Электронная и преобразовательная техника. Учебник - Кулинич Ю.М., Шухарев С.А.

Author: Кулинич Ю.М. Шухарев С.А.

Tags: электротехника электроника

Year: 2025

Similar

Материалы электронной техники. Учебник

Электронная техника

Материалы электронной техники

Электронные приборы: Учебник для вузов

Text

Ю. М. Кулинич, С. А. Шухарев

ЭЛЕКТРОННАЯ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА

Учебник

Москва Вологда
«Инфра-И нженерия»
2025
УДК 621.314

ББК 32.85

К90

Рецензенты.

заместитель начальника отдела эксплуатации люкомотивов и организации работы
локомотивных бригад Дальневосточной дирекции тяги - структурного подразделения
Дирекции тяги - филиала ОАО «РЖД» С Г. Мищенко',
доктор технических наук, профессор высшей школы кибернетики и цифровых технологий
Тихоокеанского государственного университета (ТОГУ) Чье Ен Ун

Кулинич, Ю. М.

К90 Электронная и преобразовательная техника: учебник / Ю. М. Кулинич,
С. А. Шухарев. - Москва ; Вологда : Инфра-Инженерия, 2025. - 228 с.: ил.,
табл.

18ВК 978-5-9729-2315-1

Рассмотрены элементы силовой и информационной электроники, а также все типы
преобразователей (выпрямители, инверторы и 4д8-преобразователи), выполненные на
современной элементарной базе. Подробно описаны электромагнитные процессы в
трехфазном автономном инверторе напряжения и в четырехквадратном преобразова-
теле, являющиеся основой силовых схем современных преобразователей с асинхрон-
ным двигателем. Особое внимание уделено современным силовым полупроводнико-
вым приборам (ОТО-тиристорам и ЮВТ-транзисторам), описание которых в современ-
ной литературе изложено не систематически. Данный учебник позволяет в значитель-
ной мере устранить этот недостаток.

Для студентов, изучающих электротехнические дисциплины, дневной и заочной
форм обучения, а также может быть полезным для инженерно-технического персонала,
занимающегося практическими вопросами преобразования электроэнергии.

УДК 621.314

ББК 32.85

18ВИ 978-5-9729-2315-1

Введение...........................................................6

Глава 1. Основные элементы электронной техники.....................7

1.1. Полупроводниковые диоды.................................7

1.1.1. Общие сведения......................................7

1.1.2. Вольт-амперная характеристика диода.................8

1.1.3. Основные параметры диодов..........................10

1.1.4. Конструкция вентилей...............................12

1.1.5. Лавинный вентиль...................................14

1.1.6. Маркировка силовых вентилей........................16

1.1.7. Групповое соединение полупроводниковых приборов....16

1.1 7.1. Последовательное соединение вентилей...........17

1.1.7.2. Параллельное соединение вентилей................18

1.1.7.3. Способ распределения обратного напряжения.......19

1.2. Кремниевые стабилитроны................................20

1.2.1. Общие сведения.................................... 20

1.2.2. Вольт-амперная характеристика стабилитрона.........21

1.2.3. Основные параметры стабилитрона................... 22

1.2.4 Параметрический стабилизатор напряжения.............23

1.2 5. Стабисторы ...................................... 24

1.2.6. Маркировка стабилитронов ..........................24

1.3. Биполярные транзисторы 25

1.3.1. Устройство биполярных транзисторов .._______________26

1.3.2. Принцип работы транзистора.........................27

1.3.2.1. Схема подключения транзистора..................27

1.3.2.2. Процесс образования коллекторного тока.........28

1.3.3. Схемы включения транзисторов.................... .33

1.3 4. Вольт-амперные характеристики транзистора......... 37

1.3 5 Обозначение транзистора.............................39

1.3.6. Основные параметры транзистора.....................39

1.3 7. Ключевой режим работы транзистора .................40

1 4 Тиристоры. .... .......................................43

1.4.1. Общие сведения.....................................43

1.4.2. Вольт-амперные характеристики тиристора............45

1.4 3. Электрические параметры тиристора................ 47

1.4.4. Процесс включения тиристора....................... 49

1 4.4.1. Двухтранзисторная модель тиристора.............49

1.4.4.2. Процесс образования анодного тока............ 50

1.4.5. Временные параметры тиристора.................... 52

1.4.5.1 Время включения тиристора..................... 52

1.4.5.2 Время выключения тиристора......................53

1.4.5.3 Критическая скорость нарастания анодного напряжения. . 53

1.4.6. Диаграмма управления тиристором....................54

1.4.7 Лавинные тиристоры.............................. 56

1.4.8. Маркировка силовых тиристоров......................56
1.5. Полевые транзисторы................................... 57

1.5.1. Классификация и обозначение полевых транзисторов...57

1.5.2. МДП-транзистор со встроенным каналом...............58

1.5.2.1. Конструкция транзистора........................58

1.5.2.2. Вольт-амперные характеристики транзистора......58

1.5.3. МДП-транзистор с индуцированным каналом............60

1.5.3.1. Конструкция транзистора........................60

1.5.3.2. Вольт-амперные характеристики транзистора......61

1.5 4. Основные параметры полевых транзисторов............61

Глава 2. Элементы силовой электроники............................ 63

2.1. МО8ГЕТ-транзистор......................................63

2.1.1. Структура МОЗЕЕТ-транзистора.......................64

2.1.2. Работа МО8ЕЕТ-транзистора..........................64

2.1.3. Основные характеристики и параметры
МОЗЕЕТ-транзистора....................................... 65

2.1.3.1. Электрические параметры транзистора............65

2.1.3.2. Вольт-амперные характеристики транзистора......67

2.1 4. Динамические характеристики МОЗЕЕТ-транзистора.....68

2.14.1. Процесс включения транзистора..................68

2.1.4.2. Временные параметры процесса включения транзистора... 70

2.1.4.3. Процесс выключения МО8РЕТ-транзистора..........70

2.1.4.4 Временные параметры процесса выключения
транзистора.............................................72

2.2. ТСВТ-транзистор........................................73

2.2 1. Структура ЮВТ-транзистора..........................74

2.2.1.1. Эффект защелкивания транзистора................75

2.2.2. Работа ЮВТ-транзистора........................... 75

2.2.3. Основные характеристики и параметры ЮВТ-транзистора.77

2.2.3.1. Электрические параметры транзистора............77

2.2.3.2. Вольт-амперные характеристики транзистора .....79

2.2.4. Динамические характеристики ЮВТ-транзистора........80

2.2.4 1 Процесс включения транзистора................ 80

2.2 5. Временные параметры процесса включения транзистора.83

2.2.5.1 . Процесс выключения транзистора.............. 83

2.2.5.2 Временные параметры процесса включения
транзистора.............................................85

2.3. СТО-тиристор...........................................86

2.3 1. Структура ОТО-тиристора....................... 86

2.3.2. Двухтранзисторная модель ОТО-тиристора.............87

2.3 3. Процесс включения тиристора .................... 88

2.3.4. Процесс выключения тиристора..................... 89

2.3.5. Основные характеристики и параметры ОТО-тиристоров..91

2.3.5.1. Электрические параметры тиристоров............ 91

2.3.5.2. Вольт-амперные характеристики тиристоров ......93

Глава 3. Однофазные выпрямители .................................102

3.1. Неуправляемые выпрямители.............................102
3.1.1. Однофазный выпрямитель с нулевым выводом.........102

3.1.1.1. Работа выпрямителя при активной на]рузке.....102

3.1 1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной
нагрузке...............................................ПО

3.1.1.3. Работа выпрямителя при активно-ёмкостной нагрузке .... 115

3.1.1.4. Работа выпрямителя на противоЭДС.............119

3.1.2. Однофазный мостовой выпрямитель..................122

3.1.2.1. Сравнительный анализ схем выпрямления........126

3.2. Управляемые выпрямители..............................127

3.2.1. Однофазный управляемый выпрямитель с нулевым
выводом.................................................127

3.2.1.1. Работа выпрямителя при активной нагрузке.....127

3.2.1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной
нагрузке..............................................133

3.2.1.3. Анализ энергетических показателей управляемого
выпрямителя...........................................137

3.2.1.4. Управляемый выпрямитель с нулевым вентилем...139

3.2.2. Мостовой выпрямитель с неполным числом управляемых
вентилей................................................142

3.2.3. Процесс коммутации в схеме управляемого выпрямителя.145

Глава 4. Трёх фазные выпрямители................................154

4.1 Трёхфазный выпрямитель с нулевым выводом..............154

4.1.1. Работа выпрямителя при активной нагрузке.........154

4.1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке.157

4.2. Трёхфазный мостовой выпрямитель.................... 165

4.3. Трёхфазный мостовой управляемый выпрямитель..........169

4.3.1. Учет коммутации в схеме трёхфазного управляемого
выпрямителя.............................................174

4.4. Энергетические характеристики трёхфазных выпрямителей...177

Глава 5. Автономные и ведомые сетью инверторы...................181

51. Автономные инверторы................................. 181

5.1.1. Автономный инвертор тока . ......................181

5.1.2. Параллельный инвертор тока.......................185

5.1.3. Автономный инвертор напряжения .............. 190

5.2 Трёхфазный автономный инвертор напряжения ............193

5.2 1. Регулирование напряжения инверторов........... 198

5.2 .2. Метод широтно-импульсного регулирования.........198

5.2.3. Метод широтно-импульсной модуляции ..............202

5.3 . Четырехквадрантный преобразователь..................205

5.4 Ведомые сетью инверторы...............................214

5.4.1. Процесс инвертирования тока.................. .215

5.4.2. Работа мостового ведомого сетью инвертора........218

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ...............................................225
ВВЕДЕНИЕ

Правительством Российской Федерации принята программа инновацион-
ного развития экономики, одним из приоритетных направлений которой явля-
ется совершенствование средств силовой электроники и вычислительной тех-
ники. Решение поставленной задачи невозможно без применения новых техни-
ческих разработок, обеспечивающих главенствующее развитие электронной и
преобразовательной техники, являющихся катализаторами научно-технического
прогресса.

Наиболее распространенными компонентами современной технической
электроники являются как традиционные средства микроэлектроники, так и но-
вые полностью управляемые силовые полупроводниковые приборы, являющи-
еся схемотехнической основой трехфазных преобразователей для скалярного и
векторного управления асинхронными двигателями. Без знания принципов ра-
боты этих элементов, особенностей их практического применения невозможна
разработка и внедрение в практику новых высокоэффективных электронных
устройств. Этим составляющим электронной и преобразовательной техники в
работе уделено особое внимание. Рассмотрены все типы преобразователей (вы-
прямители, автономные и ведомые сетью инверторы), выполненные на совре-
менной элементной базе. Подробно описаны процессы в автономном инверторе
напряжения и в четырехквадрантном преобразователе, являющимися основой
современного электропривода.

Нынешний этап развития электронной техники характеризуется значитель-
ным усложнением электронной аппаратуры управления электроприводом, в то
же время современная полупроводниковая техника служит основой для разра-
ботки принципиально новых и перспективных устройств, позволяющих значи-
тельно улучшить качество потребляемой электроэнергии. Решение этих важней-
ших задач приобретает в последнее время актуальное значение.

Курс «Электронной и преобразовательной техники» базируется на знаниях,
приобретенных студентами из курса физики, математики и электротехники. Це-
лью этой работы является углубление знаний студентов в направлении развития
электронной техники и приобретение практических навыков работы с ней. По-
лученные в процессе изучения знания послужат основой для разработки новых
электронных устройств, предназначенных для решения широкого круга при-
кладных задач.

Работа предназначена для студентов, занимающихся изучением дисциплин
из курса электронной и преобразовательной техники, а также может быть по-
лезна для инженерно-технического персонала предприятий, занимающихся
практическими вопросами внедрения и эксплуатации современной электронной
техники.
ГЛАВА 1.

ОСНОВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ЭЛЕКТРОННОЙ ТЕХНИКИ

1.1. Полупроводниковые диоды

1.1.1 Общие сведения

Полупроводниковым диодом называют прибор с двумя выводами (рис. 1.1),
содержащий один электронно-дырочный р-л-псргход.

Анод

Катод

Рис. 1.1. Обозначение полупроводникового диода

В этом и последующих разделах не рассматривается физика явлений, опре-
деляющих функционирование большинства полупроводниковых приборов.
Предполагается, что эти сведения получены читателями из курса «Физические
основы электроники». Укажем лишь, что работа полупроводникового диода ос-
нована на свойстве р-и-перехода проводить ток только в одном направлении.
На условном обозначении диода направление стрелки (от анода к катоду) сов-
падает с направлением протекающего через него тока. На практике наибольшее
применение получили кремниевые полупроводниковые диоды, обладающие
лучшей температурной стабильностью, а также во много раз меньшими обрат-
ными токами по сравнению, например, с германиевыми диодами. Кремниевые
диоды могут работать при температурах -60...+150 °С, а германиевые
-60...+85 °С. Это обстоятельство обусловило применение кремниевых венти-
лей как силовых полупроводниковых приборов в различных видах преобразо-
вателей. Вместе с тем, при одинаковом токе, прямое падение напряжения у
кремниевых диодов в 1,5-2 раза больше, чем у германиевых. В этой связи мощ-
ность, рассеиваемая внутри кремниевого диода и нагрев полупроводниковой
структуры оказывается во столько же раз больше.

Основными методами получения р-п-перехода для выпрямительных диодов
является сплавление и диффузия, определивших типы полупроводниковых дио-
дов (сплавные и диффузионные).

На рис. 1.2 показаны фото двух силовых вентилей: штырьсвого (слева) и
таблеточного (справа) типов, рассчитанных на работу с разными токами.
Рис. 1.2. Фото силовых полупроводниковых вентилей:
О-ВЛ200; б- Д253

1.1.2 . Вольт-амперная характеристика диода

Электрические параметры и выпрямительные свойства диода в основном
определяются видом его вольт-амперной характеристики, т. е. зависимостью
тока 1, протекающего через р-«-переход прибора, от приложенного к нему
напряжения V Эта зависимость достаточно точно аппроксимируется выраже-
нием:

( и

( V \

/=/0 ек-т _] =/о е^т _!

(1.1)

где 1о - обратный ток насыщения диода; к=-1,38-10 23, Дж/К — постоянная Боль-
цмана; <у,. = 1,6-10 1У, Кл - заряд электрона; Т - абсолютная температура;
фт - температурный потенциал р-л-перехода.

При температуре перехода I = 20 °С значение фг составит:

Фг =

1,6-Ю”19

При обратном отрицательном напряжении -С70бр на р-л-переходе свыше де-

сятых долей вольта первым слагаемым е °бр' ' ' ь выражении (1.1) можно пре-

небречь по сравнению с единицей, поэтому обратный ток />-л-перехода в этом
режиме определяется обратным током насыщения: I = /о, который не зависит от
приложенного напряжения -С70бр.

При прямом положительном напряжении (7Пр на р-п-переходе свыше деся-
тых долей вольта можно пренебречь единицей по сравнению со слагаемым

Ц„/0,025 /1 14

е р/ в выражении (1.1), которое в этом случае описывает экспоненциальную
зависимость тока диода I от приложенного прямого напряжения (7пр:

1'пр
/=/0е0,025.

Типовой вид вольт-амперной характеристики (ВАХ) диода представлен на
рис 1.3. В дальнейшем при обозначении и определении основных параметров ди-
одов и тиристоров будем придерживаться требований стандарта ГОСТ 20332-84
«Термины, определения и буквенные обозначения параметров». На характери-
стике рис. 1.3 можно выделить две характерные ветви: прямую и обратную. Пря-
мая ветвь соответствует проводящему состоянию диода при полярности прямого
напряжения Цр, показанного на рисунке. Обратная ветвь характеризует закрытое
состояние диода при соответствующей полярности обратного напряжения С’/е
Прямая ветвь характеризуется малыми значениями прямого напряжения V/ на ди-
оде, а обратная - малыми значениями тока /я, называемого обратным. В соответ-
ствии с этим для большей наглядности на рисунке выбраны различные масштабы
для токов и напряжений прямой и обратной вет вей характеристики.

Рис. 1.3. Вольт-амперная характеристика диода
Как видно из приведенной характеристики, обратный ток /я, в соответствии
с приближенным уравнением (1.1), не зависит от обратного напряжения С’д, по-
этому обратная ветвь ВАХ относительно мало изменяется до приближения к пре-
дельному значению, называемому напряжением пробоя 1]вк. Увеличение обрат-
ного напряжения свыше Нин сопровождается резким возрастанием обратного
тока 7д, которое объясняется лавинообразным увеличением носителей заряда в
р-л-переходе (лавинный пробой).

Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода может быть аппрокси-
мирована прямой линией. Огрезок, отсекаемый этой линией на оси абсцисс, со-
ответствует пороговому напряжению 1/то, а котангенс угла ср, под которым эта
линия пересекает ось абсцисс, представляет собой дифференциальное сопротив-
ление гт = ^мр/\1р = к сГ&р, где к - коэффициент, учитывающий размерности
величин, входящих в формулы.

При таких условиях значения прямого напряжения ир и тока связаны ли-
нейной зависимостью

— ТО

(1-2)

Для силовых вентилей преобразователей средней мощности начальное па-
дение напряжения находится в диапазоне значений 0,6-1,0 В, а дифференциаль-
ное сопротивление - в пределах 0,0005.. 0,0025 Ом. Эти параметры приводятся
в справочных данных вентилей.

За величину прямого падения напряжения (прямое импульсное напряжение)
1/рм, в соответствии с рис. 1 3, принимают падение напряжение на диоде при
протекании импульса тока, равного 3,147/^у значения предельного тока 1глг.

1.1.3 Основные параметры диодов

Предельный ток Телу максимально допустимый средний прямой ток ди-
ода, ограниченный допустимой температурой корпуса прибора.

Под током 1еау понимают [5] среднее за период значение прямого тока (тока
в открытом состоянии), протекающего через прибор, работающим в однофазной
однополупериодной схеме выпрямителя с активной нагрузкой при частоте 50 Гц
синусоидального тока, когда при установившемся тепловом состоянии темпера-
тура корпуса равна заданному значению, а температура р-и-перехода равна мак-
симально допустимой.

На рис. 1.4 показана форма тока диода />, в соответствии с которой рассчи-
таем значение предельного тока 1рау.

В соответствии с приведенным выше определением и рис. 1.4, величину
тока 1рау рассчитаем с использованием выражения для расчета среднего зна-
чения тока:

1 / * I

Тау = — |(7„,ЫПС0Гб/(<0П = --^СО8(0Г = -Ь. (1.3)

^7Т 7Т
Из полученного расчета следует, что амплитуда прямого тока диода связана
с предельным током 1еае соотношением: 1т = 3,14//|г как указано на рис. 1.4.

Рис. 1.4. К расчету предельного тока /141

По величине предельного тока 1рлу полупроводниковые приборы делят на
диоды, рассчитанные на предельный ток до 10 А и вентили, работающие с то-
ками свыше 10 А.

Импульсное прямое падение напряжения 17рм определяется мгновенным
значением прямого напряжения, обусловленное амплитудным значением формы
предельного тока 1т - 3,14/щк (рис. 1.4). Измерение этого параметра произво-
дится при температуре корпуса 20 ± 50 °С.

Повторяющееся 17т/ и неповторяющееся 17кш импульсное напряжение.
Основными параметрами, устанавливаемыми для вентилей (диодов) по напряже-
нию, являются допустимые значения повторяющееся и неповторяющееся им-
пульсное напряжения, прикладываемые к вентилю в закрытом состоянии. Повто-
ряющееся импульсное обратное напряжение 17ккм для диодов нормируется с не-
обходимым запасом по отношению к напряжению пробоя 17вк- Для лавинных
вентилей величина Ппкм составляет 80 % от значения 17вк, т. е. 17ккм< 0,8 17вк.
Число сотен вольт напряжения 17ккм определяют класс вентиля: К = (7вкм /100.
Напряжению 17вям на вольт-амперной характеристике (рис. 1.3) соответствует
повторяющийся импульсный обратный ток /ддм.

При эксплуатации вентиля паспортное значение напряжение Пккм должно
быть не меньше периодически повторяющихся максимальных значений напря-
жения, прикладываемых к закрытому вентилю, например, во время коммутации
тока в преобразователе.

При работе преобразователя могут возникать коммутационные напряжения,
превышающие по амплитуде напряжения при нормальной работе в статических
режимах. Эти перенапряжения не должны превышать значения неповторяюще-
гося импульсного обратного напряжения Цквм.

Ударный неповторяющийся ток в открытом состоянии 1г-км. В аварий-
ных режимах работы преобразователя, связанных, например, с коротким замыка-
нием, через вентиль кратковременно может протекать прямой ток, многократно
превышающий значение предельного тока Лчи. Величина этого тока получила
название ударного тока 1рвм- При протекании этого тока через вентиль превыша-
ется максимально допустимая температура корпуса, но, как предполагается, в та-
ких режимах вентиль работает редко с ограниченным числом повторений.

В таблице 1.1 в качестве примера приведены основные нараме гры вентиля
ВЛ 200 (рис. 1.2, а).
Таблица 1.1

Основные параметры вентиля ВЛ200

Параметр Обозначение параметра Значение параметра
Предельный ток при заданной темпера!уре корпуса, А 1рау 200
Ударный неповторяющийся ток в открытом состоянии, кА 6,6
Повторяющееся импульсное обратное напряжение в закрытом состоянии, В 600-1200
Нсповторяющссся импульсное обратное напряжение в закрытом состоянии, В 750-1500
Импульсное напряжение в открытом состоянии, В Нем 1,35
Пороговое напряжение В 1Тто 0,92
Дифференциальное сопротивление, мОм ГТ 0,684
Повторяющийся импульсный обратный ток, мА 1ккм 12
Максимальная температура полупроводникового перехода, °С Тут 140

1.1.4. Конструкция вентилей

В настоящее время в преобразователях используются силовые вентили
стержневого и таблеточного типов (рис. 1.2). Примером стержневого типа вен-
тиля является рассмотренный выше вентиль ВЛ 200, который имеет следующую
конструкцию, (рис. 1.5, а).

Рис. 1.5. Конструкция вентиля ВЛ200:
а - общий вид, б - кристалл с р-л-переходом

а
К дну медного корпуса 8 припаян выпрямительный элемент, состоящий из
тонкой круглой пластинки кристалла кремния 7 с /«-«-переходом и токоведущих
шайб 6 и 8. Корпус вентиля одновременно служит токопроводом к нижнему
выводу кристалла и основным путем для отвода тепла, выделяющегося в
/.«-«-переходе при нагрузке. В нижней части корпус имеет хвостовик с резьбой 9
для крепления вентиля в охладителе. К верхнему выводу кристалла ток подво-
дится через герметический ввод 1, состоящий из токоведущего стержня 2 и изо-
лятора 3. Внутри корпуса пластина кремния соединена с выводом гибкой встав-
кой 4, выполненной из медного кабеля. С внешней стороны верхний вывод вен-
тиля снабжен гибким кабелем 1 с наконечником. В большинстве случаев анодом
вентиля является корпус 5 прибора, а катодом служит гибкий кабель 1.

Кремниевые шайбы 7 для /«-«-перехода изготавливают из монокристалличе-
ских стержней кремния высокой степени чистоты, от которой зависят основные
показатели перехода. В современных силовых вентилях применяют кремний, в
котором на 109—1010 атомов кремния приходится только один атом примеси. Для
получения необходимой чистоты и монокристаллической структуры стержни
поликристаллического кремния подвергают так называемой зонной плавке или
зонной перекристаллизации. В этом процессе кремниевый стержень, закреплен-
ный вертикально, расплавляется индукционным нагревателем на малом участке
длины. При перемещении стержня зона плавления медленно перемещается вдоль
стержня. За расплавленным участком кремний кристаллизуется, приобретая мо-
нокристаллическую структуру, и одновременно очищается, т. к. атомы примесей
преимущественно остаются в зоне расплава. Зонная плавка ведется в вакууме
или в среде инертных газов.

Круглые стержни монокристаллического кремния разрезают на пластинки
толщиной около 0,5 мм стальными ленточными пилами, применяя абразивные
порошки, или дисковыми алмазными пилами. Полученные шайбы шлифуют и
очищают их поверхности химическим способом.

В готовой кремниевой шайбе /«-«-переход создают двумя способами: сплав-
ным или диффузионным. Б обоих случаях за основу берется кремний, содержа-
щий донорную или акцепторную примесь, т. е. кремниевая шайба, подготовлен-
ная к созданию в ней /«-«-перехода, уже обладает проводимостью р- или и-типа.

При сплавной технологии с одной из сторон кремниевой шайбы наклады-
вают в виде фольги донорное вещество, например сурьму, если применяют крем-
ниевую пластину /«-типа, или акцепторное вещество, например алюминий, если
применяют кремний и-типа. Одновременно с нагреванием кремниевой шайбы,
необходимым для создания /«-«-перехода, производят напайку внешних контакт-
ных шайб из молибдена или вольфрама. Для нагревания применяется индукци-
онный нагрев в вакууме при строго определенной температуре, что обеспечивает
необходимую глубину диффузии и концентрацию атомов донорной и акцептор-
ной примеси.

Для получения /«-«-перехода диффузионным способом кремниевые шайбы
выдерживают при высокой температуре в атмосфере соответствующего веще-
ства, атомы которого диффундируют в кристалл кремния. Переход при этом
образуется с обеих сторон шайбы, но с одной из сторон его потом удаляют шли-
фовкой.

В обоих случаях на кремниевую шайбу с готовым р-п-переходом напаивают
контактные шайбы. Готовый выпрямительный элемент припаивают с одной сто-
роны к дну корпуса, а сверху припаивают гибкий токопровод.

Контактные шайбы выполняют из металлов, у которых температурный ко-
эффициент линейного расширения почти такой же, как у кремния (молибден,
вольфрам). Этим обеспечивается разгрузка кристалла от механических напряже-
ний, возникающих при нагревании вентиля в связи со значительно большим ко-
эффициентом линейного расширения меди, из которого изготовлены корпус и
верхний токопровод.

Основание корпуса прибора выполняют достаточно большой толщины,
чтобы обеспечить хороший отвод тепла от корпуса и исключить его деформацию
при затяжке резьбового крепления к охлаждающему радиатору.

Слабым местом кремниевого вентиля является внешняя поверхность крем-
ниевой шайбы между контактными шайбами 6 и 8 (рис 1.5, а). В этом месте пол-
ное обратное напряжение, приложенное к вентилю, достигающее несколько со-
тен вольт, воздействует на малом расстоянии по поверхности. Для увеличения
этого расстояния кремниевую шайбу обычно сошлифовывают по кромке на ко-
нус (рис. 1.5, б).

1.1.5. Лавинный вентиль

Работа вентиля при обратном напряжении, превышающим напряжение про-
боя Vвк , сопровождается увеличением в р-и-переходе электромагнитного поля,
превышающего величину напряженности поля 104 В/см. Такой режим работы
вентиля возможен при возникновении перенапряжений, возникающих при пере-
ключениях тока в силовых цепях преобразователя. При этом резко увеличива-
ется обратный гок вентиля, обусловленный лавинообразным увеличением носи-
телей заряда (электронов и дырок), вследствие чего наступает лавинный пробой
р-л-перехода.

Особенно опасен лавинный пробой в том случае, когда он происходит не по
всей площади р-и-перехода, а в отдельных ограниченных областях. Через эти
участки проходит в основном весь обратный ток. Плотность этого тока достигает
больших значений даже при сравнительно небольших обратных токах. Темпера-
тура участка пробоя резко повышается, что, в конечном счете, приводит к тепло-
вому пробою и расплавлению кремния вблизи участка пробоя. Таким образом,
выход из строя вентиля связан вначале с лавинным пробоем />-и-перехода, кото-
рый затем переходит в тепловой пробой, т. е. к потере вентилем запирающих
свойств.

При исследовании лавинного пробоя было установлено, что ток пробоя фор-
мируется вдоль хаотично расположенных каналов проводимости, пронизываю-
щих р-и-переход и называемых микроплазмами. Причинами их появления явля-
ются всякого рода неравномерность распределения носителей и нарушения кри-
сталлической решетки кремния.
Если же в полупроводниковой структуре вентиля обеспечено равномерное
распределение тока лавинного пробоя по площади р-о-иерехода. то он способен
пропустить значительный обратный ток без повреждения. Для таких вентилей,
получивших название лавинных, в работе допустимо максимальное обратное
напряжение, сопровождающееся резким увеличением обратного тока. При этом
общая мощность потерь в 7?-/г-переходе от прямого и обратного токов не должна
превышать допустимую мощность по нагреванию

Основное преимущество лавинных вентилей перед силовыми выпрямитель-
ными диодами (нелавинными вентилями) состоит в том, что они не разрушаются
при перенапряжении (при лавинном пробое), а после снятия напряжения восста-
навливают свои запирающие свойства.

Отличительной способностью лавинных вентилей является их способность
выдерживать кратковременные импульсы перенапряжений. В режиме лавинного
пробоя происходит резкое увеличение обратного тока, при котором через вен-
тиль протекает импульс тока с амплитудой 20-30 Л. В отличие от обычных вен-
тилей этот ток не сосредоточивается на отдельных участках (микроплазмах), а
равномерно распределяется по площади кремниевой шайбы. В этом случае
наступает равномерный лавинный пробой, который представляет собой своеоб-
разный электрический разряд через вентиль. При таком разряде напряжение на
вентиле стабилизируется на определенном уровне.

На рис. 1.6 для сравнения приведены ВАХ лавинного 1 и нелавинного 2 вен-
тилей.

Рис. 1.6. ВАХ: 1 — лавинного и 2 — нелавинного вентилей

При наступлении лавинного пробоя (участок а—б) через лавинный вентиль
протекает значительный обратный ток , который, однако, не приводит к вы-
ходу вентиля из строя. Лавинный вентиль выдерживает приложенное к нему об-
ратное напряжение, при этом величина обратного тока ограничена температурой
кристалла кремния.

В нелавинном вентиле начавшийся лавинный пробой (участок в—г) приво-
дит к развитию яевосстанавливаемого теплового пробоя (участок г-д). В режиме
теплового пробоя обратное напряжение С/х на вентиле резко уменьшается, что
свидетельствует о потере его запирающих свойств. При этом через вентиль про-
текает значительный обратный ток 1к при малой величине падения обратного
напряжения 17ц. Из-за этого вышедший из строя вентиль имеет небольшое сопро-
тивление, т. е. становится проводником тока как при прямом, так и при обратном
включении.

Конструкция лавинных вентилей такая же, как и обычных кремниевых вен-
тилей. Способность лавинных вентилей выдерживать кратковременные им-
пульсы перенапряжений обусловлена специальной технологией их изготовле-
ния. При получении р-и-перехода для лавинных вентилей обеспечивается одно-
родность кристалла кремния и равномерное распределение по площади перехода
донорной и акцепторной примеси.

1.1.6. Маркировка силовых вентилей

Каждый вентиль имеет маркировку, представляющую собой комбинацию
букв и цифр. Первым элементом обозначения служат буквы, обозначающие тип
прибора (В - вентиль, Т - тиристор). Второй элемент маркировки обозначает
принадлежность прибора к определенной группе (Л - лавинный, Ч - быстровос-
станавливающийся, Б - быстродействующий). Третий и четвертый элемент ука-
зывают предельный ток 7„4„ вентиля в амперах и класс К = Vккм /100 по повто-
ряющемуся напряжению. Последний элемент означает прямое падение напряже-
ния Д[/ в вольтах.

Пример маркировки вентиля ВЛ 200 11 0,57 УХЛ2: вентиль лавинный с пре-
дельным током 1РЛу = 200 А, повторяющимся импульсным обратным напряже-
нием =11x100 =1100 Ви начальным падением напряжения 0,57 В.

В зависимости от величины начального падения напряжения Цго, вентили
разделяют на две подгруппы:

- подгруппа I: Ь'т = 0,52; 0.53; 0,54 В

- подгруппа II С!то = 0,55, 0,56; 0,57; 0,58 В

Вентили первой (I) подгруппы отмечаются черной полихлорвиниловой лен-
той, закрепленной на выводе катода. Белый цвет ленты указывает на принадлеж-
ность вентиля к второй (II) подгруппе.

Последние позиции маркировки (УХЛ2) указывают на климатическое ис-
полнение вентиля - для умеренного и холодного климата.

1.1.7. Групповое соединение полупроводниковых приборов

Рабочие токи и напряжения выпрямительно-инверторного преобразователя
электровоза, как правило, превышают допустимые значения токов Д-.щи напря-
жений отдельных вентилей. В этой связи приходится применять групповое
соединение вентилей, позволяющее уменьшить величину токов и напряжений
одиночного прибора до допустимого уровня. Для уменьшения тока, протекаю-
щего через вентиль, применяют их параллельное соединение. Уменьшение об-
ратного напряжения на вентиле осуществляется за счет их последовательного
соединения. Однако неидентичность вольт-амперных характеристик вентилей,
соединенных в 1 руппу, приводит к неравномерному распределению тока между
параллельно включенным вентилям и неодинаковому напряжению у последова-
тельно включенных полу проводниковых приборов. Рассмотрим особенности
группового соединения вентилей.

1.1.7.1, Последовательное соединение вентилей

На рис. 1.7, а показано последовательное соединение вентилей 17)1 и 17)2,
имеющих вид обратных ветвей вольт-амперных характеристик, обозначенных,
соответственно, цифрами 1 и 2 на рис. 1.7, 6.

ветви

Рис. 1.7. Последовательное соединение вентилей
а - схема включения, б - вольт-амперные характеристики

При приложении к ветви последовательно включенных вентилей обратного
напряжения С/ВСТви через нее протекает обратный ток Детви, который является об-
щим как для вентиля 17)1, так и для вентиля 17)2. В соответствии с приведен-
ными вольт-амперными характеристиками, по известному значению тока вен-
тиля (Детви) можно определить величину напряжения, приходящуюся на каждый
из приборов. Из построения на рис. 1.7, б следует, что к вентилю УО1 прикла-
дывается напряжение 17т1, а к вентилю УО2 - напряжение . Из рисунка
видно, что общее обратное напряжение Добр ветви распределяется неравномерно
между вентилями ([Дщ > На практике это приводит к увеличению напря-
жения на одном из вентилей, что может превысить допустимую для него вели-
чину обратного напряжения и выходу его из строя. В этой связи последователь-
ное соединение вентилей, как правило, требует применения специальных
устройств для обеспечения равномерного распределения напряжения между вен-
тилями.

Если внешнее обратное напряжения Двгаи, прикладываемое к вентилю пре-
вышает его допустимое обратное напряжение СДм/, то требуемое число последо-
вательно включаемых вентилей рассчитывается по формуле:

И
поел

ветви

(1-4)

и округляется до ближайшего целого большего числа.
1.1.7.2. Параллельное соединение вентилей

На рис. 1.8, а показано параллельное соединение вентилей 17ЭI и ИО2, вольт-
амперные характеристики которых, показаны, соответственно, цифрами 1 и 2 на
рис. 1,8, б.

Рис. 1.8. Параллельное соединение вентилей:
а — схема включения, б — вольт-амперные характеристики

При приложении к параллельно включенным вентилям 1721 и 17)2 прямого
напряжения (полярность указана на рис. 1.8, а) через них протекают прямые токи
Тут и 1уо2- При этом прямое падение напряжения Л№ является одинаковым как
для вентиля 17)1, так и для вентиля У02. В соответствии с приведенными вольт-
амперными характеристиками, по известному значению падения напряжения на
вентиле (ЛС7-) можно определить величины прямых токов Тут, Тут, протекаю-
щих через каждый вентиль. Из построения на рис. 1.8, б следует, что через вен-
тиль Ю1 протекает ток Тут, а через вентиль 002 - ток /из?. Из рисунка видно,
что общий ток в неразветвленной части цепи /ветви распределяется неравномерно
между вентилями (Тут > ТуоТ). На практике это приводит к увеличению прямого
тока через один из вентилей, что может вызвать превышение допустимой темпе-
ратуры прибора и выход его из строя В этой связи параллельное соединение вен-
тилей также требует применения специальных мер для обеспечения равномер-
ного распределения токов между вентилями.

Если ток /ветви в неразветвленной части цепи превышает значение предель-
ного тока вентиля Ллг, то требуемое число параллельно включаемых вентилей
рассчитывается по формуле:

пар

ветви

ЕЛУ

(1 5)

и округляется до ближайшего целого большего числа.
1.1.7.3. Способ распределения обратного напряжения

С целью выравнивания обратного напряжения между последовательно
включенными вентилями параллельно каждому из них включается шунтирую-
щий резистор 7?ш(рис. 1.9), сопротивление которого в Омах можно определить
из соотношения [7]:

_ П^ККМ ^тах

(16)

где п - число последовательно включенных приборов; Стм - наибольшее допу-
стимое значение обратного напряжения вентиля, В; - наибольшее напряже-
ние на ветви с последовательно включенными вентилями, В; 1кцм- наибольший
обратный ток в закрытом состоянии, А.

Рис. 1.9 Включение вентилей с шунтирующими резисторами:
а - схема включения, б - схема замещения

Известно, что обратные напряжение 1Лт>1, 11гт между участками электриче-
ской цепи распределяется пропорционально их сопротивлениям. В схеме
рис. 1.9 имеется два участка цепи, каждый из которых состоит из параллельно
соединенных вентиля И>1(РТ>2) и шунтирующего резистора В... Для уяснения
принципа работы схемы заменим исходную схему рис. 1.9, а эквивалентной схе-
мой замещения рис. 1.9, б. Вентили 1'7)1 и 1'7)2 представлены в виде эквивалент-
ных резисторов Кут и В-рт. представляющих собой сопротивление вентиля при
обратном включении: Вт = 11ккм / 1ккм. При большой величине обратного напря-
жения Цккм и малом значении обратного тока вентиля /ним сопротивление вен-
тиля Вт составляет десятки МОм. Принимаем значение сопротивления шунти-
рующего резистора 7?ш, как минимум, на порядок меньше эквивалентного сопро-
тивления вентиля В го. Эквивалентное сопротивление /7,кв параллельно включен-
ных резисторов Вш и Вго рассчитывается по формуле:

Аэкв

(1-7)
Поскольку сопротивление шунтирующего резистора Кш « Кур, можно пре-
небречь величиной Аш в знаменателе формулы (1.7), после чего имеем:

п — 1УУР

экв 7?

КУР

(1.8)

После сокращения числителя и знаменателя в (1.8) на Куо получим, что эк-
вивалентное сопротивление 7?ЭКв параллельно включенных резисторов Кш и Кт
не зависит от сопротивления (параметров) вентиля, а определяется только вели-
чиной шунтирующего резистора Аш, т. е. Аэкв = Кш. Таким образом, изготовив
шунтирующие резисторы с минимальным разбросом сопротивлений, можно
обеспечить равномерное (пропорционально Кш) распределение обратного напря-
жения (Ткш, между последовательно включенными вентилями ТО1 и 17)2.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. На чем основан принцип работы полупроводниковых приборов?

2. Укажите преимущества и недостатки кремниевых диодов по сравнению с
германиевыми.

3. Изобразите вольт-амперную характеристику диода

4. Назовите основные параметры диодов.

5. Расскажите об основных способах получения р-и-перехода.

6 Укажите особенности конструкции и работы лавинного вентиля

7. Напишите формулы для расчета числа последовательно и параллельно
включенных вентилей.

1.2. Кремниевые стабилитроны

1.2.1. Общие сведения

При равномерном распределении тока лавинного пробоя по площади
/7-77-перехода полупроводниковый прибор способен пропустить значительный
обратный ток без его повреждения Это явление используется в диодах малой
мощности, получивших название кремниевых стабилитронов или опорных дио-
дов. Стабилитрон имеет следующее схемное обозначение:

Анод

Катод

Рис. 1.10. Обозначение кремниевого стабилитрона

При изготовлении стабилитронов наиболее широко используются сплавной
и диффузионный методы (см. 1.14) получения р-л-перехода. Исходным матери-
алом при изготовлении стабилитронов служит пластинка кремния л-типа. В нее
вплавляется алюминий, являющийся акцепторной примесью для кремния. Кри-
сталл с «-переходом помещается обычно в герметизированный металлический
корпус.

Нормальным режимом работы стабилитронов является работа при обратном
напряжении, соответствующему обратному электрическому пробою р-и-перехо-
да. Лавинный механизм электрического пробоя р-и-перехода наблюдается как у
кремниевых, так и у германиевых диодов. Однако выделение тепла, сопровожда-
ющее эти процессы, приводит для германия к дополнительной тепловой генера-
ции носителей заряда, искажающей картину лавинного пробоя. В этой связи в ка-
честве исходного материала для полупроводниковых стабилитронов используется
кремний, обладающий более высокой температурной стабильностью.

На рис. 1.11 показаны фото трех стабилитронов, имеющих стеклянный,
пластмассовый и металлический корпуса.

Рис. 111. Варианты изготовления стабилитронов

1.2.2. Вольт-амперная характеристика стабилитрона

Важнейшей характеристикой стабилитрона является его вольт-амперная ха-
рактеристика (рис. 1.12).

Рис. 1.12. Вольт-амперная характеристика стабилитрона
В прямом включении вольт-амперная характеристика стабилитрона практи-
чески не отличается от прямой ветви любого кремниевого диода. Обратная ветвь
характеристики имеет вид прямой вертикальной линии, проходящей почти па-
раллельно оси токов. Благодаря этому при изменении в широких пределах об-
ратного тока 1г падение напряжения Уг на приборе практически не изменяется.
Это свойство кремниевых стабилитронов позволяет использовать их в качестве
стабилизаторов напряжения

Поскольку электрический пробой стабилитрона наступает при сравни-
тельно низком обратном напряжении, то мощность, выделяющаяся в р-д-персхо-
де даже при значительных обратных токах, будет небольшой, что предохраняет
р-л-переход от необратимого теплового пробоя. Превышение предельно допу-
стимого обратного тока стабилитрона приводит, как и в обычных диодах, выходу
прибора из строя,

1.2.3. Основные параметры стабилитрона

Основными параметрами кремниевых стабилитронов являются:

Напряжение стабилизации V? - значение напряжения на стабилитроне
при протекании заданного тока стабилизации 1г- Этим значениям соо1ветствует
рабочая точка 2 на обратной ветви ВАХ.

Минимальный ток стабилизации 1гк- ток, при котором возникает устой-
чивый лавинный пробой и обеспечивается заданная надежность работы. Этому
значению тока соответствует точка а на рис. 1.12.

Максимально допустимый ток стабилизации - ток, при котором до-
стигается максимально допустимая мощность рассеивания ^гих=1г-/2М- Это
значение тока показано буквой б на рис. 1.12.

Дифференциальное сопротивление 2г- отношение приращения напряже-
ния на стабилитроне к приращению тока в режиме стабилизации

(1-9)

Величина 2г характеризует степень постоянства напряжения стабилизации при
изменении тока пробоя и определяется из построений, приведенных на рис. 1.13.

Рис. 1.13. Определение дифференциального сопротивления
Максимальная мощность рассеивания Ртах - наибольшая мощность, вы-
деляющаяся в р-и-переходе, при которой не возникает тепловой пробой пере-
хода.

Температурный коэффициент напряжения стабилизации Тс (ТКН)-
отношение относительного изменения напряжения стабилизации к абсолютному
изменению температуры АГ окружающей среды (%/°С).

Гс(7КН) = АГ2/(Г2-АГ).

(1.Ю)

Величина Тс (ТКН } показывает: на сколько процентов изменится напряже-
ние стабилизации при изменении температуры на 1 градус.

Важнейшие параметры стабилитрона К/, 1г соответствуют рабочей точке 2
вольт-амперной характеристики стабилитрона (рис. 1.13). Обычно точка 2 рас-
полагается на середине рабочего участка аб обратной ветви вольт-амперной ха-
рактеристики стабилитрона.

В качестве примера в таблице 1.2 приведены основные параметры стабилит-
рона Д814Д, используемого в цепях стабилизации блоков управления.

Таблица 1.2

Основные параметры стабилитрона Д814Д

1/, в /я, мА Т^тах, мВт Ух 2г, Ом ТКН 10Ч %/°с 1г
т1п, В тах, В шт, мА тах, мА
13 5 340 11,5 14 18 9,5 3 24

1.2.4. Параметрический стабилизатор напряжения

Наиболее распространенная схема стабилизатора постоянного напряжения
на кремниевом стабилизаторе приведена на рис 1.14.

Рис. 1.14. Схема стабилизатора напряжения

Схема представляет собой делитель напряжения, состоящий из резистора К
и стабилитрона УТ). При изменении питающего напряжения С;'вх напряжение на
стабилитроне и, соответственно, на сопротивлении нагрузки Ка изменяется не-
значительно, в чем и выражается стабилизирующее действие схемы. Из рисунка
следует, что стабилитрон ИО включен на обратное напряжение, которое посту-
пает на вход схемы. С помощью резистора К устанавливается рабочий режим
стабилитрона, т. е, такой режим, когда при холостом ходе (отключении /?„) в цепи
стабилитрона протекает ток О, которому соответствует напряжение стабилиза-
ции С/ (точка 2 на рис. 1.13). Для повышения температурной стабильности ра-
боты схемы стабилизатора последовательно со стабилитроном ИО включают в
прямом направлении дополнительный диод ИОо. С повышением температуры
уменьшается прямое падение напряжения на диоде ИОо, а на обратно включен-
ном /7-и-переходе стабилитрона ИО - возрастает. При колебаниях температуры
напряжения на стабилитроне ИО и диоде ИОо изменяются с различными знаками,
т. к. ТКН стабилитрона положителен, а германиевого диода ИОо - отрицателен.
За счет такой компенсации напряжений обеспечивается температурная стабиль-
ность схемы. В схеме рис. 1.14 могут использоваться диоды Д7А-Д7Г, Д310,
Д311, Д18, Д9А-Д9Г.

Вместе с тем, схема рис. 1.14 может обеспечивать стабилизацию напряже-
ния маломощной нагрузки с током, не превышающим 20 % тока стабилизации /я
стабилитрона ИО. Поэтому такая схема используется, как правило, в качестве
источника опорного напряжения в других типах стабилизаторов напряжения.

1.2.5. Стабисторы

Стабисторы - полупроводниковые диоды, в которых для стабилизации
напряжения используется прямая ветвь вольт-амперной характеристики. В по-
лупроводниковых стабисторах используют кремний с относительно большой
концентрацией примесей В отличие от стабилитронов, стабисторы имеют ма-
лое напряжение стабилизации (кремниевые стабисторы - около 0,7 В, а герма-
ниевые - 0.4 В).

Параметры стабисторов аналогичны параметрам стабилитронов, а их мак-
симальные значения тока, мощности и тепловые параметры аналогичны тем, ко-
торые имеют выпрямительные диоды.

1.2.6. Маркировка стабилитронов

Современная маркировка отечественных кремниевых стабилитронов со-
стоит из нескольких позиций. Первая буква К в обозначении указывает на ис-
ходный материал (кремний), из которого изготовлен стабилитрон. Вторая буква
С указывает на тип полупроводникового прибора - стабилитрон. Следующие
три цифры маркировки косвенно указывают величину напряжения стабилизации
У2. Последняя буква указывает на принадлежность стабилитрона к группе. В ка-
честве примера в таблице 1.3 приведены маркировки и параметры соответству-
ющих стабилитронов, которые получили наибольшее распространенных в схе-
мах питания интегральных микросхем.
Таблица 1.3

Параметры стабилитронов

Тип /ж, мА км, мА 1/, В .Ртах, Вт
КС 147 А 3 58 4,2...5,2 0,3
КС156А 3 55 5,0...6,2 0,3
КС447А 3 159 4,0...5,3 1,0
КС456А 3 139 4,8...6,2 1,0

Как следует из таблицы, средние значения напряжения стабилизации стаби-
литронов Уг соответствуют двум последним цифрам их маркировки.

Кроме указанного способа обозначений используются и другие способы
маркировки стабилитронов, например, Д814Д, приведенном в разделе 1.2.3.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Могут ли кремниевые диоды работать в режиме лавинного пробоя?

2. Объясните физический смысл основных параметров кремниевых стаби-
литронов.

3. Составьте схему для снятия вольт-амперной характеристики стабилит-
рона.

4. Расшифруйте маркировку стабилитрона КС156А.

5. Поясните принцип работы стабилизатора напряжения.

6. Объясните физический смысл параметра стабилитрона: «Дифференци-
альное сопротивление гСт Диф».

1.3. Биполярные транзисторы

Транзистором называется полупроводниковый прибор, имеющий три вы-
вода и два р-и-псрсхода.

В 1948 г. сотрудники научно-исследовательского центра ВеП ЬаЬя Уильям
Шокли, Джон Бардин и Уолтер Браттейн представили первый германиевый то-
чечный транзистор, позволяющий усиливать электрические сигналы. Само слово
транзистор (1гапзй>1ог) образовано путем соединения двух терминов, (гапясоп-
Лие1апсе (преобразование проводимости) и гапяюг (нелинейный резистор),
К 1950 г. нетехнологичный точечный транзистор уступил место плоскостному,
основанному на ^-«-переходах. В 1956 г. изобретатели транзистора получили Но-
белевскую премию.

На рис. 1.15 представлены фото биполярных транзисторов различного ис-
полнения и мощности.
Рис. 1.15. Биполярные транзисторы

1.3.1. Устройство биполярных транзисторов

Схематическое устройство плоскостного биполярного транзистора с двумя
р- «-переходами показано на рис. 1.16.

Рис. 1.16. Схематическое изображение транзистора:
а - транзистор я-р-л-типа, б - транзистор /гл-р- гипа

Основой транзистора является кристалл германия или кремния (германие-
вые и кремниевые транзисторы), в котором созданы три области различных ти-
пов проводимостей. Две крайние области обладают проводимостью одинакового
типа, противоположного проводимости средней области. На рис. 1.16, а изобра-
жен плоскостной транзистор, у которого крайние области обладают электронной
проводимостью «-типа, а средняя - дырочной (р-типа). Такие приборы называют
транзисторами и-р-и-типа. У транзисторов другого типа, схематическое изобра-
жение которых показано на рис. 1.16, б, крайние области обладают дырочной
проводимостью р, а средняя - электронной п. Такие приборы называют, соответ-
ственно, транзисторами р-л-р-типа. Соответствующие схемные изображения
транзисторов также показаны на рис. 1.16.

Средняя область транзисторов называется базой, одна из крайних областей
называется эмиттером, а другая - коллектором. К каждой из областей припаяны
выводы, при помощи которых приборы включаются в схему. Из рис. 1.16 видно,
что в транзисторе имеется два /(-«-перехода: эмиттерный П1 (между эмиттером
и базой) и коллекторный П2 между базой и коллектором.
Устройство сплавною транзистора показано на рис. 1.17.

Рис. 1.17 Устройство сплавного транзистора

Р-л-переходы транзистора П1 и П2 получены с помощью широко распро-
страненного метода вплавления Базой (Б) такого транзистора служит пластина
германия или кремния типа р или и, на которую с обеих сторон наплавляются
кусочки акцепторного вещества (индий или алюминий). При этом вблизи гра-
ниц сплавления в толщине германия или кремния образуются два слоя с необ-
ходимым типом проводимости, представляющие собой эмиттер и коллектор
прибора. Расстояние между областями эмиттера и коллектора очень мало - по-
рядка нескольких микрометров. Следовательно, область базы представляет со-
бой очень тонкий слой. Кроме того, концентрация атомов примеси в области
базы незначительна - во мною раз меньше, чем в эмиттере. Это является важ-
нейшим условием работы транзистора. Кроме того, для простоты рассуждений
принимаем, что концентрации основных носителей заряда в коллекторе и эмит-
тере одинаковы.

Функция эмиттерного перехода сводится к инжектированию (эмитирова-
нию) носителей заряда из эмиттера в базу, функция коллекторного перехода -
сбор носителей заряда, прошедших через базовый слой. Чтобы носители заряда,
инжектируемые эмиттером и проходящие через базу, полнее собирались коллек-
тором, площадь коллекторного перехода П2 делают больше площади эмиттер-
ного перехода П1

В транзисторах типа и-р-и-функции всех трех слоев и их названия анало-
гичны, изменяется лишь тип носителей заряда, прошедших через базу: в прибо-
рах р-л-р-тмпа это дырки, а в приборах и-р-и-типа - электроны.

1.3.2. Принцип работы транзистора

1.3.2.1. Схема подключения транзистора

Для рассмотрения принципа работы биполярного транзистора воспользу-
емся схемой, представленной на рис. 1.18.
ГЭ УК

Рис. 1.18. Включение транзистора в активном режиме работы:
а - подключение внешних источников питания, б - полупроводниковая структура диода

Из рисунка следует, что транзистор (рис. 1.18, а) представляет собой, по су-
ществу, два полупроводниковых диода (рис 1.18, б), имеющих одну общую об-
ласть - базу. Эмиттерный переход П1 представлен диодом ИЭ, а коллекторный
переход 112 - диодом УК.

К эмиттерному и коллекторному переходам транзистора подключены внеш-
ние источники напряжения, соответственно, Еъэ и Л’кь. Обычно Якб » Еъэ-

Каждый из переходов транзистора можно включить как в прямом, так и в
обратном направлении. В зависимости от этого различают три режима работы
транзистора:

- режим отсечки - оба перехода включены в обратном направлении, при
этом через коллектор транзистора протекает сравнительно небольшой ток, обу-
словленный неосновными носителями заряда базы и коллектора;

- режим насыщения - оба р-л-иерсхода открыты;

- активный режим — на эмиттерный переход подано прямое напряжение Еъэ,
а на коллекторный - обратное /Гкь.

В активном режиме транзистор выполняет функция активного элемента в
схемах усиления сигналов. Такое включение транзистора получило наибольшее
распространение, поэтому принцип работы транзистора рассмотрим на примере
его работы в активном режиме, которому соответствует полярность напряжений
Ебэ и Екб, указанных на рис. 1.18.

1.3.2.2. Процесс образования коллекторного тока

Для уяснения механизма образования коллекторного тока транзистора рас-
смотрим вначале процесс переноса основных носителей заряда в полупроводни-
ковых структурах р- и и-типа (рис. 1.19).

Исторически сложилось, что положительное направление протекания тока
в электрической цепи принято от «+» к «-» источника питания Е. Известно
также, что в любом замкнутом контуре электрической цепи ток во всех ее эле-
ментах имеет одинаковую величину и направление. В этой связи направление
тока как во внешней цепи 1^^, так и во внутренней структуре полупроводника
/ должно быть одинаковым.

Рис. 1.19. Процесс образования тока в полупроводнике:
а -/2-типа; б - д-типа

Как следует из рис. 1.19, а, направление тока /внут, связанного с движением
дырок в полупроводнике/>-типа, совпадает с направлением тока во внешней цепи
/внеш, а движение электронов в полупроводнике и-типа, образующих ток /виут, про-
тивоположно току внешней цепи. Отсюда можно сделать заключение, что при
дальнейшем рассмотрении процесса переноса электронов и дырок в структуре
транзистора положительное направление тока следует связывать с направлением
движения дырок, а электронную составляющую тока - с противоположным
направлением их движения. Этими обстоятельствами обусловлен выбор транзи-
стора структуры р-п-р, в котором ток образован преимущественно движением
основных носителей заряда - дырок. Процесс образования тока транзистора рас-
смотрим с помощью рис. 1.20.

В отсутствии внешних напряжений Ебэ и Екб на границах раздела трех слоев
образуются объемные заряды (р и-переходы), создающие внутреннее электриче-
ское поле. Между слоями действует внутренняя разность потенциалов Потенци-
альный барьер в каждом из //-«-переходов устанавливается такой величины,
чтобы обеспечить равенство нулю протекающих через них в противоположном
направлении диффузионного и дрейфового токов. Поскольку концентрация ос-
новных (и неосновных) носителей заряда в эмиттерном и коллекторном слоях
приняты одинаковыми, потенциальные барьеры в обеих р-и-переходах будут
одинаковыми. Если за нулевой уровень отсчета принять потенциал базы, то рас-
пределение разности потенциалов в транзисторе в отсутствие внешних напряже-
ний будет иметь вид, показанный пунктиром на рис. 1.20, б.

Как отмечалось выше, в активном режиме работы транзистора внешние
напряжения подключаются к транзистору таким образом, чтобы обеспечивалось
смещение эмиттерного перехода в прямом направлении, а коллекторного пере-
хода - в обратном направлении. Это достигается с помощью двух источников
Ебэ и Екб (рис. 1.20, а).

Изучим процессы, протекающие в эмиттерном переходе, базовом слое и
коллекторном переходе транзистора.
Рис. 1.20. Процесс образования коллекторного тока:
а - составляющие тока транзистора, б - потенциальная диаграмма

Поскольку в эмиттерном переходе внешнее напряжение Ебэ действует в
прямом направлении, потенциальный барьер для дырок - основных носителей
зарядов эмиттерного слоя - уменьшается на величину С'бэ и дырки из эмиттера
под действием диффузии будут в большом количестве переходить (инжектиро-
вать) в область базы. Эта составляющая тока эмиттера обозначена на рис. 1.20, а
как Ер. Анало] ичным образом увеличивается поток электронов /э» (основных но-
сителей заряда области базы) из базы в область эмиттера. Следует обратить вни-
мание на то, что электронная составляющая тока эмиттера /м имеет противопо-
ложное движению электронов направление. Таким образом, ток эмиттерного пе-
рехода и тока цепи эмиттера можно представить в виде:

I э эп

(1.11)

Дырочная составляющая тока 1эр эмиттера создается потоком дырок, пере-
ходящих из эмиттера в базу. Большинство дырок, достигших базового слоя, в
последующем достигают коллектора и вызывают коллекторный ток транзистора.
Эмиттерная составляющая тока 1эп обусловлена движением электронов из базы в
эмиттер. Она замыкается по входной цепи через источник Еьъ и не используется
полезно для создания тока в коллекторной цепи транзистора. Таким образом,
функция эмиттерного перехода и процессы в эмиттерном переходе сводятся к
инжекции носителей заряда (дырок) в базу.
Одним из важнейших показателей эмиттерного перехода является так назы-
ваемый коэффициент инжекции у, показывающий, какую часть от полного эмит-
терного гока/э составляет его дырочная составляющая 11р:

У = ЦР1Ц- (1.12)

Для повышения качества эмиттерного перехода необходимо, чтобы элек-
тронная составляющая эмиттерного тока 1эп была существенно меньше его ды-
рочной составляющей /у>, Это достигается значительным превышением концен-
трации основных носителей заряда (дырок) в эмиттере над концентрацией основ-
ных носителей заряда (электронов) в базе. Для выпускаемых промышленностью
транзисторов коэффициент инжекции у = 0,97-0,995.

Процессы в базовом слое определяются в основном поведением дырок, пе-
решедших в базу через эмиттерный переход. Дырки, попав в базу, для которой
они является неосновными носителями заряда, начинают рекомбинировать с
электронами базы. Поскольку рекомбинация - процесс не мгновенный, то почти
все дырки успевают пройти через тонкий слой базы и достигнуть коллекторного
р-л-перехода прежде, чем произойдет рекомбинация. В результате рекомбина-
ции количество дырок, достигших коллектора, не будет равно количеству дырок,
поступивших из эмиттера. Следовательно, дырочная составляющая коллектор-
ного тока 1кр будет меньше дырочной составляющей эмиттерного тока />,,.

Вместе с тем, рекомбинация дырок с электронами создает недостаток элек-
тронов, требующихся для компенсации дырок, постоянно поступающих в базу
из эмиттера. Необходимые для рекомбинации электроны поступают по цепи
базы, создавая базовый ток транзистора 1ъР (рис 1.20, а). Следовательно, раз-
ность между дырочными составляющими эмиттерного и коллекторного токов
представляет собой ток базы, обусловленный рекомбинацией в ней дырок. Соот-
ношение для дырочной составляющей токов транзистора имеет вид:

(1.13)

Для определения части дырок, прошедших из эмиттера в коллектор, вводят
коэффициент переноса дырок в базе 8, который равен отношению дырочной состав-
ляющей коллекторного тока /кр к дырочной составляющей эмиттерного тока 1эр:

$ = 1кр1Цр- (1.14)

Желательно, чтобы величина коэффициента 8 как можно меньше отлича-
лась от единицы. Способы приближения к единице коэффициента 8 направлены
на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается
за счет уменьшения толщины базового слоя. Типовые значения коэффициента 8
для транзисторов находятся в диапазоне значений 0,96-0,996.

Подойдя к коллектору, дырки начинаю! испытывать действие электриче-
ского поля коллекторного р-л-перехода. Это поле для дырок является уско-
ряющим, поэтому они быстро втягиваются из базы в коллектор и создают ток кол-
лектора транзистора. Таким образом, роль коллекторного р-и-перехода предна-
значена для перевода дырок, достигших этого перехода, в коллекторную область.
Коллекторный ток транзистора, обусловленный дырочной сос гавляющей тока 7кр
(рис. 1.20, а), связан с током эмиттера Л коэффициентом передачи тока а:

« = (1-15)

1 э

Умножив числитель и знаменатель (1.15) на /,,,, получим:

а = = (1.16)

Следовательно, коэффициент а тем ближе к единице, чем меньше отлича-
ются от единицы коэффициенты у и 5.

Наличие коллекторного перехода, включенного в обратном направлении,
приводит к появлению дополнительной неуправляемой составляющей тока кол-
лектора, обусловленной протеканием обратного тока коллекторного перехода До
(рис 1.20, а). Как известно, обратный ток р-и-перехода создается неосновными
носителями заряда (дырок в базе и электронов в коллекторе) из ближайших об-
ластей обратно включенного коллекторного перехода. Поскольку концентрация
неосновных носителей заряда зависит от температуры, величина обратного тока
также зависит от температуры, поэтому этот ток часто называют тепловым. От
величины тока эмиттера ток /ко не зависит.

На рис. 1.21 дана наглядная картина протекания токов через транзистор в
рассматриваемой схеме. В соответствии с изложенным выше, ток эмиттера/э ра-
вен сумме дырочной и электронной составляющих:

/р=Л,+4г (1.17)

Рис. 1.21. Диаграмма составляющих тока в транзисторе
До.

Ток коллектора Д состоит из дырочной составляющей Д, и теплового тока

Л ~ ^кр + ^кО

(1.18)

Ток базы /е равен алгебраической сумме электронной составляющей тока
эмиттера 1-,п, рекомбинационной дырочной составляющей и теплового тока До:

16=1эП + 1бр-1кО- (1.19)

Таким образом, принцип действия биполярного транзистора основан на со-
здании транзитного (проходящего) потока носителей заряда из эмиттера в кол-
лектор через базу и управлении коллекторным (выходным) током за счет изме-
нения эмиттерного (входного) тока. Следовательно, биполярный транзистор
управляется током.

Основное соотношение для токов транзистора составляется по первому за-
кону Кирхгофа:

(1.20)

С учетом теплового тока До и соотношения (1.15) уравнение (1.18) для кол-
лекторного тока может быть представлено в виде:

Д=оД+/к0.

(1-21)

1.3.3. Схемы включения транзисторов

Существуют три способа включения транзистора (рис. 1.22): с общей базой
(ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Различие схем вклю-
чения зависит от того, какой из выводов транзистора является общим для вход-
ной и выходной цепи. В схеме с ОБ общей точкой входной и выходной цепей
является база, в схеме с ОЭ - эмиттер, а в схеме с ОК - коллектор.

В схемах с общей базой и общим эмиттером ток, протекающий через источ-
ник входного сигнала, называется входным током Дх. Выходным током является
ток Дых, замыкающийся через цепь сопротивления нагрузки /Д.

Для схемы с общей базой (рис. 1.22, а) входным током является ток эмит-
тера Дх = Д, а выходным - Дых » Д ток коллектора.

Независимо от схемы включения, транзисторы характеризуются коэффици-
ентом прямой передачи тока, определяемым отношением выходного тока Дых к
вызвавшему его входному току Дх. В соответствии с выражением (1.15) (прене-
брегая малой величиной тока До), для схемы с общей базой таким коэффициен-
том может служить коэффициент передачи тока эмиттера:
а —

(1.22)

Рис. 1.22. Схемы включения транзистора:

а - с общей базой (ОБ), б - с общим эмиттером (ОЭ), в - с общим коллектором (ОК)

Из этого соотношения следует, что (при а ~ 1) эта схема включения транзи-
стора не является усилителем по току.

Поскольку ток эмиттера Д - наименьший из всех токов транзистора, то
схема с общей базой имеет малое входное сопротивление:

вх

(1.23)

Низкое входное сопротивление схемы с общей базой (единицы-десятки Ом)
является ее существенным недостатком, т. к. это сопротивление оказывает шун-
тирующее действие на выходное сопротивление предыдущего каскада схемы.

В схеме с общим эмиттером (рис. 1 22, б) входным током является малый
по величине ток базы /вх = /в. В выходной цепи этой схемы протекает ток коллек-
тора /вььх = Л. Следовательно, коэффициент прямой передачи тока для схемы с
общим эмиттером:

(1.24)

Найдем соотношение между коэффициентами р и а. Для этого воспользу-
емся уравнением токов /6 =/э -/к и подставим его в знаменатель ф-лы (3.14):

Р = ^ = /к =---1--.

/6 /э-4 4/4-1

(1.25)
Учитывая, что /э / /к = 1 / а, получим:

п а

Р = ---. (1.26)

1-а

При значении а = 0,98 величина

Таким образом, в схеме с общим эмиттером можно получить коэффициент
прямой передачи тока порядка нескольких десятков. Иными словами, транзистор
в схеме с ОЭ дает усиление по току. Это является важнейшим преимуществом
схемы с ОЭ, чем, в частности, определяется ее более широкое применение по
сравнению со схемой с ОЕ

Входное сопротивление схемы с общим эмиттером значительно больше,
чем в схеме с общей базой. Это следует из очевидного неравенства с учетом того,
что Д » /*;

Достоинством схемы с ОЭ следует также считать возможность питания ее
от одного источника напряжения, поскольку на базу и коллектор подаются пита-
ющие напряжения одного знака. Поэтому схема с ОЭ в настоящее время является
наиболее распространенной. Однако, следует отметить, что температурная ста-
бильность схемы с ОЭ оказывается несколько хуже, чем схемы с ОБ.

Особенностью схемы с общим коллектором (рис. 1.22, в) является то, что
нагрузка Ан включена в цепь эмиттера транзистора, а напряжение источника пи-
тания Ег напрямую подключается к катоду транзистора УТ

Из рис. 1.22, в следует, что входное СА и выходное (7Вых = С/и напряжения
схемы отличаются на величину падения напряжения Е'бч = 0,6 0,7 В в эмиттер-
ном переходе транзистора, смещенного в прямом направлении:

^=^вх-^6,- (1.29)

Пренебрегая малой величиной падения напряжения О'йч, можно считать, что

Ц^Чх' (1.30)

т. е. напряжение на выходе схемы (7Вых = (А повторяет входное напряжение (7Вх.
В этой связи схема включения транзистора с ОК получила и другое название -
эмиттерный повторитель (ЭП).
Кроме того, схема с общим коллектором (ОК) отличается наибольшей по
сравнению с другими схемами включения транзистора величиной входного со-
противления Явх. Это означает, что источник входного сигнала будет отда-
вать меньшую мощность, если нагрузку подключить через эмиттерный повтори-
тель. Благодаря этому источник входного сигнала может работать на сопро-
тивление нагрузки, имеющей низкое сопротивление без потери формы сигнала.

Входное сопротивление схемы Лвх определяется по известному соотно-
шению:

В-~~- Г
вх о

(1.31)

Напряжение на базе транзистора [76 превышает напряжение эмиттера на
величину падения напряжения эмиттерного перехода Аб, = 0,6-0,7 В, т. е.

а6=а,+а6э=аэ+(о,6...о,7)а

(1.32)

Напряжение на эмиттере транзистора С) определяется падением напряже-
ния на сопротивлении нагрузки от протекания через него тока эмиттера Д:

А,=/, Кн.

(1.33)

С учетом (1.33) (пренебрегая малой величиной напряжения 1Л3) выражение
(1.32) принимает вид:

(1.34)

Токи входной А, = А и выходной =А цепи схемы связаны известным
ВХ О ВЫЛ. к

(1.24) соотношением: Ак = р А6. Н соответствии с (1.20), выражая ток коллектора
как 1к=13-16, получим, что 13—16=$1Ъ, откуда ток базы транзистора можно
определить как:

(1.35)

Подставляя в уравнение для входного сопротивления (1.31) значения напря-
жения Не (1.33) и тока А базы (1.35), получим:

ВХ

Ц /,/(! + ₽)

= 2?Н(1 + Р),

(1.36)
т. е. входное сопротивление схемы /?вх в (1 + Р) раз превышает сопротивление
нагрузки 7?н.

Таким образом, схема включения транзистора с общим коллектором (ОК)
не является усилителем по напряжению и предназначена, главным образом, для
работы в схемах с низкоомной нагрузкой.

1.3.4. Вольт-амперные характеристики транзистора

При включении транзистора в различных схемах представляет практиче-
ский интерес графические зависимости напряжения и тока входной цепи (вход-
ные вольт-амперные характеристики) и выходной цепи (выходные или коллек-
торные вольт-амперные характеристики). Вид характеристик зависит от способа
включения транзистора.

Наибольшее распространение получили входные и выходные статические
характеристики для двух схем включения транзистора: с общей базой и общим
эмиттером. Поскольку на практике схемы включения транзистора с ОЭ имеют
преимущественное применение, дальнейшие рассуждения проведем только для
этой схемы включения транзистора.

Статической входной характеристикой транзистора для схемы с ОЭ явля-
ется график зависимости тока базы 1б от напряжения база-эмиттер входной
цеди при постоянном значении напряжения Цкэ выходной цепи.

4 =/(^л) ПРИ =соШ

Выходные (коллекторные) характеристики транзистора в схеме с ОЭ пред-
ставляют собой зависимости тока коллектора 1к от напряжения коллектор-эмит-
тер Цкз выходной цепи при постоянном токе базы 16 во входной цепи.

1К =/(Цкз} ПРИ Ц =сопз1

Типичные входные и выходные характеристики транзистора показаны на
рис. 1.23.

Из рис. 1.23, а следует, что при = 0 входная характеристика транзистора
соответствует прямой ветви вольт-амперной характеристики эитттерного
72-и-перехода. С увеличением ток базы У уменьшается. Это объясняется тем,
что при увеличении Г х, растет напряжение, приложенное к коллекторному
/>-н-переходу в обратном направлении. Из-за этого уменьшается вероятность ре-
комбинации носителей заряда в базе, т. к большинство носителей быстро втяги-
ваются в коллектор.

Характер выходных характеристик транзистора (рис. 1.23, б) определяется
величиной напряжения С'пг, прикладываемого к коллекторному переходу П2.
Рис. 1.23. Вольт-амперная характеристика транзистора:
а - входная характеристика; б - выходная характеристика

Из рис. 1 24 следует, что в схеме с ОЭ это напряжение определяется разно-
стью напряжений выходной и входной 17^ цепи транзистора:

П2

бэ ‘

(1.37)

При этом входное напряжение 17& (см. 1.22, б) прикладывается к коллек-
торному переходу П2 в прямом, а напряжение выходной цепи V — в обратном

направлении.

Поэтому, при 17напряжение на коллекторном переходе оказывается
включенным в прямом направлении. Это приводит к тому, что крутизна выход-
ных характеристик на начальном участке от 17кз = 0 до 17кэ = 17бз велика.
При дальнейшем увеличении напряжения Цкэ > [}6э крутизна выходных ха-
рактеристик уменьшается, они располагаются почти параллельно оси абсцисс.
Положение каждой из выходных характеристик зависит, главным образом, от ве-
личины тока базы 1д.

Если эмиттерный переход транзистора перевести в непроводящее состоя-
ние, т. е. подать на эмиттерный переход 771 напряжение отрицательной поляр-
ности 1/бэ, то ток коллектора снизится до величины 7к0 и будет определяться
обратным (тепловым) током коллекторного перехода, протекающего по цепи
база - коллектор. Область коллекторных характеристик, лежащих ниже характе-
ристики, соответствующей 1б — О, называют областью отсечки

1.3.5. Обозначение транзистора

Как и любой полупроводниковый прибор, транзистор имеет маркировку,
представляющую собой комбинацию букв и цифр. Первым элементом обозначе-
ния транзистора являются буквы, указывающие исходный материал, из которого
выполнен транзистор: Г - германий, К - кремний и А - арсенид галлия. Второй
элемент обозначения указывает тип прибора: Т - биполярный транзистор,
П - полевой транзистор.

Третьему элементу обозначения соответствует номер разработки транзи-
стора, а последняя буква обозначения указывают группу транзистора, т. е. отли-
чительные особенности транзистора данной разработки.

Пример маркировки транзистора КТ315 Г: кремниевый транзистор 315 раз-
работки группы Г. Проводимость транзистора (р-п-р или п-р-п), а также другие
его параметры не указываются в маркировке. Вся необходимая информация о
параметрах транзистора приводится в справочных данных.

1.3.6. Основные параметры транзистора

Транзистор характеризуется рядом эксплуатационных параметров, предель-
ные значения которых указывают на возможности практического применения
того или иного транзистора.

Максимально допустимая мощность Рк тах рассеиваемая коллектором
это превращаемая в тепло мощность, вызванная током коллектора. В общем слу-
чае мощность, рассеиваемая транзистором, складывается из мощностей, рассеи-
ваемых каждым р-п-переходом:

Р = Рт + рп2 = 1Рбк + ДЦ» (1-38)

Поскольку напряжение {76к> прикладываемое к коллекторному переходу 772
гораздо больше напряжения Об, эмиттерного перехода, мощность, выделяемая в
коллекторном переходе РРРЖ, значительно превышает мощность 131Р&, эмиттер-
ного перехода. Поэтому мощность транзистора определяется мощностью кол-
лекторного перехода:
1э = 1эр+1э„- (1.39)

Превышение максимально допустимой мощности Рк тах транзистора приво-
дит к перегреву коллекторного перехода и выходу его из строя. Поэтому необхо-
димо тщательно следить за режимом работы транзистора, особенно работаю-
щего при повышенных мощностях.

Максимально допустимый ток коллектора 1к. тах ограничивается макси-
мально допустимой мощностью, рассеиваемой коллектором. Превышение пре-
дельного значения тока коллектора приводит к тепловому пробою коллектор-
ного перехода и выходу транзистора из строя

Максимально допустимое напряжение между коллектором и базой тран-
зистора 1/кб тах. Это напряжение определяется величиной пробивного напряже-
ния коллекторного перехода 772.

Напряжение насыщения коллектор-эмиттер Г/ЮНас - напряжение между
выводами коллектора и эмиттера в режиме полного открытия транзистора (насы-
щения).

Импульсный ток коллектора 7К п - импульсное значение тока коллектора
при заданной скважности и длительности импульса.

Статический коэффициент передачи тока /ггь - отношение постоянного
тока коллектора к постоянному току базы в схеме с общим эмиттером.

Кроме перечисленных параметров в паспортах транзисторов указываются и
другие параметры транзистора: максимально допустимый ток базы Тб тах, Пре-
дельная частота усиления по току /гр, максимальная температура р-и-перехода
транзистора Т„ тах и другие параметры.

1.3.7. Ключевой режим работы транзистора

Транзисторная импульсная и цифровая схемотехника базируется на работе
транзистора в ключевом режиме. Замыкание и размыкание цепи нагрузки - ос-
новное назначение транзистора, работающего в ключевом режиме. По аналогии
с механическим ключом качество транзисторного ключа определяется:

- падением напряжения на транзисторе в замкнутом (открытом состоянии);

- остаточным током транзистора в выключенном (закрытом) состоянии.

Основой узлов импульсной и цифровой техники является так называемая
ключевая схема - каскад на транзисторе, работающем в ключевом режиме. По-
с троение ключевой схемы подобно усилительному каскаду. Наибольшее распро-
странение получила схема включения транзистора с ОЭ.

Ключевая схема на транзисторе структуры п-р-п, получившая широкое
распространение в блоках управления на подвижном составе, показана на
рис. 1.25, а. Транзистор УТ выполняет функцию ключа в последовательной
цепи с резистором Кк и источником питания Ек.
Рис. 1.25. Ключевой режим работы транзистора:

а - схема включения транзистора, б - графическое определение режимов работы

Для удобства рассмотрения процессов схемы в режимах открытого и закры-
того состояний транзистора воспользуемся графо-аналитическим методом, осно-
ванном на построении линии нагрузки аб по постоянному току (рис. 1.25, б).
Линия нагрузки представляет собой геометрическое место точек, координаты ко-
торой 1/к1 и I соответствуют возможным значениям тока и напряжения в вы-
ходной цепи каскада. Аналитическую зависимость (7 = /(/,) находят из урав-
нения, характеризующего баланс напряжения в выходной цепи каскада:

Укэ=Ек-1кКк.

(1.40)

Выражение (1.40) является уравнением прямой линии. В этой связи постро-
ение линии нагрузки аб каскада по постоянному току удобно провести по двум
точкам, характеризующим режим холостого хода (XX) (точка а) и короткого за-
мыкания (КЗ) (точка б) выходной цепи каскада.

В режиме XX ток коллектора 1к = 0. Подставляя это значение тока в урав-
нение (1.40) получим, что в этом режиме 17кэ = Ек. В режиме КЗ транзистор пол-
ностью открыт, поэтому напряжение между выводами коллектора и эмиттера
17 =0. Аналогично, подставляя значение этого напряжения в (1.40) получим
вторую координату точки б: /к = Ек / 1к.

Режим запирания (режим отсечки) транзистора осуществляется путем по-
дачи на его вход напряжения отрицательной полярности ((7ет < 0), указанной на
рис. 1.25, а без скобок. Под действием входного запирающего напряжения эмит-
терный переход транзистора закрывается и его ток /э = 0. Вместе с тем, через
резистор Рй протекает обратный (тепловой) ток коллекторного перехода 1к0. Ре-
жиму закрытого состояния транзистора соответствует точка М3 (рис. 1.25,6).
Протекание через сопротивление нагрузки Кн теплового тока 1к0 связано с
тем, что транзистор в закрытом состоянии не обеспечивает полного отключения
нагрузочного резистора от источника питания Ек. Малое значение тока 1к0
является одним из критериев выбора транзистора для ключевого режима работы.

Режим открытого состояния транзистора достигается изменением по-
лярности входного напряжения (77ет >0) (показано на рис. 1.25 в скобках) и за-
данием соответствующего тока базы. Открытое состояние транзистора характе-
ризует точка Мо на линии нагрузки.

Определим необходимые условия для создания открытого состояния тран-
зистора. С этой целью предположим, что при V > 0 ток базы увеличивается
постепенно.

Увеличение тока базы будет соответствовать увеличению тока коллектора
и перемещению рабочей точки из положения М вверх по линии нагрузки.
Напряжение и транзистора при этом постепенно уменьшается. До некоторого
граничного значения тока базы (16 ) сохраняется известная пропорциональная

зависимость между 1к и 16:

(1.41)

Точка Мо при граничном значении тока базы 16 гр характеризует полное
открытие транзистора. Через транзистор и резистор Кк протекает ток:

(1.42)

где У /о тс - напряжение насыщения коллектор - эмиттер.

Остаточное напряжение У№ас, являющееся существенным параметром
транзистора в импульсном режиме работы, должно быть минимальным. В зави-
симости от типа прибора напряжение Укэ тс составляет 0,05... 1 В. В виду от-
носительной малости этого напряжения по сравнению с Ек, расчет тока Iк от-
крытого транзистора производится по формуле:

1к=Ек/Кк. (1.43)

Из формулы (1.41) с учетом соотношения (1 43) можно определить гранич-
ное значение тока базы 16 открытого транзистора, до которого наблюдается
пропорциональная зависимость тока коллектора от тока базы:

Ж=Л/Р = ^/Ж)- (1.44)
При дальнейшем увеличении тока базы (16 > 16 ) остаточное напряжение

Укэ нас остается почти неизменным, так как все коллекторные характеристики
транзистора при 1е >1б практически проходят через точку Л/о на рис. 1 25,6.
Режим работы открытого транзистора при 16 >16 гр называют насыщением, а
отношение 8 = 1*И6 гр - коэффициентом насыщения транзистора.

Режим насыщения используют для обеспечения открытого состояния тран-
зистора. Его открытое состояние при этом становится более устойчивым к воз-
действию помех во входной цепи, а положение точки Мо не изменится при из-
менении, в частности, температуры.

В режиме насыщения ток базы транзистора:

(1.45)

где коэффициент У для надежного насыщения транзистора может составлять
1,5...3.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Назовите правило подключения внешних источников напряжения в ак-
тивном режиме работы транзистора.

2. Чем обусловлено появление обратного тока коллектора?

3. Чем объяснить возможность усиления электрических сигналов с помо-
щью транзистора?

4. Как объяснить название транзистора - «биполярный»?

5. Какой из/>-л-переходов имеет большую площадь?

6. Назовите преимущества схемы включения транзистора с ОЭ.

7. Назовите основные эксплуатационные параметры транзистора.

8. Назовите качественные показатели транзисторного ключа.

1.4. Тиристоры

1.4.1. Общие сведения

Тиристором называется управляемый трехэлектродный полупроводнико-
вый прибор с четырьмя />-и-переходами, обладающий двумя устойчивыми состо-
яниями электрического равновесия: закрытого и открытого. Условное обозначе-
ние тиристора показано на рис. 1.26.

Основные электроды тиристора обозначаются, как и диода - анод и катод.
Третий вывод тиристора — управляющий электрод (УЭ) конструктивно распола-
гается рядом с катодом.
Рис. ] .26. Условное обозначение тиристора

Наибольшее распространение получили тиристоры с катодным управле-
нием, которое означает, что переключение тиристора из закрытого состояния в
отрытое происходит под действием сигнала управления, подаваемого между
управляющим электродом (УЭ) и катодом тиристора. Обратное переключение
тиристора из открытого состояния в закрытое по цепи управляющего электрода
выполнить невозможно. Закрытие тиристора осуществляется путем уменьшения
до нуля прямого тока, протекающего через тиристор. Для этого, как правило, к
тиристору прикладывают обратное напряжение. В этой связи тиристоры назы-
вают однооперационными или полууправляемыми силовыми приборами.

Основными типами тиристоров язляются (рис. 1.27): диодные (рис. 1.27, а)
и триодные (рис. 1.27, б-г) тиристоры. В диодных тиристорах (рис. 1.27, а) пере-
ключение прибора из закрытого состояния в открытое осуществляется без управ-
ляющего электрода при превышении напряжения между анодом и катодом неко-
торого напряжения переключения (7пер, являющегося основным параметром ди-
нистора.

Рис. 1.27. Условные обозначения: а- динистора; б - однооперационного тиристора;
в - двухоперационного тиристора; - симистора

В триодных тиристорах управление прибором происходит по цепи управля-
ющего электрода. При этом с помощью управляющего электрода может осу-
ществляется только одна операция открытия тиристора (однооперационный ти-
ристор рис. 1.27, б), либо открытие и закрытие тиристора (двухоперационные
тиристоры рис. 1.27, в). Прибор, позволяющий проводить ток в обоих направле-
ниях, называется симметричным тиристором (рис. 1.27, г) или симистором.

Принцип работы тиристора рассмотрим на примере однооперационного ти-
ристора (рис. 1.27, б) как наиболее распространенного типа тиристора. Внешний
вид однооперационных тиристоров штырьевого (слева) и таблеточного (справа)
типов показан на рис 1.28.

Рис. 1 28. Фото силовых однооперационных тиристоров:
Я-ТЛ200; 6-ТЛ800

1.4.2. Вольт-амперные характеристики тиристора

Вольт-амперная характеристика тиристора при различных токах управле-
ния 1а прибора изображена на рис. 1.29.

Рис. 1.29. Вольт-амперная характеристика тиристора
Обратная ветвь характеристики соответствует обратной полярности анод-
ного напряжения [7К, указанного на рисунке. При разомкнутой цепи управления
или отсутствию тока управления обратная ветвь характеристики тиристора ана-
логична обратной ветви полупроводникового диода того же класса. В рабочем
диапазоне напряжений от нуля до повторяющегося импульсного обратного
напряжения 17 т1, составляющего несколько сотен вольт, через прибор проте-
кает очень маленький, порядка долей миллиампера, обратный ток 1т4. Благо-
даря этому тиристор при обратном включении обладает весьма большим сопро-
тивлением.

Если к управляющему электроду УЭ тиристора приложить положительное
(относительно катода) напряжение, то в цепи управления будет протекать ток
1О, вследствие чего возрастает прямой ток, протекающий от анода к катоду ти-
ристора.

Прямая ветвь характеристики тиристора изображена в первом квадранте си-
стемы координат, которой соответствует прямое 17 Р анодное напряжение, пока-
занное на рисунке. Рабочим диапазоном, как и в случае обратной ветви, является
диапазон напряжений от нуля до импульсного напряжения в закрытом состоянии
У окм

Прямая ветвь характеристики имеет три характерные области. Первая об-
ласть расположена между началом координат и точкой А. Эта часть характери-
стики аналогична обратной ветви ВАХ р-л-псрехода. Вторая область от точки
А до точки В соответствует неустойчивому электрическому состоянию, при ко-
тором тиристор даже при незначительном превышении напряжения, называе-
мым напряжением переключения 17во, переходит в состояние малого сопротив-
ления (точка В). Отрезок характеристики АВ носит название участка с отрица-
тельным дифференциальным сопротивлением. В отличие от участка характери-
стики с положительным сопротивлением, на котором увеличение напряжения
сопровождается увеличением тока, на участке отрицательного дифференциаль-
ного сопротивления увеличение тока происходит при снижении напряжения.

Третья область характеристики от точки В до точки С является областью
высокой проводимости или малого сопротивления. Эта часть характеристики
аналогична прямой ветви характеристики полупроводникового диода и соответ-
ствует проводящему состоянию тиристора.

Если чере-з цепь управления пропустить ток то напряжение переклю-
чения тиристора из закрытого состояния в открытое уменьшится. Если ток
управления увеличивать и дальше, то, начиная с некоторого значения, называ-
емого током управления-спрямления 1СМ, участок АВ характеристики с отри-
цательным сопротивлением исчезает, ВАХ спрямляется и становится похожей
на прямую ветвь ВАХ полупроводникового диода. При токе управления /е,
превышающем ток управления-спрямления 1СМ, тиристор обладает мадым со-
противлением.

Особенностью тиристора является то, что он, переключенный в открытое
состояние, будет находиться в этом состоянии сколь угодно долго даже при
снятии управляющего сигнала. Это свойство позволяет включать тиристор с по-
мощью коротких импульсов тока и, тем самым, значительно снизить затраты
энергии на управление тиристором. Для переключения тиристора из открытого
состояния в закрытое необходимо путем уменьшения напряжения в цепи
нагрузки снизить прямой анодный ток до некоторого малого значения, называе-
мого током удержания 1Н.

Рассмотренный режим переключения тиристора в открытое состояние
только за счет увеличения анодного напряжения используется только в схемах с
динисторами. В большинстве практических схем включение тиристора происхо-
дит по цепи управляющего электрода, т. е. путем подачи на него отпирающего
импульса напряжения. Сущность этого метода заключается в следующем. В ис-
ходном состоянии тиристор закрыт, ток управления равен нулю. Напряжение ис-
точника питания Е выбирается меньше напряжения переключения тиристора
17во и принимается равным максимальному допустимому прямому напряжению
17/)и/. В этом состоянии рабочая точка тиристора 1 располагается на прямой
ветви ВАХ, соответствующей /о = 0. Через тиристор и нагрузку протекает не-
большой ток, соответствующий точке 1 этой ветви характеристики.

Для открытия тиристора в нужный момент времени на его управляющий
электрод подается импульс управления, создающий в цепи управляющего элек-
трода ток управления, превышающий ток управлеиия-спрямления 1С > 1СМ. Ти-
ристор открывается, и рабочая точка 2 переходит на прямую ветвь характери-
стики ВС. Ток, протекающий через тиристор в открытом состоянии, рассчиты-
вается из соотношения 7Р = (Е—\7Л(КЯ, где 17а - падение напряжения на от-
крытом тиристоре, которое определяется как проекция рабочей точки 2 на ось
прямого напряжения 17р Определение токов и напряжений тиристора удобно
проводить с помощью линии нагрузки, показанной на рис. 1.29. Подробности ее
построения приведены в разделе 1.3.7 пособия («Ключевой режим работы тран-
зистора»), Здесь же просто ограничимся констатацией того, что для построения
линии нагрузки на осях II и 7 откладываюся две точки с координатами:
17р=Е = Сокм на ось абсцисс и 1Р=Е / /?п на ось прямого тока. Координаты
точек 1 и 2 пересечения этой линии с вольт-амперной характеристикой опреде-
ляют ток и напряжение на тиристоре, соответственно, в закрытом и открытом
состояниях.

1.4.3. Электрические параметры тиристора

Основные характеристики и параметры тиристора совпадают с соответству-
ющими параметрами вентилей, приведенными в разделе 1.1.3.

Предельный 1РЛГ и ударный IР5М токи, относящиеся к открытому состоя-
нию тиристора, соответствуют таким же параметрам вентиля. Как и вентиль, ти-
ристор характеризуется теми же параметрами по напряжению 17вк, 17т,
относящимися к обратной ветви вольт-амперной характеристики В этой связи
остановимся только на тех электрических параметрах, относящихся только к ти-
ристору.

Прямая ветвь ВАХ тиристора характеризуется напряжением переключения
6Я0 (рис. 1.29), при котором тиристор переключается из закрытого состояния в
открытое без подачи управляющего сигнала. На практике превышение этого
напряжения приводит к открытию тиристора, что равносильно аварийному ре-
жиму Поэтому разработчик ограничивает максимальную величину прямого
напряжения значением ТТокм - повторяющегося импульсного напряжения в за-
крытом состоянии. При этом класс тиристора определяется по наименьшему из
значений повторяющихся напряжений ТТкш и 1/вкм. К прямой ветви тиристора
относится напряжение СЪж - наибольшее мгновенное значение неповторяюще-
гося напряжения, приложенного к закрытому тиристору.

Новым параметром тиристора является ток удержания 1н - наименьший
анодный ток, необходимый для поддержания тиристора в открытом состоянии.
Кроме того, часть электрических параметров характеризуют цепь управляющего
электрода тиристора:

Ист - напряжение управления, необходимое для того, чтобы в цепи управ-
ляющего электрода протекал отпирающий ток;

1ст~ отпирающий ток - наименьший ток управляющего электрода, необхо-
димый для переключения тиристора из закрытого состояния в открытое.

В таблице 1.4 в качестве примера приведены основные параметры лавин-
ного тиристора ТЛ 200, показанного на рис. 1.28 слева.

Таблица 1.4

Параметры тиристора ТЛ200

Параметр Обозначение параметра Значение параметра
Предельный ток при заданной температуре корпуса, А 1ТА(- 200
Ударный неповторяющийся ток в открытом состоянии, кА 1т8М 4,5
Повторяющиеся импульсное напряжение в закрытом состоянии иокм и повторяющееся импульсное обратное напряжение 1/ккм, В Укш 400-1100
Импульсное напряжение в открытом состоянии, В 11тм 1,6
Пороговое напряжение, В ию 0,9
Дифференциальное сопротивление, мОм ГТ 0,9
Повторяющийся импульсный ток в закрытом состоянии 1йкм и повторяющийся импульсный обратный ток 1к1Ш, мА Тош, Ткш 20
Отпирающий ток управления, А 0,6
Отпирающее напряжение управления, В 11ст 10
Ток удержания, мА Тн 300
Максимальная температура кристалла полупроводника, °С 1}т 140
1.4.4. Процесс включения тиристора

1.4.4.1. Двухтранзисторная модель тиристора

Полупроводниковая структура тиристора и схема подключения внешних ис-
точников напряжения показана на рис. 1.30. Из рисунка следует, что структура
тиристора представляет собой чередующиеся слои полупроводника р- и и-типа,
образующие трир-и-перехода П1 — ПЗ. В соответствии с рис. 1 30, б, структура
тиристора также может быть представлена в виде трех последовательно соединен-
ных диодов, соответствующих р-и-переходам тиристора.

Рис. 1.30. Структура тиристора:
а - схема подключения внешних источников, б - двухтранзисторная модель тиристора

Показанная на рис. 1.30 без скобок полярность внешнего напряжения
соответствует прямому (проводящему) состоянию тиристора. При этом протека-
ние прямого анодного тока через тиристор препятствует переход 772 (диод),
включенный в обратном направлении. Обратное анодное напряжение 7/^ (по-
казано на рисунке в скобках) уменьшает высоту потенциального барьера сред-
него перехода П2, однако при таком напряжении ток через тиристор также не
протекает из-за обратно включенных переходов (диодов) 771 и 773. Таким обра-
зом, в отсутствии тока управления /упр сквозной ток через тиристор не протекает
ни в одном направлении.
Включение тиристора и образование прямого анодного тока 1а происходит
под действием внешнего управляющего напряжения С/улр, прикладываемого
между управляющим электродом и катодом тиристора (тиристор с катодным
управлением). Полярность этого напряжения показана на рис. 1 30. При этом к
тиристору должно подключаться прямое анодное напряжение 77^- с полярно-
стью, показанной на рисунке без скобок.

При включении (открытии) тиристора происходит уменьшение потенциаль-
ного барьера /72, благодаря чему дырки из области р\ перемешают ся в область
рз тиристора, а электроны - из области па - в область пг, образуя прямой анодный
ток 1а между анодом и катодом. Характер перехода электронов из области па -
в область т аналогичен характеру переноса зарядов в транзисторе п/лг-тика, у
которого область па служит эмиттером, область рз - базой, а т - коллектором.
Совершенно аналогично происходит перенос дырок из области р\ в область рз
тиристора. Это дает основание заменить области рз-пз-рз тиристора транзисто-
ром структуры рпр, у которого р\ - эмиттер, пз - база, а рз - коллектор. В этой
связи, для пояснения принципа действия тиристора обычно используется экви-
валентная схема (рис. 1.30, б) из двух транзисторов УТ\ и УТ2 структуры рпр
и при, получившая название двухтранзисторной аналогией. Транзисторы УТ1 и
УТ2 эквивалентной схемы рис. 1.30, б получены в результате двукратного изоб-
ражения средних зон тиристора пз и рз, которые представлены соединенными
между собой гальванически.

1.4.4.2. Процесс образования анодного тока

Эквивалентной схеме тиристора (рис. 1.30, б) соответствует электрическая
схема соединения транзисторов УТ1 и УТ2 (рис. 1.31), с помошью которой рас-
смотрим процесс образования анодного тока 1а тиристора. Поскольку концен-
трация основных носителей заряда в структуре тиристора различна, транзистор
УТ\ характеризуется коэффициентом передачи тока а,, а транзистор К72 - ко-
эффициентом 0.2.

Напряжение управления С/уПр положительной полярности, поступающее на
управляющий электрод тиристора (базу транзистора 7’72), является отпирающим
для транзистора УТ2. Под действием ЦуПр через него протекает базы 7и, что со-
провождается открытием транзистора УТ2 и увеличением токов эмиттера 7,2 и
коллектора / , = /А/,,, этого транзистора.

В свою очередь, ток коллектора 1К2 транзистора УТ2 является током базы
7б1 = 7м2 транзистора КП. Аналогичное увеличение тока 1й\ приводит к образо-
ванию тока эмиттера 1л транзистора УТ\, являющегося анодным током тири-
стора 1а, а также тока коллектора /<1, связанного с током базы 1л известным со-
отношением:

(Д.46)
+ 0

Рис. 1.31. Электрическая схема замещения тиристора

Поскольку 1бх = 1к2/ДД<2, то ПРИ подстановке значения /6] = Д/к2 в ф-лу
(1.46) получим:

А1 ~ (1-47)

Ток коллектора 1К\ первого транзистора ГЛ увеличивает ток базы /62 вто-
рого транзистора Г7'2, способствуя еще большему его открытию. Таким обра-
зом, к концу первого цикла начальное приращение коллекторного тока транзи-
стора УТ 2 возрастает в ДД раз. Далее процесс происходит лавинообразно и
заканчивается полным открытием тиристора. После открытия тиристора и сня-
тия управляющего напряжения (7упр через тиристор протекает сквозной прямой
анодный ток /а, определяемый током эмиттера 13\ первого транзистора (током
эмиттера Да второго транзистора).

Процесс переключения тиристора из закрытого состояния в открытое про-
исходит за короткий промежуток времени, исчисляемый микросекундами (см.
табл. 1.5). Этому способствует так называемая положительная обратная связь
(ПОС), которой охвачены транзисторы УТ1 и УТ2 , входящие в структуру тири-
стора. В самом деле, протекание тока управления через базу второго транзистора
1ю приводит к тому, что к этому току, в соответствии с (1.47), добавляется в /)/?,
больший ток коллектора Д1 транзистора ГЛ, т. е. увеличение тока управления,
благодаря ПОС, вызывает еще большее увеличение этого тока.

После полного открытия тиристора напряжение управления можно сни-
мать, поскольку ток базы Д? транзистора УТ2 поддерживается за счет коллек-
торного тока 1к1 транзистора ГЛ. Падение напряжения на открытом тиристоре
ЫУР определяется напряжением насыщения СД одного открытого транзистора
УТ1(УТ2) и падением напряжения (~0,6...0,7 В) на эмиттерном переходе дру-
гого транзистора И7’2(И7’1).

1.4.5. Временные параметры тиристора

Процесс переключения тиристора характеризуется его основными времен-
ными параметрами:

- время включения (1вкл);

- время выключения ;

- критическая скорость нарастания анодного напряжения (й?Ид/<Й)а.(Г или

Рассмотрим каждый из этих параметров тиристора.

1.4.5.1 Время включения тиристора

Временем включения тиристора 1, (1^) называется промежуток времени от
момента, когда импульс управления го достигает 10 % наибольшего значения,
до момента, когда анодное напряжение иа тиристора понижается до 10 % от
начального значения. Процесс включения тиристора иллюстрирует рис. 1.32. Из
него следует, что процесс переключения тиристора из закрытого состояния в от-
крытое начинается после подачи импульса управляющего тока /е. После этого
происходит уменьшение анодного напряжения иа от начального (принятому за
100 %) до 10 % этого напряжения, при котором считается, что тиристор перехо-
дит в открытое состояние.

Рис. 1.32. Процесс включения тиристора
Время включения тиристора можно разделить на два интервала:

время задержки и время нарастания (рис. 1.32).

Время задержки 1^(1заг)) - интервал времени между моментом, когда им-
пульс управления 1а достигает 10 % наибольшего значения и моментом, когда
анодное напряжение иа понижается до 90 % от начального значения.

Время нарастания I ) - интервал времени между моментом, когда
анодное напряжение иа понижается от 90 % своего начального значения и мо-
мента, когда оно достигнет 10 % начального значения.

1.4.5.2 . Время выключения тиристора

Время выключения тиристора 7 ) - интервал времени между момен-

том, когда анодный ток 1а после внешнего переключения понизится до нуля и
моментом, в котором анодное напряжение иа проходит через ноль без переклю-
чения тиристора, т. е. когда тиристор способен вновь выдержать прямое анодное
напряжение V в закрытом состоянии. Процесс выключения тиристора показан
на рис. 1.33.

1.4.5.3. Критическая скорость нарастания анодного напряжения

(иио/Л} , - максимально допустимое значение роста прямого анодного
напряжения экспоненциальной формы на выключенном тиристоре. Превышение
(<1ио1&)сп1 может привести к самопроизвольному открытию тиристора. Кроме
того, прибор может выйти из строя, т. к. выключение под воздействием <7ио/ с11
в большинстве случаев происходит локально на площади кремниевой пластины,
что может привести к ее перегреву. Вычисление этого параметра иллюстриру-
ется на рис. 1.34.
Рис. 1.34. Определение с/ио/Ж

В таблице 1 5 в качестве примера приведены временные параметры тири-
стора ТЛ 200.

Таблица 1.5

Временные параметры тиристора ТЛ200

Параметр Обозначение параметра Значение параметра
Время включения, мкс /^(/вкл) Не более 15
Время задержки, мкс Не более 5
Время выключения, мкс &?(/выкл) 70.. 250
Критическая скорость нарастания анодного напряжения, В/мкс (<ТиЫЛ)сп 50... 1000

1.4.6. Диаграмма управления тиристором

Выбор параметров цепи управления тиристором сводится к определению
наибольших значений тока и напряжения управления для данного типа тири-
стора, обеспечивающие его гарантированное открытие при заданных темпера-
турных условиях.

Для оценки управляющих свойств отбирается партия тиристоров, необхо-
димое количество которых определяется статистическими методами. Измерение
отпирающего тока и напряжения управления производится в закрытом состоя-
нии тиристора, находящегося под прямым анодным напряжением 12 В. При
плавном повышении прямого напряжения на управляющем электроде С7уПр отме-
чается момент открытия тиристора . Измеренные в этот момент напряжение и ток
фиксируются как отпирающие значения Пат и 1ат. Поскольку тиристор представ-
ляет собой полупроводниковую структуру, его управляющие свойства в значи-
тельной степени определяются температурой его корпуса. Это относится и к ве-
личине отпирающих значений и<зтм.1(;т, также зависящих от температуры. В диа-
пазоне рабочих температур (от минимального Ттт = -50 °С до максимального
Дпах = +140 °С допустимого значения тиристора ТЛ 200) изменяются значения
Уст и 1ат, которые уменьшаются при повышении температуры.
Для определения зон гарантированного открытия тиристора конкретного
типа снимаются зависимости тока /с, протекающего через управляющий элек-
трод, от прямого напряжения управления ив. Поскольку управляющее напряже-
ние ис прикладывается, по сути дела, к переходу 773 тиристора (см. рис. 1.30),
зависимость ив представляет собой вольтамперную характеристику (ВАХ)
р-и-перехода ПЗ. Эти зависимости снимаются у всей партии тиристоров, после
чего на диаграмме управления тиристором (рис. 1.35) наносятся только две край-
ние ветви, имеющие минимальное Кв_тт и максимальное Кв тах СОПрОТИВЛеНИЯ.
ВАХ с максимальным сопротивлением располагается ближе к оси напряжения
ис, в области минимальных токов, другая ветвь ВАХ с минимальным сопротив-
лением - возле оси тока /$.

Рис. 1.35. Диаграмма управления тиристором

Зона гарантированного открытия тиристора получается путем ограничения
входных характеристик ив = /(го) управляющего электрода тиристора данного
типа, с одной стороны, наибольшими значениями отпирающих тока 1вт и напря-
жения Цвт при минимальной Гтт и максимальной Гт;1х допустимых температу-
рах, а также при нормальной (комнатной) температуре Та = 20±5 °С. Получен-
ные при температуре Т = Ттщ и Т = Та значения 13вт и !вт наносят на диаграмму
управления тиристором и указывают в паспортных данных тиристорах конкрет-
ного типа.

С другой стороны, диаграмма управления ограничивается максимально до-
пустимыми значениями напряжения Уа_тах и тока /с тах, а также максимально
допустимой мощностью Ртах, рассеиваемой в р-и-переходе 773 тиристора. Полу-
ченная таким образом диаграмма приводится в справочных данных тиристора
для постоянных значений напряжения и тока в цепи управляющего электрода.

Из анализа рис. 1.35 следует, что открытие, например, тиристора ТЛ200
можно осуществить при Та = 20±5 °С с параметрами цепи управления Увт = 5 В и
1вт = 0,28 А. При понижении температуры до минимально допустимого значения
Ршп = -50 °С напряжение и ток цепи управления увеличатся до Увт = 10 В и
1вт~ 0,6 А.
Поскольку работоспособность тиристоров преобразователя должна быть
обеспечена и при низких температурах, параметры управляющих импульсов
должны располагаться внутри диаграммы управления в зоне, отмеченной серым
цветом. Указанная область значений ис и /о ограничена, с одной стороны, мини-
мальной эксплуатационной температурой, а с другой стороны не выходит за ли-
нии, ограничивающие диаграмму управления по максимально допустимым зна-
чениям 17сщах, 1с_иих напряжения и тока управления, а также максимальной мощ-
ностью 7^1ах, рассеиваемой в р-п-1тереходе 773 тиристора.

1.4.7. Лавинные тиристоры

В лавинных тиристорах, так же как и в лавинных вентилях, с помощью спе-
циальной технологии создается полупроводниковая структура с равномерным
распределением донорной и акцепторной примесей. В качестве исходного мате-
риала выбирается кремний с высокой степенью очистки. Благодаря этому воз-
никновение лавинного пробоя не приводит к выходу такого тиристора из строя,
поскольку обратный ток в режиме лавинного пробоя распределяется равномерно
по всей площади р-л-перехода. Кроме того, равномерное распределение прямого
тока по сечению полупроводника позволяет повысить допустимую температуру
кремниевой пластины тиристора до 140 °С. Лавинный тиристор маркируется
буквами ТЛ (тиристор лавинный).

1.4.8. Маркировка силовых тиристоров

Как и силовые вентили, тиристоры имеют буквенно-цифровую маркировку,
состоящую из нескольких позиций (рис. 1.36).

Рис. 1.36. Маркировка силовых тиристоров

Буква Т в первой позиции обозначения указывает на принадлежность при-
бора к тиристорам. Буква во второй позиции означает разновидность тиристора:
Л - лавинный, С - симметричный, И - импульсный и т. д.

В третьей позиции указывается значение предельного тока тиристора 1тлу в
амперах. Класс тиристора по повторяющемуся напряжению К - - Уккм /100 зано-
сится в четвертую позицию маркировки.

В следующих трех позициях 5-7 указываются, соответственно:

- группа по критической скорости нарастания анодного напряжения
(див/ск)сп^

- группа по времени выключения 7,(/Выкл),

- группа по времени включения ^Д/вкл).

В последней позиции величина прямого падения напряжения.

Пример маркировки лавинного тиристора: ТЛ 200 8 432 1,34.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Объясните физический смысл вольт-амперной характеристики

2. Назовите условия для открытия тиристора.

3. Назовите условия для закрытия тиристора

4. Укажите особенности работы динистора

5 Из каких соображений определяется класс тиристора?

6. Что такое двухтранзисторная модель тиристора?

7. Назовите временные параметры тиристора.

8 Приведите пример маркировки тиристора.

9. Объясните физический смысл диаграммы управления тиристора.

10. Чем объяснить малое время включения тиристора?

1.5. Полевые транзисторы

1.5.1. Классификация и обозначение полевых транзисторов

Полевым транзистором называется четырехэлектродный полупроводнико-
вый прибор, в котором ток создается носителями одного знака, а управление то-
ком осуществляется электрическим полем.

Все полевые транзисторы по своим конструктивным особенностям можно
разделить на две группы:

- полевые транзисторы с />-и-переходом;

- полевые транзисторы с изолированным затвором (МДП-транзисторы).

В дальнейшем рассмотрим только вторую группу транзисторов.

МДП-транзисторы (структура металл - диэлектрик - полупроводник) вы-
полняют из кремния. В качестве диэлектрика используют окисел кремния 81О2.
Отсюда другое название этих транзисторов - МОП-транзисторы (структура ме-
талл - окисел - полупроводник). Наличие диэлектрика обеспечивает высокое
входное сопротивление этих транзисторов (1012—1014 Ом).

Принцип действия МДП-транзисторов основан на эффекте изменения про-
водимости приповерхностного слоя полупроводника на границе с диэлектриком
под действием поперечного электрического поля. Приповерхностный слой полу-
проводника является токопроводящим каналом этих транзисторов. МДП-транзи-
сторы выполняют двух типов: со встроенным и индуцированным каналом.
Включение канала в электрическую цепь обеспечивается с помощью двух метал-
лических электродов, один из которых (И) называется истоком, а другой (С) -
стоком. Управление током канала осуществляется с помощью затвора (3), отде-
ленного от канала слоем диэлектрика Четвертым электродом является подложка
(П), выполняющая вспомогательную функцию и служит выводом исходной по-
лупроводниковой пластины. МДП-транзисторы могут быть с каналом п- или
р-типа. Условные графические обозначения МДП-транзисторов показаны на
рис. 1.37.
Рис. 1.37. Условные обозначения МДП-транзисторов со встроенным каналом />-типа (а)
и п-1ипа (б), с индуцированным каналомд-1 ина (в) и л-типа (г)

1.5.2. МДП-зранзистор со встроенным каналом

1.5.2.1. Конструкция транзистора

Рассмотрим процесс образования тока в канале МДП-транзистора сс встро-
енным каналом. Конструкция такого транзистора с каналом п-типа показана на
рис. 1.38. В исходной пластине кремния д-типа созданы области истока, стока и
канала и-типа. Области истока и стока представляют собой объемы кремния
сильно легированного примесью и-типа. Расстояние между истоком и стоком со-
ставляет примерно 1 мкм Канал выполнен в виде участка слаболегированного
кремния и-типа. Затвором служит металлическая пластина, изолированная от ка-
нала слоем окисла ЗЮз толщиной примерно 0,1 мкм. Вывод подложки соеди-
няют с истоком.

Рис. 1.38. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом

1.5.2.2. Вольт-амперные характеристики транзистора

Полевые транзисторы характеризуются входными и выходными вольт-
амперными характеристиками.

Выходной характеристикой транзистора называется зависимость тока стока
1с от напряжения при постоянной величине напряжения на затворе С7ЗН, т. е.
1с =Д1Ас) при И1И = СОП81.
Входной характ еристикой называется зависимость тока стока 1с от напря-
жения 11зи при фиксированном значении напряжения 7/ие, т. е. 7с = при
7/ис = СОП8Й

Выходные (стоковые) характеристики транзистора со встроенным каналом
имеют вид, показанный на рис. 1.39, а. Рассмотрим вначале характеристику в
отсутствии напряжения управления = 0, что соответствует соединению за-
твора с истоком. Внешнее напряжение 1}ж приложено к каналу (зажимам исток -
сток) транзистора с полярностью, указанной на рис. 1.38. При С7ЭИ - 0 через при-
бор протекает ток, определяющий исходную проводимость канала. На началь-
ном участке 0 - а характеристики, когда падение напряжения в канале мало, за-
висимость 1с =Д77Ис) близка к линейной. По мере приближения к точке б проис-
ходит сужение канала, из-за чего падение напряжения в канале все больше уве-
личивается, что повлияло на крутизну нарастания тока на участке а—б. После
точки б сечение токопроводящего канала сужается до минимума, что вызывает
ограничение нарастания тока. Этот режим получил название режима насыщения,
а напряжение, при котором происходит насыщение, называется напряжением
насыщения (7ИС нас.

Рис. 1.39. Характеристики транзистора со встроенным каналом:
а - стоковые характеристики, б - стокозатворная характеристика

Проводящие свойст ва канала определяются внешним управляющим напря-
жением 7/зи, приложенным между затвором и истоком (подложкой).

В случае поступления на затвор отрицательного напряжения ТА, < 0, попе-
речное электрическое поле затвора оказывает отталкивающее действие на элек-
троны - носители заряда в канале, которые выталкиваются из области канала в
объем полупроводника подложки р-типа Это приводит к уменьшению концен-
трации электронов в канале и, соответственно, к уменьшению проводимости ка-
нала. Вследствие этого стоковые характеристики при 77» < 0 располагаются
ниже кривой, соответствующей 77зи = 0. Режим работы транзистора при (7ЗИ < 0,
при котором происходит уменьшение концентрации носителей в канале, называ-
ется режимом обеднения.
При подаче па затвор положительного напряжения С'1И > 0 электрическое
поле затвора притягивает электроны в канал из р-слоя полупроводника пла-
стины. Концентрация носителей заряда в канале увеличивается, что соответ-
ствует режиму обогащения канала носителями. Проводимость канала возрастает,
ток канала 1с увеличивается. Стоковые характеристики при Цзи > 0 располага-
ются выше исходной ветви характеристики, соответствующей [/„ = 0.

Если снять зависимость тока 1с от напряжения СА для ряда значений напря-
жения Цзя, то получим семейство выходных характеристик полевого транзи-
стора.

Примерный вид стокозатворной характеристики полевого транзистора со
встроенным каналом показан на рис. 1.39, б. Из рисунка следует, что ветвь ха-
рактеристики при С/зи > 0 соответствует режиму обогащения, режим обеднения
наблюдается при отрицательных значениях Цщ < 0 При некотором значении от-
рицательного напряжения 17т < 0 происходит полное закрытие канала, после
чего ток канала уменьшается до нуля 1с = 0. Это напряжение получило название
напряжение отсечки - ГАи отс.

1.5.3. МДИ-транзистор с индуцированным каналом

1.5.31. Конструкция транзистора

Конструкция МДП-транзистора с индуцированным каналом «-типа пока-
зана на рис. 1.40.

Рис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора с индуцированным каналом

Канал проводимости тока здесь специально не создается, а образуется (ин-
дуцируется) благодаря притоку электронов из полупроводниковой пластины
р-типа в случае приложения к затвору напряжения положительной полярности от-
носительно истока. За счет притока электронов в приповерхностном слое проис-
ходит изменение электропроводности полупроводника, т. е. индуцируется токо-
проводящий канал и-типа, соединяющий области истока и стока. Проводимость
канала возрастает с повышением приложенного к затвору напряжения положи-
тельной полярности. Таким образом, полевой транзистор с индуцированным ка-
налом работает только в режиме обогащения.

1,5.3.2. Вольт-амперные характеристики транзистора

Стоковые (выходные) вольт-амперные характеристики транзистора с инду-
цированным каналом приведены на рис. 1.41, а. Они близки по виду аналогич-
ным характеристикам транзистора со встроенным каналом и имеют тот же ха-
рактер зависимости 1с Отличие заключается в том, что управление током

транзистора напряжением только положительной полярности, совпадающей с
полярностью напряжения (7Ис. Ток стока/с равен нулю при С'з:, = 0, в то время как
в транзисторе со встроенным каналом для этого необходимо изменить поляр-
ность напряжения на затворе относительно истока.

Рис. 141. Характеристики транзистора с индуцированным каналом:
а - стоковые характеристики, б - стокозатворная характеристика

Вид стокозатворной характеристики транзистора с индуцированным кана-
лом показан на рис. 1.41, б. В отличие от транзистора со встроенным каналом,
характеристика имеет только одну ветвь, соответствующую только режиму обо-
гащения.

1.5.4. Основные параметры полевых транзисторов

Основными параметрами полевых транзисторов являются.

Крутизна характеристики

Л^„

При ис — СОПИТ.

Этот параметр определяется из треугольника, построенного на стокозатвор-
ной характеристике транзистора, и характеризует эффективность управляющего
действия затвора.
Напряжение отсечки - обратное напряжение на затворе, при кото-
ром токопроводящий канал транзистора со встроенным каналом окажется пере-
крытым.

Начальный ток стока 1с_нач - значение тока стока, протекающего через ка-
нал в отсутствии напряжения на затворе. Этот параметр относится только к тран-
зисторам со встроенным каналом.

Входное сопротивление между затвором и истоком, т. е. отношение
приложенного входного напряжения затвор-исток к вызвавшему этим напряже-
нием тока стока. Определяется при максимально допустимом напряжении
Д<7ЗИ_шах между этими электродами.

п А^5»тах

Выходное сопротивление К определяется в режиме насыщения

'-вых * ,
А/с

Выходное сопротивление характеризуется тангенсом угла наклона выход-
ных характеристик. В рабочей области он близок к нулю, поэтому выходное со-
противление оказывается достаточно большим.

К другим эксплуатационным параметрам транзистора относятся:

Сне тах — максимально допустимое напряжение, прикладываемое к каналу.

/’тах - максимально допустимая величина рассеиваемой мощности.

Тс - допустимая температура окружающей среды.

К важнейшим достоинствам полевых транзисторов следует отнести:

1. Высокое входное сопротивление, достигающее в транзисторах с изолиро-
ванным затвором 1013—10’5 Ом. Такое большое значение сопротивления опреде-
ляется очень большим сопротивлением диэлектрического слоя транзистора.

2. Малый уровень собственных шумов, т. к. в полевых транзисторах, в от-
личие от биполярных, в переносе тока участвуют заряды только одного знака,
что исключает появление рекомбинационного шума.

3. Высокая плотность расположения элементов при использовании этих
транзисторов в интегральных схемах.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Приведите классификацию полевых транзисторов и их обозначение.

2. Расшифруйте обозначение транзисторов. МОП и МДП.

3. Изобразите конструкцию полевого транзистора со встроенным каналом.

4. Изобразите конструкцию полевого транзистора с индуцированным ка-
налом.

5. Чем объясняется высокое входное сопротивление транзистора?

6. Назовите основные характеристики транзистора.

7. Назовите основные параметры транзистора.
ГЛАВА 2.

ЭЛЕМЕНТЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ

2.1. МОЗГЕТ-транзистор

Наряду с мощными биполярными транзисторами в устройствах силовой
электроники в последнее время получили широкое распространение мощные по-
левые транзисторы с изолированным затвором МО8ЕЕТ — Ме1а1 Охгс1е Зеписоп •
(1ис1ог Р1еШ Е$ес1 ТгагшМог. Этот тип полностью управляемого полупроводни-
кового прибора имеет четырехслойную полупроводниковую структуру и явля-
ется униполярным транзистором, проводимость которого определяется носите-
лями только одного знака (электронами п или дырками р) Благодаря этому тран-
зисторы обеспечивают высокую пропускную способность и обладают мини-
мальным временем переключения. Условное графическое изображение прибора
представлено на рис. 2.1.

Рис. 2.1. Условное обозначение Л/ОЖЕТ-транзистора:

а - проводимость л-тина; б - проводимость р-типа; С (Оа1ё) - затвор;

5 (Зоигсё) - исток; 73 (Огат) - сток

Управление транзистором осуществляется через вывод затвора (6), изоли-
рованною от токопроводящего канала слоем изолятора - двуокиси кремния
(8Ю2). Поскольку при этом отсутствует ток управления, управление транзисто-
ром осуществляется электрическим полем, что и определило название этого типа
транзистора. МО8РЕТ является потенциально управляемым прибором, для от-
крытия и закрытия транзистора следует приложить к затвору (С) относительно
истока (У) некоторое управляющее напряжение, при этом ток в цепи затвора
практически отсутствует.

Очевидные преимущества прибора следуют из особенностей его конст-
рукции:

- поскольку управление транзистором осуществляется не током, а напряже-
нием (электрическим полем), это снижает мощность, затрачиваемую на его
управление;

- в связи с тем, что в транзисторе отсутствуют неосновные носители заряда,
переключение прибора происходит гораздо быстрее по сравнению с биполяр-
ными транзисторами, в которых кроме основных носителей существуют и неос-
новные носители. Наличие последних определяет время рассасывания зарядов,
что обуславливает задержку переключения транзистора.
2.1.1. Структура МО8ЕЕТ-транзистора

На рис. 2.2 представлена базовая структура (а) и схемное обозначение (б)
«-канального Л/ОЯЛЕТ-транзистора, в котором токопроводящий канал образо-
ван электронами.

Рис. 2.2. МО57;7Г7’-транзистор с вертикальной структурой:
а - полупроводниковая структура; б - схемное обозначение

Полупроводниковая структура п+-р-п~-п+, показанная на рис. 2.2, представ-
ляет собой «-канальный Л/ОЛЛЕТ-транзистор в режиме усиления. Средний слой
р-типа называется телом транзистора, в этой области образуется канал, соединя-
ющий области истока (5) и стока (Л). Область я называется областью дрейфа,
этот слой слабо легирован по сравнению с другими высоколегированными край-
ними областями и+, которые подключены к выводам истока (5) и стока (Л). Об-
ласть дрейфа определяет напряжение пробоя транзистора

Металлический электрод стока (Л) соединен со слоем и+, электрод истока
(5), выполненный из алюминия, соединен непосредственно с областями р и п+.
Электрод затвора (С) расположен над /7-областями и изолирован от остальной
части полупроводника тонким слоем изолятора - двуокиси кремния 81О2.

2.1.2. Работа М08ГЕТ-транзистора

Клеммы истока (5) и стока (Л) транзистора включаются в силовую часть
схемы, в которой под действием приложенного напряжения исток-сток Еж про-
текает ток в цепи нагрузки Ки. С помощью управляющего напряжения на
выводе затвора (С) осуществляется управление током в силовой цепи транзи-
стора. Полярность внешних напряжений для транзисторов я- и /7-типов пока-
зана на рис. 2.3.
Рис. 2.3. Схемы включения транзисторов:
я-типа (а) и р-типа (5)

В исходном состоянии в отсутствии управляющего напряжения ток внутри
транзистора не протекает, поскольку этому препятствует р-и-переход между
и -областью дрейфа и слоем р-типа (телом), смещенный в обратном направле-
нии. Когда между затвором (С) и истоком (5) прикладывается положительное
управляющее напряжение Кс5, то неосновные носители заряда в р-области (элек-
троны) перемещаются к приповерхностному слою полупроводника, образуя под
выводом затвора и-роводящий канал. Благодаря созданному в р-области токо-
проводящему каналу и-типа происходит переход транзистора в проводящее со-
стояние, при котором между истоком и стоком протекает сквозной ток транзи-
стора I (рис. 2.2), образованный движением потока электронов через все после-
довательно образованные полупроводниковые структуры и-типа. В процессе
включения транзистора область дрейфа п заполняется электронами, поступаю-
щими из легированной электронами и4 -области, увеличивая в ней общее количе-
ство электронов. Из-за этого уменьшается сопротивление л -облает, а также
напряжение на выводах исток-сток прибора. Таким образом, при образовании
тока транзистора участвуют носители заряда только одного знака, в рассматри-
ваемом случае ими являются электроны.

Из анализа протекания тока в полупроводниковых структурах (раздел 1.3.2.2)
следует, что направление тока в полупроводнике противоположно направлению
движения электронов. В этой связи ток транзистора /,,, связанный с движением
электронов, направлен от стока (/)) к истоку (5), т. е. протекает в соответствии с
полярностью внешнего напряжения Кж>.

2.1.3. Основные характеристики и параметры МОБЕЕТ-транзистора

2.1.3.1. Электрические параметры транзистора

РЪх(Ргат-8оигсе Уо'иаае) - максимальное допустимое напряжение исток -
сток.
Каз(он) (8(аНс Бгат-1о-8оигсе Оп-КейМапсё) - сопротивление между стоком
и истоком в открытом состоянии при заданных значениях напряжения затвор-
сток и токе стока.

Ко» (Са1е-8аигсе УоНа^ё) - максимальное управляющее напряжение зат-
вор - исток. При превышении этого напряжения возможен пробой затворного
слоя диэлектрика и выход транзистора из строя.

Гоад (Са1е ТкгезкоМ УоИа§ё} - пороговое напряжение затвора, при котором
транзистор начинает переходить в проводящее состояние.

1о (СопИпиоих Бгат СиггепУ) - максимальное значение постоянного тока
стока. Величина 1о зависит от температуры корпуса транзистора и условий теп-
лоотвода.

1ам (Ри1$ес1 Бгат СиггепУ) - максимальная величина импульсного тока
стока. Зависимость максимального тока стока 1ом от температуры корпуса Т} по-
казана на рис. 2.4, из которого следует, что температура корпуса 7/ в значитель-
ной степени влияет на величину допускаемого тока транзистора.

Рис. 2.4. Зависимость максимального тока стока от температуры

Еля {8т§1е Ри1хе Ауа1апске Епег^у) - максимальная энергия, выделяемая при
одном переключении транзистора.

Ро (Махтит Рон>ег Бг^раИоп) - максимальная мощность рассеивания,
т. е. максимальная тепловая мощность, которая может быть отведена от корпуса
транзистора при заданной температуре корпуса. Например для транзистора
1КР244 максимальная мощность рассеивания Рп = 150 Вт при температуре кор-
пуса Тс = 25 °С.

Еоп (Тигп-Оп 8т{скт% Ьозё) - потери энергии при включении транзистора.
Еоп - энергия выделяемая в кристалле в процессе включения транзистора.

Еод\Тигп-О/(8\п1скт§ кохх) - потери энергии при выключении транзистора.
Еоу - энергия выделяемая в кристалле в процессе выключения транзистора.

Потери энергии при включении Еоп и выключении Еоп, а также потери мощ-
ности вне коммутационного периода Рсам показаны на рис. 2.8, д и рис. 2.9, д.

Потери мощности при включении Роп и выключении Ро# определяются по-
терей энергии и частотой /переключения транзистора: Роп /' Еоп, Ри/} / ' Ео$.
Общие потери в транзисторе рассчитываются по формуле:

р = р + р = р + р + р
общ 1 ДИН 1 СОП81 1 оп' 1 ' 1 СОП81‘

Т; - максимальная температура кристалла полупроводника.

2.1.3.2. Вольт-амперные характеристики транзистора

На рис. 2.5 и 2.6 представлены характеристики транзистора 1КЕ244:

- коллекторные (стоковые) характеристики 1в = ЦУ$о) транзистора приве-
дены на рис. 2.5.

Рис. 2.5. Стоковые характеристики транзистора

- стокозатворные характеристики & -/(Уез) показаны на рис. 2.6.
Из анализа рис. 2.5 и 2.6 следует, что вольт-амперные характеристики
МОЗЕЕТ-транзистора соответствуют характеристикам полевого транзистора с
индуцированным каналом. Положение кривых стоковых и стокозагворных ха-
рактеристик определяется величиной управляющего напряжения между за-
твором и истоком. Величина напряжения Кто определяет области стоковых ха-
рактеристик, которые характеризуются постоянными и изменяющимися значе-
ниями тока Е). Стокозатворные характеристики представлены для значения
Узо = 25 В, соответствующим области неизменных значений тока 1о.

2.1.4. Динамические характеристики М08ГЕТ-транзистора

2.1.4.1. Процесс включения транзистора

В работе описываются процессы переключения н-канальных МОЗЕЕТ-
гранзисторов, хотя рассмотренные процессы одинаково справедливы и для
р-канальных транзисторов. Характер переходных процессов в транзисторе обу-
словлен наличием в его структуре паразитных емкостей:

- емкость затвор - исток Со?;

- емкость затвор - сток Сор;

- емкость сток - исток Соз.

Электрическая схема подключения транзистора с паразитными емкостями
показана на рис. 2.7. В такой схеме выходной сигнал Уо (напряжение стока) ин-
вертирован относительно входного сигнала Уа (напряжение затвора). Конденса-
тор Сео, включенный между входом и выходом транзистора, является элементом
отрицательной обратной связи. Наличие этого конденсатора обуславливает воз-
никновение в транзисторе эффекта Миллера.

Рис. 2.7. Эквивалентная схема включения транзистора с паразитными элементами

На рис. 2.8 показаны временные диаграммы процесса поэтапного включе-
ния МОЗЕЕТ-транзистора.
Рис. 2.8 Основные этапы включения МОЛТ'ТГТ’-транзистора

Процесс включения транзистора составляют несколько временных интер-
валов

0-?1. Выключенное состояние транзистора. На выходе драйвера (рис. 2.7)
отсутствует управляющее напряжение Гояг = О

На выходе драйвера появляется напряжение высокого уровня Рддг и
начинается процесс заряда конденсатора затвора Свз до порогового напряжения
открытия транзистора Гедда. Форма напряжения на затворе Усз соответствует
экспоненциальной кривой изменения напряжения на конденсаторе АС-цепочки.
В течение этого интервала транзистор все еще закрыт.

1г 1з. Открытие транзистора, линейный режим его работы. Как только напря-
жение между затвором и истоком Усе достигает порогового напряжения откры-
тия транзистора Рсзц/ц, транзистор начинает открываться и переходить в прово-
дящее состояние. На этом интервале начинает протекать небольшой по величине
ток через конденсатор Ссо, называемый емкостью Миллера. Напряжение на
стоке транзистора практически не меняется, а ток стока То возрастает от нуля до
максимального значения тока нагрузки /п тах, ограниченного параметрами внеш-
ней цепи В это время происходит интенсивное выделение тепла в кристалле
транзистора (рис. 2.8, д). В конце интервала транзистор плавно переходит в ре-
жим работы, получивший название «плато Миллера».

1з~и. «Плато Миллера». После нарастания тока стока То до максимального
значения 7ц тах, напряжение сток-исток 17к транзистора начинает уменьшаться.
В течение этого интервала напряжение на затворе Гез не изменяется, диаграмма
этого напряжения имеет вид плато — «плато Миллера». На этой стадии включе-
ния разряжается емкость конденсатора исток-сток Соз, сопровождающаяся
уменьшением напряжения на стоке Роз. На этой стадии включения происходят
основные коммутационные потери мощности в кристалле транзистора Ро.

?4-?5. Зарядка конденсатора затвора Сез до напряжения драйвера Гляк. После
того, как конденсатор Сед окончательно перезарядится, конденсатор между за-
твором и истоком Ссз вновь заряжается током драйвера Та. Напряжение на за-
творе Гез вновь начинает увеличиваться в соот ветствии с законами зарядки кон-
денсатора в АС-цепи. Процесс завершается после заряда конденсатора Соз до
уровня выходного напряжения драйвера Увцу.

I > 15. Включенное состояние. Транзистор открыт, напряжение исток-сток
Грз определяется величиной падения напряжения на сопротивлении Аов(<м) от-
крытого транзистора.

2.1.4.2. Временные параметры процесса включения транзистора

Процесс включения транзистора (рис. 2.8) характеризуют два основных вре-
менных параметра:

С(о„) (1ит-оп с1е1ау Ите) время задержки включения - это интервал времени
от момента, когда напряжение затвор - исток Увц возрастет на 10 % пороговое
напряжение затвора до момента, когда ток стока не достигнет 10 % от своего
максимального значенияТитах-

1Г (пзе йтё) время нарастания тока - это интервал времени между моментами
увеличения тока стока от 10 до 90 % от своего максимального значения /н га«-

Сумма этих значений определяет время включения транзистора 1оп.

2.1.4.3. Процесс выключения МОЗЕЕТ-транзистора

Процесс выключения транзистора рассмотрим с помощью той же эквива-
лентной схемы замещения, показанной на рис. 2.7. На рис. 2.9 показаны времен-
ные диаграммы процесса поэтапного выключения Л'/О5/'7:7-транзистора. Процесс
выключения транзистора также состоит из нескольких временных интервалов.

Рис. 2.9. Основные этапы выключения МОЗЕЕТ-транзистора

0-?1. В цепи открытого транзистора протекает ток стока /о. напряжение на
транзисторе определяется величиной падения напряжения на сопротивлении
Ко8(ая) открытого транзистора.

11-12. В момент времени I = 1\ отключается напряжение Ем г на выходе драй-
вера и начинается процесс разряда емкости конденсатора Саз и емкости Миллера
Сев. Напряжение К,л на затворе транзистора уменьшается по экспоненциаль-
ному закону от максимального напряжения драйвера Кшг до уровня порогового
напряжения Кеда) открытия транзистора. При I = I: происходит выход на интер-
вал «плато Миллера».

?2-?з. Интервал «плато Миллера». При 1'с;х - Усхцн) начинается процесс за-
крытия транзистора, сопровождающийся возрастанием на нем напряжения ис-
ток-сток Урз. Наличие емкостной связи между стоком и затвором вызывает воз-
растание напряжения на стоке Уг>х и возникновение тока, протекающего через
емкость затвор - сток Сев (емкости Миллера) и входную цепь драйвера. Из-за
влияния паразитных емкостей напряжение на затворе транзистора не изменя-
ется, временная диаграмма напряжения на затворе транзистора имеет вид
«плато Миллера» (рис. 2.9, б). На этой стадии заряжается конденсатор сток -
исток Сох и происходит процесс выключения транзистора, при котором напря-
жение на стоке Кох увеличивается до напряжения внешнего источника питания
транзистора. В это время ток нагрузки /н = 1в, протекающий через транзистор,
не изменяется. На этом интервале происходят основные потери мощности Рг> в
кристалле транзистора.

Процесс закрытия транзистора, работающего в линейном режиме. По-
сле того как ток, протекающий через емкость Миллера, становится меньше раз-
рядного тока драйвера, напряжение на затворе Уаз начинает уменьшаться по экс-
поненциальному закону и транзистор выходит из режима «плато Миллера». К
этому времени напряжение на транзисторе Кох достигает своего максимального
значения, транзистор переходит в линейный режим работы, а протекающий че-
рез него ток стока 1в в течение этого интервала уменьшится до нуля. Ток транзи-
стора прекращается в тот момент, когда напряжение на затворе Кох уменьшается
до уровня порогового напряжения Гсх(*). На этом интервале также происходят
потери мощности Ро в кристалле транзистора.

М-К. Разрядка конденсатора затвора Сох до минимального уровня. Напряже-
ние на затворе Кох продолжает уменьшаться до нуля по экспоненциальному за-
кону.

? > В Выключенное состояние транзистора. На выходе драйвера установлен
нулевой уровень напряжения. Ток стока транзистора 1о = 0, напряжение на стоке
Ках определяется напряжением внешнего источника питания.

2.],4.4. Временные параметры процесса выключения транзистора

Процесс выключения транзистора (рис. 2.9) характеризуют два основных
временных параметра:

(Шгп-о/}'<1е1ау Ите) время задержки выключения - это интервал времени
от момента, когда напряжение затвор - исток Кох уменьшится до 90 % напряже-
ния Кдлг драйвера до момента, когда ток стока снизится до 90 % от своего мак-
симального значения /н тах-

(/ (/а// Ите) время спада тока - это интервал времени между моментами
уменьшения тока стока от 90 до 10 % от своего максимального значения 7н_тах.

Сумма этих значений определяет время выключения транзистора 1ер.
2.2. КлВТ-гранзисгор

В настоящее время в качестве силовых электронных ключей, как правило,
используется комбинация из полевого и биполярного транзисторов, получившая
название 1СВТ- 1пзи1а1ес1 (1Ше Вгро1аг Тгап&Могз (биполярный транзистор с изо-
лированным затвором). Такой тип полностью управляемого силового полупро-
водникового прибора сочетает в себе два разнотипных транзистора, изготовлен-
ных в одной полупроводниковой структуре: входной МОП (металл - оксид - по-
лупроводник) и выходной биполярный транзисторы.

Объединение двух приборов в одном кристалле позволило соединить досто-
инства полевого и биполярного транзисторов: высокое входное сопротивление и
высокую скорость переключения полевого транзистора с высокой проводимо-
стью, малым сопротивлением и низким напряжением насыщения в проводящем
состоянии биполярного транзистора.

На рис. 2.10 показано условное обозначение ЮВ'/'-транзистора, сочетаю-
щего обозначения частей биполярного и полевого транзисторов.

(3 —

Рис. 2.10. Обозначение ЮВТ-транзистора:
С - затвор; С - коллектор; Е - эмиттер

Схема соединения полевого /ИбЛХЕйТ-транзистора и биполярного р-п-р-
транзистора в структуре /67?Г-транзистора показана на рис. 2.11

Рис. 2.11. Структура/СВТ’-транзистора

В силовую часть схемы прибор подключается выводами коллектора (С) и
эмиттера (Е) биполярного транзистора, вывод затвора (С) полевого транзистора
включается в цепь управления Управляющее напряжение положительной по-
лярности подается между выводами затвора и эмиттера. Таким образом, ЮВТ-
прибор представляет собой биполярный />-/г-р-транзистор, управляемый от низ-
ковольтного МО8РЕ Т-транзистора.

Внешний вид /СгйТ-транзистора и силового /С.^Т-модуля показаны, соот-
ветственно, на рис. 2.12 слева и справа.
Рис. 2.12. Внешний вид устройств 1СВТ

2.2.1. Структура ЮВТ-транзистора

На рис. 2.13 показана базовая структура (а) и эквивалентная схема (б) 1СВТ-
транзистора. В силовой электронике при описании работы силовых полупровод-
никовых приборов используются вертикальные структуры, в которых ток
нагрузки протекает в вертикальной плоскости через канал транзистора.

Рис 2 13. /ОВГ-транзистор с вертикальной структурой и плоским затвором:
а - полупроводниковая структура; б - эквивалентная схема транзистора

Ниже описывается работа и-канального /СгЗГ-трапзистора, в котором про-
водящий канал образован электронами, используемыми в качестве основных но-
сителей заряда.

/б'ЙГ-транзистор состоит из четырех слоев полупроводника, образующих
структуру р'-к -р-п* (знак «+» означает высокую степень легирования полупро-
водника основными носителями, а знак «-» - низкую).

Металлический электрод коллектора (С) транзистора соединен со слоем р\
электрод эмиттера (Е), выполненный из алюминия, соединен непосредственно
со слоями рил'. Для создания структуры ЛТЗТ-транзистора используется леги-
рованная дырками подложка р+, поверх которой находится обедненный электро-
нами слой я-, эти структуры образуют р-и-переход Л. Обе р-области, созданные
в объеме л слоя, образуют с ним р-л-переход ./2. Как показано на рис 2.13, а,
области я+ расположены над р-областью. Электрод зат вора (<7) расположен по-
верх р-областей и изолирован от полупроводника тонким слоем двуокиси крем-
ния 81О2.

Слой р' называется инжекторным слоем, который инжектирует дырки в
обедненный л -сдой, который называют областью дрейфа, его толщина пропор-
циональна способности блокировать напряжение коллектор - эмиттер. Верхний
р-слой называют телом ЮВТ. Расположенная внутри р-слоя и+-область предна-
значена для создания цепи протекания тока между эмиттером и коллектором.
При этом образуется токопроводящий канала внутри р-сл;>я под действием
напряжения, приложенного к затвору (С) транзистора.

Как следует из рис. 2.13, биполярный р-л-р-траизистор VI образован
слоями: р+ (эмиттер), л (база) и ^-областью (коллектор), структуру п-р-п-
транзистора У2 составляют области и* (эмиттер), р (база) и дрейфовый слой
л (коллектор). Структуру полевого транзистора составляют: слой п+ (исток), об-
ласть дрейфа л- (сток) и металлическая пластина (затвор). Изменяемое сопротив-
ление области дрейфа показано на рисунке в виде переменного резистора Кв

В схеме рис. 2.13, б транзистор VI является основным в канале тока
ЮВТ, паразитный транзистор VI формируется в процессе образования
уИЙЛУЕЕ 7-транзистора. Переменное сопротивление модуляции Вп определяется
эквивалентным сопротивлением области л -дрейфа.

2.2.1.1 Эффект защелкивания транзистора

В структуре ЮВТ (рис. 2.13, а) резистор Ю закорачивает базу и эмиттер па-
разитного транзистора VI и предотвращает его работу Однако, если ток, проте-
кающий через резистор будет слишком велик, то прямое падение на резисторе
будет достаточным для появления тока базы /1,2, вызывающего открытие транзи-
стора Е2 (рис. 2 13, б) В этом случае транзисторы У\ и Й2 образуют конфигура-
цию, соответствующую структуре тиристора. Из-за механизма положительной
обратной связи между транзисторами они перейдут в состояние насыщения, по-
лучившее название эффекта защелкивания. В этом состоянии транзисторы И1 и
VI образуют структуру транзистора в конфигурации Дарлингтона, в которой ка-
нал ЮВТ трудно отключить по цепи затвора. Это приводит к потере управляе-
мости ЮВТи, как следствие, к его разрушению. Транзистор может быть выклю-
чен только при подаче на него очень большого обратного напряжения. В режиме
защелкивания значительно увеличивается ток коллектора и электропотребление
транзистора, что может привести к выходу ЮВТ из строя. Для исключения эф-
фекта защелкивания уменьшают сопротивление /?_, в структуре транзистора для
предотвращения самопроизвольного включения транзистора VI.

2.2.2. Работа 1СВТ-транзистора

Клеммы коллектора (С) и эмиттера (Е) транзистора используются для проте-
кания тока в цепи нагрузки Ан, с помощью напряжения на выводе затвора (С)
осуществляется управление током транзистора. Таким образом, /6777-транзистор
представляет собой электронное устройство, управляемое напряжением.

Напряжение между коллектором и эмиттером (Исе) подключается таким об-
разом, чтобы положительное напряжение па коллекторе превышало напряжение
на эмиттере. Полярность этого напряжения показана на рис. 2.14. При такой по-
лярности напряжения р-л-псрсход Л смещен в прямом направлении, а переход
31 - в обратном Если при этом на затвор (С) не подано управляющее напряжение
Усе относительно эмиттера (Е), то из-за обратно смещенного перехода Л тран-
зистор остается в выключенном состоянии и ток между коллектором и эмитте-
ром не протекает.

• - электрон

Рис. 2.14. Процесс образования тока/СВТ-транзистора

Когда между затвором и эмиттером подается положительное управляющее
напряжение Усе, то в р-области под выводом затвора (6) образуется «-проводя-
щий канал, кот орый замыкает //-область с областью л -дрейфа и проводит элек-
троны от эмиттера через область л дрейфа к выводу коллектора (С). Направление
движения электронов показано на рисунке в виде стрелок на линии 1.

Как только электроны попадают в инжектированный р -слой в области кол-
лектора (С), носители положительного заряда (дырки) будут инжектироваться из
//-области в область л -дрейфа. Инжектированные дырки будут перемещаться
непосредственно из области л -дрейфа через слой р к клемме эмиттера, а также
в боковом направлении под каналом также в направлении эмиттера. Направле-
ние движения дырок показано в виде стрелок на линии 2

Из рис. 2.14 структуры 1СВТ следует, что существуют следующие направле-
ния протекания тока от коллектора (С) к эмиттеру (Е) Первый путь связан с
движением дырок; клемма коллектора (С) - подложка р-область дрейфа
/Г-р-слой - эмиттер (Е). Второе направление соответствует перемещению
электронов по цепи: эмиттер (Е) - канал /г' -область дрейфа и -подложка /> -клемма
коллектора (С).

В процессе включения транзистора область /Г-дрейфа заполняется дырками
(неосновными для нее носителями заряда), увеличивая общее количество носи-
телей заряда. При включенном транзисторе в области дрейфа протекают встреч-
ные потоки носителей заряда (электроны и дырки): электроны из эмиттера пере-
мещаются из /г'-области в дрейфовую л -область. Одновременно дырки из кол-
лектора через р' -область переходят в область я -дрейфа, что уменьшает сопро-
тивление этой области и уменьшает напряжение на выводах прибора.

Таким образом, из-за избытка как электронов, так и дырок в области дрейфа
ее проводимость увеличивается и запускается механизм увеличения проводимо-
сти тока, благодаря чему происходит включение /б-ДТ-траизистора.

Общий ток транзистора определяется электронной (/„) и дырочной (1Р) со-
ставляющими (рис 2.14). В разделе 1.3.2.2 показано, что направление тока в по-
лупроводниковой структуре совпадает с направлением движения дырок и проти-
воположно направлению движения потока электронов. В этом случае для тока
коллектора 16ВГ-транзистора можно записать: 1С =1+1п.

2.2.3. Основные характеристики и параметры ЮВТ-транзистора

2.2.3.1. Электрические параметры транзистора

Рассмотрим основные параметры и характеристики 767?Т-транзистора на
примере транзистора 8ОР30К60, выпускаемого фирмой Вгетепя [1]. Этот тран-
зистор рассчитан на работу с током 30 А и максимальным напряжением 600 В

1с (СопИпиоиз Со11ес1ог Сиггеп!) - максимальное значение постоянного тока
коллектора. Этот параметр нормируется при нормальной (25 °С) и при повышен-
ной (100 °С) температуре корпуса. Поскольку ток транзистора 1с зависит от тем-
пературы корпуса Тс, на рис. 2.15 приведена зависимость 1с = /(Гс), из которой
следует, что при Тс > 70 °С необходимо ограничивать величину тока, протекаю-
щего через транзистор.

Рис. 2.15. Зависимость тока коллектора 1с транзистора от температуры корпуса Тс
1см (Ри1зе<1 Со11ес(ог Сиггеп!) - величина импульсного тока коллектора,
ограниченного температурой 150°С. Для описываемого транзистора 1см = 112 А.

Усее (СоПесЮг-ЕтШег Уо1(а%ё\ - максимально допустимое напряжение
между коллектором и эмиттером. В данном случае Усее = 600 В. Превышение
этого напряжения приводит к пробою цепи коллектор - эмиттер.

Усе(оп) (СоИес(ог-Ет/(1ег Он Уока^е) - максимальное значение напряжения
насыщения между коллектором и эмиттером в открытом состоянии при заданной
температуре. В паспортных данных транзистора приводится Усв^т) для темпера-
туре 25 и 150 °С. Типовое значение Усв(оя> соответственно равно 2,1 и 2,5 В

Усвм) (Оа1е ПгеякоШ УоИа§е) - пороговое напряжение затвора, при кото-
ром транзистор начинает переходить в проводящее состояние. Для данного тран-
зистора типовое значение Исгр/р составляет 4 В.

Усе (Са1е-ЕтШег Рокаде) - максимальное значение управляющего напря-
жения затвор - эмиттер. При превышении этого напряжения возможен пробой
затворного диэлектрика и выход транзистора из строя.

1сее (СоПесТог Сц1о$Сиггепк) - ток коллектора при нулевом напряжении за-
твор - эмиттер, т. е. ток утечки силовой цепи закрытого транзистора. При темпе-
ратуре 25 и 150 °С величина 1сев соответственно составляет 40 и 3000 мкА.

Еля (81п§1е Рике Ауактске Епегду) - максимальное значение энергии, выде-
ляемое при одном переключении транзистора. Для описываемого транзистора
Елз = 165 мДж. Этот параметр транзистора ограничивает максимальную частоту
переключения транзисторов преобразователя.

Ра (Махтит Рспиег СНшракюп) — максимальная мощность рассеивания, т. е.
максимальная тепловая мощность, которая может быть отведена от корпуса тран-
зистора при заданной температуре корпуса. На рис. 2.16 приведен график зависи-
мости Ра =/(Тс) рассеиваемой мощности от температуры корпуса, из которого сле-
дует, что Рг> в значительной степени определяется температурой корпуса Тс.

Рис. 2.16. Зависимость рассеиваемой мощности Ро от температуры корпуса Тс
Потери энергии при включении Еоп и выключении К>#, а также потери мощ-
ности вне коммутационного периода Ратя показаны на рис. 2.21, д и рис. 2.22, д.

Потери мощности при включении Роп и выключении Ро# определяются по-
терей энергии и частотой/переключения транзистора: Роп =/ Еоп, Ролг~/'

Общие потери в транзисторе рассчитываются по формуле:

р _ р .о _ р \ р р
общ ДИН СОП31 ОП 0$ СОП51 •

Т - максимальная температура кристалла полупроводника.

2.23.2, Вольт-амперные характеристики транзистора

Кроме этого, в паспортных данных транзистора приводятся:

Рис. 2 17. Коллекторные (стоковые) характеристики транзистора

- передаточная характеристика 1с ^ЛУ<зе), показана на рис. 2.18.

Рис. 2.18. Передаточная характеристики транзистора
Положение кривых коллекторных характеристик рис. 2.17 определяется ве-
личиной управляющего напряжения «затвор — эмиттер» Усе и напряжения кол-
лектор-эмиттер Исе. Из рис. 2.18 следует, что минимальное значение управляю-
щего напряжения Усе составляет порядка 5 В.

2.2.4. Динамические характеристики ЮВТ-транзистора

2.2.4.1. Процесс включения транзистора

Динамика включения Л7Л7-транзистора во многом схожа с процессом
включения МО8РЕТ транзистора, но имеет некоторые особенности, обусловлен-
ные его внутренней структурой. Из анализа внутренней структуры (рис. 2.19)
следует, что /СВТ-транзистор содержит МО8ГЕТ транзистор и-типа и биполяр-
ный /?-л-/?-транзистор. При этом эмиттер биполярного транзистора является кол-
лектором /6'В7-транзистора.

Рис. 2.19. Условное обозначение и эквивалентная внутренняя структура 1СВУ-транзистора

Эквивалентная схема /С’ВТ’-транзистора содержит в своей структуре не-
сколько паразитных емкостей:

- емкость затвор - эмиттер Сае',

- емкость затвор - коллектор Ссс’,

- емкость коллектор - эмиттер Ссе.

Эти конденсаторы оказывают основное влияние на процессы включения и
выключения. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными
емкостями представлена на рис. 2.20.

Рис. 2.20. Эквивалентная схема включения транзистора с паразитными элементами
В такой схеме выходной сигнал будет инверт ирован относительно входного
сигнала. Конденсатор Сж, включенный между затвором и коллектором транзи-
стора, является элементом отрицательной обратной связи. Наличие этого кон-
денсатора обуславливает возникновение в транзисторе эффекта Миллера.

Процесс включения /бвГ-транзистора состоит из нескольких временных
интервалов, которым соответствуют диаграммы токов и напряжений, представ-
ленные на рис 2.21.
0-?1. Выключенное состояние транзистора. На выходе драйвера устанавли-
вается отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения -Коду (за-
мкнут ключ 3^2).

11-/1. Заряд конденсатора затвор - эмиттер Ссе до уровня порогового напря-
жения открытия транзистора Усе(г/,). На выходе драйвера устанавливается поло-
жительный импульс напряжения + (замкнут ключ 57И1), под действием ко-
торого начинается заряд конденсатора Ссе и смена полярности напряжения на
затворе Усе. Форма этого напряжения соответствует экспоненциальной кривой
заряда конденсатора КС - цепочки. На этом интервале пока Усе < Усещ,) транзи-
стор находится в закрытом состоянии.

Открытие транзистора, линейный режим работы схемы. При достиже-
нии уровня напряжения на затворе равенства Усе = Усе(Л) происходит открытие
транзистора и переход его в проводящее состояние. При этом вначале включа-
ется Л/ОУКЕТ-транзистор, а через биполярный транзистор пока протекает суще-
ственно меньшая доля тока, /<72?Т-транзистор работает в линейном режиме. На
этом интервале начинает протекать ток через конденсатор затвор - коллектор
Сас, получивший название емкости Миллера. Напряжение между коллектором и
эмиттером биполярного транзистора практически не меняется, поскольку проте-
кающий в цепи коллектора ток 1с слишком мал для изменения напряжения на
конденсаторе Ссе. В течение этого интервала открывается биполярный транзи-
стор и ток в цепи коллектора 1с возрастает от нуля до максимального значения,
ограниченного параметрами внешней цепи. В процессе увеличения тока 1с про-
исходит выделение тепла в кристалле транзистора. В конце интервала транзи-
стор переходит в режим работы на «плато Миллера».

гз-?4. «Плато Миллера интервал 1». На этом интервале снижается напряже-
ние на Л/О57'’Е7-транзисторе. После нарастания тока коллектора 1с до макси-
мального значения, происходит уменьшение напряжения Усе на коллекторе.
Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором посредством емко-
сти Миллера Ссе, уменьшение напряжения на коллекторе приводит к перезаряду
емкости Ссе током драйвера 1с. В течение этого периода напряжение на затворе
Усе не изменяется, а диаграмма напряжения имеет вид плато - «плато Миллера».
Плато Миллера для /6’ДТ-транзистора состоит из двух интервалов. На первом
интервале происходит быстрое снижение напряжения на коллекторе Усе, обу-
словленное снижением напряжения на МОЗРЕТ-транзисторе. На этом интервале
происходят значительные коммутационные потери мощности Ро в кристалле
транзистора.

«Плато Миллера интервал 2». На этом отрезке времени происходит
снижение напряжения на биполярном р-л-р-транзисторе в структуре ЮВТ-
транзистора. Этот интервал отличается более медленным уменьшением напря-
жения на коллекторе Усе, обусловленного процессом завершения включения би-
полярного транзистора. Аналогично вследствие емкостной связи между коллек-
тором и затвором посредством емкости Миллера Сас, происходит уменьшение
напряжения на коллекторе, которое приводит к перезаряду емкости Сас- В тече-
ние этого интервала напряжение на затворе Усе не изменяется. «Плато Миллера»
продолжается до полного включения биполярного транзистора, после которого
напряжение на /б'/ГЛ-транзисторе устанавливается на уровне падения напряже-
ния на открытом переходе биполярного транзистора. На этом интервале также
происходят коммутационные потери мощности Рп в кристалле транзистора.

?5-?б. Зарядка конденсатора затвора Све до напряжения драйвера +Га?г.
Напряжение на затворе Усе снова начнет увеличиваться в соответствии с класси-
ческими уравнениями заряда конденсатора в КС - цепочке. Процесс заряда за-
вершается после заряда конденсатора до уровня напряжения питания драйвера
+ Уоцу. В это время практически весь ток /67Г/-траизистора протекает через би-
полярный транзистор.

I > ?б- Включенное состояние транзистора Через транзистор протекает ток
коллектора 1с, ограниченный параметрами внешней цепи, иапряжсние на тран-
зисторе Усе определяется падением напряжения на открытом биполярном тран-
зисторе.

2.2.5. Временные параметры процесса включения транзистора

Процесс включения транзистора (рис. 2.21) характеризуют два основных
временных параметра:

1а(оп) (1игп-оп с1е1ау Нтё) время задержки включения - это интервал времени
от момента, когда напряжение затвор - эмиттер Усе превышает 10 % напряжения
импульса управления Уоку до момента, когда ток коллектора не превысит 10 %
от своего максимального значения /в тах.

К (пне Нте) время нарастания тока - это интервал времени между момен-
тами увеличения тока коллектора от 10 до 90 % от своего максимального значе-
ния /иглах.

Сумма этих значений определяет время включения транзистора (ол.

2.2.5.1. Процесс выключения транзистора

Процесс выключения /67?Т-транзистора состоит из нескольких временных
интервалов, которым соответствуют диаграммы токов и напряжений, представ-
ленные на рис. 2.22.

0-Ц. Включенное состояние. На выходе драйвера установлено положитель-
ное напряжение, определяемое максимальным напряжением драйвера +Уияг (за-
мкнут ключ 51Г1). Биполярный транзистор открыт и через него протекает ток
коллектора 1с, напряжение на коллекторе транзистора Усе определяется паде-
нием напряжения на сопротивлении открытого канала транзистора.

11—12- Разряд емкости затвора Ссе до уровня напряжения плато Миллера Утиег-
На этом интервале происходит разряд емкостей затвор - эмиттер Сое и затвор -
коллектор Ссс (емкость Миллера) от максимального напряжения драйвера +Уоке
до уровня У„яиег, при котором начинается увеличение напряжения Усе на коллек-
торе. За счет емкостной связи между коллектором и затвором (Ссс) напряжение
на затворе Усе устанавливается на уровне УтШа, при котором происходит переход
в режим «плато Миллера». Для 1С7?7’-транзистора имеется значительная разница
между напряжениями выхода на «плато Миллера» для процессов включения и
выключения. Это обусловлено различной скоростью переключения МО8РЕТ и
Лбв/’-транзисторов Из-за этого при выключении транзистора рост напряжение
Ищ на коллекторе /657-транзистора начинается с некоторым опозданием уже по-
сле того, как напряжение на затворе Полуспело снизиться до напряжения Миллера
УтИи; которое несколько ниже порога напряжения включения транзистора Иэал).

Рис. 2.22. Процесс выключения /СЙР-транзистора
12-1з- «Плато Миллера». Закрытие /С/й/'-транзистора сопровождается ростом
напряжения Усе на его коллекторе. Вследствие обратной связи между коллекто-
ром и затвором транзистора через емкость Миллера Ссс, рост напряжения на кол-
лекторе приводит к возникновению тока через емкость Ссс- Из-за этого тока об-
ратной связи напряжение на затворе транзистора Усе не изменяется на интервале
увеличения напряжения Усе на коллекторе. Диаграмма напряжения на затворе
Усе имеет вид «плато Миллера». На этом интервале, соответствующего процессу
выключения, заряжается емкость конденсатора коллектор - эмиттер Ссе и уве-
личивается напряжение на коллекторе до уровня напряжения питания. При этом
ток коллектора 1с, протекающий в цепи транзистора, не изменяется. На этом ин-
тервале происходят основные коммутационные потери мощности в кристалле
транзистора.

/з-Ц. Выключение Л-,/(Э57''Л7,-транзистора в структуре /6'й/'-транзистора. По-
сле того как ток, протекающий через емкость Миллера Ссс, становится меньше
разрядного тока драйвера 1с, происходит сход с «плато Миллера», при котором
напряжение на затворе Усе начинает уменьшаться по экспоненциальному закону.
К этому моменту времени напряжение на коллекторе транзисторе достигает сво-
его максимального значения. Начало интервала характеризуется быстрым
уменьшением тока коллектора до определенного значения, обусловленное про-
цессом выключения Л/О^ЕГ-транзистора.

/4-/5. После того, как емкость Миллера Ссс полностью зарядится, наступает
процесс разряда емкости затвор - эмиттер Ссе через входную цепь драйвера. За
время /з-В напряжение на затворе Усе, уменьшающееся по экспоненциальному
закону, достигает отрицательного относительно «земли» напряжения питания
драйвера - Уоку.

Ц-Ц,. Закрытие биполярного транзистора в структуре /О5Т-транзистора. По-
сле интервала /3-/4 быстрого уменьшения тока коллектора [с, обусловленного за-
крытием ЛЮТР’ЕТ-транзистора, начинается интервал /4-/6 более медленного
уменьшения тока 1с, связанного с выключением биполярного транзистора в со-
ставе 1СВТ. Этот интервал уменьшения коллекторного тока называется «токо-
вым хвостом». Длина «хвоста» зависит от типа транзистора и величины комму-
тируемого тока. На этой стадии закрытия транзистора также происходят суще-
ственные потери мощности Ро в полупроводниковой структуре транзистора.

/> /б. Выключенное состояние транзистора. Напряжение на закрытом тран-
зисторе Усе определяется напряжением внешнего источника питания, при этом
ток в цепи транзистора не протекает. Транзистор закрыт отрицательным напря-
жением драйвера Усе = - Уоку.

2.2.5.2. Временные параметры процесса включения транзистора

Процесс выключения транзистора (рис. 2.22) характеризуют два основных
временных параметра:

1сЦр}П ((ит-о//йе1ау Ите) время задержки выключения - это интервал времени
от момента, когда напряжение затвор - эмиттер Усе уменьшится до 90 %
напряжения импульса управления Рик до момента, когда ток коллектора умень-
шится до 90 % от своего максимального значения 7Н тах.

I/ (/а11 Ите) время спада тока - это интервал времени между моментами умень-
шения тока коллектора от 90 до 10 % от своего максимального значения Д, тах.

Сумма этих значений определяет время выключения транзистора

2.3. СТО-гиристор

Запираемый СТО - Оше Тит ОД тиристор является силовым полупровод-
никовым прибором, который работает аналогично обычному тиристору с той
разницей, что он может быть не только включен, но и выключен путем воздей-
ствия на управляющий электрод. ОТО основан на классической четырехслойной
/?-и-р-/7-полупроводниковой структуре с гремя ^-«-переходами. В отличие от тра-
диционных тиристоров, ОТО отличается тем, что его выключение обеспечива-
ется посредством подачи отрицательного импульса напряжения на управляю-
щий электрод, вызывающего протекание обратного тока в цепи управления. В
этом случае отпадает необходимость в изменении полярности анодного напря-
жения тиристора для его выключения, которое используется в преобразователях,
выполненных на базе обычных тиристоров. На рис. 2.23 показано условное гра-
фическое обозначение ОТО-тиристора.

Рис. 2.23. Условное обозначение ОГО-тиристора:
А - анод; К - катод; С - управляющий электрод

2.3.1. Структура СГГО-тиристора

На рис. 2.24 показана базовая структура (а) и двухтранзисторная модель (б)
СТО-тиристора.

В отличие от обычного тиристора, катод СГО-тиристора выполнен в виде
нескольких сотен отдельных элементарных ячеек. Фрагмент одной из таких
ячеек показан на рис. 2.24. Для оптимизации выключающей способности
/>-и-переход ./3 тиристора между затвором (базовым слоем р) и катодом (К)
имеет решетчатую структуру. Катод выполнен в виде отдельных сегментов, рас-
положенных концентрическими окружностями вокруг центра прибора. Ток ка-
тода распределяется равномерно пс всей площади полупроводниковой струк-
туры В СТО, рассчитанном на ток 3000 А. входит свыше 3000 сегментов катода,
имеющих общий контакт по цепи управления. Базовый слой р имеет такое же
число контактов управляющего электрода - затвора (С), распределенных равно-
мерно по площади катода и соединенных параллельно. Таким образом, в области
катода расположены чередующиеся сектора катодного и+ и базового слояр.
Рис. 2.24. Запираемый СТО-тиристор:
а - структурная схема; б - двухтранзисторная модель тиристора

Внутри обогащенного анодного слоя р+ установлены анодные шунты (зоны
п+), соединяющие обедненный базовый слой п с выводом анода (А). Анодные
шунты предназначены для уменьшения времени выключения тиристора за счет
обеспечения альтернативного пути протекания электронов из базовой области /г
к выводу анода (А) в процессе выключения прибора.

2.3.2. Двухтранзисторная модель СТО-тиристора

Полупроводниковая структура как обычного, так и СГО-тиристора может
быть представлена в виде конфигурации двух транзисторов разных р-п-р и
п-р-п-типов проводимости, соединенных по схеме рис. 2.24, б.

Благодаря положительной обратной связи в схеме происходит лавинообраз-
ный процесс, в результате которого каждый из транзисторов переходит в откры-
тое состояние. Насыщенное состояние /з-и-р-и-структуры может быть описано
коэффициентами усиления по току а, и аз для транзисторов с общей базой и то-
ками утечки коллекторных переходов /ко: и /коз:

Аа = 0-|/а + /ко1’ (2.1)
Л,1 = Ай = а2^К + А<02 ’ (2.2)
6< = и = Лй 4 Л< 1 • (2.3)

Совместное решение этих уравнений относительно /л имеет вид:

г _ агА? + (/ко 1 + /ог)

А 1-(й1 + а2)

(2.4)
В этом уравнении величину С = а, + аг называют коэффициентом петлевого
усиления. Когда к тиристору прикладывается положительное анодное напряже-
ние в отсутствии тока управления (1с = 0), значения коэффициентов а1 и аг обоих
транзисторов малы. При этом знаменатель (2.4) близок к единице и анодный ток
7а немногим больше, чем сумма токов утечки /ко] и /ког отдельных транзисторов.
При таких условиях полупроводниковая структура тиристора находится в пря-
мом блокирующем состоянии или состоянии высокого сопротивления, соответ-
ствующему выключенному состоянию тиристора.

2.3.3. Процесс включения тиристора

Для переключения тиристора в проводящее состояние с малым сопротивле-
нием следует увеличить значение коэффициентов усиления а, и аг. Из уравнения
(2.4) следует, что при увеличении С = а] + аг до единицы анодный ток /а стре-
мится к бесконечности. Это означает, что прибор переходит в режим регенера-
ции и каждый из транзисторов, воздействуя друг на друга, способствует пере-
ходу в режим насыщения.

Находясь в режиме насыщения, все р-л-псрсходы транзисторов смещаются
в прямом направлении таким образом, что общее падение напряжения на вклю-
ченном приборе соответствует примерно падению напряжения на одном
р-л-переходе. В открытом состоянии тиристора анодный ток ограничивается
только параметрами внешней цепи.

На практике значение коэффициента С может быть увеличено до единицы
путем увеличения тока управления 1с. В кремниевых транзисторах коэффици-
енты а, и аг имеют низкое значение при малых токах эмиттера, но начинают
быстро расти с увеличением этого тока. Обычно это осуществляется посред-
ством инжекции тока через управляющий электрод. Направления протекания по-
токов электронов и дырок в полупроводниковой структуре в процессе включе-
ния тиристора показаны на рис. 2.25.

Рис. 2.25. Распределение тока в (ЗТО во время включения
Когда прибор оказывается во включенном состоянии, отпадает необходи-
мость в токе управ пения 1с. Проводящее состояние тиристора поддерживается за
счет регенеративных процессов, протекающих в его структуре. Переход в блоки-
рующее состояние становится возможным в случае, если анодный ток 7д стано-
вится меньше тока удержания, когда значение коэффициента С < 1.

Таким образом, благодаря лавинообразному процессу небольшой по вели-
чине ток управления 1с вызывает процесс увеличения анодного тока 7а, который
начинает протекать через всю площадь кремниевой пластины. Это позволяет
проводить во включенном состоянии токи в несколько тысяч ампер. При этом
в СТО требуется значительно большая величина управляющего тока 1с, по-
скольку О'ГО-тиристор состоит как бы из большого числа отдельных тиристо-
ров, соединенных параллельно. При подаче в СТО достаточно большого тока
управления все отдельные тиристоры будут включены одновременно и ско-
рость нарастания анодного тока может быть увеличена до нескольких тысяч ам-
пер за микросекунду.

2.3.4. Процесс выключения тиристора

Для отключения анодного тока, проходящего через СТО, на вывод затвора
(6) подается отрицательное по отношению к катоду напряжение Еск, полярность
которого показана на рис. 2.24, б в скобках. Под действием этого напряжения
дырки от вывода анода (Л) через базовый слой р выводятся из тиристора через
металлический вывод затвора (рис. 2.26, а). Под действием управляющего на-
пряжения Еск в цепи затвора протекает запирающий ток выключения /(,. СТО
выключается, если амплитуда тока управления 1с составляет 20—30 % от анод-
ного тока 7л. Направление потоков основных носителей заряда во время выклю-
чения показан на рис. 2.26, а.

Рис. 2.26. Распределение тока в СТО во время выключения
Ток 1а приводит к рассасыванию дырок в базовом слое р. Уменьшение числа
дырок происходит за счет их рекомбинации с электронами, поступающими из
базового слоя и", а также с электронами, перешедшими в базовый слой р по цепи
управляющего электрода С. В течение времени рассасывания нарастающий по
плотности ток катода /к в виде отдельных волокообразных потоков протекает в
направлении центров катодных сегментов п до тех пор, пока он не будет умень-
шен до нуля в каждом из сегментов. Этому моменту времени соответствует
структурная схема тиристора, показанная на рис. 2.26, б.

Хотя при закрытии тиристора катодный ток прекратился, но ток от анода к
затвору продолжает протекать (рис. 2.26, б), поскольку избыточные носители за-
ряда базового слоя /Г диффундируют в направлении перехода Л. Этот «токовый
хвост» затем экспоненциально уменьшается по мере того, как число избыточных
носителей л -базы уменьшается в результате рекомбинации в дырками. После
полного исчезновения «токового хвоста» устройство восстанавливает в устойчи-
вом состоянии свои характеристики блокировки. Анодные шунты или прозрач-
ный эмиттер (области п+ в /б-слос анода) помогают быстрее уменьшить «токовый
хвост», обеспечивая альтернативный путь электронам п -базы для перемещения к
контакту анода, не вызывая заметной инжекции дырок от вывода анода.

Такое перераспределение катодного тока продолжается в течение времени
рассасывания заряда и достигает наибольшей интенсивности при росте анодного
напряжения С дк и спадании анодного тока 1а. В течение этого периода через ти-
ристор одновременно протекает как анодный 1а, так и катодный /к токи, создавая
опасность повторного включения прибора. Длительность этого периода зависит
от скорости нарастания отрицательного тока управления После уменьше-
ния до нуля катодного тока тиристор переходит в состояние блокировки. Этот
короткий интервал времени перехода из проводящего в блокирующее состояние
(фаза выключения тиристора) иллюстрирует рис. 2.27.

Рис. 2.27. Процесс выключения СТО
2.3.5. Основные характеристики и параметры СТО-тиристоров

2.3.5.1. Электрические параметры тиристоров

Рассмотрим основные электрические параметры 6ТО-тиристоров (табл. 2.1-2.3)
на примере прибора 58ОА 30.14502, выпускаемого производителем «АВВ 8етл-
сопВис1ог8 АС» [3].

Таблица 2.1

Параметры закрытого состояния

Параметр Название Численное значение Примечание
Уош Повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 4500 В 1лж>2 В
Спич Повторяющееся импульсное обратное напряжение 17В -
1ош Повторяющийся импульсный ток в закрытом состоянии < 60 мА 11ак = Чти (Уок > 2 В
1юи Повторяющийся импульсный обратный ток < 20 мА (/ак — Укш Увк = <х>

Таблица 2.2

Параметры открытого состояния

Параметр Название Численное значение Примечание
1тлгм Максимальный средний ток в открытом состоянии 930 А I Голуволна синусоиды Тс - 85 °С
1тшз Максимальный действующий ток в открытом состоянии 1460 А
1т8М Ударный неповторяющийся ток в открытом состоянии 24 кА 1Р = 10 мс Т] = 125 °С
40 кА 1р = 1 МС
О Защитный показатель 2,8 106 А2с 1Р = 10 мс
0,8'106А2с 1р = 1 МС
(Ут Постоянное напряжение в открытом состоянии 4,0 В 1т • 3 кА
(Ло Пороговое напряжение 2,2 В —
Гт Динамическое сопротивление в открытом состоянии 0,6 мОм /-/ 0.3 4 кА
1н Ток удержания 50 А 7} = 25 °С

Параметр является максимальным значением повторяющегося им-
пульсного напряжения в прямом направлении. Превышение значения 1/окм
вызывает быстрый рост тока утечки и потерь мощности, что ведет к перегреву и
последующему нарушению блокирующей способности прибора. СТО может
блокировать номинальное напряжение, если управляющий переход смещен в об-
ратном направлении напряжением «управляющий электрод - катод» 1Тск > 2 В.

Параметр [Ткпм является максимальным импульсным повторяющимся
напряжением в обратном направлении. Для симметричного СТО эта величина
находится в диапазоне до 17 В, так как она определяется способностью выдер-
живать обратное напряжение переходом «управляющий электрод - катод» 67; к.
В отличие от напряжения Сонм величина Оккм может быть кратковременно пре-
вышена без разрушения прибора, так как обратный ток протекает через всю пло-
щадь тиристора.

Параметры 1окм и соответствуют максимальному току, который проте-
кает при приложении напряжения Орнм и Окк - соответственно. Параметры тока
измеряются при максимальной температуре корпуса и воздействии синусоидаль-
ных импульсов напряжения длительностью 10 мс.

Параметры 1тл ш и /па® являются максимальными значениями тока - средним
и действующим соответственно. Они устанавливаются для граничных условий ис-
пользования прибора. Например, при фиксированной температуре Тс = 85 °С
среды максимальное среднее значение Тгагм и максимальное действующее значе-
ние 1тЫ'К полуволны синусоиды тока вызывают нагрев р-н-перехода прибора до
максимально допустимого значения 7) = 125 °С.

Параметр 1т$м это значение ударного неповторяющегося тока при длитель-
ностях 1Р = 10 мс (на частоте 50 Гц) и 1Р = 1 мс. Он определяется как максимально
допустимая амплитуда тока полу синусоидальной формы, протекающего через
СТО при максимальной температуре перехода 7} = 125 °С.

Предельная нагрузка прибора при воздействии аварийного тока /2Г характе-
ризуется джоулевым интегралом, определяемым как:

12( = I = ^Т8М 1р/^'

где 1Р - длительность импульса тока.

Параметр С/, является прямым падением напряжения на проводящем при-
боре, вызванным протеканием прямого тока 1таум при максимальной темпера-
туре перехода 7} = 125 °С.

Используя значения порогового напряжения //т0 и динамического сопротив-
ления в открытом состоянии г,, можно аппроксимировать статическую вольт-ам-
перную характеристику тиристора в прямом направлении следующей линеари-
зованной зависимостью'

//Т(/Т) = С/ТО + /тгт

Диапазон токов, в которых это выражение дает приемлемую точность, ука-
зывается в соответствующих характеристиках. Для прибора 58ОА 3014502 этот
диапазон соответствует 300-4000 А. Если известны среднее и действующее
значения токов Ьги 1гкхк, потери мощности в проводящем состоянии Рст могут
быть также рассчитаны с использованием значений (710 и г, из следующего соот-
ношения:

^ст = ^то^ТА V + Г^ТКМ8

Током /я называется ток удержания, который соответствует минимальному
значению прямого тока тиристора, находящегося в открытом состоянии в отсут-
ствии управляющего напряжения. Уменьшение анодного тока ниже /я приводит
к переключению тиристора в закрытое состояние.

Таблица 2.3

Параметры управления

Параметр Название Числовое значение
1/ат Отпирающее постоянное напряжение управления 1,0 В
1ат Отпирающий постоянный ток управления 3,0 А
Уско Повторяющееся импульсное запирающее напряжение управления 17 В
1<;нп Повторяющийся импульсный ток управления 20 мА

Ток управления 1<;т соответствует току включения тиристора, а напряжение
Ост - мгновенному значению напряжения в цепи управления при протекании
тока 1ат- Величина тока Тот в значительной мере определяется температурой кор-
пуса. Если мощные СТО включаются с высокими скоростями изменения анод-
ного тока, то источник питания цепи управления дожжен обеспечивать выход-
ной ток 1ст не менее 30 А со скоростью его нарастания сИщ/сТ до 20 А/мкс.

Параметр Осло является максимальным значением обратного запирающего
повторяющегося напряжения, прикладываемому к управляющему переходу. Ве-
личина Сако увеличивается примерно на 0,1 % с ростом температуры корпуса
тиристора на 1 °С.

Параметр 1ам> соответствует максимальному значению тока (току утечки)
управляющего перехода, протекающего под воздействием напряжения Сако при
максимальной температуре корпуса прибора. Для большинства современных ти-
ристоров значение Тако составляет миллиамперы и даже микроамперы

2.3.5.2. Вольт-амперные характеристики тиристоров

На рис. 2.28 приведена зависимость значения прямого тока /т тиристора от
прямого напряжения (7т при температурах перехода 7} = 25 °С и 125 °С. Эти за-
висимости используются для вычисления потерь мощности во включенном со-
стоянии, кривая для 7] = 125 °С может быть аппроксимирована линейными
отрезками, соответствующими пороговому напряжению //,<> и динамическому
сопротивлению /у (см. выше).

Рис. 2.28. Характеристика включенного состояния

На рис. 2.29 показаны зависимости среднего значения рассеиваемой мощ-
ности Рпот среднего значения тока 1тди в проводящем состоянии. Значения Рау
представлены для различной формы анодного тока: ОС - постоянный ток, им-
пульсный прямоугольный ток длительностью 180, 120 и 60 эл. град, а также по-
луволны синусоидального тока продолжительностью 180 эд. град.

Рлг,
кВт
4,00

3,50

3,00

2.50

2,00

1,50

1.00

0,50

250 500 750 1000 /од, А

Рис. 2.29. Среднее значение рассеиваемой мощности Рау в зависимости
от среднего значения тока 1тлу
Из анализа рисунка следует, что уменьшение длительности импульса анод-
ного тока вызывает увеличение мощности рассеивания. Это объясняется тем, что
при одинаковом для всех случаев среднем значении тока к уменьшение ши-
рины импульсов сопровождается увеличением их амплитудного значения, вызы-
вающего дополнительные потери мощности. В величине Р^у не учтены потери
при включении и выключении, которые должны вычисляться отдельно с учетом
конкретных условий применения.

В отличие от традиционного тиристора, который может блокировать напря-
жение Цонм при разомкнутой цепи управления, СТО необходимо наличие отрица-
тельного напряжения на управляющем электроде или, по меньшей мере, включе-
ние низкоомного сопротивления в цепи «управляющий электрод-катод». Как
видно из рис. 2.30, прибор 58ОА 30.14502 может блокировать полное напряжение
С'лк с сопротивлением в цепи управления Аок до 3,3 Ом, величина блокирующего
напряжения Лл« уменьшается до 2000 В при сопротивлении Как > 22 Ом. Оче-
видно, что при Как > 22 Ом СТО ведет себя как при разомкнутой цепи управления.

Рис. 2.30. Зависимость прямого блокирующее напряжение ГЛ к
от сопротивления между управляющим электродом и катодом /Лк

На практике на управляющий электрод тиристора подается на интервале
блокирования отрицательное напряжение величиной примерно 15 В от блока
управления. Тем не менее, желательно гарантировать блокирующее состояние
тиристора путем подключения сопротивления Как (рис. 2.30) на случай выхода
из строя системы управления.

Блокирующая способность СТО должна быть обеспечена при воздействии
нарастающего с постоянной скоростью анодного напряжения е/идк/Л. Из
рис. 2.31 видно, что для блокирования полного номинального напряжения необ-
ходимо иметь напряжение смещения на управляющем электроде ГЛж > 2,5 В при
<1илк1<11= 10ОО В/мкс. При подключении резистора блокируемое напряжение сни-
жается с 3000 В при /?<;к = 0 до 1400 В при 7?ок = 8 Ом.

Рис. 2.31. Зависимость прямого блокирующего напряжения (Тлк от величины отрицательного
напряжения на управляющем электроде (7<ж (пунктирная линия) и сопротивления между
управляющим электродом и катодом Как (сплошная линия) при скорости нарастания
напряжения «ййй = 1000 В/мкс

Вольт-амперные характеристики управления СТО для прямого напряжения
представлены на рис. 2.32.

Рис. 2.32. Зависимость тока управления /слот прямого напряжения управления Цат
Область межу максимальными и минимальными значениями определяется
технологическим разбросом. С изменением температуры положение этих кри-
вых смещается. Характеристики являются квазистатическими и справедливы для
постоянного тока или для низкой частоты изменения управляющего напряжения.
Они не могут быть использованы при включении СТО при высоком анодном
напряжении и высоких скоростях изменения токов сИ!сй и сИат/Л- В этом случае
1Тст является динамическим параметром и имеет более высокие значения.

В общем случае полное входное сопротивление между управляющим элек-
тродом и катодом СТО значительно меньше, чем в традиционном тиристоре по
следующим причинам:

- большое число отдельных сегментов, соединенных в катоде СТО,

- увеличенная площадь контактов цепи управления.

На рис. 2.33 представлена зависимость тока включения Тат при постоянном
значении анодного напряжения 24 В от температуры р-п-1зерехода

Рис. 2.33. Зависимость тока включения 1ат от температуры корпуса

Здесь ток управления определен как ток подпитки цепи управления
(Ъаскрогск сиггепТ), который должен поступать от блока управления в течение
проводящего состояния для того, чтобы гарантировать возврат тока нагрузки с
обратного диода в бТО-тиристор. Величина тока Тат недостаточна для включе-
ния тиристора при повышенном анодном напряжении и при высокой скорости
нарастания анодного тока сИМ1. В этом случае для обеспечения удовлетворитель-
ных характеристик при включении рекомендуется формировать ток управления
с амплитудой (3 1С) Тат- Блок управления должен обеспечивать формирование
такого тока с учетом наихудших температурных условий.

Параметры включения и выключения иллюстрируются типичными диаграм-
мами напряжений и токов, приведенными на рис. 2 34, а также табл. 2.4 и 2.5.
Рис. 2.34. Процесс включения и выключения ОТО-тиристора

Таблица 2.4

Параметры включения

Параметр Название Численное значение Примечание
б7// (11 сш Критическая скорость нарастания тока в открытом состоянии 400 А/мкс /= 200 Гц А = 3000 А 1см = 30 А сНс/41 = 20 А/мкс
800 А/мкс /=1Гц
Время задержки 3 мкс Гак - 0,5 ТЛнм °С
1г Время спада напряжения 6 мкс /т = 3000 А; йИ<11 = 200 А/мкс
Минимальное время включения 100 мкс 1см = 30 А; сИа/аз = 20 А/мкс
Еоп Энергия включения за один импульс 3,6 Вт-с Сз = 6 мкФ; Кз = 5 Ом

Параметр (П1^1сгц является максимально допустимым значением скорости
нарастания тока при включении. Одна величина сН/й^ги дается для повторяю-
щихся значений, например, для частоты / = 200 Гц, а вторая - для одиночного
импульса (1 Гц). Величина сН/сТКти зависит от тока управления (скорости его
нарастания сИа/ол и максимальной амплитуды тока Там) при определенных усло-
виях работы.

Параметры I являются временами задержки на включение и длительно-
сти спада напряжения соответственно. Эти параметры иллюстрирует рис. 2.34.
Большие значения сИа/сИ и 1а уменьшают время включения тиристора. Это осо-
бенно зажно при последовательном соединении приборов, когда требуется од-
новременное включение всех тиристоров ветви.
Параметр ?0И(тш) определяет минимальное время, которое требуется для
наступления полной проводимости анодного тока. Обычно к СТО подключается
/?С-снаббер, обеспечивающий защиту прибора при включении. Во время прово-
дящего состояния тиристора конденсатор снаббера разряжен, и ограничивает
скорость с!и^ск нарастания анодного напряжения при выключении. Поэтому
время включения тиристора определяется временем, необходимым для восста-
новления снаббера. Например, при параметрах снаббера и Ск соответственно,
5 Ом и 6 мкФ минимальное время составляет “ 4 — 120 мкс. Это время

необходимо для разряда конденсатора С\до 1,8 % от начального напряжения. В
справочных данных приводится только минимальное значение 1оп(тт), которое
должно корректироваться с учетом параметров цепи снаббера.

Параметр Е„п является импульсом энергии, выделяемой в приборе при од-
ном включении. Эта величина определяется как интеграл мощности за время
включения.

Еоп =

где /т и С'т — ток и напряжение на тиристоре во время включения.

Величина Еоп может быть уменьшена за счет использования мощного им-
пульса управления. Потери мощности при включении Ро„ определяются Еоп и ча-
стотой / переключения тиристора: Ра„ =/ Еоп.

Таблица 2.5

Параметры выключения

Параметр Название Численное значение Примечание
1тадм Максимально допустимый запираемый во время коммутации ток 3000 А 1квм = 1/вкм', Сз = 6 мкФ; (Исц/Ж = 40 А/мкс; ~ 0,3 мкГн
Время рассасывания заряда 25 мкс = 0,5 С/ойл-/; = Уопм
Ь Время спада 3,0 мкс -
1о$ГП1П) Минимальное время выключения 80 мкс 1тв<2 = 1тсдм
Ео/1 Энергия выключения за импульс 12 Втс С$ = 6 мкФ; Кз = 5 Ом
кцш Запирающий импульсный ток управления 800 А /.Л -- 0,3 мкГн

Параметром Ттаом является максимальное значение анодного тока, который
может быть периодически выключаться отрицательным током управления. Ве-
личина 1тс(?м является функцией емкости конденсатора снаббера С$, а также за-
висит от паразитной индуктивности цепи этого снаббера /я, которая не должна
превышать 0,3 мкГн.
Конденсатор С$ ограничивает скорость изменения анодного напряжения
с1и^к1 при включении тиристора, а малое значение индуктивности снаббера
ограничивает всплески напряжения 0<яр. Чрезмерное значение киюТск может
привести к динамическому лавинному пробою из-за относительно высокого зна-
чения «хвостового» анодного тока который продолжает протекать во время
восстановления напряжения на СТО.

Значение сйсе/Л также является важным параметром для величины Трвдм.
Высокие значения <Пад1<11 (> 30 А/мкс) гарантируют малое время перехода СТО
из тиристорного режима работы в транзисторный (из включенного состояния в
выключенное), что очень важно для безопасного и равномерного процесса вы-
ключения. Для сНод/ск нет ограничения по максимальным значениям. При сНад/ск
от нескольких сот до 1000 А/мкс значительно увеличивается Ттсдм. Такой режим
работы называется «жестким» управлением и существенно улучшает процесс
коммутации.

Параметр А называется временем рассасывания заряда, которое определя-
ется интервалом от начала протекания отрицательного запирающего тока 0,1 Тад
до начала уменьшения анодного тока 0,9 Ттао, как показано на рис. 2.34. На время
1$ влияют следующие параметры: ток Ттсд и температура кристалла 7} увеличи-
вают ?5, а высокие значения сИад/ск уменьшают его.

Время рассасывания является одним из наиболее важных параметров СТО.
Оно шрает важную роль при управлении СТО. Например, возможно опрокиды-
вание инвертора, если СТО одного плеча не выключаются при открытии другого
плеча. Большое внимание должно быть уделено времени А при последователь-
ном соединении СТО, поскольку большой разброс ио времени & может привести
к неравномерному распределению напряжения между приборами. Перенапряже-
ния возникают у тех приборов, которые выключатся раньше других. В этом слу-
чае «жесткое» управление может быть решением этой проблемы.

Параметр I/ определяет время спада анодного тока. Величина времени I/ не
зависит от тока управления и от изменения сПад/ск. В связи с тем, что и другие
параметры не оказывают значительного влияния на I/, в таблице 2 5 такие зави-
симости отсутствуют.

Параметр ^тП) соответствует минимальному времени выключения прежде
чем СТО снова может быть включен положительным током управления Если в
течение времени ^тт) прибор снова включается, возникает риск включения ло-
кальных участков структуры и, как следствие, неуправляемое включение при-
бора. Однако если импульс выключающего тока достаточно высокий, величина
^тт) может быть меньше приведенного в таблице 2.5 значения.

Параметр Еоц соответствует импульсу энергии, выделяемой при одном вы-
ключении. Величина этой энергии определяется как интеграл мощности за
время, равное времени выключения (обычно 40 мкс).

Е^=|/т(0^т(0Л,

где /ти (Гт- ток и напряжение на тиристоре во время выключения.
Потери мощности при выключении могут быть определены из соотноше-
ния: Ро^=/- Ео$.

Ток является максимальным значением отрицательного управляющего
тока выключения. Величина этого параметра должна обеспечить выключение ти-
ристора при любых самых тяжелых условиях, например, при максимальных зна-
чениях 1тадм, сПсд/сИ и 7). При ограниченном значении 1<;ум значительно увели-
чивается время рассасывания накопленного заряда »?, что создаст серьезные про-
блемы в процессе выключения.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Укажите область применения силовых полупроводниковых приборов
(МО8РЕТ-, /С8Т-транзисторов, СТО-тиристоров).

2 Назовите особенности конструкции 7С5Т-транзисторов по сравнению со
структурой Л/0577ЕТ-транзисторов.

3 Назовите причину появления «токового хвоста» при выключении ЮВТ-
транзистора.

4. Как определяются временные характеристики при включении и выклю-
чении полупроводниковых приборов?

5. Приведите основные электрические параметры полупроводниковых при-
боров.

6. Изобразите вольт-амперные характеристики силовых полупроводнико-
вых приборов.
ГЛАВА 3.

ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

ЗЛ. Неуправляемые выпрямители

3.1.1. Однофазный выпрямитель с нулевым выводом

3.1.1.1. Работа выпрямителя при активной нагрузке

Выпрямитель (рис. 3.1) состоит из понижающего трансформатора Тр, вто-
ричные обмотки которого соединены с анодами вентилей И и Г2. Сопротивле-
ние нагрузка Лн, включено между общей точкой соединения катодов вентилей и
средним (нулевым) выводом обмотки трансформатора.

Рис. 3.1. Однофазный выпрямитель с нулевым выводом при активной нагрузке

Схема соединения обмоток трансформатора такова, что напряжения вторич-
ных обмоток «2-1 и иг-2 сдвинуты на 180 эл. град относительно нулевого вывода
трансформатора, т. е. мгновенные значения напряжений, поступающих на аноды
вентилей И и Г2, равны по величине и противоположны по знаку.

Рассмотрим принцип действия выпрямителя для случая чисто активной
нагрузки 7?п. Вентили выпрямителя принимаем идеальными, т. е. прямое паде-
ние напряжения в проводящем состоянии и обратный ток закрытого вентиля
равны нулю. Диаграммы, поясняющие работу выпрямителя, представлены на
рис 3.2, а-ж.

На интервале 0 - л, соответствующем положительной полуволне сетевого
напряжения ш, во вторичных обмотках трансформатора действуют положитель-
ное напряжение км и отрицательное напряжение 112-2 относительно нулевого вы-
вода трансформатора, имеющего нулевой потенциал. Полярность этих напряже-
ний показана на рис. 3.1 без скобок. Поскольку к аноду вентиля VI прикладыва-
ется напряжение км положительной полярности, он переходит в проводящее со-
стояние, а вентиль 1'2 закрыт обратным для него отрицательным напряжением
И2-2. Мгновенная схема замещения, соответствующая описываемому интервалу
времени 0 - я, представлена на рис. 3.3. Утолщенной линией на рисунке показан
контур протекания тока агрузки и, а тонкой линией - та часть схемы, в которой
ток отсутствует.

Рис. 3.2. Диаграммы работы выпрямителя при активной нагрузке
Из рис. 3.3 следует, что при нулевом падении напряжения на вентиле И все
напряжение вторичной обмотки трансформатора игл прикладывается к нагрузке Ан.
В этом случае форма напряжения на нагрузке и</ (рис. 3 2, в) повторяет напряжение
«2-1 (рис. 3.2, б). Полярность напряжения нагрузки и../также определяется полярно-
стью напряжения «2-1. Поскольку напряжение «</ = «2-1, измеренное относительно
нулевого вывода трансформатора, имеет положительную полярность, кривая м</ по-
казана в виде положительной полуволны напряжения на рис. 3.2, в. Ток в цепи
нагрузки г</ определяется величиной приложенного к ней напряжения щ — «2-1 и со-
противлением нагрузки Ан, т. е. и = ии/К». Для случая чисто активной нагрузки
форма протекающего через нее тока /</ (рис. 3.2, г) повторяет форму напряжения
нагрузки ш. Ток нагрузки и (рис. 3.3) замыкается через открытый вентиль VI, вто-
ричную обмотку трансформатора и сопротивление нагрузки Поскольку контур
тока является замкнутым и неразветвленным, мгновенные значения тока вентиля
VI составят г и = и. В этой связи на интервале 0 - л диаграмма тока вентиля /и
(рис. 3.2, д) повторяет форму тока нагрузки 1,1 (рис. 3.2, г).

С помощью рис. 3.3 определим форму напряжения на вентиле У2, который
на интервале 0 - л находится в закрытом состоянии. Напряжение на И2 опреде-
ляется разностью потенциалов его катода и анода. На анод VI поступает отрица-
тельное напряжение «2-2 вторичной обмотки трансформатора, а к его катоду при-
кладывается положительное напряжение «2-1 через открытый вентиль VI. При
нулевом падении напряжения на VI всё напряжение «2-1 поступает на катод вен-
тиля 1/2.

Таким образом, вентиль У2 находится под обратным напряжением двух об-
моток трансформатора, мгновенные значения обратного напряжения на У2 опре-
деляется разностью ординат кривых напряжений «2-1 и иг-г (рис. 3.2, б), поступа-
ющих, соответственно, на его катод и анод. Перенося отрезки прямых рис. 3.2, б
на рис. 3.2, ж и соединяя их плавной линией, получим кривую напряжения на
вентиле И2 на интервале 0 - л. Обратное напряжение «ц> на вентиле Г2 принято
изображать па рисунке с отрицательным знаком.

Во втором полупериоде л - 2л работы преобразователя полярность напря-
жения вторичных обмоток меняется на противоположную, что показано в скобках
(рис. 3.1). Вентиль VI переходит в открытое состояние под действием поло-
жительного напряжения иг-2, а вентиль К1 закрывается отрицательным напряже-
нием М2-1- К нагрузке 17 через открытый вентиль VI прикладывается напряжение
иа = иг-г той же полярности, что и на ранее рассмотренном интервале 0 - л.
В этой связи на интервале л - 2л напряжение иа (рис. 3.2, в) показано в виде поло-
жительной полуволны напряжения, мгновенные значения которого повторяют
форму напряжения иг-2 (рис. 3.2, б). Электромагнитные процессы на интервале
л - 2л не отличаются от процессов, рассмотренных в первом полупериоде 0 - л.

Таким образом, к нагрузке Кн прикладываются однополярные полуволны
напряжения, определяемые формой напряжения вторичных обмоток трансфор-
матора. В этом заключается принцип процесса выпрямления, при котором из пе-
ременного напряжения вторичных обмоток трансформатора формируются оди-
наковые по знаку положительные полуволны напряжения иа на нагрузке. По-
скольку выпрямление переменного напряжения происходит в каждом полупери-
оде, схема описанного выпрямителя называется «двухполупериодной».

Определим основные соотношения между токами и напряжениями в схеме
выпрямителя, принимая за исходные параметры действующее напряжение 17г
вторичной обмотки трансформатора и сопротивление нагрузки Кн.

Напряжение на нагрузке 17а определяется средним значением полуволн вы-
прямленного напряжения иа. Кривая иа на интервале повторяемости Т = л (0 - л,
л - 2л...) повторяет форму напряжения вторичной обмотки трансформатора 1/2 и
описывается выражением:

= 2217 2 81П§, (3.1)

где 172 - действующее значение напряжения на обмотке трансформатора; у 2 17г -
амплитудное значение напряжения на обмотке трансформатора.

Среднее значение напряжения 17а за период Т= г. определяется по формуле:

и а = 4 = = о,9и2. (3.2)

71 о 71

Для получения заданного значения выпрямленного напряжения 17а по (3.2)
можно рассчитать необходимое для этого действующее значение напряжения (72
вторичной обмотки трансформатора:

^=^^=7,7717,. (3.3)

Среднее значение тока нагрузки 1а (рис. 3.2, г) определяется приложенным
к ней напряжением 17а и сопротивлением нагрузки 7?н:
Поскольку ток нагрузки 1а замыкается через цепь вентилей VI, У2 пооче-
редно, среднее значение тока, протекающего через один вентиль 1у, вдвое
меньше среднего значения тока нагрузки 1а:

^=1,12.

(3.5)

Выше было установлено, что к закрытому вентилю выпрямителя приклады-
вается обратное напряжение иг, определяемое суммарным напряжением обмоток
трансформатора: ик=2иг. Амплитудное значение обратного напряжения вентиля
Смитах равно, соответственно, сумме амплитудных значений напряжений обмоток
трансформатора:

^тах=2з/2€/2,

(3.6)

где 72 1/1 - амплитудное напряжение обмотки трансформатора.

Определим мощности первичной 51 и суммарную мощность вторичных по-
луобмоток трансформатора 82, а также его типовую мощность 8т. Расчетные мощ-
ности обмоток трансформатора 51 и находим как произведение действующих
значений напряжения на обмотке и протекающего через нее тока. Типовая мощ-
ность трансформатора 8т определяется полусуммой мощностей 5) и 82 обмоток:

82 = 2и212- 8т = (5И 82)/2,

(3.7)

где (71 и (7> - действующие значения напряжений первичной и вторичной об-
мотки трансформатора; 1\ и 11 - действующие значения токов первичной и вто-
ричной обмотки трансформатора.

Значения мощностей выразим через мощность цепи выпрямленного тока:
Ра = 1Ра1а. При расчете используем известные соотношения, связывающие дей-
ствующие значения напряжений и токов первичной и вторичной обмотки
трансформатора: (71 = к (7г; 1\ = 111к (к - коэффициент трансформации трансфор-
матора), а также в общем виде соотношения для амплитудных и действующих
значений напряжений и токов:

(7т=з/2(/; /,„=х/27

Действующее значение тока первичной обмотки /1, необходимое для рас-
чета мощности 8\, определим по амплитудной величине тока 11т вторичной об-
мотки и коэффициенту трансформации трансформатора к:

Т - ^2т
1]~ 42'к
Амплитудное значение тока Л™ вторичной обмотки трансформатора опре-
деляется отношением амплитудного значения напряжения обмотки 41и со-
противления нагрузки Ан

2т

(3.9)

Выражая напряжение С'г в (3.9) через известное соотношение (3.3), а также
принимая во внимание формулу (3.4), для тока 12т получим следующее выра-
жение:

^2т 2 '

(3.10)

Подставляя полученное значение тока в (3.8), получим искомое выраже-
ние для действующего значения тока первичной обмотки трансформатора Л:

т - — I •-
1 2^“ к

(3.11)

Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора Ь_ рассчи-
таем в соответствии с известным выражением для действующего значения пери-
одической функции [4, 5].

(3.12)

Ток вторичной обмотки трансформатора на интервале 0-я (я-2я) опреде-
ляется током вентиля (рис. 3.2, д, в). Поскольку ток /с протекает через обмол ку
трансформатора только в течение одного полупериода, интегрирование тока г?
по (3.12) осуществляется в пределах 0-я. На интервале проводимости вентиля
ток вторичной обмотки 12 описывается выражением:

(3.13)

где Ьт - амплитудное значение тока.

С учетом выражения (3.9) уравнение (3.13) принимает вид:

г2 =

------ 81П &.
Подставляя выражение (3.14) в уравнение (3.12) и осуществляя преобразо-
вание с учетом (3.4) и формулы неопределенного интеграла:

г э 1 1

рпГ19й(|9 = --$т5со819-1--.9, (3.15)

получим расчетную формулу для тока 12:

12=1А- (346)

Выразим входящие в формулу (3.7) действующие значения напряжений
первичной С71 и вторичной 57г обмоток трансформатора через величину действу-
ющего значения напряжения на нагрузке Цу. Значения и2 и Сл связаны соотно-
шением (3.3). Подставляя в формулу (3.7) выражения (3.3) и (3.16) для расчета
5г, с учетом Ра = получим выражение для суммарной мощности вторичных
обмоток трансформатора:

Р 7Г~

82 = 21ЛД, - = 1,743 Л. (3.17)

" 4л/2

Аналогично получим выражение для расчета мощности первичной обмотки
51 путем совместного решения уравнений (3.3) и (3.11):

5, =Ш. = к1К1, =^^ = 1,234Р,. (3.18)

Типовая мощность трансформатора 8т рассчитывается по известным значе-
ниям мощностей его обмоток 51 и 5г [10]:

5т= ^1^ = 1,488/^. (3.19)

Для оценки эффективности работы того или иного преобразователя необхо-
димо определить его энергетические характеристики. Одним из основных пока-
зателей, характеризующих качество потребляемой энергии, является коэффици-
ент мощности Км преобразователя. Он показывает степень потребления выпря-
мителем производительной активной мощности. Снижение коэффициента мощ-
ности сопровождается увеличением потребления преобразователем реактивной
мощности и загрузки системы электроснабжения непроизводительным реактив-
ным током. Протекание 1А реактивного тока в сети переменного тока вызывает
в 5-7 раз большие потери напряжения по сравнению с активным током. Вели-
чина потерь напряжения в питающей сети на 80 % обусловлена потреблением
нагрузкой реактивной мощности [9] Эти показатели подтверждают необходи-
мость анализа рассматриваемых энергетических показателей преобразователей
и выбора возможных путей их улучшения.

В общем виде для коэффициента мощности справедливо соотношение [10]:

Км = СО5ф-У,

(3.20)

где ср - угол сдвига первой (основной) гармоники потребляемого тока /цц по от-
ношению к питающему напряжению; V = /цц /Л - коэффициент искажения формы
потребляемого тока, определяемый отношением первой гармоники тока/ц ц к его
действующему значению /1.

Из (3.20) следует, что для повышения Км следует приближать фазу потреб-
ляемого тока к питающему напряжению, а также улучшать форму этого тока.

Коэффициент мощности Км преобразователя характеризуется также отно-
шением активной Р1 и полной 51 ~ потребляемых мощностей и рассчитыва-
ется как для синусоидальных, так и для несинусоидальных цепей по общей фор-
муле:

(3.21)

где И1, /1 - мгновенные значения напряжения и тока первичной обмотки транс-
форматора; {71, 71 - действующие значения напряжения и тока первичной об-
мотки трансформатора.

Рассчитаем по формуле (3.21) величину коэффициента мощности однофаз-
ного выпрямителя, работающего на активную нагрузку. Диаграммы напряжения
И1 и тока /1 первичной обмотки трансформатора показаны на рис. 3.2, а. Напря-
жение и ток имеют синусоидальную форму, для которой амплитудные (71Я, 1\т
и действующие значения {71, /1 напряжения и тока связаны соотношением:
{/1т = V 2 {/>; 1ъп = 42. Кривые входного напряжения и тока описываются вы-
ражениями:

Г/ =7/т5шЭ = л/27;5шЗ; Ы] = 1} ]п = 421} 1 5/дЗ . (3.22)

Величину активной мощности Р1 рассчитаем в соответствии с выражением
числителя (3.21), используя выражения (3.22) для мгновенных значений щ, и

Р] = — ] 421}{ }2Ц 2'2 = У-4-2 Г$гп2 3 <73. (3 23)

2л 0 л 0
С учетом (3.15) для активной мощности Р> получим

(3.24)

Подставив полученное выражение в (3.21), получим

(3.25)

Таким образом, коэффициент мощности однофазного выпрямителя, работа-
ющего на активную нагрузку, имеет наибольшее значение: = 1. В соответ-
ствии с (3.20) это объясняется тем, что фаза потребляемого тока 6 совпадает с
питающим напряжением щ (<р = 0, сок <р = 1), а для синусоидальной формы кри-
вой тока г, коэффициент искажения формы тока (1.20) V = 1.

3.1.1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке

Работа однофазного выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку пред-
ставляет особый интерес при рассмотрении электромагнитных процессов, про-
исходящих в преобразователе переменного тока. Как правило, нагрузкой выпря-
мителя являются двигатели постоянного тока, подключаемые к выходу выпря-
мителя через сглаживающие реакторы, играющие роль фильтров тока, т. е. по
сути дела выпрямитель работает на активно-индуктивная нагрузку. Рассмотрим
схему работы выпрямителя при таком характере нагрузки (рис. 3.4).

Рис. 3.4. Выпрямитель с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке

В отличие ог ранее рассмотренной схемы (рис. 3.1), в цепь нагрузки вы-
прямителя последовательно с активным сопротивлением 7?н включена индук-
тивность I.. Диаграммы, поясняющие работу выпрямителя, представлены на
рис. 3.5, а-ж.

Режим работы вентилей выпрямителя И и 1'2 определяется напряжением
обмоток трансформатора иг-1 и И2-2. При положительном значении напряжения
И2-1 на интервале 0-л открыт вентиль К1, а на интервале л--2л в проводящем со-
стоянии находится вентиль И2 под действием положительного на этом интервале
напряжения 1/2-2. При нулевом падении напряжения на вентилях выпрямителя
напряжение на на выходе выпрямителя (рис 3.4) формируется из полуволн
напряжений И2-1, и^-г вторичных обмоток трансформатора и имеет тот же вид
(рис. 3.5, в), как и при чисто активной нагрузке.

Рис. 3.5. Диаграммы работы выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке
В отличие от ранее рассмотренной схемы выпрямителя (рис. 3.1), вслед-
ствие влияния индуктивности Ь, ток в цепи нагрузки и получается сглаженным
(рис. 3.5, г), т. е. не спадает до нуля при нулевых значениях напряжения ад, а
максимумы тока 1'а следуют с некоторой задержкой относительно амплитуд вы-
прямленного напряжения ад. Ток /а замыкается через цепь нагрузки /<, и создает
на ней падение напряжения иа» (рис. 3.5, в). Поскольку напряжение на активном
сопротивлении адн повторяет форму протекающего через нее тока /</, форма адн
также получается сглаженной. В этом заключается фильтрующее действие ин-
дуктивности Т (сглаживающего реактора) по улучшению формы напряжения адп
на нагрузке КЙ При —>оо выпрямленный ток 1а получается идеально сглажен-
ным, а напряжение и* принимает вид прямой линии. Разность между выпрям-
ленным напряжением иа и напряжением нагрузки и* приходится на индуктив-
ность /. При бесконечной величине индуктивности А вся переменная составля-
ющая напряжения иа будет приходиться на индуктивность, а к нагрузке - только
постоянная составляющая этого напряжения.

Ток нагрузки у поочередно замыкается через цепь вентилей выпрямителя.
С изменением формы выпрямленного тока га изменяется форма тока ;>>, 1п, про-
текающего через вентили выпрямителя. Поскольку очередность работы венти-
лей VI, У2 определяется изменением полярности напряжений обмоток трансфор-
матора, форма тока г'и вентиля VI (рис. 3.5, д) повторяет форму выпрямленного
тока и на интервале 0 - л. на интервале л - 2л работы вентиля И2 форма его
анодного тока т(рис. 3.5, е) совпадает с соответствующими значениями тока 1а.
При этом увеличение индуктивности сглаживающего реактора приводит к при-
ближению формы токов 1п и /к к прямоугольной форме.

Токи вентилей /и и цд замыкаются через вторичные обмотки трансформа-
тора и определяют величину и форму их токов Поскольку ток первичной об-
мотки трансформатора /1 (с учетом коэффициента трансформации к) повторяет
форму токов вторичных обмоток 12, она также близка к прямоугольной форме
(рис. 3.5, а).

Установим соотношения между напряжениями и токами схемы выпрями-
теля.

Поскольку форма напряжения иа на выходе выпрямителя не отличается от
ранее рассмотренной схемы, для его среднего значения 17а можно записать:

=-Гч2С725гпЭ-б7& = ^^г72 =0,9272, (3.26)

л 0 л

где О2 - действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформа-
тора.

Если в схеме выпрямителя принять идеальную индуктивность Ц у которой
при нулевом активном сопротивлении отсутствуют потери напряжения, то для
средних значений напряжений на входе К/ и выходе индуктивности справед-
ливо соотношение:
^=^=0,9^, (3.27)

т. е. напряжение на активной нагрузке С/л определяется тем же выражением, что
и для схемы без индуктивности.

При том же условии ток в цепи нагрузки I; определяется средним значением
выпрямленного напряжения: 1}а = и активным сопротивлением нагрузки 7?н:

(3.28)

При очередной работе вентилей выпрямителя среднее значение тока 1у, про-
текающее через него в прямом направлении, вдвое меньше тока нагрузки Л?:

4=^/2-

(3.29)

Напряжение на закрытом вентиле выпрямителя зависит от суммарного
напряжения обмоток трансформатора. Максимальное обратное напряжение вен-
тиля определяется, как и при активной нагрузке, - амплитудным значением сум-
марного напряжения двух обмоток трансформатора:

Ив пах

= 2л/2С/2,

(3.30)

где 1/г - действующее значение напряжения обмотки трансформатора.

Рассчитаем мощности обмоток трансформатора 51 и 8г, а также значение ти-
повой мощности трансформатора 8т для случая Ь—>09, при котором токи пер-
вичной и вторичных обмоток трансформатора абсолютно сглажены и имеют пря-
моугольную форму.

Ток через вторичные обмотки трансформатора протекает в течение полупе-
риода напряжения и имеет амплитудное значение 1а, определяемое средним зна-
чением тока нагрузки 1а. Ток первичной обмотки имеет двуполярную прямо-
угольную форму с амплитудой 1а /к, где к - коэффициент т рансформации транс-
форматора.

Расчет мощностей 51, 5? и 8т проведем по известным формулам (3.7). Необ-
ходимые для расчета действующие значения токов первичной Л и вторичной об-
мотки трансформатора /2 вычислим в соответствии с выражением для действую-
щего значения периодических функций (3.12) При расчете тока Л учтем его пе-
ременный характер. Мгновенные значения тока определяются выражениями:
Л =1Аъ первом полупериоде 0 - тс и 1\ = ~1а/к во втором полупериоде л - 2л

В результате расчета получим:

(3.31)
Поскольку ток Ь протекает через вторичную обмотку только в течение од-
ного полупериода (772 = л), интегрирование кривой тока осуществляется только
на интервале 0 - л. В этом случае расчетная формула для действующего значения
тока 11 принимает вид:

Ь =

(3.32)

Значения мощностей 51, 81 и 8т определим через величину мощности цепи
нагрузки: Ра = кк/Р. Для этого выразим действующие значения напряжений Сч и
111 в формуле (3.7) через величину напряжения нагрузки Значение 171 рассчи-
тывается по формуле (3.3), а напряжение 171 связано с 171 коэффициентом транс-
формации к и определяется как:

(3.33)

На основании полученных выражений для действующих значений напря-
жений и токов рассчитаем значения мощностей трансформатора для случая
активно-индуктивной нагрузки:

-Г 7 Г -2_. ._[] — _р — 1 | | | Р

1- 11 “2Л а к "272 ’ ”

5 = 2/7 Л = 2 -^= = -Р<1 = 1,571Л;

2л/2 72 2 а 4

(3.34)

5т=(5,+52)/2 = 1,341/),.

Определим значение коэффициента мощности КЛ! выпрямителя, работаю-
щего на активно-индуктивную нагрузку. При расчете Км используем формулу
(3.21), применяемую ранее для расчета выпрямителя, работающего на чисто ак-
тивную на!рузку. Поскольку при активно-индуктивной нагрузке изменилась
форма входного тока /1, в расчетной формуле (3.21) следует рассчитать его дей-
ствующее значение р для прямоугольной формы тока, а также величину актив-
ной мощности Р\.

При расчете потребляемой активной мощности Р\ учтем переменный харак-
тер тока ц с амплитудным значением ±1а/к. Интегрирование числителя (3.21) осу-
ществляется на двух полупериодах: 0 - л и л - 2л, которым соответствуют зна-
чения первичного токи 1(Ик. В этом случае формула для расчета акт ивной
мощности Ру принимает вид:
Действующее значение тока Л найдем в соответствии с (3.12) из соотноше-
ния:

(3.36)

Поскольку в подынтегральном выражении (3.36) используется квадратич-
ное значение тока, то интегрирование тока /1 осуществляется на интервале 0 - л,
а полученный результат удваивается.

С учетом полученных значений Р[ и Д формула для расчета К« принимает
вид:

^и=^ =—= —= °>9- (3.37)

Полученное значение Км = 0,9 оказалось меньше по сравнению со схемой вы-
прямителя, работающего при чисто активной нагрузке. Это объясняется искаже-
нием формы входного тока ц. Действительно, фаза тока ц совпадает с питающим
напряжением щ (см. рис. 3.5, а), поэтому <р = 0 и соответственно соз <р = 1 В этом
случае формула для расчета коэффициента мощности (3.20) приобретает вид:

КЛ1 = СО8</> = 1 • V = V ,

(3.38)

т. е. полученное значение Км = 0,9 определяется коэффициентом искажения по-
требляемого тока V.

Таким образом, пониженное значение коэффициента мощности выпрями-
теля, работающего при активно-индуктивной нагрузке, является результатом не-
синусоидальности формы потребляемого тока.

3.1.1.3. Работа выпрямителя при активно-ёмкостной нагрузке

Лктивно-ёмкостная нагрузка выпрямителя создается путем параллельного
подключения к сопротивлению нагрузки 7?н конденсатора С, сглаживающего
пульсации выпрямленного напряжения (рис. 3.6). В этом случае конденсатор С
играет роль фильтра напряжения.
Рис. 3.6. Выпрямитель с нулевым выводом при активно-ёмкостной нагрузке

Диаграммы, поясняющие работу выпрямителя, показаны на рис. 3.7, а-е. В
отличие от ранее рассмотренных схем выпрямителей очередность работы венти-
лей Г1 и 1'2 определяется не только напряжением вторичных обмоток г/2-1 и иг-2*
но и напряжением ил на конденсаторе С. Вентиль выпрямителя будет находиться
в проводящем состоянии, если напряжение вторичной обмотки трансформатора,
подключенное к его аноду, будет превышать напряжение конденсатора, которое
определяет потенциал катода вентиля. При параллельном подключении конден-
сатора к нагрузке напряжение на конденсаторе С определяет величину и форму
напряжения нагрузки иа.

Рассмотрим работу выпрямителя на отдельных временных интервалах. При-
нимаем, что в начальный момент времени 9 = 0 конденсатор С заряжен до неко-
торого напряжения [70 (рис. 3.7, в), полярность которого показана на рис. 3.6.

В первом полупериоде работы выпрямителя 0 - л (полярности напряжений
И2-1 и И2-2 показаны на рис. 3.6 без скобок) на интервале 0-91 оба вентиля выпря-
мителя находятся в непроводящем состоянии. К вентилю Г2 прикладывается об-
ратное напряжение: на анод 1'2 поступает отрицательное напряжением 1/2-2, катод
вентиля находится под положительным напряжением конденсатора: ис = (7о = ил.
На этом интервале напряжение конденсатора превышает напряжения обмотки
трансформатора: ис = иа > 112л (рис. 3.7, в), поэтому потенциал катода вентиля К1
(г/с) превышает потенциал на его аноде (г/2-1). Такая полярность напряжения для
вентиля И также является обратной и приводит к его закрытию. Таким образом,
на интервале 0-91 нагрузка 7?н и конденсатор С отключены от вторичных обмо-
ток трансформатора закрытыми диодами VI и Т2.

Ток и в цепи нагрузки протекает под действием напряжения конденсатора
ис = иа, который разряжается с постоянной времени: т = КЛС. В это время напря-
жение на конденсаторе иа уменьшается по экспоненциальному закону:

= У(>е т.

В момент времени 9 = 91 напряжение г/2-1 превышает напряжения конденса-
тора ис = иа (рис. 3.7, в), поэтому потенциал анода вентиля РТ становится выше
потенциала катода, и он переходит в проводящее состояние. Открытый вентиль
И подключает цепь нагрузки к обмотке трансформатора иг-1 на интервале
9: - Эг, и через цепь И протекает ток заряда конденсатора от напряжения иг 1
Вследствие падения напряжения на вентиле К1 напряжение на обкладках заря-
жающегося конденсатора ис = м</ несколько меньше напряжения трансформатора
«2-1. Ток заряда конденсатора, совпадающий с формой тока /и вентиля И1, имеет
вид импульсов тока с амплитудой /г шах. Такой же по форме ток и = 1у)/к (к - ко-
эффициент трансформации трансформатора) протекает через первичную об-
мотку трансформатора (рис, 3.7, а).

Рис. 3.7. Диаграммы работы выпрямителя при активно-ёмкостной нагрузке
Заряд конденсатора заканчивается в момент 9 = 9?, когда напряжение об-
мотки трансформатора 1*2-1 вновь становится меньше напряжения конденсатора
Ис = иа, из-за этого закрывается вентиль И1 и отключает цепь нагрузки от обмотки
трансформатора с напряжением «2-1. На следующем интервале Эг - 9з напряже-
ние ис = иа конденсатора вновь превышает напряжение обмотки трансформатора,
поэтому оба вентиля выпрямителя находятся в закрытом состоянии. На этом ин-
тервале ток в непи нагрузки поддерживается за счет напряжения иа = ис разря-
жающегося конденсатора С.

Во втором полупериоде л - 2л полярность напряжения на обмотках транс-
форматора меняет знак (показано на рис 3.6 в скобках), поэтому в момент 9 = 9з
положительное напряжение 112-2 становится выше напряжения конденсатора
иа = и<, благодаря чему через открытый вентиль 1'2 выпрямителя происходит за-
ряд конденсатора от обмотки трансформатора с напряжением 112-2 в течение ин-
тервала времени 9з- 94 В это время через первичную обмотку трансформатора
протекает импульс тока п, совпадающий по знаку с напряжением их. После за-
крытия вентиля У2 в момент 9 = 94 процессы в схеме выпрямителя повторяются.

Из рис. 3.7, в следует, что, благодаря конденсатору С, форма напряжения на
нагрузке иа становится более сглаженной и выгодно отличается от напряжения
иа при чисто активной нагрузке. Поскольку ток нагрузки 1а - иа/Кя определяется
напряжением иа, то форма тока ц также становится сглаженной. Помимо этого,
кривая выпрямленного напряжения иа проходит вблизи амплитудных значений
напряжений иг-1, И2-2 вторичных обмоток трансформатора (рис. 3.7, в). В режиме
холостого хода среднее значение выпрямленного напряжения 17а определяется
амплитудным значением напряжения обмотки трансформатора: 17а = л/2 Нг. В за-
висимости от величины постоянной времени I = КЯС цепи нагрузки напряжение
17а может находиться в пределах.

0,9П2<^<^7/2. (3.39)

Левая часть формулы обычно соответствует малой величине ёмкости кон-
денсатора С, правая часть описывает работу выпрямителя с С—>оо.

Поскольку заряд конденсатора С, осуществляемый через вентили выпрями-
теля, происходит в течение сравнительно коротких интервалов времени, ток вен-
тилей выпрямителя /и, 1п (рис. 3.7 г, д') имеет вид коротких импульсов с ампли-
тудой /гшах- На рис. 3.7 г, д для сравнения показана кривая тока вентиля при чисто
активной нагрузке. Потребляемый выпрямителем ток /1 (рис. 3.7, а) также имеет
импульсный характер, что приводит к ухудшению качества потребляемого тока
за счет низких значений коэффициента искажения формы тока V.

На рис. 3.7, е показана форма напряжения на вентиле VI выпрямителя. На
интервалах проводимости вентиля 91 — Эг, 9§ - 9е падение напряжения на нем
равно нулю.

Напряжение и и на закрытом вентиле VI определяется разностью напряже-
ний иг-1 (потенциал анода) и напряжением иа на его катоде. Разность этих
напряжений показана на рис. 3.7, б в виде вертикальных линий, проведенных
между кривыми напряжений ыг 1 и иа на интервале &>- &5. Перенося отрезки этих
прямых на диаграмму ип и соединяя их плавной линией, получим на рис. 3.7, е
кривую напряжения на вентиле И. Из рис. 3.7, б следует, что при С—>со макси-
мальная величина обратного напряжения определяется двойной амплитудой
напряжения обмоток трансформатора:

ЧП1ах=2Т2Ц.

(3.40)

При практическом использовании схемы описанного выпрямителя следует
принять во внимание то обстоятельство, что форма напряжения на нагрузке в
значительной степени определяется величиной ее сопротивления. Уменьшение
Ан вызывает повышенные пульсации в форме выпрямленного напряжения иа, по-
этому мощность такого выпрямителя ограничивается несколькими десятками
ватт . К тому же форма потребляемого тока й значительно отличается от синусо-
иды, что вызывает снижение коэффициента мощности преобразователя.

3.1.1.4. Работа выпрямителя на противоЭДС

ПротивоЭДС в цепи выпрямленного тока могут создавать аккумуляторная
батарея, заряжаемая от выпрямителя, двигатель постоянного тока, подключен-
ный к выходу выпрямителя и т. д.

В качестве примера рассмотрим работу выпрямителя с нулевым выводом, в
нагрузочную цепь которого включен двигатель постоянного тока с противоЭДС
Ео (рис. 3.8).

Рис. 3.8. Работа выпрямителя на противоЭДС

Такая схема выпрямителя соответствует работе преобразователя малой и
средней мощности. При А = со электромагнитные процессы в цепи выпрямлен-
ного тока не отличаются от рассмотренных в и. 3.1.1.2 режимов работы выпря-
мителя при активно-индуктивной нагрузке с А=оо (рис. 3.4). По сути дела, дви-
гатель (Д) в схеме выпрямителя (рис. 3.8) находится между точками подключе-
ния резистора К» в выпрямителе (рис. 3.4). При А = оо выпрямленный ток и = 1а
абсолютно сглажен, поэтому падение напряжения на резисторе нагрузки /?,,
остается постоянным. Между этими же точками схемы (рис. 3.8) действует по-
стоянная противоЭДС Ео = сопз!, которой соответствует падение напряжения на
резисторе Аа при активно-индуктивной нагрузке. При /?,, Л/ = Ео токи и напряже-
ния з указанных схемах выпрямителей одинаковы.

При конечном значении индуктивности Е в схеме выпрямителя (рис. 3.8)
выпрямленный ток и имеет пульсирующий характер. Рассмотрим работу выпря-
мителя при Е принимая отсутствие пульсаций тока в обмотке возбуждения
(ОВ) двигателя. Пульсации выпрямленного тока замыкаются через цепь рези-
стора, шунтирующего ОВ (на рис. 3.8 не показан) В этом случае противоЭДС
двигателя Ео = сопх1. Без учета падения напряжения на активных сопротивлениях
в цепи выпрямленного тока противоЭДС двигателя Ео уравновешивается вы-
прямленным напряжением О/, т. е. Ео = О/. Процессы в цепи выпрямленного тока
выпрямителя характеризуют диаграммы (рис. 3.9). Определим величину пуль-
саций выпрямленного тока Д при синусоидальных полуволнах выпрямленного
напряжения: иа = ^2 ЕЕ 81 п9 и отсутствии пульсаций в форме противоЭДС Ео.

Рис. 3.9. Кривые выпрямленного напряжения ш и тока и

Мгновенные значения пульсирующего напряжения иа уравновешиваются
противоЭДС Ео двигателей и ЭДС самоиндукции Еа • (сИа/сЕ'):

г т ^4
и4 -Ео+ Ьа —,
М

(3.41)

где Еа - Ъ+Ел - общая индуктивность сглаживающего реактора Ь и двигателя Бд.

Электродвижущая сила самоиндукции Еа (сПа/сН), равная разности мгновен-
ных значений иа и Ео, отображена штриховыми линиями на рис. 3.9:
1^ = иа-Е0. (3.42)

сП

На интервалах Эз- Эз (Эд - Эз) иа > Ео, Еа (сПа/сИ) > 0, поэтому на этом от-
резке времени ток м возрастает. На интервале Эз - Эд величина Иа • (<Иа/сП) < О
поэтому ток и уменьшается.

Полная пульсация тока Дм определяется как разность между максималь-
ными (Э = Эз, Э = Э5) и минимальными 1аЯ1т (Э = Эз, Э = Эд) значениями тока
1а и рассчитывается по формуле [15]:

у э, У Э,

=1атах-1ат1„ = ^~ \(Ео “«./ )с№ = -^- \(иа -Ео)<№. (3.43)

^^а в, ы^а

Полная пульсация Дмпропорциональна заштрихованным площадям (рис. 3.9),
заключенным между точками пересечения кривых иа и Ео. Пульсацию выпрям-
ленного тока Дм определим на участке Эз - Эз (рис. 3.9). Для этого, в соответ-
ствии с (3.43), проинтегрируем разность кривых иа и Ео на отрезке 0 = Эз, а по-
лученное значение удвоим в связи с симметрией заштрихованной площади. При
синусоидальной форме полупериода на - 421Е зтЭ , а также с учетом того, что
Ео - Па = 0,9 (7з значение Дм рассчитаем по формуле

А/,

=- Г10,9(7,=

о ' " 7

^Го,9Я +
а>Е Ь ‘

з/2(со8.9,-1)] (3.44)

у -

Значение угла Эз находим из условия равенства в этот момент времени иа и
Ео, т. е.:

Еа = — Щ = з/2(/2 81П Я,

(3.45)

где (7з - действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформа-
тора.

Значение Эз находится по уравнению (3.45):

<92 = аге 8т(2 / я) = 0,689 рад.

(3 46)

Подставив полученное значение Эзв формулу (3.44), получим:

А4/~

0,6(7г

(3.47)
В формуле (3.47) (О = 2я (2/,), поскольку пульсации выпрямленного тока
имеют частоту пульсации 2/с = 100 Гц, вдвое превышающую частоту питающего
напряжения.

Среднее значение выпрямленного тока 1а зависит от разности среднего зна-
чения выпрямленного напряжения 11а и противоЭДС Ео- Значение 1а рассчитыва-
ется по формуле:

(3.48)

Для протекания 1а в цепи выпрямленного тока среднее значение напряжения
на выходе выпрямителя должно превышать противоЭДС двигателя. Среднее зна-
чение тока 1а также зависит от приведенного к цепи выпрямленного тока актив-
ного сопротивления /<,.

3.1.2. Однофазный мостовой выпрямитель

Выпрямитель (рис. 3.10) состоит из понижающего трансформатора Тр, име-
ющего одну первичную и одну вторичную обмотки. Вентили выпрямителя
К1-Г4 образуют мостовую схему выпрямления, в одну диагональ которой вклю-
чено сопротивление нагрузки Ан, другая диагональ моста соединена с вторичной
обмоткой трансформатора с напряжением «2. Поскольку для работы выпрями-
теля не требуется трансформатор с нулевым выводом, выпрямительный мост мо-
жет подключаться непосредственно к сети, что является преимуществом такого
типа выпрямителя.

Рис. 3.10. Однофазный мостовой выпрямитель при активной нагрузке

Принцип действия выпрямителя рассмотрим на примере чисто активной
нагрузки Диаграммы работы выпрямителя показаны на рис. 3.11.
Рис. 3.11. Диаграммы работы мостового выпрямителя при активной нагрузке

Вентили выпрямителя работают попарно-поочередно. Первому полупери-
оду 0 - л соответствует полярность напряжения и?, показанная на рис. 3.10 без
скобок. Это напряжение является прямым для вентилей И и К2, через которые
образуется контур протекания тока нагрузки по цепи:

" + и2"-У1-Кн-У2-"-и2".

(3.49)
Напряжение иг подключается к нагрузке с полярностью, указанной на
рис. 3.10. При нулевом падении напряжения па открытых вентилях У\, VI напря-
жение на нагрузке иа повторяет форму напряжения и- вторичной обмотки транс-
форматора. Во втором полупериоде л 2л работы выпрямителя (полярность иг
указана на рис. 3.10 в скобках) напряжение иг меняет знак на противоположный,
и ток нагрузки замыкается через открытые вентили КЗ, К4 по контуру:

"(+и2)"-УЗ-Кн-У4-"(-и2)". (3.50)

Во втором полупериоде напряжение ш подключается к нагрузке с той по-
лярностью, что и на интервале 0-я, поэтому на рис. 3.11, в оно показано в виде
однополярных положительных полуволн напряжения иа, повторяющих форму
напряжения иг вторичной обмотки трансформатора. Поскольку кривые выпрям-
ленного напряжения иа для мостового выпрямителя и выпрямителя с нулевым
выводом идентичны по величине и по форме, то для мостового выпрямителя дей-
ствительно полученное ранее соотношение: (Л = 0,96'2, где 66 - действующее
значение напряжения вторичной обмотки трансформатора. Для вычисления 66
также справедливо выражение:

0-51)

При чисто активной нагрузке форма выпрямленного тока 6 (рис. 3.11, г) по-
вторяет форму напряжения на нагрузке ца (рис. 3.11, в). Среднее значение тока
нагрузки 1а зависит от величины напряжения 17а и сопротивления нагрузки Ки:

Ц=Уа!Кн.

Ток нагрузки замыкается через вентили У1, У2 в первом полупериоде, а
через КЗ, К4 - во втором, поэтому на интервале проводимости вентилей его ток
/г повторяет форму тока нагрузки га. Поскольку вентили выпрямителя работают
поочередно, среднее значение тока одного вентиля /г вдвое меньше тока
нагрузки 1а, т. е.:

4=^/2.

Определим величину обратного напряжения, которое прикладывается к за-
крытым вентилям выпрямителя. При работе выпрямителя под обратным напря-
жением находятся одновременно два вентиля на интервале проводимости двух
других вентилей. В первом полупериоде 0 - л (полярность напряжения показана
без скобок) в проводящем состоянии находятся вентили К1, У2, к вентилям КЗ,
К4 прикладывается обратное напряжение. Найдем на этом интервале величину
напряжения на одном из закрытых вентилей, например КЗ. Отрицательное
напряжение «з поступает на анод УЗ непосредственно с обмотки трансформатора
(рис. 3.10), а положительное напряжение щ через открытый вентиль И прикла-
дывается к катоду УЗ. Таким образом, вентиль УЗ находится под обратным
напряжением, определяемым напряжением обмотки трансформатора иг, а ампли-
тудное значение обратного напряжения вентиля определяется соответственно
амплитудным значением напряжения го:

(3.52)

где 171 - действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформа-
тора.

Из анализа выражений (3.6) и (3.52) следует, что в схеме мостового выпря-
мителя к вентилю обратное напряжение прикладывается вдвое меньше, чем в
схеме выпрямите ля с нулевым выводом.

Рассчитаем значения характерных мощностей 53, 53 и 8т для мостового вы-
прямителя в соответствии с изложенной выше методикой. Вначале вычислим не-
обходимые для расчета действующие значения токов /1 и /з первичной и вторич-
ной обмоток трансформатора для случая чисто активной нагрузки.

Поскольку токи первичной и вторичной обмотки имеют синусоидальную
форму, действующее значение тока /2 определим по величине действующего зна-
чения напряжения 772 и сопротивлению нагрузки /?„' 12 = 171/к. Выражая 172 че-
рез действующее значение напряжения нагрузки С7</ (3.51), получим:

п 17а я

(3'53)

Действующее значение тока Л связано с /2 известным соотношением:

где к - коэффициент трансформации трансформатора.

Действующему значению 171 соответствует (3.51), действующее значение
первичного напряжения 17\ = к17г, которое в к раз больше напряжения 17г. В этом
случае формулы для расчета мощностей принимают следующий вид:

<? -ттт - л 1 т ц - — Р -1 2344*

^’272 к 2^2 8

5'2= IV =^=1 -^=^=—^=1,234^; (155)!

2?/2 2 Л 8

5'т=(5'1+5'2)/2 = 1,234^.
Определим те же значения мощностей для случая активно-индукт ивной
нагрузки при Лн—>со. При таком условии форма переменных токов /1 = + 1а/к и
12 = +1с1 является прямоугольной, для которой действующие значения токов 1\ и
Ь определяются из следующих соотношений с учетом знака тока Ду:

(3.56)

При известных выражениях действующих значений напряжений (71 и 172,
использованных при расчете мощностей (3.55), получаем следующие расчетные
соотношения для вычисления мощностей для случая активно-индуктивной
нагрузки при 7Н —> со:

; -111-1^.1___П - 71 Г Г -1111р.

1 1 2^2

^2=/2Д72=^-^=^=^=^=1,11^; (3’57)

2Ч2 2у2

У, =(5, +52)/2 = 1,ШР/.

3.1.2.1. Сравнительный анализ схем выпрямления

Сравним две схемы - однофазного выпрямителя с нулевым выводом и мосто-
вого выпрямителя, работающих при наиболее распространенной активно-индук-
тивной нагрузке. Из анализа значений типовых мощностей для выпрямителя с ну-
левым выводом (3.34) и мостового выпрямителя (3.57) следует, что типовая мощ-
ность выпрямителя с нулевым выводом завышена в 1,341 Ра /1,111Р,у = 1,21 раза.
Практически это означает, что для схемы выпрямителя с нулевым выводом требу-
ется трансформатор с повышенным значением типовой мощности, имеющий
также повышенные габаритные размеры и вес.

Кроме того, вес медных проводов обмоток трансформатора с нулевым вы-
водом, а также потери в проводах больше по сравнению с мостовым выпрямите-
лем. В соответствии с (3.30) и (3.52) максимальное обратное напряжение вентиля
в схеме с нулевым выводом в два раза выше по сравнению с мостовой схемой
выпрямителя, что требует применения либо вентилей более высокого класса,
либо дополнительного последовательного включения вентилей. Указанные пре-
имущества схемы мостового выпрямителя компенсируют недостатки этой
схемы, требующей вдвое больше числа вентилей. Мостовая схема выпрямителя
и ее модификации получили широкое распространение на подвижном составе
железных дорог переменного тока.

Форма тока, потребляемого мосговым выпрямителем, принципиально не
отличается от схемы выпрямителя с нулевым выводом: при Ь—>х> ток и имеет
прямоугольную форму и совпадает по фазе с питающим напряжением щ. В этой
связи коэффициент мощности мостового выпрямителя Кл< также определяется
формой потребляемого тока /1. Для прямоугольной формы тока г) (А —> оо) при
со8<р = 1 К, = V = 0,9, т. е. значение КЛ1 этого выпрямителя не отличается от ранее
рассмотренной схемы выпрямителя с нулевым выводом (рис. 3.1).

Выводы:

1. Улучшение энергетических показателей выпрямителей связано с прибли-
жением фазы потребляемого тока к питающему напряжению и улучшению си-
нусоидальности формы потребляемого тока.

2. Наилучшие энергетические показатели имеет неуправляемый выпрями-
тель со ступенчатым регулированием напряжения на нагрузке.

3. Мостовой выпрямитель имеет меньшую типовую мощность, к вентилям
выпрямителя прикладывается вдвое меньшее обратное напряжение по сравне-
нию с выпрямителем с нулевым выводом.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Назовите соотношение между напряжением вторичной обмотки (полуоб-
мотки) однофазного трансформатора и выпрямленным напряжением для следу-
ющих видов нагрузок:

а) чисто активной;

б)активно-индуктивной;

в) активно-ёмкостной.

2 Проведите сравнительный анализ однофазного выпрямителя с нулевым
выводом и однофазного мостового выпрямителя.

3. Сравните значения типовой мощности трансформатора однофазных вы-
прямителя с нулевым выводом и мостового выпрямителя

4. Назовите особенности работы однофазного выпрямителя на противоЭДС
нагрузки.

5. Сравните максимальную величину обратного напряжения на вентиле од-
нофазного выпрямителя с нулевым выводом и мостового выпрямителя.

3.2. Управляемые выпрямители

3.2.1. Однофазный управляемый выпрямитель с нулевым выводом

3.2.1.1. Работа выпрямителя при активной нагрузке

В настоящее время на практике используются два основных способа регу-
лирования напряжения на на]рузке: ступенчатое и плавное. В первом случае
напряжение изменяется путем переключения ступеней вторичной обмотки
трансформатора, при котором увеличивается или уменьшается величина пере-
менного напряжения, подаваемого на выпрямитель. При ступенчатом регулиро-
вании, в соответствии с (3.2), с изменением величины переменного напряжения
11г изменяется и среднее значение выпрямленного напряжения 17а, подаваемое на
нагрузку. При плавном регулировании напряжения изменение напряжения на
нагрузке осуществляется с помощью управляемого выпрямителя (УВ) методом
фазового управления тиристорами. При этом становится возможным плавно из-
менять величину напряжения на нагрузке, тогда переменное напряжение на
входе управляемого выпрямителя остается неизменным, а регулирование выход-
ного напряжения УВ происходит только за счет изменения угла открытия тири-
сторов выпрямителя. Это упрощает конструкцию трансформатора и позволяет
избавиться от громоздких устройств переключения секций его обмоток.

Однофазные управляемые выпрямители выполняют по схемам выпрями-
теля с нулевым выводом и мостового выпрямителя, где вместо неуправляемых
полупроводниковых приборов - вентилей в схему включают полууправляемые
вентили — тиристоры. Следует иметь в виду, что по цепи управляющего элек-
трода тиристора можно управлять только его включением, его выключение осу-
ществляется только за счет уменьшения прямого анодного тока до нуля.

Принцип действия управляемого выпрямителя рассмотрим на примере
схемы выпрямителя с нулевым выводом, работающим при чисто активной
нагрузке /?н, схема выпрямителя которого показана на рис. 3.12.

Рис. 3.12. Схема управляемого выпрямителя с нулевым выводом

В плечи управляемого выпрямителя включены тиристоры VI и У2, управля-
емые импульсами управления иупр1 и ИупР2, которые генерируются системой
управления (СУ) выпрямителя. Поскольку в преобразователе используются ти-
ристоры с общим катодом, импульсы управления иупр1 и иупр2 подаются между
управляющими электродами тиристоров и общей точкой соединения их катодов.

Диаграмма работы управляемого выпрямителя показана на рис. 3.13, а—ж.
Рие. 3.13. Диаграммы работы управляемого выпрямителя с нулевым выводом

Рассмотрим работу преобразователя с некоторым углом а управления тири-
сторами, при котором импульсы управления иупр1 и иупр2 поступаю г на тиристоры
И1 и VI выпрямителя с задержкой на угол а относительно начала полупериода.
При этом импульс ИуПр] подается на управляющий электрод тиристора V} при
положительной полуволне напряжения 1/2-1 на его аноде (интервалы 0 - л, 2 л-3 л

Включение У2 осуществляется импульсами управления цунр2 на интервалах
(л-2л, Зл-1л ...), когда на его анод поступает положительная полуволна напряже-
ния 1/2-2. Только в этом случае обеспечиваются условия для открытия тиристора
выпрямителя: наличие импульса управления между управляющим электродом и
катодом тиристора при положительной полярности напряжения между его анодом
и катодом. Очередность подачи импульсов управления показана на рис. 3.13, б.

Рассмотрим работу выпрямителя на отдельных временных интервалах. При
положительной полуволне напряжения щ. (интервал О-тг) во вторичных полуоб-
мотках трансформатора действуют напряжения г/2-1 > 0 и г/2-2 < 0 (рис. 3.13, в),
полярность которых показана на рис. 3.12 без скобок. На интервале 0-91, оба
тиристора выпрямителя находятся з закрытом состоянии: на анод Р2 поступает
напряжение 112-2 отрицательной полярности, при положительном напряжении
г/2-1 на аноде И он остается в закрытом состоянии, поскольку отсутствует отпи-
рающий импульс управления г/упр1. Следовательно нагрузка отключена от вто-
ричных обмоток трансформатора закрытыми вентилями И, Е2, поэтому напря-
жение на выходе выпрямителя иа = 0 (рис. 3.13, г).

В момент времени 9 = 91, на управляющий электрод тиристора К1 подается
отпирающий импульс иупр1. При положительном напряжении 112-1 на аноде он пе-
реходит в проводящее состояние и подключает нагрузку /?,, к обмотке трансфор-
матора с напряжением г/г-». При нулевом падении напряжения на тиристоре VI
полуволна напряжения г/2-1 поступает на нагрузку, поэтому на интервале
выпрямленное напряжение иа повторяет форму напряжения обмотки трансфор-
матора И2-1. Через открытый вентиль VI замыкается ток нагрузки та = иаР.. по-
этому на интервале 91 - л проводимости вентиля VI его ток повторяет форму
тока нагрузки: г'и = та (рис. 3.13, Э). При чисто активной нагрузке выпрямленный
ток та (на рисунке не показан) повторяет форму выпрямленного напряжения на.
В момент времени 9 = л с уменьшением до нуля прямого анодного тока вентиля
йа вентиль И1 закрывается.

При 9 = л происходит смена полярности напряжения вторичных обмоток
трансформатора. Во втором полупериоде на интервале тг-Эз (полярность напря-
жений г/2-1, иг-2- указана на рис. 3.12 в скобках) вентили выпрямителя находятся
в закрытом состоянии, поскольку вентиль VI после закрытия находится под об-
ратным напряжением г/2-1, а на вентиль И2 еще не подан отпирающий импульс
управления иупР2.

В момент 9 = 9г импульсом управления г/уп₽2 открывается тиристор У2 и
подключает нагрузку V,. к напряжению 112-2 с той же полярностью Ян, что и в пер-
вом полупериоде. На нагрузке действует положительная полуволна напряжения
иа, определяемая напряжением г/2-2, т. е. иа = иа-2- Выпрямленное напряжение иа
во втором полупериоде также показано с положительным знаком.

Таким образом, как и в рассмотренной ранее схеме выпрямителя с нулевым
выводом (рис. 3.1), напряжение нагрузки иа представляет собой положительные
полуволны напряжения, определяемые формой напряжения вторичных обмоток
трансформатора И2-1 и И2-2. Отличие состоит в том, что на интервале задержки
открытия тиристоров а выпрямленное напряжение ад = 0.

В момент 9 = 2л прямой анодный ток тиристора Е2 спадает до нуля
(рис. 3.13, е) и он переходит в непроводящее состояние, после чего процессы в
схеме выпрямителя повторяются

Найдем форму напряжения, например на тиристоре И выпрямителя, и рас-
считаем максимальную величину обратного напряжения, прикладываемую к
вентилю в закрытом состоянии. На интервале 0—91 оба тиристора находятся в
закрытом состоянии, при этом напряжение на VI положительно, а тиристор У2
находится под обратным напряжением. К закрытым тиристорам VI, У2 прикла-
дывается суммарное напряжение двух обмоток трансформатора: |«2-/1+1^2-21 •
Если принять сопротивление закрытых тиристоров в прямом и обратном направ-
лении одинаковым, то на вентиле VI будет действовать положительное напряже-
ние -I- |у ?-2|)/2 —и2, определяемое напряжением обмотки трансформатора

с напряжением 1/2-1 (рис. 3.13, ж).

Последующему интервалу 91-л соответствует проводящее состояние вен-
тиля VI, поэтому напряжение на нем определяется принятым нулевым падением
напряжения на открытом тиристоре, т. е. ии = 0. На интервале л-9? оба вентиля
выпрямителя вновь переходят в непроводящее состояние, в этом случае, как и на
интервале 0-91 между ними поровну распределяется суммарное напряжение вто-
ричных обмоток трансформатора. На интервале л-9г вентиль VI находится под
обратным напряжением, определяемым формой напряжения и2 обмотки транс-
форматора. В момент времени 9 = 92 открывается тиристор 1'2 и соединяет катод
VI с обмоткой с напряжением 1/2-2, яри этом анод VI соединен с обмоткой с
напряжением г/2-1.

Таким образом, к тиристору И на интервале 9г-2л в обратном направлении
прикладывается суммарное напряжение двух обмоток трансформатора ип = 2иг,
на этом интервале форма напряжения ип совпадает с обратным напряжением
вентиля в схеме неуправляемого выпрямителя с нулевым выводом. Максималь-
ная величина обратного напряжения тиристора рассчитывается по формуле

^тах=272(72,

где (72 - действующее значение напряжения на обмотке трансформатора.

Токи вторичных обмоток трансформатора определяются анодными токами
соответствующих тиристоров (рис. 3.13, д, в), значения тока первичной обмотки
трансформатора й связаны с токами вторичных обмоток /2 коэффициентом
трансформации к. Поскольку тиристоры выпрямителя не проводят ток на интер-
валах а, на этих интервалах отсутствуют токи вторичных обмоток трансформа-
тора Из-за этого в форме сетевого тока /'1 появляются участки с п = 0. Из
рис. 3.13, а следует, что ток и, по сравнению со схемой неуправляемого выпря-
мителя, отстает по фазе от сетевого напряжения и\ вследствие появления токо-
вых пауз в форме тока 1'1 на интервалах а.
Достоинством работы управляемого выпрямителя является его способность
регулировать среднее значение выпрямленного напряжения {Д? при изменении
угла управления а. Среднее значение выпрямленного напряжения (Д определя-
ется средним значением кривой выпрямленного напряжения и<у. При а = 0 форма
напряжения ц/ соответствует кривой выпрямленного напряжения неуправляе-
мого выпрямителя при чисто активной нагрузке. Для этого случая напряжение
У(, рассчитывается по формуле: = 0,9 С? При а—» л среднее значение напряже-
ния СД/^м-О. Таким образом, изменив величину угла регулирования а от 0 до л,
можно изменять среднее значение выпрямленного напряжения от максималь-
ного значения У а - 0,9(72 до нуля На рис. 3.14 показана форма выпрямленного
напряжения иа при различных углах регулирования а и соответствующее этим
кривым среднее значение напряжения ЕД.

Рис. 3.14. Кривые напряжения ш при различных углах регулирования а

Установим связь между средним значением выпрямленного напряжения Уа
и углом регулирования а. На интервале проводимости тиристоров выпрямителя
напряжение иа определяется полуволной напряжения вторичной обмотки транс-
форматора иг и описывается уравнением: иа = 71 С'г 81 пЭ (VI Уг - амплитудное
значение напряжения щ). Среднее за период повторяемости Т = л значение вы-
прямленного напряжения Уа вычислим по известной формуле (3.2), с учетом из-
менившегося значения нижнего предела интегрирования, который для схемы
управляемого выпрямителя стал равным о. В результате получаем

тт 1 Г Птт • о о 2^тт ^ + СО5а
= — л/2с/2 81п 19 • а& =------------------

я* я 2

(3.58)
С учетом полученного выше соотношения (3.2):

_ 2д/2 _

(3.59)

тогда формула (3.58) принимает вид:

1 + СО8»

(3.60)

В выражениях (3.59) и (3.60) 1/м - среднее значение выпрямленного напря-
жения при а = 0, что соответствует выпрямленному напряжению Щ неуправляе-
мого выпрямителя при том же действующем значении напряжения обмотки
трансформатора СЛ. Графической интерпретацией формулы (3.60) является регу-
лировочная характеристика выпрямителя (рис. 3.15), показывающая зависимость
среднего значения напряжения (7</ управляемого выпрямителя от угла регулиро-
вания а. Для чисто активной нагрузки зависимость 1Л -/((/.(показана в виде верх-
ней кривой (рис. 3.15), для которой = 0.

Рис. 3.15 Регулировочные характеристики управляемого выпрямителя

Из рис. 3.15 следует, что при изменении величины угла регулирования а от
0 до 180 эл. град, происходит плавное уменьшение среднего значения выпрям-
ленного напряжения от Цм до нуля, т. е. плавное регулирование напряжения.

3.2.1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной

нагрузке

Включение индуктивности I, в цепь выпрямленного тока изменяет характер
электромагнитных процессов в схеме управляемого выпрямителя (рис. 3.16).
Рис. 3.16. Управляемый выпрямитель при активно-индуктивной нагрузке

Наличие индуктивности Л изменяет величину и форму выпрямленного
напряжения иа, а также характер токов нагрузки ц и тиристоров 1п, Проана-
лизируем работу управляемого выпрямителя при некотором угле управления а,
диаграммы тока нагрузки 1а и выпрямленного напряжения иа (рис. 3.17).

Рис. 3.17. Диаграммы, поясняющие работу управляемого выпрямителя

При включении тиристора И в момент времени 9 = Э, цепь нахрузки
подключается к обмотке трансформатора с напряжением ига. Ток нагрузки /</
(рис. 3.17, б) плавно увеличивается от нулевого до амплитудного значения под
действием напряжения ига = иа, что соответствует запасанию магнитной энергии:
ИГМ=Ы^ /2 в и ндукти вностп 1. Уменьшение приложенного к на! рузке на] гряжения
иа сопровождается уменьшением тока и, однако после смены полярности напря-
жения иг-1 ток в цепи нагрузки 1а продолжает протекать благодаря запасенной в
индуктивности Л магнитной энергии. Известно, что закрытие тиристора происхо-
дит только при уменьшении до нуля прямого анодного тока, поэтому тиристор VI
остается в проводящем состоянии в течение некоторого времени Р; после смены
полярности напряжения иг-1. Его закрытие произойдет при снижении до нуля тока
нагрузки и, протекающего через тиристор. Через открытый тиристор У\ в цепь
нагрузки в течение интервала Р1 поступает напряжение И2-1 вторичной обмотки от-
рицательной полярности, из-за чего в форме кривой выпрямленного напряжения
иа появляются участки отрицательного напряжения (рис. 3.17, а). Длительность
этих интервалов определяется постоянной времени т = Ы цепи нагрузки,
например при большей индуктивности Ь1 >Ь\ увеличивается запасенная в ней
магнитная энергия, поэтому ток в цепи нагрузки и поддерживается на интервале
больше [Ъ. В соответствии с этим в форме напряжения иа расширяется интервал с
отрицательными значениями напряжения (рис. 3.17, а). Аналогичные процессы
происходят во втором полупериоде после подачи импульса управления на тири-
стор ('2 в момент Э = Э?. При некоторой величине индуктивности участки с отри-
цательным напряжением иа занимают весь интервал И, а ток нагрузки и имеет не-
прерывный характер. 1 аким образом, влияние индуктивности в цепи нагрузки
проявляется в том, что в форме напряжения нагрузки иа появляются участки
напряжения отрицательной полярности, которые приводят к уменьшению сред-
него значения выпрямленного напряжения Па.

Приведем диаграммы токов и напряжений управляемого выпрямителя для
наиболее характерного для практики параметра нагрузки с Ь—>оо (рис. 3 18, а е).
В этом случае участки с отрицательным напряжением иа (рис 3.18, б) распростра-
няются на весь интервал а, а форма тока нагрузки 1а (рис. 3.18, в) принимает вид
прямой линии со значением тока Ц. С изменением формы тока 1а изменяются диа-
граммы токов тиристоров г»т, 1г2 (рис. 3.18, г, д'), которые имеют вид прямоуголь-
ных импульсов с амплитудой 1а.

Включение индуктивности приводит к изменению формы тока и первичной
обмогки трансформатора (рис. 3.18, а). Он становится прямоугольным по форме
и отстает от сетевого напряжения на угол <р = а, определяемый углом регулиро-
вания а. Амплитуда сетевого тока = 1а/к зависит от величины тока нагрузки
1а и коэффициента трансформации трансформатора к.

Индуктивность в цепи нагрузки приводит также к увеличению интервалов
проводимости тиристоров выпрямителя на время а по сравнению с чисто актив-
ной нагрузкой. В форме токов вентилей Лт, отсутствуют токовые паузы, по-
этому они работают поочередно. При работе одного из тиристоров к другому
прикладывается суммарное напряжение обмоток трансформатора И2-1+И2-2, по-
этому диаграмма напряжения на интервалах закрытого состояния тиристора к и
(рис. 3.18, е) представляет собой отрезки кривой напряжения: 2кг = И2-1+И2-2.
Рис. 3.18. Диаграммы работы управляемого выпрямителя с/.-»®

Определим влияние индуктивности Ь на среднее значение выпрямленного
напряжения Расчет Ц] произведем с помощью диаграммы выпрямленного
напряжения иа (рис. 3.18, б) на интервале повторяемости а - (л + а), включаю-
щем интервалы положительных и отрицательных значений кривой иа. Напряже-
ние иа описывается тем же аналитическим выражением (3.2), с учетом изменив-
шихся пределов интегрирования. В результате расчета получаем:

у тг+а
(7^=— Г 42171 = 17мсоя с*., (3 61)

л а

где 17ао — среднее значение выпрямленного напряжения при а = 0.

При расчете (3.61) принято во внимание, что со8(л- + а) = -сова.

Уравнению (3 61) соответствует регулировочная характеристика управляе-
мого выпрямителя (рис. 3.15) для/, = со. Из рис. 3.15 следует, что при одинаковом
угле регулирования а кривая для Л = се расположена ниже кривой, для которой
7 = 0. Это объясняется наличием участков с отрицательным напряжением в кри-
вой иа при работе выпрямителя на активно-индуктивную нагрузку, вызывающих
уменьшение среднего значения 17а. Кроме того, участки с отрицательным напря-
жением сокращают диапазон регулирования угла а. Так, при ос = 90 эл. град ин-
тервалы с положительными значениями иа становятся равными отрицательным
участкам напряжения иа, в результате этого среднее значение напряжения 17а ста-
новится равным нулю. Регулировочные характеристики, соответствующие дру-
гим значениям индуктивности нагрузки 0 < Ь < <ю, располагаются между кри-
выми Ь = 0 и Ь =; со (рис. 3.15).

3.2.1.3. Анализ энергетических показателей
управляемого выпрямителя

Как отмечалось выше, работа управляемого выпрямителя при активно-ин-
дуктивной нагрузке вызывает отставание сетевого тока и (рис. 3.18, а) от питаю-
щего напряжения щ на угол регулирования а. Это приводит к ухудшению энер-
гетических показателей выпрямителя, в частности коэффициента мощности КЛ1.
Прямоугольную форму тока ц характеризует полученное выше значение коэф-
фициента искажения тока V = 0,9. В этом случае, в соответствии с (3.38), значение
коэффициента мощности составляет:

Ки =со8^> 0,9.

(3.62)

Поскольку фазовый угол <р сдвига потребляемого тока и относительно пита-
ющего напряжения щ определяется углом регулирования а, выражение (3.62)
может быть представлено виде:

Км = сова 0,9.

(3.63)
Из (3.61) следует, что:

сока = ——

Ц/о

поэтому формулу (3.63) можно переписать в виде:

Ки = -^-0,9.

(3.64)

(3.65)

Из выражения (3.65) следует, что коэффициент мощности управляемого вы-
прямителя (при постоянном 6Л/о) определяется средним значением выпрямлен-
ного напряжения 17а. При малых значениях СЛ/, соответствующих работе выпря-
мителя с углом регулирования а—>90 эл. град., коэффициент мощности >0.
При увеличении 17а возрастает значение сокср = сока (3 64) и величина Ки. При
а—>0 в соответствии с (3.61) 17а = 17м, поэтому коэффициент мощности управля-
емого выпрямителя (3.65) достигает своего максимального значения: К„ ~ 0,9.
При а = 0 режим работы управляемого выпрямителя соответствует работе не-
управляемого выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке. На рис. 3.19 для
сравнения приведены значения Км в зависимости от относительного значения
выпрямленного напряжения 17а / 17м-

Рис. 3.19. Сравнительный анализ значений коэффициента мощности

Прямые а и б соответствует значениям Кл, неуправляемого и управляемого
выпрямителей, работающих на активно-индуктивную нагрузку. Поскольку КЛ1
неуправляемого выпрямителя (3.38) не зависит от напряжения нагрузки, то он со-
ставляет Км = 0,9. График коэффициента мощности неуправляемого выпрямителя
Кл, представляет прямую линию с ординатой К„ = 0,9. В соответствии с (3.65) Ки
управляемого выпрямителя прямо пропорционален отношению (Л/ / 17м, поэтому
график Км имеет линейную зависимости от 17а/ 17ао. Из анализа (рис. 3.19) следует,
что работу управляемого выпрямителя отличают более низкие значения коэффи-
циента мощности, а это требует применения специалвных мер для улучшения
энергетических показателей такого типа преобразователя.

3.2.1.4. Управляемый выпрямитель с нулевым вентилем

Некоторого увеличения коэффициента мощности управляемого выпрями-
теля можно достичь за счет включения в цепь выпрямленного тока нулевого вен-
тиля КО (рис. 3.20) [15].

Рис. 3.20. Управляемый выпрямитель с нулевым вентилем

Рассмотрим процессы в схеме такого выпрямителя при индуктивной на-
грузке (Ь—>оо), кот да ток на]рузки 1а идеально сглажен (рис. 3.20). Диаграммы ра-
боты выпрямителя с включенным нулевым диодом показаны на рис. 3.21, а-ж.

Интервал проводимости вентютя КО определяется интервалом ос, когда к цепи
ЛЛн-нагрузки прикладывается отрицательная полуволна напряжения на, поляр-
ность которого показана на рис. 3.20 в скобках. Для вентиля КО это напряжение
является отпирающим, поэтому он переходит в проводящее состояние. Открытый
вентиль КО шунтирует цепь К7?н-нагрузки, вследствие чего ток нагрузки /а, проте-
кающий через цепь тиристоров К1 или К2, переходит в цепь вентиля КО. На ин-
тервале а ток га замыкается через вентиль КО по контуру, показанному на рис. 3.20.
На интервалах ос ток нулевого вентиля ц-о (рис. 3.21, е) определяется током
нагрузки 1п = 1а, а токи тиристоров становятся равными нулю (рис. 3.21, г, д'). При
включении очередного тиристора выпрямителя И1 или И2 к на!рузке прикладыва-
ется полуволна положительного напряжения вторичных обмоток трансформа-
тора; полярность выпрямленного напряжения ад показана на рис. 3.20 без скобок.
Это напряжение является для вентиля КО обратным, и он переключается в непро-
водящее состояние. До начала следующего полупериода работа выпрямителя не
отличается от рассмотренных выше процессов в схеме выпрямителя без нулевого
диода.

Рис. 3.21. Диаграммы работы управляемого выпрямителя с нулевым вентилем
На интервале а открытым вентилем ИО происходит шунтирование цепи
нагрузки, поэтому напряжение на нагрузке определяется нулевым падением
напряжения на нулевом вентиле, т. е. ад = 0 (рис. 3.21, б).

Поскольку ток первичной й и вторичных обмоток трансформатора опреде-
ляется током тиристоров И1 и К2, отсутствие токов /и, 1п на интервалах а вызы-
вает появление токовых пауз как в цепи вторичных, так и в первичной обмотке
трансформатора. На этих интервалах ток нагрузки и замыкается через цепь об-
ратного вентиля ИО, минуя цепь тиристоров и вторичных обмоток трансформа-
тора. Поскольку первичный ток г) связан с током вторичных обмоток трансфор-
матора коэффициентом трансформации к, на интервалах а сетевой ток Л также
равен нулю (рис. 3.21, а). Первая гармоника сетевого тока й(<) отстает от питаю-
щего напряжения на угол <р = а/2, в то время как для ранее рассмотренной схемы
он составлял <р = а.

Таким образом, включение нулевого вентиля позволило за счет уменьшения
угла а увеличить значение сов <р = соз а и улучшить энергетические показатели
выпрямителя.

Выясним, в какой степени включение нулевого вентиля повлияло на вели-
чину коэффициента мощности управляемого выпрямителя, работающего при
активно-индуктивной нагрузке. Расчет Км проведем в соответствии с формулой
(3.21), для этого воспользуемся кривыми сетевого напряжения и и тока й. по-
казанными на рис. 3.21, а. Поскольку в течение первого полупериода ток /1 про-
текает через первичную обмотку трансформатора только на интервале а-л,
действующее значение тока /1 рассчитаем по (3.11), с учетом величины
тока: /1 = 1а/ к. Кроме того, примем во внимание, что во втором полупериоде
при расчете по (3.11) интегрируются квадраты отрицательных значений тока:
й = - 1а / к, поэтому рассчитанные на интервале а-л. значения интеграла тока
удваиваются. С учетом этих обстоятельств выражение для расчета тока /1 при-
нимает вид:

С учетом (3.66) полная мощность определяется из соотношения:

(3.67)

где (71 - действующее значение напряжения первичной обмотки трансформатора.

1 гТ

Активную мощность: Р1 = — ]0 щцМ выпрямителя рассчитаем с учетом знака

тока: й = ± Ык на интервалах протекания сетевого тока а — л и (л- + а) - 1л:
’217^тЗ^<7,9 + |

я+а

кт# —- \с1&
V к у

(3.68)

где л/2 (Л - амплитудное значение напряжения (/,.

После преобразования получаем:

р _ х/26^ (1 + сока)

1 к п

(3.69)

Подставив полученные значения Р\ и 51 в выражение для коэффициента
мощности, получаем:

д.

Р1

>/2(1 + сок«)

(3.70)

Поскольку при включении нулевого вентиля форма выпрямленного напря-
жения иа соответствует напряжению при чисто активной нагрузке, то среднее
значение напряжений 17а и 17ао при а = 0 связано соотношением:

1 + со 8 а

(3.71)

Подставив в (3.70) значение 1 +созС1

для коэффициента мощности:

из (3.71), получаем расчетную формулу

2л/2 Ца
^л(л-а) Vм

(3.72)

На рис. 3.19 показана зависимость А„ от относительной величины напряже-
ний 17а! 17ао (кривая в). Значения К„ кривой в получены в результате совместного
решения уравнений (3.71) и (3.72). Так, значения а в выражении (3.72) рассчиты-
ваются по формуле (3.71) для каждого значения отношения 17а / 17ао- Из анализа
рис. 3.19 следует, что включение обратного диода КО позволяет увеличить коэф-
фициент мощности управляемого выпрямителя (кривая в), однако это суще-
ственным образом не изменило характер зависимости Км, значения которого
остались на низком уровне.

3.2,2. Мостовой выпрямитель с неполным числом
управляемых вентилей

В схеме мостового выпрямителя (рис. 3.22) два вентиля (И51, К53) являются
управляемыми, а два других (1702, УО4) - неуправляемыми.
Рис. 3.22. Мостовой выпрямитель с неполным числом вентилей

Рассмотрим особенности работы схемы при активно-индуктивной нагрузке
с когда выпрямленный ток /'</ идеально сглажен Открытие тиристоров У81,
У83 происходит в соответствии с углом регулирования а, импульсы управления
подаются на тиристоры при положительном напряжении на их анодах. Работу
выпрямителя проанализируем на отдельных интервалах времени. Диаграммы
напряжений и токов выпрямителя представлена на рис 3.23, а—з.

В первом полупсриоде сетевого напряжения 0- л (полярность иг показана на
рис. 3.23 без скобок) после открытия тиристора Е$‘1 на интервале ал ток
нагрузки Ц замыкается через тиристор РЗ”! и вентиль УВ2. Контур тока нагрузки
й совпадает с направлением тока в неуправляемом выпрямителе, ток Ц протекает
по цепи:

"+и2"-У81-1Я„-УО2-"-и2".

(3-73)

В это время к нагрузке прикладывается положительная полуволна напряже-
ния иг, определяющая форму напряжения на нагрузке и</ (рис. 3.23, б).

В момент Э = л полярность напряжения иг меняется на противоположную
(показана на рис. 3.22 в скобках), что вызывает запирание неуправляемого вен-
тиля УВ2. Цепь нагрузки оказалась отключенной от вторичной обмотки транс-
форматора, а ток в цепи нагрузки и поддерживается за счет магнитной энергии,
запасенной в индуктивности нагрузки В Ток и замыкается через тиристор Г51 и
вентиль РЕМ выпрямителя. Контур протекания тока 1а на этом интервале показан
в виде сплошной линии (рис, 3.22). В это время цепь нагрузки зашунтирована
открытыми вентилями К8'I и УВА, поэтому напряжение на нагрузке иа определя-
ется нулевым падением напряжения на этих вентилях, т. е. иа = 0. Вентили Т31 и
УВА выполняют роль нулевого вентиля в схеме выпрямителя с нулевым выво-
дом. Поскольку на интервале п - (л + а) ток нагрузки не протекает через вторич-
ную обмотку трансформатора, ток в его первичной обмотке /1 также равен нулю
(рис. 3.23, а).
Рис. 3.23. Диаграммы работы мостового выпрямителя с неполным числом вентилей

Во втором полупериоде (полярность иг указана в скобках) в момент
'4 - тг + а подается импульс управления на тиристор У83. При положительной по-
лярности напряжения и? на его аноде У83 переходит в проводящее состояние. Че-
рез тиристор 1'83 и открытый вентиль УМ нагрузка ЬКН подключается к вторич-
ной обмотке трансформатора. На нагрузке формируется полуволна напряжения
ад = иг, определяемая формой напряжения иг. Напряжение ад имеет ту же поляр-
ность, что и в первом полупериоде. На этом интервале ток в цепи нагрузки за-
мыкается по контуру:

" (+>ъ "-1'83 - 1ЛН - \'П4- (~}ц2 ". (3 74)

На следующем интервале 2тг — (2л + а) работа выпрямителя соответствует
ранее описанному интервалу 0—а. При положительном напряжении иг закрыва-
ется вентиль ЕО4, а ток нагрузки /</ замыкается через тиристор У83 и диод Ю2
за счет запасенной в индуктивности нагрузки 7, магнитной энергии. Контур про-
текания тока 1а показан на рис. 3.22 пунктирной линией. В это время цепь
нагрузки отключена от вторичной обмотки трансформатора и зашунтирована
проводящими ток вентилями Е53 и ЕО2, поэтому напряжение на нагрузке иа = 0.
Поскольку ток 1а на этом интервале минует цепь вторичной обмотки трансфор-
матора, то ток во вторичной, а следовательно, и в первичной обмотке трансфор-
матора /1 равен нулю.

Таким образом, на интервалах а ток нагрузки 1а протекает в короткозамкну-
том контуре, не входящем в цепь вторичной обмотки трансформатора, поэтому
ток первичной обмотки трансформатора /1 = 0. В кривой выпрямленного напря-
жения иа на этих интервалах времени отсутствуют участки с отрицательной по-
лярностью напряжения, благодаря чему увеличивается среднее значение вы-
прямленного напряжения Первая гармоника первичного тока /1 отстает от
напряжения и\ на угол <р = а/2. Это позволяет несколько повысить коэффициент
мощности выпрямителя по сравнению с аналогичными схемами выпрямления,
имеющими вдвое больше фазовый угол сдвига: <р = а. В рассматриваемой схеме
выпрямителя отпадает необходимость в дополнительном включении нулевого
вентиля, поскольку тот же эффект достигается за счет очередности работы тири-
сторов и вентилей выпрямителя.

3.2.3. Процесс коммутации в схеме управляемого
выпрямителя

В выпрямителях средней и большой мощности характер электромагнитных
процессов определяется повышенным значением индуктивности рассеяния
трансформатора. Это обусловлено ухудшением магнитной связи между обмот-
ками трансформатора, когда часть магнитного потока замыкается по воздуху.
Эту часть магнитного потока Ф§ называют потоком рассеяния. На эквивалент-
ной схеме обмотки трансформатора паразитная индуктивность рассеяния Еа
включена последовательно с собственной индуктивностью обмотки Ьо. Ток /ц,
протекающий через обмотку с индуктивностью Е<>, создает намагничивание маг-
нитопровода трансформатора. Величина индуктивности рассеяния Лд- определя-
ется геометрическими размерами магнитопровода и конфигурацией располо-
женной на нем обмотки (рис. 3.24)
Рис. 3.24. К расчету индуктивности рассеяния обмотки

Индуктивность Ьз (в Гн) можно оценить по приближенной формуле [14]:

Ц=ц0^аг?8,

П„

(3.75)

где цо - магнитная постоянная; /Ср - длина средней линии, м; Лн - высота намотки,
м; 5 - диаметр провода, м; ® - число витков обмотки.

Из анализа выражения (3.75) следует, что индуктивность определяется,
главным образом, размерами магнитопровода трансформатора, от которого за-
висит высота намотки йн, а также удалением обмотки от магнитопровода, кото-
рое для однослойной обмотки определяется диаметром провода 5. Многовитко-
вая обмотка имеет повышенную индуктивность

Увеличение индуктивности Ь$ сказывается на процесс перехода тока на-
грузки с одного тиристора выпрямителя на другой (процесс коммутации). В ра-
нее рассмотренных схемах выпрямителей (рис. 3.1, 3.10, 3.12, 3.22) коммутация
не учитывалась и считалось, что процесс переключения вентилей происходит
мгновенно. В мощных выпрямителях процесс коммутации занимает значитель-
ную часть рабочего полупериода и оказывает существенное влияние на энерге-
тические показатели преобразователя.

Суммарная индуктивность Ьа, приведенная к вторичной обмотке трансфор-
матора, определяется из соотношения:

(3.76)

где 1.51, Ью - индуктивности рассеяния первичной и вторичной обмотки транс-
форматора соответственно; Ьс - индуктивность питающей сети.

Из (3.76) следует, что параметры первичной стороны трансформатора (Ьщ,
Ьс) приводятся к его вторичной обмотке через квадрат значения коэффициента
трансформатора к -

Процесс коммутации рассмотрим на примере выпрямителя с нулевым вы-
водом, работающим на активно-индуктивную нагрузку с к—>со (рис. 3.25).
Рис. 3.25. Схема однофазного выпрямителя с учетом индуктивности рассеяния

Временные диаграммы, поясняющие процесс коммутации в выпрямителе,
показаны на рис. 3.26, а-д.

Влияние индуктивности Ьц проявляется в затягивании процесса перехода
тока нагрузки Л с одного тиристора выпрямителя на другой. Продолжительность
этого процесса определяет угол коммутации у. Определим продолжительность
процесса коммутации и закон изменения токов, протекающих через коммутиру-
емые тиристоры.

В первом полупериоде 0-л сетевого напряжения (полярность напряжения
на обмотках трансформатора показана без скобок) на интервале 0-а ток нагрузки
1с1 протекает через тиристор 92. На Л/?,,-нагрузку через открытый 92 поступает
напряжение трансформатора и?.? отрицательной полярности, которое определяет
на этом интервале форму напряжения ад (рис. 3.26, б).

В момент времени 9 = а на управляющий электрод тиристора VI поступает
отпирающий импульс управления, при положительном напряжении иг-1 на его
аноде он переходит в открытое состояние. После этого в проводящем состоянии
оказываются оба тиристора выпрямителя, образующие короткозамкнутый кон-
тур тока коммутации (рис. 3.25). Поскольку сопротивления тиристоров в откры-
том состоянии равны нулю, ток /к в контуре коммутации, протекающий под дей-
ствием суммарного напряжения обмоток трансформатора: И2-1+Н2-2, ограничен
только индуктивным его сопротивлением: ха| = соЛя и хаг = Процесс ком-
мутации удобно рассматривать как результат появления тока коммутации гк, ко-
торый совпадает с прямым направлением тока тиристора VI и направлен
встречно току Ц, протекающему через тиристор 92. Выражения для токов, про-
текающих через тиристоры К1 и 92 в процессе коммутации, можно записать в
общем виде:

1У81 - Ч ; 482 - Ц~ 4 •

(3.77)
Рис. 3.26. Диаграммы работы управляемого выпрямителя с учетом коммутации

Коммутация тока у заканчивается при уменьшении до нуля тока /га, проте-
кающего через тиристор Е2, при этом ток вступающего в работу тиристора И
достигает значения тока нагрузки 1а, характер изменения токов тиристоров /га,
/га показан на рис. 3.26, г.

Во время коммутации оба тиристора выпрямителя находятся в проводящем
состоянии, поэтому напряжение на нагрузке иа определяется суммарным напря-
жением полуобмоток трансформатора иа = //2-1 + //2-2. Поскольку относительно
нулевого вывода трансформатора //2-1 = -И2-2, то напряжение иа = 0 (рис. 3.26, б).

Таким образом, кривая напряжения иа отличается от ранее рассмотренных
схем выпрямителя тем, что на интервале коммутации у в цепь нагрузки на-
пряжение отсутствует. Вследствие этого уменьшается среднее значение выпрям-
ленного напряжения Уд по сравнению со случаем мгновенной коммутации с у = 0.
Процесс коммутации на последующих интервалах работы выпрямителя протекает
аналогично рассмотренным.

Представим в общем виде среднее значение напряжения выпрямителя У,г.

=^0со8а-Л(7г.

(3.78)

Первое слагаемое формулы соответствует значению 17. при мгновенной
коммутации (3.61), вторая составляющая выражения (3.78) показывает величину
снижения выпрямленною напряжения, вызванного процессом коммутации. Зна-
чение второй составляющей напряжения Л (Ту можно определить как среднее за
период л значение заштрихованных (рис. 3.26, б) участков выпрямленного
напряжения ме/, отсутствие которых снижает среднее значение напряжения Уд.
Расчет Л [/у произведем по формуле

1 &+У /ЗУ I

? тс * тс

[сока - сок(а + у)].

(3.79)

Значение выражения в квадрат ных скобках можно определить при более де-
тальном рассмотрении процессов коммутации, которые изображены на рис. 3.27.

Рис. 3.27. Процесс коммутации тока

Ток коммутации /к можно представить в виде суммы свободной и™и при-
нужденной г'к.пр составляющих:

гк (к.св ’ гк.пр •

(3.80)
В связи с тем, что индуктивность рассеяния трансформатора 1л имеет ин-
дуктивный характер, принужденная составляющая тока /кнр отстает на л/2 от
напряжения и; вторичной обмотки трансформатора. Принимаем за начало от-
счета момент начала коммутации (рис. 3.27), в этом случае ;кнр определим по
формуле:

2^2(7, . /п 72(7, ,п .

^.пР = —------чш (5 + « - л-/2) =-------со» (<9 + а),

(3.81)

где Ха = - суммарное индуктивное сопротивление, приведенное к вторич-

ной обмотке трансформатора.

Свободная составляющая тока в общем виде может быть представлена как

(К.С8 = ЛГ^,

(3.82)

где А - постоянная составляющая тока; т = - постоянная времени контура

коммутации.

При малом значении омического сопротивления А/. в контуре коммутации
величина постоянной времени т—поэтому из (3.82) следует:

4.св = /(-

(3.83)

Подставив значения (3.81) и (3.82) в формулу (3.80), получим:

/Ж

со8($+а) + Л.

(3.84)

Значение постоянной составляющей А в последнем уравнении найдем из
начальных условий: в момент начала коммутации 9=0 (рис. 3.27) ток коммута-
ции /к = 0. С учетом этих обстоятельств из (3.84) получаем искомое выражение
для постоянной составляющей Л:

. у/217,
А =-------~ сояа .

С учетом последнего выражения уравнение (3.84) принимает вид:

/к = 2 со5а-со8(Э + а) I.

(3.85)

(3.86)
В конце интервала коммутации текущее значение времени Э = у, а ток ко-
роткого замыкания гк достигает величины тока нагрузки Ц, т. е. гк = 1^. С учетом
этих обстоятельств выражение (3.86) принимает вид:

соьа -со§(а + у) =

'Л

(3.87)

Подставив выражение (3.87) в формулу (3.79) для расчета ЛС7Т, получим:

ЛЦ =

(3.88)

С учетом (3.88) формула (3.78) для расчета среднего значения напряжения
принимает вид:

(3 89)

Из выражения (3.89) следует, что среднее значение выпрямленного напря-
жения 67 / при фиксированном значении угла регулирования а зависит как от сум-
марного реактивного сопротивления ха, приведенного к вторичной обмотке транс-
форматора, так и от тока нагрузки /</. Зависимость выпрямленного напряжения 6Л;
от тока нагрузки 7/ при постоянном значении угла регулирования а показывают
на внешней характеристике управляемого выпрямителя На рис. 3.28 показано се-
мейство внешних характеристик выпрямителя, где Л/н - ток нагрузки в номиналь-
ном режиме работы.

Рис. 3.28. Внешние характеристики выпрямителя

Характеристики (рис. 3.28) имеют вид параллельных прямых, наклон кото-
рых определяется коммутационными потерями напряжения А(/т. Положение
характеристик определяется углом регулирования а. Увеличение а, в соответ-
ствии с (3.89), приводит к снижению сока а, следовательно, и первой составляю-
щей выражения (3.78) выпрямленного напряжения Щ.

Диаграммы напряжения и токов (рис. 3.29) иллюстрируют причину умень-
шения среднего значения напряжения с ростом тока нагрузки Л/. В качестве
примера показан процесс коммутации при двух значениях тока нагрузки Лд и Лд
(рис. 3.28). Геометрические построения на рисунке выполнены с учетом того об-
стоятельства, что ток коммутации К не зависит от тока нагрузки Ц, поэтому на
рисунке приведена только одна кривая тока гк.

Рис. 3.29. Процесс коммутации

Известно, что момент окончания коммутации у определяется при достиже-
нии током /к величины тока нагрузки Л/. При Ц = продолжительность комму-
тации составляет уц на этом интервале напряжение ад становится равным нулю,
что уменьшает его среднее значение на АЦ]. Во втором случае при Ц = 1,п ток
коммутации /к достигает значения тока нагрузки Лд за время коммутации уд. Уве-
личение продолжительности коммутации приводит к тому, что на большем ин-
тервале времени напряжение нагрузки ад равно нулю. Это приводит к ещё
большему снижению среднего значения выпрямленного напряжения (Л/.

Таким образом, увеличение тока нагрузки Л/ сопровождается увеличением
коммутационных потерь напряжения ДЦ, а следовательно, и снижением уровня
напряжения Чем выше коммутационные потери напряжения, тем больший
наклон имеют линии на внешней характеристике управляемого выпрямителя.

Кривые тока /1 и напряжения и\ первичной обмотки выпрямителя были
представлены ранее (рис. 3.26, а). Ток /1 отстает от напряжения на угол <р. По-
скольку ток /1 на интервале коммутации имеет нелинейный характер, то в первом
приближении значение фазового угла сдвига можно рассчитать по формуле:

(р ® а + х/2.

(3.90)
Таким образом, по сравнению со схемой управляемого выпрямителя, где
коммутация происходит мгновенно, а фазовый угол <р = а, коммутация тока за
время у приводит к дополнительному увеличению отставания тока /1 от напря-
жения 1ц на угол у/2. Это вызывает уменьшение значения со§<р, а следовательно,
в соответствии с (3.20), и ухудшение коэффициента мощности Км, выпрямителя.

Выводы:

1 . Применение в преобразователях способа плавного регулирования напря-
жения требует принятия специальных мер для улучшения коэффициента мощ-
ности устройства.

2 Продолжительность процесса коммутации и связанные с ней коммутаци-
онные потери напряжения в управляемом выпрямителе определяются индуктив-
ностью рассеяния трансформатора и током нагрузки выпрямителя.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1 Объясните принцип плавного регулирования напряжения.

2. Назовите особенности работы управляемого выпрямителя при активной
и активно-индуктивной нагрузке.

3. Изобразите регулировочную характеристику управляемого выпрямителя
при следующих видах нагрузок:

а) чисто активной;

б) активно-индуктивной.

4. Назовите соотношения между напряжением вторичной обмотки (полуоб-
мотки) однофазного трансформатора и выпрямленным напряжением управляе-
мого выпрямителя для видов нагрузок:

а) чисто активной;

б) активно-индуктивной.

5. Сравните энергетические показатели управляемого и неуправляемого вы-
прямителей.

6. Объясните влияние процесса коммутации на энергетические показатели
управляемого выпрямителя.
ГЛАВА 4.

ТРЁХФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

В мощных преобразователях промышленных установок выпрямление пере-
менного тока осуществляется, как правило, с помошью трёхфазных выпрямите-
лей. Это объясняется тем, что форма их выпрямленного напряжения отличается
меньшей величиной пульсаций по сравнению со схемами однофазных выпрями-
телей. При этом обеспечивается наиболее благоприятная форма тока вентилей
выпрямителя и обмоток трёх фазного трансформатора.

Все схемы трёхфазных выпрямителей можно условно разделить на две
группы: мостовые выпрямители и выпрямители с нулевым выводом. Характер-
ной особенностью схем с нулевым выводом является использование средней (ну-
левая) точки вторичной обмотки трансформатора в качестве одного из зажимов
постоянного тока. По вторичным обмоткам трансформатора этого типа выпря-
мителя протекает однонаправленный пульсирующий ток, вследствие чего эта
схема отличается невысоким использованием мощности трансформатора. В мо-
стовых схемах выпрямителей вывод средней точки трансформатора не исполь-
зуется, а ток в его обмотках протекает в обоих направлениях, поэтому для мосто-
вых схем характерно более полное использование мощности трансформатора.

4.1. Трёхфазный выпрямитель с нулевым выводом

4.1.1. Работа выпрямителя при активной нагрузке

Рассмотрим выпрямитель, который состоит из грёхфазного понижающего
трансформатора Тр, вторичные обмотки которого соединены «звездой» (рис. 4.1).
Первичные обмотки включают либо по схеме «звезда», либо «треугольник».

Рис. 4.1. Схема трёхфазного выпрямителя с нулевым выводом
Вторичные обмотки трансформатора связаны с анодами вентилей выпрями-
теля VI-УЗ. В замкнутом положении ключа К, шунтирующего индуктивность Л,
активная нагрузка И» подключена между общей точкой соединения катодов вен-
тилей и средним (нулевым) выводом обмотки трансформатора

Рассмотрим электромагнитные процессы в схеме выпрямителя при следую-
щих допущениях:

1) индуктивность рассеяния вторичных обмоток трансформатора равна
нулю, поэтому коммутацию вентилей выпрямителя считаем мгновенной;

2) ток намагничивания трансформатора равен нулю;

3) вентили VI-УЗ считаем идеальными, т. е. падение напряжения в прямом
направлении и ток при обратном включении равны нулю.

Принцип действия схемы рассмотрим с помощью временных диаграмм
(рис. 4.2, а, б, в, г, д, е), где показана трёхфазная система напряжений иа, иь, ис
трансформатора относительно его нулевого вывода (рис. 4.2, а). Вентили выпря-
мителя У1-УЗ проводят ток при положительном анодном напряжении, которое
определяется фазными напряжениями обмоток трансформатора. Однако в прово-
дящем состоянии находится только тот вентиль, напряжение на аноде которого
превышает положительное напряжение двух других фаз трансформатора. Так,
вентиль VI находится в проводящем состоянии на интервале Э| Э; (рис. 4.2, в),
когда фазное напряжение иа положительно и является наибольшим по сравнению
с напряжениями фаз иь, ис. На этом интервале ток нагрузки 1а замыкается через
вентиль VI и сопротивление нагрузки /?„ под действием фазного напряжения иа
(рис. 4.1). На интервале Э? 9з (рис. 4.2, а) наибольшим становится напряжение иь
на аноде вентиля У2, поэтому через него протекает ток нагрузки (рис 4.2, а). На
интервале Э-. Эд при наибольшем напряжении и? в работе находится вентиль УЗ
выпрямителя (рис. 4.2, Э).

Таким образом, при поочередной работе трех вентилей выпрямителя интер-
вал проводимости одного их них составляет: у = .

При постоянном соединении верхнего зажима нагрузки с нулевым выводом
трансформатора, открытый вентиль выпрямителя подключает к нижнему по
схеме выводу нагрузки напряжение соответствующей фазы трансформатора Та-
ким образом, выпрямленное напряжение иа представляет собой участки фазных
напряжений трансформатора. Графически напряжение иа представляет со-
бой огибающую наибольших значений фазных напряжений с периодом повторя-
емости Т = 2л/3 (рис. 4 2, а, б). Полярность выпрямленного напряжения 1/а ука-
зана на рис. 4.1 При чисто активной нагрузке Лн выпрямленный ток 1а = иа / Кк
имеет ту же форму, что и напряжение иа (рис. 4.2, б). Поскольку ток нагрузки 1а
поочередно замыкается через вентили выпрямителя, диаграммы токов вентилей
1у1—1гз (рис. 4.2, в г, д) представляют участки кривой тока 1а, соответствующие
интервалам проводимости вентиля. Кривые токов вторичных обмоток транс-
форматора 12а-12с определяются анодными токами 1уг-1уз соответствующих вен-
тилей.
Рис, 4.2. Диаграммы работы трёхфазного выпрямителя

Выпрямленное напряжение Щ определяется средним за период 7’~ 2л/3 зна-
чением заштрихованной на рис. 4.2, б площади напряжения иа. Участок огибаю-
щей кривой иа описывается уравнением косинусоиды: и(: В этом

случае формула для расчета Уа принимает вид
1 3 /б

^=— [ СОЕ.9-^ = ^(72=1,17^, (41)

2я/34з 2я

где 1)2 - действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки транс-
форматора.

Из (4.1) следует, что при одинаковом значении напряжения (7г выпрямлен-
ное напряжение ГЛ = 1,17 ГЛ трёхфазного выпрямителя выше, чем в однофазном
выпрямителе, у которого ГЛ = 0,9 ГЛ- Трёхфазный выпрямитель имеет лучшие
показатели по отношению к величине пульсаций выпрямленного напряжения.
Поскольку частота пульсаций иатрёхфазного выпрямителя составляет 150 Гц (по
сравнению с однофазным выпрямителем в 100 Гц), для сглаживания пульсаций
выпрямленного напряжения и тока требуется сглаживающий дроссель меньшей
индуктивности.

Средний ток вентиля 1ц связан со средним значением тока нагрузки: Ки

соотношением Л =Л/3.

Выясним форму и величину максимального обратного напряжения на вен-
тилях выпрямителя. В качестве примера выберем вентиль Г7. В закрытом состо-
янии обратное напряжение вентиля определяется разностью потенциалов его
анода и катода. Изменение потенциала анода VI определяется фазным напряже-
нием иа. Потенциал катода зависит от проводящего состояния смежных вентилей
У2 или УЗ. Так, при открытии вентиля У2 через него на катод вентиля VI посту-
пает фазное напряжение иъ. При работе вентиля УЗ потенциал катода VI опреде-
ляется фазным напряжением ис. Ординаты напряжения, заключенные между
кривыми иа (напряжение анода) и иь, ис фазные напряжения, от которых зависит
потенциал катода, определяют форму обратного напряжения вентиля ип в за-
крытом состоянии (рис. 4.2, е). Таким образом, напряжение ип состоит из участ-
ков линейных напряжений иьа и в связи с чем амплитудное значение обрат-
ного напряжения на вентиле ГЛтал- определяется как амплитуда линейного напря-
жения вторичных обмоток трансформатора:

^=л/2^2=7&/2. (4.2)

4.1.2. Работа выпрямителя при активно-индуктивной
нагрузке

Рассмотрим особенности работы выпрямителя с нулевым выводом при
наиболее распространенной на практике активно-индуктивной нагрузке с Ь—>оо,
где этому виду нагрузки соответствует разомкнутое положение ключа К
(рис. 4.1). Индуктивность Л принимаем идеальной, т. е. при активном сопротив-
лении ее обмоток: Л—падение напряжения на индуктивности также равно
нулю. Диаграммы токов и напряжений представлены на рис. 4.3.
Рис. 4.3. Диаграммы работы выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке

При индуктивности выпрямленный ток 1а (рис. 4.3, 6) идеально сгла-
жен, а его среднее значение 1а = Уа/ определяется величиной выпрямленного
напряжения Уа и сопротивлением нагрузки /?н. Включение индуктивности в цепь
выпрямленного тока приводит также к изменению формы токов вентилей У
(рис. 4.3, в, г, д'), а также токов первичной и вторичной обмоток трансформатора.
Токи вентилей и соответствующие им токи вторичных обмоток трансформатора
имеют вид прямоугольных импульсов. На интервале проводимости вентиля:
у = 2л/3 амплитуда их токов определяется средним значением тока нагрузки Л/,
в оставшееся до конца периода время величина токов вентилей: 1у= = 0. Токи
вторичных обмоток трансформатора Ьв-6с содержат постоянную составляющую
тока Ду / 3, которая, протекая через обмотки трансформатора, создают поток вы-
нужденного подмагничивания трансформатора. Этот поток проходит по всем
трем стержням трансформатора в одном направлении и далее замыкается по воз-
духу и стальному корпусу трансформатора Явление вынужденного подмагни-
чивания нежелательно, поскольку оно может привести к насыщению магнито-
провода трансформатора выпрямителя Для его устранения приходится увеличи-
вать сечение стержней, т. е. завышать мощность трансформатора.

Токи первичных обмоток трансформатора йа—11с содержат только перемен-
ную составляющую, поскольку постоянная составляющая токов /,/ / 3 не транс-
формируется В этой связи токи первичных обмоток трансформатора определя-
ются уравнением:

где ктр - коэффициент трансформации трансформатора.

Кривая тока ла первичной обмотки трансформатора показана на рис. 4.3, ж

Для компенсации потока вынужденного намагничивания вторичные об-
мотки трансформатора соединяют в «зигзаг» (рис. 4.4, а) [12].

Трансформатор выпрямителя имеет первичные обмотки с числом витков го;
и два комплекта вторичных обмоток с одинаковым числом витков иг. Первичные
обмотки соединены «звездой», вторичные обмотки образуют схему соединения
«зигзаг». Напряжение вторичных обмоток: ~ *' определяется напряже-

нием первичных обмоток шт,;) и коэффициентом трансформации трансформа-
тора:

и2(а-с) = и2(а-с) = к™Р ~ и1(а~е}-

(4.4)

Векторная диаграмма напряжений трансформатора показана на рис. 4.4, б.
Напряжение иа, например на аноде вентиля VI, определяется геометрической
суммой напряжений и2а и и'2ъ. Напряжение и2а совпадает с напряжением ща
первичной обмотки, а вектор и'зь - с напряжением шь, поскольку вторичные об-
мотки располагаются на одном стержне с одноименными первичными обмот-
ками трансформатора. В результате такого соединения вторичных обмоток на
выходе трансформатора формируется трёхфазная система напряжений иа-ис,
сдвинутая на 30 эл. град в сторону опережения относительно соответствующих
напряжений ию-ии первичных обмоток трансформатора.

Рис. 4 4 Схема выпрямителя при соединении вторичных обмоток в «зигзаг»:
а - схема выпрямителя; б - векторная диаграмма

Из рис. 4.4, б следует, что напряжения иа и, в уЗ превышают величину
напряжений ица-с) и и’ца-с)- Например, напряжение и. можно определить по фор-
муле:

иа

— 43и2а — уГЗи'зъ.

(4.5)

Проведем анализ работы выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке с
А—>со. Для простоты дальнейших рассуждений принимаем коэффициент транс-
формации трансформатора Л1р = 1, т. е. фазные напряжения на выходе трансфор-
матора и„ и равны напряжениям первичных обмоток ию-ии'.

и а ~и1сГ, иЬ ~и1Ь', 11 с ~и1с-

(4.6)
Решив совместно уравнения (4.4)-(4.6), получаем, что при /<1р = 1 должно
выполняться условие: со, = \/Зо)2 •

При определении величины и формы токов м/с первичных обмоток транс-
форматора воспользуемся условиями равенства нулю суммы токов фаз первич-
ной обмотки, а также суммой намагничивающих сил по двум замкнутым конту-
рам магнитопровода трансформатора'

й + 1в + = 0;

Ф®2 7а®2 гЛ®1 " гВ®| + /ЛС'Ъ га®2—

(4 7)

/],О)2 ,С0| -Ь /^со2 /),со2 — 0 .

токов гл—1с первичной обмотки транс-
с/з<в2:

Решим уравнение (4.7) относительно
форматора, учитываем при этом, что со, =

Приведём диаграммы токов вентилей 1п~1уз и протекающих через них токов
1а-С (рис. 4.5, а, б, в, г, д, е, ж). Принимая во внимание (4.8), приведем диаграмму
тока 1в (рис. 4.5, ж). Кривая 1в построена по данным графиков токов /а (рис. 4.5, в)
и 1ь (рис. 4.5, г) с учетом коэффициента л/з. Из анализа кривой тока /д следует, что
форма тока, а соответственно, и форма магнитного потока в стержне трансформа-
тора не содержат постоянной составляющей. В этой связи можно говорить о ком-
пенсации постоянной составляющей тока в обмотках трансформатора.

Поскольку величина индуктивности цепи нагрузки 7,—>оо, то выпрямленный
ток й идеально сглажен, а токи вторичной и первичной обмоток трансформатора
имеют прямоугольную форму Форма напряжения ип на вентиле выпрямителя
(рис 4.5, г) не отличается от напряжения схемы выпрямителя (рис. 4.1),

Сравним мощности трансформаторов в схемах трёхфазного выпрямителя
(рис. 4.1) и схеме при соединении вторичных обмоток трансформатора «зигзаг»
(рис. 4.4). В обоих случаях считаем, что коэффициент трансформации трансфор-
матора АтР = 1. Для схемы трёхфазного выпрямителя (рис. 4.1) мощность транс-
форматора определяется как полусумма мощностей первичных и вторичных об-
моток и рассчитывается по формуле [10]:

(4-9)

где (/1,11г и 71, Ь - действующие значения фазных напряжений и токов первичной
и вторичной обмоток трансформатора соответственно.
Рис. 4.5. Диаграммы работы выпрямителя при соединении обмоток «зигзаг»
Для схемы выпрямителя рис. 4.4 при расчете 5Тр учитываются мощности
трех первичных и шести вторичных обмоток трансформатора:

_ЗЬ\1х+ЬЦг1г

тр 2

(4.Ю)

где ЕЛ - действующее значение напряжения на одной вторичной обмотке транс-
форматора.

Действующие значения токов Л первичной обмотки рассчитаем по извест-
ной формуле (3.11). Для схемы (рис. 4.1), в соответствии с графиком тока й
(рис. 4.3, ж), при Лтр = 1 получаем расчетную формулу:

При квадратичном сложении тока Д/ в расчете не учитывается знак тока на
интервале времени 0-4л/3.

Для схемы (рис. 4.4) действующее значение тока 1\ рассчитаем с учетом сим-
метричной формы тока /1 (рис. 4.5, ж), т. е. проведем интегрирование положи-
тельных значений тока: — I/ 73 на интервале у — 2л/3, а полученный резуль-
тат удвоим. Расчетная формула примет вид

(4.12)

Сравнение результатов расчета по (4.11) и (4.12) показывает, что значение
сетевого тока не зависит от схемы соединения вторичных обмоток трансформа-
тора.

Действующие значения токов вторичных обмоток трансформатора в
обоих случаях определяется интервалом: у = 2л/3 проводимости вентилей вы-
прямителя У1-УЗ. Формула для расчета действующего значения тока 11 имеет
вид [5]:

(4.13)

При расчете напряжений принимаем одинаковым действующее значение
фазного напряжения в обоих схемах выпрямителей. При ктр = 1 действующие
значения напряжения первичной и вторичной обмоток трансформатора схемы
(рис. 4.1) одинаковы, т. е. ЕЛ = Е5. В соответствии с векторной диаграммой
(рис. 4.4, б) и соотношением (4.4) для выпрямителя (рис. 4.4, а) напряжения
первичной обмотки и одной секции вторичной обмотки трансформатора свя-
заны соотношением:

^2 “ Г1 Ц •

(4.14)

Выразим действующие значения напряжений обмоток трансформатора че-
рез среднее значение выпрямленного напряжения (7>. Так как величина напряже-
ний (71 и С7 одинакова (6тр = 1) в схеме (рис. 4.1, а), то её можно найти по (4.1):

2/г

(4.15)

При одинаковых для обоих схем коэффициенте трансформации трансфор-
матора 7тр = 1 и, соответственно, величине напряжений 67 и б', соотношение
(4.15) справедливо при соединении вторичных обмоток по схеме «зигзаг». С уче-
том формул (4.15) и (4.14) напряжение 66 (рис. 4.4) принимает вид:

(4.16)

Подставив значения токов и напряжений в расчетные формулы (4.8) и (4.9)
получим следующее значения мощности трансформатора’

а) для схемы рис. 4.1:

= Зч/б = 1,345Р"; (4'1

б) для схемы рис. 4.4:

л(1+ Л}

Хтр= (4 18)

Из сравнения (4.17) и (4.18) следует, что мощность трансформатора в схеме
соединения обмоток «зигзаг» в 1,08 раза выше по сравнению со схемой «звезда».
Это соотношение справедливо при малых мощностях нагрузки, так как при боль-
ших токах повышается мощность трансформатора, обусловленная появлением
потока вынужденного намагничивания.

Таким образом, при малых мощностях выгоднее применять схему соедине-
ния вторичных обмоток «звезда», при больших мощностях - схему соединения
обмоток «зигзаг».
4.2. Трёхфазный мостовой выпрямитель

Схема выпрямителя (рис. 4.6) состоит из трёхфазного понижающего транс-
форматора Тр, первичные и вторичные обмотки которого могут быть соединены
как «треугольником», так и «звездой» Вентили VI, УЗ, У5 соединены катодами
и образуют катодную группу выпрямителя, а вентили У2, У4, Уб - анодную.

Рис. 4.6 Схема трёхфазного мостового выпрямителя

Проведем анализ схемы выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке с
Ь —> оо без учета процессов коммутации (индуктивность рассеяния обмоток
трансформатора равна нулю). Диаграммы работы преобразователя представлены
на рис 4.7.

Ток нагрузки 1а протекает через два вентиля разных групп выпрямителя под
действием линейного напряжения вторичной обмотки трансформатора. Контур
тока га при открытых вентилях VI, Уб показан на рис. 4.6. Из катодной группы в
проводящем состоянии находится тот вентиль, положительное напряжение на
аноде которого является наибольшим по сравнению с другими вентилями этой
группы. Из анодной группы ток нагрузки й замыкается через тот вентиль, отри-
цательное напряжение на катоде которого является наименьшим по сравнению с
другими вентилями.

Таким образом, в проводящем состоянии находятся два накрест лежащих
вентиля выпрямителя, между которыми действует наибольшее линейное напря-
жение.
Рис. 4.7. Диаграммы работы мостового трёхфазного выпрямителя
Интервал проводимости вентилей анодной и катодной трупп показан в
кружках на рис. 4.7, а- Совместная работа вентилей разных групп, например, VI,
Уб происходит на интервале Э1-Э2, после закрытия Уб на интервале Эг-Эз вентиль
VI катодной группы проводит ток с другим вентилем У2 анодной группы и т. д.
Аналогично происходит чередование интервалов проводимости вентилей катод-
ной группы. Таким образом, интервал проводимости одного вентиля составляет:
у = 2л/3, а интервал совместной работы вентилей разных групп составляет л/3.
За период сетевого напряжения в схеме выпрямителя происходит шесть пере-
ключений вентилей, во время которых образуются шесть пульсаций выпрямлен-
ного напряжения, в связи с чем схема получила название шестипульсовой.

Выясним величину и форму выпрямленного напряжения иа. Оно определя-
ется разностью потенциалов между общими точками соединения вентилей анод-
ной и катодной групп выпрямителя, т. е. = <р^(+) - > •

Кривая <р<д+) формируется из участков положительных полуволн фазных
напряжений вторичных обмоток трансформатора при проводимости вентилей
катодной группы, а кривая - из участков фазных напряжений отрицательной
полярности при проводимости вентилей анодной группы. Графически потенциал
Фл+) представляет огибающую положительных полуволн фазных напряжений, а
потенциал <рл > — отрицательных полуволн напряжения иа - ис (рис. 4.7, а). По
разности ординат кривых (р</(+) и ф<*-) на рис. 4.7, б построена кривая выпрямлен-
ного напряжения иа, состоящая из участков линейных напряжений вторичных
обмоток трансформатора. Среднее значение выпрямленного напряжения 1/а
находят как среднее за период у = л/3 заштрихованной площадки напряжения иа
(рис. 4 7, б). Участки кривой иа описываются уравнением косинусоиды:

='/21/2лсо8&,

где (72л - действующее значение линейного напряжения вторичной обмотки транс-
форматора.

В результате расчета получаем:

1 3 3 [б

I х/Жлсо819-^-^^„=^^=2,34^, (4.19)

^/34б *

где 1/2 - действующее значение фазного напряжения.

По сравнению со схемой трёхфазного выпрямителя с нулевым выводом вы-
прямленное напряжение оказалось в два раза выше. Это объясняется тем, что
мостовая схема выпрямителя представляет собой два последовательно включен-
ных выпрямителя с нулевым выводом.

При X - > оо ток нагрузки 1а абсолютно сглажен и показан в виде прямой
линии на рис. 4.7, б с ординатой 1а = 11а / 7?п. Поскольку каждый вентиль выпря-
мителя проводит ток в течение трети периода, среднее значение тока вентиля
IV = 1а/ 3. Кривые токов вентилей показаны на рис 4.7, в, г, д, е.
При проводящем состоянии двух вентилей выпрямителя, принадлежащих
разным группам, к четырем другим вентилям прикладывается обратное напря-
жение. Обратное напряжение вентиля представляет собой разность напряжений
между его анодом и катодом. Как и в схеме выпрямителя с нулевым выводом,
потенциал анода, например, вентиля VI катодной группы, повторяет форму фаз-
ного напряжения иа. Потенциал катода зависит от проводимости двух других
вентилей УЗ, У5 этой же группы. При проводящем вентиле УЗ на катод VI посту-
пает фазное напряжение иь, а при работе вентиля 75 - фазное напряжение и,.
Форма обратного напряжения вентиля иг/ (рис. 4.7, ж) состоит из отрезков пря-
мых, соединяющих участки фазных напряжений (рис. 4.7, а). Как и в схеме с
нулевым выводом, кривая обратного напряжения состоит из отрезков линейных
напряжений вторичной обмотки трансформатора, а ее максимальная величина
равна амплитуде линейного напряжения (7йтах = = х/б(72.

Кривые токов первичной и вторичной обмоток одной фазы трансформатора
определяются токами вентилей, подключенных к этой фазе. Один из вентилей
принадлежит анодной, а другой - катодной группе выпрямителя. Кривая тока
вторичной обмотки трансформатора (рис. 4.7, з) состоит из токов вентилей VI,
У4, подключенных к фазе Л. При коэффициенте трансформации трансформатора
7тР = 1 ток первичной обмотки повторяет форму тока /70, д, е. г'/а = 12а (рис. 4.7, з).
Переменные по форме токи //», /7И имеют вид прямоугольных импульсов с ампли-
тудой Л/ на интервале у = 2л/3 проводимости вентилей и паузой длительностью
л/3, во время которой вентили VI, У4 закрыты В форме токов обмоток трансфор-
матора отсутствуют постоянные составляющие, поэтому в мостовой схеме трёх-
фазного выпрямителя отсутствует поток вынужденного подмагничивания.

Для расчета мощности выпрямительного трансформатора определим дей-
ствующие значения напряжений и токов. Действующее значение тока первичной
и вторичной обмотки (рис. 4.7, з):

(4.20)

Интегрирование (4.20) осуществляется на интервале = 2л/3 проводимости
вентилей; полученный путем интегрирования результат удваивается на основа-
нии симметричной формы токов.

При Атр = 1 для напряжений в первичной и вторичной обмотки трансформа-
тора справедливо отношение: (71 = (7>. Действующее значение напряжения (7г вы-
разим из формулы (4.19) через среднее значение выпрямленного напряжения СТ/:

(4.21)
Расчетные мощности обмоток 51, & и равная им расчетная мощность транс-
форматора 8„,р определяется выражением:

л/2 7Г

= ^ = 5тр = = (АЛ = 3±=1, ^=17, =-Р, = 1.047Р, . (4.22)

4.3. Трёхфазный мостовой управляемый выпрямитель

Рассмотрим работу трёхфазного управляемого выпрямителя (рис. 4.8) при
активно-индуктивной нагрузке с 1-юо. Коммутацию вентилей выпрямителя
вначале считаем мгновенной, влияние индуктивных сопротивлений рассеяния
трансформатора хя-.хс на электромагнитные процессы учтем в дальнейшем.

Ъ (+)

Рис. 4.8. Схема трёхфазного мостового выпрямителя

Рассмотрим диаграммы напряжений и токов выпрямителя (рис. 4.9). Осо-
бенность управления тиристорами выпрямителя заключается в том, что управ-
ляющие импульсы подаются на них с задержкой на угол а относительно точек
9/, Э;, Эз... естественного отпирания вентилей (рис. 4.9, а). На такой же угол
увеличивается интервал проводимости тока вентилем. В соответствии с этим
диаграммы токов вентилей смещены в сторону отставания на угол а относи-
тельно напряжения (рис. 4.9, в, г, д').
Рис. 4.9. Диаграммы работы мостового трёхфазного управляемого выпрямителя
На рис. 4.9, б пунктирной линией показана форма линейных напряжений
вторых обмоток трансформатора прямой и обратной последовательности.
Включение тиристоров катодной группы VI, УЗ, У5 происходит при положи-
тельных полуволнах напряжений иаь, иьс, иса прямой последовательности, тири-
сторы анодной группы У2, У4, Уб переходят в проводящее состояние при положи-
тельных напряжениях иас, иьи, ись обратной последовательности. В процессе регу-
лировании изменяется форма кривой потенциалов ф^+) и (рис. 4.9, а), а также
форма выпрямленного напряжения иа (рис. 4 9, б). Как и в схеме неуправляемого
мостового выпрямителя, кривая напряжения иа = <р^+) - <р^-) состоит из участков
линейных напряжений вторичной обмотки трансформатора. Поскольку на интер-
валах а происходит снижение мгновенных значений выпрямленного напряжения,
среднее значение 13а этого напряжения также уменьшается.

Влияние угла регулирования а на величину и форму выпрямленного напря-
жения иа показано на рис 4.10, а, б, в, г. При изменении угла иа в диапазоне от
0 до 60° (рис. 4.10, а) форма выпрямленного напряжения иа определяется поло-
жительными полуволнами линейных напряжений прямой и обратной последова-
тельности. В этой связи форма напряжения иа не зависит от характера нагрузки
При а > 60° (рис. 4.10, в) изменяется характер кривой выпрямленного напряже-
ния, которая становится зависимой от индуктивности в цепи выпрямленного
тока. При Ь —> оо в кривой выпрямленного напряжения появляются участки
напряжения отрицательной полярности, уменьшающие среднее значение напря-
жения 13а. Это связано с продолжением работы очередного тиристора выпрями-
теля после смены полярности напряжения на его аноде. Па этих интервалах от-
рицательное напряжения вторичных обмоток трансформатора через открытые
вентили поступает в цепь нагрузки. Аналогичные процессы, рассмотренные в
п. 3.2.1.2, происходят в однофазном управляемом выпрямителе.

При чисто активной нагрузке запирание ранее проводившего ток тиристора
происходит при уменьшении до нуля анодного тока, а следовательно, и анодного
напряжения, т. е. закрытие тиристора происходит в моменты времени 9/, Эз, 9.;...
при уменьшении до нуля соответствующего линейного напряжения. После за-
крытия тиристора напряжение нагрузки иа = 0 до моментов открытия очередного
тиристора выпрямителя, т. е. при активной нагрузке в кривой иа вместо участков
отрицательного напряжения появляются нулевые паузы напряжения (рис 4.11).
Из рис. 4.10, г следует, что при С —> оо среднее значение выпрямленного напря-
жения становится равным нулю при угле регулирования сс = 90°, когда площади
положительных и отрицательных участков иа становятся одинаковыми. При чи-
сто активной на грузке 13а = 0 при а = 120° (рис. 4.11), когда уменьшается до нуля
площадь, ограниченная положительными значениями иа.

Среднее значение выпрямленного напряжения 13а при I. —> со может быть
получено путем интегрирования формы (заштрихована на рис. 4.9, б) площади
кривой выпрямленного напряжения иа за период Т = тг /3. Поскольку интервал
проводимости вентилей смещен по времени на угол а, пределы интегрирования
кривой напряжения на также увеличены на угол а по сравнению с формулой
(4.19) для схемы мостового неуправляемого выпрямителя.
Рис. 4.10. Зависимость выпрямленного напряжения 17,1 от угла регулирования а
Формула для расчета Оу принимает вид:

1 л[6+а

УС1=—— [ \Ь1}-1со59<19 = 1}с10со&а,
лз 4

' -л/ 6+а

(4.23)

где -/би2 - амплитуда линейного напряжения вторичкой обмотки трансформа-
тора; Цу0 - среднее значение выпрямленного напряжения при а = 0.

Рис. 4.11. Диаграмма выпрямленного напряжения при активной нагрузке

При активной нагрузке в диапазоне регулирования 60°<а< 120° среднее
значение 11а находится из выражения:

У(1 = —— <1э = и+ со8(бо°+«) |

Я/3 ф+а

(4.24)

Регулировочная характеристика трёхфазного мостового выпрямителя
04/ =/(а), построенная по выражениям (4.23) и (4.24), представлена на рис. 4.12.

Рис. 4.12. Регулировочная характеристика выпрямителя
Кривые анодных токов вентилей /г (рис. 4.9, в, г, д), а также токов первичной
и вторичной обмотки трансформатора 1на_с), Ь(д-С) ПРИ У - > 33 имеют вид пря-
моугольных импульсов, смещенных на угол а в сторону отставания по сравне-
нию со схемой неуправляемого мостового выпрямителя. Форма токов первичной
и вторичной обмотки фазы А трансформатора при Атр = 1 приведена на
рис 4.9, ж, а форма напряжения иу1 на одном из вентилей VI выпрямителя - на
рис. 4.9, е, из которого следует, что в форме напряжения на интервалах а появ-
ляются участки напряжения положительной полярности. Максимальная вели-
чина обратного напряжения (Атах по-прежнему определяется амплитудным зна-
чением линейного напряжения вторичной обмотки трансформатора, т. е.:

^тах=^/2л/3(72=7б(72, (4.25)

где С/2 - действующее значение фазного напряжения.

4,3.1. Учет коммутации в схеме трёхфазного
управляемого выпрямителя

Рассмотрим процессы, происходящие в схеме выпрямителя, с учетом реак-
тивных сопротивлений ха—Хс (рис. 4.8), приведенных к вторичным обмоткам
трансформатора. Индуктивность цепи нагрузки считаем Ь —> со. Переход тока с
одного тиристора выпрямителя на другой происходит за время коммутации у.
Процесс коммутации начинается после подачи импульса управления на очеред-
ной тиристор анодной или катодной группы. На интервале коммутации в прово-
дящем состоянии находятся сразу три вентиля выпрямителя. Процесс коммута-
ции обусловлен переходом тока с тиристора, заканчивающего работу, на вступа-
ющий в работу тиристор той же группы (анодной или катодной). За время ком-
мутации ток закрывающегося тиристора уменьшается до нуля, за это время ток
открывающегося вентиля увеличивается до значения тока нагрузки 1а.

Диаграммы, поясняющие процесс коммутации, приведены на рис. 4.13. В
качестве примера рассмотрим процесс перехода (коммутации) тока нагрузки с
вентиля УЗ на вентиль VI выпрямителя. Перед коммутацией (интервал Я — Э на
рис. 4.13) ток 1а в цепи выпрямителя протекал через вентили VI, У2 под дей-
ствием линейного напряжения иас. С задержкой на угол а относительно момента
времени Эз подается импульс управления на тиристор УЗ. После его открытия
образуется контур тока короткого замыкания (показан пунктиром на рис. 4.13),
в котором протекает ток короткого замыкания ц- через вентили VI, УЗ под дей-
ствием линейного напряжения иьа.

Таким образом, во время коммутации в работе находится вентиль У2 анод-
ной группы и два вентиля VI, УЗ катодной группы. Ток /*, протекая через УЗ в
прямом направлении, увеличивает протекающий через него анодный ток до зна-
чения 1а. Вследствие встречного протекания токов 1а и ц через вентиль VI за
время коммутации его прямой анодный ток уменьшается до нуля.
Рис. 4.13. Диаграммы работы мостового трёхфазного управляемого выпрямителя
с учетом процесса коммутации
После закрыт ия VI (т. е. окончание коммутации) ток нагрузки ьь протекает
через вентили У2, УЗ под действием напряжения иьс.

Во время коммутации потенциал <р^_) определяется напряжением ис, посту-
пающим со вторичной обмотки трансформатора через проводящий вентиль У2.
Потенциал ф<ц+) формируется за счет обмоток трансформатора с напряжениями
иа и иь, закороченными коммутируемыми вентилями VI и УЗ. В этом случае по-
тенциал (рй(+) определяется полусуммой этих напряжений, т. е.:

*Р#(+) - и + иЬ )/2

(4.26)

Аналогично определяется потенциал <р<д-) при коммутации вентилей анод-
ной группы. Таким образом, во время коммутации вентилей анодной или катод-
ной группы потенциал соответствующей общей шины (ф^-» или ф</(») определя-
ется полусуммой напряжений двух фаз, участвующих в коммутации. Полусуммы
фазных напряжений: (иа + «/>)/ 2. (иь + ис) /2 и (иа н- ис) / 2 показаны тонкой ли-
нией на рис. 4.13, а.

Как следует из рис. 4.13, а, б, на этапе коммутации происходит снижение
мгновенного значения выпрямленного напряжения иа, что сказывается на среднем
значении выпрямленного напряжения В соответствии с (4.23) для активно-
индуктивной нагрузки с Т —> оо справедливо соотношение:

6/^ =6/^008 а-Д^,

(4 27)

где А(7у - потери напряжения, связанные с коммутацией.

На рассматриваемом интервале коммутации (рис. 4.8) мгновенные потери
напряжения и7 определяются разностью ординат напряжений иь и (иа + иь) / 2
(рис. 4.13, а) и рассчитываются по формуле:

Числитель (4.28) представляет линейное напряжение = и Зи 2. К мо-
менту начала коммутации напряжение иу имеет отстающий фазовый сдвиг а от-
носительно точек естественного открытия вентилей. В этом случае мгновенные
значения иу определим по формуле:

(4.29)

Среднее значение коммутационных потерь напряжения Д (7, рассчитывается
интегрированием выражения (4.29) на интервале а - (а + у) коммутации:
ыи=— Г —

7 Я-/3 •' 2 ’ 7

' а

(430)

Опуская промежуточные преобразования для ДС7Т, получим [6]:

Д{7 Ч/5,

(431)

С учетом (431) расчетная формула (4.27) принимает вид:

т т Т7 УЛ

(432)

Влияние коммутационных процессов на форму токов вентилей, а также то-
ков первичной и вторичной обмоток трансформатора показано на рис. 4 13, в, г.
Первые гармоники токов Ьа, имеют фазовый сдвиг: ф = а + у / 2 относительно
соответствующих фазных напряжений обмоток трансформатора.

4.4 Энергетические характеристики трёхфазных
выпрямителей

Энергетическая эффективность работы трёхфазного выпрямителя может
быть оценена, как и однофазного выпрямителя, коэффициентом мощности:
КЛ, = созф • V [см. (3.20)] Ранее было установлено (подразд. 4.3), что угол сдвига
первой гармоники сетевого тока <р относительно питающего напряжения зависит
от угла регулирования а и угла коммутации у. При >оо ф ~ а + у / 2, следова-
тельно'

СО8ф = соз(« + //2).

(433)

В соответствии с (4.33) построим зависимости созтр от угла регулирования
а при нескольких значениях углов коммутации у (рис. 4.14).

Из анализа рис. 4.14 следует, что значение сокф уменьшается с ростом а и у.

Определим для трёх фазной схемы выпрямителя значение коэффициента ис-
кажения сетевого тока V, определяющего величину А),. Значение коэффициента
искажения сетевого тока V рассчитывается по формуле (3.38) как отношение дей-
ствующего значения первой гармоники сетевого тока 7ц к его действующему
значению /1:

и-/п /

(4 34)
Рис, 4.14. Зависимость соз(р от угла регулирования а и угла коммутации у

Выражение действующего значения тока Л было получено ранее (см. под-
разд. 4.2):

(4.35)

где ктр - коэффициент трансформации трансформатора.

Форма сетевого тока й для трёхфазного неуправляемого (а) и управляемого
(б) выпрямителей показана на рис. 4.15.

Рис. 4.15. Кривые сетевого тока и напряжения:
а — неуправляемый выпрямитель; б — управляемый выпрямитель
Гармонический состав сетевого т ока определяется рядом Фурье вида:

, е . 0 1 .е . 1 о . ,о

А 5) =---— СО5 —8Ш<9 + СОзЗ 31Г135- -СО85 —?ш51у+ ...

’ ^ктр\ 2 3 2 5 2

(4.36)

поскольку в первом и втором случае форма тока 1\ отличается только углом
сдвига ф. Для указанных кривых 0 = п/3, поэтому в обоих случаях имеем:

2 [ 8Ш19--ЗШ5.9-—мп 75 + ...

л-ктр < 5

(4.37)

Действующее значение первой гармоники тока 1\ 1 определяется первым чле-
ном суммы (4.36):

42ктрл

(4.38)

Коэффициент 5/2 в знаменателе (4.38) учитывает переход от амплитудного
к действующему значению тока.

Подставляя значения из (4.38) и (4.35) в (4.34), получаем:

у = — = 0,955.
я

(4.39)

С учетом последнего выражения и формулы (4.33) определим коэффициент
мощности Км.

Км = 0,955 сов(а + //2).

(4.40)

Благодаря увеличенному значению V = 0,955 по сравнению с однофазными
выпрямителями (V = 0,9), при том же угле регулирования а и токе Ц, коэффици-
ент мощности трёхфазного выпрямителя больше на 6,1 %.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Назовите соотношение между фазным напряжением вторичной обмотки
трёхфазного трансформатора и выпрямленным напряжением для схемы выпря-
мителя с нулевым выводом.

2. Назовите соотношение между фазным напряжением вторичной обмотки
трёхфазного трансформатора и выпрямленным напряжением для схемы мосто-
вого выпрямителя.
3. Назовите особенности работы выпрямителя при соединении вторичных
обмоток в «зигзаг».

4. Изобразите форму выпрямленного напряжения для трёхфазных выпрями-
телей:

а) с нулевым выводом;

б) мостового;

в) управляемого.

5. Объясните вид регулировочной характеристики трёхфазного выпрями-
теля при чисто активной и активно-индуктивной нагрузках.
ГЛАВА 5.

АВТОНОМНЫЕ И ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
ИНВЕРТОРЫ

5.1. Автономные инверторы

Автономным (независимый) инвертором называется преобразователь пара-
метров электрической энергии постоянного тока в энергию переменного тока.
Выходные параметры инверторов (форма, амплитуда и частота тока или напря-
жения) определяются схемой преобразователя и системой его управления.

В настоящее время не существует единой классификации схем автономных
инверторов. По характеру протекающих в схеме электромагнитных процессов
автономные инверторы подразделяются на инверторы тока, инверторы напряже-
ния и резонансные инверторы. Такое разделение инверторов является условным,
поскольку определяющим признаком является характер источника, включенного
в цепь постоянного тока инвертора.

Особенностью схемы инвертора тока является наличие во входной цепи ре-
актора большой индуктивности, включенной последовательно с источником
питания Е^. При таком большом входном сопротивлении источник /^работает в
режиме источника тока, поэтому такой инвертор называют инвертором тока.

Во входной цепи инвертора напряжения параллельно источнику ^устанав-
ливают конденсатор С<у большой емкости. Он поддерживает постоянной вели-
чину напряжения на входе инвертора, что определяет режим работы источника
питания инвертора Ем как источник напряжения. Поэтому такой инвертор назы-
вают инвертором напряжения.

В схеме резонансного инвертора нагрузка включена в цепь колебательного
ЕС - контура. Ток в элементах схемы в течение полупериода носит колебатель-
ный характер, который определяет форму тока нагрузки. По этой причине этот
инвертор получил название резонансного инвертора.

5.1.1. Автономный инвертор тока

Принцип действия автономного инвертора тока (АИТ) рассмотрим на при-
мере упрощенной схемы инвертора (рис. 5.1, а).

Источник напряжения Еа работает в режиме источника тока, поскольку по-
следовательно с ним включен реактор Еа с бесконечной величиной индуктивно-
сти. В этом случае пульсациями входного тока Е можно пренебречь и считать
его идеально сглаженным. Переключения в схеме инвертора осуществляются с
помощью ключей 81-84. Их функция сводится к периодическому изменению
направления тока /н в цепи натрузки гн. Диаграмма работы ключей приведена на
рис. 5.1, б, в.
Рис. 5.1. Автономный инвертор тока:
а - схема инвертора, б-е - диаграммы напряжения и токов
Алгоритм управления ключами сводится к поочередному замыканию и раз-
мыканию диагональных ключей 81, 84 и 82, 83. При рассмотрении электромаг-
нитных процессов в схеме инвертора принимаем, чго коммутация (изменение
направления) тока нагрузки /„ с помощью ключей 81-84 происходит мгновенно
и не приводит к разрыву токовой цепи.

Рассмотрим работу схемы АИТ на отдельных интервалах времени. При за-
мыкании ключей 81, 84 на интервале 0 - 772 ток нагрузки /„ протекает от источ-
ника Еа через ключи 81, 84 и сопротивление нагрузки ги. Величина и форма этого
тока определяются током Л/ источника Еа, поэтому на этом интервале ток
нагрузки /„ = 1а. Принимаем такое направление тока 1Н положительным, ему со-
ответствуют положительные значения ординат этого тока (рис. 5.1, 4’)-

В момент времени I = Т/2 происходит коммутация ключей. Теперь в замкну-
том положении на интервале 772 - Т находится другая пара ключей 82, 83. При
этом направление тока нагрузки замыкающегося через входную цепь инвер-
тора и ключи 82, 83, меняет направление на противоположное, чему соответ-
ствуют отрицательные значения ординат этого тока (рис. 5.1, г). Поэтому для
этого интервала времени ток нагрузки г„ = —1д. Таким образом, переменный по
форме ток нагрузки инвертора имеет прямоугольную форму с амплитудой 1а,
равной входному току инвертора. Частота этого тока определяется периодом Т
замыкания (размыкания) ключей инвертора (рис. 5.1, б, в).

В прямоугольной форме тока нагрузки 1Н можно выделить первую (основ-
ную) гармонику тока /7/ с частотой со\ = 2п!Т. Амплитуда этой гармоники для
прямоугольной формы тока определяется известным соотношением: 7,я = 47/л
[5]. Поэтому первая гармоническая составляющая тока нагрузки т„/ определяется
по формуле:

1Н1 = — Ц 81ПО>]1. (5.1)

Если в схеме АИТ в качестве ключей используются тиристоры, то необхо-
димо принимать меры, обеспечивающие их закрытие. Это связано с тем, что, по-
сле закрытия тиристора и уменьшения прямого анодного тока до нуля, к нему
необходимо прикладывать обратное напряжение в течение интервала времени (а,
превышающего паспортное время выключения тиристора 1выкл [16]. Только в этом
случае обеспечивается надежное закрытие ранее проводивших ток тиристоров.
В противном случае после открытия очередных тиристоров в проводящем состо-
янии окажутся все тиристоры инвертора, что приведет к срыву процесса инвер-
тирования тока.

Поскольку обратное напряжение прикладывается к очередной паре закры-
тых тиристоров со стороны на1рузки через другую открытую пару тиристоров,
необходимо, чтобы напряжение на зажимах нагрузки ин отставало по фазе от тока
нагрузки 1» на некоторый угол /3 (рис. 5.1, д) В этом случае после закрытия оче-
редной пары тиристоров в моменты времени П2*к они будут находиться в тече-
ние времени под обратным напряжением, достаточным для их надежного
закрытия. Для этого результирующее сопротивление цепи нагрузки должно
иметь преимущественно ёмкостной характер, обеспечивающее опережение ем-
костного по характеру тока нагрузки /„ напряжения и„. Это реализуется путем
подключения к активно-индуктивной нагрузке гн коммутирующего конденса-
тора С< соответствующей ёмкости. В этом случае напряжение нагрузки опре-
деляемое напряжением на обкладках конденсатора С«, будет отставать на угол
от результирующего тока нагрузки, образованного токами активно-индуктивной
и емкостной ветвями цепи. Так с помощью коммутирующего конденсатора со-
здается емкостной характер нагрузки, а напряжение на его обкладках обеспечи-
вает в течение заданного времени необходимые потенциальные условия для за-
крытия тиристоров

Напряжение на входе инвертора ии (рис. 5.1, е) определяется напряжением
нагрузки Ип. Выясним величину и форму напряжения ии при нулевом падении
напряжения на ключевых элементах схемы 81-84. В течение первого полупериода
(интервал 0 - 772) положительная полуволна напряжения нагрузки и„ (рис. 5.1, д)
через ключи 81, 82 передается на вход инвертора, поэтому величина и форма
напряжения ии повторяет напряжение нагрузки и„. Полярность напряжений //„ и ии
для этого полупериода показана сплошными стрелками (рис. 5.1, а). На втором
интервале времени 772 - Т напряжение нагрузки и„ имеет преимущественно отри-
цательные значения. В этой связи вектор напряжение и„ (рис. 5.1, а) меняет
направление на противоположное (показан пунктиром). Однако через замкнутые
на этом интервале ключи 82, 83 отрицательная полуволна напряжения ин посту-
пает на вход инвертора с прежней полярностью. Поэтому во втором полупериоде
форма напряжения ии имеет ту же полярность, что и на первом интервале. Таким
образом, с помощью ключей 81-84 происходит процесс, подобный процессу вы-
прямления переменного напряжения. Поэтому в цепи постоянного тока инвертора
формируются преимущественно положительные полуволны входного напряже-
ния ии. Среднее значение этого напряжения Уи зависит от величины угла /3 и опре-
деляется для синусоидальной формы напряжения и„ выражением:

(/„ = 2-^[/нС08/7, (5.2)

где Пн - действующее значение напряжения на нагрузке.

С другой стороны, постоянная величина напряжения 1]и на входе инвертора
должна быть равна напряжению источника постоянного тока Ел. Разность этих
напряжений прикладывается к реактору Ьа цепи постоянного тока. Так как в
установившемся режиме на реакторе не может быть постоянного напряжения, то
для входной цепи инвертора:

^и=Еа- (5.3)

Действующее значение напряжения на нагрузке связано с током нагрузки
соотношением:
ин=1н2н, (5.4)

где 1Н - действующее значение тока нагрузки; - сопротивление цепи нагрузки.

Таким образом, на основании изложенного выше можно сделать следующие
выводы:

1) источник питания инвертора Ел работает в режиме источника тока, для
чего во входную цепь инвертора включают дроссель Ъа с большой индуктив-
ностью;

2) эквивалентная нагрузка инвертора тока может иметь только ёмкостной
характер;

3) коммутирующий конденсатор, подключаемый параллельно цепи нагрузки,
обеспечивает запирание ранее проводивших вентилей и поддерживает в течение
некоторого времени отрицательное анодное напряжение тиристора, необходимое
для восстановления их управляющих свойств.

5.1.2. Параллельный инвертор тока

Рассмотрим работу автономного инвертора тока на примере схемы парал-
лельного инвертора (рис. 5.2, а). В отличие от схемы автономного инвертора
(рис. 5.1, а) вместо ключей 81-84 здесь используются тиристоры У81-У84. При
обеспечения условия закрытия тиристоров во время коммутации параллельно
цепи активно-индуктивной нагрузки включен коммутирующий конденсатор С,,-.
Схема такого инвертора получила название параллельного инвертора тока. Ток
нагрузки /,,, протекающий в неразветвленной части цепи, состоит из суммы токов
активно-индуктивной ц и ёмкостной 1светвей.

Интервалы проводимости тиристоров совпадают с интервалами замыкания
соответствующих ключей в схеме (рис. 5.1, а). В рассматриваемой схеме частота
работы инвертора определяется периодом Т подачи управляющих импульсов на
плечи У81, У84 и У82, У83 тиристорного моста У81-У84 (рис. 5.2, б, в).

Принципиально работа параллельного инвертора тока не отличается от вы-
шерассмотренной схемы (рис. 5.1). Здесь на первом интервале времени (0 - 772)
ток нагрузки имеющий прямоугольную форму, замыкается через входную
цепь инвертора и тиристоры У81. У84. На втором интервале (772 - 7) при вклю-
чении тиристорных плеч У82, У83 ток 1„ протекает через цепь нагрузки уже в
противоположном направлении (рис. 5.2, <).

Рассмотрим более подробно работу тиристорных плеч моста У81-У84. Вы-
ясним форму тока и напряжения, например, тиристоров У81, У84 и определим
условия их закрытия. На интервале 0 - 772 вентили находятся в проводяшем со-
стоянии и подключают цепь нагрузки к входной цепи инвертора. В этом случае
в последовательной цепи, включающей и эти тиристоры, протекает ток 1а, опре-
деляемый током входного источника тока Ел. Поэтому на этом интервале вре-
мени ток тиристоров Е’зал равен току Е (рис. 5.2, д). Учитывая малую величину
падания напряжения на открытом тиристоре, будем считать, что на этом интер-
вале напряжение на итм.4 равно нулю.
Рис. 5.2. Параллельный инвертор тока:
а - схема инвертора, б-д - диаграммы напряжения и токов

Кроме этого, на рассматриваемом интервале через открытые вентили У81,
754 коммутирующий конденсатор Ск подключается к входной цепи инвертора и
заряжается с полярностью напряжения, показанной на рис. 5.2, а.

На следующем интервале времени в работе оказывается другая пара венти-
лей 752, 753, а тиристоры У51, 754 переходят в непроводящее состояние. По-
скольку в контур коммутации вентилей не входит индуктивность нагрузки Ьн,
процесс переключения вентилей происходит практически мгновенно. В момент
переключения вентилей: I = 772 напряжение на нагрузке ин, определяемое напря-
жением на конденсаторе Ск, положительно и равно (7о. Если пренебречь паде-
нием напряжения на открывшихся тиристорах У82, У83. напряжение коммути-
рующего конденсатора Ск через эти вентили прикладывается к закрывающимся
вентилям У81 У84. При полярности напряжения конденсатора Ск, указанной на
рис 5.2, а, это напряжение является обратным для закрывающихся вентилей, так
как «плюс» напряжения конденсатора Ск прикладывается к катоду, а «минус» - к
аноду вентилей У8/, У84. Таким образом, на интервале тиристоры У81, У84
находятся под обратным напряжением, определяемым напряжением коммутиру-
ющего конденсатора Ск. В соответствии с этим кривая напряжения на вентилях
У81, У84 в начале полупериода 772 - Тимеет отрицательное значение (рис. 5.2, Э).

Определим необходимую величину ёмкости коммутирующего конденса-
тора Ск, обеспечивающего условие закрытия тиристоров инвертора.

> ^еыкЛ'

(5.5)

Для этого воспользуемся эквивалентной схемой замещения цепи нагрузки
(рис. 5.3, а).

Входная цепь инвертора представлена в виде генератора с прямоугольной
формой кривой тока , питающего всю цепь нагрузки Прямоугольный ток ге-
нератора создает на нагрузке переменное напряжение ин, не совпадающее по
фазе с током . Последовательная активно-индуктивная ветвь нагрузки пред-
ставлена на рисунке в виде параллельного соединения, эквивалентного индук-
тивности Сэкв, и активного сопротивления Аэкв.

Рис. 5.3. Эквивалентная схема цепи нагрузки (а) и соответствующая ей
векторная диаграмма (б)

Схеме замещения соответствует векторная диаграмма (рис. 5.3, б). Далее
ограничимся учетом только первых (основных) гармоник тока и напряжения. В
номинальном режиме работы инвертора влиянием небольших по значению выс-
ших гармоник можно пренебречь Вектор активной составляющей тока нагрузки
/иа совпадает по фазе с напряжением нагрузки ин, а реактивная составляющая
тока нагрузки /л, имеющая индуктивный характер, отстает на 90 эл. град от
напряжения ин. В результате сложения токов 1на и ц вектор эквивалентного тока
нагрузки 1„жв отстает от напряжения ин на некоторый угол а. Ток коммутирую-
щего конденсатора 1С опережает на 90 эл. град приложенное к нему напряжение
нагрузки ив. В результате сложения этого тока с эквивалентным током нагрузки
1н же получаем результирующий вектор тока нагрузки протекающий в нераз-
ветвленной части ее цепи. Фаза этого тока опережает вектор напряжения и„ на
некоторый угол Р, необходимый для закрытия тиристоров инвертора.

Установим значение емкости коммутирующего конденсатора Ск. обеспечи-
вающего опережающий характер тока нагрузки и выполнение условия (5.5). Из
векторной диаграммы (рис. 5.3, б) следует, что это условие выполняется в том
случае, если ток конденсатора I, превышает значение реактивной составляющей
тока нагрузки й,, т. е. при ц > и. Значения этих токов определяются по известным
формулам:

= инсоСк.;

4 -Ын/с^экв,

(5.6)

где ® = 2л/ = 2л-^ - угловая частота тока нагрузки.

Условие соотношения токов и /д можно записать в виде:

4 >0. или Ц,о>Ск. >Чл/&>Е:жв',

(5.7)

откуда Ск >—-----.

® ^экв

Таким образом, условие закрытия тиристоров (5.5) выполняется при емко-
сти коммутирующего конденсатора Ск, удовлетворяющего условию (5.7).

Рассмотрим работу параллельного инвертора тока при различных парамет-
рах цепи нагрузки. Для этого воспользуемся возможностями пакета прикладных
программ Оез1%п ЬаЪ [13], позволяющего осуществлять математическое модели-
рование различных электрических схем.

Результаты моделирования работы параллельного инвертора тока при малом,
среднем и большом сопротивлении цепи нагрузки приведены на рис. 5.4 [7]. При
расчете элементы цепи инвертора имели следующие значения: Еа = 50 В,
Ьс1 = 1,2 Гн и Ск = 525 мкФ. Параметры цепи нагрузки составляли: /?в = 1,0 Ом,
Гн = 30 мГн - при большой нагрузке: 7?н = 0,2 Ом, = 20 мГн - при средней
нагрузке и = 2,0 Ом, Гн = 0,75 мГн - при малой нагрузке. Сопротивление
натрузки основной гармоники инвертора 50 Гц составило: 9,47; 6,28 и 2,01 Ом
соответственно.

Из анализа рис. 5.4 следует, что параметры цепи нагрузки в значительной
степени влияют на характер электромагнитных процессов и определяют вели-
чину и форму напряжения нагрузки ии. При этом форма тока нагрузки ги в нераз-
ветвленной части цепи остается прямоугольной при различных ее параметрах.
При средней величине нагрузки напряжение ин имеет практически синусоидаль-
ную форму. Так, расчеты на модели показали, что коэффициент несинусоидаль-
ности напряжения нагрузки нн и коэффициент гармоник тока ц, протекающего в
цепи активно-индуктивной нагрузки, составили 0,0076 и 0,006 соответственно.
Увеличение или уменьшение нагрузки приводит к искажению формы выходного
напряжения инвертора ин. В первом случае напряжение приближается к прямо-
угольной, а во втором - к треугольной форме. Из рис. 5.4 видно, что уменьшение
сопротивления нагрузки вызывает уменьшение угла 0, необходимого для восста-
новления управляющих свойств тиристоров. При малых нагрузках, близких к ре-
жиму короткого замыкания, это может привести к нарушению соотношения (5 5)
и срыву процесса инвертирования.

Рис. 5.4 Диаграммы напряжения на нагрузке г/» и вентиле инвертора ига
при малой (а), средней (б) и большой (в) нагрузках

Выше установлено, что во входной цепи инвертора должно выполняться
условие (5.2). В соответствии с ним при постоянной величине напряжения ис-
точника Е/ увеличение угла 0 вызывает одновременное увеличение напряжения
на нагрузке ин. В этой связи амплитуда напряжения ин (рис. 5.4, а) более чем в
7 раз превышает амплитуду напряжения на рис. 5.4, в. При больших напряжениях
нагрузки заряд коммутирующего конденсатора Ск должен происходить при
больших входных токах Л/, что ухудшает коммутацию тока тиристоров и увели-
чивает потери мощности в цепи инвертора

Таким образом, для автономного инвертора тока характерны следующие
особенности его работы.

1. Величина и форма выходного напряжения инвертора ин определяются ве-
личиной нагрузки. Близкая к синусоидальной форма выходного напряжения
инвертора сохраняется в ограниченном диапазоне значений параметров цепи
нагрузки

2. Работа инвертора тока невозможна в режимах, близких к режиму холо-
стого хода в силу трудностей, связанных с перенапряжениями, которые вызы-
вают сложности с перезарядом коммутирующего конденсатора и коммутацией
тиристоров инвертора.

3. Невозможно также обеспечить надежное закрытие тиристоров инвертора
в режимах, близких к короткому замыканию, поскольку время приложения к ти-
ристору обратного напряжения оказывается меньше времени, необходимого для
его выключения.

5.1.3. Автономный инвертор напряжения

Работу автономного инвертора напряжения (АИН) рассмотрим на примере
его простейшей схемы (рис. 5.5, а). Отличительной особенностью этого типа ин-
верторов является наличие во входной цепи конденсатора С а большой емкости,
обеспечивающей режим работы источника Еа как источника напряжения. В ка-
честве ключевых элементов У81-У84 используются полностью управляемые по-
лупроводниковые приборы: /СЙТ’-транзисторы, или бТО-тиристоры, которые
зашунтированы обратными диодами УГУ УГ)4. Дальнейшие рассуждения прове-
дем применительно к 7(7/7 Г-транзисторам [7]. Транзисторы У8! У84 и диоды
VI) < УГ)4 образуют мостовые схемы, включенные встречно со стороны выводов
постоянного напряжения. В одну диагональ мостов включено сопротивление
нагрузки г«, имеющее в общем случае активно-индуктивный характер, другая
диагональ мостов соединена с источником напряжения Ел.

Диаграмма управления транзисторами У81-У84 приведена на рис, 5.5, б, в.
Как и в рассмотренных ранее схемах инверторов, управление инвертором напря-
жения осуществляется путем поочередного включения (выключения) диагональ-
ных транзисторов моста. На интервале 0 - 772 через включенные транзисторы
У81, У84 к нагрузке хи прикладывается напряжение источника Еа и через нее
начинает протекать ток нагрузки Положительные направления и„ и г» показаны
на рис. 5.5, а сплошными стрелками. На интервале 772- Твыключаются транзи-
сторы У81, У84, и нагрузка уже через включенные транзисторы У82, У83 под-
ключается к источнику Еа, при этом полярность напряжения и„ меняет знак (по-
казана пунктиром на рис. 5.5, а). В момент I = Т вновь включаются транзисторы
У81, У84, после чего процессы в схеме инвертора повторяются. Таким образом,
при поочередном переключении транзисторов У81-У84 осуществляется форми-
рование напряжения нагрузки, имеющего переменную прямоугольную форму.
Амплитуда напряжения пн определяется величиной напряжения входного источ-
ника 7:7. В прямоугольной форме напряжения и„ можно выделить первую гармо-
ническую составляющую напряжения, с амплитудой ин1 = (4/л-) Ес/.

В конце первого интервала работы инвертора: 0 - Т!2 ток нагрузки возрас-
тает от нуля до величины /о (показано пунктиром на рис. 5.5, г) и имеет направ-
ление, отмеченное сплошной стрелкой на рис. 5 5, а.
а

Рис. 5.5. Автономный инвертор напряжения:
а - схема инвертора; б, в, г, <Э, е, ж - диаграммы напряжений и токов

В момент I = Т/2 включается очередная пара транзисторов У82, УЗЗ. но ток
нагрузки 1„ через них протекать не может, поскольку он является обратным для
этих транзисторов. Поэтому ток /„ замыкается через обратные диоды УО2 и УОЗ
и входную цепь инвертора за счет энергии, запасенной в индуктивности
нагрузки. Поскольку в момент времени I = 772 полярность напряжения нагрузки
меняет знак, величина тока нагрузки на интервале 772 - У уменьшается от /«до
нуля. После закрытия диодов УВ2, УВЗ при I = У ток /и проводят транзисторы
У82, У83, изменяя его направление в цепи нагрузки на противоположное. Анало-
гичные процессы происходят на последующих интервалах работы инвертора,
т. е. в течение одного полупериода его работы ток нагрузки /н поочередно замыка-
ется через транзисторы и обратные диоды. Отрицательные ординаты кривой тока
нагрузки соответствуют протеканию прямого тока через обратные диоды, кривая
тока которых показана в положительной области (рис. 5.5, в). На рис. 5.5, г сплош-
ной линией показана кривая тока нагрузки /„ в установившемся режиме работы.
Из анализа электромагнитных процессов можно сделать вывод о том, что для
выполнения условия непрерывности протекания тока необходимо обеспечивать
на определенных интервалах работы инвертора протекание обратного тока через
цепь транзисторов У81-У84, что достигается путем параллельного подключения
к ним обратных диодов УВ1-УВ4.

На рис. 5.5, д, е показаны диаграммы токов транзисторов У81, У84 и вклю-
ченных параллельно им обратных диодов УВ1, УВ4. Из него следует, что в
начале полупериода ток нагрузки протекает через диоды УВ1, УВ4. а в конце -
через транзисторы У81, У84. При этом совпадение по знаку величин ин и /„ на
интервалах проводимости транзисторов соответствует запасанию энергии в цепи
нагрузки. Противоположные по знаку напряжение ин и ток нагрузки /н, замыка-
ющийся через цепь обратных диодов, свидетельствуют о возвращении энергии
из цепи нагрузки во входную цепь инвертора.

Входной ток инвертора /« определяется величиной тока нагрузки и совпа-
дает с формой г„ на интервале 0 - Т/2 и противоположен ему по знаку на интер-
вале 772 - Т. Ток 1и является пульсирующим и содержит участки положительных
и отрицательных значений тока. Ток инвертора /„ замыкается через конденсатор
фильтра Са. Поскольку ток /„ является переменным, источник напряжения дол-
жен обладать двусторонней проводимостью, что обеспечивается путем подклю-
чения на входе инвертора конденсатора С а большой ёмкости. При малой вели-
чине сопротивления конденсатора переменному току обеспечивается шунтиро-
вание тока и цепью конденсатора Са.

Выясним величину и форму тока нагрузки /„. Дифференциальное уравнение
для активно-индуктивной нагрузки имеет вид:

4 3^ +'Л = ± Д/• (5.8)

а1

Положительным (отрицательным) значениям источника напряжения Еа
(5.8) соответствуют участки кривой напряжения и„ (рис. 5.5, г) с положитель-
ными (отрицательными) ординатами. Общее решение уравнения (5.8) имеет вид:

/н=±|^ + Ие-г/г, (5 9)

где г - /?н/1н - постоянная времени цепи нагрузки.
Постоянная интегрирования И определяется из амплитудных значений тока
нагрузки +/ов моменты переключения схемы. Для интервала 0 - 772, Т-3/2Т
можно записать:

Подставив эти значения в уравнение (5.9) получим:

-70 = — + А',

(5.И)

откуда искомое значение А определяется выражением:

С учетом (5.12) уравнение (5.9) принимает вид:

Таким образом, ток нагрузки описывается экспоненциальными отрезками
кривых с амплитудными значениями.

Таким образом, на основании изложенного выше можно сделать вывод:

1) условие непрерывности протекания тока в цепи инвертора выполняется
посредством встречно-параллельного подключения к транзисторам инвертора
обратных диодов,

2) шунтирование высших гармоник тока инвертора осуществляется конден-
сатором фильтра Са.

5.2. Трёхфазный автономный инвертор напряжения

В схему трёхфазного ЛИН (рис. 5.6, а) входят транзисторы У81-У86 и вклю-
ченные параллельно им обратные диоды УО1-УО4. Нагрузка сд-гс подключена
к общей точке соединения транзисторов У81, У83, У85 анодной и У82, У84, У86
катодной групп инвертора. Параллельно источнику напряжения Еа включен кон-
денсатор Са большой емкости, через который протекают высшие гармоники вход-
ного тока. В результате работы инвертора на его выходе (фазы А, В и С) формиру-
ется грёхфазная симметричная система напряжений иа, ив и ис нагрузки. Диа-
грамма управления транзисторами инвертора показана на рис. 5.7, а, б, в, г, д, е.
Импульсы управления транзисторами анодной и катодной групп смещены отно-
сительно друг друга на треть периода Т работ ы инвертора (120 эл. град), при этом
управление транзисторами одной фазы сводится к попеременному включению
(выключению) транзисторов анодной и катодной группы фазы инвертора.

Рассмотрим работу инвертора на отдельных интервалах времени, отме-
ченных на рис. 5.7. На первом интервале (0 - О) во включенном состоянии
(рис. 5.7, а, г, 0) находятся транзисторы 781, 784, и 785. Этому интервалу соот-
ветствуют мгновенная схема замещения инвертора, показанная на рис 5.6, б.
Транзисторы 781 и 785 подключают сопротивления фаз ид- к «плюсу» вход-
ного источника, через открытый транзистор 784 фаза В натрузки соединена с
«минусовой» шиной Ев. Напряжение источника Еа распределяется пропорцио-
нально величинам сопротивлений 2л - гс цепи нагрузки. Если принять одинако-
выми сопротивления нагрузки фаз инвертора, то общее сопротивление парал-
лельно включенных фаз гл и гс будет вдвое меньше сопротивления гв фазы В
В этой связи к гв прикладывается вдвое большая часть напряжения Ел по сравне-
нию с фазами А и С, т. е. ил = ис “ 1/37д, а ив =-2!ЗЕл. Знаки напряжений нагрузки
определяются полярностью вывода источника, с которыми в это время они соеди-
нены. Поскольку, в соответствии с рис. 5.6, б, на интервале О -1\ фазы ха и хс под-
ключены к «плюсу» Ев, напряжение на них составляет: ид = ис> 0, фаза В связана
с «минусом» Ед, поэтому ив < 0. Этому соответствуют величины и полярность
напряжений ил-ис, показаны на рис. 5.7, ж, з, и.

На втором интервале (11 - 11) включенные вентили 781, 784 и 786 образуют
конфигурацию цепи нагрузки, показанную на рис. 5.6, б В этом случае иа = 2!ЗЕл,
а ив = ис = -1/ЗЕ</. Дальнейшее изменение схемы инвертора происходит в соот-
ветствии диаграммой управления рис. 5.7, а-е. В результате на выходе инвертора
получают трёхфазную симметричную систему переменного напряжения с часто-
той / = 1/7, определяемой периодом Т открытия (закрытия) транзисторов. При
активно-индуктивной нагрузке формы токов нагрузки 1л—1с близки к синусои-
дальной.

Трёхфазная нагрузка инвертора напряжения может быть соединена как по
схеме «звезда» (рис. 5.6, а), так и «треугольник». При этом для соединения
«звезда» не требуется наличие средней (нулевой) точки у источника питания для
соединения с «нулем» нагрузки Б случае соединения нагрузки в «треугольник»
к ее фазам прикладывается линейное напряжение с выхода А, В и С инвертора.
Диаграммы линейного напряжения нагрузки можно получить, используя кривые
фазных напряжений ил - ис. Так межфазное (линейное) напряжение между фа-
зами А и В илв получается в результате вычитания ординат кривых фазных напря-
жений ил и ив. Например, на первом интервале 0 - 1г.

илв - ил — ив = 1/ЗЕз — (—2/3 ЕА = Ел. (5.15)
Рис. 5.6. Трёхфазный инвертор напряжения:
а - схема инвертора; б - схемы замещения
и

Рис. 5.7. Диаграммы работы трёхфазного АИН:
а, б, в, г, д,е- импульсы управления транзисторами;
ж, з, и - диаграммы выходных напряжений
В результате построений получены линейные напряжения нагрузки идв, иве
и исл, показанные на рис. 5.8.

Рис. 5.8. Линейные напряжения на выходе инвертора

Из анализа рис 5.8 следует, что амплитуды линейных напряжений возросли
до величины напряжения входного источника Ед, но при этом в форме кривой
появились участки с нулевым линейным напряжением, ухудшающие его форму.
В этой связи представляет интерес исследование гармонического состава напря-
жения нагрузки при различных схемах ее соединения В результате моделирова-
ния работы схемы инвертора с помощью пакета ОЬ [13] получен спектр напря-
жения нагрузки при ее соединении «звездой» и «треугольником» В расчете ве-
личина напряжения входного источника инвертора принята Ев = 100 В Резуль-
таты моделирования приведены на рис. 5.9.

Рис. 5.9. Гармонический состав выходного напряжения инвертора
Из анализа рис. 5.9 следует, что спектр напряжений Ик в обоих случаях со-
стоит из нечетных гармоник, в которых отсутствуют гармоники, кратные трем
(3, 9, 15 и т. д.). При соединении «треугольником» амплитуда первой гармониче-
ской составляющей напряжения ил = 1,1/7,/ в 1,74 раза больше значения
и/ -0,63/?,/ в случае соединения фаз нагрузки «звездой», однако вс втором случае
форма напряжения более приближена к синусоидальной форме. Вместе с тем,
установлено (рис. 5.9), что доля высших гармоник по отношению к первой гар-
монической составляющей напряжения для соединения «звезда» и «треуголь-
ник» одинаковы. Значения коэффициента несинусоидальности напряжения при

I п

ки = /О, И для этих соединений составляет 0,29.

V з

Таким образом, схема соединения нагрузки не влияет на состав высших гар-
монических составляющих напряжения.

5.2.1. Регулирование напряжения инверторов

Существуют несколько способов регулирования выходного напряжения ин-
верторов. Один из них, рассмотренный выше, позволяет регулировать величину
выходного напряжения за счет изменения входного напряжения инвертора Еа.
Для реализации такого способа регулирования на входе инвертора необходимо
включать преобразователь, например управляемый выпрямитель, с помощью ко-
торого можно изменять входное напряжение.

При импульсном способе регулирования напряжения однофазного инвер-
тора форма напряжения на его выходе представляет собой последовательность
импульсов. Существует два основных способа импульсного регулирования:
широтно-импульсное регулирование (ШИР) и метод широтно-импульсного мо-
дулирования (ШИМ) выходного напряжения. В первом случае в течение одного
полупериода работы инвертора на его выходе формируется только один им-
пульс Выходное напряжение регулируют путем изменения длительности этого
импульса, оставляя неизменным его амплитуду. Во втором случае на выходе од-
нофазного инвертора получают последовательность импульсов различной ши-
рины. Изменение величины выходного напряжения достигается изменением ши-
рины импульсов, при постоянной амплитуде.

5.2.2. Метод широтно-импульсыот о регулирования

Рассмотрим принципы широтно-импульсного регулирования на примере од-
нофазного инвертора напряжения (рис. 5.5, а). Такой способ изменения напряже-
ния на1рузки реализуется путем изменения ширины управляющих импульсов
транзисторами инвертора. В рассмотренном ранее алгоритме управления одно-
фазным инвертором напряжения управляющие импульсы додаются на транзи-
сторы в течение всего полупериода напряжения, т е. угол управления транзисто-
рами составляет 180 эл. 1рад. При ШИР изменяется интервал проводимости тран-
зисторов за счет увеличения пауз между интервалами проводимости очередных
транзисторов. В этом случае транзисторное плечо инвертора работает в течение
меньшего интервала р времени. Метод ШИР иллюстрирует рис. 5.10, а, б, на ко-
тором показаны формы управляющих импульсов одного из плеч инвертора и
кривые выходного напряжения ин при обычном методе (180 эл. град.) (а) и методе
ШИР (б).

Рис. 5.10. Метод ШИР регулирования

Из рис. 5.10, б следует, что во втором случае длительность управляющего
импульса р уменьшена по сравнению с рис. 5.10, а, т. е. происходит так называ-
емое регулирование ширины импульсов «по длительности».

В соответствии с длительностью управляющих импульсов изменяется ве-
личина и форма напряжения нагрузки и». Максимальное значение ин достига-
ется при р = 180 эл. град. Уменьшение интервала проводимости транзисторов р
(рис. 5.10, б) приводит к уменьшению величины напряжения нагрузки за счет
образования участков с нулевыми значениями и„. При этом изменяется гармо-
нический состав напряжения. Рассмотрим полученную зависимость относи-
тельных величин Л-х гармоник напряжения нагрузки (щ/ Ес1) от продолжитель-
ности управляющего импульса р (рис. 5.11) [12].

Из анализа рис. 5.11 следует, что увеличение угла р сопровождается возрас-
танием относительной величины первой гармоники напряжения нагрузки ик/Ед,
максимальное значение которой достигает 1,28 при В = 180°. Спектр высших гар-
моник напряжения также зависит от значений угла р. Так 3-я гармоническая со-
ставляющая напряжения имеет максимальное значения 0,42 при р = 60 и
180 эл. град, а при р = 120° она уменьшается до нуля. Аналогичный характер
изменения имеют и другие высшие гармоники напряжения нагрузки.

Таким образом, за счет изменения продолжительности работы транзистор-
ных плеч инвертора можно регулировать в широких пределах величину напря-
жения нагрузки. Однако к недостаткам такого способа управления инвертором
следует отнести изменение состава высших гармоник в кривой ин, что затрудняет
их фильтрацию.

Рис. 5.11. Гармонический состав напряжений нагрузки при ШИР

Метод ШИР можно распространить и на трёхфазный АИН. Регулирование
напряжения в этом случае также осуществляется за счет изменения длительности
управляющих импульсов. Различают инверторы напряжения с углами проводи-
мости транзисторов 180, 150 и 120°. С помощью пакета Г)Ь была исследована
математическая модель трёхфазного АИН, в котором реализован метод ШИР.
Регулирование напряжения инвертора осуществлялась при трех указанных зна-
чениях угла управления [3. Результаты моделирования приведены на рис. 5.12,
где показаны формы напряжения нагрузки и входного тока инвертора при
названных углах управления. В первом случае (Р = 180°) режим работы инвер-
тора соответствует рассмотренной ранее работе трёхфазного АИН. При этом
форма выходного напряжения имеет прямоугольно-ступенчатую форму и не за-
висит от параметров цепи нагрузки. В режимах работы с р = 150 и 120° форма
напряжения ин определяется параметрами нагрузки.

Приведенные на рис. 5.12 кривые напряжений и токов получены для пара-
метров цепи нагрузки =0,33 Ом; = 0,15 мГн. Напряжение входного источ-
ника Еа'составляло 100 В [7]. Гармонический анализ напряжения нагрузки пока-
зал, что величина первой гармоники напряжения и„1 уменьшается с уменьше-
нием значения р. С помощью модели установлено, что значение и„ = 0 при умень-
шении угла управления В до 60°.

Таким образом изменение р от 60° до 180° приводит к увеличению первой
гармоники напряжения нагрузки от нуля до максимального значения 63,6 В
(Еа= 100 В). Следует отметить, что изменение р влияет также на гармонический
состав выходного напряжения инвертора. Если третья гармоническая составля-
ющая отсутствует во всех трех названных режимах, то пятая гармоника напря-
жения уменьшается до нуля только при р = 150°.
Рис. 5.12. ШИР напряжения трёхфазного АИН

Уменьшение угла проводимости транзисторов сопровождается снижением
среднего значения входного тока инвертора 1и и увеличением содержания в его
составе высших гармоник (рис. 5.12). Последнее обстоятельство связано с повы-
шенными пульсациями тока 1и. При р <120° начинается режим прерывистых то-
ков во входной цепи инвертора, когда на отдельных интервалах времени ток во
входной цепи инвертора отсутствует.

Таким образом, метод ШИР позволяет изменять величину выходного напря-
жения трёхфазного инвертора, однако ему присущи те же недостатки однофаз-
ного инвертора, связанные с наличием высших гармоник в кривой выходного
напряжения. Некоторого улучшения формы этого напряжения можно достичь
при работе инвертора с углом управления (3 = 150°.

5.2.3. Метод широтно-импульсной модуляции

Метод широтно-импульсного модулирования (ШИМ) напряжения инвер-
тора рассмотрим на примере схемы однофазного автономного инвертора напря-
жения (рис. 5.5). На рис. 5.13 приведены формы напряжений и,,;, имз и игт, с по-
мощью которых происходит формирование импульсов управления У81-У84
транзисторами инвертора, а также форма его выходного напряжения и„, получен-
ная методом ШИМ.

Широтно-импульсное модулирование выходного напряжения инвертора
осуществим по синусоидальному закону. Для этого используется модулирующая
функция и„1 синусоидальной формы:

(5.16)

где 1}т1 - амплитудное значение синусоиды; сщ, = 2п/Т-частота модулирующего
сигнала.

При реализации алгоритма ШИМ используется вторая модулирующая
функция противоположного знака: ил<’ = -ил,1- Переключение транзисторов ин-
вертора происходит в точках пересечения модулирующих кривых с напряже-
нием несущей щя«, имеющей пилообразную форму с амплитудой 1}гт. Частота
/гпн напряжения щп„ должна быть нечётно кратна частоте /„ модулирующего сиг-
нала. Отношение частот несущего и модулирующего сигналов характеризует ко-
эффициент модуляции кшим- В рассматриваемом случае он составляет

«им =^- = 5, (5.17)

.) м

т. е. за период модулирующего напряжения Т = 2 л происходит пять пульсаций
сигнала несущей игип.

Глубина модуляции сигналов определяется отношением амплитуд модули-
рующего сигнала (Ли и напряжения несущей 14гпн'.
(5.18)

Значения р могут изменяться в пределах от 0 до 1.

Переключение транзисторов У81-У84 инвертора происходит согласно алго-
ритму [8, 11]:

при
при

и.м1 ~игт - О
им1~игпк <1>

^.«2 ^гин —

^гпн <

(5.19)

У82=У81, У84=У83,

т. е. включенное состояние транзисторов У81—У84 соответствует логической 1,
логический 0 означает их выключение. Сигналы управления транзисторами У81,
У82 и У83, У84 взаимоинверсны.

На интервале 0-й (отмечено на рис. 5.13) сигналы ии/ и иле меньше напря-
жения Пгт несущей, поэтому согласно (5.19), во включенном состоянии нахо-
дятся транзисторы У82, У84 катодной группы. Нагрузка отключена от положи-
тельной шины источника Еа закрытыми транзисторами У81, У83, поэтому напря-
жение нагрузки и„ = 0.

На интервале й - й включаются транзисторы У81, У84, через которые к
нагрузке прикладывается напряжение положительной полярности от входного
источника К?(показано стрелкой на рис. 5.5). В форме выходного напряжения ин
инвертора на этом интервале формируется импульс напряжения положительной
полярности с амплитудой Е,/.

На интервале й - й в проводящем состоянии находятся вентили У81, У83
анодной группы, поэтому при отключенных 1'82, У84 напряжение ик = 0.

В течение первого полупериода 0 - 772 формируются импульсы напряжения
ии положительной полярности. Во втором полупериоде 772 - Т кривая напряже-
ния ин состоит из отрицательных импульсов

Напряжение на нагрузке образуются при одновременном включении тран-
зисторов разных групп, например У81, У84 или У82, У83. Интервалы совместной
работы транзисторов одной группы соответствует паузе в форме выходного
напряжения инвертора. В первом случае происходит увеличение тока нагрузки
за счет энергии источника Ел, а во втором - ток в цепи нагрузки поддерживается
за счет энергии, запасенной ранее в индуктивности нагрузки. Контур протекания
этого тока образуют транзистор и обратный диод одной группы инвертора. Так,
в первом полупериоде увеличение тока /„ происходит во время включения тран-
зисторов У81, У84. Во время пауз напряжения. и„ = 0 ток нагрузки (показан
сплошной стрелкой на рис. 5.5) замыкается либо через транзистор У81 и диод
709, или через цепь 784, 1'02. Аналогичные процессы происходят во втором по-
лупериоде. Форма тока нагрузки определяется коэффициентом модуляции кшим
управляющих сигналов, т. е. увеличение частоты пилообразного напряжения
способствует большему приближению тока /н к синусоидальной форме.

Рис. 5.13. Диаграммы, поясняющие метод ШИМ-модуляции
Из анализа рис. 5.13 следует, что ширина импульсов напряжения нагрузки
является неодинаковой в течение одного полупериода. В начале и конце полупе-
риода импульсы ин имеют меньшуто по сравнению с серединой полупериода, ши-
рину, т. е. продолжительность импульсов и„ изменяется в соответствии с величи-
ной синусоидального модулирующего напряжения иЛ,. Величина первой гармо-
ники напряжения нагрузки и„/ зависит (при Еа = сопз!) от глубины модуляции ц,
а ее частота со = сом определяется частотой модулирующего напряжения:

ин1 = мп о)?.

(5.20)

Таким образом, на выходе инвертора напряжения формируется импульсное
по форме напряжение нагрузки и,,, величина которого регулируется за счет изме-
нения ширины импульсов по синусоидальному закону.

5.3. Четырехквадрантный преобразователь

По своему схемному исполнению и алгоритму управления четырехквад-
рантный преобразователь является автономным инвертором напряжения
(АИН) с широтно-импульсной модуляцией напряжения.

Принцип действия и основные соотношения, характеризующие работу пре-
образователя рассмотрим с помощью схемы (рис. 5.14).

Транзисторы У81-У84 и диоды УБ1-УО4 образуют схему четырехквадрант-
ного преобразователя, подключенного к источнику переменного напряжения ес
через согласующий дроссель Ес. Индуктивность Е воспринимает разность
напряжений ес и ш на входе преобразователя. В цепь постоянного тока включены
источник постоянного напряжения Еа и конденсатор фильтра Са, предназначен-
ный для шунтирования высших гармоник тока нагрузки и Подключение конден-
сатора Са большой ёмкости к источнику Еа придает ему свойства источника
напряжения. Транзисторы У81—У84 и встречно-параллельно включенные обрат-
ные диоды УБ1-УБ4 образуют ключевые элементы схемы, обладающие двусто-
ронней проводимостью.
Схема четырёхквадрантного преобразователя представляет собой два
встречно включенных мостовых выпрямителей - управляемого 781-784 и не-
управляемого 17)1-704, соединенных со стороны зажимов постоянного напря-
жения. К зажимам переменного напряжения через индуктивность Ьс подключен
входной источник переменного напряжения ес, а нагрузка в виде источника эдс
Еатл конденсатора С</ включена между анодной и катодной группами неуправля-
емого выпрямителя 701-704 Принцип работы преобразователя предполагает
включение индуктивности в цепь источника с,.

Четырёхквадрантный преобразователь может работать в режимах выпрям-
ления, инвертирования и тактирования и их сочетании [8].

В режиме выпрямления (рис. 5 15) ток в цепи 1С = ы протекает в один полу-
период через обратные диоды 701, 704, а в другой - через 702, 703. Поскольку
ток 1с = га совпадает с напряжением входного источника ес, он является источни-
ком электрической энергии. Ее потребителем становится цепь постоянного
напряжения Еа, поскольку направление тока 1а противоположно напряжению ис-
точника Еа.

Рис. 5.15 Выпрямительный режим работы

Рекуперация энергии от источника Еа (режим инвертирования) осуществля-
ется путем включения пары транзисторов 781, 784 (782, 783) разных групп пре-
образователя (рис. 5.16).

Рис. 5.16. Инверторный режим работы

В этом случае в преобразователе протекает ток г„ = ц, совпадающий с Еа и
направленный встречно напряжению е<. что указывает на режим генерирования
энергии источником Ел и ее потреблением цепью входного источника ес. Для ре-
ализации этого режима напряжение Ел на выходе преобразователя должно быть
больше амплитудного значения напряжения источника питания, т. е. Ел > х/2 ес.
Из этого условия следует, что преобразователь не может регулировать выходное
напряжение ниже амплитудного значения источника питания е,.

Режим тактирования характеризуется включением одного из транзисторов
преобразователя. В этом случае вход преобразователя закорочен открытым тран-
зистором одного и обратным диодом другого плеча моста. Например, при поляр-
ности ес, указанной на рис. 5.17, ток к может протекать через У81, 783 или У82,
У84. В этом режиме происходит запасание магнитной энергии в индуктивности
Ьс, выходная цепь с источником Ел отключена от преобразователя закрытыми
транзисторами 782, 784 (У81, 783).

Рис. 5.17. Режим тактирования

Включение и выключение транзисторов 781—784 преобразователя осу-
ществляется по алгоритму, обеспечивающему широтно-импульсную модуляцию
напряжения по синусоидальному закону (см. п. 5.2.3). Управляющее напряжение
для 781—784 формируется системой управления путем сравнения двух модули-
рующих напряжений ии1, иМ2 (и,,? = —««/) и сигнала генератора пилообразного
напряжения (рис. 5.18). Частота генератора/гт = к/с должна быть нечётно
кратна частоте/^ входного источника <?,. На рис. 5.18 показаны диаграммы напря-
жений и токов, относящиеся к работе 4с/5'-нреобразоватсля с к = 5.

Импульсы управления транзисторами 781-784 формируются в моменты ра-
венства напряжений ии (-ым), и и^. им соответствуют следующие логические
функции [8, 11]:

При ^гпп —

при им1-итн <0

при им2-иг„„>0

(О при и„,-ыгй„<0

(5.21)

782 = 781 784 = 783
Рис. 5.18. Диаграммы работы четырёхквадрантного преобразователя

Логическая 1 соответствует проводящему состоянию транзистора, а 0 — за-
крытому. Символ инверсии в формуле (5.21) означает противоположное состоя-
ние элементов У81 и У82 (У83, У84> При включении диагональных транзисторов
У81 и У84 (У82, У83), согласно рис. 5.18, формируется напряжение ш на зажимах
переменного тока преобразователя с амплитудой ± Еа и регулируемое по закону
модулирующего напряжение им. Фаза первой гармоники этого напряжения ип
зависит от фазового угла сдвига у/ модулирующего напряжения им относительно
напряжения источника ес В этом случае при встречном включении источников
ес и И1 = Еа, ток 1С во входной цепи преобразователя определяется по формуле:
Д. —- - ес -и!. (5.22)

При включении смежных элементов (781, 783 или 782, 784) образуется
контур протекания тока через обратный вентиль и транзистор преобразователя.

Этот интервал работы преобразователя соответствует режиму тактирования
(см. рис. 5.17). Источник Ел отключен от преобразователя закрытыми транзисто-
рами 781, 78 (782, 784), поэтому напряжение на зажимах переменного тока мц а
также ток на]рузки равны нулю. Входной ток преобразователя 1С ограничен
индуктивностью 8С, при и/ = 0 он определяется выражением:

4^Г = ^- (5.23)

При Ьс сПс/(11 > 0. происходит нарастание гока /с и запасание энергии в индук-
тивности Ьс.

Из рис. 5.18 следует, что входной ток 1С имеет вид ломанной линии, состоя-
щей из участков нарастания и спадания. Степень сглаживания тока определяется
индуктивностью 7 входного источника, а также частотой пилообразного напря-
жения Увеличение этих значений делает ток 4 более сглаженным и прибли-
женным к синусоидальной форме.

Ток в цепи нагрузки протекает в выпрямительном и инверторном режимах
работы преобразователя, когда источник Ел через открытые транзисторы 781, 784
или 782, 783 подключается к источнику входного переменного напряжения ес.
Продолжительность протекания тока нагрузки определяется интервалами сов-
местной работы транзисторов 781, 784 и 782, 783.

Режим работы 475-преобразователя (выпрямление или инвертирование)
определяется углом сдвига у между сетевым напряжением ес и первой гармо-
никой напряжения мп. Изменение фазы у напряжения щ. осуществляется путем
изменения фазы модулирующего напряжения им (-Им), относительно напряже-
ния ес.

Па рис. 5.19, я, б и 5.20, а, б приведены диаграммы токов и напряжений
475-преобразователя, полученные в результате математического моделирования,
которые относятся к режиму выпрямления и инвертирования, соответственно
Угол у в обоих случаях составляет 20 эл. град. В выпрямительном режиме фаза
первой гармоники напряжения мп отстает от напряжения сети ес на угол у
(рис. 5.19, а). В этом случае постоянная составляющая 1л тока в цепи нагрузки
(рис. 5.19, б) направлена встречно напряжению источника Ел, что указывает на
потребление им энергии от входного источника ес, т. е. соответствует выпрями-
тельному режиму работы преобразователя.
Рис. 5.19. Диаграммы работы преобразователя в выпрямительном режиме

Для перевода ^^-преобразователя в инверторный режим работы необхо-
димо изменить фазу у напряжения ип и сделать ее опережающей по отношению
к напряжению ес (рис. 5.20, а). В этом состоит возможность перевода преобразо-
вателя из режима выпрямления в режим инвертирования только за счет измене-
ния фазы модулирующего напряжения и„. Среднее значение тока нагрузки [а
(рис. 5 20, б) становится отрицательным, что соответствует изменению направ-
ления тока, т. е. ток протекает от источника С/во входную цепь преобразова-
теля. Совпадение знаков среднего значения тока 1и, и напряжения ^указывает
на источник /?,/ как источник энергии, а режим работы инвертора соответствует
инвертированию (рекуперация) энергии.

Из рис. 5.19 следует, что в выпрямительном режиме переменный входной
ток и преобразуется в выпрямленный ток 1а цепи нагрузки. В режиме инвертиро-
вания переменное напряжение и/ на выходе преобразователя формируется из по-
стоянного напряжения нагрузки Еа методом ШИМ Следует отметить, что вы-
прямление напряжения сети ес с помощью вентилей УО1-УО4 не представляется
возможным, поскольку, как установлено выше, напряжение Еа на входе преоб-
разователя превышает входное напряжение ег Таким образом, 4д5-преобразова-
тель следует рассматривать как выпрямитель переменного тока С либо как ин-
вертор постоянного напряжения Еа.
Рис. 5.20. Диаграммы работы преобразователя в инверторном режиме

Переменная составляющая тока нагрузки замыкается через цепь конденса-
тора фильтра Сл. Из рис. 5.19, 5.20 следует, что за период сетевого напряжения
происходит две пульсации тока 1а (1и) с частотой 2/2, поэтому для уменьшения
этой составляющей тока к зажимам цепи постоянного тока преобразователя под-
ключают резонансный АС-фильтр, настроенный на частоту 2/2.

Рассмотрим основные соотношения, характеризующие работу 4д5 -преоб-
разователя. Принимаем синусоидальным напряжение источника переменного
напряжения вс с нулевой начальной фазой:

ес =Ест 8шо>/.

(5.24)

Первая гармоника напряжения гщ на зажимах переменного тока преобразо-
вателя в общем случае имеет фазовый сдвиг \|< относительно ес и определяется
выражением:

Иц^Ц1,и8Ш(<Ч^-у),

(5.25)

где Ц1/и = цЕл - амплитудное значение гармоники; у - фазовый угол сдвига.

Из рис. 5.19 следует, что фаза первой гармоники напряжения мп, совпадаю-
щего с полупериодами напряжения м>, определяется фазой модулирующего
напряжения мА1.
Первая гармоника сетевого тока 1сл инвертора в общем случае имеет некото-
рый угол (р относительно напряжения ес и определяется выражением

4/(5.26)

где 1С1п - амплитуда сетевого тока.

На рис. 5.21 представлена векторная диаграмма для выпрямительного и ин-
верторного режимов работы преобразователя. Диаграмма построена в соответ-
ствии с данными рис. 5.19 и 5.20. Для ее построения использованы амплитудное
значение сетевого напряжения Ест и амплитуда первой гармоники напряжения
1/ит, фазовый угол у составляет 20 эл. 1рад.

В выпрямительном режиме напряжение Унт отстает на некоторый угол
от сетевого напряжения Еац, а их разность Д(7 прикладывается к индуктивности
I.,. В этом случае входная цепь определяется соотношением

= Ест —1}11тиц = ]<лсЬс1с^. (5.27)

Из этого соотношения определим ток 1С\. Вектор тока 1а отстает от прило-
женного к индуктивности Ес напряжения Л(/ на угол 90°. По отношению к сете-
вому напряжению Ест ток 1а имеет опережающий угол <р/. При фиксированном
положении вектора сетевого напряжения е< изменение положения вектора 1С1
можно достичь либо регулированием глубины модуляции и, при котором изме-
няется длина вектора С7цот, или за счет изменения фазы ц/ модулирующего напря-
жения и«, позволяющего осуществлять вращение вектора напряжения (711. Изме-
нением этих параметров можно достигнуть нулевого фазового сдвига <р — 0 сете-
вого тока 1С1 по отношению к напряжению Еа,, (рис. 5.21, б). В этом заключается
преимущество ^^-преобразователя, состоящее в возможности поддержания соя
(р = 1 при регулировании тока нагрузки в широком диапазоне.

Достоинством работы такого преобразователя является простота в переходе
из режима потребления к рекуперации энергии. Для перехода в режим рекупера-
ции необходимо фазу модулирующего напряжения у 2 (рис. 5.21, а) сделать опе-
режающей по отношению к ЕСт. В этом случае потребляемый из сети ток /а будет
противоположен вектору Ест, что указывает на режим инвертирования энергии.
Противофазного протекания тока Лг в цепи источника ес в режиме инвертирова-
ния можно также достичь изменением параметров у и ц. Векторная диаграмма
для этого случая показана на рис. 5.21, б, из которой следует, что вектор входного
тока сдвинут на угол ерг = 180 эл. град по отношению к напряжению Ест.

Таким образом, ^^-преобразователь является реверсивным преобразова-
телем, позволяющим осуществлять передачу электрической энергии как в цепь
постоянного тока, так и обратно в питающую сеть. При этом во входной цепи
можно обеспечить нулевой фазовый сдвиг между потребляемым током и сете-
вым напряжением в режиме выпрямления и противофазное направление гока в
режиме инвертирования (рекуперация). Сетевой ток имеет синусоидальную
форму, что определяет высокие энергетические показатели этого преобразо-
вателя.

Рис. 5.21. Векторные диаграммы работы ^^-преобразователя

Выводы:

1. Величина и форма выходного напряжения автономного инвертора опре-
деляется величиной нагрузки. Близкая к синусоидальной форма выходного на-
пряжения инвертора сохраняется в ограниченном диапазоне параметров цепи
нагрузки.

2. ^^'-преобразователь обеспечивает нулевой сдвиг между потребляемым
током и напряжением в режиме выпрямления и противофазное направление тока
в режиме инвертирования. Сетевой ток имеет практически синусоидальную
форму, что определяет высокие энергетические показатели этого преобразова-
теля.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Назовите конструктивные особенности АИН и АИТ.

2 Объясните назначение обратных диодов в АИН.

3. Какой характер имеет нагрузка в АИТ и почему?

4. Изобразите диаграмму управления трёхфазным АИН.

5. Назовите методы регулирования напряжения в АИН.

6. Назовите алгоритм управления четырехквадрантным преобразователем.

7. Изобразите векторную диаграмму входной цепи четырёхквадрантного
преобразователя.
5.4. Ведомые сетью инверторы

Инвертированием называется процесс преобразования энергии постоянного
тока в энергию переменного тока, т. е. процесс обратный выпрямлению. При ин-
вертировании (рекуперации) энергия передается от источника постоянного тока
в цепь переменного тока. Выпрямительно-инверторный преобразователь (ВИП)
электровоза переменного тока может работать как в выпрямительном, так и в
инверторном режиме (режиме рекуперации). В первом случае ВИП выполняет
функции выпрямителя и передает энергию от вторичной обмотки трансформа-
тора в цепь двигателя. В инверторном режиме двигатель переводится в генера-
торный режим и ВИП возвращает (рекуперирует) энергию, генерируемую маши-
ной постоянного тока через трансформатор в сеть переменного тока.

Определим с помощью схемы (рис. 5.22) условия, при кот орых происходит
передача пот ока энергии в инверторном режиме.

Рис. 5.22 Расчетные схемы

Схема содержит источник постоянного напряжения II и электрическую ма-
шину постоянного тока, развивающую ЭДС двигателя Еа. Напряжение источ-
ника II и ЭДС двигателя Еа действуют навстречу друг другу, поэтому ток в цепи
I определяется их разностью и активным сопротивлением А:

1 = У Е\ (5.28)

В двигательном режиме напряжение источника II превышает противоЭДС
Еа двигателя (рис. 5.22, а), поэтому ток Iцепи (показан сплошной стрелкой) сов-
падает с напряжением источника II и противоположен противоЭДС двигателя
Еа. Совпадение полярности напряжения и тока в источнике V указывает на то,
что он является источником энергии. Встречное направление двигателя Еа и тока
I в двигателе означает, что он является ее потребителем.

Если увеличить Еа, сообщив извне двигателю вращающий момент, то будем
иметь Еа > II. В этом случае ток I изменяет направление (показано на рис. 5.22, а
пунктиром), соответственно этому изменяется и направление передачи потока
энергии от двигателя Д в цепь источника II. Двигатель переходит в генераторный
режим работы, поскольку знаки ЭДС Еа и ток цепи I совпадают. Противополож-
ное направление тока и напряжения в источнике II придают ему свойства
приемника энергии. Таким образом, направление потока энергии зависит от того,
совпадает или противоположны напряжения (ЭДС) и ток в данном источнике.

Из схемы (рис. 5.22) следует, что переход к инверторному режиму работы
можно осуществить либо за счет увеличения напряжения на зажимах электри-
ческой машины (рис. 5.22, а), либо за счет изменения полярности источника 7/
и эдс Е,/ (рис. 5.22, б). Во втором случае двигатель переводится в генераторный
режим работы, ток в цепи 7 протекает под действием ЭДС Ел генератора Г. Сле-
дует отметить, что в случае одновременного изменения полярности напряже-
ний (рис. 5.22, б) сохраняется направление тока / от источника напряжения IIк
генератору Г, как и в двигательном режиме (рис 5.22, а). Это обстоятельство
является определяющим при выборе конфигурации ВИП электровоза.

5.4.1. Процесс инвертирования тока

Инверторы выполняют по тем же схемам, что и управляемые выпрямители.
Рассмотрим принцип инвертирования тока на примере мостовой управляемой
схемы инвертора, являющейся базовой для ВИП электровоза переменного тока.
Индуктивность цепи выпрямленного тока Ьа = ® , в этом случае форма тока абсо-
лютно сглажена. Принимаем значение индуктивности рассеяния трансформатора
= 0, поэтому коммутацию тока в тиристорах инвертора считаем мгновенной.

Рис. 5.23. Работа преобразователя в выпрямительном режиме

В выпрямительном режиме (рис. 5.23, а) ток нагрузки ц. протекает под дей-
ствием напряжения вторичной обмотки трансформатора и? встречно противоЭДС
двигателя Еа. И сточником энергии я в. сяется сеть переменно! о тока, а ее ] ю греби-
телем — двигатель постоянного тока. Включение тиристоров осуществляется в
начале положительной полуволны напряжения вторичной обмотки трансформа-
тора, в этом случае угол регулирования аре1 = 0. Кривая сетевого тока б совпадает
по фазе с питающим напряжением иг (.рис. 5.23, б), что является признаком ис-
точника энергии. Противоположные значения выпрямленного тока и противо-
ЭДС двигателя Еа указывают на потребление им электрической энергии. В пер-
вом полупериоде 0 - л при положительной полярности напряжений иДг/г) ток га
в цепи выпрямителя протекает через тиристоры VI, У2, при смене полярности
напряжения иДиг) ток га замыкается через вентили УЗ, У4. На выходе выпрями-
теля формируются положительные полуволны напряжения иа. Разность между
пульсирующим напряжением на и постоянным напряжением Еа составляет
напряжение индуктивности Ь.

В инверторном режиме (рис. 5.24) машина постоянного тока является гене-
ратором электрической энергии, а сеть переменного тока - ее потребителем. В
соответствии со схемой (рис. 5.22, б), одновременное изменение полярности под-
ключения электрической машины к цепи постоянного тока и напряжения прием-
ника энергии являются одним из условий перевода схемы в инверторный режим
работы. При той же схеме ВИП и сохранении направления протекания тока /и
через тиристоры инвертора ЭДС генератора Ег, меняет направление на противо-
положное (рис. 5.24, а). Признаком потребления сетью переменного тока элек-
трической энергии является противоположное направление токов й(/«), и напря-
жений иДиг) в обмотках трансформатора. Это условие выполняется при включе-
нии тиристоров инвертора при отрицательном напряжении вторичной обмотки
трансформатора 112. Хотя при этом анодное напряжение на тиристорах также ста-
новится отрицательным, но ток /„ в цени инвертора протекает через открытые
тиристоры под воздействием ЭДС генератора Ег (рис. 5.24, а). На входе инвер-
тора напряжение и„ представляет собой полуволны отрицательного напряжения
(рис. 5.24, г), т. е. полярность напряжения на входе потребителя энергии, по срав-
нению с выпрямительным режимом, изменяется на противоположную. Таким
образом, в инверторном режиме благодаря принятому алгоритму переключения
тиристоров инвертора сохраняется встречное включение напряжения ц„, и ЭДС
генератора Ег.

Из схемы (рис. 5.23, 5.24) следует, что в выпрямительном (рис. 5.23, а) и
инверторном (рис. 5.24, а) режимах работы при одной и той же полярности
напряжения иг ток выпрямителя га и инвертора ги замыкаются через разные пары
тиристоров, т. е. фаза этих токов отличается на 180 эл. град. В выпрямительном
режиме тиристоры VI, У2 включаются в начале положительного полупериода
напряжения 111(112), поэтому для них отсчитываемый от положительной полу-
волны 112 угол регулирования <Хрег= 0. В режиме инвертирования при положитель-
ной полярности напряжения 111(112) VI, У2 находятся в непроводящем состоянии
(рис. 5.24, а) и открываются, спустя полпериода, когда напряжение иДш) стано-
вится отрицательным, т. е. фаза угла управления тиристорами VI, У2 в инвертор-
ном режиме относительно 112 составляет 180 эл. град (рис. 5.24, в). Иначе говоря,
в инверторном режиме тиристоры ВИП находятся в проводя!цем состоянии при
отрицательном напряжении в]оричной обмотки трансформатора. При поочеред-
ном открытии тиристоров инвертора обеспечивается переменное направление
протекания тока в обмотках трансформатора и преобразование постоянного тока
генератора 1„ в переменный ток и сети.

Рис. 5.24. Работа преобразователя в инверторном режиме

В ведомом сетью инверторе закрытие ранее проводившего ток тиристора
осуществляется под действием обратного напряжения, поступающего к нему
через смежный тиристор ВИП от вторичной обмотки трансформатора. Откры-
тие очередного тиристора может происходить только при положительном анод-
ном напряжении. Только в этом случае обеспечивается его открытие и к прово-
дившему ток тиристору будет прикладываться обратное напряжение. Из этого
условия следует, что фактическое значение угла арег должно быть меньше
180 эл. град на некоторый угол р, необходимый для восстановления управляю-
щих свойств ранее проводившего ток тиристора В противном случае в начале
следующего полупериода оба тиристора инвертора окажутся в проводящем со-
стоянии, создав режим короткого замыкания вторичной обмотки трансформа-
тора. Такой аварийный режим получил название опрокидывание инвертора.
Этот режим опасен тем, что в цепи инвертора протекает ток под действием сум-
марных ЭДС генератора Ег и напряжения и,,. Угол 0, отсчитываемый влево от
точек перехода напряжения иг через ноль, называется углом опережения
открытия тиристоров. С учетом угла Р диаграммы токов и напряжений ин-
вертора принимают вид (рис. 5.25, а, б, в).

Рис. 5 25. Кривые напряжений и тока инвертора с учетом угла р

Таким образом, для перехода в режим инвертирования необходимо выпол-
нить следующие условия.

1. При сохранении конфигурации ВИП подключать двит ат ель, работающий
в генераторном режиме, к преобразователю с полярностью, обратной режиму
выпрямления.

2. Обеспечить протекание тока через тиристоры преимущественно при от-
рицательной полярности напряжения иг.

3. Включение очередных тиристоров ВИП производить до окончания полу-
периода с углом опережения р.

5.4.2. Работа мостовою ведомого сетью инвертора

Рассмотрим работу инвертора, напряжения (рис. 5.26), в котором учтена ин-
дуктивность рассеяния вторичной обмотки трансформатора Ь8 в виде реактив-
ного сопротивления ха = .

Рис. 5.26. Схема мостового ведомого сетью инвертора
Диаграммы, поясняющие работу инвертора, представлены на рис. 5.27. Ин-
дуктивность сглаживающего реактора Ь —> со, поэтому ток в цепи генератора
и сетевой ток инвертора /1 (рис. 5.27, <Э) идеально сглажен.

Рис. 5.27. Диаграммы токов и напряжения инвертора

В первом полупериоде 0 - п на интервале 0 - арег в проводящем состоянии
находятся тиристоры УЗ, У4 (рис. 5.24, а). Ток инвертора /и протекает под дей-
ствием ЭДС генератора Ег через УЗ, У4 навстречу напряжению из вторичной
обмотки трансформатора. Полярность иг для этого полупсриода показана на
рис. 5 24 и 5.26 На вход инвертора через вентили УЗ, У4 передается отрица-
тельная полуволна напряжения вторичной обмотки трансформатора иг, которая
определяет на этом интервале форму напряжения инвертора и„.

В конце первого полупериода 0 - п подаются управляющие импульсы аеег
(рис. 5.27, в) на тиристоры VI и V2 инвертора, с опережением на угол р. В связи
с наличием индуктивного сопротивления ха переход тока /„ с тиристоров УЗ, У4
на тиристоры VI, У2 происходит за время коммутации у. В контурах, образован-
ных вторичной обмоткой трансформатора и открытыми вентилями VI —V4 про-
текает ток короткого замыкания ц, переводящий ток инвертора /„ с тиристоров
УЗ, У4 на тиристоры VI, У2. После окончания коммутации ток замыкается че-
рез вентили VI, У2 (рис. 5.27, ё). Поскольку во время коммутации у вторичная
обмотка трансформатора закорочена всеми четырьмя вентилями инвертора,
напряжение на его входе и„ = 0 (рис. 5.27, б).

После коммутации у в оставшееся до конца полупериода время 5 к тиристо-
рам УЗ, У4 прикладывается обратное напряжение и? трансформатора через от-
крытые вентили VI, У2. Во время этого интервала происходит восстановление
запирающих свойств тиристоров УЗ, У4, при этом должно выполняться условие
закрытия тиристора:

8>Г.ЫО, (5.29)

где (выкл - паспортное время выключения тиристора.

Перевод тока на вентили VI, У2 вызывает изменение полярности напря-
жения па входе инвертора ыи. Положительная полуволна напряжения трансфор-
матора и? через VI, У2 поступает на вход инвертора, чему соответствует положи-
тельное напряжение и„ на интервале 5 (рис. 5.27, а). Несмотря на то, что на этом
интервале уменьшающееся к концу полупериода напряжение ии и ЭДС генера-
тора Ег включены согласно, однако режима опрокидывания инвертора не проис-
ходит, поскольку этот интервал не является продолжительным, а резкому изме-
нению тока /и препятствует индуктивность Ь. Во втором полупериоде я — 2п
процессы в схеме инвертора повторяются.

Поскольку напряжение на входе инвертора сформировано из участков
напряжения и? отрицательной полярности, среднее значение напряжения инвер-
тора 17, имеет отрицательную полярность по сравнению с режимом выпрямле-
ния Коммутационные потери напряжения увеличивают абсолютную величину
13и, поскольку при расчете среднего значения напряжения 17, выпадают участки
положительного напряжения и,,, на которых во время коммутации у напряжение
ии = С. Кривые сетевого напряжения щ. и тока й показаны на схеме (рис. 5.27, а).
Амплитуда сетевого тока 1\ = 7,/ к. определяется током инвертора 1„ и коэффици-
ентом трансформации трансформатора к — И|/иа (щ, - число витков, первич-
ной и вторичной обмотки трансформатора, соответственно).

Если пренебречь падением напряжения на активных сопротивлениях во
входной цепи инвертора, то ЭДС генератора Ег уравновешивается средним зна-
чением напряжения инвертора 17,,, т. е. Ег = 17и. Это равенство выполняется во
всех режимах работы инвертора. Повышение, например, двигателя генератора Ег
сопровождается увеличением тока /« и, соответственно, продолжительностью
интервала коммутации у. Увеличение времени у приводит к увеличению сред-
него значения напряжения 17, и восстановлению указанного равенства.
При мгновенной коммутации (у = 0) в соответствии с рис. 5.27, а абсолют-
ное значение напряжения 1/и можно определить из соотношения [6]:

, 2л-/7

- [ 72^2 мп ,9 .

я ’ „

(5.30)

Решив уравнения (5 30), получаем:

Ц, =— Ц,СО8/7 = Ц(0СО8Р,

(5.3 Г)

где 1Ло - напряжение инвертора при р—>0.

Из сравнения выражения (5.31) с полученным ранее соотношением (3.61)
для среднего значения выпрямленного напряжения СЛ/ управляемого выпрями-
теля можно сделать заключение об их полной идентичности. Напряжение инвер-
тора 1Уи описывается тем же уравнением (5.31), если в (3.61) заменить угол регу-
лирования а на угол Р- С учетом этих обстоятельств представим обобщенную
регулировочную характеристику преобразователя (рис. 5.28).

Рис. 5.28. Обобщенная регулировочная характеристика

При увеличении угла а от 0 до тг/2 преобразователь работает в режиме управ-
ляемого выпрямителя. При дальнейшем увеличении угла а от я/2 до п - р и со-
ответственно изменении угла Р от л/2 до рл„и, преобразователь выполняет функции
ведомого сетью инвертора.

Характеристика (/„ =/(₽) ограничена минимальным углом р,чм, необходи-
мым для восстановления запирающих свойств тиристоров инвертора.

Величину коммутационных потерь напряжения Л(7 находим из кривой
напряжения Пи (рис. 5.27, б) как усредненное за период Т = я значение напря-
жения Из на интервале коммутации у.
7\17' =— Г '/117-1&тЗ-<7&. (5.32)

7Г~/3

Среднее значение напряжения инвертора с учетом коммутационных потерь
напряжения находим по выражению:

[7„=^0со8₽ + Д^. (5.33)

Коммутационные потери напряжения в инверторе рассчитываются по (3.88),
полученной при определении АД в управляемом выпрямителе:

Д[/ Лл (5 34)

Выражение (5.33) с учетом (5.34) принимает вид:

Ц, =Ц,0СО8Р + — • (5.35)

Уравнение (5 35) идентично полученному ранее выражению для внешней
характеристики управляемого выпрямителя (3.89), если в него вместо угла регу-
лирования а подставить значение угла 0. Кроме того, коммутационные потери
напряжения, учитываемые вторым членом в (5 35), увеличивают среднее значе-
ние напряжения инвертора 17и. Поскольку напряжение генератора Е уравнове-
шивает напряжение инвертора 17и, выражение (5.35) можно представить в виде:

Ег=Ц(=г7и0со8р + ^. (5.36)

Это уравнение описывает входную характеристику инвертора (рис. 5.29),
т. е. зависимость напряжения генератора от тока инвертора 7, относительного
значения 17и/ 17м, на входе инвертора [10].

Графически входные характеристики инвертора изображают в виде семей-
ства прямых, относящихся к различным значениям угла 0. Повышение тока ин-
вертора 1и сопровождается увеличением коммутационных потерь напряжения,
поэтому увеличение тока 1и обусловливает повышение напряжений Ег и 17и
(рис. 5.28). Кроме того, повышение/,, связано с увеличением продолжительности
процесса коммутации у, а следовательно, и с уменьшением послекоммутацион-
ного интервала 5 (рис. 5.27, б), необходимого для восстановления запирающих
свойств тиристоров. В этой связи максимальное значение тока инвертора
1и тах ОГраНИЧвНО МИНИМАЛЬНО ДОПУСТИМЫМ ЗНЗ-ЧОНИеМ угла Згпш. Очевидно, что с
уменьшением угла [5 максимальное значение тт наступает при меньших значе-
ниях. Значения 1итах для каждого значения угла р находят на пересечении вход-
ных характеристик с ограничительной характеристикой инвертора (показана
пунктиром на рис. 5.29). Аналитически отраничительная характеристика описы-
вается уравнением [6]:

(5.37)

Рис. 5.29. Входная характеристика инвертора

Из сравнения (5.36) и (5.37) следует, что ограничительная характеристика
имеет наклон, обратный наклону входных характеристик инвертора. При расчете
характеристик инвертора должны быть заданы максимальные значения напря-
жения Егтах и то ка 1и инвертора. Значение бтт определяет паспортное время
выключения тиристора ^выкл, (5.29).

Определим коэффициент мощности Кй, ведомого сетью инвертора. Со-
гласно (3.20) он определяется произведением со^ф и коэффициентом искаже-
ния формы г сетевого тока 1\. При близкой к прямоугольной форме тока /1 коэф-
фициент искажения, в соответствии с (3.37), приближенно равен: V ~ 0,9. Прини-
мая линейным нелинейный характер изменения тока ц во время коммутации у,
значение со§ф можно рассчитать также по приближенной формуле:

СО8<у> сок(и +у/2).

(5.38)

Угол регулирования яж, связан с углом опережения открытия тиристоров Ь
соотношением:

(5.39)
В этом случае (5.38) принимает вид:

со8^®со8(я-[3 + у/2) = со- я-(р-у/2^ =-соз(р-у/2). (5.40)

Поскольку сол'ф принято считать величиной положительной, значение
сок^> в (5.40) определяем как абсолютную величину:

сок^®со8(р-у/2). (5.41)

Таким образом, коэффициент мощности К„ инвертора можно рассчитать по
формуле:

Кл, =°,9-со8(р-у/2). (5.42)

В ведомых сетью инверторах для повышения Км применяют те же методы,
что и в управляемых выпрямителях. Из (5.42) следует, что повышение Ки воз-
можно главным образом за счет уменьшения угла опережения открытия тири-
сторов р. Повышение Кл< возможно также за счет улучшения формы тока /1 и
приближения ее к синусоидальной форме. В этом случае значение коэффициента
V = 0,9 в (5.42) увеличивается до V = 1,0.

Выводы:

Для перевода ВИП из режима тяги в рекуперацию необходимо выполнить
следующие условия:

1. При сохранении конфигурации ВИП подключать двигатель, работающий
в генераторном режиме, к преобразователю с полярностью, обратной режиму
выпрямления.

2. Обеспечить протекание тока через тиристоры преимущественно при от-
рицательной полярности напряжения иг-

3. Включение очередных тиристоров ВИП производить до окончания полу-
периода с углом опережения р.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1. Назовите особенности работы преобразователя в выпрямительном и ин-
верторном режимах.

2. Назовите условия закрытия тиристора в инверторном режиме.

3. Изобразите обобщенную регулировочную характеристику преобразова-
теля, дайте пояснения.

4. Изобразите входную характеристику инвертера, дайте пояснения.
СПИС ОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. ОакьЬсе! 8С1Р30Х60 - ЦКБ: ИПрзУ/доск.гз-опНпе сот/Ыа4/0900766Ь81538200.
рс1Г.

2. АррНсаНоп Мо1е ТокЫЬа ЮВТ8 - НКБ: Ьйрза'ЛокЫЬа кетхсоп-зЮг-
а§е.сот/тй/арр11са11оп_по1е_еп_20181017_АКХ00055.рс1Г?111<1 = 63557.

3. ЭаШИее! 586А 30.14502 - 11 КГ : Ьйр8://риЫ18кег.Ы1асЫепег§у сот/йоу/п-
1оас1?Оосигпеп1Ю = 58УА1202&Ьапйиа^еСо<1е = еп&ЭоситгтРагОс! = &АсНои =
(1олуп1оа<1&Воситеп1К.еу181опМ = В.

4. ГОСТ 32144-2013. Электрическая энергия. Совместимость технических
средств электромагнитная. Нормы качества электрической энергии в системах
электроснабжения общего назначения. - М.: Стандартинформ, 2014. - 16 с.

5. Бессонов Л. А. Теоретические основы электротехники: электрические
цепи: учебник. - М.: Гардарики, 2000 - 638 с.

6. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. - М.: Высшая школа, 1982. -
358 с.

7. Кулинич Ю. М. Современная силовая электроника: учеб, пособие. - Ха-
баровск: Изд-во ДВГУПС, 2006. - 95 с.

8. Литовченко В. В. 4с]8-чстырехквадрантный преобразователь электровозов
переменного тока // Известия вузов. Электромеханика. - 2000. - № 3. - С. 64-73.

9. Мамошин Р. Р. Энергетика системы переменного тока // Железнодорож-
ный транспорт. - 1987. - № 9. - С. 69-70.

10. Розанов Ю. К. Основы силовой электроники. - М.: Энергоатомиздат,
1992.-296 с.

11. Преобразовательные устройства электропоездов с асинхронными тяго-
выми двигателями / А. М. Солодунов и др. - Рига: Зинатне, 1991. - 351 с.

12. Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М. Основы преобразовательной
техники: учеб для вузов — 2-е изд. - М. Высшая школа, 1980 - 424 с.

13. Разевиг В. Д. Система сквозного проектирования электронных
устройств □еащпГаЬ 8 0. - М.: Солон, 1999. - 691 с.

14. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному. - М.:
СОЛОН-Пресс, 2005.-416 с.

15. Тихменев Б. Н., Трахтман Л. М. Подвижной состав электрифицирован-
ных железных дорог: учеб, для вузов ж.-д. транспорта. - 4-е изд. - М.. Транспорт,
1980.-471 с.

16. Чебовский О. Г., Моисеев Л. Г., Недошивин Р. П. Силовые полупровод-
никовые приборы. - 2-е изд. - М.: Энергоатомиздат, 1985. - 400 с.
< / / Инфра-Инженерия

\ Д* / Издательство технической литературы

Издательство предлагает учебную литературу
последующим направлениям:

• 1Т. Информатика

• Авиационная и ракетно-космическая техника

• Автоматизация

• Автомобильная техника

• Арматура. Трубопроводы

• Бетоны

• Бурение нефтяных и газовых скважин

• Вооружение. Радиоэлектронные системы.

• Газовое хозяйство

• Геодезия, картография и маркшейдерское дело

• Геология. Геофизика. Геохимия

• Горное дело

• Железнодорожный транспорт

• Лесная промышленность

• Логистика

• Машиностроение

• Медицина и биоинженерия

• Металлургия

• Нефтегазовая промышленность

• Педагогика. Психология

• Пищевая промышленность

• Промышленная безопасность. Охрана труда

• Разработка и эксплуатация нефтяных

и газовых месторождений

• Сварочное дело

• Словари

• Сети и коммуникации. Волоконно-оптическая техника

• Строительство

• Судостроение

• Транспортное строительство. Дороги. Мосты. Тоннели

• Физико-математические науки

• Химия. Химические технологии

• Экология. Безопасность жизнедеятельности

• Экономика. Управление. Электронная коммерция

• Электроника

• Электро- и теплоэнергетика

Интернет-магазин

1пТга-е ги

УУЬа^зАрр

Те1е^гат

Телефон

8-800-250-66-01

8-911-512-48-48

Более 2000 выпущенных книг
по 30 темам и направлениям

Доставляем наши книги по
всей России от Калининграда
до Камчатки, а также в
страны СНГ

Нам доверяют более 90
учебных заведений в России
и за рубежом

Учебное издание

Кулинич Юрий Михайлович
Шухарев Сергей Анатольевич

ЭЛЕКТРОННАЯ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНАЯ ТЕХНИКА

Учебник

Подписано в печать 30.09.2024
Формат 60x84/16. Усл. печ. л. 13,25. Печать по требованию.
Бумага офсетная. Гарнитура «Таймс».

Издательство «Инфра-Инженерия»
160011, г. Вологда, ул. Козленская, д. 63
Тел.: 8 (800) 250-66-01
Е-тай: Ьоокт§@тГга-е.ги
11йр8://тГга-е.ги

Издательство приглашает
к сотрудничеству «второв
научнц-хехнической литературы