/
Author: Мандл М.
Tags: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника
Year: 1989
Text
М МАНДА НАРЪЧНИК
ПО ЕЛЕКТРОНИКА
М. МАНДА
НАРЪЧНИК
ПО ЕЛЕКТРОНИКА
ПРЕВЕЛИ ОТ АНГЛИЙСКИ ЕЗИК
ин*. ХРИСТО ДИМИТРОВ
k. т. н. ин*. НИКОЛАЙ ЧАМОВ
£>/л ЙгА Г.Ш&А
. В. МОЛЯРОВ- 1УУМКЯ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО
„ТЕХНИКА"
СОФИЯ, 1989
УДК 621.38
В наръчнока са разгледани широк крьг Выпроси от съВременна-
та електроника — осноВни уравнения, описания на някои осноб-
ни схевди, преобразуВане на сигналите, осноВни принципи на ра-
бота и конструкции на интегралните схеми, начините на коди-
ране, осноВни сведения за логическите схеми и др. Наръчникът
съдърЖа много таблици, данни, сведения за сисрпеми от единици
за измерВане, графични означения на осноВните елементи и
сЬункционални схеми за цялостни системе.
Наръчникът е предназначен за студенте, технеце, инЖенери
о радиолюбителе.
ЮР. «НА
купена •sj’l
Matthew Mandi
Electronics Handbook
RESTON PUBLISHING COM PAN I, INC.
Prentice-Hall Company
Reston, Virginia. USA, 1983
c; 1983 by Prentice-Hall Inc.
© Xpucmu,Димитров Димитров
Николаи Трифонов ЧамоВ
преВод, 1989
с/о Jusautor, Sofia
621.3
СъдърЖание
ПредгоВор ...................................................Ю
1. ОсноВни уравнения В електрониката .........................12
1-1. Закон на Ом.......................................... 12
1 -2. Последобателно и паралелно сбързани резисторе .... 15
1-3. Последобателно и паралелно сВързани бобини ......... 16
1-4. Последобателно и паралелно сВързани кондензатори ... 17
1-5 Реактибно съпротибление и импеданс................. 18
1 -6. Резонанс, широчина на пропусканата честотна лента и Q-
фактор .................................................... 22
1 -7. Децибели ......................................... 24
1-8. Непери ........................................ 25
1-9. Времеконстанти ..................................... 26
1-10. Съотнощение на набибките на трансформатора ......... 28
1-11. Полярно и j предстабяне ............................ 30
1-12. Комплексна и реактивна прободимост ................. 32
113 . Ефектибна, средна и максимална стойност на променливо-
токоВите беличини ......................................... 32
1-14. Уравнения на предаВателни линии .................... 33
1-15. Тригонометрични зависимости ........................ 36
1-16. Радиане и ъглова скорост ......................... 39
1-17 Вектори, фазе и скаларни Величине ................ 41
118 Уравнения на параметрите на транзисторите .......... 42
2 Описания на схеми ..............................................
2-1. Въбедение ......................................... 46
2-2. Схеми с общ емитер ............................... 46
2-3. Схеми с общ соре .................................... 4В
2-4. Схеми с обща база ....................................50
2-5. Схеми с общ гейт .................................... 51
2-6. Емитерни повторители ................................ 51
2-7. Сорсови повторители ................................. 52
2-8 СВързани малосигнални усилватели .................. 53
2-9. Видеоусилватели ..................................... 55
2-10. Усилватели на сигналите за цветност ................. 57
2-11. Еднотактни нискочестотни усилватели ................. 58
2-12. Фазоинберсни стъпала ............................... 60
2-13. Комплементарии схеми или схеми с допълнителна симетрия 62
2-14. Високочестотни и меЖдинночестотни усилватели ........ 63
5
2-15 СВързани меЖдинночестотни стъпала ............................................. 66
2-16. Високочестотни усилВатели от клас В или С ................................... 67
2-17. ДВутактни Високочестотни усилВатели .......................................... 69
2-18. Високочестотни умноЖители .................................................... 70
2-19. Отрицателната обратна Връзка В усилВателите .................................. 71
2-20. УсилВател на Дарлингтон .................................................... 72
2-21 Операционни усилВатели 73
2-22 Диференциални усилВатели ................,..................................... 74
2-23. ЛентоВи усилВатели 76
2-24 УсилВатели за упраВляВащи импулси ............................................. 77
2-25. ''силбатели на разВиВката ................................................... 78
2-26. Генератор на Армстронг ....................................................... 80
2-27. Генератор на Хартли .......................................................... 82
2-2В. Генератор на Колпиц ............................... 82
2-29 КВарцоВи генератори ........................................................ 83
2 30 Генератори за подносещ сигнал .............................................. 84
2-31 фазоВи дискриминатори ..........................1.............................. 86
2-32 Схема за управление на реактиВното съпротиВление ........................... 87
2-33 МултиВибратори ......... 89
2 34 Блокинг-генератори ......................................................... 90
2-35. Еднополупериоден захранВащ източник .......................................... 91
2-36. ДВуполупериоден захранВащ източник ........................................... 93
2-37 Схема за удВояВане на напреЖението ......................................... 94
2 38. Схема за утрояВане на напреЖението ......................................... 95
2-39 МостоВа изпраВителна схема ................................................ 95
2-40. ЦенероВ стабилизатор 97
2-41. Диоди за импулсно захранВане ................................................. 98
2-42 Детектори на амплитудна модулация 100
2-43 Детектори на честотна модулация ... 101
2-44. ВъзстаноВяВащи детектори .................................................... 103
2-45 Детектори на сигналите за цВетност ........................................ 104
2-46. Матрична схема .......................................................... 106
3. Изменение, предаВане и регулиране на согнали ..........................................108
3-1 Интегрираща схема ......................................................... 108
3 2 Диференцираща схема 110
3-3 Схема за диференциране и интегриране .............. 111
3-4 Диодни ограничители ....................................................... 112
3-5 Транзисторизиран ограничител на сигнале ................................... 113
3 6 формиране на трионообразни сигнале ........................................ 114
3 7 Изменение на трионообразно напреЖение ..................................... 116
3 8 Регулатори на усилВането на тона .................. 116
1 9 Схеми за поВдигане и потискане на честотния спектър (схе-
ме за преемфазис и деемфазис) ......................... 118
I 10 Ann нюатори (затихВатели) ............................................ 120
I 11 Автоматично регулиране на усилВането (АРУ) 122
I 1 1 Автоматично регулиране на силата (АРС)
I 1 I Ink ыиителни системе ...................................................... 124
I 1 <1 I мш 11<ица схема ......................................................... 126
I 1и|лц||< ин моиулатор . 128
I 1< х«>ми .............................................................................. 130
•I I < । MiiRiui Шипицин 130
1 iiullini рнщни Н1|1<1н ин тирна структура В интегралните
.ИМИ 131
•I I Ф> । tipiH h i |н||личнц Ihmulh полсНи транзистору 133
I | | н и । инни pciiiijH ни ппни (HiAHiirut, схеми ........................... 135
i hii|«iiyi i| imi II ||>iil|iii'IIIH н ННГНП111П НА ИС 136
I I I |> III nil IIHt|lHii IHpilll »IH l|U||ilhl /41*1*111* ! (III или T I ) 137
4-7. NMOS u PMOS cmpykmypu................................... 139
4-8. CMOS интегрални схеме .................................. 139
4-9. Интегрална инЖекционна логика (l2L) .................... 141
4-10. I2L схеме с Шотке geoge ............................... 141
4-11. Директно сВьрзани логечески схеме (DCTL) .............. 142
4-12. Многодрейноби M0S интегрално схеме (MD—M0S) ........... 143
4-13 Структура VM0S ......................................... 145
4-14. Дифузионни M0S структуре (DMOS) ....................... 145
4-15. Технология „силиций Вьрху сапфер" ..................... 146
4-16 Структуре от топа HMOS 146
4-17. Лонейно онтегрално схема .............................. 147
4-18. Резисторно-транзисторна логока (RTL) и емотерно сВърза-
на логика (ECL) ............................................. 148
5. КодоВе за цифроби системы .....................................150
5-1. ОсноВен дВоичен код ................................... 150
5-2. Десетични числа В дВоичен код......... .............. 153
5 3 Шестнадесетичен код . ............... 153
5-4. Осмична бройна система 154
5-5. Код на Грей ............................................ 155
5-6. Код с излишък три .................................... 1 57
5-7. ДВупетичен код ....................................... 157
5-8. Код 7—4—2 1 .......................................... 158
5-9. ’ КодоВе за открибане на грешки ......................... 158
5-10 Преобразубане от кода на Грей В дВоичен код ............ 160
5-11 Диск за двоично кодиране ............................... 161
5-12. Диск за кодиране В код на Грей ........................ 162
6. Логически схеми и означенията им ..............................164
6-1. ЦифроВа логическа схема ИЛИ (OR) ....................... 164
6-2 Таблица на истинност за логическата схема ИЛИ 165
6-3. Логическа схема И (AND) 166
6-4 Таблица на истинност за логическата схема И ............ 167
6-5. Логическа схема НЕ (NOT) за обрыцане на фазата.......... 168
6-6. функция HE-ИЛИ (NOR) ................................................. 169
6 7. Таблица на истинност за логическата схема НЕ-ИЛИ ....... 170
6-8 Логическа функция НЕ-И (NAND) .......... 170
6-9. Таблица на истинност за логическата схема НЕ-И ......... 171
ё-10. Различии логически схеми и комбинации от тях 171
6-11 Теорема на Де Морган ....................................174
6-12. Логически схеми изключВащо ИЛИ и НЕ-ИЛИ ............... 175
6-13 Логическа схема изключВащо ИЛИ и нейното приложение ... 176
6-14. Логически схеми В интегрално изпълнение ............... 177
6 15. ОсноВни тригерни схеми ................................ 178
6-16. JK тригери и техните означения ........................ 181
6-17. Системи за генериране на синхронизиргщи импулси ....... 183
6-18. ДьрВообразна логическа структура ...................... 184
6-19. Чакащ мултиВибратор ................................... 165
6-20. Тригер на Шмит ........................................ 187
7. Таблицы с различии данни ..................................... 189
7-1. Отношения В децибели ................................... 189
7-2. ПредстаВки и техните означения ......................... 190
7-3. Различия В бройните системи .......................... 191
7-4. Времеконстанти ......................................... 191
7-5. Степени на дВе ......................................... 192
7
7-6. Честоти на музикалните тоноВе ....................... 193
7-7. Функции на Бесед .................................... 194
7-8. Честоти за произВеденията LC ........................ 195
7-9. ПреобразуВане на метро В килохерци ................. 197
7-10. ПреобразуВане на измерВателни единици за дълэкина .. 198
7-11. ПреобразуВане на измерВателни единици за скорост ... 199
7 12. ИзмерВателни единици за маса и други Величине ....... 198
7-13. Диелектрични константи ............................ 201
7-14. Математически знаци и константи .................... 202
7-15. Гръцка азбука .................................... 203
7-16 Честоти и нива на звука ........................ 204
7 17. Влияние на честотата при L, С и R ................... 205
7-18. ЦВетни кодоВе за резисторите ........................ 206
7-19. ЦВетни кодоВе за кондензаторите .................. 207
7-20 Системе измерВателни единици MKS и CGS .............. 210
7-21. Система измерВателни единици SI .................... 210
7-22. Разпределение на честотния обхВат за общестВените ра
дио- и телеВизионни предаВания ............................ 213
7-23. Разпределение на честотите за други радиопредаВания . 215
7 24. Стандартно технически данни В телеВизията ........... 218
8. Принципу на радио- и телеВизионните предаВания 220
8-1 Амплитудна модулация ................................ 220
8-2. Сигнале на страничните честотни ленти ................ 222
8-3. Честотна модулация ................................ 224
8-4 Параметри на страничните честотни ленти при честотна-
та модулация .......................................... 226
8 5. ИзискВания за телеВизионните честотни обхВати ....... 227
8-6. фазе на сигналите за цВетовете ...................... 233
8 7. Принципе на незатихВащите трептения (CW) и на прекьена-
тите незатихВащи трептения (ICW) .......................... 234
8-8. Амплитудно-импулсна модулация ...................... 23
8-9. фазоВо-импулсна модулация ........................... 238
8-10. Широчинно-импулсна модулация ..................... 23)8
8-11. Импулсно кодоВа модулация ..................... 241
8 12. Телеметрия и мултиплексиране . 241
9. ОсноВни принципи на измерВателната техника ...................243
9-1. АналогоВи уреди за измербане на ток ................. 243
9-2. АналогоВи Волтметри ................................. 245
9-3. АналогоВи омметри ................................... 247
9-4. Видобе мултиметри ................................... 248
9-5. Скали за децибели и единици за ниВо ................. 250
9-6. ЦифроВи измерВателни уреди ......................... 252
9-7. МостоВи системе .................................. 253
9-8. Генератори на сигнале ............................... 256
9-9. Генератори на честотна разВиВка ..................... 257
9-10. Осцилоскопи ........................................ 258
9-11. Генератори на мреЖа и ивици ........................ 263
9-12. Вектороскопи ........................................ 266
9-13. Уреди за проверка на транзистори.................... 267
9-14 Безконтактни измервателни уреди за променлив ток .... 269
9-15. Електромери и уреди за измерване на фактора на мощност-
та ................................................. 270
9-16 функционални генератори ............................. 272
9-17. Уреди за измерване на коефициента на нелинейно изкриВява-
не .................................................. 273
9-18. Честотомери ......................................... 273
8
10. Графични означения на осноВните елементи ....................274
10-1. ОсноВни munoBe guogu ................................ 274
10-2. фотодиоды ........................................... 275
10-3. ПреВключВащи диоди .................................. 276
10-4 Диод за стабилизация на напреЖението и диод с реактиВна
характеристика ............................................. 27В
10-5. Еднопреходни транзистори 279
10-6. ПолеВи транзистори с полупроВодникови преходи 280
10-7. MOS полеВи транзистори (MOSFET) ..................... 281
10-8 Графични означения за формата на сигнала ............ 282
10-9. ПроВодници и резисторы .............................. 284
10-10 Бобины и трансформаторы ........................... 285
10-11 Означения на кондензаторите ......................... 286
10-12. ПреобразуВатели .................................... 287
10-13. ПребключВатели и релета ............................ 288
10 14 Други графични означения 289
11. Функционални схема на системы ...............................291
11 1. ПредаВане и приемане с амплитудна модулация ......... 291
11 2 ПредаВател с честотна модулация (монофоничен) ....... 293
11-3. Приемник с честотна модулация (монофоничен) ......... 295
11 4. ПредаВател с честотна модулация (стереофоничен) ..... 295
11-5. Приемник с честотна модулация (стереофоничен) 299
11 6. ТелеВизионен ПредаВател за черно бяло изображение ... 300
117. ПолучаВане на сигнала за цВетността ................. 300
11 8 Телебизионен ПредаВател за цВетно изображение ....... 302
11-9. Система за телеВизионно приемане ................... 302
11 10 Калкулаторни и компютърни системы ................... 306
1111. Електронни игры . ................................... 309
11-12. Синтез на реч ..................................... 310
11-13. Миниатюризация на системите ......................... 312
12. БукВени означения, съкращения и дефиниции....................314
12 1 ВъВедение 314
9
Предгобор
Наръчникът съдърЖа широк спектър от данни В областта на
електрониката, простиращ се от осноВните й положения до ра-
диотехниката, телеВизионната и съобщителната техника и циф-
роВите схеми. Той е предназначен да слуЖи като спраВочна книга за
Всички студенти, техници и инЖенери, които Желаят да обноВят
познанията си за осноВните принципи В областите на електрони-
ката, отдалечени от осноВната им специалност. Тъй като наВся-
къде В книгата са дадени достатъчно препратки, когато се праВи
справка по определен Въпрос, е ВъзмоЖно да се ползВат и данните
от други сродни раздели. За да се Възприемат по-добре подробное -
тите на принципите на действие, в текста са включени голям
брой илюстрации и чертеЖи на схеми.
Глава 1 е посветена на осноВните уравнения, които се използу-
ват най-често в електрониката. В допълнение към обясненията са
дадени някои примери за прилагането на тези уравнения. В глава 2
са описани и показани множество схеми, широко използувани във
всички области на електрониката, като различии усилватели, де-
тектори, изправители и импулсни генератори, както и схеми за
високи честоти. В глава 3 са включени схеми за изменение, пре-
даване и регулиране на сигналите. В глава 4 са дадени повече под-
робности за факторите, предизвикали създаването на интегрални
схеми, посочени са общите им характеристики и са представени
специални схеми, които се използват при комутиране и логическа
обработка на сигналите.
Различните кодоВе на цифроВите системи са описани В глава
5, като са включени и таблици, даВащи показателни сравнения и
приложения. ЦифроВите и логическите схеми са представени В гла-
ва 6. В глава 7 са поместени тридесет таблици, обхВащащи съот-
ношения във величини, преобразуване на измервателни единици,
различии константи, математически означения, кодове на Цвето-
ве и други подобии данни.
В глава 8 са описани основните принципи на съобщителната
техника. Разгледани са амплитудната и честотната модулация и
комбинацията от двете, използвана в телевизионната техника,
10
kakmo u импулсно-kogoBama модулация. ГлаВа 9 e посВетена на ос-
ноВните положения В измерВателната техника, като са обхВанати
аналогоВите и цифроВите измерВателни уреди и тези, които от-
читат В децибели и единици за ниВо.
В глаВа 10 са дадени графичните означения на основните еле-
менти заедно с техните описания, диоди, тиристори. Дадени са
основните симВоли, които се използВат за означаВане на резисто-
ре, кондензатори, индуктивности, преВключВатели и други по-
добии елементи. ГлаВа 11 предстаВя и обясняВа изграЖдането на
цели системе с помощта на функционални схеми. ОбхВанати са
съобщителните системи (радиотехнически, телеВизионни и др.),
компютрите, компютъризираните игри и други подобии Въпроси.
Характерна особеност на настоящие наръчник е глаВа 1 2, която
съдърЖа таблици с подробни обяснения за букВени съкращения и
определения на думи и изрази, широко използВани ВъВ Всички кло-
ноВе на електрониката. По този начин читателят получаВа лесен
достъп до значенията на съкращения от рода на АТС, BIFET, HMOS,
RIA, VCO и много други. По подобен начин са дадени подробни опре-
деления за думи от рода на бод, дВоично-петичен код, мнемоничен
код, сименс. Варактор и др.
Матю Мандл
11
ОсноВни уравнения
в електрониката
1-1. ЗАКОН НА ОМ
Основните уравнения, конто устаноВяВат Връзката меЖду стой-
ностите на тока, напреЖението и съпротиВлението, са изВестни
като закон на Ом. Като се използВат тези уравнения, е ВъзмоЖно
да се получи стойността на неизвестна Величина посредством из-
Вестните стойности на дВе други Величини. ОсноВното уравнение
I—UIR означаВа, че стойността на тока В дадена схема е равна на
стойността на електрическото напреЖение, разделена на стой-
ността на съпротиВлението. Уравнението Л= 67 означаВа, че мощ-
ността е раВна на произВедението на стойностите на електриче-
ското напреЖение и тока. ИзмерВателната единица за електриче-
ско напреЖение (6/) е Волт (V), за тока (/) — ампер (А), а за съпро-
тиВлението (/?) — ом (Q). Могат също да се използВат кратни и
дробни измербателни единици. Така например, ако U= 5 V, а/=2 А,
мощността еР=2 х 5 = 10 Вата (W). Ако напреЖението е 5 килобол-
та (5kV), мощността е 10 киловата (kW). По същия начин, ако U
е 0,2 микроВолта (pV) и / е 100 милиампера (mA), мощността е
0,2 х 10-6 х 100 х 1 о 3 = 0,02pW.
Четирите Величини U, /, R и Р могат да бъдат комбинирани та-
ка, че да се намери неизвестната от тях. Различните зависимости
могат да се представят чрез кръгоВата диаграма, показана на
фиг. 1-1а, за постоянен ток и за променлиВ ток без фазово из-
местВане, и на фиг. 1-1 б само за променлиВ ток. По такъВ начин
напреЖението моЖе да се намери чрез някоя от следбащите фор-
муле:
(1-D
U = !R или —
или ^PR
СледоВателно, ако токът има стойност 2 А и съпротиВление-
то е 300 £1, напреЖението е 600 V. Ако токът е 5тА, а съпротив-
лението — 20 кН, напреЖението е 100 V (0,005 х 20 000). Ако мощ-
ността е 60 W, а токът — 2 А, напреЖението е 30 V (60/2). В
12
Q)
б)
Фиа. 1-1. КоъаоВа доагоама на закона на Ом
друг пример, където мощността е 2 W, а съпротиВлението — 8 Q,
напреЖението е 4 V, тъй като 2x8 = 16, а кбадратният корен от
16о/1
Когато са ни изВестни стойностите на напреЖението, съпро-
тиВлението и мощността, моЖем да определим стойността на
тока с помощта на урабненията
13
(1-2)
I U P fP
/=— W\U гили .
R U R
Taka например, ako напреЖението e 260 V, а съпротиВлението’e
13 000 fl, токът ще бъде 0,02 А. По същия начин, ако мощността
е 75 W и напреЖението е 5 V, токът ще бъде 15 А. За намиране на
стойностите на съпротиВлението се използВат ураВненията
U U7 Р
(1-3) /?=—или—, или
/ р г
Както при предишните примери неизВестната стойност се
получаВа посредством прости изчисления. Така например, ако Вър-
ху дадена схема е приложено напреЖение 60 V и В актиВното й съ-
протиВление се отделя мощност 2 \Л/ стойността на тоВа съпро-
тибление ще бъде 1800 fl, тъй като 60x60 = 3600, което, като се
раздели на 2, даВа съпротиВлението.
За постояннотокоВата или променлиВотокоВата мощност (ка-
то се приеме, че меЖду напреЖението и тока няма фазоВа разлика)
моЖе да се използуВа едно от следните уравнения:
(1-4) P=U! или /-/?, или—.
От показаните формула се ВиЖда, че коаато напреЖение 30 V
се умноЖи с ток 0,06 А, се получаВа отделяне на мощност 1,8 W.
По същия начин ток 0,07 А и съпротибление 2 kfl ще означаВат
разсейВана мощност 9,8 W. За променлиВия ток мощността, из-
разена с LH, се нарича пълна мощност, тъй като Всяка фазоВа раз-
лика меЖду тока и напреЖението намаляВа стойността на мощ-
ността, получаВаща се чрез умноЖаВането на напреЖението по
тока. Както е показано на фиг. 1-16. при изчисляВането на актиВ-
ната (дейстВителната) мощност трябВа да се Вземе предВид и
косинусът на ъгъла, тъй като Р= U! х cost) (ВЖ. също т. 1 -17). Кога-
то актиВната мощност се раздели на пълната мощност, получаВа
се стойността на фактора на мощността:
активна мощност
(1-5) Фактор на мощността =-------------------
пълна мощност
СледоВателно, ако имаме 2,5 V и 2 А, пълната мощност ще бъде
2,5 х 2 = 5 W. Обаче, ако фазоВият ъгъл меЖду напреЖението и тока
е 45°, косинусът му е 0.707 и следоВателно актиВната мощност
ще бъде 2,5 х 2 х 0,707 = 3,5 W, т. е. факторът на мощността (коси-
нусът) е 3,5/5 = 0,707.
Оттук следВа, че когато участВуВа стойност на косинуса, ак-
тиВната мощност Винаги е no-малка от пълната мощност поради
наличието на фазоВа разлика меЖду напреЖението и тока. Когато
няма фазоВ ъгъл, факторът на мощността е 1 (косинус от 0°).
14
При фазоВ ъгъл 90" косинусът е 0 и следоВателно произВедението
от напреЖение, ток и 0 е рабно на 0. Токът моЖе да се сВърЖе и
с количестВото на електроните. Единицата за електрически заряд
се нарича кулон и се означаВа с Q. Един кулон е равен на 6,28 х Ю18
електрона. Потокът 1 кулон В секунда предстаВляба ток 1 А:
(1-6)
където / е токът В ампери,
Q е количестВото електрони В кулони, а
t е Времето В секунди.
От уравнение (1-6) се ВиЖда, че токът от 105 О електрона,
протичащи за 15 секунди през точка от дадена Верига, е равен на
105/15 = 7А.
Както при оснобния закон на Ом симболите на тока, Времето
и кулоните могат да бъдат разместВане според необходимостта:
(1-7) Q = /t.
1-2. ПОСЛЕДОБАТЕЛНО И ПАРАЛЕЛНО СВЪРЗАНИ РЕЗИСТОРИ
Когато резисторите са сВързани последобателно, общото им съ-
протиВление е рабно на сумата от отделните съпротиВления:
(1-8) Rобщо /?, + R2 + R3 +... + R„.
СледоВателно, ако токът протича през три последоВателни ре-
зистора, чиито съпротиВления са съотВетно 2,5 Q, 750 Q и 2kQ,
чрез просто сумиране се получаВа общото съпротиВление 2752,5
Когато резисторите са сВързани паралелно, общото съпротиВ-
ление е Винаги по-малко от най-малкото съпротиВление.
За да се получи общото съпротиВление на дба паралелно сВърза-
ни резистора, моЖе да се използВа следното уравнение:
R-\.R2
(1‘9)
По такъВ начин за дба паралелно сВързани резистора съотбет
но със стойности 2 и 8 £1 общото съпротиВление ще бъде 1,6 Q.
Когато паралелно са сВързани поВече от дба резистора, се прилага
следното уравнение:
(1 - 1 °) «обило = ---------------~________________
(1//?,) + (1 /R2) + (1/R3) + ...+ (1 //?„)
Разбора се, уравнение (1-10) е Валидно и за два резистора. В
предходния пример с 2 и 8 Q получихме общо съпротиВление 1,6 Q.
По подобен начин получаВаме
1 1
1
— =1,6 Q.
(1/2)+ (1/8) (4/8)+ (1/8) 5/8
15
1-3. ПОСЛЕДОВАТЕЛНО И ПАРАЛЕЛНО СВЪРЗАНИ БОБИНИ
Когато бобините са сВързани последователно, общата им индук-
тиВност е равна на сумата от Всички индуктиВности. Ако от-
делните бобини са разполоЖени достатъчно далече една от друга,
за да не могат да си ВзаимодейстВуВат полетата им, общата ин-
дуктиВност на последоВателната Верига моЖе да се изрази чрез
(1-11) £о6ща (последователно) = +L2 + L3 + ... + Ln.
Когато бобините са сВързани паралелно. общата индуктиВност
е Винаги no-малка от най-малката индуктиВност. Ето защо за на-
мирането на общата индуктиВност се използВа реципрочна фор-
мула, подобна на ураВнението за изчисляВане на общото съпро-
тиВление на паралелните резистори:
(1-12) U„.(naps„e»„o)-(1/£t) + (l/t!)+'(1/ts) + ...+ (l/u.
Когато бобините са разполоЖени достатъчно близко една до
друга, за да могат да си ВзаимодейстВуВат магнитните силоВи
линии на отделните намотки, Върху общата индуктиВност на по-
следоВателно и паралелно сВързаните намотки оказВа Въздейст-
Вие Взаимната индуктиВност (М). Тя същестВуВа и при сВързбане-
то на пърВичната и Вторичната намотка на трансформаторите.
Взаимна индуктиВност със стойност 1 хенри (Н) ВъзникВа, когато
променлиВ ток със стойност 1 А В пърВичната намотка индуктира
променлиВо напреЖение 1 V ВъВ вторичната намотка. Когато
всички магнитни линии на пърВичната намотка пресичат Вторич-
ната намотка (както е В случая на компактно навит трансформа-
тор), Взаимната индукция моЖе да се предстаби чрез урабйението
(1ИЗ) М='/ЦСг.
Когато намотките са В слабо магнитно Взаимодействие, т. е.
когато не Всички силоВи линии на отделната намотка оказВат
Влияние Върху съседните намотки, значение придобиВа коефициен-
тът на Връзка (к) и е Валидно ураВнението
' М
(1-14) к = .------=.
х/LyL2
Коефициентът на Връзка посочВа процентната стойност на
ВзаимодейстВуВащата част от намотката. СледоВателно, ако са-
мо 1/5 от силоВите линии на едната намотка пресичат другата,
коефициентът на Връзка е 20%. УраВнението за намиране на
Взаимната индуктиВност при участие на коефициента на Връзка
има Вида
(1-15) ,___
М = kJL,L2.
16
При последоВателно сВързаните бобини Взаимната индуктиВ-
ност се добаВя към собстВените индуктивности при положение,
че Всички намотки са наВити В една и съща посока и магнитните
полета са еднопосочни. ТоВа сВързВане се нарича последователно
съгласуване и ураВнението на общата индуктиВност придобиба
Вида
(1-16) Z-обща (последоВателно съгласуВано) = Ly + L2 + 2M.
Ако сВързаните бобини са наВити 8 протиВополоЖни посоки,
при което магнитните им полета се противопоставят едно на
друго, е Валидно ураВнението
(1-17) Lo6ms (последоВателно несъгласуВано) = £, + L2-2M.
1-4. ПОСЛЕДОВАТЕЛНО И ПАРАЛЕЛНО СВЪРЗАНИ КОНДЕНЗАТОРИ
Когато кондензаторите са сВързани паралелно, общият капаци-
тет нараства и е В сила ураВнението
(1 -18) Со6щ(паралелно) = С, + С2 + С3 + ... + С„.
Следобателно, ако В една схема има три паралелно сВързани
кондензатора съотВетно със стойности 0,05, 2,00 и 0,003 pF, об-
щият капацитет ще бъде 2,053 nF. Обаче, когато кондензаторите
са сВързани последователно, общият капацитет е по-малък от
най-малкия капацитет ВъВ Веригата и се използВа следната рецип-
рочна Формула:
(1 19)
Со6щ (последователно) = —/(?-—(]/С2) + (1/С3)+ ... +(1/С,,) ’
Когато са свързани последователно само два кондензатора, може да
се приложи уравнснието
По такъВ начин, ако дВа кондензатора са сбързани последоВа-
телно и имат стойности 6 и 12 pF, според уравнение (1 -20) ще се
получи:
6.12 72 , _
-----=— = 4|i F.
6+12 18
Разбира се, ВъзмоЖно е да се използВа и уравнение (1-19), при
което ще се получи същият резултат:
1 1 1 12 л г
------------=-------------=----—— = 4 т F.
(1/6)+ (1/12) (2/12)+ (1/12) 3/12 3
1-5. РЕАКТИВНО СОПРОТИВЛЕНИЕ И ИМПЕДАНС
ПротиВодейстВието на бобината спрямо протичането на промен-
лиВия ток се нарича реактивно съпротивление (със символично оз-
начение X) като протиВополоЖност на актиВното съпротиВление,
създаВано от резистора. Обаче, докато актиВното съпротиВление
консумира мощност, при реактиВното съпротивление няма така-
Ва консумация, тъй като идеалната бобина създаВа условия на де-
фазиране, при което напреЖението изпреВарВа тока По такъВ на-
чин, когато напреЖението е достигнало своя максимум, токът има
нулева стой ноет и следоВателно се Връща енергия към генератора
или някакъВ друг източник.
РеактиВното съпротивление, създаВано от индуктивния еле-
мент, е пропорционално на индуктиВността В хенри и скоростта
на изменение на променлиВия ток. Индуктивното реактивно съ-
протиВление обикноВено се означаВа със символа XL и се определи
от ураВнението
(1-21)
XL — 2-RfL (или 6,28x7x7.)
или Xl = <hL (тъй като 6,28 7= со),
където XL е индуктивното реактивно съпротиВление В омоВе,
f е честотата В херци,
L е индуктиВността В хенри..
РеактиВното съпротивление се изразяВа В омоВе също както
актиВното. Ако са известии стойностите на реактиВното съпро-
тиВление и честотата, уравнение (1-21) моЖе да се използВа за
определяне на индуктиВността
<1-22) £=6^Ь-
По подобен начин, ако са изВестни стойностите на индуктиВ-
ното реактивно съпротивление и индуктиВността, моЖе да се из-
числи честотата
(1-23)
6,28 L
Кондензаторът има противоположна реактивна характерис-
тика в сравнение с индуктибната намотка. Във всеки момент, ко-
гато напреЖението е изпреварВащо В намотката, то изостава В
кондензатора, ако L и С са В една и съща Верига. По подобен начин
за изпреВарВането на тока В кондензатора ВъВ Всеки момент има
съотВетно изостаВане на тока В намотката, при което се създаВа
разлика от 90° ВъВ фазоВите зависимости (приема се, че няма ак-
тивно съпротиВление). Ето защо капацитиВното реактивно съ-
противление (със символично означение Хс) моЖе да се изчисли от
ураВнението
1 7 7
(1'24) Xc 2nfC ыС 6,28 xfx С’
18
където Xc e капацитиВното реактиВно съпротиВление В омоВе,
f е честотата В херци,
С е капацитетът ВъВ фаради.
Както В случая с бобините моЖем да разместим членоВете на
уравнение (1 -24) така, че да се получат стойностите на капаците-
та или честотата, ако са изВестни другите дВе Величини:
1
С Ъ,2ЫХС
(1-25)
1
(1-26) f 6,28СХс
ИндуктиВното и капацитиВното реактиВно съпротиВление мо-
гат да бъдат сВързани със стойностите на променлиВото напре-
Жение и тока, както бе напраВено В случая на U, / и R за постоянной
ток. В сила са следните уравнения:
(1-27) и х^7
(1-28) и != — xL
(1-29) U=IXL
(1-30) и Хс-~
(1-31) и ! = — Хс
(1-32)
U = !XC.
Когато В дадена схема едноВременно има реактиВно и актиВно
съпротиВление, комбинацията от дВете създаВа противодейст-
вие на тока, което се нарича импеданс (комплексно съпротиВле-
ние) и се означаВа със симВола Z. Както се ВиЖда от фиг. и
следВащото уравнение, заВисимостите меЖду актиВното, реак-
тиВното (реактанса) и комплексното съпротиВление В последоВа-
телна Верига са тригонометричшг
(1-33) Z=x/R2+X2.
Уравнение (1-33) предстаВя осноВната заВисимост, конто се
прилага за реактиВното съпротиВление, независимо дали то е ин-
дуктивно или капацитиВно. Обаче, когато и дВете реактиВни съ-
протиВления същестВуВат ВъВ Вериги с актиВно съпротиВление,
общото реактиВно съпротиВление е или преобладаВащо капаци-
тиВно, или преобладаВащо индуктивно, което заВиси от големина-
та им. ТоВа моЖе да се Види от фиг. 1-25 и в. Така например, ако
19
Фиг. 1-2. Тригонометрични зависимости меЖду fl. X и Z
реактиВното съпротиВление на индуктиВността (т. е. намотка
та) е 20 kQ, а тоВа на кондензатора е 50 kQ, общото реактиВно
съпротиВление ще бъде раВно на 30 kQ и ще има капацитиВен ха-
рактер (Хс). Ако капацитиВното реактиВно съпротиВление е 3000
Q, а индуктиВното е 15 000 Q, общото реактиВно съпротиВление
е 12 000 Q и по характер е XL. Стандартното уравнение за схема
с актиВно съпротиВление, индуктиВно и капацитиВно реактиВно
съпротиВление показВа, че Хс трябВа да се избади от XL. Очевидно
е, че ако Хс преобладаВа, стойностите на дВете реактиВни съпро-
тиВления ще разменят местата си В ураВнението
(1-34) Z =JR2+ (Xl-Xc)2 .
В последоВателната Верига през Всички елементи протича един
и същ ток, но падоВете на напреЖението Върху отделните елемен-
ти се изменят В заВисимост от промяната на актиВното или
реактиВното съпротиВление. СледоВателно общото напреЖение
предстаВляВа Векторна Величина и моЖе да се изчисли по ураВне-
нието —
(1-35) UT=JU2я+ .
Стойността на Ux се намира, като от стойността на напреЖе-
нието Върху капацитиВното съпротиВление се изВаЖда стойност-
та на напреЖението Върху индуктиВното съпротиВление, ако Вто-
рата стойност е по-малката.
ЗаВисимостите меЖду Z, U и / се даВат посредством следните
уравнения:
U
(1-зв) z=7
20
(1-37)
(1-38)
U
/=z
47=/Z.
Уравнение (1-34) не моЖе да се приложи за паралелно сВързани
активно и реактиВно съпротиВление. Както се ВиЖда от уравнение
(1-36), за определяне на импеданса моаат да се използВат стой-
ностите на напреЖенията и токоВете. В паралелна Верига напре-
Жението Върху резисторите, бобините и кондензаторите е с една
и съща стойност. Обаче спойностите на токоВете, протичащи
през тези елементи, са различии. Ето защо пърВата стъпка към
намирането на импеданса трябВа да бъде определянето на общия
ток с помощта на ураВнението
(1-39)
След намирането на общия ток. импендансът моЖе да се изчис-
ли от U/R, т. е. по формула (1 -36). За получаВането на неизВест-
ните стойности моЖе да се използВат тригонометричните функ-
ции. Тъй като tg6 се определи посредством отношението на кате-
та, леЖащ срещу ъгъла, към прилеЖащия му катет, отношението
Х/R също предстаВлява tgO. С помощта на тригонометричните
таблици или съотВетни изчисления при изВестен тангенс е Въз-
моЖно да се получат стойностите на фазоВия ъгъл, косинуса и
т. н. Тъй като косинусът на даден ъгъл предстаВляВа отношението
на прилеЖащия му катет към хипотенузата (/?/Z), за да се намери
хипотенузата Z, е достатъчно стойността на прилеЖащия катет
R да се раздели на стойността на косинуса. Така например, ако
Х= 1560 Q, а /? = 2080 Q, могат да се направят следните изчисления:
1560
196=^^= 0,75
2080
6 = 36,87°
cos6 = 0,8
2080
Z ——=2600 Q
08
На фиг. 1-16 са дадени допълнителни формули с участието на
импенданса (Z). В табл. 1-1 са предстаВени осноВните уравнения,
с помощта на които се определят стойностите на Z, R и X. Допъл-
нителна информация за тригонометричните зависимости е даде-
на В т 1-15.
21
Таблица 1-1. ИзВеЖдане на уравнения за Z, R и X
ВС2=АВ2 + АСг
АВ2 - ВС2 АС2
АС2 = ВС2 + АВ2
с =v/72TzF г =v тР + х2
а=х с2 в2 R^l2X2
6 -v с2-а2 X -x Z2 R2
Ако R — ЗП, X = 4<2 и Z = 5£>, се прилагаю следните изчислителни формула:
Z=v 32 + 42 =ч 9Т16 = v 25 = 5
fl=v 52 42 =х 25 ^16 =х 9 3
X=v 52- З2 =ч 25 9 -v16 = 4
1-6. РЕЗОНАНС, ШИРОЧИНА НА ПРОПУСКАНАТА ЧЕСТОТНА ЛЕНТА
И О-ФАКТОР
Когато В една електронна схема актиВните стойности на капаци-
тиВното и индуктиВното съпротиВление се израВнят, протиВо-
дейстВуВащите си Влияния на дВете реактиВни съпротибления се
унищоЖаВат и остаВа само дейстВието на актиВното съпротиВ-
ление. В този случай напреЖенията и токоВете на сигналите съВ-
падат по фаза и тъй като В уравнение (1 -34) (XL~XC) = 0, домини-
ращият фактор е актиВното съпротиВление и се получаВа състоя-
ние, което е известно като резонанс. Резонансните контури се
използВат широко В различии клоноВе на електрониката за отделя-
не на сигнали с определени честоти, като същеВременно се поти-
скат други сиг 1али с честоти изВън пропусканата лента на резо-
нансния контур. Схемите за настройка, използВащи трептящия
кръг, В съобщителната техника и други електронни системи по-
зВоляВат да се регулира съотношението индуктиВност /капаци-
тет {L/C) с помощта на регулируеми кондензатори или индуктив-
ности или чрез схеми, които променят стойностите на определе-
ни реактиВни съпротибления (ВЖ. т. 2-32). Когато стойностите
на Л и С са изВестни, резонансната честота се опре.деля по форму-
ла та
(1 -40) f,=-----7=.
6,28Х/£С
Тази способност на резонансния контур да отделя даден сигнал
или група сигнали с честота В резонансната честотна лента се
нарича селективност (избирателност) и се измерВа чрез качест-
вен фактор или ку-фактор Q. Този фактор показВа до какВа степен
резонансният контур пропуска сигналите около необходимите
честоти, като същеВременно потиска сигналите с неЖелани чес-
тоти. Степента на селектиВност заВиси от стойността на ак-
тиВното съпротиВление В контура. ОсВен индуктиВност намот-
ката моЖе да има и актиВно съпротиВление и поради тази причина
22
селективността Q се разглеЖда като отношение на индуктиВното
към актиВното съпротиВление. СъотВетните формули за схеми с
последоВателно и паралелно сВързВане са:
Xl
(ПоследоВателно)О =—,
п
R
(паралелно) Q=—.
Xi
(1-41)
На фиг. 1 -3 е показана харак-
теристиката на селектиВност-
та, конто предстаВляВа графика-
та на резонансния ток /s на кръг
с последоВателно сВързВане на
елементите ВъВ функция от чес-
тотата f. Голямата стръмност
е признак за Висока степен на из-
бирателност, а Л и f2 са харак-
терни точки от криВата. ТоВа са
честотите, при които амплиту-
дата, съотВетно по дВата склона
на криВата, е раВна на 0,707 от
максималната амплитуда. Те се
наричат граначни честоти. Амп-
литудата им предстаВляВа
1/^/2 от стойността на ампли-
тудата при резонансната често-
та f,. Разстоянието меЖду тях
определи широчината на пропу-
сканата честотна лента на кръ-
га: (1 -42) Широчина на честотна-
Фиг. 1 -3. Характеристика на селек
тибността
та лента = /2~ А-
Тъй като О е сВързан със стойностите на актиВното съпро-
тиВление и индуктиВността, Всяка от граничните честоти, както
и широчината на пропусканата честотна лента могат да се опре-
делят, като се използуВат следните уравнения:
R
(1-43) ^ = 4+^-7
(1-44)
R
4л/.
R
(1-45) Широчина на честотната лента = /?-/,=---
2я£
(1-46)'
(1-47)
f,
fi-h
fr=Q(f2-f,).
23
1-7. ДЕЦИБЕЛИ
Изразените В децибели стоимости Всъщност предстаВляВат от-
ношения на амплитуди, а не стоимости В измервателни единици,
т. е. чрез децибела (dB) се изразяВа разликата меЖду ниВата на
амплитудите. Децибелът моЖе да се отнася за дадено ниВо на
мощност, сравнено с друго нибо на мощност, за дадено ниВо на
напреЖение, сравнено с друго ниВо на напреЖение, или за дадено
ниВо на ток, сравнено с друго ниВо на ток. Данните В децибели се
отнасят за начина, по който чоВешкото ухо реагира на зВуци с
различна интензиВност. Ухото има логаритмична характеристика
на Възприемането и поради тоВа е по-чуВстВително към измене-
нието на зВукоВи ниВа с малка интензиВност, отколкото към из-
менението на зВукоВи ниВа с голяма интензиВност. Един децибел
предстаВлява приблизително изменението на ниВото на звука,
което е едва долобимо за ухо със средни слухови характеристики.
Измервателната единица бел (наречена на името на Александър
Бел) е много голяма и затоВа не се използба. ОбикноВено вместо
нея се прилага една десета част от бела (децибелът). УраВнението
за определяне на децибела за мощност е
Р,
(1-48) dB= 101д —.
Рг
За да се получи съотношението, по-голямата стойност на
мощността се дели на по-малката. УдВояВането на мощността е
равно на 3 dB:
2
10 lg у=10х0,30 = 3.
Стойността 3 dB се получаВа, когато се сравни нискочестотен
усилВател с изходна мощност 30 W с друг усилвател с изходна
мощност 60 W. Тъй като изразената В децибели стойност не пред-
стабляВа измерена стойност на мощност, същите 3 dB се получа-
Ват, ако се сравни блок със 100 W с блок с 200 W. Когато изразена-
та В децибели стойност се получава чрез разделяне на по-голямата
от сраВняВаните стойности на по-малката, пред нея моЖе да се
постаВи знакът „плюс", но моЖе и да се пропусне. Когато сраВня-
Ването е обратно, т. е. по-малката стойност се дели на по-голя-
мата, пред изразената В децибели стойност се поставя знакът
„минус". По такъВ начин изменението на мощността от 10 W на
20 W е равно на 3 dB, а изменението на мощността от 20 W на
10 W е равно на — 3 dB (ВЖ. табл. 7-1). Различието от 3 dB за
удвояВането или намаляВането наполовина на мощността пред-
стаВляВа удобна за практиката стойност. Удобство е фактът, че
нарастВането на мощността 10 пъти се изразяВа с 10 dB:
10
10 1д—=10х 1,0 = 10 dB.
Когато се правят сравнения, В които участбуВат няколко нива
в децибели, стойностите се сумират. Например, ако усилбателят
24
А има номинална мощност 25 W, а усилВателят В — 50 W, то раз-
ликата В децибели ще бъде 3. Ако усилВателят В се сравни с усил-
Вателя С, чиято номинална мощност е 100 W, отноВо ще се получи
стойност 3 dB. Обаче, когато усилВателят А се сравни с усилВате-
ля С (25 W със 100 W), ще се получи 3 dB + 3 dB = 6 dB. По подобен
начин нарастбането на мощността 10 пъти след отчитане на раз-
личие от 10 dB означаВа нарастВане на пърВоначалната мощност
100 пъти, което е равно на 20 dB. СледоВателно, когато се уВеличи
десет пъти различието 8 мощността от 10 dB, се получаВа допъл-
нително нарастВане от 10 dB: 10dB + 10dB = 20 dB. По съВсем съ-
щия начин многократното увеличение с dB даВа общата стойност
3dB + 3 dB + 3 dB = 9 dB.
Формулите за определяне на разликата 8 децибели на ампли-
тудните ниВа на напреЖението и тока са:
и.
(1 -49) 20 Ig —
(1-50) 20 Ig
'2
Изразът „20 Ig", използВан ВъВ формулите (1-49) и (1 -50) Вмес-
то 10 Ig, е необходим, защото ако напреЖението (или токът) се
удВои 8 дадена схема, мощността стаВа четири пъти по-голяма.
ТоВа е очевидно при следбащите примери, където стойността на
тока се удВояВа и мощността се изменя от 120 W на 480 W:
P=!2R = 22 х 30= 120 W
и
/э=/2/? = 42 х 30 = 480 W.
Понякога определени ниВа се използВат като еталон, за да се
опростят означенията на измененията на мощността, тока и на-
преЖението. Широко разпространен еталон е 0,006 W (6 mW) през
съпротиВление 500 Q. Мултимерите от аналогов тип често освен
другите скали имат и скала за отчитане В децибели. ТакиВа мулти-
мери се разглеЖдат 8 глава 9 и са показами на фиг. 9-6.
1-8. НЕПЕРИ
За изразяване на зависимости меЖду амплитуди често се прилага
неперът. В непероВата система се използва натуралният логари-
тъм с осноВа е (2,7182...). Неперът предстаВляВа 1оде на скаларно-
то отношение на две напреЖения или два тока, а съотВетните
уравнения са:
А А
(1-51) n = loge-=ln-
'2 '2
с/, , и,
(1-52) n = loge—=ln —.
С>2 <>2
Например, ако токът В една Верига се удВои от 2 А на 4 А,
n = loge4/2 = loge2 = 0,69314. Същата стойност В непери се получава
25
при gBe напреЖения с отношение 2. МеЖду децибелите и неперите
същестВуВа постоянна зависимость като 1 dB = O,115 непера или 1
непер = 8,686 dB. По такъВ начин, ако получената по-горе стойност
0,69314 непера се умноЖи по 8,686, ще се получат 6 dB, което пред-
стаВляВа точната стойност за удВояВане на напреЖението или
тока
Тъй като отношението на мощностите е сВързано с кВадрата
на напреЖението или протичащия ток, стойността В непери, с
конто ще се различаВат тези напреЖения или токоВе, ще се намери
посредством
1 Р 1 Р
(1-53) л=^|°9еЬ1=о|пБ1
Така например, ако мощността се уВеличи от 3 W на 12 W, по
уравнение (1-53) ще се получи 1/2 In (12/3) = 1/2 In4 = 0,69314. Ако
тази стойност се умноЖи по 8,686, ще се получат същите 6 dB
както В дадения по-горе пример. Те отразяВат съотВетното от-
ношение на напреЖения, което даВа тази стойност В непери и де-
цибели. (Друга ВъзмоЖност за определяне на стойността В деци-
бели за горния пример е да се раздели 0,69314’на 0,11 51, което ще
gage 6 dB.)
1-9. ВРЕМЕКОНСТАНТИ
Когато се прилоЖи определено напреЖение към кондензатор или
бобина, е необходимо да измине известно време преди амплитуди-
те на електрическата енергия да достигнет максималните си
стойности. Времето, необходимо стойността на напреЖението
или тока да стане 63% от максималната стойност, се нарича Вре-
меконстанта. Времеконстантата се означаВа с малката гръцка
буква may (т). При последобателно сВързани кондензатор и резис-
тор пърВоначално е необходима минимална потенциална разлика,
за да се предизВика протичане на значителен начален ток. Тъй като
електроните се преместват към едната страна на кондензатора
и се отдалечаВат от другата, се изискВа разлика В напреЖението
(потенциалната разлика).
На фиг. 1-4 са представени експоненциални характеристики,
съотВетстВуВащи на напреЖението и тока на зареЖдане на кон-
дензатора. Когато кондензаторът се зареЖда, Върху него ВъзникВа
напреЖение, чиято полярност е противоположна на полярността
на захранВащото напреЖение. Времето, необходимо напреЖението
Върху кондензатора да достигне 63% от максималната си стой-
ност, се изразяВа с ураВнението
(1-54) т = /?С,
където С е капацитетът ВъВ фаради,
т е Времеконстантата 6 секунди,
R е съпротиВлението В омоВе.
26
Характеристика на тока при
зареЖдане на бобина и на напре
Жението при зареЖдане на
кондензатор .----I--------
А
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0 0,50 1 2 3 4 5
0,25 0,75
Характеристика на напреЖение-
то при зареЖдане на бобина и на
тока при зареЖдане на конденза-
тор_________________________
В
Фиг. 1 -4. Характеристики на RC и L/R Времеконстанти
Урабнението (1 -54) моЖе да се преобразуВа така, че да се изчис-
ляВат капацитетът или съпротиВлението:
(1-55) С=|
г\
(1-56) /?=|
При последобателно сВързани бобина и резистор прилагането
на напреЖение предизВикВа нарастВане на тока ВъВ Всяка следВаща
наВиВка, при което ВъзникВа протиВодейстВуВащо напреЖение, за-
баВящо нарастВането на тока, както е показано на фиг. 1 -4. Вре-
мето, необходимо токът през бобината да достигне стойност,
раВна на 63% от максималната му стойност, предстаВляба съот-
Ветната Времеконстанта. Тя се определя с помощта на ураВнение-
то
(1-57) т = |,
ГЛ
където L е индуктиВността В хенри,
т е Времеконстантата В секунди,
R е съпротиВлението В омоВе.
Както при Времеконстантата на кондензатора урабнението
(1 -57) моЖе да бъде преобразуВано така, че да стане ВъзмоЖно да
се изчислят L и R:
(1-58) А = тх/?
L
(1-59) /? = -.
Примерно стойности за ВремеинтерВали, съизмерими с Време-
константата, са предстаВени В табл. 7-4. В таблицата обаче не
са посочени меЖдинни ВремеинтерВали (например 0,22, 0,063 и
27
m. н.). В нея процентните стойности на напреЖението и тока се
закръгляВат до най-близката дВуцифрена стойност на експо-
ненциалната функция. Например за Време, раВно на 0,7 от Време-
константата, процентът на напреЖението за зареЖдане на боби-
ната ще бъде 49,66, а не 50. Ето защо, когато се изискбат меЖдин-
ни стойности или по-голяма точност, е необходимо да се използ-
Ват уравнения на базата на експоненциални функции. При решаба-
нето на такиВа уравнения трябВа да се ползВат таблици за опре-
деляне на стойностите на е~“ или калкулатор, осъщестбяВащ из-
числяВането им. В ураВненията за RC Вериги стойността на X е
Винаги t/RC, където t е Времето В секунди, R е съпротиВлението
В омоВе, а С е капацитетът ВъВ фаради. При ураВненията за L/R-
Вериги стойността на X е Винаги t(R/L), като L е индуктивността
В хенри.
По-долу следВат различните, сВързани с Времеконстантите
уравнения, В които участВуВат моментните стойности. Те обхва-
щат моментната стойност на напреЖението Върху кондензатор
ис, моментната стойност на напреЖението Върху резистора uR
(сВързан последоВателно с кондензатора), моментната стойност
на тока през резистора ip (сВързан последователно с кондензато-
ра), тока през бобината iL, напреЖението Върху бобината uL и на-
преЖението Върху резистора (сВързан последователно с бобина-
та).
(1-60) uc=U(\ ~е "рс)
(1-61) up=Ue"RC
U
(1-62) /я=-е
ГЛ
и
(1-63) 4 = -(1 - е tP,L)
(1-64) uL = UetR/L
(1-65) Uh=U(1 — e,P/L)
1-10. СЪОТНОШЕНИЕ НА НАВИВКИТЕ НА ТРАНСФОРМАТОРА
Отношенията меЖду напреЖенията и токоВете 8 пърВичната и
вторичната намотка на трансформатора са свързани с броя на
наВиВките ВъВ Всяка негоВа секция. ОсноВната заВисимост от
броя на наВиВките моЖе да се изрази ВъВ Вида
(1-66)
U\ П\
където Un е напреЖението Върху Вторичната намотка,
б/, е напреЖението Върху пърВичната намотка,
Пц е броят на наВиВките на Вторичната намотка,
л, е броят на наВиВките на пърВичната намотка
УраВнението (1 -66) моЖе да се преобразува така, че да се намерят
напреЖенията на пърВичната и Вторичната намотка:
28
(1 67)
(1-68) nxUu и,=— п» , , 6/|П||
(1 69) t7ll=—.
Когато е известно отношението на навивките на пърВичната
и Вторичната намотка, напреЖението Върху Вторичната намотка
моЖе да се намери посредством
| (1-70) U» = отношение на навивките х U\
МеЖду напреЖението и тока В трансформатора същестВуВа
обратнопропорционална заВисимост, тъй като при предаВането
на определена мощност от пърВичната към Вторичната намотка
се получаВа пониЖаВане на тока, когато напреЖението се поВиша-
Ва, и обратно. Ето защо е Валидна следната заВисимост:
Л _п»
(1-71) /и Ъ '
Не е трудно да се изВедат и уравнения, подобии по Вид на ургВ
ненията от (1-67) до (1-69):
(1-72) /|П| — Пц/ц , Лц/ц
(1-73) /| =
(1-74) , _/|/7| 'II "и
В трансформатора отношението на импеданса на Вторичната
намотка Z» към импеданса на пърВичната намотка Z, е пропорцио-
нално на квадрата на отношението на наВиВките на трансформа-
тора
(1-75) Z„ _nl Z, пГ
Както се ВиЖда от следВащото уравнение, отношението на на-
ВиВките е от същестВено значение за съгласуВането на импеданса
меЖду две Вериги, сВързани посредством трансформатор;
(1-76) Отношение на навивките= —. \Z2
29
Посредством уравнение (1 76) е ВъзмоЖно да се пониЖи или по-
Виши актиВната стойност на импеданса на едната от дВе свърза-
ни посредством трансформатор Вериги с цел да се получи съот-
ВетстВие с по-ниския или с по-Високия импеданс на другата Вери-
га.
1-11. ПОЛЯРНО И / ПРЕДСТАВЯНЕ
За изразяВане и идентифициране на фазите на сигнали и типоВете
амплитуди В електрониката често се използВат записи на сигнали,
В които участВуВат полярни форми и / оператори. Когато големи-
ната на даден Вектор се идентифицира чрез посочВане на ампли-
тудата и фазоВия ъгъл (като актиВното съпротиВление се пред
стаВя по хоризонталната ос), изразът се нарича полярен запис. По
такъВ начин, ако импедансът е 150 Q, а фазоВият ъгъл е 36,8', В
полярна форма записът ще има Вида
Z=|l50 36.8°.
записът, В който се използВа операторът /, предстаВя реак-
тиВните съпротиВления като / стойности, а стойностите на ак-
тиВното съпротиВление — само с числа. Като се използВа /, В
електрониката се избягВа объркВането със символа 7, приет за мо-
ментните стойности на тока. ПредстаВянето на данните В сис-
тема с оператор / е известно също като представяне В правоъгъл-
на координатна система или като комплексна алгебра. Дадена Век-
торна Величина се предстаВя посредством абсциса за реалната
стойност и ордината за / стойността, например Z = 330+/400 Q.
При праВоъгълното представяне означението на оператора е
свързано с особеностите на —1. При умноЖаВането на което и да
е полоЖително число с —1 се получава отрицателно произведение,
а при умноЖаВането на отрицателно число с -1 се получава поло-
Жително произведение. СледоВателно — 1 моЖе да се счита за one
ратор, обръщащ знака на числото, с което се извършВа умноЖе-
нието (без да се променя амплитудата, т. е. големината на това
число).
ОсноВният принцип за работа с / оператора е илюстриран на
фиг. 1 -5. Векторът А има определена дълЖина. Да предположим,
че големината му е 30 единици, конто е умножена по оператора
— 1. Ще се получи заВъртВане на 180° по посока, обратна на посока-
та на Въртене на часоВникобата стрелка, при което Векторът ще
достигне позицията, означена с В. СледВащото умноЖаВане на
амплитудата на вектора по —1 ще предизВика ново завъртване на
180° и Векторът ще се Върне В началното си положение. СледоВа-
телно дВукратното умноЖаВане на амплитудата на Вектора по
— 1 Води до заВъртВане на 360°. За да се облекчат изчисленията, 8
които участВуВа променлиВ ток, операторът трябВа да пре-
дизВикВа заВъртВане на 90°, обратно на дВиЖението на часоВнико-
Вата стрелка, Вместо на 180°. В теорията този специален опера-
30
mop, умноЖен сам по себе си, трябВа да Води до получаВането на
-1. Обаче самата стойност на необходимая оператор не моЖе да
бъде устаноВена чрез изВличане на кВадратен корен от — 1, тъй
като не същестВуВа реален коренит отрицателно число. Ето за-
що числото, предстаВляВащо >/-1, се нарича имагинерно число и
има симВол /.
При праВоъаълното предстаВяне актиВното съпротиВление се
нанася по оста X, а реактиВното съпротиВление — по оста Y, как-
то е показано на фиг. 1-2. ИндуктиВното съпротиВление се отбе-
лязВа с +/, а капацитиВното — с — /. Посредством следВащия израз
е ВъзмоЖно да се премине от предстаВяне В полярна форма към
праВоъгълно представяне:
(1 77)
Z = ZcosO + /ZsinO.
Като типичен пример моЖе да се gage преобразуВането на
Z=400 I 43°. при което се получаВа'
Z = 400x 0,731 +/400x0,682 =
292,4+/272,В Q.
Уравнение (1-77) също е полезно при намирането на аплитуди-
те с прабоъгълна форма на напреЖението или тока от полярното
им предстаВяне. То ще се изрази по следния начин:
(1-78)
U1 = L/Tcos6 + j'U-fSi пб
31
1-12. КОМПЛЕКСНА И РЕАКТИВНА ПРОВОДИМОСТ
Проводимостта се означаВа със символа G и предстаВляВа рецип-
рочната стойност на актиВното съпротиВление. Реципрочната
стойност на реактиВното съпротиВление се нарича реактивна
проводимост и се означаВа с В. Понякога индуктиВната проВоди-
мост се предстаВя със символа BL, а капацитиВната — със символа
Вс. Реципрочната стойност на импеданса е комплексната прово-
димост, чийто символ е Y. В измерВателната система СИ тези
стойности Вместо В омоВе (Q) се изразяВат В сименси (S) (ВЖ.
табл. 7-22). В no-старите системи „метър—килограм—секунда" и
„сантиметър—грам—секунда" реципрочната стойност се изра-
зяВаше В мо (т. е. обратното на ом). За определянето на стойнос-
тите на неизВестните Величини могат да се използВат следните
уравнения:
(1-79) G=^
(1-80)
(1-81)
(1-82)
(1-83)
(1-84)
(1-85)
(1-86)
1
Y=z
1
в=х
1
Y в^]х
Y= G jBl
Y=G+jBc
r -Xl
В - —
1-13. ЕФЕКТИВНА. СРЕДНА И МАКСИМАЛНА СТОЙНОСТ НА ПРОМЕНЛИ-
ВОТОКОВИТЕ ВЕЛИЧИНИ
При променлиВотокоВите Величини терминът ефективна стой-
ност на напреЖението или тока означаВа големина, екВибалентна
на постояннотокоВата стойност. Така например електрическа
лампа, използВана В променлиВотоковата Верига с напреЖение 120
V, ще създаВа такова осветление, каквото би се получило, ако лам-
пата бе Включена В постояннотокова Верига с напреЖение 120 V.
ЕфектиВната стойност се намира, като се Вземат множество
моментни стойности, поВдигат се на квадрат, сумират се по-
Вдигнатите на кВадрат стойности и след тоВа се намира средна-
та стойност на сумата. КВадратният корен от тази средна стой-
ност дава ефектиВната стойност. Поради тази причина ефектиВ-
ната стойност се нарича още и средноквадратична стойност.
СледВащите уравнения позВоляват да се намерят ефектиВните
стойности, когато максималните стойности са известии, и об-
ратно. Стойността 0.707 В ураВненията е равна на 1/2 от кВад-
ратния корен от 2 (^/2= 1,414).
(1 87) ифект = 0,707 х 4Увърхово,
32
1
(1-88)
^-'ВърхоВо
0,707
= 1,414 х 0/ефекп,.
Въпреки че максималната амплитуда на един полупериод на П| э-
менлиВия ток или напреЖение е с много малка продълЖителност,
нейната големина е ВаЖна за изчисляВането на останалите стой-
ности. Средната стойност се получаВа, като последователи и по-
лупериоди на синусоидалната Вълна се разделят на определен брой
ординати, които от сВоя страна се осредняВат. СъотВетните
уравнения за намиране на средни или максимални стойности са:
(1 -89) 0/Средно — 0,637 х (7ВърхоВо f
(1-90) (^060=1,57x6^.
1-14. УРАВНЕНИЯ НА ПРЕДАВАТЕЛНИ ЛИНИИ
На фиг. 1-6 са предстаВени осноВните предаВателни линии. На
фиг. 1 -6а е показана дВупроВодна линия с изолационни разделители,
които отделят прободниците. Место се използВат пластмасоВи
изолатори (фиг. 1 -66), особено при симетрични кабели със съпро-
тиВление 300 Q за телеВизионни системи. На фиг. 1 -66 е даден
Изолационни
ПластмасоЬ
3 Наръчник по електроникс
33
коаксиален кабел, 6 който Вътрешният проводник се отделя от
Външния посредством пластмасоВ изолатор или с разделители с
формата на диск. ,Всъщност и трите предстаВени линии са дВу-
проВодни. (При коаксиалния кабел Външният екран е единият от
проВодниците.) Както се ВиЖда от фиг. 1 -6г, предаВателната ли-
ния моЖе да бъде предстаВена като последователно сВързани ин-
дуктивности и шунтиращи кондензатори, имащи определени
стойности на единица дълЖина. В самите проВодници има извест-
ии съпротиВителни елементи, Въпреки че при проВодниците с по-
голям диаметър актиВната стойност е пренебрежимо малка на
единица дълЖина. Импендансът на линията се нарича характерис-
тичен импеданс (със символ Zo). Понякога Вместо „характеристи-
чен импеданс" се използВа терминът поВтарящ се импеданс пора-
ди повтарящото се Z при последователиите единици дълЖина. Из-
ползВа се и друг термин — ВълноВо съпротиВление. Тъй като тези
термини се отнасят за една и съща характеристика, Винаги се из-
ползВа симВолът (Zo). Когато се използВат разделители като по
казаните на фиг. 1 -6а, се приема, че линията е с Въздушна изолация
и Zo се изчисляВа по следния начин:
2Ь
(1-91) Zo=276 lg —,
а
където Zo е характеристичният импеданс,
а е радиусът на отделния проводник,
b е разстоянието меЖду центроВете на проВодниците.
В уравнение (1-91) отношението а/b моЖе да е получено чрез
разделяне на стойности, изразени в милиметри, футоВе, инчоВе
или други единици, но Zo ще бъде едно и също.
Като пример за прилоЖението на уравнение (1-91) моЖе да се
разгледа двупрободна линия с разстояние меЖду проВодниците 3
ст и диаметър на Всеки от тях 0,04 ст. ТогаВа характеристичният
импеданс ще бъде
2x3
Zo = 276 lg---=
0,04
= 276x2,1761 =
= 600,6 Q.
Ако стойностите на индуктиВността и капацитета се изме-
рят за определена дълЖина от линията, ще се установи, че преоб-
ладаВа едно и също съотношение L/C. За Всяка избрана допълни-
телна дълЖина уВеличената последоВателна индуктиВност се ком-
пенсира от добаВения шунтиращ капацитет. СледоВателно Zo мо-
Же да се изчисли посредством ураВнението
(1 -92) Zo =
34
Например, ако единица дълЖина от дадена предаВателна линия
(с Въздушен диелектрик) има индуктиВност 0,25 mH и капацитет
0,001 pF, стойността на Zo ще бъде
_ Ж25.10 3 _
° V 0,001. 10 6
=v 250 000 =
= 500Q -
За коаксиален кабел с диелектрик Въздух характеристичният
импеданс се намира с помощта на формулата
b
J-93) Zo= 138 lg -
а
където а е Външният диаметър на Вътрешния проводник,
b е Вътрешният диаметър на Външния проводник.
Когато диелектрикът на коаксиалния кабел не е Въздух, уравне-
ние (1 93) трябВа да се умноЖи по
(1-94)
v'c
Симболът е В (1-94) предстаВляВа диелектричната константа
на материала, определена спрямо Въздуха, за който се приема, че
има е(1= 1 За Всички други материали £ има по-голяма стойност. В
табл. 7-13 са дадени стойностите на е за някои осноВни материа-
ли. Стойността на £ ооаче моЖе да се променя В заВисимост от
температурата, прилоЖеното напреЖение. честотата на сигнали-
те или други фактори В схемата. Ето защо стойностите на е
трябВа да се смятат за приблизителни.
Както е показано на фиг. 1 -6д, отделни участъци от предаВа-
телната линия могат да се използВат за забаВяне на сигналите ВъВ
Времето. За получаВането на изходни сигнали с различно закъсне-
ние е ВъзмоЖно да бъдат използВани един или поВече изВоди, раз-
полоЖени на определени интерВали по дълЖината на линията. Не-
зависимо от дълЖината на линията нейният край предстаВляВа
тоВарен резистор /?L с активна стойност, равна на характерис-
тичния импеданс Zo. Когато линията забършВа с резистор с тази
стойност, цялата енергия, достигаща до края на линията, се по-
глъща, т. е. няма отразена енергия. Обаче, ако към края на линията
не е сВързан такъВ резистор (отВорена линия) или ако тя е дадена
накъсо, Високочестотната (RF) енергия, която достига до края на
линията, ще бъде отразена и ще създаде стоящи Вълни по нейната
дълЖина. Причината за тоба е дВиЖението на сигналите В дВете
посоки по дълЖината на линията, като се получаВат фазоВи разли-
ки. В участъците, В които напреЖенията са ВъВ фаза, преоблада-
Ват големите амплитуди, докато В участъците, характеризиращи
се с изместВане по фаза, се получаВат малки и нулеВи амплитуди
на напреЖението. Когато по дълЖината на линията ВъзникВат
стоящи Вълни, тя не консумира енергия, тъй като цялата енергия
се отразяВа обратно В генератора. В някои участъци от линията
при този случай се получаВат максимални стойности на напреЖе-
нието или тока (наречено върхове), а В други напреЖението или
токът имат малки стойности (наречени възли). Разстоянието
меЖду дВа Върха (или разстоянието меЖду дВа Възела) е екВиВа-
лентно на полоВината от дълЖината на Вълната на Високочестот-
ния сигнал, който е предизВикал пояВата на стоящите Вълни. -Сле-
доВателно е ВъзмоЖно да се измери разстоянието меЖду дВа Върха
и получената стойност да се използВа В уравнение (1 -95) за полу-
чаВане на Високата честота. Когато разстояниетолУ е В метри, се
прилага ураВнението
(1-95)
300 000
f 2d '
където f е честотата В килохерци,
d е разстоянието В метри.
Стойността 300 000 В уравнение (1 95) е сВързана с разпрост-
ранението на сВетлината и на електромагнитните Вълни В косми-
ческото пространство, където скоростта им е 299 792,5 km/s или
186 282 mps (мили В секунда). (Стойността В километри се за-
кръгляВа на 300 000).
При закъснителната линия, показана на фиг. 1-6д, не се получа-
Ват стоящи Вълни, които да изкриВяВат сигнала. Времето В секун-
ди, за което енергията на сигнала изминаВа определена част от
линията, се намира посредством ураВнението
(1-96)
t = y/LC.
Нека например общата индуктиВност на дадена линия да е
0,25 mH, а общият капацитет — 0,001 pF. Като се прилоЖи урав-
нение (1-96), закъснението В секунди за тази дълЖина на линията
Ще бЪ9е Г=У(0725.10-3) . (0,001.10'®) =
= х/2,5.10 13=
= 0,5ps.
1-15. ТРИГОНОМЕТРИЯМИ ЗАВИСИМОСТИ
Тригонометрията широко се използВа В електрониката при изВър-
шВане на изчисления, В които участВуВат фазоВи ъгли, зависимос-
ти на променлиВ ток, съпротиВление, импеданс и т. н. Когато се
обобщаВат осноВните принципе на този клон от математиката,
трябВа да се има предВид, че осноВните термини са сВързани с
праВоъгълния триъгълник, както е показано на фиг. 1 -7. Ако изпо-
лзВаме ъгъла 0 като осноВен, страните на триъгълника се наричат
прилеЖащ катет, срещулеЖащ катет и хипотенуза. Те са посочени
на фиг. 1 -7а. Както е показано на фиг. 1 -16 и 6, тези страни се
използВат В електрониката за предстаВяне на импеданса Z, съпро-
тиВлението R, индуктиВното съпротиВление XL и капацитиВното
съпротиВление Хс (ВЖ. също т. 1-5).
36
СрещулеЖащ,
катет
ПрилеЖащ катет
а) 5)
Фиг. 1 -7. Тригонометрични понятия
За изчисленията се прилагат различии зависимости,. Включи-
телно и за намиране на неизвестна дълЖина, като се използВат
пълЖината на един от катетите и фазоВият ъгъл. Отношенията
на страните даВат стойности, които се наричат синус, косинус,
тангенс, котангенс, секанс и косеканс. Тези термини са сВързани с
ъгъла 0 и затоВа симВолът на ъгъла се използВа често заедно със
съкратените им означения: sinB, cosO, tg6, cotgO, secO, cosecO. В табл.
1 -2 са дадени тригонометричните зависимости В праВоъгълния
триъгълник
ТАБЛИЦА 1-2 ОсноВни тригонометрични функции
СрещулеЖащ катет
Хипотенуза
— sinO (синус от ъгъла)
СрещулеЖащ катет
ПрилеЖащ катет
ПрилеЖащ катет
Хипотенуза
ПрилеЖащ катет
СрещулеЖащ катет
Хипотенуза
ПрилеЖащ катет
- tgtl (тангенс от ъгъла)
= cos6 (косинус от ъгъла)
— cotgO =
— secU =
37
ТАБЛИЦА 1-2 (продълЖение)
Хипотенуза
СрещулеЖащ катет
sin20l cos26
tgO
cotgO
sec20
cosec2(>
/ 1
= cosec6=l sine ,
= 1
sine
cose
cose
sinO
- —2-=1 + tg2B
cos 0
= —57=1 +cotg2e
sm e
Посредством показаните В табл. 1-3 комбинации е ВъзмоЖно
да се определи дълЖината на страна от праВоъгълния триъгълник,
като се използВат изВестният ъгъл и дълЖината на една от други-
те дВе страни.
ТАБЛИЦА 1-3. Зависимости меЖду дълЖините на страните В праВоъгълния
триъгълник
ДълЖина на хипътену- зата ДълЖина на срещуле Жащия катет ДълЖина на прилеЖа- щия катет
СрещулеЖащ катет х косеканс Хипотенуза х синус Хипотенуза х косинус
СрещулеЖащ катет/ синус Хипотенуза/косеканс Хипотенуза/секанс
ПрилеЖащ катет х се- канс ПрилеЖащ катет х тангенс СрещулеЖащ катет х котангенс
ПрилеЖащ катет/ко- синус ПрилеЖащ катет/ко- тангенс СрещулеЖащ катет/ тангенс
В спраВочниците по математика се публикуВат таблици със
стойностите на различните съотношения, чиято точност се оп-
редели от последний посочен разред. Цифрите след този разред са
закръглени към него. Типичен пример предстаВлява показаният В
табл. 1 -4 частичен списък на такиВа стойности.
ТАБЛИЦА 1 -4. Тригонометрични отношения
Г радуси Синус Косинус Тангенс
0 0,0000 1,0000 0,0000
1 0,0175 0,9998 0,0175
2 0,0349 0,9994 0,0349
3 0,0523 0,9986 0,0524
4 0,0698 0,9976 0,0699
38
ТАБЛИЦА 1 -4 (продълЖение)
5 0,0872 0,9962 0,0875
6 0,1045 0,9945 0,1051
7 0,1219 0,9925 0,1 228
8 0,1392 0,9903 0,1405
9 0,1564 0,9877 0,1584
10 0,1736 0,9848 0,1763
11 0,1908 0,981 6 0,1944
12 0,2079 0.9781 0,2126
В табл. 1-4 стойностите на синуса, косинуса и тангенса с?
закръглени до четВъртия разред след десетичната запетая Ее
зато В много случаи дейстВителната стойност ВключВа поВече
разреди. Така например за 2° В таблицата е дадена стойност за
косинуса 0,9994, а с калкулатор моЖе да се получи 0,99939. С по-
мощта на калкулаторите също е ВъзмоЖно да се получат голям
брой меЖдинни стойности за подразделенията на градусите, кое-
то би отнело много място, ако се изрази В таблична форма. Ако
се ползВа например табл. 1-4, стойността на синуса от 1,35° ще
трябВа да се получи чрез екстраполация, докато калкулаторът за
части от секундата ще покаЖе 0,023559. По същия начин за 1,7° се
получаВа 0,029666 и т. н.
С помощта на калкулаторите могат да се определят и обрат-
ните тригонометрични функции. Ако например тангенсът е даден
като 0,72655, тази стойност моЖе да се ВъВеде чрез клаВиатурата
и като се натисне клаВишът tg~1, ще се получи ъгълът (36° В този
пример). По същия начин, ако се ВъВеде косинусоВата стойност
0,92719 и се натисне клаВишът cos ’, ще се получи ъгълът 22°. При
тези калкулатори клаВишът „градус/радиан" моЖе да се използВа
за преВключВане на изчисляВането на ъглите В градуси или радиани
(ВЖ. също т. 1-16) Например, за да се намери tgn/5, трябВа да се
ВъВеде л/5, като гореспоменатият клавиш е на позиция „радиани",
и да се натисне клаВишът за тангенс, след което ще се получи
0.72656 (като за л се използВа стойността 3,1416). Други осноВни
уравнения, изВедени от тригонометричните функции, са дадените
Вт. 1-5 уравнения за импеданса.
1-16. РАДИАНИ И ЪГЛОВА СКОРОСТ
Г
Идеалното синусоидално трептение на променлиВия ток или про-
менлиВото напреЖение имат тригонометричните характеристи-
ки, показани на фиг. 1.8. Въпреки че много от сигналите, които се
използВат В електрониката, не предстаВляВат идеални синусои
дални трептения, обикноВено се използВат такиВа за илюстрира-
нето и анализа на същестВуВащите зависимости. На фиг. 1-8 а е
показана окръЖност, илюстрираща заВисимостта меЖду радиуса
и дълЖината на окръЖността. Когато дълЖината на радиуса се на-
39
Фиг. 1-8. Радиани и ъглоба скорост
нася последоВателно по окръЖността, Винаги се получаВа числото
2л или приблизително 6,28 пъти. Дъгата от окръЖността с дълЖи-
на, раВна на радиуса, отгоВаря на ъгъл 57,3°. Този ъгъл е раВен на
един радиан.
Както се ВиЖда от фиг. 1-86, идеалното синусоидално трепте-
ние се състои от дВе полуВълни, които са с ВзаимнопротиВопо-
лоЖни полярности. ДВете полуВълни са с еднакВо Времетраене,
имат еднакъВ Вид на нарастването и спадането и едни и същи амп-
литуди, макар и с противоположна полярност. СъщестВуВа заВи-
симост меЖду радиуса и скоростта на синусоидалното трепте-
ние, конто е предстаВена на фиг. 1-8 б. Ако за показаната на
фиг. 1 -8 а окръЖност се приеме, че се заВъртба на 360° по посоката
на Въртене на часоВниковата стрелка, а радиусът се заВъртба на
360° В посока, обратна на посоката на Въртене на часоВниковата
стрелка, Върхът на радиуса ще опише формата на пълно синусои-
дално трептение. При дВиЖението на радиуса от хоризонтално
положение, както е показано на фиг. 1 -8 а, до Вертикално положе-
ние се получаВа ъглоВо изменение 90°, което е отразено на фиг.
1-8 6. ОсВен тоВа ВъВ Вертикално положение радиусът предстаВя
максималната амплитуда на синусоидалния сигнал. Тъй като дВи-
Жението на радиуса илюстрира както непрекъснатото изменение
на ъгъла, така и съотВетните моментни амплитуди, то Всъщност
предстаВя скоростта на синусоидалното трептение. Ето защо,
когато споменатият по-горе израз 2л се умноЖи по честотата на
40
синусоидалното трептение, се получава така наречената ъглова
скорост (кръгова честота), което се означаВа с со (малката гръцка
букВа омега). Тъй като 2л радиана предстаВляват 360° и един ра
диан е раВен на 57,3°, окръЖността има дълЖина, раВна на 2л х ра-
диуса = 2л х дъгата на 1 радиан. СледоВателно са Валидни следните •
зависимости:
ДълЖина на окръЖността = 2л х радиуса = 2л х дъгата на един ра-
диан
360° = 2л радиана
1 радиан = 57,3° (приблизително57°17 44,8")
180 = л радиана
90° = 1/^п радиана
1° = 0,01745 радиана.
При разглеЖдането на елементите В тази точка често се изпо
лзваше понятието Вектор. Като Вектор бе предстаВен и радиусът
на окръЖността. За по-задълбочено разясняВане на понятията
Вектор и фаза ВЖ. т. 1-17.
1-17. ЬЕКТОРИ. ФАЗИ И СКАЛАРНИ ВЕЛИЧИНИ
Векторната Величина има както големина, така и посока и обикно-
Вено се изобразяВа като отсечка от праВа линия, която се дВиЖи
В определена посока. Посоката се определя на базата на определена
реперна система, с която се сВързба понятието вектор. ДълЖина-
та на Вектора е пропорционална на негоВата големина, което В
електрониката се отнася за напреЖението и тока. Макар че поня-
тието фаза се използВа понякога като синоним на Вектор, меЖду
тях същестВуВа същестВена разлика. ВъВ фазоВата диаграма ъгъ-
лът съотВетстВуВа на разлика Във Времето, а не В посоката. В
тоВа отношение фазата се отличаВа от Вектора, Въпреки че обик-
ноВено и дВата типа Величини присъстВуВат ВъВ фазоВата диаг-
рама. Другото понятие скаларна Величина се дефинира като коли-
чество маса, дълЖина, време, температура и т. н., което е точно
определено в числово отношение върху подходяща скала.
Необходимо е да бъде изяснено и Векторното произведение. То
има големина, пропорционална на произведението на големините
на двата свързани Вектора, както е показано на фиг. 1 -9 а. Вектор-
ното произведение понякога се нарича кръстосано произведение.
Скаларното произведение е произведението на дълЖините на два
свързани вектора, умноЖено по косинуса на ъгъла меЖду вектори-
те. ТоВа произведение също се нарича вътрешно произведение. То
се прилага бри търсенето на ефектиВната мощност, когато на-
преЖението и токът са изместени по фаза, както е показано на
фигура 1-9 6 (ВЖ. т. 1 -1).
41
Фиг. 1-9. Синфазни и дефазирани трептения
1 18. УРАВНЕНИЯ ЗА ПАРАМЕТРИТЕ НА ТРАНЗИСТОРИТЕ
При състаВянето на ураВненията на параметрите на транзисто-
рите трябВа да се Вземе под Внимание типът на схемата на
ВключВане, например общ емитер, обща база, общ соре и т. н. Тези
схеми са описани В глаВа 2 и са показани на фиг. 2-1 до 2-3. При
схема с обща база отношението на изменението на колекторния
ток /с към изменението на емитерния ток /£ се белеЖи с алфа (а)
и предстаВляВа коефициентът на усилВане по ток на схемата.
УраВнението е
dlc
(197) а= —.
c//f
Коефициентът на усилВане по ток В схема с общ емитер се
отбелязВа с бета и се означаВа със симВола р. УраВнението е отно-
шение на колекторния към базоВия ток
d!c
(1-98) Р= 37-
dlв
При полеВите транзистори, когато упрабляВащото напреЖение
е 0, обикноВено се получаВа номиналната стойност на актиВната
динамична проВодимост. Означението на актиВната динамична
проВодимост е д,„. Когато е известно съпротиВлението на тоВар-
ния резистор RL и дт, усилВането на сигнала се изчисляВа по ураВне-
нието
(1-99) Коефициент на усилВане==<7,„* RL.
42
6j
Фиг. 1-10. Графични и букбени означения В транзисторна схема
Характеристиките на транзисторната схема, Включително ра-
ботните параметра, се представят посредством букВени комби-
нации (ВЖ. табл. 12-2 и 12-3). Малката букВа Л (за хибридни пара-
метра) сВързВа постоянни напреЖения и токобе. Общоприета
практика В схемния анализ е Входната и изходната Верига да се
означаВат, както е показано на фиг. 1-10а. Тук б/, и /, предстаВля-
Ват стойностите на напреЖението и тока на Входния сигнал, a U2
и /2 са съотВетно стойностите на изходните напреЖение и ток.
Схемата на транзистора се предстаВя с кВадратче или праВоъгъл-
ник, които се разглеЖдат като черна кутин. Чрез черната кутия се
изразяВат неизВестните Величини и характеристики на схемата,
които могат да бъдат определено чрез прилагане на зададени на-
преЖения и токоВе, като за някои изВоди моЖе да се наложи да
бъдат сВързани накъсо.
В съотВетстВие с фиг. 1 10а за Л-параметрите се прилагат по-
сочените по-долу уравнения. Когато изВодите 3 и 4 на изхода са
сВързани накъсо (и б/2 = 0), параметърът Входен импеданс се озна-
чаВа с Л11е за схема с общ емитер, с Л11в за схема с обща база и с
Л11С за схема с общ колектор. УраВнението за Входния импеданс е
иу
(1-100) л„ = —.
'1
Коефициентът на обратната Връзка по напреЖение при отбо-
рен Вход меЖду изВодите 7 и 2 и /, = 0 е
и,
(1-101) Л12 = —
с/2
43
Статичният коефициент на предаВане по ток при накъсо сВър-
зани изходни изВоди и t/2 = 0 е
4
(1-Ю2) Л21= 7-
'1
Изходната проводимост при отВорени Входни изВоди 7 и 2 и
/, = 0е
4
(1 103) л22=
На фиг. 11 Обе показана екВиВалентната схема на усилВател с
общ емитер СимВолите h със съотВетните букВени индекси се
използВат с базоВия ток, означен като iB, колекторния ток /с и
Входното напряжение ед, което същестВуВа и Върху резистора Rg.
Emo защо дейстВителното напреЖение, ВъзникВащо меЖду базата
и емитера, се означаВа с е,. Изходното напреЖение Върху тоВарния
резистор се означаВа с е0. Изходната проводимост се изразява с
ft22f, а симболът на обратната Връзка по напреЖение е Л12£ при еми-
терната схема. Статичният коефициент на предаВане по ток се
изразяВа с h21f по отношение на емитера и съотВетстВува на р от
уравнение (1-98) При ео--=О статичният коефициент на предаВане
по ток се даВа с урабнението
(1-Ю4) Л21£=-.
<в
За да предстаВят усилВането на тока, никои производители из-
ползВат А„ коефициента на усилВане на тока на сигнала. УраВне-
нието е
(1 -105) А, = - = ———.
iB 1 + 7)22fT?7
Уравнение (1 105), както и другите уравнения, моЖе да бъде
променено така че да съотВетствуВа на схеми, които не са с общ
емитер. То остаВа същото. с изключение на тоВа, че букВата Е ВъВ
Втората позиция на индекса се сменя с букВа, съответстВуВаща
на конкретната разглеЖдана схема (ВЖ табл. 12-2 и 12-3). Харак-
терните особености на комплексната проВодимост Y бяха разгле-
дани В т. 1-12, където бе подчертано, че тя представляВа рецип-
рочната стойност на импеданса Z. у-параметрите са удобни за
изследВането на работните характеристики на полеВите тран-
зистори. Както Л-параметрите у-параметрите също притеЖа-
Ват индекси, с които се идентифицира типът на схемата. Така
например y11s е Входната проводимост на схема с общ copc, y11G е
за схема с общ гейт и т. н. По аналогичен начин у22о е изходната
проВодимост за схема с общ дрейн, a y21G е прабата проходна про
Водимост за схема с общ гейт. В излоЖените по-долу осноВни
уравнения за проВодимостта е изпуснат букВеният индекс, който
ще трябВа да се добаВя за постигане на съотВетстВие с използВа-
ната схемна конфигурация.
44
Ако отноВо се приложи принципът на „черната кутия" от фиг, •
1-10а, при сВързани накъсо изходни изВоди 3 и 4 (U2 = 0) Входната
проводимост ще се получаВа от урабнението
(1-106) и;
Обратната проходна проВодимост се получаВа при сВързани на-
късо Входни изВоди 7 и 2 и <7, = О
(1-Ю7) у,2 =
1У2
ПраВата проходна проводимост при сВързани накъсо Входни из-
Води и U2 = 0 се получаВа от
/2
(1-108) у2,= —.
Урабнението за изходната проВодимост при сВързани накъсо
Входни изВоди и Uy =0 е
/2
(1-Ю9) у22 =
с/2
УраВненията за Входния и изходния ток на схема с общ соре са:
(1-110) /с= у hsUg+ У izsUq,
(1-111) lo= y2zsO/G+ V22S^D-
При схеми с общ гейт или общ дрейн съотВетно се сменят бук-
Вените индекси В ураВненията (1-110) и (1-111). Например за схе-
ма с общ гейт тези уравнения ще придобият Вида:
(1-112) /s = yuc^s^ VugUd,
(1-113) /'о~ Y2IgUs+ У22G^о-
45
Описания на схеми
2-1. ВЪВЕДЕНИЕ
В тази глаВа са описано и показано множество схемо, намиращи
широко пролоЖеное В електроноката. Пронцопните схемо са при-
друЖени от опосаное на пролоЖеноето ом. След тоВа са озлоЖе-
но осноВноте пронцопи на работа на тезо схемо, като е отделено
спецоално Вноманое на най-същестВените ом характеростоко.
ПредстаВеноте В настоящата глаВа схемо ВключВат усилВате-
ли, генераторе, демодулаторо о друго подобно, коото се използу-
Ват често В разлочноте областо на електроноката. В глаВа 3 са
дадено още схемо за озмененое, насочВане о упраВленое на согнало
като делотело, затихВатело, обратно Връзки, онтеграторо, дифе-
ренциаторо. ЦофроВоте о логоческоте схемо са предстаВено В
глаВа 6. В глаВоте 8 о 11 са опосано пролоЖения на схемоте В сис-
теме.
За по-бързото намиране на определена схема озползВайте ука-
зателя В края на кногата, посочВащ страницата, от която започВа
опосаноето.
2-2. СХЕМИ С ОБЩ ЕМИТЕР
Схемата с общ емотер предстаВляВа Вод усолВател, който се из-
ползВа често за согнали с ниски или Високи честоти. ОсноВното й
предназначение е да уВеличи амплитудата на Входния сигнал. На
фиг. 2-1 а е показана типична схема с PNP транзистор. При нея
емитерът е заземен и Входният сигнал се подаВа меЖду изВодите
на базата и земята. Изходният сигнал се получаВа от колектора
(меЖду него и земята), като меЖду Входния и изходния сигнал има
обръщане на фазите. Стойностите на елементите и типоВете на
транзисторите заВисят от необходимите изискВания и характе-
ристики на схемите. Биполярният PNP транзистор има три изВо-
да: база, емитер и колектор, означени съотВетно с В. Е и С.
46
фиг. 2-1. Схеми с общ емитер и с общ соре
Схема като тази моЖе да се използВа като усилВател ВъВ Все
ки клас. При клас А преднапреЖението меЖду изВодите на базата
и емитера на PNP транзистора трябВа да е такоВа, че базата да
е отрицателна спрямо емитера и да се образуВа право преднапре-
Жение. НапреЖението меЖду колектора и емитера трябВа да бъде
обратно преднапреЖение, Вследствие на което (при PNP транзис-
тор) колекторът ще бъде отрицателен спрямо емитера. Резисто-
рът е сВързан последоВателно към потенциала на преднапреЖе-
нието и Входният сигнал се прибаВя към преднапреЖението или се
изВаЖда от него. В заВисимост от Входния сигнал ще се изменя
степента на проВодимост през прехода емитер—колектор и сле-
доВателно В съотВетстВие с тоВа изменение ще се променя и па-
дът на напреЖението Върху тобарния резистор RL. Когато праВо-
47
mo преднапреЖение меЖду базата и емитера претърпи полоЖител-
но изменение, общият отрицателен потенциал на преднапреЖе-
нието се пониЖаВа и се намаляВа токът през RL, като по такъВ
начин се ВъзпроизВеЖда увеличено копие на Входния сигнал с фазо-
Ва разлика 180°,
Показаната на фигура 2-1 а схема е осноВната за този Вид схе-
ми. По-подходящ за практиката Вариант е даден на фиг.. 2-16.
При нея се използВа NPN транзистор и са показано необходимите
изменения на полярностите на напреЖенията. Сега при право пред-
напреЖение базата трябВа да бъде полоЖителна по отношение на
емитера и отрицателна спрямо колектора. Делителят на напре-
Жение, състаВен от /?, и R2, се използВа, за да се установи необхо-
димоте реднапреЖение към базата. Предназначението на стаби-
лизира ,та схема, която се състои от R3 и С2, обикноВено е да
компенсира температурните промени на транзистора, които мо-
гат да променят степента на проВодимост. Ако проводимостта
на транзистора се уВеличи малко В резултат на температурни
смущения, токът през /?3 нарастВа, като едноВременно се поВиша-
Ва и падът на напреЖението Върху този резистор. ТоВа повишаВа-
не на напреЖението оказВа обратно ВъздейстВие Върху преднапре-
Жението и полученото пониЖаВане на преднапреЖението ще пре-
дизВика намаляВане на тока меЖду емитера и колектора, за да се
компенсира неЖелателното нарастВане. Кондензаторът С2 създа-
Ва шунтиращ ефект за сигналите и минимизира измененията на
напреЖенията Върху R3 за тези сигнали. Всъщност кондензаторът
С2 сВързВа емитера към земята на сигнала и по такъВ начин схема-
та отгоВаря на означението си общ емитер. Ето защо тази схема
има и друго наименование — със заземен емитер.
В схемата, показана на фиг. 2-15, кондензаторът С, изолира
постоянния ток през базата от Входната система. Коефициен-
тът на усилВане на тока на сигнала при схема със заземен емитер
предстаВляВа отношението на изходния ток към тока, протичащ
през Входа, когато колекторното напреЖение се поддърЖа по-
стоянно. Коефициентът на усилВане по ток на сигнала често се
нарича и статичен коефициент на предаВане по ток и се изразяВа
посредством уравнение (1-102).
2-3. СХЕМИ С ОБЩ СОРС
Когато за изграЖдането на схема, еквиВалентна на схемата с общ
емитер, се използВа полеВи транзистор, се говори за схема с общ
соре или със заземен соре. Както при схемата с общ емитер ос-
новното предназначение на тази схема е да се усили сигналът. На
фигура 2-16 е показана типична схема, В която е използван полеВи
транзистор с /V-канал, чиито елементи са гейтът (G), сорсът (S)
и дрейнът (О). При полеВия транзистор с P-канал единстВената
промяна В схемата ще бъде обръщането на полярностите на пред-
48
напреЖението. Показаните В схемата от фиг. 2-1 в източници 6,
и Б2 илюстрират относителните зависимости на преднапреЖе-
нията на Входния и изходния участък. Входният сигнал се прилага
Върху Яь като кондензаторът С, шунтира долната част на този
резистор към земята. По подобен начин кондензаторът С заземя-
Ва долната част на тобарния резистор RL.
Полярността на преднапреЖенията меЖду Входа и изхода на по-
леВия транзистор се отличаВа от този на биполярния транзис-
тор. Последният предо Всичко е усилВател по ток, на чийто изход
се получаба изменение на усиления ток В заВисимост от изменения-
та на тока на Входа. За разлика от тоба при полеВия транзистор
измененията на усиления ток на сигнала В изходната система се
упраВляВат от напреЖението на сигнала, подадено към Входните
изВоди. ДВата осноВни типа. полеВи транзистори са полеВият
транзистор с инЖекционен полупроводников преход (JFET) и поле-
Вият транзистор от МОП-тип (метал-окис-полупроводник)
(МОС транизстор или MOSFET). MOS транзисторът се нарича
още полеви транзистор с изолиран гейт (IGFET). И дВата типа се
произВеЖдат с /V-канал или с Р-канал (ВЖ. фиг. 4-2). В показаната
на фиг. 2-1 в схема е използВан полеби транзистор с изолиран гейт.
При тази схема, когато прилоЖеният към гейта потенциал е от-
рицателен, ВъзникВа намаляВане на каналната проВодимост, тъй
като той осВобоЖдаВа канала от носители Вътре В полеВия тран-
зистор. При полеВия транзистор с P-канал полоЖителното напре-
Жение на гейта намаляВа проВодимостта. СледоВателно полеВият
транзистор с инЖекционен полупроводников преход нормално е В
състояние на проВодимост меЖду сорса и дрейна дори при липса
на напреЖение меЖду гейта и сорса (UGS). По такъВ начин каналът
моЖе да пропуска ток ВъВ Всяка посока от дрейна към сорса и от
сорса към дрейна. При работа В клас А към транзистора се подаВа
обратно преднапреЖение, противоположно на правото напреЖе-
ние, което се подаВа към биполярния транзистор.
В сравнение с полеВия транзистор с инЖекционен преход MOS
Мранзисторът има гейтоВа структура, изолирана от канала по-
средством диелектрик, какъВто е например силициеВият дВуокис.
СледоВателно Входният импеданс на гейта е изключително Висок.
ПраВото преднапреЖение моЖе да се използВа за увеличаване на
тока В канала (нарастВане на токоВия поток), а обратното пред-
напреЖение за намаляВането му. СледоВателно MOS транзис-
торите могат да бъдат MOS транзистори с индуциран канал и
MOS транзистори със собствен канал. При транзисторите със
собствен канал дрейноВ ток се получаба без преднапреЖение на
Входа. Когато се подаде преднапреЖение, дрейноВият ток намаля-
Ва до стойността, необходима за поддърЖането на сигнала (дина-
мична работа). В схемата, показана на фиг. 2-1г, се използВа MOS
транзистор с индуциран канал. ПреднапреЖението се устаноВяВа
посредством делителя на напреЖение, който се състои от /?, и /?2-
Входният сигнал се подаВа през кондензатора С, и последователно
се прибаВя към устаноВеното преднапреЖение или се изВаЖда от
4 Наръчник по електроника
49
него. Полученото изменение на тока меЖду дрейна и сорса се от-
разяВа В пада Върху тоВарния резистор RL и по такъВ начин се фор-
мира усиленият изходен сигнал. Резисторът R3 и кондензаторът
С2 изпълняВат същата функция като тези от фиг. 2-16 — стаби-
лизират Влиянието на температурните промени В транзистора.
2-4. СХЕМИ С ОБЩА БАЗА
На фиг. 2-2а и 2-26 са показани схеми с обща база. Тъй като ба-
зоВите елементи са заземени, другото наименование на този тип
схеми е схеми със заземена база. Предназначението им е да усилят
Входния сигнал до ниВото, което се определя от характеристики-
те на схемата. Поради тоВа, че изВодът на базата е заземен, неЖе-
лателната Връзка меЖду Входния и изходния участък е минимална
и следоВателно тази схема е по-добра В тоВа отношение от схе-
мата със заземен емитер. Както се ВиЖда от фиг. 2-2а, Входният
сигнал се подаВа меЖду емитера и базата, а усиленият сигнал се
Ь) г>
Фиг. 2-2. Схеми с обща база и с общ гейт
50
получаВа Върху товарная резистор /?L, сВързан към колектора.
МеЖду Входная и изходния сигнал няма обръщане на фазата, както
беше при схемата със заземен емитер.
В схемата, показана на фиг. 2-2а, се използВа PNP транзистор.
ЕкВибалентната схема с NPN транзистор е дадена на фиг. 2-26.
Делителят на напреЖение, състоящ се от /?, и Р2, моЖе да бъде
използбан и В пърВата схема. Работните характеристики на дВете
схеми са подобии. УсилВането на сигнала по ток предстаВляВа от-
ношението на големината на тока на изходния сигнал към големи-
ната на тока на Входния сигнал (ВЖ. уравнение 1 -97). Тъй като от-
ношението на големината на тока на изхода към големината на
тока, който циркулира на Входа, определи усилВането по ток, пъл
ното наименование на тоВа отношение е статичен коефициент
на предаВане по ток.
2-5. СХЕМИ С ОБЩ ГЕЙТ
Схемата с полеВи транзистор с PN преход, еквивалентна на схема-
та с биполярен транзистор, сВързан В схема с обща база, е показа-
на на фиг. 2 28. Тук се използВа полеВи транзистор с Р канал и
схемата се нарича схема с общ гейт или със заземен гейт. Дейст-
Вието на схемата е аналогично на тоВа на схемите от фиг. 2-2а
и 2-26, тъй като отноВо се получаВа изолация меЖду Входа и изхо-
да и няма обръщане на фазата меЖду Входния и изходния сигнал.
Друг Вариант с MOS транзистор е показан на фиг. 2-2г. Елемен-
тът, означен с „подлоЖка", предстаВляВа допълнителен гейтоб из-
Вод, който по Време на произбодстВения процес се сВързВа към
полупроводникоВата подлоЖка на осноВата. Понякога се използВат
означенията гейт 1 (G,) и гейт 2 (G2). Потенциалът, приложен към
дрейна на полеВия транзистор, често се означаВа с UDO (ВЖ. табл.
12-3). Както при другите схеми от този тип Входният сигнал се
подаВа меЖду сорса и земята, а усиленият сигнал се получаВа Във
Веригата на дрейна Върху тоВарния резистор T?L.
2-6. ЕМИТЕРНИ ПОВТОРИТЕЛИ
Емитерният повторител е изВестен и под назВанието „схема със
заземен колектор". Тази схема се използВа за намаляВане на импе-
данса, тъй като Входният й импеданс е значително по-голям от
изходния. СледоВателно тази схема моЖе да замени пониЖабащия
трансформатор при предаВането на сигнали. ОсноВната й конфи-
гурация е показана на фиг. 2-За. В нея кондензаторът С, сВързВа
изВода на колектора към земята на сигнала. Входният и изходният
сигнал имат еднакВа фаза. НаименоВанието повторител се дълЖи
на факта, че фазата на изходния сигнал следВа тази на Входния, а
осВен тоВа при тази схема коефициентът на усилВане на сигнала
51
Фиг. 2-3. Схеми на емитерни и сорсови повторители
по напреЖение е единица,. т. е. има загуба на усилВането, Въпреки
че се получаВа усилВане на сигнала по ток. Вариант, по-добър от
практически гледна точка, е предстаВен на фиг. 2-35, където са
показани Входният сбързВащ кондензатор С, и делителят на на-
преЖение, състаВен от Ry и R2. Тъй като падът на напреЖението
Върху R2 е положителен при базата, меЖду нея и емитера с отри-
цателна полярност същестВуВа необходимото праВо преднапре-
Жение. Посредством кондензатора С3 изходният сигнал се подаВа
към следВащите схеми. Тъй като този кондензатор е сВързан пара-
лелно с R3, той оказВа Влияние Върху общия изходен импеданс.
2-7. СОРСОВИ ПОВТОРИТЕЛИ
На фиг. 2-35 е показана схема на сорсоВ поВторител с полеВи
транзистор с PN преход. При нея дрейноВият изВод е сВързан към
земята на сигнала чрез кондензатора С,, а изходният сигнал се по-
лучаВа Върху резистора R2. ПонеЖе фазата на изходния сигнал след-
Ва тази на Входния сигнал, се използВа наименоВанието сорсоВ по-
Вторител. От друга страна, тъй като дрейнът е заземен, среща
се и наименоВанието „схема със заземен дрейн. Схемите, които
52
следВат след резистора R2, участВубат при формирането на об-
щий импеданс на изхода. Вследствие на тоВа, че входният импе-
данс е голям, меЖду Входа и изхода се получаВа намаляВане на импе-
данса. Вариант, по-добър от практическа гледна точка, е предста-
Вен на фиг. 2-Зг, където е Включен полеВи транзистор с изолиран
гейт. Кондензаторът С, осигуряВа изолирането на постоянния
ток меЖду гейта и предшестВуВащата схема. ПреднапреЖението
се подаВа чрез резистора Ry, а изходният сигнал на повторителя се
получаВа Върху R2 и се предаВа към следВащите схеми посредством
кондензатора С2. При схеми с MOS транзистор Входният импе-
данс е толкова голям, че на практика е ВъзмоЖно той да бъде смя-
тан за равен на стойността на /?,. Поради наличието на R2 и пара-
лелната му Верига, сВързана чрез С2, изходният импеданс е значи-
телно по-малък.
2-8. СВЪРЗАНИ МАЛОСИГНАЛНИ УСИЛВАТЕЛИ
На фиг. 2-4а са предстаВени дВа усилВателя за слаби сигнали, кои-
то са сВързани посредством кондензатора С4. Предназначението
на този тип схема е амплитудата на сигнала да се уВеличаВа от
последоВателно сВързаните усилВателни стъпала, докато се по-
5)
Фиг. 2-4. СВързани малосигнални усилВатели
53
стигне Желаното изходно ниВо. Входният сигнал се подаВа меЖду
сВързВащия кондензатор С, и земята и СледоВателно се пояВяВа
меЖду базата и емитера на транзистора Л (ВЖ. също фиг. 2-15).
Кондензаторът С2 от Верйгата за температурна стабилизация,
ВключВаща и /?2, заземяВа долната част на емитера.
Изходният сигнал се получаба Върху резистора /?4, а не Върху R5,
тъй като последният се шунтира от малкото реактиВно съпро-
тиВление на С3. Кондензаторът С4 предаВа сигнала към базоВия
Вход на Т2 и Върху резистора /?7. Поради факта, че резисторите и
кондензаторът са част от системата, сВързВащи усилВателните
елементи, понякога тоди метод се нарича RC сВързВане. Широко-
то приложение на описания метод се дълЖи на факта, че той обик-
ноВено е по-ефектиВен и по-прост за осъщестВяВане от сВързВа-
нето чрез бобина или трансформатор. В редки случаи е ВъзмоЖно
резисторът Ra да се замени с бобина или Връзката да се реализира
чрез трансформатор меЖду Ту и Т2, както моЖе да се Види на фиг.
2-45. Предназначението на трансформаторното сВързВане е да
се пониЖаВа или поВишаВа импедансът В заВисимост от Желание-
то на потребителя. При поВишаВането на напреЖението на сигна-
ла меЖду пърВичната и Вторичната намотка на трансформатора
се осъщестВяВа известно усилВане на сигнала. Необходимо е да се
подчертае, че трансформаторът елиминира резисторите /?4 и /?7,
както и сВързВащия кондензатор С4. Той обаче има и недостатъци
като промяната на индуктиВното му съпротиВление при различии
честоти на сигнала и наличието на разпределени капацитети меЖ-
ду наВиВките на намотките, създаВащи отклонения В капацитиВ-
ното съпротиВление. Тези неЖелателни изменения Водят до полу-
чаВане на непостоянна честотна характеристика В зВукоВите и
Видеосистемите.
Кондензаторът С3 и резисторът Rs предстаВляВат разделите-
лен филтър. Резисторът R$ също се използВа за настройка на точ-
ното напреЖение на колекторната система. Разделителният фил-
тър изолира едно от друго напреЖенията на сигналите В отделяй-
те усилВателни стъпала, предотВратяВайки разпространението
им из цялата система през общия захранВащ източник. ОсВен то-
Ва разделителният филтър, състоящ се от С3 и С5, разширяВа чес-
тотната характеристика на усилВателя, като осигуряВа нискочес-
тотна компенсация. Кондензаторът оказВа шунтиращо Въздейст-
Вие с малко реактиВно съпротиВление, което нарастВа при Високо-
честотни сигнали и по такъВ начин минимизира общото сВързВане
през захранВащия източник. В същото Време, както се ВиЖда от
фиг. 2-4а, кондензаторът С3 заземяВа долната част на Л4. Коефи-
циентът на базоВа компенсация нарастВа, защото филтърната
Верига ефектиВно уВеличаВа или намаляВа тоВарното съпротиВле-
ние на колектора на Ту. При по-Високи честоти на сигнала С3 е с
много малко реактиВно съпротиВление, a R5 е Всъщност шунтиран
и СледоВателно Всички напреЖения на сигналите се пояВяВат
единстВено Върху резистора Я4. Подобно на тоВа и сВързВащият
54
кондензатор С4 притеЖава малко реактиВно съпротиВление за по-
Високите честоти на сигнала. Ето зато по-голямата част от
енергията на Високочестотния сигнал се подаВа към Входа на Т2.
При сигнали с по-ниски честоти реактиВното съпротиВление на С4
нарастВа и амплитудата на сигналите, подаВани към следВащото
стъпало, намаляВа. СледоВателно сигналите с по-ниски честоти
ще отслабВат (ще се потискат). Разделителният филтър компен-
сира намалените нискочестотни сигнали, защото за тях реактиВ-
ното съпротиВление на С3 нарастВа. Вследствие на тоВа С3 ще
оказВа по-малко шунтиращо ВъздейстВие Върху Z?s и част от ком-
понентите на сигналите ще се пояВят Върху последователно сВър-
заните Я4 и R$. Всъщност стойността на общото тоВарно съпро-
тиВление се поВишаВа и В резултат нарастВа и падът на напреЖе-
нието на сигнала Върху общия тоВар. По такъВ начин амплитудите
на нискочестотните сигнали се поВишаВат, за да компенсират за-
тихВането си, предизВикано от сВързВащия кондензатор С4.
В реалните системи актиВната стойност на R5 се избира да
бъде приблизително една пета от актиВната стойност на /?4 и
около 10 пъти по-голяма от реактиВното съпротиВление на С3 за
сигнала с най-ниска честота, преминаВаща през усилВателите.
2-9. ВИДЕОУСИЛВАТЕЛИ
В телеВизионните приемник и предаВател е необходимо да се уВе-
личаВа амплитудата на Видеосигналите, постъпВащи от детекто-
ра или генератора. ИзползВаните за тази цел усилВатели се по-
добии на нискочестотните усилВатели с тази разлика, че обхВа-
тът на честотната характеристика на сигнала трябВа значител-
но да се уВеличи, за да се получи съотВетстВие със сигналите на
изобраЖението, чиито честотен обхВат е от 30 Hz до 4 MHz. На
фиг. 2-5 е показана типична дВустъпална система на приемник за
черно-бяло изображение. В нея са добаВени специални елементи, за
да се постигне необходимият по-широк честотен обхВат на сигна-
ла. Един такъВ елемент е шунтиращата бобина Д5. Тя е сВързана
паралелно на капацитетите на транзисторите и формираните В
схемите капацитети. Последните предстаВлябат капацитетите,
образуВани меЖду проВодниците и металните елементи, от една
страна, и земята, от друга.
Бобината L5 образуВа заедно с паралелните на нея схемни капа-
цитети широколентоВ резонансен кръг с нисък О фактор за сигна-
лите с най-Високи честоти. Вследствие на тоВа, че паралелният
LC кръг има голям импеданс за сигналите В резонанс, се минимизи-
рат шунтиращите ВъздейстВия за Високочестотните сигнали.
ОсВен тоВа за група сигнали В тясна честотна лента от дВете
страни на резонанса същестВуВа достатъчно голям импеданс, за
да се предотврати тяхното затихВане. Бобината от типа на Д5 се
нарича коригираща намотка. На фиг. 2-5 тази намотка е сВързана
55
последобателно с резистора /?6, към който се подаВа колектор-
ният потенциал.
Друга коригираща намотка £4 е разполоЖена В колекторната Ве-
рига на Т2 и е предназначена да елиминира Влиянието на шунтира-
щите капацитети на дВата усилВателя. Шунтиращият резистор
/?2 натоВарВа намотката £4, за да се минимизират преходните ко-
лебания, които могат да предизВикат трептения или „зВънене".
Тази бобина, конто е сВързана последобателно със схемните капа-
цитети, ще се характеризира с честотна лента на пропускане с
малък импеданс при сигнали с по-Висока честота. Предназначение-
то на бобината £3 е различно от тоВа на другите бобини. Заедно
с кондензатора С2 тя образуВа последователен резонансен кръг
с честота 4,5 MHz. Поради малкия импеданс на последоВателния
резонансен кръг сигналите с честота 4,5 MHz се шунтират и сле-
доВателно не се подаВат към Входа на Т2, където биха могли да
предизВикат интерференционни смущения Върху изобраЖението
на екрана.
Демодулираните сигнали с меЖдинна честота на изображение
то и зВука се подаВат към базоВия Вход на 7\. ОсВен тоВа ВъВ Ви-
деодетектора се създаВа сигнал с честота 4,5 MHz, предстаВля-
Ващ Вариант с по-ниска честота на зВукоВия сигнал с меЖдинна
честота, който се генерира В тюнера. Транзисторът Д подаВа де-
модулираните сигнали към базата на Т2 за усилВане и предаВане
към кинескопа. ЗВукоВите сигнали се отделят, както е показано на
схемата. ЗВукоВият сигнал с меЖдинна честота за 4,5 MHz, съ-
щестВуВащ ВъВ Веригата емитер—колектор на се подаВа към
паралелен резонансен кръг, настроен за този сигнал. Както се ВиЖ-
56
да от схемата, от сВързВането на u L2 се получаВа трансформа-
тор. По такъВ начин резонансният кръг, състоящ се от С, и Ly, се
стреми да отстрани Всички сигнали, които не са с честотата 4,5
MHz, за конто той е настроен.
Чрез преместВане на плъзгача на резистора R3 В емитерната
Верига на Т2 се изменя преднапреЖението. По такъВ начин моЖе да
се зададе Желаната стойност на коефициента на усилВане на този
транзистор. С помощта на резистора R4 се предотВратяВа ди-
ректното сВързВане на емитера към земята, когато плъзгачът до-
стигне горния край на R3. Яркостта се регулира чрез настройка на
R9. Когато катодът на кинескопа стаба с по-полоЖителен потен-
циал спрямо упраВляВащата решетка, нейният потенциал стаВа
съотВетно по-отрицателен и следоВателно ще се отблъскВат по-
Вече електрони, идВащи от катода. Вследствие на тоВа намалябат
както интензиВността на лъча, така и нибото на яркостта. При
по-малко положителен катод на кинескопа преднапреЖението на
упраВляВащата решетка се пониЖаВа, протича по-голям ток и яр-
костта нарастВа.
2-10. УСИЛВАТЕЛИ НА СИГНАЛИТЕ ЗА ЦВЕТНОСТ
В телеВизионните приемници за цВетно изображение се използ-
Ват няколко усилВателя за поВишаВане на амплитудата на трите
сигнала, предстаВящи черВения, синия и зеления цВят. На фиг.
2-6 е показана типична конфигурация, при конто комбинацията от
сигналите за трите цВнта, получена на изхода на усилВателите, се
подаВа към катодите на кинескопа. ЦВетоВите сигнали се комби-
нират с черно-белия яркостей сигнал, В резултат на което се съ-
здаВат различните оттенъци на цВетоВете, наблюдаВани Върху
екрана.
Сигналите, получени от схемата на детектора на цВетоВете,
се подаВат към базата на трите транзистора, като се използуВат
схеми с общ емитер. Чрез резисторите се устаноВяВат необходи-
мите стойности на праВото и на обратното преднапреЖение.
Функцията на схемите е подобна на тази при системата със зазе-
мен емитер, описана В т. 2-2. ИзползуВат се дВа резистора за ре-
гулиране на усилВането на цВетоВете — Ry3 и Ry4. За сигналите за
зелен цВят няма специално управление на коефициента на усилва-
не, тъй като посредством настройВане на /?13 и /?14 е ВъзмоЖно да
се зададе относителната им стойност по отношение на сигнали-
те за черВен и за син цВят. Така например, ако амплитудата на
сигналите, предстаВляВащи зеленият цВят, е много голяма спрямо
амплитудите на сигнала за черВения и синия цВят, коефициентите
на усилВане на сигнала за черВения и за синия цВят се уВеличаВат
посредством /?13 и /?14 дотолкова, че да се постигне такова отно-
сително намаляВане на амплитудата на зеления цВят, при което
ще същестВуВа раВноВесие меЖду трите цвята. Бобината, означе-
57
Фиг. 2-6. Усилбател на сигнала за цбетност
на В RFC, предстаВляВа Високочестотна дроселна намотка, която
осигуряВа Високо реактиВно съпротиВление за сигналите и по та-
къВ начин предотВратяВа тяхното предаВане към захранВащия из-
точник. Ниското съпротиВление по постоянен ток оказба прене-
брежимо малко натоВарВащо Влияние Върху захранВащите линии.
Както е показано на фигурата, Въб Всички схеми се използВат ис-
кроВи меЖдини за разреЖдане на Високите напреЖения, които мо-
гат да Възникнат В елементите на Веригите. Когато потенциалът
нарасне над определена стойност, се предизбикВа дъгоВ разряд и
по такъВ начин се постига необходимото разреЖдане.
2-11. ЕДНОТАКТНИ НИСКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
Предназначението на усилВателите на мощност е да придадат до-
статъчно енергия на сигнала, за да моЖе той да се подаде към Ви-
сокогоВорител, записВаща глаВа или друг подобен преобразуВател.
ОбикноВено усилВателят на мощност се предшестВуВа от няколко
усилВателя на слаби сигнали. Когато пърВоначалният звук се Въз-
приема от преобразуВатели с ниска чубстВителност като дина-
мични микрофони и магнитно зВукоВи капсули, се използВат и спе-
циализирани усилВатели на слаби сигнали (наречени предусилвате-
58
/it/). Типичен еднотактен нискочестотен усилвател на мощност е
показана на фиг. 2-7. При него Входният сигнал от предшестВуВа-
щите стъпала за усилВане на Слаби сигнали се подаба Върху резис-
тора Последният предстаВляВа потенциометър, чрез които се
регулира силата на зВука за изходния усилбател. Кондензаторът С,
предаВа енергията на сигнала Върху резистора /?3, т. е. меЖду база-
та и емитера на транзистора. Както е показано на фигурата, до-
баВянето на резистора /?2 към Входната Верига създаВа делител
на напреЖение, определящ праВото преднапреЖение към изВода на
базата.
Показаната на фиг. 2-7 схема дейстВуВа подобно на усилбате-
лите за слаби сигнали, описани по-горе В настоящата глава. Резис-
торът /?4 и кондензаторът С2 образуВат Веригата за температур-
ната стабилизация, която бе разгледана В т. 2-2. В показаната
схема се бЭпблзВа изходен трансформатор, макар че при повечето
съВременни НЧ системи на изхода се поставят двойка транзисто-
ри, които са свързани директно към ВисокогоВорител или друг
преобразуВател. Трансформаторът съгласуВа импеданса на зВуко-
Вата намотка (или друг преобразуВател) и препоръчаната стой-
ност на импеданса на тоВарния резистор за транзистора. Отно-
шението на броя на наВивките на пърВичната намотка на
трансформатора към този на Вторичната определя коефициента
на съгласуВане на импедансите: (ZJZ2) (ВЖ. също 1-10).
Трансформаторите са по-скъпи от другите елементи, а осВен
тоВа се характеризират с изВестни недостатъци В сравнение с
другите методи на сВързване. Ако трансформаторът не е със спе-
циална ВисококачестВена конструкция, той ще има значителни
разпределени капацитети меЖду навиВките си и меЖду слоеВете
на проводника и поради тоВа ще се характеризира с малко капаци-
тиВно съпротиВление за сигнали с по-Високи честоти и съотВёт-
но ще се стреми да ги потисне. ОсВен тоВа цялото постоянното-
коВо съпротивление на проВодниците на трансформаторните на-
+Е
R2
Вход за
зЬукоЬи
честоти
Регулатор
на г
силата
Фиг. 2-7. Еднотактен нискочестотен усилбател на мощност
59
мотки консумира известна част от мощността на зВуковия сиг-
нал и се получаВат загуби. Тъй като пърВичната и Вторичната на
мотка предстаВляВат индуктивности, техният импеданс също се
изменя при промяна на честотата на сигнала и СледоВателно съ-
дейстВуВа за получаВането на неравномерна честотна характе-
ристика. За да се подобрят качествата на трансформаторите, е
необходимо да се извършат скъпи конструктивно промени, изра-
зяващи се В поставянето на по-големи магнитопроводи, при което
ще се използВат по-малко наВиВки и съотВетно ще се пониЖи по-
стояннотокоВото съпротиВление. Поради тоВа, че уВеличаВането
на магнитопровода на трансформатора води до нарастване на
магнитната проницаемост, ще бъдат необходима по-малък брой
навивки, за да се получат същите стойности на индуктивността
както при трансформатор с по-малък магнитопроВод, но с повече
проводник. ПроменлиВите магнитно полета създават и други загу-
би, към които спадат и загубите от ВихроВи токоВе. Всяко на-
растване на температурата в магнитопровода и намотките
предстаВляВа загуба на енергия.
2-12. ФАЗОИНВЕРСНИ СТЪПАЛА
УсилВателите, които използВат принципа на обръщане на фазата,
са необходими за изграЖдане на двутактни схеми. Тези схеми оси-
гуряват нарастване на изходната мощност, намаляване на хармо-
ничните изкриВяВания и по-равномерна честотна характеристика.
Като се имат предВид разгледаните В т. 2-11 особености на
трансформаторите, прилоЖението на трансформатори за разде-
ляне на фазата не само Води до нарастване на разходите в сравне-
ние с RC Връзката, увеличаване на обема и получаване на нераВно-
мерни честотни характеристики, а и предизВиква peg други загу-
би, описани В т. 2-11. За да моЖе да се направо сравнение, на фиг.
2-8а е показан типичен фазоВ инвертор с трансформаторна връз-
ка В дВутактна схема, а на фиг. 2-86 — същият тип схема с RC
Връзка.
Предназначението на фазоВата инверсия е да се осигурят сиг-
нали с противоположна фаза за двете рамена на двутактовите
усилВатели (ниско- или високочестотни). В схемата, показана на
фиг. 2-8а, трансформаторът ТгЛ има Вторична намотка със средна
точка, поради което сигналът, подаден на пърВичната намотка на
Тр-^.се появяВа във всяка половина на Вторичната намотка, но с
противоположно фази. Поради това, че съществува инВертиране
на фазата меЖду Входните сигнали на базата на усилвател с общ
емитер и сигналите, които се появяват В колекторната верига,
както е показано на фигурата, усилените сигнали се появяват от-
ново с обърната фаза върху пърВичната намотка на Тр2- Сигналът
с отрицателна полярност Върху едната половина на пърВичната
намотка на изходния трансформатор се комбинира с полоЖител-
60
Фиг. 2-8. Схеми за фазобо инбертиране
ния сигнал от другата полоВина на намотката, В резултат на кое
то се получаба изходният сигнал Върху Вторичната намотка на Тр2.
По такъВ начин, Въпреки че същестВуВат дВа сигнала, създадени
от дВата транзистора, пърВичната намотка с изВедена средна
точка на Тр2 осъщестВяВа функцията сумиране и обединяба отде-
ляйте амплитуди на дВата сигнала В един сигнал, чиито амплитуди
са приблизително дВа пъти по-големи от пърВоначалните.
За резистора /?,, който сВързВа общия емитер със земята, не е
необходим шунтиращ кондензатор, когато транзисторите имат
приблизително еднакВи характеристики и са достатъчно добре
съгласуВани. Тъй като стаВа Въпрос за симетрична схема, нараст-
Ването на колекторния ток на ТрХ, който протича през /?7, се ком-
пенсира от намаляВането на колекторния ток на Тр2, който проти-
61
ча през /?ъ и следоВателно Върху последние резистор не се пояВяВа
напреЖение на сигнала.
Транзисторната схема, В която сигналите се получаВат Върху
крлекторния и емитерния резистор, моЖе да бъде използВана за
фазоВ инВертор, както е показано на фиг. 2-85. Резисторите /?, и
/?2 са с еднакВи съпротиВления и поради тоВа напреЖенията на сиг-
нала, които се получаВат Върху Всяко от тях, са с еднакВа ампли-
туда. Тези сигнали обаче са изместени по фаза на 180°, защото
токоВете В споменатите резистори протичат В противоположно
посоки. ДВата сигнала се подаВат на базите на Т2 и Т3 и дВутактна-
та изходна схема дейстВуВа подобно на показаната на фиг. 2-8а
схема.
2-13. КОМПЛЕМЕНТАРИИ СХЕМИ ИЛИ СХЕМИ
С ДОПЪЛНИТЕЛНА СИМЕТРИЯ
На фиг. 2-9 е показано широко разпространено нискочестотно
усилВателно стъпало, което използВа нискочестотен усилВател
от комплементарен тип. Въпреки че за получаВането на един изход
са използВани дВа транзистора, системата не е дВутактна. Тран-
зисторът Ту подаВа сигнал към изВода на базите на Т2 и Т3. Обаче
за разлика от дВутактната схема (фиг. 2-8а) сигналите, пояВяВа-
Фиг. 2-9. ПротиВотактен усилВател на мощност с комплементарно
транзистору
62
щи се на изходите на Т2 и Гз, са с еднаква фаза. ТрябВа Все пак да
се обърне Внимание, че транзисторът Т2 е от тип NPN, а Т3 — от
тип PNP. Делителят на напреЖение, състоящ се от /?5 и /?6, подаВа
положителен потенциал към базата на Т2 и отрицателен към Т3.
Когато на базоВите изВоди на изходните транзистори се подаде
положителен полупериод, праВото преднапреЖение на NPN тран-
зистора Т2 нарастВа, Вследствие на което сеуВеличаВа и проВоди-
мостта му. При Т3 обаче полоЖителният Входен сигнал пониЖаВа
праВото преднапреЖение и следоВателно при този транзистор се
получаВа намаляВане на проВодимостта меЖду емитера и колекто-
ра. По такъВ начин при определен Входен сигнал се получаВа проти-
воположно ВъздейстВие Върху проВодимостите. При Входен сигнал
с отрицателна полярност проВодимостта на Т2 намаляВа, а тази
на Т3 нарастВа. В резултат на Всичко тоВа се получаВа симетрия,
екВиВалентна на тази на дВутактната схема, т. е. посредством
изхода с допълВащи се транзистори NPN и PNP. По такъВ начин не
е необходима схема за обръщане на фазата и ниският импеданс
на изходната схема с транзисторите позволява мощността на
сигнала да се подаде към ВисокогоВорителя без намесата на
трансформатори.
Когато ВисокогоВорителят работи, Веригата на /?п е отворена.
Когато се включи Жак за слушалки, Веригата на ВисокогоВорителя
се прекъсВа, а резисторът се сВързВа последобателно към слу-
щалките, за да се избегне претоВарВането им по мощност. ТоВа
предстаВляВа стандартно практическо решение, като стойност-
та на резистора /?п моЖе да достигне 330 V. Место долният изВод
на ВисокогоВорителя се сВързВа директно към земята, вместо да
се използВа кондензаторът С3. Когато се използВа С3, той обикно-
Вено има стойност над 200 mF и следоВателно притеЖаба доста-
тъчно ниско реактивно съпротиВление, за да моЖе по-голямата
част от нискочестотните сигнали да преминат през високогово-
рителя към земята. Понякога се поставят допълнителни резисто-
ри или кондензатори, за да се постигне по-голяма симетрия за схе-
мата на Т2 и Т3, тъй като Т3 е със заземен колектор и следоВателно
В сравнение с него потенциалите на Т2 са над този на земята.
2-14. ВИСОКОЧЕСТОТНИ И МЕЖДИННОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
Нискочестотните усилватели работят В клас А, когато са за сла-
бо сигнали, и В клас А или В, когатд мощността е по-Висока. Пред-
назначените за високочестотни сигнали усилватели могат да ра-
ботят Във Всеки един от класоВете. А, В и С. Характеристиките
на тези класове са дадени В табл. 12-4. При радиоприемниците
Високочестотни усилВатели обикноВено се използВат В тюнери-
те. За предаването на сигналите се прилагат последователни ви-
сокочестотни стъпала (ВЖ. глава 8). В радиоприемниците от
Всички ВидоВе почти Винаги се използВа суперхетеродинният при-
63
нцип, описан В глаВа 11. СледоВателно следВащите след тюнера
стъпала предстаВляВат меЖдинночестотни усилВатели, тъй като
те уВеличаВат амплитудата на меЖдинния сигнал, създаден по Вре-
ме на хетеродинния процес В тюнера.
ОсноВните схеми на Високочестотен и меЖдинночестотен
усилбател са предстаВени на фиг. 2-10. В схемата от фиг. 2-10а
е изпрлзВан MOS транзистор със собствен Л/-канал. ТрябВа да се
обърне Внимание, че както преднапреЖението на гейта (G), така и
напреЖението на дрейна (D) се подаВат паралелно, т. е захранВа-
щите линии са паралелни на резонансните кръгоВе, а не както е при
показания на фиг. 2 10б усилбател, където захранВането се прилага
последоВателно на резонансния кръг. В схемата с MOS транзистор
а)
Фиг. 2-10. ВЧ и МЧ усилбател
64
от фиг. 2-1 Оа ВъВ Веригата на Ео е постаВен Високочестотен дро-
сел (RFG), който ограничаВа еи^ргията на сигнала 8 усилВателните
схеми. По-Високото реактиВно съпротибление на дросела се про-
яВяВа като изолиращ фактор и минимизира общия смущаващ сиг-
нал през заземяВащата Верига за различните схеми, захранВани от
един източник.
Бобината £3, Включена последоВателно с кондензатора С3, пред-
стаВляВа последователен резонансен кръг, който дейстВуба като
обратна Връзка за целите на неутрализацията. С помощта на про-
менлибия кондензатор С3 е ВъзмоЖно да се установи подходяща
амплитуда на сигнала на обратната Връзка, която да минимизира
Вероятността за генериране на незатихбащи колебания. Терминът
„неутрализация" е пренесен от лампоВите схеми и моЖе да се из-
ползВа и при полупрободникоВите схеми. По-подходящ термин за
последните обаче се яВяВа осигуряВането на еднопосочност, което
намира широко приложение. Всъщност схема с еднопосочно дейст-
вие е тази, която осигуряВа канал само В една посока за предаВания
или обработВания сигнал. Ето защо осигуряВането на еднопосоч-
ност предстаВляВа процес, при който система за Външна обратна
Връзка отстраняба както реактиВното, така и резистиВното
свързВане меЖду Входния и изходния участък на даден транзистор.
За разлика от тоВа при неутрализацията се смята, че тя елимини-
ра само резистиВната Връзка меЖау Входната и изходната Верига.
Както е показано на фиг. 2-1 Оа, Входният Високочестотен сиг-
нал е приложен Върху Ц, която образуВа пърВичната страна на
трансформатора с Вторична намотка L2. Последната обаче е
Включена паралелно с настройВащия кондензатор С2 и заедно об-
разуВат паралелен резонансен кръг, чийто импеданс е голям за Же-
лания сигнал. Сигналът се прилага към Веригата на гейта по-
средством кондензатора С,, който едноВременно изолира по-
стоянното преднапреЖение от заземяващото действие на L2. Уси-
леният сигнал се пояВяВа Върху изходния резонансен кръг, състоящ
се от С5 и L5. Кондензаторът С4 предотвратяВа свързВането накъ-
со на постоянния потенциал на дрейна през бобината L5. Изход-
ният сигнал се получава от Вторичната намотка L6 на трансфор-
матора. Когато е необходимо схема от този Вид да бъде настрой-
Вана за различии честоти на сигналите, обикновено настройващи-
те кондензатори С2 и С5 се куплират, т. е. роторните секции на
дВата кондензатора се сВързват с обща ос. ТоВа куплиране се озна
чава схематично чрез съединителна прекъсвана линия, както е по-
казано на фиг. 2-1 Оа.
Показаният на фиг. 2-106 осноВен тип усилбател на меЖдинна-
та честота е настроен само за една честота и следоВателно не
се нуЖдае от променлиВите кондензатори, използВани В схемата
от фиг. 2-1 Оа. Показаните трансформатори с променлиВ магни-
топровод се използВат за постигането на точна настройка на ре-
зонанса. Тук отново сигналът се подава през трансформатора,
чиито намотки образуват резонансни кръгове заедно с паралелно
5 Наръчник по електронька
65
Включените кондензатора. От детектора се получаВат преднапре-
Жения, пропорционални на амплитудата на Входния сигнал, които
се прилагат към резистора /?] за целите на абтоматичното регу-
лиране на гръмкостта. Тази система за автоматично регулиране
поддърЖа почти постоянно изходно ниВо на зВукоВия сигнал дори
когато същестВуВат различия меЖду амплитудите на сигналите
от различните станции. Когато се приема сигнал с по-голяма амп-
литуда, детекторът подаВа напреЖение за автоматично регулира-
не на гръмкостта към базата на 7",, което намаляВа правото пред-
напреЖение и СледоВателно намаляВа коефициента на усилВане, за
да компенсира побишеното ниВо на сигнала (ВЖ. също т. 3-11).
Кондензаторите С2 и С6 осигуряВат заземяВането на емитер-
ната Верига и минимизират тенденцията за разпространяВане на
смущения по общата шина. Базата на Л е сВързана с изведена
средна точка на бобината L2, за да се подобри съгласуВането на
импеданса. ИзВодът от средната точка на Т3 обаче е предназначен
за разделянето на сигнала, поради което за целите на неутрализа-
цията към базовата верига моЖе да се подаде инвертиран сигнал
посредством С3. Резисторът /?2 и кондензаторът С5 са поставени,
за да се минимизират температурните смущения и СледоВателно
да се стабилизират функциите на транзистора при изменение на
температурата. При нарастване на постоянния ток през R2 еми-
терът става по-малко отрицателен и съответно се намаляВа пра-
Вото преднапреЖение. В резултат на тоВа ще намалее проВоди-
мостта и ще се компенсира неЖеланото нарастване на постоян-
ния ток.
2-15. СВЪРЗАНИ МЕЖДИННОЧЕСТОТНИ СТЪПАЛА
На фиг. 2-11 са показани меЖдинночестотни усилвателни стъпала,
използВащи капацитивна Връзка. ВъзмоЖно е също да се прилоЖи
трансформаторно сВързВане като показаното за Високочестот-
ните усилВатели от фиг. 2-10. Усилбателната схема от фиг. 2-11
е използвана за меЖдинночестотни Видеосигнали В телевизионни
приемници. Транзисторите Л и Т2 предстаВляВат полеВи транзис-
тори с два гейта, които са особено подходящи, тъй като притеЖа-
Ват отделен изВод за получените от демодулатора напреЖения за
автоматично регулиране на коефициента на усилВане (ВЖ. т. 3-
12). Транзисторът ТА получаба Входния си сигнал от тюнера. Кон-
дензаторът С, подаВа този сигнал към извода на гейта’Gv както
е показано на фигурата. Резисторите и R2 образуВат делител
на напреЖение за установяването на необходимото преднапреЖе-
ние на G,. Входният сигнал от абтоматичното регулиране на усил-
ването се подаВа на гейта G2 на транзистора. Резисторът /?3 и
кондензаторът С2 предстаВляВат филтър за шунтиране на коле-
банията на сигнала. По такъВ начин само сигналът на постоянното
преднапреЖение, предназначен за регулиране на усилВането, се по-
66
Фиг. 2-11. Видео МЧ стъпало
яВяба на G2. Както при аВтоматичното регулиране на силата В ра
диоприемниците, аВтоматичното регулиране на усилВането уста-
ноВяВа коефициента на усилВане на меЖдинночестотните стъпала
по такъВ начин, че да се поддърЖа зададеното от зрителя по-
стоянно изходно ниВо на сигналите. Когато се изВърши настройка
на друга предаВателна станция с различно ниВо на носещия сигнал,
аВтоматичното регулиране на усилВането осигуряВа изменение на
преднапреЖението, което да компенсира същестбуВащата разлика
и да осъщестВи необходимата корекция.
Изходният сигнал на Г, се получаба от дрейноВия елемент на
полеВия транзистор и се пояВяВа Върху паралелния резонансен
кръг, образуВан от С4 и Ц. Големият импеданс осигуряВа значител-
но увеличение на напреЖението на сигнала, който се подаВа чрез С6
към избода G, на Т2. ОсноВното предназначение на този транзис-
тор е идентично на тоВа на Ту. За да се постигне максимално пре-
даВане на сигнала, бобините Ц и Z.2 са с променлиВи магнитопроВо-
ди, осигуряВащи най-точна настройка към сигнала. Резисторите
/?4 и /?9 заедно с кондензаторите С3 и С8 образуВат съотВетните
широко разпространени схеми за стабилизиране на захранВащия
източник, разгледани В т. 2-2. Резисторите /?5 и /?10 заедно с С5 и
С10 предстаВляВат разделящи Вериги, които осигуряВат директна
Връзка към захранВащите схеми за енергията на сигнала и миними
зират смущенията В общата шина.
2-16. ВИСОКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ ОТ КЛАС В ИЛИ С
На фиг. 2-12 е предстаВен типичен Високочестотен усилВател с
резонансни кръгоВе. Тази схема обикноВено работе В клас В или С,
което се определи от прилоЖените преднапреЖения. Работата на
67
Фиг. 2-12. ВЧ усилВател клас В или С
схемата В клас В се използВа В съобщителните системи, където
е необходимо да се усили модулиран Високочестотен носещ сигнал.
Терминът „линеен клас В" се използВа за означабане на работата
В праВолинейния участък от характеристичната криВа на тран-
зистора. След като се модулира даден Високочестотен сигнал, по-
следоВателните усилВатели от клас С не могат да запазят цялото
модулирано колебание, тъй като колекторният ток протича само
за части от единия полупериод на Входния сигнал (от нулата до
максимума на едната полярност). При клас В обаче преднапреЖе-
нието на Веригата база —емитер се намаляВа до точката на отси-
чане и В упраВлението на колекторния ток участбубат само полу-
периодите с едната полярност на Входния сигнал. Резонансният
кръг използВа инерционните яВления, за да ВъзстаноВи липсВащия
полупериод на сигнал, изгубен на Входа.
Когато на Входа на схемата, показана на фиг. 2 12, се прилоЖи
обратно преднапреЖение, то ще измести достатъчно статична-
та работна точка, за да се работи с участъка на отрязВане и
съотВетно В клас С. Вследствие на тоВа колекторният ток ще
протича само за част от Всеки Втори полупериод на Входния сиг-
нал, което ще гарантира Високия к. п. д. на тази система. Както е
показано на фигурата, Входният Високочестотен сигнал се прилага
към пърВичната намотка Ly на Входния трансформатор, който тя
образуба заедно с £2- Тези намотки са сВързани паралелно с конден-
заторите С, и С2, с които се създаВат необходимите резонансно
кръгоВе. За съгласуВането на импеданса от бобината L2 е изведена
средната точка и е сВързана с Входа на транзистора. На изхода
колекторният резонансен кръг е състаВен от L3 и паралелно сВър-
заните към нея променлиВи кондензатори С3 и С4. Паралелно на L2
би могло да се постаВи един кондензатор, както е напраВено за L3,
обаче конфигурацията от дВа кондензатора даВа ВъзмоЖност за
заземяВане на роторната секция, за да се минимизира опасност-
та от токоВ удар при настройВане. Тъй като роторите са поста-
Вени на една ос, а статорите са разделено на дВе секции, тези
68
кондензатори се наричат още кондензатора с разделен статор.
ПреднапреЖенията и захранВащото напреЖение се подаВат после-
доВателно с Високочестотен дросел, който осигуряба Високо реак-
тиВно съпротиВление за енергията на сигнала и минимизира сму-
щенията по общата шина меЖду усилВателните стъпала.
Тъй като капацитетите меЖду елементите на транзисторите
могат да образуВат полоЖителна обратна Връзка меЖду Входната
и изходната Верига, същестВуба Вероятност усилВателите да за-
почнат да генерират неЖелани колебания. За премахВането на тези
тенденции се използВа неутрализиращ кондензатор (CN). Чрез
сВързВането на захранВащата линия към средната точка на L2 ре-
зонансният кръг е разделен на дВе, при което долната му част даВа
сигнал, изместен по фаза на 180° спрямо сигнала от горната част
на резонансния кръг. По такъВ начин неутрализиращият конденза-
тор е сВързан към долната част на колекторния резонансен кръг
и подаВа част от сигнала към базоВия изВод на транзистора. Този
кондензатор се настройВа, докато се постигне неутрализация
(ВЖ. обяснението за осигуряВането на еднопосочност В т. 2-14).
2-17. ДВУТАКТНИ ВИСОКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
ДВутактният принцип, описан при дВутактните схеми В ниско-
честотните системи от т. 2-12, моЖе да бъде използуВан и при
Високочестотни стъпала. Типична система от този Вид е пред-
стаВена на фиг. 2-13. Тя използВа дВа биполярни транзистора
(NPN). Входният сигнал се прилага Върху бобината Z., и след тоВа
се подаВа към L2. Както е показано на фигурата, към средната точ-
ка на Вторичната намотка L2 е сВързана линията за подабане на
преднапреЖението. За да се постигне необходимата симетрия на
схемата, е подходяще да се използВат кондензаторите с разделен
статор, описани ВъВ Връзка със схемата от фиг. 2-12. Средните
ПреднапреЖение *Е
j / ,
Фиг. 2-13. ВЧ протиВотактен усилВател клас С
69
изВоди на резонансните кръгоВе заедно със средната линия на кон-
дензаторите с разделен статор отделят дВете части на резо-
нансните кръгоВе, В които са разполоЖени транзисторите на дВу-
тактната схема. Също както при показаната на фиг. 2-12 схема,
и тук се използВа неутрализация, но с тази разлика, че дВойният
процес от фиг. 2-13 обикноВено се нарича кръстосана неутрализа-
ция. При тази схема кондензаторът Сю сВързВа долната част на
изходния резонансен кръг към базоВия изВод на 7",, a CN2 сВързВа
горната част на изходния резонансен кръг към базата на Т2. По
такъВ начин се получаВат необходимите сигнали за отрицателна-
та обратна Връзка, като амплитудите им се устаноВяВат чрез на-
стройката на неутрализиращите кондензатори.
В предаВателните системи се използВат последоВателни усил-
Вателни стъпала В клас С, разполоЖени меЖду генератора на сигна-
ла с носещата честота и антената, която излъчВа сигнала. По та-
къВ начин пърВоначално генерираният сигнал с ниска амплитуда се
усилВа до необходимото за излъчВането ниВо на мощността. При
системите В практиката последоВателно В базоВите и колектор-
ните Вериги се ВключВат подходящи амперметри (или милиампер-
метри), за да моЖе постоянно да се контролират токоВите ниВа.
Наличието на измерВателен уред за тока В базоВата Верига спома-
га за праВилната настройка на резонансния кръг и позВоляВа точно
да се зададе амплитудата на Входния сигнал. Наличието на измер-
Вателен уред за тока В колекторната Верига позВоляВа да се уста-
нови спадането на тока, което ВъзникВа, когато се постигне необ-
ходимият резонанс чрез настройбането на променлиВите конден-
затори. Неутрализацията се осъщестВяВа, като се спре подаВане-
то на Входния Високочестотен сигнал и кондензаторът на обрат-
ната Връзка се настрои за минимално показание на уреда за базо-
Вия ток.
2-18. ВИСОКОЧЕСТОТНИ УМНОЖИТЕЛИ
Показаните на фиг. 2-12 и 2-13 усилВателни схеми от клас С могат
също да се използВат за двукратно или трикратно увеличение на
честотата на приложения на входа сигнал. Както се ВиЖда от фиг.
2-14, единстВената особеност на схемата се състои Във факта,
че изходният резонансен кръг е настроен за честота, кратна на
честотата на Входната Верига. Така например, ако схемата се из-
ползва като удвоител на честотата, за сигнал с честота 2,5 MHz
ще Възникне резонанс В дВата Входни паралелни резонансно кръга.
Изходната колекторна Верига обаче ще бъде настроена за 5 MHz и
благодарение на инерционните явления В резонансния кръг ще бъде
поддърЖана тази удвоена честота, която ще се подава през изход-
ната Вторична намотка /.4. При удвояВането на честотата изход-
ната верига получава импулси с честота, два пъти no-малка от
честотата на сигнала, -предавай меЖду резонансните й кръгоВе.
СледоВателно колекторната верига предава енергия към своя резо-
70
Вход за
2,5 MHz
согнал
ПреднапреЖение
Фиг. 2 14. Вч умноЖител
нансен кръг с два пъти no-малка честота, отколкото ако входният
сигнал също имаше честота 5 MHz. Ако изходният резонансен кръг
е настроен за три или четири пъти честотата на Входния сигнал,
коефициентът на полезно действие ще спадне значително, тъй
като енергията ще се подаВа с no-малка честота, отколкото В
стандартните усилВатели. При схемата за умноЖаВане на често-
тата не е необходима неутрализация поради различието меЖду
честотите на Входния и изходния сигнал, което праВи неВъзмоЖно
ВъзникВането на полоЖителна обратна Връзка.
2-19. ОТРИЦАТЕЛНАТА ОБРАТНА ВРЪЗКА В УСИЛВАТЕЛИТЕ
Голям брой усилВатели използВат отрицателна обратна Връзка за
намалябане на хармоничното изкриВяВане и подобряВане на чес-
тотната характеристика, устойчиВостта и потискането на сму-
щенията. ОсноВният прилагай принцип е показан на фиг. 2-15, къ-
дето част от усиления изходен сигнал се подаВа обратно на пред-
ходно стъпало. При отрицателната обратна Връзка сигналът, кой-
то се подаВа назад, е дефазиран спрямо осноВния сигнал В точката
на прилагането им. СледоВателно подаВаният назад сигнал оказВа
обратно ВъздейстВие В сравнение със сигнала, съществуващ В
точката на приложение на обратната връзка. При обратната
Връзка от този тип усилВането се намаляВа пропорционално на
амплитудата на Върнатия сигнал.
За показаната на фиг. 2-15 схема амплитудата на сигнала на
обратната Връзка се устаноВяВа чрез избор на подходяща стой-
ност за /?4 В линията на обратната Връзка. Кондензаторът С2
изолира постояннотокоВите компоненти В изходната и Входната
верига. Когато сигналът на обратната Връзка се поя Ви Върху еми-
терния резистор /?3 на- Тъ ВъзникВа намаление на напреЖението
71
Към bucoko-
гоЬоришеля
Фиг. 2-15. Отрицательна (инВертираща) обратна Връзка
на сигнала Върху /?3, което е пропорционално на амплитудата на
подавания назад сигнал. При положителен полупериод на Входния
сигнал сигналът на отрицателната обратна Връзка, който има от-
рицателна полярност, ще промени праВото преднапреЖение меЖду
емитера и базата на 7, и В резултат на тоВа ще намалее токът
на сигнала ВъВ Веригата емитер—колектор. Ако на изхода същест-
ВуВа изкрибяВане, то ще се съдърЖа и В сигнала на обратната Връз-
ка, който ще окаЖе потискащо ВъздейстВие Върху генерирането
на такиВа неЖелателни изкриВяВания (за поВече данни относно об-
ратната Връзка ВЖ. т. 2-21).
2-20. УСИЛВАТЕЛ НА ДАРЛИНГТОН
ПолупроВодникоВото устройство на Дарлингтон се състои от дВа
транзистора, предстаВени символично на фиг. 2-16а. Веригата на
Входния транзистор предстаВляВа емитерен поВторител, захран-
Ващ базата на Втория транзистор. Една от характеристиките на
тоВа устройство е изключително Високият коефициент на усил-
Ване. Общото усилВане на тока на сигнала (Л/£) е равно на произВе-
дението на усилванията, получено от отделните транзистори В
конфигурацията на Дарлингтон (ВЖ. също т. 1-18). СледоВателно
hfE-i* hIE2=hf£d, където резултатът предстаВляВа общият коефи-
циент на усилВане на Дарлингтон). На фиг. 2-16а резисторите /?,
и /?2 образуВат делител на напреЖение, който подаВа преднапреЖе-
ние към Фазата на пърВия транзистор. Както е показано, изход-
ният сигнал се получаба Върху емитерния резистор R3.
ДВойката на Дарлингтон намира широко приложение поради го-
лямото усилВане на сигнала и изключителната си чуВствител. ост.
72
Фиг. 2-16. Усилбател на Дарлингтон и операционен усилбател
Изходният сигнал е сВързан с достатъчно Високи ниВа на колек-
торния ток, за да моЖе схемата да се използВа като ефектиВно
драйВерно стъпало дори когато се захранВа от напреЖение с ниска
амплитуда. В резултат на тоВа разглеЖданото устройство нама-
ляВа броя на елементите, които иначе биха били необходими за
реализацията на дадена система. ДВойката транзистори на Дар-
лингтон е подходяща за приложение както 8 нискочестотни схеми,
така и В комутиращи устройства. Тя моЖе да се използВа и за
изграЖдане на генератори на сигнали. МеЖду входа и изхода на
усилвателя на Дарлингтон същестВува намаляване на импеданса,
както е при схемата с общ колектор (емитерен повторител). .Из-
ходният импеданс обикноВено е равен на съпротиВлението на /?3\
докато Входният е приблизително равен на коефициента на усил-
ване р2 х /?3.
2-21. ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ \
Операционният усилбател предстаВляВа устройство (обикноВено
свързано директно в канала на сигнала), което използВа подходящ
контур на обратна Връзка. Той се прилага В случайте, когато са
необходими висок коефициент на усилВане (ВъзмоЖно е над 1
милион) и хоризонтална честотна характеристика. Основният
’С което е трудно да се съгласим, тъй като изходното съпротиВление на емитер-
ния побторител е приблизително рабно на съпротиВлението на паралелното
сВързВане на /?3 и 1/s на транзистора, което е значително по-малко от /?3. На прак-
тика /?3 е от порядъка на килооми, например 0,5—10ко>, докато за транзистор с
Р = 200 и Л, t = 2kils= Р/Лп = 100 mA/V, т. е. 1 /s = 10Г2. Тогаба RU3X = /?3|| 1 /s^ 1/s=t 10 О.
(Бел. преб.)
73
принцип на действие е илюстриран на фиг. 2-166. Малката гръцка
буква „бета" (Р), която обикновено се използва за означаване на
коефициента на усилване на транзистора, слуЖи и за представяне
на процента от напреЖението, който се подава чрез обратната
връзка. Ето защо понякога контурът на обратната връзка, съ-
стоящ се от /?2, се означава с р. Тъй като обратната връзка е от-
рицателна, само малка част от изходния сигнал се връща назад. В
противен случай значително ще се намали усилването на схемата.
Когато сигналът от обратната връзка се прилоЖи към входа на
дадено транзисторно стъпало, той се усилва и се появява на изхо-
да на това стъпало като усилен сигнал, но дефазиран по отноше-
ние на изкривяването, което възниква в стъпалото. Вследствие
на това сигналите от изкривяване и шум се потискат пропорцио-
нално на амплитудата на сигналите на обратната връзка.
При липса на обратна връзка напреЖението на входния сигнал
и, се увеличава в съответствие с коефициента на усилване, при
което се получава изходен сигнал и0. Следователно усилването при
отворен контур (т. е. без обратна връзка) моЖе да се изрази чрез
и0/и,. При отрицателната обратна връзка често пред нейния сим-
вол се поставя знакът минус: р. Ако усилването се представи
с А, коефициентът на обратната връзка ще се представи с /1р.
Следователно 1 — Zp ще представлява мярка за аплитудата на сиг-
нала от обратната връзка. Когато коефициентът /1р е много по-
голям от единица, коефициентът на усилване за напреЖението на
сигнала не зависи от А и усилването с обоатна връзка става 1/р
(8Ж. също т. 2-19).
2-22. ДИФЕРЕНЦИАЛНИ УСИЛВАТЕЛИ
Диференциалният усилвател е подходящ за усилване на сигнали със
широка честотна лента, при което се постига отлична схемна ус-
тойчивост. Тази схема има големи възмоЖности и моЖе да се из-
ползва като смесител за хетеродиниране на няколко сигнала, огра-
ничител за отсичане на сигнала, модулатор или умноЖител на чес-
тотата на сигнала. Основната схема, показана на фиг. 2-17а, не
съдърЖа нито кондензатор, нито бобина. Ето защо поради мини-
малния брой необходими елементи диференциалният усилвател се
вмества добре в конфигурацията на интегралните схеми и често
се използва като придруЖаваща схема към описания в т. 2—21 опе-
рационен усилвател. Както се виЖда от фиг. 2-17а, два транзис-
тора са разполоЖени в конфигурация с емитерна връзка, като се
захранват с постоянен ток от общ източник. В симетричната
система съществуват два входни и два изходни извода. Резисто-
рите и /?2 са със съгласувани стойности и двата транзистора
имат практически идентично характеристики.
За описваната схема са възмоЖни няколко работни реЖима.
74
Изход 1
Фиг, 2-17. Схеми на диференциални усилВатели
Сигналът моЖе да бъде прилоЖен само към единия от ВходоВете,
като другият се заземи. СледоВателно, ако към Входа 7 се прилоЖи
сигнал, усиленият изходен сигнал ще се пояВи на колектора на 7,.
Същото ВаЖи и за характеристиките на транзистора на 72. И при
дбата транзистора ще същестВуВа фазоВа разлика меЖду Входния
и изходния сигнал. Ако се приеме, че източникът на постоянен ток
притеЖаВа активно съпротиВление, или ако той се замени от един
резистор, Върху него ще ВъзникВат изменения на тока на сигнала и
съотВетно ще се получи сВързВане меЖду дВете части на схемата.
Следователно токът ВъВ Веригата емитер—колектор на Т2 ще съ-
дърЖа и напреЖение от сигнала, когато е актиВизиран Входът на
Ту. По подобен начин полоЖителната полувълна на входния сигнал
на базата на Т2 ще повиши праВото преднапреЖение и съотВетно
ще се поВиши токът Във веригата колектор—емитер. Вследствие
на общата връзка подобии изменения на тока ще ВъзникВат и в
другия транзистор. Когато входният сигнал се подаВа на базата
на Ту, а изходният се получава от колектора на Ту, работният ре-
жим се нарича инвертиращ реЖим с единична входен и изходен сиг-
нал. Когато Входът е при Ту, а изходът — от Т2, реЖимът е неин-
вертиращ с единични входен и изходен сигнал.
Входният сигнал моЖе да бъде приложен едновременно към две-
те базови Вериги, при което се получава диференциален реЖим на
работа. Преимущество на диференциалния усилвател представля
Ва реакцията му на общия сигнал, която се проявява, когато едно
временно на двата му входни извода се подадат синфазни сигнали.
НеЖеланите сигнали, които са попаднали едновременно на дВата
Входа, ще създадат пад на напреЖение Върху емитерния резистор,
който ще се стреми да потисне общия сигнал, без да засяга Жела-
75
ния сигнал, приложен към само единия Вход. Благодарение на тоВа
си сВойстВо по отношение на общия сигнал диференциалният
усилбател е изВънредно устойчив. На фиг. 2-175 симВолът за из-
точник на постоянен ток, показан на фиг. 2-17а, е заменен с тран-
зистора Гз и съотВетните елементи. В тази схема импендансът
меЖду колектора и емитера на Т3 е достатъчно Висок за постоян-
ния ток, а осВен тоВа резисторът И2 моЖе да има много по-малка
стойност от обичайния емитерен резистор, използВан на фиг.
2-17а. НамаляВането на пада на напреЖението Върху емитерния
резистор също намаляба количестВото разсейВана мощност (ВЖ.
също т. 4-8 и фиг. 4-7).
2-23. ЛЕНТОВИ УСИЛВАТЕЛИ
ЛентоВият усилбател се използВа В телеВизионните приемници за
цВетно изображение с цел да се усилят цВетоВите Видеосигнали,
като се отстрани информацията на импулсните и синхронизира-
щите сигнали, за да не Възникнат смущения В кинескопа. Типична
схема, реализираща тези функции, е показана на фиг. 2-18. Ленто-
Вият усилбател обикноВено се постаВя меЖду изходните Вериги
на усилВателя на Видеосигналите и демодулаторите за цВетоВите
сигнали. Както е показано, Входният Видеосигнал се прилага към
базата на транзистора У, и по обичайния начин се усилВа ВъВ Вери-
гата емитер—колектор. Сигнал, получен от хоризонталния изхо-
ден трансформатор, се прилага В съединителната точка на дВата
кондензатора С4 и С5. Той се нарича гасящ сигнал, тъй като има
полярност, противоположна на захранВащото напреЖение, прило-
жено към /?3. Когато се пояВи гасящият сигнал, той изключВа тока
на транзистора и по такъВ начин не допуска да бъдат усилено как-
Вход за +Е
гасящая
сигнал
Фиг. 2-18. ЛентоВ усилбател (ВидеоусилВател)
76
mo синхронизиращите сигнали, така и пакетният сигнал с честота
3,58 MHz, които придруЖаВат предаВането на цВетоВете. Следо-
Вателно лентоВият усилбател Временно престаВа да дейстВуВа,
когато е налице гасящият сигнал (тоВа стаВа единстВено по Вре-
ме на хоризонталния гасящ интервал). Гасящият импулс е с доста-
тъчно Времетраене, за да се предотврати усилВането на Верти-
калните синхронизиращи импулси, израВнителните импулси, хори
зонталните синхронизиращи сигнали, гасящите сигнали и цВето-
Вия пакетен еталонен сигнал за носещата честота 3,58 MHz.
Изходният сигнал се предаВа от А, на L2, като В тази трансфор
маторна конфигурация за надстройката се използВа променлиВ
магнитопроВод. Изходната верига има широк резонансен връх 6
областта около 3,58 MHz, за да се обхВанат компонентите на сиг-
нала от страничната лента за цВетността. Резисторът Т?4 пред-
стаВляВа потенциометър за цВетността, чрез който е ВъзмоЖно
да се настройва амплитудата на изходния сигнал, функцията му е
аналогична на тази на потенциометъра за контраста В телеВизо-
рите за черно-бяло изображение.
2-24. УСИЛВАТЕЛИ ЗА УПРАВЛЯВАЩИ ИМПУЛСИ
Предназначението на усилвателя за упраВляВащи импулси е да уси
ли специалния синхронизиращ сигнал, който се предаВа В цВетната
телеВизия. Този синхронизиращ сигнал с честота 3,58 MHz се пре-
даВа като сегмент от деВет цикъла, разполоЖен В крайната част
на хоризонталния гасящ интервал. Поради краткото му Време-
траене той се нарича пакет от сигнали. Този синхронизиращ сиг-
нал е необходим, за да се упраВляВа генераторът на подносещ сиг-
нал В приемника така, че да се генерира устойчив носещ сигнал за
цВетността, който да замени потиснатия В предаВателя сигнал.
След като се преобразува В приемника, подносещият сигнал отно-
Во се комбинира със сигналите за цВетността със страничните
честотни ленти, за да се осъщестВи демодулацията на цВетоВите
Видеосигнали.
Пакетът от сигнали трябВа да бъде отделен от пълния видео-
сигнал, постъпващ В приемника, за да моЖе да бъде насочен към
съотВетните схеми. НеЖеланите сигнали, придруЖаВащи синхро-
низиращия пакет от сигнали, се отстраняВат с помощта на клю-
чоВа схема като показаната на фиг. 2-19. Тук на базата на транзис-
тора 7, се подаВа пълният Видеосигнал, като се използВа конденза-
торът С,. В същото Време, както е показано на фигурата, ключоВ
импулс, получен от изВод Върху хоризонталния изходен трансфор-
матор, също се прилага къВ базата на 1\. Този ключоВ импулс се
пояВяВа само по Време на хоризонталния гасящ интервал и прите
ЖаВа полярност, осигуряВаща право преднапреЖение и периодична
проВодимост на транзистора 7,. По такъВ начин 7, пропуска ток
единстВено през Времето, когато В пълния Видеосигнал е налице
пакетът от сигнали, и В резултат на тоВа на колекторния изход на
77
Ту се пояВяВа само този пакет от сигнали. Въпреки че този изходен
сигнал е усилен, место се използВа и допълнителен усилбател за
пакета от сигнали (Т2).
КлючоВият импулс се забаВя с около 3 до 5 ps, за да се пре-
дотврати постъпВането на хоризонтални синхронизиращи импул-
си. Кондензаторът С3 заедно с А, образуВат паралелен резонансен
кръг с Висок импенданс за 3,58 MHz. Намотката Z., е сВързана с Z.2
(Вторичната намотка на трансформатора), като променлибият
магнитопробод позВоляба да се изВърши прецизна настройка. Кон
дензаторът С4 подаВа пакета от сигнали към базобия Вход на Т2,
а усиленият сигнал се пояВяВа Върху резистора /?7. Кондензаторът
С5 предаВа сигнала към системата на фазоВия детектор и генера-
тора на подносеща честота (описана В т. 2-30), за да се осъщест-
Ви аВтоматично регулиране на честотата на този генератор.
2-25. УСИЛВАТЕЛИ НА РАЗВИВКАТА
Предназначението на усилВателите на разВиВката е да увеличат
амплитудата на сигналите на разВиВката, които се прилагат 6 те-
лебизионните приемници и осцилоскопите. В телебизията сигна-
лите на разВиВката са необходими за преместВането на електрон-
ния лъч В кинескопа както В хоризонталната, така и ВъВ Вертикал-
ната раВнина със скорост, устаноВена от релаксационните генера-
тори и синхронизиращите сигнали. Необходимо е лъчът да се пре-
местВа както ВъВ Вертикална, така и В хоризонтална посока, за да
се образуба праВоъгълно осбетено поле, наричано растер. По-
средством точките на растера се осъщестбяВа предстаВянето на
информанията от изобраЖението (ВЖ. т. 8-5). При осцилоскопите
сигналите, които ще се изследбат, обикноВено се подаВат на Входа
на Вертикалните усилВатели, докато Вътрешната система за хо-
ризонтална разВибка отклоняВа (сканира) сигнала Върху екрана на
електроннолъчебата тръба.
78
Сигнал за
Вертикална
разЬиЬка
К.
Към детектора на
фазата по хоризонтала
Към системата
за АРУ
Към фокуса ращия
електрод
гы гы N N г Ви с ок о
D3 D4 D5 Dj напрекение
Сигнал за
хоризонтдл
на
Фиг. 2-20. УсилВатели на разВиВката
Оснобната схема, която се прилага 6 телеВизионните приемни
ци, е показана на фиг. 2-20. Транзисторът 7", предстаВляВа изход-
ният усилбател на Вертикалната разВиВка, който поВдига ниВото
на сигнала над ниВото, получено от генератора или драйВерните
стъпала за сигнала на Вертикалната разВиВка, УсилВателната сис-
тема е от обикноВен тип, като усилените сигнали се получаВат
Върху /?3. Кондензаторът С, предаба усилените сигнали на разВиб
ката към намотките за Вертикално отклонение Z., и L2. Тези на-
мотки са разполоЖени около гърлото на кинескопа заедно с боби-
ните Z-з и Z.4- Последните дВе предстаВляВат намотките за хори-
зонталното отклонение, които се захранВат от показаната усил-
Вателна система за хоризонталната разВиВка. Бобините от А, до
Л4 са обединени В общ корпус (наречен рамка) и са разполоЖени
около гърлото на кинескопа. Комбинираните магнитни полета на
четирите бобини на разВиВката придВиЖВат лъча Вътре В кине-
скопа, за да образуВат споменатия по-горе растер.
Хоризонталната изходна система е по-слоЖна от Вертикална-
та поради многобройните функции, изпълнябани от Т2. Диод за Ви-
79
соко напреЖение D-t минимизира неЖеланите преходни сигнали, кои-
то се генерират при резките изменения на импулсните сигнали с
голяма амплитуда. Друг диод Д2 подаба няколко хиляди болта на
фокусиращия електрод на кинескопа. Амплитудата на използуВа-
ното напреЖение на разВиВката е сВързано с размерите на кине-
скопа и конструкцията на приемника за черно-бяло изображение.
За показаната на фиг. 2-20 схема се предполага, че приемникът е
за черно-бяло изображение, Въпреки че подобна схема се използуВа
и при телеВизионните приемници за цВетно изображение.
Изходният сигнал от Т2 се прилага към трансформатора на хо-
ризонтала, който е изграден от пърВична намотка (А6) и няколко
Вторични намотки. Въпреки че сигналите на разВиВката се по-
даВат посредством кондензатора С3 към намотките за хоризон-
тално отклонение, те се използуВат и за получаВането на потен-
циалите на фокусиращия електрод, както и за потенциалите, не-
обходими за Втория анод на кинескопа. По този начин Вторичната
намотка £5 уВеличаВа напреЖението до стойност В обхВата от 15
до 30 kV, което заВиси от размерите на кинескопа. При телеВи-
зионните приемници за цВетно изображение се изискВа потенциа-
лът на Втория анод да е с по-голяма амплитуда от тази при теле-
Визионен приемник за черно-бяло изображение. ПоследоВателност
от диоди (от D3 до D6) слуЖат за изпраВители на Високото напре-
Жение. ИзползВат сё допълнителни намотки за импулсните сигна-
ли, необходими за детектора на фазата по хоризонтала, ключоВи-
те схеми и системите за автоматично регулиране на усилВането.
2-26. ГЕНЕРАТОР НА АРМСТРОНГ
В електронните системи е необходимо да се генерират разнооб-
разии сигнали за целите на преВключВането, броенето и регулира-
нето. Тези сигнали могат да бъдат както с Висока, така и с ниска
честота, а формата им моЖе да бъде синусоидална, импулсна и
праВоъгълна. Генераторите, които се използВат за получаВането
на такиба сигнали, се наричат още осцилатори и се делят на дВа
осноВни класа: с резонансен кръг и релаксационни. При генератори-
те с резонансен кръг честотата на генерирания сигнал се определя
от стойностите на елементите на резонансния кръг, като и от
стойностите на сВързаните с него бобини и кондензатори на схе-
мата. Релаксационните генератори произВеЖдат сигнали, чиято
честота е сВързана със стойностите на елементите на схемата,
обикноВено без наличие на резонансни системи. На фиг. 2-21 са
предстаВени дВе осноВни схеми на генератори за Високочестотни
сигнали.
Показаният на фиг. 2-21 а генератор предстаВляба една от
пърВите схеми с резонансен кръг и се нарича генератор на Армст-
80
Фиг. 2-21. Генератори на Армстронг и Хартли
ронг с обратна Връзка1. Както се ВиЖда от схемата, изходният
сигнал се получаВа Върху резонансния кръг, състоящ се от С3 и L3.
Намотка за обратна Връзка L2 Възприема част от сигнала и го пре-
даВа назад към базоВия изВод на транзистора посредством кон-
дензатора С,. По този начин се образуВа непрекъснат затворен
контур меЖду Входа и изхода, чрез който се поддърЖат незатихВа-
щите колебания. Когато схемата се Включи 6 действие, пърВона-
чалното нарастВане на потенциалите е достатъчно, за да се пре-
дизВикат колебателни процеси. ЗаВисимостите меЖду фазите на
сигналите, пояВяВащи се Върху 1_2 и L3, определят полярността на
обратната Връзка. Ако се сменят местата на изводите на L2, об-
1 Нарича се още генератор на Майстнер. (Бел. преб.)
6 Наръчник по електроника
81
ратната Връзка ще стане отрицал. . и следобателно ще пре-
дотВратяВа ВъзникВането на незатихВащи колебания. Конденза-
торът С2 осиауряВа директното Връщане на сигнала от колектор-
ната Верига към емитерната. Ly предстабляВа Високочестотен
дросел с голямо реактиВно съпротибление за сигналите. НегоВото
предназначение е да минимизира предаВането на сигналите към за-
хранбащия източник. Честотата на незатихВащите колебания се
определи В съотВетстВие с уравнение (1-40).
2-27. ГЕНЕРАТОР НА ХАРТЛИ
Схемата, показана на фиг. 2-216, е наречена генератор на Хартли
на името на сбоя изобретател. Този генератор на сигнали използВа
бобина с избедена средна точка който заедно с кондензатора
Су образуВа резонансен кръг. ИзВедената средна точка разделя бо-
бината на дВе части и съотВетно разделя елементите на Входна-
та и изходната Верига. Кондензаторът Су и долната част на Ly
образуВат частта на Веригата база- -емитер, а кондензаторът С,
и долната част на Ly - частта на Веригата колектор—емитер. По
такъб начин изходните сигнали се предаВат към Входната Верига
посредством Взаимната индуктиВност, същестВуВаща меЖду час-
тите на намотката с изВедена средна точка Ly. Следобателно е
създадена обратна Връзка, подобна на същестВуВащата В показа-
ната на фиг. 2-21а схема.
Кондензаторите С3 и С4 изолират постояннотокоВите Вериги
и предотВратяВат заземяВането на техните потенциали през бо-
бината Ly. Бобината L3 предстабляВа Високочестотен дросел, кой-
то изолира сигналите от захранВащия източник. Резисторът fly е
Включен последоВателно с линията за подаВане на преднапреЖение
към базата на транзистора.
2-28 ГЕНЕРАТОР НА КОЛПИЦ
Генераторът на Колпиц предстабляВа друг Вариант на генерато-
рите, конструирани за създаВане на Високочестотни сигнали. Ти-
пична схема, използбаща полеВи транзистор, е показана на фиг.
2-22а. (За тази схема е ВъзмоЖно да се използВа и биполярен тран-
зистор по подобие на показания на фиг. 2-216 генератор).
При генератора на Колпиц средната точка на Ly не е изВедена, как-
то тоВа бе напрабено В генератора на Хартли, а е използбана дбой-
ката кондезатори Су и С2. Роторните секции на тези кондензато-
ри са присъединени към обща ос и са заземени, както е показано
на фигурата. По такъВ начин резонансният кръг е образубан от
кондензаторите и Ly. Вследствие на заземяВането на роторните
секции резонансният кръг е електрически разделен на дВе, точно
както резонансният кръг на генератора на Хартли бе разполоВен
82
Фиг. 2-22. Генератор на Колпиц и кбарцоб генератор
от бобината с изВедена средна точка. Разделеният резонансен
кръг осигуряВа подаВането на изходния сигнал, получен от сорсо-
Вия елемент на полеВия транзистор, към изВода на гейтоВия Вход,
за да се поддърэкат колебанията. Кондензаторите С3 и С4 осъ-
щестВябат предаВане на сигнала с изолация по постоянен ток. L3
предстабляВа Високочестотен дросел за изолиране на сигналите
от схемата по отношение на захранбащата част.
2-29. КВАРЦОВИ ГЕНЕРАТОРИ
За да се поВиши устойчиВостта на честотата, пиезоелектрически
кбарцоВи кристали се шлифоВат до определена дебелина и се из-
83
ползВат за стабилизиране на честотата на сигнала от генерато-
рите. КВарцоВият кристал предстаВляВа преобразувател. който
създаВа напреЖение, когато е подлоЖен на механични Вибрации, или
започВа да Вибрира, когато Върху него се прилоЖи напреЖение. Той
обикноВено се монтира меЖду дВе метални пластини, образуВащи
контактните елементи на устройстВото. Контактните пласти-
ти и кристалната структура притеЖабат характеристиките на
резонансен кръг, като масата на кристала моЖе да се разглеЖда
като бобина, а закрепВащите пластини — като кондензатор. Ти-
пична схема е показана на фиг. 2-225.
Резисторът /?, предстаВляВа заземител за постояннотокоВата
състабка от гейтоВия елемент, а кондензаторът С, и резисторът
/?2 образуВат обичайната стабилизираща Верига, чието предназна-
чение е да минимизира Влиянието на температурните изменения
(ВЖ. т. 2 2). Изходният резонансен кръг се състои от С2, разполо-
Жен паралелно на L2, като изходният сигнал се получаба от Вторич-
ната намотка L3. Кондензаторът С3 заземяВа дрейноВия елемент,
за да осигури кратък път за сигнала. предстаВляВа Високочесто-
тен дросел, който се използВа ВъВ Високочестотните Вериги за
осигуряВане на Високо реактиВно съпротиВление за енергията на
сигнала и да предотврати Връзката със захранбащия източник. За
да се побиши устойчиВостта на предабателните системи, крис-
талът често се затВаря В нагрябан контейнер. Тъй като измене-
нията на температурата променят честотата на кристала, по-
средством стабилизирането й е ВъзмоЖно честотата на сигнала
да се поддърЖа В близост до точната й стойност. В други случаи
се използВат синхронизиращи сигнали, чрез които честотата на
генератора се блокира на определена стойност, което е разгледано
6 т. 2-30.
2-30. ГЕНЕРАТОРИ ЗА ПОДНОСЕЩ СИГНАЛ
Предназначението на генератора за подносещ сигнал В телеВи-
зионните системи за цбетно изображение е да генерира друг но-
сещ сигнал, независим от пърВичния носещ сигнал за изобраЖение-
то. При предабателните системи за цВетно изображение подносе-
щият сигнал се модулира от сигналите за цВетността, за да се
получат странични ленти. След модулирането подносещият сиг-
нал се потиска и се предаВат само сигналите за цВетността на
страничните ленти. Ето защо В приемника трябВа да се генерира
липсбащият подносещ сигнал и да се комбинира с постъпВащите
сигнали на страничните ленти, за да моЖе да се изВърши демодула-
цията на сигналите за цВетното изображение. Честотата на гене-
ратора за подносещ сигнал В приемника трябВа да се синхронизира
много точно с честотата на подносещия сигнал В предабателя.
ТоВа се постига, като се използВа пакетът от сигнали с честота
3,58 MHz, предаВан и обработВан от схемата на усилбателя, опи-
сан В т. 2-24.
84
Типична система за аенериране на подносещ сигнал и упраВляба-
не на честотата му е показана на фиг. 2-23. Към тази система се
отнасят още фазобият детектор (наричан също дискриминатор),
който е описан по-подробно В т. 2-31, и схемата за управление на
реактиВното съпротиВление, използВащ транзистора 7",, обяснена
по-подробно В т. 2-32. Генераторният транзистор (Т2) има об-
ратна Връзка от колекторния към базоВия изВод, състояща се от
С9 и /?10. КВарцоВ кристал (XTAL) с неизменна честота е сВързана
последователно от изходната Верига на 7", към базата на Т2, като
се използВа сВързбащият кондензатор С,. Кристалът е шлифоВан
за честота 3,58 MHz и СледоВателно стабилизира схемата за неза-
тихбащи колебания при тази честота. Не е ВъзмоЖно обаче точно
да се поддърЖат честотата и фазата, тъй като топлинните явле-
ния предизВикВат изменения на честотата на кристала, а и стой-
ностите на параметрите на схемата на генератора зависят от
температурните промени.
Точната честотй на подносещия сигнал е 3,579545 MHz и за пра
Вилно цВетопредаВане генераторът за подносещ сигнал В прием-
ника трябВа точно да се синхронизира с предаВания подносещ па-
кет от сигнали. Тази синхронизация трябВа да бъде прецизна и за
Всяко малко отклонение, когато се получат фазоВи разлики меЖду
пакета и подносещия сигнал, трябВа да се изВършВа автоматична
корекция. ТоВа точно управление на честотата се постига, като се
срабняВа честотата на изходния сигнал на генератора за подносещ
сигнал с честотата на постъпВащия пакет от сигнали ВъВ фазоде-
текторна схема. Когато Възникне разлика, фазобият дискримина-
тор създаба коригиращо напреЖение, което се прилага към Входна-
та Верига на 7", — схемата за управление на реактиВното съпро-
тиВление. В резултат на тоВа тази схема променя честотата на
85
генератора за подносещ сигнал, осъществяВайки необходимата
корекция. Обърнете Внимание, че на изхода на генератора Т7 има
обратна Връзка към фазобия детектор, а последният е сВързан
към Ту. По такъВ начин е изграден непрекъснат контур, който чес-
то се нарича система за фазова донастройка на честотата (PLL).
Изходният сигнал от Т2 също се прилага към детекторите на сиг-
налите за цВетността, където чрез демодулационния процес се
получаВат сигналите за цбетоВото изображение.
2-31. ФАЗОВИ ДИСКРИМИНАТОРИ
Типичен фазоВ дискриминатор, използбащ двойки диоди, е показан
и на фиг. 2-23, където той се използва за срабнябане на честотата
на синхронизиращ пакетен сигнал с честотата на генератор за
подносещ сигнал. В тази система фазоВият детектор генерира ко-
ригиращо напреЖение, когато меЖду дВата сигнала Възникнат фа-
зоВи разлики. Както се ВиЖда от фигурата, синхронизиращият
Входен сигнал се подаВа към пърВичната намогпка на трансформа-
тора Ly и следователно ще се пояВи и Върху Вторичната намотка
1_2. Изходният сигнал, приложен към транзистора за реактиВното
съпротиВление Ту, се получаВа от общата точка на R2 и R3 спрямо
централния избод на L2 (заземяВане). Взетият от генератора сиг-
нал се прилага към общата точка на диодите Dy и D2, като по такъВ
начин се образуВат балансирани Входна и изходна система. Схема-
та е симетрична с еднакби стойности на резисторите R2 и R3,
както и еднакВи стойности на кондензаторите Су и С2. Въпреки че
схемата е чуВстбителна към измененията на фазата, тя напо-
добяВа обикнобена мостоба схема, при която, когато мостът е
балансиран, меЖду определени изВоди напреЖението е равно на ну-
ла. При фазобия дискриминатор същестбува нулево напреЖение,
когато синхронизиращият сигнал съВпадне със сигнала от генера-
тора. Изходно коригиращо напреЖение се създаба Вследствие на
фазови разлики, получени от изместВане на честотата на генера-
тора. Дали коригиращото напреЖение ще бъде полоЖително или
отрицателно, заВиси от тоВа, дали честотата на генератора над-
ВишаВа или спада под честотата на синхронизиращия пакет от
сигнали. Коригиращото напреЖение се прилага към транзистора за
управление на реактиВното съпротиВление Ту и стойността на
реактиВното съпротиВление се уВеличаВа или намаляВа според не-
обходимостта, като предизбикВа слаСо корекционно изменение на
честотата на генератора за подносещ сигнал. Масата на кристала
моЖе да се разглеЖда като индуктивно съпротиВление, а закрепВа-
щите пластини — като капацитибно, като тези съпротиВления
заедно образуВат резонансния кръг на генератора. По такъВ начин
изходният сигнал на схемата за управление на реактиВното съпро-
тиВление моЖе да промени реактиВните съпротиВления на генера-
торната схема, упраВляВайки чрез тях честотата (ВЖ. също
т. 2-32).
86
2-32. СХЕМА ЗА УПРАВЛЕНИЕ НА РЕАКТИВНОТО СЪПРОТИВЛЕНИЕ
Предназначението на схемата за управление на реактиВното съ-
протииление е да моделира капацитиВно или индуктиВно съпро-
тиВление чрез стойност, сВързана с определена амплитуда на
Входния потенциал. По такъВ начин подобна схема моЖе да проме-
ня реактиВни или резонансни характеристики на други Вериги чрез
електрическо, а не чрез ръчно управление. Типичен пример пред-
стабляВа схемата за управление на реактиВното съпротиВление.
показана на фиг. 2-23. Резисторът /?6 спомага да се устанобяВат
реактансните характеристики, като кондензаторът С5 блокира
постояннотокоВите състаВки. По същестВо сигналът на генера-
тора се прилага към изхода на Т\ и следоВателно се пояВяба и Върху
/?С-Веригата, сВързана с Входния гейтоВ изВод. Ако /?6 е 10 пъти
по-голям от гейтоВия Входен импеданс на Т\, /?С-6еригата от ре-
зистори и кондензатори от гейтоВата Верига до заземяВането ще
забабя напреЖението на сигнала, тъй като токът протича през
схема, която е предимно капацитибна. Ето защо фазата на сигнала
при гейтоВия избод на Г, се променя за забаВяне на сигнала от
/ генератора. Вследствие на тоВа циркулиращият сигнал, образубан
В изходната част на сорса—дрейна, се характеризира с изостаВане
на тока по отношение на сигнала от генератор, а схемата за уп-
равление на реактиВното съпротиВление придобиВа индуктиВни
характеристики. ТоВа явление моЖе да се разбере по-лесно, като
се разгледат схемите за управление на реактиВното съпротиВле-
ние от фиг. 2-24.
На фиг. 2-24а е показана схема за управление на реактиВното
съпротиВление, използВаща биполярен транзистор. Тази схема мо-
делира капацитиВно съпротиВление и когато е сВързана паралелно
с генератора, моЖе да регулира честотата В изВестни граници.
Елементите, които формират реактиВното съпротиВление, са С,
и /?,. Те се сВързВат главно през генераторната схема. Ето защо
създаВаният от генератора Високочестотен сигнал се поябяВа
Върху Веригата, образуВана от С, и /?,. Стойностите на тези дба
елемента се подбират така, че меЖду тях да същестВуба опреде-
лено съотношение. Кондензаторът С, има реактиВно съпротиВле-
ние, което е значително по-голямо от актиВното съпротиВление
на /?, за използВаната честота на сигналите. Ако напреЖението
на генератора се предстаби като Uo по дълЖината на оста х на
координатна система, както е показано на фиг. 2-245, токът за С,
и ще бъде разполоЖен под праВ ъгъл спрямо оста х, т. е. по оста
у. По такъВ начин графичното изображение ще предстаВя тока за
Веригата, образуВана от и Сь който изпреВарВа напреЖението
на генератора с 90°. Върху резистора /?, обаче напреЖението и то-
кът са ВъВ фаза, тъй като чистото актиВно съпротиВление не
оказВа Влияние Върху фазоВите съотношения от този тип. Следо-
Вателно напреЖението на сигнала на базоВия Вход на транзистора
7", изпреВарВа напреЖението на генератора с 90°, което е показано
87
Фиг. 2-24. Схема за управление на реактиВното съпротиВление
на фиг. 2-245. Тъй като токът на колектора е ВъВ фаза с напреЖе-
нието на базоВия изВод, колекторният ток (/с) също-е показан по
дълЖината на оста у на графичното изображение. Следобателно е
очеВидно, че колекторният ток изпреВарВа напреЖението на гене-
ратора и по такъВ начин ВъВеЖда капацитиВно реактиВно съпро-
тиВление 6 паралел на резонансния кръг на генератора. За практи-
чески приложения съпротиВлението на се избира с активна
стойност, раВна приблизително на една десета от капацитиВно-
то съпротиВление на Си Вследствие на което Веригата С,/?, стаВа
предимно капацитиВна.
ПрилоЖеният на базата на Г, Входен потенциал изменя тока В
емитер-колекторната Верига В диапазон, определен от амплиту-
дата на Входния сигнал. По такъВ начин колекторният ток моЖе
да бъде поВишаВан и пониЖаВан, като се прилага полоЖително или
отрицателно напреЖение Върху /?,. СъотВетно се променя и стой-
ността на моделирания капацитет. Ако към Входа на Ту се прилоЖи
88
синусоидален сигнал, честотата на сигнала на генератора ще се
променя със скорост, заВисеща от честотата на Входния сигнал.
При нискочестотен сигнал на Входа се избършВа честотна модула-
ция на Високочестотния сигнал на генератора.
Друг метод за изменение на реактиВното съпротибление по-
средством промяна на напреЖението е предстаВен на фиг. 2-240.
В този случай като шунт, паралелен на бобината Ly, се използВа
Варактор. Капацитетът на Варактора е праВопропорционален на
прилоЖеното обратно напреЖение. Варакторът £), заедно с боби-
ната Ly образуВат резонансния кръг, който определя честотата
на генератора. В тази схема Всяко изменение на напреЖението ще
променя капацитета на Варактора и следобателно ще бъде Въз-
моЖно да се регулира честотата на генерирания от генератора
сигнал. За осъщестВяВане на настройката моЖе да се използВа ре-
зистор с променлибо съпротибление (/?,) или да се включат бъб
Веригата известен брой резистори с постоянна стойност, които
да се избират с помощта на бутони за целите на настройката.
2-33. МУЛТИВИБРАТОРИ
МултиВибраторът предстаВляба генератор от нерезонансен тип,
при който честотата на генерираните сигнали се определя от
стойностите на актибните съпротибления и капацитетите В
схемата. МултиВибраторът, както и блокинг-генераторът, опи-
сан В т. 2-34, са изВестни като релаксационни генератори и се
използВат често В разнообразии схеми за генериране на сигнали.
Както е показано на фиг. 2-25, оснобната схема на мултиВибра-
тора обикноВено съдърЖа дВа транзистора 8 типична усилВателна
Фиг. 2-25. Мултибибратор
89
Верига. Както се ВиЖда обаче от фигурата, Вместо на Ту да се по-
даВа Входен сигнал, изходният сигнал от Т2 се подаВа обратно на
базобия Вход на Ту, като се използВа кондензаторът С,. По такъВ
начин сигналите, Връщани към Ту, се усилбат непрекъснато и се
поддърЖат В циркулация, за да се осъщестбяба и стабилизира ге-
нерирането на сигнали.
Релаксационните генератори могат да бъдат стабилно синхро-
низирани с Външен сигнал за целите на точното управление на чес-
тотата. ТоВа се праВи В телеВизионните приемници, където се
предабат синхронизиращи импулси за стабилизиране на честота-
та на генераторите на Вертикалната и хоризонталната разВиВка,
които са от релаксационен тип. За синхронизацията на схемата
от фиг. 2-25 се използВа резисторът R4, директно сВързан 6 еми-
терната Верига. Синхронизиращият сигнал се прилага Върху този
резистор и ако честотата на този сигнал е раВна или близка до
собстВената честота на мултиВибратора, ще се получи синхрони-
зация на дВете честоти. Описаната схема моЖе също да се синхро-
низира с помощта на сигнал, чиято честота е дВа пъти по-голяма
от честотата на сВободните колебания (собстВената честота).
Както е показано на фигурата, изходният сигнал се получава от
колектора на Т2 и се предаВа на следВащото стъпало по обичайния
начин чрез кондензатора С3. Схемата има симетрична конфигура-
ция и следобателно изходен сигнал моЖе да се получи от колектора
на Ту, а синхронизиращият сигнал да се прилоЖи Върху /?7.
2-34 БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРИ
Също като разгледания В т. 2-33 мултибибратор блокинг генера
торът е от релаксационен тип. Той е полезен В случайте, когато
е необходимо честотата на генерирания сигнал да се синхронизира
с тази на Външен сигнал. Типичен блокинг-генератор, използВащ
един NPN транзистор, е показан на фигура 2-26. Принципът на
действие се състои В периодично блокиране на проВодимостта
на транзистора, като схемата се принуЖдаВа непрекъснато да
променя праВото си преднапреЖение ВъВ Веригата емитер—база.
Както се ВиЖда от фигурата, 6 колекторната Верига се използВа
трансформатор, като L2 осигуряба изВеЖдането на изходния сиг-
нал и осъщестВяВането на обратната Връзка. Допълнителната на
мотка £3 слуЖи за синхронизация на сигналите.
По Време на работа обратната Връзка зареЖда кондензатора
Су с полярност, която е отрицателна на базата на транзистора.
Тъй като тоВа нарастВане на напреЖението Върху С, прилага от-
рицателно преднапреЖение към Веригата база—емитер, пропуска-
нето през транзистора се прекратяВа. Кондензаторът се разреЖ-
да със скорост, която забиси от количестбото заредена енергия и
Времеконстантата на елементите на схемата. След като конден-
заторът се разреди през /?,, се устанобяба нормално прабо предна-
90
Фиг. 2-26. Блокинг-генератор
преЖение и транзисторът отноВо започВа да пропуска ток. Об
ратната Връзка отноВо създаВа обратно преднапреЖение, за да се
спре пропускането, и по такъВ начин работният цикъл се побтаря
непрекъснато, докато схемата получаВа захранВане. ПраВилната
работа забиси от полярността на сигнала, подаВан обратно от L2.
За да се постигне праВилна синхронизация, е необходимо честота
та на синхронизиращия сигнал да е рабна или да е В близост до
собстВената честота на блокинг-генератора. Синхронизиращият
сигнал от Л3, който се поябяВа Върху моЖе да пребключи тран
зистора 6 прободящо състояние малко преди момента, В който
той обикноВено се преВключВа. По такъВ начин се осъщестВяба
упраВлението на честотата на генерирания сигнал.
2-35. ЕДНОПОЛУПЕРИОДЕН ЗАХРАНВАЩ ИЗТОЧНИК
Еднополупериодният захранВащ източник, както и дВуполупериод
ният, описан В т. 2-36, намират широко приложение за Преобраз-
уВане на променлиВотокобата енергия от захранбащата мреЖа В
постояннотокоВа енергия, необходима за електронните схеми и
системи. Както е показано на фиг. 2-27, за поВишаВане или намаля-
Ване на напреЖенията, получени от захранбащата мреЖа, се изпо-
лзВат трансформатори. Където са необходимо меЖдинни ниВа на
напреЖението, могат да се поставят допълнителни Вторично на-
мотки. Например 6 телеВизионните приел^й^ци е необ5сОфим£Идо-
пълнителна намотка за подабане на ниско променлибо напреЖение
към електродите на кинескопа. При такиВа устройства, като ра-
диоприемници, магнетофони и стереоусилбатели с Висока Вяр-
ност на ВъзпроизВеЖдането, захр&нбащите напреЖения могат да
бъдат от няколко Волта до поВече ofn 100 V. За промишлените
приложения обаче се използВат елементи за теЖък реЖим на рабо-
та, тъй като там моЖе да се изискбйт и килобати мощност.
91
ПроменлиЬо-
токоЬа
мреЖа
Ключ
Предпазител
ЛАЛ
—-+Е
Филтриран
постояннотокоЬ
изход
-*Ч'
б)
Фиг. 2-27. ОсноВни схема за токозахранване
Показаната на фиг. 2-27а схема предстаВляВа захранВащ източ-
ник от еднополупериоден тип, използВащ изпраВител с един диод
(О,). Този източник е от осноВен тип с ниска цена, който е напълно
удовлетворителен за по-еВтино оборудВане. ОбикноВено ВъВ Вход-
ната линия се постабя предпазител за защита от претоВарбане,
което моЖе да Възникне В резултат на побреда на елементите на
захранВащия източник. В пърВичната намотка е Включен и пре-
Включбател за ВключВане и изключбане на захранВането. Както е
показано на фигурата, променлиВият ток от захранВащата линия
има непрекъсната синусоидална форма. Когато този ток се пояВи
ВъВ Вторичната намотка на трансформатора, диодът О, ще про-
пуска само полоЖителните полупериоди. Тези полупериоди се нари-
чат пулсиращ постоянен ток. С /?, и /?2 (плюс товара 6 паралел на
/?2) е осигурена непрекъсната Верига. Кондензаторите С, и С2 се
наричат филтърни кондензатора и имат ниско реактиВно съпро-
тиВление за честотата на пулсиращия постоянен ток. Предназна-
чението на тези елементи е да изгладят флуктуациите на тока.
ОсВен тоВа тези кондензатори се зареЖдат до ВърхоВата ампли-
туда на пулсиращия постоянен ток и осигуряВат постоянна стой-
ност на изходния ток 6 заВисимост от характеристиките на то-
92
бара. Ако товарът има Времеконстанта, no-малка от тази, с коя-
то се зареЖдат кондензаторите, филтрираният постояннотокоб
изходен сигнал ще съдърЖа значителни пулсации.
При някои практически приложения резисторът /?, моЖе да се
замени с филтърна бобина, притеЖаВаща последоВате’лно сВърЗа-
но реактиВно съпротиВление за честотата на пулсациите. Чрез
изпраВителното действие на диода филтърните кондензатори
се зареЖдат Всеки път, когато се създаба полйЖитёлён й ' •
като меЖду импулсите на пулсиращия постоянен ток същестбу-
Ват интерВали, стабилизацията на захранВащия източник е по-
лоша, отколкото при този от дВупбЛупериодёй 'hWTi, В
т. 2-36, При захранбащите източници ЖермиЙЪФ crUaGliALiSailijri Сё
използВа за означаВане на степента (израйШэ В проЦенти) МЙ Из-
менение на филтрираното постоянно изходно напреЖение, когато
се променя стойността на получаВания от източника ток. Стаби-
лизацията на напреЖението предстаВляВа отношението на изход-
ните напреЖения, които същестВубат при минимална и максимал-
на стойност на тока през тобара (ВЖ. т. 2-40).
Тъй като филтърните кондензатори са електролитни, за да се
предотврати уВреЖдането им, техните означения на полярност-
та трябВа да съотбетстВубат на прилоЖените Върху тях потен-
циали. Вследствие на тоВа, че кондензаторите се зареЖдат до
Върхобите стойности на пулсиращото напреЖение, изходното на-
преЖение ще бъде със стойност, по-Висока от среднокВадратична-
та стойност на Входното променлиВо напреЖение при липса на
тоВар. С поВишаВане на натоВарВането допълнителният консуми-
ран ток ще отнема заряда на кондензаторите и В резултат на
тоВа изходното напреЖение ще спадне до ниВо, което се определя
от стабилизацията.
2-36. ДВУПОЛУПЕРИОДЕН ЗАХРАНВАЩ ИЗТОЧНИК
ДВуполупериоден захранВащ източник е показан на фиг. 2-276. Из-
ползВа се този термин, тъй като В схемата участВубат двойка
диоди и се пропускат Всички полупериоди на променлиботокоВия
сигнал. Както се ВиЖда от фигурата, резултатът от дейстбието
на дВата диода е формирането на непрекъсната последоВателност
от еднопосочни импулси. Поради непрекъснатостта на пулсира-
щия постояннотокоб сигнал филтърните кондензатори се зареЖ-
дат дВа пъти по-често, отколкото при еднополупериодния захран-
Ващ източник. Вследствие на тоба стабилизацията се подобряВа
и моЖе да се получи по-гладко филтриран постояннотокоб изходен
сигнал. Ето защо филтърните кондензатори могат да имат по-
малки стойности, отколкото са необходими при еднополупериод-
ните захранбащи източници, като одновременно поддърЖат съ-
щото качестВо на процеса на филтриране на пулсациите
93
На показаната на фиг. 2-276 схема Вторичната намотка на
трансформатора има заземена средна точка, чието предназначе-
ние е да раздели пораВно напреЖението към Dy и D2. СледоВателно,
за да се постигне приблизително същото изходно напреЖение от
дбуполупериодната схема както от еднополупериодната, Вторич-
ната намотка ще трябВа да има дВа пъти побече наВиВки. Докато
Вторичната намотка от схемата на фиг. 2-27а моЖе да има напре-
Жение 30 V, Вторичната намотка от фиг. 2-276 ще трябВа да има
напреЖение 30 V и от дбете страни на централния избод. ДВойка-
та диоди имат обща точка за линията на изходното напреЖение,
която захранба типичната схема, състабена от последобателно
сВързан резистор и филтърни кондензатори, подобна на тази от
фиг. 2-27а Когато Върху Вторичната намотка се пояВи положите-
лен полупериод на променлибото линейно напреЖение, централ-
ният избод ще има отрицателен потенциал по отношение на гор-
ната част на Вторичната намотка. В този случай електроните
ще протичат от централния изВод през тобарната Верига, /?, и
изпраВителя. Тъй като долната част на Вторичната намотка има
отрицателен потенциал, диодът D2 няма да пропуска ток. Когато
Върху Вторичната намотка се пояби следВащият полупериод на
променлибото линейно напреЖение, отрицателната му полярност
В горната част на трансформатора посочВа, че на анода на D? има
положителен потенциал по отношение на земята. Вследствие на
тоВа електронният поток преминаба през заземябането, тобар-
ната Верига и резистора /?, и забършба циркулацията си В долната
част на трансформатора, като използба проВодящия D2.
По описания начин за Всеки полупериод на променлиВотокобия
сигнал дбуполупериодната система създаВа положителен полупе-
риод на изпраВения сигнал. РедуВайки се, диодите се отпушВат и
преобразубат полоЖителните и отрицателните променлиботоко-
Ви сигнали 6 еднопосочен пулсиращ постоянен ток. Недостатъци-
те на дбуполупериодната система са необходимостям от допъл-
нителен изпраВителен елемент и трансформатор с избедена
централна точка, а предимстВата й спрямо еднополупериодната
схема са подобрените филтриране и стабилизация.
2-37. СХЕМА ЗА УДВОЯВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЕТО
Предназначениетр на захранбащата схема с удбоябане на напреЖе-
нието е да се получи на изхода приблизително дВа пъти по-Висок
филтриран постоянен потенциал, отколкото моЖе да се получи с
еднополупериодната или дбуполупериодната схема. Както е пока-
зано на фиг. 2-28а, удВоителят на напреЖение използба дба диода.
Кондензаторите Су и С2 предстаВляВат неделима част от проце-
дурата на удбоябане, тъй като те се зареЖдат, редубайки се, и
прилагат допълнителния си потенциал към изходните линии. Кон-
дензаторът С3 се зареЖда до пълното изходно напреЖение и осигу-
94
б)
Фиг. 2-28. ТокозахранВащи схеми с умноЖабане на напреЖението
ряба филтриране за пулсиращите състаВки.
Когато Върху Вторичната намотка на трансформатора се по-
яВи положителен полупериод, горната линия към D, има положите-
лен потенциал, а долната, която е сВързана с общата точка на С,
и С2, — отрицателен. При тези условия диодът £), е отпущен и
поради тоба зареЖда кондензатора С, до Върха на напреЖението
Върху Вторичната намотка. При Втория полупериод на постъпба-
щия променлиВотокоВ сигнал горната част на Вторичната намот-
ка има отрицателен потенциал, а долната е с положителен. Сега
електронният поток ще протича през диода D2 и ще се Връща към
долната част на Вторичната намотка. СледоВателно кондензато-
рът С2 също се зареЖда до максимума на напреЖението Върху Вто-
ричната намотка. Вследствие на тоВа последоВателните полупе-
риоди на синусоидалното напреЖение Върху Вторичната намотка
зареЖдат подред кондензаторите С, и С2 с посочената полярност.
Тъй като дВата кондензатора могат да бъдат разглеЖдани ка-
то дВа последобателно разполоЖени източници на напреЖение, су-
мата от техните заряди осигуряба почти удбоябане на напреЖе-
нието, което се подаВа от Вторичната намотка на трансформа-
тора. При натоВарВане напреЖението леко ще спадне В заВиси-
мост от ефектиВността на филтриращата система и естестВо-
то на приложения тоВар. Ако тоВарната Верига консумира значи-
телен ток за единица Време, дбата изпраВителя нямат да могат
95
достатъчно бързо да осъщестВяВат редубащото се зареЖдане на
С, и С2, за да поддърЖат ВърхоВ изходен потенциал. Ето защо
стойността на изходното напреЖение заВиси от степента на
стабилизация, осигуряВана от системата.
2-38. СХЕМА ЗА УТРОЯВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЕТО
ОсВен опис^ната В т. 2-37 система за умноЖаВане на напреЖение-
то, моЖе да се използВа и схема за утроябането му. Типичен при-
мер за такаВа схема е показана на фиг. 2-286. С нея е ВъзмоЖно да
се получи приблизително три пъти по-голямо напреЖение от тоВа,
което се подаВа от Вторичната намотка на захранВащия
трансформатор. Обърнете Внимание, че 6 този случай се изискВат
три диода, които работят заедно с кондензаторите С, и С2. Кон-
дензаторът С3 е част от филтърната система, която моЖе да
бъде разширена, като се добаВят резисторът /?, и кондензаторът
С4, показани с прекъсВана линия.
Когато Върху Вторичната намотка на трансформатора се по-
яВи положителен полупериод на променлибото напреЖение от за-
хранВащата мреЖа, анодът на Dy ще има положителен потенциал
по отношение на долната част на трансформатора (чийто потен-
циал ще бъде отрицателен). Вследствие на тоВа електронният
поток ще протича от долния край на Вторичната намотка през
кондензатора С\, като го зареЖда с посочената полярност, и през
отпушения £), до горния край на намотката, който има положите-
лен потенциал. За следбащия полупериод на променлибото напре-
Жение горният край на Вторичната намотка ще има отрицателен
потенциал, а долният-— положителен. ТогаВа диодът няма да
моЖе да пропуска, но диодът D2 ще разполага с необходимото пра-
во преднапреЖение, за да бъде отпущен. Вследствие на тоВа кон-
дензаторът С2 се зареЖда с посочената полярност на потенциали-
те. Зарядът на С2 обаче е два пъти по-голям от този, който се
образуВа Върху Су, тъй като С2 се зареЖда не само от напреЖение-
то Върху Вторичната намотка, а и от напреЖението, същестВуВа-
що Върху Су.
Когато Върху Вторичната намотка се пояВи третият полупе-
риод, горната й част отноВо е с положителен потенциал, а долна-
та — с отрицателен. Сега Су отноВо се зареЖда до ВърхоВото на-
преЖение и диодът D3 също започВа да пропуска ток. По този на-
чин кондензаторът С3 се зареЖда до потенциал, предстаВляВащ
сумата на напреЖението Върху С2 и напреЖението. което се появя-
ва Върху Вторичната намотка. Следобателно напреЖението Върху
С3 е приблизително три пъти по-голямо от захранбащото напре-
Жение при ненатобарено състояние. Както беше при другите за-
хранВащи източници, описани В предходните точки, ниВото на из-
ходното напреЖение се определя от тобарния ток, който се полу-
чаВа от източника, и степента на филтриране, която спомага за
стабилизацията.
96
б) Ь)
Фиг. 2-29. МостоВ токоизпраВител и стабилизация
2 39. МОСТОВА ИЗПРАВИТЕЛНА СХЕМА
Предназначението на мостобата изпраВителна схема е да се полу-
чи работа В реЖим на дВуполупериодно захранбане, без да е необхо-
дим трансформатор с централен изВод. Недостатъкът й е, че как-
то се ВиЖда от фиг. 2-29а, са необходими четири изпраВителни
диода. Обърнете Внимание, че диодите образубат ураВнобесена
мостоВа схема, чийто изходен сигнал се подаВа на обикноВена Ве-
рига за филтриране на пулсациите, която е състабена от дВа кон-
дензатора и последоВателно сВързан резистор. ДВа от диодите се
използВат за изпрабяне на полоЖителните полупериоди на промен-
лиВия ток, а другите дВа — за отрицателните. Когато Върху Вто-
ричната намотка (£2) се пояВи положителен полупериод, електро-
ните протичат от долния край с отрицателен потенциал на L2
през D2, заземябащата линия, товара, резистора /?, и диода D3 до
горната част на L2. Когато Върху L2 се пбяВи отрицателен полупе-
риод, електронният поток протича през диода £>1; заземябащата
линия, товара и диода О4 и се Връща към трансформатора. По то-
зи начин мостоВият захранВащ източник изпрабя както полоЖи-
телните, така и отрицателните полупериоди на постъпбащия ток
и се осъщестбяВа дВуполупериодно изпрабяне.
7 Наръчник по електромика
97
2-40. ЦЕН ЕРОВ СТАБИЛИЗАТОР
Предназначението на ценероВия диод е да стабилизира изходното
напреЖение на захранВащ източник, т. е. да поддърЖа приблизи-
телно постоянно ниВо на напреЖението В определени граници на
изменение на консумирания ток. ЦенероВият стабилизатор пред-
стаВляВа силициеВ диод, който пропуска ток, когато е приложено
праВо преднапреЖение, подобно на обикноВения изпраВителен
диод. Стабилизиращата функция обаче се прояВяВа, когато е при-
ложено обратно преднапреЖение с подходяща амплитуда. При ни-
ска стойност на обратното преднапреЖение съпротиВлението на
ценероВия диод е Високо и протича само минимално количество
ток. Когато стойността на обратното преднапреЖение се пови-
ши, увеличението на проВодимостта е малко и незначително. С
постепенното нарастВане на преднапреЖението се достига кри-
тична точка, при която Вътрешното съпротиВление на диода пре-
търпяВа рязко спадане до стойност почти нула ома. Вследствие
на тоВа незабавно през диода протича такоВа количество ток,
което би предизВикало разрушаВащ пробив В обикноВен диод с по-
добии размери. За ценероВия диод обаче Внезапното отпушВане,
Въпреки че е В обратна посока, няма да побреди Вътрешната
структура, ако прилоЖеното напреЖение е В определените грани-
ци. Ако обратното преднапреЖение се отстрани, обратното про-
ВеЖдане се прекъсва. Точката на пробива, която се получаВа за оп-
ределена стойност на преднапреЖението, се нарича ценерова об-
лает. Стойността на преднапреЖението, която е необходима за
достигане на тази облает (както и стойността на тока, който
ще протече), заВиси от конструктивното относително съпро-
тиВление на силициеВия диод и обема на полупроВодниковата
структура.
След като ВеднъЖ се достигне ценероВата облает, падът на на-
преЖението Върху диода ще остаВа постоянен и следоВателно
устройстВото ще моЖе да се използВа за стабилизация на изход-
ното напреЖение. Типична схема е показана на фиг. 2-296. Резисто-
рът R, е предназначен за ограничаване на напреЖението и неговата
активна стойност е подбрана така, че да се осигуряВа напреЖение-
то, което е необходимо за работа В ценероВата облает. Ценеро-
Вият диод е така разполоЖен ВъВ Веригата, че падът на напреЖе-
нието Върху него да формира обратно преднапреЖение. Ста-
билизираното изходно напреЖение се получава Върху диода, както
е показано на фигурата. НапреЖението В горната част на резисто-
ра /?! не е стабилизирано. Ако тоВарната схема поеме допълните-
лен ток от стабилизираните изходни изВоди, падът на напреЖе-
нието Върху /?т се уВеличаВа и при нормални условия на изхода ще-
ше да се пояВи по-ниско напреЖение. ЦенероВият диод обаче про-
меня сВоята проводимост В такаВа степен, какВато е необходима
за поддърЖане на стойността на изходното напреЖение, устано-
Вена, преди да се измени консумацията на товарен ток. Тъй като
ценеровите диоди работят В определени граници, устройствата
98
SCR
Постоянно- Л
mokob bxog УпраЬляЬсцц П
<j> - Е електрод J L
Tobap
Диак
Триак
ПостояннотокоЬ uali
променлиЬотокоЬ bxog
УпрабляВаш.
електрод
Фиг. 2-30. Схеми за импулсно захранбане
са предназначено за определени номинални стойности на напреЖе-
нието и мощността и трябВа да се подбират само такиВа, които
са подходящи за конкретная случай на приложение.
Двойка ценероВи диоди могат да бъдат използВани така, че да
се получи стабилизация на променлиВо напреЖение. ОсноВната схе-
ма е предстаВена на фиг. 2-296. Обърнете Внимание, че диодите
са сВързани чрез анодите си, поради което те пропускат ток, ре-
дуВайки се, съотВетно за полоЖителния и отрицателния полупе-
риод на променлиВото напреЖение от захранВащия източник. Про-
изВеЖдат се устройства, състоящи се от дВа съгласуВани диода,
чиито аноди са сВързани предВарително.
2-41. ДИОДИ ЗА ИМПУЛСНО ЗАХРАНБАНЕ
Когато е необходимо захранВането на даден тоВар да се осъщест-
ВяВа не непрекъснато, а на предВарително определени интерВали,
се използВат специални диоди за импулсно захранбане. Тези диоди
се произВеЖдат с разнообразии размери и позВоляВат посредст-
вом относително маломощни упраВляВащи сигнали да се ВключВа
и изключВа много голяма мощност. На фиг. 2-30а е предстаВена
основна комутационна схема с управляем силициеВ изпраВител или
тиристор (SCR). Както и при другите диоди, симВолът не посочВа
какВа мощност моЖе да се манипулира с устройстВото. Тиристо-
рите същестВуВат както като малки устройства за проВеЖдане
99
на малки токове, така и като аолеми устройства със значително
по-Високи номинални стойности на напреЖението и тока.
Както е показано на фиг. 2-30а, В осноВата си тиристорът
предстаВляВа диод, към който е добаВен елемент, наричан управ-
ляващ електрод или гейт. На фигурата е посочена и полярността
на захранВащия източник, към който е Включен тиристорът. Няма
обаче да протича ток и СледоВателно схемата е В запушено съ-
стояние. Когато меЖду гейта и земята се подаде постоянен или
импулсен упраВлябащ сигнал, полоЖителният потенциал на гейта
стаВа причина тиристорът да се пребключи В състояние на пропу-
скане на ток. По този начин Върху тоВара се прилага напреЖение
и през него протича ток, чиято стойност се определя от Вътреш-
ното му съпротиВление. Ако се отстрани упраВляВащото напре-
Жение, тиристорът продълЖаВа да е отпушен и остаВа В тоВа съ-
стояние, докато се приложат описаните по-нататък мерки за пре
кратяВане на пропускането. СледоВателно, независимо дали е при
лоЖен краткотраен импулс или постояннотокоб упраВляВащ сиг-
нал, пропускането се запазВа и упраВляВащият сигнал не оказВа
ВъздейстВие.
Протичането на ток ще се прекрати, когато схемата се отВо
ри за момент, за да се отстрани напреЖението Върху тиристора.
Когато тоВа напреЖение отноВо се прилоЖи, тиристорът остаВа
В запушено състояние, докато не се подаде ноВ упраВляВащ потен-
циал. Когато тиристорът се захранВа с постоянно напреЖение,
той се отпушВа след подаВане на упраВляВащ сигнал и остаВа В
тоВа състояние на пропускане на ток. Ако обаче захранВането е
променлиВотокоВо, напреЖението меЖду анода и катода на тирис-
тора непрекъснато ще променя полярността си и полупериодите
с обратна посока периодично ще го запушВат (предполага се по-
стоянното наличие на упраВляВащ сигнал). Стойността на изход-
ната мощност на схемата моЖе да се регулира, като се използВа
променлиВотокоВ упраВляВащ сигнал и фазата му се изместВа по
отношение на фазата на захранВащото променлиВо напреЖение.
Друг комутиращ диод е силициеВият управляем преВключВател
(SCS), показан на фиг. 2-305. В този случай реЖимът на преВ-
ключВане моЖе да се задейстВуВа с положителен или отрицателен
импулс В заВисимост от тоВа, дали се използВа G, или G2. За разли-
ка от тиристора сицилиеВият управляем преВключВател моЖе да
бъде изключен посредством специален упраВляВащ сигнал.На фиг.
2-305 е показано комутационно устройство с дВа диода. То се
нарича диак и моЖе да бъде Включено както към променлиВо, така
и към постоянно напреЖение. Този специален дВоен диод моЖе да
се използВа за автоматично превключване на захранването, тъй
като пропуска ток само когато се достигне предварително опре-
делено ниво на напреЖението. След като се прилоЖи това напреЖе-
ние, диодът пропуска и в двете посоки. Когато към диака се добави
гейтов електрод, както е показано на фиг. 2-30г, устройството се
нарича триак. Това диодно устройство е подобно на тиристора,
защото не пропуска ток, докато не се прилоЖи управляващ сигнал.
100
Диоден
детектор
—Нт-
ICo4= R
Вход за
МЧ сигнал
Регулиране на
усилВането
C3
Модулирана ВЧ
ИзпраЬена ВЧ
ЗЬукоЬ(Ьидео)
изход
Фиг. 2-31. Детектор на амплитудна модулация
I '
С триака обаче моЖе да се преВключВа както променлиВо, така и
постоянно напреЖение. като последното моЖе да се прилоЖи с Вся-
какВа полярност (с плюса към триака и минуса към другата линия
или обратно).
2 42. ДЕТЕКТОРИ НА АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ
Предназначението на детектора на амплитудна модулация е да из-
Влече от амплитудно модулиран Високочестотен носещ сигнал ин-
формацията за зВукоВите сигнали или Видеосигнали. На фиг.
2 31 епредстаВена типична схема,която осъщестВяВа изпраВяне на
Високочестотния сигнал подобно на еднополупериодния захранВащ
източник, разгледан В т. 2 35 Амплитудно модулираният носещ
сигнал се прилага Върху пърВичната намотка (Д) на Входния
трансформатор, както е показано на фигурата. В този случай Ви-
сокочестотният сигнал е означен като меЖдинночестотен. тъй
като той е резултат от смесВането на сигналите В тюнера, кое-
то е характерно за суперхетеродинния приемник (ВЖ. гл. 11). Сиг-
налът се пояВяВа Върху Вторичната намотка (L2), паралелно на
която е Включен кондензаторът С1г за да се образуВа резонансен
кръг, настроен на честотата на меЖдинночестотния сигнал.
ПолупроВодникоЗ диод осъщестВяВа еднополупериодното из-
праВяне и демодулираният зВукоВ или Видеосигнал се получаба Вър-
ху резистора /?,, който също слуЖи за регулиране на ниВото. Както
се ВиЖда от долната част на фиг. 2-31, постъпВащият меЖдин-
ночестотен сигнал предстаВляВа амплитудно модулиран носещ
сигнал, като най-ВляВо с илюстратиВна цел е показан немодулира-
Ю1 j
Фиг. 2-32. Дробен детектор на честотна модулация
ният сигнал. Диодният изпраВител преобразуВа сигнала В последо-
Вателност от еднопосочни импулси, което е показано за изпраВе-
ния Високочестотен сигнал. Пулсиращият постоянен ток се филт-
рира от кондензатора, В резултат на което импулсите се преоб
разуВат В нискочестотен сигнал, поВтарящ измененията на амп-
литудата на изпраВения Високочестотен сигнал. ПолучаВа се изхо-
ден сигнал с изменения на амплитудата, но само В една посока как-
то при пулсиращия постояннотокоВ сигнал. СВързВащият конден-
затор С3 не само предаВа демодулирания сигнал към усилВателно
стъпало, а и го преобразуВа В сигнал с постояннотокоВи характе-
ристики.
2-43. ДЕТЕКТОРИ НА ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ
Предназначението на детектора на честотна модулация е да из-
Влича от честотно модулиран Високочестотен носещ сигнал ин-
формацията за зВукоВите сигнали (или за някакъВ друг модулиращ
сигнал). Най-широко разпространената схема, която се използВа
за тази цел, е дробният детектор, показан на фиг. 2-32. Както се
ВиЖда от нея, използВат се дВа диода плюс изходна филтърна Ве-
рига за отделяне на зВукоВата информация. ПостъпВащият чес-
тотно модулиран сигнал се прилага към пърВичната намотка на
Входния трансформатор. Вторичната намотка е разделена на дВе
части от централен изВод, който е сВързан с последоВателно раз-
полоЖена бобина (/.4) В индуктиВна Връзка с пърВичната намотка
което е показано на фигурата. Частите на Вторичната намот-
ка L2 и L3 образуВат дВойна симетрична схема и при наличие на
немодулиран Високочестотен носещ сигнал дВата диода еднакВо
пропускат ток за последоВателни отрицателни полупериоди на
сигнала. Следобателно Върху резисторите /?, и R2 същестВуВа не-
изменно изходно напреЖение. Кондензаторите С2 и С3 се зареЖдат
до ВърхоВата амплитуда на изпраВените сигнали. При полоЖител-
ни полупериоди (по Време на които диодите са запушени) конден-
заторите С, и С2 се разреЖдат през резисторите и поддърЖат
102
неизменно изходното напреЖение.
При честотно модулиран входен сигнал честотата на сигнала
непрекъснато се променя над и под резонансната честота, опреде-
лена от резонансния кръг, състаВен от L2, £3 и Ct. В този случай
индуктиВната Връзка меЖду Z.4 и предизбикВа дебаланс на схема-
та, при който единият диод почВа да пропуска ток В по-голяма
степен от другия. Резултатът от тоВа е нераВното разпределе-
ние на напреЖението Върху /?, и /?2. Нека като пример да приемем,
че немодулиран сигнал създаВа 0,25 V както Върху /?,, така и Върху
/?2 Тогаба общото напреЖение Върху резисторната Верига ще бъдё
0,5 V. При определено отклонение на честотата на посты. Защия
сигнал падът на напреЖението Върху /?, моЖе да намалее до 0,2 V,
а този Върху R2 моЖе да нарасне до 0,3 V. При по-голямо отклоне-
ние на честотата на Входния носещ сигнал напреЖението Върху /?,
моЖе да спадне до 0,1 V, а тоВа Върху /?2 да се поВиши до 0,4 V. При
изместВане на честотата на носещия сигнал В протиВополоЖната
посока напреЖението Върху /?, ще се уВеличаВа, докато тоВа Върху
R2 ще намаляВа. Обърнете Внимание, че общото напреЖение Върху
дВата резистора се запазВа едно и също, независимо че отноше-
нието на дВете напреЖения се изменя. Като се използВа един от
изходните резистори като източник на изходните нискочестотни
сигнали, ще могат да се отделят измененията на напреЖението.
Кондензаторът С4 е Включен паралелно на резисторната Верига
и негоВият капацитет е много по-голям от тези на С2 и С3. Пред-
назначението на С4 е да се зареЖда до ВърхоВата стойност на на-
преЖението (0,5 V от горния пример). Тъй като кондензаторите
се противопоставят на резките промени на напреЖението, С4 по-
глъща неЖелателните преходни процеси, като пояВата на статич-
на състаВка или смущенията от амплитудно модулирани сигнали,
които могат да съпроВоЖдат честотно модулирания носещ сиг-
нал. По такъВ начин кондензаторът С4 дейстВуВа като ефикасно
устройство за потискане на шума и следобателно елиминира необ-
ходимостта от стъпало за ограничаВане на смущенията, какВото
бе нуЖно при по-стария тип дискриминаторни детектори на чес-
тотна модулация. Тези детектори са подобии на дробния детек-
тор с тази разлика, че диодите са сВързани В една и съща посока
и не се използВа шунтиращ кондензатор като С4. Вместо тоВа
дискриминаторната схема се нуЖдаеше от ограничителна схема,
разполоЖена пред детектора, за отрязВане на амплитудно моду-
лираните пикоВе и шумоВите сигнали. Въпреки че по работни ха-
рактеристики последната схема не отстъпВаше на дробния детек-
тор, негоВата простота се оказа решаВаща за широкото му прило-
жение.
2-44. ВЪЗСТАНОВЯВАЩИ ДЕТЕКТОРИ
Предназначението на ВъзстаноВяВащия детектор е, от една стра-
на, да демодулира постъпВащия Високочестотен сигнал а от дру-
103
2-33. ВъзстаноВяВащ детектор
га, да бъде преВключВан В реЖим на незатихВащи колебания за
създаВане на независим сигнал. След тоба генерираният сигнал мо-
Же да се използба за наслагВане със сигнали от рода на непрекъсна-
то колебание с морзоВ код. Тези сигнали се състоят от немодули-
ран Високочестотен сигнал, кодиран В сегменти, и не могат да бъ-
дат улоВени, когато се обработВат с детектор със средно отчи-
тане. ВъзстаноВяВащият детектор обаче смесВа сбоя сигнал с по-
стъпВащия и ако детекторът се настрои да създаВа разлика меЖду
честотите на дВата сигнала, ще бъде получен зВукоВ сигнал. Ако
сигналът от ВъзстаноВяВащия детектор и постъпбащият сигнал
имат еднакВи честоти, ВъзникВа състояние, известно като нулеВо
биене, и няма да се получи зВукоВ сигнал. СмесВането на сигнали
с различии честоти обаче създаВа зВукоВ изходен сигнал, когато
разликата е В диапазона на зВукоВите сигнали.
На фиг. 2-33 е показана типична схема, В която бобина за об-
ратна Връзка (А2) се използба за подаВане на част от усиления сиг-
нал от Z.4 обратно към Входната Верига, състояща се от £3. Фазата
на сигнала на обратната Връзка трябВа да е такаВа, че да се полу-
чат незатихВащи трептения. Постъпбащият сигнал се подаВа към
резонансния кръг, състаВен от L3 и Си и се получаВа изпраВяне (де-
тектиране) меЖду базоВата и емитерната част на Входната Вёри-
га. Променящите се сигнали меЖду базата и емитера на транзис-
тора оказбат ВъздейстВие Върху тока В колектор-емитерната Ве-
рига и създаВат усилен изходен сигнал. По такъВ начин збукобият
сигнал се създаВа Върху Z.4 и следователно моЖе да се получи от
вторичната намотка £3, както е показано на фигурата.
Степента на индуктивна Връзка меЖду L2 и L3 моЖе да се изме-
на, за да се установи Величината на ВъзстаноВяВането. ВъзмоЖно
е също индуктиВностите да са разполоЖени на неизменно раз-
стояние една от друга, а Величината на ВъзстаноВяВането да се
настройва чрез променлиВия резистор /?,. Когато с този резистор
се уВеличи полоЖителната обратна Връзка, схемата достига мак-
сималната си ефектиВност непосредствено под точката на неза-
тихбащите колебания. Когато Възникнат такиВа колебания, схема-
та генерира собстбен сигнал, който се използба за детектиране на
немодулирани носещи сигнали, съдърЖащи кодирана информация,
както бе споменато по-горе.
104
2-45. ДЕТЕКТОРИ НА СИГНАЛИТЕ ЗА ЦВЕТНОСТ
В системите за цветна телеВизия се използВат три сигнала за
цВят: червен, син и зелен. Тези три сигнала се преобразуВат В дВа
сигнала, означени с / и Q (синфазен и квадратурен, т. е. с фазоВа
разлика 90°)*. По този начин се спестяВа част от диапазона на
радиоВълните, като се предаВат дВа Вместо три сигнала на стра-
ничните ленти, а В допълнение се потиска и подносещият сигнал,
който е бил модулиран за получаВането на страничните ленти на
сигналите за цВетност. Следователно ще бъде необходимо да се
генерира заместВащ подносещ сигнал за цВетност В приемника,
както и да се ВъзстаноВят пърВоначалните три сигнала на цвето-
Вете, използвани при получаВането на сигналите I и Q (ВЖ. също
Вете, използвани при получаВането на сигналите / и О (ВЖ. също
т. от 11 -7 до 11 -9). В приемника се използВат детектори на сигна-
лите за цВетността, показани на фиг. 2-34, за да демодулират Ви-
сокочестотните сигнали и да се получат компонентите R—Y и В—
Фиг. 2-34. Детектори на сигнала за цВетност
Описаната колориметрична координатна система се използВа за предаВане
на сигналите за цВетност В системата NTSC (бел. преВ.).
105
Y. Както e показано на фиаурата, подносещият сигнал за цвет
ността с честота 3,58 MHz се ВъВеЖда в схемата на демодулато-
рите и се комбинира с постъпващите сигнали / и Q. От детекти-
рането се получаВат синият сигнал минус яркостта (У) и черВе-
ният сигнал минус яркостта (У). Матрична схема като описаната
В т. 2-46 се използВа след детектирането, за да смеси В праВилно
съотношение черВения и синия сигнал, откъдето ще се получи не-
обходимият зелен сигнал (G—Y).
В показаната на фиг. 2-34 схема транзисторите Г, и Т2 пред
стаВляВат демодулаторите за R—Y и В—Y. Някои производители
ги означаВат с X и У, когато са устаноВени определено фазоВи за-
висимости меЖду сигналите на цВетността при конкретен при
емник (ВЖ. т. 8 6 и 117). Както се ВиЖда от фигурата, сигналите
за цВетност се подаВат едноВременно на ВходоВете на Г, и Т2,
техните изменения се пояВяВат Върху емитерните резистори /?4
и /?Б. На сбой peg сигналите Върху резисторите се модифицират
от подносещия сигнал. По такъВ начин цВетоВите компоненти от
страничните ленти се смесВат с подносещия сигнал и съотВетни-
те сигнали за R минус Y и В минус Y се детектират и получаВат
Върху колекторните резистори /?в и /?7. Бобината А, ВъВеЖда необ
Фиг. 2-35. Матрична схема на сигнала за цВетност
106
xoguMomo фазоВо изместВане за Веригата на Т2. СъотВетните
компонента на черВения и синия сигнал се усилВат допълнително
от 7"з и Г4 и се обработВат, както е описано В т. 2-46.
2-46. МАТРИЧНА СХЕМА
Предназначението на матричната схема на сигналите за цВет-
ността е да комбинира части от сигналите R минус Y и В минус
Y, за да се получи сигналът G минус Y, който предстаВляВа компо-
нент на сигнала на зеления цВят. Типична схема е показана на
фиг. 2-35. Транзисторите Т3 и Т4 са същите от показаната на
фиг. 2-34 схема. Те предстаВляВат обикноВени усилВатели, които
създаВат изходните сигнали Върху резисторите /?14 и Af15 и след
тоВа ги подаВат към Входа на кинескоп за цВетно изображение.
Резисторът /?16 има no-малка стойност от /?17, за да се постигне
необходимото пропорционално разпределение на амплитудите на
сигналите. По такъВ начин изВодът от общата точка на тези ре-
зистори подаВа част от амплитудата на Всеки сигнал към базоВия
Вход на транзистора Т5. Резисторите /?16 и /?17 заедно с резистора
/?18 образуВат матрицата за смесВане на съотВетните амплитуди
на черВения и синия сигнал, за да се получи състаВката G—Y за
зеления цВят. Изходният сигнал от Тъ предстаВляВа усиленият
сигнал G—Y, който след тоВа се подаВа на Входа на кинескоп за
цВетно изображение заедно с другите дВа сигнала. (Необходимите
съотношения на сигналите за цВетоВете и яркостта са дадени В
табл. 7-30.)
107
Изменение, предабане
и регулиране на сигнали
3-1. ИНТЕГРИРАЩА СХЕМА
На фиг. 3-1 а е показана проста R—С схема, използВана за импулсни
сигнали. Тази схема предстабляВа интегратор и се използВа широ-
ко В различии клоноВе на електрониката. Степента, В която тази
схема модифицира сигналите, заВиси от /?С-Времеконстантата на
схемата. Модифицирането на импулсите се състои В потискане
на Високочестотните компоненти на сигнала, за да се получат ре-
фиг 3-1. Интегрираща схема и бремедиаграми
108
зултатите, показано на фиг. 3-16, В и г. Всъщност интеграторът
предстабляВа нискочестотен филтър, който потиска Високочес-
тотни сигнали или Високочестотни компоненти на сигналите. Ко-
гато се приложат синусоидални сигнали, онези от тях, които са с
по-Висока честота, се потискат В по-голяма стелен, отколкото
тези с no-ниска честота. При синусоидални сигнали интегриране-
то се отразяВа главно Върху амплитудата, Въпреки че се наблюда-
Ва и известно фазобо изместВане. ПраВоъгълните и импулсните
сигнали обаче получаВат изкриВяВане на формата, което се дълЖи
на филтрирането на Високочестотните състаВки.
От теорията е изВестна формула за напреЖението на сигнала,
приложено Върху кондензатора (ис), и тока, който протича през
него (7С):
1
(3 1) uc=^icdt.
където С е капацитетът на кондензатора Въб фаради,
/с е токът, който протича през кондензатора.
УраВнение (3-1) показВа, че напреЖението на кондензатора ис е
пропорционално на Времето, през което през кондензатора про-
тича ток /с. Времеконстантата е съизмерима с широчината на им-
пулсите на приложения сигнал. Импулсната форма на сигнала се
образуВа от значителен брой сигнални компоненти, които са хар-
монични на осноВния сигнал, т. е. са с честоти, кратни на осноВна-
та честота на повторение на импулсите. За Високочестотните
хармонични компоненти, където стойността на резистора В омо-
Ве е значително по-Висока от реактиВното съпротибление на кон-
дензатора, е Валидно следното съотношение:
1
(3-2) uc=—-\udt.
ПС
От урабн (3—2) се ВиЖда, че напреЖението на изхода на интег-
ратора е пропорционално на интеграла на тока, предизВикан от
Входния сигнал. Обърнете Внимание на фиг. 3-1 б, където Входният
сигнал е предстаВен с положителен импулс. Стръмният преден
фронт на импулса изразяВа скокообразното прилагане на пълната
амплитуда на сигнала към Входа на схемата. Времето за нарастВа-
не е кратко В сравнение с широчината на импулса, по Време на кой-
то Входното напреЖение е постоянно. При кондензатора напреЖе-
нието изостаВа спрямо тока, като нарастВането му има експоне-
нциален характер. То достига 63% от стойността си при пълен
заряд за Време, раВно на една Времеконстанта. След Време, при-
близително раВно на пет Времеконстанти, кондензаторът е Вече
зареден напълно. При фиг. 3-1 б напреЖението на кондензатора не
моЖе да достигне максималната си стойност по Време на продъл-
Жителността на импулса поради голямата Времеконстанта на
схемата. Обратно, при много малка Времеконстанта на схемата
изходното напреЖение достига максималната си стойност предо
109
края на импулса, както се ВиЖда на фиг. 3-1 В. При много големи
Времеконстанти се постига почти чиста трионообразна форма —
фиг. 3-1 г.
ВъзмоЖно е също интегрираща схема да се получи от бобина и
резистор. За показаната на фиг. 3-1 а схема резисторът /?, следВа
да бъде заменен с бобина, а кондензаторът С, — с резистор. Връз-
ката меЖду Времеконстантата и формата на изходния сигнал е
същата като описаната по-горе. Наличието обаче на Вътрешно ак-
тивно съпротиВление В бобината наред с нейното реактиВно съ-
протиВление услоЖняВа изчислението на схемата. Поради тоВа
схемите с кондензатор и резистор са предпочитани В практиката.
3-2. ДИФЕРЕНЦИРАЩА СХЕМА
ОсноВната диференцираща схема се състои от последобателно
сВързан кондензатор и паралелен резистор, както е показано на
фиг. 3-2 а. В сравнение с интегратора, разгледан В т. 3-1, Време-
константата на диференциращата схема е малка В сравнение с
широчината на прилаганите импулсни сигнали. Диференциращата
схема моЖе да бъде сраВнена с Високочестотен филтър, тъй като
отслабВа нискочестотните компоненти В импулсния сигнал и по
такъВ начин ги модифицира. Диференциращата схема се използба
широко, за да преобразуВа импулси, които са по-широки от необхо-
Фиг. 3-2. Схема за диференциране и схема за диференциране и интегриране
110
gtiMomo, В тесни, рязко нарастВащи импулси, удобни за бързо пре-
ВключВане В цифроВата електроника. Диференциаторът пропуска
рязко нарастВащия фронт на Входния сигнал, както е показано на
фиг, 3-2 б. За тази схема напреЖението, приложено Върху конден-
затора, предизВикВа ток, пропорционален на произВодната на на-
преЖението по отношение на Времето:
duc
(3-3) i=C—с7.
at
Поради малката Времеконстанта някои компоненти на им-
пулсния Входен сигнал създаВат ситуация, при която схемното съ-
протиВление има стойност, много no-малка от тази на капаци-
тиВния реактанс В омоВе. Ето защо напреЖението Върху резисто-
ра (ия) моЖе да бъде изразено по следния начин:
du
(3-4) ur = IR = RC——.
dt
Когато се приложи импулс поради рязкото нарастВане на пред-
ния фронт и тъй като токът изпреВарВа напреЖението на конден-
затора, големият начален ток създаВа пад на напреЖение Върху Ry
с формата на остър пик. По Време на платото на импулса токът
през кондезатора намаляВа, тъй като той се зареЖда със скорост,
заВисеща от Времеконстантата. Тъй като Времеконстантата е
малка, кондензаторът се зареЖда много бързо и тэкът спада до
нула. Вследствие на тоВа напреЖението Върху /?, също намаляВа
до нула. При задния фронт на импулса Входното напреЖение рязко
спада до нула и кондензаторът се разреЖда през R . Посоката на
разреЖдането е обратна на посоката на зареЖдане. Ето защо на-
преЖението Върху /?, има показаната форма на отрицателен пик.
Както интегриращата схема от т. 3-1, така и диференциаторът
се използба предимно за импулсни сигнали. При прилзгането на си-
нусоидални сигнали амплитудата на сигнала се намаляВа про-
порционално на намаляВането на честотата му. Налице са също
съотВетните изместВания по фаза.
Диференциращата схема моЖе също да се получи, като се заме-
ни кондензаторът Су с резистор, а резисторът /?, —с бобина. По-
ради наличието на паразитно Вътрешно съпротиВление В бобина-
та проектирането на схемата е по-трудно и затоВа се избягВа
при практическите приложения.
3-3. СХЕМА ЗА ДИФЕРЕНЦИРАНЕ И ИНТЕГРИРАНЕ
Схемата от фиг. 3-2 В осъщестВяВа едноВременно диференциране
и интегриране. При импулсен Входен сигнал горните дВа изВода да-
Ват интеграл от Входния сигнал, докато долните дВа осигуряВат
диференцирането му. Времеконстантата т на тази схема се опре-
дели със следното раВенстВо:
(3-5)
_ RyR2Cy
Ry + /?2
111
3-4. ДИОДНИ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Диодите също могат да бъдат използВани В специални схеми за
изменение на сигналите или за отстраняВане на преходни процеси,
щумоВи компонента или пикоВе на сигнала сголяма амплитуда. Ос-
Вен тоВа чрез диодите моЖе да се отреЖе синусоидалният сигнал
така, че да се получи приблизително праВоъгълен. Схемата, показа-
на фиг. 3-3 а, отрязВа амплитудите на Входния сигнал, така че
амплитудата на изходния сигнал е пропорционална на тези стой-
ности от Входния сигнал, които надВишаВат определена зададена
стойност. Тази схема предстаВляВа ограничител от последовате-
лен тип, тъй като резисторът е сВързан последователно на диода.
Когато на изВодите под резистора е приложено опорно напреЖе-
ние с п< дходяща полярност, то оказВа запушВащо ВъздейстВие
Върху диода, докато Входното напреЖение не го неутрализира. Ко-
гато на Входа се подаде сигнал с полоЖителна полярност, през дио-
да ще протече ток само за амплитуди, по-големи от запушВащото
напреЖение. Ако например опорното напреЖение е 5 V, а Входният
сигнал е 12 V, ще се получи изходно напреЖение 7 V, тъй като 5 V
от Входното напреЖение отиВат за преодоляВане на обратното
опорно напреЖение.
На фиг. 3-3 б е показан ограничител от паралелен тип. Тук дио-
дът отрязВа отрицателните полуВълни на сигнала. ТоВа стаВа. за-
фиг. 3-3. Диодни ограничители
112
щото полоЖителните полуВълни запушВат диода и преминаВат
безпрепятстВено до изхода. За отрицателните полуВълни обаче
диодът се отпушВа напълно. По такъВ начин диодът отрязВа от-
рицателните полуВълни на сигнала и изходното напреЖение съдър-
Жа само полоЖителни импулси, както е показано на фигурата. Ако
са необходими изходни импулси с отрицателна полярност, доста-
тъчно е да се обърне диодът В схемата.
Чрез използВане на дВоен паралелен ограничител като показания
фиг. 3-3 в е ВъзмоЖно да се постигне дВустранно отрязВане
на сигнала. СледоВателно чрез тази схема моЖе да се намали амп-
литудата на праВоъгълни сигнали или така да се отреЖе синусои-
дален сигнал, че да се получи приблизително праВоъгълен сигнал,
както е показано на фигурата. Степента на отрязВане се постига
чрез регулиране на стойностите на опорните напреЖения, използ-
Вани за отделяйте диоди. Диодът О, ще пропуска отрицателни
полуВълни, надВишаВащи опорното напреЖение, а диодът D2 — по-
лоЖителни полуВълни, надхВърлящи тоВа напреЖение. На фиг. 3-3
ге показан полупроводников прибор — диак, който Всъщност пред-
стаВляВа дВа диода В общ корпус. Диакът пропуска ток само кога-
то се достигне определено специфично напреЖение. СледоВателно
функциите на схемата от фиг. 3-3 г са подобии на тези на схемата
от фиг. 3-3 в.
3-5. ТРАНЗИСТОРИЗИРАН ОГРАНИЧИТЕЛ НА СИГНАЛИ
На фиг. 3-4 е показан транзисторизиран ограничител на сигнали.
Схемата Всъщност предстаВляВа стандартен усилбател В клас А
с преднапреЖение, устаноВено В линейната част на характеристи-
ката. Когато е необходимо да се ограничи Входният сигнал, той
трябВа да има достатъчно голяма полоЖителна и отрицателна
амплитуда, за да приВеде транзистора В реЖимите на запушВане
и насищане. СледоВателно схемата е усилбател, на който се подаВа
по-голям от допустимия Входен сигнал и Вследствие на тоВа се
достига до ограничаВане на изходния сигнал. В заВисимост от ам-
плитудата на Входния сигнал част от Всяка полуВълна се отрязВа
и не достига до изхода. При достатъчно голям Входен сигнал из-
Фиг. 3 4. Транзисторизиран ограничител на сигнали
8 Наръчмик по електроника
113
ходният сигнал се доблиЖаВа поВече до прабоъгълен по форма сиг-
нал със стръмни предни и задни фронтоВе. Вместо MOS транзис-
тор е ВъзмоЖно да се използВа и полеВи транзистор с PN преход.
3 6. ФОРМИРАНЕ НА ТРИОНООБРАЗНИ СИГНАЛИ
На фиг. 3-5 а е показан метод за формиране на трионообразни сиг-
нали. ИзползВа се принципът на баВно зареЖдане и бързо разреЖда-
не на кондензатор (В случая С,) и затоВа схемата понякога се нари-
ча разреЖдаща схема. МеЖду базата и емитера не е приложено по-
стоянно напреЖение и поради тоВа транзисторът се намира В
близост или В самата облает на запушВане. По Време на запушено-
5)
Фиг. 3-5. формиране и изменение на трионообразно напреЖение
114
mo състояние на 7) същестВуВа накъсо сВързана Верига, състояща
се от батерията, кондензатора С, и резистора R 2. Вследствие на
тоВа батерията зареЖда кондензатора, като посоката на тока е
такаВа, че електродът на С1г който е сВързан към колектора, полу-
чаВа постепенно нарастВащ положителен потенциал. По този на-
чин се оформя началният участък на трионообразното напреЖе-
ние. НиВото на зареЖдане заВиси от Времеконстантата на схема-
та и за Времето на началния заряд (до 1% от пълния заряд) напре-
Жението нарастВа приблизително линейно, след което криВата до-
биВа почти експоненциален характер. Следобателно още по Време
на линейния участък на нарастВане на напреЖението е необходимо
да започне рязкото спадане на аплитудата, което формира изход-
ното трионообразно напреЖение.
Входното напреЖение на разреЖдащата схема се получаВа от
релаксационна схема, например блокинг-генератор. Както е показа-
но на фигурата, сигналът съдърЖа рязко нарастВащ В полоЖителна
посока фронт, последВан от Внезапна промяна В отрицателна по-
сока. По Време на полоЖителната част на Входния сигнал базоВият
изВод на транзистора е положителен по отношение на емитерния.
Вследствие на което същестВуВа Временно праВо преднапреЖение,
поддърЖащо транзистора отпушен. През този период Вътрешно-
то съпротибление на транзистора стаВа много малко и се преВръ-
ща В шунт, паралелен на С,. ТогаВа кондензаторът се разреЖда
през транзистора и изходното напреЖение рязко спада до нула, с
което се формира спадащият участък на трионообразното напре-
Жение. По Време на отрицателните стойности на Входното на-
преЖение транзисторът е отноВо В запушено състояние и конден-
заторът С, се зареЖда, за да се формира нарастВащият участък на
ноВ „зъбец" от трионообразното напреЖение. За практическото
оразмеряВане параметрите на трионообразното напреЖение мо-
гат да бъдат получени, като се изчисли даденото по-долу равенст-
во по отношение на моментното напреЖение Върху кондензатора
при зададена Времеконстанта:
(3-6) uc=U^~e tlRC),
където ис е моментната стойност на напреЖението Върху зареЖ-
дания кондензатор,
U е максималната стойност на напреЖението (напреЖението на
източника),
е е числото със стойност 2,718, което е оснобата на непероВмте
логаритми,
R е пълното съпротибление на последоВателно сВързаната схема
В омоВе,
С е капацитетът на кондензатора ВъВ фаради,
г е Времето В секунди.
Ако транзисторът 7, се задърЖа В запушено състояние (поради
липса на преднапреЖение или поради приложено малко отрицател-
но преднапреЖение), Входният сигнал моЖе да предстабляВа серия
полоЖителни импулси. В този случай ВремеинтерВалът меЖду тях
115
ще определи амплитудата и продълЖителността на предния
фронт на трионообразното напреЖение.
3-7. ИЗМЕНЕНИЕ НА ТРИОНООБРАЗНОТО НАПРЕЖЕНИЕ
В осцилоскопите с електростатично отклоняВане напреЖението
на разВиВката, приложено към отклоняВащите електроди, има
тоионообразна форма, както е показано на изхода на схемата от
фиг. 3-5 а. При магнитното отклоняВане, използВано В телеВи-
зионните кинескопи, ако към намотките се прилоЖи трионообраз-
но напреЖение, полученият В тях ток ще бъде тВърде „изкриВен",
т. е. няма да има необходимата трионообразна форма. Ето защо
често е необходимо трионообразното напреЖение да бъде измене-
но така, че да създаВа трионообразен ток. Типична за тази цел
схема е показана на фиг. 3-5 б. При нея на базата на емитерен по-
Вторител се прилага трионообразно напреЖение, а изходният сиг-
нал се получаба Върху резистор /?6 В емитерната Верига. В същото
Време поредица от отрицателни импулси се получаба от
трансформатора на усилВателя по хоризонтала (ВЖ. фиг. 2-20) и
както е показано на фигурата, се прилага към общата точка на
/?4 и С2. Така прилоЖените отрицателни импулси се пояВяВат и на
базата на транзистора Т2 и му ВъздейстВуВат съВместно с Вход-
ното трионообразно напреЖение. Синхронизацията на поредицата
импулси е такаВа, че интерВалът г, на отрицателните импулси
съВпада по Време с интервала Г, на трионообразното напреЖение.
В резултат на тоВа се измени трионообразното напреЖение, както
е показано на изхода на Т2 на фиг. 3-5 б.
3-8. РЕТУ ЛАТОРИ НА УСИЛВАНЕТО И НА ТОНА
ПроменлиВият резистор /?,, показан на фиг. 3-6 а, предстаВляВа за-
тихвател (атенюатор) за регулиране големината на амплитудата
на сигнала, приложен към транзистора. В радиоприемниците и Hi-
Fi уредбите той е изВестен като елемент за управление на гръм-
костта. a в телеВизията се нарича елемент за управление на усил-
Ването. Тези елементи Всъщност променят амплитудата на сиг-
нала В диапазона от максималната й стойност до някакВа мини-
мална стойност с цел да се удоВлетВори индиВидуалният Вкус (ВЖ.
също т. 3-10). Подобен променлиВ резистор моЖе да се използВа
и В устройстВата за регулиране на тона, което е показано на
фиг. 3-6 б. Този резистор В съчетание с кондензатора С2 отслабВа
сигналите с по-Висока честота, тъй като реактиВното съпротиВ-
ление на кондензатора намяляВа с уВеличаВането на честотата.
Посредством Връзката с кондензатора С2 е ВъзмоЖно общият им-
пенданс да бъде уВеличаВан или намаляВан и да се постигне по-голя-
ма или no-малка степен на отслабВане на Високочестотните сиг-
116
Фиг. 3-6. Регулатори на усилВането и на тона
нали. Когато са потиснати високочестотните сигнали, нискочес-
тотните се Възприемат по-ясно В сравнение с тях и затоВа тази
схема често се нарича тонрегулатор на ниските честоти. ВъзмоЖ-
но е също да се създаде тонрегулатор на Високите честоти по
показаната на фиг. 3-6 в схема. При нея кондензаторът С, обикно-
Вено е сВързВащ кондензатор, а упраВлението на Високите често-
ти се осъщестВяВа от Ru С2 и С3. Стойността на кондензатора
С3 обикноВено е по-голяма от тази на С2 (например С3=2,2 pF, а
С2 = 0,1 pF). Когато плъзгачът на потенциометъра R, е В леВия му
край, кондензаторът С2 е даден накъсо и по-голямата стойност на
С3 има достатъчно малко съпротиВление, поради което се оказВа
незначително ВъздейстВие Върху Всички сигнали. Когато обаче по-
тенциометърът е В крайна дясна позиция, С3 ще бъде даден накъсо,
а С2 се оказВа последователно сВързан по пътя на сигнала. По-мал-
ката стойност на капацитета създаВа нарастВащо потискане на
нискочестотните сигнали и В сравнение с тях високочестотните
сигнали доминират. Очевидно е, че меЖдинните положения на плъз-
га"? на р- ще позВоляВат избор на различии степени на потискане.
117
ПоВечето ВисококачестВени Hi-Fi радиоприемници и зВукоусил-
Ватели имат преВключВател, наречен управление на басите. Кога-
то той е включен, схемата уВеличаВа усилВането на най-ниските
честоти, особено при ниско ниВо на общото усилВане, за да се ком-
пенсира намалената чуВстВителност на чоВешкото ухо към ниско-
честотните тоноВе. Показаната на фиг. 3-бг схема предстаВя ос-
ноВните използвани елементи. При тази схема упраВлението на
усилВането се осъщестВяВа чрез Z?2, а с преВключВателя с плъзгач
(или бутона) се упраВляВат басите посредством включване и из-
ключване. Когато преВключВателят е на позиция „включено", кон-
дензаторът Су е сВързан последобателно с С2 и Ry. ТогаВа Високо-
честотните сигнали ще се подаВат към ниското съпротиВление
на шунтиращите кондензатори и съотВетно ще бъдат отслабени.
В резултат на което ще се получи екВиВалентно „поВдигане" на
басите. Когато плъзгачът на потенциометъра на усилВането R2 се
спусне надолу, той достига до точката, В която е сВързана група-
та С2—Ry. По този начин се уВеличаВа затихВането на Високочес-
тотните сигнали. В позиция „изключено" преВключВателят даВа
накъсо кондензатора С2 и изключВа кондензатора Су, с което се
осигуряВа нормалното подаВане на сигнала.
3-9. СХЕМИ ЗА ПОВДИГАНЕ И ПОТИСКАНЕ
НА ЧЕСТОТНИЯ СПЕКТЪР
(СХЕМИ НА ПРЕЕМФАЗИС И ДЕЕМФАЗИС)
При предаВането на зВукоВи и радиосигнали често се използВат
схеми за специално модифициране на сигнала, за да се намаляВат
шумоВете. В масоВите УКВ радиосистеми например се реализира
специална шумопотискаща система. При нея В предаВателя се по-
Вдигат някои честоти В сигнала, поради което В приемника трябВа
да се използба схема за ВъзстаноВяВане на сигнала до пърВоначал-
ния му Вид. ИзползВаните дВа Вида схеми са показани на фиг. 3-7.
Те спомагат да се намалят шумоВете, дълЖащи се на структурата
на транзисторите, както и на шумоВете, генерирани от други
електронни елементи. Тъй като тези шумоВе обикноВено се гене-
рират на определено ниВо, отношението сигнал—шум моЖе да се
подобри чрез процес, при който ниВото на сигналите (чиито чес-
тоти са В честотния диапазон на шума) се поВдигне над постоян-
ното ниВо на шума. Генерираният шум има нарастВаща с честота-
та амплитуда В по-Високочестотната облает на зВукоВите сигна-
ли и затоВа е необходимо да се поВиши ниВото на полезния сигнал,
особено при по-Високите честоти. ТоВа се нарича поВдигане В об-
ластта на Високите честоти и моЖе да се реализира с простата
схема, показана на фиг. 3-7а. При нея кондензаторът Су има по-
малък капацитет, отколкото е нормално за сВързВащите конден-
затори. В резултат на тоВа негоВият реактанс ще нарастВа В об-
ластта на по-ниските честоти и съотВетно усилВането за сигна-
лите с по-Висока честота ще бъде по-голямо.
118
фиг. 3-7. Схеми за преемфазис и деемфазис
В САЩ федералната комисия по съобщенията е установила
стандартно праВила и норма за описВаните изменения В честот-
ния спектър на сигнала. ИзкриВяВането на амплитудата на сигна-
лите спрямо нормалната й стойност започВа приблизително от
400 Hz и постепенно нарастВа. Така при 1 kHz нарастВането е 1dB,
при 1,5 kHz е 2 dB, при 2 kHz е 3 dB, при 2,5 kHz е 4 dB, а оттук
нататък нарастВането е практически линейно, като достига 8 dB
за сигнал с честота 5 kHz и 17 dB за сигнал с честота 15 kHz.
Времеконстантата на схемата за поВдигане (т. е. произВедение-
то R х С) е 75 ps, т. е. r = 75.10’6s. При честотна модулация поВди-
гането на амплитудата на сигнала при по-Високите честоти пре-
дизВикВа уВеличаВане на отклонението на носещата честота, по-
ради което стойностите, избрани от споменатата комисия, пред-
стаВляВат оптимален Вариант без прекалено изместВане на носе-
щата честота.
В приемника е необходима схема за потиска. е, за да бъде Въз-
моЖно ВъзВръщането на нормалната стойност на ниВото на Висо-
кочестотните сигнали. В противен случай Високите честоти ще
се Възприемат от слушателя като дрезгаВи и остри. На фиг.
375 е показана схема за потискане, която се състои от последоВа-
телно сВързан резистор R^ и шунтиращ кондензатор С1; като тях-
ната Времеконстанта, също като Времеконстантата на схемата
за поВдигане, е раВна на 75 ps. С помощта на тази схема поВишено-
то ниВо на по-Високочестотните сигнали се сниЖаВа ефектиВно
до нормалната му стойност. Кондензаторът С2 предстаВляВа
обикноВен сВързВащ кондензатор, a R2 е регулаторът на усилВане-
то. Кондензаторът С3 предотВратяВа сВързВането накъсо на
преднапреЖението на базата, подаВано през R3, когато плъзгачът
на R2 е на маса.
При честотната модулация за граЖданските радиопредаВания
широко приложение намира друга система за поВдигане, която е
изградена Върху така наречения Долби-принцип за намаляВане на
119
шума. Всъщност се използВат постиЖенията на широко използВа-
ната шумопотискаща система Долби-Б, прилаеана В стеоеосЬонич-
ните касетофони и някои други типоВе магнитофони. При тях
Долби-схемата е подходяще капсулоВана като интегрална схема и
предстабляВа стандартен блок от схемата на магнетофона. По
Време на записа ниВото на част от по-Високочестотните сигнали
се модифицира чрез усилВането до степен, съотВестВуВаща на
пърВоначалните амплитуди. В осноВни линии системата поВдига
уязВимите от шума по-Високочестотни сигнали над постоянното
ниВо на шума. При ВъзпроизВеЖдането декодиращо устройство В
интегралната схема премахВа полученото при записа поВдигане на
сигналите и ВъзстаноВяВа нормалното им ниВо. ТоВа намаляВане
на ниВото на усилените сигнали намаляВа и ниВото на шума,
Вследствие на което обичайците фонови шумоВе на лентата,
Включително и Високочестотното свистене, се намаляВат с по-
чти 10 dB.
При радиопредаВането с честотна модулация описаното
поВдигане има този недостатък, че се увеличава широчината на
пропусканата лента Вследствие на по-голямото отклонение на но-
сещия сигнал, предизвикано от уВеличените амплитуди на по-Ви-
сокочестотните сигнали. В Европа стойността 75 ps на време-
константата на повдигането е заменена с предизвикващата по-
малко ВъзраЖения стойност 50 ps. В практиката на устройстВата
с Висока точност на ВъзпроизВеЖдането обаче проблемите оста-
Ват, тъй като е необходима широка пропускана лента на звукови-
те честоти (от 20 Hz до над 20 kHz). Emo защо В радиопредава-
телните станции често се използВат схеми, които намаляВат по-
големите амплитуди на сигналите (или се използВат автоматични
ограничители за пиковете), за да се избегнат претоварването и
ВъзникВането на изкривявания.Когато системата Долби се изпол-
зВа В предаВателите, за повдигането и потискането е избрана
Времеконстанта 25 ps. Установено е, че тази стойност е подходя-
ща за създаването на система за потискане на шума В радиопреда-
Вателите. Тази система Долби обаче изискВа наличие на специално
декодиращо устройство В приемника, за да могат оптимално да се
използВат преимуществата на потискането на шума. Ако липсва
такова устройство, значително ще бъдат променени високочес-
тотните тоноВе. Приемниците, използващи декодираща схема, са
снабдени с ключ за избор на потискаща система с времеконстанта
75 или 25 ps, като при втората стойност декодирането се изВър-
шва от Вградената Долби-схема.
3-10. АТЕНЮАТОРИ (ЗАТИХВАТЕЛИ)
Както бе отбелязано В т. 3-8, регулаторите на усилВането и тона
Всъщност представляВат атенюатори, които използВат промен-
120
лиВи резистори. Атенюаторите (наричани още затихВатели) се
изараЖдат и от резистори с постоянни стойности, които са из-
числени така, че да изпълняВат дВе функции: да намаляВат големи-
ната на амплитудата на сигнала и да съгласуВат импеданса на
Входната Верига с този на изходната. Типичен трирезисторен
атенюатор е показан на фиг. 3-8а. Тази схема се нарича небаланси-
рана (или несиметрична), тъй като само едната от линиите е
сВързана към масата. Този атенюатор е от така наречения Т-тип.
На фиг. 3-86 е предстаВен балансиран атенюатор. Ако средният
изВод на шунтиращия резистор е сВързан към масата, както е по-
казано с прекъсната линия, тогаВа горната и долната линия на схе-
мата ще бъдат раВнозначно разполоЖени спрямо масата.
В Т-образните атенюатори могат да се използВат и променли-
Ви резистори В типичната схемна конфигурация от фиг. 3-86. В
практиката обаче трите променлиВи резистора се сВързВат по
показания на фиг. 3-8г начин. ПредимстВото на тази атенюаторна
система е постоянната стойност на съпротиВлението към база-
та на транзистора. При максимално ниВо на усилВане плъзгачите
трябВа да бъдат В показаните на фигурата позиции, при което
Входният сигнал се предаВа напраВо към базата на транзистора.
Ако стойността на Всеки резистор е 25 kQ, при показаното на
фиг. 3-8г разполоЖение на плъзгачите съпротиВлението меЖду ба-
зата и масата ще бъде /?3 = 25 kQ. За минимално ниВо на усилВане
плъзгачите на /?, и Я2 ще бъдат на сВободните краища на резисто-
рите, докато плъзгачът на R3 ще бъде сВързан към масата. В този
случай стойността 25 kQ за съпротиВлението меЖду базата и ма-
121
cama ще ce осигури от R2 При меЖдинните положения на плъзгачи
те ще бъде поддърЖано същото съпротиВление меЖду базата и
масата.
3-11. АВТОМАТИЧНО РЕГУЛИРАНЕ НА УСИЛВАНЕТО (АРУ)
АВтоматичното регулиране на усилВането (АРУ) се използВа В съ-
общителните приемници, за да се поддърЖа ниВото на амплитуда-
та, което е избрано чрез регулиране на съотВетния елемент. Сле-
доВателно системата поддърЖа зададеното изходно ниВо незаВи
симо от отклоненията В силата на постъпВащия В детектора сиг
нал. По такъВ начин АРУ компенсира фадинга* на предаВаните сиг-
нали или различията В амплитудата на Високочестотните сигнали,
постъпВащи от различии радиостанции. По принцип АРУ моЖе да
се счита и за автоматично регулиране на силата (АРС), като се
има предВид, че терминът АРУ се използВа глаВно В редиоприемни-
ците, докато с АРС обикноВено се означаВа системата, същестВу
Ваща В телеВизорите (ВЖ. т. 3-12).
ИзползВаният при АРУ принцип се състои В отделянето на
част от амплитудата на сигнала В детектора и използВането й за
регулиране на преднапреЖенията на транзисторите от Високо- и
меЖдинночестотните усилВатели. Когато силата на Входния сиг-
нал нарастВа, детекторът също произВеЖда no-силен сигнал и по
такъВ начин от него моЖе да се получи напреЖение с необходимата
полярност, с което да се промени по такъВ начин преднапреЖение-
то В пърВите стъпала, че да се предизВика намаляВане на амплиту-
дата на сигнала. СледоВателно АРУ аВтоматично намаляВа ниВото
на изходния сигнал до зададената с упраВляВащия орган стойност.
На фиг. 3-9а е предстаВена схемата, чрез която АРУ отнема
част от Входния сигнал. Както бе пояснено В т. 2-42, диодът О,
изпраВя постъпВащия Високочестотен сигнал, като резултатът
се пояВяВа Върху резистора R,. Средната стойност на изпраВения
сигнал се поддърЖа от кондензатора С3. Изходът на упраВляВащия
орган за усилВането е сВързан със следВащото' стъпало по
средством С5. Схемата за получаВане на сигнала се състои от кон
дензатора С4 и резистора R2. Тези дба елемента Всъщност обра
зубат филтърна група, която не пропуска нискочестотните сиг-
нали. Тъй като кондензаторът С4 има малък реактанс за сигналите
със зВукоВи честоти, той го отВеЖда и В резултат се формира
постояннотокоб сигнал с отрицателна полярност. Ако е необходи-
мо преднапреЖението за регулиране на усилВането да има полоЖи-
телна полярност, диодът Dy моЖе да се тбърне, за да се смени по-
соката на тока, а СледоВателно и полярността на сигнала за АРУ.
При някои промишлени електронни системи се използВат още
термините аВтоматично регулиране на амплитудата на сигнала и
аВтоматично регулиране на ниВото.
* Периодично усилВане и отслабВане на постъпВащия радиосигнал (бел. преВ.).
122
Фиг. 3-9. АВтоматично регулиране на усилВането
3-12. АВТОМАТИЧНО РЕГУЛИРАНЕ НА СИЛАТА (АРС)
Предназначението на системата за аВтоматично регулиране на
силата (АРС) е да се поддърЖа тоВа ниВо на сигнала (контраст)
на телеВизионната картина, което е зададено чрез настройката
на упраВляВащия орган за контраста. Както при разгледаното В т.
3-11 АРУ, схемата за АРС създаВа преднапреЖение за Високо- и
меЖдинночестотните усилВателни стъпала, с което да коригира
Всяко нарастВане или намаляВане на усилВането спрямо предВари-
телно устанобената му стойност. ОсноВната схема моЖе да има
конфигурация на показаната на фиг. 3-9а схема за АРУ, но по-често
се предпочита системата за ключоВо АРС, предстаВена на фиг.
3-9(х При нея транзисторът Т\ функционира като ключ за АРС, а
транзисторът Т2 осъщестВяВа усилВането на упраВляВащите сиг-
нали на АРС.
Както се ВиЖда от фиг. 3-96, Входният Видеосигнал е приложен
към базоВия изВод на 7\ и съдърЖа хоризонтални гасящи и синхро-
низиращи сигнали, Вертикални гасящи и синхронизиращи сигнали и
сигнала, който носи информацията за изобраЖението. Импулс с
полоЖителна полярност, получен от изходната схема за хоризон
тала, е приложена към колектора на Л, както е показано на фигура-
та. СледоВателно сигналите на базата и колектора ще имат поло-
123
Жителни полярности. Ако е необходимо да се използВат сигнали с
отрицателна полярност, за Ту следВа да се постаВи PNP транзис-
тор. Плъзгачът на резистора /?, е В положение, при което Г, не
пропуска ток, когато липсВат сигнали на базата и колектора. Сле-
доВателно, за да се отпуши Ту, е необходимо да има сигнал както
на базата, така и на колектора.
Точната настройка на Rj създаВа такоВа състояние на Входните
клеми на Т\, че само синхронизиращите импулси от пълния Видео-
сигнал, пристигащи на базата, имат достатъчна амплитуда, за да
предизВикат протичане на ток. Без обаче да се подаде обратно
преднапреЖение на колекторния преход (което се получаВа от по-
лоЖителния импулс на колектора), не моЖе да Възникне отпушВа-
не. Вследствие на тоВа, че импулсът се получаВа от изходната
схема на хоризонтала и че гасенето по хоризонтала стаВа перио-
дично, пропускането на ток през Г, ще се осъщестВяВа с честота-
та на хоризонталната разВиВка. (Тази честота е 15 750 импулса В
секунда при черно-бялата телеВизия и 15 734 импулса В секунда при
цВетната.) При преминаВане на В отпущено състояние протича
ток през резистора R2, както и през /?3, /?4 и /?5 (последният резис-
тор е сВързан към показаното полоЖително захранВащо напреЖе-
ние). По такъВ начин горната част на /?5 получаВа отрицателен
потенциал, който се подаВа като право преднапреЖение на Т2. Пе-
риодичният изходен сигнал, който се получаВа от емитера на У,,
се филтрира от /?С-схемата и се подаВа към базата на Т2. В резул-
тат на гроба на базата на Т2 се поддърЖа постоянен сигнал, който
се усилВа, както е показано на фигурата, за подаВане към меЖдин-
ночестотните усилВатели (от колектора) и Високочестотните
усилВатели (от емитера). Тъй като транзисторът Г, не пропуска
ток меЖду сигналите за синхронизация на хоризонталната разВиВ-
ка, Всички шумоВи сигнали, същестВуВащи ВъВ Входните сигнали
към базата на Т,, се отстраняВат, защото транзисторът е запу-
шен през тези интерВали. Когато амплитудата на Входния сигнал
се уВеличи, базата на Т, получаВа сигнал с по-Висока амплитуда.
ТоВа предизВикВа поВишаВане на праВото преднапреЖение и съот-
Ветно нарастВане на степента на отпушВане на транзистора. По
този начин се генерира сигнал на АРС с по-Висока амплитуда и с
полярност, която е насочена така, че да се намали усилВането на
сигналите до предВарително зададеното ниВо.
3-13. ЗАКЪСНИТЕЛНИ СИСТЕМИ
В цифроВите електронни системи често се налага да се забаВи с
определен интерВал от Време даден сигнал (например ВъВ форма-
та на импулс или остър пик). На фиг. 3-10 са предстаВени няколко
метода за осъщестВяВане на такоВа забаВяне. Типична закъсни-
телна линия, състояща се от определен брой последобателно сВър-
зани бобини и паралелно сВързани кондензатори, е предстаВена на
124
tl tl t2 t-l t2 t.J t2
5)
Фиг. 3-10. Закъснителни схеми
фиг. 3-10а. Не е задълЖително тази линия да съдърЖа дискретни
елементи, тъй като могат да се използВат екВиВалентните ин-
дуктивности и капацитети, същестВуВащи В съотВетната дъл-
Жина от предаВателна линия. При сигнали с по-Високи честоти
собстВената индуктВиност, присъща на Всяка дълЖина на провод-
ника, стаВа значителна, което се отнася и за паралелно сВързания
кондензатор, същестВуВащ Винаги, когато дВа проводника са раз-
полоЖени близко един до друг.
За линия с определена дълЖина като показаната на фиг. 3-1 Оа
Всеки сигнал, приложен към Входа, ще премине през нея за интервал
12Г
от Време, който се определя от дълЖината на линията и реактан-
сите, образуВани от прободниците и шунтиращите кондензато-
ри. Когато на определено разстояния по линията са постаВени из-
Води, както е показано на фигурата, се получаВат изходни сигнали,
чието закъснение се уВеличаВа с отдалечаВане от Входа. За пред-
стаВената система посптьпилият В момента Г, Входен импулс мо-
Же да бъде получен при пърВия изход В момента t2. СледВащите
изВоди даВат същия сигнал В по-късни моменти от Времето. Ли-
нията заВършВа с шунтиращия резистор RL, който трябВа да има
актиВно съпротибление, раВно на импеданса на линията (Zo =
=хД/С).
ТоВарното съпротибление В края на линията поглъща енергията
на сигнала, която достига до него. Когато RL има актиВна стой-
ност, раВна на импеданса на линията (Zo), той предотВратяВа от-
разяВането на сигнала обратно по линията. ОтраЖенията по ли-
нията предизВикВат пояВата на стоящи вълни с амплитудата на
сигнала по продълЖение на линията и смущаВат праВилното й
функциониране като закъснител на сигнала.
Друг метод за забаВяне на сигнала е показан на фиг. 3-1 Об. В
този случай към Входа на чакащ мултиВибратор (ВЖ. т. 3-2 и т.
6-19) се подаВа остроВръх импулс, чийто преден фронт започВа В
момента Г,. Изходният сигнал на мултиВибратора предстабляВа
импулс с отрицателна полярност и с преден фронт, събпадащ по
Време с Входния остроВръх сигнал. Тази импулс се диференцира от
последователен кондензатор и паралелен резистор, както е пока-
зано на фигурата, В резултат на което се получаВа отрицателен
остроВръх импулс В момента Г, и също такъВ положителен импулс
В момента t2. Този сигнал се подаВа на изрязВаща схема, която от-
страняба отрицателния му пик. Вследстбие на тоВа изходният
сигнал предстабляВа единичен остроВръх импулс, чийто преден
фронт закъсняВа с интервала t2—спрямо момента на постъпВане
на Входния импулс ty.
На фиг. 3-105 е показан трети метод. При него Входният им-
пулс с продълЖителност, означена с моментите f,u t2, се диферен-
цира, за да се получат остроВърхи положителен и отрицателен
импулс съотВетно В моментите Г, и t2. НоВополученият сигнал се
подаба на релаксационен генератор, който се нуЖдае от импулс с
отрицателна полярност, за да поВтори изходния си импулс. Следо-
бателно изходният импулс ще се задейстбуба от отрицателния
Входен импулс В момента t2 и по такъб начин ще се осъщестби
необходимото забаВяне на предния фронт на Входния прабоъгълен
импулс.
3-14. КОМБИНИРАЩА СХЕМА
В електронните системи има много случаи, при които се налага
импулси с различии форми да бъдат ВмъкВани 6 друга група сигнали
126
фиг. 3-11. Комбинираща схема
на точно определено интерВали от Време. Типичен пример пред-
стаВляВат телеВизионните предаВания, където В пълния Видеосиг-
нал на определено интерВали трябВа да се ВмъкВат гасящи импул-
си. В допълнение Върху гасящите импулси трябВа да се постаВят
синхронизиращи импулси. Тези и други задачи за комбиниране се
решаВат с помощта на логически схеми, състоящи се от няколко
транзистора, чиито отделни Входни сигнали се комбинират В един
изходен, както е показано на фиг. 3-11. В този случай транзисто-
рът Ту има праВо преднапреЖение, което му се подаВа чрез резис-
тора Ry, и непрекъснато пропуска ток. Нека да предположим, че
Входният сигнал се състои от показаните пет импулса, като меЖ-
ду третия и четВъртия импулс има интерВал с дълЖина дВа импул-
са. Тази поредица от импулси се усилВа от Ту и се пояВяВа В колек-
торната му Верига усилена и инВертирана. ПолоЖителната й по-
лярност се ВъзстаноВяВа от следВащото усилВателно стъпало,
както е показано на фигурата. На базата на транзистора Т2 се
прилага непрекъсната поредица от полоЖителни импулси. Към нея
не е приложено постоянно преднапреЖение, но импулсната пореди-
ца има достатъчна амплитуда и съотВетна полярност, за да се
създаде праВо преднапреЖение за Т2. Обаче, тъй като Т2 е сВързан
последоВателно с Т3, той моЖе да пропуска ток само ако и Т3 е
отпущен. Но Т3 остаВа запушен до пояВата на самостоятелния по-
ложителен импулс, съВпаяащ по Време с четВъртия импулс от
Входния сигнал на Т2. По този начин тригерният импулс на Входа на
Т3 и четвъртият импулс от поредицата към Входа на Т2 създаВат
одновременно право напреЖение, позВоляВащо съВместното от-
127
пушбане на Т2 и Т3. В резултат тези дВа транзистора произбеЖдат
изходен сигнал, 6 който се сумират амплитудите на подадените
на дВата Входа импулси за разглеЖдания интервал. Следователно
В изходната поредица от импулси ще бъде Вмъкнат допълнител-
ният импулс от Т2 и Т3, както е показано на изхода на крайния усил-
Вател.
3-15. БАЛАНСЕН МОДУЛАТОР
На фиг. 3-12 е показан балансен модулатор с PNP транзистор.
Предназначението на тази схема е да модулира Високочестотен
носещ сигнал, да генерира странични ленти и да потиска оригинал-
ния носещ и модулиращия сигнал. Както се ВиЖда от фигурата, В
конкретния случай Входният зВукоВ сигнал се прилага към
трансформатора Т,л и се предаВа към базите на дВата транзисто-
ра. Високочестотният носещ сигнал се ВъВеЖда с помощта на
трансформатора Тр2 и се пояВяВа последобателно на постоянно
токоВото захранбане и средния избод на трансформатора ТрУ. Тъй
като Високочестотният сигнал се подаВа В центъра на вторична
та намотка на ТрЪ той се прилага синфазно към двата базоВи из-
Вода на транзисторите. Енергията на усиления Високочестотен
сигнал се пояВяВа В колекторните Вериги на Л и Т2. Тъй като те
са сВързани В протиВотактна конфигурация, електронният поток
през Всеки от тях протича от изВода — към средната точка на
Тр3. СледоВателно измененията на тока, предизВикани от прилоЖе-
ните на базите Високочестотни сигнали, са рабни и противопо-
ложно насочени В дВете части на пърВичната намотка на Тр3. Ето
защо на изхода няма Високочестотен сигнал.
При зВукоВите сигнали, пояВяВащи се Върху Вторичната намот-
ка на Гр1, се получаба разделяне по фаза Вследствие на средния из-
Вод, т. е. подаВаните на базите сигнали са изместени един спрямо
Вход за
ВЧ сигнал
Фиг. 3-12. Балансен модулатор
128
друг на 180°. Тъй като тези сигнали променят амплитудите на ко-
лекторните токоВе на Л и Т2, получаба се модулиране на токоВете
с носеща честота през транзисторите. Получените странични
ленти постъпВат В резонансните кръгоВе, формирани от С3 и гор-
ната част на пърВичната намотка Тр3 за Л и от С4 и долната част
на пърВичната намотка на Тр3 за Т2. Тези паралелни резонансни кръ-
гоВе имат нисък импеданс за збукоВите сигнали. чиято честота е
изВън резонансната им облает, и затоВа ги потискат. Тъй като
изходната Верига от сбоя страна потиска носещия сигнал, ВъВ
Вторичната намотка на Тр3 се пояВяВат сигналите на страничните
ленти.
На Входа на схемата кондензаторите С, и С2 имат малък реак-
танс за Високочестотните сигнали, Вследствие на което се полу-
чаба нискоомна Връзка към базите на транзисторите за Висока
честота. За збукоВите сигнали обаче, които се пояВяВат Върху
Вторичната намотка на Тр3, кондензаторите имат голям реактанс
и следователно не оказВат Влияние Върху техните амплитуди
(ВЖ. т. 11-2).
9 Наръчник по електроника
729
Интегрални схеми
4-1. ОСНОЕНИ ПОНЯТИЯ
Интегралните схеми (ИС) предстаВляВат микроминиатюризира-
ни системи от електронни схеми. Отделната интегрална схема
моЖе да съдърЖа хиляди транзистори, резистори, диоди и конден-
затори, като меЖду тях са осъщестВени Вътрешни Връзки за из-
пълняВане на специфична електронни функции. Интегралната схе-
ма е изградена на базата на изключително миниатюрен полупро-
водников монолитен чип (пластинка) и е капсулоВана В пластмасоВ
корпус. Тя е снабдена с определен брой изВоди, осноВните от които
са изВодите за подаВане на захранВащото напреЖение и тези за
Входните и изходните сигнали. Показателно е, че масата на
Външните изВоди е хиляда пъти по-голяма от тази на електронни-
те елементи и схеми, съдърЖащи се В интегралната схема.
Интегралните схеми често се използВат за изграЖдане на мо-
ду/ ' състаВа на които участВуВат и други компоненти, чиито
рз .; и характеристики са такиВа, че не е ВъзмоЖно те да бъ-
дап. и -.тегрирани. Така полученият модул предстаВляВа част от
унифицирана цялостна система. От такиВа модули и интегрални
схеми се изграЖдат компютри, телеВизионни системи и т. н. В
следсзщите точки на тази глава са предстаВени осноВната Вът-
реиина структура и технологичната последоВателност на форми-
ране на елементите на интегралните схеми, а така също и други
ВаЖни сведения за тях.
Клаоификацията на интегралните схеми обхВаща няколко класа,
отличаЗащи се по типа на схемата, създадена Върху чипа. Някои
с.-.ециализирани интегрални схеми съдърЖат дискретни елементи,
като транзистори, диоди и тиристори, както и други от елемен-
тите, описани В т. 2 41. По-долу са разгледани осноВните класоВе
интегрални схеми.
Линейните интегрални схеми обхВащат Високочестотни и
меЖдинночестотни усилВатели, нискочестотни усилВатели, опе-
рационни и диференциални усилВатели, както и други схеми за об-
работка на аналогоби (т. е. нецифроВи) сигнали.
130
Цифробите интегрални схеми обхВащат различии логически
схеми, като тригери, импулсни броячи и аритметични устройст-
ва, кодиращи и декодиращи схеми и схеми за проверка на четност
(ВЖ. гл. 5 и 6).
Интегралните памети съдърЖат запаметяВащи елементи с
приложение В калкулатори и компютри. Този клас интегрални схе-
ми обхВаща памети с произволен достъп (RAM памети), постоян-
ни памети (ROM памети) и други подобии видове. Тук също спадат
преобразувателите на код, регистрите и знаковите генератори.
Интерфейсните интегрални схеми са предназначени за осъ-
ществяване на връзката меЖду централния процесор на компютъ-
ра и периферните устройства (печатащи устройства, видеотер-
минали и др.). Тези интегрални схеми съдърЖат чувствителни еле-
менти (преобразуватели на ниво), посредством които се осъ-
щестВяВа съгласубането на входните и изходните линии на цент-
ралния процесор и периферните устройства.
Микропроцесорните интегрални схеми предстаВляВат чипове,
съдърЖащи хиляди транзистори и свързани с тях елементи, които
могат да осъществяват пълна цифрова обработка В електронни-
те системи на калкулатори и компютри. Те съдърЖат също опре-
делен обем памет и интерфейсни секции. Самите микропроцесори
и сВързаните към тях периферии устройства се наричат „хардуер"
(апаратна част), а инструкциите и кодовете, определящи работа-
та на даден процесор, се наричат ..софтуер" (програмно осигуря-
ване).
Микрокомпютърните интегрални схеми съдърЖат всички ос-
новни блокове на завършен централен процесор, т. е. необходима-
та памет, схеми за предаване на данни, схеми за обработка на дан-
ните, аритметични и логически схеми и т. н. Тези схеми са капсу-
ловани В корпуси с много изВоди и са описани В следващите точки
на тази глава.
4-2. ОСНОВНА ДИОДНО-ТРАНЗИСТОРНА СТРУКТУРА В ИНТЕГРАЛНИТЕ
СХЕМИ
Основната структура и формирането на интегралната схема са
показани на фиг. 4-1. При формирането на елементите на интег-
ралната схема се използВат голям брой разнообразии методи. Те
предстаВляВат комбинации от топлинни, химически и оптически
методи. Както се ВиЖда от фиг. 4-1 а, осноВната пластина, нарича-
на подлоЖка, обикноВено предстаВляВа изключително тънка сили
циеВа плочка. Тази подлоЖка се легира по химически път, за да се
получи зона с Р тип проВодимост. Както е показано, Върху подлоЖ-
ката се полага N пластина и чрез разтопяВане те се сВързВат една
към друга. СледВащият етап е н. нар. изолационна дифузия, чрез
която се формират N зонитё, показани на фиг. 4-1 б. По този начин
изолацията на N зоните формира PN преходи. Вследствие се полу-
131
Фиг 4-1. ОсноВна структура при изграЖдането на интегралните схеми
чаВат осноВните елементи на полупроводников диод и добаВянето
на подходящи изВоди оформя заВършената структура на диода
(фиг. 4-10).
ОсноВната диодна структура моЖе да се подлоЖи на допълни-
телна обработка, за да се получи транзистор. При описания по-
зоре процес моЖе да се употребяВат киселини за оГпстраняВане
(ецВане) на части от структурата, както и да се използВат тер-
мични процеси и техника на маскиране. В съчетание с дифузионни-
те методи и процедурите за Вакуумно отлагане се използВат про
цедурите за фотоецВане. Почти Всички осноВни електронни еле-
менти, използВани В цялостните системи, могат да бъдат произ-
ведено и свързани помеЖду си В границите на миниатюрната
структура на интегралната схема. Тъй като В преходите на осноВ
ния чип на интегралната схема Винаги същестВуВа капацитет, PN
преходите се използВат като кондензатори. Конкретните стой-
ности могат да бъдат получени при проектирането, като се из-
ползВат близостта на дВата елемента и тяхната площ. Въпреки
че индуктиВностите предстаВляВат почти непреодолим за полу-
проВодникоВата технология проблем, характеристиките им мо-
гат да бъдат създадени под формата на екВиВалентна индуктиВ-
132
ноет, като се използВа фазобъртяща схема. При съпротиВителни
те елементи проблемите са значително по-малко.
Когато Връзките меЖду елементите са осъщестВени В една
раВнина или поВърхност на подлоЖката на интегралната схема,
процесът се нарича планарен. НеЖеланите елементи или части от
структурата се отстраняВат посредством дифузия, ецВане или
окисляВане. По Време на дифуз&ята атомните структуру се смес-
Ват В точни пропорции, за да се получи конкретната необходима
работна характеристика. При процеса на окисляВане се използВа
комбинация от кислород и друг съотВетно подбран елемент, за да
се постигне Желаното ПреобразуВане на структурата*. По този
начин е формирана транзисторната структура на NPN транзис-
тор, показана на фиг. 4-1г (ВЖ. също гл. 2 и 10).
4-3. ФОРМИРАНЕ НА РАЗЛИЧИИ ВИДОВЕ ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ
При проектирането на интегрални схеми с полеВи транзистори,
показани на фиг. 4-2, се използВат процеси, които са аналогично
на излоЖените В т. 4-2 процедури за формиране на диоди и тран-
зистори. На фиг. 4 2а Върху силициеба пластина от N тип чрез
дифузия са получени области от Р тип, предстаВляВащи елемен-
тите соре и дрейн на полебия (MOS) транзистор (ВЖ.гл. 2 и 10).
Структурата придобиВа окончателния си Вид, като се използВат
маски за формиране на електродите. Върху поВърхността се фор-
мира изключително тънък слой от силициеВ дВуокис. Чр^з ецВане
се образуВат отВори (наречено прозорци}, които са разполоЖени
под Р областите. Върху тези отВори чрез процес на изпаряВане на
метал ВъВ Вакуум се създаВат необходимите метални контакту с
полупроВодникоВите области. За полебия транзистор с PN преход
(JFET) гейтът се създаВа чрез дифузионен PN преход, формиран В
материала на канала. По такъВ начин Вследствие на полярността
на подлоЖката и областта се формира полеВи транзистор с Р ка-
нал.
ОсноВната структура на полеВи транзистор с N канал е показа-
на на фиг. 4 26. Обърнете Внимание на различията 6 полярностите
на транзисторите с N и Р канал, показани съотВетно на фиг. 4-2а
и б. За да се изгради дВугейтоВ полеВи транзистор, структурата
на интегралната схема се формира така, че да се образуВа допъл-
нителен гейтоВ изВод откъм страната на подлоЖката, както е
показано на фиг. 4-26. Този гейтоВ изВод (G2) е електрически
изолиран от пърВоначалния гейтоВ изВод (G,). При формирането
на дВугейтоВия полеВи транзистор с Р канал ще е налице същото
обръщане на полярността на дифузионните зони, както тоВа бе
изВършено при едногейтоВите полеВи транзистори.
формирането на пасиВните схемни компоненти,като диод и ре-
зистор, е показано на фиг. 4-3. Както се ВиЖда от фиг 4-За, В Р
• Неточно обяснение на технологията (бел. прев .).
133
Р канал
55 b)
Фиг. 4-2. формиране на полеби транзистор
подлоЖката чрез дифузия е образуВана N зона, чрез което се фор-
мира диод. Резисторът се получаВа чрез образуВане на дифузионна
Р зона В N зоната. По такъВ начин В този интегрален елемент
се комбинират диод и резистор. Както бе споменато В т. 4-2, В
интегралната схема моЖе да бъде създаден кондензатор, като се
използба капацитетът, същестВуВащ меЖду дВа елемента. За да
се избегне протичането на ток, Върху PN прехода се прилага об-
ратно преднапреЖение. ОбикноВено стойността на така получе-
ния кондензатор се определя от широчината на обеднената облает
около PN прехода. Интерес предстаВляВа фактът, че капаците-
тът на кондензатора заВиси от амплитудата на прилоЖеното на-
преЖение, тъй като то променя широчината на обединената об-
лает. Ето защо по Време на проектирането е необходимо да се има
предВид амплитудата на прилоЖеното напреЖение, за да се получи
Желаната стойност на кондензатора. В практиката най-често се
реализират стойности от 15 до 100 pF. Пример за полупроВодни-
коВи прибора, при които капацитетът също се променя В заВиси-
мост от прилоЖеното напреЖение, предстаВлябат описаните В
т. 2-32 и 10-4 Варактори, които се използВат при настройВането
на съобщителните устройства.
134
Р- подлоЖка
б)
Фиг. 4 3. формиране на компонента
4-4. СТЕЛЕН НА ИНТЕГРАЦИЯ НА ИНТЕГРААНИТЕ СХЕМИ
ИзВестни са различии термини за обща оценка на големината на
схемата, съдърЖаща се В дадена интегрална схема. Схеми с малка
степен на интеграция (SSI) са тези, които съдърЖат обикнобено
отделно стъпало от линейна или цифроВа схема. Тези схеми често
се използВат заедно с други интегрални схеми за изграЖдане на
заВършена електронна система. Схеми със средна степен на ин-
теграция (MSI) са тези, които съдърЖат комбинации от схеми,
предстаВляВащи осноВните градиВни елементи на отделни уст-
ройства, като цифроВи часобници, електронни игри, поЖароизВес-
тителни уредби и други подобии. Схемите с голяма степен на ин-
теграция (LSI) съдърЖат хиляди полупрободникоби прибори (дио-
ди, транзистори и други). Отделна такаВа интегрална схема моЖе
да предстаВляВа заВършен’калкулатор или слоЖна електронна игра,
като шахмат, дама или табла.
Схемите с Много голяма степен на интеграция (VLSI) и интег-
ралните схеми с много голямо бързодейстВие (VHSI) съдърЖат
стотици хиляди транзистори и други схемни компоненти. ОсВен
за обслуЖВане на централни процесори по тези технологии се из-
135
работбат и интегрални схеми — памети с капацитет, надВиша-
Ващ 64 килобита. Тези схеми с много Висока степен на интеграция
предстаВляВат ЖизненоВаЖни елементи на интелигентни елект-
ронни системи, като компютри с огромна собстВена памет, спо-
собно да упраВляВат слоЖни процеси, да генерират речеВи команди,
когато е необходимо, и да упраВляВат графични дисплеи и уст-
ройства за разпознаВане на образи.
Схемите с много голямо бързодейстВие са предназначено за це-
лите на изключително бързата цифроВа обработка на данни и сиг-
нали. За тях не е Вече неВъзмоЖно да работят със скорост, надВи-
шаВаща 1 мегабит В секунда. При произВодстВото на схеми с мно-
го Висока степен на интеграция се налага да се постигне Висока
плътност на опакоВката В чипа. Понякога процесът на интеграция
изискВа да се формира и Вертикална структура на чипа, както е
показано на фиг. 4 3 б. Върху подлоЖката от Р тип, дифундирана
с атомни примеси за получаВане на зони от N тип, се надграЖдат
слоеВе от силициеВ дВуокис. Посредством този процес Върху по-
лупроВодникоВите елементи е ВъзмоЖно да се създадат съотВет-
ните резистори и други пасиВни компонента (В някои случаи към
означенията Р и N се постаВят знаците + или Тези знаци озна-
чаВат поВишено съдърЖание на съотВетните примеси.)
4-5. КОРПУСИ И ГРАФИЧНИ ОЗНАЧЕНИЯ НА ИС
Тъй като интегралните схеми съдърЖат голям брой компоненти и
подсхеми, същестВуВа съотВетно разнообразие В броя на необхо-
димите Външни изВоди на корпуса. Някои интегрални схеми могат
да имат само няколко изВода, както е показано на фиг. 4-4а, а при
други техният брой моЖе да бъде значително по-голям — фиг. 4-
46. На фиг. 4-4в е предстаВен изглед отгоре на типична интеграл-
на схема. Место началото на номерацията на изВодите се отбеляз-
Ва чрез цВетна точка или Вдлъбнатина, както е показано на фигу
рата. Някои ИС се сВързВат към Външните схеми чрез постаВяне
В съотВетни контактни цокли. Други ИС се монтират и запояВат
В предВарително пробити отВори В печатната платка, към които
са осъщестВени необходимите Връзки с останалите схемни еле-
менти.
Функционалните блокоВе на интегралната схема и устройстВа-
та, изградени от ИС, могат да бъдат предстаВени схематично по
различии начини В заВисимост от конкретната електронна систе-
ма, В която се използВат. Понякога се използВа праВоъгълник за
поВечето типоВе функционални блокоВе, а триъгълникът е харак-
терен за усилВателните стъпала (ВЖ. фиг. 4-4 г). В този случай В
един чип са реализирани Високочестотен детектор и усилВателен
блок. Входният сигнал се прилага към детектора чрез изВода 1 на
интегралната схема, а изходният сигнал се получаба от изВода 5.
Избодът 7 се използВа за подаВане на полоЖителното захранВащо
напреЖение, а избодът 4 — за отрицателното. Чрез изВод 2 се
136
Фиг. 4-4. Корпусиране на ИС и графично означение
осъщестВяВа регулиране на силата. За логическите интегрални
схеми е характерен начинът на предстаВяне, показан на фиг. 6-11.
ИзобразяВането на интегралните схеми чрез триъгълник е по-
казано на фиг. 4-4д. При тези графични изображения общоприето
е да се посочбат само онези изВоди, които са сбързани с Външните
елементи. СледоВателно при интегралната схема, показана на фиг.
4-4д, не същестВуВат Външни Връзки с изВоди 2, 4, 5, 8, 10 и 12.
Тъй като този триъгълник изобразяВа усилбател, към изВода 6 и
местата е сВързан потенциометър за регулиране на усилВането,
което моЖе да се Види на фигурата. Резисторно-кондензаторна
Верига към изВод 3 предстаВляВа Връзката на емитера на Входния
транзистор с .масата. ПолоЖителното захранВащо напреЖение е
приложено към изВод 9, а отрицателното към изВод 11. Изходният
сигнал се получаба от изВод 7.
4-6. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНА ЛОГИКА (TTL или T2L)
За този тип интегрални схеми са характерни многоемитерните
транзистори, чието означение е показано на фиг. 4-5а. Чрез еми-
137
Фиг 4-5. T2L схема
mepume на този транзистор се реализира необходимият брой Вхо
доВе, с което се опростяВа логическата структура на схемата и
се намаляВа Времето за задейстВуВане. В заВисимост от необхо-
димостта тези схеми имат дВа. три или поВече емитерни Входа.
Тази схема предстаВляВа NPN транзистор и консумира неголяма
мощност, което е подходяще за цифроВите логически схеми.
Триемитерният транзистор 7",, показан на фиг. 4-55, е сВързан
със стандартен биполярен транзистор Тг, В резултат на което е
получена логическата схема НЕ- И. Тази тип схеми се наричат съ-
що транзисторно-транзисторни логически (TTL) схеми или още
T2L. На емитерите на Л трябВа да се подаде отрицателен потен-
циал спрямо базата, за да се установи праВо напреЖение Върху съ-
отВетния NPN преход. По същия начин прилагането на отрицател-
ни импулси Върху емитерите ще предизВика протичане на ток. Ко-
лекторът на Г, е директно сВързан към базата на Т2. Когато три
отрицателни импулса се пояВят на Входа на Л, те ще предизВикат
протичане на ток през колектора на Г,. Синфазната промяна на
колекторния потенциал на Т, Въздейстбуба на базата на Т2. Тоба
отрицателно напреЖение (изменение на напреЖението) намаляВа
праВото преднапреЖение на базата на Т2, Вследствие на което на-
маляба токът и през Т2. НамаляВането на този ток намаляВа пада
на напреЖението Върху /?2. Падът на напреЖението Върху /?3 нама-
ляба поради същата причина и на изхода се пояВяВа полоЖително
изменение на напреЖението, както е показано на фигурата.
T2L схемите реализират логическите операции по ВъзмоЖно
най-икономичния начин. Импулсната характеристика е много
стръмна, тъй като забабянето при обработката на сигналите е
пренебрежимо малко. С нарастВането на броя на емитера с цел да
се приемат поВече Входни сигнали е ВъзмоЖно да спадне ефектиб-
ността на схемата. Големият брой емитери допринася за убелича-
Ването на собстВените шумобе на схемата.
138
4-7. NMOS И PMOS СТРУКТУРЫ
ПолеВите транзистори със структура метал—окис—полупроВод
ник (полеВи MOS) се използВат широко В интегралните схеми по-
ради по-малкия брой технологични операции при формирането им.
ИзграЖдането на биполярни NPN и PNP транзистори В схемите с
Висока степен на интеграция изискВа няколко дифузионни процеса.
Осбен тоВа размерите на чипа могат да бъдат намалени значител-
но, ако полупроВодникоВите прибори позболяВат намаляВане на
собстбените им размери и плътното им разполагане един до друг.
При биполярните прибори необходимостта от изолация меЖду са-
мите тях и общата подлоЖка не позболяВа голяма плътност на
опакобката. При MOS приборите областите се реализират с една
дифузия, а самата структура на прибора е от самоизолиращ се
тип. В този случай моЖе да се постигне Висока плътност на опа-
коВката. ТоВа допринася не само за намаляВане на размерите на
чипа, а и за намаляВане на стойността на Вътрешните капаците-
ти, което поВишаВа бързодейстВието на схемата. ТоВа бързо-
дейстбие се подобряВа и от факта, че голямата плътност на опа-
коВката позболяВа интегриране на поВече схемни Възли В един чип.
Вследствие на което се намаляВа дълЖината на Връзките меЖду
тях.
Означенията NMOS и PMOS разграничаВат осноВтите струк'»
тури на полебите MOS транзистори. Когато се използВат донори
за формиране на дифузионните N тип области на сорса и дрейна
при разделяне с канал* от Р тип, се получава NMOS структура.
За да протече ток през тази структура меЖду дрейна и сорса, е
необходимо да се прилоЖи полоЖително напреЖение към гейта.
При PMOS структурата сорсът и дрейнът са от Р тип, като кана-
лът меЖду тях е от N тип. В този случай е необходимо да се при-
ложи отрицателно напреЖение на гейта, за да протече ток меЖду
сорса и дрейна. NMOS структурата има по-добро бързодейстВие
Вследствие на по-голямата подВиЖност на електроните В сравне-
ние с дупките, които са основните токоносители при PMOS
структурата.
4 8. CMOS ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Комплементарните MOS схеми, наричани CMOS, се използВат Все
по-широко поради значителните им предимстВа В сравнение с кла-
сическите MOS схеми. ОсноВната схемна конфигурация на CMOS
(фиг. 4-6) се състои от дба MOS транзистора с различен тип на
канала, т. е. единият е с N канал, а другият с Р канал. Тази конфигу-
рация се характеризира с много малък ток на покой, Висока ефек-
тиВност и със значителни преимущества при използВането й В
* В случая с термина „канал" се означаВа типът на подлоЛката (бел. преВ).
139
Фиг. 4 6. CMOS схемна конфигурация
линейните и логическите схеми. Събместното използбане на Р и
N канал В CMOS структурата създаВа ВъзмоЖност за работа с
дбуполярни сигнали. При даден Входен сигнал, ако транзисторът-с
N канал пропуска ток, транзисторът с Р канал е запушен. При лип-
са на Входни сигнали системата CMOS практически не пропуска
ток и следобателно не консумира мощност. Например изградена
по CMOS технология слоЖна логическа матрица с поВече от 100
ключа консумира по-малко от 100 микробата електрическа мощ-
ност.
Консумираната мощност заВиси от честотата на преВключ-
Ване на схемата. При уВеличаВане на честотата на преВключВания-
та нарастВа средната стойност на мощността. При честота на
преВключВанията 10 kHz CMOS конфигурацията Все още разсейВа
по-малко от 1 микроВат за Всеки един от транзисторите.
На фиг. 4 66 е показана напълно работоспособна схема, която
съдърЖа CMOS конфигурация заедно с необходимите Външни еле-
менти. Входният сигнал се прилага през кондензатора С1г а резис-
торът Я, слуЖи за стабилизиране на преднапреЖението. Всъщ
ноет R, предстабляВа елемент за обратна Връзка, която се стре-
ми да стабилизира преднапреЖението и негоВото Влияние Върху
дрейфа на изходното напреЖение. Схемата моЖе да се използВа
както за усилВане, така и за генериране на сигнали. При генериране
на сигнали R, обикноВено се заменя с кВарцоВ кристал, за да се
стабилизира честотата.
Схемите, произведено по CMOS технология, са известно с от-
личните си предаВателни характеристики и способността си да
работящ В мегахерцоВия диапазон. Те намират широко приложение
както В съобщителните и измерВателните схеми, така и В логиче-
ските и цифроВите схеми.
140
4-9. ИНТЕГРАЛНА ИНЖЕКЦИОННА ЛОГИКА (121_)
При биполярните схеми с голяма степей на интеграция често се
използВат схеми, наречени интегрални инЖекционни. Те се означа
Ват със съкращението l2L и се характеризират с простота на про-
ектирането (минимален брой на компонентите), малка консума-
ция на енергия и Висока ефектиВност. Схемите l2L са също подхо
дящи за изграЖдане на дВоични памети. Широките ВъзмоЖности
на схемите 121_ много често се предпочитат при създабането на
електронни часоВници, цифроби Волтметри, логически анализато-
ри и калкулатори с ниска себестойност. Тази технология също се
използВа и В съобщителните схеми и системе.
Както се ВиЖда от фиг. 4-7а, осноВната схема на интегралната
инЖекционна логика е сраВнително проста. ИнВертирането на сиг
нала се осъщестВяВа при преминабането му от базата към много-
колекторния изход на NPN транзистора. Пресичащите се кръгчета
(фиг. 4-7а) симВолизират източника на постоянен ток, чрез който
се подаВа преднапреЖение на базата. Този източник на ток е опи
сан по долу.
ОсноВната l2L схема, използВана В цифроВите логически схеми,
ВключВа дВа транзистора с противоположна полярност. Многоко
лекторният транзистор Тг осигуряВа инВертиране и усилВане на
сигналите. Както се ВиЖда, В схемата няма допълнителни пасиВни
компоненти, като резистори, кондензатори и бобини. PNP тран-
зисторът 7, изпълняВа едноВременно функциите на Входна Верига
и източник на постоянен ток за Т2. Този източник на ток пред-
стаВляба реализация на генератор на ток, означен с пресичащи се
кръгчета на фиг. 4-7а. Ако проектните цели изискбат, В схемата
могат да бъдат Включено и резистори (ВЖ. т. 2-22 и фиг. 2-17).
Фиг 4-7. I?L схемна конфигурация
4-10. i2l схеми с шотки диоди
В логическите схеми често се използВа специален PN преход. Този
специален преход се нарича Шотки диод и е В състояние да работи
при значително по-Високи честоти, отколкото обикноВеният по-
141
Изходни
изЬоди
Фиг. 4-8. I2L с. Шогпки Връзки
лупроВодникоВ диод. Шотки диодите имат също малко Вътрешно
съпротиВление и поради тоба падът на напреЖение В права посока
при тях е относително по-малък. Вследствие на тоВа и загубите
на актиВната мощност са по-малки.
На фиг. 4-8 е показано типично приложение на Шотки диоди.
Тук четири диода се използВат, за да ограничат амплитудата
на изходния сигнал от l2L логическа схема. Тези специални диоди
ограничаьат амплитудите на сигналите от логическите схеми и
по такъВ начин намаляВат закъсненията при преВключВане, които
ВъзникВат при преВишаВащи стандартното нибо амплитуди на
сигнала. Като се използВат Шотки диоди, скоростта на преВключ-
Ване моЖе да бъде увеличена до шест пъти В сраВнене с l2L схеми,
при които няма ограничаВащи амплитудата Шотки диоди. За пока-
заната на фиг. 4 8 система размахът на сигнала моЖе да бъде ог-
раничен до по-малко от полоВината ниВо на преобладаВащите пи-
коВе за този тип схеми.
4-11. ДИРЕКТНО СВЪРЗАНИ ЛОГИЧЕСКИ СХЕМИ (DCTL)
При директно сВързаната схема стъпалата са сВързани последоВа-
телно, без да се използВат пасиВни елементи, като резистори,
кондензатори или бобини. По такъВ начин се намаляВат до мини-
мум реактиВните загуби, стаВа ВъзмоЖно да се работи с по-Висо-
ки честоти на преВключВане и значително се опростяВа проекте -
рането на схемата Вследствие на тоВа процесът на произВодст-
Вото се ускоряба. В цифробите системи се използВа понятието
„директно сВързана логика" (DCL), но понякога то се разширяВа до
значението „директно сВързана транзисторна логика" (DCTL).
Типичен пример предстаВляВа използВането на директно сВърз-
Ване на ИС при формиране на логическата функция НЕ—ИЛИ, пока-
зано на фиг. 4-9. В този случай транзисторите 1\ и Т2 са В паралел
и образуВат схема НЕ—ИЛИ с дВа Входа. В резултат се получаба
142
Фиг 4 9. DCTL схема НЕ ИЛИ (NOR)
инвертиран сигнал, който се подаВа одновременно .азоте на Т3
и Г4. Тъй като изходът от последните дВа транзит эра се Взема
от колекторната им Верига, се получаба повторно и. ертиране на
сигнала, т. е. полярността на изходния сигнал е сг ста като на
Входния ОсВен тоВа на базите на Тъ и ТБ могат да 5i дат подадени
незаВисими Входни сигнали. Тъй като изходът от ;зи дВа тран-
зистора е същият като на транзисторите Т3 и Тй, г. инВертират
Входните сигнали, подадени В точките С и D
На фиг. 4-9 е показано и графичното означение .->а логическата
схема НЕ—ИЛИ, изпълнена чрез DCTL. Обърнете Внимание, че Вхо-
доВете А и В принадлежат на елементарна схема НЕ—ИЛИ, чийто
изход е Включен едноВременно към дВе допълнителни схеми НЕ—
ИЛИ. ПърВоначалният Вход А + В на пърВата схема НЕ—ИЛИ се
преобразуВа 6 А+В. Когато този сигнал се прилоЖи към Входа на
друга схема НЕ—ИЛИ, на изхода отноВо се получаба пърВоначално-
то А + В. Що се ртнася за ВходоВете С и D, функцията НЕ—ИЛИ
даВа на изхода С и D.
4-12. МНОГОДРЕЙНОВИ MOS ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ (MD MOS)
СъздаВането 6 структурата на интегралната схема на многодрей-
ноби MOS позболяВа разполагане на Високоскоростни логически
схеми, чиято конфигурация обикноВено е сравнима с интегралната
143
Гейт
Соре
Дрейнobe
Окисен слой
Р подлоЖка
а)
Фиг. 4 10 MDM0S формиране и осноВна схема
инЖекционна логика (l2L). Системата MD—MOS е удойна за проек-
тиране с абтоматизирани системи (CAD) и моЖе да се използба
В разнообразии области, например като осноВен елемент В уст-
ройстбата за синтезиране на реч (ВЖ. т. 11-12).
Многодрейнобите MOS схеми могат да се разглеЖдат като по
добни на интегралната инЖекционна логика, недопускаща употре
бата на полеВи MOS транзистори. На фиг. 4-10а е показана осноВ
ната произВеЖдана структура. Използба се подлоЖка от Р тип, В
която са формирани голям брой дрейноВи сегменти като зони от
N тип. Върху нея е образуВан тънък окисен слой, който раздела
общия гейт от подлоЖката Върху окисния слой е изградена N-ka
нална логическа схема от полисилиций. N-каналната логическа схе
ма и полидрейноВите елементи са сВързани с N-канален транзис
тор, работещ В реЖим на обедняВане. Както е показано на фиг. 4-
106, Входният избод на N-каналния транизстор е сВързан също
към Входния изВод на Т2. По принцип тази схема консумира по-
голяма мощност от схемите l2l_, тъй като работи В статичен ре-
Жим. Поради изключително тесния полисилициеВ гейт създаде-
ният меЖду него и сорсоВия изВод капацитет е около дВа пъти по-
голям от капацитета, същестВуВащ при схемите l2L. Вследствие
на непрекъснатото усъбършенстВуВане на тази структура об-
ластта на нейното приложение Все поВече се разширяВа.
144
4-13. СТРУКТУРА VMOS
При технологията на големите интегрални схеми полеВите тран-
зистори В началото бяха само планарни (дВумерни). Напоследък
произВодстВената технология създаде и Вертикално измерение В
стандартния чип на интегралната схема, като разполоЖи дрейна
и гейта над сорса Вместо до него. Получената чрез този пронес
структура бе наречена VMOS. Тази структура моЖе да работи с
честоти, значително по-Високи от тези при l2L. VMOS структура-
та намери също приложение като статична памет с произволен
достъп (SRAM) с Време на достъп под 100 наносекунди. ОсВен то-
Ва лесно могат да се произВеЖдат репрограмируеми постоянни на-
мети (EPROM) и обикноВени постоянни памети (ROM).
Оснобната VMOS структура е показана на фиг. 4-11. Като се
използба подлоЖка от N тип, се формира N-канален VMOS тран-
зистор Върху склоноВете на показания V-образен улей. Структура-
та на улея се създаВа чрез анизотропно ецВгне В поВърхностния
слой на силициеВата подлоЖка. АктиВната част на канала е В скло-
на на V-образния улей. Последният е разполоЖен В епитаксиалния
слой и се състои от слой от Р тип с дебелина под 1 микрон, покрит
със слабо легиран Р слой. Каналът е формиран Върху склоноВете
на улея, като сорсът е В силициеВото тяло. Дрейнът е В областта
от N тип В горния слой.
Фиг. 4-11. Оснобна структура на VMOS
4-14. ДИФУЗИОННИ MOS СТРУКТУРИ (DMOS)
Чрез процес на дВойна дифузия при полеВи MOS интегрални схеми
се създаВа структура, наречена DMOS. Тази структура намаляВа
до минимум проблемите с Високия градиент на напреЖението,
ВъзникВащи при VMOS. Както е показано на фиг. 4-12, Върху под-
лрЖка от N тип се създаВа чрез нарастВане епитаксиална пласти-
на от N тип. След тоВа чрез дифузия се получаВат Р области и
В тях се формират N+ области. Вътре В слоя от силициеВ дВуокис
се създабат гейтобе от силиций, след което чрез метализация се
добаВят изВоди на сорса и гейта. По този начин се получаВа мат-
рица от Р и N области, определящи каналите. Вместо назВанието
DMOS често се използВат означения като ZMOS и TMOS.
10 Наръчник по електроника
145
Гейт
N~ епитакс. слой
N+ подлоЖка
Фиг. 4-12. DIVIOS структура
4-15. ТЕХНОЛОГИЯ „СИЛИЦИЙ ВЪРХУ САПФИР"
ПроизбодстВената технология „силиций Върху сапфир" се означа-
Ва със съкращението SOS. Тази технология Всъщност предстаВля-
Ва усъВършенстВубан Вариант на стандартната MOS технология
с метален гейт. Тъй като SOS използВа Вертикални преходи, об-
ластите при нея се получаВат no-малки и собстВените капаците-
ти на структурата също се намаляВат. Вследствие на тоВа В зна-
чителна степен се уВеличаВа скоростта на преВключВане.
Тези структури също имат предимстВа по отношение на раз-
сейВаната мощност, особено когато по тази технология са фор-
мирани схеми CMOS. ПодлоЖката при SOS структурите е едини-
чен кристал (синтетичен сапфир). Началната фаза на процеса
предстабляВа епитаксиално нарастВане Върху сапфирната под-
ложка. ПоВърхността се легира с донори от N тип. Останалата
част на процеса се състои В обработВане на подлоЖката чрез ец-
Ване и дифузия. Процесите на маскиране и ецВане се прилагат Вър-
ху силициеВата част, за да се получат „прозорци" за контактите.
ТокоВодещите шини се формират чрез отлагане на тънък алуми-
ниеВ слой посредством Вакуумно изпарение.
4-16. СТРУКТУРИ ОТ ТИПА HMOS
Под структурите HMOS се подразбира полеВи MOS транзистор с
много добри работни характеристики. Често се среща и означе-
нието HD-CMOS, което предстаВя CMOS структури с голяма
плътност. Вследствие на специалната си структура HMOS про-
яВяВат отлични преходни характеристики. Максимални резултати
се постигат чрез използВане на no-дебел слой окис. Прилагането на
отрицателно преднапреЖение Върху подлоЖката на чипа намаляВа
капацитетите В преходите. Формирането на тънък окис и намаля-
Ването на широчината на канала подобряВат упраВлението на при-
берите и уВеличаВат скоростта на преВключВане.
146
Преходните съпротиВления, които намаляВат проВодимостта,
са сВедени до минимум чрез използВане на по-дълбока фосфорна
дифузия, отколкото при другите структури преди пояВата на
HMOS. Тази фосфорна дифузия под контактните области и из
ползВането на легирани полисилициеви елементи допринасят за
намаляВане на тези съпротиВления.
Закъсненията при преВключВане се намаляВат още побече прак-
тически чрез самосъВместяВането на гейта с областите на дрейна
и сорса. ОсВен тоВа структурите HMOS позВоляВат да се създа-
Ват полупроВодникоВи памети за компютри с обем над 250 кило-
бита. Структурата има достатъчно разнообразии качества, за да
моЖе да се прилага 6 различии области на електрониката.
4-17. ЛИНЕЙНИ ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Както цифровите, така и линейните схеми, описани 6 гл. 2, се про-
избеЖдат по интегрална технология. За да се намали броят на еле-
ментите, се предпочитат схеми с директив Връзка. Типичен при-
мер предстабляВа усилВателят клас В с директив Връзка, показана
на фиг. 4-13. Транзисторът Г, е предусилбател, а Ли Т3 са В диодно
сВързВане и осигуряВат необходимото преднапреЖение за усилВа-
телите на мощност — транзисторите Т4 и Ts, наричани компле-
ментарна дбойка. Тази схема често се използВа и 6 модификация
с едно захранВащо напреЖение. В поВечето случаи се предпочитат
биполярни транзистори, а не полеВи поради ВъзмоЖността да се
работи с по-ниско захранВащо напреЖение. При условие че напре-
Жението на насищане на полевите транзистори се направи равно
на съотбетното при биполярните транзистори, последните не ще
имат някакви особени преимущества. Проходното съпротивление
при полевите транзистори е по-малко отколкото при биполярни-
те при една и съща амплитуда на входния сигнал. По тези причини
полевите транзистори често се използВат при изграЖдане на опе-
147
4-18. РЕЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНА ЛОГИКА (RTL) И ЕМИТЕРНОСВЪРЗА-
НА ЛОГИКА (ECL)
Резисторно-транзисторната логика е един от най-старите Видо-
Ве, използВани В изчислителната техника. ДВутранзисторна схема
от този тип е показана на фиг. 4-14а. Тя предстаВляВа едно от
пърВите схемни решения, намерило приложение В интегралните
схеми. Чрез тази схема се формира логическата функция НЕ—ИЛИ.
Транзисторите Г, и Т2 получаВат логическите променлиби А и В
през последоВателно сВързаните резистори Ry и /?2. От резистора
Д3, сВързан към дВата колектора, се Взема изходното напреЖение
на схемата. При тази схема стандартните стойности на резис-
торите са 450 £1 за /?, и R2 и 640 Q за R3. Тъй като колекторите
са сВързани паралелно, прилагането на Входен сигнал на който и
да е от базоВите изВоди Води до получаВането на изходен сигнал.
Фиг. 4-14. RTL и ECL схеми
148
Обръщането на фазата при схема общ емитер обуслаВя получабане
на отрицание Въб функцията НЕ—ИЛИ (ВЖ. т. 2-2 и 6-6.)
Въпреки че след резисторно-транзисторните логически схеми
се пояВиха по-усъВършенстВуВани схеми със значително по-добри
преходни характеристики, RTL схемите Все още могат да се Видят
В същестВуВащото оборудВане По-модерните им Варианти са l2L
(т. 4-9), DCTL (т. 4-11) и други схеми, описани В тази глава. Из-
ползВането на резистори Води до по-големи Времеконстанти по-
ради наличието на Вътрешносхемни капаиитети. ОсВен тоба, ако
логическата схема наблиза В областите на насищане на транзис-
торите, Времето за изключбането й силно нарастВа. В тоВа отно-
шение несъмнени предимстВа имат емитерно сВързаните логиче-
ски схеми (ECL).
На фиг. 4-14бе показана осноВната схемна конфигурация на ECL
схемите. При тях Времето на преВключВане е намалено, тъй като
самото преВключВане не заВиси от амплитудата на тока, а по-
скоро от посоката на тока На показаната схема транзисторите
Ту, Т2 и Т3 са сВързани В схема общ емитер. ВходоВете А и В са
сбързани към базите на 7“, и Тг. Работният реЖим се определя чрез
напреЖенията Есс и Евв. Сигналът, който се пояВяВа на базата на
Тц, е ВъВ фаза с Входните сигнали, а ВъВ фаза с него е изходният
сигнал на схемата. СледоВателно схемата от фиг. 4-14 реализира
функцията ИЛИ. Ако е необходимо, от тази схема лесно моЖе да
се получи и функцията НЕ—ИЛИ.
149
5.1. ОСНОВЕН ДВОИЧЕН КОД
В цифровите логически схеми, които изграЖдат компютрите,
микропроцесорите, калкулаторите и системите с импулсно-кодо-
6а модулация (ВЖ. т. 8-12), се изВършВат аритметични операции
само с дВе числа — 1 и О. Стойността 1 се предстаВя с определена
амплитуда или полярност, която се протиВопостаВя на представ-
лябащата 0 друга амплитуда или полярност. ВъзмоЖно е също чис-
лата 1 и 0 да се ВъзпроизбеЖдат от състоянията на проВеЖдане и
непробеЖдане на ток В схемите. Описаните начини на представяне
осигурябат много по-Висока степен на точност, отколкото е Въз-
моЖно да се постигне, ако се използВат специално подбрани части
от амплитудите или широчините на импулсите, за да се предста-
вят числата от 0 до 9. Вследствие на това се налага да се извър-
шбат аритметични действия в бройната система с основа 2
Вместо 6 познатата на Всички система с основа 10 (десетичната
бройна система). Системата с основа 2 се нарича двоична и в нея
могат да се извършбат всички действия, свързани с числови стой-
ности, като умножение, деление, изваЖдане, събиране и други ма-
тематически операции.
В дВоичната система стойността на разредите нараства про-
гресивно 6 посока наляво от десетичната точка. Всеки следващ
отляво разред предстаВя стойност, два пъти по-голяма от тази
на предишния разред. (Броят на нулите, наляво от дадено число,
например в 001 или 00010, не се отразяВа на общата му стойност,
но посочба броя на разредите, използвани за представяне на
стойностите на някаква променлива.) В дВоичната система 0001
предстаВя числото 1 от десетичната бройна система, а 0010
предстаВя десетичното число 2. По същия начин 0100 предстаВя
десетичното число 4, а 1000 — 8. Двоичното число 1001 е оавно
на десетичното 9. а 1010 на 10 и т. н. СъщестВуВа следната зави-
симост меЖду разредите от двоичното число и техните стойнос-
ти, предстаблябащи нарастващите степени на числото 2:
150
10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 Разреди
29 28 27 26 26 24 23 22 21 2° Степе-
512 256 128 64 32 16 8 4 2 1 ни на
512 256 128 64 32 16 8 4 2 1 Десетично
стойности
Зависимостта меЖду разредите и степените на 2, дадени 6
горната таблица, позволяват да се определи стойността на Всяка
комбинация от нули и единици В дВоичния израз. В посочения по-
горе пример 1001 е раВно на десетичното число 9, тъй като най-
десният разред е рабен на десетично 1, а най-лебият разред, нами-
ращ се В четВърта позиция, има стойност на десетично 8. По то-
зи начин 6 1001 се комбинират десетичните числа 8 и 1, за да се
получи 9. Подобно на тоВа стойността на 10110 е десетично 22,
тъй като единицата ВъВ Втория разред отдясно наляВо предстаВя
десетично 2, единицата В третия разред предстаВя 4 и тази В
петия разред — 16, което общо праВи 22. В табл. 5-1 са дадени
дбоичните числа, екВиВалентни на десетичните числа от 0 до 16.
ТАБЛИЦА 5-1 СъотВетстВие меЖду десетичните и дбоичните числа
Десетични числа Двоично представяне Десетични числа Двоично представяне
и 00000 9 01001
1 00001 10 01010
2 00010 11 01011
3 00011 12 01100
4 00100 13 01101
5 00101 14 01110
6 00110 15 01111
7 00111 16 10000
В 01000
Таблица 5-1 моЖе лесно да бъде продълЖена, като се спазВат
праВилата за последоВателно групиране на единиците и нулите.
Обърнете Внимание, че нулите и единиците В най-дясната колона
се редуВат, като тоВа редуВане се запазВа независимо от тоба,
до кое число е достигнало броенето. ВъВ Втората колона отдясно
наляВа същестВуВа Вертикално редуВане на дВе нули с дВе единици.
В третата колона четири нули се редуВат с четири единици. В
четбъртата колона отдясно наляВо се редуВат осем нули с осем
единици независимо от големината на последното число от брое-
нето. Шестнадесет нули се редуВат с шестнадесет единици в пе-
тата колона. Ако двоичният израз е съставен от шест разреда, в
шестата колона отдясно наляво ще се редуВат тридесет и две
единици и нули и т. н.
В табл. 5-2 са посочени различии бройни системи заедно със
съответната основа.
151
ТАБЛИЦА 5-2 Различно бройни системи
Бройна система Основа Бройна система Основа
ДВоична ДВе Шестнадесетична Шестнадесет
Троична Три Седемнадесетична Седемнадесет
ЧетВорична Четири Осемнадесетична Осемнадесет
Петична Пет Дебетнадесетична ДеВетнадесет
Шестична Шест ДВадесетична ДВадесет
Седмична Седем Тридесетична Т ридесет
Осмична Осем Четиридесетична Четиридесет
ДеВетична Дебет Петдесетична Петдесет
Десетична Десет Шестдесетична Шестдесет
Единадесетична Единадесет Седемдесетична Седемдесет
ДВанадесетична ДВанадесет Осемдесетична Осемдесет
Т ринадесетична Тринадесет ДеВетдесетична ДеВетдесет
Четиринадесетична Четиринадесет Стотична Сто
Петнадесетична Петнадесет
ДВоичното предстаВяне на Всяко десетично число моЖе да бъде
получено чрез поВтарящо се деление на 2. Например, ако се търси
дВоичният екВиВалент на 695, тоВа число неколкократно се дели
на 2 и Всеки остатък се подреЖда В колонка от дясната страна.
След последното деление, което даба като частно цяло число, ос-
татъците се записВат хоризонтално, като се започВа от най-
долния. Най-долното число стаВа най-ляВ разред (бит) на получена-
та дВоична комбинация. В посочения пример се получаВа дВоичното
число 1010110111: Остатък
695 347 1
2
347 173 1
2
173 86 1
2
86 43 0
2
43 21 1
2
21 10 1
Т
10 5 0
2
5 2 1
2 —
2 1 0
2
1 __ 0 1
2
152
5-2. ДЕСЕТИЧНИ ЧИСЛА В ДВОИЧЕН КОД
В много случаи е удобно да се кодира Всяко десетично число по-
средством негоВия дВоичен екВиВалент В системата, наречена
двоично кодирана десетична система. Този метод е подходящ за
числата В декадните броячи, тъй като се посочВа дейстВителният
достигнет брой. Така например, ако 46 се запише В осноВната
дВоична система, то ще бъде 101110. В последоВателността от
декадни броячи, където В групи от четири стъпала се достига най-
Висок брой 9, стойността 46 ще бъде предстаВена с 0100 0110,
като по такъВ начин се даВат дВоичните екВиВаленти на отделяй-
те числа. ИзползВат се четири дВоични бита (нули или единици)
за предстаВяне на числото ВъВ Всеки десетичен разред. Така се по-
стига съотВетстВие с четирите бита, необходими за предстаВя-
нето на най-голямото число от дадена група (9), което е дбоично-
то 1001. Следователно числото 267 ще се преобразуба В
0010 0110 0111.
Когато десетични числа се кодират чрез отделни групи дВоични
числа, състоящи се от по 4 бита. естестВено, пърбите деВет де-
сетични числа ще се представят В чисто дВоична форма. След де-
Ветото число двоично кодираните означения се преВръщат В от-
деляй групи от 4 бита, както е показано В табл. 5-3.
ТАБЛИЦА 5-3. Десетични числа В дВоичен код
Десетично число ЕкВиВалент В дВоичен код Десетично число ЕкВиВалент В дВоичен код
01 0001 10 0001 0000
02 0010 11 0001 0001
03 0011 12 0001 0010
04 0100 13 0001 0011
05 0101 и т. н.
06 0110 201 0010 0000 0001
07 0111 202 ооюоооооою
08 1000 и т. н.
09 1001 457 0100 0101 0111
458 0100 0101 1000
5-3. ШЕСТНАДЕСЕТИЧЕН КОД
В двоично кодираната десетична система, описана В т. 5-2, най-
Високата десетична стойност на група от 4 бита е 9. Известно
е, че четири единици (1111) ще съотВетстВуВат на десетичното
число 16. Следователно ВъВ Всяка група от 4 бита на двоично коди-
раното десетично число остаВат по шест неизползВани стойнос-
ти. Тези допълнителни стойности понякога се означаВат с букВи
от азбуката, за да моЖе да се разшири общият брой на идентифи-
циращите означения на клетки от компютърната памет (нарича-
153
ни още адреса). По такъВ начин 1010 се означаВа с букВата А,
1011 — с В, 1100 — с С, 1101 — с D, 1110 — с Е и 1111 — с F.
СледоВателно адресът, идентифициран с 1100 0110 1001, ще бъде
С69, а адресът 1110 0101 0110 — Е56. В този случай дВоичното
предстаВяне е буквено-цифрово. В табл. 5—4 са дадени шестнаде-
сетични, дВоични и десетични числа.
Таблица 5-4 Шестнадесетичен код
Десетично число Шестнадесетичен буквено - цифров код Двоичен Десетично код число Шестнадесети- чен буквено- иифров код Двоичен код
0 0 0000 8 8 1000
1 1 0001 9 9 1001
2 2 0010 10 А 1010
3 3 0011 11 В 1011
4 4 0100 12 С 1100
5 5 0101 13 D 1101
6 6 0110 14 Е 1110
7 7 0111 15 F 1111
5-4. ОСМИЧНА БРОЙНА СИСТЕМА
Осмичната бройна система се използВа често за специални случаи
на приложение. Тя ускоряВа преобразуВането на дВоичното пред-
стаВяне В негоВия десетичен екВиВалент, както и преобразуВането
на десетичните числа В дВоични. При осмичната система Всяко
двоично число, независимо от негоВата дълЖина се раздела на от-
деляй групи, съдърЖащи по 3 бита, например 001 или 111. СледоВа-
телно дВоичното число 11010011 6 осмична система ще се запише
като 011 010 011. Тъй като Всяка група се състои само от три
знака, най-голямото число 6 групата ще бъде 7. Поради тоВа ос-
мичната система има основа 8 и всяка група от три бита в после-
дователността отдясно наляво ще изразява стойността на след-
ващата степен на 8. Всяка степен на 8, представяна от разреда на
една група или триада, моЖе да се означи така, както бе направено
за степените на 2 в т. 5—1. Стойностите на осмичните степени
са:
7 000 6 000 5 000 4 000 3 000 2 000 1 000 Номер на разреда Триадни групи
86 В6 84 83 82 81 8° Степени на 8
262 144 32 768 4096 512 64 8 1 Стойности
Например дВоичното число 1010110111 има десетична стой-
ност 695. Осмичното предстаВяне ще бъде 001 010110111. Следо-
вателно осмичното предстаВяне с десетични числа е 1267. В табл.
5-5 са дадени осмичната и двоичната форма за избрани десетични
числа.
154
Таблица 5-5. Осмична бройна система
Десетично число Осмично число Двоично число Десетич- но число Осмично число Двоично число
0 00 000 000 11 13 001 011
1 01 000 001 12 14 001 100
2 02 000 010 13 15 001 101
3 03 000 011 14 16 001 110
4 04 000 100 15 17 001 111
5 05 000 101 16 20 010 000
6 06 000 110 и т. н.
7 07 000 111 242 362 011 110 010
8 10 001 000 243 363 011 110 011
9 11 001 001 244 364 011 110100
10 12 001 010 и т. н.
Осмичната бройна система моЖе също да бъде използвана, за
да се получи дВоичното предстаВяне на дадено десетично число.
ТоВа се изВършВа, като се дели неколкократно на 8 и остатъкът
се записВа В колонка. Числата В тази колонка предстаВляВат ос-
мичното число, което позВоляВа да се запише дВоичният екВиВа-
лент. Като пример ще приведем споменатото по-горе десетично
число 695. За да се установи осмичното число, се извършва деление
на 8.
Остатък
695
~1Г
86
в"
10
в"
1
8
86 = 7
10-6
1 - 2
0 -= 1
След като се намери последният остатък, записът на числата
от колонката в хоризонтален peg, като се започне от най-долното
число, дава числото 1267, което Всъщност е осмичното предста-
вяне. От него се получава 001 010110111, което, като се събере в
едно число, дава 1010110111.
5-5. КОД НА ГРЕЙ
В промишлените електронни и компютърни системи често е не-
обходимо аналогоВа функция да се преобразува в цифрова форма
Когато дадено изменение на физическа величина (например завър-
тване на вал или преместване на лост) трябВа да бъде преобра-
155
зувано 6 екВивалентна числова стойност (например дбоична), се
изВършВа аналогово-цифрово ПреобразуВане. След тоВа получена-
та информация моЖе да се подаде на компютър, за да се извършат
необходимите изчисления. Методите на тоВа ПреобразуВане се из-
ползВат В системите за насочВане и следене на изкустВените
спътници на земята, както и В промишлеността, когато се осъ-
щестВяВа компютърно управление на металореЖещи машини,
технологични процеси и т.н.
Когато се кодират малки изменения на променлиВа Величина,
предпочита се такаВа бройна система за кода, която се характери-
зира с промяна само 6 един разред на Всяка стъпка от преобразуВа-
нето, за да се сВеде до минимум Вероятността за грешка. При
дВоичната система могат да се променят одновременно няколко
разреда. Например преминаването от 3 8 4 предизвиква изменение
в три от разредите (от 011 в 100). Ето защо е много необходим
код, при който за всяко нарастВане с единица възниква изменение
само в един от разредите. ТакъВ код е изобретен от Франк Грей
и е наречен на негово име. Кодът на Грей често се нарича код на
минималната грешка. Други негови наименования са цикличен код
и отразен двоичен код. В табл. 5-6 е дадено представянето в кода
на Грей на десетичните числа от 0 до 18 заедно със съответните
двоични еквиваленти.
За получаването на числата в кода на Грей се използВа специа-
лен метод. Най-напред двоичното число се записва като първо съ-
бираемо. След това то се записва и като второ събираемо, но из-
местено с един разред надясно, при което отпада най-десният раз-
ред. ДВете числа се събират без пренос. Нека като пример да пред-
положим, че двоичното число 110 (6) трябВа да бъде преобразува-
но в кода на Грей. Прилага се следната процедура:
110 (6)
+ 11 (изместено 6)
101 (6 8 кода на Грей)
ТАБЛИЦА 5-6. Код на Грей
Десетично чис - Двоично Код на Грей Десетично Двоично Код на Грей
ло число число число
0 0000 0000 10 1010 1111
1 0001 0001 11 1011 1110
2 0010 0011 12 1100 1010
3 0011 0010 13 1101 1011
4 0100 0110 14 1110 1001
5 0101 0111 15 1111 1000
6 0110 0101 16 10000 11000
7 0111 0100 17 10001 11001
8 1000 1100 18 10010 11011
9 1001 1101
156
5-6. КОД С ИЗЛИШЪК ТРИ
С цел да се опрости дейстВието изВаЖдане В компютрите е разра-
боток Вариант на дбоично кодираната десетична система, описа-
на В т. 5-2. Този код се нарича код с излишък три. В табл. 5-7 е
показано предстаВянето В този код на десетичните числа от 0 до
21.
Обърнете Внимание, че Всяко число с излишък три е по-голямо
с три от сбоя десетичен екВиВалент. От табл. 5-7 се ВиЖда, че
кодоВете с излишък три за десетичните числа от 0 до 9 предстаВ-
ляВат символично противоположно двойки; например 0 и 9 са 001
и 1100. По същия начин символично противоположно са числата 3
и 6, 2 и 7 и т. н. Тези допълващи се характеристики позволяват
опростено изВаЖдане от 9. Резултатът при изВаЖдане от 9 се
получава, като се променят нулите на единици и обратно В число-
то, което се изваЖда. (Например, ако от 9 трябВа да се извади 2,
числото с излишък три 0101 се инвертора, при което се получава
1010. В кода с излишък три полученото число има десетична стой-
ност 7.)
ТАБЛИЦА 5-7. Код с излишък три
Десетично число Код с излишък три Десетично число Код с излишък три
0 0011 12 0100 0101
1 0100 13 0100 0110
2 0101 14 0100 0111
3 0110 15 0100 1000
4 0111 16 0100 1001
5 1000 17 01001010
6 1001 18 0100 1011
7 1010 19 0100 1100
8 1011 20 0101 0011
9 1100 21 0101 0100
10 0100 0011 и т. н
11 0100 0100
5-7. ДВУПЕТИЧЕН КОД
В първите цифроВи компютри често се използваше система, на-
ричана двупетичен код, чието предназначение бе да се намали
броят на броячните схеми, необходимо за двоично кодираните де-
сетични числа. Този код все още се прилага в някои схеми за визуал-
на индикация. Кодът използВа две групи битове, като едната група
съдърЖа два бита, предстабляващи дВоичната част, а другата —
5 бита, които съответствуват на петичната част. В последната
само един от разредите съдърЖа единица, като тя постепенно се
премества наляво, т. е. 00001, 00010 и т. н. Максималното неточ-
но число се получава при комбинацията 01 10000, както е показано
157
В табл. 5-8. След тоВа се поВтаря същата процедура с тази разли-
ка, че сега Вторият бит от дВоичната част стаВа 1.
ТАБЛИЦА 5-8. ДВупетичен код
Десетично число ДВупетичен код Десетично число ДВупетичен код
0 01 00001 5 10 00001
1 01 00010 6 10 00010
2 01 00100 7 10 00100
3 01 01000 8 10 01000
4 01 10000 9 10 10000
5-8. КОД 7—4—2—1
Специалният код, наричан код 7— 4—2—1, бе използбан В пърВите
компютри, за да се спестяВа електроенергия. Принципът на из-
граЖдане на този код осигуряВа минимален брой единици В кодоВо-
то означение и по такъВ начин намаляВа необходимата енергия за
сигнала. ДВоичните числа до 9 В този код съдърЖат не поВече от
2 единици. В системата 7—4—2—1 четВъртият разред отдясно
наляВо, както е показано В табл. 5-9, има стойност 7, а не 8, както
е В стандартната дВоична система.
(ДВоичната система Въщност предстаВляВа система 8—4—2—
1 )
ТАБЛИЦА 5-9 Код 7—4—2—1
Десетично Код 7-4 2-1 Десетично Код 7-4—2 1
0 0000 5 0101
1 0001 6 0110
2 0010 7 1000
3 0011 8 1001
4 0100 9 1010
5-9. КОДОВЕ ЗА ОТКРИВАНЕ НА ГРЕШКИ
За цифроВите компютърни системи са създадени различии спе-
циални кодоВе, предназначени за откриВане на грешки. Те са особе-
но удобни за откриВане на грешки при предаВането на данни меЖду
централния компютър и периферните устройства, като памети
на магнитни ленти, перфокарти или магнитни дискоВе и печатащи
устройства. При една от кодоВите системи се използВат дВе еди-
ници и три нули за числата от 0 до 9, което е показано В табл 5-
158
10. Когато броят на битобете, предстаВляВащи единици, се под
дърЖа минимален, е ВъзмоЖно да се сВеде до минимум и Вероят
ността за ВъзникВане на грешка. Всяко число, което при прочитане
съдърЖа само една или поВече от дВе единици, е неправилно
ТАБЛИЦА 5-10. Код за откриВане на грешки
Десетично число Код за грешки Десетично число Код за грешки
0 00110 5 10010
1 00011 6 01010
2 01100 7 10100
3 10001 8 01001
4 11000 9 ' 00101
Показаният В табл. 5-10 код понякога се нарича код „две от
пет", тъй като само дба от петте бита са единици. Последоба-
телността от табл. 5-10 е произВолна, така че могат да се изпол-
зВат разнообразии комбинации от трите нули и дВете единици.
За откриВане на грешките е ВъзмоЖно да се използВат и т. нар.
кодоВе с еднакВа четност. Тази еднакВост моЖе да се постигне
чрез ВъВеЖдане на само четен или само нечетен брой разреди. За
тази цел се използВа допълнителен разред, който моЖе да бъде 0
или 1. В табл. 5-11 е показана кодоВа система с четност. При нея
сумата от Всички разреди на дВоичното предстаВяне и разреда за
четност даВа четен брой единици. Както се ВиЖда от таблицата,
когато броят на единиците В дВоичното число е поначало четен,
стойността на бита за четност е 0. Грешките се откриВат Вед-
нага, тъй като те променят четността на броя на единиците В
дадено число. СледоВателно, ако се работи с числа В кода с чет-
ност, а се открие число с нечетен брой единици, се съобщаВа за
грешка.
ТАБЛИЦА 5 11. Код с четност
Десетично число Разред за четност Двоично число
1 1 0001
2 1 0010
3 0 0011
4 1 0100
5 0 0101
6 0 0110
7 1 0111
8 1 1000
9 0 1001
159
В табл. 5-12 е показана кодоВа система с нечетност. В този
случай разред за нечетност се използВа за образуВане на нечетен
брой единици за Всички числа. Ако дВоичното число Вече съдърЖа
нечетен брой единици, както се ВиЖда от таблицата, разредът за
нечетност е нула.
ТАБЛИЦА 5-12. Код с нечетност
Десетично число Разред за нечетност Двоично число
1 0 0001
- 2 0 0010
3 1 0011
4 0 0100
5 1 0101
6 1 0110
7 0 0111
8 0 1000
9 1 1001
5 10. ПРЕОБРАЗУВАНЕ ОТ КОДА НА ГРЕЙ В ДВОИЧЕН КОД
В цифроВите системи моЖе да се изВърши преобразубане на кода
на Грей В екбибалентните му дВоични числа. Преобразубателна
система, използВаща няколко полусуматора, е показана на фиг.
5-1. Полусуматорите осъщестВяВат логическата функция изключ-
\
160
Ващо ИЛИ, описана В т. 6-12, т. е. те ще осъщестВят сумирането
на дВоичните числа 1+1 без пренос. Следователно, когато на еди
ния от ВходоВете се пояВи единица, на изхода също се получаВа
единица. Обаче при единици и на дбата Входа изходният резултат
е нула. Нека като пример да предположим, че числото В кода на
Г рей е 111011. ТоВа число се прилага като паралелен Входен сигнал,
т. е. Всички битоВе от числото се подаВат едноВременно на Входа,
като най-леВият бит се прилага към най-горния полусуматор, как-
то е показано на фигурата. ДВоичният изход е 101101, след като
изходните сигнали отгоре надолу се разполоЖат хоризонтално
отляВо надясно. Могат да се използВат толкоВа полусуматори,
колкото са необходими за обработката на Всички битобе от конк-
ретната дВоична комбинация.
5 11. ДИСК ЗА ДВОИЧНО КОДИРАНЕ
Место използВан метод за преобразубане на аналогоВа функция
(от рода на Въртенето на Вал) В цифроВа форма предстаВляВа
използВането на кодиращ диск като показания на фиг. 5-2. Дискът
се прикрепВа към Вала и при заВъртбане осигуряба дВоичното пред-
стаВяне. Върху диска са разполоЖени В определен peg прозрачни
сегменти или отВори (сВетлите участъци на фиг. 5-2). За регист-
рацията им могат да се използВат сВетлинен източник и сензорно
устройство, както е показано на фиг. 5-За. За Всяко положение на
диска сегментите, през които преминаВа сВетлината, формират
конкретно дВоично число. Подобен метод е предстаВен на фиг. 5-
Фиг. 5-2. АналогоВо-цифроВ кодиращ диск
(В дВоичен цифроВ код)
11 Наръчник по електроника
161
a) б)
Фиг. 5-3. Сензорна система на кодиращото устройство
36,. където сензорни четки проникВат В отворите и контактуВат
с проВодниците и протичащият ток определя дВоичната комбина-
ция. ИзползВат се също дискоВе, Върху които сегментите са нане-
сени като печатни схеми.
При Въртенето на диска от фиг. 5-2 се получаба чисто дВоично
изходно число. ВъВ Вертикалния сегмент, идентифициран като
„начало на отчитането", няма отВори и на изхода се отчита 0000.
(За дбоичните числа с поВече разреди се използВа диск с по-голям
диаметър, за да могат да се разполоЖат още сегменти.) Когато
дискът се заВърти на един сегмент по посоката на Въртене на
часоВниковата стрелка, се Възприема дВоичното число 0001 (като
се отчита от Вътрешността на диска към периферията му). При
следВащото заВъртВане на един сегмент се Възприема числото
0010 и т. н., докато се изВърши пълен оборот. При заВъртВане на
180° се получаба максималното за този диск число 1111 (десетично
15). При продълЖаВане на Въртенето отчитането отноВо започВа
от 0000. Броят на сегментите моЖе да бъде уВеличен или намален
В заВисимост от потребностите.
5-12. ДИСК ЗА КОДИРАНЕ В КОД НА ГРЕЙ
На фиг. 5-4 е показан кодиращ диск, който създаВа петразредно
предстаВяне В код на Грей. Отчитането на числата моЖе да се
осъщестВи чрез някой от методите, показани на фиг. 5-3. При
диска от фиг. 5-4 началната позиция се състои от няколко плътни
сегмента, следобателно предстабяното число е 00000. След забър-
тВането на диска на един сегмент В посоката на Въртене на часоВ-
никоВата стрелка ще се отчете числото 00001, като се започне от
най-Вътрещния сегмент и се отчита към периферията на диска.
ПоследоВателните забъртВания на един сегмент ще дадат после-
162
Начало = 00000
IQH1
Започба се при X при Ьъртене
6 посокадрбратна на часоЬни
кобата стрелка.Започба се
при у при посока на бъртене,
събпадаща с тази на часоЬ-
никобата стрелка.
Фиг. 5 4. АналогоВо-цифроВ кодиращ диск (В код на Грей)
доВателността В кода на Грей 0001, 0011, 0010 и т. н В съот
ВетстВие с табл. 5-6. След като показаният на фигурата диск се
заВърти на 180°, отноВо се побтарят същите числа В кода на Грей.
163
6
Логически схеми
и означенията им
6-1. ЦИФРОВА ЛОГИЧЕСКА СХЕМА ИЛИ (OR)
В цифровите електронни системи широко се използВат известен
брой логически схеми В различии комбинации, чието предназначе
ние е да се осъщестВяВат необходимите функции на преВключВане
и пропускане на сигналите В устройства като калкулатори, ком-
пютри, системи за управление и др. Една от тях е логическата
схема ИЛИ, предстаВена на фиг. 6-1. Тя има три Входа, означени
с А, В и С. Разбира се, ВъзмоЖно е да се използВа и дВубходоВа
схема (или четири- или петВходоВа). За показаната схема трите
Входа са сВързани към съотВетните диоди и общо към базата на
NPN транзистор. Изходът се получаба Върху емитерния резистор,
като транзисторът работи В типичен реЖим на емитерен поВто-
рител, описан по-подробно В т. 2-6.
За да пропуска трензисторът ток, потенциалът на базата
трябВа да бъде положителен по отношение на емитера. Ето защо
Фиг. 6-1. Логическа схема ИЛИ (OR) и означенията и
164
8 тази схема се използВат импулси с полоЖителна полярност. Оче-
видно е, че ако към някой от ВходоВете (или към Всички тях) се
прилоЖи положителен импулс, транзисторът ще започне да про-
ВеЖда ток и на изхода ще се пояВи импулс. Тази схема се нарича
логическа схема ИЛИ, защото изходен сигнал ще се получи, ако на
някой от ВходоВете А или В или С, или на дВа или три Входа има
Входен сигнал. За да се предизВика пропускане на PNP транзистор,
на Входа ще трябВа да се подаде отрицателен импулс.
Логическата функция ИЛИ се означаВа посредством математи-
ческия символ „плюс" (+ ), т. е. като А+В, A + B + C+D и т. н. Из-
ползВаният по този начин знак плюс има смисъл на логическо съби-
ране и не означаВа операция на събиране, а само функцията ИЛИ.
Могат да бъдат формирани различии схеми от типа ИЛИ, но Всич-
ки те дейстбубат на един и същ логически принцип. Показаните
диоди могат да бъдат заменени с последоВателно Включени резис-
тори, а могат да се използВат и няколко транизстора с отделни
Входобе на базоВите изВоди, но с общ тоВарен резистор 8 емитер-
ната Верига за изходния сигнал. Стандартният симВол на логиче
ската схема за Всички тези случаи е показан на фиг. 6-1, като
единстВеното различие е В броя на показаните Входни линии.
Знакът за логическо събиране се използВа и когато с помощта
на дВоичните числа 1 и 0 се означаВа логическата функция ИЛИ,
т. е. 1 +0 = 1. С букВите се означаВат Входните линии и затоВа те
бяха използбани за пелучаВане на израз за изходния сигнал, но
Всъщност отделните Ьуоцни сигнали могат да бъдат означени са-
мо с 0 или 1 от дВоичната система В цифроВите логически уст-
ройства.
6-2. ТАБЛИЦА НА ИСТИННОСТ ЗА ЛОГИЧЕСКАТА СХЕМА ИЛИ
Списъкът на Входните и изходните стойности за определяне на
логическа функция образуВа т. нар. таблица на истинност. В табл.
6 1 е дадена таблицата на истинност за триходобата схема ИЛИ
от фиг. 6-1. Хоризонталният peg от нули под букВенцте означения
предстаВя състоянието на схемата при липса на Входни сигнали,
предстаВляВащи логическа единица. В табл. 6-1 са показани Всички
ВъзмоЖни комбинации от Входни сигнали.
СледоВателно табл. 6-1 показВа, че ВъВ Всеки момент, когато
на един или няколко Входа се подаде логическа единица, на изхода
се получаба логическа единица. При наличие на поВече Входни линии
таблицата ще стане съотбетно по-дълга, за да се Включат Всички
ВъзмоЖни Входни комбинации от логически нули и единици.
165
ТАБЛИЦА 6-1. TpuBxogoBa логическа
схема ИЛИ
А + в + с Изход
0 0 0 0
0 0 1 1
1 0 0 1
0 1 0 1
1 1 0 1
0 1 1 1
1 0 1 1
1 1 1 1
6-3. ЛОГИЧЕСКИ СХЕМИ И (AND)
Както схемата ИЛИ, разгледана В т. 6-1, показаната на фиг. 6-2
схема И моЖе да има поВече от дВа Входни избода. ТакиВа логически
схеми могат да бъдат изградени с диоди или с униполярни, или по-
леби транзистори, но за илюстрация на използВаните принципи е
достатъчна и показаната на фиг. 6-2 осноВна схема. Транзисто-
рите се сВързани последобателно, като колекторът на Т2 е сВързан
с емитера на Г,. За да протече ток през транзисторите, е необхо-
димо Входният сигнал да осигури право преднапреЖение, т. е.на ба-
зоВия изВод трябВа да се подаде положителен сигнал. Ако на изВо-
да А на 7} се подаде положителен импулс, тоВа няма да е достатъч-
но за негоВото отпушВане, тъй като същестВуВа последоВателно-
то сВързВане със запущения Т2. По същия начин подаВането на Вхо-
ден сигнал единстВено на изВода В няма да предизВика проВеЖдане
на ток. Когато и на дВата Входа са подадени полоЖителни импулси,
и дВата транзистора са отпушени и В резултат на тоВа на изход-
ния избод от емитера на Т2 се пояВяба положителен сигнал. Следо-
вателно логическата функция на описВаната схема е при сигнал на
ВходоВете А и В да се получаВа изходен сигнал, но не при сигнал
само на А или само на В. Ето защо тази схема се нарича още схема
за съвпадение, тъй като за да се получи изходен сигнал, е необходи
мо едноВременно на Всички ВходоВе да се подадат Входни сигнали.
При схемата ИЛИ, разгледана В т. 6-1, знакът за логическата
функция бе аритметичният знак плюс. За схемата И ролята на
такъВ знак изпълняВа симВолът за аритметично умножение, т. е
логическата функция моЖе да се изрази чрез Ах В. ВъзмоЖно е съ-
що да се използба алгебричната форма АВ или побдигнатата точ-
ка, т. е. А.В. СимВоличните означения на схемата И са показани на
фиг. 6-2, като са посочени различен брой Входни линии. Например
логическият израз за четириВходна логическа схема И е ABCD.
(Знакът на логическата функция не симВолизира артиметична
операция, а само едноВременната пояВа на Входните сигнали.)
166
фиг. 6-2. Логическа схема И (AND) и означенията й
6 4 ТАБЛИЦА НА ИСТИННОСТ ЗА ЛОГИЧЕСКАТА СХЕМА И
По същия начин, както бяха съставени таблици на истинност за
логическата схема ИЛИ 6 т. 6-2. е ВъзмоЖно да се състабят таки-
Ва таблици за илюстрация на логическата функция на схемите И.
В табл. 6 2 е дадена таблицата за истинност на трибходоВа логи-
ческа схема И. Както В табл. 6-1 хоризонталният peg от нули под
букВените означения предстаВя състоянието на схемата при липса
на Входни сигнали. В табл. 6-2 са показани Всички ВъзмоЖни комби-
нации от Входни сигнали.
Следователно табл. 6-2 показВа, че на изхода се получаВа логи
ческа единица само когато едновременно на Всички Входни изВоди
на схемата И са подадени логически единици. При поВече Входни
линии таблицата на истинност се разширяба, за да обхВане Всички
Входни комбинации от логически нули и единици.
ТАБЛИЦА 6-2. ТрибходоВа логическа
схема И
А е _с Изход
0 0 0 0
0 0 1 0
1 0 0 0
0 1 0 0
1 1 0 0
0 1 1 0
1 0 1 0
1 1 1 1
167
Ь)
Фиг. 6-3. Логическа схема НЕ (NOT) и получабането й
6-5. ЛОГИЧЕСКА СХЕМА НЕ (NOT) ЗА ОБРЪЩАНЕ НА ФАЗАТА
Друга логическа функция В цифроВите системи е т. нар. функция
НЕ. Всъщност тя е сВързана с операцията за обръщане или инВер
тиране на фазата, при което меЖду Входния и изходния сигнал съ-
щестВуВа фазоВэ разлика 180° (ВЖ. т. 2-2 и 2-3). ОсноВната
функция е предста'бенг на фиг. 6-3. На фиг. 6-За е показан оби
чайният триъгълен символ за усилбател. В този случай положите
лен импулс или друг тип сигнал на Входа създаВа синфазен усилен
изходен сигнал (ВЖ. също т. 2-6 и 2 7). С усилбателя от фиг.
6-За Входен сигнал с отрицателна полярност ще създаде на изхода
също сигнал с отрицателна полярност. Обаче, както е показано на
фиг. 6-36, при схемите с общ емитер същестВуВа инВертиране на
фазата. В този случай при Входен сигнал с отрицателна полярност
ще се получи сигнал с полоЖителна полярност. Тази схема с инВер-
тиране или обръщане на фазата се идентифицира, като се използ-
Ва малко кръгче. Тя се нарича схема НЕ, тъй като фазата на из.ход-
ния сигнал не е същата като тази на Входния.
На фиг. 6-36 е показана схема ИЛИ, чиито ВходоВе са сВързани
заедно, за да се получи един Входен изВод. Следобателно тоВа
предстабляВа схема без усилВане с еднакВа полярност на Входния
и изходния сигнал. На фиг. 6-Зг е предстаВена инВертираща схема
или схема НЕ, при която изходният сигнал и дефазиран на 180°
спрямо Входния. Тази инВертираща логическа структура моЖе да
се осъщестВи както за схемите ИЛИ, така и за схемите И. ТоВа
е разгледано В следВащите точки на тази глаВа.
168
Фиг. 6-4. Примеру за логически спеми HE-ИЛИ (NOR)
6-6. ФУНКЦИЯ НЕ—ИЛИ (NOR)
На фиг. 6-4 са показани различии примери за използВане на съчета
нието на инВертиращата логика (разгледана В т. 6 5) с логически-
те схеми ИЛИ. Когато инВертиращата логика се прилоЖи за схема
ИЛИ, получаба се логическата схема НЕ—ИЛИ. Нека например, как-
то е показано на фиг. 6-4, дВуВходоВа логическа схема ИЛИ да реа-
лизира логическата функция А+В. Ако на изхода се осъщестВи об-
ръщане на полярността, ще се получи инВертиране на функцията
А+В, което се означаВа с постаВяне на хоризонтална черта над
израза: А + В. По подобен начин инВертирането при трибходоВа
схема ще gage: А+В + С. Означението за усилбател с инВертиране,
показано на фиг. 6-36, моЖе също да бъде използВана за формиране
на функция НЕ—ИЛИ. Ето защо, както се ВиЖда от фиг. 6-4, дВу-
ВходоВата схема ИЛИ е последВана от схема НЕ, която осъщест-
Вяба инВертиране на изхода. ДВойното инВертиране ВъзВръща
пърВоначалната форма на инВертирания израз, както е показано В
петия пример от фиг. 6-4. Могат да се напраВят и комбинации за
побече от един изход, което се ВиЖда 8 последний пример от фиг.
6-4. В този случай се разполага с изходи за А+В и А + В.
169
6-7. ТАБЛИЦА НА ИСТИННОСТ ЗА ЛОГИЧЕСКАТА СХЕМА НЕ—ИЛИ
Таблицата на истинност за показаната В третия пример от фиг.
6-4 триВходоВа логическа схема НЕ—ИЛИ е дадена като табл. 6-3.
Както В предишните таблици от настоящата глаВа хоризонтал-
ният peg от нули под букВените означения представят липса на
Входния сигнал. Под реда от нули фигурират Всички ВъзмоЖни ком-
бинации от Входни сигнали.
Обърнете Внимание, че изходната последоВателност от табл.
6-3 е обратна на тази от таблицата за логическата схема ИЛИ
(табл. 6-1). СледоВателно логическата схема НЕ—ИЛИ даВа логи-
чески нули на изхода при Всички случаи, когато на една или поВече
Входни линии е подадена логическа единица. Както при другите
описано тук схеми таблицата на истинност се разширяба, за да
обхВане Всички комбинации от логически нули и единици за схеми-
те с четири, пет или поВече ВходоВе.
ТАБЛИЦА 6 3. ТриВходоВа логическа
схема НЕ- ИЛИ
А + в + с Изход
0 0 0 1
0 0 1 0
1 0 0 0
0 1 0 0
1 1 0 0
0 1 1 0
1 0 1 0
1 1 1 0
6-8. ЛОГИЧЕСКА ФУНКЦИЯ НЕ—И (NANO)
Когато описаната В т. 6-6 функция НЕ се използВа заедно с логиче-
ската схема И, обяснена В т. 6-3, формира се логическата схема
НЕ—И. Означението на тази логическа схема е предстаВено на фиг.
6-5. Когато функцията И АВ се инВертира с функцията НЕ, изход-
ният резултат ще се означи с хоризонтална черта над израза, т. е.
АВ. Подобно на тоВа, както е показано от третия пример, триВхо-
доВата схема НЕ—И ще реализира израза АВС. ИнВертирането мо-
Же също да се осъщестВи чрез логическата схема НЕ, разгледана В
т. 6-5 и предстаВена В четВъртия пример от фиг. 6-5. Петият
пример предстаВляВа триВходоВа схема, използВаща дВойно отри-
цание за получаВане на изходен израз АВС, като чрез допълнителна
изходна линия от схемата НЕ—И се получаба АВС.
170
фиг. 6-5. Примера за логически схеми НЕ-И (NAND)
6-9. ТАБЛИЦА НА ИСТИННОСТ ЗА ЛОГИЧЕСКАТА СХЕМА НЕ—И
Подобно на табл. 6 3 таблицата на истинност за триВходоВа схе-
ма НЕ—И има изходна логика, противоположна на тази от табл.
6-2. Логическата последоВателност на изхода на схема НЕ—И е из-
ложена В табл. 6-4. Обърнете Внимание, че няма сигнал на изхода,
когато има съВпадение на единиците на Всички Входобе.
ТАБЛИЦА 6-4. ТриВходоВа логическа
схема НЕ—И
А В с Изход
— — — ——
0 0 0 1
0 0 1 1
1 0 0 1
0 1 0 1
1 1 0 1
0 1 1 1
1 0 1 1
1 1 1 0
6-10. РАЗЛИЧИИ ЛОГИЧЕСКИ СХЕМИ И КОМБИНАЦИИ ОТ ТЯХ
Схемите И и НЕ—И могат да бъдат използВани за осъщестВяВане
на пропускането или отстраняВането на сигнали поради необходи-
мостта от съВпадение на яВленията на техните ВходоВе за полу-
чаВането на изходен сигнал. Типични пример.и за функцията на про-
пускане са показани на фиг. 6-6. При схемата И с дВа Входа който
171
a)
б)
Фиг. 6-6. Примеру за логически схеми
и да е от ВходоВете моЖе да се използба за разрешаВаща линия. За
показаната на фиг 6 6а схема И ролята на разрешаВащ Вход
изпълняВа долната линия. Обърнете Внимание, че на горната линия
се подаВа последоВателност от импулси. За Всяка група от четири
импулса, постъпили В горната линия, към разрешаВащия Вход се
подаВат три импулса 6 показаната на фигурата конфигурация. Тъй
като има съВпадение само за пърВия, третия и четВъртия импулс
от Входната последоВателност на пърВата линия, изходната по-
следоВателност се състои от началния импулс, следВан от празен
интервал, и дба крайни импулса, както е показано на фигурата. В
примера от фиг. 6-6а са дадени отрицателни импулси, но е Въз-
моЖно да се използВат и полоЖителни импулси, като резултатите
от пропускането ще бъдат същите.
172
Вместо импулси за целите на пропускането моЖе да се из
ползба и постоянен ток, като 6 интервала, за който се иска на
изхода да се пояби част от импулсна последоВателност, на разре-
шабащия Вход се прилага постояннотокоВ сигнал. Както се ВиЖда
от фиг. 6-66, ВъзмоЖно е да се приложат и импулси с по-голяма
продълЖителност. В този случай същестВуВа съВпадение за начал-
ните дВа импулса, но не и за третия. На изхода на схемата е пока-
зана получената последоВателност от импулси. Без да се променя
логическата функция на пропускането, както бе отбелязано за фиг.
6 6а, и тук е ВъзмоЖно да се използВат сигнали с противоположна
полярност. Ако Вместо схеми И В примерите от фиг. 6-6а и б бяха
използвани схеми НЕ—И, изходните импулси щяха да имат поляр-
ност, противоположна на посочената на фигурата.
ИнВертиране моЖе да се посочи и на Входа на логическа схема
НЕ И, както е показано на_фиг. 6-66. При инбертиране и на дВата
Входа изходният израз е А.В. Обърнете Внимание, че В този пример
не се инвертира логическото отношение. ИнВертирането на логи-
ческото отношение преобразуВа негоВата функция. ИнВертиране
то на логическото умножение И го преВръща В логическото суми-
ране ИЛИ (+). Този процес е описан по-подробно 8 т. 6-11. При
Втория пример от фиг. 6-66 само един jBxog е инВертиран, поради
което на изхода се получаВа изразът АВ. Тази логическа схема по
някога се нарича забраняваща, тъй като инВертираният Входен
сигнал В играе ролята на забрана В логиката.
На фиг. 6-7 са показани примери на комбинации от логически
схеми, използбащи функциите ИЛИ и И. В пърВия пример схема
ИЛИ предаба Входния сигнал А директно на изхода. Входните сиг-
нали В и С могат да се пояВят на изхода само ако постъпят едно-
Временно В схемата. Следователно, както се ВиЖда от фигурата,
изходният сигнал моЖе да бъде А, комбинация от В и С или тази
комбинация и А. При Втория пример Входният сигнал А трябВа да
участВуВа В съВпадение, преди да стигне до изхода, т. е. Входният
сигнал А трябВа да се придруЖаВа от В, С или от дбата заедно. Тъй
като изходът се инВертира, полученият израз ще бъде А.(В + С). В
последния пример са използвани схема И и дбе схеми НЕ. Тъй като
при съВпадение В схемата И се получаВа АВС, този сигнал моЖе да
премине сам през схемата ИЛИ и след като претърпи инбертира-
не, да се преВърне на изхода В АВС. Входните сигнали D или Е пред-
стаВляВат самостоятелни изходи към пърбата схема НЕ, но тъй
като изходът от нея е сВързан с Втората схема НЕ, на изхода на
комбинацията тези сигнали се инВертират обратно към пърбона-
чалната си форма. От комбинацията се получаВат дВа изходни
сигнала — единият с логически израз (ABC) + (D + E), а другият —
с израз D + Е.
173
Фиг 6-7. Комбиниране на логически схеми
6-11. ТЕОРЕМА НА ДЕ МОРГАН
ИнВертирането В цифроВата логика (т. 6-4) създаВа условия за
дВузначност. Когато В инВертирания логически израз се ВключВа
схема И, например А.В, логическото отношение също се инВерти-
ра. Следобателно логическото умножение И се преВръща В логичв;
ско сумиране ( + ). Ето защо изразът А.В е екВиВалентен на А+ В.
Подобно на тоВа, ако се инВертира логически израз с ИЛИ, напри-
мер А + В, логическото сумиране ИЛИ се преобразуВа 6 логическо
умножение И и изразът стаВа А.В. Тези съотВетстВия, които се
обобщаВат от теоремата на Де Морган, са предстаВени на фиг.
6 8. При най-горната фигура изходният сигнал от логическа схема
И се инВертира и полученият израз е идентичен на израза, когато
Входните сигнали А и В към схема ИЛИ се инВертират пърВоначал-
но, както се ВиЖда от Втория пример. По подобен начин, ако Вход-
ните сигнали А и В към схемата И се инВертират, изходният израз
е идентичен с израза, получен при инВертиране на изходния сигнал
от схема ИЛИ.
174
Фиг. 6-8. Логически схеми, осноВаВащи се на теоремата на Де Морган
6-12. ЛОГИЧЕСКИ СХЕМИ ИЗКЛЮЧВАЩО ИЛИ И НЕ—ИЛИ
Друга логическа схема, която се използВа В цифроВите устройст-
ва, е схемата изключващо ИЛИ. Както е показано на фиг. 6-9, за
нейното означаВане се прилага симВолът на осноВната схема ИЛИ
с допълнителна дъга ВъВ Входната част. МоЖе да бъде реализирана
както логика ИЛИ, така и логика НЕ—ИЛИ. Логическата функция
на схемата изключващо ИЛИ е, че на изхода се получаба сигнал при
Входен сигнал на А или В, но не едноВременно и на дВата Входа.
Ето защо тази схема е подходяща за комбинацията от логически
схеми, ск онто се реализира дбоичното събиране. Логическите дей-
ствия при него са 1+1=0 с пренос 1 (ВЖ. т. 5-1). ОбикноВено тук
не се използВа знакът за логическата функция ИЛИ ( + ), а симВо-
лът ( + ). Вторият пример от фиг. 6-9 предстаВя симВола за функ-
цията изключващо НЕ—ИЛИ, като изходният израз е А+В.
Фиг. 6-9. Графично означение на логическите схеми „изключбащо
ИЛИ и НЕ—ИЛИ"
175
6-13. ЛОГИЧЕСКА СХЕМА ИЗКЛЮЧВАЩО ИЛИ И НЕЙНОТО ПРИЛОЖЕНИЕ
В табл. 6-5 и 6-6 са дадени изходите на логическите схеми изключ-
Ващо ИЛИ и НЕ—ИЛИ, разгледани В т. 6-12. Обърнете Внимание,
че функцията изключВащо ИЛИ (табл. 6-5) осигуряВа изходен сиг-
нал само при сигнал на един от дВата Входа А или В. При дадената
6 табл. 6-6 функцията изключВащо НЕ—ИЛИ инбертираните из-
ходни сигнали се пояВяВат при Входни сигнали на А или В, но не и
на дВата.
ТАБЛИЦА 6-5 ТАБЛИЦА 6-6
А+В А+В
00 = 0 00 = 1
01=1 01=0
10=1 10=0
11=0 11=1
Един случай на приложение на схемата изключВащо ИЛИ е пока
зана на фиг. 6-1, където няколко такиВа логически схеми са сВър
зани така, че да се осъщестВи преобразуВане на число В кода на
Грей В дВоично число. Друго приложение е демонстрирано на фиг.
6-10, където схема изключВащо ИЛИ образуВа срабняВащо уст-
ройство, осигуряВащо логически изходен сигнал, когато на Всички
ВходоВе е приложена логическа единица или когато Всички ВходоВе
са В състояние логическа нула. Системата от тази фигура има
осем Входа и използВа четири схеми изключВащо НЕ—ИЛИ. Изход-
ните линии на четирите незаВисими логически схеми са свързани
заедно и образуВат изходна
секция, която се нарича про-
ВодникоВа логическа схема И.
Последната предстаВляВа съ-
единение на няколко изхода,
което реализира функцията на
изходната логическа схема И,
означена с показания на фиг. 6-
10 специален символ.
Е
Фиг. 6-10. ОсемВходоб компаратор
Със системата от фиг.
6-10 се проВеряВат за еднак-
Вост разредите от група от 8
бита, като резултатът на из-
хода се получаба само ако съ-
щестВуВа тоВа качестВо. Ако
някой от Входните сигнали
към схемите изключВащо НЕ—
ИЛИ е логическа нула, няма да
176
има изходен сигнал. Липсата на такъВ сигнал означаВа, че няма ед
накВост В разредите. Ако е необходимо, към системата могат да
се добаВят допълнителни логически схеми НЕ—ИЛИ.
6-14. ЛОГИЧЕСКИ СХЕМИ В ИНТЕГРАЛНО ИЗПЪЛНЕНИЕ
За да се задоВолят практическите потребности, многобройните
комбинации от логически схеми И, ИЛИ, НЕ—ИЛИ, НЕ—И и изключ-
Ващо ИЛИ се реализират като интегрални схеми. На фиг. 6-11 са
показани типично примери с цел да се илюстрират използВаната
схемна логика и сбързВането на изВодите. ЕстестВено В произ-
ВеЖданите интегрални логически схеми могат да се обединяВат
значително поВече логически елементи. В някои чипоВе могат да
се съдърЖат мноЖестВо логически схеми от еднакъВ Вид или кон
фигурацията от дърВообразен тип, показана на фиг. 6-16.
На фиг. 6-11а е предстабена дВусхемна структура, състояща се
от три Входа към схема И, чийто изход е сВързан с единия Вход на
схема ИЛИ. Трисхемна структура е показана на фиг. 6-116. При нея
изходът на дВуВходоВа схема НЕ—И е сВързан към ВходоВете на
дВе схеми ИЛИ. СъщестВуВат и допълнителни ВходоВе за схемите
Фиг. 6—1 Корпуса и разполагане на логически схеми 6 тях
12 Наръчник по електроника
177
ИЛИ. В показаната на фиг. 6-11В структура се използВат комбина-
ции от логически схеми И или НЕ—ИЛИ. ОсВен общия Вход от
изВода 7 на интегралната схема към схемите И същестВуВат и
отделни ВходоВе към тези схеми през изводите 2 и 10. По същия
начин допълнителни ВходоВе за логическите схеми ИЛИ същестВу-
Ват през изВодите 3 и 8. Изходите на схемите ИЛИ са сВързани
към изВодите 5 и 6.
6-15. ОСНОВНИ ТРИГЕРНИ СХЕМИ
Тригерната схема предстаВляВа ВаЖен елемент В цифроВите сис-
теми, което се дълЖи на дВете й състояния, меЖду които е Въз-
моЖно да се осъщестВи преВключВане. ОсноВната тригерна схема
е предстаВена на фиг. 6-12. Както се ВиЖда от нея, използВат се
дВа транзистора, означено съотВетно с 7, и Т2. Обърнете Внима-
ние на симетричната конфигурация на схемата, имаща еднакВи
елементи В базоВите, емитерните и колекторните Вериги, както
и съотВетно подобии Входни и изходни секции. За разлика от ре-
лаксационните генератори от рода на мултибибратора и блокинг-
генератора (ВЖ. т. 2-33 и 2-34) тригерът не предстаВляВа
автономен генератор. Ето защо той не осигуряВа непрекъснат из-
ходен сигнал, а генерира изходен сигнал само когато е приложен
Входен сигнал със съотВетната полярност и амплитуда. Показана-
та на фиг. 6-12 схема има три Входа: устаноВяВащ, тригерен и
изчистВащ. Изходните изВоди са дВа и рогато на тригерния Вход
се подаде Входен сигнал; на означения с Q изход се пояВяВа логиче-
ска нула, а на изхода Q — логическа единица. По такъВ начин по-
средством тригерната схема се постига логика с дВе устойчиВи
състояния. Схемата ще остане В устаноВеното състояние, докато
на тригерния Вход се подаде ноВ Входен импулс. В резултат на то-
Ва на изхода О се пояВяВа логическа 0, а на изхода Q — логическа
единица.
В схемата, предстаВена на фиг. 6-12, логическата единица се
означаВа с импулс с полоЖителна полярност. Когато е необходимо
да се използуВа импулс с отрицателна полярност за логическата
единица, транзисторите трябВа да бъдат от NPN тип и трябВа
да се обърнат диодите и полярностите на напреЖенията. Входът
за задаВането дейстВуВа само когато 7, пропуска ток, тъй като
В този случай пояВата на положителен импулс на базоВия изВод на
транзистора ще компенсира праВото преднапреЖение и ще преВк-
лючи транзистора В запушено състояние. След като този тран-
зистор се запуши, прилагането на следВащия импулс с полоЖител-
на полярност на устаноВяВащия Вход няма да окаЖе ВъздейстВие.
Тъй като 72 пропуска ток, когато 7, е запушен, подаВането на поло-
жителен импулс на изчистващия Вход ще преВключи тригера В
пърВоначалното му състояние. Диодите В базоВите Вериги осигу-
ряВат еднопосочно предаВане на полоЖителния импулс. Тригер-
178
Фиг. 6-12. ОсноВна схема на тригер
ният Вход е сВързан с дВата базоВи изВода, поради което чрез него
е ВъзмоЖно да се променя състоянието на тригерната схема с по-
мощта на Всеки от последоВателните полоЖителни импулси.
Когато на устаноВяВащия Вход на Ту се подаде импулс, транзис-
торът се запушВа, падът на напреЖението Върху колекторния ре-
зистор на Ту спада до нула и поради тоВа потенциалът на колекто-
ра стаВа отрицателен и оаВен на потенциала на батерията. Този
потенциал се подаВа на базоВия изВод на Т2 чрез Веригата, обра-
зуВана от сВързВащите резистор и кондензатор. ВъзникВащият
на базата на О2 отрицателен потенциал създаВа праВото предна-
преЖение (отрицателно на базата В сравнение с полоЖителния по-
тенциал на емитера). В резултат Т2 пропуска ток и падът на на-
преЖението Върху колекторния резистор нарастВа, което пред-
стаВляВа изменение с полоЖителна полярност. Този потенциал,
подаден към базоВия изВод на 1\, поддърЖа запушеното му състоя-
ние. Сега, ако на изчистВащия Вход се подаде импулс, той ще про-
мени състоянията на Г, и Т2, като Т2 ще се запуши, а 7, ще започне
да пропуска ток.
На фиг. 6-13 е показано как тригерът моЖе да бъде изграден на
базата на логически схеми ИЛИ и НЕ—ИЛИ. При схеми НЕ—ИЛИ се
използба сбръзВането, показано на фиг. 6-1 За. Тук изчистВа-
щият Вход е сВързан с едната схема НЕ—ИЛИ, а устаноВяВа-
щият — с другата. ОсВен тоВа изходът на Всяка схема НЕ—ИЛИ
се подаВа към Входа на другата схема НЕ—ИЛИ, както се ВиЖда от
фигурата. Когато тригерът е В състоянието, характеризиращо се
с логическа единица на изхода О, на изхода О ще същестВуВа логи-
ческа нула. В тоВа състояние прилоЖеният на Входа S (устаноВя-
Ващ) сигнал ще бъде инВертиран и на изхода на схемата НЕ—ИЛИ
179
ще трябВа да се пояВи логическа нула, което не предизВикВа промя-
на, тъй като схемата е Вече В този редким. ОсВен тоВа В реЖима
на устаноВяВане изходът на тази схема НЕ—ИЛИ подаВа логическа
нула на Входа на другата схема НЕ—ИЛИ, която се инВертира В
логическа единица на изхода. ОчеВидно е, че когато тригерната
схема е В реЖим на устаноВяВане, допълнителните сигнали, по-
дадени на задаВащия Вход, няма да предизВикат промяна. За да се
получи промяна, необходим е изчистВащ Входен сигнал на другия
Вход.
Когато е подаден сигнал на изчистВащия Вход R, изходният сиг-
нал на изхода Q се инВертира и се получаба логическа нула, която
се подаВа и на единия Вход на другата схема НЕ—ИЛИ. В резултат
на изхода на тази схема се получаба логическа единица. Вследствие
на което се променя състоянието на тригера. Сега, за да се проме-
ни отноВо състоянието, е необходимо да се подаде Входен сигнал
на Входа S Подобна схема е показана на фиг. 6-136, която е изгра-
дена чрез сбързВането на дВе логически схеми НЕ—И. За Всяка схе-
ма НЕ—И е необходимо на ВходоВете й да има събпадение на Вход-
ните сигнали, за да се получи изходен сигнал. Този тригер от тип
НЕ—ИЛИ се комбинирас други схеми,за да се получат специфични
цифроВи функции. Типичен пример е показан на фиг. 6-136, къде-
то Вход за синхронизиращи импулси е добабен към системата чрез
дВе допълнителни логически схеми НЕ—И.
Синхронизиращите импулси предстаВляВат сигнали с точно
разполоЖение ВъВ Времето, които се получаВат от генератори с
регулиране на честотата, какВито са разгледани В т. 6-17. Генери-
Фиг. 6-13. ИзграЖдане на тригери от логически схеми НЕ—ИЛИ и НЕ____И
180
раните по този начин синхронизиращи импулси образуВат основ
ната последоВателност от импулси, която се използВа наВсякъде
В дадена цифроВа система. За показаната на фиг. 6-136 три
герна система синхронизиращите импулси се прилагат със сВоята
неизменна честота на повторение към синхронизиращия Вход и
следобателно се подаВат на Всяка от логическите схеми НЕ—И на
пърВото стъпало (7 и 2). Непрекъснатата Входна импулсна после-
доВателност постаВя Всяка логическа схема НЕ—И от пърВото
стъпало В готоВност за съВпадение със сигналите, подадени на
ВходоВете S или R. Например при Входен сигнал на S съВпадението
със синхронизиращ импулс ще gage инВертиран изходен сигнал за
логическата схема НЕ—И 7. Този инВертиран сигнал се пояВяВа на
Входа на логическата схема НЕ—И 3. Изходната логическа нула от
изхода на схемата НЕ—И 4 също се подаВа на Входа на схемата
НЕ—И 3 за получаВане на съВпадение. Входните логически нули на
схема НЕ—И 3 се инВертират за получаВане на логическа единица
на изхода.
Понякога тригерът се предстаВя посредством праВоъгълник,
както е показано на фиг. 6-1 Зг, Вместо да се използВат означе-
нията на логическите схеми. I рите Входа са устаноВяВащият,
синхронизиращият и изчистВащият. В някои случаи синхронизира-
щият Вход се означаВа с СР.
6-16 JK ТРИГЕРИ И ТЕХНИТЕ ОЗНАЧЕНИЯ
JK тригерът предстабляВа тригерна система със специална
структура. БукВите J и К се използВат за означаВане на дВата
отделни Входа на тази специална тригерна система. На фиг. 6-14а
е показан типичен пример, при който дВе допълнителни логически
схеми И се използВат за сВързВане на ВходоВете J и К към тригера
със синхронизиращ Вход, предстаВен на фиг. 6-136 и г. Както се
ВиЖда от фигурата, изходните линии О и О също са сВързани с
ВходоВете на дВете схеми 1Ф Ако JK тригерът е В състояние на
логическа единица, на изхода О се пояВяВа логическа нула. Тази логи-
ческа нула се пояВяВа и на Входа, съВпадащ по схема И с линията
J, като по такъВ начин се забраняВа подаВането на Входен сигнал
към устаноВяВащата линия (S). Когато е приложен сигнал за логи-
ческа единица към ВходоВете К и СР (синхронизиращ Вход), се за-
дейстВуба функцията за изчистВане. Входният сигнал на К даВа
изходен сигнал, тъй като към схемата И на Л" се подаВа логическа
единица от изхода Q. Когато на ВходоВете J, СР и К еднобременно
се подаде логическа единица, се получаба тригерна функция по съ-
щия начин, както при тригерния Вход на показания на фиг. 6-12
тригер. Ето защо съВпадението на Входните сигнали последоВа-
телно преВключВа JK тригера В състоянията му на задаВане и из-
чистВане.
Друг Вид JK тригер е показан на фиг. 6-146. В този случай се
използВат четири логически схеми НЕ—И с общо пет Входа. Както
при показаната на фиг. 6-14а система, за получаВането на необхо-
181
a)
guwume логически функции са осъществени съотВетни обратни
Връзки. Ако системата от фиг. 6-146 е В състояние на устаноВяба-
не, на изхода Q има логическа единица, а на изхода Q -— логическа
нула, както е при другите тригерни схеми. Обърнете Внимание, че
логическата нула от линията О се подаВа на един от ВходоВете на
триВходоВата логическа схе. а НЕ—И на линията J, която е озна-
чена с №1. Тъй като тази логическа нула забраняВа съВпадението
на Входа J, логическатасхема НЕ—И 1 не генерира сигнал на изхода
си.
Показаните на фиг, 6-13 и 6-14 тригерни схеми предстаВля-
Ват В идеализиран Вид принципите на действие. Реалната цифроВа
схема обхВаща голям брой допълнителни елементи, които често
са необходими, за да се осигури устойчибата работа и да се пре-
дотвратят такиВа неЖелани явления като самовъзбуЖдането.
При самоВъзбуЖдане (предизВикано от закъснението на сигнала В
схемата) тригерът променя състоянието си поВече от един пъти
при постъпВане само на един изчистВащ импулс. Означенията от
фиг. 6-13 и 6-14 показВат Връзките меЖду логическите схеми и
по такъВ начин се илюстрират логическите функции, които ще
бъдат реализирани. Очевидно е, че В дейстВителните тригерни
схеми ще участВубат и такиВа елементи, които не осъщестВяВат
логически функции, като захранВащи блокоВе, меЖдинни стъпала и
т. н.
182
6-17. СИСТЕМИ ЗА ГЕНЕРИРАНЕ НА СИНХРОНИЗИРАЩИ ИМПУЛСИ
Системата, която моЖе да се нарече „часоВник" на цифроВото
устройство, създаба точно разпределени Въб Времето импулсни
сигнали, които могат да се използВат ВъВ Всички части на уст-
ройстВото. Както е показана на фиг. 6-15а, този часоВник Всъщ-
ност предстаВляВа генератор с обратна Връзка, използВащ кВар-
цоВ кристал за регулиране на честотата. Изходната линия на
обикноВения усилбател, предстаВен с триъгълен символ, е сВърза-
на към кристала посредством резистора R2- Веригата на кристала
създаба обратна Връзка към Входа на усилВателя, за да се поддър-
Жат незатихВащи трептения. По принцип през кристала се фор-
мира затворена Верига, по която определена част от изходния сиг-
нал се подаВа с необходимата фаза за целите на ВъзбуЖдането.
Друга система за синхронизиращи сигнали е показана на фиг. 6-
155. В този случай има дВа изхода, на Всеки от които се получаба
последоВателност от импулси с честота, дВа пъти no-малка от
Фиг. 6-15. Системи за генериране на синхронизиращи импулси
183
тази на генератора на синхронизиращи импулси. Обърнете Внима-
ние, че изходната последоВателност от логическата схема 2 е из-
местена по фаза по отношение на импулсите на изхода на логиче-
ската схема 7. Поради тази причина тази система се нарича още
система с дефазиране на синхронизацията. Както се ВиЖда от фиг.
6-156, изходният сигнал от генератора на синхронизиращи импул-
си се подаВа на Входа СР на JK тригер. ОсВен тоВа изходната линия
на генератора е сВързана с единия Вход на логическата схема 7 и
единия Вход на логическата схема 2. Изходите О и Оса сВързани
съотВетно към логическите схеми 7 и 2. Тъй като изходните сиг-
нали от тригера са логическа единица и логическа нула, тези сигна-
ли, редуВайки се, създаВат съВпадение на ВходоВете на схемите И.
Броячът на импулси, присъединен към изхода Q, измерВа честота-
та на импулсите. Посредством подходящ избор на сигналите към
ВходоВете J и К (поотделно или едноВременно) е ВъзмоЖно да се
регулира необходимият ВремеинтерВал меЖду изходните импулси,
както и техният брой (ВЖ. т. 6-16).
Когато синхронизиращ импулс от генератора постъпи на Входа
СР, осъщестВябането на задаВане предизВикВа логическа единица
на изхода Q. При синхронизиращи импулси с отрицателна поляр-
ност съВпадението е В логическата схема 1 и на нейния изход се
пояВяВа инВертиран сигнал (положителен). При следВащия синхро-
низиращ импулс на Входа СР изходът от линията О стаВа положи-
телен и не осигуряВа съВпадение, но линията Q сега е отрицателна
и съВпадението се получаВа В логическата схема 2. По този начин
дВете последоВателности от изходни импулси се редуВат ВъВ Вре-
мето. Естестбено е ВъзмоЖно тази система да се конструира та-
ка, че от генератора да се подаВат полоЖителни импулси на Входа
на JK транзистора, когато на изхода са необходимо импулси с от-
рицателна полярност.
6-18. ДЪРВООБРАЗНА ЛОГИЧЕСКА СТРУКТУРА
Когато последоВателни логически схеми имат няколко изхода, кои-
то са сВързани с други логически схеми, както е показано на
фиг. 6-16, се образуба т. нар. дървообразна логическа структура.
ВъзмоЖно е също изходите на показаните три схеми ИЛИ да се
сВързВат към друга логическа схема ИЛИ с три Входа, згмда се полу-
чи един изход. При показаната система изходите О и О на триге-
рите са сВързани към отделни схеми И, които на сбой peg подаВат
изходния си сигнал към схема ИЛИ. СъВпадение ще същестбуВа са-
мо ако се прилоЖи импулс на линията за комплементарен код или
на линията за прав код. Например, ако на линията за комплемента-
рен код се подаде импулс за осигуряВане на съВпадение с изхода Q,
схемите ИЛИ ще осъщестВят отчитане на комплементарен дВои-
чен код, т. е. на инВертираната стойност на дВоичното число. Об-
ратно, ако на линията за праВ код се подаде импулс, за да се осъ-
184
FF
Q О
FF
Q Q
Вход за о-
комплемен
шарен код
Вход за
“° проб код
Фиг. 6-16. ДърВообразна логическа структура
щестВи съВпадение с полярността на изходния импулс от Q, те се
получи дейстВително дВоично число.
Нека като пример да приемем, че трите тригера (FF) съдърЖат
дВоичното число 101. ПрилоЖеният към линията за праВ код им-
пулс ще създаде съВпадение с пърВия и третия тригер. Обаче, тъй
като Вторият тригер предстабя логическия символ нула, за линия-
та О не същестВуВа съВпадение с импулса В линията за прав код,
и следователно няма да има изходен сигнал от Втората логическа
схема ИЛИ. ПонеЖе не е подаден импулс на линията за комплемен-
тарен код, няма съВпадения за линиите Q. В резултат на Всичко
тоВа изходното показание от схемите ИЛИ е 101. Ако обаче се
прилоЖи импулс за комплементарен код, съВпадение ще има само
за изхода Q от Втория тригер. Ето защо изходното число ще бъде
010 — допълнението на 101.
6-19. ЧАКАЩ МУЛТИВИБРАТОР
Чакащият мултиВибратор е едно от устройстВата със специално
предназначение, използвани В цифроВата електроника. Въпреки че
е наречено мултиВибратор, това устройство не предстаВляВа ге
нератор на сигнали с аВтономни трептения, какъВто е случаят на
описаното В т. 2-33 устройство. За разлика от него чакащият
мултиВибратор генерира изходен сигнал само когато на Входа му
се подаде съотВетен сигнал, както е при разгледаната В т. 6-15
тригерна схема. ОсноВната схема на чакащия мултиВибратор е по-
казана на фиг. 6-17. Понякога тоВа устройство се нарича еднотак-
тоВ мултиВибратор. Този термин дефинира осноВното му
сВойстВо на мултиВибратор с едно устойчиво състояние В срав-
нение с неустойчибите ВидоВе релаксационни генератори, описани
В т. 2-33 и 2-34.
185
Фиг. 6-17. Чакащ мултиВибратор
За показаната на фиг. 6-17 схема е необходим положителен
Входен импулс. Ако ще се използВа Входен сигнал с отрицателна
полярност, транзисторите трябВа да са от PNP тип и да се обър-
нат полярностите на захранВащите напреЖения. Когато към Входа
за задейстбуВане се подаде положителен импулс, базата на Т2 про-
пуска ток, който обуслаВя съотВетен ток през колекторния резис-
тор и пад на напреЖението Върху този резистор, намаляВащ
потенциала на колектора спрямо този на масата (последният е
отрицателен по отношение на колекторния потенциал). Йзмене-
нието на потенциала, ВъзникВащо на колектора на Т2. се предаВа
чрез С2 към базата на транзистора Ту. По този начин праВото
преднапреЖение на 7, се намаляВа достатъчно, за да ре предизВика
запушВане. Сега падът на напреЖението Върху /?, намаляВа, което
поВишаВа колекторния потенциал на Ту и следобателно уВеличаВа
подаденото от Входния сигнал напреЖение. По такъВ начин за кра-
тък ВремеинтерВал се прекратяВа протичането на ток през 7,,
докато Т2 е напълно отпушен.
Тъй като Входният импулс, който е задейстВуВал цикъла на
пропускане на ток, е краткотраен, праВото преднапреЖение, съз-
дадено за Т2, изчезВа, когато амплитудата на Входния сигнал спад-
не до нула. Сега кондензаторът С2 преминаВа към пърВоначалното
си ниВо на заряда, което позВоляВа 7, да започне отноВо да пропу-
ска ток. По такъВ начин отноВо се ВъзстаноВяВа пърВоначалното
състояние. При липса на Входен задейстВуВащ сигнал захранВащо-
то напреЖение Е2 поддърЖа запушеното състояние на 72 чрез при-
лоЖеното обратно преднапреЖение. По Време на краткоВременно-
то отпушбане на Т2 се генерира изходен импулс (през С4), който
186
има точно определена продълЖителност, получаВаща се чрез съот
Ветен избор на конструктибните параметра. Ето защо когато е
необходим такъВ импулс с неизменна продълЖителност, той моЖе
да се генерира от мултиВибратора при широк диапазон на харак-
теристиките на Входните импулси.
6 20. ТРИГЕР НА ШМИТ
Тригерът на Шмит предстабляВа друга специална схема, използВа-
на В цифроВата електроника редом с разгледаната В т. 6-15 три-
герна система и чакащия мултиВибратор от т. 6-19. ОсноВното
сВойстВо на тригера на Шмит е, че преВключВателната му чуВст-
Вителност е сВързана с амплитудата на Входния сигнал. Ето защо
тази схема се използуВа за ВъзстаноВяВане формата на импулси
или праВоъгълни сигнали, когато те са били изкриВени при преми-
наВането им през определени стъпала. ОсВен тоВа схемата е по-
лезна при потискането на шумоВи сигнали. Ако такиВа сигнали съ-
щестВуВат меЖду отделните импулси на импулсна поредица или
се прояВяВат като преходни пикоВе, след прилагането на цялото
мноЖестВо от сигнали на Входа на тригера на Шмит ще се генери-
ра изходен сигнал без изкриВяВания и със същата честота на след-
Ване на импулсите.
ОсноВната схема на тригера на Шмит е показана на фиг. 6-
18. И тук, както при мултиВибраторните схеми, се използВат дВа
транзистора. За показания Вариант на схемата е необходим поло-
жителен Входен импулс, но могат да се използВат и отрицателни
Входни сигнали при постаВяне на PNP транзистори и обръщане на
полярностите на захранВащите напреЖения. Подобно на описания
В т 6-19 чакащ мултиВибратор тригерът на Шмит остаВа В ус-
тойчиво състояние, когато няма Входен сигнал. Тъй като за Ту не
е осигурено праВо преднапреЖение, този транзистор не пропуска
ток. За Т2 обаче праВото преднапреЖение, необходимо за отпуше-
ното му състояние, се създаВа от пада на напреЖение Върху резис-
тора R3.
Когато на Входа на тригера на Шмит се подаде импулс с поло-
Жителна полярност, както е показано на фиг. 6-18, базата на Г,
получаба положителен потенциал, който е достатъчно голям, за
да се преодолев обратното преднапреЖение, същестВуВащо меЖду
базата и емитера. (Последният има положителен потенциал, за-
щото е сВързан с /?5.) Когато през Ту протича ток, Върху колектор-
ния резистор /?, се създаВа пад на напреЖение, който предизВикВа
намаляВане на колекторния потенциал. ТоВа спадане на колектор-
ния потенциал се предаВа на базата на Т2 и се получаба намаляВане
на праВото преднапреЖение, което от сбоя страна стаВа причина
за намаляВане на тока през Т2. Процесът се разВиба бързо и тоВа
продълЖаВа до запушВането на Т2 и пълното отпушВане на Ту. В
момента, В който Т2 престаВа да пропуска ток, колекторният по-
тенциал нарастВа с намаляВането на пада на напреЖението Върху
187
Фиг. 6-18. Тригер на Шмит
/?д В резултат на тоВа изменение на амплитудата на колекторния
потенциал се получаба изходният сигнал.
Когато амплитудата на Входния сигнал спадне до нула, триге
рът на Шмит бързо се Връща В пърВоначалното си състояние, при
което транзисторът Т2 отноВо е отпущен. ВремеинтерВалът, не
обходим на Тг за Връщането му 6 отпущено състояние, определи
продълЖителността на изходния импулс. ПродълЖителността на
периода на пропускане на ток, както и изменението на амплитуда
та В колекторната Верига се определят чрез избора на съотбетни
стойности на елементите. По такъВ начин, когато Входният им-
пулс е достигнал амплитуда, достатъчна за задейстВуВане на три-
гера на Шмит, се генерира изходен импулс, който е независим от
ВсякакВи допълнителни изменения на амплитудата на Входния им-
пулс (например преходни пикоВе или някакВи други изменения, по
малки от амплитудата на задейстВуВане).
188
7-1. ОТНОШЕНИЯ В ДЕЦИБЕЛИ
Децибелите са описана Вт. 1 -7. В табл. 7-1 са дадени стойности-
те на отношенията на напреЖения, токоВе и мощности, изра-
зени В децибели В диапазона от 0,5 до 30. Както бе обяснено Вт. 1-
7, изразяВането 8 децибели Всъщност предстаВляВа сраВняВане на
стойности на напреЖения, токоВе или мощности и е сВързано с
дискретни Величини само при наличието на точно определено ета-
лонно ниВо. УдВояВането на мощността (отношението им е равно
на 2) даВа стойността 3 dB, независимо от съотВетните големи-
ни на дВете мощности, учасгг^уВащи В отношението. СледоВател-
но отношението на 4 W към 2 We 3 dB, тъй както е 3 dB и отно-
шението на 1000 W към 500 W. При отношенията на напреЖения
или токоВе удВояВането (когато отношението на дВете стойнос-
ти е рабно на 2) даВа 6 dB. което е показано и В табл. 7-1.
ТАБЛИЦА 7-1. Отношения на U. / и Р 6 децибели
Децибели Отношения на напрелке- Отношения на
мощности
или токоВе
0,5 1,06 1.26
1 1,12
1.5 1,19 1,58
2 1,26
2,5 1,33 2
3 1,41
3,5 1,49 2,5
4 1 58
4,5 1,67 3,16
5 1,78
5,5 1,89 3.98
6 2
6,5 2,1 5
7 2,24
7,5 2,35
189
ПродълЖение на таблица 7-1
8 2,5 6,31
9 2,82 7,94
10 3.16 10
11 3,55 12,6
12 3,98 15,8
13 4,47 20
14 5 25
15 5,62 31,6
16 6,31 39,8
17 7,08 50,1
18 7,94 63,1
19 8,91 79,4
20 10 100
25 17.8 316
30 31,6 1000
7-2. ПРЕДСТАВКИ И ТЕХНИТЕ ОЗНАЧЕНИЯ
За удобстбо при изразяВането на стойностите на различии Вели-
чини В електротехниката и електрониката са ВъВедени стандарт-
ни представки към наименоВанията на отделните измерВателни
единици за съотВетните степени на числото 10. В табл. 7-2 е
даден списък на тези предстаВки, придруЖени от букВените им
означения и изразяВаните от тях стойности от 1x10 18 до
1 х1012. Обърнете Внимание, че Всички букВени означения пред-
стаВляВат малки букВи с изключение на последните три, с които
ТАБЛИЦА 7-2. Стандартно предстаВки и букВени симВоли
Представка Символ Стойност Подразделения и
кратни
atto a 1 х ю 18
femto f 1хЮ 15
pico p една милионна от милионната 1 х 10 12
nano n една хилядна от милионната 1 х Ю 9
micro p една милионна 1хЮе
milli m една хилядна 1 х Ю 3
centi c една стотна 1 х Ю 2
deci d една десета 1 х Ю 1
deca da десет 1хЮ’
hecto h сто 1 х Ю2
kilo к хиляда 1 х 103
mega M милиона 1 хЮ6
giga G хиляда милиона 1 х Ю9
tera T милион милиона 1 х Ю'2
се означаВат мега, гига и тера. Като се използВат тези означения
за измерВателните Величини В електротехниката и електроника-
та, е ВъзмоЖно килоВолтите да се запишет като kV, мегаВолтите
190
kamo MV, милиамперите като mA, микроамперите като цА, пико-
фарадите като pF и т. н. ИзползВането на дадените В табл. 7-2
стандартно предстаВки и букВени означения позболяВа да се из-
бегнет грешките при употребата на такиВа понятия, като три-
лион, билион и т. н., които изразяВат различии числени стойности
В отделните страни (ВЖ. т. 7-3).
7-3. РАЗЛИЧИЯ В БРОЙНИТЕ СИСТЕМИ
В табл. 7-3 са дадени различията В бройните системи. използвани
В отделните страни. Както се ВиЖда от нея, понятието „билион"
означаВа хиляда милиона В Съединените щати и Франция*, но ВъВ
Великобритания или В немскоезичните страни един билион е раВен
на един милион милиони. ПредстаВката „гига-" обаче Винаги озна-
чана хиляда милиона, независимо от тоВа, че В САЩ и Франция
тоВа число ще се нарича билион, а ВъВ Великобритания не. СледоВа-
телно стандартните предстаВки се отнасят за точно определени
числа. Въпреки че „это-" ще бъде символ за кВинтилионни части 6
Съединените щати, а ВъВ Великобритания ще означаВа трилионни
части.
ТАБЛИЦА 7-3. Различия В бройните системи
Означения САЩ и Франция' Степен Великобритания и немское зични страни Степен
Милион 1000 хиляди 106 1000 хиляди 106
Милиард 1000 милиона 109 1 000 милиона 109
Билион 1000 милиона 10s 1 милион милиона 1012
Трилион 1000 билиона 1012 1 милион билиона 1018
(1 милион милиона)
КВадрилион 1000 трилиона 1015 1 милион трилиона ю24
КВинтилион 1000 кВадрилиона 1818 1 милион кВадрилиона ю30
' И В България — бел. преб.
7-4. ВРЕМЕКОНСТАНТИ
Преходните характеристики на Верига от резистор и кондензатор
или бобина са разгледани В т. 1—9. От табл. 7-4 могат да се полу-
чат процентните изменения на напреЖението или тока спрямо на-
чалните им стойности за различии моменти от началото на пре-
ходния процес. Тези моменти са В диапазона от 0,001 от Време-
константата до 5 Времеконстанти.
191
ТАБЛИЦА 7-4. Изменение на преходната Величина В заВисимост от Времеконстан-
тата
Моменти от Процент от напреЖението на Процент от напреЖението
Времето, из- разреЖдане или тока на зареЖ- на зареЖдане на кондензато-
разено чрез в ре- дане на кондензатора или про- ра или процент от тока на
меконстантата цент от напреЖението на за- зареЖданё на бобината
реЖдане или тока на разреЖдане на бобината
0,001 99,9 0,1
0,002 99.8 0.2
0,003 99,7 0,3
0,004 99,6 0,4
0,005 99,5 0,5
0,006 99.4 0,6
0,007 99.3 0,7
0,008 99.2 0,8
0,009 99,1 0.9
0,01 99 1
0,02 98 2
0,03 97 3
0,04 96 4
0,05 95 5
0,06 94 6
0,07 93 7
0,08 92 8
0,09 91 9
0,10 90 10
0,15 86 14
0,20 82 18
0,25 78 22
0,30 74 26
0,35 70 30
0,40 67 33
0,45 64 36
0,5 61 39
0,6 55 45
0,7 50 50
0,8 45 55
0,9 40 60
1 37 63
2 14 86
3 5 95
4 2 98
5 0.7 99.3
7-5. СТЕПЕНИ НА ДВЕ
В табл. 7-5 е даден списък на удВояВащите се числено стойности.
Тя даВа нарастВането на стойностите на разредите със степени-
те на 2 (дВоични числа) (ВЖ. също т. 5-1). СледоВателно В табл.
7-5 се даВат последоВателно стойностите на дВоичните числа с
192
единица само В един разред, като 0001 =1,0010 = 2,0100 = 4,1000 = 8
и т. н.
ТАБЛИЦА 7-5. Степени на 2
п 2" 2"
— —
1 2 21 2 097 152
2 4 22 4 194 304
3 8 23 8 388 608
4 16 24 16 777 216
5 32 25 33 554 432
6 64 26 67 108 864
7 128 27 134 217 728
8 256 28 268 435 456
9 512 29 536 870 912
10 1024 30 1 073 741 824
11 2048 31 2 147 483 648
12 4096 32 4 294 967 296
13 8192 33 8 589 943 592
14 16 384 34 17 179869 184
15 32 768 35 34 359 738 368
16 65 536 36 68 719 476 736
17 131 072 37 137 438 953 472
18 262 144 38 274 877 906 944
19 524 288 39 549 755 813 888
20 1 048 576 40 1 099 511 627 776
7-6. ЧЕСТОТИ НА МУЗИКАЛНИТЕ ТОНОВЕ
В табл. 7-6 са дадени честотите на музикалните тоноВе (В хер-
ци). Като осноВни най-ниски тоноВе В таблицата са посочени дВа-
надесет тона, означени с букВите от С до В. Под букВените озна-
чения са дадени последоВателните октаВи за Всеки тон. СледоВа-
телно музикалният тон А при честота 440 Hz ще бъде същият
тон при 880 Hz за по-горната октаВа. За по-долната октаВа чес-
тотата му ще бъде 220 Hz и т. н.
ТАБЛИЦА 7-6. Честоти на музикалните тонобе. I ОктаВи
С С* D D* Е F
0032.703 0034,648 0036,708 0038,891 0041,203 0043,654
0065,406 0069,296 0073,416 0077,782 0082,407 0087,307
0130,813 0138,591 0146.832 0155,563 0164,814 0174,614
0261,626 0277,183 0293.665 0311,127 0329,628 0349,228
0523,251 0554,365 0587,330 0622,254 0659,255 0698,456
1046,502 1108,731 11 74,659 1244,508 1318,510 1396,913
2093,005 2217,461 2349,318 2489,016 2637,021 2793,826
4186,009 4434,922 4698,636 4978.032 5274,042 5587,652
13 Наръчник по електроника
ТАБЛИЦА 7-6. ПродълЖение
€1 G А /И е
0046,249 0048,999 0051.913 0055,000 0058,270 0061,735
0092,499 0097,999 0103,830 0110,000 0116,540 0123,470
0184,997 0195,998 0207,652 0220,000 0233,082 0246,942
0369,994 0391,955 0415,305 0440,000 0466,164 0493,883
0739,989 0783,991 0830,609 0880,000 0932,328 0987,767
1479,978 1567,982 1661,219 1760,000 1864,655 1975,533
2959,955 31 35,964 3322,438 3520,000 3729,310 3951,066
5919,910 6271,928 6644,876 7040,000 7458,620 7902,132
7-7. ФУНКЦИИ НА БЕСЕД
Дадените В табл. 7-7 функции на Весел са от значение за съобщи-
телните системе с честотна модулация. Таблицата даВа заВиси-
мостта меЖду изВестен брой осноВни странични честотни ленти,
които се аенерират по Време на процеса на модулацията при раз-
личии модулационни индекси (ВЖ. т. 8-3 и 8-4). Модулацион-
ният индекс (т) се получаба, като отклонението на честотата на
носещия сигнал се раздели на честотата на модулиращия сигнал.
Само определен брой странични честотни ленти се считат за ос-
ноВни, т. е. са от значение по отношение на амплитудата. Ето за-
що В табл. 7-7 има празни участъци, В които амплитудите на
страничните ленти не са от значение. За немодулираното треп-
тение амплитудата на носещия сигнал е 1,0, Въпреки че алгебрична-
та сума на амплитудите на носещия и страничните сигнали за раз-
личии стойности на модулационния индекс не е равна на 1,0. ТоВа
се дълЖи на факта, че когато се използВат променлиВотокоВи сиг-
нали, е необходимо да се изВърши Векторно сумиране.
ТАБЛИЦА 7-7. Функции на Бесел
Моду- лацио- нен ин- деке, т Амплитуда на i носещия сигнал < Относителни амплитуди на сигналите в страничните
честотни J2(X) ленти J1M J*(x)
Jq(x> J\(x) Jj(*) Je(x)
0 1,000
0.01 1,000 0,005
0,02 0.999 0,010
0,05 0,999 0,025
0,1 0,998 0,050
0,2 0.990 0,100
0,5 0,938 0,242 0,310
1.0 0,765 0,440 0,115 0,003
2,0 0.224 0,577 0,353 0,129 0,034
3,0 —0.260 0,339 0,486 0,309 0,132 0,043 0,012
4,0 —0,397 —0,066 0,364 0,430 0,281 0,132 0,049 0,015
5,0 —0,178 —0,328 0,047 0,365 0,391 0,261 0,131 0,053 0,018
6,0 0.151 —0,277 —0,243 0,115 0,358 0,362 0,246 0,130 0.057 0,021
194
1-Ъ. ЧЕСТОТИ ЗА ПРОИЗВЕДЕНИЯТА LC
Когато реактиВните съпротиВления на капацитета и индуктиВ
ността са раВни, техните протиВополоЖни характеристики ели-
минират чистото реактиВно съпротибление и се осъщестВяба
състоянието, което е изВестно като резонанс. В този случай
единстВеното препятствие по пътя на променлиботокоВата
енергия е актиВното съпротибление. Резонансът се постига само
за определена честота, тъй като уВеличаВането или намаляВането
на честотата променя както капацитиВното съпротибление Хс,
така и индуктивното съпротибление XL (ВЖ. т. 1-6). ПроизВеде
нието LC предстаВляба постоянна Величина при резонанс за дадена
честота. Следобателно индуктиВността и капацитетът могат
да се променят съгласуВано, като резонансът остаВа при опреде-
лена честота (например индуктиВността моЖе да се уВеличи при
съотВетно намаляВане на капацитета). Докато произВедението
на дВете Величини не се променя, ще доминира една и съща често
та. В табл. 7-8 са дадени резонансните честоти В килохерца и
дълЖините на Вълните В метри за различии произведения LC, като
обхВатът на честотите е от 300 MHz до 300 kHz, а този на дъл-
Жините на Вълните - от 1 до 1000 т.
ТАБЛИЦА 7-8. Резонансна честоти и дълЖини на Вълните за определено стойности
на произведението LC
ДълЖина на вълна та. т Честота, kHz ДхС (6.1«Н) (С ДълЖина на вълната, т Честота L* С-
kHz (i. pH) (С. pF)
1 2 3 1 2 3
1 300 000 0,0000003 110 2 727 0,00341
2 150 000 0,0000111
3 100 000 0.0000018 120 2 500 0,00405
4 75 000 0.0000045 130 2 308 0,00476
5 60 000 0.0000057 140 2 143 0,00552
150 2 000 0,00633
6 50 000 0,0000101 160 1 875 0,00721
7 42 900 0,00001 38
8 37 500 0,0000180 170 1 764 0,00813
9 33 333 0.0000228 180 1 667 0,00912
10 30 000 0,0000282 190 1 579 0,01015
200 1 500 0,01126
20 15 000 0,0001129 210 1 429 0,01241
30 10 000 0,0002530
40 7 500 0,0004500 220 1 364 0,01 362
§0 6 000 0,0007040 230 1 304 0,01489
60 5 000 0,0010140 240 1 250 0,01621
250 1 200 0,01 759
70 4 290 0,001 3780 260 1 154 0,01 903
80 3 750 0,0018010
90 3 333 0,0022800 270 1111 0,0205
100 3 000 0,00282 280 1 071 0,0221
195
ТАБЛИЦА 7-8. ПродълЖение
1 2 3 1 2 3
290 1 034 0.0237 630 476 0,1117
300 1 000 0,0253
310 968 0,0270 635 472 0,1135
640 469 0,1153
320 938 0,0288 645 465 0,1171
330 909 0.0306 650 462 0,1189
340 883 0,0325 655 458 0,1 208
350 857 0,0345
360 834 0,0365 660 455 0,1226
665 451 0,1245
370 811 0,0385 670 448 0,1264
380 790 0,0406 675 444 0.1283
390 769 0,0428 680 441 0.1302
400 750 0 0450
410 732 0,0473 685 438 0,1321
690 435 0.1340
420 715 0,0496 695 432 0,1360
430 698 0,0520 700 429 0,1379
440 682 0,0545 705 426 0,1399
450 667 0,0570
460 652 0,0596 710 423 0,1419
715 420 0,1439
470 639 0,0622 720 417 0,1459
480 625 0,0649 725 414 0,1479
490 612 0,0676 730 411 0.1500
500 600 0,0704
505 594 0,0718 735 408 0,1521
740 405 0,1 541
510 588 0,0732 745 403 0 1562
515 583 0,0747 750 400 0 1 583
520 577 0,0761 755 397 0,1604
525 572 0,0776
530 566 0.0791 760 395 0,1 626
0,0806 765 392 0 1647
535 561 770 390 0 1669
540 556 0,0821 775 387 0 1690
545 551 0,0836 780 385 ОД712
550 546 0,0852
555 541 0,0867 785 382 0.1734
0,0883 790 380 0 1756
560 536 795 377 0 1779
565 531 0,0899 800 375 0.1801
570 527 0,0915 805 373 0,1824
575 522 0,0931
580 517 0.0947 810 370 0,1847
0,0963 815 368 0,1870
585 513 820 366 0,1893
590 509 0.0980 825 364 0,1916
595 504 0,0996 830 361 0,1939
600 500 0,1013
605 496 0,1030 835 359 0.1962
840 357 0.1986
610 492 0,1047 845 355 0.201
615 488 0,1065 850 353 0.203
620 484 0,1082 855 351 0,206
625 480 0.1100
196
ТАБЛИЦА 7-8 ПродълЖение
1 2 3 1 2 3
860 349 0,208 930 323 0,243
865 347 0,211
870 345 0,213 935 321 0,246
875 343 0,216 940 319 0,249
880 341 0.218 945 317 0.251
950 316 0,254
885 339 0,220 955 314 0.257
890 337 0,223
895 335 0,225 960 313 0,259
900 333 0,228 965 311 0,262
905 331 0,231 970 309 0.265
975 308 0,268
910 330 0,233 980 306 0,270
915 328 0,236 0.273
920 326 0,238 985 305
925 324 0,241 990 303 0.276
995 302 0.279
1000 300 0.282
7-9 ПРЕОБРАЗУВАНЕ НА МЕТРИ В КИЛОХЕРЦИ
Както бе посочено В т. 7-8, трептенията с определена честота
имат неизменна дълЖина на Вълната, когато се разпространяВат
В свободно пространство (ВЖ. т. 1-14). В табл. 7-9 е показана за-
Висимостта меЖду честотата В килохерци и дълЖината на Вълна-
та В метри.
ТАБЛИЦА 7-9. ПреобразуВане на килохерци В метри и обратно’
kHz т kHz т или kHz т или
т kHz или т kHz или т kHz
10 29 982,0
20 14 991.0 160 1 874,0 310 967,2
30 9 994,0 170 1 764,0 320 967,9
40 7 496,0 180 1 666 0 330 908,6
50 5 996,0 190 1 578,0 340 881,8
200 1 499,0 350 856,6
60 70 80 90 100 4 997,0 4 283,0 3 748,0 3 331.0 2 998,0 > 210 220 230 240 250 1 428,0 1 363,0 1 304,0 1 249,0 1 199,0 360 370 380 390 400 832,8 810,3 789,0 768,8 749,6
110 2 726,0 260 1 153,0 410 731,3
120 2 499,0 270 11100 420 713,9
130 2 306,0 280 1 071,0 430 697 3
140 2 142,0 290 1 034,0 440 681,4
150 1,999,0 300 999,4 450 666,3
197
ТАБЛИЦА 7-9. ПродълЖение
460 651,8 640 468,5 820 365,6
470 637,9 650 461,3 830 361,2
480 624,6 840 356,9
490 611,9 660 454,3 850 352,7
500 599,6 670 447,5 860 348,6
680 440 9 870 344,6
510 587 9 690 434.5 880 340 7
700 428 3 890 336,9
520 576,6 710 422,3 900 333,1
530 565,7 720 416,4
540 555,2 730 410,7 910 329,5
550 545,1 740 405,2 920 325,9
560 750 399,8 930 322,4
535,4 940 319,0
570 526,0 760 394,5 950 315,6
580 516,9 770 389,4
590 508,2 780 384,4 960 312,3
600 499.7 790 379,5 970 3091
610 800 374.8 980 303,9
491,5 990 302,8
620 483,6 810 370.2 1000 299,8
630 475,9
*Moaam да се получат и по-8исоки стойности, като се измести десетичната точка.
За Всяка нула, добаВена към пърВата колона, десетичната точка ВъВ Втората коло-
на се преместВа с един разред наляво Така например, когато 190 kHz съотВетстВу-
Ва на 1578 т, ще се получи съотВетстВие и меЖду 1900 kHz и 157 8 т и 19000 kHz
и 15,78 т. По същия начин 10000 kHz съотВетстВуВа на 29,98 т. — Бел. аВт.
7-10. ПРЕОБРАЗУВАНЕ НА ИЗМЕРВАТЕЛНИ ЕДИНИЦИ ЗА ДЪЛЖИНА
В табл. 7-10 са дадени заВисимостите меЖду различните измерВа-
телни единици за дълЖина (ВЖ. т. 7-12). За съотношенията меЖду
измерВателните единици за скорост моЖе да се използВа и табл
7-11.
ТАБЛИЦА 7-10 ПреобразуВащи коефициенти при измерВателните единици за дъл-
Жина
УмноЖава се стойност- на
та в
и се получаба стойността в
1 2 3
инчоВе 2,540 сантиметри
инчоВе 0,02540 метри
фута 30,48 сантиметри
фута 0.3048 метри
мили 5280,0 фута
мили 1,6093 километри
мили 1609,3 метри
198
ТАБЛИЦА 7-10. ПродълЖение
1 2 3
сантиметри 0,3937 инчоВе
сантиметри 0.01 метри
сантиметри 10,0 милиметри
метри 100,0 сантиметри
метри 3,2808 фута
метри 39,37 инчоВе
метри 1000,0 километри
микрони ю-6 метри
микрони 10^* сантиметри
милимикрони 107 сантиметри
ангстрьоми ю ~’° метри
ангстрьоми IO-8 сантиметри
7 11. ПРЕОБРАЗУВАНЕ НА ИЗМЕРВАТЕЛНИ ЕДИНИЦИ ЗА СКОРОСТ
В табл. 7-11 са дадени преобразуВащи коефициента за измерВа-
телните единици за скорост. ТрябВа да се ползВат също табл.
7-10 и т. 7-12.
ТАБЛИЦА 7-11. ПеобразуВащи коефициента за измерВателни единици за скорост
УмноЖава се стойността в на и се получава стойността в
фута/секунда 1,097 километри/час
фута/секунда 0,6618 мили/час
фута/секунда 0.01136 мили/минута
сантиметри/секунда 1,969 фута/минута
сантиметри/секунда 0,036 километри/час
сантиметри/секунда 0.02237 мили/час
мили/час 44,70 сантиметри/секунда
мили/час 88,0 фута/минута
мили/час 1,467 фута/секунда
мили/час 26,82 метри/минута
7-12. ИЗМЕРВАТЕЛНИ ЕДИНИЦИ ЗА МАСА И ДРУГИ ВЕЛИЧИНИ
В табл. 7-12 са показани различията меЖду някои измерВателни
единици за маса, както и метричните им екВиВаленти. В таблица-
та са поместени също измерВателни единици за дълЖина, лице на
поВърхнина и обем.
ТАБЛИЦА 7-12. ИзмерВателни единици за маса и други Величини
Аптекарски измерВателни единици за маса
20 грана = 1 скрупула
3 скрупули = 1 драм = 60 грана
8 драма = 1 унция = 24 скрупули = 480 грана
12 унции = 1 фунт = 96 драма = 288 скрупули = 5760 грана
199
ТАБЛИЦА 7-12. ПродълЖение
Американски единици за маса
27 11 /32 грана = 1 драм
16 драма =1 унция= 437 1/2 грана
16 унции = 1 фунт = 256 драма = 7000 грана
100 фунта = 1 хандридуейт = 1600 унции
20 хандридуейта = 1 къс тон = 2000 фунта
112 фунта = 1 дълъг хандридуейт
20 дълги хандридуейта = 1 дълъг тон = 2240 фунта
Метрични еквиваленти на американските единици за маса
1 грам= 0,03527 унции
1 унция = 28,35 грама
1 килограм = 2,2046 фунта
1 фунт = 0,4536 килограма
1 метричен тон = 0,98421 английски тона
1 английски тон = 1,016 метрични тона
Тройски измервателни единици за маса
(ИзползВат се за измерване на злато, сребро и скъпоценни камъни)
24 грана = 1 пениуейт
20 пениуейта = 1 унция = 480 грана
12 унции = 1 фунт = 240 пениуейта = 5760 грана
Единици за равнинен ъгъл
бОсекунди (") = 1 минута (')
60 минути = 1 градус (°)
90 градуса = 1 квадрант
4 квадранта = 1 окръЖност
Измервателни единици за обем
1728 кубични инча = 1 кубичен фут
Т1 кубични фута = 1 кубичен ярд
128 кубични фута = 1 корд (дърВен материал)
40 кубични фута=1 тон (корабен или дълъг тон)
2150,42 кубични инча = 1 стандартен бушел
231 кубични инча = 1 стандартен галон (САЩ)
Единици за обем на насипни товари
2 пинти = 1 кварт
8 кварта = 1 пек = 16 пинти
4 пека = 1 бушел = 32 кварта = 64 пинта
105 кварта = 1 барел = 7056 кубични инча
Измервателни единици за дълЖина
12 инча = 1 фут
3 фута = 1 ярд = 36 инча
5 1/2 ярда = 1 род = 16 1/2 фута
40 рода = 1 фърлонг = 220 ярда = 660 фута = 1/8 мили
8 фърлонга = 1 сухопътна миля = 1760 ярда = 5280 фута
3 мили = 1 левга = 5280 ярда = 15840 фута
Метрични еквиваленти на единиците за дълЖина
1 сантиметър = 0.3937 инча
1 инч = 2,54 сантиметра
1 дециметър = 3,937 инча = 0,328 фута
1 фут = 3.048 дециметра
1 метър = 39,37 инча = 1,0936 ярда
1 ярд = 0,9144 метра
1 декаметър= 1,9884 рода
1 род =0,5029 декаметъра
1 километър = 0,62137 мили
1 миля = 1,6093 километра
200
ТАБЛИЦА 7-12. ПродълЖение
Единици за обем на точности
4 дЖила = 1 пинта
2 пинти = 1 кварт = 8 дЖила
4 кварта = 1 галон = 8 пинти
311/2 галона = 1 барел = 126 кВарта
2 барела = 1 хогзхед = 63 галона = 252 кВарта
Измервателни единици за лице на повърхнина
144 кВадратни инча = 1 квадратен фут
9 кВадратни фута=1 квадратен ярд = 1296 кВадратни инча
30 1/4 кВадратни ярда = 1 квадратен род = 272 1/4 кВадратни фута
160 кВадратни рода = 1 акър = 4840 к8адратни ярда
60 акра = 1 квадратна миля = 3 097 600 кВадратни ярда
Метрични еквиваленти на единиците за лице на повърхнина
1 кВадратен сантиметър = 0,1 550 кВадратни инча
1 кВадратен инч = 6,452 кВадратни сантиметра
1 кВадратен дециметър = 0,1076 кВадратни фута
1 кВадратен фут = 9,2903 кВадратни дециметра
1 кВадратен метър = 1,196 кВадратни ярда
1 кВадратен ярд = 0.8361 кВадратни метра
1 акър = 4047 кВадратни метра
1 кВадратен километър = 0,386 кВадратни мили
1 квадратна миля = 2,59 кВадратни километра
7-13. ДИЕЛЕКТРИЧНИ КОНСТАНТИ
ВаЖно значение В електрониката имат диелектричните констан-
ти на различните материали, тъй като те оказВат значително
Влияние Върху характеристиките на схемите, когато се използВат
В кондензатори или други елементи. Диелектричната константа
се отбелязВа с означението к*. Диелектричната константа на Въз-
духа се приема за 1, а на Всички други материали има по-Висока
стойност. Понятието „константа" не е съВсем точно при дие-
лектриците, тъй като стойността на к моЖе да се променя при
някои материали с измененията на температурата, отклоненията
на честотата, промяната на прилоЖеното напреЖение и т. н. В
табл. 7-13 са посочени приблизителните стойности на к за някои
материали.
ТАБЛИЦА 7-13. Диелектрични константи за някои материали
Въздух 1,0 Найлон 3,00
АлуминиеВ силикат от 5,3 до 5.5 Хартия от 1,5 до 3
Бакелит 3,7 Парафин от 2 до 3
Пчелен Восък 2,7 Полиетилен 2.2
(Жълт)
БутилоВ каучук 2,4 Полистирен 2,5
формайка XX 4,00 Порцелан от 5 до 7
Стъкло от 4 до 10 КВарц от 3,7 до 4,5
"У нас се използВа букбата е (бел прев.).
201
ТАБЛИЦА 7-13. ПродълЖение
Гутаперча 2,6
Хексахлорнафталино- 4,8
Во масло
(хейлоуокс)
Кел-Ф 2.6
Люцит (акрило8а 2,8
смола)
Слюда от 4 до 8
Майкарта 254 от 3,4 до 5,4
Стеатит от 5,3 до 6,5
Тефлон 2,1
Тенайт от 2,9 до 4,5
Вазелин 2,16
Вода (дестилира- от 76,7 до 78,2
на)
ДърВо от 1.2 до 2,1
7-14. МАТЕМАТИЧЕСКИ ЗНАЦИ И КОНСТАНТИ
Различии математически знаци и осноВни константи са дадени В
табл. 7-14. При изразяВането на Величини В математическите
уравнения или форму ли обикноВено за изВестните Величини се из-
ползВат букВите а, b и с, а за неизВестните — х, у и г. В гл. 1 са
дадени заВисимостите, които същестВуВат В електротехниката
и електрониката.
ТАБЛИЦА 7-14. Математически знаци
х или .
-г или :
+
±
+
= или ::
L.
А
±
II
У
я = 3 14
2п = 6 28
(2п)2 = 395
4р = 12,6
УмноЖено по
Делено на
ПолоЖително. Плюс Събиране
Отрицателно. Минус ИзВаЖдане
ПолоЖително или отрицателно. Плюс или минус
Отрицателно или ПолоЖително. Минус или плюс
РаВно на
Идентичност
Приблизително раВно на
Не е раВно на
По-голямо от
Много по голямо от
По-малко от
Много по-малко от
По-голямо или раВно на
По-малко или рабно на
СледоВателно
Ъгъл
Стъпка на нарастВане или намаля8ане
Перпендикулярно на
Успоредно на
Абсолютна стойност на п
Квадратен корен
Кубичен корен
(Всички стойности са закръглени)
п
2=1 25
<2=1.41
75=1,73
ТАБЛИЦА 7-14. ПродълЖение
п’-9,87
1
- = 0,318
п
1
— = 0,159
2п
1
- = 0.101
1
= .= 0,564
v п
v-n = 1.77
1
-= = 0.707
v'2
1
-==0,577
v'3
logn = 0,497
log|=0,196
logn2 = 0,994
logx л = 0,248
Осно8а на
натуралните логаритми
е = 2,718
1 радиан = 180° /п = 57,3”
360° = 2п радиана
7-15. ГРЪЦКА АЗБУКА
Както големите, така и малките букВи от гръцката азбука нами-
рат широко приложение В електрониката и използВаните В нея ма-
тематически изрази за означаВане на Величини и определени из-
мерВателни единици. Например малката гръцка буква р(мю) се из-
ползба за означаВане на предстаВката „микро-" за различии измер-
Вателни единици, едно от които е микрофарадът — 0,002 pF. По
подобен начин малката буква со (омега) се използба за означаВане
на ъглоба скорост (6,28 f). С глаВната буква Q се отбелязВат омо-
Вете, с я (малката буква пи) — числото 3,1416 и т. н. В табл.
7-15 е дадена цялата гръцка азбука заедно с Величините и измерВа-
телните единици, за които обикноВено се използВат тези букВи.
ТАБЛИЦА 7-15. Гръцка азбука
Главни Малки Наиме- Обикновено означава:
буква букви нование Ъгли, константа на затихВане, характеристики на
А а алфа
транзистора
В р бета Ъгли, коефициента, характеристики на транзис- тори
Г у гама Константа на разпространение
А 6 делта НарастВане или намаляВане на Величина (гл или м. б.)*, ъгли
Е £ епсилон ОсноВа на натуралните логаритми (2,/1828)“, диелектрична проницаемост
203
ТАБЛИЦА 7-15. ПродълЖение
Z дзета Координати, коефициенти
н п ета К. п. д., плътност на поВърхностни заряди, хисте- резис, координати
е е тета ФазоВ ъгъл
I йота Единичен Вектор
К X капа Коефициент на Връзка, магнитна ВъзприемчиВост
л ?. ламбда ДълЖина на Вълната, константа на затихВане
м в мю Магнитна проницаемост, коефициент на усилВане (електронни лампи)
N V ню Относително магнитно съпротиВление, честота
ь кси Координати
О о омикрон
п п пи 3,1416
р р ро Относително съпротиВление, координати
X СУ сигма Сума (гл. б.), комплексна константа на разпростра- нение. коефициент на утечка
Т с may Времеконстанта, изместВане на фазите по Време, коефициент на предаВане
Y 1, юпсюлон
Ф ч> фи Ъгли, магнитен поток, скаларен потенциал (гл. б.)
X X хи Електрическа ВъзприемчиВост
Ч1 V пси Електрически поток, фазоВа разлика, координати
о (0 омега СъпротиВление В омоВе (гл. б.), ъглоВа скорост
(6,26 f) (м. б.)
* ГлаВни или малки букВи — бел. преВ.
•• У нас се използВа е.
7-16. ЧЕСТОТИ И НИВА НА ЗВУКА
В табл. 7-16 са дадени типичните честотни обхВати за различии
зВуци. Обхватите са посочени приблизително В херци. Приблизи-
телните ниВа на различии зВуци, предстаВени с помощта на сраВ-
няВане В децибели (dB), се съдърЖат В табл. 7-17 (ВЖ. т. 1-7 и
1-8).
ТАБЛИЦА 7-16. Типични честотни обхВати на различните зВуци
Приблизителен честотен об-
хват, Hz
Тип на звука
Желан обхВат за добра разбираемост на речта от 300 до 4000
ОбхВат на чуВаемост (нормален слух, млад чоВек)от 16 до 20 000
Пиано от 26 до 4000
Баритон от 100 до 375
Тенор от 125 до 475
Сопран от 225 до 675
Виолончело от 64 до 650
Цигулка от 192 до 3000
Малка флейта (пиколо) от 512 до 4600
Хармоници на зВука от 32 до 20 000
204
ТАБЛИЦА 7-17. НиВа на зВука
Вид на звука Относителна сила.
Еталонно ниво dB 0
Праг на средний слух 10
Тих шепот; слабо шумолене на листа 20
Нормален шепот; средне ниВо на домашен шум 30
Тиха реч; тиха музика от радио 40
Струнен инструмент със сурдинка; тихо произнесено думи (на 50
разстояние 1 т) Нормално нибо на разговора; радиопредаване при средна сила 60
ГрупоВ разговор; оркестър при малко под средното си ниВо 70
Средне ниВо на оркестър; много силно радиопредабане 80
Високо ниВо на оркестъра; духоВ оркестър 90
Шум от ниско летящ самолет; шумен цех 100
Шум от ниско прелитащ реактиВен самолет; мощен духов ор- 110
кестър на близко разстояние Шум от самолетни двигатели на близко разстояние. начало на 120
слухов дискомфорт Праг на болката Вследствие на ненормално силни звуци 130
7-17. ВЛИЯНИЕ ЗА ЧЕСТОТАТА ПРИ L, Си R
Както бе посочено В т. 7-8, изменението на честотата на елект-
роенергията, подаВана към Вериги, които съдърЖат L, С и R, про-
меня реактиВното съпротиВление. Тъй като импедансът (Z) пред-
стаВляВа комбинация от реактиВно и активно съпротиВление, ще
се получи и съотВетно изменение на импеданса. В табл. 7-18 са
дадени последстВията от промяната на честотата за Вериги, кои-
то съдърЖат поотделно или В комбинация L, С и R.
ТАБЛИЦА 7-18 Въздействие на честотата Върху вериги с L. С и R
Елемент Въздействие. когато честота- та
се увеличава се намалява
СъпротиВление (R) Няма Няма
Капацитет (С) Няма Няма
Капацитивно реактивно съпротиВление (Хс) Хс намаляВа Хр нарастВа
Индуктивност (I) Няма Няма
Индуктивно реактиВно съпротивление (XJ Хс нарастВа Хс намалява
ПоследоВателна комбинация от резистор и кон- Z намалява дензатор (Z) Z нарастВа
ПоследоВателна комбинация от резистор и боби- Z нарастВа на (Z) Z намалява
Паралелна комбинация от резистор и конденза Z намалява тор (Z) Паралелна комбинация от резистор и бобина (Z) Z нарастВа Z нарастВа
Z намалява
Последователен резонансен кръг (Z) Z нарастВа Z нарастВа
Паралелен резонансен кръг (Z) Z намаля8а Z намалява
205
7-18. ЦВЕТНИ КОДОВЕ ЗА РЕЗИСТОРИТЕ
Стойността на съпротиВлението В ома посочВа чрез отпечат-
Ване на цВетни иВици Върху корпуса на резистора. При резистори-
те с пресоВана структура, показани на фиг. 7-1, цВетната кодоВа
комбинация се прочита отляВо надясно от края, В който са групи-
рани цВетните иВици. ОбикноВено за ВъгленоВите резистори се
използВат четири цВетни иВици, а при тези В тънкослойно изпъл-
нение — пет. И В дВата случая последната цВетна иВица се отнася
за допустимото отклонение на посочената стойност на съпро-
тиВлението. Например, ако номиналната стойност на даден ре-
зистор е 500 Q, а толерансът му е 10%, дейстВителната му стой-
ност моЖе да бъде от 450 до 550 Q. В табл. 7-19 са дадени кодира-
ните с цВетоВе стойности и толеранси за типоВете резистори,
показани на фиг. 7-1. БукВите ГМС означаВат гарантирана мини
мална стойност. ОсВен тоВа, ако дадена стойност е означена с
(пром.), тоВа означаВа, че тя се променя. ОбикноВено В съВремен-
ната практика стойността моЖе да бъде отбелязана с (предп.),
което означаВа предпочитана.
Втори МноЖител
Значещи
разреди
Втори
ПърЬи | Трети
и/
Разреди । толеранс
МноЖител
Фиг. 7-1. ЦВетни кодоВе за резистори
206
ТАБЛИЦА 7-19 Стойности В омоВе на цВетните иВици
Цвят Номер на разре- да Стойност на разреда Толеранс на въгле- Толеранс
новия резистор (±) на тънко- слойния резистор
Черно 0 1 20% 0
Кафя8о 1 10 1% 1%
ЧерВено 2 100 2% 2%
ОранЖеВо 3 1000 3%
Жълто 4 10000 ГМС 0,5%
Зелено 5 100000 5% (пром.)
Синьо 6 1000000 6% 0,25%
ВиолетоВо 7 10000000 1 2,5% 0,1%
СиВо 8 0,01 (пром.) 30% 0,05%
Бяло 9 0,1 (пром.) 10% (пром.) 10%
Сребърно 0,01 (предп.) 10% (предп.)
Златно 0,1 (предп.) 5% (предп.) 5%
Няма цВят 20%
7-19. ЦВЕТНИ КОДОВЕ ЗА КОНДЕНЗАТОРИТЕ
Стойността на капацитета се посочВа чрез отпечатВане на цВет-
ни иВици Върху корпуса на кондензаторите. Също както при раз-
аледаните В т. 7-18 резистори цВетните иВици посочВат стой-
ностите В съотВетни единици и определено допустимо отклоне-
ноя, както о някоо друго параметро. Про показаноте на фог. 7-2
цолондрочни кондензаторо изВодоте могат да бъдат аксиални,
т. е. сВързано към осноВоте на цолондъра, оло радиални, когато са
сВързано под праВ ъгъл спрямо образуВащата на цолондъра. По съ-
щоя начон както про резосторите одентофоцорането се озВър-
ujBa от онзо край на цолондъра, В който са групорано цВетноте
оВоцо.
Стойностите, получено от цВетноте оВоцо на разредоте, са
В покофарадо (pF). ОсВен оВоцоте за разредоте се озползВат още
иВоца за температурноя коефоцоент о оВоца за допустомото от-
клоненое. Температурноят коефоцоент на керамочноте конденза-
торо се даВа В милионни части на градуса Целзой (ррт/°С). Когато
стойността се предхоЖда от букВа N, тоВа означаВа налочое на
отроцателен температурен коефоцоент (про нарастВане на ра-
ботната температура капацотетът намаляВа). Означеноето Р
посочВа полоЖотелен температурен коефоцоент, а означеноето
NPO — отроцателно-полоЖителен-нулеВ коефоцоент. Конденза-
тороте с означеное NPO предстаВляЦат стаболно елементо, про
коото температурноте озмененоя оказВат незначотелно Въздей-
стВоя Върху стойността на капацотета.
Както се ВоЖда от фог. 7-2, за такоВа кондензаторо се озполз-
Ват пет одентофокацоонно белега. ПърВата оВоца посочВа тем-
пературния коефициент, а следВащоте дВе — значещите разреди.
207
Температурам МноЖител
коефициент \ '
кПър6а Втора,
Разреди
Температурам
коефициент
Фиг. 7-2. ЦВетни kogoGe за променлиВотокоВи и гюстояннотокоВи кондензатора
При кондензаторите от аксиален тип често има една по-широка
пърВа иВица за идентифициране на пърВоначалното покритие. При
кондензаторите от дисков тип с пет белега, какВъто е показан на
фигурата, долният ляВ белег означаВа температурния коефи-
циент, а другите белези (по посоката на Въртене на часоВникоВа-
та стрелка) са кодирани по същия начин както при аксиалния или
радиалния тип кондензатори. На фиг. 7-3 са показани слюден ми-
ниатюрен кондензатор с посребрени пластинки, миниатюрен ке-
рамичен кондензатор и проходен кондензатор. СъотВетното цВе-
тоВо кодиране за Всички кондензатори, разгледани тук, е дадено В
табл. 7-20.
На фиг. 7-4 са показани керамичен кондензатор с разширен об-
хват на температурния коефициент и слюден пресоВан конденза-
тор. При кондензаторите с разширен обхВат пърВият цВетен
участък посочВа температурния коефициент както при типоВете
с пет белега. Вторият цВетен участък обаче даВа мноЖителя за
температурния коефициент. За слюдените пресоВани конденза-
тори с плоска праВоъгълна форма (широко използвани по-рано)
Върху плоската страна е отпечатана стрелка, посочВаща последо-
Вателността на разчитане на цВетния код. Долният ляВ цВетен
белег посочВа конкретния тип на даден кондензатор В съотВетст-
Вие с данните на формата произбодителка по отношение на тем-
пературния коефициент, Q-фактора и други характеристики.
208
Фиг. 7-3. Слюдени и керамични кондензатори (дискоВи и проходни)
Разреди
МноЖител 'ПьрЬи'втори^
заТК v \ I МноЖигоел за
т X \ /Рауедите
Температурен\ X \ I / /Толеранс
коефициент^уЛЫ^
Фиг. 7-4. Керамичен кондензатор с разширен обхват на температурния коефи
циент и слюден кондензатор
14 Наръчник по електроника
209
ТАБЛИЦА 7-20. Стойности 8 пикофаради, означени с цВетни и8ици
ЦВят Разред МноЖител 10 pF или по- малко Hag 10 pF Темп, коеф. при 5 белега Разширен обхват
Значащи раздели МноЖи- тел
Черно 0 1 2,0pF 20% NPO 0,0 -1
КафяВо 1 10 0,1 pF 1% N033 10
ЧерВено 2 100 2% N075 1,0 - 100
ОранЖеВо 3 1000 3% N150 1,5 -1000
Жълто 4 10000 N220 2,2 -10000
Зелено 5 0,5 pF 5% N330 3.3 + 1
Синьо 6 N470 4,7 + 10
ВиолетоВо 7 N750 7.5 + 100
СиВо 8 0,01 (пром)" 0,25 pF * * + 1000
Бяло 9 0,1 (пром.) 1,0 pF 10% +10000
Сребърно 0,01 (предп.)
Златно 0,1 (предп.)
'За съкращенията ВЖ. т. 7-18 — бел. преВ.
"Кондензатори с общо предназначение с температурен коефициент от Р150 до
N1500.
'"СВързбащи, разделителни и блокиращи кондензатори с температурен коефи-
циент от Р100 до N750.
””Ако пърВата иВица (за температурное коефициент) е черна, обхВатът е от
1X11000 до N5000.
7-20. СИСТЕМИ ИЗМЕРВАТЕЛНИ ЕДИНИЦИ MKS и CGS
Стандартните измерВателни единици и означения, които се из-
ползВат В различните области на науката, с течение на годините
претърпяха значителни изменения, докато станат униВерсални и
да се опрости употребата им. ДВе от пърВите системи от такиВа
единици бяха MKS (метър—килограм—секунда) и CGS (сантиме-
тър—грам—секунда). Тези дВе системи, Въпреки че .Все още се от-
криВат В специалната литература, бяха заменени с МеЖдународна-
та система от измерВателни единици (SI или СИ), която е описана
и предстаВена таблично В т. 7-21. В табл. 7-21 са дадени Величини-
те, означенията и единиците за измерВане В системите MKS и
CGS.
ТАБЛИЦА 7-21. Сравнение меЖду системите MKS и CGS
Величина Означение Единица в MKS Единица в CGS
1 2 3 4
Капацитет С фарад фарад
ПроВодимост G МО МО
Ток / ампер ампер
Електрически заряд Q кулон кулон
Електрически потенциал V (Е) волт волт
210
ТАБЛИЦА 7-21. ПродълЖение
1 2 3 4
Магнитна индукция В Вебер/кВадратен гаус
Сила F метър ню тон дина
ИндуктиВност L хенри хенри
ДълЖина I метър (т) сантиметър (ст)
Интензитет на магнит- Н ампернаВиВки/метър оерстед
но поле Магнитен поток Ф Вебер максуел
НамагнитВане м Вебер/кВадратен
МагнитодВиЖеща сила mmf метър ампернавиВка гилберт
Маса т килограм грам
Магнитна проницаемост р хенри/метър гаус/оерстед
Магнитна проВодимост р Вебер/ампернаВи8ка максу ел/гилберт
Мощност Ват Ват
Съпротивление R ОМ ОМ
Магнитно съпротиВле- Ние Я ампернаВиВка/8ебер гилберт/максуел
Време t секунда секунда
Енергия и работа W(J) дЖаул дЖаул
7-21. СИСТЕМА ИЗМЕРВАТЕЛНИ ЕДИНИЦИ SI
Официално npuemomo съкращение на МеЖдународната система
измерВателни единици е SI. Тази система предстаВляВа осъВреме-
нен Вариант на метричната система. ВъВедена чрез международна
конвенция, тя е осноВата за Всички измерВания В целия сВят, като
се отнася за Всички ВидоВе измерВания В науката, промишленост-
та и търгоВията. В тази система за Всяка конкретна Величина,
независимо дали тя е топлинна, електрическа или механична, се
използВа само една измерВателна единица. Системата моЖе да се
разглеЖда като абсолютна, като използВаща абсолютно единици
за измерВане с цел да се постигне опростяВане В инЖенерната
практика.
В системата SI единицата за сила се дефинира посредством
ускорението на масата (kg.m/s2) и не е сВързана със земното при-
тегляне. Системата SI беше създадена на базата на шест осноВни
единици за: дълЖина, маса, Време, температура, електрически ток
и интензивност на сВетлината. Четири от тези единици са неза-
Висими: за дълЖина, маса, Време и температура, а останалите дВе
трябВа да се дефинират с помощта на други единици. ИзползВат
се и дВе допълнителни единици: радианът (за измерВане на равнин-
но ъгли) и стерадианът (за измерВане на пространстВени ъгли).
Те се наричат допълнителни, тъй като не се осноВаВат Върху фи-
зически стандарти, а Върху математически съЖдения. Стандарти-
те за шестте осноВни единици са дефинирани чрез международна
211
конвенция. Прототипът за маса е единстВената осноВна единица,
която се дефинира чрез тбърд физически еталон. Единицата за
маса, килограмът, предстабляВа цилиндър от платинено-иридиеба
сплаВ, съхраняВан В МеЖдународното бюро за мерки и теглилки
ВъВ Франция, като негоВ дубликат се намира В Националисте бюро
за стандартизация В САЩ.
Метърът се дифинира чрез определен брой дълЖини на Вълната
на оранЖеВо-черВената линия от спектъра на криптон 86 ВъВ Ва-
куум. Единицата за Време, секундата, се дефинира като продълЖи-
телността на определен брой периоди на излъчВане, съотВетст-
ВуВащи на преходите меЖду дВе ниВа на цезий 133. При темпера-
турата градусът Келвин е устаноВен като 1/273,16 от термоди-
намичната температура на тройната точка на Водата (тази точ
ка е приблизително 0,01 °C). Един ампер ток е онзи ток, който про-
тича по дВа успоредни безкрайно дълги проводника (ВъВ Вакуум),
разполоЖени на 1 метър един от друг, и предизВикВа Взаимодейст-
вие меЖду тези проВодници със сила 2х 10 7 нютона за Всеки ме-
тър от дълЖината на прободниците. Канделата (единицата за ин-
тензиВност на сВетлината) се дефинира чрез интензиВността на
излъчВането на абсолютно черно тяло с площ 1/600000 от кВад-
ратния метър при температурата на ВтбърдяВане на платина-
та — 2024 К.
В табл. 7-22 са дадени осноВните единици В системата SI, как-
то и допълнителните и произВодните единици. Последните са по
лучени, без да същестВуВа необходимост от преобразуВащи кое-
фициенти. Така например сила 1N, дейстВуВаща за дълЖина 1 т,
изразходВа енергия 1 J. Ако тази енергия се изразходВа за 1 s, мощ-
ността ще бъде 1 W.
ТАБЛИЦА 7-22. Единици и симВоли 6 системата SI
Величина Символ Единица в SI Производни
единици
1 2 3 4
ОсноВни единици ДълЖина т метър
Маса кд килограм
Време S секунда
Температура К градус КелВин
Електрически ток А ампер
Интензитет на сВетлината Допълнителни единици cd кандела
Равнинен ъгъл rad радиан
Пространствен ъгъл Произбодни единици sr стерадиан
Лице на поВърхнина т2 кВадратен метър
Ускорение m/s2 метър за секунда на кВад-
ЪглоВо ускорение rad/s2 рат радиан за секунда на квад-
ЪглоВа скорост ПроВодимост rad/s S рат радиан В секунда сименс A/V
212
ТАБЛИЦА 7-22 ПродълЖение
1 2 3 4
Плътност кд/т3 килограм на кубичен ме-
Електрически капацитет F тър фарад A.S/V
Електрически заряд С кулон As
Интензитет на електриче- V/m 8олт на метър
ското поле Електрическо съпротиВле- О ом V/A
ние Енергия. работа, количество J дЖаул N.m
топлина Светлинен поток Lm лумен cd ,sr
Сила N нютон кд.m/s2
Честота Hz херц s 1
ОсВетленост lx луке lm/m2
ИндуктиВност Н хенри V.s/A
Яркост nt нит cd/m2
Интензитет на магнитно А/т ампер на метър
поле Магнитен поток Wb Вебер V.s
Плътност на магнитния по- Т тесла Wb/m2
ток МагнитодвиЖещо напреЖе- А ампер
ние Мощност W Ват J/s
Налягане N/m2 нютон на кВадратен ме-
Скорост m/s тър метър в секунда
НапреЖение, потенциална V Волт W/A
разлика, електродВиЖещо напреЖение Обем т3 кубичен метър
7-22. РАЗПРЕДЕЛЕНИЕ НА ЧЕСТОТНИЯ ОБХВАТ ЗА ОБЩЕСТВЕНИТЕ РА-
ДИО- И ТЕЛЕВИЗИОННИ ПРЕДАВАНИЯ
ОбщестВените радиостанции с амплитудна модулация предаВат
на определени честоти В обхВата от 550 до 1600 kHz. По принцип
широчината на излъчВаната честотна лента за една станция е
10 kHz, но този обхВат моЖе да се променя Вследствие на смуще-
ния. Предпочитаната меЖдинна честота (IF) е 455 kHz.
ОбщестВените редиостанции с честотна модулация предаВат
на определени честоти В обхВат от 88 до 108 MHz. Всяка станция
разполага с широчина на излъчВаната честотна лента 200 kHz.
Предпочитаната меЖдинна честота (IF) е 10,7 MHz. Както е пока-
зано В табл. 7-23 и 7-24, ОбщестВените телеВизионни станции
(използВащи както УКВ, така и микроВълноВия обхВат) предаВат
при определени честоти. Всяка станция използВа обща честотна
лента с широчина 6 MHz за сигналите на изобраЖението и зВукоВия
съпробод. За предаВане на изображение се използВа аплитудна мо-
дулация, а за предаВане на зВука — честотна модулация (ВЖ. също
213
гл. 8 u 11). Предпочитаните меЖдинни честоти са 45,75 MHz за
носещия сигнал на изобраЖението и 41,25 MHz за носещия сигнал
на зВука. И дВата сигнала с меЖдинна честота се смесВат В хете-
родина на приемника, за да се получи сигнал с меЖдинна честота
4,5 MHz, честотно модулиран със зВукоВата програма.
ТАБЛИЦА 7-23 Разпределение за УКВ телеВизионните станции В САЩ
Номер на Честота. Носещ сигнал за изоб-Носещ сигнал за
канала MHz раЖението звука
1 Не се използба
2 54—60 55,25 59,75
3 60—66 61,25 65,75
4 66-72 67,75 71,75
5 76—82 77,25 81.75
6 82—88 83,25 87.75
ЧМ-лента (88- 108 MHz)
7 174—180 175.25 179,75
8 180—186 181,25 185,75
9 186- 192 187,25 191,75
10 192—198 193,25 197,75
11 198—204 199,25 203.75
12 204—210 205,25 209,75
13 210—216 211,25 215,75
ТАБЛИЦА 7-24. Разпределение за микроВълноВите ТВ-станции В САЩ
Номер на канала Честотен обхват, МНг Носещ сигнал за изобраЖението. МНг Носещ сигнал за звука, МНг
1 2 3 4
14 470—476 471,25 475,75
15 476—482 477,25 481,75
16 482-488 483.25 487,75
17 488—494 489,25 493.75
18 494—500 495,25 499,75
19 500-506 501,25 505,75
20 506—512 507,25 511,75
21 512—518 513,25 517,75
22 518—524 519,25 523.75
23 524-530 525,25 529,75
24 530—536 531,25 535,75
25 536-542 537,25 541,75
26 542—548 543,25 547,75
27 548—554 549,25 553,75
28 554—560 555,25 559,75
29 560—566 561,25 565,75
30 566-572 567,25 571,75
31 572—578 573,25 577,75
32 578—584 579.25 583,75
33 584—590 585,25 589,75
34 590—596 591,25 595,75
35 596—602 597.25 601,75
36 602—608 603,25 607,75
37 608—614 609.25 613,75
214
ТАБЛИЦА 7-24. ПродълЖение
1. 2 3 4
38 614—620 615,25 619,75
39 620—626 621,25 625,75
40 626—632 627,25 631,75
41 632—638 633,25 637,75
42 638 644 639,25 643,75
43 644- 650 645,25 649,75
44 650—656 651,25 655,75
45 656—662 657,25 661,75
46 662—668 663,25 667.75
47 668—674 669,25 673,75
48 674—680 675,25 679,75
49 680—686 681,25 685,75
50 686-692 687,25 691,75
51 692-698 693,25 697.75
52 698-704 699,25 703,75
53 704—710 705,25 709,75
54 710—716 711,25 715,75
55 716—722 717,25 721,75
56 722—728 723,25 727,75
57 728-734 729,25 733,75
58 734—740 735,25 739,75
59 740—746 741,25 745,75
60 746—752 747.25 751,75
61 752—758 753,25 757,75
62 758—764 759,25 763,75
63 764 -770 765,25 769,75
64 770—776 771,25 775,75
65 776—782 777,25 781,75
66 782—788 783,25 787,75
67 788 -794 789,25 793,75
68 794—800 795,25 799,75
69 800—806 801,25 805,75
70 806 -812 807,25 811,75
71 812—818 81 3,25 817,75
72 818-824 81 9,25 823.75
73 824 830 825,25 829.75
74 830—836 831,25 835.75
75 836—842 837,25 841,75
76 842—848 843,25 847,75
77 848 -854 849,25 853.75
78 854—860 855,25 859,75
79 860—866 861,25 865,75
80 866—872 867,25 871,75
81 872—878 873,25 877,75
82 878—884 879,25 883,75
83 884—890 885,25 889.75
7 23. РАЗПРЕДЕЛЕНИЕ НА ЧЕСТОТИТЕ ЗА ДРУГИ РАДИОПРЕДАВАНИЯ
В таблиците от 7-25 до 7-29 са дадени разпределенията на чес-
тотите за граждански и любителски предаВания, общите и Воен-
ните означения на честотните обхвати и меЖдународният морзоВ
215
код. Допълнителни данни могат да се намерят В гл. 8 и 11 по отно-
шение на ВидоВете модулация и общите характеристики.
Списъкът на радиостанциите В граЖданския обхВат от табл.
7-25 съдърЖа четиридесетте канала, разполоЖени меЖду 26,965
и 27,405 MHz. Обърнете Внимание, че след канал 22 следВа канал
24, а канал 25 е преди канал 23. По такъВ начин се поддърЖа нараст-
Ващата последоВателност при изменението на честотите. Върху
индикаторите за настройка на произВеЖданите устройства за
този обхВат обаче каналите следВат 6 нормална последоВател-
ност. Цифробите означения на каналите не фигурират В праВилни-
ка на федералната комисия по съобщенията (САЩ) и идентифици-
рането на каналите се изВършВа само по означената централна
честота. Променената последоВателност В табл. 7-25 се е полу-
чила, тъй като по-раншното разпределение на радиостанциите е
било изменено чрез добаВяне на дВа канала меЖду предишните ка-
нали 22 и 23. Асоциацията на електронната промишленост В САЩ
предложи ноВите канали да бъдат означени с 24 и 25 6 посочената
В таблицата последоВателност.
ТАБЛИЦА 7-25. Списък на каналите В граЖданския обхВат
Канал Честота. MHz Канал Честота, MHz
1 26,965 21 27,215
2 26,975 22 27,225
3 26,985 24 27,235
4 27,005 25 27,245
5 27.015 23 27,255
6 27,025 26 27,265
7 27,035 27 27,275
8 27,055 28 27,285
9 27,065 29 27,295
10 27,075 30 27,305
11 27,085 31 27,315
12 27,105 32 27,325
13 27,115 33 37,335
14 27,125 34 27,345
15 27,135 35 27,355
16 27,155 36 27,365
17 27,165 37 27,375
18 27,175 38 27,385
19 27,185 39 27,395
20 27 205 40 27,405
ТАБЛИЦА 7-26. Любителски честотни обхВати
160-метроВ от 1,8 до 2,0 MHz
80-метроВ от 3,5 до 4,0 MHz
40-метроВ от 7,0 до 7,3 MHz
20-метроВ от 14,0 до 14,35 MHz
15-метроВ от 21,0 до 21,45 MHz
10-метроВ от 28.0 до 29,7 MHz
6 метроВ от 50,0 до 54,0 MHz
2-метроВ от 144,0 до 148,0 MHz
216
ТАБЛИЦА 7-27. Общоприети означения на честотните обхВати
VLF много ниски честоти от 3 Hz go 30 kHz
LF ниски честоти от 30 kHz go 300 kHz
MF средни честоти от 300 kHz go 3 MHz
HF Високи честоти от 3 MHz go 30 MHz
VHF много Високи честоти (УКВ) от 30 MHz go 300 MHz
UHF ултраВисоки честоти от 300 MHz go 3000 MHz
SHF суперВисоки честоти от 3 GHz go 30 GHz
EHF изВънредно Високи честоти от 30 GHz go 300 GHz
ТАБЛИЦА 7-2В Други означения на честотните обхВати
P обхВат от 225 MHz go 390 MHz
L-обхВат от 390 MHz go 1550 MHz
S-обхВат от 1550 MHz go 5200 MHz
X-обхВат от 5200 MHz go 10900 MHz
К-обхВат от 10900 MHz go 36000 MHz
Q-обхВат от 36 GHz go 46 GHz
V-обхВат от 46 GHz go 56 GHz
ТАБЛИЦА 7-29 Международен морзоВ код
A. - N—. 1.
В ... 0— 2..—
C—. P. . 3...
0 . Q .— 4....—
E. R.- 5
F.. S.. 6—....
G . T— 7 ...
H... u..- 8 .
I.. V...— 9 -x
J. w. 0-
K—.— X—..—
L—.. У -.
М----- Z----..
Интервал (.) —.—.—
Запетая (,) -----..--
Въпросителен знак (?) ..---..
КаВички ( ") —.
Двоеточие (:) -----...
Точка и запетая (,) —.—.—.
Скоби () —.---.—
Нулата (О) често се предаВа като дьлго тире Дадените по долу комбинации от
букВи се предаВат без интервал меЖду тях:
Знак за изчакбане (AS) .—...
ДВойно тире (прекъсВане) —...—
Грешка (изтриВане на знак) .....
Дробна черта (/) —..—.
Край на съобщението (AR)
Край на предаВането (SK)
Международен сигнал за бедствие (SOS)
217
7-24. СТАНДАРТНИ ТЕХНИЧЕСКИ ДАННИ В ТЕЛЕВИЗИЯТА
В табл. 7-30 са дадени най-осноВните стандартни технически дан-
ни В съВременната телеВизия.
ТАБЛИЦА 7-30. ТелеВизионни технически данни
Функция Данни
1 2
Време за един цикъл на хоризонталната разВиВка 63,5ps
(от началото на следата на една хоризонтална ли- ния до началото на следВащата) ' Интервал на гасене по хоризонтала от 10,16 до 11,4 рз
Хоризонтална следа (без Времето на гасене) 53,34 рз
Един кадър 33334 рз
Един полукадър 16667 ps
Времетраене на импулса за хоризонтална синхро- от 5,8 до 5,68 ps
низания Интервал на импулсите за Вертикална синхрониза 190,5
ция (общо шест Вертикални блока) Интервал на гасене по Вертикала от 833 до 1300 ps за Всеки
Честота на Вертикално сканиране (черно бяло из- полукадър 60 Hz
обращение) Честота на Вертикално сканиране (цВетно изобра- 59,94 Hz
Жение ) Честота на хоризонтално сканиране (черно бяло 15750 Hz
изображение) Честота на хоризонтално сканиране (цВетно из 15734,264 Hz
обраЖение) Общ честотен обхВат за отделна станция (черно- 6 MHz
бяло или цВетно изображение) Носещият сигнал на изобраЖението обикноВено е 1,25 MHz
над долния край на канала (черно-бяло изображение) формат на кадъра при черно-бяло или цВетно изоб 4:3
раэкение (отношение на широчината на изобраЖе- нието към Височината) РедоВе на сканиране на кадър (черно-бяло или цВет- 525 (редуВащи ce)
но изображение) РедоВе на сканиране на полукадър (черно бяло или 262,5
цВетно изображение) Честотно модулираният носещ сигнал за зВука е 4,5 MHz
по честота над честотата на носещия сигнал на изобраЖението (черно-бяло или цВетно изображе- ние) Максимално отклонение на честотата на носещия 25 kHz
сигнал на зВука от дВете страни на централната честота ЕфектиВната излъчена мощност на зВука, изразена от 50 go 70
В проценти от ВърхоВата мощност на носещия сигнал на изобраЖението Честота на носещия сигнал за цВетното изобраЖе- 3.579 MHz(3,58 MHz)
ние Синхронизация на предаВания пакетен сигнал Минимум осем цикъла
Част от яркостта при цВетопредаВането, символ 0,59 зелено 0.30 чербено.
Y
0,11 синьо
218
ТАБЛИЦА 7-30. ПродълЖение
1 2
Сигналът 1 (синфазен) комбинира части от В—Y и —0,27В без сигнала Y и 0.74R
R—Y без сигнала Y
Сигналът Q (на 90°) комбинира части от В—Y и R—Y 0.41 В без Y и 0.48R без Y
Синият сигнал комбинира части от Y, Q и 1 (Y плюс 1,720) минус 1,11 от ।
Зеленият сигнал комбинира части от Y. Q и 1 (Y минус 0,640) минус 0,28 от I
ЧерВеният сигнал комбинира части от Y, О и 1 (Y плюс 0,630) плюс 0,96 от I
219
8
Принципы на paguo-
и телевизионните предавания
8-1. АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ1
При предабането на далечно разстояние на сигнали, представя-
щи звукоВе, изображения или друга информация, предаВаният Ви-
сокочестотен сигнал се преобразуба така, че носещите информа-
ция сигнали да могат да бъдат ВъзстаноВени В приемащото уст-
ройство. Високочестотният сигнал, наричан още носещ сигнал, се
променя (модулира) от нискочестотните сигнали. СъщестВуват
няколко метода за осъщестВяване на модулацията и те са описани
В настоящата глаВа. Един от тези методи е амплитудната моду-
лация, чийто осноВен принцип е показан на фиг. 8-1. Както и при
другите модулационни методи, процесът на модифициране на но-
сещия сигнал създаВа допълнителни сигнали, наречени странични
честотни ленти, които съпробоЖдат предавания носещ сигнал и
образуват с него пълен или комплектен сигнал. Показаната на
фиг. 8-1 схема се състои от двутактни Високочестотни усилВа-
тели от клас С и двутактни модулатори. Могат да бъдат използ-
вани и стъпала с един изход.
Изходният сигнал от модулатора се прилага към пърВичната
намотка на трансформатор (Z.4 и АБ) и се пояВяВа Върху вторична-
та намотка (£6). Последната образува последоВателна Верига със
захранВащия източник и е сВързана към централния изВод на пър-
Вичната намотка на Високочестотен трансформатор, състоящ се
от Z-! и L2. Когато няма сигнал от модулатора, изходният носещ
сигнал Върху L3 е с показаната постоянна амплитуда. Когато моду-
латорните транзистори Т3 и Тй преобразубат зВукоВ или Видеосиг-
нал, той се пояВяВа усилен Върху трансформаторните намотки L4
и /.в, а следователно и Върху Вторичната намотка Le. Ако модули-
ращият сигнал предстабляВа чисто синусоидално трептение, как-
то е показано на фигурата, полоЖителният полупериод Върху Вто-
ричната намотка L6 даВа ВърхоВо ПолоЖително напреЖение, което
е Във фаза със захранВащото напреЖение. Вследствие на това на-
преЖението, приложено към колекторите на Л и Т2, се уВеличаВа
220
Фиг. 8 1 Амплитудна модулация
над нормално същестВуВащите амплитуда. В резултат се получа-
Ва съотВетно нарастВане на амплитудата на изходния Високочес-
тотен носещ сигнал, което се ВиЖда и от фигурата. Когато В по-
даВания Върху Le модулиращ сигнал настъпи отрицателният полу-
период, негоВото напреЖение ще бъде с обратна полярност спрямо
захранбащото и В резултат ще спадне амплитудата на изходния
сигнал от усилВателя от клас С. Сега изходният носещ сигнал от
мощното стъпало започВа да намаляВа и амплитудата му моЖе да
спадне почти до нула, както е показано на фиг. 8-1. При положите-
лен полупериод амплитудата на носещия сигнал отноВо нарастВа.
При схема с почти постоянна стойност на актиВното съпро-
тиВление мощността на носещия сигнал се изменя пропорционал-
но на Втората степен на прилоЖеното напреЖение. Тъй като пъл-
ната модулация предизВикВа описаното нарастВане и пропорцио-
нално намаляВане на амплитудата на носещия сигнал, максимална-
та изходна мощност на носещия сигнал има стойност, която е
раВна на четири пъти мощността на немодулирания Високочесто-
тен носещ сигнал. По същия начин, при пълна модулация, амплиту-
дата на носещия сигнал се променя от почти нула до дВа пъти
амплитудата на немодулирания носещ сигнал. Средната консума-
ция на ток от захранВащия източник В колекторните Вериги на Л
и Т2 остаба постоянна, защото нарастбанията на колекторния
221
ток се ураВноВесяВат от порпорционални спадания. При ампли-
тудната модулация пълната модулация се нарича още 100-процен-
тоВа и съотВетстВуВа на услобията, когато изходната мощност
на модулатора е равна на полоВината от мощността, постъпВаща
В усилВателя от клас С от постояннотокобия захранВащ източ-
ник. (Тази Входна мощност се определя като произведение на по-
стоянния ток и напреЖението В колекторната Верига.)
Ако се използВа модулиращ сигнал с тВърде голяма амплитуда,
параметрите на модулирания носещ сигнал се ВлошаВат, тъй като
сВръхмодулацията предизВикВа периодично спадане на амплитуда-
та му до нула, което е показано на фиг. 8-2а. Тази модулация ще
предизВика изкриВяВания при демодулирането. Когато изходната
мощност на модулатора спадне значително, изменението на амп-
литудата на носещия сигнал намаляВа В no-малка степен, което
е предстабено на фиг. 8-26. В този случай модулацията е по-малка
от 100%.
долната странични
лента (без сигнала на
горната странични
лента и носещия
сигнал)
Ь)
Само сигналът на
горната странична
лента (без сигнала на
долната странична
лента и носещия
сигнал)
Фиг. 8-2. Съотношения и странични ленти
8-2 СИГНАЛИ НА СТРАНИЧНИТЕ ЧЕСТОТНИ ЛЕНТИ
Високочестотният носещ сигнал, който се състои от чисто сину-
соидално трептение, има само една честота. При Всяко изкриВяВа-
не на формата на трептението се генерират допълнителни сигна-
222
ли, чиито честоти са над и под осноВната честота на носещия
сигнал (ВЖ. т. 8-1 и 11-1). ЕстестВото и броят на създабаните
странични честотни линии обаче са свързани с Вида на използВана-
та модулация (амплитудна, честотна и т. н.), както и с честота-
та на модулиращия сигнал. При амплитудната модулация за Всеки
сигнал с определена честота се получаВат дВе странични честот-
ни ленти, както е показано на фиг. 8-26 и г. Така например, ако
честотата на Високочестотния носещ сигнал е 2000 kHz, а модули-
ращият сигнал е с честота 500 Hz, едната странична честотна
лента ще бъде с 500 Hz над честотата на носещия сигнал, т. е.
честотата и ще бъде 2000,5 kHz. Втората странична честотна
лента ще бъде с 500 kHz под честотата на носещия сигнал и следо-
Вателно честотата й ще бъде 1999,5 kHz. Ако носещият сигнал е
модулиран със сигнал 1 kHz, горната странична лента ще има чес
тота 2001 kHz, а долната — 1999 kHz. Ако при модулацията одно-
временно се използВат и двата сигнала, съотВетно с честоти 500
Hz и 1 kHz, В допълнение към честотата на носещия сигнал ще
същестВуВат още четири странични честотни ленти. При ампли-
тудната модулация измененията на амплитудата на носещия сиг-
нал по Време на модулация характеризират пълния носещ сигнал и
следобателно обхВащат както честотата на носещия сигнал, така
и страничните честотни ленти. По Време на амплитудната моду-,
лация амплитудата на осноВния носещ сигнал (който има само ед-
на честота) не се променя. Мощността на сигналите със странич-
ните честоти обаче се променя пропорционално на амплитудните
изменения на модулиращите сигнали. Ако сигналите със странични
честоти се отделят от модулирания носещ сигнал, показан на
фиг. 8-1, осноВният носещ сигнал ще има постоянна честота по-
добно на дВата сигнала от страничните честотни ленти, пред-
стаВени на фиг. 8-20 и г.
При честотната модулация, разгледана В т. 8-3, за даден мо-
дулиращ сигнал се създаВат много поВече странични честотни
ленти, отколкото В случая на амплитудната модулация. Парамет-
рите на страничните честотни ленти, същестВуВащи при чес-
тотната модулация, са разгледани В т. 8-4. Когато е необходимо
да се спести част от честотния обхВат, не се предаВат Всичките
странични ленти. При амплитудната модулация моЖе да се из-
ползВат филтърни схеми за потискане на една от страничните
честоти. В приемника е ВъзмоЖно да се осъщестВи приемане дори
когато носещият сигнал се придруЖаВа само от една странична
честотна лента, Въпреки че мощността на сигнала ще бъде В из-
вестна степен no-малка, отколкото когато са налице Всички стра-
нични честотни ленти. ПредаВането, при което се използВа само
една странична лента, се нарича еднолентоВо (ЕСА). В някои случаи
се използВат и означенията ДСЛ (долна странична лента) и ГСЛ
(горна странична лента). ПредаВането с една странична честотна
лента е разпространено при радиопредаВанията В обхватите на
граЖданските честоти, както и при някои търгоВски предаВатели,
за да се намалят смущенията и да се икономиса част от честот-
223
ния обхВат. При общестВените телеВизионни предабания по-голя-
мата част от долните странични ленти се отстранябат, а при
предаВане на цВетно изображение се потиска и носещият сигнал
за цВетността. В последния случай е необходимо В приемника да
се генерира липсВащият носещ сигнал за целите на демодулацията
(6>к. т. 8-5 и 11 -9). Очевидно е, че процесът на модулацията убели-
чаВа честотния обхВат, необходим за ВключВане на допълнителни-
те странични ленти В предаВания сигнал. Номиналната широчина
на предабаната честотна лента, използВана при общестВените
радиопредабания с амплитудна модулация, е 10 kHz. Тъй като при
честотната модулация се генерират много поВече странични чес-
тотни ленти, за Всяка общестВена радиостанция с честотна мо-
дулация се отделят по 200 kHz.
8 3. ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ
По Време на честотната модулация с помощта на зВукоВия моду
лиращ сигнал се променя честотата на Високочестотния носещ
сигнал. Честотата на немодулирания сигнал (наричана още цент-
рална честота) се изменя към no-Висока или по-ниска стойност,
като честотата на тоВа изменение е идентична на честотата на
модулиращия сигнал. Например, ако зВукоВ сигнал с честота 600
Hz модулира честотата на носещия сигнал, то тази честота ще
се отклоняВа от централната си стойност 600 пъти В секунда (В
направление над и под централната честота на носещия сигнал).
Степента, В която честотата на носещия сигнал се отклоняВа от
централната си стойност, се определя от амплитудата на моду-
лиращия сигнал. Например, ако зВукоВ сигнал с честота 600 Hz пър-
Воначално предизВикВа отклонение на честотата на носещия сиг-
нал 10 kHz над и под централната честота, поВишабането на амп-
литудата на модулиращия зВукоВ сигнал моЖе да създаде отклоне-
ние до 18 kHz от Всяка страна на централната честота, като В
същото Време тоВа отклонение се осъщестВяВа с честота 600
Hz. Ако модулиращият зВукоВ сигнал продълЖи да се убеличаВа по
амплитуда, отклонението от централната честота моЖе да до-
стигне до 26 kHz или поВече от Всяка страна. При модулиращ сиг-
нал с честота 800 Hz описВаното отклонение ще ВъзникВа 800 пъ-
ти В секунда, като размерът на отклонението отноВо ще се опре-
деля от амплитудата на нискочестотния сигнал.
СъщестВуВат различии методи за честотно модулиране на но-
сещ сигнал. Една типична система за реализиране на такъВ метод
е показана на фиг. 8-3 (ВЖ. също гл. 11). В този случай са използВа-
ни дВа генератора: единият от тях е с неизменна честота и осигу-
ряВа честотна устойчиВост, а другият е с променлиВа честота и
генерира носещия сигнал. След като се генерира носещият сигнал,
той се усилВа и честотата му се умноЖаВа според необходимост-
та, за да бъде той подаден към крайното усилВателно стъпало от
клас С. Смесително стъпало Възприема честотата на сигнала от
224
Фиг. 8-3. Честотна модулация
крайний усилбател от клас С, както и честотата на генерирания
от кВарцобия генератор сигнал. Ако носещият сигнал е със собст
Вената си централна честота, изходният сигнал на фазоВия де-
тектор е нула. Ако обаче честотата от усилВателя от клас С се
отклоняВа, тоВа отклонение се Възприема от фазоВия детектор
и към схемата за управление на реактиВното съпротивление се
подаВа коригиращо напреЖение (ВЖ. т. от 2-30 до 2-32). В
резултат се получаба корекция на честотата на сигнала от усил-
Вателя от клас С. Тази схема образуба непрекъснат контур (със
синхронизация по фазата PLL) за точно регулиране на централна-
та честота при честотната модулация. Нискочестотният усил-
бател тук отноВо предстаВляВа модулатор, чийто изход е сВързан
с регулирането на реактиВното съпротибление. Както се ВиЖда
от фиг. 8-3, збукоВите сигнали предизбикВат изместВане на чес-
тотата на променлибия генератор, а по такъВ начин и честотата
на носещия сигнал. При тази конкретна система нарастВането на
амплитудата на зВукоВия сигнал се преобразуВа В поВишаВане на
честотата на честотно модулирания носещ сигнал, намаляВането
й (отрицателният полупериод) предизВикВа пониЖаВане на тази
честота. Процесът на изместВане на честотата създаба компо-
ненти на сигнала със странични честотни ленти, което бе разгле
дано 6 т. 8-4 (ВЖ. също т. 11-2).
15 Наръчник по електроника
225
8 4 ПАРАМЕТРИ НА СТРАНИЧНИТЕ ЧЕСТОТНИ ЛЕНТИ ПРИ
ЧЕСТОТНАТА МОДУЛАЦИЯ
При честотната модулация за Всеки зВукоВ сигнал с определена
честота се създаВат известен брой сигнали със странични чес-
тотни ленти. Тези странични ленти са изместени една от друга
на честота, съВпадаща с тази на модулиращия сигнал. Например,
ако се използба модулиращ сигнал с честота 900 Hz, пърВите дбе
странични честотни ленти ще бъдат разполоЖени на 900 Hz от
носещата честота, като едната странична лента ще бъде над
централната честота, а другата — под нея. Всички останали
странични ленти също ще бъдат разполоЖени на 900 Hz една от
друга. Онези странични честотни ленти, които са с честота В
близост до централната честота на носещия сигнал, ще се харак-
теризират със сигнали с най-Висока амплитуда, докато онези, кои-
то са изВън тази облает, ще бъдат с незначителни амплитуди.
Ето защо само някои сигнали от страничните честотни ленти,
разполоЖени непосредстВено над и под честотата на носещия сиг-
нал, имат достатъчна амплитуда, за да бъдат от значение при
детектирането. При честотната модулация за общестВените ра-
диостанции (от 88 до 108 MHz) се създаВат осем значещи стра-
нични честотни ленти под и над централната честота по Време
на максималната допустима модулация.
Параметрите на допустимата модулация са сВързани със съот-
ношенията меЖду отклонението на честотата на носещия сигнал
и честотата на зВукоВия сигнал. Отношението на отклонението
на носещата честота към честотата на модулиращия сигнал, кой-
то е предизВикал тоВа отклонение, се нарича коефициент на моду-
лация. Този коефициент се означаВа с ту.
dfc
(8-1)
ufm
където dfc е определено отклонение на носещата честота,
dfm — честотата на модулиращия сигнал.
В коефициента на отклонение участВуВат максималните стой-
ности, а не моментните, които бяха използВани за получаВане на
коефициента на модулация:
(8-2)
Коефициент на отклонение =
Максимално отклонение на честотата на носещия сигнал
Най-Висока честота на модулиращия сигнал
В следбащата таблица е даден броят на значещите странични
честотни ленти за стойности на коефициента на модулация от
1 до 10:
226
Коефициент на
модулация
Брой на страничните честотни
ленти от Всяка страна на
носещия сигнал
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
2
4
6
7
8
9
10
12
13
14
8-5. ИЗИСКВАНИЯ ЗА ТЕЛЕВИЗИОННИТЕ ЧЕСТОТНИ ОБХВАТИ
Тъй като предаВането на черно-бяло телеВизионно изображение
предшестВубаше пояВата на цВетната телеВизия с поВече от де-
сет години, сыцестВуВащите стандарти за предаВането и при-
емането трябВаше да.бъдат приспособени за допълнителните сиг-
нали, същестВуВащи при предаВането на цВетно изображение.
Пълният Видеосигнал, който се използВаше за амплитудно модули-
ране на Високочестотния сигнал В телебизията с черно-бяло изоб-
ражение, се състоеше от информация за сигнала на изобраЖение-
то, гасящите импулси за обратния ход на лъча, синхронизиращите
и израбнителните импулси, използВани за поддърЖане на хоризон-
талната разбибка по Бреме на Вертикалния обратен ход. Този пъ-
лен Видеосигнал, който модулира носещия сигнал, създаВа много
бройни сигнали със странични честотни ленти, които се групират
предимно около честотите на хармоничните състаВки на сигнали-
те на хоризонталната разбиВка. При предаВането на цВетно изоб-
ражение тенденцията на сигналите със страничните честотни
ленти да се групират около хармониците на сигнала на разВиВката
позболяВа да се Вмъкнат сигналите за цВетността 8 меЖдините
меЖду групите от странични честотни ленти. Пърбите стандар-
ти за черно-бялата телеВизия не предВиЖдаха ВъзмоЖности за
разполагане на допълнителния носещ сигнал, необходим на сигнали-
те за цВетността, и затоВа носещият сигнал за цВетността (на-
речен подносещ сигнал) се потиска В предаВателя. Тъй като често-
тата на подносещия сигнал определя точното разполоЖение на
станичните честотни ленти за цВетността, тази честота тряб-
Ва да предстаВляВа нечетно кратно на полобината от честотата
на сигнала на хоризонталната разбиВка, за да се разполоЖат пра-
Вилно страничните честотни ленти. Ако подносещият сигнал на
цВетността има тбърде Висока честота, той ще наВлезе В обхва-
та от 4 MHz до пърВичната носеща. ТоВа струпВане на сигнали
Води до ограничаВане на честотния обхВат за цВетността и по-
5
227
тискане на дребните подробности. Ако подносещият сигнал за
цВетността има тВърде ниска честота, могат да Възникнат хе-
тероиднни смущения меЖду пърВичния носещ сигнал и сигналите
за цВетността със страничните честотни ленти.
Компромис при избора на честотата на подносещия сигнал бе
постигнат чрез умноЖаВане на полоВината от честотата на хори-
зонталната разВиВка на 455 (В един кадър има 525 реда на сканира-
не или В един полукадър — 262,5 реда на сканиране (ВЖ. т. 11-9).
СъщестВуВащата честота от 15750 Hz на хоризонталната раз-
ВиВка при предабането на черно-бяло изображение е неподходяща,
тъй като не моЖе да се поддърЖа Желаното отношение на хармо-
ниците меЖду носещия сигнал за звука и Видеосигнала. Ето защо
честотата на хоризонталната разВиВка при приемниците за
цВетно изображение е 15 734,264 Hz. Когато тя се умноЖи с 455,
се получаба честота за подносещия сигнал на цВетността
3,579545 MHz, която обикноВено се означаВа като 3,58 MHz. Чес-
тотата на Вертикалното сканиране стаба 59,95 Hz. Честотите
на Вертикалното и хоризонталното сканиране за цВетно изобра-
жение са достатъчно близо до тези при черно-бялото изображе-
ние, за да се избегне загубата на синхронизация, когато се приема
черно-бяло изображение и след тоВа се преВключи за приемане на
цВетно изображение.
Като се използВат току-що описаните конструктиВни пара-
метра широчината на честотния обхВат на сигналите за цВетно
изображение е същата както при черно-бялото изображение, чрез
което се постига необходимата съВместимост. За дребните под-
робности честотният обхВат на Видеосигналите се простира зна-
чително по-нашироко от обхвата на зВукоВите сигнали, като до-
стига до няколко мегахерца, поради което амплитудната модула-
ция ще създаде огромен честотен спектър. Ето защо се потискат
долните странични честотни ленти, като под честотата на носе-
щия сигнал за изобраЖението остаВа само един редуциран участък
от 1,25 MHz, което е показано на фиг. 8-4. Екранът на кинескопа
за цВетно изображение има същото отношение на широчината
към Височината (четири към три) както при екрана за черно-бяло
изображение, а Вертикалното сканиране Върху екрана на кинескопа
и тук се дели дВе към едно. ОсВен тоба честотно модулираният
носещ сигнал за зВука при черно-бяло или цВетно изображение е с
честота, разполоЖена на 4,5 MHz над честотата на носещия сиг-
нал за изобраЖението, като допустимото отклонение е 25 kHz от
Всяка страна на централната честота.
При принципа на допълнителните цбетоВе, които трябВа да се
използВат, участВуВат три осноВни цВята: черВено, синьо и зеле-
но. ОтноВо трябВа да се прибегне до компромис, тъй като трите
сигнала за цВетоВете ще създадат прекалено голям брой странич-
ни честотни ленти, които няма да могат да бъдат разполоЖени В
наличния обхВат от честоти. Компромисът се състои В използба-
228
Носеща на
картината
Подносеща за ubema
(3,579545 MHz)
Носеща на
1,25 MHz
| Iсигнал
I Qсигнал
। —I t—500 kHz
к------1
1,48 MHz ।
6MHz -------—-----“d
Фиг. 8-4. Честотни ленти при телеВизионно предаВане
на цВетно изображение
нето на матрична система за смесВане на трите цВята, за да се
получат дВа сигнала, наречени сигнал / (синфазен) и сигнал Q (дефа
зиран на 90°) Всъщност процесът започба В участъка на снимачни
те камери, както е показано на фиг. 8-5. В този случай се използ
Ват три отделни телеВизионни камери със специална филтърна
система. ТелеВизионните изображения преминаВат през конден-
зорна леща и филтрите (състоящи се от цВетоотделящи огледа
ла) отразяВат сВетлината само с един цбят (F и С на фиг. 8-5).
ОтразяВащите огледала (означени с А и D), както е показано на
фигурата, насочВат чербения и синия сигнал към съотВетните ка
мери. По този начин сините изображения се отделят от огледало
то В към отразяВащото огледало D и след тоВа към камерата за
синьо изображение. ЧерВените изображения се отделят чрез огле-
далото С и се насочВат към отразяВащото огледало/l към камера-
та за черВено изображение. Зелените изображения преминаВат
през огледалата С и В и достигат до камерата за зелено изобраЖе
ние. От снимачните камери сигналите се подабат към усилВатели,
схеми за разВиВка и синхронизиращи стъпала. След тоВа сигналите
на осноВните цВетоВе постъпВат В показаната на фигурата мат-
рична схема. От матрицата се получаба сигнал на яркостта (Y),
който съотВетстВуВа на ПредаВането на черно-бяло изображение.
Както се ВиЖда от фигурата, сигналът на яркостта се получаба,
като се комбинират различии части от сигналите на трите цВя-
та: 0,30 от чербения, 0,59 от зеления и 0,11 от синия. Тази про-
порция е необходима, за да се получи плътността на цВетоВете,
която се Възприема от чоВешкото око. Ако сигналът на яркостта
се състоеше от сигналите с еднакба амплитуда за чербения, синия
и зеления цбят, за чоВешкото око някои цВетоВе щяха да изглеЖ-
дат с по-голяма интензиВност, отколкото имат В дейстбител-
ност по отношение на другите цбетобе.
Матричната система комбинира необходимите части от сиг
налите на трите осноВни цВята, за да.се получат сигналите / и
229
фазата
Фиг. 8-5. БлокоВе на телебизионна камера за цВетно изображение
Q (относителните амплитуди са дадени В табл. 7-30). След тоВа
сигналите / и О се използВат за модулиране на подносещия сигнал
на цВетността, което е описано по-подробно В гл. 11. За целите
на демодулирането В приемника специален генератор трябВа да
ВъзпроизВеде подходящ подносещ сигнал, който да бъде смесен с
постъпВащите сигнали със страничните честотни ленти. Той
обаче трябВа да бъде точно синхронизиран с честотата на подно-
сещия сигнал, който е бил потиснат В предаВателя. За да се осигу-
ри синхронизацията на честотата и фазата, най-малко осем пе-
риода с честота 3,58 MHz се предаВат заедно с гасящия импулс за
хоризонтала, както е показано на фиг. 8-6 (ВЖ също т. 11-8).
230
Фиг. 8-6. Пакегпиране на синхронизиращите сигнали
В гасящия импулс
В приемника трябВа да се използВа слоЖна система за обработ-
ка и демодулация, за да се изВлече информацията за Видеосигнали-
те и цВетобете За разлика от общестВените радиопредаВания с
амплитудна или честотна модулация, където се използВа само ед-
на меЖдинна честота (IF), при предаВането на телеВизионни изоб-
ражения меЖдинните честоти са дбе (за изобраЖението и за зву-
ка). ОсВен тоВа дВата сигнала с меЖдинни честоти се смесВат ВъВ
Видеодетектора, за да се получи ноВ сигнал с меЖдинна честота
за звука 4,5 MHz (ВЖ. т. 119). След като сигналите за изобраЖе-
нието и звука се смесят В тюнера, полученият сигнал има неиз-
менна меЖдинна честота както при приемниците за сигнали с
амплитудна или честотна модулация. На фиг. 8-7 е предстаВено
разпределението на честотите, когато се приема канал 9'. Въпре-
ки че другите предабатели ще имат различии честоти на носещия
сигнал, съотВетното изменение на честотата на тюнерния гене-
ратор ще създаде същите меЖдинни честоти. На фиг. 8 8 е пока-
зана типична пропускана лента за телеВизионната меЖдинна чес-
тота на канал 9. Минимумите предстаВляВат точки на затихВане
на сигнали, които биха предизВикали смущения, ако не бъдат по-
тиснати.
* Отнася се за САЩ (бел преВ ).
231
Долей
прилеЖащ
канал(8)
Приемам
канал
«9
Горен
прилеЖаиц
канал
233,00 '23}00
185,75 187,25 ?2§МН?
233,00 233,00
191,75 193,25
47,25 MHz 45,75 MHz 41,25 MHz 39,75 MHz
Фиг. 8 7 Спектрален състав на сигнала В телеВизион
ния тюнер
Фиг. 8-8. Амплитудно-честотна
характеристика на телеВизионния
МЧ усилбател
Приемам
канал
#9
232
8-6. ФАЗИ НА СИГНАЛИТЕ ЗА ЦВЕТОВЕТЕ
Пропорциите на сигналите за яркостта и цВетността са дадени
В табл. 7-30. ЗаВисимостта меЖду фазите на тези сигнали е пред-
стаВена на фиг. 8-9. Показани са фазоВите разлики меЖду сигнали-
те В—Y. В—Y. / и О. Както се ВиЖда от фигурата, сигналите В—
Y са изместени на 33” по посоката на Въртене на часобникоВата
стрелка спрямо сигнала Q, а сигналите В—Y са изместени на 33°
по посоката на Въртене на часобникоВата стрелка от сигнала /. С
прекъсВани линии са посочени относителните фазоВи разполоЖе-
ния на осноВните цВетоВе за телеВизионната система с допълни-
телни цВетоВе. Долната част на фиг. 8-9 е изразена чрез Векторна
диаграма на фиг. 8-10. Последната фигура показВа как сигналът на
даден цВят моЖе да се получи от напреЖенията на сигналите //Q
или В—Y/B—Y. Като илюстратиВен пример се използВа насите-
ният зелен цВят. Ако по дълЖината на оста — О се отчете ампли-
туда - 0,52, а по дълЖината на оста — / се Вземе амплитуда - 0,28,
както е напраВено на фигурата, праВоъгълникът, начертан с пре-
късВана линия от получените точки, ще gage Векторната сума на
дВата сигнала. Резултантната амплитуда ще бъде 0,596 и ще
предстаВляВа амплитудата на сигнала на наситения зелен цВят.
Същата амплитуда на зеления сигнал се получаба, като се Вземе
амплитудата -0,29 по дълЖината на оста -{В—Y) и амплитуда —
0,517 по оста — (/?—Y). С помощта на тези дбе точки се построя-
Ва праВоъгълник, който даба същата амплитуда като получената
от праВоъгълника //Q. За Всеки друг цВят се получаВат същите
Фиг. 8-9. фазоби съотношения меЖду цбетните
телеВизионни сигнали
233
+IR-Y)
Фиг. 8-10. Отклонения на сигнала за зеления цВят
Вектори за определени стойности на / и Q или R Y и В — Y. когато
сигналите R—Y и В — Y се получаВат с помощта на матрична схема,
като показаната на фиг. 2-35. В никои случаи букВите X и Y се
избират произВолно, за да означат определена забисимост ме>кду
фазите за конструктивен Вариант, използВан от конкретен про-
изВодител. Най често осите на демодулацията са дефазирани на
105°, както е показано на фиг. 8-9.
8-7. ПРИНЦИПИ НА НЕЗАТИХВАЩИТЕ ТРЕПТЕНИЯ (CW) И НА ПРЕКЪСНА-
ТИТЕ НЕЗАТИХВАЩИ ТРЕПТЕНИЯ (ICW)
Когато немодулиран Високочестотен носещ сигнал се прекъсба та-
ка, че се получаВат кратки и дълги пакети при предаВането, проце-
сът се нарича реЖим на незатихВащи трептения. Терминът неза-
тихВащи трептения fCW) се сВръзВа с постоянната или непрекъс
ната амплитуда на Високочестотния сигнал. Списъкът на меЖду-
народния морзоВ код е даден В табл. 7 29. Един осноВен метод за
получабане на незатихВащи трептения е показан на фиг. 8-11 а,
където се отпушВа и запушВа емитерната Верига на кВарцоВ гене-
ратор, за да се получат кодирани поредици при предаВането на
Високочестотен носещ сигнал. Както се ВиЖда от фигурата, кога-
то Входът от телеграфния ключ е отборен, няма постояннотоко-
Ва проВодимост, за да протече ток от колектора към емитера.
Когато е натиснат телеграфният ключ, емитерната Верига се за-
тВаря и протичащият през емитерно-колекторната Верига ток
формира поредица от носещия сигнал. Предназначението на кон-
дензатора С2 е да се сбедат до минимум преходните състаВки,
234
предизВикани от рязкото ВключВане и изключВане на телеграфния
ключ. Разбора се, ако е необходимо, проВодимостта на транзисто-
ра моЖе да се премахВа чрез прекъсВане и на колекторната или
базоВата Верига. Както е показано на фигурата, кодираният носещ
сигнал се подаВа към буферен и драйВерен Високочестотен усилВа-
тел, а след тоВа към изходния усилвател по мощност. Изобраз-
еният изходен кодиран сигнал даВа предстабянето с тире—точ-
ка—точка на букВата D В кода на Морз.
Както е показано на фиг. 8-116, понякога за получаВането на
кодоВо предстаВяне се използба модулиран високочестотен носещ
сигнал. В този случай е накъсан амплитудно модулиран сигнал, ка-
то отнобо се предстаВя букВата D. Този начин на предаВане се
нарича прекъсвани незатихВащи трептения (ICW). Този термин
означаВа, че носещият сигнал Вече няма постоянна амплитуда, а
тя се прекъсВа от ниВа на нарастВане и намаляВане. ПредаВането
на кодоВе с прекъсВани незатихВащи трептения позболяВа за цели
те на приемането им да се използба обикнобен приемник, тъй като
Тире Точка Точка
CW
ICW
Тире
Точка Точка
Фиг. 8-11. ОсноВна система за предаВане на незатихВащи трептения
235
модулацията даба на изхода на приемника тон с по-дълго или по-
кратко Времетраене. Когато се демодулират незатихВащи треп-
тения обаче, генераторен детектор (ВъзстаноВяВащ) или отделен
генератор трябВа да се използВат, за да се генерира В приемника
сигнал, който да моЖе да се смеси с постъпВащия сигнал с неза-
тихВащи трептения и съотВетно да се получи зВукоВ ефект. На-
пример, ако постъпВащият сигнал с незатихВащи трептения има
честота 2500 kHz, а честотата на хетеродина е 2505 kHz, се полу-
чаВа тон с честота 5 kHz.
При сигналите с незатихВащи трептения същестВуВа преиму-
щестВото на теснолентоВото предаВане, тъй като липсВат при-
друЖаВащи странични честотни ленти. Недостатъкът е необхо-
димостта от хетеродинен приемник. ПреимущестВото при пре-
късВаните незатихВащи трептения е ВъзмоЖността за приемане
с помощта на обикнобени приемници, докато недостатъкът им е
заемането на по широка лента на честотния спектър.
8 8. АМПЛИТУДНО-ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
Амплитудно импулсната модулация предстабляВа един от мето-
дите, при които последоВателности от импулси се изменят по
амплитуда, широчина или разполоЖение, за да се постигне съот-
ВетстВие с конфигурацията на модулиращия сигнал. При метода
на амплитудно-импулсната модулация Височината на импулсите 8
последобателността се убеличаВа или намаляВа В съотВетстВие с
модулиращия сигнал, както е показано на фиг. 8-12. Както се ВиЖда
от фиг. 8-12а, при синусоидален модулиращ сигнал амплитудно-
импулсната модулация моЖе да се осъщестби по дВа начина: могат
да се използВат полоЖителни и отрицателни импулси както е по-
казано на фиг. 8 126, или само импулси от една полярност, какбито
са предстаВени на фиг. 8-126 В случая от фиг. 8-125 най-Висок
положителен импулс се пояВяВа при най-голямата амплитуда при
полоЖителния полупериод на модулиращия сигнал, а най-Висок от-
рицателен импулс — при максимума на отрицателния полупериод.
Когато се използВа еднополярната импулсна последобателност,
показана на фиг. 8-126, максимална амплитуда на импулсите се до-
стига при полоЖителния максимум на модулиращия сигнал, а най-
ниското ниВо на импулсите се получаба при отрицателния макси-
мум на Втория полупериод на този сигнал.
Методът на амплитудно-импулсната модулация се използВа
също В специален усилбател с Висок к. п. д„ означаВан като усилВа-
тел от клас D. При усилВането В клас D се постига Висока степен
на ефектиВност и сигналите могат да бъдат получаВани с по-Ви-
соки амплитуди на максималния ток, отколкото е ВъзмоЖно с об-
икноВените усилВатели от клас А и В. Типична система от клас D
е показана на фиг. 8-1 За, където амплитудите на импулсите са
пропорционални на модулиращия синусоидален сигнал. Друг Възмо-
236
Жен метод е да се използВат еднополярни импулси, както бе пока-
зано на фиг 8-126
При усилВателната система от клас D, предстабена на фиг. 8-
18, Входният модулиращ сигнал се прилага към импулсен модула-
тор, захранВан от генератор на импулси. След модулатора се полу-
чаВа показаната амплитудно модулирана импулсна последобател-
ност. В практическите приложения модулиращият сигнал ще се
състои от слоЖни нискочестотни трептения. След като модули-
раният сигнал се усили, характеристиките му се доблиЖаВат до
тези на трионообразния сигнал Вследствие на разстоянието меЖ-
ду импулсите и променящите се амплитуди на отделните импул-
си. Поради тоВа е ВъзмоЖно да се използВа интегриращо стъпало,
за да се получи зареЖдане от импулс до импулс, както е показано
на фиг. 8-136. Последният процес ВъзстаноВяВа формата на пър-
Воначалния модулиращ сигнал по Всички параметри осВен по отно-
шение на амплитудата. ТоВа забиси от степента на усилВане, коя
то е била използбана.
Принципът на интегрирането се прилага и при други системи
за импулсна модулация. В системата, при която амплитудата на
импулсите остаВа постоянна, но се изменят техните широчини
(ВЖ. т. 8-11), по-голямата част от схемите са подобии на показа
ните на фиг. 8 13 с тази разлика, че се използВа модулатор на ши-
рочината на импулсите.
Фиг. 8-12. процес на амплитудно-импулсна модулация
237
Фиг. 8-13. Усилбател клас D
8-9. ФАЗОВО ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
фазоВо-импулсната модулация променя импулсната последоВа
телност по начина, показан на фиг. 8-14. Тази система се нарича
още импулсно-времева модулация, тъй като промяната на модули-
ращия сигнал предизВикба съотбетна промяна В разполоЖението
на импулсите ВъВ Времето. Изменението на разполоЖението Въб
Времето моЖе да се изрази В изменение на интервала меЖду им
пулсите, което е показано на фигурата, или В изменение на момен-
та от Времето, В който се пояВяба даден импулс, по отношение
на неизменно маркерно разполоЖение. Когато се използба разполо-
Жението на неизменен маркерен импулс, един от импулсите ВъВ
Всяка двойка импулси остаба В неизменно положение, а другият
се изместба по отношение на пърбия. Неизменното положение на
пърбия импулс моЖе да се избере така, че ВъВ Времето той да се
намира непосредстВено под показаните на фиг. 8-14 Вертикални
прекъсВани линии.
8 10. ШИРОЧИННО-ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ
Както е показано на фиг. 8-15, при широчинно-импулсната моду-
лация широчината на Всеки импулс от импулсната последобател-
238
ноет се променя постепенно, за да се постигне съотВетстВие с
променящата се амплитуда на модулиращия сигнал. Преимущест-
Вото на тази система е В способността й да намаляВа шумоВите
сигнали и другите неЖелани преходни процеси. Тъй като импулсите
имат неизменна амплитуда, Всички шумоВи сигнали които при-
друЖаВат предаВания модулиран сигнал, могат да бъдат отстра-
нени 8 приемника чрез използВане на ограничители на амплитуда-
та.
Както и при другите системи за импулена модулация, импулси-
те се избират така, че да имат много малка широчина, понеЖе
тесните импулси позВоляВат за един полупериод на модулиращия
сигнал да се използВат по-голям брой от тях. ОсВен тоВа използ-
Ването на много тесни импулси даба ВъзмоЖност да се комбини-
рат допълнителни импулени последоВателности с пърВоначалната
предаВана поредица. Всичко тоВа поВишаба броя на информацион-
ните канали и спомага за намаляВане на необходимия честотен об-
хВат. Показан1ите на фиг. 8-156 импулси са по-широки от тези,
които обикноВено се използВат В практическите системи, но тоВа
е напраВено за удобство при изобразяВането на системата за ши-
рочинно-импулена модулация.
При тези системи процесът моЖе да изместВа полоЖението
или на началния (предния) фронт на импулса, или на задния му
фронт. Когато импулсната последоВателност се подаде към ин-
тегрираща схема, процесът на демодулация се осъщестбяВа по съ-
щия начин, както бе показано по-горе на фиг. 8-13.
8-11. ИМПУЛСНО-КОДОВА МОДУЛАЦИЯ
При друг Вид модулация измененията на амплитудата на модули-
ращия сигнал се преобразуВат В комбинация от импулси, които
предстабят конкретна амплитуда чрез дВоично число. Този процес
Фиг. 8-14. Процес на фазобо-импулена модулация
239
е илюстриран на фиг. 8-156. Обърнете Внимание, че числата, пока-
зани под Вертикалните прекъсВани линии, предстаВляВат числа от
дВоичната система (ВЖ. т. 5-1). Тези дВоични числа идентифици-
рат определени положения на импулсите. При описбаната система
на модулация са необходими няколко последоВателни операции.
Модулиращият сигнал трябВа да се измерВа с предВарително опре-
делена честота, като големината на амплитудата трябВа също
да се Взима под Внимание заедно с промените на амплитудата на
модулиращия сигнал.
При системата за импулсно-кодоВа модулация амплитудите на
импулсната последоВателност се сраВняВат с избрана скала от
дискретно ниВа. След тоба за Всеки импулс се определя стойност,
която съотбетстВуВа на най-близкото нибо, получено чрез проце-
са на сраВнябане. Този метод на кбантуВане даВа стойности, кои-
то се преобразуВат В импулсен код от рода на дВоичния (с осноВа
2). Описаната система е добре защищена от смущения и се харак-
теризира с минимално затихбане на сигнала. Ето защо импулсно-
кодоВата модулация е получила Висока оценка В практиката и е
намерила широко приложение.
Броят на амплитудните ниВа, които могат да бъдат измерени
при процеса на импулсно-кодоВата модулация за един полупериод
на модулиращия сигнал, се ограничаВа от максималния брой импул-
си, избрани за кодоВата група. ОчеВидно е, че при избор на макси-
мум от три импулса могат да се използВат само седем ниВа за
амплитудата (от 001 до 111). Изборът на трите импулса моЖе
да gage и осем Варианта за големината на амплитудата, ако се
използВа и ООО. При кодоВа група от четири импулса могат да се
измерят 16 ниВа (от 0000 до 1111).
Фиг 8-15. Широчинно импулсна и импулсно
kogoba модулация
240
8-12. ТЕЛЕМЕТРИЯ И МУЛТИПЛЕКСИРАНЕ
Телеметрията предстаВляВа процес, при който няколко специални
модулиращи системи се комбинират В една обща система за пре-
даВане на данни. По принцип събирането на информация обхВаща
измерВането и Възприемането на данните с помощта на преобра-
зуВатели (сензори за скорост, устройства за отчитане на темпе-
ратурата, фоточуВстбителни елементи, устройства, чувстви-
телни към налягане, микрофони и т. н.). Получените данни пред-
стаВляВат аналогоВи функции, които трябВа да бъдат преобра-
зуВани 8 съотВетни Величини, подходящи за използВане В процеса
на модулацията. В телеметрията се ВключВа и мултиплексиране-
то (използВане на няколко честотни ленти, за да се предабат
едноВременно дВа или поВече информационни сигнали).
Посредством мултиплексирането е ВъзмоЖно да се предаВат
такиВа данни, като речеВа информация, данни за упраВлението на
промишлени процеси, информация от изследванията на космиче-
ското пространство и други подобии Мултиплексирането с чес-
тотно разделяне на каналите използВа няколко честотни ленти за
предаВане на различии модулирани сигнали. В този случай се из-
ползВа осноВен Високочестотен носещ канал заедно с отделни под-
носещи сигнали, които на сбой peg могат да модулират крайния
носещ сигнал. ТакъВ процес се прилага при общестВените стерео-
фонични радиопредаВания с честотна модулация, където за мул-
типлексирането се използВа подносещ сигнал, който след тоВа се
потиска. В приемника съответен генератор трябВа да създаде
подносещ сигнал със същата честота, какВато е имал пърВоначал-
ният подносещ сигнал преди потискането. Генерираният по този
начин подносещ сигнал се комбинира със сигнала със страничната
честотна лента, преди да се изВърши демодулацията. Подобен
процес се осъщестВяВа при телеВизионното предаВане на цВетно
изображение, където подносещ сигнал на цВетността се модулира,
за да се получат сигналите за цВетобете. След тоВа този подно-
сещ сигнал се потиска, но сигналите със страничните честотни
ленти се предаВат. ОтноВо, както при стереофоничната честот-
на модулация, подносещ сигнал, съВпадащ по честота с първона-
чалния, трябВа да бъде генериран и комбиниран със сигнала със ст-
ранична честотна лента (ВЖ. т. 8 5 и 11-8).
Системата за мултиплексиране с честотно разделяне на кана-
лите се използВа за разширяВане на ВъзмоЖностите за предаВане
на сигнали по кабели или чрез радиоканали при осъщестВяване на
меЖдународните телефонии Връзки. Тази система обаче е чувст-
Вителна към интермодулационни изкриВяВания и поява на неЖела-
ни шумоВи сигнали. Ето защо се предпочитат системите за им-
пулсна модулация, описани В т. 8 8 до т. 8 11.
Друга система за мултиплексиране използВа разделяне на кана-
лите ВъВ Времето. При нея е ВъзмоЖно едноВременно да се пре-
даВат дВа или поВече сигнали, тъй като на Всеки сигнал се отделя
1Ь Наръчник по электроника
241
краен ВремеонтерВал. Моментноте стойности на амплитудите
на сигналите се измерВат и след тоВа се предаВат В определена
последобателност ВъВ Времето. След като се измери и последният
сигнал, процедурата се поВтаря. Могат да бъдат използВани Всич-
ки системе на импулсна модулация, описани В т. 8-8 до т. 8-11.
При честота на измерВането от порядъка на 8000 измерВания В
секунда, а е ВъзмоЖно тя да бъде и по-голяма, се губи много малка
част от информацията на сигналите. Предабаната по Всеки канал
информация след приемането се декодера поотделно, за да се по-
лучат даннете за пърВоначалноя модулиращ согнал.
242
9
ОсноВни принципы
на измервателната техника
9 1. АНАЛОГОВИ УРЕДИ ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА ТОК
При конструирането на аналогоВи уреди много често като осноВен
елемент на амперметрите, Волтметрите, омметрите и т. н. се
използВа устройство за измерВане на ток. То е изградено на
принципа, създаден от д'АрсонВал през 1880 г. На фиг. 9 1 а е пред
стабено схематично тоВа осноВно устройство. При него се изпо-
лзВа алуминиеВ магнитопроВод, Върху който е набита бобина. Маг-
нитопрободът е закрепен В дВа лагера от сапфир и се Върти В
генерирано от постоянен магнит поле, като магнитът е сВързан
към полюси от меко Желязо. МагнитопроВодът с бобината е снаб-
ден със стрелка, с чиято помощ е ВъзмоЖно да бъде отчетена го-
лемината на тока Върху калибрираната скала на измерВателния
уред. Въртящата се част е сВързана В дВата си края със спирални
пруЖини. Тези пруЖини са наВити 8 протиВополоЖни посоки, за да
се осигуряВа протиВодейстВуВаща сила за заВъртВането на магни-
топроВода с бобината Вдясно или ВляВо. ОсВен тоВа тези пруЖини
се използВат за подабане на тока към бобината. Протичащият
ток преВръща бобината 8 електромагнит и полюсите на този
електромагнит или подпомагат, или протибодейстВуВат на поле-
тата с неизменен интензитет на постоянния магнит. При проти
чане на ток с необходимата полярност се създаВа Въртящ мо-
мент, който преместВа стрелката надясно, за да се отчете голе-
мината на тока. Алуминиебият магнитопроВод ВъВеЖда допълни-
телно затихбане и предотВратяВа неЖеланите трептения на ст-
релката. По такъВ начин се постига по-бързо устаноВяВане на ст-
релката Вследствие на индуктирания В алуминиеВия магнитопро-
Вод ток, който създаВа протиВоелектродВиЖещо напреЖение.
Уредът за измерВане на ток се сВързВа последователно със схе-
мата или устройстбото, за които ще се изВършба измерВането.
Амперметърът има малко Вътрешно съпротиВление и Високока-
честВените уреди обикноВено Внасят пренебрежимо малко допъл-
нително съпротибление В измерВаната схема. (Както е описано В
243
ИзмерЬате-
лен ypeg
Фиг. 9-1. ИзмерВатели на ток
Пробнйци
Ь),
т. 9-15, същестВуВат специални уреди, при които измерВането на
ток се изВършба на базата на индукционен принцип, за да се избег
не отбарянето на Веригата и ВключВането на уреда В нея.) Голям
брой осноВни уреди за измербане на ток отчитат само части от
протичащия ток, тъй като имат Висока чуВстВителност. Към тях
спадат уредите с максимален измерВателен обхВат 10 мА, 1 мА,
50 цА и т. н. Всеки от тях моЖе да отчита ток, по-голям от мак
сималната безопасна за уреда стойност, като се използВат шун
тиращи резистори за отклоняВане на част от тока. Както е пока
зано на фиг. 9-16, шунтиращите резистори могат да бъдат преВк
лючВани паралелно на измерВателния елемент на уреда, чрез което
се осигуряВа Желаният токоизмерВателен обхВат. Ако е необходи-
мо, могат да се използВат допълнителни резистори. Независимо
от избрания резистор големината на тока през Вътрешната боби-
на на измерВателния уред не трябВа да надВишаВа номиналната
му стойност. Например, ако милиамперметърът има максимално
отклонение на стрелката при протичане на ток 1 мА през негоба-
та бобина; но е необходим обхВат 10 mA, шунтобият резистор
трябВа да пропуска 9 mA, когато се достигне максим^лният ток,
за да не се надхВърли номиналната стойност 1 mA.
Стойността на необходимия шунтиращ резистор за Желаното
максимално отклонение на стрелката се определя с помощта на
урабнението
244
(9-1)
/V-Г
където /?ш е стойността В ома на шунтиращия резистор;
/?у — Вътрешното съпротиВление на измерВателния уред;
N — коефициент на разширяВане на скалата.
Обърнете Внимание, че стойността /V от уравнение (9-1)
предстабляВа числото, с което трябва да се умноЖи обхватът, за
да се получи Желаният ноВ обхВат. Например, ако измерВателният
уред за 1 mA има Вътрешно съпротиВление 45 Q, а скалата трябВа
да бъде увеличена за максимално отклонение 10 mA, 8 съотбетст-
Вие с уравнение (9 1) стойността В ома на шунта ще бъде
Показаният на фиг. 9-15 амперметър е предназначен само за
постоянен ток и полярността на измерВателните изВоди трябВа
да бъде такаВа, че токът да протече В прабилна посока през боби
ната. За да се измерба променлиВ ток, необходимо е той да бъде
изпраВен чрез еднополупериодната или дбуполупериодната схема,
описани 8 гл. 2. На фиг. 9-1В е показана мостоба изпраВителна сис-
тема за променлиВотокоВ амперметър (ВЖ. също т. 2-39 и фиг. 2-
29а). Този уред е калибриран за показВане на ефектиВни стойности
(разгледани В т. 1-13). При уредите с изпрабители, предназначени
за измербане на променлиВ ток, същестВуВат конструктибни про-
блеми по отношение на калибрирането чуВстВителността и мак
сималния допустим ток. Ето защо тези уреди се използВат пре
димно като Волтметри за променлиВо напреЖение.
9-2 АНАЛОГОВИ ВОЛТМЕТРИ
За разлика от разгледания 8 т. 9-1 уред за измербане на ток, който
се Включба последобателно ВъВ Веригата на протичащия ток, ана-
логоВият Волтметър измерВа пада на напреЖението паралелно на
съотВетния схемен елемент. Тъй като Волтметърът се сВързВа
паралелно на схемния компонент, негобото Вътрешно съпротиВле-
ние трябВа да бъде колкото е ВъзмоЖно по-голямо, за да не се полу-
чи отклоняВане на ток от измерВания елемент при ВъВеЖдането
на шунтиращ резистор.
АналогоВият Волтметър използба като осноВно устройство
уред за измербане на ток, както е показано на фиг. 9-2. За да се
уВеличи обхВатът, се използВат различии последоВателни резис-
тори В заВисимост от стойността на напреЖенията, които ще се
измербат. За избора на четирите последоВателни резистора от
245
Пробница
Фиг. 9 2. ОсноВна система за измерване на напреЖение
фиг 9 2 се използВа селекторен пребключВател. Когато пребключ
Вателят е сВързан към общата точка на R-, и R2, се получаба най-
малкият обхВат на напреЖението Когато той е сВързан към об-
щата точка на резисторите R2 и Rs, резисторите Ry и R2 са сВър
зани последоВателно и В резултат на тоВа по-голямото съпро-
тиВление осигуряВа по-голямо напреЖение за максималното от
клонение на стрелката. Както при осноВния уред за измерВане на
ток, токът през бобината на Волтметъра не трябВа да надВишаВа
номиналната стойност. Стойността 8 ома на Вънсиния резистор,
необходима за получаВане на конкретен измербателен обхВат, мо
Же да се устаноВи, като се използВа ураВнението
(9-2) f?n=/?6/7V-1),
където Rn е стойността В ома на последоВателния резистор за
убеличаВане на обхбата;
/?6 — Вътрешното съпротибление на бобината на уреда;
N — коефициентът на разширябане на обхбата на измербател
ния уред.
Както беше при описания В т. 9 1 амперметър, коефициентът
N трябВа да се използВа прабилно. Така например, ако уредът тряб-
6а да отчита 5 V при максимално отклонение на стрелката, тази
Желана горна граница на обхбата се разделя на напреЖението, необ
ходимо за ВъзникВането на такоба отклонение. Нека да предполо
Жим, че осноВният измербателен уред има Вътрешно съпротиВле-
ние 100 Q и че максималното отклонение на стрелката е 0,1 V.
Тогаба 5/0,1 =50 и получената стойност се използВа В уравнение
(9-2) заедно със съпротиВлението на уреда 100 Q, т. е. Rn = 100 (50-
1)=4,9kQ.
Както бе споменато по-горе, колкото е по-голямо съпротиВле-
нието на Волтметъра, толкоВа ще е по-малко Влиянието на тока
Вследствие на сиунтирането на елемента, паралелно на който е
Включен Волтметърът. Ето защо чуВстВителността на Волтме-
търа се даВа 8 ома на волт, което означаВа стойността 8 омоВе,
с която трябВа да се убеличи съпротиВлението на резистора за
обхбата, за да се убеличи обхВатът на Волтметъра с 1 болт.
Всъщност чуВстВителността на Волтметъра предстабляВа от-
246
ношението на сумата от резистора за обхбата и съпротибление-
то на измерВателната бобина към максималното показание на
Волтметъра. Например, ако амперметър със съпротибление 50 Q
В различии случаи има чуВстВителности 20 kQ/V и 1 kQ/V, В пърВия
случай ще се консумира значително по-малко ток от схемата, чие-
то напреЖение се измерВа.
ЧуВстВителността В ома на Болт моЖе да бъде изчислена с по-
мощта на уравнение (9-2). което по-горе бе използВано за опреде-
ляне на стойността на последоВателния резистор, необходима за
максимално показание 1 V. Нека да предположим, че за конкретен
измербателен уред е получено /?П = 18 килоома. ОсВен тоВа за същия
уред уВеличаВането до максимално показание 2 V ще изискВа резис-
тор 38 кО. Следобателно за разлика от 1 V В максималното показа-
ние изменението на последоВателния резистор е от 18 кО на 38
кО. Оттук следВа, че чуВстВителността е 20000 Q/V или 20 kQ/V
9 3. АНАЛОГОВИ ОММЕТРИ
Стойностите на актиВното съпротибление на схемните елемен-
ти се измерВат с омметър, който използВа осноВното устройст-
во за измерВане на ток, както беше В случая на разгледаните В
т. 9-1 и 9-2 уреди. На фиг. 9-3 са показани осноВната схема и
типична скала. Както се ВиЖда от фиг. 9-За, ВъзмоЖно е да се из-
ползВат дВа резистора, сВързани последоВателно със захранВаща
батерия. Резисторът предстабляВа ограничител на тока и за-
едно с резистора /?2 определя обхВата на скалата. Стойността на
съпротиВлението на резистора R? моЖе да се променя, което по-
зВоляба така да се регулира токът, че максималното отклонение
на стрелката да се получаба при сВързани накъсо измерВателни из
Води. В тоба състояние съпротиВлението на избодите е минимал
но и поради тоВа максималното отклонение на стрелката показВа
началната точка на скалата, което е показано на фиг. 9-36. Както
се ВиЖда от същата фигура, скалата е нелинейна с по-голяма гъс-
тота на деленията В участъка на по-Високите съпротиВления Вля-
Во. Омметърът обикноВено се комбинира с уреди за измерВане на
напреЖение и ток В т. нар. Волтомметър или мултимер, който е
разгледан В т. 9-4. При някои транзисторизирани уреди скалата за
съпротиВлението моЖе да бъде конструирана така, че отчитане-
то на нарастВането на стойностите да стаВа отляВо надясно,
както ще бъде показано по-нататък на фиг. 9-6а.
За да се получат точни резултати, стойността на съпротиВле-
нието на резисторите и другите схемни елементи трябВа да се
отчита, когато едната страна на измербаната Верига е отВорена.
(ЗахранВането на Веригата трябВа да е изключено.) По такъВ на-
чин се избягба шунтиращото Влияние на други паралелни резисто-
ри. При избестна част от електронните схеми моЖе да има откло-
нения В стойността на резисторите от 10 до 20%. Например при
247
Измерите-
лен ypeg
б)
Фиг. 9-3. Схема и скала на омметър
допуск 10% показанията 8 диапазона от 1800 до 2200 ома за резис-
тор с номинална стойност 2000 ома место е ВъзмоЖно да се при
емат за нормални. В някои схеми обаче допустимите отклонения
са много no-малки. Често допуските се определят от Взаимо
дейстбието на Всички схеми В дадена система. Омметрите са съ-
що подходящи за изВършВането на изпитВания, например за про
Верка на непрекъснатостта на Веригите. С помощта на омметъра
моЖе да се откриВа наличието на къси съединения, отВорени Вери-
ги и т. н. При проберката на непрекъснатостта обикноВено не е
необходимо да се устаноВяВат точните стойности на съпротиВ
ленията, тъй като целта е просто да се контролира непрекъсна
тостта на Връзката меЖду отделните схеми по отношение на
разпределението на мощността и предаВането на сигналите. Ко-
гато се проберяВа непрекъснатостта, захранВането на Веригите,
за които се изВършВа измерВането, се изключВа, както бе при об-
икноВеното приложение на омметъра.
9-4. ВИДОВЕ МУЛТИМЕТРИ
ЕдноВременно с широкото приложение на отделни уреди за измер
Ване на номиналните стойности на тока напреЖението и други
248
Величина В електрическите инсталации комбинирането на няколко
такиВа уреда В едно портативно устройство значително улесня
Ва конструирането, поддръЖката и ремонта на електронни
устройства. Комбинираните измерВателни уреди понякога се на-
ричат Волтомметри или мултиметри. Когато с един уред се из-
пълняВат няколко Вида измерВания, е необходим и съответен пре-
ВключВател. ОсноВните конструктивно елементи на мултимет-
рите са показани на фиг. 9-4, където са реализирани функциите на
Волтметър, омметър и амперметър. За измерВането на промен-
лиВотокоби Величини ще трябВа да се използВат токоизпраВител
ни системи, а когато е необходимо разширяВане на обхВата на ска-
лите, ще трябВа де се услоЖни електрическата схема.
На фиг. 9-5 е предстаВена примерна лицева страна на мултиме-
тър, на която са разполоЖени различните органи за управление.
Въпреки че тази конфигурация е достатъчно типична, съществу
ват многобройни варианти при отделните фирмщпроизбодител-
ки. За избора на измерваната величина при този уред се използват
бутони, като този с означение „ + обръща полярността на из-
водите, за да се отчитат отрицателни стойности. Както при
другите омметри, в позиция х 1 от скалата на уреда директно в
ома се отчита измерваната стойност на съпротивлението. Така
например за скалата, показана на фиг. 9-Зф обхватът се простора
от О О до приблизително 2000 Q За по-големи показания чрез про-
мяна на полоЖението на селекторния превключвател се избират
различии по-големи обхвати. Например, ако превключвателят е
Фиг. 9-4. ОсноВна конструкция на мултиметър
249
фиг 9-5. Органа за управление на мултиметьр
постаВен на х 1 к£2, Всяка стойност Върху скалата от фиг.
9-36 се умноЖаВа по 1 kQ.
ПоВечето мултиметри са снабдени с допълнителни устройст
Ва за изВършВане на специални измерВания. Много от тях имат
Високочестотни изВоди, чрез които могат да се отчитат ампли-
тудите на променлиВ ток с честоти В мегахерцоВия обхВат. Въз-
моЖно е също наличието на изВоди за измерВане на стойности на
напреЖението до няколко десетки килоВолта. Някои мултиметри
използВат транзисторизирана схема за поВишаВане на чуВстВи-
телността и точността. Широко приложение намират полеВите
транзистори за постигане на голямо съпротиВление на изВодите,
което за постояннотокоВи измерВания моЖе да бъде от порядъка
на 15 мегаома при някои уреди. Другата разноВидност са цифроВи-
те уреди, предстаВени В т. 9-6.
9-5. СКАЛИ ЗА ДЕЦИБЕЛИ И ЕДИНИЦИ ЗА НИВО
На фиг. 9-6а са показани типични скали на мултиметър. Горните
дВе скали се използВат за отчитане стойностите на съпротиВле-
нията, както и стойностите на тока и напреЖението 8 различии
обхВати. Долната скала слуЖи за измерВане на децибелите (dB)
(ВЖ. т. 1 -7 и табл. 7-1). За децибелната скала от фиг. 9-6а показа-
250
нията се отчитат директно, когато измерВанията се изВършВат
Върху съпротиВление 600 Q. При предстаВянето на отношения на
мощности много уреди използВат като еталон за 0 dB мощност-
та 1 mW Върху тоВарен резистор със стойност 600 П.Този еталон
се предстаВя чрез променлиВо напреЖение с ефектиВна стойност
0,7746 V Върху резистор 600 Q.
Някои фирми използВат за еталон 0 dB = 6 mW Върху 500 ома.
където точката за 0 dB е на 1,732 V Върху скалата за напреЖение-
то. Трети използВан еталон за 0 dB е 6 mW Върху тоВарен резис-
тор със стойност 600 Q, като точката за 0 dB е при 1,897 V. Кога-
то се сраВняВат разликите В децибели за сигналите на Входа и
изхода на електронна система, стойностите на актиВното съпро-
тиВление на Входа и изхода трябВа да бъдат еднакВи, за да се полу
чат точни резултати. ИзмерВанията В децибели трябВа да се осъ
щестВяВат с помощта на синусоидални сигнали. При слоЖни фор
ми на трептенията, Включително при збукоВите сигнали, състаВе-
ни от комбинация на няколко сигнала (или при праВоъгълните
трептения и т. н.), се препоръчВат измерВанията В единици за ни-
Во.
Единицата за ниВо намира приложение при контрол и измерВане
на зВукоби сигнали. Всъщност тази единица е сВързана с децибели-
Фиг. 9-6. Скали за децибели и единици за ниВо
251
me. Касетофоните, обикноВените магнетофони и тези с 8 писти
обикноВено съдърЖат дВа индикатора за ниВото, с които се конт-
ролират нибата на записа с цел да се сВеде до минимум изкривяба-
нето, получаВащо се В услоВия на претоВарВане. При измерВанията
В единици за ниВо (VU) за нулеВо ниВо се приема мощността 0,001
W Върху импеданс (Z) 600 Q. ТоВа моЖе да се предстаВи ВъВ Вид
на уравнение
(9 3) VU = 30 1од10Р.
Скалите на типичен уред за измерВане на единиците за ниВо са
предстаВени на фиг. 9 66. Тук обхВатът на горната скала е от - 20
до +3 VU. На долната скала са дадени процента от напреЖението,
като 100% са разполоЖени под нулата от горната скала. При голям
брой уреди числата и деленията наляВо от нулата В горната скала
са нанесени В черен цВят, а тези надясно от нулата са черВени.
Приема се, че нормалното ниВо е В нулеВата точка от горната
скала, предстаВляВаща 100% (тази точка е разполоЖена приблизи-
телно на 70% от максималното отклонение на стрелката).
Когато се наблюдаВат показанията Върху уреда за измерВане на
ниВото, се препоръчВа да се отбелязбат стойностите за кратък
ВремеинтерВал, за да се отчетат ВърхоВите отклонения на сигна-
ла и така да се регулират упраВляВащите органи, че тези отклоне-
ния да бъдат под точката на претоВарВането. В конструкцията
на уреда за измерВане на единиците за ниВо участВуВа дВуполупе-
риоден изпраВител (ВЖ. т. 2-36). СледоВателно стойностите Вър-
ху скалата предстаВляВат приблизително ефектиВните стойнос-
ти на слоЖните трептения на зВукоВите сигнали. За разлика от
използВането на синусоидални изпитВателни сигнали с постоянна
амплитуда по Време на измерВанията работата с уреда за едини-
ците за нибо се характеризира с използВане на сигнали с променя-
щи се честоти и амплитуди, формиращи слоЖен сигнал. Всъщност
показанието В единици за ниВо предстаВляВа произВолна стой-
ност за разлика от тоВа В децибели, което се използВа за означа-
Ване на разликата В децибели спрямо 0 dB = 1 mW Върху тоВарен ]
резистор със стойност 600 П.
9-6. ЦИФРОВИ ИЗМЕРВАТЕЛНИ УРЕДИ
След пояВата на индикаторите с течни кристали и сВетодиоди
широко разпространение получиха измерВателните уреди с циф-
роВа индикация. Те имат Висок клас на точност и могат да измер-
Ват както променлиВ, така и постоянен ток, като обикноВено се
разполага със селекторен преВключбател. Върху типичните инди-
каторе могат да се представят и дробни части от измервателна-
та единица, което моЖе да се Биди на фиг. 9-7а. Както при тран-
зисторизираните мултиметри и тук има пребключВатели за раз-
ширябане на обхватите и избор на променлиВ или постоянен ток.
Много от цифровите мултиметри са конструирани за аВтома-
252
Фиг. 9-7. ЦифроВи измерВателни уреди
тично определяне и индикация на полярността, без да има нуЖда
да се спазВа точно полярността на измерВателните изВоди. До
статъчно е изВодите да бъдат сВързани паралелно на елемента,
напреЖението Върху който ще се измерВа, и показанието ще бъде
със знак плюс или минус към цифроВия израз на стойността. Не
е необичайно точността да бъде В диапазона от +0,1 до +0,5%
от показанието плюс един разред.
Както се ВиЖда от фиг. 9-76, за удобстбо при изпитбането и
измерВането на параметрите на електронни схеми са създадени
портатиВни цифроВи измерВателни уреди, снабдени с неподВиЖен
изВод и гъВкаВа отрицателна линия. При цифровите,мултимет-
ри Входното съпротиВление моЖе да надбишаВа 50 мегаома, което
създаба минимално натоВарВане на схемата по Време на измерВа
нията. Тъй като цифроВите уреди показВат резултата за по-мал-
ко от няколко секунди, те осигуряВат много по-бързо отчитане на
стойността на напреЖението В сравнение с аналогоВите уреди,
при които стрелката трябВа да се отклони от нулеВата позиция
до някакба по-голяма стойност.
9-7. МОСТОВИ СИСТЕМИ
На фиг. 9 8а е показана осноВната конфигурация на мостоВа схема.
При нея е осъщестВено симетрично сВързВане на четирите резис-
тора /?!, Т?2, /?3 и /?4. За да се намери стойността на неизВестните
253
Величина, както е показано на фигурата, към дВе от точките на
сВързВане на резисторите е приложено напреЖение, а меЖду други-
те дВе точки е постабен измербателен уред. В различните изпит-
Вателни уреди тази мостоВа схема моЖе да бъде реализирана с
бобини, кондензатори или комбинация от кондензатори и резис-
тори. ОсноВната схема понякога се нарича мост на Уйтспгьн на
името на английския физик, който за пръВ път обръща Внимание
на значението на ураВнобесената мостоВа схема. Когато се тър-
сят стойностите на неизвестно съпротиВление, резисторите
и /?2 обикноВено имат неизменни сотйности, Rs предстабляВа
стандартен резистор с избестна стойност, а /?л е неизбестният
резистор, чието съпротибление ще се измерба. За устанобябането
на урабнобесябането на моста или на дебаланса му 6 една от дбете
посоки моЖе да се използВа галбанометър, който има скала с цент-
рално разполоЖена нула и полоЖителни и отрицателни деления от
дбете й страни. ВъзмоЖно е също да се постаби микроамперме-
тър.
Когато резисторният мост е 6 рабнобесно състояние, меЖду
избодите на галбанометъра няма да има потенциална разлика. То-
габа съотношението меЖду съпротибленията на резисторите ще
бъде
/?2
(9-4) R.=R&.
По подобен начин е ВъзмоЖно да се използбат бобини и конден
затори за формиране на мостоби схеми, с чиято помощ да се из-
мербат стойностите на реактиВното съпротибление и импедан-
са, както и стойностите на капацитета 6 части от фарада и ин-
дуктибността 6 хенри или части от хенри. В произбеЖданите уре-
ди са Вградени елементи със стандартни стойности, които се ха-
рактеризират с Висока степен на точност. При някои уреди съ-
щестбуба бъзмоЖност да се сбързбат бъншни елементи със стан-
дартни стойности, за да се избършбат срабнителни измербания.
На фиг. 9-85 е показан типичен капацитиВен мост. В него отноВо,
както 6 резисторния мост от фиг. 9-8а, се използбат резистори-
те със стандартно отношение /?, и /?2- Кондензаторът Cs има
стандартна стойност, а стойността на С, е неизвестна и трябВа
да бъде измерена. За този мост е необходим променлиВотокоВ из-
мерВателен уред.
Стойността на капацитета на С, се даВа от ураВнението
(9-5) G=C~.
Обърнете Внимание на обръщането на отношението меЖду ре-
зисторите /?, и /?2 В ураВненията (9-4) и (9-5). Тази разлика се
дълЖи на факта, че реактиВното съпротиВление на кондензатора
намаляВа при по-големи стойности на капацитета. При бобините
обаче реактиВното съпротиВление се уВеличаВа с нарастВането на
стойността на индуктиВността. Ето защо за индуктиВната мос-
тоВа схема, показана на фиг. 9-8в, В ураВнението за получаВане на
254
—о о-
Промен либо
напреЖение
б)
—о о—
ПроменлиЬо
напреЖение
—о о—
Променлибо
напреЖение
2)
ы
Фиг. 9-8. МостоВи измерВателни система
стойността на индуктиВността на Z.x фигурира същото отноше-
ние на резисторите и Н2, както 8 уравнение (9-4) за резистор-
ния мост:
/?2
(9-6) L* = L*1T
Бобини и кондензатори могат да бъдат сВързани последоВа-
телно за получаВане на резонансни мостоВи схеми. ОсВен тоВа
мостоВите схеми могат да се използВат и за измерВане на често-
тата на сигнала. Типичен пример предстабляВа мостоВата схема
255
на Уин, предстаВена на фиг. 9-8г. СледВащото уравнение е Валидно,
когато С„ е равно на Cs, RK е равно на Rs и съпротиВлението на /?,
е равно на половината от това на R2. Когато същестВуВат тези
условия, честотата се определи, като се използба урабнението
1
(9-7)
/=--
6,28 RKC„
9-8. ГЕНЕРАТОРИ НА СИГНАЛИ
Генераторът на сигнали, както показВа името му, произбеЖда сиг
нали, които да се ВъВеЖдат В електронните схеми при изпитВания,
измерВания или отстранябане на неизпрабности. ОсноВният гене-
ратор на сигнали моЖе да подава синусоидален сигнал с променлиВа
честота, както и импулсни сигнали с различии честоти на повто-
рение. Освен тоВа, както се ВиЖда от фиг. 9 9, същестВуВат уп-
рабляВащи органи за изменение на амплитудата на изходния сигнал
и пребключВане на обхватите на Високите и збукоВите честоти.
Генераторът на сигнали се яВяба също полезен уред за проследяба-
не на разпространението на сигналите с цел да се определи разпо-
лоЖението на дефектни или недейстВуващи стъпала В група после-
доВателни схеми. Сигналът от генератора се ВъВеЖда В дадена
схема и негобото наличие В следващите стъпала се проВеряВа чрез
осцилоскоп или друго контролно устройство. Вследствие на тоВа
стъпалото, което не пропуска ВъВедения сигнал, се идентифицира
като дефектно.
ПолучаВаните от генератора импулсни или правоъгълни сигнали
могат да се използВат за устаноВяВане дали определени хармонич-
ни съставки затихват или не В схемите. Тъй като праВоъгълните
трептения и импулсите се състоят от трептението с осноВната
честота и изВестен брой хармонични състаВки от по-Висок peg,
Всяка загуба на някоя от последните ще добеде до изкриВяВане на
сигнал (ВЖ. също т. 9-10). Когато се изискВа Висока степен на ста
билност на честотата, В генератора се монтират пиезоелектри-
чески кристали, с които се изВършва прецизно регулиране на чес-
тотата. Честоти с много малки допустими отклонения се изис-
кВат при съгласуВането на меЖдинночестотните стъпала и при
проВерката на тюнери, където еднобременната настройка на сме-
сителното и осцилаторното стъпало налага да се поддърЖа неиз-
менна разлика меЖду честотите им.
Генераторите на сигнали обикновено могат да модулират Висо-
кочестотния сигнал със сигнал със зВукоВа честота (често тази
честота е 400 херца). Този модулиран изходен сигнал е полезен,
когато се изпитВат детекторни стъпала или за изпитВането е
необходимо Визуално предстаВяне на модулирания сигнал. Генера-
торът на един сигнал се използба за осигуряВане на маркерни им-
пулси за генераторите на честотна разбиВка (ВЖ. т. 9-9).
256
Фиг. 9 9. ОсноВни органа за управление на генератор на сигнали
9-9. ГЕНЕРАТОРИ НА ЧЕСТОТНА РАЗВИВКА
При съобщителните системи с честотна модулация много поле-
зен уред предстаВляВа генераторът на сигнали, който моЖе да
променя честотата на изходния си сигнал. Като се поВишаВа и по-
ниЖаВа честотата над и под определена стойност, се получаВа оп-
ределена честота на разВиВката на амплитудно-честотната ха-
рактеристика на сигнала. СъщестВуВат разнообразии модели на
тези генератори, които са конструирани за конкретни случаи на
приложение. На фиг. 9 10а са показани типичните органи за управ-
ление и оснобната конфигурация на лицеВия панел на такъВ уред.
С помощта на генератора на честотна разбиВка моЖе да се получи
Визуално предстабяне на честотната лента на пропускане на меЖ-
динночестотни или тюнерни стъпала Върху екрана на осцилоскоп.
Ако генераторът прилоЖи разВибащ сигнал към началните стъпала
на меЖдинночестотна секция, на екрана на осцилоскопа ще се по-
яВи показаното на фиг. 9-106 изображение.
Генераторът на честотна разбиВка даВа ВъзмоЖност да се
наблюдаба амплитудно-честотната характеристика, тъй като
ВъВ Всеки момент се получаба относителното усилВане на усилВа-
теля за честотата, която преобладаба В този момент. Когато
честотите на разВиВащия сигнал са В областите под и над резо-
нансната честота, усилбането е малко, но за областта на резо-
нансната честота усилбането рязко нарастВа. Тъй като усилбане-
1 7 Нарьчник по електроника
257
о)
Фиг. 9-10. I енератор на честотна разВиВка и маркерни импулси
то е постоянно за честотите В резонансната облает, характерно
тиката има платоВидна форма Маркерните импулси се генерират
от независим генератор на един сигнал, който е разполоЖен или 6
един корпус с генератора на честотна разВиВка, или изВън него
Тези импулси се наслагбат Върху характеристиката точно при ос
нобната генерирана честота. Ето защо маркерните импулси мо
гат да бъдат преместени по дълЖината на амплитудно-честот-
ната характеристика, като се променя ръчно честотата на гене-
ратора на един сигнал По такъВ начин с тези импулси е ВъзмоЖно
да се определи честотният обхВат на лентата на пропускане.
9 10. ОСЦИЛОСКОПИ
Осцилоскопът предстабляВа уред за Визуално представяне, 6 кой-
то намира приложение електроннолъчебата тръба Той моЖе да
показВа формата на трептенията и амплитудата на различните
258
сигнала, които се използбат В електронните схеми. Визуалното
предстаВяне позВоляВа да се напраВи точна преценка на формите
на сигналите, да се установи наличието на изкрибяВане и да се из-
мерят амплитудите на сигналите и фазоВите разлики меЖду тях.
ОсВен тоВа с негоба помощ е ВъзмоЖно да се наблюдаВат ампли
тудно-честотните характеристики на меЖдинночестотните и
Високочестотните усилВателни стъпала В различните съобщи-
телни състеми. Различните производители предлагат голям брой
ВидоВе осцилоскопи. Някои от тях предстаблябат сраВнително
обикноВени устройства, предлагащи ограничен брой осноВни ха-
рактеристики, докато други осигуряВат дВойнолъчеВо изображе-
ние и разбиВане със задейстВубане, които са разгледани по-ната-
тък.
На фиг. 9-11 е показано типично разполоЖение на екрана и орга
ните за управление Върху предната страна на уреда. Сигналът,
който ще се показба, обикноВено се прилага към Вертикалния Вход
(Вход V) и се подаВа към системата за усилВане по Вертикала. След
Фиг. 9-11. ОсноВни органа за управление на осцилоскоп
259
mo8a усиленият сигнал се пояВяВа Върху пластините за Вертикално
отклонение на електроннолъчебата тръба. Той принуЖдаба Вът-
решния лъч на тръбата да се дВиЖи нагоре-надолу със скорост,
която съотВетстбуВа на честота на Входния сигнал. Амплитуда-
та на изобраЖението. както и негобото разполоЖение се задабат
с помощта на органите за управление. В осцилоскопа има генера-
тор на трионообразно напреЖение, който осигуряВа сигнала на
разВиВката, прилагай към пластините за хоризонтално отклоне-
ние на тръбата. Този сигнал отклоняВа лъча В хоризонтално на-
правление с Висока скорост до момента, В който амплитудата му
рязко спада и лъчът много бързо се Връща В лебия край на екрана.
По такъВ начин, ако към входа за Вертикално отклонение се подаде
синусоидален сигнал, а честотата на хоризонталната разВиВка е
такаВа, че лъчът се прекарВа през екрана само ВеднъЖ за Всеки пе
риод на Входния сигнал, на екрана ще се наблюдаба само един пе-
риод от синусоидалното трептение. Ако е необходимо да се на-
блюдават няколко периода, хоризонталната разВиВка трябВа да
има no-малка честота.
Показаните на фиг. 9-11 органи за управление позболяВат пълна
настройка на изобраЖението. (ЕстестВено показаното разполо-
Жение на тези органи няма да бъде същото при Всички ВидоВе ос
цилоскопи). Потенциометърът за интензитета променя предна-
преЖението меЖду упраВляВащата решетка и катода на електрон-
нолъчеВата тръба, чрез което се изменя яркостта на показбания
сигнал. Потенциометърът за фокуса настройба напреЖенията В
анодната част на електроннолъчебата тръба, за да се регулира ши-
рочината на следата на лъча. ПреВключВателят, означен със SW.
АМР, определя хоризонталната разВиВка, когато е В положение
SW. Ако е 6 позиция АМР, моЖе да се използВа Външен сигнал, кой-
то ще бъде усилен, когато се прилоЖи към хоризонталните входни
изВоди. Разполага се с различии управляващи органи за целите на
синхронизацията, меЖду които и с потенциометър за точна на
стройка на честотата на разбиВащия сигнал, след като е напрабе
но приблизително задаване на честотата с помощта на съответ-
ния потенциометър.
Органите за вертикално и хоризонтално позициониране позбо-
лябат изобраЖението да се изместба ВъВ Вертикално или хоризон-
тално направление, за да се постигне необходимото разполоЖение.
Потенциометърът на Вертикалното и хоризонталното усилВане
даВа ВъзмоЖност да се разширяВа или сВиВа показВаният сигнал.
Съотношенията на фазата и честотата на дВа синусоидални сиг
нала могат да бъдат определено, като се изключи Вътрешният
сигнал за хоризонтална разВиВка и се прилоЖи единият сигнал към
Входа за хоризонтално отклонение, а другият — към Входа за Вер-
тикално отклонение. За да се постигне точно измерВане, единият
от тези сигнали моЖе да се получи от генератор на калибриран
сигнал. След като са прилоЖени сигналите на ВходоВете за хори-
зонтално и Вертикално отклонение и с помощта на потенциомет
260
Фиг. 9-12. фигури на ЛисаЖу
рите за усилВане са настроена еднакби амплитуди, В изображение
то ще се пояВят изменения, когато меЖду дВата Входни сигнала
същестбуба фазоВа разлика. На фиг. 9-12 са показани изображения
за фазоВи разлики меЖду 0 и 180°. Тези изображения се наричат
фигури на ЛисаАу на името на френския учен, който пръВ ги е на
блюдаВал експериментално.
Когато дВата Входни сигнала имат една и съща честота, изоб
раЖението за определена фазоВа разлика ще бъде неподВиЖно. Ако
честотата на единия сигнал или и на дВата се променя, последоВа-
телно ще се пояВяВат фигурите, показани на фиг. 9-12а. При раз-
лика В амплитудите на прилоЖените сигнали ще се получи удълЖа-
Ване на изобраЖението. Когато единият от Входните сигнали има
честота, дба пъти по-голяма от тази на другия сигнал, изобраЖе-
нието ще предстаВляВа фигура с формата на осморка, както е по
казано на фиг. 9-126. ВъзмоЖно е например единият сигнал да има
честота 200 килохерца, а другият — 400 килохерца. При съотно
шение меЖду честотите три към едно се получаба изобраЖението,
показано на фиг. 9-120.
Като се изключи хоризонталната разВиВка на осцилоскопа, по
лучената Вертикална линия моЖе да се използВа за измерВане на
стойността на напреЖението от Връх до Връх или на негобият
размах, както е показано на фиг. 9-13. В този случай стойността
на напреЖението от Връх до Връх е 10 V и поради тоба изобраЖе-
нието Върху екрана на осцилоскопа се калибрира за предстаВяне на
10 V. СледоВателно намаляВането на дълЖината на Вертикалната
261
Фиг. 9-13. ИзмерВане на размах
линия ще позВоли да се отчетат други по малки амплитуди. В схе-
мите на много електронни устройства и системи често се посоч-
Ват стойностите от Връх до Връх, т. е. дВукратната максимална
амплитуда на сигнала.
ДВулъчеЬите осцилоскопи дабат ВъзмоЖност одновременно да
се представят два различии сигнала, както тоба е напраВено на
фиг. 9-14. В този случай единият сигнал представлява праВоъгъл-
но трептение, а другият е синусоидален. В праВоъгълния сигнал се
забелязВат изВестни изкрибяВания, които показбат загуба на хар-
монични съставки от по-Висок peg. В тези осцилоскопи се изпол-
зВат дбуканални усилватели и синхронизиращи системи, за да се
осъщестби показбането на отделните сигнали В една електронно-
лъчеба тръба. ДВулъчеВото изображение е полезно, когато е необ-
ходимо да се срабнябат сигнали. Например ВъзмоЖно е то да се
Фиг. 9-14. Едновременно проследяВане на два сигнала
262
използба, когато е необходимо да се контролират отделните из
ходи от стереосистема. Когато тези сигнали се приложат одно-
временно на дВата Входа на осцилоскопа, техните изображения
Върху екрана трябба да бъдат еднакВи по амплитуда и форма. В
протибен случай Всяко изкриВябане ще бъде констатирано неза-
баВно. ДВулъчебият уред е полезен и при устаноВябането на фазо-
Ви разлики меЖду сигнали.
ОсВен дВулъчеВо изображение ВъзмоЖно е осцилоскопът да бъ-
де снабден с памет, В която да се съхраняба наблюдаВаното треп-
тение. При поискбането му поВтарящото се избличане на сигнала
от паметта ще създаде неподВиЖно изображение Вър''' -п
Друга ВъзмоЖност е задействуваната развивка, която
да се подобри стабилността на синхронизацията при разиибан».
то, като Входният сигнал се използба за задейстВубане на генера-
тора за хоризонтална разбиВка Тази синхронизация се характери-
зира с Висока точност и е много по-добра от осноВната система
за разбиВка, използВаща осцилатор със свободно генериране, кой-
то трябба да се настрои ръчно, за да се постигне синхронизация.
СВободната разбиВка има този недостатък 6 сравнение със за-
дейстбуВаната, че при нея се изискВа допълнителна настройка на
синхронизацията при промени на амплитудата или на честотата
на наблюдаВания сигнал, приложен към Входа за Вертикално откло-
нение. Когато се използба разбиВка със задейстВубане, синхрониза-
цията се осъщестВяВа автоматично, тъй като Входният сигнал
задейстВуба тригера, упраВлябащ реЖима на хоризонталната раз-
ВиВка. При осцилоскопите, използВащи разбиВка със задейстВуВа-
не, обикновено същестбуВа ВъзмоЖност да се избере или реЖимът
на свободна разбиВка, или реЖимът на задейстВубане. При послед-
ний разВиВката се задейстВуба от тригер при прилагане на Вход-
ния сигнал.
9-11.ГЕНЕРАТОРИ НА МРЕЖА И ИВИЦИ
На фиг. 9-15 е показан уред, който намира приложение при на-
стройката на телеВизионни системи. ТоВа е генератор на слоЖни
трептения, които могат да предизВикат Вертикални или хоризон-
тални ибици на екрана на телеВизионния приемник, както и изоб-
ражение на мреЖа от Вертикални и хоризонтални линии. Същест-
ВуВа и ВъзмоЖност за създаВане на изображения на точки и цВетни
иВици за настройка на телеВизионни приемници за цВетно изобра-
жение. Вертикалните и хоризонталните ибици, както и мреЖата
се получаВат чрез натискане на бутоните А. В и С на генератора,
показани на фиг. 9-15. За Вертикалното изображение (бутон А)
линейността на хоризонталната разбиВка на телеВизионния при-
емник се настройВа дотогаВа, докато Вертикалните ибици се раз-
полоЖат равномерно по широчината на екрана. По подобен начин
с помощта на хоризонталните иВици, получени чрез бутона В, е
263
ВъзмоЖно да се регулира Вертикалната линейност. Типично изоб-
ражение от този Вид е показано на фиг. 9-16. В този случай трябВа
да се регулира линейността В долната част на екрана, тъй като
там хоризонталните линии са по-дебели и no-далече една от друга
В сравнение с тези от горната част на екрана. Посредством изоб-
раЖението на мреЖа, получено с бутона С, моЖе да се праВи одно-
временна настройка за коригиране на Вертикалната и хоризонтал-
ната линейност.
Понякога е удобно да се използВа една ибица (хоризонтална или
Вертикална). Тя моЖе да се получи съотВетно с бутоните G и
Н. При някои уреди тези единични иВици могат да бъдат разполо-
Жени ВъВ Всяка част на екрана, за да се напраВи проверка за наруша-
264
Ване на линейността (т.е. дали се получаба криВина). Настройките
на Вертикалната и хоризонталната линейност се осъщестВяВат
еднакбо за телеВизионни приемници за черно-бяло или цВетно из-
ображение, но останалите ВъзмоЖни фигури (точките и цВетните
иВици) са предназначени единстВено за приемниците за цВетно
изображение.
При телеВизионните системи за цВетно изображение получе-
ното от камерата изображение се подлага на обработка по специа-
лен начин, при който то се филтрира В три осноВни цВята — чер
Вен, син и зелен (принцип на допълнителните цВетоВе). В прием-
ника за цВетно изображение сигналите, съотбетстбуВащи на три-
те цВята, задейстбуВат електронни лъчи, които попадат Върху
фосфорни точки с черВен, син и зелен цбят. За да се постигне съ-
Вършено цбетопредаВане и за да се създаде чисто бял участък от
дадена сцена, електронните лъчи трябВа да се слиВат точно Върху
съотВетните фосфорни точки. Настройките или корекциите се
изВършбат с помощта на изобраЖението на точка, получено чрез
натискане на бутона D от фиг. 9-15. Когато центрирането и сли-
Ването са задоболителни, Всички точки изглеЖдат бели. Когато
има многоцветен контур, изВършВа се настройка на потенцио-
метрите за слиВането (конбергенцията) на лъчите, за да се кори-
гира Възникналата грешка. Както и при ибиците, същестВуВа еди-
нично изображение, което се получаба чрез натискане на бутона F.
Тук също е ВъзмоЖно точката да се преместба по целия екран, за
да се открият отклоненията при слиВането.
ВъзмоЖно е да се получат и Вертикални цВетни иВици Върху
екрана, като се натисне бутонът Е на показания на фиг. 9-1 5 гене-
ратор. Тези неподбиЖни цВетни иВици позВоляВат да се пробери
фазоВата заВисимост меЖду отделните сигнали за цВетоВете, а
осВен тоВа улесняВат настройката на амплитудата на сигнала.
Фиг 9-16. Изображение на хоризонтална ибици
265
ЦВетните ибици се произбеЖдат от генератора, като фазата на
подносещия сигнал на цВетността (с честота 3,579545 MHz) се
изместВа по отношение на пакетния сигнал. Когато фазата на
подносещия сигнал се изменя непрекъснато от 0 до 360° за Вре-
меинтерВал, равен на една разВиВка по хоризонтално направление,
и тоВа се побтаря за последобателни хоризонтални редоВе, Върху
телеВизионния екран се поябяВат изображения на цВетни иВици.
Понякога уредът, който създаба такиВа цВетни иВици, се нарича
дъгоВ генератор.
9 12 ВЕКТОРОСКОПИ
В т. 9 10 бяха описани сигналите, които се получаВат при различия
ВъВ фазата и честота меЖду сигналите на ВходоВете за Вертикал-
но и хоризонтално отклонение. Принципът на получаВане на фигу-
рите на ЛисаЖу се използВа и ВъВ Вектороскопа — друг уред за
проверка на телебизионните приемници за цВетно изображение.
По принцип уредът е подобен на осцилоскопа, но В него се използВа
специален екран на електроннолъчебата тръба, Върху който се по-
лучаба диаграма ВъВ формата на звезда. Всеки от десетте лъча на
тази диаграма съотВетстВуВа на десетте цВетни иВици, създаба
ни от дъгоВия генератор. Описаната система е показана на фиг.
9 17. Тя се използВа заедно с генератора на цВетни иВици. Някои
производители обединябат дъгоВия генератор и системата на
Вектороскопа В едно устройство. Както е показано на фиг. 9-17,
изходният сигнал за цВетността Я—Y от детекторите на цВет-
ността се прилага към Входа на Вертикалното отклонение на Век-
тороскопа, като сигналът В Y се подаВа на Входа за хоризонтал
ното отклонение за осъщестбябане на разВиВката. Както се ВиЖда
от фигурата, синхронизираният сигнал от генератора на цВетни
иВици се подаВа към тюнера на телеВизионния приемник. На фиг
9 18 е дадено идеално предстаВяне на зВездната диаграма На фиг.
Фиг. 9-17 Приложение на Вектроскопа
266
Сигнал R-У, приложен
към електродите за
Вертикално отклоне-
ние
[ i Сигнал В-У, приложен
11 към електродите за
। [ хоризонтално отклО-
н нение
б)
а)
Фиг. 9-18. ОбразуВэнь на збездна диаграма
9-18а са показани фазоВите зависимости на сигналите, а изобра-
Жението на екрана на Вектороскопа — на фиг. 9-18 б. Идеалното
изображение на зВездната диаграма не моЖе да се получи поради
Влиянието на различии схемни фактори. По-реалистична е диагра-
мата, показана на фиг. 9-17. ИзобраЖението на диаграмата улесня-
Ва операциите по настройката и поддръЖката, тъй като пробле-
мите на цВетопредаВането се показВат от зВездната диаграма.
Нелинейното изкриВябане се проябяВа В нееднакВите амплитуди
на лъчите. Когато ВърхоВете на лъчите са плоски, а не закръглени,
тоВа означаВа претоВарбане на схемите В приемника. С Векторо-
скопа'е ВъзмоЖно също да се направят и други проверки за опреде-
ляне на разполоЖението на дефектни схеми, непрабилно настроени
секции В системата на цВетопредаВането и неработещи стъпала.
Така например загубата на сигнала В—Y предизВикба изчезВане на
зВездната диаграма, след което се наблюдаВа само една Вертикал-
на линия.
9-13. УРЕДИ ЗА ПРОВЕРКА НА ТРАНЗИСТОРИ
Уредите за проверка на транзистори (тестери) се произбеЖдат В
разнообразии модели, като тези с най-Висока цена разполагат със
значителни ВъзмоЖности. ОсноВните модели дабат обща оценка
на транзисторите, като скалата им е разделена на обхВати за
„доброкачествен" и „дефектен", както е показано на фиг. 9-19.
267
Фиг. 9-19. Типична схема на тестер за транзистори
Уредът има още дВе скали, едната от които отчита усилВателни-
те ВъзмоЖности на транзистора, а другата осигуряВа измербане
на протичането на ток през Високоомната изолация меЖду еле
ментите.
При униполярните транзистори предаВателното отношение за
тока В права посока предстабляВа отношението на изменението
на колекторния ток (/с) към базоВия ток (/е). ТоВа отношение е
избестно като бета (j?)u се даба от уравнение (9-8). ОбхВатът на
бета е разполоЖен Върху горната скала на усилВането на уреда,
показан на фиг. 9-19. Той е калибриран В микроединици:
dic
(9~8) ’=л-
Втората скала на усилВането е за измербане на полеВи транзис-
тори. Тук интерес предстабляВа измерВането на стръмността,
което се изВършВа Въз осноВа на следВащото уравнение, като по-
лучената стойност се изразяВа също В микроединици:
d/D
(9-9) S=——
dUG'
където dlo е изменението на тока на дрейна,
dL/c — изменението на напреЖението на гейта.
ВисококачестВените уреди за проверка на транзистори могат
да проВеЖдат изпитВания на транзисторите, без да е необходимо
те да бъдат изВаЖдани от схемата, автоматично да идентифици
рат изводите на транзистора, да посочВат дали униполярният
268
транзистор е от NPN или PNP тип и дали полеВият транзистор
е N-канален или Р-канален. Тези уреди могат също да идентифици
рат анодния изВод на диоди и да отчитат отношението на токо-
Вете В права и обратна посока.
9 14. БЕЗКОНТАКТНИ ИЗМЕРВАТЕЛНИ
УРЕДИ ЗА ПРОМЕНЛИВ ТОК
Когато е необходимо да се измербат стойностите на тока В
електрическите системи, не Винаги е удобно да се прекъсба Верига-
та за ВключВане на уред за измербане на тока. Когато уредът
трябВа да е разполоЖен последоВателно на тобара, съединенията
трябВа да са стабилни и да могат да проВеЖдат същестбуВащите
токоВе. Ето защо широко приложение е намерил безконтактният
уред за измербане на променлиВ ток. Той позВоляВа да се отчита
стойността на тока, без да се прекъсба Веригата. Както се ВиЖда
от фиг. 9-20, особеното В конструкцията на уреда е дъгообразна-
та метална част, снабдена с шарнирно съединение. Тази дъгообраз
на част моЖе да се отВори, да се постаВи около проводника и да
Фиг. 9-20 Безконтактен уред за измербане
на променлиВ ток
269
се затбори за проВеЖдане на измерВането. Токът, протичащ през
проводника, създаВа магнитно поле, чиито силоби линии се преси-
чат с дъгообразния елемент на уреда. По този начин магнитното
поле индуцира напреЖение В състоящата се от една набибка ме-
тална част. Тази наВиВка Всъщност предстаВляВа пърВичната на-
мотка на трансформатор, чиято Вторична намотка е сВързана с
измерВателния уред. Тъй като индуктираното напреЖение е про-
порционално на тока В проводника, Върху калибрираната скала на
уреда се показбат стойностите на този ток. ПостаВен е рота-
ционен пребключвател за избор на Желания обхВат на измербател
ната скала. Уредът разполага и с дВа избода за избършВане на из-
мерВания на напреЖение.
9 15. ЕЛЕКТРОМЕРИ И УРЕДИ ЗА ИЗМЕРВАНЕ
НА ФАКТОРА НА МОЩНОСТТА
КилоВатчасът предстабляВа употребябаната В практиката едини
ца за измерВане на електроенергията, при която консумацията на
електрическа мощност е сВързана със съотбетния период от Вре-
ме. СледоВателно произбедението на изминалото Време и мощ-
ността предстабляВа мярка за електроенергията, изразена ВъВ
Ватчаса. На фиг. 9 21а е показан обикноВен уред за измерВане на
електроенергия или електромер, който намира широко приложение
В битобото електроснабдябане. Този уред непрекъснато измерба
амплитудата на консумираната мощност ВъВ Връзка с изминало-
то Време. Както се ВиЖда от фигурата, използВат се четири ци
ферблата за регистрация на изразходВаната електроенергия В ки-
ловатчаса. Тези уреди периодично се контролират от предстаВи-
телите на електроснабдителното предприятие, за да се изчислят
сумите, които трябба да се заплатят от граЖданите.
Електромерът е изграден на базата на индукционен измерВате-
лен механизъм, при който В алуминиеВ диск се индуктират Вихроби
токобе. ДВа електромагнита подаВат електроенергия към диска
по такъВ начин, че В него ВъзникВа Въртящ момент. Единият от
електромагнитите е изработен от проводник с голямо сечение,
който е сВързан последобателно с електроснабдителната линия.
Този електромагнит създаВа магнитен поток, синфазен с проти-
чащия ток. Вторият електромагнит е с проводник с малко сечение
и е сВързан паралелно на товара заедно с допълнителна бобина,
чрез което се получава изместбане (изостаВане) на тока на 90°
спрямо тока 6 пърбия електромагнит. Токът ВъВ Втория електро
магнит е пропорционален на линейното напреЖениё. ДВете бобини
на електромагнитите съВместно създаВат Въртящото се маг
нитно поле за забъртВането на диска. По принцип тази констру-
кцияеподобнана двигател, като Въртящият момент В диска е про-
пропорционален на мощността. Близо до диска са монтирани и
постоянни магнити. Когато техните магнитни полета се преси-
270
Из/лерЬател на фактора на /лощността
О 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0
_______________________________I________________________________
Вход на
линията
Вкл. И 1Изкл
б)
Фиг 9-21 Електромер и скала на уред за измерВане на фактора на мощността
чат от Въртящия се диск, В него ВъзникВат Вихроби токобе, които
създаВат Въртящ момент, насочен противоположно на посоката
на Въртене на диска.
Спирачният момент, създаВан от споменатите ВихроВи токо-
Ве, е правопропорционален на скоростта на Въртене на диска. По
такъВ начин се постига скоростта на Въртене да бъде порпорцио-
нална на консумираната от товара мощност. Циферблатите са
калибрирани така, че да показбат изразходбаната електроенергия
В киловатчаса. За даден период консумацията на електроенергия се
отчита посредством разликата в показанията, получена за този
период.
На фиг. 9-216 е показана скалата на уред за измербане на фак-
тора на мощността. Този уред се използва за проверка на откло-
271
нения на фактора на мощността 6 промишлените електроинста-
лации. Когато той е по-малък от единица, трябВа да се изВършат
корекции, за да се избегне протичането на големи токоВе. Когато
консумиращият мощност тобар (например дВигател) не се харак-
теризира само с активно съпротибление, меЖду напреЖението и
тока се получаба фазоВа разлика. Например при индуктивен харак-
тер на товара се получаба допълнително протичане на ток, без
да се увеличава консумацията на мощност. (Идеалните бобини и
кондензатори имат реактиВно съпротибление, но не консумират
електрическа енергия.) Увеличеният ток, който протича през ин-
дуктиВностите, се Връща 6 генератора, но той трябВа да бъде
създаден от генератора. Поради тоВа е необходимо да се изпол-
зват проВодници с по-голямо сечение, за да се проВеЖда и допълни-
телният ток (ВЖ т. 1-1 и уравнение (1-5)).
Показаният на фиг. 9-216 измерВателен уред се постабя после
доВателно с линията и товара. Степента на изоставане или изпре-
ВарВане се отчита директно от скалата. Постабен е преВключва-
тел, чрез който измербателният механизъм на уреда се щунтира
и захранВащото напреЖение се прилага директно към товара. При
поВечето уреди стрелката остаВа на полученото показание, дока-
то се напраби следбащото измерВане. Когато не е осигурено Връ-
щане чрез пруЖина, се получаба неизменност на показанието дори
когато чрез преВключВателя е изключен измерВателеният механи-
зъм на уреда. По този начин е ВъзмоЖно да се сраВняВат показа-
нията преди и след изВърщването на корекция на фактора на мощ-
ността.
9-16. ФУНКЦИОНАЛЕН ГЕНЕРАТОРИ
Както и другите уреди, функционалните генератори се произВеЖ-
дат В разнообразии модели. Тези генератори са много полезни при
конструирането и изпитбанията, тъй като осигуряВат прецизно
формирани сигнали, които могат да бъдат регулирани точно по
отношение на честотата и Времето. Генерират се сигнали със си-
нусоидална, праВоъгълна и триъгълна форма. В заВисимост от Въз-
моЖностите на уреда моЖе да се реализира различна степен на
изменение на сигналите. Амплитудно-честотната характеристи-
ка обикноВено е с ясно изразен платоВиден характер, като често
достига до 3 MHz с отклонения, no-малки от 0,5 dB. При някои
уреди честотният обхВат се простира от 0,003 херца до 3 MHz,
като В целия обхВат е ВъзмоЖно да се избършВа настройка. Сигна-
лите с праВоъгълна форма съдърЖат голям брой хармонични съ
стабки от по-Висок peg, като по такъВ начин се получаба трепте-
ние с Времена на предния и задния фронт на импулса, no-малки от
75 nS. ИзкриВяВането при синусоидалните сигнали често е значи-
телно по малко от 1%. Триъгълната форма на сигнала моЖе да бъде
с линейност, която не се изкрибяВа с поВече от 1% и над 300 kHz,
при голям брой генератори. Тези уреди често са снабдени с ате-
272
нюатор от преВключбателен тип за 50 dB, чието затихбане моЖе
да се променя В различните обхВати с регулиране на симетрията
на формата на сигналите от няколко процента до стойност, близ-
ка до 100%.
9-17. УРЕДИ ЗА ИЗМЕРВАНЕ НА КОЕФИЦИЕНТА
НА НЕЛИНЕЙНО ИЗКРИВЯВАНЕ
Уредите за измерВане на коефициента на изкриВябане се наричат
понякога анализатори на изкрибяВането и се използват за измер-
Ване на процента на изкриВябанията, съществубащи В сигналите.
Някои уреди измерВат коефициента на общо хармонично изкриВя-
Ване и когато негоВата стойност е no-малка от 0,5% В честотния
обхВат до 100 kHz. Други уреди от този Вид са предназначено за
проверка на изкрибяВането от взаимна модулация (ВЖ. табл
12-4).
9 18 ЧЕСТОТОМЕРИ
Честотомерите осигурябат точно измерВане на честотата на
сигналите, като я показбат В цифроба форма. Честотният диа-
пазон на някои уреди се простира от по-малко от 15 Hz до доста
над-200 MHz. ПоВечето от тези уреди могат да бъдат сбързани
директно за Възприемане на сигналите, чиято честота ще се из-
мерба, но обикноВено разполагат и с извод за антена, с която да
се приеме радиосигнал. За да се постигнат необходимите измерва-
телна точност и стабилност на схемите, тези честотомери из-
ползбат стабилизация с кбарцоВ генератор. МоЖе да се получи
точност, осигуряВаща отклонение, по малко от 1 или 2 Hz, В об
ластта около 200 MHz
СъщестВуВат също портативни честотомери. Много висока
точност се постига с помощта на 6-разреден сВетодиоден инди-
катор с Вградено автоматично определяне на мястото на десе-
тичната точка. Тези портатиВни устройства работят с няколко
батерии с ниско напреЖение, като някои са снабдени и с приспособ-
ления за презареЖдане на батериите.
18 Нарьчник по електроника
273
Графични означения
на осноВните елементи
10-1. ОСНОВНИ ТИПОВЕ ДИОДИ
Участьци от полупроВодникоВ материал, наречени зони, се изра-
ботбат с отрицателни (N) и полоЖителни (Р) носители и като се
обединят, се създаВат преходи, предстаВляВащи осноВната съ-
стаВна част на диоди и транзистори (ВЖ. също т. 10 5). PN прехо-
дът предстабляВа проводник с малко актиВно съпротибление за
тока В едната посока, но В протиВополоЖната посока актиВното
съпротибление е изВънредно голямо. Ето защо тези устройства
намират приложение при изпрабяне на сигналите (ВЖ. т. 2-35) и
при детектиране на модулирани сигнали (ВЖ. т. 2-42).
На фиг. 10-1а е показано графично означение за диод. Друго гра-
фично означение е показано на фиг. 10-16. При него се използВа ок
Електронен
поток
al
“I____________
Про Ею
напреЖение
6)
Обратно
напреЖение
г)
Фиг. 10-1. ОсноВни типоВе диоди
274
ръЖност. Както се ВиЖда от фиг. 10-1 а, триъгълната част на сим
Вола предстабляВа анодът (който съотВег^стбуВа на Р зоната 6
полупроводника), а прабата линия предстабляВа катодът, съот-
ВетстВуВащ на N-зоната. Когато при прилагане на напреЖение по-
лоЖителният полюс на захранВащия източник е сВързан към анода,
а отрицателният му полюс — към катода, както е показано на
фиг. 10-10, се използВа терминът право преднапреЖение, за да се
означи съВпадението при сбързВане на полоЖителния полюс на за-
хранбащия източник с Р-зоната и на отрицателния му полюс —
с N-зоната. При тоба условие големината на протичащия ток се
определя от електрическата потенциална разлика и стойността
на актиВното съпротибление на Веригата. Ако полярността на за-
хранВащия източник се обърне, както е показано на фиг. 10 1г, се
използВа терминът обратно преднапреЖение, за да се посочи
сВързбането на отрицателния полюс на захранВащия източник
към Р-зоната и на полоЖителния му полюс към N-зоната. В тази
Верига ток или не протича, или стойността му е много малка В
заВисимост от конструктиВните параметри на прехода PN.
10-2. ФОТОДИОДИ
На фиг. 10-2а и б са показани графичните означения на фотодиод
и излъчбащ сбетлина диод (сбетодиод). При показаното на
фиг. 10-2а означение се използВат стрелки, насочени към диода,
които изобразябат постъпВането на сбетлина към него. Този еле-
- мент преобразуВа енергията на сВетлината В електрически сигна-
ли, като използВа PN преход, който е изработен с чубстВителност
към фотоните, попадащи Върху него. Когато изводите на фото-
диода са сбързани към затворена Веоига. сбетлинната енергия се
преобразуВа В поток от електрони. физическият принцип на дей-
Вход за
сбетлина
Изходно Входно------
е.д.н е.д.н
Фиг. 10-2. фотрдиоди и сбетодиоди
Изход на
сбетлина
275
cmBuemo на фотодиода е представен на фиг. 10-20. Тези диоди на-
мират приложение В системите за сигнализация, промишлената
автоматика ч броячни системи, дейстВуВащи на принципа на пре-
късване на постьпВащата към фотодиода сВетлина.
На фиг. 10 26 е показан светодиод. При това устройство при-
лагането на право преднапреЖение към PN прехода преобразува
електрическата енергия в светлина. Тази светлина се получава при
минимално отделяне на топлина. СВетодиодите се използВат ка-
то източници на светлина в индикатори, електронни часовници,
скали на контролните уреди и други подобии устройства.
10-3. ПРЕВКЛЮЧВАЩИ ДИОДИ
За преВключване на вериги и пропускане на сигнали се използВат
различии диоди. Те са задълЖителни елементи в цифроВите схеми,
схемите за комбиниране на сигнали и захранващите източници,
които трябва да се включват точно в определени моменти. Тунел-
ният диод, чието графично означение е показано на фиг. 10-За, има
характеристика с отрицателно съпротиВление, което дава Въз-
моЖност той да се използва за специални случаи на пропускане и
превключване на сигнали. С него превключването се извършва по
бързо, отколкото с еднопреходни транзистори, като съотноше-
нието на времената на превключване е от порядъка на 1:100. Освен
това тунелните диоди са по-малко чувстВителни към промените
на температурата В сравнение с транзисторите със средни пара-
метри и следователно са по-устойчиви в голям брой случаи на при-
ложение, които се характеризират с температурни изменения. За
тунелните диоди е установена и по-голяма нечувствителност към
вредните ефекти на атомната радиация, което ги праВи подходя
щи за устройства, работещи В такаВа среда.
НазВанието на тунелния диод идВа от наличието на тунелен
ефект В PN прехода Вследствие на съществуващата извънредно
тясна потенциална бариера. Същността на този ефект е във фак-
та, че носителите на електрически заряди, като достигнет по-
тенциалната бариера В PN прехода, изчезВат и се пояВяВат почти
моментално от другата страна, сякаш са преминали през тунел
под бариерата, вместо да проникват в нея Високата скорост на
превключване се дълЖи на пренасянето на носителите на заряди
със скоростта на светлината.
На фиг. 10-Збе показано графичното означение на Шотки диод
Този диод има много по-голяма скорост на Включване и изключВане
в сравнение с обикновения еднопреходен диод. Падът на напреЖе-
ние върху него е по-малък отколкото при еднопреходните диоди и
съотВетно са no-малки загубите на мощност. Той намира широко
приложение за цифроВи функции В интегралните схеми (ВЖ. също
фиг. 4-8). След като протече ток през Шотки диода, стойността
му се ограничава единствено от много малкото вътрешно съпро-
тивление на диода.
276
Тунелен quog
u)
СилициеЬ управляем
изправител или тиристор
СилициеЬ управляем
пребключбател
fc)
Фиг 10-3. ПреВключВащи диоди
г)
В полупроводникобата структура на Шотки диода не се допуска
дВиЖение на дупките, които носят положителен заряд. Следова-
тели© този диод предстабляВа устройство с един преобладабащ
осноВен носител, т. е. В него се използба потокът от електрони.
Вследствие на тоВа Времето на бъзстнанобяВане се определя
единстВено от Вътрешния капацитет. Тъй като еднопреходният
диод има бреме на бъзстанобябане, забисещо от натрупбането на
заряди на неосновная носител (дупките), времето на бъзстанобя-
Ване при Шотки диода е по-добро б съотношение 100:1
Графичното означение на тиристора (на силициебия управляем
изпрабител) е предстабено на фиг. 10-Зв. Характеристиката на
пропускането на ток през него е подобна на тази на диода, опи-
сан 6 т. 10-1. Като устройство за превключване или пропускане на
сигнали тиристорът позболяВа да се упрабляба значителна мощ-
ност б оснобната електрическа Верига посредством много малка
упраблябаща мощност. Когато се прилоЖи постоянен потенциал,
тиристорът представлява отворена Верига. Когато меЖду упраб-
лябащия избод (гейта) и катода се подаде задейстбубащо напре-
Жение, проВодимостта на устройстбото е максимална. След като
устройстбото се пребключи до отпущено състояние, отстраняба-
277
нето на напреЖението Върху гейта не оказВа Въз-
дейстВие Върху стойността на тока Ето защо, след като тирис-
торът е Включен, т. е. след като е задейстВуВан от съотВетен
импулс, протичането на ток моЖе да се спре единстВено чрез пре-
махВане на анодното напреЖение или чрез обръщане на полярност-
та на напреЖението меЖду анода и катода (ВЖ. т. 2-41).
На фиг. 10 Зг е показан силициев управляем преВключВател. То-
Ва устройство има допълнителен управляващ извод и моЖе да бъ-
де задействувано да пропуска ток с импулс с полоЖителна или от-
рицателна полярност. За разлика от тиристора управляемият
превключвател моЖе да бъде изключен с помощта на управляВащи-
те изВоди (ВЖ т. 2-41)
Устройство, използващо два диода и наречено диак, е предста-
вено на фиг. 10-3.Q. ДВата диода са свързани с противоположна
полярност, чрез което се получава специална характеристика на
преВключВане. Диакът не пропуска ток, докато не се прилоЖи опре-
делено пробивно напреЖение. След прилагането на това напреЖе-
ние започВа да протича ток, чиято посока заВиси само от поляр-
ността на напреЖението Това устройство има определено номи-
нално пробивно (задействуващо) напреЖение. Ако номиналната
стойност е 6 V, прилагането на каквото и да е друго по-ниско на-
преЖение не моЖе да предизвика пропускане на ток и диакът запаз-
Ва голямото си съпротивление без практически никакъВ ток. Кога-
то се прилоЖи пробиВното напреЖение 6 V, ще пропуска ток еди-
ният от диодите В заВисимост от полярността на напреЖението.
Показаният на фиг. 10 Зд диак моЖе да бъде снабден с упраВля-
Ващ извод, чрез което ще се получи устройството, наречено „три
ак", което е дадено на фиг. 10-Зе Полученото по този начин уст-
ройство предстаВляВа електронен превключвател, чиято характе-
ристика е подобна на тази на тиристора с тази разлика, че през
триака моЖе да протича ток и в дВете посоки. СледоВателно три-
акът моЖе да пропуска променлиВотокови сигнали, без да ги изпра-
вя.
10-4. ДИОД ЗА СТАБИЛИЗАЦИЯ НА НАПРЕЖЕНИЕТО
И ДИОД С РЕАКТИВНА ХАРАКТЕРИСТИКА
Графичното означение на диод, който има характеристика, стаби-
лизираща напреЖението, е показано на фиг. 10-4а. Този диод се на-
рича ценероВ и слуЖи за поддърЖане на приблизително постоянно
ниво на напреЖението на изхода на захранващия източник, когато
се променя товарният ток. ЦенероВият диод, който е изработен
от силиций, пропуска ток, когато Върху него е приложено напреЖе-
ние В права посока, както е при обикноВените диоди. Така нарече-
ният ценероВ участък обаче съществуВа само В определен диапа-
зон на прилоЖеното обратно напреЖение При ниско обратно пред-
напреЖение Вътрешното съпротивление на диода е голямо и не се
278
‘
ЦенероЬ
диод
а)
Ь) г)
Фиг. 10-4. Диоди за стабилизация на напреЖението
и диоди с реактиВна характеристика
променя, докато тоба преднапреЖение не нарасне до определена
критична точка (8 ценеробия участък). В тази точка Вътрешното
съпротибление рязко спада и протича ток. След като се достигне
ценероВият участък, падът на напреЖението Върху диода остаВа
неизменен 8 определени граници, което, както е описано по-под-
робно 8 т. 2-40, моЖе да се използВа за стабилизация. Друго Въз-
моЖно означение за ценероВ диод е показано на фиг. 10-45.
На фиг. 10-45 е показан диод с реактивна характеристика, коя-
то моЖе да бъде променена, когато е необходима настройка. На
фиг. 10-4г е показано още едно графично означение. Тоба уст-
ройство се нарича варактор и има капацитивна характеристика,
пропорционална на прилоЖеното обратно преднапреЖение. Поради
това варакторът моЖе да бъде Включен паралелно на бобина, за да
се получи паралелен трептящ кръг, или последователно, с което ще
се формира последователен трептящ кръг. Резонансната честота
моЖе да се променя за целите на настройката, като се регулира
стойността на обратното преднапреЖение, приложено към диода,
както бе обяснено 8 т. 2-32 и илюстрирано на фиг. 2-245.
10-5. ЕДНОПРЕХОДНИ ТРАНЗИСТОРИ
Различии графични означения за еднопреходни транзистори са
представени на фиг. 10-5. На фиг. 10-5а е показан PNP тип с еми-
терна стрелка, насочена навътре за означаване на PNP структура-
та. Елементите при тези транзистори са базата, колекторът и
емитерът. Понякога означението на транзистора се дава без ок-
ръЖност*, както е показано на фиг. 10-55. При PNP транзистора
" У нас е прието означението на транзистора В ИС да бъде без окръЖност (бел.
преВ.).
279
Колектор
База
Е /литер
PNP-mun
Фиг. 10-5. Еднопреходни транзистори
праВото преднапреЖение, приложено на Входа, ще бъде с положи
телен полюс на емитера, а базата ще бъде с отрицателна поляр
ноет. На изхода обратното преднапреЖение ще определи отрица-
телна полярност на колектора по отношение на положителен еми-
тер. КакВо ще бъде преднапреЖението заВиси от типа на схемата.
Ето защо е необходимо да се ползВат т. 2-2, т. 2-4 и т. 2-6, къде
то е описано прилоЖението на различии схеми
На фиг. 10-56 е показано означение на транзистор, а на фиг.
10-5г — друго негоВо означение. На фиг. 10-5р и е са, предстаВени
графичните означения на биполярни транзистори. Те бяха създаде
ни преди полеВите транзистори. Изградени са на базата на NP
преходи също като обикноВените транзистори. N типът е пока
зан на фиг. 10-5^, а Р типът — на фиг. 10-5е. За този Вид транзис-
тори се изобразяВат дВа базоВи изВода и емитер.
10-6. ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ С ПОЛУПРОВОДНИКОВИ ПРЕХОДИ
На фиг. 10 6 са показани симВоли за полевите транзистори с полу
проВодникоВи преходи (JFET). При полеВите транзистори терми-
ните база, колектор и емитер са заменени с гейт, дрейн и соре
Транзисторът от N-канален тип е показан на фиг. 10-ба е с насоче-
на наВътре стрелка на гейта. ПредстаВеното на фиг. 10-66 означе-
280
Гейт
Дрейн
Соре
о2--------О
Qi—кУ—S
Р дЬугейтоЬ
е)
Фиг. 10-6. ПолеВи транзистори с полупроВодникоби преходи
ние на транзистор от Р-канален тип е с насочена набън стрелка
на гейта. Транзисторите с два гейта също се използВат често и
намират широко приложение В преВключВателните схеми. При
дВугейтоВия транзистор, показан на фиг. 10 6/?, се запазВа гейто-
Вият изВод ВляВо (GJ, а Втори гейтоВ изВод (G?) е постаВен от
страната на дрейна и сорса. Когато стрелката е насочена наВътре,
тоВа означаВа N тип. При типа с Р канали, показан на фиг. 10-
6г, стрелката на гейта сочи наВън
ДВугейтоВи полеВи транзистори са показани и на фиг. 10 6д и
е, като и дВата гейтоВи Входа са разполоЖени отляВо. За N-канал-
ния тип гейтоВите стрелки отноВо са насочени наВътре, както
при дВугейтоВия транзистор от фиг. 10-6/?. При Р-каналния тип
гейтоВите стрелки сочат наВън както при транзистора от
фиг. 10-6г. Схемите и прилоЖенията на полеВите транзистори са
разгледани В т. 2-2, 2-5 и 2-7 (ВЖ. също фиг. 2-11).
10-7. MOS ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ (MOSFET)
На фиг. 10 7 са предстаВени графичните означения за MOS полеВи
транзистори (MOSFET). На фиг. 10-7 от а до г са дадени типоВе
с обедняВане на изВодиг/ie, като се показани както N-, така и Р
транзистори. ТипоВете с обогатябане на изводите са показани на
фиг. 10-7<7 и е, като са означени чрез отсечки, които са свързани с
281
Фиг. 10-7. BugoBe MOSFET
наличиепю на изолиран гейт 6 MOSFET Поради тази причина този
транзистор е известен и като полеВи транзистор с изолиран гейт
(IGFET), разгледан 8 т. 2 3 (ВЖ. също т. 2-5 и т. 2-7).
10-8 ГРАФИЧНИ ОЗНАЧЕНИЯ ЗА ФОРМАТА НА СИГНАЛА
На фиг. 10-8 са представени графичните означения за основните
форми на сигналите. Няколко периода от чисто синусоидално
трептение са показани на фиг. 10-8а. Това е трептение с основна
та честота, което не съдърЖа хармонични съставки. Идеалното
синусоидално трептение представлява последоВателност от по
лоЖителни и отрицателно полувълни, като всяка полувълна има
една и съща максимална амплитуда, постепенно нарастВане не и
сниЖаване и един и същ период (ВЖ. също фиг. 9-11). Когато сину
соидален сигнал премине през еднополупероден токоизправител
(т. 2-35), се получава поредица от полувълни с еднаква полярност,
както е показано на фиг. 10-86. В този случай отрицателните по
лувълни са отстранени при изправянето. При двуполуперодното
изправяне (т.2-36) еднополярните полувълни не са разделени от
меЖдинни, което моЖе да се види на фиг. 10-86
282
a)
5)
Ь>
Фиг. 10 8 Графични означения на сигнали с различна форма
Графичното предстаВяне на праВоъгълни трептения е дадено
на фиг. 10-8г. В този случай трептенията имат полоЖителни и
отрицателни полувълни, както при синусоидалното трептение от
фиг. 10-8а, но както се ВиЖда от фиг. 10-8г, полуВълните имат
плоски ВърхоВе. ПраВоъгълните трептения от този тип са обра-
зуВани от трептението с осноВната честота плюс последоВател-
ни четни и нечетни хармонични състабки, чиято амплитуда нама-
лява с нарастВането на техния порядък. Импулсната форма е пока-
зана на фигура 10-8ф Импулсите имат еднакВа полярност, която
моЖе да бъде или полоЖителна, или отрицателна. За разлика от
праВоъгълното трептение от фиг. 10 8г В импулсната поредица
от фиг. 10 8</ меЖду импулсите моЖе да има различии интерВали.
Например импулсите могат да бъдат дВа пъти no-тесни за също-
то разстояние меЖду тях, но могат да бъдат и с произВолно Вре-
метраене и интерВалът меЖду последоВателните импулси моЖе
да бъде с произВолна дълЖина. Импулсите се формират от осноВ-
ния сигнал плюс последоВателни нечетни хармоници, чиято ампли-
туда намаляВа с нарастВането на порядъка им.
Показаното на фиг. 10-8е трептение предстабляВа поредица
от интегрирани импулси. Както бе споменато 8 т. 3-1, тук преоб-
ладаВат нискочестотни компоненте на сигнала. При интегриране-
то на отрицателни импулси показаното на фиг. 10-8е трябба да
се обърне надолу. ОстроВърхите импулси, показани на фиг. 10-8>Л,
илюстрират резултата от диференцирането на импулсната поре-
283
дица. Както Вече бе посочено В т. 3-2, В този случай ще преоблада
Ват Високочестотните сигнали.
Показаното на фиг. 10-8з трептение предстаВляВа трионооб
разен сигнал, формиран, както бе описано В т. 3 6. Постепенното
уВеличаВане на амплитудата и рязкото и спадане при този сигнал
са изВънредно подходящи за разВиВането на електронния лъч Върху
&ътрешната поВърхност на екраните на различии ВидоВе елект-
роннолъчеВи тръби. Разбира се, такиВа гприонообразни сигнали мо-
гат да бъдат и с отрицателна полярност. Както Всички други
трептения, с изключение на идеалния синусоидален сигнал три
онообразният сигнал е формиран от хармонични състаВки и нама
ляВаща амплитуда, добаВени към сигнала с основната честота.
Музикалните инструменте, гоВорният апарат на чоВека и дру
ги източници на зВукоВе генерират трептения със слоЖна форма,
предстаВляВащи смес от многобройни сигнали с различии чесТпо
ти. ПредстаВеният на фиг. 10 8^ сигнал илюстрира Влиянието
на хармонична състаВка Върху сигнала с основната честота. ТоВа
трептение се състои от сигнала с осноВната честота и хармонич-
на състаВка от Второ peg.
10-9 ПРОВОДНИЦИ И РЕЗИСТОРИ
Пътищата на протичането на тока В електрическите схеми се
представят с части от праВи линии, които сВързВат схемните
елементи, Когато тези линии се пресичат, както е показано на
фиг. 10-9а, меЖду тях няма Връзка и СледоВателно няма път за
протичането на тока Когато дВе отделни линии са сВързани, мяс-
тото на тяхното пресичане се отбелязВа с точка, както е напра
Вено на фиг. 10-95. Когато електрически проводник е поставен в
екранираща обвивка, той се представя в съответствие с фиг. 10-
96 (в този случай външният метален екран е сВързан с потенциала
на земята). ДВупроводниковата двуЖилна предавателна линия се
представя с показаното на фиг 10-9г означение.
Представеното на фиг. 10-9^ означение показВа, че се пропуска
ток само ако съществуващият потенциал надвишаВа определена
стойност и е налице достатъчно електродвиЖещо напреЖение за
преминаване на тока през меЖдината. Подобии искрови меЖдини
са използвани често в телевизионните приемници и други високо-
волтови системи за оптическо сканиране, за да се осигури път за
тока, когато потенциалът надвиши Желаната амплитуда.
Означението от фиг. 10-9е предстаВляВа резистор с неизменна
стойност, а означението за променлиВ резистор е показано на
фиг. 10-9^. СВързВане с два извода на променлиВ резистор е даде-
но на фиг. 10-9з. С означението от фиг. 10-9 и се представя тер-
мисторът. Това е резистор, който променя стойността на сбое
то съпротивление, когато се изменя околната температура. Той
се използВа за намаляване на пиковете на напреЖението, когато се
284
Екраниран кабел
(екраниращата
Соединение обЬибка е
заземена)
б) Ы
ДбупроЬодна
линия
Няма соединение
а)
г)'
—о о—
ИскроЬа
меЖдина
д’
Постоянен резистор
с неизменна стойност
е)
Термистор
Потенциометър
и)
з)
Ж)
Променлиб
резистор
Фиг 10-9. Означения на проВодници и резистори
ВключВа за пръВ път електрическо оборудВане. В тези случаи след
загряВането съпротиВлението намаляВа до достатъчна степен, за
да протече ток с необходимата големина СъщестВуВат също
термистори, при които стойността на съпротиВлението нараст-
ва при уВеличаВането на температурата.
10-10. БОБИНИ И ТРАНСФОРМАТОРИ
На фиг. 10-10 са предстаВени различии графични означения за бо-
бини. На фиг. 10-10а най-напред е изобразена най-про'стата боби-
на единична и с Въздушно ядро. Както се ВиЖда от тази част на
фигурата, бобината с метално ядро се представя чрез една или
дВе праВи линии, прекарани успоредно на бобината. Бобините с
променлиВа индуктиВност се означаВат чрез стрелки (ВЖ. също т.
1-3). Трансформаторите са показани на фиг. 10-105. ОбикноВено
пърВичната намотка на трансформатора (I) се посочВа отляВо, а
Вторичната (II) — отдясно, както е показано за трансформатора
с Въздушен магнитопроВод. Показан е също и трансформатор с
неподВиЖен стоманен магнитопроВод, означен с една или дВе пра-
Ви линии. При трансформатора с ВъзмоЖност за настройка на
магнитопроВода е използВана стрелка. Когато могат да се регули-
рат както пърВичната, така и Вторичната намотка, се използват
отделни стрелки, както е изобразено на фиг. 10-106. В тази част
285
С метална
ядро
С бъздушно
ядро
С променлиЬа (подЬиЖна)
ядро
1П II
С Ьъздушна
ядро
Със стоманена
ядро
ПодЬиЖна
ядро
ПърЬичната и Ьгпоричната намотка *—
могат да се преместЬат една До ой на
спрямо друга . , Ьторична
и) намотка
Фиг. 10-10. Означения на бобини и трансформатора
на фигурата е показано означеноето и за трансформатор с някол
ко Вторично намотки (ВЖ. също т. 1-10).
10-11. ОЗНАЧЕНИЯ НА КОНДЕНЗАТОРИИТЕ
ОсноВните означения за кондензаторите са показани на фиг.
10-11. На фиг. 10-11 а са предстаВени стандартните означения за
кондензатор с неизменна стойност, за променлиВ кондензатор и
за кондензатор с разделен статор. Последният предстабляВа
дВоен кондензатор с неподВиЖна статорна част и дВе роторни
части, които се Въртят около обща ос (ВЖ. също т. 1 -4). Конден-
заторът с разделен статор се използВа широко при дВутактоВите
Високочестотни усилВатели. Когато отделни кондензатори, рабо-
тещи 8 различии,схеми, се сВърЖат така, че роторите им да мо-
гат да се заВъртВат от една ос, те се наричат групирани конден-
затори (графичното им означение е дадено на фиг. 10-115). Те се
използВат 8 радиотюнери, където предстаВляВат част от резо-
нансните кръгоВе ВъВ Високочестотни усилВатели, смесители и
генератори.
На фиг. 10-11В е предстаВен кондензатор от проходен тип. Той
предстабляВа елемент с три избода и се използВа при бисоки чес-
286
Постоянен ПроменлиЬ С разделен
статор
б)
а}
Проходен
6)
Фиг. 10-11. Означения на кондензатори
Варикап или
варактор
г)
тоти за шунтиране (8Ж. също т. 7-19). Диодът с променлиВ капа-
цитет е показан на фиг. 10-11г. В забисимост от прилоЖеното
напреЖение се променя реактиВното съпротибление на този еле-
мент (ВЖ. също т. 2-32 и 10-4).
10-12. ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ
На фиг. 10-12 са предстаВени графичните означения на различии
преобразуВатели. Стандартното означение за микрофон е дадено
на фиг. 10-12а, а на фиг. 10-126 е показана грамофонна доза. Магне-
Микрофон
Гралюфонна
доза
Магнитофонна
глава
Магнитофонна
глава
Фиг. 10-12. Означения на преобразуВатели
6)
287
тофонната глаВа често се означаВа, както е показано на фиг.
10-120 или на фиг 10-1 2г. ДВуВърхата стрелка посочВа дВойната
функция за запис и ВъзпроизВеЖдане. Когато има само една стрел-
ка, сочеща наВътре, тоВа означаВа функция за запис, а обратно
насочената стрелка симВолизира ВъзпроизВеЖдането.
Означението за ВисокогоВорител е дадено на фиг. 10-12^, а за
телеВизионна тръба (кинескоп) — на фиг. 10-12е. Електроннолъче-
Вата тръба на осцилоскопния екран обикновено се изобразяВа, как-
то е показано на фиг. 10-12^.
10-13 ПРЕВКЛЮЧВАТЕЛИ И РЕЛЕТА
Различните означения на преВключВатели и релета са показани на
фиг. 10-13. Най-елементарният преВключВател, еднополюсният
едноходоВ преВключВател, е предстаВен на фиг 10 13а. На фиг.
10-136 е показан дВуполюсен едноходоВ преВключВател На фиг.
1 0-1 36 е изобразен еднополюсен двуходов преВключВател В този
Еднополюсен
ёдноходоб
пребключбател
Дбуполюсен
едноходоб
пребключбател
Еднополюсен
д одэб
пребключбател
Ь)
Еднополюсен
едноходоб
пребключбател
с дбойно
прекъсбане
Еднополюсен
едноходоб
пребключбател
(нормално
затборен)
Дбуполюсен
едноходоб
пребключбател
(нормално
затборен)
в)
Дбуполюсен
дбуходоб
пребключбател
Еднополюсен
дбуходоб
пребключбател
Еднополюсно
едноходобо
реле
(нормално
затборено)
Еднополюсно
едноходобо
реле
(нормално
отборено)
Фиг. 10-13. Означения на преВключВатели и релета
Еднополюсно
дбуходобо
реле
Реле за
бключбане
предо
прекъсбането
288
случай стрелките означават неподвиЖни детайли за разлика от
фиг. 10-13а и б. Еднополюсен едноходоВ преВключВател с дВойно
прекъсВане е даден на фиг. 10-13г. За разлика от същия тип 'преВк-
лючВател от фиг. 10-13а преВключВателят от фиг. 10-1 Зг ° о г д.
ВиЖна част, която се отделя напълно и от дВете страни. В този
случай конструкцията е нормално отворена. СимВолът за нормал-
но затВорен еднополюсен едноходоВ преВключВател е показана на
фиг. 10-13с/.
На фиг. 10-1 Зе е предстаВен дбуполюсен едноходоВ преВключВа-
тел. ОтноВо при този символ подВиЖните части са праВолинейни-
те детайли, а не стрелките, за разлика от показание, на фиг. 10-
136 преВключВател. Нафиг. 10-1ЗЖ е показан дбуполюсен дбуходоб
преВключВател, а на фиг. 10-13з — еднополюсен дВуходоВ.
Релетата съдърЖат бобина, чието магнитно поле се задейст-
ВуВа от напреЖение или за затВаряне, или за отВаряне на пре-
ВключВаната Верига. Типично еднополюсно едноходобо реле е пока-
зано на фиг. 10-1 Зи. То е от нормално затВорен тип и когато през
бобината протича ток, праболинейният елемент се издърпВа наго-
ре и се отдалечаВа от Върха на стрелката, за да се отбори Верига-
та. На фиг. 10-1 Зк е предстаВено нормално отВореното еднопо-
люсно едноходобо реле. В този случай магнитното поле издърпВа
подВиЖната пластина надолу, за да се допре тя до Върха на стрел-
ката и да се затвори Веригата На фиг. 10-13л е изобразено теле-
фонно реле от еднополюсен дВуходоВ тип, а на фиг. 10-13м — реле,
което затВаря Веригата, преди да я отВори.
10-14. ДРУГИ ГРАФИЧНИ ОЗНАЧЕНИЯ
Различии други означения са показани на фиг. 10-14. ПредстаВен
е триъгълникът, който често се използба при изобразяВането на
усилватели. В този случай ляВата отсечка (перпендикулярна на
страната на триъгълника) означаба Входа. Изходът обикновено се
предстабя с отсечката, излизаща от Върха на триъгълника Пока-
зани са също дВете най-често използвани означения за заземяВане,
като при поВечето производители заземяването на корпуса се оз-
начава с посочения символ. Останалите означения се отнасят за
представянето на кварцов кристал, предпазител и изводи за раз-
личии Видове слущалки.
19 Наръчник по електроника
289
УсилЬател
Антена
Батерия
Едноелеметна Многоелементна
Връзка към шаси
КЬарцоЬ
Кристал
Връзка към
маса
(Шасито не е маса)
Предпазител
Фоно - Жак
Жак с нормално
Фиг. 10-14. Означения на други елементи
Слушалки
изход
290
Функционални схеми
на системи
11 1. ПРЕДАВАНЕ И ПРИЕМАНЕ С АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ
ОсноВните процеси при амплитудната модулация са показани с
блокоВата схема на фиг. 11-1а. КВарцоВ генератор се използВа за
поддърЖане на стабилна честота за генериращия носещ сигнал.
Високочестотният изходен сигнал се подаВа към следВащите бу-
ферни усилВатели, за да се поВдигне ниВото на сигнала до стой-
ността, която е необходима за крайните усилВатели на мощност-
та на носещия сигнал. Както е показано на фигурата, при процеса
на модулиране на носещия сигнал се използВат нискочестотни
усилВатели. Когато при модулацията се прилага зВукоВ сигнал, Вхо-
дът е от микрофон, грамофон или някакъВ друг източник, напри-
мер магнитофонна лента. При телеВизионните сигнали Входният
сигнал се състои от сигнала за изобраЖението плюс сигнала за
синхронизация и гасене. Източникът на модулиращия сигнал е раз-
полоЖен последоВателно със захранВащия източник на крайния 6и-
сокочестотен усилбател и СледоВателно процесът на модулация-
та се осъщестВяВа така както е описано по-подробно 8 т. 8-1 и
т. 8-2. Необходимо е да се ползбат и фиг. 8-1 и фиг. 8-2, на които
са показани както изходната Верига, така и сигналище със стра-
ничните честотни ленти.
функционална схема на осноВните стъпала, които участВуВат
8 приемника за сигнали с амплитудна модулация, е показана на фиг.
11-15. ПоследоВателността и фукциите на схемите съотВетст
ВуВат на принципа на суперхетеродина, който обикноВено се из-
ползВа при побечето приемни системи. Както е показано на фигу-
рата, сигналът от антената се подаВа на Високочестотен усилба-
тел, но при по-еВтините приемници Високочестотното стъпало
моЖе да липсба и антената да е сВързана директно със смесител-
ното стъпало. ВъВ Всички случаи обаче постъпВащият сигнал с
амплитудна модулация се смесВа със сигнала, генериран от генера-
тора, и В осъщестВябащия се процес на хетеродиниране се създаВа
сигнал с меЖдинна честота. СледВащите усилВатели за меЖдинна-
291
a}
Към антенна -
то система
б)
Фиг. 11-1. Система за предаВане и приемане с амплитудна модулация
та честота отстранябат първоначалните сигнали и пропускал! са-
мо сигнала с меЖдинната честота. Вследствие на тоВа амплиту
дата на тези сигнали се поВишаВа, както бе описанб В т. 2-14 и
т. 2-15. Настройката на Високочестотния усилбател, смесителя и
генератора се изВършВа едноВременно, поради което В процеса на
хетеродинирането се получаба една и съща разлика на честотите.
По този начин усилВателите на меЖдинната честота получаВат
само сигнал с една честота, съВпадаща с резонансната, при доста
тъчна широчина на честотната лента, за да се приемат и стра-
ничните честотни ленти. При приемането на ОбщестВените ре
диопредаВания меЖдинната честота е 455 kHz*.
. Сигналът с меЖдинна честота се подаВа на детекторна систе-
ма и се обработВа, както е описано В т. 2-42 и илюстрирано на
фиг. 2-31. След тоВа полученият збукоВ сигнал се прилага към ня
Според БДС у нас меЖдинната честота на радиоприемниците за AM сигнали е 468
292
колко усилВателни стъпала, за да се поВиши амплитудата му до
ниВото, необходимо за ВисокогоВорителите
11 2. ПРЕДАВАТЕЛ С ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ (МОНОФОНИЧЕН)
Процесьт на честотна модулация е по-слоЖен от този на ампли-
тудната модулация, описан В т. 11 -1. За осъщестВяването на чес-
тотната модулация могат да се използВат различии методи. Една
осноВна система е описана В т. 8-3 и е показана на фиг. 8-3. В
тази система се използВа контур за блокировка на фазата, за да
се осигури устойчиВостта на генератора за променлиВа честота,
модулиран от система за регулиране на реактиВното съпротиВле-
ние, към която се подаВат зВукоВите сигнали. Параметрите на
страничните честотни ленти са разгледани 6 т. 8-4. Друга систе-
ма предстабляВа косвената честотна модулация, показана на фиг
11 -2. При тази система се използВа фактът, че същестВуВа из-
вестно подобие меЖду амплитудната и честотната модулация
при ниски ниВа на честотна модулация. Много малките отклоне-
ния на носещата честота (когато изместВането на носещия сиг-
нал е по-малко от около 30°) предизВикВат пояВата на само две
значещи странични честотни ленти, както е при амплитудната
модулация. ЕдинстВената разлика е, че дВете странични честотни
ленти, получени при ниски ниВа на честотната модулация, са из
местени на 90е по отношение на носещия сигнал. (При амплитудна
та модулация дВете странични ленти са ВъВ фаза с носещия сиг
нал.) Показаният на фиг. 11-2 процес на честотна модулация се
базира Върху току-що описаното подобие. Всъщност ампритудна-
та модулация се преобразуВа 8 честотна модулация, като двата
сигнала със страничните честотни ленти се ОзместВат на 90° и
Збукоб
Ьход
Към умно>кителите
на честота и креп-
ните мощни
усилЬатели
Фиг. 11-2. .ПредаВател с честотна модулация (монофоничен)
293
се комбинират отноВо с носещия сигнал. Когато фазата на сигна-
лите със страничните ленти се промени по този начин, се получа-
Ва фазоВа модулация. ПредизкриВяВащ филтър (предистортер) се
използВа за корекция. както е описано по долу.
Както е показано на фиг. 11-2, сигналът от кВарцоВия генера-
тор се усилВа и честотата му се умноЖаВа, за да се израВни с тази
на крайния носещ сигнал. ЗВукоВият сигнал от крайния нискочесто-
тен усилбател се прилага към балансен модулатор заедно със сиг-
нал от кВарцоВия генератор, както е показано на фигурата (ВЖ. т.
3-15). В този специален модулатор зВукоВият сигнал предизВикВа
амплитудна модулация на носещия сигнал и по такъВ начин се
създаВат дВа сигнала със странични честотни ленти. Тези два сиг-
нала се подават към фазоизместВащ блок и там се изместВат по
фаза на 90°. След тоба те се комбинират с носещия сигнал, при
което се осъщестВяВа честотна модулация. Както е описано 8 т.
3-15, балансният модулатор потиска носещия сигнал, така че из-
ходният сигнал се състои само от сигналите със страничните лен
ти.
Както бе споменато по-горе, при изместВане на фазата се по-
лучаВа фазоВа модулация, при която отклонението на носещата
честота заВиси от честотата на модулиращия звуков сигнал, ум-
ноЖена по използваното максимално фазово изместВане. Следова-
телно зВукоВите сигнали с по-Висока честота създаВат по-голямо
отклонение на носещата честота, отколкото зВукоВите сигнали
с по-ниска честота. Това обаче трябВа да се коригира, защото при
честотната модулация само амплитудата на зВукоВите сигнали
определя големината на отклонението на носещата честота.
ПредизкриВяващата Верига, показана на фиг. 11-2, предстаВляВа
коригираща Верига, която създаба необходимата честотна моду-
лация. Последователно сВързаният резистор има Висока стойност
на съпрптиВлението В сравнение с реактиВното съпротибление на
шунтиращия кондензатор (за целия обхват на честотите на зВу-
коВите сигнали). СледоВателно няма да Възниква значително изме-
нение на фазата за какъвто и да е звуков сигнал, появяващ се върху
предизкривяващия филтър. Но, тъй като изходният сигнал към
крайния усилбател на звуковия сигнал се получаба единствено пара
лелно на шунтиращия кондензатор, амплитудата на зВукоВите
сигнали не е еднаква за различните честоти. Когато честотите на
сигналите нарастват, капацитивното реактиВно съпротивление
намалява и в резултат на това се засилва шунтиращият ефект.
Вследствие на това амплитудата на зВукоВите сигнали намаляба
с увеличаването на тяхната честота. Тъй като процесът на фазо-
ва модулация увеличава отклонението на носещата честота за
сигналите с по-високи честоти, предизкриВяВащият филтър се
протиВопостаВя на този процес и ураВноВесяВа характеристика-
та на фазовата модулация. По такъВ начин описаният процес ста-
Ва еквивалентен на чистата честотна модулация.
294
Към Buraks
гсЬорителя
Фиг. 11-3. Приемник с честотна модулация (монофоничен)
11 3 ПРИЕМНИК С ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ (МОНОФОНИЧЕН)
На фиг. 113В блокова схема е представен монофоничен приемник
с честотна модулация Принципът на суперхетеродина е използ-
Ван по начин, подобен на описания В т. 11 1 за приемника с ампли-
тудна модулация. При приемниците с честотна модулация за об-
щестВени радиопредаВания меЖдинната честота обикноВено е
10,7 MHz. Изходният сигнал от меЖдинночестотните усилВатели
се подаВа на детектор, чувствителен към честотна модулация.
Въпреки че съществуват няколко типа, най-често се използВа
дробнодетекторната схема (ВЖ. т. 2 43 и фиг. 2-32). Изходният
сигнал от дробния детектор се подаВа на верига от последовател-
но сВързан резистор и шунтиращ кондензатор за обратна корек-
ция (деемфазис). Този процес ВъзстановяВа необходимата ампли-
туда на зВукоВите сигнали, която е била „повдигната" по време на
процеса на предварителна корекция (преемфазис) при предаВането
с честотна модулация (ВЖ. т. 8-3). Както при приемника с ампли-
тудна модулация крайните усилВатели на мощността на звукоВи-
те сигнали уВеличават амплитудата им до ниВото, необходимо за
работата на ВисокогоВорителите.
11-4. ПРЕДАВАТЕЛ С ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ (СТЕРЕОФОНИЧЕН)
ОсноВните елементи на стереопредаВателна система с честотна
модулация са показани на фиг. 11-4. УлоВените от микрофоните
зВукоВи сигнали се подаВат както на Входа на десния канал, така
и на Входа на левия канал, което е посочено на фигурата. Система-
295
Фиг. 11-4. ПредаВател с честотна модулация (стереофоничен)
па е по-слоЖна, отколкото би била, ако дВа отделни носещи сигна
ла се модулират, за да се получат сигналите на леВия и десния ка-
нал. За да се спести от широчината на честотния обхВат, сте-
реопредаВането трябба да бъде осъщестВено по такъВ начин, че
моноприемникът да моЖе да приема стереосигналите като моно-
сигнал. В същото Време стереоприемникът трябВа да моЖе да
осъщестВяВа приемане на монопредаВане. Ето защо сигналите на
леВия и десния канал се подлагат на специално смесВане и се по
даВат на балансни модулатори за потискане на носещия сигнал,
както е показано на фиг. 11-4 (ВЖ. също т. 3-15).
При предаВане с честотна модулация 100 процентобата моду
лация се дефинира като'отклонение на носещата честота на 75
kHz от Всяка страна на централната честота на носещия сигнал.
В мултиплексните системи от рода на стереопредаВането не мо-
Же да се нарушаВат налоЖените ограничения и следобателно раз-
личните модулиращи сигнали, същестВуВащи при стереопредаВа-
нето, трябба да участВуВат В модулационен процес, който се осъ-
щестВяВа В налоЖените ограничения. Номиналният честотен об-
хВат на збукоВия сигнал е от 50 Hz до 15 kHz с преемфазис (предВа-
рителна корекция) 75 микросекунди за Всеки канал. По такъВ начин
честоти на модулиращите сигнали могат да достигат отВъд 15
kHz, за да се осъщестВяВа процесът на мултиплексиране. ТоВа е
ВъзмоЖно, тъй като модулиращите сигнали с по-Висока честота
поВишаВат честотата на отклонението на носещата честота.
(Размерът на отклонението на честотата на носещия сигнал от
* »•
Л А 1Т<> ‘
296
gBeme страна на централната честота пак се определи от ампли-
тудата на модулиращия сигнал.)
Както е показано на фиг. 11 -4, събместимостта се поддърЖа,
като се предаба моносигнал чрез сумиране на дВата сигнала, полу-
чаВани от източниците на десния и леВия канал. Смесеният моно-
сигнал (L+R) се подаба на модулиращата част от пърбичния пре-
даВател с честотна модулация и по такъВ начин се създаВа основ-
ният канал. Честотният спектър е показан на фиг. 11-5. Както се
ВиЖда от фигурата, модулиращият моносигнал заема нискочес-
тотната част от общия спектър на модулиращите сигнали, из
ползВан за процеса на мултиплексирането. За да се образуВат от-
делните ляВ и десен канал на стереопредаВането, се използба и
мултиплексира един допълнителен сигнал. В този случай се форми-
ра сигнал на разликата чрез изВаЖдане на сигнала на десния канал
от този на леВия канал (при този процес сигналите на леВия и
десния канал се подаВат на смесител, като десният сигнал е дефа-
зиран на 180° спрямо леВия). Този сигнал на разликата модулира
допълнителен носещ сигнал (подносещ сигнал) и процесът на амп-
литудна модулация формира сигнали със странични честотни лен
ти, които модулират предабания носещ сигнал с честотна модула-
ция, както е показано на фиг. 11 -4. Подносещият сигнал се потиска
и затоба трябба да бъде ВъзстаноВен и ВъВеден В стереоприемни-
ка.
Честотата на подносещия сигнал е 38 kHz. Тази честота се по-
лучаВа чрез удбоябане на честотата 19 kHz на сигнала, създабан
от генератора на подносещ сигнал. Този сигнал с честота 19 kHz
модулира носещия сигнал за синхронизацията по време на стерео-
детектирането В приемника Сигналът с честота 19 kHz се нарича
пилотен подносещ сигнал и допустимото отклонение на честота-
та му е ±2 Hz. Сигналът с честота 19 kHz модулира предабания
носещ сигнал с честотна модулация със само 10% (подходяща
стойност, която позболяВа на приемника да изВлече този сигнал и
като удбои честотата му, да формира подносещия сигнал с често-
та 38 kHz за комбиниране със стереофоничните сигнали със стра-
нични честотни ленти (ВЖ. също т. 11-5)).
Както е показано на фиг. 11-5, сигналите със странични чес-
тотни ленти, генерирани при модулирането на подносещия сигнал
с честота 38 kHz със сигналите от леВия минус десния канал, са
разполоЖени над модулиращите моносигнали. Тези странични чес-
тотни ленти заемат участъка меЖду 23 и 53 kHz. Както при моно-
сигнала честнотната характеристика на зВукоВия сигнал се про-
стира от около 50 Hz до 15 kHz. Следователно пълният мултиплек-
сиран модулиращ сигнал се състои от моносигнал от леВия плюс
десния канал В зВукоВия обхВат, сВръхзВукоВ пилотен подносещ
сигнал с честота 19 kHz и сВръхзбукоб сигнал от левия минус де-
сния канал с потиснатия носещ сигнал с честота 38 kHz.
За пилотния сигнал с честота 19 kHz за общестВените радио-
предабания, както бе споменато по-горе, е разрешена 10-проценто
ба модулация, вследствие на което се получава отклонение на но-
297
Фиг., 11-5. Мултиплексиране на спекптьра при стереофонична честотна модулация
сещата честота по 7,5 kHz от дбете страни на централната чес
тота. Когато няма предаВане по системата SCA (разрешение за
допълнителни предаВания на фирми), която ще бъде разгледана по
надолу, същестВуВа модулационна ВъзмоЖност 90% за другите
сигнали при мултиплексно предаВане. Тази 90-процентоВа ВъзмоЖ-
ност се разпределя меЖду моно- и стереофоничните канали. Тази
90-процентоВа модулационна ВъзмоЖност се разделя меЖду сигна
лите от леВия плюс десния канал и леВия минус десния канал. Сле
доВателно не е ВъзмоЖно и дВата сигнала едноВременно да моду
лират предабането с 90%. Сигналът от леВия плюс десния канал
моЖе да модулира осноВния канал с 90% при монопредабане, през
което Време стереосигналите на страничните честотни ленти
няма да модулират носещия сигнал с честотна мофулация. Сигна-
лите със странични честоти от леВия минус десния канал могат
да осъщестВят максимум 45-процентоВа модулация. Ако стерео-
сигналите със страничните честотни ленти модулират на ниВо
45%, максимумът на модулацията на сигнала от леВия плюс десния
канал е 45%.
Когато се използВа системата SCA, тя се сВързВа към модула-
торната част, както е показано на фиг. 11-4. ТоВа даВа ВъзмоЖ-
ност дадена станция с честотна модулация да предаВа и на друг
канал В допълнение към стандартната честотна модулация. Пре-
даВането на SCA е за частни абонати, които плащат такса за фо-
ноВа музика на общестВени места. Блокът за частта на SCA, пока-
зан на фиг. 11-4, предстабляВа комплектен маломощен предаВа
тел (В сравнение с осноВния ПредаВател) с централна честота на
подносещия сигнал 67 kHz (тази честота е приета за Всеобщ стан
298
gapm на станциите, които излъчбат комбинация от cmepeonpega-
Ване и предаВане на SCA). Частта от честотния спектър за сигна-
ла на SCA също е предстаВена на фиг. 11-5. При стереопредаВане
модулацията със сигнала на SCA се поддърЖа под 10% и следоВа-
телно тя предизВикВа отклонение на носещата честота само 7,5
kHz от Всяка страна на централната честота. Тази 10-процентоВа
модулация на SCA, като се добаВи към десетте процента за пи-
лотния подносещ сигнал, намаляВа остаВащата модулационна спо-
собност до 80%.
11-5. ПРИЕМНИК С ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ (СТЕРЕОФОНИЧЕН)
На фиг. 11-6 е показана функционална схема на стереоприемник с
честотна модулация. Обърнете Внимание, че началните стъпала
след антената предстаВляВат цялостен моноприемник с честот-
на модулация (Високочестотен усилбател, смесител, генератор,
меЖдинночестотни усилВатели и детектор). Изходът от тази
част се подаВа на усилбател на пълния сигнал, както е показано на
фигурата, а след тоВа усиленият сигнал постъпВа В усилбател на
сигнала с честота 19 kHz и заграЖдащ (реЖекторен) филтър. След
като бъде усилен от този усилбател, сигналът се подаВа към схема
за удбоябане на честота, където честотата му стаба 38 kHz.
Пълният сигнал, пояВябащ се на Входа на заграЖдащия филтър
за 19 kHz, постъпВа към резонансни кръгоВе, които пропуская!
Всички сигнали с изключение на пилотния подносещ сигнал с често-
Фиг. 11-6. Приемник с честотна модулация (стереофоничен)
299
ma 19 kHz. Вследствие на това изходният сигнал от заграЖдащия
филтър се състои от демодулираните сигнали от левия плюс
десния канал с честота от 50 Hz до 15 kHz. сигналите със странич-
ните честотни ленти от 23 до 53 kHz (сигналите от левия минус
десния канал) и носещия сигнал на SCA с честота 67 kHz, ако се
предава такъв. Сигналите на SCA се отстраняват от потискащия
филтър, а останалите сигнали се подават към схемата на балансен
мостов детектор. Отделяй схеми се използват за обратната ко-
рекция (деемфазиса) за левия и десния канал, както е показано на
фигурата, и получаващите се сигнали се подават към стереофо-
ничната система за усилВане на зВукоВите сигнали.
11-6. ТЕЛЕВИЗИОНЕН ПРЕДАВАТЕЛ ЗА ЧЕРНО ВЯЛО ИЗОБРАЖЕНИЕ
В общестВените телеВизионни системи сигналът на изобраЖение-
то се използВа за амплитудно модулиране на носещия сигнал на
изобраЖението по начин, подобен на този при предавателя с ам-
плитудна модулация, показан на фиг. 11-1а. Сигналът на изобраЖе
нието (Видеосигналът) съдърЖа не само информация за изобраЖе-
нието, а и гасящи и синхронизиращи импулси, необходими за пра-
Вилното хоризонтално и вертикално сканиране както В предава-
теля, така и В приемника (ВЖ. също т. 8-5). В т. 11-8 са описани
синхронизацията на сигналите и други подробности за телеВи-
зионното предаВане на черно-бяло и цВетно изображение. За зВу-
коВите сигнали които съпровоЖдат Видеосигнала, се използВа сис-
тема за честотна модулация (монофонична), подобна на система-
та, показана на фиг. 11-2 и описана В т. 11-2. В САЩ разпределе-
нието на честотните обхВати за телеВизионните станции, както
и конкретната честота се отнасят едноВременно за телеВизион-
ните приемници за черно-бяло и цВетно изображение. В табл.
7-23 и 7-24 са дадени разпределенията на честотите както за
станциите на УКВ, така и за тези, които предаВат В микроВълно-
Вия обхват.
11-7. ПОЛУЧАВАНЕ НА СИГНАЛА ЗА ЦВЕТНОСТ
При телеВизионното предаВане на цВетно изображение е необхо-
димо да се използВа камера, чиято конструкция да позВолява из-
Вличането на отделната информация за черВения, синия и зеления
сигнал, съдърЖаща се В заснеманата сцена. ОсноВният процес е
разгледан В т. 8-6 и е илюстриран на фиг. 8-5. С цел да се спести
част от честотния спектър и да се постигне съВместимост сиг-
налите се обработВат така, че да се получат сигнал за яркостта,
означаван със символа Y, синфазен сигнал на цВетността със сим-
вол I и дефазиран на 90° сигнал на цВетността, означен с Q, както
е показано на фиг. 8-5. След това тези сигнали се прилагат към
300
Антена
Фиг. 11-7. Амплитудна модулация при цВетна телеВизия
филтърни схеми, които могат да се Видят на фиг. 11 -7, предстаВ-
ляВаща функционална схема на осноВните схеми, използВани В те-
лебизионната модулация с цВетоВете. Тази блокоВа схема е разгле-
дана В т. 11-8. Както е споменато В т. 11-6, разпределението на
честотите за телеВизионните предаВатели Ватки еднакВо за пре-
даВането на черно-бяло и на цВетно изображение (ВЖ. табл. 7-23 и
7-24).
301
118. ТЕЛЕВИЗИОНЕН ПРЕДАВАТЕЛ ЗА ЦВЕТНО ИЗОБРАЖЕНИЕ
ОсноВната схема за телебизионна модулационна система за цВет-
но изображение е показана на фиг. 11 -7. Тук също се използба амп-
литудна модулация, както бе при разглеЖдането 6 т. 11 -6 при пре-
даВане на черно-бяло изображение. Както е показано на фигурата,
за генерирането на носещия сигнал се използба кВарцоВ генератор.
УмноЖител на честотата изВършВа поВдигане на честотата на
носещия сигнал до стойността, необходима за окончателното из-
лъчВане. Буферни усилВатели от клас С уВеличаВат енергията на
сигнала до ниВото, което е нуЖно, за да се премине през крайните
усилВатели от клас С за модулираните Високочестотни сигнали.
Модулираният Видеосигнал се подаВа към диплексерна антенна
система заедно с честотно модулирания зВукоВ сигнал, чрез което
се осъщестВяВа едновременно предаВане на изобраЖението и зВука
с една антенна система.
Изходните сигнали, получени от камерата (ВЖ. фиг. 8-5), се по-
даВат на подходящи филтърни схеми, както е показано на фиг.
11 -7. За да се минимизират смущенията при приемането на цВет-
но изображение, сигналът I се предаба с една странична честотна
лента, достигаща до 1,48 MHz, а сигналът Вес дВе странични
честотни ленти. Всяка от които е на разстояние 0,5 MHz от чес-
тотата, използВана за подносещия сигнал и потискана В предаВа-
теля. Сигналите I и Q се подаВат към балансирани модулатори
(ВЖ. т. 3-1 5). Тези сигнали I и Q модулират дВа подносещи сигнала,
Всеки от които е с честота 3,579545 MHz и меЖду които същест-
ВуВа фазоВа разлика 90°, като сигналът I изпреВарВа по фаза сигна-
ла Q. Подносещите сигнали се потискат заедно със сигналите I и Q
и на изхода достигат само сигналите със страничните честотни
ленти (ВЖ. също табл. 7-30).
Генератор с честота 3,58 MHz се използба за ВъВеЖдането на
минимум осем периода на ниВото на гасене по хоризонтала за це-
лите на синхронизацията В приемника. Както е показано на
фиг. 11 -7, фазата на пакетния сигнал е 58° пред сигнала I, а I изпре-
ВарВа Q с 90°. Всички сигнали се комбинират В сумираща схема,
Включително импулсите за синхронизация и гасене. След тоВа
Всичките тези сигнали се усилВат и се използВат при амплитудна-
та модулация В усилбателя от клас С, както е показано на фигура-
та. Сигналът от отделен предабател с честотна модулация се мо-
дулира от зВукоВия сигнал и носещият сигнал плюс сигналите със
страничните честотни ленти се подаВа към диплексерна антенна
система, която използба обща антена за предаВане на Видео- и
збукоВите сигнали.
11 9. СИСТЕМА ЗА ТЕЛЕВИЗИОННО ПРИЕМАНЕ
Независимо дали е за приемане на черно-бяло или цВетно изобра-
жение системата за телеВизионно приемане е изградена на прин
302
ципа на суперхетеродина (ВЖ. гл. 11-1). За разлика от радио-
приемника, където само един постъпВащ носещ сигнал се смесВа
със сигнала от генератора, телеВизионният приемник трябба да
осъщестби този процес меЖду дба постъпВащи носещи сигнала
и сигнала от генератора. По такъВ начин при настройка за даден
предаВател сигналът на генератора от тюнера се смесВа както с
модулирания носещ сигнал за изобраЖението (с амплитудна моду-
лация), така и с модулирания носещ сигнал за зВука (честотна мо-
дулация). Вследствие на тоба се получаВат дВа сигнала с меЖдинна
честота, които се нуЖдаят както от детектор за амплитудна мо-
дулация, така и от детектор за честотна модулация. В допълнение
към тоВа сигналите за Вертикално и хоризонтално сканиране
трябба да бъдат синхронизирани В приемника и ако той е за цВет-
но изображение, ще бъдат необходими допълнителни схеми. На
фиг. 11-8 е предстаВена функционална схема на телеВизионен при-
емник за цВетно изображение. Приемникът за цВетно изображе-
ние има същите схеми, които същестВуВат В този за черно-бяло
изображение, но се допълВа със схемите за обработка на сигналите
за цВетност. На фиг. 11-8 Всеки блок, който е означен с черен три-
ъгълник, предстабляВа схема, същестВуВаща само В приемника за
цВетно изображение.
Видеосигналите на изхода на тюнера имат широка честотна
лента (около 4,2 MHz за сигнала на изобраЖението). Ето защо е
необходима широка честотна лента на пропускане и за меЖдинно-
честотните усилВателни стъпала. Както е показано на фигурата,
изходните сигнали от меЖдинночестотния усилВател се подаВат
към отделни детектори. Видеодетекторът изВлича информация-
та за изобраЖението (плюс сигналите за синхронизация и гасене)
и я подаВа към усилВателните стъпала за Видеосигнала. ЗбукоВите
сигнали се потискат, за да не предизВикВат смущения Върху екрана
на кинескопа. При зВукоВия детектор постъпВащите сигнали за из-
обраЖението и зВука се смесВат В хетеродина, след което се полу-
чава окончателният сигнал за зВука с меЖдинна честота 4,5 MHz
същата честота, която се използба В приемника за черно бяло из-
ображение. Този ноВ сигнал с меЖдинна честота се прилага към
ВходоВете на меЖдинночестотни усилватели и на крайния звуков
детектор. След тоВа полученият демодулиран сигнал се подаВа на
стандартно нискочестотни усилватели за ВисокогоВорители.
Обикновено меЖдинната честота на сигнала на изобраЖението е
45,75 MHz В САЩ, а меЖдинната честота за сигнала на зВука е
41,25 MHz. Тъй като тези честоти се запазВат за Всеки предаВа
тел, за чието предаВане е изВършена настройката, тяхното смес-
Ване Винаги даба 4,5 MHz (Генераторната схема В тюнера променя
резонансните честоти за Всеки предаВател, за да се поддърЖа една
и съща меЖдинна честота.)
При приемника за черно-бяло изображение изходният сигнал от
крайния усилВател за сигнала на изобраЖението се прилага или към
упраВляВащата решетка, или към катода на кинескопа. При показа-
303
фиг. 11-8. Функционална схема на телебизионен приемник
ния приемник за цВетно изображение обаче сигналите за яркостта
(Y) се подаВат на катодните елементи, а сигналите за цВетност-
та — към елементите на решетката. Допълнителните изходни
сигнали от усилВателите за сигнала на изобраЖението се подаВат
към схемите за сигналите за цВетността, участъка за синхрони-
зация на цВетоВете (пакет сигнали) и сепараторното стъпало за
синхронизацията. След тоВа сигналите на разВиВката се усилВат
и подаВат на системата за отклоняВане (бобини, комбинирани В
общ корпус, които се използВат за сканиране на електронния лъч
В хоризонтално и Вертикално направление). ОсВен това хоризон-
304
талните сигнали се натрупбат В трансформатор за Високо напре-
Жение за получаВане на напреЖение, по-голямо от 25 kV, необходи-
мо за Втория анод на кинескопа. Високото напреЖение се прилага
към Вътрешно токопровеЖдащо покритие и полученото електри-
ческо поле уВеличаВа скоростта на електронния лъч. Потенциал с
по-ниска амплитуда (приблизително 5 kV) се използВа за регулира-
не на фокусироВката на кинескопа. ПреобразуВащи схеми за сходи-
мост коригират недостатъчната линейност на сканирането В схе-
мите на трите електронни проЖектора В кинескопа за цВетното
изображение, за да се осъщестВи праВилно цВетопредаВане при
смесВането на съотВетните електронни лъчи, предстаВляВащи
черВеният, синият и зеленият цбят.
Сигналите за цВетността от усилВателя на сигнала за изобра-
Жението се подаВат към лентоселектиВен усилбател, а след тоВа
към демодулатори за сигналите за цВетността. Сигналите за
цВетността I и Q съдърЖат отрицателни количества зелен цвят
в сравнение със сигнала Y (на яркостта), поради което в матрични
схеми, изградени от резистори, сигналите I и Q се смесВат В необ-
ходимите пропорции, за да се получат пърВоначалните видеосиг-
нали на чербения, синия и зеления цВят. Но тъй като подносещият
сигнал за цВетността бе потиснат В предаВателя, е необходимо
такъВ сигнал да се генерира В приемника и той да бъде смесен със
сигналите за цВетоВете, за да се получи пълният модулиран сиг-
нал. С тоВа процесът на детектирането на сигналите на цВетоВе-
те заВъртба и тези сигнали (G—Y, В—Y, и R—Y) се прилагат към
отделяйте упраВляВащи решетки на кинескопа. Генераторът за
подносещия сигнал се синхронизира с предаВания пакет от осем
периода на сигнала с честота 3,58 MHz, постаВен Върху импулса за
гасене по хоризонтала. Този пакетен сигнал се получаба от усилВа-
теля за сигнала на изобраЖението и се подаВа на усилбател за паке-
тен сигнал. След това този сигнал се използВа В контур с блокира-
не на фазата, съставен от фазоВ детектор, управление на реак-
тиВното съпротибление и генератор с честота 3,58 MHz. Този ге-
нератор се стабилизира с кварцов кристал, а честотата му се
сраВнява с честотата на пакетния сигнал ВъВ фазоВия детектор.
За Всяко отклонение на честотата на генератора упраВлението на
реактиВното съпротибление осъществява компенсирането му и
коригира честотата. Схемата за потискане на цВетността из-
ключва схемите, участВуващи Във формирането на цветовете на
изобраЖението, когато се приема предаВане на черно-бяло изобра-
жение, за да се минимизират смущенията, които те биха пре-
дизвикали (ВЖ. също т. 2-9, т. 2-10, от т. 2-23 до т. 2-25, от т.
2-30 до т. 2-32, т. 2-45, т. 2-46 и табл. 7-30).
11-10. КАЛКУЛАТОРНИ И КОМПЮТЪРНИ СИСТЕМИ
Голямото количество ВзаимносВързани схеми, които могат да бъ-
дат формирани В чипа на интегралната схема, се оказа решаВащ
фактор за произВодстВото на ръчните калкулатори и персонални-
те компютърни системи. ГъВкаВостта на структурата на интег-
ралната схема, която позболяба да се формират както линейни,
така и цифроВи участъци, gage ВъзмоЖност на фирмите произВо-
дителки да създадат калкулатори с ВъзмоЖности, които по-рано
се осъщестВяВаха единстВено с компютри. Една от осноВните
способности на компютъра е преминаВането към друга процедура,
когато тоВа се окаЖе небходимо. Днес обаче някои калкулатори
също разполагат с подобии ВъзмоЖности за Взимане на решение,
но при значително ограничение на обема на паметта В сравнение
с компютрите. (Командата за Взимане на решение например моЖе
да ВключВа следните изяВления или оператори: Ако сумата надВи-
шава 500, да се изпълняВа процедура А; ако сумата е равна или по-
малка от 500, да се изпълни процедурата В.) Процедурите А и В
също са подадени под формата на команди към компютъра.
ОсноВните елементи и Връзки на компютърна система са пока-
зани на фиг. 11-9. Терминът периферно оборудване" се отнася зг
Външни устройства, които се използват заедно с компютъра ка-
то клаВиатурц за ВъВеЖдане или ленточетящи устройства, Вън-
шни печатащи устройства или плотери, както и Външни запаме-
тяВащи устройства. Централният процесор се състои от Вът-
решна памет, изградена от памети за произволен достъп (RAM)
и постоянно памети (ROM). Паметите- с произволен достъп са
предназначено за потока от Входни и изходни данни, необходими
за изчисленията. Постоянните пармети съдърЖат специфично
стандартно програми и друга информация, която се съхраняВа по-
стоянно и се използВа при необходимост, без да е ВъзмоЖно да
бъде изтрита от оператора. УпраВляВащо устройство, което съ-
дърЖа логически схеми и средства за преВключВане,напраВляВа ин-
формацията по определено пътища според данните при започВа-
нето на изчислителните процеси. Логически декодиращи и кодира-
щи устройства преобразуВат Входните данни В дВоични стойнос-
ти и според необходимостта преобразуВат тези дВоични стой-
ности В десетични или буквено-цифроВи изходни симВоли. Арит-
метичното логически устройство съдърЖа регистри и логически
схеми, които не само изВършВат осноВните функции на събиране,
изВаЖдане, умножение и деление, но заедно с постоянните памети
могат да осъщестВяВат изВличане на квадратен или кубичен корен
и други операции, подбрани от конструктора.
По обикноВените калкулатори изискВат Всички данни да бъдат
ВъВедени чрез натискане на съотВетните клавиши В последоВа-
телността, същестВуВаща при аритметичната процедура. По-
скъпите ръчни калкулатори могат да прочетат подготВена про
грама от хартиена лента, ВъВедена по съотВетния начин. При ком-
пютрите системата за ВъВеЖдане на данните е много по-слоЖна,
306
Фиг. 11-9. Компютърни блокоВе и Връзки меЖду тях
тъй като последоВателността от команди трябВа подробно да
посочба необходимите стъпки и процедура. Последобателността
от команди, чрез които се осъщестВяВа определен изчислителен
процес, се нарича програма. ОбикноВено прогремите се съхранябат
В компютрите. Тоба означаВа, че цялата програма се ВъВеЖда В
запаметябащите устройства на компютъра и той получаба инст-
рукция за последоВателното прочитане и изпълнение на тази про-
грама. Някои компютри са с общо предназначение, докато други
могат да бъдат специално ориентирани към стандартните про-
грами, които Винаги се съхранябат В тях. Така например компютъ-
рът, предназначен за математически изчисления, е снабден с голям
брой стандартно програми за решаВане на обикноВени уравнения,
които се намират постоянно В паметта му и се изВикВат, когато
е необходимо. Компютрите с икономическа ориентация използВат
процедури за обработка на данни, които Включбат счетоводни
опирации, управление на складоВите запаси, получаВане на статис-
тически данни и т. н. Когато Вътрешната памет е недостатъчна
за съхранението на Всички необходими данни, към компютъра се
ВключВат съотВетните Външни запаметяВащи устройства, кои-
то могат да работят с гъВкаВи дискоВе, магнитни ленти или други
носители на информация. При Външните устройства Времето за
достъп и изВличане на данните е по-голямо, отколкото при Вът-
решната памет.
307
Тъй като логическите схеми на компютъра дейстВубат В
дВоичната система, прогремите се кодират В дВоичния машинен
език посредством специални устройства (ВЖ. гл 5). ОсноВният
език, ориентиран към самия компютър, се характеризира с изплоз-
Ване на букВени съкращения от рода на МРУ за умножение и DIV за
деление (от англ.). Този начин на програмиране понякога се нарича
мнемонично кодиране (лесно за запомняне) или символичен програ
мен език. На сбой peg тези кодоВе се преВеЖдат на езика на маши-
ната чрез асемблерна програма, която преобразуВа данните В ек
ВиВалентни дВоични числа. ИзВършВа се ПреобразуВане от кода на
източника на дВоичен език (кода на обекта). Клетките от памет-
та по-често се адресират със симболични думи Вместо с дВоични
числа и асемблерният език поддърЖа отношение едно към едно с
машинния език. Терминът „макроасемблерен език" се отнася за
език, който използВа осноВните положения за мнемоничните ко-
манде и адреси, но позВоляВа да се ВключВат и допълнителни мне
монични команди.
Терминът „език от високо ниВо" се отнася за език, който е
създаден за по-удобна работа само В една конкретна облает от
знанието, например икономика, научни изеледбания или за общо
предназначение. Тези езици са от симВоличен тип. Такиба са КО
БОЛ, БЕЙСИК, ФОРТРАН, АЛГОЛ, ПЛ/1 и други. Всички тези тер
мини предстаВляВат думи, образуВани от пърВите букВи или час
ти от думи, описВащи даден език. Така например КОБОЛ (COBOL) е
състаВено от пърВите букВи на английския израз Common Business-
Oriented Language (общоикономически ориентиран език). ФОРТ-
РАН (FORTRAN) произлиза от английския израз Formula Translator
(транслатор на форму ли). ПЛ/1 (PL/1) е получено от Program
Language 1 (програмен език 1), а БЕЙСИК (BASIC) — от английския
израз Beginners' АН-Purpose Symbolic Instruction Code (универсален
символичен команден код за начинаещи). АЛГОЛ (ALGOL) е получен
от английския израз Algebraic Oriented Language (алгебрично ориен
тиран език). За допълнителни данни относно тези компютърни
езици ползВайте гл. 12.
ПреобразуВането на езиците от Високо ниВо (езика на източ
ника) В дВоичния (обектен) машинен език е по-слоЖно, отколкото
да се преобразуВа асемблерният език В дВоична форма. Процесът
на ПреобразуВане на езиците от Високо ниВо се осъщестВяба с
програма, наречена компилатор. УдобстВото на езиците от Висо-
ко ниВо се състои В тоВа, че те позВоляВат дадена програма да се
изготВи В математическата или обработВащата последоВател-
ност, 6 която ще се изВършбат дейстВителните изчисления или
получаВане на данни. При Всеки език от Високо ниВо обаче трябВа
да се използВат специфични праВила и фрази, за да се изВърши пра-
Вилна подготовка на прогремите.
308
11-11. ЕЛЕКТРОННИ ИГРИ
Благодарение на факта, че чипът на интегралната схема моЖе да
съдърЖа хиляди транзистори и други необходимо елементи, стана
ВъзмоЖно да се конструират разнообразии електронни игри В ком-
пактна форма. Някои от тях предстаВлябат портатиВни ав-
тономии устройства, които използВат уГндикаторни екрани, из-
градени от диодни матрици с течни кристали или сВетодиоди.
Осигурена е и необходимата памет, като за разбитието на самата
игра се използВат постоянно памети, а за съхраняВане на данни и
набраните точки — памети с произволен достъп. ОсВен тоВа тези
портатиВни устройства съдърЖат усилВатели и ВисокогоВорите
ли, като по този начин осВен Визуален изходен сигнал се получаба
и зВукоВ. Някои портатиВни игри са предназначени за побече от
един играм, като могат да съхраняВат текущая брой на набраните
точки за Всеки от тях.
По-слоЖните игри (като табла и шах) съдърЖат усъВършенст-
ВуВани микропроцесори, които могат да избират различии Вариан
ти и продълЖителност на играта, за да се окаЖе по-силна съпро-
тиВа, когато протиВникът на компютъризираната игра е чоВек.
СъщестВуВат най-разнообразни игри, като ниВото на проВеЖдане
на играта моЖе да бъде различно, като се започне от тоВа на малко
дете и се достигне до тоВа на опитен Възрастен играм. Най-усъ-
ВършенстВуВаните игри използВат случайни методи на игра, така
че няма дВе партии, които да са изиграни по един и същи начин.
Конструирани са и игри, които се използВат с телеВизионен
приемник. Върху екрана се пояВяВа игралното поле, а Високогобори-
телят на телеВизионния приемник ВъзпроизВеЖда съпроВоЖдащи
те зВукоВи ефекти. Много от тези телеВизионни игри са снабдени
със щепселни касети, чрез които се убеличаВа броят на ВъзмоЖни
те игри. Както е показано с блокоВата схема от фиг. 11-10, Всич-
ки телеВизионни игри използВат едни и същи осноВни устройства.
Както бе споменато за портатиВните игри, и тук е осигурена не-
обходимата памет. Постоянните памети са програмирани пред-
Варително за съхраняВане на праВилата на играта, праВилното й
разбитие и ВъзмоЖните Визуални данни. Паметта с произволен
достъп осъщестВяВа показВането на текущите набрани точки и
съхраняВа разбитието на играта за играещите В даден момент.
Както се ВиЖда от фигурата, Всички тези устройства са разполо-
Жени В чипа на интегралната схема, като са осъщестВени необхо-
димите Връзки към устройства за дистанционно управление и за-
хранВащия източник (батерии или променлиВотокоВа мреЖа).
ПоВечето телеВизионни игри осигуряВат цбетна картина, кога-
то се използВат с телеВизионен приемник за цВетно изображение.
Те обаче могат да бъдат разиграни и с приемник за черно-бяло
изображение, като Всичко ще бъде съВсем същото с изключение на
липсата на цВетоВе. Както е показано на фиг. 11 10, необходими
са допълнителни схеми, Включително ултракъсобълноВ модулатор
309
ИС
Изход на
ВЧ сигнал
Фиг 11-10. ОсноВни блокове на системите за електронни игра
плюс съотВетните генератори за сигналите на цВетността и
синхронизацията. Изходните сигнали от ултракъсоВълноВия моду-
латор се прилагат към антенния Входен избод на телеВизионния
приемник.
11-12. СИНТЕЗ НА РЕЧ
Голям брой електронни игри, преВеЖдащи устройства (ВЖ. т.
11-13), както и някои периферии устройства на компютрите са
снабдени със средстВа за генериране на гоВорен изходен сигнал.
Методиката на получаВането на реч се различаВа от същестВуба-
щата при грамофонните плочи, магнитофонната лента и други
средстВа за предварителен запис. За разлика от тях речта, из-
ползВана В електронните устройства, се синтезира, като Всички
необходимо схеми се съдърЖат В една интегрална схема. Тези схе-
ми са аналогоВо-цифроВи преобразуВатели, памети, синтезатори
и филтри за сигнали. В процеса на синтезиране на реч могат да се
приложат няколко различии процедури. ДВа примера са предстаВе-
ни на фиг. 11-11. На фиг. 11-11а е показана последоВателността
от схеми, която използба съхраняВаните елементи на речта за
синтезиране на думи. В този случай съгласните и гласните збукоВе
се подаВат към микрофон. АналогоВо-цифроВ преобразубател
създаВа сигнал В цифроВа форма, който се подлага на импулсно-
кодоВа модулация, компресира се и се ВъВеЖда В паметта, както
ще бъде описано по-подробно по-долу. Когато трябба да се синте-
зира конкретна дума, необходимите зВукоВи комбинации се изВли
чат от паметта и се сбързВат 6 Желана последоВателност. Като
се разполага с необходимия запас комбинации от зВуци на речта,
310
Вход за
зЬук или
гоЬор
а)
Фиг. 11-11. Система за синтез на гоВор
при правилен избор могат да се създаВат мъЖки или Женски гласо
Be, а тембърът моЖе да се регулира така, че речта да зВучи като
такаВа на Възрастен чоВек или дете.
На фиг. 11 -116 е показано, че е ВъзмоЖно В паметта да се съхра
няВат цели изречения или думи, като при необходимост се изВли
чат необходимите от тях. Въпреки че тази процедура е по-проста
от показаната на фиг. 11 -11а, В този случай ще е необходима мно
го по-голяма памет, тъй като ще трябба да се съхраняВат мно
ЖестВо думи и изречения. За разлика от тази система при пърВия
случай се изискВа много no-малка памет, защото броят на гласни-
те и съгласните збукоВе, които са необходимо за формирането на
речта, е събсем ограничен. Наистина В случая от фиг. 11-11а са
необходимо голям брой различии схеми, но този проблем се мини-
мизира благодарение на способността на интегралната схема да
ВместВа хиляди полупрободникоВи елементи. Както Вече бе споме-
нато, тази система използба импулсно-кодоба модулация (ВЖ. т.
8-11). УпраВлението на избора на зВукоВе подбора необходимите
гласни или съгласни зВукоВе от паметта, смесВа ги В Желаната по-
следобателност и преобразуВа цифроВия сигнал В аналогов. След
311
нискочестотен филтър се получаба изходният сигнал на синтези-
раната реч.
Показаната на фиг. 11-11а компресионна секция намаляВа коли-
честВото на данните, необходими за съхраняВането В паметта на
речта В цифроВа форма, като ВъВеЖда В паметта само промените
на амплитудите на сигналите, които са значително no-малки от
абсолютните им стойности. Вследствие на тоВа честотата на
данните е no-малка от същестбуВащата при чистата импулсно-
кодоба модулация. Тази компресия заедно с импулсно-кодоВата мо-
дулация се нарича също «уелта-модулация, тъй като при дискрети-
зирането на пърВоначалните трептения на речта се използВа точ-
но определена стъпка на изменение (делта). При метода с пред-
стаВяне В цифроВа форма на трептенията при синтез на реч
трептенията се дискретизират с честота, която е дВа пъти по-
голяма от най-Високата същестВуВаща честота. Тази честота на
дискретизация се нарича честота на Найкуист (ВЖ. табл. 12-4).
11-13. МИНИАТЮРИЗАЦИЯ НА СИСТЕМИТЕ
Интегралната схема допринесе изВънредно много за миниатюри-
зацията на различии устройства от рода на калкулатори, компют-
ри и цифроВи часоВници. Без интегралните схеми щеше да бъде
неВъзмоЖно миниатюризираните игри да се произбеЖдат В съ-
щестВуВащите днес размери. Друг типичен пример предстаВляВа
портатибното преВеЖдащо устройство. При него се използват
индикатори от течни кристали и миниатюрна клавиатура. Дума-
та, която трябВа да се преВеде, се набора с клаВиатурата и пре-
Водният й екбиВалент се пояВяВа Върху индикатора. ОбикноВено
тези устройства се предлагат с ВъзмоЖност за щепселно сбърз-
Ване на модули, чрез които се подбора езикът, от който ще се
преВеЖда. В някоо устройства е монторан о сонтезатор на реч
(т. 11-12). По такъВ начон по Време на пребеЖдането моЖе да се
озгоВаря съотбетната дума. В същото Време думата се пояВяВа
о Върху ондокаторноя екран.
ВъВ ВсочКи електронно состемо се обработВат о усолВат сог-
нало, коото накрая се пояВяВат В букВено-цофроВа форма Върху
екрана оло се преобразуВат В сонтезорана реч. Тъй като пърВона-
чалната обработка моЖе да се озВършо за согнало с озключотелно
малко амплотудо, Всочко необходомо за тазо цел схемо могат да
се съдърЖат В една онтегрална схема. Тази схема моЖе също да
подаде напреЖения с достатъчно амплитуди за зВукоВ или Визуа-
лен изход, но ако е необходим изходен сигнал с Високо ниВо, ще
бъде необходима и Външна транзисторна схема. Благодарение на
тези качества стана ВъзмоЖно с помощта на интегралните схеми
да се произбеЖдат озключотелно малки портативно устройства.
Типичен пример предстаВляВат стереофоничните радиоприемни-
ци и магнитофоне, предназначено само за използВане със слушалки.
312
В касетните магнетофони за използВане със слушалки могат
да се поставят касетки със стандартно размерь. Използват се
миниатюрно слушалки, които осигуряват изключителни характе-
ристики на звуковото ВъзпроизвеЖдане. Техните мощни магнити
са изработени от кобалт и редкоземни магнитни елементи, като
самарий Тези магнити, комбинирани с прецизно монтирани тънки
мембрани от майлар, ВъзпроизвеЖдат целия звуков спектър при
минимално изкривяване и с нива в слушалките, които достигат до
максималните допустимо амплитуди. Магнитофоните от този
клас притеЖават много от качествата, присъщи на по-големите
модели, като бързо пренавиване напред или назад, автоматично
спиране, управление на тембъра и силата и т. н. Някои устройства
могат не само да ВъзпроизвеЖдат, а и да записват. Габаритите
на голяма част от тези магнитофони са приблизително 4x10x15
ст. Портативните стереорадиоприемници имат no-малки разме-
рь, тъй като при тях не е необходимо пространство за касетите.
Някои касетофони са снабдени с щепселен модул с формата на
касета, но предназначен да преооразуба магнетофона в стереора
диопримник.
Вместо теЖкия механичен маховик касетните магнетофони
използват електронно управление за скоростта на двиЖението на
лентата, вследствие на което се намаляВат обемът и масата.
Схеми, намиращи се в интегралната схема, Възприемат отклоне-
нията на скоростта на лентата и ги коригират преди слушателят
да е забелязал нещо нередно.
313
12
БукВени означения,
съкращения и дефиниции
12-1. ВЪВЕДЕНИЕ
В електрониката много често се изполВат букВени означения за
по бързо писмено или устно описание и обяснение на схеми и сис
теми. ЕстестВено е, че ще бъде по-удобно да се използба означе
нието MOSFET, Вместо да се посочВа пълното название на елемен
та „метално-окисно-полупроводников транзистор с полеВи
ефект". По същия начин се предпочита букВеният симВол EAROM
Вместоизразът „изменяема по електрически път постоянна па-
мет". Обаче, тъй като същестВуВат тВърде много подобии букВе
ни означения, както и такиВа, които съдърЖат едноВременно бук-
Ви и цифри (например l2L), ВъзникВат трудности при запомнянето
на значенията на Всички срещани симВоли, осВен ако те се
познаВат много добре поради непрекъсната работа с тях. ВъВ
Връзка с тоВа В таблиците 12 1 и 12 2 са дадени най-често среща
ните букВени означения. употребяВани В книгата.
Акронимите, които по принцип също са букВени или букВено
цифроВи означения, се различаВат от обикноВените букВени озна-
чения и съкращения по тоВа, че букВите са избрани така, че да се
получи лесно запомняща се дума. Така например КОБОЛ (COBOL)
е получена от началните букВи на английската форма на израза
„общоикономически ориентиран език" и предстабляВа един от
компютърните езици от Високо ниВо, използВани за ВъВеЖдане на
данни. По подобен начин акронимът БЕЙСИК (BASIC) е изграден
от пърВите букВи на английские израз „универсален символичен ко
манден код за начинаещи". За акроними могат да се приемат и ня
кои от означенията на памети за електронни компютри, тъй като
постоянната им употреба В специализираната практика им прида
Ва смисъл на думи. ТакъВ е случаят на EARPROM за електрически
изтриВаемата програмируема постоянна памет, на FET за полеВия
транзистор и т. н. Ето защо такиВа акроними са посочени В таб
лиците 12-1 и 1 2-4.
314
ТАБЛИЦА 12-1. БукВени означения и английски съкращения
<1 А ас АСС а—d ADC AF AFC AGC ALU ASF? АТС ATE ATM AVC P (алфа) коефициент на усилВане по ток В транзисторите ампер, усилване променлиВ ток аВтоматично регулиране на цВетността от аналогов 8 цифроб аналогоВоиифроВ преобразуВател зВукоВа честота управление на зВукоВата честота аВтоматично регулиране на усилбането аритметично-логическо устройство аВтоматично предаВане и приемане аВтоматично регулиране на цВетните оттенъци аВтоматично изпитВателно оборудбане автоматичен банков касиер аВтоматично регулиране на силата бел (отношение на мощности, напреЖения, токобе), (бета) напре- Жение на обратната връзка от комплексната проводимост, коефи- циент на усилване по ток В транзисторите
BCD BFL BFO BIFET bit BMC c °C CAD CAM двоично кодирано десетично число буферирана логика с полеВи транзистори генератор на биене биполярен полеВи транзистор дВоичен разред контролер на мехурчеста памет капацитет, кондензатор градуси Целзий аВтоматизирано проектиране (с участието на компютър) абтоматизирано производство (с участието на компютър), па- мет, адресируема по съдърЖанието
CCD CCSL CDI CED Cerdip cgs С, CKT CML CMOS CODEC CPU CRO CROM CRT CSL CTL CW d-a DAC DAD dB устройство със зарядна Връзка съвместима токоба логика дифузионна изолация В колектора капацитиВен електронен Видеодиск керамичен корпус от тип DIP измерВателна система сантиметър -грам—секунда Входен капацитет схема токоВа логика комплементарна MOS схема кодер-декодер централен процесор катоден осцилоскоп упраВляВаща постоянна памет електроннолъчеВа тръба логика с управление на тока комплементарна транзисторна логика незатихВащи трептения от цифров в аналогов цифроВо-аналогоВ преобразуВател цифроВ диск за збукозапис децибел (обикновено се изплозба тази единица, която е равна на една десета от бела)
DBTR de DCFL DCL DCTL Възстанобяване на цифробата синхронизация постоянен ток логика на полебия трензистор с директна Връзка логика с директна връзка транзисторна логика с директна Връзка
315
ТАБЛИЦА 12-1. ПродълЖение
DES
DI
Din
DIP
DMA
DMM
DMOS
Do
DOTS
DSW
dt
DTL
DUF
DUV
EAROM
EBCDIC
E beam
ECD
ECL
ECM
EFL
emf
emi
EMR
epi
e (e)
E PROM
EE-PROM
ERP
ESS
EXOR
F
°F
fou
Fames
fc
fdm
FET
FFT
FIFO
FLOTOX
FM
FPLA
FPLF
FPLS
F-PROM
fr
FSA
G
gm
Ge
GPI8
H
HCMOS
стандарт за кодиране на данни
дейонизирана Вода
Вход за данни
плосък корпус с дбуредно Вертикално разполоЖение на изВодите
директен достъп до паметта
цифроВ мултимер
дифузна MOS схема
изход на данни
система с цифроВооптична технология
непосредстВено ВъзпроизВеЖдане на изобраЖението Върху поВър
хността на полупроВодникоВата пластинка
безкрайно малко изменение на Времето
диодно-транзисторна логика
дифузия под епитаксиален филм
предаВане на данни В честотен обхВат. по-нисък от спектъра на
телефонните канали
електрически изменяема постоянна памет (същото като EE-
PROM)
разширен дбоично кодиран десетичен код за дВустранен обмен
електронен лъч
електрохроматични индикаторе
логически схеми с емитерна Връзка
средства за Бодене на електронна Война
логически схеми с емитерен поВторител
електродВиЖещо напреЖение
електромагнитни смущения
електромеханично реле
епитаксиален
(епсилон) осноВа на натуралисте логаритми (2.7183)
изтриВаема програмируема постоянна памет
електрически изтриВаема програмируема постоянна памет (също
то като E2PROM)
ефектиВна излъчВана мощност
електронна преВключВателна система
логическа схема изключващо ИЛИ
фарад (единица за капацитет)
градуси по фаренхайт
честота с безкрайно затихВане
лаВинно-инЖекционна MOS схема с плаВащ гейт
честота на срязВане, гранична честота
мултиплексиране с честотно разделяне на каналите
полеВи транзистор
бързо преобразование на фурие
постъпилият пърВи излиза ПърВи
плаВащ гейт с тунелен окис
честотна модулация
логическа матрица, програмирана от потребителя
множество логически устройства, програмирани от потребителя
логически ключ, програмиран от потребителя
постоянна памет, програмирана от потребителя
резонансна честота
форматизатор и четящ усилбател
проВодимост, гига както В гигахерц (GHz)
стръмност на електронни лампи и полеВи трензистори
германий
интерфейсна магистрала с общо предназначение.
хенри (намагнитВащ поток индуктиВност)
комплементарна MOS-схема с Висока плътност на разполоЖение на
елементите
316
ТАБЛИЦА 12 1. ПродълЖение
HIC HiNIL HMOS HTL HV Hz 1 хибридна интегрална схема логически схеми с Висока шумозащитеност MOS структура с подобрени характеристики логически схеми с Високо ниВо на сигналите (Висок праг) Високо напреЖение херц (единица за честота, раВна на един период В секунда) ток
I IC ICD ICE капацитибен ток моментна стойност на капацитиВния ток интегрална схема индикатор с иридиеВи кристали Вътрешносхемен емулатор (генератор на очакВаните праВилни из ходни сигнали)
ICW IEC IF IGFET IHF к к lzL Im I/O Ip Ir IR ifi прекъснати незатихВащи трептения инЖектирана емитерна Връзка меЖдинна честота полеВи транзистор с изолиран гейт институт за Висока Вярност на ВъзпроизВеЖдането индуктиВен ток моментна стойност на индуктиВния ток интегрална инЖекционна логика максимален ток Вход и изход аноден ток, ток на пьрВичната бобина ток през съпротибление инфрачерВен моментна стойност на ток през съпротибление
Is к J ток на вторичната намотка общ ток оператор за имагинерни числа в праВоъгълна координираната сис тема
J JFET JI к К kHz л L LAPUT дЖаул (единица за работа, енергия и т. н.) полеВи трензистор с PN преход изолация с PN преход коефициент на Връзка, диелектрична константа градуси КелВин килохерц (единица за честота, раВна на хиляда периода В секунда) (ламбда) дълЖина на Вълната индуктибност, бобина програмируем еднопреходен транзистор. упрабляВан със сбетлин- ни лъчи
LASCR LC LCD LCR LDR LED LIC LIFO LOCMOS тиристор, упрабляВан със сВетлинни лъчи индуктиВно-капацитибен екран с течни кристали индуктибно-капацитибно-съпротиВителен фоторезистор диод, който излъчВа сбетлина (сВетодиод) линейна интегрална схема постъпилият последен излиза пръВ комплементарна MOS структура, формирана чрез локално окисля Ване
LPC LSB LSI LS (TTL) кодиране с линейно прогнозиране бит с най-малка значимост Висока степен на интеграция маломощна логика със Шотки диоди (транзисторно-транзисторна логика)
Lt LVI обща индуктиВноат инвертор за ниско напреЖение (логическа схема)
317
ТАБЛИЦА 12 1. ПродълЖение
LVR
m
М
Мь
МВЕ
мвм
мси
MCW
MD—MOS
MDS
mH
MHz
MIS
mks
MLA
MLE
MNOS
modem
MOS
MOSFET
MPU
MPX
(или MUX)
MCR
MSB
MSI
MSW
MTL
MUX
(или MPX)
P
NDRO
NMOS
NP
NRZ
NRZI
Ns
ю
Q
OCR
OEM
OVD
n
P
P
PAL
PAM
Pap
PAR
Pav
pc
pcb
PCM
p2d-mos
PDM
318
Видеомагнетофон с надлъЖен магнитен запис
константа, използВана при проектирането на филтри; също пред-
стаВката мили
Взаимна индуктиВност
мегабит
епитаксия с молекулен лъч
мегабитоВа мехурчеста памет
микропроцесорно упраВляВащо устройство
модулирани незатихВащи трептения
многодрейноВа MOS структура
система за разработВане на микропроцесори
милихенри
мегахерц (единица за честота, равна на милион периода В секунда)
структура „метал—изолатор—силиций"
система единици „метър—килограм—секунда"
асемблер за микропроцесорен език
редактор за микропроцесорен език
структура „метал-силициеВ нитрид—силициеЬ окис полупровод-
ник"
модулатор и демодулатор
структура „метал—окис—полупроводник"
полеВи MOS транзистор
микропроцесор
мултиплексиране
многорегистроб брояч
бит с най-голяма значимост
средне степен на интеграция
магнитостатични трептения
логически схеми със слети транзистори (същото като l2L)
мултиплексиране
(мю) микро (както В pF), също коефициент на усилВане
показание без разрушаВане
MOS структура с N канали
брой на наВиВките В пърВичната бобина
запис без Връщане към нула
модифициран запис без Връщане към нула
брой на наВиВките ВъВ Вторичната бобина
(омега) ъглоВа скорост (6,28f)
(омега) ома
оптическо разпознаВане на симВоли
произВодител на оригинално оборудбане
оптически Видеодиск (лазерен)
(пи) 3,1416
пико, както В пикофарад (pF)
мощност
логика на програмируеми матрица
амплитудно-импулсна модулация
при Видна мощност
спомагателна стандартна програма
средна мощност
печатна схема
платка на печатна схема
импулсно-кодоВа модулация
комплементарна MOS структура с дВе ниВа на полисилициеВите
меЖдинни Връзки
широчинно-импулсна модулация
ТАБЛИЦА 12-1. ПродълЖение
Peff PIA PIU PIV PLA PLL PMOS POS PPM PRACL PROM PSK PSKM PUT Q QTAT R RALU RAM RCTL R&D RF RFC RFI RIM Rl RMM rms ROM rpm RTL R/W SAW SBS SCA SCR SDFL SDLC SHF Si SIP SLTC SIN SOS S/R D процент на ефектибността (к п. gj периферен интерфейсен адаптер периферно интерфейсно устройство ВърхоВо обратно напреЖение програмируема логическа матрица система за фазоВа донастройка MOS структура с Р канали терминал В търгоВски обект фазоВо-импулсна модулация алгоритъм и упраВляВаща логика за смяна на страниците проарамируема постоянна памет модулатор с фазоВа разлика модулация с фазоВа разлика еднопреходен транзистор с управляем праг заряд, качество, кулон малко Време на преВключВане резистор, съпротибление регистърно (и) аритметично логическо устройство памет с произволен достъп резисторно-кондензаторно-транзисторна логика научни изследВания и разбойна дейност Висока честота Високочестотен дросел Високочестотни смущени'- реЖим на прочитане съпротибление на тобара или тобарен резистор праграмируема постоянна памет среднокбадратен постоянна памет обороти 8 минута резисторно-транзисторна логика прочитане и запис устройства с побърхностни акустични Вълни силициеб дбустранен ключ разрешение за допълнителни радиопредабания тиристор логика на полеби транзистори с Шотки диоди синхронно управление на линия за предаВане на данни супербисока честота силиций корпус на интегрална схема с едноредно разполоЖение на изВодите интерфейсна схема на абонатните линии отношение сигнал шум силиций Върху сапфир от селсин или решабащ трансформатор към цифробо предстаВяне (преобразобател)
SSB SSI SSR STT SUS SW SWR T t TDM THD T2L еднолентоб (с една странична честотна лента) малка степен на интеграция полупрободникобо реле от студиото към предабателя силициеб едностранен ключ къси Вълни, пребключбател коефициент на стоящи Вълни (may) Времеконстанта Време модулация с разделяне ВъВ Времето общо хармонично изкрибябане транзисторно-транзисторна логика
319
ТАБЛИЦА 12-1. ПродълЖение
TTY
TV
е
UART
UHF
URCLK
(JSART
USRT
UTCLK
V
VCO
VCR
VDG
VHD
VHF
VHSIC
VLSI
V/m
V MOS
Vp
VSWR
VTL
vu
w
WSI
X
xf
X,
XMOS
Y
z
ZIF
ZL
Z MOS
ZO
Zp
z,
Zs
телетайп
телеВизия
(muma) фазоВ ъгъл
универсален асинхронен приемник и предаВател
ултраВисока честота
универсален тактов генератор за приемник
универсален синхронен или асинхронен приемник и предаВател
универсален синхронен приемник и предаВате.
универсален тактов генератор за предаВател
Волт, напреЖение
генератор, упраВляВан с напреЖение
Видеокасетофон
Видеогенератор
Видеодиск с Висока плътност на записа
сВръхВисока честота (УКВ)
сВръхВисокоскоростна интегрална схема
много голяма степен на интеграция
Волт на метър (интензиВност на електрическото поле)
MOS структура с V-образни капали
напреЖение на стесняВане (или Vpo)
коефициент на стоящи Вълни на напреЖението
логика с променлиВо прагоВо напреЖение
единица за сила (гръмкост)
Ват, мощност
интегрална схема с много голяма степен на интеграция формирана
Върху цяла силициеба пластина
реактиВно съпротиВление
капацитиВно реактиВно съпротиВление
индуктиВно реактиВно съпротиВление
ВисоКоскоростна MOS схема
пълна проводимост
импеданс
съединител с нулево усилие при сВързбане (с принудително затяга-
не)
импеданс на товара
(ВЖ. DMOS)
ВълноВо съпротиВление
импеданс на пърВичната намотка
общ импеданс
импеданс на Вторичната намотка
ТАБЛИЦА 12-2. Параметре и други символе пре транзесторете
ЗабелеЖка.
В настоящата таблеца главнете буква В ондексите обикновето
означават постояннотокови ила статачна условия, например hfg и
hpB. (В някои случаи осноВната буква също моЖе да е главна както
в случая на Индексите с малки букВи се отнасят за отношение
на токоВете при променлиВотокоВи сигнали (hfe, hft и т. н.).)
hle общ емитер коефициент на предаВане на
hfb обща база тока В права посока при
hfc общ колектор маломощна сагнала
hfe постояннотокоВ коефициент на предаВане на тока В права посока
при общ емитер
320
ТАБЛИЦА 12-2. ПродълЖение
Фе постояннотоКов коефициент на предаВане на тока В праВа посока при обща база
Фе Фа Фс hoe hob hoc hre hrb hrc k lb ib 4 !e BU UtB Uce 1-lcB lies общ емитер , обща база - Входен импеданс при общ колектор маломошни сигнали общ емитер обща база изходна пълна проВодимост общ колектор ‘ общ емитер , коефициент на обратна Връзка обща база ? по напреЖение при маломощни общ колектор J сигнали колекторен ток (ефектиВна стойност) колекторен ток (моментна стойност) базоВ ток (ефектиВна стойност) базоВ ток (моментна стойност) емитерен ток (ефектибна стойност) емитерен ток (моментна стойност) напреЖение на пробив напреЖение емитер база напреЖение колектор емитер напреЖение колектор база напреЖение гейт-сорс
ТАБЛИЦА 12-3. Параметра и други симВоли при полеВите транзистори
Uoo НапреЖение на дрейнаНай-полоЖителното напреЖение, при-
(Високо) лоЖено към устройстбото, например
+ 9 V
Uss НапреЖение на сорса Най-отрицателното приложено за-
хранВащо напреЖение, което се из-
ползВа като еталон за другите напре-
Жения (обикноВено посочВа еталонния
потенциал на масата)
UtH Входно напреЖение (Ви Диапазон на Високото логическо ни Во
соко ниВо) на Входното напреЖение
Входно напреЖение Диапазон на ниското логическо ниВо
(ниско ниВо) на Входното напреЖение
t>,fy(min) Минимално Входно напре Допустимо минимално Високо логи-
Жение (Високо ниВо) ческо ниВо на Входното РапреЖение
1/д(тах) Максимално Входно на-Допустимо максимално ниско логи
преЖение (ниско ниВо) ческо ниВо на Входното напреЖение
U0H Изходно напреЖение (Ви-Диапазон на напреЖенията на изхода
соко ниВо) при определен изходен тоВар и зададе-
но захранВащо напреЖение (Входните
сигнали са съгласуВани за Високо логи-
ческо ниВо на изхода)
Uql Изходно напреЖение Диапазон на напреЖенията на изхода
(ниско ниВо) при определен изходен тоВар и зададе-
на стойност на захранбащото напре-
Жение (ВходоВете са съгласуВани за
ниско логическо ниВо на изхода)
/,/v Входен ток Ток към устройстбото при зададени
Входно напреЖение и (7рр
/он Изходен ток (Високо ни ДрайВерен ток наВыА от устройстВо-
Во) то при зададени изходно напреЖение
(Високо логическо ниВо) и UDD
21 Нарьчник по електроника
321
ТАБЛИЦА 12 3. ПродълЖение
Iol Изходен ток (ниско ниВо)ДрайВерен ток към устройстВото
при зададени изходно напреЖение
(ниско логическо ниВо) и Udd
Ido Стойност при покой наюк към дрейна при зададен Входен
тока от захранВащия из-сигнал и устаноВена стойност на Udo
точник
Ulh Време на прехода от ни-Време за изменение на сигнала от ци-
ско към дцсоко ниВо ско довисоко ниВо, означени с еталон-
ни точки (обикноВено 10 и 90 процен-
та от максималната стойност) ________________________
Uhl Време на прехода от Ви-Време за изменение на сигнала от Ви
соко до ниско ниВо соко до ниско ниВо, означени с еталон-
ни точки (обикноВено 90 и 10 процен
та от максималната стойност)
Общ соре । Входна пълна проВодимост на полеВия
К® Общ гейт > транзистор при маломощно сигнали
У id Общ дрейн J
И-л Общ соре . Изходна пълна проВодимост на поле
Уод Общ гейт Вия транзистор
Уod Общ дрейн
y<s Общ соре ) Пълна проВодимост на полеВия тран
yfg Общ гейт ) зистор при праВо предаВане
У id Общ дрейн '
^rs Общ соре . Пълна проВодимост на полеВия тран
Угд Общ гейт 1 зистор при обратно предаВане
У rd Общ дрейн '
Някои наименования на программа езици не са акроними, а епо-
ними. Епонимите предстаВляВат названия, образуВани от имена
на личности. Например компютърният програмен език ПАСКАЛ е
с такоВа наименование, тъй като се използВа името на изВестния
френски математик Блез Паскал (1623 1662 г.), който е един от
пионерите на математическата логика.
ОсВен акроними В табл. 12-4 се съдърЖат общоприети дефини
ции на електронни термини. Тъй като пълното обхВащане на тези
термини изискВа създаВането на отделен речник, тук са Включени
определения, които най-често са необходимо В практцката Ако е
необходима допълнителна информация осВен посочената В тази
таблица, ще трябВа да се ползВат съотВетните точки от книга-
та.
ТАБЛИЦА 12-4. Определения за често употребяВани съкращения, думи и изрази
Автоматично регулиране на силата Automatic Volume Control (AVC). Схема, коя-
то получаба напреЖение от детекторна система, за да регулира силата. Тази
схема дейстбуба по същия начин както схемата за автоматично регулиране на
усилВането
Автоматично регулиране на усилВането Automatic Gain Control (AGC) Схема,
която получаба напреЖение от детекторна система и го използВа за регулиране
на коефициента на усилВане. Сигналът се филтрира, за да се получи постоянно-
токоб сигнал, пропорционален на амплитудата на постъпВащия Високочесто-
тен сигнал. Този постояннотокоВ сигнал се използВа за коригиращото предна-
преЖение на меЖдинночестотните усилбателни стъпала. Тази система сбеЖда
до минимум отклоненията В усилВането при предаВателни станции с различна
сила на сигнала. Ако се приема предаВане с по-голяма сила, абтоматичното ре-
322
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
гулиране на усилВането намаляВа чрез преднапреЖението коефициента на усил-
Ване на меЖдинночестотните усилВатели и коригира надвишаването на нибо-
то, зададено от зрителя.
Автотрансформатор Auto Transformer Трансформатор с една бобина, към коя-
то се прилага пърВичното напреЖение Вторичното напреЖение се получаба от
избоди Върху спомената бобина.
АДА. ADA. Специален език за компютърно програмиране, който съдърЖа някои
структурно характеристики на компютърния език ПАСКАЛ плюс други
свойства, които значително разширяват ВъзмоЖностите за негоВото прило-
жение. Думата АДА е епоним от името Augusta Ada Byron, която е програмира-
ла един от пърВите компютри („диференциалната машина" на Чарлз БебидЖ)
АЛГОЛ. ALGOL Акроним, получен от пърВите букВи на англииския израз за „алгеб-
рично ориентиран език". ПредстаВляВа език за компютърно програмиране.
Алгоритъм, Algorithm. При работа с компютри методиката, която се използВа за
представяне в удобен за компютърна обработка вид на процедурите на реша-
Ване на математически уравнения или изпълнението на логически функции
Алфон. Allophone. Вариант на фонемата например при дихателното „п" В думата
„пиВо" и непридихателното „п" В „спи"
Амплитудна модулация. Amplitude Modulation. ПърВата създадена система за мо-
дулация, която обикноВено се използВа при ОбщестВените радиопредаВания Та-
зи модулация се използВа и при ПредаВането на информация за изобраЖението
В телеВизията. Носещият сигнал се модулира с нискочестотни сигнали по та-
къВ начин, че комплектните трептения. които се получават, да имат амплиту-
да, променяща се над и под нормалното ниВо на амплитудата на носещия сигнал
с честота и амплитудни изменения, съотВетстбуВащи на характеристиките
на модулиращия сигнал.
Амплитудно-импулсна модулация Pulse Amplitude Modulation (РАМ) При тази
система амплитудата на последоВателни импулси се уВеличаВа или намаляВа В
сьотВетстбие с амплитудните изменения при модулиращия сигнал. (ВЖ. т.
8-8)
Аналогов измервателен уред Analog Meter. Измервателен уред, който даВа пока-
зания посредством дВиЖението на част от индикаторно устройство за разли-
ка от уредите с цифроВа индикация. (ВЖ т. 9-1).
Ангстрьом. Angstrom Unit. Единица за измербане на дълЖината на сВетлинните
Вълни. Един ангстрьом е равен на 10"8 ст.
Анод. Anode Елементът на полупроводников диод (или ектронна лампа), който
заедно с катода образуВа Веригата за протичане на ток. Потенциалът на анода
трябВа да бъде положителен спрямо този на катода, когато е необходимо да
протича ток.
АПЛАРй Language Език за компютърно програмиране. НазВанието АПЛ е получе-
но от пърВите букВи на английския израз за „език за програмиране". При този
език се използВат букВено-цифроВи означения и специална символа
Асемблер. Assembler. Програма за превеЖдане на програма в мнемоничен запас на
машинен компютърен език.
Атенюатор (затихВател) Attenuator Схема. състаВена от резистори и (или) дру-
ги елементи, чието предназначение е да намали амплитудата на сигнали. (ВЖ.
т. 3 8).
База. Base Terminal. Елемент на транзистора, който обикноВено се използВа като
Вход за сигналите.
Байт Byte. Определен брой цифроВи битоВе, които се обработВат като група В
компютъра. ОбикноВено 8 бита предстаВляВат 1 байт. В някои компютри 1
байт е равен на една дума.
Балансиран модулатор. Balanced Modulator Симетрична схема, която се използВа
за модулиране на носещ сигнал, генериране на сигналите на страничните чес-
тотни ленти и потискане на пърбоначалния носещ сигнал заедно с модулира-
щия. (ВЖ. т. 3-15.)
БЕЙСИК. BASIC. Акроним, получен от пърВите букВи на английския израз за „уни-
версален символичен команден код за начинавши". Той предстабляВа език за
компютърно програмиране.
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Бел. Bel. Единица за предстаВяне на отношението меЖду дВе Величине мощности,
напреЖения, токоВе и др. Най-често се използВа една десета от бела, която се
нарича децибел.
БеселоВи функции. Bessel Functions Математически функции, които се използВат
за получаВане на осноВните странични честотни ленти при честотната моду
лация. (ВЖ. т. 7-7.)
Бета. Beta (В). Коефициент на усилВане по ток В транзисторен усилбател с общ
емитер.
Бит. Bit. Разред В дВоичната бройна система. Стойността му моЖе да бъде 1 или
0.
Блокинг-генератор. Blocking Oscillator. Генератор на сигнали от нерезонансен
тип, В който честотата се устаноВяВа от бобината и резистора и (или) кон-
дензатора (ВЖ. т. 2-34.)
БлокоВа организация. Block Oriented Отнася се за памет с произволен достъп, от
която могат да бъдат последоВателно прочетени или ВъВедени данни.
Бобина за Високочестотна корекция. Peaking Colis. Бобина, която се използВа Въб
Високочестотни усилВателни системи за Видеосигнали или други приложения
за разширяВане обхВата на честотната характеристика и преодоляВане на
Влиянието на шунтиращите капацитети, предизВикВащи намаляВане на ниВата
на Високочестотните сигнали. (ВЖ. т. 2-9.)
Бод. Baud. Брой на измененията на състоянията В линия за предаВане на данни за
една секунда. Когато В дадена линия наличието на единица или нула означаВа
наличие или липса на 1 бит информация, скоростта на сигнализиране В бодоВе
е идентична на битоВете В секунда.
БСАЛ. BSAL Акроним, получен от пърбите букВи на английские израз за „асембле-
рен език с блокоба структура". Той ПредстаВляВа език за компютърно програ-
миране, създаден специално за микропроцесорите.
Буферно стъпало. Buffer Stage. Схема, постаВена меЖду усилВателни стъпала, за
да се предотврати преминаВането на определени сигнали или преходни импул-
си.
Бял шум. Whit Noise Сигнал, съдърЖащ няколко различии честоти. който се генери
ра за изВършВане на изпитВания В електронни системи.
Варактор. Varactor. Полупроводников диод с капацитиВна характеристика, която
моЖе да се променя чрез изменение на приложения потенциал.
Ват. Watt. Единицата за мощност В меЖдународната система измерВателни еди
ници. (ВЖ. т. 7-21.)
Ватчас. Wat Hour. ИзразходВане на 1 Ват мощност за един час. ПредстаВляВа еди-
ница за енергия
Вебер. Weber. Единицата за магнитен поток В меЖдународната система измерВа-
телни единици. (ВЖ. т. 7-21.)
Вектор. Vector. Векторна Величина е тази, която има амплитуда и посока и се
предстаВя с праВолинейна отсечка, дВиЖеща се В определена посока. (ВЖ. т
1-17.)
Векторскоп Vectorscope. Уред, при които се използВа принципът на осцилоскопа
заедно с дъгоВ генератор Прилага се за изпитВания на телебизионни системи.
Взаимна индуктиВност. Mutual inductance (М). ИндуктиВността, създабаща се
меЖду две или поВече електромагнитно сВързани бобини. Един хенри Взаимна
индуктиВност се получаба, когато променлиВ ток 1 ампер В пърВичната бобина
индуктира 1 Волт променлиВо напреЖение Върху Вторичната бобина (ВЖ т
1-3.)
Висока Вярност на ВъзпроизВеЖдането. High Fidelity. Система за усилВане или об-
работка на нискочестотни сигнали. която се характеризира с незначително
хармонично изкриВяВане на изходния сигнал В честотния обхВат от 20 херца
до 20 килохерца.
Влакнеста оптика. Fiber Optics. Система, която използВа специални Влакна за про
пускане на сВетлината, наречени сВетободи, при предаВането на данни.
Времеконстанта. Time Constant. Когато към индуктивна или капацитиВна Верига
3 24
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
съдърЖаща и актиВно съпротиВление, се прилоЖи напреЖение, специфичният
ВремеинтерВал за нарастВане на напреЖението или тока ао 63% пт максимял-
ната му стойност се нарича Времеконстанта на тази Верига. (ВЖ. т. 1 9 и
7-4.)
Въздушна меЖдина. Air Gap. Запълненото с Въздух пространство меЖду частите
на магнитопрободите на бобини. МеЖдината меЖду специални електроди, В
която ВъзникВа електрически заряд при Високи амплитуди на напреЖението.
ВълноВо съпротиВление. Characteristic impedance. Термин, с който се означаВа
импедансът на предаВателна линия, изградена от последователно свързани ин-
дуктиВни и съпротибителни елементи плюс шунтоВи капацитети. (ВЖ. т
114.)
ВърхоВа стойност. Peak Value. Максималната амплитуда, достигана от трепте-
нията на даден сигнал, който има променлиВа амплитуда. (ВЖ т. 1-13.)
ВърхоВо обратно напреЖение. Peak Inverse Voltage. Максималната амплитуда на
напреЖението Върху изпраВителни елементи с полярност, обратна на тази на
напреЖението, което създаба условия за проВеЖдане на ток.
Гаус. Gauss. Единицата за магнитна индукция В системата „сантиметър—-грам-
секунда". (ВЖ. т. 7-20.)
Гейт. Gate Terminal. Този изВод на полеВи транзистор, който най-често се използ-
6а за Входна Верига на сигнала. В английския език този термин се използВа чес-
то и за упраВляВащия електрод на преВключВащи устройства от рода на ти-
ристора и преВключбащите диоди.
Генератор на иВици. Bar Generator (ВЖ. Генератор на мреЖа.)
Генератор на мреЖа. Crosshatch Generator. Генератор на сигнали, който създаба
Вертикални и хоризонтално линии Върху телеВизионния екран за проВеЖдане на
изпитВания. (ВЖ. т. 9-11.)
Генератор на разВиВката. Sweep Generator. Той генерира изходен сигнал с често-
та, която моЖе да се променя В определено граници. Той е полезен при изпитВа
нето на системи с честотна модулация и за измерВане на честотни обхВати
(ВЖ. т. 9-9)
Генератор на сигнали. Signal Generator. Схема. съдърЖаща автономен генератор,
който произВеЖда определен тип сигнал за електронните системи. (ВЖ. т.
9-8)
Генератор на функции. Function Generator. Устройство, което създаба точно
формирани сигнали с определена честота и форма (ВЖ. т. 9 16.).
Генериране с полоЖителна обратна Връзка. Regeneration. Част от усиления изхо-
ден сигнал се използВа от контура на полоЖи телната обратна Връзка, за да се
предизВикат и поддърЖат незатихВащи трептения. (ВЖ. т. 2-44).
Глич. Glich. Английски термин за неЖелан импулсен, преходен или друг сигнал В
цифроВа система.
Генератор на Армстронг. Armstrong Oscillator. Генератор, който използВа сен-
зорна бобина, сВързана меЖду изходния резонансен кръг и Входа на транзистор.
Този контур на обратна Връзка осигуряВа постоянен обмен на енергия меЖду
Входната и изходната Верига, за да се поддърЖат незатихВащи трептения.
(ВЖ. т. 2-26.)
Генератор на Колпиц Colpitts Oscillator Генератор В който капацитетът на ре
зонансния кръг се формира от дВа кондензатора с общ роторен Вал, сВързан с
масата на сигнала. По този начин резонансният кръг фактически е разделен на
дВе части, които подаВат изходните сигнали обратно към Входа и поддърЖат
незатихВащи трептения. (ВЖ. т. 2-28.)
Генератор на Хартли. Hartley Oscillator. Генератор, при който бобината на резо-
нансная кръг има заземен централен изВод, който на практика раздела резо-
нансная кръг на дВе секции. Тези дВе секции подаВат изходните сигнали обрат-
но към Входа, за да^се поддърЖат незатихВащи трептения. (ВЖ. т. 2-27.)
Градус Келбин. Kelvin. Единица на скалата на абсолютната температура, сВързана
с градуса на Целзий чрез заВисимостта °К = °С + 273.
Градус Фаренхайт, Fahrenheit. Единица за измерВане на температура, която е
сВързана с градуса на Целзий чрез заВисимостта “F= (~Х°С) + 32
3 25
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Градус Целзий. Celsius. Единица за измерВане на температура. Тя е сВързана с гра-
дуса на фаренхайт чрез заВисимостта °C = 5/9(<’F— 32).
ДВоична бройна система. Binary Notation. Аритметична бройна система с основа
2, В която се използВат само цифрите 0 и 1 (ВЖ. т. 5-1).
Двоично кодирано десетично число. Binary-coded Decimal. Получава се, когато
Всеки разред на десетично число се кодера със своя дВоичен екВиВалент. (ВЖ.
т. 5-2).
ДВупетичен код. Biquinary. Система за кодиране, при която се използВат дВе групи
от дВоични битоВе, за да се намали броят на схемите В компютъра, необходи-
мо при използването на десетично кодирани дВоични числа. (ВЖ т 5 7)
ДВуполупериоден захранВащ източник. Full-wave Power Supply. ЗахранВаща схема
за ПреобразуВане на променлиВия ток от мреЖата В постоянен, като се използ-
Ват Всички последоВателни полубълни на Входния променлиВотокоВ сигнал
(ВЖ. т. 2-36).
ДВутактоВа схема Push-Pull Circuit. Схема за усилване на сигнали, използваща два
или поВече транзистори, при която сигналите, пояВяВащи се на Всяка група
ВходоВе. Във Всеки момент са дефазирани на 180°. (ВЖ. т. 2-13 и 2-17.).
ДеВиационен коефициент. Deviation Ratio. При честотната модулация отноше-
нието на максималното честотно отклонение на носещия сигнал към най-Висо-
ката честота на модулирания сигнал. (ВЖ. т. 8 4).
Деемфазис. De-emphasis. В приемането на общестВени радиопредавания с чес-
тотна модулация коригиращо намаляВане на Високите нива на Високочестот-
ните сигнали, получено В предаВателя по Време на преемфази а. С помощта на
тази система се поВишаВа отношението сигнал—шум. (ВЖ. т. 3-9.).
Демодулатор. Demodulator. Схема за изВличане на първоначалния модулиращ сиг-
нал от комплектния модулиран носещ сигнал. (ВЖ. т. от 2-42 до 2-45.)
Детектор. Detector. (ВЖ. „Демодулатор").
Децибел. Decibel (dB). Децибелът предстаВляба единица за изразяВане на разлика-
та В нивата на електрическите Величини. Той не е измервателна единица, тъй
като само сраВняВа Високи и ниски нива на мощност, напреЖение или ток. Ос-
ноВната единица бел не се използба В практиката. Вместо нея се прилага деци-
белът, който е равен на една десета част от бела. (ВЖ. т. 1-7 и 7-1.).
ДЖаул. Joule Единица за енергия, работа или количество топлина.
Диак. Diac. Устройство с два диода, използВано за превключване на голяма мощ-
ност. Устройстбото пропуска ток, когато се достигне предВарително опреде-
лена амплитуда на напреЖението. ВъзмоЖно е да се превключва както промен-
либ, така и отрицателен ток. (ВЖ. т. 2-41).
Диелектрична константа. Dielectric Constant (к): Характеризира сВойстВата на
диелектричните материали по отношение на тези на Въздуха,- за който тази
константа е единица. Всички други материали имат по-голяма диелектрична
константа. (ВЖ. табл. 7-12.)
ДИН. DIN. Съединител по (западно)германския промишлен стандарт.
Директна Връзка. Direct Coupling СвързВане на две схеми или системи, без да
се поставят последоВателни елементи от рода на кондензатори, бобини или
резистори.
Дискриминатор. Discriminator. ВЖ. „фазов дискриминатор".
Диференциален усилвател. Differencial Amplifier. Схема с дВа транзистора и ди-
ректно сВързбане, образубаща система с общ емитер. Диференциалният усил-
Вател се характеризира с отлична пропускана честотна лента, изключителна
схемна устойчиВост и широки ВъзмоЖности за приложение. Той не използва
кондензатори или бобини и е от полза при формирането на усилватели, смеси-
тели, ограничители, модулатори и умноЖители за честотата на сигнала. (ВЖ.
т. 2-22.)
Диференцираща схема. Differention. В електрониката схема за изменение на сигна
ла, която се състои от последобателно сВързани кондензатор и резистор и
има малка Времеконстанта В сравнение с времетраенето на входните им-
пулсни сигнали. Диференциращата схема потиска В по-голяма степен по-ниско-
честотните съставки на сигнала. (ВЖ. т. 3-2.)
326
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Дифузия Diffusion. Процес при произВодстВото на интегрални схеми, който из
ползВа Високи температуре и изместВа конкретно плътности от атоми на
примеси от N тип или Р тип В силициебата подлоЖка, за да се получат опреде-
лени електрически характеристики
Долби. Doiby System. Патентована система за намаляВане на шума, която се из-
ползВа много често В електронните устройства. При нея се използВат дВа про-
цеса- поВишаВане на ниВото на група Високочестотни сигнали по Време на запи-
са или предаВането и осъщестВяВане на обратния процес при приемане по-
средством съгласуВащо декодиращо устройство. (ВЖ. т 3-9.)
Допълнителен код. Complement Number. В цифроВите логически системи допъл-
нителният кбд предстабляВа обратно предстаВяне, например В дВоичнатг
бройна система 0101 за 1010 или В десетичната система 3194 за 6805. В по
следния случай предстабянето се избършВа с допълнение до 9, докато В пред
ходния е с допълнение до 1.
Дрейн. Drain Terminal. Елемент на полеВи транзистор, който често се използба
за изходна Верига на схемата.
Дробен детектор. Ratio Detector. Детектор с дВа диода, който се използба за
демодулация на носещите сигнали с честотна модулация Отклоненията.на чес-
тотата се Възприемат Върху резисторна Верига, където отношението на
напреЖенията се променя при отклонение на честотата на носещия сигнал.
(ВЖ. т. 2-43.)
Дума Word. В компютърната технология група от няколко бита (0 или 1), с които
се работи като с обособена група
ДъгоВ генератор Rainbow Generator Генератор на сигнали, който формира Вер-
тикални ибетни ибици В съотВетстВие с фазобите зависимости по отноше-
ние на подносещия сигнал на цВетността В телеВизионните системи. (ВЖ. т.
9-11)
ДълЖина на Вълната Wavelength ДълЖината на един период от трептенията на
сигнала, като се има предВид, че електромагнитните Вълни се разпространя-
Ват приблизително със скорост 300 000 000 метра В секунда. (ДълЖината на
Вълна с честота 1 херц е 300 000 000 метра).
Единица за сила. Volume Unit (VU). Гермин, използВан при изпитВане на аудиоуст-
ройстВа. ТоВа е единица, сВързана с децибелите, като се посочВа еталонно ни-
Во За единиците за сила като нулеВо ниВо се приемат 0,001 W (1 MW) Върху
Z със стойност 600 Q.
ЕднолентоВа модулация. Single-Sideband (SSB) Modulation. Тип предаВане, при
който сигналът с едната странична честотна лента е потиснат, за да се снес-
ти част от честотния обхВат и да се сбедат смущенията до минимум. (ВЖ.
т. 8-2.)
Еднополупериоден захранВащ източник Half-wave Power Supply Схема за Преоб-
разуВане на променлиВия ток от мреЖата В постоянен захранВащ ток, като се
използба Всеки Втори полупериод от Входния променлиВотокоВ сигнал. (ВЖ. т.
2-35.)
Еднопреходен транзистор. Junction Transistor Транзистор, формиран чрез комби-
ниране на Р и N зони от полупроводников материал.
Експандер. Expander Електронна схема, която разширяВа динамичния диапазон на
нискочестотните сигнали до нормалното ниВо, след като той е бил сбит от
компандер.
Електрет Electret. Устройство, изработено от материал, който моЖе да запази
електрическия заряд.
Електронен проЖектор. Electron Gun Термин, който се използба за цилиндричната
електродна конфигурация, формираща и фокусираща електронния лъч В елект-
роннолъчеВата тръба.
Емитер. Emitter Terminal. Един от електродите на биполярен транзистор, който
често се използба заедно с колектора за формиране на изходната Верига.
Епитаксиален, Epitaxial. Отнася се за многослойна структура В технологията на
интегралните схеми.
ЕфектиВна мощност. True Power. В променлиВотокобите Вериги произВедението
327
ТАБЛИЦА 12-4 ПродълЖение
на напреЖението, тока и косинуса от ъгъла меЖду тока и напреЖението. (ВЖ.
също „ПриВидна мощност".)
ЕфектиВна стойност. Effective Value. Тази стойност на променлиВия ток, която
моЖе да изВърши същата работа като идентична стойност на постоянен ток.
Ефектибната стойностп се получаба чрез поВдигане на кВадрат на моментни-
те стойности, сьбирането им, осреднябането им и получаВане на кВадратен
корен от тази средна стойност (ВЖ. т. 1 -13.)
Ефект на Виганд. Wiegand Effect. Генериране на импулси с помощта на феромаг
нитни проВодници.
'•т на Едисон. Edison Effect. Протичането на ток меЖду дба елемента на
mama лампа Електроните от нагряВан катод с отрицателен потен-
циал се приВличат към аноден елемент с положителен потенциал.
Ефект на махоВика. Flywheel Effect. Термин, с който се означаВа непрркъснатият
обмен на електроенергия меЖду кондензатора и бобината В паралелен резонан-
сен кръг.
Ефект на Пелтие. Peltier Effect. Изменението на температурата, което ВъзникВа.
когато през прехода на PN полупроводник се пропусне ток.
Ефект на Хол Hall Effect. Термин, отнасящ се за напреЖението, ВъзникВащо меЖду
страните на кристална пластина (например от индиеб арсенид), която е под
лоЖена на ВъздейстВието на магнитно поле, юва напрежение се пояияиа, кога
то през кристала преминаВа ток, и е насочено под праВ ъгъл спрямо посоката
на протичане на тока. Стойността на полученото напреЖение е пропорционал
на на произВедението на стойностите на магнитното поле (Н) и тока (I)
ЕцВане. Etching. Процес при произВодстВото на интегрални схеми, при който чрез
използВане на газоба плазма или киселини се разяЖдат и отстраняВат неЖелани
материали от побърхността на полупроВодникоВата пластина.
Заземен дрейн. Grounded Drain. Схема с полеВи транзистор, чийто дрейноб еле
мент е сВързан с масата на сигнала (ВЖ. „Схема с общ соре".).
Заземен колектор. Grounded Collector. Схема, В която колекторният елемент на
транзистора е сВързан с масата на сигнала и изходният сигнал се получаба от
емитера. (ВЖ. също „Схема с емитерен поВторител".)
Закон на Ом. Ohm’s Law. Математически израз на заВисимостите меЖду тока.
напреЖението и съпротиВлението (U—/R)-
Закъснителна система. Delay System. Схема, която се използВа за забаВяне на нор
малното предаВане на даден сигнал за определен ВремеинтерВал. (ВЖ. т 3-13.)
Знак за логическа функция Logical Connective. В цифровите логически системи
аритметничният знак, който се използВа за определяне на типа на логическата
функция. Знакът плюс означаВа логическа схема ИЛИ (А + В), а знакът за умно-
жение — логическа схема И (А.В).
ИВичест код. Bar Code. Код, който се състои от успоредни тъмни и сВетли иВици
с различна широчина, предстаВляВащи закодирани симВоли Този код се чете с
помощта на електронносканиращо устройство.
Избирателност. Selectivity (Q) ОзначаВа способността на настройВащ кръг да
потиска неЖеланите сигнали с честоти, по Високи или по-ниски от тази на
Желания сигнал. Всъщност избирателността е сВързана с характеристиките на
пропусканата честотна лента на електоонната схема. По-Високите номинални
стойности означабат no-добра избирателност. (ВЖ. т. 1-6.)
Изродена странична честотна лента. Vestigial Sideband. Частта от модулиран
’’«сигнал, която предстабляВа остатъкът от потиснат сигнал. Например, когато
по-ниските странични честотни ленти са потиснати почти изцяло, но остаВа
изВестна част (изроден сигнал).
Изходна мощност. Power Output. ОбикноВено се използВа за определяне на номи-
налната стойност на мощността на сигнала, получаВащ се от усилбател.
Импеданс. Impedance. Тази Величина, изразена б омоВе, характеризира протибо
дейстбието. оказбано на променлибия ток, от комбинация от активно и peak
тиВно съпротибление. ОзначаВа се с букбата Z. (ВЖ. т. 1 5 и 1-14).
Импулсно-кодоба модулация. Pulse-Code Modulation (PCM). При тази система
амплитудните изменения на модулиращия сигнал се преобразуВат В групи от
328
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
импулси. Всяка група предстаВя В доВична форма определена амплитуда. (ВЖ.
също т. 8-11.)
Инверсия на фазата. Phase Inversion. Изменение на фазата на даден сигнал, фа-
зоинберсни схеми се използВат за получаВане на дВа сигнала с фазоВа разлика
180° за дВутактоб реЖим на работа. (ВЖ. т. 2-12).
Индуктивно pCTRl'iiuBHo съпротиВление. Induktive Reactance. ПротиВодейстВие-
то, оказВано от бобина на протичането на променлиВ ток с определена често-
та.
ИнЖекционна логическа схема. Injection-Logic Circuit. Схема, използВаща дВа тран-
зистора с комплементарии характеристики, единият от които има многоеми-
терна Входна Верига. Тази логика се означаВа със символа l2L.
Интегрална схема. Integrated Circuit. Микроминиатюризирана система от елект-
ронни схеми, разполоЖена В полупроводников чип.
Интеграция върху цяла пластина. Water-scale Integration, формиране на интег-
рална схема Върху повърхността на пластина.
Интегрираща схема. Integration. В електрониката схема за изменение на сигнала,
състояща се от последователно свързани резистор и кондензатор и с голяма
времеконстанта в сравнение с времетраенето на входните импулсни сигнали.
Интегриращата схема потиска до голяма степен Високочестотните съставки
на сигнала (ВЖ. т. 3-1.)
Интервал на Найкуист. Nyquist Interval. Максималният ВремеинтерВал меЖду рав-
номерно отдалечени една от друга моментни стойности от даден сигнал с
честотна лента, означена с W, при който е ВъзмоЖно да се извърши пълен ана-
лиз на формата на сигнала. Този интервал е равен на 1/2 Ws.
Интермодулационно изкривяване Intermodulation Distortion (IM) ОзначаВа mu
па изкривяване, което се причиняба от неЖелано електронно смесВане на два
първични сигнала. За апаратурата номиналните стойности на интермодула-
ционното изкривяване се дават в проценте от общата амплитуда на сигнала.
ВЖ. също „Хармонично изкривяване".
Интерфейс. Interface. В компютърните системе устройствата за евързване на
компютри и периферии устройства за съвместима работа.
Искрова меЖдина. Spark Gap. МеЖдина с предварително определена широчина,
създадена меЖду елемент от шасито и заземяВането, за да се разреЖда натру-
паният електрически заряд при достигане на определен потенциал. Телевизион-
ните приемници използбат известен брой искрови меЖдини за осъществяване
на такива разряди. (ВЖ. т. 2-10.)
Ионосфера. Ionosphere. Йонизирани слоеве от атмосферата, които влияят върху
високочестотните съобщения както при приемането, така и при предаването,
като това влияние зависи от плътността и разполоЖението на слоевете. Пър-
воначалното название на йоносферата бе слой ноа Кенели—Хевисайд.
Кандела. Candela. Единицата за интензивност на сВетлината в международна та
система от измервателни единици. (ВЖ. т. 7-21.)
Капациптет. Capacitance. Количестното електрически заряд, което моЖе да оъде
създадено върху кондензатор при определено напреЖение върху него.
Капацитивно реактивно съпротивление. Capacitive Reactance. Противодейст-
вието, оказвано от кондензатор спрямо протичането на променлив ток с оп-
ределена честота.
Касета. Cassette. Компактен корпус, съдърЖащ магнитна лента и две ролки, който
се използва в магнетофоните за запис и възпроизвеЖдане.
Каскадно евързване. Cascade. В електрониката последователно евързване на схеми,
като изходът на едното стъпало се присъединява към входа на следващото.
Катод. Cathode. Този елемент от полупроводников диод (или електронна лампа),
който има противополоЖни електрически характеристики спрямо тези на ано-
да. Във вакуумна или газонапълнена електронна лампа този елемент осигурява
електронната емисия.
Квадратурна схема. Quadrature Circuit Схема, която осъществява изместване на
фазата на сигнала на 90°.
КВарцов генератор. Crystal Oscillator. Генератор, в чиято схема за определяне на
329
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
честотата има кбарцоВ кристал за подобряВане на операционната устойчи-
вости (ВЖ. т. 2-29.)
Килохерц. Kilohertz. Единица за честота, ра8на на 1000 периода В секунда (kHz).
Ключ. Latch. ПреВключВаща схема, която остаВа В неизменно предВарително опре-
делено състояние.
КОБОЛ. COBOL. Акроним, получен от пърВите букВи на английские израз за „общо-
икономически ориентиран език". Той предстаВляВа език за компютърно програ-
миране.
Кодиращ диск. Encoder Disc. Устройство, което се използВа за преобразуВане на
аналогоВа функция В цифроВа форма. (ВЖ. т. 5-11.)
Код на Грей. Gray Code. Специален код, при който се променя само един разред при
нарастване на числовата стойност меЖду две последователни числа. (ВЖ. т.
5-5.)
Код на Морз. Morse Code. Система за означаВане на числа и букви посредством
комбинации от точки и тирета. ИзползВа се В телеграфията. (ВЖ. т. /-28.)
КодоВе за откриВане на грешка. Error-detection Codes. Специални кодоВе, проекти-
рани така, че да откриват грешки В цифроВите системи. (ВЖ. т. 5-9.)
Код с излишък три. Excess-Three Code. Аритметична бройна система, при която
Всяко число е по-голямо с три от своя десетичен еквивалент. (ВЖ. т. 5-6.)
Код с нечетност. Odd-parity Code. Код за откриВане на грешка, при който сумата
на разредите на дВоичното число (включително бита за четност) Винаги даВа
нечетен брой единици. (ВЖ. т. 5-9.)
Код с четност. Even-parity Code. Код за откриВане на грешка, при който сборът
на Всички разреди на дВоичното число заедно с разреда за четност дава четен
брой единици. (ВЖ. т. 5-9.)
КОДЕК. CODEC. Тази дума е получена от думите „кодиращо и декодиращо уст-
ройство". Типичен пример предстаВляВа устройството за преобразуВане на
аналогови сигнали В цифроВи данни.
Кодиране с линеДно'предсказВане. Linear-predictive Coding. Метод за синтезиране
на реч, при който естествените формантни честоти на човешкия говор се
генерират с помощта на определено характеристики за получаване на филтър-
ните коефиииенти.
Коефициент на Връзка. Coefficient of Coupling (к). Термин, изразяващ процента
на ВзаимодейстВиргпо на бобини, когато меЖду тях съществува взаимна индук-
ция. (ВЖ. т. 1 -3.)
Коефициент на затихване. Damping Factor. Термин, характеризиращ способност-
та на системата усилбател—високоговорител бързо да потиска двиЖението
на конуса, след като постъпващият сигнал е станал 0. Коефициент със стой-
ност 45 е по-добър от такъв с по-ниска стойност, например 20. Високият
коефициент на затихване намалява послезвученето (при което зВуковете за-
глъхват много баВно след момента на прекратяване на входния сигнал).
Коефициент на модулация. Modulation Index. Термин, използван при честотната
модулация, който предстаВляВа отношението на честотното отклонение на
честотата на носещия сигнал към честотата на модулиращия сигнал. (ВЖ. т.
8-4.)
Коефициент на предаВане на ток в права посока Forward-Current Transfer Ratio
Коефициентът на усилВане по ток на транзисторна схема, изчислен за отно-
шението на сигналите на входната и изходната верига. (ВЖ. „Бета".)
Коефициент на захващане Capture Ratio. Този термин се отнася за способността
на тюнера В приемник да осъщестВяВа настройка за определена предавателна
станция, като В същото Време потиска предаванията на други станции на чес-
тоти, приблизително равни по стойност на тази на основната станция. Номи-
налната стойност 1,5 dB на този коефициент означаВа, че тюнерът няма да
пропуска сигнали от станция, за която силата на сигнала е с 1,5 dB по-малка
от тази на станцията, за която е настроен тюнерът. Предпочита се този
коефициент на улавяне да има колкото е ВъзмоЖно по-малка номинална стой-
ност В децибели.
Колектор. Collector Terminal. Извод на биполярен транзистор, който често пред-
330
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
стабляВа част от изходната Верига.
Кологаритъм. Cologarithm. Логаритъмът на реципрочната стойност на дадено
число
Комбинираща схема. Combining Circuit. Схема, която на точно определено Вре-
меинтерВали ВъВеЖда нова група сигнали В дадена последоВателност от сигна-
ли. (ВЖ. т. 3-14.)
Компандер. Compander. Електронна схема, която сВиВа динамичния диапазон на
нискочестотните сигнали, за да Вмести крайните стойности на техните амп-
литуди В определено граници. (ВЖ. също „Експандер'.)
Компилатор Compiler. Програма, предназначена да преВеЖда от компютърния
програмен език от Високо ниВо на машинен (компютърен) език.
Комплементарна симетрия. Complementary-symmetry. Термин, който обикноВено
се отнася за нискочестотен усилбател, използВащ комплементарии транзис-
тори (NPN и PNP) В симетрична схема за поВишаВане на изходната мощност
на нискочестотните сигнали и намаляВане на изкриВяВане на сигналите.
Компресия. Compression. В зВукотехниката ограничабане на крайните стойности
на амплитудите за слаби и силни сигнали. При синтеза на реч процесът на ком-
пактното ВместВане на група сигнали В по-малък ВремеинтерВал.
Кондензатор. Capacitor. Устройство, позВоляВащо меЖду дВе токопроВеЖдащи
поВърхности да се запазВа определен електростатичен заряд.
Конкатенация. Concatenation. При синтеза на реч последоВателното сВързВане на
определено зВукоВе.
Константа на Планк. Planck's Constant. Тя има стойност 6,624x10'27 и сбързВа
енергията с честотата на пораЖдащите я трептения. В ураВнението е = Л/ко-
личестбото излъчена енергия г, създадено от трептения с честота /, е равно
на тази честота, умноЖена по константата на Планк Л По този начин се из-
разява разликата меЖду дВе енергийни ниВа. Чрез константата на Планк се об-
единяВат различно явления от кВантоВата физика, В които участВубат фото-
ни, като лазери, мазери, флуоресценция и др.
Контактен потенциал. Contact Potential. С този термин се означаВа напреЖение-
то, което се получаба при създабане на контакт меЖду дба различии метала.
Контур с блокиране на фазата. Phase-locked Loop Затворен контур, В който фа-
зата на един сигнал се блокира В синхронизация с еталонен сигнал. (ВЖ. т. 7-
30.)
Коригираща обратна Връзка. Unilateralization. Процес, при който Външен контур
на обратна Връзка се използВа меЖду изходната и Входната Верига на Високо-
честотен усилбател. Контурът моЖе да се настройба и регулира за отстраня-
Ване на резистибни и реактиВни Връзки, които биха могли да предизбикат неза-
тихбащи трептения. ВЖ. също „Неутрализация".
Критична Връзка. Critical Coupling. В резонансните кръгобе тази степен на сВърз-
Ване, която осъщестВяВа максимално предаВане на енергия при резонансната
честота на приложения сигнал.
Кръстосана неутрализация. Cross Neutralization. Неутрализираща обратна Връзка,
типична при дВутактоВите Високочестотни усилВатели с двойка транзисто-
ри, при която част от изходния сигнал се подаВа от единия транзистор към
Входната Верига на другия.
Кулон. Coulomb. Единицата за количество електрически заряд. Тя изразяВа коли-
честВото електричестВо, което преминаВа през напречното сечение на про-
водника при ток един ампер за една секунда.
Куплиране. Coupling. Връзката, осъщестВена меЖду схеми или системи
ЛентоВ усилбател. Bandpass Amplifier. Схема, която се използВа В телеВизионни-
те приемници за цВетно изображение за поВишаВане на ниВото на сигналите
на цбетното изображение, като В същото Време предотбратяба преминабане-
то на синхронизиращи и гасещи сигнали, които биха създали смущения, ако по-
паднат В схемите на кинескопа. (ВЖ т. 2-23.)
ЛИСП Lisp. Език за компютърно програмиране, който е особено полезен при обра-
ботВане на списъци от данни. ОсВен тоВа е от значение за аВтоматизираното
проектиране и научните изследВания В областта на изкустВения интелект.
331
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Логика на инВертирани сигнали. negated Logic. Логически схеми, при които се ин-
iBepmupam цифроВите сигнали. Те се означаВат с черта над логические израз,
например д + в + с
Логическа схема И. and Circuit. ВЖ Логическа схема за съВпадение. Логическа схема
изключВащо ИЛИ. Exclusive-or Gate Логическа схема, която даВа изходен сиг-
нал при наличие на Входен сигнал А или В, но не и за едноВременно наличие на
сигналите А и В. (ВЖ. т. 6-12.)
Логическа схема ИЛИ. or Circuit. ЦифроВа логическа схема, която даВа изходен сиг-
нал при наличието на един или няколко Вхоани сигнала. (ВЖ. т. 6-2.)
Логическа схема НЕ— И. Nand Circuit. ЦифроВа логическа схема, който инВертира
логическата функция И. (ВЖ. т. 6-8.)
Логическата схема НЕ—И. Nand Circuit. ЦифроВа логическа схема, който инверто-
ра логическата функция И. (ВЖ. т. 6-8.)
Логически схеми. Logic Gates. ПреВклюиВащи схеми, които пропускает, или не сигна-
ли към други схеми или системи, осыцестВяВайки едновременно определени ло-
гически функции.
Детонация. Wow and Flutter. Буквален преВод на английские термин. Отнася се за
процента на отклоненията на скоростта на грамофонната доза. ОбикноВено
данните са по-малко от 0,03% или по-малко от 0,1%. Понякога се даВа В децибе-
ли и степента на бучене на грамофонната доза, например бучене, по-добро от
—60dB.
Магнитна проницаемост. Permeability. Степента, В която даден материал моЖе
да пропуска магнитен поток. Магнитната проницаемост на Въздуха е единица,
а Всички други материали имат магнитна проницаемост, по-голяма от едини-
ца.
Магнитно съпротиВление Reluctance. Степента на протиВодейстВие, оказВано
от материала на магнитная поток
Магнитометър. Magnetometer. Устройство, дабащо изходен сигнал, когато на
Входа му се подаде магнитно поле.
Магниторезистен ефект. Magnitoresistive Effect Отнася се за устройство, по-
строено на базата на ефекта на Хол, чиВто съпротибителни характеристики
се променят при прилагането на магнитно поле.
Магнитострикционен ефект. Magnetostrictive Effect. Отнася се за изменението
на дълЖината на определени метали при намагнитизирване
Маскиране. Masking. Процес от произВодстВото на интегрални схеми, при който
се създаВат стъклени пластини или хромирани плаки с изображения на схеми за
един слой от полу провод ни ко Вата пластина.
Матрична схема Matrix Circuit. Схема, използваша електронни елементи за смес-
Ване на няколко сигнала, за да се получи Желаният изходен сигнал. (ВЖ. т. 2-46.)
МеЖдинна честота. Intermediate Frequency (IF). ВЖ. „Хетерод'иниране".
МЕЙНСЕЙЛ. Mainsail. Език за компютърно програмиране, създаден за специализи-
рани приложения от рода на аВтоматизираното проектиране.
Мехурчеста памет. Bubble Storage. Компютърно запаметяВащо устройство, из-
ползващо магнитно мехурчета Върху подВиЖни магнитно домени
Мнемонично кодиране. Mnemonic Coding. Този термин се отнася за компютърен
символичен програмен език, В който означенията имат лесен за запомняне Вид.
Например DIV за деление предстабляВа съкращение от съответната английска
дума, какъВто е случаят и при МРУ за умножение.
МноЖимо. Multiplicand. Числото, което се умножава с друго число
Модул. Module. Платка на печатна схема, която съдърЖа интегрални схеми и
електронни елементи, комбинирани за получаване на част от целостна систе-
ма.
Монолитен Monolithic Отнася се за еднотипна пластина или слой В технологията
на интегралните схеми.
МостоВа схема Bridge Circuit Схема, която използба симетрично сВързана конфи-
гурация от елементи за изВършВане на измерВания или получаване на двуполу-
периодно изпраВяне на сигнал. (ВЖ. т. 2-39 и 9-7.)
332
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
МултиВибратор. Multivibrator. Генератор на сигнали от нерезонансен тип. при
който честотата се устаноВяВа чрез актибното съпротиВление и индуктиб-
ността и (или) капацитета на схемата. (ВЖ. т. 2-33.)
Мултиплексиране. Multiplexing Процесът на използВане на няколко честотни лен-
ти за предаВане на дВа или поВече модулиращи сигнала. ОсВен осноВния Високо-
честотен носещ сигнал се използВат няколко подносещи сигнала, които на сбой
peg модулират осноВния носещ сигнал (ВЖ т 8-12.)
Мултиплексиране с разделяне ВъВ Времето Time — Duration Multiplexing. (TDM)
Тази система моЖе да предаВа дВа или поВече сигнали, като на Всеки от тях
определи ВремеинтерВал с крайна продълЖителност. Моментните амплитуди
на различните сигнали се измербат и предаВат В определена последоВателност.
ВЖ. също „Мултиплексиране"
Мултиплексиране с честотно разделяне на каналите. Frequency-Division
Multiplexing (FDM). ВЖ „Телеметрия”
НамагнитВаща способност. Retentivity. Степента на запазбане на остатъчната
магнитна индукция В даден материал.
Насищане Saturation.При транзистора и електронната лампа онази точка от ха-
рактеристиката, след която изходният ток придобиВа постоянна амплитуда,
независимо от нарастВането на прилоЖеното напреЖение При бобините тоВа
е точката, при която магнитната индукция придобиВа постоянна стойност,
независимо от нарастВането на намагнитВащата сила
Непер. Neper. Единица за сраВняВане на стойности на Величини, която се използба
предимно В ЕВропа Неперът използба натуралните логаритми с осноВа е (чис-
лото 2,7182...), за да изрази отношения също както при децибелите. СъщестВу-
Ва следната постоянна заВисимост меЖду неперите и децибелите: 1
dB - 0,1151 непера и 1 непер - 8,6В6 dB. (ВЖ. т. 1-8.)
НезатихВащи трептения Continuous Wave. Този термин се отнася за немоду
лирани Високочестотни трептения с незатихВаща амплитуда ИзползВа се съ-
що и при предаВането на такиВа сигнали с кода на Морз.
Нелинейно изкриВяВане. Nonlinear Distortion ИзкриВяВане на формата на сигнала,
предизВикано от работата В нелинейния участък на характеристичната криВа
на схема.
Неутрализация. Neutralization. Процес, при който се използба обратна Връзка
меЖду Входа и изхода на Високочестотен усилВател за минимизиране на Въз-
моЖностите за ВъзникВане на незатихВащи трептения. ВЖ. също „Коригираща
обратна 8ръзка".
Нибъл. Nibble. Групата от 4 бита с най-малко значение (или най-голямо значение)
на даден байт.
Нютон. Newton. Единицата за сила В меЖдународната система измерВателни еди-
ници. (ВЖ т. 7-21.)
Обелбане. Stripping. Процес от произбодстВото на интегрални схеми, при който
се използВат плазми или киселини за отстраняВане на определени покрития
Върху пластината след експониране, ецВане и други етапи на обработката.
Обратна Връзка по ток. Current Feedback Система, В която напреЖението на сиг
нала на обратната Връзка е пропорционално на големината на тока.
Обратно преднапреЖение. Reverse Bias. ПреднапреЖение, приложено Върху полу
проВодникоВи елементи с полярност, обратна на тази на PN зените.
Общо хармонично изкриВяВане. Total Harmonic Distortion <THD>. Отнася се за
общото изкриВяВане, създаВано от неЖелани хармонични компоненти на сигна-
ла В дадена електронна система. ВЖ. също „Хармонично изкриВяВане".
Ограничител. Limiter Clipper. Схема за отстраняВане на ВърхоВите части на треп-
тенията на сигналите с цел намаляВане на амплитудите, отстраняВане на пи-
коВи импулси или потискане на шум и преходни импулси. (ВЖ т. 3-4 и 3-5.)
Ома на Волт Ohms-per-volt. Стойността на добаВъчен разистор В ома. която той
трябВа да има, за да се уВеличи обхбатът на измерВателния уред с един болт
Тя предстабляВа мярка за'чуВстВителността на уреда.
Ом Ohm. Единицата за електрическо съпротиВление.
333
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Онлайн. On Line. ОзначаВа реЖима на работа на периферно оборудВане, което обме-
на данни директно с компютъра
Оператор j. j Operator. Малката букВа j се използВа В математическата теория на
електрониката като заместител на i (имааинерно число). СимВолът j изразяВа
оператор, използВан при представяне В праВоъаълна координатна система.
(ВЖ. т. 1-11.)
Операционен усилвател. Operational Amplifier. Директно сВързана усилВателна
система, която използВа контур на обратна Връзка. Системата има линейна
характеристика на усилВането, широколентоВа честотна характеристика,
малко изкривяване и ВъзмоЖен коефицент на усилВане над един милион. (ВЖ
т 2-21.)
Осмична бройна система. Octal Notation. Бройна система, при която двоичното
число се разделя на отделяй групи. Всяка от които има по три бита. (ВЖ. т. 5-
4.)
ОсноВни сигнали със странични честотни ленти. Significant Sidebands. При съоб-
щителните системи с честотна модулация сигналите със странични честотни
ленти, чиято амплитуда е достатъчна, за да бъде Взета под Внимание при пре-
даВането и приемането.
ОсноВни токоносители. Majority Carriers. В полупроВодникобата електроника
термин, с който се означаВа осноВният процес на протичане на ток. При PNP
транзистор осноВните токоносители са аупките.
Остатъчно намагнитВане. Residual Magnetism. Магнитната индукция, която ос-
таба В материала след отстранябане на прилоЖеното магнитно поле.'
Осцилоскоп Oscilloscope Уред, снабден с електроннолъчеВа трьба, на чийто екран
се осъщестВяба Визуално представяне на сигнали. (ВЖ. т. 9-10.)
Отклоняваща електродна система. Yoke. В телеВизията конструкция от няколко
бобини около гърлото на кинескопа за осигуряВане на електромагнитно откло-
нение на лъча едновременно във вертикална и хоризонтална посока.
Относителна проВодимост. Conductivity. Способността на проводник от конкре-
тен материал да пропуска ток.
Отношение сигнал—шум. Signal-to-Noise Ratio (S/N). Степента, В която даден
приемник поВишава амплитудата на сигнала на Желаната станция над ниВото
на общия остатъчен шум. Колкото е по-голямо отношението сигнал—шум,
толкова е по-добро качеството на приемането.
Отоплителна нишка. Filament. В газонапълнена или Вакуумна електронна лампа то-
зи електрод, който се нагряВа директно за получаВането на електронната еми-
сия или непряко чрез нагряване на отделен катод.
Отрицателна обратна Връзка. Inverse Feedback. Negative Feedback. Схема за об-
ратна връзка, която предаВа част от изходните сигнали на дадена система
обратно към по-предно стъпало. В това стъпало сигналите от обратната
връзка постъпват дефазирани спрямо преминаващите там сигнали. Тази об-
ратна връзка подобрява честотната характеристика и устойчивостта, като
същевременно намаляВа хармоничното изкривяване. УсилВането се намаляВа
пропорционално на амплитудата на сигнала на обратната Връзка.
Офлайн. Off Line. ОзначаВа реЖима на работа на периферно компютърно оборудва-
не, което се използва заедно с компютъра, но не е сВързано директно с цент-
ралния процесор. (Например перфориращо устройство.)
Пакетен сигнал. Burst Signal. Сигнал с кратко Времетраене, който се използва
главно като синхронизиращ сигнал. В цветната телевизия за синхронизация на
генератора на подносещ сигнал в приемника се използва сигнал с осем периода,
чиято честота е 3.58 MHz.
Пакетна обработка. Batch Processing. Автоматично последователно изпълнение
на определен брой програми, съхраняващи се В паметта на компютър.
Пакетно пропускаща схема. Burst-Gate Circuit. Схема, която се използва в телеви-
зионните приемници за цВетно изображение за пропускане на синхронизиращия
334
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
пакетен сигнал с честота 3,58 MHz на необходимите ВремеинтерВали.
ПАСКАЛ. Pascal. Език за компютърно програмиране. Епоним от името на френския
математик Блез Паскал
Период Cycle. Всеки дВа последоВателни интервала на изменение на амплитудата
на променлибия сигнал от 0 до 0. Измененията на амплитудата В единия вре-
меинтерВал са с полярност, противоположна на тази на измененията в другия
времеинтервал.
Периферно оборудване. Peripheral Equipment. Външни устройства, които се из-
ползВат заедно с компютъра като печатащи устройства и клаВиатури.
Пиезоелектрически ефект. Piezoelectric Effect. Отнася се за кристални структу-
ри, използвани като преобразуВатели МеЖду страните на кристала се генерира
напреЖение, когато той се подлоЖи на механично натоварВане (леко се огъне),
или той Вибрира със специфична честота при прилагане на променлиВо елект-
рическо напреЖение.
Пилотен подносещ сигнал. Pilot Subcarrier. Сигнал с честота 19 kHz, използван
при мултиплексирането при стереофонично предаВане с честота модулация.
Плазмено ецВане. Plasma Etching. При производстВото на интегрални схеми про-
чее на ецВане, при който се използва атмосфера от йонизиран газ. ВЖ също
„ЕцВане".
Планарна технология. Planer Process, формирането на интегрална схема върху ед-
на равнина или повърхност на осноВната пластина.
ПЛ/1. PL/1. Език за компютърно програмиране, комбиниращ някои характеристики
на ФОРТРАН и КОБОЛ. ПЛ/1 е съкращение от английския израз „програмен език
1".
ПЛ/М PL/М. Език за програмиране на микрокомпютърни системе, изграден на ба-
зата на езика ПЛ/1 Използва се и известна част от методиката на езика АЛ-
ГОЛ.
ПоВърхностен ефект Skin Effect. Отнася се за протичането на тока по външната
поВърхност на проводника при работа с много Висока честота на сигнала. По-
вишената честота на сигналите увеличава честотата на изменение на тока и
магнитните полета в проводника, Вследствие на което нараства вътрешното
индуктивно съпротивление.
Податливост. Compliance. Конструктивната подвиЖност на грамофонната игла
и механизма на дозата при ВъзпроизВеЖдане на запис върху грамофонна плоча.
ПодатлиВостта предстабляВа способността на грамофонната игла да следи
измененията В каналите на плочата, вследствие на което се създаВа звукът.
По-голямата податливост осигурява по-добро ВъзпроизВеЖдане на сигнали В
широк честотен обхват. Отлична номинална стойност за податливостта на
дозата е 35x 10 6, което е по-добра стойност от 15x10 е
Подносещ сигнал. Subcarrier. Втори носещ сигнал, независим от осноВния носещ
сигнал. (ВЖ. т. 2-30.)
ПолеВи транзистор. Field-effect Transistor. Транзистор, формиран чрез специален
процес от MOS структура и използващ т. нар. полеВи ефект.
Полярно представяне. Polar Notation. Метод за едновременно представяне на им-
педанса и фазовите ъгли. (ВЖ. т. 1-11.)
Постояннотоков усилбател. de Amplifier. Схема за усилВане на сигнали с неизменна
амплитуда.
Потенциална бариера. Potential Barrier. Вътрешното характеристично съпротив-
ление на транзистор, дълЖащо се на потенциалната разлика в PN преходите.
Потискане на генерирането. Degeneration. НамаляВане на амплитудата на сигнала,
предизвикана от отрицателна обратна връзка или други фактори за намалява-
не на сигнала.
Потискане на носещия сигнал на изобраЖението. Image Rejection. Способността
на тюнера на приемника да потиска сигналите на изобраЖението. Те се получа-
ват при хетеродинирането на сигнала, генериран от генератора на тюнера,
с нежелания сигнал, на който е настроен тюнерът. Колкото е по-голяма номи-
налната стойност В децибели, толкова са по-добри характеристиките на по-
тискането. (Номиналната стойност 100 децибела е по-добра от 90 децибела.)
335
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Право преднапреЖение. Forward Bias. ПреднапреЖение, което се прилага към полу-
проВодникоВите елементи по такъв начин, че полярността му да съВпадне с
тази на PN зоните.
ПраВоъгълно трептение. Squarewave. Сигнал с праВолинейно рязко нарастВане и
спадане на амплитудата, меЖду които за определено Време се запазВа почти
хоризонтално ниВо на максималната амплитуда.
ПреВодно отношение Turns Ratio Отношението на броя на наВиВките В пърВична
та намотка на трансформатора към броя на набиВките ВъВ Вторичната на
мотка. (ВЖ. т 1-10.)
ПредаВане на незатихВащи трептения. CW Transmission. С този термин се озна-
чаВа предаВането на сигнали с по-малко или по голямо Времетраене. които
имат непрекъсната и постоянна по форма амплитуда и не са модулирани с
нискои, с.тотни сигнали.
TlpegaBaL . амплитудно импулсна модулация РАМ Transmission. ПредаВане, при
което модулиращият сигнал променя амплитудата на импулсите, сьстаВляВа
щи осноВната импулсна последоВателност. (ВЖ. т. 8-8.)
ПредаВане с импулсно-кодоВа модулация. PCM Transmission. ПредаВане на сигнали.
при което амплитудните изменения на модулиращия сигнал се преВръщат В
последоВателност от импулси, кодирани В дбоична форма така, че да предста-
вят определени стойности на амплитудите. (ВЖ. т. 8-11.)
ПредаВане с прекъснати незатихВащи трептения. ICW Transmission. При този
тип предаВане се използВа амплитудномодулиран носещ сигнал, който е сег-
ментиран В съотВетстВие с кода на Морз. (ВЖ. т. 8-7).
ПредаВане с разделяне на каналите ВъВ Времето. TDM Transmission. Отнася се за
мултиплексирането с разделяне ВъВ Времето. При този процес е ВъзмоЖно да
се предаВат дВа или поВече сигнали, като за Всеки сигнал се отделя Времеинтер
Вал с крайна продълЖителност. Моментните амплитуди на сигналите се из-
мербат и предаВат В определена последоВателност ВъВ Времето (ВЖ. т. 8-12.)
ПредаВане с фазово-импулсна модулация. PPM Transmission. ПредаВане на сигнали,
при което Всяка промяна на амплитудата на модулиращия сигнал предизВикВа
съотВетно изменение на разполоЖението на определен импулс ВъВ Времето.
(ВЖ. т. 11-2.)
ПредаВане с честотно разделяне на каналите. FDM Transmission. Термин, който
се отнася за мултиплексирането с честотно разделяне на каналите, при което
се използват няколко честотни ленти за предаВане на различии модулирани
сигнали. (ВЖ. т. 8-12.)
ПредаВане с широчинно-импулсна модулация PDM Transmission ПредаВане на сиг-
нали, при което широчината на Всеки импулс от импулсна последоВателност
се променя постепенно В заВисимост от променящата се амплитуда на моду-
лиращия сигнал. (ВЖ. т. 8-1,0 )
ПредизкриВяВащ филтър Predistorter Схема, която се използВа при някои процеси
на честотната модулация. Този филтър променя фазоВо-модулационните ха-
рактеристики, за да се получи честотна модулация. (ВЖ. т. 11-2.)
ПреднапреЖение. Bias. НапреЖението, приложено меЖду елементите на полупро-
ВодникоВо устройство (или електронна лампа), за да се установи предбарител-
но определено работно състояние.
ПредстаВяне В прабоъгълни координати. Rectangular Notation. ВЖ. „Оператор j"
Гфеемфазис Pre-emphasis. При общестВените радиопредаВания с честотна моду-
лация предВарителното уВеличаВане на амплитудите на Високочестотните
сигнали, за да се намали Влиянието на шума. За тази цел е необходимо В радиоп-
риемника да има схема за деемфазис (обратна корекция) (ВЖ. т. 3 9.)
ПреобразуВател Transducer. Устройство за преобразуВане на една форма на енер-
гията В друга, например механичната енергия В електрическа (зВукоотнемаща
грамофонна доза). збукоВи сигнали В електрически (микрофон) и т. н.
Предходен сигнал. Transient. Сигнали или съставки на сигнал с малко Времетраене
В сравнение с основния сигнал.
Прибидна мощност: Apparent Power. Мощността В променлиВотокоби вериги.
33(5
ТАБЛИЦА 12-4 ПродълЖение
която се даВа от I, без да се отчита ВъзмоЖната фазоВа разлика между напре-
Жението и тока. (ВЖ. т. 1-1.)
Принцип на Зеебек. Seebeck Principle Отнася се за генерирането на напреЖение,
когато се нагрее мястото на спояВане на дба различно проводника от метал
или сплаВ (например константан и Желязо).
ПроВодимост. Conductance ПредстаВляВа реципрочната стойност на актиВното
съпротибление. Тя се означаВа със симбола G. (ВЖ. т. 1-12.)
Пропускащи схеми. Gating Circuits. Схеми. които ВъВеЖдат определено сигнали В
същестВуВаща последоВателност от сигнали, или схеми, които преВключВат
захранВането на определено интерВали. (ВЖ. т. 2-41 и 3-14.)
ПротиВодбиЖещо напреЖение Back EMF. ПротиВодбиЖещото напреЖение се гене-
рира 6 бобина, когато пред нея протича променлиВ ток. ПротиВодбиЖещото
напреЖение протиВодейстВуВа на напреЖението на захранбащия източник и
изменението на тока.
ПротиВоплъзгащо приспособление. Antiskate. ТоВа приспособление е необходимо за
протибодейстВие на страничната сила, която е приложена към грамофонната
игла (а СледоВателно и към грамофонната доза и збукоотнемащото рамо), ко-
гато каналите на грамофонната плоча упраЖнябат натиск Върху иглата при
ВъзпроизВеЖдане. ПротиВоплъзгащото приспособление предстаВляВа механи-
чен елемент, създабащ протиВодейстбуВаща сила, която моЖе да се регулира
В заВисимост от използбаната сила на следене В конкретен случай. По такъб
начин приспособлението сВеЖда до минимум плъзгането на иглата Върху по-
Върхността на плочата при положение, че ниВото на грамофонния диск е регу-
лирано праВилно по отношение на широчината и Височината.
Противоположно сВързВане. Series Opposing. СВързбането на наВити 6 противо-
положно посоки бобини, при което полето на едната бобина протиВодейстВуВа
на тоВа на другата. (ВЖ. т. 1-3.)
Пълна проВодимост. Admittance. Пълната проВодимост, която симВолично се оз-
начаба с Y. предстаВляВа реципрочната стойност на импеданса. (ВЖ. т 1 -12.)
Работна точка на покой. Quiescent Operating Point Точка от работната характе-
ристика на електронна схема, В която токът или напреЖението имат нулеВа
стойност
Радиан. Radian, част '°т окръЖност с дължина, раВна на дълЖината на радиуса,
определя централен ъгъл 57,3°, който предстаВляВа 1 радиан. (ВЖ. т. 1-16.)
РазВиВка със задейстВуВане. Triggered Sweep. Отнася се за специална система
за разВиВка В осцилоскопите, при която синхронизацията се задейстВуВа от
Входния сигнал (ВЖ. т. 9-10.)
РазВързВаща Верига. Decoupling Circuit. Схема, която обикноВено се състои от
комбинация на резистор и кондензатор и се разполага В захранбащата линия,
за да изолира сигналите от захранВащото напреЖение. Като се предотВратяВа
общата Връзка през захранВащия източник, се елиминира ВзаимодейстВието
меЖду отделяйте стъпала, както и неЖеланото затихВане или ВъзбуЖдане на
сигнали РазВързВащата Верига осигуряВа кратък път за Връщане на енергията
на сигнала обратно към транзистора (ВЖ. т. 2 3.)
Разделен статор. Split Stator. Част от променлиВо кондензатори, които имат
ротори Върху общ Вал, а статорите им са разделени на дВе или поВече части.
(ВЖ. т. 2-16.)
Разделителна честота. Crossover frequency. Тази честота В аудиосистема с ня-
колко ВисокогоВорителя, при която преобладаВа една и съща амплитуда на сиг
нала както ВъВ Високочестотната, така и В нискочестотната част.
Разделяне на стереофоничните канали. Stereo Separation Способността на сте-
реофоничен приемник, усилбател, грамофонна доза или магнетофонна глаба да
сбеЖдат до минимум смесВането на сигналите меЖду стереоканалите. Обикно-
Вено номиналната стойност 20 децибела ще осигуряВа подходяще разделяне.
Техническите данни на производителя нормално се осноВаВат на изпитВания,
избършени със сигнали с честота 1 kHz, като номиналната стойност се изра-
зяба В децибели (dB). Колкото е по-голяма номиналната стойност, толкоВа е
,* ' н.,|,и*>|«ик по электроника 3 37
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
по-добро разделянето.
Размах (стойност от Връх до Връх). Peak-to-peak Value. Амплитудата на сигнала,
измерена от най-малката или най-отрицателната й стойност до най-голямата
или най-полоЖителната й стойност.
Разпределение на Времето. Time Sharing. Термин от компютърната практика, оз-
начаВащ използбането на един централен процесор от определен брой потре-
бители, които използВат за Връзка с процесора дистанционно устройства за
ВъВеЖдане и изВеЖдане на данни, например клаВиатури
Разпределен капацитет. Distributed Capacitance. Капацитетът, създаден меЖду
наВиВките и проВодникоВите слоеВе В бобина.
РазреЖдаща схема. Discharge Circuit. Схема, която използба характеристиките на
зареЖдане и разреЖдане на кондензатор, за да се формира трионообразен сиг-
нал. Времето за нарастВане на сигнала е относително голямо 6 сравнение с
рязкото спадане на амплитудата. (ВЖ. т. 3-6.)
Растер. Raster. Прабоъгълно поле Върху телеВизионния екран, което се образуба
от системата за хоризонтална и Вертикална разбиВка. (ВЖ. т. 2-25.)
Реактибна прободимост. Susceptance. Реципрочната Величина на реактиВното съ-
протиВление е реактибната прободимост (със симбол В). Този симбол моЖе
да бъде индексиран като Bl и Вс, за да се изрази индуктибна или капацитибна
реактибна прободимост. (ВЖ. т. 1-12.)
РеактиВно съпротиВление. Reactance ПротиВодейстВието, оказбано на промен-
лиВия ток от бобина или кондензатор. ИзмерВа се В омоВе. (ВЖ. т. 1-5.)
Реално Време. Real Time. РеЖим на работа на компютъра, при който той изчисляВа
данни и изВършВа изменения на прогремите 6 забисимост от моментните из-
искВания на упраВляВания процес (например при Водене на изкустВени спътни-
ци).
Резонанс. Resonance. ЯВление, ВъзникВащо, когато електронна схема е настроена
за честота, при която индуктиВното реактиВно съпротиВление (Xl) на схема-
та има същата стойност В омоВе като капацитиВното й реактиВното съпро-
тибление (Хс). В резултат реактиВните съпротиВления се елиминират Взаим-
но и остаВа само актибно съпротиВление. Резонансът позболяВа настройка за
конкретна честота на сигнала. (ВЖ. т. 1-6 и 7-8).
Релаксационен генератор. Relaxation Oscillator. Генератор от нерезонансен тип,
В който честотата на генерирания сигнал се определи от актиВното съпро-
тиВление и индуктиВността и (или) капацитета на схемата. (ВЖ. т. 2-33.)
Реле. Relay. ПреВключВащо устройство, което се задейстВуба от прилоЖеното
напреЖение.
Ретикула. Reticle. При произбодстбото на интегрални схеми хромирана плака (или
покрита със стъклена емулсия), съдърЖаща увеличено изображение на схемата.
С език. С Language. Език за компютърно програмиране, разработен В Бел Лабора-
ториз. Той преддтаВляба структурен език, който е запазил някои сбойстба на
асемблерните езици.
Сигнали I и Q. I and Q Signals. В схемите за предаВане на цВетно изображение тоба
са дВете състабки на сигнала за цВетността, чрез които се елиминира един от
трите сигнала на цВетоВете — чербен, син и зелен. Осбен тоВа, за да се спести
част от честотния обхВат, се потиска и подносещият сигнал на цВетността.
(ВЖ т. 2-45 и 2-46.)
Сигнали за яркостта. Luminance Signals. В телеВизионните системи за цВетно
изображение сигналите, които са екВибалентни на информацията за черно-бя-
лото изображение.
Сигнал за цВетността. Chroma Signals. Сигналите, които се използВат В т.елеВи-
зионните системи за пренасяне на информацията за цВетоВете.
Сигнали със странични честотни ленти. Sidebands. Сигнали, които се генерират
по Време на модулационния процес и са сВързани с честотата на носещия сиг-
нал чрез характеристиките на модулиращия сигнал. (ВЖ. т. 8-2 и 8-4.)
Сила на следене. Tracking Force. Натискът, упраЖняВан от грамофонната игла Вър-
ху плочата при ВъзпроизВеЖдане. Намалената сила на следене предизВикВа по-
338
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
мелко износбане на плочата. Ето защо грамофонната игла, която упраЖняВа
натиск 1 д. е по-добра от друга, чиято сила на следене е 3 д. Способността на
даден грамофон да осъщестВяВа дВиЖение на иглата по каналите при малка
стойност на силата на следене изискВа сВободно подВиЖно рамо и доза с добра
податлиВост. Наличието на протиВоплъзгащо приспособление също ще допри-
несе за постигането на малка сила на следене.
Сименс. Siemens Единицата за прободимост 6 меЖдународната система единици.
(ВЖ. т. 7-21.)
Синтезатор на реч. Speech Synthesizer Електронно устройство (обикноВено ин-
тегрална схема), което генерира зВукоВете на речта, като комбинира Възпроиз-
ВеЖданите гласно и съгласни зВукоВе.
Синтезиране. Synthesis. ИзграЖдане на забършено устройство чрез комбиниране
на отделни елементи.
Синусоидално трептение. Sinewave. Сигнал, чиято форма се характеризира с по-
следоВателност от полоЖителни и отрицателни полупериоди, Всаки от които
има едни и същи амплитуди, еднакВо постепенно нарастВане и намаляВане и
еднакбо Времетраене.
Система единици cec.cgs. Unit System. Стара стандартна система измерВателни
единици. избестна под наименоВанието система сантиметър- грам юекунда
(ВЖ т. 7-20.)
Система единици СИ. SI Unit System. Събременна Версия на метричната система,
наречена „Международна система измерВателни единици". Тази система е абсо-
лютна, т. е. за удобство осноВните й единици не се изВеЖдат една от друга.
(ВЖ. т. 7-21.)
Система единици МКС. mks Unit system.По-стара система измерВателни единици,
избестна като система „метър — килограм — секунда" (ВЖ. т. 7-20.)
Скалар. Scalar. Термин, дефиниращ Величина, която има някакъб размер, но няма
посока, например дълЖина, Време, температура. Размерът й се посочВа В числе-
на форма Върху подходяща скала. (ВЖ. т. 6-20.)
Скорост. Velocity. Дума, която често се използба 6 електрониката като синоним
на бързина, Въпреки че на практика бързината се дефинира по точно като Вре-
мето за промяна на полоЖението 8 определена посока. Скоростта предстаВля-
Ва изменението на полоЖението за единица Време В определена посока (ВЖ т
7-11.)
СМАЛ. SMAL.Акроним, получени от пърВите букВи наанглийския израз за„структу-
риран макроасемблерен език". Той предстабляВа език за компютърно програми-
ране, създаден специално за микропроцесори.
Соре. Source Terminal. Един от елементите на полеВия транзистор, който често
се използба В изходната Верига на схемата.
Софтуер. Software. Термин, означаВащ компютърните программ и стандартни
подпрограми за разлика от хардуера на компютъра, с който се обобщаВат на-
пример периферните устройства.
Средна стойност. Average Value. Стойността на променлиВотокоВия параметър,
когато сигналът се дискретизира на краен брой амплитуди и се осредни големи-
ната на тези амплитуди. (ВЖ. т. 1-13).
СреднокВадратична стойност на променлиВия ток. Root-mean-square Value of ас
ВЖ. „ЕфектиВна стойност".
Стабилизация. Regulation Термин, отнасящ се за захранВащите източници, кой-
то означаВа В проценти степента на изменение на напреЖението при промяна
на тока през тоВара. (ВЖ. т. 2-35.)
Стереофоничен. Stereophonic. Отнася се за система за ВъзпроизВеЖдане на зВук,
която се състои от дВа отделни канала, захранВащи дВа отделни ВисокогоВо-
рителя, за ВъзпроизВеЖдане на изходните сигнали, като се отчита разстояние-
то меЖду дВата ВисокогоВорителя.
Стоящи Вълни. Standing Waves. Термин, описВащ яВлението, което ВъзникВа по
дълЖината на предаВателни линии при много Високи честоти на сигналите. При
определени условия (ВЖ т. 1 -14) се получаба отражение на енергията на сигнала
339
ТАБЛИЦА 12-4 ПродълЖение
и В резултат на определени места по дълЖината на линията се формират Вър-
хоВе и Възли на трептенията на напреЖението и тока.
Стръмност. Transconductance. ТокоВата харктеристика на полеВи транзистор В
заВисимост от напреЖението на сигнала, приложен на Входа на схемата.
Субстрат. Substrate Изключително тънка пластина (например от силиций), коя-
то се използба като оснобна подлоЖка за получаВане проводника на интегрална-
та схема.
Суперхетеродиниране. Superheterodyne. Термин, който обикноВено се използба В
телебизионна или радиоприемна система, където постъпбащият носещ сигнал
се хетеродинира със сигнала, генериран от осцилатор. (ВЖ. т. 2-42.)
Схема за регулиране на реактиВното съпротибление Reactance Control Circuit.
Схема, моделираща капацитиВно или индуктивно реактиВно съпротибление,
чиято стойност се определя от амплитудата на прилоЖеното напреЖение. Та-
зи функция моЖе да се осъщестби и с Варактори (ВЖ. т. 2-32.)
Схема за съВпадение (Логическа схема И). Coincidence Gate Цифроба логическа
схема, която изискба съВпадение на сигналите на Всичките й ВходоВе, за да се
получи изходен сигнал (ВЖ. т. 6-3.)
Схема за удВоябане на напреЖението. Voltage Doubler Circuit. ЗахранВаща схема,
при която дВа последоВателни кондензатора се зареЖдат. редуВайки се до Вър-
хоВото изпраВено напреЖение на постъпВащото линейно променлибо напреЖе-
ние. Изходните избоди обхВащат дВата кондензатора, Вследствие на което се
получаба изходно напреЖение, дбойно по-голямо от тоба на линията.
(ВЖ. т. 2-37.)
Схема за утрояВане на напреЖението Voltage Tripier Circuit. ЗахранВаща схема, 6
която кондензатори се зареЖдат, редуВайки се един след друг, при което сума-
та от техните заряди плюс Входното напреЖение даВа приблизително три пъ-
ти по-голямо от Входното напреЖение. (ВЖ. т. 2-38.)
Схема с емитерен поВторител Emitter-Follower Circuit. ВЖ. „Схема с общ колек-
тор".
Схема с обща база Common Base Circuit. Схема, В която базоВият изВод на тран-
зистора е сВързан с масата. Входният сигнал се прилага меЖду емитера и база-
та, а изходният се получаба от колекторната Верига. МеЖду Входния и изход-
ния сигнал не същестВуВа инВертиране на фазата. Другото наименование на
тази схема е „схема със заземена база”.
Схема с общ гейт. Common-Gate Circuit. Схема, В която гейтоВият изВод на поле-
Ви транзистор е сВързан с масата Входният сигнал се прилага меЖду сорсоВия
и гейтоВия изВод, а изходният се получаба от дрейноВата Верига. МеЖду Вход-
ния и изходния сигнал не същестВуВа инВертиране на фазата. Друго назВание
на тази схема е „схема със заземен гейт”.
Схема с общ дрейн. Common-Drain Circuit. Схема, 6 която дрейнобият терминал
на даден транзистор е сВързан с масата. Входният сигнал се прилага меЖду
гейтоВия и сорсоВия изВод. Изходният сигнал се получаба Върху сорсоВия резис-
тор. Тази схема е изВестна и под наименоВанието „сорсоВ поВторител". тъй
като фазата на изходния сигнал побтаря тази на Входния
Схема с общ емитер. Common-Emitter Circuit. Схема, В която емитерният изВод
на транзистора е сВързан с масата. Входният сигнал се прилага меЖду базата
и емитера, а изходният се получаба от колекторната Верига. СъщестВуВа об-
ръщане на фазата на 180° меЖду Входния и изходния сигнал. Друг термин за
тази система е „схема със заземен емитер".
Схема с общ колектор. Common Collector Circuit. Схема, В която колекторният
изВод на транзистора е сВързан с масата. Входният сигнал се прилага меЖду
базата и емитера. Изходният сигнал се получаба Върху емитерния резистор.
Тази схема е изВестна и под наименоВанието „емитерен поВторител", тъй ка-
то фазата на изходния сигнал побтаря тази на Входния.
Схема с общ copc. Common-Source Circuit. Схема, В която сорсобият изВод на
полеби транзистор е сВързан с масата. Входният сигнал се прилага меЖду гей-
тоВия и сорсоВия изВод, а изходният се получаба от дрейноВата Верига. МеЖду
Входния й изходния сигнал същестВуВа инВертиране на фазата на 180°. Другото
340 '
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
название на тази схема е „схема със заземен соре".
Схема със заземена база. Grounded-Base Circuit. ВЖ. „Схема с обща база
Схема със заземен гейт. Grounded-Gate Circuit. ВЖ. „Схема с общ гейт".
Схема със заземен емитер. Grounded-Emitter Circuit. ВЖ. „Схема с общ емитер".
Схема със заземен copc. Grounded-Source Circuit. ВЖ. „Схема с общ соре".
Схема със сорсоВ поВторител. Source-Follower Circuit. ВЖ. „Схема с общ соре".
Съпосочно сВързбане. Series Aiding. Термин, използбан за магнитното сВързбане
на бобини, когато елементите им са наВити В една и съща посока за уВеличаба
не на общата индуктибност. (ВЖ. т. 1-3 ).
Съпротибление. Resistance. Степента на противодействие, оказВано на протича-
нето на постоянен или променлиВ ток. ИзмерВа се В омоВе.
Тактоби импулси. Clock Pulses. В цифровите системи импулени сигнали с точни
Времехарактеристики, генерирани от осноВния източник на сигнали. (ВЖ. т.
6-17.)
Тангенс. Tandent. В прабоъгълния триъгълник отношението на катета, срещуле-
Жащ на даден ъгъл, към прилеЖащия катет.
Телеметрия. Telemetry. Процес, при който за предаВането на информация се из-
ползВат няколко специални модулационни системи. Прилага се мултиплексира-
не и следобателно системата моЖе да предаВа разнообразии данни (Включи
телно зВукоВи сигнали). Тя е изВестна и под назВанието „мултиплексиране с
честотно разделяне" (FDK). (ВЖ. т.8-12.)
Теорема на Де Морган. De Morgan's Theorem. ИзразяВа дВойнстбеността. съ-
щестбуВаща при инВертрирането на някои логически изрази (ВЖ. т. 6-11.)
Термистор. Thermistor. Резистор, чието съпротибление се изменя при промяна на
тем пера тура та.
Тесла. Tesla. Единицата за магнитна индукция 6 меЖдународната система измерба-
телни единици (ВЖ. т. 7-21.)
Тиристор. Silicon-Controlled Rectifier (SCR). Диод за преВключВане на сигнали,
снабден със специален упраВлябащ изВод (гейт). ПодаВането на сигнал на гейта
предизбикВа протичане на ток, което продълЖаВа да същестВуВа и след отст-
раняВане на гейтоВия сигнал. (ВЖ. т. 2-41.)
Транзистор. Transistor. ПолупроВодникоВо устройство, което моЖе да се използба
при усилВане, генериране и преВключВане на сигнали.
Транзистор с плаВащ гейт. Floating-Gate Transistor. Транзистор, който е конст-
руиран глабно за различии системи компютърна памет
Триак. Triac. ПреВключВателно устройство; изработено от дВа диода, което е по-
добно на диака, но е снабдено с упраВлябащ изВод (гейт) за поеВключВане на
променлиботокоВи или постояннотокоВи сигнали. (ВЖ. т. 2-41.)
Тригер J К. J-K Flip-Flop. Логическа схема с дВе устойчиВи състояния, чиито Вход
ни линии са означени с букбите J и К. (ВЖ. т. 6-16.)
Тригерна схема. Flip-Flop Circuit. Симетрична схема, която даба изходен сигнал
само когато се преВключи от едното си устойчиво състояние В другото по-
средством Входен сигнал (ВЖ. т. 6-15.)
Тригер на Шмит. Schmitt Trigger. МултиВибратор с едно устойчиво състояние,
чиято пребключВателна чуВстВителност е сбързана с амплитудата на Входния
импулс. (ВЖ т 6-20.)
Трионообразен. Sawtooth. Термин, отнасящ се за сигнал с постепенно нарастВане
на амплитудата до предВарително определено ниВо, последВано от рязко спа-
дане. ПоследоВателните периоди на този сигнал приличат на зъбите на трион,
откъдето идва негоВото наименование (ВЖ. т. 3-6.)
Тунелен ефект Tunnel Effect. Отнася се за полупроВодникоВото устройство туне
лен диод, при което токоносителите практически преминаВат през потен-
циалната бариера на полупрободникоВия материал със скоростта на сбетлина
та. Те сякаш преминаВат през тунел под бариерата, за да преодолеят нейнотс
предВарително закъснение.
Уинчестър. Winchester. Название В практиката на запаметяВащи устройства с
тВърд диск.
УпраВляВаща решетка Control Grid. Този елемент от газонапълнена или Вакуумна
електронна лампа, към който обикноВено се прилага Входният сигнал. Решет-
341
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
ката е разполоЖена 6 близости до катода и полярността на прилоЖеното към
нея напоеЖение упоабляба електронния поток.
Управляем силициеб пребключВател. Silicon-Controlled Switch (SCS). Диод за
преВключВане на сигнали, снабден с дба упраблябащи изВода (гейтобе) за про-
ВеЖдането на ток. (ВЖ. т. 2-41.)
Усилбател. Amplifier. В електрониката тоВа е схема, която усилба амплитудата
на Входния сигнал. (ВЖ. гл. 2 )
Усилбател клас A Class A Amplifier. Когато усилбателят работе В клас А, предна
преЖението е с такаба стойност, че работната точка да осигуряВа работа
В линейния участък от характеристиката на транзистора. Амплитудата на
Входния сигнал трябВа да бъде такаВа, че транзисторът да не преминаба В
реЖим на срязбане или насищане. В сравнение с другите класоВе клас А осигуря
6а минимално хармонично изкрибяВане. ПреобразуВането на постояннотокоВа-
та захранВаща мощност В мощност на сигнала к п д. е относително ниско, ка-
то стойността му моЖе да бъде от 10 до 15 процента.
Усилбател клас АВ, Class АВ, Amplifier Този Вид усилВатели позболябат да се
усилбат сигнали с по-голяма амплитуда отколкото при клас А и се използВат,
когато е необходимо на изхода да се получи сигнал с по-голяма мощност. Обик-
ноВено преднапреЖението при клас АВ, има стойност, при която при липса на
сигнал позВоляВа токът на колектора или дрейна да достигне точката на сряз-
Ване В едната посока и ниВото на насищане В другата. УсилВателите клас АВ,
се използВат най-често като изходни усилВатели на мощност за зВукоВи сигна-
ли. ИзкрибяВането е по-голямо отколкото при клас А, но моЖе да се сВеде до
минимум с помощта на дбутактоВи схеми или схеми с комплементарна симет
рия. Коефициентът на полезно действие е от 20 до 35% В заВисимост от пред-
напреЖението, захранВащите напреЖения и типа на използбаните транзисто-
ри. Индексът 1 означаВа, че амплитудата на Входния сигнал се поддърЖа на нибо
под точката на ВъзникВане на насищането и над точката на срязбане
Усилбател АВ?. Class AB? Amplitier При този клас усилВатели Входният сигнал
има достатъчна амплитуда, за да достигне изходният ток на транзисторите
както В областта зад точката на срязбане, така и В зоната на насищане. Въпре-
ки че изходната мощност и коефициентът на полезно действие са по-добри
отколкото при усилВателите от клас АВ,, изкрибяВането е по-голямо, тъй ка-
то се работи В нелинейните части на транзисторната характеристика. ОсВен
тоВа Високата амплитуда на Входния сигнал предизбикба и изВесгпно огранича
Ване на сигнала, който също спомага за изкрибяВането. За да се поддърЖа из-
крибябането В приемлиби граници, е необходимо да се използват дбутактоВи
схеми или такиВа с комплементарна симетрия.
Усилбател клас В. Class В Amplifier. Този тип усилВатели моЖе да Сеизползба като
стъпало с един изход за ниско- или Високочестотни сигнали, като за нискочес-
тотните сигнали трябВа да се ползВат дВутактнр схеми или такиВа с компле-
ментарна симетрия, ако е необходимо изкрибяВането да бъде минимално.
ПреднапреЖението се задаВа приблизително В точката на срязбане. но често
се използВа проекционната точка на срязбане Тази точка се определи от проек-
цията на долния край на линейната част от характеристичната криВа Върху
хоризонталната координатна ос. Когато се използВа проекционната точка на
срязбане, се осигурябат по-добър работен реЖим и по малко изкриВябане, от-
колкото 6 останалите случаи. Коефициентът на полезно действие е меЖду 60
и 70%.
Усилбател клас С Clas С Amplifier.. ПреднапреЖението за тази схема се задаВа
под точката на срязбане на транзистора и колекторният или дрейноВият ток
протича само за част от приложения Входен сигнал. Тъй като се губят извест-
но части от Входното трептение, този усилбател не е подходящ за усилВане на
нискочестотни сигнали и затоВа се използВа изключително за Високочестотни
сигнали. При добре проектираното усилВателно стъпало от клас С коефициен-
тът на полезно действие моЖе да надВиши 90%.Ефектът на махоВика, същест-
ВуВащ при резонансния кръг. ВъзстаноВяВа точната синусоидална форма на сиг-
нала, дори когато Входният сигнал бъде ограничен по амплитуда.
342
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Усилбател клас D. Class D Amplifier. Този усилбател предстаВляВа специална схема
с Висока ефектиВност за усилВане на импулси В модулиран Вид. В импулсната
модулация могат да бъдат използВани различно принципи, но най-типичен е
случаят, при който амплитудата на импулсите се променя В съотбетстВие с
амплитудните изменения на модулиращия сигнал. За нискочестотните сигнали
с този тип усилВане се постига Висока стойност на коефициента на полезно
действие и на импулсите могат да бъдат придадени по-големи Върхоби ампли-
туди на тока, отколкото е ВъзмоЖно с различните Варианти на усилВателите
от класоВете А, АВ и В. (ВЖ. 8-9.)
Усилбател на Дарлингтън. Darlington Amplifier. Схема от дВа транзистора, при
която пърВият транзистор В реЖим на емитерен побторител се захранба от
базоВия изВод на бтория транзистор. Тя се характеризира с изключително
Висок коефициент на усилВане и намаляВане на импенданса. МоЖе да се използ-
Ва като ефектибна драйберна схема с малки захранбащи напреЖения. (ВЖ. т.
2-20).
Устройство с побърхностни акустични Вълни. Surface-acoustic Wave Пиезое
лектрическо устройство, което се използВа като филтър В телебизията и дру-
ги суперхетеродинни приемници.
Устройство със зарядна Връзка. Charge Coupled Device. Устройство, което на-
трупВа неосноВни токоносители В участък с определен потенциал и пренася
такиВа носители от участъка под един електрод към участъка под съседен
електрод.
фазоВ дискриминатор. Phase Discriminator Схема, която сраВняВа фазоВата раз-
лика меЖду дВа сигнала и генерира напреЖение, пропорционално на тази разлика.
Тази схема се използВа за корекция на честотата (ВЖ. т. 2-31.)
фазобо-импулСна модулация. Pulse Position Modulation (PPM) или Pulse-Time
Modulation (PTM). При тази система при изменение на амплитудата на моду
лиращия сигнал се осъщестВяВа промяна на разполоЖението на съотВетните
импулси ВъВ времето. Тази промяна моЖе да предстаВляВа изменение на Вре-
меинтерВала меЖду импулси или изменение В момента, В които се поябяВа да-
ден импулс, по отношение на неизменното положение на маркерен импулс. (ВЖ.
т. 8-9.)
Фазор. Phasor. ВъВ фазорната диаграма ъгълът предстаВляВа разлика ВъВ времето,
а не разлика В посоката, както е при Векторната диаграма (ВЖ. т. 1-17.)
фактор на мощността. Power Factor При променлибия ток факторът на мощ-
ността се изразяба като косинус от фазоВия ъгъл меЖду тока и напреЖението
ОсВен тоВа факторът на мощността е равен на актиВното съпротибление,
разделено на импеданса.
фарад. Farad Единицата за капацитет. В електронната практика се използВат
само подразделения на тази единица.
ферит. Ferrite. Крехко Вещество, образуВано от феромагнитни материали, което
се използВа за изработВане на магнитопроВоди за бобини с Висок качествен
фактор.
Феромагнитни материали Ferro-Magnetic Materials Магнитни материали, отли-
чаВащи се с Висока степен на магнитна проницаемост.
Фигури на ЛисаЖу. Lissajous Figures. Изображения на сигналите, по които се уста-
нобяВа фазоВата разлика меЖду тях. (ВЖ. т, 9-10.)
фиксираща схема. Clamper. Схема, която задържа на предбарително определено
ниВо постояннотокобата състаВка на сигнала.
флопидиск. Floppy Disc. ГъВкаВ диск, подобен на грамофонна плоча, който се из-
ползВа за съхраняване на данни В компютърните системи. Диск с диаметър 1 5
ст моЖе да побере нйд 100 килобайта данни.
фонема.Phoneme. Тази част от думата при синтеза на реч, която предстаВляВа
най-малката единица, отличабаща една дума от друга. В българския език фоне-
ма предстаВляВа „т" В думата „тон".
Формант. Formant. При синтеза на реч Всяка една от група честотни ленти на
сигнали с различно амплитуди, които се комбинират за да се формират опре-
делени характеристики на фонемата.
343
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
ФОРТ. FORTH. Език за компютърно програмиране, разработен от формата Форт
Инкорпорейтид. Той позболяВа дадена система да се пригоди към нуЖдите на
потребителя, като се добаВят и дефинират нови команда.
ФОРТРАН. FORTRAN. Акроним, получен от пърбите букби на английската фраза за
„транслатор на формула". ФОРТРАН е език за компютърно програмиране.
фотогалВаничен. Photovoltaic ВЖ. „фотоелектрически ефект".
фотелектрически ефект. Photoelectric Effect. ВъздейстВието на сбетлината, па-
даща Върху фоточубстВителни материали, като целзий, германий и някои по-
лупроВодникоВи преходи. ВъВ фоточуВстВителния елемент при промяна на ин-
тензиВността на сбетлината се изменя съпротиВлението. При фотогалВанич-
ните устройства се генерира напреЖение. пропорционално на интензибността
на пораЖдащата го сВетлина.
фотопроВодимост. Photoconductive. ВЖ „фотоелектрически ефект".
Характеристика. Characteristic. В математиката целочислената част от логари
тъма.
Хардуер Hardware В компютърната терминология означаВа техническите
средстВа (компютъра и периферните му устройства като четящи устройст-
ва, памети и др.) за разлика от прогремите, които се наричат общо софтуер.
Хармонично изкриВяВане. Harmonic Distortion (HD). НеЖелани изменения на пара-
метрите на сигнала по Време на усилбането или предаВането му. Вследствие
на което на изхода се получаВа лошокачестВен сигнал. Хармоничното изкрибя-
Ване се дълЖи на високочестотни сигнали, които са хармонично сВързани с ос-
новная сигнал. ТоВа изкриВяВане се означава с процента от общата амплитуда
на сигнала. ТакиВа номинални стойности за изкриВяВането могат да бъдат да-
дени като процент за няколко честоти на сигналите или за целая честотен
обхВат на приемник или усилвател. Типичен пример предстабляВа номиналната
стойност 0,2% за диапазона от 20 Hz до 20 kHz. ВЖ. също „Интермодулационно
изкриВяВане".
Хенри. Henry. Единицата за индуктиВност В меЖдународната система измерва
телни единици. (ВЖ. т. 7-21.)
Херц. Hertz (Hz). Единица за честота В електротехниката и електрониката. озна-
чаваща броя на перйодате за една секунда.
Хетеродиниране. Heterodyne. Електронното смесВане В нелинейна схема на дба
сигнала, които имат различна честоти. При този процес се получаВа трети
сигнал с честота, равна на разликата меЖду честотите на пърбоначалните сиг-
нали. Честотата на ноВия сигнал се нарича меЖдинна честота (IF).
Хистерезис. Hysteresis. В магнитните материали изостаВането на магнитната
индукция по отношение на интензитета на полето.
ЦенероВ диод. Zener Diode. Полупроводников диод, който се характеризира с нали-
чие на специален участък на пробив при определено обратно преднапреЖение.
Този участък на пробив се нарича ценерова облает В него въпреки нарастване-
то на тока падът на напреЖението върху диода остава практически непреме-
нен, т. е. със стойността преди достигането на ценеровата облает. Поради
това си свойство ЦенероВият диод се използва за стабилизация на захранващи
напреЖения.
Чакащ мултиВибратор. Single-shot Multivibrator Схема, която генерира изходен
сигнал с неизменно времетраене за широка гама от форми на входните импул-
си. (ВЖ. т. 6-19).
Честота на биене. Beat Frequency. Честотата на сигнала, който се генерира в
резултат на смесването хетеродинирането на два сигнала в различна честоти.
Честота на Найкуист. Nyquist Rate. Честота на дискретизация на сигнал, която
е два пъти по-голяма от най-високата честота на самая сигнал. Следователно
при честота F херца честотата на дискретизация, измерена в кодирани еле-
менти за секунда, не трябва да надвишава стойността 2F (честотата на
Найкуист)
Честота — гранична. Cutoff Frequency. Честотата на сигнала в специална схема
или филтър, под която амплитудата на всички сигнали рязко намаляВа или се
свеЖда до нула.
344
ТАБЛИЦА 12-4. ПродълЖение
Честотна модулация. Frequency Modulation. Изменение на Високочестотен носещ
сигнал посредством нискочестотен сигнал, за да се предаде информация. Чес-
тотата на носещия сигнал се изместВа над сВоята немодулирана стойност
(централна честота) с честота, съотбетстВуВаща на честотата на модули-
ращия сигнал. Степента на отклонение на носещата честота се определя от
амплитудата на модулиращия сигнал. (ВЖ. т. 8-3.)
ЧуВстВителност по Института за Висока Вярност на ВъзпроизВеЖдането IHF
Sensitivity Термин, характеризиращ сВойстВата на тюнера на радиоприемник.
Тази ЧуВстВителност даВа микроВолтите, които са необходимо на Входа на
тюнера, за да се получи изходен сигнал, придруЖен от изкриВяВане и шум. по-
малки от 3%. ЧуВстВителността на стереофоничная тюнер е В no-малка стой-
ност от тази на монофоничния тюнер. По-малката номинална стойност озна-
чаба по-добро качество; ЧуВстВителност 1,8 микроВолта е по-добра от 1,9
микро Волта.
Шестнадесетична бройна система Hexadecimal Notation. Аритметична бройна
система, използВаща като система числото 16. (ВЖ. т. 5-3).
Широчинно-импулсна модулация. Pulse Duration Modulation (PDM) или Pulse-
Width Modulation (PWM) При тази система широчината на Всеки импулс се
променя В съотВетстВие с амплитудата на модулиращия сигнал. Тъй като мо-
дулираната импулсна последоВателност има неизменна амплитуда, шумоВите
сигнали могат да бъдат сВедени до минимум посредством схеми за ограничаба-
не на амплитудата. (ВЖ. т. 8-10.)
Шотки диод. Scottky Diode. Диод със специално предназначение, който се характе-
ризира с пребключбане при ниско напреЖение и Висока честота на преВключВа-
не.
345
Указател
ЗабелеЖка.
В указателите са Включено само някои букВени означения. За онези букВени означе-
ния. които не са дадени В указателите. ползВайте табл. 1 2-1. По същия начин изпо-
лзбайте табл 12-4 за определенията на думи и изрази, които не са отразени В
прилоЖените указатели.
УКАЗАТЕЛ НА НЯКОИ СЪКРАЩЕНИЯ НА ЛАТИНИЦА
CMOS 139
CGS 210
CODEC 330
CW 295
DMOS 145
DCTL142
DIN 326
EARPROM 316
ECL 148
HMOS 145
l2L 141
ICW 235
JK 1B1
MDMOS 143
MKS 210
NMOS 139
PMOS 139
RTL 148
SI 21 1
SOS 146
T2L 1 37
VMOS 145
АЗБУЧЕН УКАЗАТЕЛ НА ТЕРМИНИТЕ
АДА 308, 323
АЛГОЛ 308. 323
— детектор 11 6
— предаВане 291
— приемник 291
— странични честотни ленти 228
ангстрьом 323
АПЛ 323
асемблер 323
атенюатор 120
Байт 303
балансен модулятор 128
БЕЙСИК 308, 323
блокинггенератор 90
блокоВа организация 324
бройни системи 152
347
БСАЛ 324
букВени означения 314
бял шум 324
Вектори — 41
— произведение 41
Видеоусилбатели 55
Високочестотна дроселна бобина 63
Времеконстанта 26, 192
Г енератор
— на Армстронг 80
— блокинг-генератор 90
кбарцоб 83
на Колпиц 82
мултиВибратор 89
— на подносещ сигнал 84
— на Хартли 62
глич 325
Графични означения
— бобини 285
— кондензатори 286
— преВключВатели 289
— преобразуВатели 287
— резистори 284
— В транзистора 42
гръцка азбука 203
Дарлингтон 72
дбоична система 150
дбупетичен код 1 57
деемфазис 116
демодулатор (ВЖ. детектор)
десетично число 6 дбоичен код 153
Детектор
- на амплитудна модулация 100
- ВъзстанобяВащ 103
— на сигналите за цбегпността 104
— на честотна модулация 101
децибели 24
диелектрични константи 35
Диоди
— изпраВителни 91
— за импулсно захранбане 98
— пребключбащи 276
— с реактибна характеристика
— стабилизиращ 97
— фотодиоди
дискриминатор 86
диференцираща схема 110
Долби 119
дума 327
Експандер 327
електрет 323
ефектибни стойности 32
ефект на Пелтие 328
ефект на Хол 328
Закон на Ом 328
закъснителни системи 1 25
затихВатели 120
захранВащ източник
— дбуполупериоден 93
— еднополупериоден 91
— импулсен 98
— мостоВ 96
— стабилизиран 97
- - удбоител на напреЖение 94
— умноЖител на напреЖение 9£
— утроител на напреЖение 95
ИВичест код 328
ИзВънсистемни единици за маса и др.
199
импенданс 326
— тригонометрични зависимости
36
индуктибност 328
интегрални схеми 1 30
— графични означения 136
графични означения 285
— елементи 131
— корпусиране 136
— структура 1 31
интегрираща схема 108
интерфейс 329
Ионосфера 329
калкулатори 306
кондензатор
КОБОЛ 329
КОДЕК 330
кодобе (математически)
— на Грей 155
— дбоичен 150
— дбупетичен 1 57
— десетично-дбоичен 154
— диск за дбоично кодиране 161
— други 153
- с излишък три 1 57
— осмичен 1 54
— за открибане на грешки 1 59
— за ПреобразуВане от код на Грей
В дбоичен 160
„7 4—2—1" 158
— шестнадесетичен 1 53
код с излишък три 157 •
компандер 330
компилатор 330
комплексна (пълна) проВодимост 32
компютърни системи 307
константа на Планк 331
контактен потенциал 331
кулон 331
ЛИСП 331
логическа схема И 166
логическа схема ИЛИ 164
логическа схема НЕ 168
логическа схема НЕ—И 170
логическа схема НЕ—ИЛИ 169
— графични означения 164
— други логически схеми 171
— дърВообразна логическа струк-
тура 184
— логическа схема И 166
— логическа схема ИЛИ 164
348
логическа схема Н Е—И 170
логическа схема НЕ—ИЛИ 169
логически схеми с изключВане 1 75
— за синхронизиращи импулси 183
— система JK 181
- таблици на истинност 165
теорема на Де Морган 1 74
тригер 1 78
— тригер на Шмит 187
чакащ мултиВибратор 1 85
МагниторезистиВен 332
магнитострикционен 332
математически означения 202
матрична система 106, 230
МЕЙНСЕЙЛ 332
мехурчеста памет 332
МКС 2с9
мнемонично кодиране 332
модифициращи схема 115
модулация
амплитудна 100, 220. 291
амплитудно-импулсна 237
— балансирана 128
— импулсно кодоВа 241
— телеВизионна 230
фазоВо импулсна 239
честотна 101, 224. 293
— широчинно-импулсна 240
мултиВибратор 89
мултиплексиране 298
НезатихВащи трептения 235
непери 25
неутрализация 65
ниВа на зВука 204
Обратна Връзка 71
— отрицателна 72
ограничител 112
означения на предстаВките 1 90
оператор j 333
осмична бройна система 154
открибане на грешки 159
отношение В децибели 189
офлайн 334
Паскал 335
периферно оборудбане 335
пиезоелектрически 335
подносещ сигнал 335
полярно предстаВяне 335
преВключбатели 288
— графични означения 288
предаВателни линии
— импенданс 33
предстаВяне с j 33
преемфазис 116
Прекъснати незатихВащи трептения
235
ПреобразуВане
на дълЖина 198
на метри В килохерца 197
— на скорост 199
принцип на Зеебек 337
протиВодбиЖещо напреЖение
Радиани 39
размах на трептението (стойност от
Връх до Връх) 260
разпределение на честотите на радиос
танциите 21 3
реактибна проВодимост 32
реактиВно съпротибление (реактанс)
— управление 87
реално Време 338
регулиране на тона 116
регулиране на усилВането 116
резистори
графични означения 284
резонанс 36
релета 287
графични означения 288
силиций Върху сапфир 146
синтез на реч 311
система за синхронизиращи импулси
скалар 41
скорост 41, 199
СМАЛ 308, 339
смесВаща схема 126
средни стойности 33
степени на дбе 1 93
схема JK 181
— атенюатори 1 20
— деемфазис 118
— детектор 100
диференцираща 11 0
— за закъснение 1 24
затихВатели 120
— за инВерсия на фазата 60
— интегрални 1 30
— интегрираща 1 06
— логически 331
— модифициращи 11 5
— ограничители 113
— пребключВаща 99
— преемфазис 118
— разреЖдаща 113
— за регулиране на тона 116
за регулиране на усилбането 123
— система JK 181
— система за синхронизиращи им-
пулси 183
— тригер 1 78
— тригер на Шмит 187
— за трионообразно напреЖение
130
— усилВатели 42, 51. 54. 60, 63
— чакащ мултиВибратор 185
Таблици на истинност 165
телебизия
— камера за цВетно изображение
302
— пакет сигнали 230
349
предаВател за цВетно изображе-
ние 302
— подносещ сигнал 85
— приемник 300
— сигнал на тюнера 230
— синтез на сигнали 302
технически стандарти 218
управление на реактиВното съ-
противление 85
фаза на цВетността 231
— за черно-бяло изображение 300
честотни обхвати 227
теорема на Де Морган 341
транзистор
графични означения 279, 280, 281
параметре 320
- - с PN преход 279
с полеви ефект 28
трансформатор
— графични означения 285
— отношение на навиВките 27
— сВързВащ 46
тригонометрични зависимости 36
— отношения 38
трионообразно напреЖение 114
уреди
— аналогоВи 243
Волтметри 245
генератор на иВици 263
генератор на мреЖа 263
— генератор на разбивка 257
— генератор на сигнали 256
— генератор на функции 272
— децибелни скали 250
за измерВане на коефициента на
нелинейно изкрибяВане 273
за измерВане на ток 244
за измерВане на фактора на
мощността 270
мостоВи системи 253
— мултиметри 248
— омметри 247
осцилоскопи 259
- за проверка на транзистори 267
скали за единици за ниво 250
— цифроВи 252
УсилВатели
- Високочестотен 63
- Дарлитгтън 42
— диференциален 74
- дВутактен 69
- с ключ за пакет сигнали
- лентоВ 76
- меЖдинночестотен 63
нискочестотен 58
— за обратна връзка 75
операционен 73
— осноВен 42
— с отрицателна обратна Връзка
- на разВиВката 78
— схеми 46
- фазоинверсен 60
Фаза 41
ФОРТ 308
ФОРТРАН 308
Фотоелектрически
хардуер 308
ЦВетни кодоВе
— други 209
на кондензатори 207
на резистори 206
-- за температурен коефициент
210
ценероВ диод 97
Чакащ мултиВибратоо 185
честоти за LC 195, 205
честотна модулация 293
— детектор 294
- коефициент на модулация 294
коефициент на отклонение 295
- предаВане 295
— приемник 299
— странични честотни ленти 294
честотно разделяне на каналите 242
Шестнадесетичен код 153
Шотки 144
ЪглоВа скорост 41
3b0
НАРЪЧНИК ПО ЕЛЕКТРОНИКА
АВтор МАТЮ МАНДА
ПреВодачи: инЖ. ХРИСТО ДИМИТРОВ ДИМИТРОВ.
k. т. н. инЖ. НИКОЛАЙ ТРИФОНОВ ЧАМОВ
Националност САЩ
ПърВо издание
Код 03
9533176531
3192—33—89
Изд. № 16005
Научен редактор инЖ. РАДКА БЕРОВА
ХудоЖници: МАРИЯ ДИМИТРОВА, МАРИЯ ЮЛИЙ
ХудоЖестВен редактор ВИХРА СТОЕВА
Технически редактор ЦВЕТАНА ПОПОВСКА
Коректор РАДОСТ ТАСЕВА
Дадена за набор на 7.III.1988 г.
Подписана за печат м. декемВри 19В8 г.
Излязла от-печат м. януари i989 г.
Формат 60 х 90/16
Печ. коли 22,00
Изд. коли 22,00
УИК 22,26
Цена 3,27 лВ.
ДърЖаВно издателстВо „ТЕХНИКА", бул. Руски 6, София
ДърЖаВна печатница „Г. ДИМИТРОВ", София
НАРЪЧНИК ПО ЕЛЕКТРОНИКА
Стр. Ред Напечатано Да се чете П«» пина на
22 4 отгоре AC = ВС + А ?2 АС =ВС — АВ2 lie'i.iniHiiaia
30 15 „ Z=|150 36.8° Z=15O[36.8° ««
34 1 отдолу Z0 = Z= - Xе
63 17 „ 200 mF 200pF коректора
82 15 отгоре долната горната >•
85 ю „ кондензатор С\ кондензатор Су
151 з „ Степеии на Степени на 2
194 2 „ 3-та колона G* нсч<1 uiwuaia