21,09.2008год.
НЕВЕДЕНИЕ
Токс.за.храиващнте устройства, нзползуващи енергията на елек-
трюразпределйтелнага мрежа за захранване на електронна анара-
тура, представляют електронни преобразуватели на променлйво
в постоянна наире жение. Освен преобразуваието почти винаги те
иззършват и регулираие или стабилизиране на изправеното наире*
♦некие и зашита от екстремални стойкости на напреженията и то-
ковете. Пре образу вянет о на променливэто напреженне в постоян-
но се извършва от токоизпразители, стабнлнзираието — от стаби-
яизатори, а защитата — от вериги и елемзнти за защита. В едка
Фиг. 0.1. Кскиигксни мр?жози тжозахр! налип устройства
<з — Г	гражформзтор ; # — мрежои трансфсфматор н с нодгакратно
Нй&е на енерЕИйта
комплексно токозахракващо устройство обикновено са включени
н трите вида възли, някои от конто могат да се повтарят много-
кра1 но.
(Иьзмэжни са много варианти на скемн на мрежови токозахран*
sanfi! устройства. На фиг. 0.1 са показана два от най*често сре-
4
таните. На фиг. 0.1 а е дадено токозахранващо устройство с
мрежон трансформатор и едноиратно преобразуване на енергията,
В този сдувай папрежението на мрежата се грансформяра до не-
обходимая стойност ст мрежовм трансформатор, изпраня се от
вентилната групп, изглажда се от филтър, стабилизира се от ста-
билизатора и проз иаходния филтър захранва консуматора.
На фиг. 0*1 бе показано токозахраняащо устройство безмре*
жов трансформатор и с многократно (в случая трикратно) пре-
образувапе на енергнята. В него мрежзвото напряжение се из-
правя директив от вентилната трупа L изглажда се от мрежовия
филтър, преобравува се отново в промен лив э напряжение с лани-
шена честота, трансф;рмира седо неабходимата стойност с транс-
форматора за повышена честота, изяравя се отново с вентилната
трупа 2 и през изходння филтър се подана към консуматора.
И в дната варианта освен силовата схема еъществуват схеми
за управление, защита и сигнализация, конто сас различна слож*
ноет в зависимост от предназначението им и нзискванията към тях.
Когато източникът на електрсенергия е с постоянно напряже-
ние, например химичен токоизточннк, а консуматорът е за про-
менливо яапреженне, се използуват преобразуватели на постоянно
наире жен не в променливо — инвертора Схема на такъв инвертор
е показана на фиг. 0.2. Постоянного напрежение от источника
постъпва в преобразувателя, кой то го преврыца в променлино
напрежение, трансформира се до желанатЕ! стойност я презнзход-
ния филтър захранва консуматора. И тук са необходима схеми
за управление, защита и сигнализация.
Във веички тжозахранващи устройства посоката на енергията
е от источника към коптуматора—в тази последоватежост от
Лрй5}$рса
зу&аг^ел
Изпочник
НЯ ?WC’-
напряже-
ние
Трене -
форма-
тер
филтър
НОЕПСр
Схеми за
управление
защита и
сигнелилкция
Фиг. 0.2, Инвертор-преобразунатгл мн псстоанно напреже-
и не в проюен/нпю
днджтични съображення се сбяснЕва и изучала действието им.
При проекта ранет j пм, с-баче, нзхедни давни са данните на кон-
суматора и на мрежата, респ. източвика на постоянно напреже-
нне. Затона прсектирането се извърнша а обратната лоследова-
телнжт — от консу.матора към мрежзта. Например за схемага от
5
фиг- 0-1 а проектирането трябва да прогече в следната последо-
вателцоот:
—	проектираие на изходния филтьр;
—	проектяране на стабилизатора ;
—	проектиране на вентилната трупа и мрежовия филтър;
—	проектйране на трансформатора;
проектиране на схемите за управление, защита и сигнали-
зация.
При останалите схсми на токозахранващи устройства се про-
цедира аналогично. Ето защо в тазя книга отделяйте възли са
разгдедами в последователността на проектирането.
От своя страна всеки отделен възел на комплексного токо-
захрапващэ устройство се проектира в определена лоследова*
телност:
—	уточняване на изходните данни, конто са определени от
консУмотора, съеедните възли, захранващия токоизточник и скол-
нага среда;
—	 избиране на схем я о решение ;
определяло на режима на работа на елементите от схема-
та.и тяхното нзчисляване или избиране от каталог;
—	прозеряване на яздръжливостта на екстремални условия и
проектираяе на съответните защити.
6
Глава първа
ПАРАМЕТРИЧНИ СТАБИЛИЗАТОрИ ИА НАПРЕЖЕНИЕ
1.1.	ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА СТАВИЛ И ЗАГОРИТЕ
Стабилизаторите на напреженне са предназначени да поддър-
жат неизменна стойността на напрежението при изменение на
слединге външни фактори:
а)	напрежението на захранващата мрежат
б)	товарного сопротивление;
в)	честотата на захранващата мрежа;
г)	параметрите на околната среда ~~ температура, влажност,
атмосферно наДягане и др.
За качество™ на стабилизатора с$ съди по коефициента на
стабилизация. Той е равен на отношерието между относителното
изменение на променливата величина към относителното измене*
яие на стабилизиранрта величина
(1.1)
Ь ~ &Х!Х;
Йст~
В тази формула с х е означена променжвата величина, а с
у — стабилизираната величина, Променливата величина може да
бъде една от изброените по-горе, а стабилизираната —* напреже-
ние илн ток.
За различимте променливи величини съществуват различии,
т. нар. част ни коефициентн на стабилизация. За един стабилиза-
тор на напреженне частните коефициенти на стабилизация са:
1. Коефициент на стабилизация по входно напрежение
I, _ * ^ВХ ^изх
VBX
(1*2)
където А1/йх и At/цзх са изменеиията на входного и изходното
напрежение на стабилизатора при един и същи ток на консума*
тора;
Uw. и С/язкноминалните стойности на същите напрежения.
2. Коефициент на стабилизация при изменение на товара
(1.3)

д tf ~ I
С Д/нзх и /вах са ознаиени изменением на товарния ток ине*
гоната номинална стойносг
7
Вместо коефнциентите на стабилизация често се използува
т, нар, коефициенти на нестабилност:	1
1.	Коефициснг на нестабилност на нал реже инет о
(1.4)

2.	Въгрешно сопротивление на стабилизатора
(1-5)
Ji
&
3< Температуре^ коефициент на нестабнлност
(L6)

Освен от горните коефициенти за качествата на стабилизатора
ее съди и от обхвата на стабилизация, от инертността му и от
коефициента на полезно действие.
Обхват на стабилизация се наричат границите, в конто изме*
пенисто на променящата се величина не създава изменение на
стабилнзираяото напрежение, поиолямо от допустимого, i\ е+ кое**
фициентът на стабилизация остана в зад адените нсрми-
Инертността на стабилизатора се определя от нремего, след
изгичането на което завършва преходният дроцес в стабилизатор
ра при подаване на единичен смущаващ импулс*
Класификация на стабилизаторите може да се направи по раз-
личии признаци. Слоред принципа на действие те биват:
а)	параметрами;
б)	компенсационно
В параметров иге стабилизатора се използуват електронни
олементи с нелинейно съпротявление, Такива са силициевите ста*
билитрони.
Компенсационмите стабилизаторы представляват система за ав*
тематично регулиране, затворена с отрицателна обратна връзка.
Стабилизацией се посгига за сметка на изм^нението на парамет*
риге на регулиращ елемент, конто се управлява от рззликата
между еталонно напрежение и сигнала от отрицателната обратна
връзка.
Регулиращият елеменг може да работы в непрекъснат акти-
вен или в ключов режим. Затова и стабилизаторите биват:
а)	с неярекъснато (аналогово) действие;
б)	с ключово (импулсно) действие.
Една единствена единна класификация на стабилизаторите не
е възможно да се направи поради голямото разнообразие на.
признаците, по конто се извършва класифицирането. За точного
характеризиране на стабилизатора се излолзуват определения по
две, три или повече класификации.
1.2. ПДРАМЕТРИЧНИ СТАБИЛИЗАТОРИ НА ПОСТОЯННО НАПРЕЖЕНИЕ
За стабилизиране на постоянно напрежение се изнолзуваг не-
линейна елемеити, наречет; стабилитрови. Съществуват много-
видоне стабилитрон;;, но в момента се изнолзуваг изключително
силициевите стабилитрона.
Силициевият стабилитрон е полупроводников диод, изработен
по специална технология, което му дава възможност да работа,
в режим на обратим пробив в обратна посока.
Волт-ампериата характеристика на силициевия стабилитрон е
показана на фиг. 1,1. Работният участък се намира между точкц-
те А и В. Точка А определи най-ниското работно напрежение '
върху стабилитрона при яай-малкия ток през него, а точка В —
иай-високого напрежение при най-големия допустим ток през не-
го. При по-малък ток от /л min стабилизиращ ефект няма, а прял
по-голям ток от /znsax стабилитронът се поврежда.
Фиг. 1.1. Волт-амверна характеристика
на силицигв стабилитрон
Със силициев стабилитрон могат да се изработят следните
основни схеми на параметрични стабилизатор;; на напрежение г
едностъпален и многостъпален руабшшзатор, стабилизатор;; с ди-
намично баластно съпрогивлешге и с усилвател на ток.
9
1.2.1. Проектнране на едностъпален параметрнчен
стабилизатор на напрежение
Схемата на едностъпален параметрнчен стабилизатор на на.
ирежение е показана на фиг. 1.2. Редът на изчисленията при
.проектнране на схемата е соединят;
Ф1ЯМ1.2» Едностьтлеа параметрнчен стабилизатор на напряжение
л — яринцнт едем» ; б — «Звквялентяа схема
1.	Уточяява се заданието, а именно; номинално изходно на-
•прежение Ujitr,; допустими граница на отклонение на изходното
напрежение от номиналната му стойност поради производствен
толеранс на стабилитрониге от един тип; характер на изходния
ток — постоянен или променящ се с времето, и неговата стой*
ноет А; коефициент на стабилизация ; вътрешно съпротивле*
ине на стабилизатора ; относително изменение на входного за*
хранващо напрежение; коефициент на пулсации на входного
тапрежение
2.	Определят се:
а)	максималната допустима стойност на изходното напрежение
^1.7)	U„K	(14-е);
б)	минималната допустима стойност на изходното напрежение
'(1-8)	1/изх ш1п = (^изя: (1
лгьдето с с допустимого увеличение на изходното напрежение
над номиналната му стойност;
d — допустимого намаление на изходното напрежение
под номиналната му стойност.
3.	Определи се динамичного съяротивление гг на стабилитрона
>(1.9)	.
4.	Определи се максимадната стойност на тока през стабили-
трона (приблизително)
10
<1.10)
ят >(М+2)/т max*
5.	Йзбира се от каталог стабилитрон с подходящи параметр}*.
6.	Изчислява се мпнималният ток през баластния резистор
(1.11)
+ п>1п —/г max "h/г mtn,
където Zemfa е минималният допустим работен ток на избрания
(Стабилитрон.
7.	Предварително се изчис^ява съпротвдлението на баластния
резистор
(1.12)	/?б	---- (l+^+^tl),
О'г min	'*0 mln
жъдето Ь е относителното намаление на входного напрежение;
fZemiti — минималната стойност на напрежението на стабили-
зация на избрания стабилитрон;
л — динамичного съпротивление на избрания стабилитрон.
8,	Изчисляват се номинадната и граничните стойкости на вход»
ноте напрежение
(1.13)	Ufj mln e ((+ гпл?+^?й /о niiti) (1 +0,5 Ад );
(1.14)
г __ Uq mln •
0	‘
(1.15)
^0 max = Уд (1 + а),
където а е относителното увеличение на входного напрежение.
9.	Определи се максималната стойност на тока през стабили-
трона при така получените напрежения и бадастно съпротивление
(1.16)
f ______ Uq Шзх U? mjn
г msx----------—п---------/г пНл.
«6
10.	. Ако подучената стойност на тока от т. 9 е допустима за
избрания стабилитрон, изчисленията продължават от т. 13 на ме-
тодиката. Ако стойността на максималния ток през стабалитрона
надвишава мжснмалната допустима стойност на тока на избра-
ния в т. 5 стабилитрон, съпротивдението на бадастния резистор
се преизчислява, като се изиолзуват да-шите от т. 4 и 8
1'1
(1-17)
/?й e
mix &z mln
^Tmin~^Ar min
11.	Отново се иэчисляват стойностите на входного нацреже-
яие (т. 8),
12-	Отново се проверява максималната стойност на тока пре®
стабилитрона (т. 9). Ако и този път тя надвишава максималната
допустима, избнра се нов стабилитрон с по-голям максимаденв
ток и изчисленията започват от т. 6.
13.	Йз’шслява се коефнциентът на стабилизация:
(1-18)
^иах mln / j . ^б
------„1 ------------
u0 max \	rim

14.	Определи се мощността на баластния резистор
(1.19)
__ (1^0 шах ^изхш!я)
6
15.	Определи се вътрешното съпротивление на стабилизатор®
(1-20)	efr
16.	Йзчисдява се средняя? входен ток на стабилизатора
17.	Определи се ср единят к. п. д.
(1.22)
„ ___ №изх пйп + ^изх max) max
Htp““
2(70/в
Посочената последователност на иэчисленията е препоручи-
телна, но в редяца случаи може да бъде променена, например,,
ако захранващото напрежение е зад адено предваритедно и не мо-
же да бъде изменено, ако предварително е зададен тилът на
стабилитрона и т. н.
По-долу е показан един вариант за проектираце на схемата
от фиг. 1.2.
Пример 1.1. Да се проектира едностъпален параметричен
стабилизатор на нанрежение със с лед ните данни: иаходно напре-
жение U'vix= 13 V с допустима отклонения -{-10%, —15% ; по-
12
«стоянен товарен ток ZT 10 mA; коефициент на стабилизация
Жет>:10; вътрешно съиротивление /?< ^202; относително изме-
нение на входного напрежение A Ua= ±10%; коефициент на пул-
гации на входною напрежение — 10%.
Начисления
1.	Уеднаквянане на дименсиите и определяне на абсодютпите
граница на изходното напрежение
— относителното увеличение на входного напрежение е
й=(},1 ;
— относителното намаление на входного напрежение е
&=0,1;
— относителното допустимо увеличение на изходното напре-
жение е с—0,1;
— относителното допустимо намаление на изходното напре-
жение е </™0Д5.
Максималната допустима стойност на изходното напрежение
се получава
1/и»х иак—(I ±с)=*13 (1 ±0,1)= 14,3 V-
Минймалната допустима стойност на изходното напрежение
се получава
min- t/изх (1	13 (1—0,15)= 11 V.
2.	Избира се стабилитрон [7, 21] с подходящи параметр».
Такъв е Д814Д със следните данни; £/г=11,5“-14 V, гг=18 &
при Z^fnin^^S mA; Z. щд, sa=24 шА*
3.	Йзчислява се минималният ток врез баластния резистор
Л»1тил=/г±7^ „.и,—10±5=15 mA.
4.	Изчнслява се съпротивлението на баластния резистор
//	£► г
- '-и.........G-H+AJ
z niin *ст Лг- ^0 mitt
==	(HO,1 +0,0=282 £.
Иэбира се стандартна стойност 300 2.
13
5* Изчцсляват се номиналната и гр^ичните стойкости на
входного напряжение
*я!п- (^Лн
так +/?б /о min) (i +0,5
=(14+300.15 . КГ3) (1+0,5.0,1)= 19,4 V;:
V*	=21,5 V;
t/o™« = Ц> (1-Н*)=21,5 (1+0,1)-23,6 V.
6.	Макснмалната стойност на тока през стабилитрона е
.	тйх mln ,	23,6—11,5 A At
/*’«1 =......яб.......- h =	300	~~ и,Ш«-
=30.10“3 А^ЗО mA > 24 mA.
Получената стойност на тока е много голйма и е недопусти-
ма за избрания стабилитрон. Налага се да се преизчисл» съ-
противлението на баластния резистор с дакните от т. 3 и 5
п„ — г/
р . Q изал °*
й~“	/гр;—
23(6~Ц,5
~ (10+5) КГ*
800 й.
Избира се стандартна стойност 820 £2.
Отново се изчисляват стойностнте на входного яапрежение
по т, 5.
Ко Enid—(JZ? max 4" Л) min) (1 +0>5
^(14^820,15 . Ю^3)(1+0,5.ОД)«27,6 V;
г *	^0 min 27,6	+>n n V
=—^=*30,5 V
Kow« = 4/Д1+а)«30,5(1+(М)=33,6 V..
14
Пронерява се отново максималната стойност на тока пре»
стабилитрона
г	Д) max mtn г 33,6-51,5 Ат
h ш«х-------------g~....................820	V’U1 =
-17. 10" Д=17 mA <24 mA.
7.	Изчислява се коефициенгьт на стабилизация
, _____ ^изх «на it R() , Rg \_____ 11,5 /, ,	820
*т~~	г’1* ~я;,"'Т”7гзз&~ <г Л2оо
8.	Мощността на баластния резистор е
rt 1^0 ГОЯХ ^НЗХ	(33,6— 1 1,5)® /ч со ххг
..	.......«9п..	' ~ ,э” ** •
820
Избира се резистор с мощност 1 W.
9.	Изчислява се вътрешното сопротивление на стабилизатора
R(™ г_,18 2,
10-	Изчислява се средният к, п. д. Затова е необходимо пър-
во да се преемстве средният входен ток
__	__ 30,5—11,5 __9'Э	1 А-3 А
е - —=-	й2() о . Ш А
_____ т1пДItsх max) 1	(П,5~р|4) . 0,01
'ср ‘	..2 . 30,5.0,023 '
С това проектирането на стабилизатора е завършено.
Ако захранващото напрежение е зада депо предварнтелног
лроектирането на едностъпалния нараметричен стабилизатор в»
напрежение се опростява и се свежда до избор на стабилитрон^
определяне на стойността на /?б и проверка на коефициента на
стабилизация.
Пример 1,2. Да се проектира параметричният стабилизатор
от фиг. 1.2 съе следните данни: изходно напрежение t/нэх—7 V
с допустимо отклонение -ф25 %, —0 %; товарен ток — постоя-
нен /т = I mA; входно напрежение t/0 —- 12 V; изменение на
входного напрежение ±1 V; пулсации няма.
15
Изчисление
1.	Отаосителното увеличение на нзходното папрежение е
<=0,25, а относителното му нападение — <7=0.
Максималната допустима стойност на изходното напрежение е
(1+с)=7 (1+0,25>8,75 V.
Минималната допустима стойност на изходиото напрежение е
(1 -4)=7 (1—0)=7 V.
2.	Избира се стабилитрон [/, 21} с подходящи параметра.
Такъв е Д814А със следните Дании: С/г = 74-8,5 V; г.= Г2 Й
ПрИ /г tnfa доп =5 ГПA. i I? шах доп = 40 mA •
3.	Изчислява се мнннмалният ток през баластния резистор
Л) mia==7t + 4 mm- -1 + 5-’— 6 ГПА.
4,	Определят се мадсималната и минималната стойност на
-захраяващото напрежение
tU8I=(4+A<4-12+1 -13 V;
Uzmin -Cz0 A £/fl-= 12-1-11 V.
5.	Определи се съпротивлението на баластния резистор (мак-
сималня стойност)
।	^0 min	<7s m:!I
6=;------ -----------------
*0 min
И-8,5
^“TnFs
=417 Q.
Избира се /?б = 390 й.
6.	Проверява се максималната стойност на тока проз стаби-
литрона
I ...„ 4 real“4 twin	13— 7 (е ,л—й д .
/г гаах.....-----------:>40'	15 - 10 А ,
7^tnax-—15 mA *4 4 шах дои 40 mA.
16
7.	Изчислява се коефиццентът на стабилизация
.	min /. , J?a , Йй\ 7 /11	> 390 1	. o
Лг =“^Г V+ ^T+vr 13” l1 + Тзог+тГ18-
8.	Мощносгта на балаетния резистор е
/>„	___0092 w
Я5	390	w*
Избнра сг резистор с мощност 0,125 W.
1.2 2. Проектиране не двустьпален параметричен
стабилизатор на напреженне
Схемата на двустьпален параметрнчен стабилизатор яа на-
Тфежение е показана на фиг. 1.3.
Редът на изчислнване е същият както при едностъпалния ста-
билизатор, каю цвете стъпала се нзчисляват едко след друго.
Последозателяостта е следната:
фиг. L3. Даустыплен параметряЕчея стабилизатор
на ялпрежение
1.	Уточнява се заданието, а именно: номиналното изходао
напреженне f7K3X; допустимте границн на отклонение на поход-
ною напреженне от номиналната му стойност, относително уве-
личение на папрежението с и -отяосително намалёиие на исход-
ного напреженне d; коефициентът на стабилизация Й!ст; вътреш-
яото съпротивлеиие па стабилизатора ; относигелното увели-
чение на входною напреженне а; относителното намаление на
входною напреженне д; коефициентът на пулсации на входною
напреженне Ап. Поради снецифичиите особености на тази схема
товарният ток /г обикновено е постоянен или с много малки
изменения във времето.
2 Н*К йо ток&зяхрт v-aa
17
2.	Общиит коефициент на стабилизаща се разпределя между
двете стъпала, на то се препоръчват съотношенията
(1.23)	ЛСТ1-(2~3)Лет8;
(1.24)
&ст—~^ст1
3.	Начислява се приблизнтелната стойност на относителиото из-
менение на изходн =то напрежение на вторая (входная) стабилн-
затор
(1,25)	- 4^... «±L.
&стй 'З'т2
Тази промяна обикновено е с малка стойност и позволява да
се приеме, че първият (изходният) стабилизатор е захранен с
неизменно напрежение. Затова се приема, че и токът през пър»
вин стабилитрон е неизменен.
4. Определят се:
а) максималната допустима стойност на исходного напре-
жение
(1.26)	t/изх max Vhsi (1 *фс) ;
б)	минималната допустима стойност на изходното напрежение
(1.27)
5.	Определи се динамичяото съпротивление на стабилитро-
на Pg
(1.28)	r^R,.
6.	Определи се приблизительно максималпата стойност на то-
ка през стабилитрона Dt
(1.29)	/г! гаах > 1,2 /т max.
7.	По даяните от т. 44-6 от каталог се избира стабилитроне
подходящи параметра.
8.	Изчислява се минималният ток през баластнин резис-
тор /?61
(130)	Ц mi» — min»
18
където /я min е мйнималният допустим работен ток на избрания
стабилитрон.
9.	Предварително се изчислява съпротавлението на баластния
резистор
(U1)
/?б1
^ст! rel Ugl min___
min—*c*l A-l A min
10.	Изчислява се минрмалната стойност на входното напреже-
ние на първия стабилизатор, което е одновременно и изходно
напрежение на втория стабилизатор
(1.32)
£А min—zl	/1 mjn-
11.	Избира се тяпът на в тория стабилитрон, който трябва дэ
отговаря на следните Дании: U32 min Ui и /г21те,х^ 1,5 h max.
12.	Определи се максималната стойност на тока през първия
стабилитрон при така получеиото напрежение и баластно съпро-
тивление
(1.33)
,	max Л нйп ,
Gi max	„
«>61
(1.34)
13.	Ако получената стойност на тока от т. 12е допустима за
избрания стабилитрон, изчисленията продължават от т. 16 на ме-
тодикага. Ако стойносгта на максималния ток през стабилитрона
Pj надвишава максималната допустима стойност на тока на из-
брания в т. 7 стабилитрон, съпротивлението на баластния резис-
тор се преизчислява, като се използуват данните от т. 8 и 12:
ry	g2 nisx““^Al min
Аб! =----..—..	-.- .
14.	Отново се изчислява минималната стойност на входното
напрежение на първия стабилизатор (т. 10). Избира се друг тип
на втория стабилитрон, който да отговаря на условията от т. 11,
15.	Отново се проверява максималната стойност на тока през
ггьрвия стабилитрон (т. 12) при новите стойкости на входното
напрежение и нового баластяо сопротивление.
16.	Изчислява се мощиостта на резистора
г.	max ~^г! min)a
5)	Рдб1 ........-------------
17.	Изчислява се максималният ток през баластния резис-
тбр Т?6!
(1.36)	A max~-"7r 4"/zl max-
19
18.	Опре деля се минималният ток през вторая баластен ре-
зистор /?е2
(1.37)
/б mta=A mwbЛа niliv
19.	Изчислява се сьпротивлението на втория баластен резис-
тор Иб2
(1-38)
Ли	---(1+6+ЛЛ
rain r'0 mira
20.	Изчисляваг се номиналната и граничните стойностй на
входною напреженне
(1.39)	Uq ’min -- (£4	#62 /О ГИ!п) (t ifent ?
(L40)
1^—
(1.41)	С70та1-1/в(1 + «).
21.	Проверява се максималиста стойност на тока през вторня
стабилитрон Dt
/* лл\	г	^0in« lAi inhi ,
\ I HZJ	1 x-i max --..	‘ л jtiiin 
22.	Изчислява се мощнэстта на резистора ??ба
(1.43)
р„ l^Onsax
...-R--—
23.	Изчлслява се коефициектът на стабилизация на схемата
(1.44)
mfn	««I ®б2
^Оиих	ril 1Л
24.	Вътрешното сопротивление на стабилизатора е
(1.45)
Hi Гг1.
25.	Изчислява се средният к. п. д. на стабилизатора
20
<Е46)
_________~	A- L__-
(^0min H"^OtSax IAjmio 4* Aimax )
Пример 1.3. Да ее проектира двусгьпален параметричен
стабилизатор на напрежение със с.тедаите данни: изходно напре-
жение (Am.—74-8,5 V; товарен ток — неизменен /, =5 mA; кое-
фициент на стабилизация 90; изменение на входного напре-
жение A £/e= + 15 % ; коефициент на пулсации на входного на-
прежение Ай = 0,1.
Начисление
напрежение са
I. Относителните изменения на входного
йот=(Ц5 и &==0,15.
2. Избира се коефициеитът на стабилизация на нъраия ста-
билизатор
W-45.
3. Изчислява
бадиэатор
се коефициентът на стабилизация на вторня ста-
**cf3	***
4.	Изчисжва се приблизителната стойност на относттелното
изменение на изходното напрежение на вторая стабилизатор
д щ ;^+L=._°25J°l5 _ =0,О5.
Тази малка стойност позволява да се допуске, те изходният
стабилизатор се захранвз с неизменно напрежение, следователю
токът през стабилитрона е постоянен.
5.	Избира се типът на стабилитрона (7, 21). Най-подходящ е
Д814А със след ните данни:	7 V; Lz?niiax=8,5 V; r;l~SQ
при Ли mh,—5 mA ; максимално допустим ток == ^0 mA.
б.	Изчислнва се минималният ток на баластния резистор
Л 4-7^1 min”-'5 + 5—Ю mA.
7.	Изчислява се сьпротивл&ннето на баласшия резистор
й(т1	_	J5,6.7	_ f,
Aei	у -is - ё: io :• ю-’-
Избира се стандартна стойност 100 Й.
8.	Изчислява се минималната стойност на входного напреже-
21
ине на първия стабилизатор, което е едновременно и изходно на-
прежение на вторая стабилизатор ’’
Ullain^=Ua»Mi h-8,5 + Ю0.0,01=9,5 V,
9.	Избира се типы на вторил стабилитрон. Подходящ е
Д814Г C'lbL СЛСДНИТС ДИННИ + t/^2 mill Vj С//2	12 V;
-—15 utl при	-— 5 mA; I?2max=29 mA,
10.	Правя се проверка на максималния възможен ток през
нървия стабилитрон при = 12 V
Гг1 гаах=	- /, »• %~7 - 0,005=0,045 А.
Този ток е недопустим за диода Д814А, затова се преизчис-
лява съпротивлението на Г?61
п Цйшаз:^	12—7	cfia о
.............-	(5 : 5) 7W-' L’ -
И. Отново се изчислява минималната стойност 'на входното
напрежение на първия стабилизатор (т. 8)
</.а ,^1/гй.^ !пах+/?е1 Л=8,5 +500.0,01 = 13,5 V.
12.	Избира се друг тип на вторим стабилитрон ~ Д815Е,
със следните Дании: U-2ть--13,5 V; СГйшах=46,5 V;/г1П1в =
=25 mA; r,s=25Q; Мшах—550 mA.
13.	Правя се отново проверка на максималния възможен ток
през първия стабилитрон при max -- 16,5 V
/нтх =	- Гт = ‘X7 - 0,005=0,014 А.
OVU
Тази стойност е допустима.
14.	Мощността на резистора Г?б1 е
о	(^.2 ииг. ”^.*1 luln)S (16,5—7)® л п 41J
P/?6i _	---=0,2 W.
Избира се резистор с мощност 0,5 W.
15.	Изчислява се максималният ток през баластния резис-
тор /г61
Г1 так ;=z Гт+/. i niax = 5+14 ™ 19 ПДА,
16.	Изчислява се минималният ток врез баластния резне-
Т(>Р Г?бг 1
А) ш!п“=Г| та?: + Гй’ min = 19 + 25 =44 mA.
17.	Начисляла се съпротивлението на баластния резис-
тор Г?б2
22
mb ЛгЗ
/о into
(l+^’f* An )—
133^?ЙЙГ (1+0,13+0,1)= 146 S.
Йзбира се стандарт на стойност /?б2=150й,
18.	Изчислява се входного напрежение
£/о mln --{}'& max~b^62 A) tnin) (1 + 0,5 Ап)=®
=(16,5+150.0,044) (14-0,5,0,l)=24t2 V;
7 Г — fllltl 24,2 до д у.
ио~ i b ~Ч^бд1Г z<5“ v>
Uo	(1+а)=28Л (1+0,15)—32,6 V.
19.	Изчислява се максималяата стойност на тока през втСФия
стабилитрон D9
»	^0 П1йк~~^+min t	32,6—13.5	ЛГИ
J«2ns»x =———------—, — /t ----------— — — t;(u j =;=
«=117. 10~“3 A < /йтахдоп^ЗЗО mA.
20.	Изчислява се йощността на резистора
а <uOmaS- ^2iBi«)s (32,6-13,5)»
^?б2	------£-------=------|8б-----~Л4 W.
Избира се резистор с мощност 3 W.
21.	Изчислява се коефициентъг на стабилизация
,	_ min	JOO.’150 -1(17
А":'“ t>om9K	“‘32,6~ б/25-~1Ш-
22.	Изчислява се вътрешното съпротивление на стабилизатора
= Й.
23.	Изчислява се максималният входен ток на стабилизатора
. а ^Ошах ^/2 min 32,6 — 13,5 Л 107 А
/0 юах/-	__	==и,12/ А.
23
24.	Изчислява се средняят коефициент на полезно действие
ни стабилизатора
тал)	2 (7 4-^,5) 5
mln+*/0 ЮИ)РО	"W;2+3216X«+I27>
=0,016=1,6 %.
Вижда се, че тази схема има много лоши енергийни показа-
тели и не се врепоръчва за мощни консуматори.
1.2,3. Проектиране на нараметрнчен стабилизатор
на напрежение с динамично баластно сопротивление
Чрез използуване в едиостъпален
тор на напрежение с голямо динамично
параметричен стабилиза-
съпротивление (стабили-
Ф и г и М- Па рзм е трич е и с таби л и-
затор на напряжение с данамич*
но бажтно сыфотдалеюш
а — ггршщиинд схема ; & — «квивалеат—
из схема
затор на ток) вместо резистор за баластно сопротивление
постига голям коефициент на стабилизация. Пршщигщата схема
на стабилизатора е показана нафиг. 1.4 а, а еквивалентната
заместваща схема — на фиг. 1.4 6. Елементите на схемата се
изчисляват аналогично на обикновеиия параметричен стабилиза-
тор на напрежение. Редът на изчисленията е следният:
24
1.	Уточняла се заданието:
£7иах " изходно напрежение;
г — допустимо увеличение на иэходното напрежение над но-
мнналната му стойност;
d — допустимо намаление на иэходното напрежение под но-
мнналната му стойност;
/тм!в — мини маяна стойност на товарная ток;
4и« — максимална стойност на товарния ток;
а — относително увеличение на захралващото напрежение
b — относнтелно намаление на захранващото напрежение;
kei — коефнциент на стабилизация;
— вътрешно съпротивление на стабилизатора;
kn — коефиниент на пулсации на входного напрежение.
2.	Определят се долустимите граница на работното вапреже-
пие на стабилитрона
1.47)
1.48)
£7"г ruin
и. паза	77из* (1 4“ с).
3.	Предварително нриблизително се определи максималният-
работой ток на стабилитрона
(1.49)	7-niax 1>2 А /т -= 1,2 (Zj 1взх“—Д min).
4.	Определи се динамичною сопротивление на стабилитрона
(1.50)
г2 <; Ri.
5.	По данните от т. 2, 3 и 4 се избира от каталог типът па1
стабилитрона.
6.	Определи се минималният ток през стабилитрона /-Г!|;п така,,
че да е спазено условието
7.	Изчислява се максимзлният ток през стабилитрона
(1-51)
z- ffisx — 7г 7т щах 7Т min-
Ако получената стойност на тока надхвърля допустимия ток1
за избрания стабилитрон, избира се друг тип стабилитрон и се
преизчисляват т. 6 и 7.
8.	Определят се номиналната и граничните стойкости на вход-
ною напрежение
25.
<1.52)
<L53)
r ^0 isto
»	..1--Д “
<1.54)
Уотах — У о (l-f-й).
9.	Изчислява се максималното работио напрежение колектор-
емитер на транзистора
<1.55)
Ус/; = Уо	mill-
10,	Определи се максималното аварийно напрежение върху
транзистора при късо съединение на изхода на стабилизатора
<1.56)
У СЕ кс Уд так-
11.	Изчислява се колекторният ток на транзистора
(1.57)
Zf?~"ZrnHn <’ 1-£ ШЗХ'
12.	Изчислява се максималната мощност, разсейвана от тран-
зистора при номинален работок режим
<1.58)
Рс’ОТах —UCE 1с 
13.	Максима лиат а мощност, разсейвана от транзистора при
.късо соединение на изхода, е
<1.59)
Ус’1К = УсДм/с.
14.	По данните от т. 9—13 се избира от каталог типы* на
транзистора.
15.	Избнра се типът на стабилитрона У». Понеже във форму-
ла (1.52), т. 8 беше прието минимално работпо напрежение. на
^стабилизатора на ток, равно на 5 V, напрежението на стабили-
трона трябва да е по-малко от 3 V, за да остане между база-
колектор на транзистора напрежение 2 V. Стабилитрони с толко-
ва ниско работно напрежение имат' ограничено производство и
се доставят трудно, затова често вместо стабилитрон се изпол-
зуват два или три диода, евързани последователно в права па-
сока, При средня стойност на правота напрежение на един диод, рав-
26
на на Or7 V, еталондото напрежение на Р, се получава равно на
1,4 V или 2Д V и стабилизаторът на ток се проектира с тази
стойност. Динамичного съпротинлёние на Dt е равно на сумата
от динамичните съпротивления на последователно свързаните
ДиОДИ.
16. Изчислява се базовият ток на транзистора
(1.60)
/в ==
__
Е
П, Определи се мияималиата стойност на тока през резне
тора
(1-61)	/йт(и^10/В.
Ако стойността на този ток е недостатъчна, за да осигури
нормален работен режим на стабилитрона Р», избира се нова,
ло-голяма стойност на тока.
18. Изчислява се съиротивлението на резистора /?2
19, Определя се максималпият ток през /?я
(1.63)
г	mas ^г2
max	-
«3
20. Определи се разсейваната мощност в резистора /?,
(1.64)
Pr2~(Uf> та.ч~'  £Дз) 7,2 ®ах-
21. Начисляла се съпротивлението на резисторй
(1.65)



£/г2-0,6
Ако е необходимо точно настройване на тока през транзис-
тора. за да се компеиенрат толералсите на активните и пасивни-
те елементи на схемата, резисторът Ri ее правя регулируем.
22. Определи се динамичного съпротивление на стабилизато-
ра на ток
27
(J.66)	/?;; ==-—?-_.== Л-	..._ + 2^Лг ? 2-*Г-
Л ‘ ETl rz2 \ rt21£	p	rt2
23. Изчислява се коефициеятът на стабилизация
(1.67)	Ает=±^Л^....'
Ако получената стойност е no-мажа, но е близо до зададе-
ната и е необходимо коефициентът на стабилизация да се уве_
личи до два пъти, се включва резисторы /?3.. Мегового съпро^
тивление се изчислйва нриблизително и той се нзработва регу-
лируем (три мер)
(1.68)
/?3 /?я
^0 ею” ^0 min _
r::"2 ( ^2 max ^2 tnifj
Пример 1.4. Да се проектира параметричен стабилизатор
на напрежение по схемата от фиг. 1.4 а със следните далии: из-
ходно напрежение 1.Д(з;г-. 10 V±15%; товдреи ток -- променящ се
/, =0-~15 mA; изменение на входного напрежение Д(7е==±15%;
коефициент на стабилизация k„ у? 100; вътрешно сопротивле-
ние Ri 20 £1; коефициент на пудсации на сходного напреже-
ние йп=15%.
Начисление
I.	Относителмото увеличение на входного напрежение е -
==0,15, а относителното му намзление — &---0J5.
2.	Относителните граници на изходиото напрежение са:
—• горна граница С--ОД5;
— долна граница rf—0,16.
3.	Относителният коефициент на пулсации с &г1 -.^0,15.
4.	Допустимите граници на работного напрежение на стаби-
литрона, т. е. на изходиото напрежение, са
£7;niJri ил.,ч (I с/) 10(1..0,15). .8,5 V;
У;max £ UK^ (1 +с>-= 10 (14-0,15): 11,5 V.
5.	С известно приближение предварително се изчислява мак-
сималният работая ток през стабилитрона
ma!t1,1 ДД 1,1 , 15. 10’ *--.0,0165 А.
6.	По даНните от т. 3, 4 и от заданието ’се избира типы на
ст»би;штрона. Подходящ е Л814В със следните даннн:
=9 V; (/?тЖ =10,5 V; ц.(п=^25 £2 приток на стабилизация 1 mA;
28
г^5)™12 £ при ток на стабилизация 5 mA; ZZJBrt*=32 mA.
7.	Минималният ток през стабилитрона се определи от уело-
жието за вътрешиото съпротивление на стабилизатора
<1 20 Й. Вижда ее, че токът 1 mA ие е достатъчен. Избира се
Z« ш 5 mA.
8.	Изчислява се максималният ток през стабилитрона
7г! max=7?l m!ri4"ZT так—
=5. 1о-«4-15. 10“3“0=^20.10» А =•• 20 mA.
Този ток е по-малък от максималния допустим за този ста-
билитрон и е приемлив.
9.	Определят се стойаостите на входи ото напрежёние
t.t	11,54-5 qa ...
I/O min— |..р/	-- fi.ot|5 —20 V,
1?п тм	20
^--^^-=72^=23,5 V;
M).max=(/S (1-М=23,5 (14-0,15)—29 V.
10.	Изчислява се максималного работно напрежение колектор*
«митер на транзистора
ПСд 77o№*~C7rfmb-29-9-2O V.
11.	Максималисте напрежеиие върху транзистора при авариен
режим (късо съели некие на изхода) е
Рсе.кс	29 V.
12.	Определи се колекторният ток на транзистора
/с ==1,! mIn+/™^5. 10“Ч-15 . 1(Г”а=»20 . 10^ А.
13.	Макси на лиата мсщност, разсейваиа от транзистора при
късо съедияенне на .изхода, е
Pc ж	7с = 29.20 . 10^=0,58 W.
14.	Максималната мощност, разсейвана от транзистора при
«нормален работен режим, е
Pr~Ucii!c =20.20.10“3 0,4 W.
15.	По данните от т. 10™14 се избира типът на транзистора»
Подходящ «а целта е 2Т6821 (със синя точка) съе следните дан-
ли: t/CEmax=50 V; /евдк =500 mA; Рщмх =600 mW; ГЗО.
16.	Избира се типът на диода Вг, Понеже минималното на,
«режение върху стабилизатора на ток вече е избрано равно нв
5 V (Т. 9Х напрежението на стабилитрона Z?s трябва да бъде по,
иалко от 2 V. За стабилитрон се използуват два силнциеви дно.
да тип КД5606, свързани последователно в права посока. При:
ток 1Л 1 mA напрежението върху всеки диод е приблизите дно
0,7 V, а вътрешното му съяротивление е ггг 3 S2. Тогава
€W=2(/^2.0,7=l,4 V;
гг2Е = 2г^=2.3^6 £2.
17.	Изчислява се базовият ток па транзистора
о,15 . 10"» А = 0:15 mA.
18.	Избира се мннималният ток през резистора /?3
/г3т{в Ю 1д= 10.0,15=1,5 mA.
За осигуряване на стабилна работна топка на диодате Z>2 то-
кът се приема	min— 2 mA.
19.	Изчислява се съпротивлението на резистора
/?, =	. 10» Q.
rnin	* '
Избира се стандартна стойност 9,1 кй.
20.	Максималист ток през /?2 е
10™3 А = 3 гаЛ-
ft-j.	У) Д » 1 и
Този ток е допустим за избраните диоди,
21. Мощността на резистора /?г е
/^=(29-1,4) 3. 10^=0.083 W..
Избира се резистор с мощное? 0,125 W.
22. Изчислява се съпротивлението на резистора Rt
г/^-0,6 _ 1,4-о,б о
6,020	— w м-
я*
Избира се стандартна стойност /?t=39 Q.
^3. Приблизително се определя динамичного сопротивление
иа стабилизатора на ток (фиг. 1.4 б). Из ползу ват се формулите*
во
™ прИ р^р транзистор;
П	200	ЖТГЛКГ
— Прй jsjpisj транзистор.
г,	„	30	so , .,,,, ..
В случая /?д	—==—=r-:"=s-=4. 10:‘ 2.
* ^7	ZV л ш
30
24, Изчислява се коефициентът на стабилизация
~	JL -^100.
" Ua rzi 29	12
Тази стойност е награницата на допустнмата. За да се повиши*
коефициентът на стабилизация, трябва да се увеличи /?д. Това
иай-лесно се постига чрез въвеждане на отрицателна обратна
връзка по входно напрежение чрез резистора /?3.
25, Начислила се съпротивлението на резистора /?,
$3 5=а. /?j
Цз тая min  
r«2S (Ай«ая"“ Ай min)
29-20
6 (3—2) Ю~~»
60, w» Q.
За да ноже по -точно да се настрои режимы на работа на
стабилизатора на ток, резисторы се изработва от постоя-
siCH резистор и нотеициометър, свързани последователно.
1.2.4. Проектиране на параметричен стабилизатор
на напрежение с усндвател на ток в изхода
Когато е необходимо да се разшири обхваты но ток на па-
раметричния стабилизатор на напрежение, към изхода му се
свързва усилвател на ток. Схемата е показана на фиг. 1.5. Ре-
зисторы и стабилитроны D образуват обикновен параметри-
Фиг. 1,5- Парамстричен стабилизатор на на-
прежние с усилватея на ток
чен стабилизатор на напрежение. Транзисторы Г работи в схе-
ма. с емитерен товар и усилва изходния ток. Редът на изчнсле-
наята е следният:
1. Уточняват се изходните данни:
?Лаж изходно напрежение;
31
с — допустимо увеличение на изхмдното наире жение ид
номиналната му стойност;
d — допустимо намаление на изходното напрежение иод но-
миналната му стойност;
iftiste — минималка стойност на товарния ток;
/max — максимална стойност на товарная ток;
а — относително увеличение на захраиващото напрежеиие;
b — относително намаление на захраиващото напрежение;
kn ~ коефициенг на пулсации на захраиващото иапрежение;
йсг'— коефициент на стабилизация;
Ri --V вътрешно съпротивление на стабилизатора.
2. Определят се допусти мите граници на работното напреже*
лпе на стабилитрона
<1.69)	min > С/и„ (1 ™ф+0,6;
(1.70)	£7Изх(1+с)+0,6.
3. Избира се стабилитрон с уощност 0,3—0,5 W.
4. Определи се минималната стойност на статичния коефи-
щиент на усилване по ток на транзистора по две условия:
а	) за постисане на зададецото вътрешно съпротивление на
-стабилизатора
<1.71)
б	) за съгласуване на тока на стабилитрона с товарная ток
t. e 4ттах
От тезн две стойности се избира по-голямата.
5. Определят
транзистора
(1.72)
се иаксималният и минималйият
базов ток на
<1.73)
т _ та*
О так
Е
* В min " ь
£
<1.74)
6.
Изчислява
(1.75)
/?б =
се съпрзтивлеиието на баластвдя
г min
резистор
ту-----<,..;..,,..,----------г'' (1
мj mta	2 % В max/
7	. Определят се номиналната и граничиите стойности на вход*
ното иапрежение
32
и-76)	^[(/г max	Лз max ](1 +0Д kn ) i
0.77)	Ue~*
(1-7П)	7A)n-ias +<7).
8	Определи се максималната стойност на тока през стаби-
литрона
/1701	/	- О) max -<-A mm__	.
* Л min -
Ако получен ага стойност на тока е по-голяма от допустим ага
за избрания тип стабилитрон, съпротивлението на резистора
се преизчнслява по формулата
(!.8О)
^0 max ~"^Аг min
mils'•" Ajmjn

След това се преизчисляват стойностнте на захранващото на-
прежеиие по т. 7 и отаово се изчнслява максималната стойност
На тока през стабилитрона. Ако тя с допустима, изчнслява се по-
нататък.
9.	Изчнслява се коефицпентът на стабилизация
<1.81)
£1Т
-0.6 /	/?б
6 0 у ^21Д	s
10.	Изчнслява се мощността на баластния резистор
•(1.82)	Pt^ = (Ц)тахU^-.
1L 1,т;гл1Слява се максималаата стойност на напрежението ко-
.лектор- емнтер на транзистора
(1,83)	^СЛ max о них епЬ'“ОД>Х
ГЛ Определи се максималната мощност, разсейвана от тран*
зпетора
(L84)	Pc snrtx^f/CjE’max/r
33
3 Н-к по таю»захр У,в<|
13. От данните в т. 1,4,7и11 >се избира типът на
транзистора.
14. Йзчислява се вътрешното сопротивление на стабилизатора.
<1.85)
п Гг+Чг
А/ — Г
^21 Е
15, Йзчисляват се граничните стоимости на к. п. д.
<1.86)	_ ^rrnln""0’6)^^ TjttUH—у — {f-	J—		 , VO ГПЯХ '1'шФТ ?ГПйХ‘'
<1.87)			тах““в'$Уу max h	jf	V / Л mln max +
Пример 1,5. Да се проектира парзметричен стабилизатор на
напрежение със следните Дании: изхоДпо напрежение UH JK—11 V
+10 %; променад се товарен ток /г = 10™ 103 mA; изменение
на входного напрежение Д^й=±10%; коефициент на стабили-
зация Асг >:10; вЪтрешно сопротивление Д, <1,5 Q; коефициен?
на пужации на входного напрежение =10%.
Начисление
I.	Р'збор на схемата. Поряди големия нзходеп ток, големия
диапазон на изменението му и малкото изходно сопротивление,
което трябва да се получи, най-подходяща е схемата на стабили-
затора, показана на фиг. 1.5.
2.	Уеднаквяване на димепсиите. Относително увеличение на
входного напрежение е й=0,1, а отиосителното му нзмаление •
6=0,1. Относителният коефициент на пулсации е k„ = 0,1. До
пустимите относителии граници на изходното напрежение са:
увеличение — с=0,1, намалепие — d — 0,1.
3.	Допустимите граница на работното напрежение на стабили-
трона са:
Vг	- Ц(3Д 1 ~d) +Uw= U(i —0,1)4- 0,6=9,6 V;
tZ* niax^	11(1 +0,11 + 0,6 = 12,7 V.
4.	Подходящ тип стабилитрон e Д814Г със следните данни,
*
Us 10 V; Us max"-' 12 V; — 15 Q при
/г-fttinmA у U 2$) mA,,
5* Статичният коефициент на усилване на транзистора Т
трябва да удовлетворяв** условията
а) Лй!£=1,2-^- = 1,2-1|- = Г2;
34
б) Ли£=(5- 10)	----=(5—10) -Sr5‘Si =20-40.
'^гпал ™ rmin
Йзбира се ориентировъчно h-a
6.	Максималният и минимзлният базов ток на транзистора с»:
f	^tbsx J00 . 10 3
...so—
=2 . КГЯ A;
J	Лыа 10 * 10 3 Л Ш"~3 A
/Broin	_-----=0,2.10 ‘A,
7.	Изчислява се съпротивлението на баластния резистор
A+>
v z mrn
(1 ;MM
*£т V z min 3“' /J [пл v
s=S:S^lB4-O+o.Hv.i)-sa>a
8.	йзчисляваг се номиналната стойност и граничните стойко-
сти на входного напрежение
1/ош II = [7/^ пшк + 7?б (А> mm+/#niaz)!( 1 + 0,5 kls ) —
=(12+200(5+2)10..*]( 1+0,5 . О.Г) И V;
г   ^0 mid 	81
°- 1-й	1-0, i
15,5 V;
tA3 «X = ий( 1 +с7) 15,5(1 +0,1) 17 V.
9.	Мжсималната стойност на тока през стабилитрона е
г _______ ^Отак min г _ J7 —10	, ,	1/1—3
h тз*/"'""....................	rnjn -‘v	v,Z . IV —:
--35.10^A=-33 mA>29 mA.
10.	Преизчиелява се сънротивлението на /?о
35
17~IQ---134OQ
*6“T^+/aral.	<5+0,2)10->	ld4m
Мзбяра се стандартна стойност 1,3 kQ.
11.	Преизчисляват се стойностите на захранващото напрежение
4-ад, min +1в та)Ю+О,5 Лп )
-=[ 12 + 130Щ5 + 2). 10 л](1+0,5.0,|)^22 V;
и = _£“Р.’"._	______-34 4 V -
U°	1-q.j -^3V.
Uq ,мк-£4(1 +«) --=24.4(1 + 0,1)~ 26,8V.
!2. Макснмздната стойност на тока през стабилитрона е
•	Ц»ви<—min .	Й6 8—1О	1ллл<)_
*^ГН11	"	J»1-lUv “
^0,013 А 13 mA <29 mA.
13.	Начисляла се коефиднентът на стабилизация

mln "*Од/;
UO nui i
^21 f^t
IO-0.6
26,8'
IVTO
50. 100
-'™°-)=3 ?.8>IO-
IO *
14.	И: ми глада се мащността на баластния резистор
г. _	№ г tnhil*	<28,8—1 А.а	л >11 IU
к0--------
Избира се резистор с мощност 0,5 W.
15.	Нзчислява се максима.тната стойност на напреженнето ко-
лектор—е*штер на транзистора
Усе«1п-С/л?)’»2б,8-(10-0,б)г= 17.4 V.
3S
16.	Маисималлзта мощност, рассейвака от транзистора, е
Я =£/^««/,^ = 17,4  0,1-1,74 W.
17,	Йэбнра се транзистор тип 2ТЭ135А със следните дана»:
иС£тш=45У-, /Ст«=1 A; P/B,=8W;
Лвиг=55; Ajif=40 Q.
1R, Йзчнслява се вътрешното съпротивление на стабилиза-
тора
^.5+*»е_== .J5+41 = 1 Q < 1,5 fi.
*21Е	56
19, Кзчнсляват се граничните стойкости на к. п. д.
CVrmln-^F» min _ (Ю~0,6) . 10 , iQ-> lc
= Wr>*H-a> “26.8(10+13).^ ~и’Ю’
^№-Wt«5	_ (12-0.6)  100, IO~* 0E
“	22(100+5) KT* =U,°
Глава втора
СТАБИЛИЗАТОРИ ИА Н АП РЕШЕНИЕ И ТОК С НЕПРЕКЪСНА-
70 ДЕЙСТВИЕ И ПОСЛЕДОВАТЕЛИ© СВЪРЗАН РЕГУЛИРАЩ
ЕЛЕМЕНТ
2 Г. СТАБИЛИЗАТОР И НА НДПРЕЖЕНИЕ
Стабилизаторы на вапрежейне с иегтрекъснато действие и по-
следсвателно свързан регулиращ елемент (фиг. 2.1) предстаялява
операционен усилвател. обхванат от отркцателна обратна връзна
посредством резисторите н и регулиращ транзистор Tlf
свързан като емитерен повторите.!. На нсннвер-нращия вход на
усилвателя се подана еталонното напрежение, а на инвертиращия -
напреженнето върху резистора У?,, което е пропорцнонално яа из-
ходното напряжение, Известно е, че разликата от напрежеянята на
инвертиращия и неинвертирзщня вход на усилвателя е равна на
статичната грешка на системата. Ако се лриеме. че коефнциентът
37
Фиг. 2Д. Стабилизатор на напрежение с непрекъснато действие и пос ледова*
телно свързан рггулиращ елемент
на уснлаане по напрежение на транзистора 7\ е равен на едини-
ца, изходчото напрежение на стабилизатора се поддържа посто-
янно и равно на
(2.1)
с точност до
(2.2)

= <Лг(1+-Ь-)
л Al *
Дет-----
’+ р/с
«1
Обикновено за ниски честоги коефнциентът на усилване на опе-
рационная усилвател е много голям (fe—• со) и грешката, показа-
на в (2.2), е много малка и може да се пренебрегне.
Коефнциентът на нестабилносг на изходното напрежение от
входного се дава от израза
(2-3)
^ил  1
а коефнциентът на нестабилносг на изходното напрежение от из-
менение на изкодния ток—от зависимост от вида
38
(2.4)
АУиэх _ Rr +
Д /т К Ri
Тук г*=- -— е сътфотивленнето на колекторния преход на Т
по схема общ емитер.
Тъй като £/сет( = £/Вх—Мт и нелият изходен ток тече пре»
транзистора, к. п. д. на схемата е
(2.5)
U„ix C!bX-UCLr
Пал	ИЛ	LLT[
,= й~
За да се получи по-голя.м к. п. д., е необходимо напрежението
върху транзистора да бъде възможно по-малко. Минималната
възможна стойност се определи от напрежението на насищане на
транзистора Ucemi и от пулсациите на входното напрежение Д1/вх:
(2.6)
U СЕ min ~UcE s&t + д	*
За осигуряване на линейност на регулнрането се избира
<2,7)
Ucr.>UcL
•Фиг. 2.2. Стабилизатор нл напряжение г широк „инойзон на регулиране'на
исходного нилреженпе
3Q
Ако Ri (или Rt) е променлив резистор, изходното напрежение
може да се регулнра в диапазона от Uac до U^—UcEnun, Като
горн эта граница се ограннчава от максималното допустимо напре-
жение на операционния усилвател.
В някои случаи изходното напрежение трябва да се регулира
от пула до стойност, по-голяма от максималното допустимо за-
хранващо напрежение на операционния усилвател. Подходяща за
целта схема е дадена на фиг. 2.2. При тази схема се използува
допълнителен двуполярен източнпк за захранваие на операционния
усилвател, като емитерът на регулиращия транзистор се явява
точка с нулев потенциал. Като се има предвид, че токът през
резистора е равен на тока през резистора 7?1( изходното на-
прежение е
(2-8)
£/нэявСГег
Изходният кондензатор Сй оснгурява устойчивост на схемата
и определи изходния импеданс на стабилизатора при средни и
високи честоти, където дълбочината на обратната връзка става
много малка.
Както се внжда от (2.5), при голимо входно и малко кзходно
напрежение к. л. д. На стабилизатора е малък н регулиращият еле-
мент 7\ трябва да разсейва голяма мсщност. Намаляване на на-
прежението върху регулиращия елемеит н повишаване на к п. д.
може да се постигне посредством предварителен регулатор на
входною напрежение —предрегулатор. На входа па предрегулато-
ра се подава сигнал, пропорционален на напреженнето кодектор —
емитер на регулиращия транзистор t/сгт,. конто измени нетово--
то изХодно напрежение, т. е. входною напрежение па стабилиза-
тора, така че напреженнето Ucr-г, да се поддържа в необходимы*
те граници. Най-иростите предрегулатори са различии ключове,
изпълнени с помощта на релета, диоди, трапзистори, тиристори
или триаци, конто превключват отделим намотки или секции на
мрежовня трансформатор.
На фиг. 2.3 е показана схема на двустъпален стабилизатор(
в конто за предрегулатор се излолзува управляем тиристорен то-
коиаправнтел. Понеже изходното напрежение на токонзправителя,
което е входно напрежение на стабилизатора, ее измени в широки
граници, операнионният усилвател, еталонният стабилизатор и ос-
таналите допълнителни вериги се захранват от спомагатслен токо-
направите л за двуполярно напрежение.
Когато за предрегула! ор се използува трнак, включен във
веригата на първичната намотка на трансформатора (фиг. 2.4),
иалага се за захранвапе на усилвателя и допълннтелиите вериги
40

Фиг- 2.3. Стабилизатор на напрежение с управляем токоизправител мата лред-
рагулатор
Фггг. 2, t Стабилизатор на напряжение с тридк, използуван за
предрегулатор
да се използува токанзправител
п>рпична намотка е включена
трнака-
Като предрегулатор може да
1атор на напрежсние (фиг* 2,5).
с отделен трансформатор, чнято
директно към мрежата преди
сс използува и ключов стабили^
41
Фиг. 2.5. Стабилизатор на напрежнеие с ключей стабилизатор
кати предрегулатор
Изискванията, конто се предявяват към предрегулаторите, са
много и са противоречив!!—изходното им напрежение трябвада
се измени в широки граници и да има малки пулсацнн, те трябва
да са бързодействуващи и с голям к. п. д. Понеже всяка схема
«ма своите предимства и недостатъци, не може да се препорьч-
ваедна оптимална и универсална схема на предрегулатор.
2 2. МАКСИМА ЛПОТОКОВА ЗАЩИТА
За защита на регулиращия транзистор от претоварване и късо
съединение при компенсационное стабилизатори от последовате-
лен тип се налага използуването на максималнотокова защита.
На фиг. 2.6 а е показана схема на стабилизатор, чин!о защита
действува по следния начин. При нараетване на изходния ток на-
прежителннят лад върху резистора Рш се увеличава. В опреде-
лен момент този над става достатъчен за отпушване на транзис-
тора 7\> при което напрежението на базата на 7\ намалява. Тона
води до намаляване на нзходиото напрежение. При късо соеди-
нение изходният ток се ограничава до стопност
КС -	75 '	'
Волт-амперната характеристика на схемата е показана на фиг.
’2.6 б. Вижда се, че от момента на задействуване на защитата до
късо съединение стонностга на изходния ток се запазва постоян-
на и равна на тока /г(11д. При къ_*п съединение върху регулира-
щня транзистор се отдели голяма мощност
^2.10)	Ртах^^йх
което в много случаи е ие.келателно.
-42
Фиг, 2.6> Стабилизатор на пдпре-
жсниг с ыаксимллиотзкова за-
шита
л — првнн и пн а <хема ; б — волт-art-
перня хярактсристка
На фиг. 2.7 а е показана друга схема на максималнотокова
защита. Йзходната характеристика на схемата (фиг. 2.7 б) има
падащ участък и схемата се нарича схема с падаща характе-
ристика.
Напрежението па базата на транзистора Тг е
(2.11) UebvI Нщ — (//?, ж/йзх/?ш — (7цзх—*
При 7ц31—0 напраженисто е отрицателно it транзисторы 7\ е за-
пущен. При увет^чаване на нзходния ток напрежението на база-
та на Т2 става роложително, в определен момент транзисторы се
отпушвз и изходното Папрежение започва да намалява. При късо
съединение токът се ограннчава до стойността на /кс, която е
ло-малка от началната стойност на тока на зддействуване на за-
щнтата
Максималният ток, при' който задействува защитата, е
43
Фиг* 27. Стабилизатор на на-
пряжение с максимаднотоков а
зашита с палата характерис-
тика
а — прннцшша скею : й — ведт*
аыперни характеристика
(2.12)
п г U ,	__
max—--------5---------
а токът при късо съединение (при C7Hil=0) е
(2.13)
j _ VEBrt
'кс— Г>
където с L!EBf2 е означено базового напрежение на отпушване
на транзистора Tt.
Обикновено делителнт Rt ее изчнслява така, че токът 7К0
да бъде
(2.14)
П,2 /щах-
Токът през делителя се избира
44
(215)	& «207*2=
=20-----
Останалнте резнстори се опре-
делят от изразите
Фиг. 2.8, Cxcmj и свръхнипрзже-
и они зашига
(2.16)
Лц| ==
4с
<2.17)
(2.18)
/ р — и
п _тжх ш Е№
*<3—	 j ---
Д
R.--Г-
д
При захранваяе па някои консуматори, например TTL ннте.
грални схеми, е недопустимо повишаването на изходното напре-
жние над определена граница. В този случай се нзползува
свръхнапреженова защита.
Най-често при повишаване на напрежението се активира пр а.
гов елемент, конто включва тиристор, свързан паралелно на из-
хода, при което се задействува максималнотоковата защита на
стабилизатора.
Опростена примерна схема на тиристорна защита е показана
на фнг. 2.8.
2 3. СТАБИЛИЗАТОРИ НА ТОК С НЕПРЕКЪСИАТО ДЕЙСТВИЕ
При источника на напрежение регулнрашият елемент поддър-
жа пада на напрежение върху товарния резистор постоянен. Зада
се направи източник на ток. е необходимо регулнрашият елемент
да измени напрежението върху товара така, че токът през него
да се поддържа постоянен. Докато идеалннят източник на напре-
жение трябва да притежава нулев изходен импеданс на всичкн
честоти (фиг. 2.9 а), идеалннят източник на ток трябва да има
безкрайно голям изходен импеданс за всички честоти (фиг. 2.9 б).
Основната схема на стабилизатор на ток е показана на фнг.
2.10. Върху резистора с малко съпротивление R,H Се лолучава
45

01___________________________________________
Фиг* 2Д Из ход ни характеристики
4 — hi стабилизатор Я1 ншдоженде , б — на crrtiMMTOp М тав
напрежнтелен над U/ . пропорционален на нзходния ток
(2.19)
(J I — Iцз1 Яп,
Операционният усилвател следи изходнип ток, сравняв а го с ета-
лонното напрежение и измени изходното папрежение така, че из-
ходният ток да бъде постоянен.
Недостатък на тази схема е, че през резистора /?ш не течс
само изходннят ток, но и изравняващият ток през източника на
эталонно папрежение и изходннят ток на операционния усилвател.
Това е еквивалентно на включване на дополнителен импеданс в
еквивалентната схема на източника на ток (фиг. 2.11). На фигу-
рата е прието, че вътрешният импеданс на източника Zi клони към
безкрайност, ZT е товарная импеданс, а всички паразитни товари са
сумирани и озпачени с Z$. Ймпедансът Zs увеличава нестабилност-
46
стта на изходння ток. Тона не
е от голямо значение, когато
нзходннят ток е много по-го-
лям от тока през Z$. В слу-
чайте, когато може да се пре-
небрегне Zs, изходният ток се
определи от равенстяото
Фиг. 2Л1. Екнивалентна схема на ста-
билизатор на ток
<2.20)
2,4, КОМБИ НИР АНИ СТАБИЛИЗАТОРН НА НАПРЕЖЕНИЕ ИТОН
С памощта на два операционки усилвателн и един общ регу-
лнращ елемснт се получава източник с комбинирано действие —
автоматично лревключзане на работните режими от източник на
стабидизирано напрежение в източник на стабилиэиран ток с про-
изволна точка на превключване, конто може да се регулира а
целия обхват на изходните величинн, Този начин на действие оси-
гурява най .добре автоматнчнэта защита на стабилизатора.
Схемата на комбинируй стабилизатор на напрежение и ток е
дадена на фиг, 2,12 а. Мрежовият токоизправител с филтър, ре-
гулнращият элемент и свомагателпите захранвания са общи за
двете системи. Логическата схема(обикновено схема ИЛИ) раз*
познзва единим от двата сигнала, определены от измервателките
схеми в зявнснмост от това, коя величина е домннираща и го по-
Дава към регулиращия елемент. Другият сигнал се потиска. Та-
ка се получала постоянно изходно напрежение или постоянен ток
с правоъгълна изходна характеристика на стабилизатора от фиг
2.12 б и се гарантират добри стойкости иа изходните параметра
при товари в диапазона от празен ход до късо съединение. В
областта, в конто съпротинлението на товара е по-голямо от ед-
на стойност, наречена критична —/?кр (/?т >РкД стабилизаторът е
в режйм на постоянно напрежение. Обратно-при /?т стаби-
лизаторът работп в режим на постоянен ток. При	със-
тояннето е неопредслено. Тази зона на неопрсделеност се нарн*
ча зона на прехода,
Ако се пренебрегут статичните грешки на операцнонннте
усилвател» и се приеме, че стойността на сигналння резистор е
много по-малка от стойностите на другите резистора в делите*
лите, за изходното напрежение и изходния ток се получава
съ ответно
(2.21)	г/Н1Я&£/ 4х;
47
Фиг. 212, Комбиниран стабилиза-
тор ня напряжение и ток
а — блоков! <1*4 Я ; б — И9Т0ДЦ I*-
рактеркстика
«;
Тези формул» се отнасят за схемата от фиг. 2.13 а. От тях
се внжда, че с промяна на еталонните напряжения или на резис-
торите 7?3 и /?4 може да се регулира изходното напрежение или ток
от нуля до макснмална стойност.
Основеи режим на работа на схемата е режим на постоянно на-
прежение. Грешката, която се допуска при регулирането на тока
зависи предимно от съэтнотеннето на товарною съпротивление
« съпротивлеиието на делителя. Изходннят ток в режим стабили-
затор на ток е
<2.23)
F* _________ Г
и е толкова по-бдизък до /И31., колкото е по-сйл-но нзразено
неравенство™
48
Фиг. 2J3* Стабилиздтир па нагср&жеии? и ток
<2.24)

В случайте, когато е необходим стабилизатор на ток с голя-
мо вътрешно съпротивление. напрежителният делител се свързва
преди сигналния резистор за ток (фиг. 2.13 6). Така основняят
режим е режим на постоянен ток. Тогада обаче вътрешнотс»
съпротивление на стабилизатора по напрежение е близо до съ-
противлението на снгналння резистор и изходното напрежение е
(2.25)
Я1Л+/?Т '
Конструируете на стабилизатори с до5ри параметрн едновре-
менно в режим на постоянно напрежение и на постоянен ток е по*
сложно.
Ч Н-к По токозахр. у ва
49

Практическа схема на
комбиниран стабилизатор
яа напрежение и ток е по-
казана на фиг. 2.14. Пред-
назначението На повечето
слемснти е разгледано по-
горе. Транзнсторът Т4 пред-
сгавлява т. нар. предвари-
телен товар н осигурява
минималння необходим ко-
лекторен ток на регулнра-
0
ЩНЯ транзистор, за да МО- фнг. 2.15. Работа зона на регулиращ. тран
же тразисторът Да работи	знетор
в лннейната зона на изход'
пата си характеристика (фиг. 2.15). Работната эона, наречена зона
на регулиране, е защрихована. Тя е ограничена от линиите
/с В11п= const, /с max econst, Uce mi n^VcE si I =const,
const и Pc=const.
Днодите Ой и са защити и. Първият предпаэва регулира-
щия транзистор от обратно напрежение между колектора и еми-
тера, което може да възникне при отпадане на входного напре-
жение или включване паралелно яа изхода на друг токоизточник,
Вторият предпазза елементите от обратно напрежение, което мо-
же да възникне при евързване на друг източник лоследователно
на първия.
25. СТАБИЛИЗАТОРИ С ИЗТЕГЛЕНА ИЗХОДНА ХАРАКТЕРИСТИКА
На фиг. 2.16 а и б са показани две правоъгълни изходни ха-
рактеристики — първата на стабилизатор с макси-малли изходни
величини 20V/10 А, а втората — на стабилизатор 50 V/4 А, т. е. и
двата стабилизатора са с изходна мощност 200 W. Недостатък
на двата стабилизатора е фактът, че максимална изходна мощ-
мост може да се постигне единствено в т. от характеристиките.
На фиг. 2.16 а е показана иэходната характеристика на
эахранн пц източ ник с изтеглена изходна характеристика. Ра-
ботяата точка при тезн стабилизатори може да се намира къде-
то и да е в областта, ограничена от точките 0—(Дюм—Х—Л,—
/и0М—0. т. е. един стабилизатор може да изпълнява едновре-
менно функциите на няколко отделни маточника с мощност 200 W
или на един с мощност 500 W.'Ako работната точка е вътре в
51
Фиг. 2. i’j. Характеристики на стабилизатор»
о — от обикаимн тип и мнско ипирежепие ir голям ток; б— от оСиквовен тип за высоко
напряжение и шли ток ; в — с мзтеглен» характеристика
споменатата облает, стабилизаторът може да работи или като из-
точник непостоянно напрежение, или като източаик на постоя*
нен том. Ако избрапата работна точка се намирз извън областта
(напр. т. Д3), се заДействува защитата по мощност и изходното
напрежение и изходнияг ток се ограничават.
Устройетвото на стабнлизаторите с изтеглена изходна харак-
теристика е подобно на тези с правоъгълна. Това се вижда от
най-общата функцнонална схема, показана на фиг. 2.17. В схема-
та е добавена верига за ограпич^ванс на изходната мощност. Тя
се състон от умножите.! и срЕвняващ усилвател. На входа на ум-
ножителя се подават две напреження— едното пропорционално на
изходното Hanpe>KeHHef а второго — пропорционално на изходния
52
Фиг. 2.18. Схема нп предрегулатар на HEWLETT PACKARD
ток, Напрежението на изхода му е пропорционално на мощность
та. То се сравняла с еталонно напрежение в сравняващия усилва-
тел. Логнческата схема ИЛИе с три входа и избнра сьответния
доминиращ. сигнал, нойте управляв! регулнращия транзистор.
В те а и източници като правило е включен предрегулатор. В
него се използуват тиристори, триацин или стабилизатори в клю-
чов режим. На фиг. 2.18 е показана опростена схема на предре-
гулатора на захранващия източник модел 1002 на фирмата
HEWLETT PACKARD. Вторнчната намотка на мрежовня трансфор-
матор се състои от три секции с галванична връэка помежду си и
с различен брой навйвк*и. Средяата намотка е свързаиа директив
към мостов токоизправнтел, а двете крайни — през триаци. В за-
вис';!!.: ост от сигнала на изхода на управляаащата схема (пропор-
ционален на нзходното напрежение и ток) са възможни четири
случал:
а)	запушены са и двата триака — напрежението на изхода на
лредрегулатора се определи от изправеното напрежение на на-
мотката’ тгу ;
б)	отпущен е триакът Sx — изправя се напрежението на на-
мотките и
в)	отпущен е триакът SB — изправя се напрежението на на-
тиотките Wj и w3;
г)	отпушенм са и двата триака — изправя се напрежението на
трите намотки.
53

Фиг. 2J9. Предр^гул^тор на TEC 5060
На фнг. 2.19 е показана опростената принципа а схема на
регулятора на захраннащото устройство ТЕС 5%0. Тук м
вият трансформатор има четири отделим вторични намотки
;щчен брой навивки в отношение 1 : 2 : 4 : 8. Токоизправители
четири, мостови, управляеми с по два диода и два тиристора
В управляващата схема (блок на управление) се обраб
сигналу пропорционални на изходното напрежение, изходни
и входного мрежови напрежение. В зависимост от управлява
сигналя отделяйте токоизправители се включват независимо
от друг. Възможните варианти тук са петнадесет, като изх'
то напреженне на предрегулатора моше да се измени от ну
макснмалната си стойност през петнадесет степени. Благо
вде на по-сложаия предрегулатор при една и съща изходна
54
нос? входиата мощност на ТЕС 5060 е намалена с около 80 V
в сравнение с мощността на лредрегулатора от фиг, 2.18.
Най-голям к. п. д. се получава при използуването на предре*
гулатори, нзградени на ключей принцип.
2.8. БНПОЛЯРНИ ЗАХРАНВАЩИ УСТРОЙСТВА
В много случаи (напр. в автоматнзнранк системн) са необхо*
ди ми захранващи източници, допуска щи по-голяма скорост на
програмираие на изходното напрежение fl нзходния ток. За надо
воляване на тези потребности са разработени биполярните за-
хранващн източници (мощны усилватели на постоянно напреже-
жение). При тях, напрежението на активната изходна клема мо-
же да приема положит елни и отрицателнИ стойкости. Като пра-
вило те имат правоъгълйа' изходна характеристика, разположена
в четирите квадранта (фиг. 2.20 а), т. е. изходните величини—
напрежение и ток, могат да бъдат положи те лн и, отрицатели и и
пула. Такова устройство може да се използува като източник на
лоложително или отрицателно напрежение и положителен или отри-
цателен ток (съответно в първи и трети квадрант) или като коя-
суматор (товар) на други захранващи източници, като в този
случай изходната му характеристика е разположена във втори
или четвърти квадрант. Освен това поради голямото си бързо-
действие може да се използува и като мощен усилвател на на-
прежението ±Е/ет в честотния обхват от 0-j-40 kHz.
На фнг. 2.20 б е показана опростена црннципна схема на бипо-
лярно захранващо устройство. Различила между него и еднопо-
лярните захранващи източници на напрежение и ток са слединге:
а) в регулиращия елемент се използуват траазнстори с NPN
и PNP проводимости, конто работят в противотактно свързване:
б) използува се биполярен източник на еталонно напрежение;
в) включены са два токови компаратора—единият за положи-
телни, а другият за отрицателни токове;
г) липсва изходен кондензатор Така се увеличава скоростта
на програмиране, но е необходимо да се вземат специални мер-
ки за осигуряване на устой1,,:вост на работа при реактивен товар.
2.7. ПРОГРАМиРУЕМИ И ИН ТЕРФЕЙ СНО ОСИГУРЕНИ ЗАХРАНВАЩИ
УСТРОЙСТВА
Съвременната тенденция е все по-масовата употреба на
програмируеми захранващи устройства. При тях към захранващо-
то устройство (източник на напрежение и ток с правоъгълна Пли
изтеглена изходна характеристика или биполярно захранващо
устройство) се добавя блок за микропроцесорно управление, кла-
виатура, цифрови дисплеи и интерфейс.
Изходните величини могат да се програмират местно —с по-
мощта на клавнатурата, или дистанционно — посредство-м интер-
фейс, който дава възможност устройство™ да се включи в ав-
томатизирана измервателна система.
2J8. ЛРОЕКТИРАНЕ НА ИЗТОЧНИЦИ НА НАПРЕЖЕНИЕ И ТОК С ОПЕ-
РАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛН
Захранващите източници, построени по схемнте от този вид,
са сравнително сложим уреди. За постигане на добри експлоата-
56
ционни параметр» e от голямо значение прецизното им проекта-
ране и правилната нм настройка.
Може да се препоръчва следната методика за проектиране:
1)	избира се схемата на уреда в зависимост от изискванията
на потребителя;
2)	избира се типът на предрегулатора (ако има такъв) я той
се изчнслява;
3)	изчнслява се силовият трансформатор;
4)	изчнслява се регулиращнят слемент. Трябва да се има пред-
вид, че при широкия диапазон на изменение на изходното на-
прежение и иэходния ток от регулиращия елемент се разсейна
значителна мощност и е необходимо прецизно определяне на
броя на регулиращите транзистор» и вземане на подходящи мер-
ки за доброго им охлаждане;
5)	Избира се типът на операционннте усилватели и се изчисля-
ват елементите на измервателните схем и.
2 0. ИНТЕГРАЛНИ СТАБИЛИЗАТОР» С НЕПРЕКЪСНАТО ДЕЙСТВИЕ
В съвреиенните захранващн устройства се използуват специа-
лизирани интегрални схеми — стабили^атори на напрежение и (ши)
ток, наричани накратко интегрални стабилизатор». Съществуват
различии модификации на интегрални стабилизатор» за промиш-
лено приложение—за положителни изходни напрежения, за от-
рицателни изходни напрежения, двуполярн» (имат отделки изход-
ни клеми за положително и отрицателно изходно напре-
женне, най-често +15 V}. В зависимост от изпълнението те
могат да бъдат универсалии стабилизатор» за произвол»о напре-
жение и стабилизатор» за фиксирани напрежения. Йзходпато на-
прежение на първнте стабилизатор» може да се регулнра или
фиксира в широки граници с помощта на външно свързани ре-
зисторни делители на напрежение. Стабилизаторите за фиксирани
изходни напрежения имат вградени вътрешни делители на напре-
жение и изходното напрежение се настройва окончателно в про-
цеса на производствоfо на схемата,
Обикнрвено.уннверсалните стабилизатор» се произвеждат в
корпус», предназначен» за интегрални схеми, а тез» за фиксира-
но напрежение — в корпуси на транзистора», и затова чесю се
наричат трнизводни стабилизаторы.
Когато входного напрежение е по-високо ст 40 V, се изграж-
дат т. нар. схеми на плаващи регулатори, при конто стойността
на Изходното иапрежекие се ограннчава едннствено от возможно-
стнте на използувания външен регулиргш транзистор.
•57
2.91. Универсалии стабилизатор и
Сыцествува голямо разнообразие на специализирани интеграл-
ен схеми от този вид. От произвежданите от различимте фирм»
схеми най-голямо промншлено приложение са намерили следните
многофункцнонални стабнлизатори: рА723, NE/SE 550, SN 72400,
K142EH1J2 и R142EH3/4.
Освен това се използуват универсалии стабнлизатори само
за положителни напрежения — LM100, LM200, L.M300, LM105,
LM205, LM3O5, LM376, МС1459, МС1559 и др., и стабнлизатори
само за отрицателни напрежения — LM104, LM2J4, LM3O4, МС1463
МС1563 и др.
Най-широко раэпространенйе у нас е получила схемата р А 723,
Тя се произвежда под найм енованието 1РН723. Поради голямата
си универсалност тя ще бъде описана подробно по-долу.
Интегралната схема р.А723 може да се работи като последо-
вателен, паралелен или ключов стабилизатор на положително или
«тряцателно изходно напрежение в диапазона от 2 до 37 V. Вход-
ною напрежение за захрайване на схемата трябва да бъде в гра-
ничите от 9,5 до 40 V. От самата схема може да се консумира
ток до 150 mA, когато входного напрежение е с 3 V по-гояя-
мо от изходпото. Ако разликата между входного и изходното
напрежение достигне до 38 V, големината на тока не трябва да
надвишава 10 mA. Ако схемата се захранва от незаземен стаби-
литрон, тя може да у правдива външен транзистор, при ко его се
получават стабилизирани изходни напрежения до 250 V.
Както се вижда от схемата на фиг. 2.21, рА723 се състои от
температурно компенсиран ценеров диод Dt, захранван от стабили-
затор на ток. Буферният усилвател At позволяна от източника
на еталонно напрежение да се черпи ток до 25 mA. Следва усил-
вател на грешката At, конто управлява състазен регулиращ тран-
зистор 7\. Транзисторы1 Тй ограничава изходчия ток. Когато схе-
мата се използува като стабилизатор на отрицателно напрежение.
се включпа стабнлитронът Р2, конто намалява рззсейваната мощ-
ност на регулиращня транзистор. Той има напрежение на стаби-
лизация G,2 V и ток до 25 mA.
На фиг. 2.22 е показана принципна схема на рА723. Ета-
лонното напрежение се получэва от напрежението на стабилитро-
на Da и от пада върху резистора R* и е в граничите б ,8—7.5 V.
Изменечията на напрежението върху резистора /?3 под влияние
на температурила дрейф на стабилитрона и на напрежението
на 7'я или при промяпа на товара на източника на еталонно на-
прежение се подава на базата на Те. Той съндава напрежение за
корекция с обратна полярност на базата на Токът през Тй
се определи от прецизния източцик на постоянен ток с Тя. На-
58
нД 723 Честотна
О^раничоВдие
на тока
«Фиг. 2.21. Схема ва ИС нА 723
«фнг.'2.22. Прннципна схема на р.А 723
прежението на базата на Та се задана посредством ценеровля
диод Dlt захранван с постоянен ток през полевки транзистор Г,.
В делителя 7?v 7?s участвува и термокомпенсиращ диод (из-
ползува се ГД Усилвателят на грешката е съставен от
и представлява диференциален усилвател (Ги~-Т14) с динамичен
товар Т&. Емитернте на Ти и 7*1а сс ззхранват от температурив
59
компенсцран източник на постоянен ток Напрежени^то из
базата на Tls се задана от 7\, Т1п, служещи; за температур,
на компенсация.
Транзисторът Та управлява базата на съставнюге транзисто»
ри Т1( и Tlt. Към тях може да се включи външея NPN или-
PNP транзистор. Транзисторът Tlt се нзползува за схеми на
токопа защита.
2.9.2.	Осковни схеми на стабилизатори с рА723
Схема на стабилизатор с изходко напрежение от 2 до 7 V.
Схемата е показана ня фиг. 2.23. Номерацията на изводите без
скоби е за кръгъл корпус ТО 100, а номерацията в скоби—за
правоъгълен корпус DIL14. Тъй като еталонното напрежение е-
по високо от изходното (около 7 V), към неинвертнращня вход
на усилвателя на грешката се подава част от него посредством
делителя Rt, Rr За постигане на минимален температурен дрейф
на стабилизатора резисторът /?9 се избира от условнето
(2.26)
Резисторът Ди, е сигналният резистор за токовата защита. За
да се намали шумът на еталонното напрежение, се поставя
конденэаторът С2, който се препоръчва да бъде танталов,
Особеност на тази схема е, че захранващото напрежение тряб.
ва да е по-високо от 9,5 V, за да работи източникът на эта-
лонно напрежение. За намаляване на разсейваната топлинна мощ.
ноет върху регулиращия транзистор напрежението Uc може да
се подаде от източник с по-ниско напрежение. В други случаи
променливото напрежение UaK се умножава двукратно с допъл.
нителен токонзправител и се подава на входа £/+ (осмо краче).
Схема на стабилизатор с изходни напрежение от 7 до
37 V, В този случай (фиг. 2.24} еталонното напрежение се по-
дава директно на неинвертнращня вход, а част от изходното на-
прежение, взето от делителя R^RV се подава на ннвертиращия
вход на схемата.
На фиг. 2.25 е показана зависимостта на максималния изхо-
Ден ток (който може да даде схемата. без да се превиши мак-
сималната допустима мощност) във функция на разликата от
напрежението на входа и на нзхода. В ппвечето случаи е необхо-
дим ло-голям ток от този, който схемата може да даде, и се
палата да се използуват допъллнтелпи мощни транзистори. ^н-
тегралната схема рА723 позволява да се вк.иочват както NPN,
60
Фиг. 2.23, Стабилизатор на напрежение 2^-Т V
гака и PNP транзисторн. Тех-
шят брой се избира в зависи*
лост от небходимия изходен
ок и коефициента им на усил-
ине. Двата варианта са показа *
(и на фиг. 2.2tf. За простота в
ях е свързацсамо по ед\ш въН’
иен транзистор.
На фиг. 2.27 е показана схе-
ia с използуването на гъста-
ен PNP — NPN транзистор.
Вснчки схемн. описани дсь
/к, са с правоъгълна изходна
фактеристпка {фиг. 2.28 а).
На фиг. 2.28 б е показана
^мпературнатазавис'нмост нато-
звата защита на схемата р, А723.
рива 1 показйа праговото
(agx-uUSKi ,v
Фиг, 2,25. Максимален тавлргн ток
kj 723 в зависимое? от разликата
между входного и нзходното папре-
жение
61
фиг. 2.26- Стабилизатор и за no-голям ток
а — с PNP транзистор; б — с NPN трднанстор-
Фиг, 2.27. Стабилизатор с PNP—NPN състааен регулиращ тран
зистор
Фиг. 2.28. Характеристики из токоограиичаваис из jiA 723 за различии тем-
ператур» на Кристала
Фиг, 2.29. Стабилизатор с палата характеристика на за-
щита та
напрежение база—емитер UBe па отпушванс на транзистора riS
в зависимое? от температурата на кристала. Вижда се, че това
напрежение се измена почти двукратно при промяна на темера-
турата от —60° до Ч 140°С. В същата пропорционалност се из-
мени Ji токът на задействунане на защитата при постоянно съ-
противление на R&. Криви 2 и 3 показват тази завнеимост при
=5 £1 и /?в| = ЮО. Нафиг. 2.28 а е показано семейство из-
ходни характеристики във функция на температурата на криста-
ла при /?|И = 10 й.
С добавяне на два резистора /?3 и /?« към схемата от фнг.
2.23 може да се получи падаща изходна характеристика, както е
показано на фиг. 2.29.
Схема на стабилизатор за отрицателно изходно напрежение е
показана на фиг. 2.30.
За получаване на напрежения на изхода, по-големи от 37 V, се
използуват схемите с „плаващо" захранване. На фиг, 2.31 са по-
63
Фиг. 2 3L Стибил1м<1Т>р за повигпено иззсодно и а пр еже я иг
я — за положит ел но напрежение; б — за огрнцатепко напрежение
Казани две такива схемн — съответно за положително и отрица-
телно напрежение.
За дистанционно включване на стабилизатора се използува
64
Фиг. 2.33. Пар мелен стабилизатор на напряжения
схемата от фиг. 2,32. Ако не е необходима зашита но ток, тран-
зисторът Ти може да се използува в схемата за дистанционно
включване. При изходни напрежения, по-малки от 10 V, диодът
Dj не се евързва.
С рА723 може Да се направи и ларалелен стабилизатор на
напрежение (фнг. 2.33).
Ако за захранване на рА723 се използува самостоятелен ис-
точник, конто е галваничио развързан от основното силово за-
хранване, може да се получи захранващо устройство с плавно
регулируемо пзходно напрежение. На фиг. 2.34 е показана опро-
стена схема на стабилизатор за напрежение От-39 V и ток до
1А. Тук схемата Ах е включена като повторите.! на напрежение
и представлена фактически източник на эталонно напрежение.
Посредством At е направен стабилизаторът на напрежение с пра-
воъгълна характеристика. Изходното напрежение се регулира плав-
но чрез променливия резистор /?г.
5 Я-и во гокозахр. у-ва
65
2.9.3.	Методика за проектиране на стабилизатор! с интеграл-
ната схема 723
Най-напред в зависимост от изискваннята се избира подходя-
ща схема (фиг. 2.23ч-2.34). След това се определят броят и тн-
път на външно включените регулиращи транзисторы. При изчис-
дяването се вземд предвнд макснмалният допустим ток, който
може да отдаде схемата (фиг. 2.25).
Изходното напрежение се определи от формулите:
— за схемнте с изходно напрежение от 2 до 7 V —
(2.27)	>
— за схемите с изходно напрежение от 7 до 37 V —
(2.28)	;
— за схемите с положително „плаващо* захранване и изходно
напрежение от 4 до 250 V —
66
(2.29)
(2.30)	Т?,=Я4;
—эа схемите с отрицэтелно нзходно напрежение от 6 до 250 V—
(2.31)	:
(2.32)	/?,=/?,.
Стойността на тока, при конто се эадействува защитата по
тот, се определи от фор мулата
(2.33)

/огр—
эа правоъгълна изходна характеристика. За падаща изходна ха-
рактеристика макснмалната и минималната стойност на тока се
дават от иэраэите
(2.34)
огр_ яшя4 +
н
(2.35)
/ — У“ГР
/min-
Гук напрежението U^—^bf се определи от фиг. 2.28.
Пример 2.1. Да се проектира компенсационен стабилизатор
на напрежение с непрекъснато действие с интегралната схема
цА723 за изходно напрежение 5V и номинален изходен ток 2А-
Токът на задействуване на защитата е /огр='2,5А.
Избира се схемата от фиг. 2.27.
Изчисление
1.	Изчнслява се съставният транзистор Т\—Тъ. Определи се
ОДбходимият статичен коефициент на усилване на съставння тран*
>истор за постигане на изходен ток на рА723 /ис<10тА
Ац£miti	jQ 10”^ '250.
Избира се типът на транзистора 7\. Подходящ е 2N3055 със
:ледните типовн данни: (/с£аих=60 V; /спих—15А; Рс™жв115 W;
hie min1*115; Усе*и “ltl V,
67
Изчнслява се максималният базов ток на Г!
f	2 5
кг.- ~ -ii“ =О-166А-
П21ЕГ,	15
Избира се типът на транзистора 7\. Подходящ е 2Т9136 със
следните данни: t/CKniax = 45V; /0^=1 A; Pcau*=8W; Аяемш»
•=20; Ucr. sat 0,5 V.
Изчнслява се млкснмалният базой ток на Т2
1ат 0,166
.-аг'	= -Н.З mA<10 mA.
Избират се съпротивленията на резисторите 7?» и /?*—R,—
=40012 к /?,=470Й.
2.	Изчнслява се входною напряжение
min =(7q-|-1/ge win 4_^Дгулг в5-|-3 Ь 210 V.
+ !0°/
Ако мрежовото напрежение е 220 V____15% номиналиото входно
напрежение е
//	I	л
И	"u	- 117f,5V
Омии- afe5 — 085 — 11,/ODV,
а максималното —
t/««« - 1,1 Ь',лнои=1,1-11,765= 12,042 V.
3.	Изчнслява се максималнатэ разсейвана мощност от Ti
^>СтахГ1=(17вх лах—^Лма)4?пих =(12,942—5) 2,5 = 20 W.
4.	Изчисляват се резлсторите и 7?г. Избира се токът през
делителя /деп»1 mA. Тогава
= 2^±. =2.150кй;
Дея
«8

Комдензаторът С, =4,7-rl0pF намалява изходния шум и се
препоръчва да бъде тантал:в.
5.	Иачислявз се токовата защита. Ако се нэбере падът върху
резистора /?ш да бъде 0,8 V,
/?ш =.=	_ -0.32 Q.
Ч)Гр
Избира се резистор /?ш—0,3 Q, при което
17^=2,5.0,3-0,75 V.
Избира се токът през делителя /?„ /?0
I as—inn— Ю mA.
Тъй кати транэисторът от аащитата на рА723 се отпушва
при напрежение Uhf. ' 0,65 V,
(7^=Uл,„-0.65 — 0,75—0,65= 0,1 V;
tU 0,1
-С - то-г"10*
г. Уим—^дя 5-0-1 ллл
«•“	" „	 = 10Т10- =4Ма'
#д<1
Избира се /75—510 0-
Пример 2.2. Да се проектира компенсационен стабилизатор
на напрежение с непрекъсиато действие с интегрална схема р А 723
за изходна напрежение 15 V и максимален изходен ток 0,5 А.
Изчисление
1.	Избира се схемата от фиг. 2.26 а. Изчислява се необходи-
мият коефициецт на усилвРне по ток на транзистора така, че из-
ходният ток на р А 723 да бъде по-малък от 10 mA:
69
^wnb = oir=50-
Избира се транзистор 217237 с ASJK >50 и Pcmu=25 W.
2.	Определи се входного напрежение
17и» mln — ^яэ«+Ус£Г«14'(/пулс = Ь 5-3 4-2 = 20 Vj
{/	— У»и1п __20_9qs4V-
,t”*- —05-------0,85
UB x m.I= 1,1 Ua BOM = 1,1.23.54=25,89 V.
3.	Изчислява се макснмалната разсейвана мощност на тран-
зистора
Рс п1»к=(^в» eax — ^иэх) /пш=(25,89-—15)0,5=5,45 W.
4.	Изчнсляват се резисторите /?, и /?2. Избира се токът през
делителя 7ДМ=1 mA. Тогава
Я1+Я,= "Г^ = п^ 5=1511 й-
‘дел
Тъй като
н - п
^31—1/ег ----------------------------*
Rt=	 15-7,15 к£2
и
/?t=15—7,15=7,85 к Й.
5.	Изчислява се токовата защита. Тъйкато транзисторът на
защитата на рА723 се огпушва при £/>ш=0,б5 V» съпротивление-
то на резистора /?ш се определи от нзраза
UR	0,65
/?ш= -ш =	-1,3 2.
fmax	°-5
Избира се /?ш=1 Я.
70
2.9.4. Интегрална схема NE/SE 550
Интегралната схема NE/SE 550 на формата SIGNETIX има съ -
тга схема както р.А723 и оттай същата облает на приложе*
е. Корпусите и изводите на двете схеми сънпадат, порали което
зъзможна директората им замена. Благодарение на по-съвърше-
те принципна схема и технология на наработка при NE/SE 550
получена по-добри параметри.
На фиг. 2.35 са показами две схеми на стабилизатори на нап*
жение конто се раэличават по начина на постигане на защита
токово претоварване. В двата случая изходната характеристика
пада ща.
За схемата от фнг. 2.35 а са валидки следните формуле:
.36)
г _
звш mix —	*
Щ
37)
Miutmln 	—в—
лш
ьдето
.38)
Zct*0,125 mA
вътрешен ток иа схемата.
За изчислязане на защитите вериги на схемата от фиг. 2.35 б
окат следните зависимости:
!.39)
US mix ui mln^MAx
S	'F34Mmln_b^Cl^HJX ^stiu mln
1.40)	_ tt'j; —/Сд/?а) (/Мщ	.
(Z3SU( min-
!.41)	/?..,=----------—;
лшц mln
U2)	Zct=0,125 mA.
71
U431
Фиг» 2x35. Стабилизатори на нал реже*
ние с интегрални схема NE/SE 550
а — получаване на вадащд характеристик!
с един резистор ; Й — получайте на ле-
даща характеристике с делится ка напреже-
ние ; в — изходаа характеристика иа стаби-
лизаторнте
2,9.5. Интегрална схема SN72400
Интегралната схема SN 724Q0 на фирмата TEXAS INSTRUMENT
има еквивалентна схема, подобна на тази на рА723 (фиг. 2.36).
72
Фиг. 2.36. Схема ну SN 72100
Разлнката е в това, че е изведен не само изходът на усллвателя
на еталонно напрежение, но и инвертиращият му вход, поряди
което се получават по-добри параметра при изходни напрежения,.
по-малки от еталонното. Освен това уТгравляващият вход за стро-
биране на схемата е конструиран така, че нзключва еталонното
напрежение. Предимство на SN 72400 е и малката стойност на
температурния коефициент на изходното напрежение.
Двете основни схеми на включване (при изходни напрежения
съответно по-големи и по-малки от еталонното напрежение) са по»
Казани на фиг. 2-37.
2.96. Интегрални схеми К142ЕН1 и К142ЕН2
Стабнлизаторите K142EHV2 се състоят от източник на еталон-
но напрежение 1,8 V, днференциален усилвател с динамичен отвар'
73-
Фиг. 2.38. Стабилизатор на непременна с К 142 ЕН 1/2
и два съставни регулиращи транзистора. За ограннчаване на из-
ходния ток се използува един транзистор, а втор и — за стробираце.
Основната схема на включване на стабилизатора е дадена на
фиг. 2.38. Други схеми, както и никои възм о юности за лодобря-
ване на параметрите на стабилиэаторнте, са показали в [2].
Стабнлизаторите KI42EH3/4 имат около два пъти поаечееле-
менти от К142ЕН1/2 и дават възможност да се получи с един
порядък по-малка поставил ноет на изходното напрежение. Те имат
•също защита от претоварване по ток и схема за синхронизация.
По«подробно са описани в [2].
2 9.7. Стабнлизатори за положнтелно напрежение
Интегралните схеми от сериите LM100/LM200/LM30C, LM105/
7LM205/LM305 и LM376 на фирмата NATIONAL SEMICONDUC-
TOR представляват стабнлизатори за положнтелно напрежение. В
резултат от иаправените подобрения, основного от конто е доба-
вянето на още едно усилвателно стъпало, параметрите на серията
LM105 превъзхождат тезн на LM109.
За тез и стабнлизатори е характерно малкото време на възста-
новяване при импулено натоварване (и то не само при импулена
иромяна на товарная ток, но също и на входного напрежение), а
също и липсата на паразитни генерации при активен и реактивен
товар.
Схемата на LM105 е почти същата като тази на цА723 (фиг.
2.21). Разликата е, че източникът на еталонно напрежение е ди-
ректив евързан с неинвертиращия вход на усилвателя на греш-
ката.
Пълната прннципна схема е показана на фиг. 2.39. Като регу-
лираш елемент са нзползувани два съставни транзистора по схема
Дарлингтон (Гц и 7"1S). От тях може да се консумира ток до
20 mA, ако разликата между входного и изходното напрежение е
74
г. 2Л9. Принципяа схема на стаби-
нториге от сериям LM 105. Изво-
ге са номерирани за корпус ТО-5
Л Допуска се разлика в на-
еженията до 30 V при ток до
nA. Максималнотоковата за-
<та е изпълнена с трапзис-
ра Т1в. Усилвагелят на греш-
та е двустьпален. Първото
ьпало е диференцнален усил-
гел(с Tt и Г*). Дифереици-
ният сигнал се подана на вхо-
да второго стъпало (базата
винтера на Ть), За получава-
на голямо ус ил ване като
вар на ГБ се използува гене-
гор на ток — един от колек-
рнте на Г19. На неинвертиращия вход на усилвателя (бавата
7\) сеподава еталонното напрежение, а на инвертиращия вход
1зата на Га) — сигналът, получен от делителя за отрицателна
ратна връзка. Транзисторът 7\г е за защита и изключва схе-
га, когато напрежението на инвертиращият вход стане с 0,7 V
-голямо от еталонното.
Остаиалата част от елементнте в схемата участвунат в изграж-
неТахна източника на етолонно напрежение или служат за тем-
ратурна компенсация. Стабилитронът Д се эахранва с постоя-
н ток от долння колектор на T^v а делнтелят на еталонно нап-
жение с T#, Tv Tv Rt—Rit който осигурява необходимее
грежения на Tt и Г4 — от средняя колектор на Г14. Транзисто-
т 7\ осигурява температурка компенсация на Tt, а траизисто-
т Т8 —на генератора на ток захранващ Т4. Транзисторът
определи емитерното напрежение на усилвателя Tv Темпера-
рната компенсация на Tri става посредством Т^, Т1а и Т1Я.
Основната схема на включване на LM105 е показана на фиг.
0- При използуване на вътрешните регулиращи транзистори
кодите 2 и 3 се свързват накъсо.
Изходното напрежение на схемата е
«)	и...=и„
дето UeJ има производствен толеранс в границите от 1,65 до
5 V.
За получавзне на макси мално висока стабялност еквивалентно-
съпротивление на паралелно свързаните Ri и Rt (спрямо входа
ia схемата) трябва да бъде
75
Фиг. 2.40. Стабилизатор на напрежение е
LM 105
Фгг. 2.41. Зависимоет на /?а от
£/н„
(2.44)
R.-S1 ||/?,_ -Л^-.2кЛ
Кривите на завис имостта на 7?а от £/мзя са показами на фиг.
2.41. Реэисторите и /?( могат да се определят и аналитично
от нзразите
(2.45)
^ет /4т о_Ы_
3.4
— ла-
°иэх
(2.46)
П__^
Rt~Re
За стабилизатор с
налният резистор /?ш
правоъгьлна йзходна
се определи от равенство*™
характеристика сиг

(2.47)
р   0'3
гми	г
*огр
Изходният ток се унеличава чрез включване на външни мощни
транзистор». На фиг. 2.42 са показани три схеми за различии
напрежения и токове. Схемата на фиг. 2.42в има защита поток
с падаща йзходна характеристика.
Други стабилизатор» за положително напрежение са например
МС 1469 и ЛАС 1569. Те нямат вътрешна защита от късо съеди-
76
фиг. 2Л2. Сзсеми на стдбнтвштэрн с LM 105
а — ял 15 V, Cl2 А ; б —> эа I А; л — за 5 V. 10 А
некие. На фиг. 2ЛЗ са показани две типични схеми за свьрзване
на тези интегрални стабнлизатори.
77
Фиг. Стзбнлндеторн на	с МС 1569 и МС 1469
а — м юм 5 А: d — м тож Э А
2.9.8. Универсалии стабнлнзаторн за отрнцателно напрежение
Универсалните стабилизатори за отрнцателно напрежение са
намерили сравнително слабо распространение по ред причини. Най-
нзвеетни са интегралннте схеми LM1O4/LM2Q4/LM3O4 и МС 1463/
/МС1563. На фиг. 2.44 са показами дне схеми на стабилизатори
на отрицатели о напрежение с LM101. За схемата от фиг. 2.44 а
изходното напрежение е
(2.48)
На фиг. 2,45 са показали две схеми с МС1563 за различии
токове.
78
Фиг, 2,44, Ст^бнлизаторн на отрицэ
телио напрежэшк с LM 104
4 * м ptryaipyvvw^MnjnMttMi; * « ш
Фиг. 2.45. Стлбилнзатори за
отрицлтглмо напрежение с
МС 1563 и МС 1483
i -> и 12$ mA ; б - я 2»5 А
79
2.10 СТАБИЛИЗАТОРИ С ТРИИЗВОДЕН КОРПУС ЗАФНКСНРАНИ
НАПРЕЖЕНИЯ
Съществуват няколко стандарт™ стайности захранващи нал*
реження (например 5V-за цифрови интеграции схеми и 12 или
15 V — за аналогов» схеми), Захранването на сиените в тезн слу-
чая е най-леснонзпълнимо, ако се иэполэуват интеграции стабн*
ли зато ря за фикснрани нвпрежения с три извода: вход — за свърз*
ване кьм нестабнлзнраното напрежение. изход яа стабклнзиракото
напрежение и общ извод —корпус (эсмя). Стойноствте па изход-
ните напреження образузат растящ ред— 5» 6, 8, 12, 15, 18 и 24 V*
Сега и ай ^широко распространение са получили няколко серии
на интеграции стабилизатори с три извода: р А7800, р А79Ж
LM109. LM117, LM137, LM123, LM140, LM150, L005, L036 и др.,
конто имат обща схема, сходно устройство и, тън като са по-
местенн в един и същи корпугн, сл в общин случай вэаимнозаке-
няемя* Пълннте им технически параметр» н характеристики са
далеки в специадизнраната фнрмена литература*
От гореспомеяатите схекн стабилнзат< рите рА79С0 и LM137
са за отри цателно нал режен нет а останалите — за положнтелно.
Схемата рА78О9 е интегрален стабилизатор за положително
лапрежение, оформен в корпуснте на мощнн транзистор» — ТО-3
и ТО-220 с изходен ток до 1 — 1,5 Д за депрежекия от 5 V
^А7805) до 24V<pA7824> Схемнте, конто се произвежаат в
Болгария под нззваняето IPH7800 са само в корпус ТО-220
м при тях липсват напреженията 6,18 и 24 У.Някон фирми кэготпят
в сьщите корпусы стабилизатори за изходен ток до 3 А (р А78ТОО).
Съществуват и стабилизатори за 0,7 A Q1A78M00) в коррусн
ТО-220 и ТО 39г Стабнлязаторите за так ОД Асе прондвеждат в
корпус я ТО-39 и ТО-92.
Ще бъде разгледано действием на схемата 7809. Тона е ком
пенсацяанея стабилизатор с непрекьснато действие* Входного
стъпало осигурява нормална работа на еталонкнп ваточник и схе-
мата за температурки компенсация. Сигналът на грешката сс
подана на усилвателя и оттай на регулнращия елемент. В стабн*
,ч из ат ори те са вграденн максималнотокова н термнчна защита*
Принципната схема на стабилизатора е показана на фнг. 2.46.
В еталонното напрежение, изгрэдено посредством транзиеторнте
и няча лавпнвн стабилитрон и. Н иск ото еталонно напреже-
ние позволяла да се работи с мннншлно входно напрежение
(превкшаващо изходцотосамо с падавърху регул1фчщпя транзистор)
при което се Увелнчава допустимият изходен ток при фи кси ран а
стойност на разсейваната мощност. Прннципът на действие на нэ г оч-
ника на еталонно напрежение е основан 1на обстоятелството, че са
точно изоестнн напреженията на интегралнвте транзисторы
вэависнмостст съотношенкята на токовете. В качеством на еталон-
но напрежение е избрана забранената зона иа силиция {1/205 V}
S0
Фиг. 2.45. Схема на |»Л 7800
По този начни може да се получи температурен коефициент, близък
до пула. За J1A7805 например е постигнет температурен коефициент
Гк ™ —1,1 тУЛС в температурен интервал от 0 до 12^вС.
Усилвателят на грешката (с Tir Гм) има вътрешна честотна
компенсация посредством кондензатор с капацнтет 30 pF.
Защнтата от пргтоезрване по ток е изпълнена с транзистора
При повншаваие на пада аърху енгналния резистор /?[» при
ток над допустимия се отпушва Тг„ при кое то се запушват със-
тавните транзнстори 7'16—TJ7, За предпазване на схемата от вто-
ричен пробив се нзползуват диодът Da н резисторы /?ь. Когато
диодът се отпуши, на базата на Гц се подана допълннтелен сиг-
нал, който зап у шва крайните транзнстори.
Схемата има бързодействуваща температурка зашита (с ГД
Транзисторът Та е разположен в непосредствена близост го
крайннте транзнстори. Преднвпрежението му е така избрано, че
при повншаваие на температурата на крайните транзнстори той
се отпушва, при коего мотните транзнстори се запушват.
Стабилнзаторнте за фиксирани напрежения от сериите LM140
и LM349 имат почти същите параметри като рА780Э.
Н*м Оа темqза ip,
81
Фиг. 2.47. Схема на LM 109
Стабилизаторнте LM109/LM209/LM3C9. както и LM123/LM223/
7LM323 са за нзходнн напрежения 5 V. Първата серия е специал-
но проектнрана за аахранваие на TTL схем», при конто нма то-
коей удари. Тели стабнлизатори имат много малко вътрешно
сопротивление и вградена зашита от пренапрежение върху товара.
Принцнпната схема на стабнлнзаторитс от серията LM109 е по-
казана на фиг. 2.47.
Втората серии е предназначена за захранване на схем», конто
консумнрат ток до ЗА.
Сыцествуват и стабнлизатори за фмксиранн отрицатели» нап-
режения. От тях стабилизаторите от серията рА7900 се пронз-
веждат и н НРБ под названието 1РН79СЮ. Изходннте напрежения
и параметрите на схемите са сыците като на серията рА7Й00.
Принцнпната схема на тезн стабнлизатори е показана на
фиг. 2.48.
Основната схема на включване на стабнлнзаторитс за фмкси-
ранн напрежения е показана на фиг. 2.49. Кондензаторът Cj се
нзлолзува, ако е необходимо да се неутрализира влиянисто на
дългн входни проводниц». Кондензаторът С» не с необходим за
устойчивост на схемата, но подобрява нзходння импеданс на ста-
билизатора и реакцията му при нм пул сен товар.
За получаване на стабнлизатори с плавно регулирусми исход-
им напрежения, по-големн от 5 V, са подходящи схемите от фиг.
2.50 а 4-г. За схемата от фиг. 2.50 а нзходното напрежение е
82
QJui
Вход
Фиг- 2.48. Схем и ЛЮО
Фиг. 2.49. Схема на стабилизатор на напрежение с рА7805
2
Фиг. 2.50. С кем и на стабнлизатори с рА 7805
« — si рсгулмруехо напрежение няд 5 V ; 5—м фииснрано небрежение «ад 5 V : л и г —
sa регулируемо палреженнс мед 5 V
84
Фиг. 2.51. Стабилизатор за регулируемо напрежение с LM 109
където токът Iq , протичащ през стабилизатора, няма постоянна
стойност и зависи от температурата, входного и изходното напреже-
ние и тока през стабилизатора. Тиличната му стойност е около 5 mA,
а измененного може да достигне до 1,5 mA. За да се избегне влия-
ние™ на този ток, се използуват другите три схеми. В схемата
на фиг. 2,50 г интегралната схема р А7805 се използува само ка-
то регулиращ елемент, притежаващ максималнотокова и темпера-
турка защита. Ако се използува температурив компенсиран чеке-
ров диод, с нея може да се постигне висока стабнлноет. Подобна
схема с интегралния стабилизатор LM109 е показана на фиг. 2.51.
Когато е необходим изходен ток, по-голям от 1ч-1,5 А, се
използуват схемите от фиг. 2.52 ачв. Първата схема е най-прос-
та и няма защита от токово претоварване на външния транзистор.
При втората схема външният регулиращ транзистор 7\ е защи-
тен от късо съединение посредством транзистора Tt. На фиг.
2.52 в е показан вариант с плавно регулиране на тока на защита-
та във функция от разликата между входното и изходното напре-
жение.
Ако стабилизаторът се свърже по схемата от фиг. 2.53, се
получава стабилизатор на ток със стойност
у, -
(2.50)	/ИЗх= +/<>•
2.11.	Стабилизатори в триизводен корпус за плавно
регулируем и напрежения
В някои случаи значителни удобства за потребителя може да
представляват тези стабилизатори с три извода, чийто изходей
85
MJ 2955
Фиг. 252. Стабнлизатори за голям ток
а — без тскова защита; б — с токова защита ; в —* < гокова защата.
зависеща от напрежението
делител на напрежение се включва външно. По този начин из-
ходното напрежение може да се фиксира на производна стойност
или да се регулира плавно. Пример за такива стабилизатор» са
интегралните схеми LM117/LM217/LM317 на фирмата NATIONAL
SEMICONDUCTOR. Те с а за ток до 1,5 А, а изходното им нап-
режение може да се регулира плавно от 1,2 до 37 V с помощта
на два външни резистора. Тези стабилизатор» се произвеждат и
от други фирми под различии означения — наир. TDB0117 от
SIEMENS.
Стабнлизаторите LM150/LM250/LM350 се различават otLM117
по това, че са предназначени за изходен ток до 3 А.
Sfj
Фвг. 2,53. Стабилизатор на так с рА 7805
фиг. 2.54, Принципал схема на LM 117
Принципната схема на стабилизатора LM117 е показана на
фиг. 2.54.
Основяата схема на свързване на тези стабилизатори е пока-
зана на фиг. 2.55. Еталонното напрежение U\—s е с типична стой-
ност 1,25 V, приложено е върху /?1 и изисква токът през Rt да
е постоянен. Тогава за изходното напрежение е валиден изразът
<2.51)
*2 1
/
1/изХ — t/1—з( 1-1

В много случаи събираемото /j/?i може да се пренебрегне,
тъй като токът /1 е до 100 рА и е независим от товара и тем-
пературата.
Ако входният конде нзатор е далече от интегралната схема, се
препоръчва между вход и мае а да се включи кондензатор or
8Т
Фиг, 2,55. Стабилизатор на напряжение с LM 117
°* к1N 4002
Б
Фиг* 2,56. Приложение на ин тягралиата схема LM 117
о — стнбалнзатор на напрежение с ток оогр ян мча ване ; б — стабилизатор с падаще хврак
тернстика ; а — стабилизатор на ток
0,1 p.F. За подобряване на стабилността на изхода се слага кон-
дензатор от 0,1 до 22 р F. За намаляване на брума може да се
свърже хондензатор между извод 1 и маса. Ако този конденза-
88
Фиг. 2.56
? — стабилизатор с меко пускЯКе ; д — стабилизатор г дистанционно включване*
Фиг. 2.57. Стабилизатор за отрицателно напреже-
ние с LM137
тор има капацитет 10 pF, отношение™ сигнал/шум се подобрява
от 50 на 80 dB.
Ако изходното напрежение е по-голямо от 25 V и кондензато-
рите са по-големи от 10 pF, се налага използуването на защити»
диоди, както е показано с прекъсвана линия на фиг. 2.55.
Различии схеми на приложение на LM117 са показани иа фиг..
2.56 а~д.
Съществуват и стабилизатори за отрицателям напрежения. Та-
кива стабилизатори са LM137/LM237/LM337. Те са предназначен»
за отрицателни напрежения от —1,2V до —37 V и тОкЧЕО 1,5 А.
.^Изходното напрежение при стабилизаторите за отрицателни.
напрежения се определя от израза 2.51, като знакът пред вто-
рого събираемо е плюс.
Основндта схема на свързване на LM137 е дадена на фиг.
2.57.
89-
"Фиг. 2.58. Двуполярни
стабилизатори
л — с две еднополкрни ли-
тегрални с ха мн ; в — с едка
схема н инвертиращ усялвд-
тел; в — с две разнопол яр-
ки схеми
2,12.	ДВУПОЛЯРНИ СТАБИЛИЗАТОРИ
За захранване на линейни схеми са необходими напрежения
с положителяа и отрицателна полярност, най-често ± 15 V. Ня*
колко възможни начина за получаването им са показана на фиг.
2.58 а-г* а. На фиг. 2.58 а е показан двуполярен стабилизатор, из-
лъЛиен с две еднакви интегрални схеми (р A78I5). В този случай
са необходими две галванично изолирани входни напрежения. Ако
токоизправителят е двуполярен с обща точка, може да се изпол-
зува схемата от фиг. 2-58 бу къДето отрицателното напрежение се
получава от инвертиращ операциоиен усилвател и мощен транзис-
тор 7\. Транзисторът Га служи за макси мал нотокова защита яа
отрицателния изход.
Най-просто решение на двуполярен стабилизатор е показано
на фиг. 2.58 в с две разнополярни интегрални схеми. Недостатък
на тази схема е необходимостта от два типа интегрални стабили-
затори— рА7815 и рА7915.
Съществуват и специализирани схеми на двуполярни стабили-
затори, Такива са например схемите МС1468/МС1568 и NE/SE5553
и NE/SE5554. Основната схема на 'свързване на МС1468/МС1568
е показана на фиг. 2.59. На фиг. 2.60 са показани два модифи-
цирани варианта на двуполярни стабилизатори със същата интег-
рална схема.
90
* иБх
о—
«20
3(51
4f?|
- 20 О—
“uSx
5( В)
6(101
2(41
MC1S68 1[3(
МС1468 1^2
В(12|
7(111
1500р
3ZZ
ч
1500р
CZZD
'Фиг, 259. Двуволярен стабилизатор с МС1468/МС1568
Фиг. 2.60. Дяуполярин стабилизатори с МС 1468/МС1568
.а — с падаща характеристика ; б — с рааищрявяне на обхвата по ток
91
NE/SE
5554
Фиг. 2.6!. Двуполярии стабилиза-
тори с NE/SE 5554
я — с валаясмраяе на «аходагтл; б —
» регулируема мапрежеяие бет валам,
гнраме ; * — м по-голяи ток
NE/SE
5554
----------о
УпраБление
- U >15V
изх
♦ 11в 730V)
О
"(1B±30V)
О—
RC 4195
—	+1^
— “иВх X ’°изх
2
Фиг. 2.62. Двуполярен стабилизатор с RC 4195
На фиг 2.61а4-& са показани три схеми на двуполярии стабили-
затори с NE/SE5554.
На фиг 2.62 е Дадена схемата на свързване на интегрални^
стабилизатор RC4195.
S2
2.13.	СПЕЦИАЛНИ СХЕМ И НА СТАБНЛИЗАТОРИ
Понякога входного напрежение е по-голямо от макснмалното
допустимо за използувания тип стабилизатор. В този случай мо-
же да се използува ед на еле ментарна схема— включване на пред-
варителен стабилизатор, както е показано на фиг. 2.63.
Когато е необходимо изходното напрежение да е по-голя мо от
максималното допустима за дадения тип стабнлизатори» се изпол-
зуват схеми с „плаващо** захранване (фиг. 231)* За получаване
на високо изходно напрежение е подходяща и схемата от фиг.
2.64. При нея мощният регулиращ транзистор и изходният дели-
тел са включени към високото изходно напрежение. Намаляване
на напрежението на изхода на интегралния стабилизатор се пос-
тига с подходящ ценеров диод.
За плавно регулиране на изходното напрежение от нула до
максималната стойност се използуват схеми с две намотки на
трансформатора (фиг. 2.34).
Понякога се налага включване или изключване на стабилиза-
тора с въшцен сигнал. Възможност за електронно управление с
TTL сигнал е показано на фиг. 2.32.
-Фиг. 2.63. Стабилизатор за по-
вишено входно напрежение
<Фиг. 2.64. Стабилизатор за повишено изходно напрежение
93
Фиг. 2.65. Защита на интегра-
лен стабилизатор от обратно
напрежение
Фиг. 2.66. Зашита от обратна по-
лярност на изхода
2.14» ЗАЩИТИ НА СТАБИЛИЗАТОРИТЕ
В никои случаи е възможно входного напрежение на стабили-
затора да стане по-малко от изходното. Това може да се случи
при преходни процеси или отпадане на мрежовото напрежение.
Когато разликата стане по-голяма от около. 7 V, е възможен про-
бив на регулиращия транзистор. За да се избегне това, се изпол-
зува диод, шунтиращ регулиращия транзистор (фиг. 2.65).
Защита от получаване на обратна полярност на изхода е по-
казана на фиг. 2.66.
2 1.5. ПРОЕКТИРАНЕ НА КОМП Е НС АЦ НО НИИ СТАБИЛИЗАТОРИ
НА НАПРЕЖЕНИЕ С НЕПРЕКЪСНАТО ДЕЙСТВИЕ
Изборът на подходяща схема в зависимост от конкретните
изисквания на коне у матора, условията на околната среда, налич-
ната елементва база и др. е най-отговорният момент при проек-
тирането. Обикновено се търси компромис между изискванията
за достягьчно, но разумно добри експлоатационни параметри и
минимален брой елементи, размера, тегло и цена. Когато е въз-
можно, се предпочита употребата на интегрални стабилизатори.
Стабидизаторите с дискретни елементи и операционки усилватели
се използуват при специални изисквания за универсалност, макси-
мално добри експлоатационни параметри и др.
Препоръчва се да се спазва следният ред при проектирането:
1.	Избор на схемата. В зависимост от изискванията към из-
ходното напрежение и изходния ток, нестабилностите от мрежата
и товара,, температурная коефициент и др. се избира подходяща
иринципна схема, удоволетворяваща зададените технико-икономи-
чески изисквания.
2.	Уточняване на изходната мощност и възможните граничив
напрежения и токове в зависимост от конкретната схема и режи-
94
мите на работа. Определят се минималните н макснмалните стой"
ности на входните и изходните напрежения и токове.
3.	Изчисляване яа разсейваната мощност от регулиращия еле-
мент и изчисляването му. Това протича по следния начин:
а)	определи се -броят на съставните регулиращи транзистор»
и се избира подходяща схема на свързването им. Възможно е
използуването на NPN и PNP съставни транзистори. Ако е дос-
тъпен входы на усилвателя на грешката, за стабилизатори на.
положително напрежение се препоръчва използуването на NPN
съставни транзистори, включени по схема Дарлингтон Ако вхо-
ды на усилвателя на грешката не е достъпен, се използуват PNP*
съставни транзистори;
б)	определя се броят на паралелно включените транзистори с
оглед да се осигури безаварийна работа при всички екстремни
режими.
4.	Избор на изходната характеристика на стабилизатора (ти-
па на токового ограиичаване — правоъгълна или падаща изходна
характеристика).
5.	Изчисляване на елементите от усилвателя на грешката, из-
точника на еталонно напрежение, делителя и др.
6.	Изчисляване на захранващите токоизправнтели и изглажда-
щнте филтри.
7.	Избор на подходяща конструкция и конфигурация на плат-
ките. Определяне на точките на заземяване.
Прим ер 2.3. Да се проектира компенсационен стабилизатора
на напрежение с непрекъснато действие за напрежение 9 V и-
ток до 0,4 А с помощта на рА 7805.
Избира се схемата от фиг. 2.50 б.
Начисление
1. Изходното напрежение на стабилизатора е по-високо от
напрежението на интегралната схема с напрежението на емитера
на транзистора
ис "I* U^=Uис 4“
Избира се интегралната схема р.А7805, при което
4/яг=9-5-0,6==3,4 V.
Токът през делителя се избира от порядъка яа няколко ми-
лиампера — например /д =4,5 mA. Тогава
95-
при коего
p —, E — 3’*______750 о
Яг Л 4Л.1(Г» -75U “
Th* като VVr5]Vs=2.10я О. Rx= 2-0,75-1,25 k.Q.
2. Определяне на входного напрежение
Минималното входно напрежение е
Ubx mln = A/a3x4_A7sat4"A7пуле — 9 -|-3-|-2= 14 V}
иоминалното —
г,	^Авх mln 14	л ,,
t/.x »ои——о 85	-“о^5	16’47 V>
а макснмалното —
Uох шях = 1Л	нои 1Л*16,47 “18,12 V.
3. Определяне на разсейваната мощност от схемата. Макси-
малната разсейвана мощност е
Z\nax =(t^sxmax ^Агах) 7 mix = (18,12—9)0,4=3,65 W.
Схемата трябва да се монтира върху малък радиатор.
Пример 2.4. Да се проектира стабилизатор иа напрежение.
изпълнен по схемата от фиг. 2.52 а, със следните данни: Unx^
—5 V; /азхшах—3 А,
Начисление
Избира се ин тег рал пата схема рА 7805.
1.	Изчислява се необходимого входно напрежение
L/*x mln —l/esx+UjKt 4*С/пуле =5-|-3+2=10 V;
С/вхиои — — о>85~=‘0Л5-= 11,76 V*
96
и.хтм-МЛ/.хад, =1,1.11,76=12,94 V.
2.	Разпределя се токът през интегралиата схема и транзисто-
ра- Приема се работният ток през ннтегралната схема да •
/ис=0,5 А, при което токът през транзистора е
Ап =Лзх-/«=3-03=2,5 А.
3.	Определяие на
За да се изравни с те не нт а на влияние на вапрежението и тока
върху транзистора 71, се приема, че праговото напрежение на
защитата UBET2 —0,6 V е разпределено по равно върху рвзисто-
рите R2 и Тогава
Я	==0.12 й.
'СТ1 "СП
Мощнэстта, разсейвана от Rt, е
-2,5’.0,1 = 0,625 W.
Избира се резистор 0,1 Q/1W.
4.	Изчисляване на делителя Rs, Rt. Избира се ток през дели*
теля /?э, Rt. Ако се приеме, че 7д = 100 mA,

UR3
? R3
0,3
0,1
3 Й;
_/?з =2!£4_5__3=76|4q.
Избира се /?4=75 £2.
Мощност та, разсейвана от Rs и Rv е съответно
Рдз=0,1».3=0,03 W. Избира се /?8 — 0,5 W;
РД4 =0,1».75=0.75 W. Избира се Я4-»1 W.
5.	Изчис ля ване на съ противление то на резистора Rt. Изпол-
зува се форму лата
7 Н-к потоксзахр. у*ва
97
Мощността, разсейвава от е
РЯ2=/« Д,=0.5». 1,7=0,42 W.
Избира се резистор 2Q/I W.
6.	Определи се типът на транзистора 7\. Подходящ тран-
зистор е KD616 със следните данни: UCEia„.~GQ V; /С=Ю А;
PCm„=70 W.
7.	Намира се разсейваната мощност от 7\
РСП«4/С£/С=(12,44—5)2,5 = 19,85 W.
8.	Определи се типът на транзистора Tv Подходящ е тран*
энсторът 2Т9136 със следните данни: ^Сйиах=40 V; /с=1 А;
РСпт=Ь W-
9.	Намира се разсейваната мощност -а^рху У,
РСТ2 ~ ^CEsatT2 ^Стлх.72~~
..	/г	УСЛи72
t/C£s«tZ2 I 11ЛС. шах
=0,5 Й,5
^фД=0.625 W.
& I
Глава трета
КЛЮЧОВИ ЗАХРАНВАЩИ ИЗТОЧНИЦИ НА ПОСТОЯННО
ИЗХОДНО НАПРЕЖЕНИЕ
3.1.	ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Захравващите източници със стабилизатори с непрекъснато
.действие притежават два съществени недостатъка:
—използуване на мрежов трансформатор за 50 Hz, конто
мма голяма маса и обем;
98
Фиг. 3.1. Схема на ключей захраяващ из то Ч ник
— разсейване на голяма мощност нърху per у лира щи я елемеяг
(малък к. п. д.) и необходимост от голем и охлаждащи радиа-
тори.
За избягване на споменатите недостать ци са раэработени зах-
ранващн източннцн с ключов (дискретен) режим на работа на ре-
гулиращня елемент (фиг. 3.1). Както се вижда от показаиата
функциенална схема, мрежовото напрежение се изправя и фнл-
трира от мрежовия нзправнтел и филтър МИФ, след коего по-
стоянного напрежение се накъсва от транзисторен ключ Кл, ра-
ботещ на високи честоти (над 20 kHz). Полученото високочестот*
но напрежение се подава на трансформатор Тр с подходят о пре-
яодно отношение. На вторичната страна на трансформатора на»
преженнето се изправя и ф илтрира от високочестотен изправи-
тел и филтър ВИФ, при което се получава изходното постоян-
но напрежение. Веригата на обратната връзка, състояща се от
управляваща схема УС и драйверно Стъпало ДС, регулира ин-
тервалите от време, през конто ключът е отворен и затворен, та-
ка че да се за пази постоянно изходното напрежение.
При тезн захранващи източници к. п. д. може да достигне до,
95% и се определи от мощността, конто се разсейва от ключа,
изходните диоди и ня кои защитим вериги. С увеличаване на ра-
ботната честота се намаляват масата и обемът на трансформа-
тора и на електролитните кондеизатори.
За осигуряваие на нормална работа на ключовия захраяващ
източник е необходимо използуването на подходяща схема за
управление на ключа, конто освен управляваща трябва да нма
и защитна функция. Както следва от принципа на действие, необ-
ходимо е да се вземат мерки за защита от радиосмущения. На-
лага се също и използуването на редица специални елементн.
От казаното дотук следва, че въпросът за избор на подходящ
захранващ източник — с непрекъснато действие или ключов, след-
ва да се решава в зависимост от конкретнее потребности. На-
кратко, стабнлизаторите с непрекъснато действие притежават
сравнително просто устройство и много добри експлоатациокни
параметри (висока стабилност на изходното напрежение, нискн
пулсации, много добри динамични характеристики), не създават
радиосмущения, но имат сравнително голям обем и мае а и малък
к. п. д. Ключовите стабилизатори имат малък обем и маса, но
99
устройството им е по-сложно (необходими са слециални елемен-
тн), създават значителни радиосмущения и имат по-голяма не»
стабялкост на напрежението, повишени пулсациии поголямовре-
ме за възстановяване при динамично натоварване.
3.2.	НАЧИНИ ЗА РЕГУЛ ИРАНЕ НА ИЗХОДНОТО НАПРЕЖЕНИЕ
ПРИ КЛЮЧОВИТЕ СТАБИЛИЗАТОРИ
Възможни са два основни начина за регулиране на изходното
напрежение — чрез промяна на работната честота на ключа при
постоянна продължителност на импулса на напрежението или чрез
промяна на коефициента на запълване при постоянна честота.
Първият начин се използува по-често при преобразувателите
на постоянно напрежение и се отличазасъс сравнително по-просто
схемио решение. Захранвэщите източници от този вид са каприз*
«и по отношение на смяна на ечементите н феритните материа-
лн, нмат по-лэши експлоатационни параметри и сравнителнотруд-
но се защитават от претоварване.
Засега вторият начин е по-разпространен. Разработени са ре*
дица специализарани интегрални схеми за управление на захран-
ващи източници от този тип. Най-общо те се сьстоят от източ-
ник на еталонно напрежение, регулиращ усилвател, генератор на
линейно изменящо се напрежение, широчинно-импулсен модулятор
и спомагателни вериги. Правоъгълното напрежение на изхода на
схемата е с пр оме нл ив коефициент на запълване 3. При сравня-
еането на изходното с еталонното напрежение се изработва сиг-
нал от регулиращия усилвател, който управлява широчинно-им*
пулсния модулатор и измени коефициента на запълване, с което
стабилизира изходното напрежение.
3.3.	ТИПОВЕ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ
В зависимост от фазата, в конто стаза предаването на енер-
гията от захранващата в товарната верига, се различават правя и
обратим преобразуватели.
3.3.1.	Обратен преобразувател
На фиг. 3.2 а е показана основната схема на обратен прео-
бразувател. При затваряне на ключа S (отпушен транзистор) се
натрупва енергия в дросела, конто при отваряне на ключа (за-
лу шване на транзистора) се отдана в изходната верига.
От основната схема чрез използуване на трансформатор се
получава схемата от фиг. 3.2 б. На фиг. 3.2 в е показана сыца-
100
фиг, 3,2, Обратен преобразувател
4) — ос нови* эквивалентна схема ; б — еквивалентна схема с трансформатор г в >— схем* с;
транзисторен ключ t г — схема с рэкуперираща намотка
та схема, но с транзисторен ключ. В тази схема, за да се огра-
нйчи максималното напрежение върху транзистора до удвоената
стойност на захранващото напрежение» са използувани един диод
и допълнителна намотка на трансформатора, навита бифилярно с
основната, При запушване на транзистора тя врыца в източника
енергията, натрупана в трансформатора,
Нека транзисторы е отпушен за време
te=8T~-f-
(3.1)
101
fl запушен -за врете /,=(1—5)Г,
където f е честотата на превключване;
Т — периоды; а
(3.2)	3=А=------Цг- - коефициентът на запълване.
1+^
Във вторичната намотка на импулсния трансформатор с
индуктивност
<3.3>	Г,=£
се индуктира промен лив о напрежение U„3K. Тук
(3-4)
Wi
wa
е прев одного отношение на трансформатора.
Токът на изхода на трансформатора се измени линейно
(3-5)
i при
^=4™	при 5Т^Т.
Разликата A/L между /11пах и Z£rain е
(3.6)
^Т
*4
В зависимое? от вида на тока прзз трансформатора са въз-
можни три режима на работа — прекъснат, непрекъснат и грани-
чен (фиг. 3.31).
Стойността на изходното напрежение се определи от (3.2)
след преработка
102
Фиг- 3.3. Диаграмм на тока през дроеела
а — непрекъсиат режим 1 6 — граничен режим ; в — прекъснат
режим
т. е. то йе завис» от изходния ток и може да се регулира с из-
менение на коефициента на запълване.
Постоянният ток на изхода на преобразуватели е
<3.8)	/Г	(1-8).
Ако изходната мощност е Ро, то мощността на входа е
<3.9)
където г/ е к. п. д., а максималният ток през транзистора за не-
прекъснат и граничен, режим се определи от израза
/3 1 п\	/ Р I
'Л10>	WBX + ZLj ~
.Максималното напрежение- }ърху транзистора завися от коефи-
диента на запълване
1(»
Фиг. 3.4. Двутранзисторен обратен преобра-
зувател
Фиг* 3.5, Ток през изхидния конденза-
тор на обратная пре образуете л
(3.11)
|-5
Практически напрежението t/c£roax е по-голямо от определе-
ната согласно (3.11) стойност поради наличието на индуктивност
на разсейване на първичната намотка. За намаляване на възник-
ващнте от това пренапрежения се вземат специални мерки.
Необходимата минимална индуктивност на първичната намот-
ка е
(3.12)
т /2	А2 Т
I _____ Maxmln max'
A-lmln— 2р
Тук (/.xmin е минималната стойност на -входного напрежение
(3.13)
1^^^0,35.220.^^262 V,
104
a &nux се получава от (3.2) при заместване на Un^U^mia или се
избира от практически съображения.
Ако в преобразувателя се използуват два транзистора, както
е показано на фиг. 3.4, напрежението UCEmax не превишава вход-
ного напрежение При тази схема напрежението върху транс-
форматора има същия вид (фиг. 3.2) — при запушване на тран-
зисторите се отпушват диодите, при което напрежението Uce
се ограничава до (/вх.
Токът през изходния кондензатор има вида, показан на фиг.
3.5. Неговата средна стойност е
(3.14)

3 3.2. Прав преобразувател
Основната схема на прав преобразувател е дадена на фиг.
3.6. На фиг, 3.6 а е показана еквивалентната заместваща схема»
а на фиг. 3.6 б - принцнпната схема.
При правил преобразувател енергия в индуктивността се на-
трупва, когато ключът е затворен (отпущен транзистор), като
същевременно в изходната верига тече ток. При отваряне на
ключа (запушен транзистор) натрупаната енергия в индуктив-
ността през диода D се отдава на изхода.
От съображения за безопасност в повечето случаи се налага
галваннчно разделяне на входа от изхода, при което се достиг®
до схемата от фиг. 3.6 б.
Фиг. 3,6- Прав преобразувател
а — ек»м»и леятна схема ; б — приишшна схема
105
Фиг. 3.7. Дна грани на работа на правда
преобразуеател
а — напряжение на пъраичнатж намотка йа транс-
форматора ; 6 — напрежение върху траавнстора;
а —* ток ня транзистора i г — ток през раамашмт*
яащата намотка ; д — ток през дроеела
Диаграмите на работа на правил преобразуеател са показана
на фиг. 3.7 ач-<?. Действието му е следното. При отпушен тран-
зистор изходният ток тече от изхода на трансформатора, през
диода Ог (работещ синхронно с транзистора), през дроеела Lo и
оттам към товара. При запушен транзистор диодът П2 се отпуш-
ва от натрупаната енергия в дроеела при което токът през
него определя изходния ток. Същевременно се отпушва диодът
£>s, при което протича ток през демагнетизиращата намотка на
трансформатора навита бифилярно с първичната (работната)
намотка Wj. По този начин енергията се връща към входная из-
точник ивх.
При правия преобразувател изходното напрежение и изход-
ният ток се определят съответно от изразите
(3.15)	—
и
106
<3.16)
Фиг. 3.8. Режим и на работа на нрания преобра-
эувател
л — с вепрекъсй&т ток (с прекъсвлна линия е показан
граннчният режим} , б — с прекъсяат ток

^Lmax + ZLnita
2
В зависимост от тока през дросела режимът на работа на
преобразувателя може да бъде непрекъснат, граничен и прекъс*
нат (фиг, 3.8).
Ако с 2/os се означат пулсациите на тока iL (от връх до
връх)
<3.17)
г At max ^£min
ов= - -
лесно се установява (фиг. 3.8), че при режим на непрекъснат
ток /0>7ов> а при режим на прекъснат ток—обратно /й<7ов*
Демагнетизнращият ток през w3 и има максимална стой’
ВОСТ
<3.18)
/z>3 шах—
пЦ0Т
Li
За да бъде този ток по-малък, препоръчва се индуктивността
£2 да удовлетворява равенство™
(3,20)
(3.19)	£а=(2-г6)Да.
Максималният ток през транзистора е
Л max
Д* ГПЗЛ j	вл
С max л ’ Lt
107
фиг. 3.9. Двутранзисторен прав преобразувател!
кг Дето
<3.21)	/ьт„=/о+/ов- /0+4 С1-8)	
Тъй като 8^0,5, максималното напрежение върху транзисто-
ра е
(3.22)
*Л?Етах=2^*’
Поради наличие™ на дросела Lo и диода D2 пулсациите на
изходното напрежение при правив преобразувател са по-малки
от тези на обратная. Анализът показва, че средната стойност на
тока през изходния кондензатор е
(3.23)
г ^ОВ
С0~
0,6 7qb.
За намаляване на максималното напрежение върху транзисто-
ра до UCE m4x=Z7BJl се използува двутранзисторен вариант на пра-
вив преобразувател (фиг. 3,9).
Индуктивността на дросела се избира от израэа
и т
(3.24)	10=7,55^(1-8^)^^- -
Препоръчва се индуктивността на първичната намотка L^—
=п2Ьй да удовлетворява условие (3.19)
(3.25)	£1=»=(24-6)л»£в.
108
*C1 I di к Lo
Фиг. ЗЛО. Противотактгн преобразувател
а — принцчпня схема ; б напрежение На първичната намотка на
трансформатора г в — напрежение колехтор—винтер на транзистора;
г — ток през транзисториге : d — подмагннтващ ток на трансформа-
тора ; г *’ ток прея диода Dt; лс — ток през диода D» i з —* ток
през филтроаня дросел Lp
3.3.3. Противотактен преобразувател
Принципната схема и времедиаграмите на работа на противо-
тактния преобразувател са показана на фиг. 3.10. Вижда, се, че
109
противотактният преобразувател се състои от два правя пре»
образувателя, включени противофазно. Схемата работи по следння
начин. Нека първоначално са отпушени 7\ и Dlt при което в
дросела Lo се натрупва енергия. След това двата транзистора са
запушени и натрупаната в дросела енергия се отдава на изхода
през диодите Dt и D2. В този интервал от време вторичната на-
мотка на трансформатора е свързана накъсо (двата диода са от-
пушени одновременно) и трансформаторът се размагнитва. В
следващия полупериод са отпушени 7\ и Dt, след което отново
двата транзистора са запушени. Докато единнят транзистор е от-
пущен, напрежението върху другня е равно на сумата от напре-
женнята върху двете първични намотки, т, е, на Когато са
запушени и двата транзистора, напрежението върху трансфор-
матора е нула, при което падът върху транзисторите е
Поради симетрията на схемата изходното напрежение се оп-
редели от израза
(3.26)

п
Тук S трябва да бъде винаги по-малък от 0,5, за да не се по-
лучи късо съединение на входа през транзисторите и трансфор-
ток се
При
предвид
матора.
Изходният ток се определи от израза (3.16). Намагнитващият
&тиЯ1
изменя линейно от----------—- до	*
проектирането транзисторите се избират» като се ммат
равенствата
(3.27)
и
(3.28)
'Стах “ п ’г’

Фиг. ЗД1. Полумостов преобразую тел
но
Фиг- 3.12. Мостов преобразувател
От практически съображения се препоръчва да се спази ус-
ловието
(3.29)	£2=(4-?8)Дв.
Пулсиращият ток през кондензатора на изхода се определя от
{3.23), като се има предвид, че честотата е два пъти по-висока.
Най-често използуваната схема при по-големи мощности и ви-
соки захранващи напрежения е схемата на полумостовия пре-
образувател (фиг. 3.11). Тя има две безспорни предимства пред
противотактния преобразувател (фиг. 3,10 а). Първото е, че мак-
сималното напрежение върху транзисторите е при което мо-
гат да се използуват бързи ключови транзнстори за 4004-500V
при директив' изправяне на мрежа 220V, а също и конденза-
тори за по-ннско напрежение, изграждащи входния филтър. Вто-
рого предимство е, че проблемът за избягване на насищането на
трансформатора и несиметричното му подмагнитване може да се
реши лесно, като се използува прехвърлящ кондензатор, както
е показано с щрихоза линия на фиг. 3.11 (Ср).
При големи мощности се употребява мостова схема (фиг. 3.12),.
при конто се използуват четири транзистора и съответно по-
сложни драйверни схеми за тяхното управление. Максималното
напрежение върху транзисторите е (7в1.
Изчисляването на противотактните преобразуватели е относи-
телно по*сложно. За тях е необходима строга симетрия в не
трябва да се допуска отпушването на два транзистора едновре-
мепно, за да не се получи късо съединеине на входа.
3.4. СПЕЦИАЛНИ ЕЛЕМЕНТИ ЗА КЛЮЧОВИ ЗАХРАНВАЩИ
ИЗТОЧНИЦИ
Импулсните режими на работа (при това при големи работки
напрежения и токове) водят до повишени изисквания към еле-
111
ментната база на преобразувателите. За направата на надеждён и
с добри параметри захраяващ източник с а необходими специални
мощни транзистори за високо напрежение, бързи импулсни дно*
ди, електролитни кондензатори с малки паразитни индуктив-
ности и малко активно съпротивление, висококачествени феритни
ядра. По-долу се разглеждаг конкретните особености и изисква-
ния към тези елементи.
3.4.1. Мощни лревключващн транзистори
С развитието на тройно дифундираните мощни транзистори
стана възможна направата на ключови захранващи източници, ра-
ботсщи с напрежение, получено от директното изправяне на мре-
жовото напрежение. Пргвилният набор на типа на транзистора и
режима му на работа при голяма* комутнрана мощност определи
основните показатели на захранващия източник—надеж дно ст,
к. л. д. маса и обем.
На анализа на работата на транзистора като ключ са посве-
тени много публикации. Тук се разглеждат само никои Особе-
ности и общи положения, важни за рабогата на транзисторите в
ключовите захранвания, както и никои защити.
Пьяна характеристика на елзктрическите и термичните въз-
•можности на мощните превключващи транзистори се дава отдиа-
грамата на т. нар. облает на безопасна работа. В литературата
на английски език се използува съкращението SOAR — safe ope-
rating area. Тази днаграма като правило се приляг а винаги в
проспектите на фирмите — прои шодителки на транзистори. На фиг.
3.13 е дадена диаграмата на областта на безопасна работа на тран-
зистора BUY69A, подходящ за направа на ключови захранващи
източници, работещи с директив изправено мрежово напрежение.
Границите на областта на безопасна работа на транзистора се
определят от максималните допустими стойкости на токовете и
напреженията. Разграничават се четири участъка:
Участьк I — на разрешен постояннотоков режим. Той се ог-
раничава от максималното допустимо напрежение 1/с£(ПВХ (т. а),
максималния допустим колекторен ток /СтвХ (т. Ь), максимална-
та загубна мощност Ptot = РСЕ+РЕВ (линията Ь—с с наклон в
логаритмичен мащаб минус 1), линията на вторичния пробив с—d
с наклон в логаритмичен мащаб минус 1,5.4-2.
Участък II—на разрешен импулсен режим. Той се огранича-
ва от максималния допустим ток /сд(так и напрежението UCElMX.
Другите две линии са успоредни на Ь — сн с — d и се дават за
различии продължителности на импулсите. С намаляването на
времетраенето на импулсите участъкът се разширява до право-
ъгълника, ограничен от линиите с координати /с=«1сл)п1ах 11
^СЕ"^СЕтлх-
112
Фиг. ЗДЗ. ОН где i in Гкчппспа р1бота на транзистор
SC 1G9
Участие III--на разрешена работа по време на отпушване
па транзистора при /?яг,< 10 12 и време -5 ms.
Участок IV—на разрешена работа пи време на зап у ш ване
на транзистора npir Uni <0 и <5 пн.
Време диагрампте на токовето и наире жешвята при включване
и изклЕочвапе на транзистора са гюказанп на фиг- 3.14 пЧ-г.
В прочеса па превключнане транзистор ьт премннава пре* че-
тири състояннч—3ienot сьсгояшге на включване, включено
и сьстояппе на пзключване. На тя\ съотнетствуват четири вида
загуби на мощност. Мощное гите» раитивани при включено низ-
ключе по съетояипе, са проиорчпопални сьотвстпо на на и ре же»
нпето на пасищане Uct,и па обратшш кодекторен ток /сго
на транзистора. За траншетора BUY69A например 'Л33 V
•Ъ Н*к по токомхр у.»з
из
Фиг. ЗЛ4, Времедиагрлми на превключване на
SU 169
а — ток ма база та ; б — напряжение база—емитер ;
tt — колекторен ток ; г — напрежение колектор—емцтер
и 1СВО £ 1 mA» Мощностите, разсейвани при включване и из-
ключване на транзистора, са пропорционални на времената на
в ключе а не ton и на изключване ^//- При увели чаване на работ-
ната честота те ставит съизмерими с първите две мощности.
Времето на включване на транзистора се състои от времето
на задържане на фронта t* и времето на нарастване tr* т. е.
ton~tj През времето на задържане транзисторы е получил
отпушващ базов импуле, по колекторният ток практически не се
увеличава само става натрупване на веосновни токоногители в
базата. През времето на нарастване емитерният лреход се включ-
ен в права посока, колекторният ток нараства и транзисторы се
насища, при което напрежението върху него става минималво
(ис£мД а токът остава постоянен (/C£^/=cons^-
Времето на изключване на транзистора може да се раздели
на време на разсейване Ь и време на спадане t/t т. е.
През времето на разсейване колекторният ток не се
променя, а само се разсейват натрупаните неосновни токопоси-
тели в базата. През времето на спадане транзисторы премииава
от областта на насищане през активната облает в областта на
отсечка. За BUY69A тези времена са съответно jas и to//<4
I*-
Минимална разсейвана мощност при превключване на тран-
зистора се получава, когато напрежението USE и токът /s имат
вида, показан на фиг. ЗЛ4, т. е. изисква се специална схема на
114
Фиг, 3.15, Защитим нериги на ключовия транзистор
драйвер ното стъпало за осигуряване на необходимого няпреже-
иие и ток на базата на транзистора.
Избор на мощен транзистор, Тъй като мсицният ключов
транзистор е включен директно към изправеното мрежово напре-
жение и базовата верига е с малко съпротивление, транзисторът
се избира да има напряжение
(3.30) UCElfM > 2,2tZ„p га<х + 50=2,2.242.^4-50=800V.
Максималаият допустим колекторен ток на транзистора тряб-
ва да бъде по-голям от
(3.31)
г > Л2/°
За постигане на прием ливи стойкости па загубите от пре*
включване се препоръчва времената и tojj да не надвишават
2% от периода. Времето на задържане определи минималния
възможен коефициент на запълване.
Защити на транзистора, Възможните защити на транзисто*
ра, конто се използуват в ключовите захранвания, са показани
на фиг. 3J5. Веригата DSJ Т?5, Сйограничава напрежението върху
транзистора (върхов токоизправител) до 2Z7BX- За постигане ната-
зи цел времеконстантата /?5С6 трябва да бъде по-голямаот перио-
да Г. Препоръчва се
(3-32)	R6C6 >5 Т.
115
Диодът Dfi се избира от сразите
(3.33)	тах>
(3.34) и	/ > / 1	'Стах
(3.35)	г	^Стах lFAV ^~Т
Ако максималното напре.кенне върху транзистора е много по-
ннско от UCEJfM. вернгата D& /?5, Сь може да липсва.
Веригата D4* R# С4 е предназначена да осигури спадане на
колекторния ток до пула, преди колекторното напрежение да на*
расне до граничната стойност UCEOi дефинирана от областта
на безопасна работа, Употребата на тази верига е задължителна
и за правия, и за обратимя преобразувател*
Когдензаторът и резисторы се избират от условията
(3.36)
4 ZUcSQ
(3.37)
и	т
мвх плах < р < „	_
Л/max *	20С4 *
а диодът £>4— съгласно изразите (3.33)-г(3.35).
Веригата De, £е, /?е ограничава скоростта па нарастване на
колекторния ток. Тя трябва да се използува само там, където
индуктлвността на разсейване между първичиата и вторичната
намотка на трансформатора е малка (например при тороидална
съопевина). 31 тази верига савалидни съотношепията (3.33), (3.34),
както и
(3.38)
Г
R(“ 5 ’
а формулата (3.35) се замества от израза
<3.39)
I?AV ^CTi max-
116
Фиг. ЗЛ6. Управтне на ключов транзистор
при помощни преобразуватели
Управление на мощния ключов транзистор, Напрежението
на изхода на управляващата схема се усилва по мощност от
драйверно стъпало и през подходяща верига се подана на база-
та на мощния транзистор, Синтезирането на оптимална управля*
ваща базова верига за мощния транзистор е серио зен проблем,
тъй като от тази верига до голям а степей зависят времената и
t&ff за съответната схема, а оттам и загубите при превключване
на транзистора, к. п. д. и надежд но стта на схемата, Еднозначно
решение на въпроса няма — обикноэено се прави компромис меж*
ду изискванията за простота на схемного решение и малки вре-
мена на превключване.
При най-маломощните преобразуватели, където компактността
е от първостепенно значение, а комутираните мощности са мал*
се използува драйверно стъпало с активен товар и б азо*
ва верига, съставена от резистора /?31 (евентуалио шунтиран с
кондензатор СВЬ както е показано яа фиг. ЗД6. Стойността на
резистора е малка (504-100 S2) и се определи от каталож*
ните данни за конкретния тип мощен транзистор.
Тъй като времето за изключване на транзистора е неколко*
кратно по-голямо от времето на включване, се полагат усилия
предимно за намаляване на първото време чрез лавинно запуш-
ване на транзистора, като се подана подходяще обратно напре-
жение на прехода база—емитер. Един от начините за подобрява-
ве на параметрите на схемата от фиг. 3.16 е даден на фиг. 347.
При подаване на логически нуле на входа транзисторът 7\ се
запушва, като в същото време транзисторът Т2 се отпушва през
резистора /?ь Този резистор се избира така, че да осигури на*
сищането на През делителя /?3 се подава ток 1В, който
отпушва мощния транзистор Т. Същевременно се зарежда и кон-
дензаторът С, При подаване на високо ниво на входа се отпуш-
ва Тг и запушва Т2, като заряды върху кондензатора С оси-
гурява отрицательно напрежение и оттам и тока—1В^ необходим
за лавинното запушване на 7*. По този начин се намалява зна-
чително времето tOff.
117
Фиг. 317. Управление на ключов транзистор с
ускорено изкЛючване
Фиг. 3.18, Управление па ключов транзистор при мощен
преобразувател
и — е RLC верига; б — с DCL верига
Че сто се предпочята трансформаторна връзка между драй*
вервия и моЩния транзистор. В този случай Необходимого отри-
цателно напрежение за запушване на транзистора се получава
по ед на от схемите, показами на фиг. 3.18. Индуктивността £в
намалява 1оц, но влошава процеса на включване на транзистора.
Затова се среща и схема с отделяя верига за включване и от-
деляя верига за изключваве на транзистора (фиг. 3.19). Групата
осигурява по-голям първоначален ток /в , необходим за
бързото отпушване на транзистора.
Съществуват и редица други по-сложни схеми (описани най-
често във фирмена литература и патента), конто осигуряват ла-
118
Фиг. 3.19. Управление на ключов транзистор с отделяй
вериги за включване и изключване
винно запушване и фор сирано отпушване на мощния транзистор.
Те също имат своите преимущества и недостатъци.
3.4.2. Диоди
В ключовите захранващи източници се използуват няколко
различии типа диоди в зависимост от функциите, конто изпъл-
няват.
Изправителни диоди. Необходими са за мрежовия токоиз-
правите л и за токоизправителя, захранващ управляващата схема.
Обикновено се използуват изправителни блокове или четири дио-
да, свързани в еднофазна мостова схема. За мрежово напреже-
ние 220 V са необходим и диоди с обратно напрежение URRMZ.
^800 V и среден изправен ток, съобразен с изходната мощност
на преобразувателя
{3.40)	faAV ~ „{J ° “ •
min
Бързопревключващи диоди. Поради високата работна чес-
тота на преобразу вате лите (над 20 kHz) ибързите преходни про-
неси с а необходим и специални бързопревключзащи диоди с мно-
го малко време за възстановяваве.
В изходния токоизправител се използуват три вида диоди в
зависимост от изходното напрежение:
— при изходно напрежение до 10 V (обикновено тогава из-
ходните токове с а големи) се използуват диоди на Шотки, кон-
то имат много малък пад на напрежение в правапосока
<0,6 V при голям прав ток /олг. Те имат обаче максимално
обратно напрежение URRM <40 V;
— при изходно напрежение между 10 и 30 V се избират спе-
119
Фиг. 3.20. Волт-амперни характери-
стики на бързи диоди
л — СИЛициеви бързопревключвзщи ан об-
ратно нялрежение лад 200 V; б —- си.шци-
сви бърэопревключващи за обратно напре-
жехиЕ под 200 V; в — диоди на Шоткн
Фиг. 3.21, Зависимост на обратно-
го напрежение на диода от из-
лраченото напрежение
циални бързопревключващи силициеви диоди с пад на напреже*
ние в права посока £7Fmax <0,8^1 V;
— при изходни напрежения над 30 V се използуват обикно-
пени бързопревключващи силициеви диоди с пад на напрежение-
то в права посока Ц?тах 1,2 <-1,4 V порзди високото им до-
пустимо обратно напрежение.
Зависимостта на тока в права посока от пада на напреже-
нието в права посока за трите вида диоди е показана на фиг*
3.20.
Максималното обратно напрежение върху диода се определя
от израза
^041%	ГТ	1 > 1 £*	in in
(3-41)
Функцията Up [ПВХ(6ГНЭХ) е дадена на фиг. 3.21, като е прието>
че 8mjn^0t29. Формата и големината на тока през изходнитедно*
ди са различии в зависимост от типа на преобразуватели-
За обратния преобразувател са налиднп формулите
(3.42)
(3.43)
I - 2/°	г
FK	1 ^max	^imin

120
За правил преобразу вате л средната
стойност на токовете през диодите Dt
и D, са съответно
(3.44)	lfAVDl = ^ma,Jo*
о
Фиг, 3,22. RC верига на из-
правителей диод
(3.45)
fpAVD2
— (1—’“SmlnXoT
като и за двата диода максималният ток е
(3.46)
В граничная случай при	горният израз става
(3.47)
Противотактният преобразувател може да се разглежда катэ
два прави преобразувателя, работещи в противофаза и изподзу-
ваши общ трансформатор.
При по-големи токове се налага потискане на преходните
пронеси, дъджащи се на протичащите токове по време на об-
ратного възстановяване на диодите. В противен случай преход-
ният пронес има колебателен характер и загубите от превключ-
ване па диодите нарастват. Същевременно преходният пронес на
включване на колекторвия ток на транзистора също добива ко-
лебателен характер и загубите в транзистора нарастват,
Лотискането на двата преходни процеса става с ЯС верига»
включена паралелно на диода (фиг. 3.22). Стойностите на /? и <7
се подбират опитно, като се има предвид, че с увеличдване на
капацитета на кондензатора се увеличават загубите в RC ве-
ригата.
Диодите на защитимте вериги на транзистора (фиг. 3.15) съ-
що трябва да са бързопревключващи. По този начин също се
потиска възможният колебателен характер на преходните проне-
си. Понеже тези дноди са включени в първичната страна н? пре-
образувателя, те трябва да имат допустимо обратно напрежение^
не по-мал ко от напрежението исБтлт на транзистора.
3.4.3, Кондензатори на входния и исходная филтър
Кондеизаторьт на входния филтър при 242 V максимално
мрежово напрежение трябва да има работно напрежение 350 V.
121
Фиг, 3.24, Графики эа определяй^ на параметрите на фил-
троя кондензатор във функция на изходния ток
л — капацитет ; 6 активно сопротивление ; в — паразитна ин-
дуктивност
Стойностга на капацитета му за в леи от изискванията към изход-
ното напрежение, Ако то трябва да се запазва в допустимите
траници при пропадане на един полупериод от мрежовото напре-
жение се избира входен кондензатор с капацитет 2,2 pF за все-
ги ват изходна мощност. Ако има изисквания за запазване на из-
ходното напрежение при пропадане на един период от мрежата,
капацитетът се увеличава до 3,3 pF за всеки ват мощност. Ми-
нималният възможеи капацитет е 1,0 рГ на ват*
Капацитетът и работното напрежение на изходния конденза-
тор мог ат да варират в широки граници в зависимост от изход-
ното напрежение и максималния изходен ток па пресбразува-
теля,
Еквивалентната схема на кондензатора при високи честоти е
съставена от последователно свързани кондензатор С, резистор/?с
и индуктивност Lc (фиг, 3.23). За да има изходното напрежение
малки пулсации при импулено натоварване, се поставят много строги
,13 и с кв а ни я към паразитните параметри на кондензатор а — Z?c
не трябва да надвишава няколко милиома, a Lc — няколко де-
122
сетки нанохенри. Освен
това при обратен преобра*.
зуваге л кон д енз аторът
трябва да издържа пул-
сиращия ток, който тече
през него.
Ориентировъчен изб ор
на капацитета на изходния
кондензатор и стойкости-
те на Rc и Lc в зависи-
мост от изходния ток и
рабэтната честота може да
Фиг. 3.25. Пре ходи и процеси на изхода
при им пулен а промяна ня товара
а — промяна на тока ; $ — промяна на из-
ходното напрежение
се направи посредством
.графиките от фиг. 3.24.
Изб орът на подх о д ящ
кондензатор може да ста-
не в зависимост от големината на максим ад ната върхова стойност
М<зх max приимпулгна промяна на изходния ток, Процесът е пока-
зан на фиг. 3.25 и за него неравенствата
(3.48)
С >с>	АМ-	.
ЯС	max —
U	п»з л. и;а я т
'Тук по дефиниция tr е времето, за което токът /£ достига вър-
ховата си стойност. Понеже практического намиране на това
в^еме е трудно, може да се приеме с приближение, че t, е вре-
мето /л, за което изменящото се изходно напрежение Достига
за пръв път старата си стойност.
Времето за установяване е
<3.49)
£у—(1,54-2,2) I,.
3.4 4. Високочестотни трансформатори
При ключовите захранващи източници вместо тежките и обе-
мисти нискочестотни трансформатори се използуват относително
малки по обей и леки високочестотни трансформатори. Подходя-
щи материали за направа на тяхното ядро са някои видове
•ферити, конто трябва да притежават следннге свойства:
—	да имат голяма магнитна индукция на насищане (В$ —
=0,34-0,35 Т) и голяма магнитна нроницаемост gz>2000, при
което се получава малък обем на ядрото;
123
—	да имат малки загуби;
—	да нмат висока температура на Кюри (около 200*0*
Подходящи материал» с а Маферит 2500 (Болгария), ЗС8 Fer-
roxcube (MBLE), Siferit N 27 (SIEMENS) и др* Най-употребяван»
по форма ядра са типовете Е, ЕС и U,
Обикновеио типът на ядрата се избира в вависимост от из-
ходното напрежение, изходння ток и от необходамия прозорец
на ядрото, За честоти над 20 kHz се препоръчва дебелината на
проводника да не надвишава 0,8 mm. При необходимост от по-
голямо сечение следва да се навиват паралелно няколко провод-
ника или да се използува подходяще по размери медно фолио*
Трансформаторът може да се проектира аналитично или гра-
фоаналитично. Индуктивността и броят на навивките на първич-
ната намотка се определят от израза (ЗД2) и
(3.59)
гпдх ^ш1п
^тах
Тук с Ас с означено сечението иа магнитопровода, а с 5тах —
избраната максимална стойност на магнитната индукция.
Броят на навивките може да се определи и по фор мулата
(3.51)
В гази формула е факторътна индуктивността, който се дава
от завода производителе
3.4.5. Схеми за управление
В съвременннте ключови захранващи източници обикновеио
се използува едка интегрална управляваща схема, чиито функции
не се свеждат само до поддържане на постоянно изходно напре-
жение. Същевременно тя осигурява нЭдеждма защита срещу пре-
товарване и късо съединение, срещу повишено изходно напре-
жение и пзвишено и понижено мрежово напрежение, има възмож-
ност за лигтанционно включване и външна синхронизация. За да
се пред пази източникът от свръхтокове при включване, в инте-
гралната схема има вградена верига за банен или както често се
нарича. имек“ старт. Тази верига постепенно пэвишава коефици-
ента па запълване и оттам и изходното напрежение. По-долу са
списали няколко съвременни управляващн схеми. Основно се
разглежда схемата TDAU60, конто се произвежда у нас.
^Интегралната схема TDA1060, произзеждана у нас под назва-
::пето 1РЦ10 50, е предназначена за дйректно управление на
прави и обратив преобразуватели, а чрез включване на други
124
допълнителни нщхтрашп схеми може да управляла и противо-
тактци преобразуватели. Тя се произвежда в правоъгълен 16*
народен корпус, Схемата е показана на фиг. 3.26 и съдържа
следните блокове:
125
Захранващ източник (ЗИ)- TDA 1060 може да се захранва:
както от източник на напрежение 10,5—18 V, така й от източник
на ток, Схемата има игрален вътрешен стабилизатор на напре-
жение (8,7 V), от който може да се черни ток до 5mA.
Ако захранващото напрежение спадне под 9,5 V, се задей-
ствува защитата от понижено ^ахранващо напрежение» конто
блокнра крайното стъпало и залу шва мощния транзистор. След
повишаване на захранващото напрежение схемата се отпушва с
мек старт.
При захранване от източник на ток (например от изправеното
мрежово напрежение посредством резистор) консумацията не
надвишава 30 mA, като входното напрежение към схемата се
ограничава до 30 V от вградения ценеров диод.
Източник на еталонно напрежение {ИЕН). Източннкът на
еталонно напрежение (3,42-г4,03 V) има температурен коефици-
ент на нестабилност ±0,ОР/о/°С. При напрежение около 3,6 V
той клони към нула. Над гова напрежение температурният кое*
фициент е отрицателен, а под него - положителен. ИЕН е
свързан вътрешно към неинвертиращия вход на диференциалния
усилвател на грешката.
Усилвател на грешката (У). Усилвателят на грешката пред-
став л ява дифере нциален усилвател, чийто инвертиращ вход и
изход са изведени мзвън схемата. Той има коефициент на усил-
ване на отворената система 60 с!В, т. е. 1000 пъти. Усилвателят-
се обхваща от обратна нръзка чрез два външни резистора,, а
честотната корекция се осъществява чрез включване на конден-
затор 1—22 nF между изхода н маса.
Към усилвателя са вградени защити срещу прекъсване на
веригата на обрат пата връзка или късо съедмнение на входа на
усилвателя, конто ограиичават косфициеита на запълванс на им*
пулсите в първия случай до нула, а във втория — до зададена
минималка стойност So. За нормална работа напрежението на
инвертиращия вход трябва да бъде в границите от 0,6 V до
Генератор на линейно изменящо се напрежение {ГЛИН).
Включениях към извод S на схемата кондензатор С8 се зарежда
с ток, чиято стойност се определя от големината на резистора /?7г
свързая към извод 7 и маса. Зареждането и разреждането на
кондензатора се управляват от един тригер, който се превключва
от два компаратора. Те изменят състоянието на тригера, когато
напрежението върху кондензатора достигне нивата Ul =1,1 V и
U* =5,8 V. Зависимостта на честотата на генерации от капаци-
тета на С8 при параметър е показана на фиг. 3-27, а на
фиг. 3.28 — зависимостта на същата честота от съпротивлението
на /?7 при параметър С8. Интегралната схема работи в обхвата
100 Hz-г 100 kHz, При определяне съпротивлението на/?7 трябва
да се има предвид, че токът /7 не трябва да е по-голям от 1,5 mA.
Ако се използува кондензатор С8 с капацитет, по-голям от 220nF,.
126
последователно с него
трябва да се свърже един
резистор със съпротивле-
ние 10-? 15 Q, който. да
ограничава зарядния ток.
Линейността на генерира-
ното напрежение се гаран-
тира при кй.
Извод 9 на интегрална*
та схема е предназначен
за синхронизация на ГЛИН
с честотата на TTL сиг-
нал, като при нисък по-
тенциал работата на ГЛИН
се блэкира, а при висок
потенциал генераторът ра-
боти нормално.
При правия преобразу*
вате л, където зависимое?-
та между входного напре-
жение и коефициента на
запълване на илпулсите е
обрати'пропорционална, съ-
ществува възможност за
използуване на предрегу-
латор, който намалява не-
стабилността на изходно-
то напрежение от измене-
нието на входного напре-
жение, както и пулсациите
на изходното напрежение.
За целта на извод 76 на
интегралвата схема се по-
дава напрежение С/1в, про-
порционално на входного.
При Z7le<t/r веригата на
токового огледало, осигу-
Фиг. 3.27. Зависимост на честотата от ка*
пацитета на Св
Фиг. 3.28. Зависимост на честотата or
съпротивлението на R?
ряващо тока за С8, се за-
хранва от /716 вместо от При това токът през Cs се уве*
личава. Същевременно се ловдигат и праговите нива на двата
компаратора, при което S намалява до стойност Зависимостта на
~ от с показана ка фиг. 3.29.
Широчияно-импулсен модулятор (ШИМ). Шпрочинно-импулс-
ният модулятор представлява компаратор с един неинвертиращ
и три инвертиращи входа. Неинвертиращият вход е евързан вът-
127
<>ит\ 3.29. Функция на прел-
ре гула тора на TDA 10G0
Фш, 3*30. Зависимое г на 8т;11;
Я2+*в
от
фтг. 3.3L Зависимое? на 3fflin or

решно към изхода на ГЛИН. Първият инвертиращ вход е съ-
щевременно и изход на диференциалнпя Усклвател на грешката.
Третият вход се евързва към външен резистивен делител
на напрежение, чрез който се ограничава макси мал ната стойност
на 5, и към конденсатор, осигуряващ мек старт. Зависимостта на
Smax от —е показана на фиг. 3.3D, Минималната стойност
на 6=?min зависи от сумата на съпротивленията /?8 и и от
Sfiux, както е показано на фиг. 3.31. Вторият инвертиращ вход
на компаратора е свободен, изведен е на извод 5 и може да се
използува за допълнителни функции на регулатора.
Ако на входа на усилвателя на грешката (извод 3) се подаде
напрежение около 2 V, първияг вход на модулятора се изключва.
Тогава вторият вход (извод б) може да се управлява посредством
оптрон, следят измененията на изходното напрежение. В този
128
случай интегралната схема се включва към първичната страна,
а оптронът служи за галванична изоляция между входа и изхода.
Когато извод 10 на интегралната схема е плаващ или включен
към напрекение, поголямоот2 V, схемата работа нормално.Ако
напрежението е по-малко от 0,8 V, крайното стъпало се изключва,
като при пзвидцаване на напрежението над 2V се включва с
мек старт*
Крайне стъпало (изходи). Изходният транзистор на схемата
е с изведен емитер (извод 14) и юлектор (извод 15) и може да
работа по схема общ емитер или общ колектор. Той е защитен
с диод, включая между ко лектора на транзистора и положител-
ното захранваяе* Към базата на транзистора е евързано буферно
стъпало, съставеп) от два транзистора, чиито бази се управ ля ват
от находите Q и Q на един RS триггр. Той се превключва от
ГЛИН* По време на фронтовете на трионообразното напрежение
изходният транзистор е блокиран както от тригера, така и от
допълиителна схема ИЛИ. По този начин е невъзможно да се
получат двойни им пулен на изхода* Изходният транзистор се
запушва и от схемата на максималнотоковата защита, Тригерът
се нулира при понижено здхранващо напрежение (под 9,5 V),
Защитимте функции, реализирани от схемата, са:
L Мек старт. Защищава преобраз)'вателя от свръхтокове
при включване* Схемата за мек старт се задействува при включ-
ване, при понижено захранващо напрежение, при активирана вто-
ра степей на токавата защита. В тези случаи един RS тригер
запушва крайното стъпало и сътцевременно отпушва един тран-
зистор, Последният през резистор 59 S2 разрежда кондензатора
С6, докато напрежението върху него над не до 0,6 V н тригерът
се преобърне. След това кондензаторът започва да се зарежда,
при което коефициешът на запълване на импулсите започва
бавно да се увзличзвз.
2. Максималнотокова защита, Схемата на максималногоковата
защита притежава два компаратора, конто имат прагове на пре*
включение съ ответно 0,4 и 0,6 V* При достигане на hyiboto 0,4 V
коефициентът на запълване се ограничава до стойност, при която
се постига приблизително постоянен максимален ток. Ако се до-
стигне второто ниве, RS тригерът - блокира крайното стъпало и
се задействува схемата за мек старт.
3. Свръхпапреженова защита. Схемата съдържа един компа-
ратор с праг на превключване 0,6 V, сьързан директнокъм край-
няя транзистор. При задействуване на компаратора се запушва
крайният транзистор,
Тази защита се препоръчва да се използува като защита от
повишено мрежово напрежение, Използуването й като защита от
повишено изходно напрежение не е много удобно, тъч като ком*
параторът има малка чувствителност, Най-удачно епри изгражда*
не на защита ог повишено изходно напрежение да се включи
Н-к п» TOKcaaip. у-на
129
о <?
Фиг, 3.33. Схема за управление на противоуактеи преобразувател
външен компаратор. Схемата на свръхнапреженовата защита е
подходяща за осигуряване на защита от насищане на изходния
трансформатооифиг. 3,32). На фиг. 3.32# е показана принципната
схема на защитата, а на фиг. 3.326 — диаграмите на действието й.
Вижда се, че при достигане на 6=0,5 диодът D3 се отпушва и
и защитата се задействува/)
Ако тази защита не се използува, извод 13 на интегралната
схема се свързва към маса. Интегралната схема TDA1060 може
да управлява и противотактни преобразуватели, ако се използуват
допълнително две CMOS интегрални схеми, както е показано
на фиг. 3.33.
130
Интегрални схеми TDA 4700 и TDA 4718. Интегралните схеми
TDA47OO и TDA4718 се използуват като управляващи схеми
както при еднотактни преобразуватели, така и при против отактни.
Схемите дават възможности за изграждане на надеждни защити
на захранващото устройство. При паралелна работа на повече
схеми се извършва лесна синхронизация на честотата им.
TDA4700 се произвежда в 24-изводен корпус, a TDA47I8 —
131
в 18-изводен корпус. Изградени са по една и съща функционал-
на схема (фиг- 3.34), като никои от блокбвете при TDA4718
липсват. Тези блоковг на фиг. 3.34 са начертаии с по-тънка
линия. Номерацията на изводите в скоби се отнася за TDA4718,
Дзете интегрални схеми съдържат:
'Генератор на линейно изменищо се напрежение, управ-
ляван С напрежение (VCO}. Линейно изменящото се напрежение
се пояуч„ва на извод Ст и честотата му може да достигне до
253 kHz. Диаграмма, по конто се определи честотата, е показа-
на на фиг. 3.35. Г^черчрзната честота може да се промен я с
изменение на напрежението върху кондензатора Cs- По време на
«изходжция фронт се изработва синхроимпулс, който се използува.
за нулиране.
Генератор на линейно изменяв о се напрежение {ГЛИН}
Честотата на втория генератор се. синхронизирэ с честотата на
VCQ. Наклонът на выходя ция фронт на? неговото напрежение
може д -1 се прэменя в зависимост от тока през резистора R# ,
което дава възможност за намаляване на влиянйето на мрежовото
Фиг, 3,35. Нал и ладна честота пл сепара-
тора на IDA 4700 и ТОЛ 4713 въп функ-
ции на J?T и Ст
напрежение и на пулсапии-
те му чрез пред регул иране.
Компаратор К?. Ком-
паратзръ^ представля-
ла гпирочинно-импулсен мо-
дулятор с един ннверти-
ращ и два неинвертира-
щи входа. На инвертора-
гния вход се подава ли-
лейного напрежение от
ГЛИН, на първия неин-
вертлращ вход — напреже-
ние, пропорционално на
изходното, а на втория не-
инвертиращ вход — напре^
жение то ь ърх у конденза-
т.)ра зл мек старт СА,
Правоъгълният импулс на
изхода нд компаратора се
получала от сравняването
на л иней пото напрежение
на ГЛИН с по-ннското
напрежение, яамиращо се
на един от двата неинвер-
тирасци входа,
Трнгер FF1. Той от-
пушва изходните транзи-
стор и в началото на все-
132
ки полупериод и ги запушва при сигнал от компаратора К?
или Кя* докато напрежението ътГЛИН е по-ниско от даете не-
прежения на неинвертиращйте входове.
Тригер FF2. Той се превключва от падащия фронт на ГЛИН,
Гарантира, че само един от изходните транзистори е оглушен*
Фазов компаратор (ФЛ). Напрежението нз изходз на фазэвия
компаратор (върху Сз) определи честотата на VCO. Ако не се
използува вышина синхронизация* входът и иэходът за синхро-
низация се свързват накъсо. При изтолзуване на външнч синхро-
низация на входа за синхронизация се псдава правоъгълен син*
хронизяращ сигнал с произволен коефициент на запълване и TTL
ниво/ Иэходът за синхронизация служи за синхроннаиране на
други схеми.
Уснлвател (само за TDA 4700). Представлнэа висококаче-
ствен усилвател с обхват 0-?5 V* който усилва сигнала на
грешката иго подана нз неинвертирашия вход на компаратора Kt.
Компаратор Лэ- Ограничава напреженията върху конденсато-
ра СА и компаратора до 4 5 V. По този начин при съответна
стръмност на нарастващия фронт на напрежението на ГЛИН се
ограничава максималната стойност на коефициента на запълване.
Компаратор Ако напрежението върху кондензатора Сд е
по нискс от 1*5 V, заработан компараторът К4. Това означава, че
яма активирана защитна верига.
Тригер FF3. При активирана защитна sepi га компараторы
подава сигнал на вход /? на тригера FF3, Той веднага запушва
двата изхода. Схемата се включва отново след мек старт.
Схема за ме:: старт. Кондензаторът Сь се зарежда с ток
G рА( докато напрежението върху него достигне 5 V. Ако има
активирг-на защита, Сд се разрежда с тс к 2 рА. Когато напреже-
нието ьърху Сл достигне 1*5 V, се задействува трнгерът FF3 и
запушва крайни те транзистори, Тъй като минималното напрежение
на ГЛИН е 1,8 V* коефициентът на запълване на изходните
им пулен залочва да нараства, след като напрежението върху С а
достигне 1,8 V.
Компаратори К-л	Те се използуват в различии за-
щитни вериги. При активирането им се задсйствува трнгерът FF3.
След отпаданс на грешката схемата се включва след мек старт.
При TDA 47(Ю има втзможност да се сиържат накъсо входът и
иэходът на при което след отпаданс на грешката схемата
не се включва. Обпкновено с A's се следи за пренапрежение на
изходното или входного напрежение. Ком парато рът	реагира
на понижено напрежение и иэключва крайнего стъпало.
При ниско захранващо пспрежепие на схемата може да се
получзт недсфиниргнн състояния на изходнте. При захранващо
напрежеш-е под 9V компараторы лзключва схемата, Тя се
включза отново, когато захранващото ьапрежелие стане по-голямо
от 9,6 V след мек старт.
133
Компаратор Л7. Той е предназначен за максималвотокова
защита. За удобство на цокъла, на интегралната схема са изве-
дени двата входа на усилвателя. Постояннотоковият обхват на
ЙГ, е от 0 до 4 V, а за запушването на двата изходни транзи-
стора при претоварване са необходими само 250 ns.
Изходни стъпала. Двете изходни стъпала се състоят от
транзистори с отворени колектори. Минималното време, през
което и двата транзистора са запушени, се определи от време-
траенето на падащия фронт на ГЛИН
Източник на еталонно напрежение. Температурно стабилното
еталонно напрежение има стойност 2,5 V и се използува за за-
хранване на различии външни и вътрешни елементи.
При противотактни преобразуватели трябва да се предотврати
насищането иа трансформатора. Затова в TDA47O3 е предвидено
специално стъпало, което ликвидяра несиметрията на изходните
импулси.
Интегрални схеми TL 494 и TL 495. Те се използуват като
управляващи схеми за еднотактни и противотактни преобразу-
ватели. Получили са широко разпространение поради своята ниска
цена, универсалност и необходимостта от малко на брой външни
елементи за включване към тях.
Двете схеми са изградени по една и съща схема, която е
показана на фиг. 3.36. Разликата по между им е в това, че TL495
има два извода в повече и е в корпус с 18 извода. Това й дава
допълнителни възможности, конто са описани по-долу. На фиг. 3.36
номерацията на изводите без скоби се отнася за TL 494, а номе-
134
рацията на изводите в скоби — за TL 495.
Честотата на генератора на линейно изменящото се напрежение
се програмира от два външни елемента — и Ст, и се опре-
дели по формулата
(3.52)	Л’ПЙГ'
Схемата съдържа два диференциални усилвателя с изведени
неинвертиращи и инвертиращи входовс. Изходите на усилвателите
през диодна логическа схема са съединени с неинвертнращия
вход на широчинно-импулсния модулатор. Тази схема на свърз-
ване дава възможност за изграждане на различии универсалии
стабилизатори на напрежение и ток,
Обхватът на входного напрежение на двата усилвателя е от
—0,3 V до (Uc—2) V, при което на изхода на диодната логика
напрежението трябва да бъде от 0,5 до 3,5 V.
Докато линейно изменящото се напрежение е по-голямо от
другите управляващи сигнали, на входа С на тригера има нисък
потенциал и двата изходни транзистора са управляема посредст-
вом ШИМ. Времето на закъснение\при включване се управлява
плавно с напрежение от 0 до 3,3 V, подадено на извод 4.
Ако изводът .управление на изхода11 е свързан към земя,
максималният възможен коефициент на запълване на изходните
импулси е 95%, а ако се съедини с еталонното напрежение U„r
максималният коефициент на запълване става 48%. В този случай
тригерът управлява последователно двата транзистора и честотата
на изхода е равна на половината от честотата на ГЛИН. Това
свързване се изпслзува при противотактни преобразуватели. Ако
изходният сигнал се вземе само от единия транзистор, схемата
може да се използува и при еднотактни преобразуватели с =
— 48%, Двата транзистора могат да се свържат паралелно за
по голям изходен ток, при което изводът „управление на изхода*
се свързва към земя, В този случай честотата на импулсите на
изхода е равна на честотата на генератора,
Еталонното напрежение на тезн схеми е 5 V с толеранс ±5%
и температурен дрейф до 59 mV в обхвата на температурата
0-т-70°С. От източника на еталонно напрежение може да се черпи
ток до ,10 mA.
Интегралната схема TL 495 имавграден стабилитрон за 39 V,
който е необходим за входни напрежения, по големи от 40 V.
Освен това на TL 495 е изведен D-входът на тригера. Функдио-
иалните възможности на схемата в зависимост от състоянието
на входовете „управление на изхода" и „управление на тригера*
са показана в табл. 3,1.
Интегралната схема TEA 1039 е производство на фирмата
MBLE и е предназначена за директно управление на ключовия
135
Таблица 3J
Вхсдояе		Функционал ня възможкоста	ZtoX /о
упраялеяие «а нэ>ода	управление на трнгера		
ааэемен към към и„ къы	отворен отворен t/i<04 V <Л>2,4 V	еднотакткк преобразу- ватели с НЗХОД 7'1 И прогивотлктни пресбра- зуватеди едяотактеи преобраэу- ватед С изход само Tt еднотагген преобразува- тел с и вход само 7t	1 0,5 I 1
транзистор на маломощнн прави. и обратим преобразуватели.
Изходният ток на схемата при наситен краен транзистор може
да достигне максимална стойност 1А. Интересна особеност на
схемата е, че е предвидена възможност за работа в два режима:
постоянна работна честота с промен лив коефициент на запълване
на импулсите иди постоянна продълкителност на импулса при
променлива работна Честота,
Интегралната схема се произвежда в специален 9-изводен
корпус,
Схемата на TEA 1039 е дадена на фиг, 3,37, Схемата може
да се захранва от източник на напрежение до 20 V или от източ-
ник на ток, Тя има вградена защита срещу излизане на захран-
ващото напрежение изеъч допустимнте граници,
Възможни са два работки режима, Ако вход М (извод 6) е
свързан към маса, схемата работ и в режим променлива честота,
а #ко вход М се остави свободен — в режим променлив коефи-
циент на запълване,
Геиераторът притежава Два въчшни елемента, евързани към
маса—р:зистор, който се включва към извед и кондензатор—
към Сх- В режим променлива честота чэез тях се определи ми-
нималната честота, а в режим променлив коефициент на запъл-
ване — работната честота. Зависимостта на честотата от съпро
тивлението на Rx при параметър Сх е показана на фиг, 3,38.
На входа FB на компаратора се псдава тек, пропорционален
на изходното напрежение. Когато схемата работа в режим с про-
менлива честота, честотата намалява при увеличаване на изход-
ното напрежение. А при работа в режим с променлив коефициент
на запълване ключовият транзистор е запущен за по*дътго време
при увеличаване на изходното напрежение.
Чрез вход LIM (извод 2) в режим променлив коефициент на
запълване се установява максимллната стойност на 8, а в режим
променлива честота — максималната честота, Това се извършва
133
Фиг, 3.37. Схема на TEA 1039
с помощта на резистора R2, свързан към маса. За да се осъ-
ществи мек старт, паралелно на 7?г се включва кондензаторът С2.
137
Фиг, 3,38, Зависимост на честотата на TEA 1039 от
Я* и Су
Фиг, 3,39, Разсейвана мощност от TEA 1039
със и без радиатор
При това в режим променлива честота честотата плавно нама*
ля в а от максималната до работната честота, а в режим промен-
138
Фиг. 3.40. Преобразувател с TEA 1039
лив коефициент на запълваие коефициентът на запълваие плав*
но се увеличава от нула до работната си стойност.
Интегралната схема притежава максималнотокона защита
(вход СМ извод /). Ако напрежението на този вход достигне до
Of37 V, изходът се блокира и схемата стартира след мек старт„
Иэходът на схемата представлява NPN транзистор, защитен
от два диода, свързани съответно към маса и към захранващото
напрежение.
При по-големи изходни токове е необходим радиатор., Кривата
на допустимата разсейвана мощност е показана на фиг. 3.39.
На фиг. 3.40 е показана едка примерна схема на ключов
захранващ източник с управляваща схема TEA 1039. Схемата
работи в режим променлива честота.
3.5 ПОВИШАВАНЕ НА РАБОТНАТА ЧЕСТОТА
НА ПРЕОБР АЗ У В АТЕ ЛИТЕ Я РЕЗ ИЗПОЛЗУВАНЕ
НА МОЩИ И ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ
Намаляването на теглото и обема на ключовите захранващи
устройства е свързано с повишаване на работната честота на
ключовете и с проблемвте, конто възникват при това. Съвремен-
ните биполярны ключови транзистори за высоко напрежение имат
типично време на спадане tj от порядъка на 0,2ч-1 ps, при което
работната честота се избира в диапазона 20^-59 kHz.. Сега съ-
ществуват транзистори от този тип като например MJE12010 на
MOTOROLA, за конто // еоколо 100 ns и MJE 13910 с типична
стойност на tf от около 50 ds. За първите транзистори работната
честота може да достигне до 100 kHz, а за вторите — до 200 kHz.
Напое ле дък все по-широко разпространение получават мощ-
ните полеви транзистори за високо напрежение» за конто работ-
иата частота е от 50 до 5J0 kHz. Те с а по-бързи и no-лесни за
управление от биполярните, но имат по-голямо остатъчно напре-
жение при включзно съетояние и са по-скъпи. В тяхната облает
на безопасна работа (SOAR) няма участък на вторичен пробив*
тъй като те имат положителен температурен коефициент на
сьпротивлението на канала еъв включено състояние Ron. При
полевите транзистори с*1 разрешала паралелното включване на
Няколко транзистора за повишаване на изходната мощност.
Скоростта на превключване на мощните полеви транзистори
завися от входния им капацитет С, — Cgd+Cgsw от параметрите
на драйверного стъпало — изходен ток и изходен импеданс. За
бързото презареждане на конденззтора Cod е необходим макси-
мален ток от около 1А и импеданс под 50 Q.
Едно сравнение яа честотните еъзможностя на биполярнитс
и полевите транзистори е направено от фирмата MOTOROLA на
фиг. 3.41, като за база са взети загубимте мощности в два тран-
зистора за 5А (биполярен н полеви).
140
Фш 3.4L Облает ил приложение на бипопирпи и на полепи ключови трап
ню тори (гш 5ЮТ01Ю1 Л)
3.6 ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ НА КЛЮЧОВИ
ЗАХРАНВАЩ Ц ИЗТОЧНИЦИ
Нзборът па подходяща прннципна схема на захранващия из*
точнмк е вылов момент в проектирането, Схемата се определи
и зависимост от нзпекваиията на конкретния консуматор, неговата
мощност» броя ни необходимее изходни напрежения, условията
па експлолтацня, вадеждността му и др.
Обикновено за изходни мощности до 5')-г100 W се използува
схемата на обратен преобразувател, до 15Э**-200 W — на прав
ъреобра цвптел и над 20 I W - на иротивотактен преобразувател.
Ако изходнмте напрежения са повече, нан удобен е обратная?
преобразувател, защото ими най-малко елементи-
Исходите па преобразувзтелите пай-често са галванично изо-
лирави от захр inn пцата мрежа, при което се поставя въпросът
за местоположение™ на упранлянащатз схема. Ако тя се евърже
към вторичната страна на трансформатора, се получава висока
точност и стзбзлногт на вводного напрежение, но се налага
и мюл П'вансто на мрежов трансформатор за захранване на упра*
вляващата схема и раи.ъэшзщ трансформатор между Драйверного
и крайното стъпало. При сиьршане към пьрвишата страна схемата
се шхрапва лссно и не е необходим рапгьршащ трансформатор, но
точноегта па изходното иаир?женне е ограничена и не могат да
се iKJio.TivBJT вграденитс в ивгегрллната схема защитим вериги.
11а елл^вчщите фигурн га пока кшп няколко практически схеми
на ключови траиващй източ чини. Работнэта ч ест от а на първите
три схеми е 2,|-г5О kHz, а па дпугвте две - 10Э-?200 kHz.
Схемата от фиг. 3. Г2 представляв;* маломощен 25-ватов обра-
тен прсобра «увател, каго управляващата схема е включена в
и ьрвнчната страна на ишинич трансформатор. Връзката между
драпверния и мощния транзистор е днрекгна. Сигнал ш изходното
щшрежешю се тема от доньлнпгслнага намотка Wyi чрез конто
141
Фиг, ЗлЯ. З.ирдкваш Hiточник за 24 V.
се захранва управляващата схема.
За мамаляване на иестабилността на изходното напрежение в
преобразувателя от фиг. 3,43 се използува следяща система.
142

2/1W
BF459
47 00 и
Фиг. ЗЛ4, Захранващ източник с мощноет ЙЮ W
* i>,	<1Г OilcpJAJi'lHilJi:! ЧСНЛНиГСД rlj И OllTpUlLl ZJ1T HK.thiMCHJ
кьм входа на широчинно-нмнулсшш модулатор на интегралната
схема.
1 14
Фиг. 3,45. Праи пр г образу за тм с полези транзистор
Най-добри експлоатационни парзметри има показаната к?
фип 3,44 схема на 200-ватов прав преобразувател. Управляв
ващата схема е включгна в изходз и следи днректно изходното
напрежение. Тя се захраяэа от малък мрежов трансформатор и
токоизправител, конто не са показани на фигурата.
Схеми на прав и противотактен преобразувател с подеви тран*
зистори са дадени съответно на фиг. 3J5 и 3.46. При тях управ-
лението на полевяте транзнстори става сравнително лесяо.
10 Н-к по токозяхр. у-ва
145
&
Фиг. 3.46. Прогивотаитен цреобразувател t полет транзистор
3.7.	ПРОЕКТИРАНЕ НА КЛЮЧОВИ
ЗАХРАНВАЩИ ИЗТОЧНИЦИ
Ключовите захранващи източници предстанляват сложим нели-
нейни импулсяи системи за автоматично регулираве, чието про-
ектиране е сравнително сложно. За да се получат добри резул-
тати, то трябва да се извършва от специалиста с высока квали-
фикация в областта на линейната и импулсната електроника»
Може да се препоръча следната последователност на проек-
тиране:
1.	Избой на типа на преобразувателя и синтезиране на под-
ходяща схема на захраиващото устройство:
а)	аяализират се цялостните изисквания, поставени от консу-
матора —- електрически, механични, климатични, за надеждност
и др.;
б)	избира се типът на преобразувателя — прав, обратен, про-
тивотактен, като се има предвид казаното в предишната точка;
в)	в зависимост от изходната мощност и броя на изходннте
напрежения се избира типът на управляващата схема, нейният
начин на свързване (към първичната или вторичиата страна на
трансформатора). Определи се схемата на драйверното стъпало;
г)	избират се неооходимите защити на преобразувателя и по-
мощните вериги.
Цялостното решение при проектирането до голяма степей
завися от личния опит и квалификацията на проектанта, понеже
не съществува едно-единствено оптимално решение на инков
задача.
2.	Изчисляване на импулсния трансформатор:
а)	определи се индуктивността на трансформатора от (3.12).
б)	намира ер преводното отношение между първичната и вто-
ричната намотка:
— за обратен преобразувател
1-8	’
—	за прав преобразувател
—	за противотактен преобразувател
(3.55)
в) избира се видът на магннтопровода в зависимост от типа
на преобразувателя, мощността, броя на намотките и другите
поставени изисквания;

147
. г) изчислява се по (3.50) или (3.51) броят на навивките на
иървичната намотка;
д) по преводното отношение се намира броят на навивките на
вторичните намотки;
е) определи се сечението на проводниците в зависимост от
избраната плътност на тока. Обикновено се предпочига да се
използува многожилен проводник или медчо фолио вместо дебел
едножилен проводник. По този начин се избягва повърхностният
ефект, възниквац1 при високн честоти.
3. Избиране на мощните транзистори.
Максималното допустимо напрежение се определи от (3.30), а
максималният допустим ток — от (3.31), след което се избира
типът на транзистора.
4. Изчисляване на защитимте вер лги на транзистора.
След като е уточнен типът на транзистора, защитимте вериги
се изчисляват съгласно формулите (3.32)-ь(3.39).
5. Изчисляване на изходните токоизправители.
Определят се стойкостите на параметрите: максимално об*
ратно напрежение върху диода сыласно израза (3.41) и средни-
ят изправен ток съгласно (3.42) или (3.44), след което се изби-
рат подходяще диоди.
6. Изчисляване на мрежовия токоизправител
Извършва се съгласно методиката за проектиране на токоиэ-
правите.! с капацитивен товар.
Пример 3.1. Да се проектира ключов стабилизатор за фик-
сирано изходно напрежение 5 V и изходен ток от 3 до 6 А. За-
напрежение е 220 +%•
хранващото мрежово
Изчисление
Понеже изходната мощност е малка (30W). се предпочига
стабилизаторът да се построй по схемата на обратен преобразу-
вател. При относително малкото изменение на изходния ток до-
статъчно добр и резултати ще се получат при използуваяето на
схемдта от фиг. 3.42, при конто управляващата схема е свърза*
на към първичната страна на трансформатора.
1.	Изчисляване на трансформатора
а.	Определи се андуктивността па първичната намотка на
трансформатора (3.12)
//3	5 2 Т
f ______ min тех
М min----------2~р
Избира се работна честота [=20 kHz, при което Т= —у - «
*20	=50 ps. Ако »j=80%> Р — —= 37,5 W. При
148
UBX m!n e 0,85 . 220 /2 = 262 V и 8min = 03 се получйвэ
.	262* . 0,5s , 50. 10-'	., л. „
Ll min =-------2’ 37 5-------- “ Н,-*4 тп,
б.	Намира се преводното
формула (3.53)
отношение на трансформатора но
U
^э* +
Ако се приеме, че падът в диода в права посока е Up « 0,5V,
0,5	262	262
п “ 1-0;5" "5+бУ = “М“ “47,64
в.	Избира се тнпът на магнитопровода, За обратен преобра-
зувател с мощност около 46 W са най-подходящи магнитопрово-
дите: Р 35x22 и Е 42.
Избира се ферит Е 42 със сумарна въздушна ме ждана Д=
= 1,5 mm и Al = 250 нН.
г.	Изчислява се броят на навивките на първичната намотка
ъгласно (3.51).
jw { L	I I J34 • l0"s л. .	_
=	„214 нан.
д.	Определи се броят на навивките на вторичната намотка
сш, 211	. е
= Т7Г ~ 47,61 = 4,5 НЭВ ~ 0 НаВ‘
е.	Определи се сечението на проводниците
Ако се приеме, че средната стойност на тока през първична-
та намотка е
, Агзх
/1 - “я
а максималната се определи от израза (3,10), лесяо се определи
сечението на проводника
Am
Av>n

= Л—о = 0,042 mm1,
47,о4 , 3	’
149
което отговаря на проводник ПЕТ 1-F 0,23.
По същия начин
S^H3X	®   п — — 2
в = —.-« - т 2 mtn .
'доп	3
Ако се избере /доп = 5 А/ чт®, S2 » 1,2 тт®. Препоръчва се
вторичната намотка да бъде навита от два успоредни проводника
с Ф в 0,80 mm.
Броят на навивките и сечението на проводника на третата на-
мотка не е критичен за правилната работа на схемата. Изправе-
ното напрежение за захранване на интегралната схема може да
се измени в границите 124-18 V. Избира се броят на навивките
на намотката да бъде щ»3= 12 с проводник ПЕТ1-рО,25.
2.	Избиране мощиия транзистор. Съгласно (3.30) допустимото
напрежение на транзистора трябва- да бъде £/cerm^800 V, а
максималният допустим колекторен ток според (3.31)
г 1.2/адк
- - —
1,2 . 6
'47,(П‘
= 0,15 А.
Подходящ транзистор за целта е BU208.
3.	Защитните вериги на транзистора при малката йзходна
мощност не са критични.
4.	Изчисляваие на изходния токоизправител и филтър. Макси-
малното обратно напрежение върху диода се определи от фиг.
3.21, ако 5mln =• 0,29. За друга стойност на 5ш1п това става съг-
ласно израза (3.41). В случая
и™ -	+ °*5 -4-йг -2о-2 v>
I fa v =	= 6 А.
Подходящ е диод на Шотки BYV 19, производство на фир
мата MBLE.
Ориентировъчен избор на капацитета на изходния конденза-
тор в зависимост от работната честота и изходния ток може да
се направи съгласно фиг. 3 24. Приема се, че Со = 4700 pF.
' 5. Изчисляваие на мрежовия токоизправител. Средният изпра-
вен ток се дава от израза (3.40)
Г _	зо
l0AV - чи„га1п -0,8.187
= 0,2 А.
150
Избнрат се диоди КД 1117, производство на Болгария
Пример 3.2 Да се проектира ключов стабилизатор за фик-
сирано изходно напрежение 5 V и максимален изходен ток 40 А,
предназначен за захранване на TTL схеми. Захранващото напре*.
женив е 220 V %. Изходният ток в динамичен режим дд
може да се променя от нула до максималната си стойност.
Начисление
При изходна мощност 200 W се препоръчва стабилизаторът
да се награди по схемата на прав или противотактен преобразу*
вател. В случая да се използува схемата на прав преобразувател,
показана на фиг. 3.44.
1,	Изчисляване на импулсния трансформатор
а.	Избира се типът на магнитопровода. Подходящи за случая
ферити са Е 55 и ЕС 52. Избира се ферит Е 55 със сумарна
въздушна междина д=0,1 mm и Al = 3500 пН. Ефективното на-
пречно сечение на ферита е Ас «- 350 mm2, а максималната до*
пустима индукция на материала е Вт ~ 0,35 Т,
б.	Определят се навивките на първичната намотка съгласно
(3.50)
гав* ®ямх Т 330.0,45 • 50 . 10—в
--------------А^вт------=-----3507 ю-e Тоз— - 72 нав,
където t/sx max == 242 (1,3-н М) е изправеното напрежение при
242 V напрежение яа мр ежата*
Броят на навивките на демагнетизиращата намотка е
w3 ~	~ 72 нав.
в Намира се преводното отношение на трансформатора по
(3.54)

16,7.
г.	Определят се навивките на вторичната намотка
w2 =	= -, д27 - = 4,3 !=» 5 нав.
л lb, f
д.	Индуктивността на първичната намотка е
Li = Al^ = 3,5 . 10-е . 72» = 18,1 mH.
е.	Определят се сечението н диаметърът на проводника на
първичната намотка
151
*1 =
П
16,7.6 — 04 ram’
Нека първичната намотка да е съставена от два проводни-
ка, всеки от конто има сечение s = 0,2 mm2, т. е. с диаметър
Ф = 2	= 0,25 mm.
Демагнетизиращата намотка се навива с един проводник с
Ф = 0,25 mm.
Сечението на вторичната намотка е
s. = 4^- = -2 - = 6,66 mm2.
* /до» 6'
Вторичната намотка се нзпълнява от медно фолио с тиро-
чина 32 mm и дебелина 0,2 mm.
ж. Препоръчван ред за навиване на намотките:
— 36 навивки от три успоредни проводника с — 0,25 mm;
—	екран 1 — медно фолио с широчина 33 mm и дебелина
0,03 mm, една навивка, незатворена;
—	екран 2 — същият както екран 1;
—	5 навивки от медно фолио с широчина 32 mm и дебел»,
на 0,2 mm;
—	екран 3 — същит както екран 1;
— екран 4 — същият както екран 1;
— 36 навивки от три успоредни проводника с = 0,25.
2.	Изчисляване на изходния дросел. Става съгласно (3.25)
I —_______
0	(2-?6) rfi 
Избира се £0 = -ЦгЦ^-^-= 13 pH.
Дроселът се навива върху ферит Е 42 с въздушва междина
А = 1 mm и Al = 340. Броят на навивките е
/	/ 1Л - 1U- ь	с .
®flp =	V"зЗоТГб7^^	6 нав’
За навиване се използува лента от медно фолио с широчи-
на 25 mm и дебелина 0,2 ч- 0,3 mm.
3.	Избиране на ключов транзистор. Съгласйо (3.30) максимал-
ното допустимо импулсно напрежение на транзистора трябва да
152
e £/cerm > 800 V, а съгласно (3.50) максималният допустим ко**
лекторен ток е
/а. >	- 2.88 А.
Подходящ за цента транзистор е BUY69A.
4.	Изчисляваие на защитимте вериги. Съгласно (3.32) трябва
5Т. Ако се приеме = 100 кЯ,
г ВГ 5,50.10—’	-
- joo. To^ -23 пк
Избира се Q « 10 nF.
Диодът Лх се избира съгласно изразите (3.33) и (3.35)
Umm >2Uх шах —* 800 V;
lrM^J*-i_ _	- 0.28 А.
Подходящ диод за целта е ВА 159.
Кондензаторът С, се избира от условието (3.36)
г _ 'с «и */ _ 2,88.0,5 . W“* _ О П₽
2^---------------------2Т350------ 2 nF*
Резисторът /?2 се определи от неравенството (3.37)
max ___ п 7	.
/стах “К,^20Са’
331	50. 10-в
t,88 — 1	20.2 . IO-® ’
< 1,25 kQ.
Избира се С, = 2,7 nF и /?, = 510 £2. Подходящ Диод е
ВА 159.
5.	Изчисляваие на изходния токоизправител. От фиг. 3.21 или.-
(3.41) се определя максималното обратно напрежение върху диода
153-
+ 0,5	= 20,2 V.
Средният ток през двата диода е
Ifaw = 8щ« /цзх « 0,45 • 40 = 18 А;
/ми = (I — 5mm) /н,х = (1 - о,29) 40 = 28,4 А-
Подходящи диоди нд Шотки са BYV 22 на фирмата MBLE.
Изходният кондензатор се избира съгласно фиг. 3.24. Подхо-
дяща стойност е 30000 pF.
6,	Изчисляване на мрежовия токоизправител. Съгласно (3.40)
т	Ро	20°	1 -зл л
Iqav в -  у, •'*-~ (TS—psf- = 1>34 А.
ч ^вх mtn 0,8 • *87
Тъй като допустимого обратно напрежение върху Диодите
трябва да е по-голямо от 500 V, подходящ диод за целта е
1N5004.
3.8. КЛЮЧОВИ СТАБИЛИЗАТОРИ НА НАПРЕЖЕНИЕ, РАБО ТЕ ЩИ
В РЕЖИМ НА АВТОГЕНЕРАЦИИ
3 8.1. Общи положения
Ключовите стабилизатора на напрежение, работещи в режим
на автогенерации или т. нар. стабилизатори със самовъзбужда-
не, могат да се разглеждат като хибридни схеми — комбинация
от силова схема на ключов стабилизатор и схема за управление
на стабилизатор с непрекъснато действие. Чрез Подходяще под-
биране на параметрите на силовата схема и на обратната връз-
ка на схемата за управление стабилизаторът работа в режим
на автогенерации, т. е. регулаторът е двупозиционен (с релейно
действие).
За силова схема се използува прав преобразувател с директ-
на връзка между захранващия токоизточник и товара или ком-
бинация от прав и обратен преобразувател, като вииаги мощност-
154
та на правда преобразувател трябва да е по-голям а.
За схеми аа управление се използуват интегрални схеми на
линейни стабилизатора на напрежение или операционни усилва-
тели.
3.8.2.	Ключов стабилизатор на напрежение с интегралната
схема рА723
На фиг. 3.47 е показана схемата на ключов стабилизатор нд
напрежение в автогенераторе н режим, изпълнен с интегралната
схема рА 723. В този стабилизатор са осъществени две отрица-
телям обратим връзки — по постоянно и променливо напреже-
ние. Действието на схемата е следното.
а.	Действие на отрицателната обратна връзка по постоянно
напрежение. Напрежението на изхода през резистора Rt се по-
дана на инвертиращия вход на усилвателя на рА723 и се срав-
«ява с еталонното напрежение, получено от делителя Rlt Rt. Ин-
тегралната схема р А /23 управлява транзисторите 7\ и Тя по
такъв начин, че напреженията на инвертиращия и неинвертира-
щия вход на усилвателя да са равни. Чрез резистора /?5 се въ-
-вежда допълнителна отрицателна обратна връзка по входно на-
прежение за подобряване на коефициента на стабилизация.
б.	Действие на отрицателната обратна връзка по променливо
напрежение. Прев кондензатора на инвертиращия вход на усил-
вате ля на рА 723 се подава су мата от напрежението на пулса.
циите в изхода и променливият пад на напрежение върху рези-
стора /?ш. Променливото напрежение върху Rui е пропорционал-
но на пулсациите на тока през дросела.
Сумата от двете напрежения е
-Фиг. 3.47. Автогенераторгн ключов стабилизатор с РА 723
155
(3.56	Л 0| Д "Ь Мдщ —
През кондензатора Ct се подава променливо напрежение н»
неинвертиращия вход на усилвателя, равно на сумата от напре-
жението на изходните пулсации и пр о мен ливня пад на напреже-
ние върху резистора Я,
(3.5?)	A Uj = Д £/нзх + А £7дз •
При сравняване на уравнения (3.56) и (3.57) става ясно, не
влияннгто на изходните пулсации върху работата на схемата се
иэключва, защото това напрежение се подава ед повременно на
инвертиращия и неинвертиращия вход на лиференциалния усил-
вател. Усилвателят на ji А723 усилва само разликата между на-
преженията A Um и «я™. Напрежението Д Urz е с правоъгълна
форма и с амплитуда, равна на
(3.58)	Дидз=
Напрежението а#ш е с трионообразна форма и с- амплитуда
(от връх до връхХ равна на
3.59)	U/f шв Д it 7?т>
където с Д ij е означена промяната на тока през дросела.
Когато транзисторът Т2 е включен, т. е; протича ток през ба-
зовата му верига, Д С/дз има положителна амплитуда, а м/?ш за-
почва да расте. Когато стойността на стане по-голяма от
A Uла, усилвателят на рА 723 се запушва. Базовият ток на
транзисторите 7\ и Га се прекъсва и те се запушват. Напреже-
нието става равно на нула, а токът Д4 започва да на-
малява. Пропорционално намалява и падът на напрежение .
Когато «/?ш се нам а ли със стойността на Д UR3 , усилвателят на
р А 723 се включва отново в иаситено състояние и транзистори-
те 7*1 и Т2 се включват. Този процес се повтаря непрекъснато
и така възникват автогенерациите на схемата.
Резисторът /?4 е включен като токоограничаващ елемент от
защитата на рА723 и з адава постоянна стойност на базовия ток
на транзистора Т2 независимо от входного напрежение. По то-
зи начин се постиг а и постоянството на напрежението върху
резистора
Защитата на стабилизатора от претсварване по ток се осъше-
ствява от транзистора Т3- Когато товарният ток е в нормалните
си граници, Та е запушен и не оказва влияние на извод 9 на;
I* А 723. Когато товарният ток нарасне над допустимата стой-
ност, падът на напрежение върху става
(3.60)	Unm — It > {Лд£0ТЗ.+
155
При това положение транзнсторът Т3 се включва и през из»
тюд 9 на р А 723 прекъсва базовия ток на транзистора 7\. При
изключването на базовия ток падът на напрежение върху Я" ста-
ва равен на нуля. Това задържа транзистора Т3 включен по-
продъ джите лно време, докато токът /т на мал ее толкова, че па*
дът на напрежение върху /?ш Да спа дне под стойността на на-
прежението база-емитер на транзистора 7\.
Токът, конто тече през /?П1 при този режим на работа, спада
*	Из х	т /г	__
.линейно със скорост — — =	. Когато транзисторът Г3 се
запуши, базовнят ток на Та се включая отново и колебателняят
процес продължава. Честотата на генерациите намалява, намаля-
на и коефициентът на запълваие на импулсяте и токът з нзхода
се задържа на допустимата стойност.
Описаният стабилизатор на напрежение се проектира по след*
ния начин:
L Уточияват се изходните Дании:
а)	изходно напрежение t/II3x» V;
б)	максимален изходен ток /тта*, А;
в)	минимален изходен ток /тпип» А;
г)	максим алии входно напрежение (/ах V;
д)	минималнр входно напрежение /У0К m]n» V;
е)	амплитуда на пулсацииге на изхода A е0, V.
2.	Избира се минималната работна честота на генерациите
/шт > По-високата честота наиалява обема, теглото и цената на
изходния филтър, но до определени граница Много високата че-
гтота поставя специален изясквания към филтровия кондензатор*
ключовия транзистор и обратная диод, при което4 общата цена на
стабилизатора нараства. За съвременната елементиа база се пре-
поръчват честоти от 2f) до 50 kHz.
3.	Изчислява се времето, през което транзисторът е изкл то-
чен при минималната работна честота и минималното входно на-
нрежение wiD.
Г	\	1
(3.61)	I- fT ' f
\	^вх п!in/ f min
4. Опредепя се мэкснмалпата рабогла честота при сыцото
време /изкл и максималното входно напрежение Сектах
<3.62)
5.	Опр еде л я се у двое чата амплитуда на пулсацшгге (от нръх
До връх) па тока през дросела съгласно условиятя
157
<3.63)	zWr^Amln;
43	.64)	Д/т ^ОД/rmax »
(3.	65)	ДХт 0,5/т max •
6.	Изчнслява се индуктивността на дроеела
Г3.66)	U™ ***”- •
7.	Определя се минималната стойност на капацитета
дензатора С$:
(М7)	C*=-Si^- •
8.	Изчнслява се максималната стойност на активного
тивление на филтровия кондензатор (fS/?)
(3.68)	•
9.	От данните от т. 7 и 8 се избира подходящ кон
При необходимост се евързват паралелно някодко конд<
за да се нам а ли активного им съпротивление.
10.	Определя се токът на за действу ване на защит
не е зададен)
11.	Изчнслява се максималният ток през ключовия т{
(3.70)	/^.jU=/aam_f*0I5A/r •
12.	Избира се ключов транзистор PNP по условията
<3.71)
(3.72)	UCE maJl>2U вх max.
158
като минимзлният му статичен коефициент на усилване по ток
трябва да е
(3.73)
'у шах
където /у та,=40 mA е токът на грайння транзистор на инте-
гралната схема рА723.
Ако полученият от (3.73) коефициент на усилване Л21£ е мно-
го голяма използува се съставен транзистор с PNP вход (фиг.
3.47).
13.	Изчнслява се действителнияг базов ток на избрания тран-
зистор (или съставен транзистор)
(3.74)	I	= 1.2 -.^-«£40 mA.
*21Е
14.	Изчнслява се съпрогивлениего на резистора /?4:
(3J5)
^В£ Т2 _ О*6
— t	.	* w
'В Т2	Т2
15.	Изчнслява ее де лите л ят
а)	За изходно напрежение под 7 V
(3.76)	7?1-ьЯ2==71ОЭ Й, при ток през делителя 1 шА;
(3.77)	R2=(J„3X	•»
(3 78)	₽1-(/?1+/?а)~₽а.
б)	За изходно напрежение над 7 V
(3.79)	/?2=оо, т< е. липсва и
(3.80)	'	Ъ	
16. Изчнслява се делителят R6t R-,:
а) За изходно напрежение под 7 V
15»
(3.81)	’ a ^=о°»
б)	за изходно напрежение над 7 V
(3.82)	Re+R,
Д'л
където /Дел = (1 т-10) mA е токът през делителя /?в. Ri
ПЯЭ4!	R—П -Дб+/?;	7 1	.
(3.83)	R,-t/eT	-7.1	,
<3.84)	R«=(Re+R7)-/?7, Й.
17. Определя се входного съпротивление, включено към не-
инвертиращия вход на рА723
<3.83)
п_____
<в'~ Яг+Яа
18. Ищислява се капацитетът на кондензатора Сг:
(3.86)

1
fmin
19. Изчислява се капацитетът на кондензатора Ct:
(3.87)
Cj^2C2.
20. Капацитетът на кондензатора Са се избира в границите
от 200 до 2000 pF и предпазва интегралната схема рА723 от
възниквапето на паразиты» генерации (самовъзбуждане).
21. Изчислява се съпротивлението на /?ш:
С’ 0.6
(3.88)	Rh,=, Q.
'защ узащ
22. Мощностга на резистора 7?ш е
(3.89)	W.
160
23.	Изчислява се съпротивлението на /?*
р А»
(3.90)	#:=* >(т , о.
/ВТ2
24.	Определя се съпротивлепието на 7?'3;
а)	при входно напрежение 104-20 V
(3.91)	/?3=0 Й;
б)	при входно напрежение 20-=-35 V
<3.92)	Й.
25.	Съпротивлението на резистора /?s се определи експери
ментално за всяка конкретна схема. Ориентировъчно стойността
му е в границите 0,5-ь 1 МЙ.
Проектиране на дросела
26	Определя се максималната натрупана енергия в дросела
(3-93)
От каталог за феритни ядра се избира магнитопровод с енер-
гия на насищане, по-голяма от изчисдената
(3.94)
27.	Определи се броят на навивките на дросела
<3.95)
където Л£ е факгорът на индуктивностга на ядрото.
Пример 3,3. Да се проектира ключов стабилизатор на на-
прежение т рабэгещ в автогенсраторен режим по схемата от фиг*
3.47 със следните данни: захранващо напрежение—постоянно
със стойност 48 V±15%; коефициент на пулсации на захранва*
щото напрежение Ап=10о/0; изходно напрежение t/цзх—5 V; из-
ходен ток/т—5 А; пулсации на изходного напрежение Аг0<ЮО
anV.
Начисление
1.	Избира се минималната честота па генерациите
f min ^20 kHz.
11 Н-к ле токоэдхр, у-в а
161
2.	Изчислява се продължигелността на паузата между ии-
пулсите при мпннмално входно напрежение U»» min
,	и-' \ 1 /.	5 \_____!—-44.И
3.	Изчислява се максималната работна честота при сычата
иродължителност на паузата и при максимално входно напреже-
ИИе С/ахпих
=(1 й5^)^кп»я20’7 ьи*
4.	Двойната амплитуда (от връх до връх) на пулсацните на
тока Д/, трябва да отговаря на условиях а
Дй 2/т min	А;
Ай ^034^=03.5=0,5 А;
/< max 0^5 * 5=2,5 А.
Избира се Ait 1А»
5.	Изчислява се индуктивността на дросела
*=220.10-
6.	Определя се минималната стойност на капацитета на из*
ходния кондензатор
Сф ~ 8/тШ4ев Я 8.20.103.0,05 = 125,10-6 Р’
7.	Определя се максималната стойност на активного съпро-
тивление на изкодния кондензатор
0*05
£*S/?niax=jy	=0,05 й.
Тази стойност е граничаата за най>разпространените обикно*
вени електролитни кондензатори. Затова се препоръчва да се
162
свържат паралелно двд кондензатора.
8.	Избира се токът на задействуване на защвгата
7КС=6А.
9.	Изчнслява се максималният ток през транзистора 7>
Л?Т,,1пах=^кс_1"^,5^т = 6 -4- 0,5=6 ,5 А.
Избира се транзистор, тип KU605.
10.	Данни за KU605: ^сзо=2Э0 V; UCEQ =80 V; /см= 10А;
UEB0=6 V; Рм =50 W; Z/max = 155oC; h,]£=10: fT >5 МНг; lt =
-0,5 |>s;	=1.7 V.
11.	Избира се диодът Подходящ тип е Д213А със след-
ните данни; ^7^=200 V; ^==1 V; ts <0,2 ps;
/ЛЛИ = Ю А; /г-5 А,
12.	Определя се базовият ток на 7\
Базовият ток на 7\ е колекторен ток на Т2..
13.	Избира се транзисторът 7\. Подходящ тип е 2T9I40 със
следпите давни: - l/ce„„ - S0V; — Uса	100 V; _ Ulg
5 V;-/C„„=l A; Р,„, = 8 W; -Uccm =0,5 V;	МН2;
Aait" iriin= 4о.
14* Изчнслява се базсвият ток на 73
Г __ Лзп _
=0,013 л
15.	Определя се колекторният гок на ГС при коефициент на
насищане на съставния транзистор 1\ и равен на 1,2
/нс=Ай/^=1т2.0,013—0,016 А=16 mA.
16.	Избира се пълното съпрогивлсние на делителя /?г=
=7,1 кЙ, за да се подучи ток през него <^1 mA, Тогава
7?г = {/ИЗх	=5 4дг = 4,97 кй;
163
J—/£,=7.1—4,97=2,13 kfi.
Между двата постоянни резистора се поставя тример-потен-
циометър за настройване със съпротивление 1 кй. Окончателно
съпротивленията са
/?!= 1,6 кй;
7?g=4,3 кй;
Rtp= 1 кй — тример-потенциометър (неозначен на фигурата)*
17.	Изчислява се съпротивлението Re
_(R1+0,5RTpXRa+0’5M
6 Ri4-S.+KTP
_ (1,6+0,5.1X4,3+0,54)	, .g . 6 ,Q
1.6+4,3+1	— МО 1/Э КЬ-
18.	Изчислява се входного съпротивление на неинвертиращия
вход на усилвателя
/?.х=/?в=1,6 кй.
19.	Йзчислява се капацитетът на С2
С’й«вх и, Ш i600*20.1 О’ =31л0"9 F-
Избира се Cs=33 nF.
20.	Определя се капацитетът на Сх
С1>2Са==2.-33=66 и F-r68 nF.
21.	Определя се капацитетът на С3
Избира се C3 = 2nF.
22.	Йзчислява се съпротивлението на 2£ш
URr. °-б
Rm-----р-------6 ~«0,1 Й.
'кс
23.	Йзчислява се мощността на 1?„,
^=^«^=62.o,l = 3,6 W.
Избира се резистор с мощност 4 W.
24.	Йзчислява се съпротивлението на /£д
164
пи
7“'
'ис
0-1*1
оЖ “6>25 °-
Йэбира се /?з“6,3 Й.
25.	Избира се съпротивлението на От (3.92) следва» ’•е
J?’4=10-&'= 10-6,3-3,7 £2.
О	о
Избира се =3,6 Q#
26,	Проектира се дроселът;
а)	изчислява се максималната енергия, конто трябва да се На*
групва в дросела
^др=Л/2с=220Л0^6а=7,92Л0-Ц
б)	от каталог по тази стойност се избира чашковиден Фа-
рит 36x22 М3600 с Л£=250 пН;
в)	изчислява се броят на навивките
Al ~y250*10“*~JU1
г)	избира се проводник за навиване на дросела. При плът*
ноет на тока y=4A/mma се получава сечение
д =	=1,25 mm2,
Y J 4
На това сечение приблизнтелно отговаря проводник с диаметър
1,25 mm. При честота на тока над 20 kHz този диаметър не е
подходящ. Избира се многожилен изолиран проводник, съставен
от 10 паралелни проводника ПЕП-F, 00,41 с общо сечение q^
= 1,32
27. Р1збира се гранзисгорът Т3
Избира се маломощен транзистор от типа 2Т3167А, 2Т3608
и други подобии,
С това електрическото изчясляване на елементцте е завър-
шено.
С интегралната схема рА723 може да се направи ключов ста-
билизатор нанапрежение, работ ещ в автогенераторен режим, и
за отрицателно напрежение. На фиг. 3.48 е показана такава при-
мерна схема.
165
Фиг. 3.48. Автогенераторен стабилизатор с рЛ 723 за
отрицателно напрежение
3 8.3. Автогенераторе» стабилизатор с «итерационен
усилвател
На фиг- 3.49 е показана схема на ключов стабилизатор на
напрежение, работещ в автогенераторе» режим, изработенс one-
рационен усилвател, Схемата е изградена на принципите на ста-
билизаторите с непрекъснато действие и прилича много на тях-
Различията са в силовата част, която е на ключов стабилизатор —
прав преобразувател, и във веригата на еталонното напреже-
ние, където е въведеяа допълнителна положигелна обратна връз-
ка по напрежение с резисторнте /?4, /?6. Чрез гази обратна връз-
ка се създава хистерезис на компаратора, каквато е схемата на
ОУ, и така се стабилизира автогенераторпият режим при различ-
ии товари-
Действием на схемата е следното, Когато напрежението на
неинвергиращия вход на усилвагеля е по-ниско от напрежението
на инвертиращия, транзисторът Т3 е запушен, запушен е и траи-
зисторът Тг Товарният ток се поддържа от заряда в конденза-
тора Сь а напрежението на изхода на стабилизатора спада. Ко-
гато изходното напрежение спадне толкова, че напрежението на
инвергиращия вход на усилвателя стане по-мдлко от вапреже-
нието на неинвертиращия вход, транзисторите Т9 и 7\ се от-
пушват. Входного напрежение се подава към изхода през инте-
гриращия филтър LjC^. Едновремешю с това входного напреже-
ние се подавана на делителя Падът на напрежение върху
/?5 се су мира с еталонното напрежение, получавано от DZr и
удържа по-дълго време висок потенциал на изхода на усилия-
166
Фиг. 3.49. Автогене раторен стабилизатор с «итерационен усилен тел
теля, т. е. поддържа включени транзисторите Ts и Tt. Потен*
циалът на изхода на усилвателя ще падне и транзисторите и
7\ ще се запушат, когато изходното напрежение се повиши тол»
нова, че напрежението на янвертирашия вход на усилвателя (от-
рицателната обратна връзка) надвиши напрежението на неинвер-
тиращия вход (еталониото напрежение). Този процес се повтаря и
създава устойчиви генерации на схемата.
От описанието на действието се вижда, че на изхода на ста-
билизатора има известии пулсации на напрежението, обусловени
от самия принцип на работа. Тяхната амплитуда завися от кое-
фициентите на предаваие на делигелите /?4, /?Б и /?7, Rt, както и
от големината на входного напрежение. Тези величини заедно с
времеконстантата на филтъра Llr С» определят честотата на ге-
нерации, която се мени в широки граница при промяна на товара
и на входного напрежение.
3.8.4. Двтогенераторни стабилизатори с интегрални
схеми за фиксираин напрежения
Най-простите ключови стабилизатори на напрежение със са-
мовъзбуждане могат да се направят с интегрални схеми на ста-
билизатори за фиксирани напрежения (триизводни стабилизато-
ри). Принципът на работа при тях е сыцият както при стабили-
затора, описан в предишната точка.
На фиг. 3.50 е показана схемата на ключов стабилизатор с
интегралната схема 7800. Действието й е следкого. Когато на-
прежението на изхода е по-ниско от изходното напрежение на
интегралната схема, тя се включва като обикновен стабилизатор.
Нейният входен ток протича през резистора и прехода база-
167
Фиг* 3.50. Лнтогеяератлргя стаби гизлор с ингггрллна схема
за фиксирано и аире же низ
емитер на транзистора Тг. Базовият ток на Тг е достагъчен, за-
да го насити, и на входа на филтъра LVC2 се подава входного на*
п ре жени е * Едновременно с това през делителя R$f /?3 потенция-
лът на общий извод на интегралната схема се повишава (вследст-
вие на пада на напрежение върху /?3) и това удържа интеграл
нага схема включена по-дълго време (създтва хистерезис на уп
.равлението), Когато изходното напрежение на стабилизатора
>(върху С3) достигне стойност, равна на сумата от напрежението
върху /?3 и изходното напрежение на интегралната схема, тя се
запушва и с това запушва транзистора 7\. Напрежението върху
/?а изчезвз и следващото включване ще стане отново при по-нис-
ко изходно напрежение. По такъв начни възникват уетойчиви ав-
тогенерации.
Пулсациите на изхода на стабилизатора зависят главно от пул-
сациите върху резистора /?3. Коефициенгът на предаване на де-
лителя /?3 и времекэнстантата на филтъра С2 заедно с
входного напрежение определят честотата на генериране. Тя се
измени в широки гр а ниц и при промяк а на товара и на входного на-
прежение, което е характерно за венчки стабнлизатори от то-
зи вид.
С помощта на интегралната схема 7900 може да се направи
същият стабилизатор, но за отрицателно напрежение. В този слу-
чай гранзисгорът 7\ трябва да е NPN и полярността на напре-
жението на всички елементи да се обърне.
168
Глава четвърта
НЕУПРАВЛЯЕМ!! ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ
4. L КЛАССИФИКАЦИЯ И ОСНОВНИ ДЕФИНИЦИИ
Токоизправителят преобразува електрическа енергия с про*
менливо напрежение в електрическа енергия с постоянно напре-
жение. В най-общ случай той съдържа трансформатор, вентилна
трупа, филтър на изправеното напрежение и схема за у правде*
ние, блокировка и сигнализация (фиг. 4.1).
Трансформаторът е електрическо устройство, което служи за
съгласуване на напреженията на електрическата мрежа и посто-
ямнотоковата верига, за електрическо разделяне на двете вериги
(по съображения за безопасносг) и при необходимост за промя-
на на броя на фазите на захранващата мрежа.
Вентилната трупа е схема от електрически вентили, която
преобразува променливия ток в постоянен.
Електрическият вентил е елекгронен елеменг с еднопосочна
проводимост за електрическия ток. В зависимое? от материала»
от който са изработегш, и от средата, в която се осъществява
вентплното им действие, те биват вакуумни, йонни, полу провод*
никови. Ако съпрэтивлениего на вентила или моменгът на включ-
напето му в права посока могат да се упрдвлявзт чрез външен
сигнал, вентилъг е управляем В обратен случай е неуправляем.
Филтърът е трупа от пасивни (резчстори, дросели, конденза-
тори) или активин (транзнстори, интегрални схеми) електронни
елементи. която отдели и пропуска напрежение с определена
форма. Когато филтърът е евързаа към изхода на токоизправи*
теля и задържа променливпте съсгавки на изправеното мапреже’
ние, а пропуска към товгхра постоянната съставка, той е нзглаж-
дащ. Когато филтърът е евързан на входа на токоизправителя
и задържа геисрираните от токоизправителя напрежения с пови-
шена честота, гой е протинэсмугителен.
Фиг. 4 I. Схем.! ни тихой зпрзвнг:.т
169
'Схемите за управление, блокировка и сигнализация изпъляя-
шат допълнигелни функции, конто често сд (абсолютно необходи-
ми за работата на токоизправителя, например включване и из-
ключване, контрол на напрежението и тока, защита от претовар"
.ване, контрол на охлаждането и др.
Токоизправителните схеми могат да бъдат класифицирани по
различии признаки.
1.	Според вида на вентилите:
— неуправляем» токоизправителя — с неуправляем» вентили;
— управляем» токоизправители — с управляем вентили.
2.	Според б роя на фазите на променливотоковата система
конто захранва вентилната трупа:
—	еднофазни;
—	многофазни.
3.	Според вида на тока във вторичната намотка на трансфор-
матора:
—	еднополупериодни — когато през всяка фаза на вторичната
намотка на трансформатора протнча ток само през единия полу-
период на напрежението на фазата. В този случай токът има
постоянна съставка;
—	двуполупериодчи — когато през всяка фаза на вторичната
намотка протича ток и през двата полупериода на фазового на-
прежение. В този случай токът през вторичната намотка
няма постоянна съставка.
Режимы на работа на токоизлравителите завися от характе-
ра на товара. Съществуват четири основни режима:
—	работа на токоизправителя при активен товар;
—	работа на токоизправителя при индуктивен товар;
	— работа на токоизправителя при капацитивен товар;
—	. работа на токоизправителя при смесей товар.
4.2.	РАБОТА НА ТОКОИ311РАВИТЕЛИТЕ ПРИ АКТИВЕН ТОВАР
4.2.1.	Еднофазен еднополупериоден гокоизправител
^днофазнпят еднополуперподен токонзправител, работещ с ак-
тивен товар, има зависимости между основные си електрически
величини, различии от тези, валнднп за многофазные еднополу-
лериодни токоизправители. Загова тук той е описан отделно
от тях.
На фиг. 4.2 са показани схемата на токоизправителя и диа-
грамме на токовете и напреженпята му. За пдеализирап случай,
когато вентилът и трансформаторы са без загуби, нажат след-
инге зависимости:
— захранващо напрежение (сннусовдно)
170
Фиг. 4.2. Еднофаэеп еднополупе*
риоден токоиЕЗправител с активен
товар
л — лрниципна схема ; б -> вторично
Напрежение на трансформатора : о — нз-
лравено напрежение и напрасен ток ;
г — ток през първичматй намотка ; д -
напрежение върху аентила
{4.1)	et=£‘anaxSine;
—	средна стойност на изправеиото напрежение
гл qx	^2ягл\  .
{4.2)	£0------ 3 j4- ,
—	амплитуда на напрежението на вторичната намотка
{4.3)	£,2тах=»Е‘ввЗ,14 £fl;
—	ефективна стойност на напрежението на вторичната на-
мотка
(4.4)	£2« '^==- ’ -£в=2,22 £0;
у‘2
— максимално обратно напрежение върху вентида
(4.5)	UЕа’,
— ефективна стойност на първичного напрежение
(4.6)	£'1=п £г-л2,22
кьдего п е коефициентът на транс формация на трансформа-
тора;
171
— сродна стойност на тока през товара
(4.7)	/в=_
— амплитуда на тока през вторичната намотка на трансфор-
матора и през вентила
(4.8)
7'2^ л х	3,14 7^,
— ефективна стойност на тока през вторичяата> намотка на
трансформатора
(4.9)	72=S......_?.Lуц==р57 /0;.
— ефективна стойност на тока през първичната намотка на
трансформатора
(4.10)	71-4	1*21
— изчислителна мощност на вторичната намотка на транс-
форматора
(4.11)	Р2к=£2/г^3,49 Ро,
където Р0=£в70 е мощносгта на постоянната съставка на изпра
нения ток;
— изчислителна мощност на първичната намотка на трансфор-
матора
(4.12)	Ро.
Разликата между изчислителните мощности на първичната и.
вторичната намотка се дължи на разликата в хармоничния им
състав.
За изчислителна типова мощност на трансформатора се прие-
ма средната аритметична от даете мощности
Р л-Р.
(1.13)	Рн J^-A.^3,09 Ро.
Трзпсформаторът се нроектира за тази мощност.
’ 172
4.2.2. Р-фазен еднополупериоден токоизправител
Схемата на р-фавния еднополупериоден токоизправител с ак-
тивен товар е показана на фиг. 4.3 ат а на фиг, 4.3 б—еквива-
лентната му схема.
Йзправеното напрежение слсдва обвивиата крива на е. д. н.
на положит елните полувълни на всички фази от вторичната на-
мотка (фиг. 4.3 в). Поради активния характер на товара токът
ze повтаря кривата на изправеното напрежение, Токът през коя
да е фаза и кой Да е вентил има формата на импулс с косину-
соидна форма с амплитуда Zanax (фиг. 4.3<)).
Моментните сгойности на i& и /в са равни. Ъгълът на отсеч-
кага на токовия импулс за р3>2 е
(4.14)
2у=-2"
f Р»
За този токоизправител важаг следните основой съотноше-
-ния на стойностите на токовете, напреженията и мощностите:
— средна сгойаэст патока през товара
<4.1^

Фиг. 4.3. Р-фазсн еднополупе-
риоден токонзправитеяс акти-
вен товар
а — пркнцишга схема; б — екви-
виден гна	# — крива на из-
правенотп напрежение ; г — крива
на	изtfp.wenия	(ок ; д ™ ток
през един вешил и една фтшл
173
или
(4Л6)
4—Sin —
където /йср е средната стойност на тока през една фаза на вто-
ричната намотка;
/гтах —- амплитудата на съодия ток,
—ефективна стойност на тока през едка фаза от вторичната;
намотка
При може да се използува опростената приблизителна
формула за ефекгивната стойност на тока
<4.18)
— средна стойност на изправеното напрежение
<4.19)
~ Sin
амплитуда на напрежението на вторичната намотка
(4.20)
— ефективна стойност на напрежението на вторичната намотка»
Pt
— ефективна стойност на първичното напрежение
(4.22)
174
Обратного напрежение U&p, приложено върху вентилите, е*
равно на максималната стойност на линейного напрежение на вто-
ричната намотка на трансформатора и зависи от броя на фазите-
и начина на свързване на вторичннте намотки
{4.23)	Uвбр ~ t/йл max *
— пулсации на изправеното напрежение. Амвлитудата на q-
ня хармоник е
«ЛИ)	.
Тази зависимост не важи за еднофазен еднополупериоден то-
коизправител при /^ — 1, понеже се получава неопределеиост;
— амплитуда на първия хармоник на пулсациите
(4.24 а)	а)<прир4>1, (У(иш<!Х=—;
I
(4*24 б)	б) При
— ток в нървичната намотка на трансформатора — когато*
трансформаторът не променя броя на фазите на захракващата
мрежа /?Д ефективната стойност на първичиия ток е
(4.25)	/.„лутр/г;.
Лко трапе форматоры удвоява броя на фазите
(4.26)
— изчислителна мощност на първичната намотка на транс-
форматора
(4.27)
— изчислителна мощност на вторичната намотка
(4.28)	Р2й-лЕ24;
— типова мощност на трансформатора (средната аритметична
от двете мощности)
(4.29)	Ри =	.
175
В табл. 4,1 са дадени основяите зависимости между елек-
трическите величини на най-употребяваните еднополупериодни
токоизправителни схеми при активен товар.
Еднополупериодните токоизправителни схеми са сравнител-
«о прости по устройство и се нуждаят от малък брой вентили,
равен на броя на фазите. Те обаче имат сыцествени недостатъ-
цн, а именно иепълно използуване иа мощността на трансформа-
тора, подмагнитване на трансформатора от постоянната с встав-
ка на вторичная ток (когато р7=р1\ по-големи пулсации на из-
яравеното напрежение и др. Това праве приложението им по-
ограничено от двуполупериодните токоизправителни схеми.
4.2.3.	Елиофазен мостов токоизправител
Еднофазният мостов токоизправител е двуполупериоден токо-
изправител. На фиг. 4.4 а е показана принцнпната схема на
токоизправителя, а на фиг. 4.4 б, в» г—диаграмите на токовете и
напреженията в схемата. От диаграмите се вижда, че токовите
импулси през товара протичат в една и съща посока, но във вто-
ричната намотка на трансформатора тече променлив ток, следо-
вателно няма постоянна съетавка и няма постоннотоково подмаг-
нитване.
За този токоизправител важат слединтс основни зависимости
между токовете, напреженията и мощностите:
— средна стойност на изправеното напрежение
<4.30)	Е^
амплитуда на вторичного
напрежение на трансформатора
Фиг. 4Л, Едио|киоз .мог юз гокои шрзвнтеп
42 — нрипцппна схема ; б — ндпреж^нне и так на вторичната намотка ; б — крива на
изпрааенин гок ; г — взнравено напряжение и из правей
176
42 Н-к uo .теза*?, у-ва
Таблица 4.1
Основой параметра На едиодолупёрибдви Нкоидправйтклйн Схема, рйботчйщ ври активен товар
Наименование на схемата	Принц апна схема		Данин за трансформатора				Данин за		вентилт	_		Пулсации йа изсгравеното Напрежение	
			<U ер £ h S * а* £ ж Ж о X « й _ 9 К 2 X н » н ™ S ан <j Ж *;	* й * & н _ й 1» si V Я	ефективея ток в пър- вичяата Намотка t	типова мощи ост	брой на деяшцмте |	6» 1 w о - п с S £ а; Ж « «	максималыа стойност на тока	средне стойност на тола		
											коефициент на нулевой	честота на ос- новниа гармоник
			ь*	'» 1	'« 1			^обр	^2 таи!	|	4р			ш
1	2		3	4 i	5 1		 6	7 1	8 .1	9 1	10	И	12
!	„		 . ... 	 ...гы.- 								Ё						
Еднофаэна ! еднополупе- । риюдна схема	п		2,22 £6	1,57 /0	1,2Ь 	га1 п 1	3,09 Ро	1	1	1 I	*	3,14 4	4	1,57	*\ip
	Гы											
Двуфазла еднаполупе- рнодна схема’			|,и а.	0.785 /0	1,11/ п	1.48 Ро	2	ЗД4 Д, ! ।	'1.57 4 ! i	0,5 4	0,67	2ф •Чф
												
178
Таблиц» 4.1 (продолжение
1	г					3	4	5	6	7	8	9		и	12
Трифазяа едиополупе- риодна схема звезда — звезда Т рифа ан а еднополу пе- риода а схе- ма триъгъл* ник—звезда Шестфазна едкополупе* риодна схе- ма звезда— звезда			L 1 5		d । а < 1 ЙтП ? S? ¥	0,855 £в 0,855 Д> 0,742 Е6	0,587 4 0,527 4 0,4! 4	0,48 j п ° 0,47 , п 0 0,47 г п а	1,37 Р0 1,37 Ро : мэр.	со	«о	<о	2,1 Et 2,1 2,1 Е9	1,214 1,214 1,05 4	о,зз 4 о.зз 4 0,167 /9	0,25 0,25 0,057	3“ир Нр 6»ир
			i	гМ											
			L		i н										
	5	г	1 5		ш ц>										
					1 i										
															
Таблица 44 (продолжение)
(4.31) £2твя= Е$— 457 £*в»
— ефективна стойност на
вторичното напрежение
в2^-£о=1,ц £в;
,/2	° в
— максимално обратно на-
прежение на вентидите
(4.33)	U<*9	«*
= 1,57 f0;
— средна стойност на из-
правения ток
(4,34)	7в= -“Ьтм;
— максимална стойност
на изпраиеиия ток и на тока
през вентилите
(4.35)	/2в1„=1.57/л;
- средна стойност на то-
ка през вентилите
(4.36)	/ср, 11—0,5 Zq|
— ефективна стойност на
тока през вторичната намот-
ка на трансформатора
(4.37)	/г=	-1,11
V *
— ефективна стойност на
първичиото напрежение
(4.38)	Е1=пЕя~п 1,11 Е^
—ефективна стойност на
първнчния ток
179
(4.39)	/м- 4"
— изчнслителва мощност на вторичната намотка на трансфор-
матора
(4.40)	P2it=£/S=l, 11 Я6 1,11 Ze= 1,23 Ро;
—изчнслнтелиа мощност на първичната намотка на трансфор* 
матора
(4.41)	Pt^Ej^ пЕг -1/8« 1.23 Ро;
— типов# мощноет на трансфор, ^.тора
(4.42)	Р^Р^Р^ЛаЗРй.
Еднофазният мостов токоизправител има най-добри показатели
от всички еднофазни схеми и се предпочита във всички случаи,
когато няма никакая пречка за това.
Ако на вторичната намотка на трансформатора се направи сре-
ден извод, т.' става двуфззна, т. е. трансформаторы удвоява
броя на фазите. Тогааз между средняя извод, който се явява
«улев извод на двуфазната система, и положителния, респ. отри-
цателния извод на мостовин токоизправител. се получава но поло-
вииата of общото изправено напрежение, В този случай мостовият
токоизправител се превръща в два двуфазпи еднополупериодни
токоизправителя. св'ьтззни последователи». Тази токоизправителна
схема работе най-ефективно при еднакво натоварване на положи-
телния и отрицателния извод и се нрилага при токари със симет-
рично закранване, например операционки усилватели, мощни ние-
кочестотни усилватели и др.
4.2.4. Трифазен мостов токоизправител
Принцнпната схема на трифазния мостов токоизправител е по-
казана на фиг. 4,5 а. Схемата е двуполупериод на и през вторич-
ните намотки ням а постоянна съставка на тока. Вторичните на-
мотки на трансформатора могат да се евържгт по всяка от
известните схема на евързване на трифазна система, тьй като
изводът на нулевата точка не е задължителен. Ако има такъв
извод, между него и двата полюса на изправеното напрежение
може да се получи по половинате от изправеното напрежение. В
този случай трифазният мостов токоизправител може да се раз-
глежда като два трифазни еднополупериодни токоизправителя,
евързани последователно в изходите си.
180
Фиг. 4Л, Трифазе» мостов токанзлра-
вител
й —• яркгодшм схема; 0 *— «тормчни язир^
кепи» на трансформатора : в — кэлртио ва-
лрежекдо; г — шк през однгил;Ете; д — Из-
правей зии ; е — юн през фаза <ч — «ц*
нравен не иърху дентэтл /
Оснсвните зависимости на елей-
трическнте величини на. този то-
коизправител са:
— средне стойност на изправе-
кото напрежение
(<43)
Еи~Е2я iI(ax - “Sin-|- = 0,955 (MXf
където йглиахи УЗЯлп»х е амвдитудата па линейного (междуфаз-
лого) напрежение;
— амплитуда на линейного напрежение
(4.41)
?л max Q^g' 1 >05 ZTe;
— амплитуда на фазного напрежение
(4.45)
£-г,та<д=	=,0,606 50;
V 3
181
ефективна стойност на линейного напрежение
(4.46)	Е*-	-=	^0,742 Ео;
_ ефективна стойност на фазното напрежение
0»60б
(4.47)	Е2яа ж» £о==О»428 Е6;
— обратно напрежение на вентилите-то е равно на линейного
напрежение, като максималната му стойност е
(4.48)	(Л>бр п>ах = Ал max	>05 Е&
-—средня стойност на изправения ток
(4.49)	Zo—7гтах sin -g-=0,955 7^»;
— амплитуда на вторичния ток
(4.50)	Iйпа, ям	= 1,05 Z^
U^Ov
—средна стойност на тока през един вентил
(4*51)	Ztpe=4-'.
•дефективна стойност на тока през вторичната намотка
(4.52)	Z2«O,781Z2ffia5t=O,8I77o;
--•ефективна стойност на първичния ток
(4.53)	/1== 4 4;
, изчислителна мощност на вторичните намотки на транс-
Ф°Р-Матора
<4-54)	Рд,- УЗ £« Z2^ 1,05
"'-изчислителна мощност на първичните намотки на трансфор-
мат0ра
182
<4.55)	Ам=	Еи 7t= 1,05 Р0;
— средня изчислителна мощност на трансформатора
(4.56)	=Р1й=еР2к=: 1,05 Ре.
От (4.54), (4.55) и (4,56) се вижда, че изчислителната мощ-
ност на трансформатора е почти равна на полезната мощност на
токоизправителя.
Трифазният мостов токоизправител се предпочита за мощни
токоизнравители поради доброго използуване на трансформатора,
малкото обратно напрежение върху вентилите и малките пулса-
дии на изправеното напрежение.
Пример 4Л. Да се изчисли двуфазен еднополуперноден то-
коизправител със следните данни: активен товар; напрежение на
товара £'0=12V; ток на товара /й=0,5А; първично напрежение
на мрежата £\==220V. Токоизправителят се приема за идеален,
т. е, без загуби.
Начисление
1.	Определя се амплитудата на фазного напрежение на вто-
ричната намотка (4.20)
а... -	- TT^iT -18'8 v-
vsin V gaTsin_„ .
2.	Определя се ефсктивната стойност на
аде па една фаза (4.21)
вторичного напреже-

_________А, .
!7Г р , Я
v'2 sin ’ ”
*	я р
_____!2	__
2____3,14
V2 3J4 sin 2
= 13,3 V.
Същият резултат се получава, ако се използуват данните от
табл. 4.1. — £е=1,11 E,0=13f3V.
3.	Изчислява се коефициентът на трансформация на трансфор-
матора (4.22)
4.	Изчислява се обратного напрежение върху вентилите
(4.23) б^обр max = Ein	Л 8,8 = 37,6 V.
Съгласно с данните от табл. 4,1 (7^p nwx =3,14 ДО=37,7 V.
183
5.	Изчнслява се амплитудата на тока през едната фаза на вто-
ричната намотка (4.16)
„ '^1...= -г-\й°-785А-
~ sinT ”3n4sin“2~
Като се използуват данните от табл. 4.1, Ьтах-.—1,57 /0~
«1,57.0,5==0,785 А.
6. Изчнслява се ефективната стойност на тока през едва фаза
от вторичната намотка на трансформатора (4.17)
От Данните от табл. 4.1 се получава /г=0,785 /О=0,39 А.
7.	Изчнслява се средната стойност на тока през един вентил .
(4.15)
7ср=: —Д— ~ —~~ ==0,25 А.
От данните от табл, 4.1 се получава /с[,~0,5 7„=-=0,25 А.
8.	Изчислява се ефективната стойност на тока в първичната
намотка на трансформатора (4.26)
/ = A Л7,= -.1 4 у;2.0,39 =0,033 А.
От табл. 4.1 се получава -~1 /0==	0,5=0,034 А.
9.	Определя се изчислителната мош.ност на първичната намотка
на трансформатора (4.27)
Ли=1  220.0,033 = 7,26 VA.
10.	Определя се изчислителната мощност на вторичната намот-
ка на трансформатора (4.28)
= 2.13,3.0,39= 10,4 VA.
184
11.	Изчислява се типсвата мощност на трансформатора (4.29Х
= 2^+151-8,83 VA.
ж 2	2
От данните от табл. 4.1 се получава Р№ ==1,48 Рв=8,88А.
12.	Определя се амплитудата на първия хармоник на пулса-
циите на изправеното напрежение (4.24 а)
®= 2<_j “SV,
От табл. 4.1 се получава =0,67 Ee=Q,67.12=8V,
Вижда се, че резултатите, получена при изчисляване с общи*
те формули, и резултатите, получени при изчисляване с коефи-
циентите от табл. 4Л, са едвакви. Това е естествешо, понеже
коефициентите в табл. 4Д са получени от сыците формули,
Резултатите, получени от изчисленията в т. 2, 3,6, 8 и 11,.
служат като изходни данни за изчисляване на трансформатора.
Резултатите, получени от изчисленията в т. 4, 5 и 7, служат като
изходни данни при избора на вентилите, Резултатът от т. 12 е
изходен при изчисляване на изглаждащия филтър.
Пример 4.2. Да се изчислн еднофазен мостов токоизправи-
тел със следните данни: активен товар; напрежение на товара
£'e=±15V; ток на товара /0=2А, еднакъв за положителния и
отрицателния полюс; напрежение на захранвйщата мрежа £,}=s
«=220 V. Токоизправителят да се счита идеален, т. е. без загуби
в трансформатора и вентилите.
Начисление
За да се получи двуполярно напрежение, вторичната намотка
на трансформатора трябва да бъде двуфазна. Изходното напре-
жевие на токоизправителния мост се удвоява, т. е. E'Q ~2Е9»^3^ V.
1.	Изчислява се амплитудата на вторичного напрежение (4.31>
£^«=1.57 £” = 1,57.30=47,1 V.
2.	Изчислява се ефектнвната стойност на вторичного напреже-
ние (за двете фази общо) (4.32)
£>-1,11 £' 1,11.30= 33,3 V.
3.	Изчислява се коефициентът на трансформация на трансфер"
матора (4,38)
185
4.	Изчнслява се максималндто обратно напрежение върху веи-
тилите (4.33)
т»хв£йт«х~47>1 V.
5.	Изчнслява се амплитудата на тока през вторичната намотка
на трансформатора (4.35)
/йяшх®®*1 1,о7 /у“.3,14 А.
б.	Изчнслява се ефективната стойност на тока през вторичната
намотка на трансформатора (4.37)
/#«1Д170=1Д1.2«2,22 А.
7.	Изчнслява се средната стойност на тока през един веятил
(4.36)
/ср2=5 % з==	= 1 А*
8.	Изчнслява се ефективната стойност на тока през първична-
та намотка на трансформатора (4.39)
/,« -L 1,11 /0=	1Д1.2«О,336 А.
9.	Изчнслява се типовата мощност на трансформатора (4.42)
Я -1,23	1,23.30.2-73,8 VA.
10.	Изчнслява се амплитудата на първия хармовик на пулса-
циите на изправеното напрежение
f Г _____	2.30  ОЛу
(2р)2—12а—1' "~"J V"
4.3. РАБОТА НА ТОКОИЗПРАВЛТЕЛИТЕ ПРИ ИНДУКТИВЕН
ТОВАР
Индуктивен товар се среща най-често при мощните многофаз-
нн токоизправители. В този случай не могат да се пренебрегват
вътрешннте съпротивления на трансформатора, вентилите и из-
«лаждащия дросел, понеже те оказват съществено влияние върху
работата на токоизправителя.
186
4.3.1. Р.фазен еднополупериоден токоязправител
при индуктивен товар
Еквивалентната схема на р-фазея еднополупериолен токоизпра-
вител със загуби при индуктивен товар е показана на фиг. 4.6 а.
Въведеяи са следните означения:
{4.57) r,p=rrp8+4pj—активно съпротивление на намотките на
трансформатора, приведено към вторична-
та намотка;
<4 58) L$ ~L2s-^L*s — индуктивное? на разсейване на намотките
на трансформатора, приведена към вто*
ричяата намотка;
/?в — вътрешно съпротивление на един веятил;
— активно съпротивление на филтровня дро»
сел-
Ако индуктивного съпротивление яа дросела за първия хар-
моник е р ® Дф	, с известно приближение може да се счита,
1че нзправеният ток е идеала о изгладен, т. е. постоянен. Индуктив-
ността на разсейване на трансформатора «казна влияние върху
стойността на изнрареното напрежение чрез ътъла на комутация
<4.59)
y=arccos
® ^3 11!
F ' -2-
Средната стойност на изнравеното напрежение е
р <* Z&
<4.60)
Фиг. 4.6. р-фазён едко полупе-
риоден такой з правитед с ин*
дуктивен товар
а — эквивалентна схема ; б — из*
нра&одо напряжение ; ? — мзправе»
Т1>к и р и ли ле а кд и н ду к т н внос т
ш трансформатора ; ? — реал на
лэ тока нреэ кентнлиге
187
или
(4.61)
където
(4.62)
Uo = Еа
P»Ls
xs*"”~2«
е прнведеното към изхода на токоизправителя индуктивно съпро
тивлен^е на трансформатора, което оказва влияние на изходното
напрежение.
Като се сумнрат и влиянията на останалите съпротивления на
схемата върху изходното напрежение. а именно:
ДЕ,, а//,, —активен пвд на напрежението в трансформатора;
А Е0ф=/0/?ф—активен пад на напрежението във филтровия дро-
сел;
(У» — пад на напрежение върху един вентил,
уравнением на външната (товарната) характеристика на токонз-
правителя, показана на фиг. 4.7, става
(4.63)
17о—Еаф Ua »
ИЛИ
(4.64) ,	t^Ee-AE0,
където
(4.65)
Д	*i™ ^Vp) А 4- 0 д
е сумата от всички вътрешни иадове на напрежение в токошшра^
жителя и филтъра.
Възвсички формули, цитирани позо-
ре, с Ео е означено е. д. н. на токоизпра-
фиг. 4.7- Външна карайте»
гика на токоизправител
с индуктивен товар
вителя* т, е. напрежението на празен ход.,
Това напрежение се изчислява по фор-
мулите зз проектиране на токоизправи-
тел от същата схема без загуби:
(идеал изи ран) при активен товар
(т< 4,2), Следовател но, проектираве
то на реален токоизправител (съ? загу-
би) при индуктивен товар се извърпь
ва на два етапа—първо се проектора
идеализиран токоизправител (без загу*
би) с активен товар и след това по урав-
нение (4.63) се пр* смята влиянието на
индуктивните и активните съяротивлешш
188
4.3.2. Р-фазен мостов токоизправител при индуктивен
товар
Работата на мостовин токоизправител с индуктивен товар ка-
'чествено не се различава от работата на еднополупериодния то»
коизправител с индуктивен товар. Разлика има само в никои ко-
личественн съ отношения.
Индуктивного сопротивление на трансформатора, приведено
към изхода на токоизправителя, е
<4.66)
Нр w Z. р w £. «
X =	----- == „„Ji ,
» 2я	я
а уравнението на външяата характеристика
<4.67)	Ц,=£о-A £0r~/sx5~AE^-2Ua,
където Еа е електродвижещото напрежение на токоизправителя:
А£,ог-.~/02гтр —активният над на напрежение в трансформатора;
Д£'Оф=/в/?ф —падът на напрежение върху един вентил.
Пример 4.3. Да се изчисли трифазен еднополупериоден то-
коизправител със след ните данни: индуктивен товар; напрежение
на товара ££=60 V; ток на товара/в=20 А; захранващо напреже-
ние £n=380V; активна съпротивления на трансформатора 1\~
=5,88, гг«®О,ЗЙ; индуктивност на трансформатора £$(=0,051Н,
1,2.10 3Н. Последователно във веригата на толарае вклю-
чен дросел с индуктивност £$ =®25Л0~9 Н и активно сопротив-
ление /ф=0,05й. Използуваните вентили имат пад на напрежение
.в права посока £a=0,9V.
Исчисление
Избира се схема на свързване на трансформатора звезда -
звезда.
1. Определя се амплитудата на фазовото напрежение на вто-
ричната намотка (4.20)
-Т-5——= -т-^ИГ’’2'5 v-
JL. sin J-L	—z— Sin — Li-
re p 3J4	3
2. Изчнслява се ефективната стойност на вторичного напре-
жение (4.21)
£0
_  р	. ж
-М — sin —
* я Р
60
sm Ли
1 3,14	3
=51,4 V.
189
3.	Изчислява се коефициентът на трпчсформадая на транс-
форматора (4.22)

_ 220	, .
_—
Тук първичното напрежение е 220 V, защото се работа с- фа-
зовите напрежения (схема звезда — звезда).
4.	Изчислява се обратного напрежение върху вентилите (4.23}
<Лбр тях=£2л ш«=Й .72,5-125,6 V.
От табл. 4.1 се получава =2,1	2,1.60=126 V.
5.	Изчислява се амплитудата на тока през едка фазова на-
мотка (4.16)
_/»_____—____________=24 2 А
JL sin JL	_J_ sin _»3£ 4,2 *
Я	р	3,14	3
От табл. 4.1 се п'олучава /г тях ==1,21 Ze—1,21.20—24,2 А.
6.	Изчислява се ефективната стойност на тока през една фа-
за (4.17)
От табл. 4.1 се получава /а=0,587 /О=0,587.20=11,7 А.
7.	Изчислява се средната стойност на тока през един вен-
тил (4.15)
=6,66 А.
Г	%?
От табл. 4.1 се получава /ср—=0,33 /О=0,33.20 =6,66 А.
Изчислява се ефективната стойност па тока в първичната на-
мотка (4.25)
190
/1=4	#1,7‘-W«2,24 A.
От табл. 4.1 се получава /х =4г— /0=4т" 20== 2,23 А.
Л	Ч jv
9.	Изчислява се изчислителната мощност на първичната на-
мотка (4.27)
Д -3.220.2,24=1478 VA.
10.	Определя се изчислителната мощност на вторичната на-
мотка (4.28)
P2,,=ps£,Zt=3. 51,4.11,7=1804 VA.
11.	Определя се типовата мощност на трансформатора (4.29-
p._2i№._J«!+!»._1e41 VA.
От табл. 4.1 се получава Рн =1,37 Ро=1644 VA.
12.	Активного съпротивление на първичната намотка на
трансформатора се привежда към вторичната намотка и се су-
мират (4.57)
Гтр = г,+ 4~ Г1=0,3+-^-5- 5,8=0,614 Й.
13. Индуктивността на първичната намотка на трансформато-
ра се привежда към вторичната намотка и се сумират (4.58)
£$=«£«+4“ £«-1.2. 10“3+т> 0,051=3,96. 10"^ Н.
14.	Изчислява се приведено™ индуктивно съпротивление на
трансформатора (4.62)
Xs =	3,96.Ю^3=0,594 о,
15.	Изчислява се падът на напрежение в токоизправителя и
филтъра (4.65)
A £0=/в (х5+ГтР+ГфН </□=£> (0,5944-0,614+0,05)+
+0,9=0,9+1,258 Ze, V.
191
16.	Изчислява се външната характеристика иа токоизпр авите*
ля (4.64)
£7о=£в-ДЕв=6О-О,9— 1,258 /0=59,1-1,258 /0 , V.
17.	За четири стойности на товарная ток, а именно: Zoi =
=0,25 /0; /02=0,5 /0; /<»= 0,75 /в и /(«==/(, се изчислява напре-
жението на токоизправителя след дросела
£Ли=59,1 -1,258.0,25.20=52,8 V;
(/«г=59,1-1,258.0,50.20 =46,5 V;
£/оз=59,1 — 1,258.0,75.20=40,2 V;
1/04=59,1-1,258.20=33,9 V.
От тези стойности се построява графиката U0~f (I®).
4.4. РАБОТА НА Т ОКО ИЗП РАВ И ТЕЛ И ТЕ ПРИ КАПАЦИТИВЕН
ТОВАР
Маломощяите токоизправители и токонзправителите за малък
ток обикновено се правят едко- и двуфазни и за филтър на из-
яравеното напрежение се използува коидензатор, свързаи пара-
лелно на изхода на токоизправителя. В този случай токоизпра-
вителят работи с капацитивен товар. Върху режима на работа
на токоизправителя голяадо влияние оказва съпротивлението на
трансформатора, затова то не може да се пренебрегне.
При достатъчно голям канацитет иа филтровия коидензатор,
когато пулзациите на изправеното напрежение с а по-малки от
15%, изправеното напрежение и товарният ток с известно при-
ближение могат да се прием ат за постоянни. При това всяка фа-
за на трансформатора и всеки вентил работят самостоятелно и
•процесите в токоизправителя не зависят качествено от броя на
фазите и от вида на схемата — еднополупериодна или двуполу-
лериодна. Разликата е само количестве™ и се отразява на стой-
ностите на никои коефициенти.
4.4.1. Р-фаэен еднополупериоден токоизправнтел
с капацитивен товар
Схемата на р-фазния еднополупериоден токоизправител с ка-
яацитивен товар е показана на фиг. 4.8 а. При определяй© на
192
фиг. 4.8. Р-фазен ед1ЮпО’Г5гкериоден токоизправител с капацитнвен товар
-а	е к вншмен гна схема; d —нзпрашж ток и нзправено напряженно ; « — еквмаалемтна
схема на ед«а фаза
осиовните с ъот ношения между велинините в токоизправителя е
направгно допускането, че индуктивпостта на трансформатора е
много малка в сравнение с активного му съпротнвление и влия-
нието й може да се пренебрегне. По този начин е построена
еквивалептпата схема на едка от фазите (фиг. 4.8 а).
Количествен^ токовете и напреженията в схемата са зависима
от ъгъла на отсечка на тока през вентилите ф, който е свързан
с изправеното напрежение и тока па товара и с броя яа фазите
със зависимоста
(4.68)	А^-аиГ-
РО()
Парамет ьрът А е основен за изчисляваие на токоизправителя.
На фиг. 4.9 е показана функцията ф--)(Л).
Ефективната стойност на вторичного напрежение е
(4.69)	E^BU9,
където В-*-----------
у 2 cos
На фиг. 4.10 е показана функцията В—f (Л),
Максималното обратно напрежение върху вентилите е
(4.70)	УобР=2£2 тах-2 v'2 BU0.
13 Н’к по Юкозяхр, у-вй
193
Фип 4.9- Зависимое! на ъгъла на отсечка
Ф от параметъра Л
Фиг- 4,10. Зависимоет на параметъра 3 от
нараметъра А
За мостов токоизправител U^-^E^ пих-
Ефективната стойност на първичното напрежение е
(4.71)	Е^пЕ*
Амплитудата на тока през вентилите и през вторичната на-
мотка на трансформатора е
(4.72)
Ашах	$	»
Г
където F——Д-т—— е функция на ъгъла на отсечката на
sin ф—ф cos ф
тока, т. е. и на А- На фиг. 4.11 е показана функцията F~f(A).
Ефективната стойност на тока през едва фаза на вторичната
намотка на трансформатора е
194
Фиг» 4.12, Зависимост на лараметъра D от
параметъра А
(4.73)	/2= А Ц
гч	J п (ф С 1+0,5 cos 2i|?) — 0,75 sin Э'ф]	, _
където D =	е функция на
ъгъла на отсечката на тока, т. е. на А. На фиг. 4.12 е показана
функцията D==f (Д).
При мостова схема на токоизправител ефективната стойност
на тока през вторичната намотка па трансформатора е
(4.74)	1, - j ]/2 I).
хг
Ефективната стойност на иървичния ток на трансформатора
при еднополупериодните схеми се определя с формулата
(4.75)	/1=Ъф|_(Ау.
При мостовите и двуполупериодните схеми
195
Фиг, 4ЛЗ- Зависимост из парамстъра Н от
парзмстьрт А и от брея па фазите р
(4.76)	4- А
За да се получи необходимият коефициент на пулсации на
изхода на токоизправителя ka --- —, капацитетът на кон-
ve
дензатора трябва да е
(4 77)	И. nF,
където я „ !2L^EULt£2i*₽±»1« с ф м ф
р to it (/г*1 —1) cos 4'	44
т, е, на А. На фиг. 4.13 са показани функциите	за раз-
личен брой фази на токоизправителя при честота на захранващо-
то напрежение 50 Hz.
Външната характеристика на токоизправител с капацитивен
товар може да се изчиелн, като се използува зависимостта
(4.78)	I,	. i„
sin ф—ф cos Ф <	. м
хъдето —--------------- е функция на ф, Оттук може да се
определи у0:
Ако се построй зависимостта у9=7 (cos ф), може да се по-
196
строи и външната характеристика на токоизправителя, тъй като
(4.80)
COS ф
^Й max
следователно
(4.81)	Ц)=Е2тах cos ф = Л U2 cos ф.
На фиг. 4.14 е показана завис имостта со$ф=/(ув).
Пример 4.4. Да се изчисли еднофазеи мостов токоизправи-
тел с капацитивен характер на товара със следните Дании: на-
прежение върху товара (70™;24 V; ток на товара /0=1 А; кое-
фициент на пулсации на изхода йп<0,2; напрежение на захран-
ващата мрежа Ut-=220 V; 50 Hz.
Начисление
1.	Избира се вътрешното съпротнвление на токоизправителя с
такава стойност, че да се получи очакван к. п. д. ^=804-90%:
J7». .1г„1 Л_ J~9|8i..=4 24 а
4	71	1	0.85	’W -
2.	Изчнслява се параметърът А (4.68)
л 4 г . 5,14.4,24	« eyyfj
А PUe=............. 2.24 "	="0’277
Тук /?—2, защото схемата е двуполупериодна (мостова).
3.	От фиг. 4.9 се отчита ф=47°.
4.	От фиг. 4.10 се отчита й=1,09.
197
5.	Изчислява се ефективната стойност ча напрежението на
вторичната намотка на трансформатора (4.69)
Яг=В£7в—1,09.24 -26,2 V.
4>. Изчислява се максималното обратно напрежение върху
вентилите (за мостова схема)
^-£2^-/2 £г=Д.26,2-37 V.
7.	Изчислява се коефициентът на трансформация на транс-
форматора (4.71)
8.	От фиг. 4.11 се отчита £=6.
9.	Изчислява се амплитудата на тока през вентвда и през
вторичната намотка на трансформатора (4.72)
^2 max = £ -^-=6 -—==3 А.
10.	От фиг. 4.12 се отчита 7)=2,1.
11.	Изчислява се ефективната стойност на тока през вторич-
натата намотка на трансформатора (4.73)
/8=VZ2 D = ^2 2,1 А”=1,48 А.
р	4
12.	Изчислява се ефективната стойност на тока през нървич-
ната намотка на трансформатора (4.76)
4=4“ 4=-А“ 1,48—0,176 А.
13.	От фиг. 4.13 се отчита за />~=2, /7=450.
14.	Изчислява се капацитетът на филтровия кондензатор (4.77)
С-^-	450=531 pF.
Избира се стандартна стойност С—1000 pF.
15.	Изчисляват се стойностите нау0 (4.79) за четири стойкос-
ти на товарния ток и от фиг. 4.14 се отчитат съответните стой-
кости на cos ф
Ли =0,25 A; yol=O,25 J^l=0,014; созф1=0,98;
198
/„=--=0,50 А; гй2=0>50	=0,028; cos ф2 =0,97;
/w=0,75 A; ^=0,75 ^-=0,043; со$ф3=0,96;
1 A; Y„== 1 ^0,057; cos ф4=0,95.
16.	Изчислява се външната характеристика на токоизправите-
ля (4.81)
^01=^2 m cos фх=37.0,98=36,3 V;
(/rfw COS ф2=37.0,97=35,9 V;
Us^max cos ф3=37.0,96=35,5 V;
cos ф4==37.0,95 = 35,2 "V.
От тези данни се построява графиката (Л™/(4), конто е
външната характеристика на токоизправителя.
4.5	. РАБОТА НА ТОКОИЗПРАВИТЕЛ ПРИ СМВСЕН ТОВАР
При използуване на Г-образен LC изглаждащ филтър входът
яа филтъра е индуктивен, а изходът му е капацитивен. Ако то-
варного съпротивление се измени в широки граници, когато е
изпълнено условието £фЭ>/?т, токоизправителят работи с ин-
дуктивен товар. Ако това
условие не е изпълнено,
токоизправителят работи с
капацитивен товар. Следо-
ватели» смяпата на харак*
тера на товара става при
определено товарно съпро-
тивление, т. е. при опре-
делен товар ен ток /ткр,
наречен критичен.
Критичното товарно
съпротивление, което опре-
деля този ток, е
(4.82)	,
Фиг. 4-15. Зависимост на яоефнциента а от
честотата при различен брой фази
199
където a=f (р, е функция на броя на фазите и на честота-
та на захранващата мрежа. Завис имостта1 на а от честотота при
различен брой фази на токоизправителя е дадеиа на фнг. 4.15.
След като се определи /?TK₽, съответно /тч>, изчисляването
на външната характеристика на токоизправителя се изчнслява за
два участъка. За токове, по-малки от критичная, се нрилага ме-
тодът за капацитивен товар. За токове, ло-големи от критичния,.
се използува методът за индуктивен товар.
Понякога се решава и обратната задача — да се определи
мияималната стойност на филтровата индуктивност, която оси-
гурява индуктивен товар при минималното товарно съпротивле-
НИе Z?Tmb-
4.6.	ТОКОИЗПРАВИТЕЛЯ С УМНОЖАВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЕТО
 При тез и токоизправителя освен изправяне се получава и.
умножаване на напрежението. Това се постига чрез нодходящо
свързване на трупа вентили и кондензатори към захранващото
напрежение. В зависимост от това, дали изходното напрежение
се получава върху един кондензатор или върху няколко после-
дователно свързани кондензатори, схемите на токоизправителите
с умножаване на напрежението биват:
—	схеми от първи род - - когато напрежението върху кон-
дензатори те в схемата нараства при всеки следващ- кондензатор
н изходното напрежение се получава върху последняя конден-
затор ;
— схеми от втори род — когато напрежението върху всички
кондензатори освен първия е равно на удвоената амплитуда на
захранващото напрежение и изходното напрежение се получава
върху няколко последователно свързани кондензатора.
Според мястото на свързв; не на захранващото променливо
напрежение към схемата токоизправителите • с умножаване на на-
ирежението биват:
—	несиметрични схеми -  ксгато захранващият променливо-
токов източник и товарът имат обща точка на свързване:
-	- симстрични схеми — комбинация ст две несиметрични
схеми, свързани паралелнокъм захранващия източник и носледо-
вателно в изходите си, В този случай захранващият променливо-
токов източник и товарът нямат обща точка на свързване.
На фйг. 4.16 е показана несиметрична схема на токоизправи-
тел с умножаване на напрежението от I род. На празен ход из-
^одното напрежение е
f4.83)	kE-i maxt
където k е броят на диодно-ксндензатеряйте двойки, Капаците-
200
Фиг. 4.16. Несиметричен токоизправител с умножаване на напреже-
иието от I род
Фиг. 4.17. Несиметричен токоизправител с умножаване на напреже-
ние го от II род
тите на различимте кондензатэри са различии и иамаляват по но-
сок а от входа към изхода на схемата. Работайте напрежения иа
кондензаторите растат от входа към изхода. Амплитудата на
пулсациите иа изходното напрежеиие записи от стойността на
капацитета на последняя кондензатор, към който е свързан то-
вары. За остаиалите кондензатори се препоръчва стойността на
капацитета им да се определя по закона
(4.84)	п.Сп = const,
където п е поредният номер на кондензатора съгласно фиг.4Л6.
На фиг. 4.17 е показана несиметричяа схема на токоизправи-
тел с умножаване на напрежението от II род. На празен ход из-
ходното напрежение е
(4.8о)	£2tnat,
където k е обозначен броят на диодно-кондензаторните двойки.
От гледпа точка на електрическите процеси в токоизправите-
ля капацитетът на отделяйте кондензатори трябва да намалява
по линеен закон с увеличаване на передняя им номер. При ма-
лък коефициент иа умножение на напрежението за по-го-
201
ляма технологичност на производството се предпочита да се
-използуват кондензатори с еднакъв капацитет (и еДнакво работ-
аю напрежение Uc~ Sfimaxh който се определя от фор мулата
<4.86)	С=	£— 2 (*+2) 10*- ^F-
където f»p е честотата на захранващото напрежение.
Токоизправителите с умножаване на напрежението се проек-
тират по метода на проектиране на токоизправител с капацити-
вен товар, като се отчитат особеностите на схемите. Използуват
се графиките, показами на фиг. 4.9-?-4.14. Формулите, в конто се
използуват параметрите от график ите, се изменят:
— параметър А
(4.87)	д^ф~ф^«А£
— ефективна стойност на напрежението иа вторичната намот-
ка на трансформатора
<4.88)
и
ГТ	П	ИЗХ
^2	&	k
— ефективна стойност на тока през вторичната намотка на
трансформатора
(4.89)
/2 - D

— амплитуда на тока през вторичната намотка на трансфор-
матора
'(4.90)	7а rr,ax~:-k F Д»
— обратно напрежение върху вентилите
(4.91)
W)6p max ~ 22:2 Biai—5	~ 7/цзх i
— коефициент на пулсации по първи хармоник
202
Фиг- 4Л8, хСиметрични схема на токоизправитгли с умножаване
на напрежението
а — от I род; б - от U род
<4.92)
L	50
я«(О “ —с ~
Лиф Г
където Сф е еквивалентният капацитет, включен паралелно на
.товара;
/мр — честотата на захранващото напрежение.
Външната (товарната) характеристика на несиметричния то-
коизправител с умножаване на напрежението от II род е
<4.93)
1—arccos...
& max
На фиг. 4.18 са показана две симетрични схеми на токоиз-
лравители с умножаване на напрежението от I род и от II род.
Те се състоят от два несиметрични клона, свързани паралелно
към захранващия трансформатор и последователно към товара.
203
Проектирането на всеки от несиметричрчте клонове е същото
като при самостоятелната му работа.
Всички схеми на токоизправители с умножаване на напреже-
нието имат сравнително голямо вътрешно съпротивление и зато-
на външната им характеристика е силно падаща..
Пример 4.5. Да се изчислн несиметричен токоизправител от
П род с шесткратно умножаване на напрежението (фиг. 4..17) със
следните изходни данни: изходно напрежение (7„3X=30kV; ток на
товара /т = 1 mA; вътрешно съпротивление на трансформатора
г=100 кй; коефициент на пулсации на изправеното напрежение*
ka < 0,1; честота на захранващата мрежа /мр=50 Hz.
Начисление
1.	Изчислява се параметърът А (4.87)
. «A»ZTr 3,14.6». 10“» . 100 . 10»	„	„
А ~ 2Унах ~	2 • 30 . 103'	-0,18».
2.	От фиг. 4.10 се отнята 8=1.
3.	Изчислява се ефективната стойност на напрежението на
вторичната намотка на трансформатора (4.88)
Да В - 1	= 5 .. 103 V.,
Я	V
4.	От фиг. 4.11 се отчита F-®6,6.
5.	Изчислява се а мп литу дата на вторичвдя ток на трансфор-
матора (4.90)
/2m«x=AF/0-6.6,6 . 10'3-0,04 А=40 mA.
6.	От фиг. 4.12 се отчита 0=2,23.
7.	Изчислява се ефективната стойност на тока през1 вторич-
ната намотка на трансформатора (4.89)
Z =	2,23=9,5 .. КГ3 А=9,5 mA.
2	^2	V2
8.	Изчислява се максималното обратно напрежение върху вен-
тилите (4.91)
С/обр mx = EttB =	30.. 10s.. 1 = 14 100 V.
9.	Избнрат се конденззтори с еднакъв капацитет и се изчис-
ляват по формула (4.86)
204
.... =Ce =• 2 (Л+2) 10» «
*MF VH3X
=-ЯГЖПУ- 2(6+2) '«-"°11 !>₽•
От фиг. 4.13 се отчита Я=300.
II. Нроверява се стойността на капацитета на кондензатори-
те по условие™ за допустим коефициент на пулсации (4.92)
<*, _	50 __ tj......50	- 300 __О ПЧ nF
Сф ~ (мр г "~'Ы  50 " 100 - 10» ~и,Ш
Избира се по-голямата стойност между тази и изчислената в
т. 9. -С^Са= . .. . -=С6-0,03 pF.
Глава пета
ИЗГЛАЖДАЩИ ФИЛТРИ
5.1. ОБЩИ ПОЛОЖЕНИЯ
Напрежението на изхода на коя да е токоизправителна схе-
ма е пулсиращо и освен постоянната съставка съдържа и из-
вестен брой променливи хармонични съставки с различии честоти.
Това изправено напрежение е невъзможно да се използува за
захранване на електронни апаратури, ако променливите му отс-
тавки предварително не бъдат намалени до едва определена, чес-
то нъти твърде малка стойност. Това се извършва от изглажда-
щите филтри, Освен тази функция изглаждащият фнлтър пред-
ставлява и свързващо звено между токоизправителя и товара му,
като премахва не же ланите взаимни влияния между тях п съгла-
сува характеристиките им в устаиовен режим, а- в никои случаи
и при преходните процеси.
При хармоничния анализ на изправеното напрежение се оказ-
ва, че почти нъв всички случаи най-голяма амплитуда има пър-
.вият хармоник от променливите съставки. Това е основание при
.проектиране на изглаждащите филтри изчисленията да се правят
Лю отношение на първия хармоник. Ако филтърът е апериодичен,
неговата ефективност по отношение на вистите хармонични ще
е още по-голяма.
Изправеното от токоизправителя напрежение пред и филтъра
се характеризира с коефициент на пулсации Ан{п> за n-тия хар-
моник
205
<Фиг 5Д, Графика на псофометричнии кое-
фициент иъа функция на честотаза
(5*1/ АеЦп) —

където £(й) т*х е амплиту-
дата на п*тия хар~
моник на изправе-
ното напрежение*
Е$ — постоянната
съ ставка на изпра-
веною напреже*
вне.
За първия хар моник
тези стойкости са
(5.2)	fe(0 -= -^пах- -
При захранванс от токоизправител па съоръжения за телефо-
ния трябва да се отчитат психофизичните особености на човеш-
кото ухо и акустичните характеристики на телефона, за да не
се получи дразнещо чуване на брум. В този случай се държи
сметка и за псофометричното напрежение на пулсации (Лкф, чия-
то ефективна стойност се определя по формулата
(7псф =-=• |' 6,5 [f£*(l)nwx й1)* -f- (£*2рз1ах	4" •  - 4" (£'{п)н;зх йл )*j »
(5.3)
където а3, аъ.....аи са псофометричнитё коефициенти за съот-
ветпата честота на хармониците, показващи тяхиата относителна
тежсст в създаването на брума. Тези коефициенти се отчитат
от графи ката на фиг. 5.1.
При неуправляемите токоизправители коефициентът на пулса-
ции се определи по формулата
<5.4)	*п(1) --
където р е броят на фазите. При мостови токоизправители р. се
удвоява.
Формула (5.4) не важи за еднофазен еднополупериоден то-
коизправител, където fed)--1,57.
За управляемое токоизправители важи формулата.
206
(5.5)

Тук с a e означен ъгълът на фазово регулиране на венти-
лите.
Всеки изглаждащ филтър се характер изира с коефициент на
изглаждане
/с с\	к __	^0
(5.6)	яв == —------=~^г- .....-	.
*я(1)	с(1>я>» с0
където Ад(1) е коефициентът на пулсации преди филтъра;
й"(!) — коефициентът на пулсации след филтъра.
Отношението на амплитудата на променливата съставка пре-
ди филтъра към нейната амплитуда след филтъра се нарича кое-
фициент на филтрация
(5.7)
Коефициентът на филтрация е почти нинаги по-голям от кое-
фициента на изглаждане и тази разлика е толкова по-голяма,.
колкого к. п. д. на филтъра е по-малък. При ^=1, когато
-E'q, коефициентът на изглаждане и коефициентът на филтра-
ция са равни:
а?*
(5.8)	*и ЙФ	-
£(1)тпах
Според елементите, от конто са изработени, филтрите биват:
пасивни — изработени с дросели, кондензатори и резистора, и1
активни — изработеии с транзистори или радиолампа.
5.2. ПАСИВНИ ИЗГЛАЖДАЩИ ФИЛ ТРИ
Капацитивен филтър. Показан е на фиг. 5.2 а. Състои са-
мо от един коидензатор, включен яаралелно на изхода на токо-
изправителя. В този случай токоизправителят работи с капаци-
тивен товар. (Този режим е разгледан подробно в т, 4.4.) Там е
дадена и методиката за избиране на капацитета на кондензатора.
Ако е необходимо да се изчисли коефициентът на изглаждане
(той е равен на коефициента на филтрация), се ползува форму-
лата
207
zwx
Фиг* Еленеитарни пасивяи фи л*
три
а —* няпяцшииен ; б индуктивен
Фиг, 5Л. Г-образен LC-филтър
(5.9)
2 Г. С


Тук капацитетът на С се измерва в микрофарада.
Индуктивен филтър. Показан е на фиг. 5.2 б. Състои се са-
мо от един дросел, включен последователе във веригата иа
товара. Ако се пренебрегнат вътрешните съпротивления на токо-
изправителя и дроеела, коефициентът на изглаждане е
(5.10)

При /7й)£ф>3/?т формула (5.10) може да се опрости:
При сравняванего на изразите за коефициентите на изглажда-
не на тези два най-прости филтъра се вижда, че с увеличаване
на броя на фазите р ефективноегта на капацитивния филтър на-
малява. Обратно, при голямо товарно съпротивление /?т капаци-
тивният филтър е по-ефективен. Индуктивният филтър работи
по-добре при по-голям брой на фазите и при по-малко товарно
съпротивление.
Г-образен LC-филтър. Схемата му е показана на фиг. 5.3.
Много удобен филтър за средни мощности и ниски напрежения.
За да работи добре, е необходимо да бъдат спазени условията
<5.12)
/’“’Сф
(5.13)
Ако се пренебрегнат загубите в дроеела и кондензатора, за
коефициента на йзглаждане важи формулата
208
Фиг, 5Д Диаграмм на тока след фялътра при
имйулсен товзр
(5.14)	Аи-=/72(йа£фСф-1.
В горното равенство има две неизвестии — £ф и Сф. Затона
при изчисляване на филтъра се определя величината
(5.15)	£ФСФ=..^У»-.
Обикиовено първо капацитетът на Сф се определя от други
«зисквания, след което се изчислява £ф.
За да се получи по-стабилна външна характеристика на то-
коизправитсля, необходимо е филтърът да има индуктивен вход.
Това се постига при спазване на условието
/с 7	Т
Ако товарът на изхода на филтъра има импулсен характер*
както е показано иа диаграмата на фиг, 5.4, капацитетът на
филтровия коидензатор се определя от неравенство™
(5.17)	СФ>....... ..—-------------
Ъ 1п -....---------
4	*tnfn
*-----т.---
За да се изключи възможността за възникване па автогене-
рации във филтъра (самовъзбуждане), трябва да е изпълнено
условието
(5.18)
1
афсф
£0,о рсо.
Многозвенни филтри. За получаване па по-голям коефициент
на изглаждане се употребяват многозвении филтри. Това са два
или повече филтри от един и същи или различен вид, конто се
свързват последователю. Коефициентът на изглаждане на много-
14 H*it по токозахр. у*ва
209
Фиг. 5,5. П-Образен . LC-филтър
звешшя филтър е равен на
произведе^иего от коефициен-
тите на изглаждане на отдел-
яйте звена:
(5.19) k„ = Аи1.
За да се получи най-ниска
цена и маса на многозвенния
филтър, препоръчва се двузвенен филтър да се употребява
при Ан>;50, а тризвенен — при кя >- 1500.
П-образен С LC-филтър. Показан < на фиг. 5.5. Той е дву*
звенен филтър и се състои от капацитивен филтър и Г-обра-
зен LC-филтър (£фСф2). Неговият коефициент на изглаждане се
получава от коефициентите на изглаждане на елементарните фил-
три и е
(5.20) Ай -	С&2 1 °”*"” 1>’
където г е вътрешпото съпротивление на токоизправителя;
Н — коефициентът, функция иа А :вж. фиг. 4ЛЗ).
Във формула (5.20) димеисията на капацитета на конденза-
торите Сф1 н Сф2 е pF.
Ако при изчисляването на токоизправителя с капацитивен то-
вар стойността на Сф1 е вече определена, се определя от
формулата
(0.21)	ДфСфа	д» <о» 1б~в
Най-голям коефициент на изглаждане се получава при Сф1«
«Сф2. В този случай индуктивността на дросела е
(5.22)
г _	и
ггСф^^То-е - п'
RC-филтри. Тез» филтри се използуват при малки мощности
и при постоянен товар, понеже техният к. п. д. е малък, а па-
дът на напрежението във филтъра — голям, Предимствата им
са в ниската цена и в малките размери. Те биват два вида 
Г-образен RC-филтър. Показан е на фиг. 5.6 а. Неговият
коефициент на изглаждане е
210

т
а


(5.23)
Фиг. 5.6. RC-филтри
а — Г-обрзэен ; 6 П-оЪрязен
U;
/?
Л. ® Сф	~^-+’  “ •
1ф
АБ
ft.
За получаване на приемлив
к. п. д. съпротивлението на
филтъра се избира в границите
ЙФ -^(0,25-5-0,35) RT.
П-образен CRC-филтър. По
казан е на фиг. 5.6 б. Той е дву-
звенен филтър и се изчислява
токоизправител с капацитивен товар, откъдето се определя Сфь,
а неговите пулсации са изходни давни за изчисляваие на Г-образ-
ния RC-филтър, съставен от 7?ф и Qs.
Филтър с акумулаторна батерия. Когато паралелно на то-
вара е включена акумулаторна батерия, която работи в буфере»
режим, тя има филтриращ ефект. Понеже акумулаторната бате-
рия има почти постоянно е. д. н. и много малко вътрешно сънро-
т явление, тя въздействува на веригата като кондензатор с без-
крайно голям капацитет. Затона тя може да замени конденсато-
ра в Г-образния LC-филтър (фиг. 5.7). Вътрешното съпротивле-
ние на батерията е включено паралелно на товара и тъй като
, то шунтира товара за променливата съставка, премина-
ла през дроеела. Ако	коефициентът на изглаждане е
О
Фиг. 5.7, Г-образсн филтър с акуму-
латорна батерия
като такъв. Първо се изчислява
(5.24)
!	.-------------- р to
kn “ ; - \/(Р«^ф)3 + ^	.-г—
ri	ri
Когато вътрешното съпротивление на акумулатора е известно
предварително, индуктнвността на дроеела се определя по фор«
мулата
211
(5.25)
Пример 5.1. Да се начисли филтър за двуфазен еднополу-
периоден токоизправител, конто да има на изхода си напре-
жение 12 V, ток I А и амплитуда на първия хармоник* на из-
кодното напрежение 0,0& V.
Начисление
1.	Определи се коефициентът на пулсации на изходното на-
преженне след филтъра (5.1)
0,005=0,5 %.
2.	Определя се коефициентът на пулсации па изхода на то-
коизправителя, т. е. на входа на филтъра (5.4);
=0,66=66%.
3.	ИзЗира се ориентировъчно к. п. д. на филтъра т|=0,8.
4,	Изчислява се необходимого напрежение на входа на фил-
търа
£»“4=-«3-=i5v-
5.	Изчислява се коефициентът на изглаждане на филтъра (5.6)
k	... .°’®6	133
Sh ka	0,005
яи(1)
При feH > 53 се препэръчва използуването на двузвенен фил-
тър. Понеже напрежението е ниско, а токът сравнително голям,
за постигане на ирис; ин голям к. п. д. се избира схема на CLC-
филтър (фиг. 5.5). В този случай токоизправителят ще работи с
капацитивен товар.
6.	Изчислява се параметърът А (4.68). Вътрешното съпротив-
ление на токоизправтеля се приема r=2Q. Тогава
, /ттсг 1.3.14.2	П91
Д —.... ...X   я-™—-— _«жу
2 . 15
7.	От фиг. 4.13 се отчита параметърът 77=420.
8.	Изчислява се минималната стойност на капацитета на пър-
вия филтров коидензатор (4.77)
212
Сф1 = ~.----’	420=1050 uF.
М> г °’2 • 2
Избира се стандартна стойност Сф)=1000 pF.
9.	За да се получи най-голям коефициент га изглаждане с
минималки средства, капацитетът на втория филтров конденза-
тор се избира равен на капацитета на първия филтров конден-
затор:
Сф2==Сф1= 1000 pF.
10.	Изчислява се минималната индуктивност на филтровия
д рос ел (5.22)
Z. » - <	*> <МО И	(2*—1)(i38+1) 420__  _
ф 2тСф^'^	п,
Конструктивного изчисляване на дросела е разгледано в при-
мер 5,4.
И. Проверява/се стабилността на филтъра (5.1'8)
0,5 /?© = 0,5.2.2л. 50=314;
•~ = =-т-"='=.....: ----=95 < 314.
&фсф2 ^0,11,кг3
Филтърът няма да се самовъзбуди.
Пример 5 2. Да се изчисли разделителен филтър за захрав-
ване на усилвателна схема със следните данни: входно напре-
жение (/BX=12V; изходно напрежение Мих=9 V;tok на товара
постоянен /т = 6 mA; коефициент на пулсации на входа k'n (J) —
=Д5 % при р=2; пулсации на изхода на филтъра » 0,02%-
Изчиеление
1,	Изчислява се необходимият коефициент на изглаждане на
филтъра
Ак = —
Ая<1)
<>.5 „_25
0,02 ’"zo’
Поради малката стойност на коефициента на изглаждане се
избира еднозвенен филтър. За толкова малък ток подходящ е
RC-филтър (фиг. 5.6 а) като по-прост и по-евтин от LC-фил-
търа.
213
2.	Изчнслява се стойността на /?ф. Съпротивлението на /?$
трябва да осигури пад на напрежението, необходим за получа-
ването на изходното напрежение
о   ’^изх	12—9  елпл
------/т------о/юб—500 Q’
3.	Изчислява се съпротивлението на товара
^-^=^-=1500 0.
4.	Изчислява се стойността на капацитета на филтровия кон-
дензатор (5.23)
«(isaHSOQ) ,10g 1(Г, Е
* рад/<тКф 2-314,1500 * 500
ХондензаторЪт трябва да е с капацитет, по-голям от 108 pF.
Избира се стандартна стойност С* —200 pF/16 V.
Пример 5.3. Да се начисли изглаждащ филтър със след-
ните данни: напрежение на консуматора i7Hsx=2 V; ток на кон-
су матора /т = 50 А; схема на токоизправителя — трифазна мос-
това; коефициент на пулсации на изходното напрежение =
= 1%-
Начисление
1,	Определя се коефициентът на пулсации на входного на-
прежение преди филтъра (5.4)
2.	Изчислява се необходимият коефициент на изглаждане
4.= -^—-------------S.7.
*н(1>
3.	Избира се схемата на филтъра. При този малък коефи-
цнент на изглаждане, ниско напрежение, голям ток и повшнена
честота на пулсациитс най-изгоден се оказва еднозвенният индук-
тивен филтър (фиг. 5.2 б}.
4.	Изчислява се стойността на товарного съпротивление
и
5,	Изчислява се индуктнвността па дроеела (5.10)
214
Lt _ ,.1^-Ц .-Д^Е.,0,12. и-, н.
Ако същата индуктивност се начисли по приблиэителната фор.
мула (5.11), за нейната стойност се получава
°’12'10-3 н-
Вижда се, че резултатът е същият.
6.	Конструктив нот о изчисляване на дросела е показано в при-
мер 5.5.
S.3.	КОНСТРУКТИВНО изчисляване на изглаждащи
ДРОССЛИ ЗА НИСКИ ЧЕСТОТИ
За изчисляване на иэглаждащ дросел за ниска честота се за*
давдт следните данни: индуктивност на дросела £; постоянен
ток на подмагнитване /0; максимално допустимо активно съпро-
тивление /? или допустима температура на прегряваке Д/^а1.
Редът за изчисляване е с л единят:
1.	Изчислява се енергията, иатрупвана в дросела Ы%, и от гра-
фиката на фиг. 5.8 се определя обемът на стоманата в магнито-
215
Фиг. 5.9, Зависимост на оптимализта динамична магнитна про»
иицаемост и на относ и тел на та въздушна междина за някои
фером а г ни тни мате риал и нъв функция от величнната At
2.	Избира се стандарте» магнитопровод.
3.	Изчислява се спомагателната величина М
LJ2
(5.26)	Л1=-рД-.
4* От фиг. 5.9 за изчислената стойност на М графично с
отчита оптималната магнитна лроницаемост и оптималната въз
душна мсждина в % за дадепип вил материал на магнитопро
вода.
5. Изчислява се дебелината на немагнитната подложка о
пресшпаи в магнитопровода за образуване на въздушната меж
дина
5.27}	ой = 0,5---дйу- - Zcr, cm.
6. Изчислява се броят на навивките по фор му лата
(5.28)	®=8920 yi— Тук /ст се измерва в cm, a sci -	^ст	# L	$ допт ст^ — в стп2.
216
7^ Сечението на проводника се определя по формулата
(5.29)	?=4“’
където j»=(lf7-j-4) А/mm2 е плътността на тока. Избира се стан-
дартен проводник с най-бливкото сечение и се определя него-
вият диаметър d.
8. Изчислява се действителиата пльтност на тока
(5-30)
*т 1
9. Проверява се степента на запълваие на прозореца на маг-
нитопровода. Коефициентът на запълваие е
(5 31)	ЛГ, «	< (0,354 0,40),
’проз
където -Snpos е сечението на прозореца на магнитопровода;
я if®
w — напречното сечение на медните проводники на.
всичкя навивки.
Пример 5.4. Да се изчисли конструктивно дроселът от при*
мер 5.1 със следните данни: индуктивност L—0,И Н; постоя-
нен ток на подмагнитване Zo—1 А; максимално допустимо актив-
но съпротивление J?-3 2.
Начисление
1.	Изчислява се
L /%=0,11  12=O,1L
2.	От фиг. 5.8 се отнята необходимият обем на магнитопро
вода на дросела Уст=35спг\
3.	Избира се стандартен магнитопровод Ш 16x32» Обемът
му е
VCT=sCT/cl=4,50.8,90 = 40 cm3.
4.	Изчислява се спомагателната величина 44(5.26)
Af=-^^=-^- = 0,00275=2,75 . 1СГ3.
5.	От фиг. 5.9 се определя за нзиолзуваиата стомана па маг-
митопровода Э310: рДОпт = 200 и /в1Ип » %=Of5<>/0.
6.	Дебелината на немьгнитната подложка от пресшпан в маг*
нитопровода за обраэуване на въядушната междина е (5.27)
217
Вл- - ~Т^7,а- - k-0,5 -°'^Г 8,90- 0,022 cm.
IUv	IUU
7.	Изчислява се броят на навивките (5.28)
w=8920 J ;—^—«8920 J ft*1 ~ 8ff-«294 нав.
V ^допт^т	V «00 - 4.50
8.	Изчислява се сеченигто на проводника (5.29) при плътност
«а тока j—4 A/mrn*.
mm*.
J *
Избира се проводник 11ET1-F 0,55 с 9х«0,238 пип*.
9.	Изчислява се действмтелната плътност на тока (5.30)
а* ois-~4,2 A/mra’*
10.	Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца на
магнитопровода (5.31)
- sM	3,14 . 0,55®. 294 л
А3 —	- ~Л О 7" й--= 0,36.
$лроэ 4/tf	4,24.8
Тази стойност е нормална за дросел,
11.	Изчислява се пълната дължина на проводника на намот-
ката (/ср се отчита от таблици или се изчислява от геометрични-
те размеры на макарата)
lu » Zcpw« 12,8.294— 3763 cm ^38 пъ
12,	Изчислява се съпротивлението на проводника, като се има
предвид, че съпротивлението на 1000 m от избрания проводник
има съпротивление 72 Q —
Я«38 . 1(Г3 . 72=2,74 £2<3 О.
Пример 5.5. Да се начисли конструктивно дроселът от при-
мер 5.3 със следните давни: индуктивност A=sO, 12. 10~3 Н; по-
стоянен ток на подмагнитване /о=5О А; макеимално допустимо
съпротивление иа иамотката /?—4 - 10“3 Й.
Исчисление
!♦ Изчислява се еяергията в дроеела
£7^0,12. ПГ<50г=0,3 1
От графиката на фиг. 5,8 се определи обемът на магнитопрово*
да на дроеела ИСт=70 ст3.
218
2.	Йзбяра се стандартен магнитопровод — лентов с П-образ-
•на формаПЛ 16 32-40 и обем Ует«81,7 ст®.
3.	Изчислява се величина? a Af
м0,]2  10~3. SO- =3/j7 ,1(Г,
’ст	Й1,/
4.	От фиг. 5.9 за стомана Э 310 се отчита p-onT — 160 и
% =0,65 %-
5.	Изчислява се дебелината на немагнитната подложка от
пресшпан в магнитопровода за образуване на въздушната меж-
дина
8В= 0,5	0,5-^-18=0,058 cm«0,6 mm.
JUU	IvU
6.	Изчислява ее броят на навивките на дросела
•к»=8920 J----——=8920	>8 ~ 15 нав-
V 1*Д0Пт *СТ	V ‘Ь0.4,54
7.	Изчислява се сечението на проводника при плътност на
тока j = 4 A/mm®
q =	= J* = 12)5 mni2.
4 J	4
Избира се проводник с диаметър d = 4,10' mm. Такъв проводник
е неудобен за изработването на толкова малък дросел. По-тех-
нологично е намотката да се изпълни от пет паралелно евърза-
ни проводника с d= 1,81 mm и q = 2,57 mm3- Тогава =
5 - 2.5>7 - 12,85 mtn2.
8-	Изчислява се действителната плътност на тока
'>=4;-=ттй -3’89 A/rami-
9.	Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца
на магнитопровода
ь	е 3,14 - 1,812 .15 _ a 1Q
Л’	4.40.25“	” U,1S*
Намотките ще се поместят свободно в прозореца.
1р.	Изчислява се дължината на проводника на намотката по
гсометричните размеры на макарата
1М == w — 73 . 15	109,5 cm ^ 1 т.
11,	Изчислява се съпротивлението на проводника за пет па*
ралелно евързани проводника с d = 1,81 mm при съпротивление
219
яа 1000 m, равно на 6,70 Q.
Я .= J...- «о *.vo wli34 . ro_i0< 4. to-3».
&
5-4. ТРАНЗИСТОРАМ ФИЛТРИ
Транзисторните филтри имат съвсем ограничено приложена
в практиката, затова тук са разгледани съвсевд ориентировъчш1
При транзисторните филтри един от реактивните елемент;
на Г-или П-образния филтър е заменен с транзистор. Споре
схемата на свързваде на транзистора съществуват филтри с
лекторе» товар, с емитерен товар и с ларалелно включен транз|
crop- Според начина на захранване на баэата на транзистора
са с автоматично и с фиксирано преднапрежение.
Гонеже в тези схеми транзисторът е псевдореактивен ел<
мент, в него не може да се натрупва енергия, която после да. с
връша във веригага, и трт работи а режим на ограничится в
напрежение. Затова на входа на филтъра е абсолютно необхс
димо да се включва коидензатор. особена при еднофазни и ДВ)
фазни токоизправители Така началният коефициент на пулсациз
намалява до една приемлива стойност и се създават условия я
непрекъснат ток през транзистора.
Филтри с колехторен товар. На фиг, 5.14) а е показан фв^
тър с фиксирано преднапрежение^ а на фиг. 5 10 б — филтър
автоматично преднапрежение, И в двете схеми кондензаториг
СФ1 и Сфг са самостоятелни елементи на П-образния изглаждав
филтър. Транзисторът Т и елементите , С& и R& са свър
зани така, че динамичного съпротивление на транзистора нарй
ства много. Това се постига, от една страна, поради нелиней
ността на колекторната му характеристика и, от друга страна
чрез отрицателната обратна връзка по променливо напрежение
осъществена чрез Re и С&.
Филтър с емитерен товар. Схемата му е показана на фш
5.11. В нея липсват кондензаторът Сфа и емитерният резисто)
Re- Понеже изходният импеданс на този филтър> е много ма
лък (за да има ефект включването на филтров кондензатО]
на изхода), неговийУ капацитет трябва да е
(5.132)	Сф2 ।	- — &2\Е Св.
Тази стойност с много гол яма, затова ням а практически смисъ,
поставянето на такъв коидензатор. Въпреки това кондензаторъ
Сфз с? монтира, но с по малък капацитет и затваря веригата а
променливите токове, генерирапи от консумагора. Също така то
220
Фиг, 5,10. Транзисторен филтри с колекторен
товар
а — филтър с фи к с пран о пред напрежение ; б — фнл-
ТЪр с автоматично прещшпрежекие
Фиг, 5.11. 1 рлпзисторен филтьр с емитерек товар
зи кондензатор у величава устойчивостта на филтъра срещу с а*
мовъзбуждане.
Филтри с паралелно включване на транзистора. На фиг.
5.12 са показами два филтъра с паралелно свързване на тран-
зистора» който в случая имитира действието на кондензатор. Из*
ползуват се при малки стойносги на напреженията и големи из*
ходни токове.
На фиг. 5.12 а е показан филтър с управление от входа. Дей-
ствието му е следното. Кондензаторът Сх извършва предвари-
телното филтриране на входного напрежение и довежда пулса-
циите му до допустима за работата на RT-филтъра стойност.
Резисторът /?ф и транзисторът Т образуват второто филтрово
звено — Г-образен RT-филтър. През резистора протича по-
221
Фиг. 5J2- Филтри с параледно включване на транзистора
а — филтър с управление от входа; б — филтър с управление от изхода
сгоянен базов ток» който определи работната точка на транзиста
ра и средни» му колекторен ток. През веригата Св> Яш про
менливата съставка на входного напрежение се подава «а базата
на транзистора Т и предизвиква синфазно изменение на колеи
торния му ток. Промянага на колекторния ток предизвиква про
мяна на пада на напрежение върху резистора /?ф - Ако елементи
те на схемата се начислят така» че А СЛ?ф ~ А , пулсации
те на входного напрежение се неутрализират от динамичния naj
на напрежение върху резистора /?Ф*
На фиг. 5Л2 б е показан филтър с управление от изходг
Действието му е аналогично на филтъра с управление от вхс
да. Разликата е в това, че променливо токовият сигнал за базова
та верига на транзистора се взема след резистора /?ф — от иа
хода на филтъра. Промяната на изходното напрежение вслед
ствие на пулсациите предизвиква промяна на колекторния ток и
транзистора. Тази промяна на тока създава промяна на пада н
напрежение върху резистора /?ф което е противофазно н;
напрежението на пулсациите на изхода,
Транзисторните филтри нямат практическо приложение. Тов;
се дължи на широкого използуванс на електропните стабзлиза
тори на напрежение, който нмат и филтриращо действие.
Глава шеста
МРЕЖОВИ ТРАНСФОРМАТОРИ
&L ОБЩИ ПОЛОЖЕНИЯ
Голяма част от токозахранващите устройства се изработва:
с мрежови трансформатора Най-често това са устройства съ<
222
съвсем малка мощност — до 10 W» или със средня мощност —
над 500 W. В този случай трансформаторът изпълнява няколко
функции — раздели галванично мрежата от веригата на изправе-
ното напрежение, трансфор мира мрежовото напрежение до необ-
ходимата за вентилната трупа стойност и при необходимост про-
мена броя на фазите на захранващата мрежа.
При включване и взключване на трансформатора в него въз-
никват преходни процеси. Те оказват влияние върху работата
на токоизправителя и не могат да се пренебрегиат.
Преходен процес при включване на празен ход Ако в мо-
мента на включване напрежението на мрежата преминава през
максимума си, намагнитващият ток на трансформатора е пула
(поради индуктивнмя му характер), което е неговата установена
стойност за момента и трансформаторът заработва веднага в ус-
тановев режим. Ако трансформаторът се включи, когато напре-
жението на мрежата преминава през нулата, се развива преходен
процбс, съпроводен с апериодично протичащ затихващ то кон
удар. Началният намагпитващ ток може Да достигне стойност,
20 ч-30 пъти по-голяма от но'иналния намагнитващ ток. Тази
стойност не е опасна за трансформатора, понеже затихва бързог
а трансформаторът има голяма маса и голяма топлинна инерт-
ност. Този ток обаче може да изключи токовата защита на то-
козахранващото устройство. Токовият удар се отразява неблаго-
приятно и на захранващата мрежа и чрез нея може да смущава
други електровни апаратури, работеши в близост до вклюцвана-
та. През време на този тежък преходен процес се получава дву-
кратно повиодаване на амплитудата на вторичного напрежение
£2 шах - Това трябва да се има предвид при избора на електри-
ческите вентили в токоизправителите.
Преходен процес при внезапно късо съединение. При вне-
запно късо съединение (вълникващо за изключително кратко
време) в трансформатора се развива преходен процес, през вре-
ме на който протича ток, многократно по-голям от трайния ток
на късо съединение /кс — —Този ток има апериодично за-
гке
тихващ характер до достигане на установената си стойност.
6 2. АНАЛИТИЧЕН метод за изчисляваие на мрежови
трансформатори за токозахранваши устройства
Съществуват много различии методи за изчисляваие на транс-
форматорите. При всички от тях се използуват едни и същи из-
ходни данни, а именно:
— първично напрежение на захранващата мрежа ;
— напрежения на вторичните намотки l/2, U9.......Un‘
—	токове на вторичните намотки Zs, /3, • . • , /«;
—	пълна изчислителна мощност на трансформатора Рн;
223
—	честота на захранващата мрежа /мр;
—	максимална температура на околната среда f°0;
— допустима температура на нагряване на трансформатора fj*.
За в^режови трансформатори с мощност до 2 kVA добра точп
нйст при проектирането се получава чрез използуването^ на след*
ния метод.
1.	Определяне на сечението на магнитопровода
1)	sCT= k Ри , cm2.
Тук k е коефициент, конто приема различии стойности:
k = 0,98 ч- L25 — за еднофазеи трансформатор с Ш-образен
магнитопровод броневи тип;
£ = 0,7 — за П-образен магпитопровод на еднрфазен транс-
форматор колонен тип, бобинирано само едното бедро;
k = 0,5 — за еднофазеп трансформатор с П-образен магни-
топровод, бобинирани двете бедра;
k ** 0,4 — |3а трифязен трансформатор.
С Ри е означена изчислителната мощност на трансформатора
.във волт-ампери. При многовамотъчнпте трансформатори това
е сумата от мощностите на всички вторична намотки* При три-
фазните трансформатори Рн е сумата от мощностите на трите
фази. Когато трансформаторы зэхранва токоизправителна схема»
Ри е изчислителната мощност, получена при изчисляване на^ъ-
ответната схема на токоизправител и при съответния режим на
работа.
Коефициентът k има посочените по-горе стойности при магнит-
на индукция Втях = 1.2 Т- Ако трансформаторы трябва да ра-
боти при друга магнитна индукция В ютах, коефициентът се пре-
изчислява по формулата
1 9
(6-2)	kt = -g-' — k.
°1Я1ах
2.	Определяне на широчината Ь на магнитопровода. Желател-
но е магнитопроводът да има квадратна форма на напречното си
<ечение. Тогава страцата иа квадрата е
^6.3)	^тз* == х/ ст*
Ако не е възможно да се постигне квадратна форма със стан-
дартните размери на ламелите, предпочита се правоъгълна фор-
ма с ПО'гол яма дебелина на пакета от ламели, но непревиша'
ваща 1,5 пъти широчината му. В такъв случай минималната ши-
рочина на магнитопровода е
(6.4)	$mill = V~1V = 0,82 cm’
224
Избира се стандартна широчина Ь, конто е бцщ < Ь < дШ1.
При изчисляване на размера на магнитопровода трябва да се
има предвид дебелината на изолацията между ламелите и оттай
сечението на магнитопровода, т.е. дебелината на пакета от ламе-
ли трябва да се уведичи с 5-^10%.
3.	Изчисляване на бром на навивките. Основната формула, иа-
ползувана за това, е
(6.5)	Е == 4,44	, V.
При /=50 Н z
<б.6)	w =. 45 —-—.
*ст ° max
За компенсиране на пада на напрежението в намотките обик-
новено навивките на вторичната намотка се увеличават с 5-ь 10 %.
4,	Изчисляване на тока в намотките. Токът през £-тата намот-
ка, ако не е зададен предварит елно, е
р
(6.7)	h =	•
Поради наличие на загуби в трансформатора токът црез пър-
вичната намотка, се увеличава с 5-ь 10%.
5.	Изчисляване на диаметъра на проводницы?е без изолация-
та. Диаметърът d на проводника заэиси от ефективната стойност
на тока / и от неговата плътност j
(6.8)	d=l,13^-X,
където / е ефективната стойност на тока» А;
j—плъгността на тока, A/mm*;
d — диаметърът на проводника mm.
Плътността на тока се избира. Тя може да варира в широки
границы — от 1 до 6 A/mm2, Тя завися от мощносгта на транс-
форматора, неговите размеры, начина на охлаждане, допустимого
му прегряване и пр. За малки трансформаторы до 100 W» изра*
ботени от стандартны пакета ламели, за средна плътност на то-
ка се препоръчва 2»5 А/шш®. След като се из числи диаметърът
на проводника, се избира най-близката стандартна стойност. След
това се изчислява действителната плътност на тока. Това се пра-
вы за всяка намотка поотделяо п0 формулата
. ^начислено
(6-9)	Ji 1 Избрано
15 Н*к по токоэвхрь у-яа
225
6.	Изчисляваие на коефициента на запълване на прозореца иг
магпитопровода. Коефициентът на запълване е
където Sup*, е площта на прозореца, mm2;
— сечение то на проводниците на намотките, mm1.
То се изчислява по формулата
(6.11) s„ =	4-</;' + . . . +Wad2),
където wlt w2,. са броят на навивките на съответнитс
намотки;
А»	— диаметрите иа проводниците на съот
ветвите намотки, mm.
За намотка от кръгъл проводник с емайлова изолация кое
фициентът на запълване има оптимална стойност Аз-^0,3-^035
7.	Изчисляваие на масата на употребената мед и загубите 1
нея. За Атата намотка масата на медта е
(6.12)
блн= Ю-6уи qt, kg(Z= 1, 2,.... л),
където у,,=8,9 g/cm3 е плътността на медта;
/ср — средната дължина на една навивка;
Wi — броят на навивките на i-тата намотка
qt — сечението на проводника, шт2.
Загубите в медта при средна работна температура 75°С о
изчислява? по формулата
(6.13)

8.	Изчисляваие на загубите в магнитопровода. Извършва с
по формулата
(6-14)
^=PeX.x(^)J 3G«, W,
където рст са специфичните загуби на феромагнитния материа,
при честота 50 Hz и магнитна индукция Bmax=V
(за най-често употребяваните електротехническ
ст ом ан и ptT е в граничите 14-5 W/kg);
Вша — максималната магнитна индукция, Т;
/ — работната честота на трансформатора, Hz;
G„ — масата на магнитопровода, kg.
Масата на магнитопровода се изчислява по формулата
226
(6.15)	G„=10-3 устУ„. kg,
където ytT=7,8 g/cm3 е плътността на стоманата;
Уст — обемът на стоманения магнитопровод,
ста.
Обемът на магнитопровода се отчита от таблици или се из-
числява от геометричните му размери.
9.	Изчисляване на коефициента на полезно действие на транс-
форматора
<616>
10.	Изчисляване на прегряването на трансформатора
Температурата, до конто се нагрява повърхността на транс-
форматора, е
(6.17)	, °с,
където	е температурата на околната среда;
— 1,3.10“* W/cm3deg — коефициентът на топлоотдаване;
— охлаждзщата повърхност на целая
трансформатор (игчислява се от гео-
метричните му размери).
Температурата на най-нагрятата точка на трансформатора пре-
вищава температурата на повърхността му с 10-г15°С и това
трябва да се има предвид.
Пример 6.1. Да се начисли еднофазен двуиамотъчен транс-
форматор със следните данни: напрежение на захранващата
мрежа 220 V, вторично напрежение Г72~18 V, вторичен ток
/2=ЗА, характер на товара — активен, честота на захранващата
мрежа /—50 Hz, температура на околната среда 45°С, допусти-
ма температура на прегряване на трансформатора Д/°^55°С.
Начисление
1.	Изчислителната мощност на трансформатора е
Pft-t/2/2= 18.3-^54 W,
2.	Избира се Ш-образен магнитопровод (броневи тип),
3.	Избира се максимална магнитна индукция 1»2Т.
4.	Определя се сечението на магнитопровода (6.1)
SCT-JftT^\/54=7t35 cm3.
5.	Изчисляват се максималната и минималната широчина на
ламелите на магнитопровода (6.3), (6.4)
227
&пшс=\/^ст—7^*35=2,71 cm;
&aln=J4T5-=74?-=-'2’21cm-
6.	Избира се подходящ стандартен пакет ламели. В случая
това е 11124x36 с широчина на ламелата j^=24 mm (средна
между Am»* и bmin) и сечение на пакета sCT=7f61 cm3.
Изчисленията се провеждат за това сечение.
7« Изчислява се броят на навивките (6.6):
а)	за първичната намотка
-“«	"45 -Terns—1084 “а“-;
б)	за вторичната намотка
ш’--45 -—%-------=45 —7Д.1в 1~>~^-89 нав-
2	5с» в«их	7-61	‘'2
За компенсиране на пада на напрежението в трансформатора
навивките на вторичната намотка се увеличават с 10%
W, = w'—1,1.89^=98 нав.
8.	Изчислява се токът през първичната намотка (6.7)
/, pi 1,1	_ М - 5* . ._л 27 А
Ui~ U1 ~	220	”L,2/ А‘
Тук мощността иа първичната намотка е увеличена с
спрямо изчислителната мощно ст на трансформатора поряди
Чието на загуби в
9.	Токът през
слява.
10%
нали-
него.
вторичзэта намотка е зададен и не се
изчи-
/2 = ЗА.
се диаметърът на проводниците без изолация
10.	Изчислява
при избрана плътност на тока	A/mrna
а)	за първичната намотка
От таблица се избира най-близкият стандартен диаметър
dj—0,38 mm.
Действятглната плътност на тока през първичната намотка
е (6.9)
228
АЛ-»,
б)	за вторичната намотка
1ДЗ
Избира се проводник с дняммъ?^—1,25 пн». Дейавителяатв
плътност на тока през вторичната намотка е
,2(5 ^*^2,45 А/mm».
”	^	^0
11.	Изчислява се общото сечение на проводниците в намот-
ките (6.11)
5<=| (w^+w^> АН- (1084.038’+
4-98.1,25») 243 mm’.
12.	Изчислява се коефициентът на запълване на прозореца на
магнитопровода (6.10)
ь 8* -	243 ЛЧЙ
3 М» ~ 36.12 ="0’56-
Тази стойност е недопустимо голяма и означавз, че практи-
чески е неьъзможно проводниците да се съберат в прозореца
на избрания магнитопровод. Затова се избира следващият по-голям
размер пакет с приблизително същото сечение. В случая това е
ШЗОХЗО с $«=7,92 ст».
Йзчисленията по т, 7, 11 и 12 се повтаряТ с новите Дании
7.
®1 ~ 7,92 . i ,2 = 1042 нав.;
да2=;7,92 ,~Q=88 НаВ';
^2^1Л  85= 94 нав.
Sm (1042.0,384-94.1,25)=234 mm*.
11.
12.
fea==—-S^~234  П.Ч5
Mo. 45. J5“U,<S&’
229
Тада стойност на коефициента на запълваие е допустима.
13.	Изчислява се масата на медта в трансформатора (6.12)
10^«10^.83.15. 1042.0,1134=0,158 kg;
GM2=I0-^y|ifcp2^2^10-5,8,9. 21.94 . 1,227=0,216 kg,
14.	Изчисляват се загубите в медта (6.13)
Рм-2,4 У^?И1+УрН2)=2,4(2,37®. 0,158 + 2,46* . 0,216)=5,26 W.
15.	Йзчислява се масата на магнитопровода (6.15)
GCT = 10-^CT^„-10“3. 7,8. 162-1,26 kg.
16.	Изчисляват се загубите в магнитопровода (6.14)
Р'-РЛ. (i)',SO-=2- !.2!. 1‘+ 1,26=3,63 W.
17.	Йзчислява се коефициентът на полезно действие на транс,
форматора (6.16)
„ _	ри ___________54_______
Ч РН +РМ +РСТ 54+5,26+3,63	’	'
18.	Йзчислява се температурата на повърхността на транс-
форматора (6.17)
jo__/< 	4-^ст	+ г 5,26^3,36__ у ।
Г	Л1$охл	1,3 . 10-а . 360 “z ’
Прегряването на повърхността на трансформатора е 26,3°С
Най-нагрятата точка в дъдбочина ще има температура на пре-
гряване Д/° = 26,3+15—41Т3°С — по’малко от зададената допу-
стима стойност 55°С.
6 3. ПРИБЛИЗИТ ЕЛИ О (СЪКРАТЕНО) ИЗЧИСЛЯВАНЕ
НА МАЛОМОЩЕН ТРАНСФОРМАТОР
Еднофазни трансформатори с мощно ст до 50 VA. Изчисле-
нията могат да се извършат по опростен метод, когато се про-
ектира единична бройка трансформатор за неотговорен случай.
При приета максимална стойност на магнитната индукция Втах—
= 1Т се определят:
— сечението на магнитопровода
(6.18)	sCI —, ст2;
— броят на навивките на намотките
230
(6Л9)	wl=48^1-;
<6.20)	^. = 52 -t/’— ;
sct
— диа метрите на проводниците
<6.21)	rf«0,7 7/. ппп.
Коефициенгьт на запълване на прозореца на магнитопровода
и прегряването на трансформатора не се изчисляват.
Изчисляване на трансформатор по номограми. За предва*
рително изчисляване на маломощны трансформатор и или за еди-
ничны неотговорни случаи могат да се използуват номограми.
Те са построены на базата из опростените методи за начисление
и дават приблизителни резултати със задоволителна точност.
На фиг. 6.1 е дадена номограма, която ваши за следните
изходни данни: f«50 Hz, сечение на магнитопровода 4Г„= 1,25>/р;
36	J
навивки на волт	-к—и диаметър на проводниците
= 1,13	» mm. Ползуването на номограмата за изчисляване
на маломощен трансформатор е илюстрирано с пример, показан
с щрихова линия на фигурата и описан по-долу.
Пример 6.2. Да се изчисли трансформатор с вторично на-
прежение t72 = 5 V и ток /2=3 А.
Начисление
Избира се плътността на тока във вторичната намотка върху
скала 8 (2t0 A/mtn2). Тази точка се съединява посредством права
линия с точката, съответствуваща на стойността на тока 12 (3 А)
върху скйла 6. Върху скала 7, на пресечната точка с тази линия,
-се отчита диаметърът на проводника, в случая 1,5 mm. Лявата
страна на скала 7 се използува за стойностите на токовете от
лявата страна иа скала 6 (в ампери). Дясната страна на скала 7
се използува за стойностите на токовете от дясната страна на
скала 6 (в милиампери).
След опр еде ляне на диаметъра на проводника на вторичната
намотка, съединява се точката, съответствуваща на стойността
на тока 1г (скала 6), с точката, отговаряща на напрежението U*
фекала 4). Пресечната точка на тази линия със скала 5 определя
мощността на трансформатора и сечението на магнитопровода, в
случая Ря=15 VA и sCT“5 cm® Като се прекара права линия
231
между пресечната точка от скала 5 и избраната стойност н
магнитната индукция върху скала lt от пресечната й точка съ
скала 3 се определя броят навивки иа едим волт напрежение
случая Wq—10. Прекареането на права линия през точките на тс
(скала 3) и на U2 (скала 4} показва върху скала 2 броя на Нсвш
ките за даденото напрежение, в случая тс/2=^50.
232
Т$ ,В
1,4 -|
1,3-
1.1
W|.
набиВкц
на болт
0,6 -
0.7 -
о.® Ч
0,9 “
1,0 "
SCT  ри-
cm2 VA
50 -L
1500
!rA
6
5
4
1,0
1,5
0,9-
0J
0.6-
4 —
5-
6 -
7 —
8-
9-
Ю 7
1000
900
.= -800
= -700
30 t-600
500
400
300
250
200
150
40
20
15
100
90
eo
70
15
10 __ .
o-X,60
7 сл
8
7
6
50
40
30
20
1,5
10
0,5
0.4
0,3
0,2
0,15
0,5-
20-i
10
30
40 —
3“15
_„4
0.4 —
50 -
60-
70 -
80 —
90-
100
-3
2 —
— 2
1.5 -“1,5
-1.0
0.3—1
1,0-
0,5
0,1
0.85
0.04
0,03
0,02
0,015
1,5
0.6
0,5
0,4
o»3
0,2
0,15
0,1
1,0
0,9
0Л
0,7
d.
mm
2
d.
I,A mm
a-x.
7м:
6--
4-Г
d.
I, A mm
10
9
8
1,5
1.0
0,5
0,4
0,2
0,15
0r1
0.05
0.04
0.03
0J02
15
1,0
0,9
0,3
0.7
1,5
Г5
05
1,0
\0
0,9
0,0
0,7
0,6
0.5
0,4
0,3
0,2
-	0.5.
V- =
0,4-
0,3-
0,2
0.15-
0,4
0,3
0.1— — 0,2
°'15 0,05
0,04
0,03
J—0.1
0j02-
2A/mm2
Плътност на тока d
0,15
0,1
2,5A/mm2 3A/mm2
0.8 "
3
2
Э
2
2
6
5
4
3
2
3
4
2
2
Фиг. 6,2. Опростена нстогрэма aa изчисляваие на трансформатори
Ако трансформаторът е многонамотъчен, нзчисленията се про-
веждат за всяка вторична намотка поотделно, като при опреде-
лянето на Ря и sCT се взема сумарната мощност от всички вто-
рична намотки.
233<
За напрежения до ID V се използуват стойностите от десанте
<трани на скали 2 и < а за напрежения над 100 V — стойностите
от левите страми на същите скали. Тъй като зависимостите са
правопропорционални, десните страни на същите скали могат
да се умножават с общ мащабен коефициент 10", където п е
цяло число. В случая левите скали са пол у цени при умножаване
с коефициент, равен на 103.
При скали 6 и 7 има същото съответствие — лявата страна
на скала б отговаря на лявата страна на скала 7, а дясната стра-
на на скала 6 отговаря на дясната страна на скала 7.
На фиг, 6.2 е показана номограма за още по-опростено изчи-
сляване на трансформатори. При нея аналитично се определя
изчислителната мощност на трансформатора, равна на сумата от
мощностите на всички вторични намотки:
<6.22)	рн=(72/2+у;/'Чч- - - +и^^\
'	и	л?	л **	ji
От получената стойност върху скала 3 направо се отчита сече-
иието на магнитопровода sCT. Като се съедини с права линия
точката на мощността (в разглеждания пример 100 VA) с точката
на стойността на избраната магнитна индукция от скала J (в слу-
чая 1,2 Т), от пресечната точка на тази линия със скала 2 се
получава броят на навивките за напрежение един волт — в слу-
чая ^0=3.
Броят иа навивките за всяка намотка се изчислява по форму-
лата
(6.23)	ж
Дмаметърът на проводника за дадена намотка се отнята на-
право от скали 4Г 5 или 6 в зависимост от избраната плътност
на тока. Не се проверява коефициентът на запълваие на прозо-
реца иа магнитопровода,
Йзчисляването на трансформатори по номограмм е бързо,
лесно и просто, но с малка точност (приблизително). Затова този
метод се използува за предварително, ориентировъчно изчислява-
не или за изчисляване при ремонт на изгорял трансформатор.
Във всички други случаи се използуват тю-точните аналитични
методи, което може да бъде улеснено с помощта на компютър.
Глава седма
ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПОСТОЯННО
В ПРОМЕНЛИВО НАПРЕЖЕНИЕ
Преобразувателите на постоянно в променливо напрежение
(инв’ерторите) са предназначени да захранват определен клас
234
консуматори, изисквагци променливотоково захранване. Тук се
разглеждат само еднофазните инвертора с изходна мощност до
500 VA. Съгласно СТ СИВ 501—77 устройства с тази изходна
мощност се класифицират като маломощна и средномощни.
7.L ПРИНЦИП НА РАБОТА
В иай-общ случай необходимого променливо напрежение върху
товара се получава чрез използуването на управляеми полупро-
ВОДНИК0ВИ прибери (транзистори, тиристори и До.). За всеки
лолупериод нажеланото изходно напрежение постоянното захран-
ващо напрежение се превключва с релуваща се противоположна
полярност към товара и през него протича променлив ток. Според
областта на приложение най-подходящи полупроводникови при-
бери за този клас устройства са транзисторите, поради което
тук са разгледани само транзисторните инвертора
Консуматорът може да се захраява пряко — без използуваие
на трансформатору или пепряко — с използуване на изходен
трансформатор.
Осиовннте параметра на изходното променливо напрежение са:
— номинална стойност, конто се оценява в ефективни еди*
ници; известно е, че само при синусоидните величини важат
зависимостите
<7.1)
aeff
U.<
<7.2)	=
При нссинусоидните величини амплитудната, ефективната и сред-
ната стойност на дадена величина в най-общ случай са в друга
занисимост една спрямо друга. Поради тази причина прякото
използуване на най-разпространените електроизмервателни уреди—
от магнито електрическата и детекторна система, не дава точни
резултати при измерване. Например при променливи напрежения
и токове със симетричда правсъгълна форма посочените по-горе
стойности са равни помежду си;
—	допустимо отклонение на напрежението от номиналната му
стойност;
—	номинална стойност на честотата с допустимо отклонение
от номииалната стойност;
—	форма на кривата на напрежението, конто се оценява с
коефициента на мелинейни изкривявания:
235
(7.3)
Л1Н“
£/*—
""Г"
където U е ефективната стойност на цялатз крива на напреже»
нието;
£4 — ефективната стойност на напрежението на първия
хар моник;
U{ — ефективната стойност на напрежението на произво-
лен съшествуващ внеш хармоних ;
I — поредният номер на хармоника.,
7 2, СПОМАГАТЕЛНИ ПАРАМЕТР И НА ИНВЕРТОР ИТЕ
Те са;
-	- характер на товара, оценяван чрез фактора на мощности
cos?;
коефициент на полезно действие к., п, д. (т|);
PHSX уЛ	-
-	относителиа тегловна мощност pQ———  ”kg” г къдетоС
е масата на инвертора;
₽вэх VA	-
-	относителиа обемна мощност ру=—р—» където V
е обемът на инвертора.
условия за работа, транспортираве и съхранение# кат<
температура на околиата среда, отиосителиа влажност* атмосфер
но налягане и др.
7.3. КЛАССИФИКАЦИЯ НА ИНВЕРТОРИТЕ
Според начина на управление на транзисторите от силоват
верига инверторите биват:
а)	с външно (независимо) управление — управляващите сигш
ли се получават от незавиенми устройства или схеми, които съг
дават и поддържат закона за управление на транзисторите;
б)	със* самоЕъзбуждане — управляващите сигнали се получ*
ват чрез използуване на трансформатора или автотрансформ*
торна положителна обратна връчка за управление на траизистс
рите.
Според начина на при лагане на изходното нгпрежение върх
товара инверторите Сиват:
а/ с пряко сБързвэне (фиг 7.1);
2;:б
Фиг. 7Л.-Схеми па стоните кериги ца инвертор)!rj с прякп прилягане на из-
ход।[ото плпрежениг къи то.ира
л — мостова с<’?иа ; б — < <л с гид; ими злтравищВ hsiwmui; я — лолум»х гшм гчи*
Фиг. 7.2. Сндовз верига пл инвертор с приза-
гане на изходното напрежение чрез трансфор-
матор по Схема сы? средек извод на пърыична-
та намотка
б) с непряко свързване (фиг, 7.2) чрез употреба на транс*
форматор за сьтлзсуваие на стойността на входного 170 и изход-
ното £7нам напрежение и за осигуряване на галванично разделяне
на входната и изходната верига иа инвертора. Първичната на-
мотка на трансформатора може да се свърже между точките, към
конто се свързва товарът от схемите на фиг. 7.1, а товарът
се свързва към вторичната намотка на трансформатора. Често
срeuiан вариант е използуванета на трансформатор с първична
намотка, изпълнена по т. нар. схема със среден извод (фиг. 7/2).
Във всички изброени дос era схеми иа силовите вериги се има
предвид работа на траизисторите в ключов режим — отпушени,
т. е. най-доброто провеждащо за дадеиите условия състОяние, и
-запушени, т. е. стабилно непровеждадо състояние. При този
режим, като се спззват необходимее продължителности и по-
следователността на преминаването от едно състояние в друго»
траизисторите позволяват прилагане върху товара на променливо
напрежение с правоъгътна форма. Ключовият режим на работа
осигурява минимални загуби върху работесците транзистори, но
формата на получзваното напрежение не отговаря на потребно-
стите на много консуматори. Поради това често се предприемат
мерки за подобряване на формата на изходното напрежение, респ.
237
Фиг- 7.4 Дм пли ту дпо-импулспя модуляция (ДИМ) по синусоиден закон
ах» аа» аз — начали» фази на напрежението; Алл А3 — амплитуд»
на напрежението
за подобряване на иеговия хармоничен съетав. Като основеи
подход за това се смята прилагането на изходни LC-филтри,
чнято мощност на реактивните елементи е правопропорцио-
нална на ефективната стойност на напрежението на висшите
хармоници и обратнопропорцион^лна на тяхната честота.
Друг подход е при лагане в с и ловите вериги на инверторите
за импулсни модулации — широчинна (или честотна), показана
на фиг, 7.3, и амплитудна, показана на фиг. 7.4, както и на ком-
бинация от тях при запазване на ключов режим на работа на
транзисторите. При спазване на определени закони на работа
могат да се получат напрежения, от спектъра на конто гаранта
рано са изклю^ени точно определен брой висюи хармоници.
С подобно напрежение могат да бъдат захранени голям брой
консуматори, конто не предявяват особени изисквания към спек-
тралния състав на захранващото ги напрежение. В случай на
употреба на филтри техните маса и размери, респ. и цената им,,
са значително по-ниски в сравнение с филтрите за чисто право-
ъгълно напрежение.
238
По ради сложността на системнте за управление на инверторн
ви голямото многообразие на схеми и принципа, конто позволяват
създаването и поддържането на закона за управление на силовите
транзнстори, тукще бъдат разгледани лредимно силовите верига
на инверторите и изискванията, конто те предявяват към систе*
мите и схемите за тяхното управление.
7.4 ПРОЕКТИРАНЕ НА ТРАНЗИСТОРНИ МНВЕРТОРИ
7.4 1. Изходни Данни за изчисляваие на инверторите
Те са:
а)	номинална стойност t/0 и допустимо отклонение на посто-
янно™ захраяващо напрежение;
б)	номинални стойкости на изходното напрежение и изходния
ток;
в)	честота на изходното напрежение;
г)	параметри на околната среда — температура, влажност на
ъздуха и атмосферно налягане.
7,4.2.	Последователност на изчисляваие на инвертор
със самовъзбуждане
Инверторите със самовъзбуждане имат с лед ните общи харак-
теристики :
а)	прилагат се за сравнително малки изходни мощности —
до няколко десетки волт-ампера;
б)	изискват използуването на трансформатор;
в)	наличието на трансформатор позволява използуването както
на мостова схема на силовата верига, така и на схема със среден
извод на първичната намотка;
г)	инверторите със самовъзбуждане са устойчиви на късо
съединение в изхода си поради това, че в този случай се пре-
кратяват автогенерациите на преобразувателя, защото не се по-
дават управляващи сигнали към силовите транзнстори.
7.4.3.	Принцип на действие
Инверторите със самовъзбуждане се конструмрат с трансфор-
матори, чиито магнитопроводи са от материал с правоъгълен
хистерезисен цикъл. За правоъгълна се счита онази хистерезисна
крива, за която е в сила съотношението
23$
(7.4)
където Bsat е магнитната индукция на насищан§;
Вг — остатъчната магнитна индукция.
Благодарение на това свойство на магнитопровода се осъще-
ствява сигурна и икономичиа работа както на мостовата схема,
така и на схемата със среден извод.
На фиг. 7.5а е показан вариант на инвертор със самовъзбуж*
дане по схема със среден извод. Това, че траизисторите имат
общ колектор, опростява конструкцнята на радиаторите и уеднак*
240
вява техния топ л имен режим, тъй като те могат да се монтират
неизолирано върху общ охладителен радиатор.
Нека при първоначалЕюто включване на захранващото напре-
жение 67О благодарение на естествената, шакар и малка, несимет*
рия на транзисторите Тх и Т\ започне да протича по-голям колек-
торен ток през Т} отколкото през 1\. При показания начин на
свързване на намотките роз ул гантяият магнитен поток индуктира
в намотката е. д. и., което е отпушващо за Тъ а в намотката
WB2 се индуктира е. д. ш, което е запушващо за Това пре-
дизвикза нарастване на колекториия ток на Г] и намаляване на
колекториия ток на 7V В кранца сметка тази положителна обратна
връзка довежд'4 до пътно насищане на 1\ и зяпушване на Т2. За
времето до насищзне на феромагнитното ядро магнитният поток
в нея нараства линейно, като индуктира в намотките е, д. и. с
положит ел на поляр но ст.
В момент!, в конто запаяв а насищането на магнитопровода,
магнитната проницаемост, респ. индуктивността иа намотката
спада и се създават условия за бързо нарастване на колекториия
ток на 7\. Това обаче не е осигурсно със съответното нараст-
ване на базовия ток на транзистора
Затова транзисторът взлиза от областта иа насищапс и навлиза
в активната облает, нараства неговото колекторно напрежение,
което е причина за намаляване на колекториия Му ток. Следва
намаляване яа ьъзбуждапия от този ток магнитен поток, намалява
напрежението в намотката псе получавапо-нататъшно запуш-
ване на транзистора. Благодарение на положителната обратна
връзка процесът на запушване на 7\ протича много бързо, едно-
гвремепно с което Тй се отпушва. Започва протичане на колекто-
рен ток, водещ до обратен по иосока линейно нарастващ магни-
тен поток през намотката wlf от конто се установява е. Д- н. с
отрицателча поляр ноет. Това продължава до насищането на маг-
нит опрово да, запушвавето на T2t отпушвапето на 7\, от което
отново се установява положите лно е. д. шит. ш Вижда се, че
се установява непрскъзнат процес на автогенерация, при което
във вторнчяата намотка на трансформатора се създава променли-
во напрежение с правоъгълнз форма и с честота
(7.5)	I# —
<7.6)
f=

където 5 e сечението на магнитопровода.
Очевидно е, че честотата на изходното напрежение не завися
ют изменението на товара.
1Ь Н’К по токозахр, у-ва
241
Изходното напрежение има стойност, приблизително рав-
на на е. д* н.
(77)	E^^f^Bsat skc .
Правоъгълен хистерезисен цикъл имат съветските Магнитки;
материала 50 НП, 79 НМ, 34 НКМП и др. г зраббтват се на ли-
стове с де б ели ни от 0,02 до 0,1 пип и са предназначени за ра-
бота в честотния обхват от 1 до 20 kHz.
Колекторният ток на наситения транзистор се определя от
следните формули;
— за схема със среден извод
/7	г	^НЗХ 7кЗХтП«
*Csat— ъ/п +!т х *
*3(У0т1п	* C£raf )
— за мостова схема
/7 О\	Г	^иэх ^gaxtnai
( ' CSAi^ 5
— за полумостова схема
(7.10)	р—j..—у.
Стойността на коефициента на полезно действие т| се задава
предварително, уточнява се след получаване на реаляи резултати,,
след което се внасят корекции- Например т]=0,85-?0,95 при
активен товар и т]=0,75-i-0,85 при работа с токоизправител в
изхода*
Напрежението на насищане на напълно наситени силициеви
транзнстори е Uczsat =0,5-? 2 V, като за типична стойност се
смята 1 V.
Амплитудата на тока във вторичната намотка /иэ1тах е равна
на ефективната стойност на тока през същата намотка /я>х, ако
товарът е активен или е свързам през мостова токоизправителна
схема. Когато товарът е изправител със среден извод, амплиту-
дата на тока се определя от израза
(7.11)	7НЗТ тзх~ к 2 /изх*
Максималната стойност на напрежението върху запушения
транзистор е:
— за мостова и полумостова схема:	1,2/7п, където
коефициентът 1,2 отчита комутациониите пренапрежения;
— за схема със среден извод: Uce™** >2,4(70, където кое-
фициентът 2,4 отчита комутациониите пренапрежеиия.
По стойностите на lesat и L/cemax се избира конкретен тип
транзистор.
Необходимият ток за насищане на базата на вече избрания
транзистор е
242
(7.12)	/в,а(=(1,3~15)-^------
Амплитудата на тока на колектора» дължаща се на навлизане
на работната точка на транзистора в активната облает в момента,
когато магнитопроводът започие да се насища, е:
✓7 IП1	Г	(ЬЗт-1,5) sat ^21 £ max
Анализът на (7ЛЗ) показва, че множителят
(7.14)	fe1=---------------------
^21F " ал
дори само заради отношението —-----—> води до значително на-
min
растение на амплитудата на колекторния ток, респ. до малка из*
ползваемост на траизисторите- Това е осиовяата причина за огра-
ничаване на изходната мощност на преобразувателите със само-
възбуждане до около няколко десетки волт*ампера,
Съпротинленията в базовите вериги на траизисторите се
определят от израза
г> __ ~UBEsat
(7.15)	*?BL2 =------7-------->
1В sat
където напрежението U& се избира от 3 до 5 V, а напрежението
(7.16)	Ube sal^iUСЕ sat-
Съпротивлението Rx се определи от израза
(7.17)
където /7^=(!ч-2)¥.
За намаляване на к ом у та ци он ните загуби върху транзистори-
те паралелно на резистора /?в се включва кондензаторът Са*
Загубите на мощност в траизисторите на инвертора имат три
243
независим и съставки —при наснтено състояние, при запушено
състояние (отсечка) и при превключваие:
(7.19)	Paar —~Psat Л~Рзап Рпревкл »
(7.20)	п	UСЕ sat ^Ctnax . г$аГ^ ’ - 2 ‘ " 1
(7.21)	Uce max • I CO max irзап™	2	' 1
където /сотах с максималната стойност на обратная колекторен
ток при дадената стойност на напрежение Uce та**
(7*22)	Рпреакл	max /с так(/вкл “F ^изкл )'‘2f *
като /ЙКЛ и са времена?а на включэане и шключване на
избрания тип транзистор*
По стойността на тези загуби се оценява необходимостта от
охладителен радиатор за траизисторите.
7.4,4,	Изчисляване на изходния трансформатор
Изходният трансформатор се изчислява в следната последова-
телност.
Определя се проивгденигто от площта на напречното сече*
ние на я др ото на магнито про во да и площта на прозореца на
магнитопровода на трансформатора snp:
Г7 23^	" ‘°2
(	)	5сАр- 2^тах/Мст\1тр
където Рн е изчислителната мощноет на трансформатора.
За преобразувател със средна точка и активен товар или мос
тов токоизправител
(7.24)	Рп — 1,3 f/изх ^изх 
За мостов преобразувател с активен товар
(7.25)
За мостов преобразувател с товар мостов токоизправител
244
(7.26)	Рн а 13 Mm /wav
В (7.23) Bm*x е амплитудната стойност на магнитната индук-
ция. Избира се
Коефициентът на полезно действие на трансформатора се из-
бира в границите ц—0,8-г 0,95.
В (7.23) с А3= —— е означен коефициентът на запълване на
®пр
прозореца на трансформатора. В табл. 7.1 са показани стойкости-
те на в зависимост от диаметъра на намотъчния проводник
за най-разпространеките марки емайлова изоляция. В табл. 7.2 са
показами стойностите на k3 в зависимост от изчислителната мощ-
ност на трансформатора. С sM е означено чистого сечение на мед-
та на намотките, .
Таб л ица 7.1
Стойностн на в зависимост от диаметъра на проводника
Диаыстър на неиаодираниа проводник, тат	
0.054-0.1 0,14-0,2 0,24-0.5 О,5ч-1,5	0,154-0,20 0,184-0,25 0,224-0,30 0,274-0,35
Таблица 7.2
Стойкости на Ам в за в нс и мост от изчислителната мощност
Ъ > V* &3	10 0,22	20 0,26	40 0,28	70 0,33	100 0,31	200 0,32	400 0,33	700 0,34
В (7.23) с Act——е означен коефициентът на запълване на
SCT
сечението на ядрото на магнитопровода със стомана. Тук sc е
напречното сечение на ламелите на магнитопровода. Стойностите
на Аст в зависимост от дебелината на стоманените листове и кон-
струкцията на магнитопровода са дадени в табл. 7.3.
В табл. 7.4 са дадени стойностите на плътността на тока в
намотките за различии мощности и честоти.
Напрежението, индуктирано в едка навивка от намотката, е
(7.27)	е= -^-—4femiXsCTfeCT, V/нав.
245
Таблица 7,3
Стойност иг а на frCT в зависнмост от дебелииата на стоманените листов*
на магнитопровода
Дебелнкя «а стомакения лист, mm	АСТ	
	За ламелни мягнитопро- води	за лентовв магммтопро» води
0,35-4-0,50 0,2)4-0,35 0,054-0,10	0,89-5-0,93 0,824-0,89	0,954-0,97 0,934-0,95 0,754-0,88
Таблица 7.4
Стойности на плътнзстта аа тока през намотайте в завненмост от мощ*
носгта и честотата
Параметра	Плътяост в* тока, А/мт2							
Ря, VA /=50 Hz /=400 Hz	10 4,8 7,2	20 3,9 6,0	40 3,2 5,0	70 2,8 4,2	100 2,5 3,8	200 2,0 3,1	400 1,6 2.5	700 1,3 2Л
Броят на навивките е съответно:
— за първична намотка със среден извод
(7.28)
Wi —----------
х е
— за мостова схема
(7.29)
U0-2UCEsat
И,1=-----е-----
— за останалите намотки
(7.30)
(Л,
ж,=—-
2 е
(7.31)
wB

Диаметърът на Намотъчния неизолиран проводник се опреде-
ля от формула (6.8)
d=l,13	,
246
където /1еф — Ic sat е токът на първична намотка в мостова
Леф
sat
— токът на
първична
намотка със
схема;
среден
извод;
/веф—----------токът на базовата намотка.
Ако при изчисляваие на вместването на намоткнте се окаже,
че намотъчното пространство не достига (прозорецът на магнито-
провода е малък),се избира потолям магнитопровод и се пре-
изчисляват и w&. Когато намотъчното пространство се
окаже незапълнено, се подхожда по обратен начин.
7.5. ИЗЧИСЛЯВАИЕ НА ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ С ВЪНШНО (НЕЗАВИСИМО)
ВЪЗБУЖДАНЕ
Отличително качество на преобразувателя с независимо (външ-
но) възбуждане е неустойчивостта му срещу късо съединение в
изхода. От това транзисторите се претоварват и могат Да се
повредят, поради което е необходимо да се предприемат съот-
ветни предпазни мерки.
За управление на крайното стъпало на преобразувателя се из-
ползуват следните видове задаващи генератори:
а)	маломощни преобразуватели със самовъзбуждане;
б)	импулсни схеми с транзнстори или интегрални схеми.
Ооикновено управляващите импулси имат еднаква продължи-
телност, за да се избегне постоянного подмагнитване на магнито*
провода на трансформатора. Появява се и необходимост от меж-
динно съгласуванф звено, което да позволи на задаващия гене-
ратор да предаде мадомощните см управляващи импулси към
входовете (базовите вериги) на транзисторите от силовата верига.
Схемите на силовата верига на разглежданите преобразувате-
ли са същиге какго при инверторите със самовъзбуждане (фиг.
7 Л и 7.2).
Последоэатзлността на изчисляваие на инзерторите с незави-
симо въабуждане е същата, както при тези със самовъзбужда-
не, със следните изменения:
1.	Амплитудната стойност на колекторния ток се определя от
израза
(7.32)	/с max — k2Icsat »
където 1,1-ь 1,3 е коефициент, огчитащ взаимного влия-
ние на транзисторите.
2.	Напрежението на базовата намотка Un (или напрежението
на импулейте па външния генератор) е
24Т
(7.33)	Uв= U&	—(3-?-4)£/д Jflf“(3^4)l/cf«tft
където 7?g=(2-j-3) V^Esai и UB£sat^UCEsaf.
•В sat
3.	За магнитопровода на транзистора се избира материал с
висока магнитна проницаемост и малка площ на хистерезисния
цикъл. Такива са съветските стомани Э ЗЭ6 — Э 380.
4.	Работната индукция в магнитопровода е
(7.34)	(0,7-т-0,8) Bsat.
5.	Определят се изходните данни *за изчисляване на задаващия
генератор.
а. При силова верига на инвертора по схема със среден из-
вод максималната стойност на тока през вторичната намотка на
трансформатора на задаващия генератор, респ. през изходната верига-
на полупроводниковия генератор, е
(7.35)
Лгоах sab
Ефективната стойност на тока през вторичната намотка на
трансформатора е
(7.35)
Напрежението на вторичната намотка е Д/Я={7В.
Изчислителната мощност на изходния трансформатор е:
— за схема със среден извод P^—'2fW2I2\
— за мостава схема	«1 ,ЗС/я/2.
б.	При силова верига на инвертора, изградена по мостова-
та схема, конто изисква четнри отделим управляващи сигнала».
Ртах, 4 и U2 се определят по аналогичен начин. Изчислителната
мощност Ри зависи от схемата на задаващия генератор. При схе~
ма със среден извод Ри=4,2(/2/3, а при мостова схема — Ри =
-2,6 иг\.
7.6. ИНВЕРТОРЫ ЗА СИНУСОРДНО ИЗХОДНО НАПРЕЖЕНИЕ
Съвременен подход за създаване на високосфективни инвер-
тори за синусоид но променливо напрежение (т. е. икономичьи,
с малки размери, леки и с добра форма на изходното напреже-
ние) е прилагането на ключови дз^еми, работсщи на молулацио
нен принцип.
248
Ефективността се иэразява в следното :
1. Ключовият режим на работа е свързан с възможно най-
малките загуби в транзисторите. За намаляване на комутациошпс
те загуби се избират подходящи бързопревключващи транзистори
т. е. с малки стойности на времената 4кл и /щкл- В крайне смет-
ка се повишава коефициентът на полезно действие и, отпада не-
обходимостта от големи охладителни радиатори и се намаляват
масата и размерите на устройствата.
2. Сполучливо йзбраният закон за превключване на транзис-
торите, т. е. избраната модулационна функция, предлага намаля*
ване или пълно изключване от спектъра на изходното напреже-
ние на определен брой нежелани висши хармоници. Поради това
че съществува възможност за пълно изключване иа вйсшите
хармоници с четки передни номера, обикновено на изключване
подлежат нечетните хармоници с най-ниски поредни номера — 3,5,
7 и т. н. Като резуМтат от това в спектъра оставят да същест-
вуват хармоници с влсоки поредни номера, т. е. с висока често-
та, изключваието на конто може да стане със сравнително малки
LC-филтри.
7,6.1. Видове импулсни модулационни функции
Амплнтудно-импулсна модуляция (АИМ). Функцията, полу-
чена чрез АЙМ (фиг. 7.4), представлява променлива стъпаловид-
на криза, конто апроксимира синусоида. За тази функция е ха-
рактерно, че за амплитуДата на всяко отделно стъпало е необходим
самостоятелен източник на напрежение, както и система от полУ
проводникови ключове, конто съгласно закона на модуляция Да
включват източниците към товара.
На фиг. 7.6 са показани няколко варианта на силовите вери-
ги на инвертори, работещи на принципа на АЙМ.
В зависпмост от стойностпте на параметрите на функцията—
фазите и амплитудите Ai на стъпалата, съществуват различ-.
ни възможности за получаване на напрежителна функция с бла-
гоприятен хармоничен състав. Напрймер за тристъпалната функ--
ция (фиг. 7.4) в табл. 7.5 са показани данни за два варианта на
функцията. От математпческа гледна точка при спазване на ус-
ловията за симетрична спрегнатост на функцията
(7.3/)	И<а,1 = /Лл—
и като се знае, чс броят на фазите на отделяйте стъпала е I
или i—1, а броят на амплитудите е i, възможно е сянте-
зпрането на оптимална функция, напълно изключваща нечетни
249
Фиг, 7,6. Инвзрторн с ЛИМ
а — без!рансформатсрна схема с нсаанисими uiio^hhuh та лплучинине на амплитудттге ня
отделните cifciia.jd 1 б — схема чреа кому иц ня на Сродна наbhhkhiс в лъры1Чия1 л страна
«а трансформатора за получапаие на амплитудше на о1 долинIс стъпялй ; а схема чр&з
нимутлиия на броя на навявште вт»в пюричила страна на 1рансфор.маюра за по луч а на н ь
на амплнгудите на отделите < тъпола
висит хармоници с породни номера до k ~2ДГ включит ел но, където
N=2/—за функция с ну лева пауза;
A/™2Z — 1 — за функция без нулева пауза.
Таблица 7.5
Параметри и спектра лен с встав на стъпа лови дна функция
«1	аз	«3	A(	4		Сьдъ I L\ i	pjihidjj i Г- "C,	re на xjtpMOrijru t7T i U,t lri	t/c	t % i/ц I ift*	
0 15	!	1	i 30 1 60 I 0,265 i 0,735 i 30 ! 60 | 0,415 I 0,705 !				। t !?2,5! 0 • 1 j72 | 0		о : о !	о 1 0	1	3_j8J _0_		9,1 । 7,7 __ 0J	0 1	15,2 13,6
По същсство разглеждаката функция не допуска регул кране
на стойността на основния хармоник чрез изменение на нътрешии-
те параметри на преобразувателя. Регуллрането е нъзможно само
чрез пропорционално изменение на амПлитудите на отд ел ните
стъпа ла.
250
u
'Фиг, 77* ШИМ по синусоиден закон — двупо-
лярно (днулоз ициониа) функция
Широчинно-импулсна модуляция (ШИМ\ Тя бива:
—	еднополярна (трипозиционна) (фиг, 7,3), при която за всеки
лолупериод на изходното напрежение функцията има само една
полярност, а за цслия период съществува в общо три състоя-
нПя — полОЖителна, ну лева и отрицателна;
—	двуполярна (двупозиционпа) (фиг. 7.7), при която за всеки
полупериод функцията има две полярности и съществува само
в две състояния за целил период - положителна и отрицателна.
По същество функцията представлява породица от разнопо-
лярни пакета от импулси с едкаква амплитуда и с широчуна,
която в рамките на полупериода се променя по синусоиден
закон*
Параметрите на функцията са:
—	амплитуда на импулсите (70;
—	брой № на имаулситс в един полупериод, където iV е ця-
до число;
—	фазн на импулсите : начална и крайна а^кр, където
<7-38)
Формирането на закона за управление на инверторите с ШИМ
е свързано с опрелсляие на фазите на импулсите, влизащи в
състава на функцията,
Съществуват два оснонни подхода за създаване и поддър*
жане на закона за управление па тези преобразуватели — схемо-
технически и програмеп (числен) път*
При схемотехнический подход фазите на импулсите се опре-
делят чрез сравняването на два елекгрически сигнала, еДиният
от конто (сигнал на ос и овна га частота) има синусоидна форма,
а другият (сигнал на носещата честота) цма формата на равно-
бедрен триъгълннк (фиг. 7*8 я). В точките па прссичане па двата
сигнала се формират пачалэго ая нкраят на импулсите, ко^ь
251
Фиг* 7*8* Принцип на схемотехнический подход эд създаванедга зя“
кона за управление на иивертори с ШИМ
д — чрез сравни ване на си ну сон де и сигнал (основна честота) с трнснмбразея
сигнал (Иосеща честота) ; б — чрез сравя аванс на стъпаловнден сияусоиден сиг-
нал с трноиообразея сигнал
то се подават за управление на силовите транзистори. Съотно*
Я t Al ОС
шението на честотите на носещия и основния сигнал /у=------------
/осы
което трябва дабъдецяло число, дава броя на импулсите в един1
полупериод на изходното напрежение*. Съвпадението на начала
ните фази на двата сигнала, както е показано на фиг- 7.8. й и б»
гарантира спаэване на изискването за симетрична спрегнатост.
Ефективна ШЙМ функция се получава при соотношение на ам-
плитудите на двата сигнала
(7.39)	Л4=
Лнос
С възможността за плавно регулиране на тона съотношение (на-
ричано още модул или дълбочина на модулацията) може да се
измена плавно стойността на основния хармоник на изходното
напрежение*
Съществува вариант на разглеждания метод, при конто вмес-
то синусоида в качеството на сигнал на основната честота се
използува стъпа лови дна крива* конто апроксимира синусоида
(фиг. 7.8 б\Качествата на получената функция зависят от степей-
та на приближение на стъпгловидната крива към син\соидата*.
В основата на числения подход лежи възможността за пред-
варлтелно записване върху определен носилел на програма за
252
»фиг. 7.9. ХирмоЕшчен спектьр иа изходното напрежение па инверторы с ШИМ
пол5гчено чрез:
4* *— прнлагане на числения подход по формула тч па грединге cidhmucih ; б — придание
на оптимнзиран числен подход
работата на преобразувателя. Записът в програмата се изразява
в точно определяне във вид на числа на фазите на импулсите,
конто управляватото устройство чете, изпълиява и изпраща към
транзисторите от силовата верига като сигналя за управление,
Определянето на фазите на импулсите може да стане по при-
близителен или оптимизирани методи.
Приблизителен метод е аналитичного решаване на задачата за
пресичане на сипусоидата с трионообразната крива или изпплзу-
ването на изразите за изчисляване на фазите, напр. по т, нар. фор-
мула за средпите стойности;
<7.40)	а,„==-£- {~2~-----2^-n|C0s(-~^4^“C0S4r’t]b
<7.41)	%" ' + cos( к-cos —-*]}’
където Af= (0-4-1) е дълбочината на модулацнята. Чрез нея се
определя относителната стойност на първия
хармоник спрямо амплитудата на импулсите;
№—броят на импулсите в полупсриода;
cqh иа/нр — начзлната и крайната фаз! на импулсите;
z=(l^-jV) — поредният номер на произволен импулс от
поредицата и мп у леи в един полупериод.
Спектърът на [II "1М функцията. получена чрез приблизителен
числен метод, е показана па фиг. 7.9 а
Сыцествуват решения на тази задача, при конто от спектъра
на напрежението напълно се изключвэг шип пи хармоници с по-
редей номер до включително (фиг. 7 Л) б), т. е. функция
253
Di
фиг, 7.10. Зависимое? на спектъра на
ОШИМ от дьлбочината на модуляция
та е оптимизирана по този показател, поради което е наречена
ОШЙМ (оптимизирана ШИМ),
ОШ4М позволява при per ул и ране на основа и я хармоник да
се запази възможно най-благоприятният спектрален съетав. На фиг.
7.10 е показано изменение™ на основния ина първите забележи-
ми висши хармоници от спектъра на ОШЙМ в зависимост от
дълбочината на модулацията.
7.6.2. Снлови вериги за инвертори с ШИМ
Най*подходяща схема на силова верига нг инвертори за по*
лучаване на изходно синусоидно напрежение чрез прилагане на
ШИМ е мостовата схема, Чрез нея могат да се реализират и
еднополярната, и днуполярната функция, както чрез пряко свързан
товар, така и чрез изходен трансформатор, Законът за управле-
ние на траизисторите от мостовата схема съгласно фиг. 7.11 а е
показан на фиг. 7Д1 б.
Чрез схема със среден извод на първичната намотка на транс-
форматора може да се реализира само двуполярна ШЙМ функ-
ция.
Пример 7, L Да се изчисли силовата верига на инвертор за
преобразуване на постоянно напрежение в няколко изходни про*
менливи напреженйя с правоъгълна форма. Инверторът ще се
използува като междинно звено по променлив ток в конвертора,
254
Фиг. 7.IL Ичюстрщия на закона за
управление из сингсоиден инвертор
с ШИМ
а—пилена верига по сднафачяа мостова схема ;
6 — време дна грамм на уиранляеащнте импулси
На транзисторное с г силона та верига
като изходните му напрежения ще захранват еднофазни моего*
ви токоизправителй.
Изходни Данни за инвертора: захранващи напрежение—посто-
янно, Uq—48^ V; изходни напрежения —промен ливп с право-
ъгълна форма със следните ефективни стойкости: 1/W=11V;
£Л2 = 18,5V; £/аз=18,5 V; ефективни стойкости на изходните то-
кове /м— 2,5 А, /22=^= 1 А, /23— 1 А.
Начисление
L Йзбиране на схема на инвертора. Като се има предвид су-
марната йзходна мощност
255
Фиг. 7.12. Схемэ на инвертора от пример 7Л
.2,5-г2. 18,5.1 = 64.5 W,
се избира схема на транзисторен инвертор с трансформатор със
среден извод на първичната намотка (фиг. 7.12) и с външно въз-
буждане.
2.	Определяя е на работката частота. Права се на основание
на нал*ичните материал и за магнитоправод па трансформатора.
Избира се електротехнйческа стомана Э310 с дебелина 0,35 mm,
магнЯтопроводът е вит (лентов тип). Определя се честота / —
«400 Hz.
3.	Избиране на траизисторите. Колекторният ток на наситени-
те транзистори е(7.8)
Г ____ ^ПХ^СИГ	2 64,5. 1,'2	_ 1 д
Csai~	0,9(46—1) ’J ’
Максималната стойносг на напрежението върху запушенпя
транзистор е
£/сят« '2Л	-2.4.52=129,6 V.
По получените стоимости за Ic^t и Uce та* се избират тран*
зпсторн тип KU6(8 със следните данни:	шах —210 V; =
= 10 А; *.>,^ = 12;
Pcmix"-70 W; Uce sat V;	mA; /акл = 1 ps;
^(икл = 1 p S.
256
4.	Определяне на Юка на базата за насищане на *грамзйсю«
рнте
/..«-(1.3-i-U)	1.3-тг— о.№ Л.
"11S ш!п
5.	Изчисляване на съпротивлението на реэисторнте RB
R,-<.UB-Vc,„y	-5^-12 0.
където 4/e=(3-j-4)4/CBwl< «=3,5.1—3,5 V.
Мощността на резисторите е
р „	= °'207’'12 W.
ft	J2
Избира се резистор /?в=12 Q ±5%, 0,5 W.
6.	Определяне на капацнтета на кондензаторите Са
C»S 2/Ь“ТГ15Чм-<|да| F"100 »Р-
7.	Определяне на изходните сигналя. От стойността на на-
прежението Uв и тока 1в tat се определят изходните сигналы ш
системата за управление на инвертора.
8.	Определяне на загубите в транзисторите.
Рмг»^РЛй+РмВ+РпР=0,95+0,065+0Л04=в1,12 W,
където
Рм/=Л™«^^в-Ь^2_в0|95 w.
РЫЛ^^СЕ 1<л го^ =129’?-4 • 10- -^0,065 W;
Pr^^UcEtt^Jc max
-129-6-1'9 T.V°iF> -°-IO4W-
1? Н-Ж по томмхр. у-ва
25?
Тук 7—у-.^=2,5 . to-s S.
От стойността на Рмг се определят параметрите на охлажда*
щия радиатор за осеки от транзисторите.
9,	Изчисляваие на инверторния трансформатор. Изчислява се
спомагателната величина
1.3 рох10>
«Р- -2/зтаЛ А'-тр -
_	1,3.64,5.10*	«йй™.
~ 2.40J .0,7 .3,8.0,31 .ОД 5’7 0,9 =1о’ов ст •
където f=400 Hz, Вгал11*л0,7 Т; /=3,8 А/шт® съгласно табл. 7.4’
£„=0,31 съгласно табл. 7,2; Аст=0,95 съгласно табл. 7.3; >}»₽»
-0,9.
От произведенного .Wnp се избира лентов (вит) магнитопро»
вод тип ШЛР 20X25, за който s«=5,0cmI; snp=4,l cm’; sCTsnp=
=20,5 ст‘,
Изчислява се напрежението за една навивка
е=4 /Вт.^сЛтЮ-‘=4 .400.0,7 . 5.0,95.10-‘-0,532 V/нав.
Изчислява се броят на навивките на намотките
^0 rnln — U СЕ sat	46—1 о. г
-------------------0?5-д « 84,5 нав.
Понеже намотката трябва да има цяло число навивки, приема
се ®м«жг»г>=85 нав. Това изисква корекция на стойностите на
е и Вщм, конто придобиват нови стойности
е'=0,5294 V/нав, и S'mai =0,696 Т.
Тогава броят на навивките па вторичните намотки е
~g> ==~0*5294 = 20,67 нав.
Избира се -в»(6=21 нав , на което отговаря напрежение
«11,17 V;
^87=^»-^-*“оЙй=34,9 нав.
Избира се w$7»=wBe=35 нав., на което отговаря напрежение
1ГЯ~ 18,53 V.
Изчисляват се диаметрите на намотъчните проводницн без
258
изолацията
rfn=rf13» 1,13 у	= 1,13 у	*=0.67 mm.
Избира се най-близкият по-голям стандартен диаметър
rflt=rft,=0.71 mm; jV13=144 нав/cm2;
=1ДЗ J3f=0,91 mm.
T J	W *5»o
Най-близкият стандартен диаметър e d*s=0,95 mm; Na =
=82 нав/ст2.
1,13 ^psZ=l,13	= 0.579 mm.
Най-близкият стандартен диаметър e rfe7=rfM=0,60mm; Л^7=
= 199 нав/cm2.
Вместването на намотките в отвора на макарата се провера-
ва по следния начин.
Чистнят отвор на произвежданата за този тип магнитопровод
стандартна макара е
se=/i6 6(5=3,7.0,85=3,14 ст2.
Сечението, заемано от намотките, е
S $тЯ«=2$и-Ни-|-2д,7=2.0,59+0,256 + 2,0,176= 1,79 ст1,
където
^--=“i5- = 0’59 cm2;
1а ASa 144
Тук с Мпл, нав/cm2 е означен броят на навивките в 1 ст2 от
намотъчното сечение при плътно навивана бобина.
Незаетата част от отвора на макарата има широчина
259
.*	»«-2'жп	3,14-1,79 rt__
А оа =»---—“0,36 ст.
Широчината Абб от отвора на макарата се предоставя зазае-
мане от изолацията на бобината (междуслойна и междунамотъч*
на) и от обвив ката, върху която се отпечатват намотъчните дан-
ни, В случай на голяма незаета част може да се премине към
увеличаване на диаметъра на намотъчните проводниц» (респ. към
намаляване на плътността на тока /), от което ще се намалят ак-
тивните загуби в намотките. Друг подход е да се увеличи броят
на навивките на намотките, при което се намалява магннтната ин-
дукция Вт.,, от което се намаляват и загубите в магнитопро-
вода.
260
ЛИТЕРАТУРА
1,	Александров, Ф. И», А. Р. Сиваков, Импульсные полупроводнико-
вые преобразователи и стабилизаторы. Л., Энергия, 1970.
2.	Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы. Под ред. С. В. Якубов-
ского. М., Радио и связь, 1984.
3.	Белопольский, И. И., В. И. Тихонов. Транзисторные стабилизато-
ры на повышенные и высокие напряжения, Энергия, 1971.
4.	Белчев, Д, М. Електронни токозахраннащиустройства. С., Техника, 1980.
5,	Бирэниекс, Л. В. Импульсные преобразователи постоянного тока* М„
Энергия, 1974.
6.	Векслер, Г. С. Электропитание спецаппаратуры. Киев, Внща школа, 1976.
7,	Г о р ю н о в, Н. Н. и др. Справочник по полупооводниковым диодам тран*
зистораы и интегральным схемам. М., Энергия, 1976.
8.	Златаров, В. К., Т. Б. Т я ков* Г. М. Кон дар ев, Български тран-
эистори, См Техника, 1983.
9.	Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Под ред. С.
Д. Додика и Е. И. Гальперина, М., Советское радио* 1969.
10.	К и г а а в, В. Е., А. А. Бокуняев. Проектирование источников электро-
питания устройств связи. М.( Связь» 1975.
П. Китаев, В. Е., А. А. Бокуняев. Расчет источников электропитания
устройств связи. Мо Связь. 1976.
12.	Китаев, В. Е., А. А. Бакуняев, М. Ф. Кол к ан о в. Электропита-
ние устройств связи. М.т Связь. 1979.
13,	К у в е в, Н. К, к др. Справочник по нолупроводникови приборн я инте-
гралми схеми, Т, 2. С., Техника, 1979.
14.	М а но ил о в. А* Г., В. Со т и ров, М. Б и р им и р с к а. Синтез на оптн*
ммзираиа ШИМ функция. — Елсктропромишленост и прнборо-
строене, 1985* ин. 2* стрт 9*^11.
15,	Мойя, В. С.. Н. Н. Лаптев, Стабилизированные транзисторные прео-
бразователи. М., Энергия, 1972,
16.	М ос к ов, Т. П., Г. М. Ко я д а р еэ* Т. Б. Т а ко а Справочник по по-
дупровадниковн ирибори и интегрални схеми. Т. 2. С., Техника* 1979.
17.	Начав* Н. А», Н. Й. Стефан он. Токозахранващи устройства. С., Тех-
ника, 1979.
18.	Рогинский. В. Ю. Расчет устройств электропитания аппаратуры элек-
тросвязи. М«» Связь. 1972.
19.	С а вов* Г. Гф Маломощнн др осе л и и трассформаторн. С.. Техника, 1978.
20. С а в о в, Г. Г., С. А. В ъ л к о в, П. С. Стоянов, ръководство по кон-
струнране и технология на радноелектроините апаратури. С., Техника, 1973,
21. Стефаной, Н. Й. Няръчник до елехтроняи схеми. Част Н — Токоиапра-
вителк и стабилизатор». С., Техника, 1981.
22.	Стефанов, Н. Й. Токозахраннащи устройства, С., Техника, 1985.
23.	Стефанов, Н. Й- Ръководство за проектиране на токозахранващи уст-
ройства. С.т Техника, 1985.
24.	Штильмян, В. И. Микроэлектронные стабилизаторы напряжения* Киев,
Техника, 1976.
25.	Components and know-how for switshed-mode power supply. Third edition.
MBLB, Brussel. Belgie* 1980.
26,	Jacob* JQrgen, Schaltaetzteife, Berlin. MiliUrverlag. 1987.
261
СЪДЪРЖАНИЕ
Прсдговср	........................................................ 3
Въведсыие	♦  .  ...............................................   4
Глада пър«а
Параметр ични стабнятгаторн на напрежение , ♦ . ♦ .................. 7
1.1. Общи сое тения за стлб мнзатэрнге....................  «	> »	7
1.2. Параметра ши стабнлиззтори на псстоямно напрежение..........	9
Глдоа «тора
Стабнл1г*тори на напряжение н ток с ненрекъснаго хейстаие п по*
сл едемте л но евързан регулкращ елемент
2,1,	Стабилизаторы из напрежемне -.............. ,.................37
2.2+	Максима л но готова зашита . . ................................42
2.3.	Стабилизатори на тол с кеярекъснаго лейстою...................45
2,4-	Комбиннрани стабилизатори на напрежение я ток	47
2.5.	Стабилизатори с изтеглена нзк^цга характеристика..............51
2з&	Реверсиаин захранааЕЦп усгроТлы	+ . . .	, 55
2.7.	Програмнруеми н интер рейгно огнгурехи захраавици устройства 56
2.8*	Проектиряне мл нзтдеиишт яа напрежение и ток с операцновнк
усилил тел и . ...............,	............... . , .............[56
2,9.	Интегрални стабилизатори с непрекъснато действие ....... 57
2*10. Стабилизатора с трнкзводен корпус за фикси рани напрежения - • 80
2.11. Стабилизатори н трипэаэден корпус за плавно регулируем и напря-
жения ........................................................85
2Л2.	Двуполярни стабилизатори ........................> . . . . 90
2,13,	Сиеаиалнн схема на стабилизатори .............................93
2.14.	Защити па стлбилизлторнте . . * -.............	............94
2.15.	Проектнрзне на конпенсацнонми стабилизатори на напрежение с
непрекъснато действие................., . .........................94
Глала трапа
Ключови захрянвати източници на постоянно изходно напрежение * 98
ЭЛ. Общи сведении...............................................  98
3,2. Нячиин за регулиране на изходното напрежение прн wnmmе с*а*
бндкзаторн / ♦ ’	.................................. * 100
3.3. Типоне преобразувател^.....................  .	-...........100
3 4. Спецналнн елемевти за ключоаи ихраиаащи нэточннпи , . * * 111
35. Повишаване на работната честота на преобразуете лиге чрез нэпал-
зуване на ыэщвн полеви транзистори................*	-........140
3.6. Практически схеми иа ключови захранващи източнкщ . .	... 145
5.7. Проекта ране на ключозн вахранваща нзточннци................147
3.8. Ключов» стабилизаторы на напрежение, работешив режим иа авто-
генерацик ............................ . ....................  .	• 154
2«2
Гладе челлуэтб
Неуправляема токоизправителя ♦	......................169
4.L	Класифмкацвй ы ос нор пн дефнвмци»........... , + . . . 169
4.2.	Работа	на	токонзп раоител ите при а к тиа ей товар ........	170
4.3.	Работа	на	токоизпрааителите ври индуктивен товар .......	136
4.4.	Рабата	на	токоизправителите при капацитивен товар...........192
4.5.	Работа	на	токонжпродтел при смесей товар....................199
4.6.	Тотсонзпранителн с умножавшие па напрежението................200
Глава пета
№глаждвщн филтри..................................  ..............  205
6,1.	Обаяй положения . * . - .....................................205
5,2.	Насилии изглаждаши фалтрн .................  .	. . . . . . 207
5,3.	Конструктивно яэчисЛйВйне на шглаждатн дрмелнза нискн чести 215
5.4.	Транзистор ни филтри, .......................................220
Глава шеста
Мрежови трансформатор и............. .............  (	. 222
6.1. Общи поаоженвя	*.................. . . * 222
6.2. Аналитичен метод за изчисляване по мрежови транс форматор и за
тскоэыранващи устройства , .	. _ . . . ..............223
6 3. Приблизите но (съмратено) язчдсляояие на маломощен трансфер-
матэр	+ . ь	.....................    .	230
Глава ccfrwa
Преобразуватели на постоянно в променливо напрежение	234
7.1.	Принцип на работа ......................................  .	. 235 u
7.2*	ОаонагатЕЛНв параметри па ннвергорите . > . . ...............236
7,3.	Класнфикэцмп на ннвдрторите *	*.............  236
7.4.	Проекткряне на транансторни инаерторн...........  «	. . . * i 239
7.5.	Изчислкваис на преобразуватели с външно (независимо) въэбуждвне 247
7Л-	Инвартарк эа сниус&идно нзхолно млпрежение , ....... . 243
Литература...........  .	. . « « г , . .......................    261