищипвания, трябва да се измени режимът
на покой на транзисторите посредством изменяне на
съпротивлението или /?2.
При липса на гореспоменатите апарати настрой-
ката трябва да се извършва „на слух“.
Очевидно колкото по-добре се разбират явленията,
конто протичат в едно крайно стъпало, толкова по-
добри резултати могат да се получат при практи-
ческата настройка.
10. УСИЛВАТЕЛ КЛАС В С ПОСЛЕДОВАТЕЛИ©
ЗАХРАНВАНЕ
На фиг. 72 е дадена принципната схема на усил-
вател клас В с последователно захранване. Тя пред-
ставлява схема с безтрансформаторен изход, при
която 'високог'оворителят е свързан непосредствено
към транзисторите.
Липсата на изходен трансформатор е значително
предимство, тъй като той е тежък и скъп елемент
и виася честотни и нелинейни изкривявания. Въпреки
това обаче този тип схеки се срещат по-рядко в
практиката, тъй като изискват по-голмо съп-
ротивление на бобината на високоговорителя. От
друга страна, за получаване на мощност, аналогична
на получаваната от противотактна схема с трансфор-
маторен изход, трябва захранващият източник да има
два пъти по-голямо напрежение, тъй като захранва-
нето по постоянен ток е последователно.
Постояннотоковото захранване на транзисторите
(фиг. 72) се реализира по следния иачин. Между
166
колектора на транзистора 1\ и емитера на транзис-
тор Т2 е свързан захранващият източник 2fK. При
липса на товарно съпротивление А?т (високоговори-
тел) постоянният ток, който тече в колекторнит»
Фиг. 72
(респективно емитерните) вериги, е един и същи,
тъй като те са свързани последователно. При на-
пълно идентични транзистори и еднакви съпротиви-
телни делители в базисните вериги трябва
постоянното напрежение 2FK да се разпредели по
равно между колектор и емитер за всеки транзис-
тор. Тогава потенциалът на точка а ще бъде равен
на потенциала на точка б.
Ако обаче транзисторът 7\ има примерно малко
по-голям коефициент на усилване по ток р, би след-
вало неговият ток, ако напрежението колектор-еыи-
тер се запази същото, да се окаже по-голям от тока
на другая транзистор. В действителност обаче токът
в общата верига ще се ограничи от тока на траи-
167
§истора 1\. очевидно, за да се получи един и същи
ток при идентични захранвания на базисните вериги,
напрежението между емитер и колектор трябва да
се разпределя вече не по равно за двата транзисто-
ра. При това напрежението на транзистора Т2 тряб-
ва да се повиши, за да се увеличи молекторният му
ток, а на транзистора Тг да се намали, с което да
се постигне в краен резултат протичане на един
и същи ток. Тъй като колекторното напрежение
влияе слабо върху стойността на колекторния ток,
възможно е да се получи твърде голяма разлика в
постоянните напрежения на двата транзистора, а от-
тай й рязко намаление на неизкривената полезна
мощност.
Поради това е целесъобразно едно от съпротивле-
нията в базисния делител да бъде регулируемо.
Ако потенциалът на точка а не е равен на потен-
циала на точка б, при включването на товарного съ-
противление Rr през него ще протече постоянен
ток.
Вторичната намотка на възбудителния трансфор-
матор е съставена от две половинки, несвързани по-
между си, тъй като в противен случай двете бази
ще имат един и същи постояннотоков потенциал.
Последното е недопустимо, тъй като не ще може
да се осъществи необходимият постояннотоков ре-
жим на транзисторите. От фиг. 72 се вижда, че до-
като емитерът на транзистора Т2 има нулев потен-
циал спрямо маса, емитерът на транзистора Тг има
потенциал — Ек.
Действието на схемата за променливите сигнали е
аналогично на действието на двутактната схема с
трансформаторен изход.
Ако се разгледа работата на транзисторите в про-
дължение на един период на променливия синусои-
168
далее сигнал, се вижда, не всеки транзистор про-
карва ток през товарното съпротивление през време
на половината от периода. Източниците на напреже-
ние Ек могат да се смятат за съединени накъсо за
променливите сигнали. Тъй като токовете /К1 и /К2
са с различии посоки, в съпротивлението Rx се по-
лучава променливо напрежение, повтарящо по форма
напрежението, подадено на входа.
Въпросите за нелинейните изкривявания, максимал-
ните мощности и т. н. са аналогични на разгледа-
ните при двутактна схема с трансформаторна връзка.
Поради липса на трансформатор в изходната ве-
рига товарното съпротивление при схемата с после-
дователно захранване се определя единствено от
стойността на съпротивлението на бобината на ви-
сокоговорителя. Ако това съпротивление е много
малко, товарната права, начертана върху колектор-
ните статични характеристики, ще се окаже доста
изправена, т. е. ъгъл ф ще се приближава до 90°.
Това означава, че върховата стойност на колек-
тсрния ток може да се окаже равна на максимално
допустимия за дадения тип транзистор, без в съ-
щото време да се е достигнало до моментна стой-
ност на колекторното напрежение UKmm. С други
думи, транзисторът не се използува достатъчно по
напрежение. Обратно, ако съпротивлението на боби-
ната на високоговорителя е твърде голямо, товар-
ната права ще бъде силно наклонена и ще се стиг-
не до напрежение UK мин, без да се използуват напъл-
но възможностите на транзистора по ток.
Очевидно съществува някакво оптимално положе-
ние на товарната права, при която за определена
стойност на захранващото напрежение се осъщест-
вява пълното използуване на възможностите на тран-
зисторите.
189
Ориентировъчно изчисление на схема
с последователно захранване
Първи случай. Дадена е стойността на напреже-
нието на захранващия източник £к и типът на из-
ползуваните транзистори. Търсим оптималната стой-
ност на съпротивлението на бобината на високого-
ворителя, при която ще се извлече максимална мощ-
ност от транзистора.
1. Максимално възможната амплитуда на промен-
ливото напрежение на изхода е
Е Е
UK И1КС = -^- — ик мин =~ — (0,2-=-0,8)V.
2. От експерименталната формула
Рasx к макс
определяме Ризх.
3. Необходимата амплитуда на колекторния ток, за
да се получи тази изходна мощност, е
Проверяваме дали не се превишава допустимият
колекторен ток
Лс макс*
Ако 1К се окаже по-голям, избираме /к = 1К „акс и
съответно преизчисляваме полезната мощност:
Риах“ 2 Uk макс ^к •
Максимално допустимата стойност на колектор-
ния ток се определя от сгъстяването на статичните
колекторни характеристики, което определя значи-
телни нелинейни изкривявания.
170
4. Съпротивлението на бобината на високоговори-
теля се определи от израза
U2
_____ к макс
Авг ~ о р ‘
Z/H3X
Втори случай. Определен е типът на използува-
ните транзистори и изходната мощност, съобразена
с възможностите им и съпротивлението на бобина-
та на високоговорителя. Търсим стойността на за-
хранващото напрежение, при която ще получим же-
ланата изходната мощност.
1. Амплитудата на променливото колекторно на-
прежение се определя от израза:
Uk ш^/2Р«зх /?вг •
2. Необходимото захранващо напрежение е
Ек — 2(t/K 4- UK мин)-
Ако се окаже, че
ЕК 2£/к ДОП ,
трябва да се избере Ек = 2UK *оп и да се преизчис-
лява полезната мощност, която ще се получи при
това положение:
„ (£к-2^кмИИ)2
^изх “ 8/?вг
Първи, пример
Дадени: Ризх = 450 mW, Ек = 9V (2х4,5 V) и
транаистори SF.T 321.
Да се определи необходимото съпротивление на
бобината на високоговорителя:
UK =^--t/кмин =4— 0,2 = 4,ЗУС/Кдоп,
171
Л = ^=L^=o,210A</kM.kc=0,250A;
/° = — = ^-=0,070 А;
к те 0,14
%- = /о %-= 0,07.4,5=0,320W;
2 к 2
рк =^£^=^40_^1=о,ш<рКДоп=о^.
Съпротивлението на бобината на високоговорителя
трябва да бъде
/? - - 4’32 — 202
2РИЗХ “ 2.0,450 -2UW-
Втори пример
Д а д е н о: РИЗТ = 5W, /?вг = 3 2 и транзистор
SF.T 212.
Да се определят токовете през транзисторите и
необходимото захранващо напрежение:
UK = >/2Ризх/?вг = V 2.5.3 = 5,5 V;
Ек = 2(£7К + UK мин)=2(5,5 + 0,5) = 12 V;
/к =2^ = 2-Д- = 1,82А;
ик 0,0
/«= 0,58А.
к п 3,14
Следва да се проверят разсейваните мощности
върху колекторите и дали не се превишава допусти-
мият ток.
172
На фиг. 73 е представена схема, осъществена с
транзистори SF.T 321. Средният извод от батерията
е избягнат, като по постоянен ток високоговорителят е
разделен с кондензатор С. Той трябва да има голя-
Фиг. 73
ма стойност (над 100 pF), за да представлява прак-
тически късо съединение за сигнали с честоти от
цялата пропускана честотна лента. Действието на
схемата е съвсем аналогично на действието на схе-
мата, изобразена на фиг. 72.
Особен момент от практическата настройка на
краен усилвател с последователно захранване на
транзисторите е нагласяването на постояннотоковия
режим. За точното му установяване е целесъоборазно
да се употреби променливо съпротивление, както е
показано на фиг. 73.
173
11. СХЕМА С ДОПЪЛВАЩА СЕ СИМЕТРИЯ
На фиг. 74 е представена схема на крайно ниско-
честотно усилвателно стъпало, вкоето са използува-
нн два транзистора — тип р-п-р и тип п-р-п. Изве-
стна е под наименованието схема с допълваща се
симетрмя.
Предимството й пред противотактната схема с по-
следователно захранване, която използува транзисто-
ри с еднакви типове проводимости, е, че не изисква
Фиг. 74
Фиг. 75
противофазни драйверни напрежения за входните ве-
риги. Когато от драйверното стъпало се подаде по-
ложителната полувълна на ороменливия сигнал, тран-
зисторът Г2 ще се отпуши и през високоговорителя
ще протече ток /ti. В същото време транзисторът
7\ е запушен (тъй като посредством подходящ съ-
противителен делител в базисните вериги режимът
е клас АВ, близък до В). Когато на базите на тран-
зисторите се подаде отрицателната полувълна, ще
се отпуши транзисторът 7\, а транзисторът Та ще
се запуши. Токът /е2 протича през високоговорителя
в посока, обратна на посоката на тока /еь По този
174
начин в него се създава само променливо напреже-
ние. В описаната схема двата транзистора работятв
схема на свързване ОК, тъй като входното напре-
жение се подава между базите и колекторите.
На фиг. 75 е показана схема, в която транзисто-
рите работят в свързване ОЕ. Тъй като чрез кон-
дензатора С3 емитерите за променливите сигнали се
оказват свързани към шаси, входният сигнал се по-
дава между базите и емитерите. През високоговори-
теля протичат колекторните токове на двата тран-
зистора за съответните полувълни на входното на-
прежение. Веригата колектор—земя по променлив ток
за транзистора Т3 се затваря през високоговорителя и
кондензатора С3. За транзистора Та променливият ток
протича през батерията (във всички случаи тя е
шунтирана за променливи сигнали с голям капацитет,
който не е показан на схемата), високоговорителя и
кондензатора С3.
На крайното стъпало се подава сигнал от тран-
зистора 7\, който работа със съпротивителен товар.
Между колектора на транзистора 7\ и базата на
крайните транзистори съществува непосредствена
връзка, с което се избягва употребата на разделителен
кондензатор. Съпротивлението R3 има твърде малка
стойност и е предназначено да намали нелинейните
изкривявания.
12. ФАЗОИНВЕРСНИ СТЪПАЛА
Драйверно стъпало на крайни противотактни стъ-
пала, изискващи противофазни, но равни по големи-
на напрежения, на базите на двата транзистора може
да се осъществи по схемата, дадена на фиг. 76.
Тази схема се нарича фазоинверсна. Предимства-
та й са, че се избягва трансформатор. Схемата оба-
175
че има малък коефициент на усилване по мощност
и е пригодна за не твърде големи мощности.
Променливото напрежение, което се подава на ба-
зата на траазистора Г2, се взема от съпротивлението
Фиг. 76
в колекторната верига, а това, което се подава на
базата на транзистор Т3 — от съпротивлението в
емитерната верига на транзистора Тх.
Тъй като за отрицателната полувълна на промен-
ливото напрежение променливите компоненти на
емитерния и колекторния ток на транзистора 7\
имат обозначените посоки, на базата на транзистора
Т3 се подава отрицателна полувълна, а на транзи-
стора Т2 положителна. За другата полувълна на
входния сигнал посоките на променливите компонен-
ти на токовете се сменят исъответно на транзистор
Та се подава отрицателно напрежение, а на Тя —
положително.
Стойностите на съпротивленията /?е и R* трябва
да бъдат подбрани така, че на базите на двата
крайни транзистора да се подават еднакви, неизкри-
вени по форма напрежения.
176
8. ВИСОКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
1. ОСОБЕНОСТИ НА ТРАНЗИСТОРНИТЕ УСИЛВАТЕЛИ
ПРИ ВИСОКИ ЧЕСТОТИ
Когато транзисторите работят с по-високи често-
ти, налага се да се вземат пред вид зависимостите
на параметрите им от честотата. Усилвателите на
звукови честоти използуват така наречените н. ч.
транзистори, при конто обикновено граничната че-
стота fa е 1-г-МНг. Мощните нискочестотни транзи-
стори имат значително по-ниска гранична честота
(fa = 100-5-400 kHz). Тъй като н. ч. усилватели ра-
ботят най-често по-схема ОЕ, за тези транзистори
граничната честота ffi се получава в горния край на
звуковия обхват, което затруднява получаването
на широка честотна лента. Когато усилваните про-
менливи сигнали са с честоти, по-високи от звуко-
вите, се използуват транзистори с по-добри честот-
ни свойства.
Според граничната честота транзисторите се делят
на нискочестотни, средночестотни и високочестотни.
Средночестотните транзистори се използуват за меж-
динночестотни усилватели в радиоприемници с ам-
плитудна модуляция и в схеми от областта на им-
пулсната техника, а високочестотните — в междин-
ночестотни усилватели на приемници с честотна мо-
дуляция, видоеоусилватели и високочестотни усил-
ватели.
Ще разгледаме особеностите в работата на тран-
12 Трашисторни усилватедч 177
эи cropния усилвател, когато работа с високочестотни
сигнали, като използуваме еквивалентната схема на
Джаколето при свързване ОЕ.
Същата схема е изобразена на фиг. 77, като във
входната верига е свързан източник на сигнала с на-
фиг. 77
прежение Uc и вътрешно съпротивление /?с, а из-
ходната верига е натоварена със съпротивление /?т.
Върху качествата на усилвателната схема при по-
високи честоти ще оказват влияние следните па-
раметри:
1. Капацитетът С^. При увеличаване на работайте
честоти от дадена стойност нагоре той започва да
оказва шунтиращо действие на проводимостта ge-e,
поради което по-голямата част от напрежението
Uc ще се отдели на съпротивленията /?с и г&>, а по-
малката част ще попада на управлявашия преход
между точки Е—б'. С други думи, напрежение Uve ще
вапочне да намалява, поради което и общото усил-
ване на схемата ще се намали. Това е влиянието на
входната верига върху честотните свойства на
транзистора.
2. Капацитетът Ске. Той оказва шунтиращо влия-
ние на проводимостта gKe, поради което генераторът
|7$
на ток gmUfe ще създаде по-малко падение на на-
прежението в проводимостта, т. е. изходното напре-
жение ще бъде по-малко.
3. Стръмността gm. С увеличаване на честотата ней-
ната стойност започва да намалява.
4. Капацитетът С&к. Увеличава се обратната връзка
от изходната към входната верига за по-високите че-
стоти поради шунтиращото действие, което оказва
този капацитет върху проводимостта g&K- Наистина
с увеличаване на работната честота съпротивле-
1
нието на капацитета — ще намалява и срав-
ш ^б'к
нително по-голяма част от изходното напрежение
UM ще се върне обратно на входа между точки
б'—Е. Това е твърде нежелателно явление, тъй като
влошава стабилността на усилвателя и намалява усил-
ването. Обикновено се прилагат специални мерки, с
конто се компенсират частично или изцяло вътреш-
ните обратни връзки в транзистора.
5. Когато в изходната верига е свързан непосред-
ствено входът на транзистора от следващото усил-
вателно стъпало, товарното съпротивление ще има
активно-капацитивен характер. Следователно неговата
стойност ще намалява с увеличаване на работната че-
стота. Това означава, че усилването ще намалява до-
пълнително поради наличието на този фактор.
Когато работната честота превиши в известии гра-
ница граничната честота на транзистора при схема
ОЕ, усилването намалява до такава степей, че може
да се окаже равно или дори по-малко от това, което
би се получило при свързване в схема ОБ.
Причината за това е, че честотните свойства на
схема ОБ са по-добри. Вътрешните обратни връзки
на тази схема са също така по-малки. Ето защо често
пъти в някои високочестотни усилвателни стъпала се
използува свързването на транзистора по схема ОБ.
179
2. ВИСОКОЧЕСТОТНИ ПРЕДУСИЛВАТЕЛИ
5
Високочестотните предусилватели се използуват за
предварително усилване на сигналите до постъпва-
нето им в преобразувателните устройства на радио-
и телевизионните приемници, където биват преобра-
зувани в сигнали с меж-
динна честота.
Основните изисквания
към усилвателя на ви-
сока честота са:
1. Минимална стой-
ност на собствените
шумове.
2. По възможност по-
голяма избирателност по
огледален канал при до-
статъчно широка лента
на пропускане.
Э. Голямо усилване
при достатъчно устой-
чива работа.
4. Стабилност на ка-
честве ните показатели
при изменение на тем-
напрежение и др.
Според характера на товарното съпротивление в. ч.
усилвателите се делят на резонансни и апериодични.
При първите изходната верига на усилвателя прите-
жава резонансни свойства — включен е един или
двойка трептящи кръгове, а при вторите — товар-
ното съпротивление не притежава резонансни свой-
ства. Обикновено усилвателят във втория случай е
с /?С-връзка.
Резонансните усилватели могат да бъдат с фик-
Фиг. 78
пературата, захранващото
180
сирана настройка или диапазонни. Диапазонните усил-
ватели имат възможност за настройка в даден че*
стотен обхват.
Според схемата на включване на транзистора ви-
сокочестотните усилватели (ВЧУ) се делят на: ВЧУ
с общ емитер, ВЧУ с обща база и ВЧУ с общ ко-
лектор (фиг. 78 а, б, в).
Схема ОЕ по принцип дава по-голямо усилване.
При достатъчно високи честоти обаче усилването при
схема ОБ може да се окаже по-голямо от усилва-
нето при схема ОЕ поради по-слабата честотна эа-
висимост на параметрите. Ето защо схема ОБ се из-
ползува твърде често, още повече че обратните
връзки на транзистора са по-слаби, което определя
по-добра устойчивост в работата на схемата.
На фиг. 79 а, б, в, г са представени най-често сре-
Щаните схеми на връзка на високочестотния усилвател
със следващото усилвателно стъпало. Транзисторите
работят в схеми на свързване ОЕ. Тъй като входното
181
съпротивление на транзистора от следващото стъ-
пало е твърде малко, включването му към трептя-
щия кръг е непълно. За да се избегне шунтирането
на трептящия кръг от изходното съпротивление на
Фиг. 80
първия транзистор, неговият колектор се бключва
също частично към кръга. На фиг. 79а непълното
включване на колектора на първия транзистор и ба-
зата на втория транзистор към кръга се осъщест-
вява чрез автотрансформаторна връзка. При схема от
фиг. 79 а връзката на базата на транзистора Т2 с
кръга е капацитивна, а при схема 79 5 — трансфор-
маторна.
На схема 79 г връзките както на транзистора Т19
така и на транзистора Г2 с кръга са капацитивни.
Трептящият кръг се образува от индуктивността L
и последователно свързаните капацитета С19 С2.
В практиката могат да се срещнат реализирани и
четирите показани схеми.
На фиг. 80 е представена схема на високочестотен
усилвател по схема ОЕ с автотрансформаторна връз-
ка. Необходимият постояннотоков режим на транзи-
182
стара (обйкновенд 14-2 mA) cfe осъщесТййва of cifl»
ротивленията Rlf /?2 и Re.
Входът на транзистора е частично свързан към
входная трептящ кръг, образуван от индуктивността
£вх и капацитети Ct и С2. Капацитетът С2 има обик-
новено по-голяма стойност от Cit за да не се шун»
тира силно трептящият кръг от нискоомното входно
Съпротивление на транзистора.
Коефициентът на усилване по напрежение може
Да се начисли по формулата
Ки -= = — mt. nt^Vzi) • Я™ (1)
където се определи от отнОшението на всич-
ките навивки на бобината L към навивките от не-
вода за колектора до земя:
у ,
j/21 е стръмностга на транзистора за определената
работна точка и при работната честота;
Rot— резонансного съпротивление на кръга в ра-
ботного положение; определи се от фор-
мулата
1 1 , «1 , т2
р р + г 4“ р
За тази формула
/?оепх е резонансного съпротивление на кръга в не*
натоварено състояние;
г2а—активната компонента на изходното съп-
ротивление на транзистора» приведена към
целия кръг;
183
— активната компонента на товарного съй-
ротивление, приведена към целия кръг.
Честотната лента на пропускане на усилвателя на
ниво 3dВ е
2Д/о,7=^-= R^kC’ (3)
където Q=/?oe2n/0C е качественият фактор на на-
товарения трептящ кръг, а С=СК + /п^С2а+/и|Ст +
+ Си е еквивалентният капацитет на кръга.
Избирателността при не твърде големи разстройки
Може да се определи по формулата
(4)
където 2Д/ се определя от честотата, за която же-
лаем да намерим с колко е по-малко усилването
спрямо усилването при резонансната честота.
Пример, Ориентировъчно изчисление на в. ч. предусилвател.
Дадени: 1) Работна честота /0=18MHz;
2) Затихване за разстройки d=3(9dB);
3) Конструктивно осъществим качествен фактор на
бобините за трептящия кръг Qnx=40.
Да се избере типът на транзистора и се изчисли едностъпален
в. ч. предусилвател.
1. Избираме транзистор SF.T 317, който при /к — 1mA и
£/кез—8V има параметри:
.yg1=34 mA/V;
Гц=120 2;
Сп=85 pF;
Cg2=3,5 pF;
ra«50 kfi.
194
2. бт редица соображения избираме кръгов капацитет
= 15 pF.
3. Тогава резонансного съпротивление на кръга на празен ход е
р ____________________12_________—та юз о
^оепх-^- 2ft.18.10*. 15. ю- 12~2й-1ио “•
4. За качествения фактор и резонансною съпротивление & ра-
ботно състояние на трептящия кръг се получава
_У^зт_уз^Т
v« 2Д/ — 2.106 '
/о 187106
# =—^ —___________________________ 14к2
<* <о0С 2«. 18.10е. 15.10—12
5. Ако приемом «1=1, от формула (2) може да се определи
m-i/p /_L 1
2 VTUoe /?оепх rj~
=\^120(14.108 ~ 23710» “ 50.103)=0,06'
В горната формула се замества RT = гп=120 2, като се счита,
че за товарно съпротивление ще служи входното съпротивление
на следващия транзистор, който е също SF.T 317.
6. Коефициентът на усилване по напрежение
Ка ——ГП}. m8|y21\R^ -0,06.34.10-з. 14.103=26.
На практика устойчива работа на усилвател с та-
кова голямо усилване е доста трудно да се получи.
Обикновено се прилагат специални мерки за неутра*
лизиране на вътрешните обратни връзки на транзи-
стора. На фиг. 81 е представена схема, в която не-
утрализационната верига Cn—Rn е включена авто-
трансформаторно към трептящия кръг.
Посредством групата Cn—R# част от изходното
185
Напрежение се подава към вхбда на транзистора ё
фаза, обратна на фазата на напрежението, което се
връща от изходната към входната верига през вът-
решните обратни връЗки на транзистора;
Фиг.' 81
В^транзисторните УКВ приставки на транзистор*
ните радиоприемници реално осъществимото усил-
ване по напрежение от предусилвателя е 2-1-4 пъти.
Заедно с преобразувателя (който представлява само-
ссцилиращ смесител), усилването на УКВ пристав-
ката по напрежение е около 10-1-20 пъти.
3. МЕЖДИННОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
В радиоприемните устройства полезните сигнали,
конто могат да бъдат с различии честоти, се преоб-
разуват в сигнал с една постоянна междинна че-
стота. Усилването на този сигнал се извършва в
междинночестотен усилвател, който осигурява необ-
ходимата амплитуда за нормалната работа на де-
тектора.
Основните излсквания към междинночестотния
усилвател са:
18&
1. Да Осйгурява необходимого усилванё.
2. Да пропуска определена честотна лента. По*
тясна честотна лента от необходимата предизвиква
стесняване^на^лентата на възпроизвежданите честоти
Фиг. 82
при приемниците с амплйтудна модулация и внася
нелинейни изкривявания при приемниците с честотна
модуляция.
3. Да осигурява необходимата избирателност по
съседен канал. В средновълновия обхват носещите
честоти на радиопредавателните станции са разполо-
жени през 9 kHz. Входният кръг не е в състояние
да осъществи достатъчно затихване на сигналите на
съседвите станции. Такова затихване се достига
чрез МЧУ.
4. МЧУ трябва да работа устойчиво, без самовъз-
буждане, да има малки собствени шумове и рабо-
тата му да е стабилна с времето.
На фиг. 82 е дадена блоксхема на радиоприемно
устройство.
В повечето случаи концертните радиоприемници
нямат високочестотен предусилвател. Междинната
честота при тях е стандартна — 468 kHz. Допуска
се при джобните транзисторни приемници междинна
честота 455 kHz.
Радиоприемниците за радиоразпръскване, използу*
ващи честотна модуляция, работят в УКВ обхвата—
644-73 MHz (съответно 874-100 MHz по западния
187
Стандарт). Междйннйта честота Ьри лампбвите ра-
диоприемници е стандартизирана — 10,7 MHz.
Тази стандартна междинна честота не винаги се
спазва при транзисторните междинночестотни усил-
ватели. Последните понякога се правят на междинна
честота 6,5 kHz, тъй като при по-ниска честота тран-
зисторите осигуряват по-голямо усилване и работата
им е по-устойчива.
1. Междинночестотни усилватели в
радиоприемните устройства с амплитудна
модуляция
Според типа на използуваната схема междинно*
честотните транзисторни усилватели се делят на
усилватели със съсредоточена избирателност и
усилватели с разпределена избирателност. На фиг. 83
12 3
1 2 3
Фиг. 83
а и б са дадени блоковите схеми на двата вида
усилватели.
При усилвателя със съсредоточена избирателност
непосредствено след преобразувателя е включен
188
филтър със съсредоточена избирателност (ФСИ).
В него се осъществява изцяло отделянето на по»
лезния сигнал от смущаващите сигнали на съседни-
те станции.
Следват обикновени /?С-усилвателни стъпала, чиято
роля е единствено да осъществяват необходимого
усилване, така че на детектора да се подаде сигнал
с достатъчно голяма Амплитуда.
Междинночестотният усилвател с разпределена
избирателност се състои обикновено от едно-, две-
или тристъпален лентов усилвател. Във всяко стъ-
пало освен необходимото усилване на сигнала се
осъществява и известна част от общата избирател-
ност. Следователно при този тип схеми функциите
на усилване и отделяне на полезния сигнал от сму-
щаващи сигнали не са разделений
Междинночестотни усилватели, осъществени.
по схема ФСИ
На фиг. 84 са показани двете основни звена, от
конто се изграждат филтрите със съсредоточена
избирателност.
Звеното А се състои от два трептящи кръга,
свързани помежду си с капацитет Сх. С обгражда-
нето на трептящите кръгове с прекъснати линии се
означават алуминиевите ширмовки, в конто са поста-
вени бобините и кондензаторите.
Изчислението на такова звено се извършва по
следния начин:
1. Задава се честотната лента, при която затихва-
нето от звеното е 0,5 спрямо затихването на резо-
цансната честота:
2А/о,5=А-Л.
189
f 2. От съображения за стабилна работа на усилва-
теля и конструктивни предпоставки се избира стой-
ност на кръговия капацитет С2 (обикновено е
500 + 1000 pF)-
Фиг. 84
3. Резонансната честота е
/о = V/i •/# •
4. Резонансното (характеристичното) съпротивле-
ние на звеното се определя от формулата
о ________1____
л. 2Д/0>7 . С2 ’
5. Стойността на индуктивността L$ се определя
от израза
^-2= 2 /-• ' ‘
cog с2
6. Стойността на капацитета Сг се намира от
формулата
4л//г/?ое •
Затихването на резонансната честота се определя
от кривата, изобразена на фиг. 85? По ординатната
190
ос е нанесено затихването, изразено в децибели, а
по абсцисната — качественият фактор на бобината,
с която се образува трептящият кръг. Практически
реализуемите качествени фактори се намират в гра-
ницата от 100 до 200.
В случай на избор на честотна лента 2Д/0,7 =
9 кН? от едно такова звено се получава затихване
по съседен канал (± 9 kHz) от порядък на Ю-ъ 12 dB.
Ако се постави капацитет с по-малка стойност от
изчислената, пропусканата честотна лента се стеснява,
обаче избирателността се подобрява.
За получаване на по-добри избирателни качества
се практикува последователно свързване на звената,
при което общата избирателност, изразена в децибели,
се получава като сума от избирателностите на отдел-
яйте звена. Най-добри резултати (най-голяма симе-
тричност на резонансната крива) се получават, когато
при последователното свързване се редуват звено
тип А със звено тип В,
191
На практика обаче твърде често се използува
последователното свързване на звена тип А така,
както е показано на фиг. 86. В средното рамо по-
ради паралелното свързване на двата трептящи кръ»
Фиг. 86
га на двете звена се получава капацитет Са и индук-
тивност Z2 (вместо ~ и 21^). В практическите схе-
ми обаче поради технологични удобства индуктивно-
стите и капацитетите на трите трептящи кръга се
правят еднакви.
От двузвенен филтър може’да се постигне съсре-
доточена избирателност (фактически той е
трикръгов) около 26 dB. Избирателността по съсе-
ден канал при ширина на пропусканата лента за ниво
0,7 е равна на около 5 -ь 6 kHz.
На фиг. 87 е представши друг често срещан ва-
192
риант на последователно свързване на звена. Тук са
съчетани 3 звена, при конто първото и третото са
тип 5, а второто — тип А. Конструктивно един такъв
филтър съсредоточена селективност се оформи в два
междинночестотни трансформатора, като във всеки
се монтират двойките магнитно свързани трептящи
кръгове. Обикновено за удобство кръговите капаци-
тети са избират еднакви, при което и индуктивностите
ще имат еднакви стойности.
Пример. Изчислението на схемата се извършва в следния
ред:
1. Дадена е междинна честота /0=*465 kHz
и честотна лента на ниво0,5 д/о5=10 kHz;
тогава двете честоти на срязване ще бъдат:
2 A fn е
Л=/о-----= (465-5). 103=460. 1°з Hz;
2 А /л Е
/2=/о+—2^=(465+5). 103=470.103 Hz.
2. От съображения за стабилна работа се избира кръгов
капацитет Ск =250-*-1000 pF. Избираме Ск =500 pF.
3. Конструктивно осъществимият качествен фактор на боби-
ните, поставени в алуминиев екран, се движи в границите
от 100 до 200. Приемаме качествен фактор Qnx=150.
4. Характеристичного съпротивление на филтъра е
1 1
7?Ое= 2" 2Д/0,бСк = 2л. 10.10s. 500.10“12 64 k °'
5. Индуктивността на бобините е
Л>= -4— =---------------1----------i?=230 |1Н.
<о2Ск (2п)2.4652.10s.500.10“12
6. Коефициентът на магнитна връзка е
/2-Л _ 10.10s
Лм= /0 ~ 465.10s
2,2%.
13 Транвнсторни усилватели
193
7. Свързващият кондензатор Сг се изчислява, както следва:
С1=2я/0./?0е = 2я.465. 103.64.103=:5’4 рК
8. Затихването, което внася филтърът за резонансната ме-
стом, може да се намери, като се отчете поотделно затихването
за всяко звено по фиг. 85.
Общото затихване ще бъде равно на
Зо=Р1±Р2"ЬРз=3,3±3,3-|-3,3=1О dB.
Това означава, че сигналът ще бъде отслабен от филтъра
около 3 пъти.
9. Затихването на сигнали, разстроени на ±9 kHz спрямо ре-
зонансната честота при гореизчислените стойности на коефици-
ента Км и кондензатора Сг, се получава около 10 dB за звено.
Следователно ФСИ ще има обща избирателност около 30 dB.
Обикновено след извършеното ориентировъчно
предварително оразмеряване експериментално се до-
уточняват магнитната връзка /См и капацитетът Сг.
Когато се намалява разстоянието между двете
магнитно свързани бобини в съответните междинно-
честотни трансформатори, т. е. когато се увеличава
магнитната връзка, лентата се разширява и избира-
телността се влошава. Обикновено връзката се прави
малко по-слаба от критичната. При критичната връэ-
ка се получават характерните две гърбици на резо-
нансната крива. Намаляването на стойността на ка-
пацитета Сг стеснява честотната лента, подобрява
избирателността по съседен канал и увеличава общото
затихване на филтъра, с което се понижава общото
усилване на приемника.
От схемата на фиг. 87 при пропускана чеётотна
лента на ниво 0,7 2Д/о,7 = 4-4-5 kHz, с каквито ленти
работят почти всички м. ч. усилватели на радиопри-
емниците, може да се постигне избирателност 36-4-
40 dB при разстройка ±10 kHz спрямо резонансна-
та честота.
194
Входът на транзистора, намиращ се непосредстве-
но след ФСИ, се свързва към определена малка
част от кръга. Ако транзисторът се включи непо-
средствено към последния трептящ кръг, малко-
то му входно съпротивление ще шунтира силно
филтъра със съсредоточена избирателност. Това ще
предизвика рязко влошаване на иэбирателните каче-
ства. За нормалната работа на ФСИ се изисква той
да бъде натоварен на изхода и на входа си със съ-
противления, равни на характеристичното му съпро-
тивление. От това условие може да се изчисли кое-
фициентът на автотрансформаторното включване на
входа на следващия транзистор към кръга:
w IR
ОТВОД ____А / жчвх тр
Обикновено п има стойности 0,08-7-0,15, което ще
рече, че броят на навивките между земя и отвода
е около Юпъти по-малък
от общия брой на навив-
ките на бобината.
Понякога непълното
включване към кръга се
осъществява чрез капа-
цитивен делител така, как-
то е показано на фиг. 88.
За този случай изчисле-
нието на кондензаторите
се извършва по формулите:
Фиг. 88
_ I ^ое
^2 /?вх тр
р
където Ск е кръговият капацитет.
195
При схема ФСИ усилвателните стъпала, разполо-
жени зад филтъра, са обикновено /?С-усилватели
(фиг. 89).
Товарното съпротивление на транзистора в този
случай е твърде малко, тъй като се определя от вход-
Хиг
Фиг. 89
ното съпротивление на транзистора на следващото
усилвателно стъпало и паралелно включеното активно
съпротивление в колекторната верига. Естествено
при малко товарно съпротивление усилването също
ще бъде малко. Ето защо, за да не нарасне броят
на усилвателните стъпала, при тази схема се изпол-
зуват транзистори с много по-високи гранични честоти
в сравнение със схемата с разпределена избирателност.
Благодарение на по-добрите усилвателни качества на
по-високочестотните транзистори, когато работят с
междинночестотни сигнали, може с еднакъв брой
усилвателни стъпала да се постигне усилването, което
дава схемата с разпределена избирателност.
Докато схемата с разпределена избирателност може
да работа с транзистори с гранична честота /а >6MHz
196
(SF.T 306), схемата ФСИ изисква транзистори с гра-
нична честота fa > 20MHz (SF.T 319).
Изчислението на схемата, изобразена на фиг. 89,
може да се извърши в следния ред:
1. Избор на транзистор
Необходимо е транзисторът да притежава доста-
тъчно висока гранична честота. Най-подходящ от
българските транзистори е SF.T 319, а от съветски-
те — П-401, П-402 или П-403. Използуването на тран-
зистори SF.T 308 дава по-лоши резултати, тъй като
се получава по-малко усилване.
2. Изборнапостяннотоков режим
Най-подходящ постояннотоков режим се оказва
този, при който постоянният колекторен ток е в гра-
ниците от 0,5 до 1,2 mA. По-малък ток предизвиква
намаляване на усилването поради спадане на стръм-
ността на транзистора, а по-голям — намалява силно
входно съпротивление на транзистора, което определя
по-малко усилване на предното стъпало.
3. Определяненарезултантната товар
на проводимост
а) Активната компонента се определя по форму-
лата
, t А , , 1
ё' =gn^^gn+-R->
където
g'j е активната компонента на параметъра _уп
(входната проводимост) на следващия
транзистор;
&g'BX — увеличението на активната компонента
на входната проводимост на следващия
транзистор вледствие на съществува-
щите обратни връзки в транзистора и
наличието на съпротивителен делител в
базата; определя се от израза
197
хк
1
р----реципрочната стойност на съпротивле-
^•к
нието, което се включва в колекторната
верига; обикновено в практическите
схеми то е от 2 до 10 kQ.
б) Определяне на капацитивната компонента
Ь. =^П+Д^Х,
където
b'n = j соСц е капацитивната компонента на входната
проводимост уи;
АЬ'вх=Ки2‘Ь1г — увеличение на капацитивната компо-
нента на входната проводимост под
влияние на капацитивната компонента
на обратната връзка;
4. Определяне на коефициента на усилване по на-
прежение
Ки1 =
1У21'
Едно основно предимство на /?С-усилвателите, из-
ползувани като м. ч. усилватели, е, че могат устойчиво
и добре да работят без неутрализиране на вътреш-
ните обратни връзки на транзистора. Това се дължи
на нискоомния товар в колекторната верига, поради
който фактически транзисторът работи в режим на
късо съединение, понеже изходното му съпротивле-
ние е многократно по-голямо от товарното. Това опре-
дели малко усилване и устойчива работа, без да
се налага неутрализация на обратните връзки.
198
Пример. Да се изчисли /?С-усилвателно стъпало, осъществено
с транзистор П401, който при ток /к = 1 mA и честота /=465 kHz
има следните стойкости на ^-параметрите:
(у21)=28.10-зА;
^=0,2.10-3
»п=«Си =90.10-3-^-;
g12=3,3.10~6 ~;
^шС^го.ю-зА.
Приемаме съпротивлението RK =5 kQ, R6 =10 kQ и коефи-
циентът на усилване на следващото стъпало е /^==70.
Като използуваме приложените формули, изчисляваме:
+<2 •^12=-5Поз+7 • 3,3.10-6=0,33.10-3S ;
gT =8^ +д^х+J-=D,2 . Ю-з+0,33.10-з+0,2.10-»=
=0,73 . Ю-з s;
А ът =Ки2. *;2=70 • 20 • 10~6= 1>4.10-3S;
*т =&'п+дЬ'и=0,09. 10-з+1,4.10-3=1,49.10-» S;
К. ----- г8-10-’ —17.
' 7 ^2+Z)2 Vo,732.10-e+i,492.10-е
Изчислените стойности на коефициента на усилване
съвпадат достатъчно с получаваните в практически
199
реализираните схеми. Поради разликите в параметрите
на транзисторите на един и същ тип обикновено
коефициентът на усилване може да се получи от 10
до 20 пъти в зависимост от качествата на употребе-
нйя транзистор. Българскияттранзистор SF.T 319 да-
ва същите резултати, както и транзисторът П-401.
Междинночестотни усилватели с разпределена
избирателност
Междинночестотните усилватели с разпределена
избирателност са изградени от няколко на брой усил-
вателни стъпала, във всяко от конто са включени
трептящи кръгове, осигуряващи известна част от
общата избирателност по съседен канал на приемник а
Фнг. 90
На фиг. 90 е изобразена схемата на едно междинно
честотно усилвателно стъпало, осъществено с едини-
чен трептящ кръг.
Обикновено в такива случаи се използуват тран-
зистори с по-ниска гранична честота (6 MHz). За да
се извлече максимално усилване, извършва се съгла-
200
суване на входното съпротивление на следващия
транзистор с изходното съпротивление на предния.
Едновременно с това обаче кръгът в натоварено сгьс-
тояние е необходимо да има определена честотна
лента.
Нека са дадени:
1. Параметрите на транзистора:
— активната компонента на входната проводи-
мост ;
g22 — изходната проводимост;
У21 — стръмността;
j/12 — обратната връзка.
2. Ширината на лентата на кръга на празен ход
за ниво 0,7 Д/пх и ширината на лентата в натоварено
състояние на кръга Д/ раб.
Ако е дадена пропусканата честотна лента за це-
лия усилвател Д/ общо, при положение, че броят
на стъпалата е п и пропусканата лента на всички стъ-
пала е еднаква, пропусканата лента на стъпалото мо-
же да се определи от формулите:
1п
Д/общо — Д/раб 1 —1 ’
А /общо
Д/р.61 =^2-1
3. Коефициентите на преводните отношения за вклю-
чване на входа на следващия и колектора на предния
транзистор към кръга са:
WT
където wT, и w е брой на навивките в съответ-
ните намотки.
201
4. Ширината на лентата на празен ход може да
се изчисли по формулата
\_ /о _ . 1 _= —1 \
7пХ“ <?пх ~ 2«СЛое;; -2«C\ *oeJ'
5. В работно състояние изходното съпротивление
на първия и входното съпротивление на втория тран-
зистор предизвикват разширяване на честотната
лента, поради което тя става
Д/раб =2^С (°"* + ЯкЯ22+ Дт2£и)-
Очевидно честотната лента ще зависи от коефи-
циентите на включване пк и пт. Коефициентът на
усилване по мощност също ще зависи от тези коефи-
циенти, тъй като с тях се определя съгласуването.
При положение, че желаем при зададена стойност на
работната честотна лента да получим максимално
усилване по мощност, трябва да удовлетворим равен-
ството
От друга страна, когато се знае Д /пх, коефициентът
на включване пк трябва да удовлетворява равенството
Пк ^-^раб “"А/пх).
За да бъдат по възможност по-малки загубите в
кръга, необходимо е собственият качествен фактор
на бобината да бъде по възможност най-голям (по-
тясна лента Д/пх).
Трябва така да се подбере капацитетът на кръга
Ск , че осъществената индуктивност на бобината за
202
определения материал на феритната сърцевина да
има максимален качествен фактор. Обикновено стой-
ността на кръговия капацитет е 500 pF.
Максималният коефициент на усилване по мощност
ще се получи
/ Д/ 2
- _ II Упх _
р макс—Ар опт! 1 . f —
\ ^•'раб /
Уг' 'Al, \
2^2 \ А/рай ]
= Л_________Л УпЛ2
4gll£22 \ Д/раб /
Тук КР опт е коефициентът на усилване, който би
дал транзисторът при трептящ кръг без загуби, и им-
педансно съгласуване (Д/пх=0). Виждаме, че КР опт за-
вися единствено от параметрите на транзистора. Кол-
кото стръмността на транзистора е по-голяма и кол-
кото са по-малки входната и изходната му проводи-
мост, толкова по-голямо усилване може да се получи.
Усилването по напрежение може да се изчисли, като
се знае, че
*р Рв. ~ uj ‘
^ВХ Т р
Следователно при използуване на еднакви транзи-
стори, работещи при еднакви режими, ще се получи
Klt=]KP-
Приведените дотук формули са валидни за стъпало,
в което е извършена неутрализация на вътрешната
обратна връзка на транзистора j/12, тъй като тогава
входните и изходните параметри на транзистора са
ёп и g21.
203
На фиг. 91 е показан вариант на двустъпален м. ч.
усилвател, в който са неутралйзирани обратните връз-
ки. Трептящите кръгове са шунтирани със съпроти-
вления /?9 и /?10, с което се намалява изкуствено усил-
Фиг. 91
ването за сметка на устойчивата работа на усилва-
теля. Когато съпротивителният делител /?6, /?7 е до-
статъчно нискоомен, той шунтира проводимостта
на транзистора и е необходимо да се вземе пред вид
в изчислителните формули.
Връзката между стъпалата е трансформаторна, ко-
ято по принцип не се различава от разгледаната ав-
тотрансформаторна връзка.
Със звездичка е отбелязано началото на всяка бо-
бина, откъдето се вижда начийът, по който трябва
да бъде свързана в схемата.
Именно при такова свързване се получава неутра-
лизиране на вътрешните обратни връзки на транзи-
стора, тъй като напрежението, което се връща ст
изхода във входа през елементите CNi RN е с обратна
фаза спрямо напрежението, което преминава в резул-
лтат на обратните връзки в транзистора.
204
Твърде често се извършва неутрализиране само на
капацитивната компонента С12 на транзистора, като
в неутрализационната верига не се поставя съпроти-
влението Rn.
Неутрализиращата трупа се изчи"
слява по формулата
nk ~
където nk е коефициентът на трансформация на
включването на колектора към кръга, a nN — съот-
ветният коефициент на точката, от която се взема
напрежението за неутрализиране.
Фиг. 92
На фиг. 92 е представена схема на двустъпален
м. ч. усилвател, осъществен с двойки кръгове, вклю-
чени в колекторните вериги. Връзката между двой-
ките кръгове може да бъде индуктивна, капацитивна
или смесена. При схема, осъществена с двойно свър-
зани кръгове в колекторните вериги на транзистора,
се постигат значително по-добри избирателни качества.
Ако се използуват по-високочестотни транзистори
205
(дрейфови) и връзката им с трептящите кръгове се
направи твърде слаба, може да се осъществи устой-
чиво работещ усилвател, без да се прилага неутрали-
зация. Такива схеми се използуват широко при ком-
бинйраните АМ/ЧМ приемници, където по начало по-
ради високата междинна честота на честотно моду-
лираните сигнали се налага използуване на дрейфови
транзистори.
Необходимата честотна лента се осигурява в този
случай главно от съответното затихване на резонан-
сните кръгове, а приведеното входно съпротивление
на транзистора оказва твърде малко влияние.
В заключение може да се каже, че схемите с раз-
пределена избирателност, конто изискват използуване
на допълнителни вериги за неутрализиране на вът-
решните обратни връзки на транзистора, са твърде
капризни по отношение на устойчивост и изискват
по-внимателна настройка и подбор на транзисторите.
За сметка на това обаче се използуват по-добре усил-
вателните качества на транзисторите, поради което
могат да се използуват транзистори с по-ниска гра-
нична честота.
Поради слабата връзка на транзисторите с трептя-
щите кръгове изменение на параметрите им било по-
ради изменение на работната точка от действието
на АРУ или по друга причина няма да оказва съще-
ствено влияние върху усилването и пропусканата че-
стотна лента.
2. Междинночестотни усилватели
за сигнали с честотна модулация
На фиг. 93 е представен двустъпален междинно-
честотен усилвател, който е изграден от двойки ма-
гнитно свързани трептящи кръгове, включени между
всеки две стъпала.
203
«Разликата в работата на междинночестотния усил-
вател за честотно модулирани сигнали се състои в
по-високата междинна честота и по-широката про-
пускана честотна лента. Междинната честота при
Фиг. 93
честотна модулация е6,5 или 10,7 MHz, а пропускана-
та обща честотна лента е около 1504-200 kHz. Ето
защо трябва да се избере транзистор, който да има до-
статъчно висока гранична честота, за да може да се по-
лучи желаното усилване и устойчива работа от схемата.
Специално предназначен български транзистор за
м. ч. усилвател за ч. м. сигнали е SF.T 316. Той има
гранична честота /r=60MHz.
Качествените фактори на кръговите бобини на пра-
зен ход и в случай на натоварване трябва да имат
подходящи стойности, така че да се получи необхо-
димото усилване от всяко стъпало при определена
пропускана честотна лента.
На фиг. 89 кръговият капацитет има стойност 200 pF.
По-големите стойности на кръговите капацитета се
налагат от необходимостта от стабилна работа на
207
усилвателя. При малки кръгови капацитети измене-
нията в изходните и входните капацитети на тран-
зисторите под влияние на изменение на захранващите
напрежения, температурата и др. ще внасят съще-
ствени разстройки. Посредством неутрализационната
бобина Ln се взема напрежение от изхода на транзис-
тор 7\ и се подава в противофаза на входа, така че
да се неутрализира капацитивна компонента на вът-
решната обратна връзка на транзистора. Коефициентът
на усилване по напрежение, който се постига от
едно м. ч. стъпало, е от порядъка на 104-20.
Напоследък започнаха да се произвеждат специ-
ални транзистори, при конто вътрешните обратни
връзки са толкова малки, че е възмежно осъществя-
ването на устойчиво и стабилно работещи стъпала
без използуване на неутрализационни вериги.
Практическата настройка на м. ч. усилватели за
ч. м. сигнали е твърде по-трудна и капризна за тран-
зисторно изпълнение, отколкото за лампово изпълне-
ние. Вътрешните обратни връзки на транзисторите
стават причина за взаимно влияние между кръговете
от различните усилвателни стъпала. Това може да
предизвиква:
1. Неустойчива работа, самовъзбуждане на схемата.
2. Изкривяване на резонансната крива — получаване
на върхове и спадания. Това влошава нелинейните
изкривявания и селективните качества и е признак за
нестабилна работа. Резонансните криви могат да се
наблюдават със специални апарати, наречени селек-
тографи. Чрез тях може да се види на екрана на ос-
цилографна тръба формата на резонансната крива
на определено стъпало от междинночестотния усил-
вател или резултантната крива на целия усилвателен
тракт.
3. Трудна настройка на резонансните кръгове по-
ради това, че с настройването на кръг от определено
208
резултантната крива на целия усилвателен тракт.
3. Трудна настройка на резонансните кръгове, по-
ради това, че с настройването на кръг от определено
стъпало се разстройват кръговете от другите стъпала.
В съвременните транзисторни приемници се пости-
га достатъчно голямо устойчиво усилване на м. ч.
усилвател за ч. м. сигнали, което позволява да се по-
лучи много добра чувствителност, равна на чувстви-
телността на ламповите приемници (14-5 |iV за
50 mW изходна мощност).
14 Транзисторни усилватели
20»
ЛИТЕРАТУРА
1. Будинский, Я. Усилители низкой частоты на транзисто-
рах. Москва, 1963.
2. А к у л о в, И. И. и др. Теория и расчет основных радиоте-
хнических схем на транзисторах. Москва, 1963.
3. Н е д е л ч е в Л., Ив. Стоянов Полупроводникови диоди и
транзистори. ДИ Техника, 1965.
210
ТРАНЗИСТОРНИ УСИЛВАТ1ЛИ
Книжка 5
Автор инж. Иван Илиев Стоянов
Рецензент инж. Александър Стефанов Атанасов
Научен редактор инж. Николай Боннее
Худ. редактор Л. Басарева Худ. на корицата П. Петрунов
Техн, редактор Дим, Боев Коректор Л, Беланова
Дадена за набор на 27. JII. 1968 г. Подписана за лечат на 23. V. 1968г
Печатни коли 13,25 Тираж 8080 Издателски коли 7,88
Формат 71|100|32 Тематичен № 57 Издателски №3809 |Ш-1
Цена 0,53 лв.
Държавно издателство „Техника", бул. „Руски" 6, София
Държ. печатница „Т. Димитров", ул. „Веслец" 5,
отпечатана в кл. 4, София, пор. № 10924
В книжките на библиотека
по радиоелектроника са застъ-
пени въпроси от следните
области на слаботоковата тех-
ника :
радиоизмервателна техника
Г радиоприемна и радмопре-
давателна техника
телевизионна техника
телефонна и телеграфна тех-
ника
електроакустика и звукоза-
пис
жична радиофикация
електромедицнна
елементи на радиоелектрон-
ните апаратури
Книжките от библиотека по
радиоелектроника са написани
от добри специалисти с жьл-
гогодишна практика. Предназ-
начени са за работнипите по
ремонта и поддържането на
сдаботоковите апаратури» ра-
диолюбителите» учащите се в
техникумите и политехничес-
ките училища и др.
БИБЛ НОТЕКА ПО РАДИ0ЕЛЕК7РОНИКА