Электронные приборы: Учебник для вузов - Батушев В.А.

Author: Батушев В.А.
Tags: электротехника электроника радиотехника радиоэлектроника
Year: 1980
Similar
Электронные приборы
Основы электроники и микроэлектроники
Основы радиоэлектроники
Основы промышленной электроники
Text
                    В.А.БАТУШЕВ
Электронные
приборы

В. А. БАТУШЕВ
ЭЛЕКТРОННЫЕ
ПРИБОРЫ
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ
Допущено Министерством
высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебника
для студентов вузов,
обучающихся по специальности
«Радиотехника»
МОСКВА
«ВЬ|^Ц^:Ц«ОЛА» 19ЁО
ИНСТИТУТА
УЧЕБНОЙ ЯД
ББК 32.85
.» Б28
>ДК 621.385
Рецензенты:
кафедры «Электронные приборы» и «Теоретическая электроника» Киевского
политехнического института; канд. пед. наук, доц. И. П. Жеребцов
Батушев В. А.
ч
Б 28 Электронные приборы: Учебник для вузов. — 2-е
изд., перераб. и доп,—М.: Высш, школа, 1980. —
383 с., ил.
В пер.: 95 к.
В книге рассмотрены устройство, принцип действия, характеристи-
ки и параметры электронных приборов широкого применения, их
функциональные возможности, устойчивость к воздействию окружающей
среды, оптимальные режимы использования, методы оценки качества
и эффективности.
Предназначается для студентов специальности «Радиотехника».
© Издательство «Высшая школа», 1980
ПРЕДИСЛОВИЕ
Второе издание учебника по сравнению с первым, вышедшим в
1969 г., содержит ряд изменений и дополнений. Заново написана пер-
вая глава, в которой развивается общий подход к электронным при-
борам как элементам радиоэлектронной аппаратуры, дается пред-
ставление о квалиметрических моделях в принципах оценки качества
приборов, раскрывается сущность технических требований к элемен-
там аппаратуры, базирующихся на государственных стандартах по
качеству изделий электронной техники.
Изменен порядок изучения материала, изложение начинается с
полупроводниковых приборов, которые в настоящее время прочно за-
няли ведущее место в радиоэлектронной аппаратуре. При этом главно^
место по-прежнему отводится электропреобразовательным приборам,
и ныне являющимся основным функциональным классом электронных
элементов аппаратуры.
Расширен материал по полевым транзисторам и тиристорам, при-
борам отображения информации; некоторому сокращению и перера-
ботке подвергся материал по биполярным транзисторам, а также по
электронным лампам и газоразрядным электропреобразовательным при-
борам — здесь главное внимание уделяется мощным электровакуум-
ным приборам.
Традиционный принцип объединения электронных приборов для
изучения по виду рабочей среды ограничен рамками функциональных
классов: все типы приборов отображения информации рассмотрены со-
вместно, так же совместно рассмотрены все типы фотоэлектрических
приборов. Такой подход дает методические преимущества как в от-
ношении возможностей сравнительной оценки качества приборов одно-
го назначения, отличающихся видом рабочей среды, так и для раскры-
тия принципа комплексного формирования элементной базы на осно-
ве всесторонней технико-экономической оценки.
Перечень рассмотренных в учебнике приборов определяется про-
граммой курса «Электронные приборы», утвержденной МВ и ССО
СССР в 1975 г. для специальности «Радиотехника». В соответствии
с этим не описаны такие классы элементов радиоэлектронной аппара-
туры, как интегральные микросхемы, приборы для сверхвысоких
частот, передающие телевизионные приборы, оптоэлектронные при-
боры.
Курс «Электронные приборы» является вводным в цикле радио-
технических дисциплин, детальное рассмотрение физических про-
цессов в этих приборах и принципов их описания нацелено на разви-
тие у студентов умения самостоятельно решать задачи моделирования
и давать оценки электронных устройств при проектировании, испыта-
ниях и эксплуатации радиоэлектронной аппаратуры.
3
Изложение теоретического материала иллюстрируется сведениями
об электронных приборах, выпускаемых отечественной промышлен-
ностью. Однако номенклатура этих приборов велика и постоянно об-
новляется, что делает невозможным ее описание в рамках учебника.
Для этой цели должны привлекаться справочники, каталоги, техни-
ческие условия, стандарты. Для практического закрепления изучаемо-
го материала предусматривается использование задачника В. А. Те-
рехова [19].
В книге применены термины и определения, регламентированные
государственными стандартами, в немногочисленных случаях исполь-
зована менее громоздкая традиционная символика.
Автор выражает глубокую признательность коллективам кафедр
«Электронные приборы» и «Теоретическая электроника» Киевского по-
литехнического института, возглавляемым проф. А. А. Сигорским и
проф. С. В. Денбновецким, за полезные замечания и предложения,
сделанные при рецензировании рукописи учебника.
С большой благодарностью автор отмечает тщательную и кропот-
ливую работу по рецензированию рукописи, выполненную доц.
И. П. Жеребцовым. Автор выражает также признательность доц.
О. Н. Лебедеву за участие в подготовке материалов по ключевым ре-
жимам МДП-транзисторов, А. Г. Филиппову и А. В. Долбня за по-
мощь в подготовке рукописи к печати.
Все замечания и пожелания по улучшению содержания книги бу-
дут приняты с благодарностью, их можно направлять по адресу: Моск-
ва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14, издательство «Высшая школа».
Автор
ВВЕДЕНИЕ
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРАХ
Еще в прошлом веке был открыт ряд физических явлений, природа
которых обусловлена взаимодействием свободных электронов с электро-
магнитным полем и веществом. Такие явления получили название
электронных. К ним относятся:
испускание электронов накаленным телом — термоэлектронная
эмиссия;
зависимость электрической проводимости цепи, состоящей из на-
каленного и ненакаленного электродов, разделенных вакуумным про-
межутком, от направления тока;
взаимный обмен энергией между переменным потоком электронов
в вакуумном промежутке и электромагнитным полем, созданным в
этом промежутке;
ионизация разреженного газа при прохождении потока быстродви-
жущихся электронов, сопровождающаяся резким увеличением элект-
рической проводимости среды;
наличие двух типов электропроводности полупроводников (элект-
ронной и дырочной) в зависимости от преобладания-того или другого
вида носителей заряда (электронов или дырок);
существование на границе электронного и дырочного полупровод-
ников переходного слоя, обладающего электрической проводимостью,
зависящей от направления тока;
инжекция (проникновение) избыточных неосновных носителей за-
ряда в глубь области полупроводника, прилегающей к электронно-
дырочному переходу при прохождении через переход электрического
тока;
испускание электронов веществом под воздействием фотонов (фо-
тоэффект);
испускание фотонов веществом под воздействием электронов (лю-
минесценция).
Перечисленные и многие другие электронные явления хорошо изу-
чены и нашли практическое применение. Возникла и получила значи-
тельное развитие специальная область техники — электроника, в за-
дачу которой входит разработка устройств, основанных на использо-
вании электронных явлений — электронных приборов, и определение
оптимальных способов их применения. Сформировалась отдельная от-
расль народного хозяйства — электронная промышленность, выпус-
кающая электронные приборы.
Электронная промышленность в настоящее время является одной из
базовых отраслей промышленности, обеспечивающей своей продукцией
практически все отрасли народного хозяйства СССР. Технические воз-
можности и качество выпускаемых ею электронных приборов в зна-
5
чнтельной мере определяют уровень и темпы научно-технического
прогресса всей страны. Коммунистическая партия Советского Союза и
Советское правительство уделяют огромное внимание развитию элект-
роники, о чем свидетельствуют специальные меры, предусмотренные
решениями XXV съезда КПСС.
§ ВЛ. ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ПРИБОРЫ
Приборы, в которых используются электронные явления, проте-
кающие в вакууме, называют электровакуумными.
Первый в мире электровакуумный прибор — осветительную лампу
накаливания — изобрел в 1873 г. русский инженер А. Н. Лодыгин.
На основе работ А. Н. Лодыгина и американского изобретателя
Т. А. Эдисона, открывшего явление термоэлектронной эмиссии, анг-
лийский ученый Д. Флеминг сконструировал в 1904 г. электронный
электровакуумный диод. Основными частями диода (рис. В. 1) являют-
ся два электрода, находящихся в высоком вакууме: металлический
Рис. В.2
анод А и металлический или полупроводниковый катод А, нагреваемый
электрическим током до температуры, при которой возникает электрон-
ная эмиссия. При высоком вакууме разрежение газа в междуэлектрод-
ном пространстве таково, что длина свободного пробега электронов
значительно превосходит расстояние между электродами. Поэтому при
положительном относительно катода напряжении анода электроны дви-
жутся к аноду, вызывая ток /а в анодной цепи. При отрицательном на-
пряжении эмиттированные электроны возвращаются на катод и ток
в анодной цепи оказывается равным нулю. Таким образом, электрон-
ный электровакуумный диод обладает проводимостью, зависящей от
напряжения анода, что используется для выпрямления переменного
тока.
В 1907 г. американский инженер Ли-де-Форест установил, что,
поместив между катодом и анодом металлическую сетку С (рис. В.2)
и подавая на нее напряжение Uc, можно управлять анодным током 1Л,
причем почти безынерционно (следствие малой массы электронов, со-
С
ставляющей 10“28 г) и с малой затратой мощности (так как доля элект-
ронов, попадающих на витки сетки, мала при положительном напряже-
нии и равна нулю — при отрицательном).
Так появилась первая усилительная электронная лампа — триод.
Ее исключительные свойства как прибора для усиления и генерирова-
ния высокочастотных колебаний обусловили быстрое развитие радио-
связи — изобретения выдающегося русского ученого А. С. Попова.
И ныне мощные усилительные лампы находят широкое практическое
применение.
Если плотность газа, наполняющего баллон лампы, настолько вы-
сока, что длина свободного пробега электронов оказывается меньше
расстояния между электродами, то электронный поток, проходя через
вакуумный промежуток, взаимодействует с газовой средой, в резуль-
тате свойства среды резко изменяются. Такие приборы называются
ионными электровакуумными или газоразрядными.
Под воздействием потока быстродвижущихся электронов газовая
среда сильно ионизируется и переходит в состояние плазмы, отличаю-
щейся высокой проводимостью. Это свойство плазмы было использо-
вано американским ученым А. Хеллом в разработанном им в 1905 г.
газотроне — мощном выпрямительном диоде, наполненном газом. Были
разработаны также газоразрядные триоды — тиратроны, успешно при-
меняемые в качестве мощных быстродействующих ключей — устройств,
замыкающих цепь тока.
При газовом разряде эмиссия электронов может быть получена
без накала катода, в результате воздействия на его поверхность поло-
жительных ионов плазмы. Этот эффект — вторичная ионно-электрон-
ная эмиссия — используется в ряде газоразрядных приборов (стабили-
троны, ионные разрядники, тиратроны тлеющего разряда, декатроны).
В частности, режим нормального катодного падения тлеющего раз-
ряда, при котором наблюдается слабая зависимость падения напряже-
ния на приборе Ua от величины проходящего тока /а, используется в
стабилитроне, представляющем собой газоразрядный диод с цилинд-
рическим холодным катодом К и стержневым анодом А (рис. В. 3).
Стабилитрон применяется для стабилизации напряжения источников
питания.
В ионных разрядниках (рис. В. 4) испо-
льзуются пороговые свойства разряда: резкое
увеличение проводимости вакуумного проме-
жутка, когда напряжение на приборе дости-
гает определенного значения, называемого
напряжением возникновения разряда.
Зависимость этого напряжения от уровня
начальной ионизации среды применяют для
создания управляемых разрядников. В пред-
ложенном в 1936 г. А. Витли тиратроне тлею-
щего разряда необходимый для возникновения
разряда начальный уровень концентрации эле-
ктронов и ионов создается в вакуумном про-
межутке с помощью тока управляющего элек-
Рис. В.З
7
трода С (рис. В. 5), на который подается управляющее напряжение Uc.
Этот же эффект используется в 10-катодных переключателях — де-
катронах (рис. В. 6) для направленного переноса разряда с од-
ного катода К на другой и т. д. путем последовательной подачи
пар управляющих импульсов Ui02 на подкатоды 1, 2.
Рис. В.4
Рис. В.5
Свечение, сопровождающее газовый разряд, используют в зна-
ковых газоразрядных индикаторах: при подаче напряжения на тот
или другой катод, имеющий форму определенной цифры (рис. В. 7)
или буквы, возникает ее светящееся изображение.
Явление катодолюминесценции — возникновения светового излу-
чения при бомбардировке полупроводникового кристалла потоком
электронов — лежит в основе действия электронно-лучевых трубок,
которые служат для преобразования электрических сигналов в свето-
вые. Они состоят (рис. В. 8, а) из электронного прожектора ЭП, фор-
мирующего сфокусированный электронный луч, отклоняющей систе-
мы ОС, позволяющей управлять электронным лучом с помощью элект-
рического (показана на рисунке) или магнитного поля, и экрана Э, пред-
ставляющего собой слой катодолюмвнофора, нанесенного на стеклянное
прозрачное дно колбы трубки. Электронный луч в месте его паде-
8
ния на люминофор создает яркую светящуюся точку, хорошо видимою
снаружи и способную перемещаться по экрану с огромной скоростью
(десятки тысяч километров в секунду) при воздействии поля отклоняю-
щей системы на электронный луч. Это уникальное свойство электрон-
но-лучевой трубки делает ее незаменимым прибором для исследования
быстропротекающих процессов и отображения телевизионных сигна-
лов.
Рис. В.8
С помощью электронного луча можно осуществлять запись сигналов
в виде зарядов на поверхности диэлектрика, нанесенного на мелко-
структурную сетку С (рис. В. 8, б). При последующем облучении запо-
минающей сетки С широким пучком электронов возможно многократ-
ное воспроизведение записанных сигналов на экране Э. Такие трубки
называют запоминающими.
§ В.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Еще в 1874 г., за 10 лет до того как стало известно явление термо-
электронной эмиссии, лежащее в основе функционирования электрон-
ных ламп, немецкий ученый Ф. Браун открыл выпрямительный эф-
фект в контакте металла с полупроводником. Наш соотечественник
изобретатель радио А. С. Попов в 1895 г. использовал этот эффект
для детектирования (обнаружения) радиосигналов. Английский уче-
ный Г. Пиккард создал в 1906 г. усовершенствованный детектор, пред-
ставляющий собой контакт металлического острия с кристаллом крем-
ния. Однако полупроводниковые диоды в то время существенно усту-
пали электровакуумным и широкого применения не нашли.
Основу полупроводниковых диодов составляет р-п-структура —
неоднородный полупроводник, одна часть которого (р) имеет повышен-
9
ную по сравнению с собственной концентрацию дырок, а другая часть
(п) — повышенную концентрацию электронов (рис. В.9, д). Их раз-
деляет р-н-переход — обедненный подвижными носителями заряда
слой (показан штриховкой).
Несмотря на внешнюю простоту р-п-структуры, явления в ней раз-
нообразны, столь же многообразны и применения полупроводниковых
диодов.
В диодах, применяемых для выпрямления переменного тока, ис-
пользуется существенная зависимость проводимости электронно-ды-
рочного перехода от полярности приложенного напряжения
(рис. В.9, а).
В полупроводниковых стабилитронах, служащих для уменьшения
пульсаций постоянного напряжения, используется слабая зависи-
мость обратного напряжения р-и-перехода в режиме электрического
пробоя (участок аб) от величины тока (рис. В.9, б).
Наличие у электронно-дырочного перехода емкости С и зависимость
ее от обратного напряжения C=f(U) позволили создать элемент пере-
менной емкости, управляемый напряжением,— варикап (рис. В.9, в).
Наличие обусловленного туннельным эффектом падающего участ-
ка АБ вольт-амперной характеристики диода при очень высокой кон-
центрации примесей в р-п-структуре, открытое в 1958 г. японским
10
ученым Л. Есаки (рис. В.9, г), присело к разработке туннельных дио-
дов, применяемых в быстродействующих ключах и генераторах коле-
баний.
Фотоэлектрические явления в р-п-структуре, исследованные впер-
вые в 1888 г. проф. Казанского университета В. А. Ульяниным, ис-
пользуются в фотодиодах (рис. В.9, е) для преобразования световых
сигналов в электрические, а также для преобразования энергии света
в электроэнергию.
Явление люминесценции в р-п-структуре при прохождении через
нее тока используется в светодиодах (рис. В.9, ж) для преобразования
электрических сигналов в световые.
Комбинацию светодиода и фотодиода, называемую оптроном или
оптопарой (рис. В. 9, з), применяют для однонаправленной передачи
сигнала в электронных устройствах.
Не менее разнообразны принципы функционирования, свойства
и применения трехэлектродных полупроводниковых приборов, осно-
ву которых составляют структуры, имеющие от одного до трех (и более)
электронно-дырочных переходов.
Изобретенный в 1948 г. американскими учеными Д. Бар-
диным, В. Бреттоном и В. Шокли биполярный транзистор пред-
ставляет собой систему
из двух электронно-дырочных
переходов — эмиттерного ЭП
и коллекторного КП, выпол-
ненных в непосредственной
близости в одном кристалле
(рис. В. 10, а). В транзисторе
используется зависимость ве-
личины тока коллекторного
перехода КП от поступающе-
го в него тока эмиттерного пе-
рехода ЭП. Транзистор, так
же как и электронная лампа,
может быть усилителем. Бла-
годаря более высокой долго-
вечности, большей надежно-
сти, меньшим габаритам и
потреблению транзистор в
настоящее время является ос-
новным типом как усилитель-
ного, так и ключевого при-
бора.
Транзистор
Транзистор
С МДП-затвором
,7 канал р-зигл
Подложка
Транзистор
С р-n-затвором
ДО
Рис.
В полевом транзисторе с р-п-затвором (рис. В. 10, б), предложен-
ном В. Шокли в 1952 г., используется зависимость толщины канала —
слоя полупроводника, заключенного между двумя р-п-переходами,—
от приложенного к переходам обратного напряжения. Если на р-п-
переход, лежащий под затвором 3, подать обратное напряжение, то
переход расширится, а толщина канала станет меньше; при этом элек-
трическое сопротивление канала возрастет и ток в его цепи уменыпит-
' И
ся. Полевой транзистор с р-п-затвором представляет собой усилитель-
ный прибор.
Влияние поперечного электрического поля на концентрацию под-
вижных носителей заряда у поверхности полупроводника использо-
вали американские ученые Д. Кинг и М. Аталла, создав в 1960 г.
полевой транзистор, в котором затвор 3 изолирован от канала не р-п-
переходом, а тонким слоем диэлектрика (рис. В. 10, в). При опреде-
ленной величине напряженности электрического поля затвора в при-
поверхностном слое полупроводника становится преобладающей кон-
центрация неосновных носителей заряда, т. е. происходит инверсия
проводимости. Образуется поверхностный канал, соединяющий об-
ласти истока И и стока С. Проводимость канала, а следовательно и
ток выходной цепи «исток — сток» управляются напряжением затвора.
Полевой транзистор с изолированным затвором является усилитель-
ным и ключевым прибором.
Изобретенный в 1959 г. американским ученым Н. Голоньяком клю-
чевой полупроводниковый прибор — тиристор — представляет собой
систему из трех взаимодействующих переходов ЭПг, КП, ЭПг, вклю-
ченных встречно-последовательно (рис. В. 10, г). Здесь используется
взаимозависимость токов инжекции эмиттерных переходов ЭПг, ЭП2
и влияние их на величину обратного сопротивления коллекторного
перехода КП.
§ В.З. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ КАК ЭЛЕМЕНТЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
Электронные приборы относятся к изделиям, которые не имеют
самостоятельного независимого применения. Их используют в каче-
стве простейших составных частей аппаратуры, не подлежащих сборке,
разборке и ремонту в процессе производства и эксплуатации, поэтому
они называются элементами радиоэлектронной аппаратуры.
Функции, выполняемые элементами радиоэлектронной аппаратуры,
чрезвычайно многообразны, однако в зависимости от основного назна-
чения можно выделить две основные задачи, решаемые ими:
1) преобразование энергии;
2) преобразование сигналов.
Примером первой задачи является преобразование энергии сол-
нечного света в электрическую, которое может осуществляться с по-
мощью полупроводниковых диодов (солнечные батареи). Полупровод-
никовые диоды, тиристоры и мощные транзисторы могут служить для
преобразования переменного тока в постоянный в источниках питания
или, наоборот, постоянного тока в переменный. Во всех случаях важ-
ную роль играет к. п. д., т. е. минимум потерь энергии при преобра-
зовании.
Более распространено другое применение электронных прибо-
ров — для преобразования сигналов. При этом мгновенные значения
переменного тока или напряжения либо мгновенные значения их
амплитуды, фазы, частоты используют в качестве сигналов, несущих
информацию, подлежащую передаче, приему, хранению, распределе-
нию или обработке. Задача электронного прибора заключается в вы-
12
делении сигнала на фоне шумов, усилении сигнала, преобразовании тех
или иных параметров сигнала с минимальной потерей отображаемой
им информации, кратковременном или длительном хранении сигнала,
логической обработке групп сигналов. Во всех этих случаях помимо
затрачиваемой на обработку сигнала мощности важное значение имеет
минимальная потеря информации, минимальное искажение сигнала.
В зависимости от вида энергии воздействия на входе прибора и
энергии отклика на его выходе различают четыре основных класса
электронных приборов:
1)	электропреобразовательные приборы — и на входе и на выходе
сигналы электрические;
2)	электросветовые приборы — на входе электрический сигнал,
на выходе световой;
3)	фотоэлектрические приборы — на входе световой сигнал, на
выходе электрический;
4)	термоэлектрические приборы — на входе тепловой сигнал,
на выходе электрический.
Отметим в заключение три важных направления дальнейшего раз-
вития электронных приборов.
Успехи полупроводниковой технологии, достигнутые за последние
15—20 лет, привели к возникновению перспективного и быстро раз-
вивающегося класса полупроводниковых приборов — интегральных
микросхем. Интегральная микросхема представляет собой миниатюр-
ный, конструктивно завершенный функциональный узел радиоэлект-
ронной аппаратуры, включающий в себя большое количество взаимо-
связанных элементарных полупроводниковых и других приборов,
совместно выполняющих определенную функцию формирования, хра-
нения или обработки сигналов. Интегральные микросхемы, позволяю-
щие существенно уменьшить габариты и стоимость аппаратуры, по-
высить ее надежность, составляют предмет микроэлектроники.
В последнее десятилетие на стыке электроники и оптики начала
формироваться новая область техники — оптоэлектроника, привле-
кающая для решения задач формирования, хранения и обработки сиг-
налов наряду с методами электроники методы оптики. В данном курсе
рассмотрены простейшие приборы этого класса — оптопары.
Еще один класс перспективных приборов — акустоэлектронные
приборы-, в них осуществляются преобразование поступающих на
вход электрических сигналов в акустические, обработка сигналов в
акустической форме и затем преобразование сигналов вновь в электри-
ческие. Эти приборы пока еще находятся в стадии исследования и раз-
работки.
ГЛАВА 1
КАЧЕСТВО ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ И ЕГО ОЦЕНКА
§ 1.1. ПОКАЗАТЕЛИ КАЧЕСТВА ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Любое изделие обладает практически бесконечным числом свойств,
т. е. объективно присущих ему особенностей, проявляющихся при взаи-
модействии с окружающими его предметами и средой. Свойства, имею-
щие существенное значение для использования изделия по назначению,
называют определяющими. Совокупность свойств изделия, определяю-
щих его пригодность удовлетворять потребности в соответствии с наз-
начением, называется качеством изделия (ГОСТ 15467—70). Количест-
венные характеристики определяющих свойств называют показателя-
ми качества изделия.
Определение перечня показателей качества и установление для них
шкал значений являются одной из важнейших задач оценки качества.
Принятая в СССР методика оценки качества промышленной продук-
ции (ГОСТ 2.116—71) рекомендует использовать восемь групп показа-
телей качества: 1) показатели назначения; 2) показатели надежности;
3) эргономические показатели; 4) эстетические показатели;'5) показа-
тели технологичности; 6) показатели стандартизации и унификации;
7) патентно-правовые показатели; 8) экономические показатели. Для
потребителей электронных приборов наибольшее значение имеют по-
казатели назначения и надежности, а также экономические показате-
ли и определяющие их показатели технологичности, стандартизации
и унификации. Рассмотрим более подробно эти группы показателей.
Показатели назначения
Показатели назначения характеризуют полезный эффект- от ис-
пользования и область применения изделия. К показателям назначе-
ния относят основные параметры, функциональные параметры и до-
пустимые уровни воздействия окружающей среды.
Основные параметры. Эти параметры определяют функциональные
возможности электронного прибора, например, выходную мощность
и максимальную рабочую частоту генераторной лампы, максимальный
выпрямленный ток и допустимое обратное напряжение выпрямитель-
ного диода, напряжение и предельный ток стабилитрона и т. д. Ос-
новные параметры используются для установления оптимальной но-
менклатуры приборов данного типа, обеспечивающей минимум суммар-
ных затрат при их производстве и эксплуатации. С этой целью в государ-
ственных стандартах регламентируются ряды допускаемых значений
основных параметров и их сочетаний (параметрические ряды).
14
В качестве примера на рис. 1.1 показаны разрешенные стандартом
сочетания максимально допустимых коллекторного напряжения
^КБтах И ИМПУЛЬСНОГО КОЛЛСКТОрНОГО ТОКЭ /ц игаах* а ТЭКЖв ГрЭНИЧНОЙ
частоты /гР для биполярных транзисторов (ГОСТ 17466—72).
Регламентация до-
пускаемых значений ос-
новных параметров эко-
номически целесообраз-
на лишь в том случае,
если принципиально воз-
можна замена любого
прибора другим прибо-
ром с большим или мень-
шим значением основно-
го параметра. Посколь-
ку такая замена повы-
шает стоимость эксплуа-
тации (например, за счет
неэффективного исполь-
зования мощности прибора, увеличения его габаритов и массы
и т. д.), уменьшение числа номиналов в параметрическом ряду увели-
чивает эксплуатационные расходы для всей совокупности, а увеличе-
ние числа номиналов приводит к росту затрат на разработку и произ-
водство всей совокупности. Отсюда вытекает задача оптимизации ряда
(рис. 1.2). Исходной информацией являются: спрос на номиналы, ве-
личина дополнительных затрат при
замене номинала на ближайший,
зависимость стоимости разработки
и производства прибора от числа
номиналов основного параметра.
Оптимизация параметрических
рядов электронных приборов пред-
ставляет собой трудную задачу, и
практически установленные стан-
дартами ряды обосновываются в
значительной мере интуитивно, тем
не менее и в этом случае обеспечи-
вается несомненный экономический
эффект.
Эти параметры характеризуют вы-
полнение электронным прибором своей функции. Их часто называют
электрическими, электромагнитными, световыми и т. д. в зависимости
от вида энергии сигнала.
Для достаточно полного описания функциональных свойств того
или иного электронного прибора требуется целая система взаимонеза-
висимых параметров, при этом существует ряд более или менее равно-
ценных систем. С другой стороны, контроль всех параметров в процессе
производства с целью подтверждения качества прибора экономически
невыгоден. Из этих соображений в технических условиях (ТУ) на при-
сдммарные затраты
Производ-
ственные
затраты
Эксплуата-
ционные
затраты
Число типа оминалой
Рис. 1.2
Функциональные параметры,


15
бор устанавливаются номенклатура функциональных параметров,
способы их задания, разбивка параметров по категориям испытаний.
Обычно параметров, указываемых в ТУ, недостаточно для исчер-
пывающего расчета принципиальной схемы электронного устройства.
Поэтому используют дополнительные параметры, определяемые в ходе
проектирования экспериментально на достаточно большой, статисти-
чески представительной партии. Ряд подобных параметров указывает-
ся также в справочниках по электронным приборам.
Численное значение функциональных параметров, установленное
техническими условиями или государственным стандартом, называется
номинальным значением или номиналом. Номинальные значения функ-
циональных параметров устанавливают, исходя их технологических
возможностей производства и потребностей применения на основе
статистической обработки результатов испытаний опытных партий
приборов.
Однако в условиях производства не удается обеспечить строгое
соблюдение номиналов и фактическое значение параметров отличается
от номинального, т. е. всегда существует разброс параметров, обуслов-
ленный рядом производственных причин (неоднородностью и непол-
ным соответствием нормам материалов, неточностью изготовления дета-
лей, отклонением режимов технологической обработки, неточностью
сборки и т. д.).
Обычно устанавливают максимально допустимое отклонение зна-
чений параметров от номинала. Его называют допуском и выражают
либо в процентах, либо в крайних значениях параметра. При проек-
тировании аппаратуры допустимый разброс параметров электронных
приборов обязательно учитывают, с тем чтобы нормальная работа ап-
паратуры обеспечивалась на любых образцах приборов данного типа
без их подбора и подстройки.
Разброс параметров зависит от совершенства технологических про-
цессов и квалификации производственного персонала; чем меньше
допустимый разброс параметров, тем дороже обходятся приборы в
производстве.
Допустимые уровни воздействий. Окружающая среда может ока-
зывать сильное воздействие на электронные приборы и коренным обра-
зом изменять их свойства. Поэтому оценка и учет возможного влияния
внешней среды необходимы как при разработке, так и при использо-
вании электронных приборов.
Существует две группы факторов окружающей среды, оказываю-
щих влияние на свойства электронных приборов (рис. 1.3): механиче-
ские воздействия (вибрации, удары, ускорения, акустические шумы
и т. д.) и климатические воздействия (температура, влага, атмосферный
воздух, пыль, радиация и др.). Все виды механических и климатических
воздействий регламентированы ГОСТ 16962—71. Установленные сте-
пени жесткости механических воздействий показаны в табл. 1.1, 1.2.
Воздействие влаги регламентировано в виде дождя, инея, соляного ту-
мана, наката волны, пребывания в воде, повышенной влажности
(табл. 1.3). Градации установлены также для солнечной радиации, пыли
и других факторов.
16
Степени жесткости вибрационных нагрузок
Таблица 1.1
Степень жесткости	Максималь- ное ускорение g	Диапазон частот, Гц	Степень жесткости	Максималь- ное ускорение g	Диапазон частот, Гц
I	0,5	1—35	XI	5	1—2000
II	1	1—60	XII	10	1—2000
III	О	1—60	XIII	15	1—2000
IV	5	1—80	XIV	20	1—2000
V	1	1 — 100	XV	20	1—3000
VI	5	1—200	XVI	10	1—5000
VII	10	1—20	XVII	20	1—5000
VIII	5	1—600	XVIII	30	1—5000
IX	10	1—600	XIX	40	1—5000
X	10	1—1000	XX	40	100—5000
Для определения возможности использования электронного прибо-
ра в условиях ожидаемых воздействий окружающей среды надо знать
поведение прибора в этих условиях. Оно характеризуется главным об-
разом четырьмя параметрами: механической устойчивостью, прочно-
стью, климатической устойчивостью и радиационной стойкостью.
При необходимости могут привлекаться и другие показатели в соот-
ветствии с характером воздействия среды.
Механической устойчивостью называют способ-
ность изделия нормально выполнять свои функции в условиях меха-
Таблица 1.2
Степени жесткости ударов, линейных ускорений и
акустических шумов
Степень жестко- сти	Одиночные удары		Многократные удары		Линейные ускорения	Акустические шумы
	макси- мальное ускоре- ние g	длитель- ность удара. мс	макси- мальное ускоре- ние g	длитель- ность УДара мс	максималь- ное ускорение g	звуковое давление, дБ
I	4	40—60	15	2—15	10	130
II	20	20—50	40	2—10	25	140
III	75	2—6	75	2—6	50	150
IV	150	1—3	150	1—3	100	160
V	500	1—2	—	—	150	170
VI	1000	0,2—1	—	—	200	В диапазоне
VII	1500	0,2—0,5	—	—	500	50—10 000 Гц
VIII	3000	0,2—0,5	—	—			
1 ь				•ьлис.		
17
ИНСТИТУТА
W ” VL’.
нических воздействий. Различают виброустойчивость и ударную ус-
тойчивость. Их оценивают максимальной величиной воздействия, при
котором отклонение функций прибора не превышает установленной
нормы.
Прочность изделия, характеризующая его способность про-
тивостоять разрушающему механическому воздействию, оценивается
максимальной величиной воздействия, после которого параметры изде-
лия остаются в норме. Различают вибропрочность и ударную прочность.
Климатическая устойчивость — это способность
изделия выполнять свои функции и во время и после воздействия. Она
также характеризуется максимально допустимой степенью жесткости
воздействия.
Таблица 1.3
Степени жесткости повышенной влажности
Степень жестко- сти	Верхнее значение относительной влажности	Среднемесячное значение влаж- ности в наибо- лее теплый и влажный периоды	Продолжи- тельность воздействия в течение года» мес.
I	80% при 25°С, без конденсации влаги	65% при 20°С	12
II	08% при 25°С, без конденсации влаги	80% при 20°С	2
III	98% при 25°С, без конденсации влаги	80% при 20°С	6
IV	100% при 25°С, с конденсацией влаги	80% при 20еС	6
V	100% при 25°С, с конденсацией влаги	90% при 20сС	12
VI	98% при 35°С, без конденсации влаги	80% при 27°С	3
VII	98% при 35°С, без конденсации влаги	80% при 27°С	12
VIII	100% при 35°С, с конденсацией влаги	90% при 27°С	12
18
Под воздействием температуры может иметь место обратимое из-
менение параметра 7? прибора, его характеризуют температурным
коэффициентом
ТК7? = ^~ RT2~R'-.	(1-1)
-*'Ср *2	* 1
Необратимое изменение параметра /?, возникающее при длительном
воздействии температуры, определяют коэффициентом температурной
нестабильности
КТН/?= Ri~Ri ,	(1.2)
Al
где Ri и R 2 — значения параметра до и после воздействия темпера-
туры.
Радиационная стойкость характеризует способность
электронного прибора сохранять основные параметры в пределах норм
под воздействием проникающей радиации. Ее оценивают допустимыми
значениями дозы и интенсивности излучения. При этом различают воз-
действие у-излучения, при котором изменение параметров прибора
обусловливается возбуждением и ионизацией атомов, активизацией
химических реакций и носит в основном обратимый характер, и воз-
действие потока нейтронов, которое приводит к нарушению структуры
вещества, распаду молекулярных цепей, вызывает остаточные измене-
ния свойств электронных приборов.
Показатели надежности
По мере совершенствования элементной базы радиоэлектронной
аппаратуры становится возможным создание устройств, обладающих
более широкими функциональными возможностями. Однако усложне-
ние функций, выполняемых радиоэлектронным оборудованием, со-
провождается значительным ростом числа входящих в него элементов
либо повышением их сложности.
Если на первом этапе развития электроники (до 1950 г.) макси-
мальное число элементов в радиоэлектронном устройстве не превы-
шало 1000, то с появлением транзисторов оно возросло на два порядка
и стало достигать 100 тыс. Развитие микроэлектроники привело к уве-
личению этого числа еще на один-два порядка. К 1970 г. радиоэлект-
ронное оборудование самолета включало сотни тысяч элементов; обо-
рудование связи и управления атомной подводной лодки, искусствен-
ного спутника Земли, космического корабля — несколько миллионов
элементов. Разрабатываемые в последнее десятилетие крупнейшие си-
стемы связи и управления, такие, как Единая автоматизированная
система связи Советского Союза, отраслевые автоматизированные си-
стемы управления, общегосударственная автоматизированная система
сбора и обработки народнохозяйственной информации, будут иметь в
своем составе миллиарды электронных элементов.
При этом отметим, что расширение областей применения радио-
электронного оборудования, обусловленное ростом его функциональ-
19
пых возможностей и практическими потребностями, сопровождается
значительным повышением ответственности выполняемых им функ-
ций, особенно в таких объектах, как самолеты, ракеты, подводные
лодки, космические корабли, где выход из строя оборудования может
повлечь за собой тяжелые аварии и катастрофы.
Высокая ответственность функций подобного радиоэлектронного
оборудования обусловливает высокие требования к его способности
полноценно сохранять свои функции в течение определенного проме-
жутка времени. Это важное свойство изделия — быть работоспособ-
ным не только в данный момент, но и в течение некоторого последую-
щего времени — называется надежностью.
По определению ГОСТ 13377—75, «надежность — это свойство
объекта выполнять заданные функции, сохраняя во времени значения
установленных показателей в заданных пределах, соответствующих
заданным режимам и условиям использования, технического обслу-
живания, ремонтов, хранения и транспортирования».
Надежность объекта зависит от надежности входящих в него эле-
ментов, поэтому чем больше элементов в объекте, тем выше должна
быть надежность каждого элемента для обеспечения заданной надеж-
ности объекта. По этим причинам к электронным приборам, исполь-
зуемым в ответственном оборудовании, предъявляются высокие тре-
бования в отношении надежности и показатели надежности относятся
к важнейшим показателям их качества.
Безотказность. Это свойство электронного прибора можно харак-
теризовать вероятностью безотказной работы p(t) в течение, определен-
ного промежутка времени t. Для уяснения рассмотрим рис. 1.4, на
котором в относительных единицах n(t)/N показано изменение с тече-
нием времени t числа исправных приборов п (t) в длительно работаю-
щей большой партии, состоявшей первоначально из N приборов (ге-
неральная совокупность). В каждый момент времени t величину n(t)/N
можно принять за вероятность безотказной работы p(t) любого от-
дельно взятого прибора из данной генеральной совокупности:
р(0 = ^-.	(1.3)
Однако практически для нахождения зависимости n(t)/N может
быть взята лишь некоторая часть NB генеральной совокупности (слу-
чайная выборка). Поэтому получаемые при испытаниях значения
p*(t) будут лежать в некоторых пределах заштрихованной области
pt(t)—pz(t), ширина которой зависит от размера выборки.
При современных высоких нормах на безотказность электронных
приборов задать в ТУ требования по р (/) не представляется возможным,
так как для проверки соответствия изделий требованиям пришлось
бы брать слишком большие, экономически невыгодные размеры выбор-
ки. При реально возможных размерах выборки величина р2 (/) не полно-
стью характеризует надежность приборов и ее значение нельзя исполь-
зовать для расчета надежности аппаратуры.
По этим причинам для контроля безотказности электронных при-
боров в ТУ указывается минимальное время безотказной работы конт-
20
рольной выборки — минимальная наработка Тт1п. Величина мини-
мальной наработки определяет гарантии поставщика на отсутствие от-
казов изделий в аппаратуре в пределах данного времени при соблюде-
нии установленного режима работы.
В качестве справочного показателя безотказности электронных
приборов при расчете надежности аппаратуры используют интенсив-
ность отказов
— <1Л)
'“Ср
представляющую собой отношение числа отказов приборов Дп за малый
промежуток времени к длительности промежутка Д/ и среднему за про-
межуток числу пср годных приборов, т. е. удельную скорость выхода
приборов из строя.
Зависимость интенсивности отказов 7.(0 от времени показана на
рис. 1.5. На начальном участке / наблюдается повышенная интенсив-
ность отказов, связанная с проявлением скрытых производственных
дефектов. Отрезок времени, соответствующий этому участку характе-
ристики, называют периодом приработки. На участке// интенсивность
отказов более или менее постоянна. Это период нормальной эксплуата-
ции. На участке /// начинают проявляться износ и старение, интен-
сивность отказов постепенно возрастает, преобладающими здесь яв-
ляются отказы, вызванные постепенным изменением параметров.
Как справочный показатель интенсивность отказов определяют
отношением числа отказов Дп в выборке из п изделий к суммарной на-
п
работке этих изделий У /z за время испытания 7:
Х=-^.	(1.5)
i=i
Если число отказов за время испытаний оказалось равным нулю,
то принимают Д/г О,69.
Долговечность. Это свойство изделия определяет продолжитель-
ность сохранения работоспособного состояния прибора в процессе
21
эксплуатации. Долговечность электронных приборов характеризуют
гамма-процентным ресурсом Tv, который представляет собой мини-
мальное время безотказной работы определенного процента (у) при-
боров в контрольной выборке. Например, 90%-ный ресурс Ту—10 000ч
означает, что в контрольной выборке 90% приборов безотказно про-
работают не менее 10 000 ч.
Величину у можно трактовать как вероятность безотказной работы
р(0 в течение времени Tv.
Сохраняемость. Это свойство приборов оставаться работоспособ-
ными в процессе хранения и транспортировки. Показателем сохраня-
емости является гамма-процентный срок сохраняемости, т. е. мини-
мальное время хранения и транспортировки, в течение которого ос-
таются работоспособными у (в процентах) приборов в контрольной
выборке.
Экономические показатели
Экономические показатели для потребителя — это затраты на при-
обретение изделия, проведение исследований и конструкторских ра-
бот, связанных с внедрением данного изделия в новую разработку и
производство, затраты на его эксплуатацию. На экономические пока-
затели изделия влияют показатели безотказности, долговечности,
сохраняемости, технологичности (в том числе трудоемкости установки
и обслуживания), а также показатели патентозащищенности и патент-
ной чистоты. Особое значение имеют показатели стандартизации и
унификации. Рассмотрим их более подробно.
Показатели стандартизации и унификации. Стандартизация —
это «установление и применение правил с целью упорядочения дея-
тельности...» (ГОСТ 1.0—68). Для электроники стандартизация имеет
особенно важное значение ввиду исключительно широкого примене-
ния ее изделий в аппаратуре, приборах и оборудовании, используемых
во всех отраслях народного хозяйства, при многообразии и высоком
уровне требований, ввиду постоянного роста номенклатуры, а также
сложности процессов разработки, производства и эксплуатации.
Показателем стандартизации и унификации электронной аппара-
туры является степень ее. насыщенности стандартными, унифициро-
ванными, заимствованными и покупными составными частями. Поэто-
му для потребителей особую значимость имеет повышение уровня уни-
фикации электронных приборов, обеспечение их преемственности,
взаимозаменяемости и технической совместимости. Это достигается
стандартизацией параметрических рядов электронных приборов, ши-
роким использованием базовых конструкций. Габаритные и присоеди-
нительные размеры, элементы крепления и охлаждения, условия транс-
портировки, консервации и хранения, конструкции упаковки и тары,
правила и рекомендации по применению электронных приборов строго
определены в государственных стандартах. Введены стандарты, регла-
ментирующие методы установления режимов и измерения параметров
электронных приборов, требования к стойкости к внешним воздейст-
виям, что способствует повышению безотказности и долговечности эле-
ктронных приборов.
22
Для потребителей электронных элементов немаловажное значение
имеет также стандартизация нормативно-технической и справочно-
информационной документации, системы обозначений и маркировки,
требований к внешнему виду применяемых электронных приборов.
Все перечисленное составляет в совокупности группу показателей
стандартизации и унификации.
§ 1.2. ОЦЕНКА КАЧЕСТВА ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
База сравнения
Совокупность численных значений показателей качества еще не
дает возможности судить о пригодности изделия для использования
по назначению. Пусть, например, известно, что гамма-процентный
ресурс электронного прибора составляет 100 ч. Но это не характери-
зует пригодность прибора, даже в отношении долговечности. Для си-
стемы однократного действия, например ракеты, такой ресурс может
оказаться вполне достаточным, а для аппаратуры, встраиваемой в
подводный морской кабель связи, данный прибор абсолютно неприго-
ден, поскольку требуемый для этой цели ресурс составляет сотни тысяч
часов. С другой стороны, прибор, имеющий ресурс в сотни тысяч ча-
сов и пригодный по этому параметру для подводной электросвязи,
по-видимому, непригоден для аппаратуры с небольшим ресурсом, так
как его избыточная долговечность, несомненно, принесет ущерб каким-
то другим параметрам.
Отсюда следует, что оценку качества изделия можно осуществить
лишь путем сравнения совокупности его показателей качества со зна-
чениями совокупности показателей, которые в оптимальной или до-
статочной степени отвечают требованиям потребителя к изделию.
В зависимости от целей оценки принятая за базу сравнения сово-
купность показателей может описывать:
гипотетическое изделие будущего, принятое в качестве образца;
существующее изделие, принятое в качестве образца,— прототип.
Совокупность показателей качества, описывающая гипотетическое
изделие будущего, должна быть достаточно реалистичной, так как
лишь в этом случае ее к ожно использовать для практической оценки
уровня качества изделий. Для прототипов различают образцы, отра-
жающие отечественный и мировой уровни качества.
Дифференциальная оценка качества
Выбор базы сравнения — это первый этап оценки качества, вторым
этапом является дифференциальная оценка качества, которая начина-
ется с вычисления относительных значений показателей качества:
<7/= £,/&>/>	(1.6)
где gj — показатель качества оцениваемого изделия; goj — соответ-
ствующий ему показатель качества базового образца.
Если увеличение g, соответствует понижению уровня качества из-
делия, то для оценки используют обратное отношение. Например, от-
23
носительное значение ресурса прибора вычисляют по формуле (1.6),
так как увеличение ресурса соответствует повышению качества при-
бора, а для относительного значения интенсивности отказов берут об-
ратное соотношение показателей, поскольку прибор тем лучше, чем
меньше интенсивность отказов. В тоже время если для g0, установлены
пределы, то для значения gj, выходящего за эти пределы, принимают
<7>=0.
Пусть найдено, что все относительные показатели качества оцени-
ваемого прибора q^\. Это означает, что его уровень качества выше
требуемого. Соответственно при <7,<С1 уровень качества оцениваемого
прибора не отвечает требованиям. При сравнении двух изделий луч-
шим признается то, у которого относительные показатели качества
выше.
Если же часть относительных показателей оказалась меньше еди-
ницы, то не всегда можно сделать однозначный вывод о недостаточном
уровне качества сравниваемого прибора, так как возможна компенса-
ция недостаточной величины одного параметра избыточным значением
другого. В этом случае переходят к оценке качества изделия по комп-
лексным показателям.
Оценка качества по комплексным показателям
Определяющие свойства изделия находятся в различных отноше-
ниях друг с другом: одни из них взаимонезависимы, другие являются
подчиненными или соподчиненными. Отсюда следует, что совокуп-
ность определяющих свойств изделия образует некоторую иерархиче-
скую структуру, вершину которой занимает качество как совокупное
свойство, определяющее пригодность изделия для использования по
назначению. На следующем (первом) уровне находятся свойства, не-
посредственно определяющие качество и не зависящие друг от друга.
В свою очередь каждое из свойств первого уровня может определяться
несколькими независимыми свойствами, которые расположены на
втором, более глубоком уровне иерархии, и т. д.
Иерархической структуре определяющих свойств соответствует
граф качества изделия: его вершины gu отображают показатели каче-
ства, а ребра характеризуют отношения между показателями (рис. 1.6).
Практически граф качества раскрывают до уровней, на которых
находятся свойства, характеризуемые показателями, допускающими
Рис. 1.6
их непосредственное измерение. Та-
кие свойства называют простыми,
а их показатели — единичными. По-
нятие простого свойства является
условным, вытекающим либо из
практических соображений, либо из
уровня знаний. На вышележащих
уровнях находятся показатели, ха-
рактеризующие совокупные свой-
ства изделия, определяемые неско-
лькими простыми свойствами, соот-
ветствующими нижележащим у ров-
24
ням. Такие показатели, характеризующие несколько свойств изделия,
называют комплексными показателями качества. В вершине графа G
расположен так называемый обобщенный показатель качества, харак-
теризующий совокупность свойств изделия, обусловливающих его
пригодность для использования по назначению.
Существует два вида комплексных показателей качества. Пока-
зателем первого вида называется комплексный показатель, выражен-
ный аналитически через какие-либо показатели качества, находящиеся
на нижележащих уровнях. Например, коэффициент усиления по на-
пряжению сигнала в усилителе на триоде KL„ представляющий собой
отношение напряжения сигнала на выходе усилителя t/Bblx к напряже-
нию сигнала на входе t/BX:
К-U ^вых/^вх»
будет комплексным показателем качества первого вида, если его выра-
зить с помощью известного соотношения (см. гл. 9) через внутренний
коэффициент усиления р, внутреннее сопротивление Rt и номинальное
сопротивление нагрузки Rn0„, рассматриваемые как единичные
показатели качества лампы:
Л" —
Комплексным показателем качества второго вида называется пока-
затель Qt, формируемый из относительных показателей качества qi]t
не связанных с ним функционально. Он имеет вид:
либо средней арифметической
п
(1.7)
/=1
либо средней геометрической
(1.8)
где atj — коэффициенты веса показателей качества i-го уровня, уста-
навливаемые обычно путем опроса экспертов, причем принимается,
что
2а0 = 1-
Наиболее простым является среднее арифметическое, однако его
нельзя применять при больших отклонениях некоторых показателей
от базовых значений, так как при этом происходит нивелировка от-
дельных существенных недостатков изделия. Более чувствительным
к отдельным значительным отклонениям параметров от нормы является
среднее геометрическое.
После того как определены комплексные показатели качества, по-
вторно проводят дифференциальную оценку уровня качества, но уже с
использованием комплексных показателей, и в конечном счете обоб-
щенного показателя качества Q = 2a(Q<> где — коэффициенты
веса комплексных показателей качества.
25
§ 1.3. РЕЖИМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Режим — это совокупность значений факторов, воздействующих
на электронный прибор. Величины, характеризующие режим элект-
ронного прибора, называют параметрами режима. Параметры режима
характеризуют уровни воздействий, которым подвергается прибор;
они определяются свойствами среды в отличие от параметров прибора,
характеризующих отклик на воздействие и определяемых свойствами
прибора.
Для каждого электронного прибора существуют предельные зна-
чения параметров режима, превышение которых в процессе эксплуата-
ции прибора недопустимо, так как это приводит либо к выходу прибора
из строя, либо к недопустимо низкому уровню его функциональных по-
казателей. Предельные значения параметров определяются главным
образом свойствами самих приборов и в некоторой мере условиями их
использования. В процессе работы должны соблюдаться установлен-
ные тепловой и электрический режимы, а также режим воздействия ок-
ружающей среды на прибор.
Тепловой режим
Нормальный тепловой режим — это совокупность значений тепло-
вых факторов, обеспечивающих устойчивое равновесие процессов тепло-
выделения и теплоотвода в приборе при оптимальной температуре.
Устойчивое тепловое равновесие наступает при температуре Т,
при которой поддерживается равенство подводимой РП0ЛВ и отводимой
Ротв мощностей:
Pq-ib — Рпояв	(1 -9)
и соблюдается условие
дРпОЛВ дРртВ	/1 tn\
дТ дТ *
Тепловая перегрузка прибора возникает либо в случае нарушения
условий теплового равновесия (1.9), (1.10), либо когда эти условия воз-
никают при слишком высокой температуре прибора, недопустимой с
точки зрения его теплофизических свойств, вследствие чего прибор
выходит из строя (плохой теплоотвод). Таким образом, тепловая пере-
грузка прибора ограничивает подводимую к нему электрическую мощ-
ность и допустимую температуру окружающей среды, а также опреде-
ляет требования к теплоотводу.
Электрический режим
Нормальный электрический режим — это совокупность значений
электрических напряжений (токов), которые должны подаваться на
электроды прибора для обеспечения его нормальной работы. Если
электрическое напряжение, приложенное к прибору, чрезмерно велико,
оно может вызвать ионизацию среды, электрический пробой и ряд дру-
26
гик нежелательных эффектов *. Это фактор, ограничивающий область
допустимых электрических режимов прибора сверху. Но чрезмерное
снижение напряжений питания также нарушает нормальное протека-
ние процессов в приборе. Это фактор, ограничивающий область до-
пустимых режимов снизу. Слишком высокая частота сигнала или ско-
рость переключения, ненормальная нагрузка и т. д. также нарушают
нормальное функционирование прибора, поэтому их допустимые зна-
чения являются факторами режима.
В зависимости от продолжительности управляющего воздействия
различают статический, квазистатический и динамический режимы.
В статическом режиме все параметры режима постоянны, т. е. не за-
висят от времени. В квазистатическом режиме воздействия изменяются
медленно и не сказываются на свойствах прибора; они остаются таки-
ми же, как и в статическом режиме. В динамическом режиме управля-
ющие воздействия изменяются столь быстро, что на свойствах и пара-
метрах прибора сказывается время его реакции. Различие свойств
электронных приборов в статическом и динамическом режимах вызы-
вается рядом причин, которые будут рассмотрены при изучении кон-
кретных типов приборов.
Режим воздействия окружающей среды
В реальных условиях электронные приборы находятся под ком-
плексным воздействием ряда факторов окружающей среды, поэтому
для правильного конструирования и применения электронных прибо-
ров ГОСТ 21322—75 установлены классы изделий электронной техники,
предназначенных для общепромышленного и бытового применения,
по условиям их эксплуатации.
Стандарт предусматривает шесть групп исполнения по условиям
механических воздействий (в скобках указаны степени жесткости по
вибрационным и ударным воздействиям, табл. 1.1 и 1.2):
группа Ml — стационарная аппаратура на неподвижных объектах;
предусмотрены специальные меры защиты при перевозке (I.I);
группа М2 — полустационарная аппаратура, не работающая на
ходу (II.I);
группа М3 — аппаратура, работающая на ходу на промышленных
передвижных машинах, на подвижном оборудовании (III.I);
группа М4 — аппаратура, работающая на ходу, переносимая, на
пассажирском автотранспорте, железнодорожном транспорте и судах
при частоте вращения гребного винта не более 1200 об/мин (IV.I);
группа М5 — аппаратура, работающая на ходу, гусеничные маши-
ны и скоростные суда (VI.II);
группа Мб — аппаратура на объектах, имеющих мощные источники
вибраций, и для общего применения в промышленности при наличии
вибраций (IX.II).
* Исключение составляют полупроводниковый стабилитрон и лавинный тран-
зистор, для которых электрический (но не тепловой!) пробой является нормальным
режимом работы.
27
Таблица 1.4
Классификация изделий по климатическим условиям эксплуатации
Категория изделия	Условия эксплуатации	Климат	Температура, сС		Отн оси- тельная влаж- ность
			верхнее значение	нижнее значение	
1	Работа на открытом воз-	Умеренный (У)	+40	—40	IV
	духе	Холодный (ХЛ) Любой (О)	+40 +45	—60 —60	IV VIII
1.1	Кратковременная работа	Умеренный	+40	—40	11
	иа открытом воздухе, в ос-	Холодный	+40	—60	II
	тальное время—в помеще- нии с регулируемым кли- матом	Любой	+45	—60	VIII
2	Работа в палатках, кузо-	Умеренный	+40	—40	
	вах; работа с аппаратурой в кожухах на открытом воз- духе или под навесом	Холодный Любой	+40 +45	—60 —60	VIII
3	Работа в помещениях с	Умеренный	+40	—40	III
	нерегулируемым климатом	Холодный Любой	+40 +45	—60 —60	III VIII
4	Работа в помещениях с	Умеренный	+35	+ 1	1
	регулируемым	климатом	Холодный	+35	+ 1	I
	(жилые дома)	Любой	+45	+ •	VII (VI)
Классификация изделий по климатическим условиям эксплуатации
дается ГОСТ 15150—69. Этот стандарт предусматривает десять видов
климатического исполнения, пять укрупненных и три дополнительных
категории размещения. Некоторые из них для примера представлены
в табл. 1.4, степени жесткости по влажности, указанные в послед-
нем столбце, соответствуют табл. 1.3.
ГЛАВА 2
ОСНОВЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
§ 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОЛУПРОВОДНИКАХ
Виды полупроводников. К полупроводникам относятся вещества,
занимающие по величине удельной электрической проводимости про-
межуточное положение между проводниками (металлами) и диэлектри-
ками. Значения удельной электрической проводимости этих трех клас-
сов веществ приведены в табл. 2.1.
Таблица 2.1
Электропроводность .веществ
Класс вещества	Удельная электрическая проводимость, См/см	Удельное электрическое сопротивление, Ом-см |
Проводники	10*	<ю->
Полупроводники	10’—10-ю	|0—*—10*0
Диэлектрики	<10-10	> 10*«
Основным признаком, выделяющим полупроводники как особый
класс веществ, является сильное влияние температуры и концентрации
примесей на их электрическую проводимость. Так, например, даже при
сравнительно небольшом повышении температуры проводимость полу-
проводников резко возрастает (до 5—6% на ГС). Проводимость же ме-
таллов с ростом температуры не увеличивается, а падает очень незначи-
тельно: изменение составляет десятые доли процента на 1°С. Введение
примеси в полупроводник в количестве 10-7—10-9% уже существенно
увеличивает его проводимость.
У большинства полупроводников сильное изменение электрической
проводимости возникает под действием света, ионизирующих излуче-
ний и других энергетических воздействий. Таким образом, полупровод-
ник — это вещество, удельная проводимость которого существенно
зависит от внешних факторов.
Полупроводники представляют собой наиболее многочисленный
класс веществ. К ним относятся химические элементы: бор, углерод,
кремний, фосфор, сера, германий, мышьяк, селен, серое олово, теллур,
йод, химические соединения CuCl, CaAs, GeSi, CuO, PbS и др., боль-
шинство минералов — природных химических соединений, число ко-
торых доходит до 2000, и многие органические вещества.
В электронике находит применение лишь ограниченное число полу-
проводниковых веществ. На первом месте среди них стоят германий,
кремний, арсенид галлия, используемые в качестве основы при изго-
29
товлении полупроводниковых приборов. Бор, фосфор, мышьяк и не-
которые другие вещества используют в качестве примесей.
Структура полупроводников. Применяемые в электронике полупро-
водники имеют монокристаллическую структуру. Это означает, что
во всему объему такого вещества атомы размещены в строго периоди-
ческой последовательности на определенных постоянных расстояниях
друг от друга, образуя так называемую кристаллическую решетку.
У германия и кремния кристаллическая решетка такая же, как у ал-
маза (рис. 2.1): каждый атом («шарик» на рисунке) окружен четырьмя
атомами, находящимися в вершинах правильного тетраэдра. В 1 см3
германия содержится 4,4-1022 атомов, кремния — 5-Ю22 атомов.
Каждый атом кристаллической решетки электрически нейтрален,
но существуют силы, удерживающие атомы в узлах решетки; они воз-
никают за счет валентных электронов. Подобную связь называют ко-
валентной, для ее создания необходима пара валентных электронов.
На рисунке связи условно показаны в виде стержней.
Рис. 2.1
Рис. 2.2
Сущность ковалентной связи можно пояснить на примере объедине-
ния двух атомов водорода (рис. 2.2, а) в молекулу. При этом два ва-
лентных электрона образуют общую электронную оболочку молекулы
(рис. 2.2, б) и силы притяжения к ним протонов уравновешиваются си-
лами взаимного их отталкивания. При увеличении расстояния между
протонами, входящими в молекулу, возникают силы притяжения, а
при уменьшении — силы отталкивания. Равновесное состояние систе-
мы частиц соответствует минимуму потенциальной энергии и является
устойчивым, так как для разрушения молекулы необходима затрата
энергии.
В германии и кремнии, являющихся четырехвалентными элемен-
тами, на наружной оболочке имеется по четыре валентных электрона,
поэтому каждый атом образует четыре ковалентных связи с четырьмя
ближайшими от него атомами.
Носители заряда в полупроводнике
Виды зарядов. В рассмотренной идеальной кристаллической ре-
шетке все электроны связаны со своими атомами, поэтому такая струк-
тура не проводит электрический ток. Однако в полупроводниках (что
30
коренным образом отличает их от диэлектриков) сравнительно неболь-
шие энергетические воздействия, обусловленные нагревом или облу-
чением, могут привести к отрыву некоторых электронов от своих ато-
мов. Такие освобожденные от валентной связи электроны обладают
способностью перемещаться во кристаллической решетке, их называ-
ют электронами проводимости.
В квантовой механике показывается, что энергетические состояния
электронов проводимости образуют целую зону значений (уровней)
энергии, называемую зоной проводимости. В интервале значений энер-
гий от W до число энергетических уровней, на которых могут
находиться электроны проводимости, равно [11
dN = 4^Дпт" (W — Wcy/*dW,	(2.1)
где тп — эффективная масса электрона проводимости (в германии и
кремнии, например, она составляет 0,22—0,33 от массы покоя соответ-
ственно); Wc — минимальный уровень энергии электрона (дно) зоны
проводимости; /г=6,62-Ю-34 Дж-с — постоянная Планка.
В соответствии с принципом Паули в одном и том же энергетиче-
ском состоянии могут находиться лишь два электрона, имеющих при
этом различные спины.
Энергетические состояния валентных электронов также образуют
зону уровней энергии, называемую валентной. Максимальный уро-
вень энергии (потолок) этой зоны обозначим W„ (рис. 2.3, а).
При разрыве валентной связи и уходе электрона из атома в крис-
таллической решетке образуется незаполненная связь (дырка), ко-
торой присущ нескомпенснрованный положительный заряд, равный
по величине заряду электрона е. Поскольку на незаполненную связь
легко переходят валентные электроны с соседних связей, чему способ-
ствует тепловое движение в кристалле, место, где отсутствует валент-
ный электрон, хаотически перемещается по решетке. При наличии
внешнего электрического поля дырка будет двигаться в направлении,
определенном вектором напряженности поля, что соответствует пере-
носу положительного заряда, т. е. возникает электрический ток.
энергия свободного электрона
Запрещенная
зона
-Зона проба-—
—дикости —
• Электроны
^Дырки
./
-Зона проВо—
=Замости. =
Запрещенная
зона
Валентная
зон
77
-зона прово-=2
=duMoemir=
Запрещенная
зона
-^Валентная
зона
б)	б)
Рис. 2.3
%



X

31
Между максимальным уровнем энергии валентной зоны и ми-
нимальным уровнем энергии зоны проводимости IFC лежит область
энергетических состояний, в которой электроны не могут находиться;
это так называемая запрещенная зона (рис. 2.3, а). Ширина запрещен-
ной зоны \W=WC—WV определяет минимальную энергию, необходи-
мую для освобождения валентного электрона, т. е. энергию ионизации
атома полупроводника. У германия ДИ7=0,72 эВ, у кремния AIF=
= 1,12 эВ, у арсенида галлия Л 117= 1,41 эВ, следовательно, ширина за-
прещенной зоны зависит от структуры кристаллической решетки и
вида вещества.
Схему энергетических состояний электронов, изображенную на
рис. 2.3, называют энергетической диаграммой полупроводника.
Собственные и примесные полупроводники. Полупроводник, имею-
щий в узлах кристаллической решетки только свои атомы, называют
собственным полупроводником-, все величины, относящиеся к нему,
обозначают индексом i (от англ, intrinsic — присущий). В электрони-
ке часто применяют полупроводники, у которых часть атомов основного
вещества в узлах кристаллической решетки замещена атомами другого
вещества; такие полупроводники называют примесными. Для германия
и кремния чаще всего используют пятивалентные (фосфор, сурьма,
мышьяк) и трехвалентные (бор, алюминий, индий, галлий) примеси.
При наличии пятивалентной примеси четыре валентных электрона
примесного атома совместно с четырьмя электронами соседних атомов
образуют ковалентные связи, а пятый валентный электрон оказывается
«лишним». Энергия связи его со своим атомом AIF„ намного меньше
энергии Л IF, необходимой для освобождения валентного электрона
(табл. 2.2).
Таблица 2.2
Значения энергии ионизации пятивалентных примесей
в германии и кремнии
Примесь	Энергия ионизации Л№п, эВ	
	германий	кремний
Фосфор	0,012	0,044
Мышьяк	0,013	0,049
Сурьма	0,0096	0,039
Благодаря небольшой энергии ионизации AIFn пятый электрон
даже при комнатной температуре * может быть оторван от своего атома
за счет энергии теплового движения. При этом образуются электрон
проводимости и неподвижный положительный заряд — атом примеси,
потерявший этот электрон. Такие примеси (отдающие электроны) на-
зывают донорными.
При введении трехвалентной примеси примесный атом отдает три
своих валентных электрона для образования ковалентных связей с
* При Т = 300 К средняя энергия теплового движения микрочастицы !'Т~
я0,026 эВ.
32
тремя близлежащими атомами. Связь с четвертым атомом оказывается
незаполненной, однако на нее сравнительно легко могут переходить
валентные электроны с соседних связей, что видно из табл. 2.3, где
Таблица 2.3
Значения энергии ионизации трехвалеитных примесей
в германии и кремнии
Примесь	Энергия ионизации ДИ/р, эВ	
	германий	кремний
Бор	0,0104	0,045
Алюминий	0,0102	0,057
Галлий	0,0108	0,065
Индий	0,0112	0,160
приведены значения энергии ионизации AlFp некоторых трехвалент-
ных примесей в германии и кремнии.
При перебросе валентного электрона на незаполненную связь при-
месный атом с присоединенным лишним электроном образует в кри-
сталлической решетке неподвижный отрицательный заряд; кроме того,
образуется дырка, способная перемещаться по решетке. Такие приме-
си (захватывающие электроны) называют акцепторными.
На энергетической диаграмме полупроводника донорные и акцеп-
торные примеси образуют локальные энергетические уровни, лежащие
в запрещенной зоне. Уровни доноров находятся около дна зоны прово-
димости, их энергия ионизации равна AU7n (рис. 2.3, б), а уровни
акцепторов — у потолка валентной зоны, их энергия ионизации равна
hWp (рис. 2.3, в).
§ 2.2. КОНЦЕНТРАЦИЯ ЗАРЯДОВ В ПОЛУПРОВОДНИКЕ
Равновесная концентрация зарядов в собственном полупроводнике
Вероятность s(IT) нахождения свободного электрона в энергети-
ческом состоянии W определяется статистической функцией Ферми—
Дирака:
SW = -~ ’	(2-2)
ехр-w~ -1-1
где — уровень энергии, которой электрон может обладать с ве-
роятностью s=l/2 (уровень Ферми); в собственном полупроводнике
он находится примерно посередине запрещенной зоны: U7b«(U7c-f-
+ IFd)/2; kT — средняя энергия теплового движения микрочастицы при
температуре Т К; А=1,38-10“23 Дж/К — постоянная Больцмана.
Из соотношений (2.1), (2.2) можно определить концентрацию
электронов проводимости для собственного полупроводника:
J 2s(W)dNn.	(2.3)
U'c
2 N’ 1604
33
Ц”_ liZp.
При умеренных температурах, когда exp—1, концентра-
ция электронов проводимости для собственного полупроводника
IV'р— We „	— Д1Г
п, = Л\.ехр—exp ,	(2.4)
где Лгс — эффективная плотность состояний в зоне проводимости
(Л7с=5-101в см-* для германия, Л/с=2-1020 см-3 для кремния).
Число дырок в идеальной кристаллической решетке собственного
полупроводника равно числу свободных электронов:
Р, = н(.	(2-5)
На основании приведенного соотношения можно сосчитать, что
при комнатной температуре, т. е. при 7=300 К, число свободных
электронов в германии п,=2,5-1013 см-3.
Поскольку в кристаллической решетке германия в каждом 1 см3
объема находится 4,4-1022 атомов, один свободный электрон прихо-
дится на 1 млрд, атомов вещества. В кремнии при той же температуре
число свободных электронов на три порядка меньше вследствие более
высокой энергии ионизации: лг=1,4-1010 см-3.
Полученные величины концентраций электронов и дырок представ-
ляют собой результат динамического равновесия двух процессов —
генерации и рекомбинации подвижных носителей заряда.
Скорость рекомбинации, т. е. число исчезающих в единицу времени
электронно-дырочных пар, определяется свойствами полупровод-
ника; кроме того, она пропорциональна концентрации электронов и
дырок, так как чем больше число носителей заряда, тем вероятнее
их встреча, завершающаяся рекомбинацией. Таким образом, скорость
рекомбинации
1'рек=Т1«|Р1=Т«Ь
где Vi — коэффициент рекомбинации, определяемый свойствами полу-
проводника.
Скорость генерации — число освобождающихся в единицу времени
электронно-дырочных пар —< зависит от температуры полупроводника
и ширины его запрещенной зоны.
В стационарном режиме должно существовать динамическое равно-
весие — скорость генерации должна равняться скорости рекомби-
нации:
»геи = Т«.?-
Отсюда
. «£=»ген/Т-
Равновесная концентрация зарядов в примесном полупроводнике
Полупроводник с донорной примесью. Обозначим концентрацию
донорной примеси Na. Так как ее энергия ионизации AlFn очень не-
велика (A lFn»0,01 эВ, см. табл. 2.2), то при комнатной и даже более
34
низкой температуре практически все примесные атомы оказываются
ионизированными; кроме того, согласно соотношению (2.4), ионизи-
руется некоторая часть атомов основного вещества п*. Таким обра-
зом, концентрация электронов проводимости в полупроводнике с до-
норной примесью
пп = ЛГд + п’,	(2.6) .
т. е. она больше, чем в беспримесном полупроводнике. Обычно кон-
центрация донорной примеси Na^>n* и
(2.7)
Поскольку скорость рекомбинации носителей заряда в полупровод-
нике пропорциональна концентрации электронов и дырок:
а скорость генерации при малых концентрациях примеси остается той
же, что и в собственном полупроводнике:
Ягеи = Т«Ь
при динамическом равновесии, когда Цген=Црек>
п2 = п„рл.
Отсюда равновесная концентрация дырок в примесном полупровод-
нике
= «?/«„ = «!/ЛГд,	(2.8)
т. е. она значительно ниже, чем в беспримесном полупроводнике.
Поэтому в данном случае дырки называют неосновными носителями
заряда, а электроны, составляющие подавляющую массу подвижных
носителей,— основными носителями заряда. Полупроводник с донор-
ной примесью называют электронным полупроводником или полупро-
водником л-типа (от лат. negative — отрицательный).
Положение уровня Ферми WFn в полупроводнике n-типа можно
определить с помощью соотношений (2.2) и (2.4). Для частичной иони-
зации примесей получаем
tv/ ^с-Ч- kT . 2NC	- q.
При T=0 К уровень Ферми находится посередине между дном зоны
проводимости Wc и уровнем доноров U"n, а с повышением температуры
он постепенно смещается к середине запрещенной зоны.
Полупроводник с акцепторной примесью. Пусть концентрация ак-
цепторов равна Na. Так как акцепторные атомы при комнатной темпе-
ратуре практически все ионизированы (см. табл. 2.3), то концентрация
Дырок
pp=Na + pl,	(2.Ю)
где р* — концентрация дырок, обусловленная ионизацией атомов ос-
новного вещества.
2*
35
Обычно
рг<#а и pp^Na.
Концентрация электронов определяется соотношением, аналогич-
ным (2.8):
np = ri1IPp=nilNa.	(2.11)
Электроны в данном случае являются неосновными носителями
заряда, а дырки — основными носителями заряда. Полупроводник с
акцепторной примесью называют дырочным полупроводником или полу-
проводником р-типа (от лат. positive — положительный).
Положение уровня Ферми WPp в полупроводнике p-типа опреде-
ляется соотношением, аналогичным (2.9):
Wp kT 2NV
(2-12)
При Г=0 К уровень Ферми находится между потолком валентной
зоны Wv и уровнем акцепторов Wp, с повышением температуры он сме-
щается к середине запрещенной зоны.
Неравновесная концентрация зарядов в полупроводнике
В полупроводнике под влиянием различных энергетических воз-
действий может возникнуть неравновесная концентрация зарядов,
после прекращения воздействия избыточные носители постепенно ре-
комбинируют и концентрация вновь становится равновесной.
Образование неравновесных носителей заряда может происходить,
например, при освещении полупроводника. Кванты света с энергией
/iv= 1,5—3 эВ при воздействии на полупроводник вызывают появле-
ние в нем дополнительных электронно-дырочных пар. В полупровод-
никовых диодах и транзисторах неравновесные носители заряда об-
разуются, как увидим далее, ври прохождении электрического тока.
Процесс рекомбинации электронов и дырок может происходить
либо прямым путем — из зоны в зону (рис. 2.4, случай 4), либо через
локальные энергетические уровни в запрещенной зоне, называемые
центрами рекомбинации или ловушками (рис. 2.4, случай Б). Второй
Зона А Б
Лроввдимоатр^^^^^^,^
Запрещенная WomoH ' Локальный
зона	уровень
Валентная
зона « Электроны
о Дырка
Рис. 2.4
механизм рекомбинации явля-
ется более вероятным, чем пер-
вый, так как здесь движется
лишь один носитель заряда, а
другой неподвижен, и вероят-
ность сближения их на рас-
стояние, при котором возмож-
на рекомбинация (~0,1 нм),
значительно выше, чем в слу-
чае, когда оба носителя заря-
да перемещаются по кристал-
лической решетке.
36
Центры рекомбинации создаются примесями, имеющими энергети-
ческие уровни вблизи середины запрещенной зоны полупроводника.
К таким примесям относятся медь, никель, кобальт, золото. Дефекты
решетки, донорные и акцепторные примеси также могут создавать
центры рекомбинации.
Скорость рекомбинации. Пуств в начальный момент при t=G кон-
центрация р=ро- При небольших превышениях неравновесной кон-
центрации р над равновесной рп можно считать, что число рекомбини-
рующих в объеме частиц d (р—рп) пропорционально избыточной кон-
центрации (р—рп) и времени dt:
d(p-pn) = a(p-p„)dt,	(2.13)
где а — коэффициент, определяемый типом полупроводника.
Знак минус указывает, что избыточная концентрация со временем
убывает.
Интегрируя, находим
1п(р — рп) = — at + C.
Определив постоянную интегрирования С=1п(р0—рп), приводим
это соотношение к виду
Р ~ Рл = (Ро ~ Рп) ехР	-	(2.13а)
V
Здесь tp—1/а — время жизни неравновесных носителей заряда (ды-
рок) в полупроводнике; за время t=%p концентрация неравновесных
носителей заряда в полупроводнике убывает в 2,7 раза.
Дифференцируя выражение (2.13а), определим скорость рекомби-
нации неравновесных носителей заряда в объеме полупроводника:
Но рекомбинация может происходить не только в объеме, но и на
поверхности полупроводника, а скорость ее протекания может быть
различной даже в одном и том же типе полупроводника. Время жизни
неравновесных носителей заряда в германии и кремнии может состав-
лять широкий диапазон значений (от долей микросекунды до тысяч
микросекунд) в зависимости от количества и типа примеси, а также
от состояния и чистоты поверхности. Последнее объясняется тем, что
на поверхности полупроводника всегда имеются различные дефекты
структуры, а также пленки окислов и молекулы адсорбированных
газов, которые могут образовывать большое число локальных уровней,
вызывающих интенсивный процесс рекомбинации электронно-дыроч-
ных пар. Роль поверхностной рекомбинации тем выше, чем больше
отношение площади поверхности образца к объему, т. е. чем меньше
размеры образца. Условимся считать в дальнейшем, что т представля-
ет собой эффективное время жизни, определяемое как объемной, так
и поверхностной рекомбинацией носителей заряда, а для неоднород-
ного полупроводника — также скоростью и направлением движения
носителей заряда [6J.
37
§ 2.3. ТОКИ В ПОЛУПРОВОДНИКЕ
Дрейфовый ток
Электроны и дырки в кристалле находятся в состоянии хаотического
теплового движения. При возникновении электрического поля на хао-
тическое движение накладывается компонента направленного движе-
ния, обусловленного действием этого поля. В результате электроны
и дырки начинают перемещаться вдоль кристалла — возникает элек-
трический ток, который называют дрейфовым током.
Подвижность носителей заряда. При движении в полупроводнике
электроны периодически сталкиваются с колеблющимися атомами кри-
сталлической решетки. Обозначив среднее время свободного пробега
электронов 1п и полагая, что движение электронов в промежутке между
столкновениями является равноускоренным, а при столкновении с ре-
шеткой они теряют приобретенную под действием поля скорость, полу-
чим выражение для средней направленной скорости электронов в по-
лупроводнике:
(2.15)
где е=1,6-10-1в Кл — заряд электрона, а рп = ~£г" = ~^п— так
называемая подвижность электронов.
Подвижность электронов зависит от свойств кристаллической ре-
шетки, наличия примесей и температуры. При комнатной температуре
подвижность электронов в германии, как показывают измерения, рав-
на 3900 см2/ (В-с), а в кремнии — 1350 см2/ (В-с). С ростом температуры
вследствие усиления тепловых колебаний решетки подвижность элект-
ронов уменьшается. Экспериментальные исследования приводят к
следующим соотношениям:
р„ = 3,5- Ю’-Т-1'® см2/(В с) — для германия,
р„ = 5,5- 106-Т~<1>6 2-5) см2/(В-с) — для кремния.
Примеси не оказывают существенного влияния на величину под-
вижности при невысоких концентрациях (до 101Б—101’ см-3). При бо-
лее высоких концентрациях подвижность носителей заряда начинает
снижаться вследствие рассеяния электронов на ионах примеси. При
слабых полях (до 100 В/см в германии) подвижность не зависит от
напряженности электрического поля. При значительном увеличении
напряженности поля и соответственно дрейфовой скорости электронов
эффективность их взаимодействия с решеткой возрастает, электроны
теряют во время столкновений относительно большую энергию и их
подвижность начинает снижаться. В германии при напряженности
поля порядка 8 кВ/см подвижность уменьшается пропорционально 1/Е
и с повышением напряженности поля дрейфовая скорость электронов
более не возрастает, достигнув максимального значения vmax=
—6-Ю6 см/с (рис. 2.5). При напряженности поля порядка 100 кВ/см
возникает лавинная ионизация атомов решетки, число носителей за-
ряда и ток резко возрастают, наступает пробой полупроводника.
38
В кремнии максимальное значение дрейфовой скорости гшах=
=8,5’10е см/с.	_
Подвижность дырок в полупроводнике цр—vpIE определяется сред-
ней направленной скоростью дырок vp, приобретаемой под действием
электрического поля Е. Подвижность дырок, по данным измерений,
значительно ниже подвижности электронов. Так, например, подвиж-
ность дырок в германии равна 1900 см2/(В «с), а в кремнии —
430 см2/(В-с). С ростом температуры подвижность дырок снижается
несколько быстрее, чем подвижность электронов, в соответствии со
следующими эмпирическими соотношениями:
р.р=9,1 • 108-Т-2,3см2/(В-с)для германия,
= 2,4  106 • Т ~ <2 •3 + 2 • <> см2/(В • с)
для кремния.
Плотность дрейфового тока. Плот-
ность электронного дрейфового тока
Jnav = — envn=en\knE,	(2.16)
а плотность дырочного дрейфового тока
Jpav = epvp=-ep\ipE.	(2.17)
Суммарная плотность дрейфового
тока
Л₽=^(«Н„+Р1АР)£-	(2.18)
Это выражение представляет собой
закон Ома в дифференциальной форме.
Величина
a = e(np„+pp.F)
является удельной электрической про-
ходимостью полупроводника. Типичная
зависимость ее от температуры предста-
влена на рис. 2.6. При низких темпера-
турах, когда вероятность ионизации соб-
ственных атомов полупроводника мала,
концентрация электронов и дырок оп-
ределяется в основном концентрацией
примеси и слабо зависит от температуры,
так как все примесные атомы ионизиру-
ются при очень низкой температуре.
Удельная электрическая проводимость
падает с ростом температуры за счет
уменьшения подвижности носителей за-
ряда. При достаточно высокой темпера-
туре, минимальное значение Tmjn кото-
39
рой зависит от соотношения собственной и примесной проводимо-
стей, начинает сказываться ионизация собственных атомов полупро-
водника, поэтому концентрация подвижных носителей заряда, а сле-
довательно, и проводимость полупроводника резко возрастают. Значе-
ние температуры Tmln, при которой появляется рост собственной
проводимости полупроводника, тем ниже, чем меньше концентрация
примеси (на рисунке при Лга=10134-101Бсм~3 это значение темпера-
туры равно 100—150°С).
Отметим, что при прохождении дрейфового тока через однородный
полупроводник концентрация носителей заряда в любом элементар-
ном объеме остается постоянной.
Диффузионный ток
Причиной, вызывающей электрический ток в полупроводнике, мо-
жет быть не только электрическое поле, но и градиент концентрации
подвижных носителей заряда. Если тело электрически нейтрально и
в любой его микрообласти суммарный положительный и отрицатель-
ный заряд равен нулю, то различие в концентрациях носителей заряда
в соседних областях не приведет к появлению электрического тока и
электрических сил расталкивания, выравнивающих концентрацию.
Но в соответствии с общими законами теплового движения возникнет
диффузия микрочастиц из области с большей их концентрацией в об-
ласть с меньшей концентрацией, причем плотность диффузионного
тока пропорциональна градиенту концентрации носителей заряда.
В одномерном случае, т. е. когда концентрация частиц изменяется
вдоль одной координаты, может быть написано следующее выражение
для тока дырок:
Jpa<b = -eDp^f.	(2.19)
где Dp — коэффициент диффузии дырок, равный 44 см2/с для германия
и 65 см2/с для кремния; dp/dx — градиент концентрации дырок.
Знак минус указывает, что диффузионный дырочный ток направлен
в сторону уменьшения концентрации дырок.
Плотность диффузионного тока электронов определяется подоб-
ным же соотношением
Jn^=eDnfx.	(2.20)
Здесь Dn — коэффициент диффузии электронов, равный 93 см2/с для
германия и 31 см2/с для кремния; dnldx — градиент концентрации
электронов.
Диффузионный поток электронов движется также в сторону умень-
шения концентрации, однако в соответствии с принятым в электротех-
нике условным направлением электрического тока электронный диф-
фузионный ток считают направленным в сторону увеличения концент-
рации электронов, т. е. навстречу потоку электронов; поэтому перед
правой частью выражения (2.20) стоит знак плюс.
В общем случае в полупроводнике могут существовать и электри-
ческое поле и градиент концентрации носителей заряда. Тогда ток в
4G
полупроводнике будет составляющие:	иметь как дрейфовую, так и диффузионную =	(2.21) Jp=epVtpE-eDp^.	(2.22)
Уравнение непрерывности
Концентрация носителей заряда в элементарном объеме полупро-
водника может изменяться за счет генерации и рекомбинации носителей,
а также вследствие различия в величинах втекающего и вытекающего
токов. Обозначив обусловленную внешними причинами скорость гене-
рации носителей заряда g, скорость рекомбинации и скорость из-
менения концентрации носителей заряда за счет различия в величи-
( dp \
нах втекающего и вытекающего токов -тг , можно написать, что
\ at J j
скорость изменения концентрации носителей заряда в рассматривае-
мом объеме
+ (2'23)
В дальнейшем будем считать, что вызванная внешними причинами
генерация носителей заряда в рассматриваемом объеме отсутствует,
следовательно, g=0. Скорость рекомбинации в соответствии с выра-
жением (2.14)
( dP\ ____ Р—Рп
\ dt Jr т
Найдем скорость изменения концентрации носителей заряда, обус-
ловленную различием в величинах втекающего и вытекающего токов.
Пусть элементарный объем dV=dx-l см2, плотность тока, втекающего
в этот' объем, равна J (х), а плотность вытекающего тока составляет
J (x+dx) (рис. 2.7). За время dt в рассматриваемый объем dV будет вве-
ден заряд dqr=J (x)dt, а выведен заряд d^2=J (x+dx)dt Тогда измене-
ние концентрации носителей заряда в объеме dV за время dt будет равно
л__	1	\ J (x } dx)—J (х)	1 dJ ,
llp~ e dx ~ e dx al-----------------------l"d^at’
а скорость изменения концентрации носите-
лей заряда
/ dp \ _ I dJ
\ dt J j	e dx
Плотность тока в полупроводнике
J = ep\kpE — eDp~.
Рис. 2.7
41
Тогда скорость изменения концентрации носителей заряда, обус-
ловленная зависимостью величины плотности тока от координаты,
при £=const равна
\ dt ) j k /' дх + Р дх2 '
Полная скорость изменения концентрации неосновных носителей
заряда в полупроводнике «-типа
%= — Р-^РЦ-ц E^-+Dp(2.24)
dt	1р 'Р дх 1 Р дх2	'	'
Это выражение называется уравнением непрерывности.
Аналогичное уравнение можно написать и для электронов, являю-
щихся неосновными носителями заряда в дырочном полупроводнике:
дп	п—пв	дп д2п
-дг =-----(2.25)
dt	т„ г" дх п дх2	'	'
Уравнение непрерывности устанавливает зависимость скорости из-
менения концентрации носителей заряда от избыточной концентрации,
ее градиента и пространственной производной градиента. Оно играет
важную роль при анализе процессов в полупроводниковых приборах.
§ 2.4. ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫЙ ПЕРЕХОД
Рассмотрим неоднородный полупроводник, одна часть которого
имеет электронную электропроводность, а другая — дырочную
(рис. 2.8). При этом речь идет не о простом контакте двух различных
полупроводников, а о едином монокристалле, у которого одна область
легирована акцепторной примесью, а другая — донорной. Способы
получения таких полупроводниковых структур будут описаны в гл. 3.
Как будет показано далее,
между электронной и дырочной
областями рассматриваемой по-
лупроводниковой структуры все-
гда существует тонкий переход-
ный слон, обладающий особыми
свойствами. Этот слой называ-
ется электронно-дырочным пере
ходом или. р-п-переходом.
вляется основным структурным
элементом большинства полупроводниковых приборов, его свойствами
определяются принцип действия и функциональные возможности этих
приборов. Поэтому необходимо детально ознакомиться с физическими
процессами, протекающими в р-л-переходах, основными законохмерно-
стями этих процессов, характеристиками и параметрами переходов.
Электрод р-п-переход Электрод
ВнВпд
ВыВоЗ
^3)
I /р-одласть УУ/п-оВласть /
't-L-------L2E---------V
Рис. 2.8
Электронно-дырочный переход
Электронно-дырочный переход при отсутствии внешнего поля
Динамическое равновесие процессов диффузии и дрейфа в электрон-
но-дырочном переходе. Примем, что в рассматриваемой р-л-структуре
концентрация дырок в дырочпой области выше, чем в электронной
(Рр>рп)> а концентрация электронов в электронной области выше,
42
чем в дырочной (пп>пр), на-границе электронной и дырочной областей
существует градиент концентрации носителей заряда, вызывающий
диффузионный ток: дырок из p-области в «-область и электронов из
«-области в p-область. Диффузионный перенос заряженных частиц
сопровождается нарушением электрической нейтральности полупровод-
ника в непосредственной близости от границы областей: в р-области
вследствие ухода дырок возникает нескомпенсированный отрицатель-
ный заряд, а в «-области вследствие ухода электронов — положитель-
ный заряд. В результате дырочная область приобретает отрицатель-
ный потенциал относительно электронной области и в переходном слое
создается электрическое поле, вызывающее дрейфовый ток.
Но при отсутствии внешнего поля результирующий ток в полупро-
воднике должен быть равен нулю, это условие динамического равнове-
сия процессов в переходе. Следовательно, диффузионный ток в пере-
ходе, вызываемый градиентом концентрации носителей заряда, дол-
жен уравновешиваться встречным дрейфовым током, обусловленным
напряженностью собственного электрического поля Е в переходе:
Лф + Лр = 0.	(2.26)
Таким образом, в электронно-дырочном переходе всегда существу-
ют градиент концентрации носителей заряда, вызывающий диффузию
дырок и электронов, и обусловленный им градиент потенциала собст-
венного электрического поля duldx=—Е, вызывающий встречные дрей-
фовые токи, уравновешивающие диффузионные токи:
•7Рдф + '7РДР 0» •7»дф + Лдр = °-
Наличие этих градиентов в р-л-переходе обусловливает сущест-
венное отличие его электрофизических свойств от свойств прилегаю-
щих к нему р- и /i-областей.
Контактная разность потенциалов. Разность потенциалов в пере-
ходе, обусловленную градиентом концентрации носителей заряда, на-
зывают контактной разностью потенциалов. Для нахождения ее ве-
личины воспользуемся соотношением (2.26), подставив в него выраже-
ния (2.19) и (2.17) для диффузионного и дрейфового токов:
~eDp^-eP^ = °-	(2-27)
Используем соотношение Эйнштейна DI\x=kTle.
Величину kTle. называют тепловым потенциалом микро-
частицы. Обозначив его <рг, из (2.27) получим
du = -<fT^.	(2.28)
Проинтегрировав, найдем
и= —фг1пр4-С.	(2.29)
Для определения постоянной интегрирования С используем гра-
ничное условие для p-области: потенциал и=ц>р и концентрация ды-
43
рок р=рр. Тогда получим:
С = Фр4-фг1пр/),
« = —Фг^Р + ф^ + фгЬр^.
(2.30)
Используя граничное условие для «-области: потенциал п=фп
и концентрация дырок р=рп, получим выражение для контактной
разности потенциалов:
(2-31)
Чтобы оценить величину контактной разности потенциалов, рассмотрим герма-
ниевый переход, имеющий концентрацию примесей Na= 1018 см-3, N д= 10м см-3
"и температуру 7=300 К.
Учитывая, что й= 1,38-10-23 Дж/К, е=1,6.10-19 Кл, а <рг=0,026 В, получим
1018-1014
<Рк= 0,026 In -6 =0,026-13,8=0,36 В.
Произведение е<рк представляет собой энергию, которую должен затратить элект-
рон для того, чтобы преодолеть контактную разность потенциалов в р-п-переходе
(потенциальный барьер). Сопоставим ее со средней тепловой энергией микрочасти-
Энергия, необходимая электрону или дырке для преодоления потенциального
барьера в р-п-переходе, в данном случае в 13,8 раза превышает их среднюю тепловую
энергию.
Распределение зарядов. Примем, что рассматриваемая структура
имеет постоянную концентрацию примесей в каждой из областей:
На
а)
II____________А
7Va=const, Na=const и Ма>АГд> как
показано на рис. 2.9, а. Пусть тол-
щина металлургического перехода Дх
на границе р- и «-областей (слоя, в
котором происходит изменение типа
примеси с акцепторной на донорную)
значительно меньше толщины переход-
ного слоя б=6п+бр, в котором имеет-
ся нескомпенсированный объемный
заряд. Такой переход называют резким
в отличие от плавного, у которого из-
менение концентрации примеси проис-
ходит вдоль всего электрического пе-
рехода.
Концентрация подвижных заря-
дов — электронов и дырок — вдали от
перехода определяется условием элек-
трической нейтральности любого эле-
ментарного объема полупроводника:
для p-области концентрация дырок
должна равняться суммарной концен-
трации электронов и акцепторов:
Р^ = пр + ^а;	(2.32)
44
для п-области концентрация электронов должна равняться сум-
марной концентрации дырок и доноров:
»п = Р„+^д.	(2.33)
В области р-п-перехода вследствие влияния процессов диффузии
и дрейфа условие электрической нейтральности не соблюдается, а
концентрация электронов и дырок соответствует уравнению (2.28).
Из решения (2.30) этого уравнения найдем выражение для концентра-
ции дырок в переходе:
фр — и
Р = ^ехР-^Г ’	(2-34)
из него следует, что с ростом потенциала и, т. е. при переходе из р-
области в глубь перехода, концентрация дырок быстро падает, дости-
гая значения р=рп на другой границе перехода, где и=<рп. Аналогич-
ное выражение определяет распределение концентрации электронов в
переходе.
На рис. 2.9, б показано распределение концентрации подвижных
зарядов — электронов и дырок — в полупроводнике. В электрически
нейтральных областях р-п-структуры, т. е. вне электронно-дырочного
перехода, концентрация основных носителей рр и пп равна суммарной
концентрации неподвижных зарядов и неосновных носителей Аа+пр
и Ад+рп соответственно, как вытекает из выражений (2.32) и (2.33).
Из области же перехода подвижные носители заряда выталкивают-
ся сильным электрическим полем, концентрация их по мере продвиже-
ния в глубь перехода резко падает в соответствии с выражением (2.34)
до очень малых значений. По этой причине р-п-переход часто называют
обедненным слоем.
Поскольку из-за действия сильного электрического поля концент-
рация подвижных зарядов в переходе значительно ниже концентрации
неподвижных зарядов, можно считать, что нескомпенсированный за-
ряд в переходе определяется концентрацией доноров и акцепторов.
Тогда распределение концентрации нескомпенсированного заряда в
переходе в нашем случае, когда концентрация доноров и акцепторов
постоянна, будет иметь вид, показанный на рис. 2. 9, в: участок р-п-
перехода, расположенный в p-области, имеет отрицательный заряд,
участок, расположенный в п-области,— положительный заряд. Так
как в рассматриваемом случае концентрация доноров 2УД в п-области
ниже концентрации акцепторов Na в р-областй, а суммарные заряды
Qp и Qn на каждом из этих участков должны быть равны друг другу, пе-
реход проникает в менее легированную /г-область на большую глу-
бину бп, чем в p-область, имеющую большую концентрацию примесей.
Соотношение глубин проникновения определяется условием
Ааб/, = Адб„.	(2.35)
Общая толщина электронно-дырочного перехода с учетом условия
(2.35)
6 = ^4А = (А^а + 1)б„.
При Na<^Na практически весь переход располагается в менее ле-
гированной п-области: 6~6п.
45
Распределение напряженности и потенциала электрического поля.
Выделим внутри перехода призму ABCD с основанием в 1 см2, высо-
той 6П—х н заключенным в ней зарядом qn (рис. 2.10, а). Определим по-
Рис. 2.10
ток V вектора напряженности элек-
трического поля через поверхность
этой призмы. Так как любой микро-
объем р-н «-областей электрически
нейтрален, то поле за переходом
равно нулю, следовательно, поток
VCD вектора Е через поверхность
CD равен нулю. Равны нулю и по-
токи вектора Е через боковые повер-
хности AD и ВС, потому что век-
тор Е, по условию, параллелен оси
х. Таким образом, поток вектора Е
через поверхность рассматривае-
мого объема
Т = Тлв = £-1 см2 = £.
В соответствии с теоремой Гаус-
са W=q/e, где q — заряд, находя-
щийся в данном объеме; е — диэлек-
трическая проницаемость. Поэтому:
при х>0
£==т=₽4а(б'’-х)- <2-36>
Аналогично при х<0
(2.37)
График распределения напряженности поля в переходе, соответ-
ствующий соотношениям (2.36) и (2.37), показа?! на рис. 2.10, б.
За границами перехода любой микрообъем р- и «-областей, как ука-
зывалось, электрически нейтрален и напряженность электрического
поля равна нулю: Е=0. Внутри перехода напряженность электриче-
ского поля линейно возрастает от нуля на границах перехода до мак-
симального значения Етах в центре металлургического перехода, т. е.
при х=0
max р	р
(2.38)
Распределение потенциала и(х) в р-п-структуре можно получить из
соотношений (2.36), (2.37):
и = j Edx = (бр + х)2 (при х < 0),	(2.39)
M = y£dx = —-^(6„ —х2) (при х > 0).	(2.39а)
Распределение потенциала и(х) показано на рис. 2.10, в.
46
Толщина электронно-дырочного перехода. Найдем толщину элек-
тронно-дырочного перехода 6, для чего воспользуемся соотношениями
(2.39), (2.39а). Подставив х=0, получим
Q — е/УД б2 <г =__62
2е 1Р 2s Р'
Отсюда
«Гн =	=£(« + «)
и с учетом условия (2.35)
(2.40)
Для оценки порядка величин приведем численный пример. Возьмем рассмотрен-
ный ранее германиевый электронно-дырочный переход, имеющий постоянную кон-
центрацию акцепторов Л'а=1048 см-3 и доноров Л,д=1014 см-3.
Было найдено, что в этом переходе контактная разность потенциалов <рк=0,35 В.
Относительная диэлектр!ческа я проницаемость германия е'=16, электрическая по-
стоянная ео=8,85-1О-12 Ф/м и абсолютная диэлектрическая проницаемость среды
в=ее0.
Используя соотношение (2.40), найдем, что толщина электронно-дырочного пере-
хода при данной концентрации примеси
। Л2,16-8,85-10-12-0,36 / 1	1 \
г 1,6-IO-1S V 102i+ Ю2<7
=2,5 мкм.
Практически в зависимости от концентрации примеси толщина электронно ды-
рочного перехода может иметь величину от сотых долей до единиц микрометра.
Напряженность электрического поля в рассматриваемом переходе согласно соот-
ношению (2.38)
eNA eNJ 1,6-10-19. 102«-2,5.10"» _ „,
« ~^ =----------------16.8>85.10-12-----« 3000 В/см,
Градиент концентрации примесей
dp ~ Рр Рп Na
dx 6	~ 6
1018
= ——-----=4-1021 см-1
2,5-Ю4
Возможная плотность диффузионного тока дырок
J ф=еО 4^-= 1,6• 10-19• 44• 4• IO24 = 28 000 А/см2.
р ах
Однако следует .иметь в виду, что в действительности ток такой
большой плотности через переход не протекает, так как диффузион-
ные силы уравновешиваются силами электрического поля и результи-
рующий ток через переход оказывается равным нулю.
Энергетическая диаграмма электронно-дырочного перехода. Энер-
гетические диаграммы уединенных р- и «-областей полупроводника по-
казаны на рис. 2.11,с. В p-области уровень Ферми IFFp смещен в
сторону валентной зоны, а в «-области уровень Ферми Wpn — в сто-
рону зоны проводимости.
47
В р-«-структуре энергия уровня Ферми №F должна быть всюду
одинакова:
UZF = Ff =№f ,
Р п’
так как в любой точке тела он имеет одну и ту же вероятность заполне-
ния его электроном, равную, по определению, */2, а одной и той же
вероятности заполнения уровней дол-
W р	П жна соответствовать одна и та же их
%
W
•Электроны
•Дырки
6)
энергия.
Поскольку расположение энергети-
ческих зон относительно уровня Фер-
ми в каждой из областей (дырочной
и электронной) фиксировано, из по-
стоянства энергии уровня Ферми по
всей р-п-структуре вытекает, что ва-
лентные зоны, а также зоны проводи-
мости р- и «-областей должны быть
смещены относительно друг друга на
величину	—lFFp (рис. 2.11, б).
Из условий динамического рав-
новесия процессов диффузии и дрей-
фа носителей заряда в р-п-переходе
следует, что разность минимальных
энергий электронов проводимости в р-
и «-областях р-«-структуры Wcn—Wcp
должна быть равна е<рк, так же как и
разность энергий дырок, поэтому мо-
жно написать
Рис. 2.11	Wcn-Wcp^WVn~WVp = e^.
Концентрация электронов в зоне проводимости «-области выше
чем в p-области, так как минимальная их энергия здесь ниже (на ве-
личину е<рк), чем в зоне проводимости p-области. Аналогично, концен-
трация дырок в валентной зоне p-области выше, чем в валентной зоне
«-области.
Непосредственно в области перехода энергетические уровни как
в зоне проводимости, так и в валентной зоне расположены наклонно,
что свидетельствует о наличии градиента потенциала, а следовательно,
и электрического поля, которое выталкивает подвижные носители заря-
да из перехода. По этой причине концентрация электронов и дырок
в переходе очень низка.
Прохождение тока через электронно-дырочный переход
Прямой ток. Пусть внешнее напряжение приложено плюсом к
p-области, а минусом — к «-области. В этом случае оно противополож-
но по знаку контактной разности потенциалов (рис. 2.12,а).
Концентрация подвижных носителей заряда внутри электронно-
дырочного перехода значительно ниже, чем в р- и п областях (2.34),
48
поэтому сопротивление р-п-перехода значительно выше сопротивления
р- и «-областей полупроводника и падением напряжения в р- и «-об-
ластях полупроводника можно пренебречь, приняв, что приложенное
к полупроводнику напряжение полностью падает на переходе:
« = —-U.
Распределение потенциала, соответствующее этому случаю, по-
казано на рис. 2.12, б; потенциал дырочной области <рр условно при-
нят за нуль, пунктиром обозначено распределение потенциала при
отсутствии внешнего напряжения U.
Поскольку внешнее поле направлено навстречу полю перехода,
результирующее электрическое поле в переходе уменьшается. Вслед-
ствие этого нарушается равновесие между дрейфовым и диффузион-
ным токами, имевшееся при отсутствии внешнего напряжения. Дрей-
фовый ток становится меньше диффузионного, и результирующий ток
через переход оказывается не равным нулю:
J — Jat, +	0.
По мере увеличения внешнего напряжения результирующий ток
через переход может возрасти до больших значений, так как градиент
концентрации носителей заряда в переходе и возможный диффузион-
ный ток через переход очень велики.
Ток, протекающий через переход, в данном случае называют
прямым током, а напряжение, приложенное к переходу,— прямым
напряжением.
Толщину перехода, находящегося под прямым напряжением, можно
определить из соотношения (2.40), в которое следует подставить ре-
зультирующее напряжение перехода <рк—U:
(2л1>
Отсюда видно, что при подаче прямого напряжения толщина пере-
хода уменьшается. При этом уменьшается и сопротивление перехода,
которое, следовательно, является нелинейным.
40
Инжекция носителей заряда. Диффузия дырок через электронно-
дырочный переход, смещенный в прямом направлении, приводит к
увеличению концентрации дырок на границе перехода (рис. 2.12, в).
Возникающий при этом градиент концентрации дырок обусловливает
дальнейшее диффузионное проникновение их в глубь п-области полу-
проводника, где дырки являются неосновными носителями заряда. Это
явление называют инжекцией носителей заряда-, оно играет большую
роль в работе полупроводниковых приборов.
По мере диффузионного проникновения в глубь полупроводника
инжектированные дырки рекомбинируют с электронами, в результате
диффузионный ток ip за переходом постепенно спадает до нуля
(рис. 2.12, г). Инжекция дырок не нарушает электрической нейтраль-
ности п-области, так как она сопровождается одновременным поступ-
лением в n-область из внешней цепи точно такого же количества элект-
ронов.
Под действием электрического поля поступающие из внешней цепи
электроны продвигаются к переходу, создавая электронный ток in,
который вследствие рекомбинации электронов с дырками по мере уда-
ления от вывода постепенно спадает до нуля (рис. 2.12, г). Результи-
рующий же ток в п-области i=ip+in при этом остается всюду постоян-
ным.
Одновременно с инжекцией дырок в n-область происходит инжекция
электронов в p-область. Протекающие при этом процессы аналогичны,
но при Na<^.Na инжекция электронов пренебрежимо мала.
Обратный ток. Если внешнее
напряжение приложено плюсом к
п-области, а минусом — к р-обла-
сти, то оно совпадает по знаку с
контактной разностью потенциалов
(рис. 2.13, о).
Распределение потенциала в по-
лупроводнике, соответствующее
этому случаю, представлено на рис.
2.13, б; здесь потенциал дырочной
области принят за нуль; пунктиром
показано распределение потенциа-
ла при отсутствии внешнего напря-
жения U. Как указывалось, сопро-
тивление электронно-дырочного пе-
рехода значительно выше сопро-
тивления р- и п-областей полупро-
водника, поэтому впешпеенапряже-

Рис. 2.13
ние практически полностью падает на переходе и падение напряжения
в объеме полупроводника оказывается пренебрежимо малым.
В рассматриваемом случае напряжение на переходе возрастает и
становится равным u—q^+U. Возрастает и толщина перехода, кото-
рую согласно выражению (2.40) можно записать в виде
Г С	у1’д	Д /
(2.42)
50
Собственное поле перехода и внешнее поле, приложенное к пере-
ходу, складываются, поэтому результирующая напряженность элект-
рического поля в переходе будет выше, чем при отсутствии внешнего
поля. Это приводит к уменьшению диффузионного тока и преоблада-
нию дрейфового тока. Результирующий ток через переход оказывается
отличным от нуля:
^ = Лф + Л₽#=0.	(2.43)
Направление результирующего тока противоположно направлению
прямого тока, поэтому его называют обратным током, а напряжение,
вызывающее обратный ток,— обратным напряжением.
Заметим, что поле в переходе является ускоряющим лишь для не-
основных носителей заряда, т. е. для дырок п-области и для электро-
нов p-области. В результате действия этого поля снижается концент-
рация неосновных носителей заряда на границе перехода и появляет-
ся градиент концентрации носителей заряда за переходом (рис. 2.13, в).
Возникает диффдаия неосновных носителей заряда к границе перехо-
да, где они подхватываются полем и переносятся через переход, как
условно показано на рис. 2.13, а. Это явление называется экстракцией
носителей заряда.
Максимальное значение тока экстракции определяется, очевидно,
числом неосновных носителей заряда, возникающих в полупроводни-
ке в единицу времени на таком расстоянии от перехода, которое они
смогут пройти за время жизни. Это расстояние Ln или Lp называют
диффузионной длиной (рис. 2.13, а). Ввиду того что число неосновных
носителей заряда относительно невелико, ток экстрации через переход
намного меньше прямого тока. От приложенного напряжения он
практически не зависит и является в этом смысле током насыщения.
На величину тока через переход в рассматриваемом случае может
влиять также термическая генерация носителей заряда в самом пере-
ходе. Появляющиеся при этом в переходе электроны и дырки немед-
ленно отводятся электрическим полем, в результате общий ток через
переход возрастает. Однако и эта составляющая тока имеет небольшую
величину.
• Таким образом, можно отметить, что электронно-дырочный пере-
ход обладает нелинейной проводимостью; в прямом направлении про-
водимость перехода значительно больше, чем в обратном. Эта особен-
ность электронно-дырочного перехода находит широкое применение
в полупроводниковой электронике, так же как и явление инжекции
носителей заряда.
Процессы у электродов. В р- n-структуре помимо р- «-перехода
имеется еще два электрических перехода: один образуется у электрода
в p-области, другой — у электрода в п-области. Обозначив символом т
металл электрода, назовем эти переходы соответственно т-р- и т-п-
переходами.
Для эффективного использования несимметричной проводимости
р-«-перехода необходимо, чтобы т-р- и m-n-переходы имели минималь-
ное электрическое сопротивление и были омическими, т. е. обладали
сопротивлением, не зависящим от величины и направления тока.
51
Чтобы обеспечить минимальное сопротивление контакта, на поверх-
ность «-области наносят металл, имеющий работу выхода электронов
меньшую, чем полупроводник n-типа. Возникающая при этом кон-
тактная разность потенциалов обусловливает повышенную концент-
рацию электронов в приповерхностном слое полупроводника, а следо-
вательно, и высокую проводимость перехода в обоих направлениях.
В области m-р-перехода тот же эффект достигается при использовании
в качестве электрода металла, имеющего работу выхода электронов
большую, чем полупроводник p-типа. При этом образуется приповерх-
ностный слой, обогащенный дырками и
। также обладающий высокой проводимостью
в обоих направлениях.
Прохождение тока в p-области сопро-
вождается изменением типа носителей у
контакта с электродом, так как в металле
ток переносится элект
сти — дырками (рис.
обеспечивается за счет
рации в области контакта необхо-
димого количества электронов и дырок.
Электроны, поступая на вывод, поддерживают требуемую величину
тока во внешней цепи, а дырки обеспечивают токопрохождение в
р-области.
гронами, а в р-обла-
1^4). Этот процесс
тепрерывной гене-
Статическая вольт-амперная характеристика
электронно-дырочного перехода
Концентрация неосновных носителей заряда на границе перехода.
Переход будем считать плоскопараллельным, ось х направим перпен-
дикулярно переходу из p-области в «-область, начало координат выбе-
рем на границе перехода и p-области (см. рис. 2.12, в). Переход будем
считать также достаточно тонким, чтобы генерацией и рекомбинацией
носителей заряда в нем можно было пренебречь.
Плотность тока, протекающего через электронно-дырочный пере-
ход, находящийся под напряжением,
J ~ иЛ “Ь *^Др’
или
Лф(1-^/Лф) + Лр = 0.	(2.44)
Обычно плотность тока в переходе невелика (не более 1 А/см2),
в то время как плотность возможного тока диффузии /дф, как было по-
казано, составляет десятки тысяч ампер на 1 см2, поэтому можно при-
нять 7//дф<|1 и пренебречь этой величиной в соотношении (2.44).
Следовательно, и для перехода, находящегося под напряжением,
/дф + /др«0,	(2.45)
поэтому сохраняет силу дифференциальное уравнение (2.28); его ре-
шение имеет вид
и = Фг1пр + С.
52
Но граничные условия теперь иные: при х=0 и=0, р=рР', при
х=б «=ФЙ—U, р=ро-
Из граничных условий при х=0 находим, что по-прежнему
С = фг1пр/>,
при х=б
Др
Фк — и = — фг1пр0 + фг1прг = фг1п—.
Используя выражение (2.31) для контактной разности потенциалов
Фк и обозначив для удобства фг=1/х, получим
^ = !ng.	(2.46)
т. е.
Po = Pnexpxt7.	(2.47)
Следовательно, концентрация неосновных носителей заряда на
границе перехода экспоненциально зависит от приложенного к пере-
ходу напряжения.
Аналогично можно найти соотношение для концентрации электро-
нов на границе перехода с п-областью:
n0 = npexpxt/.	(2.48)
Градиент концентрации неосновных носителей заряда за переходом.
Для нахождения этой величины воспользуемся уравнением непрерыв-
ности (2.24):
п д2р__р—Рп ,, рдр_др^
Р дх2 тр	дх~ дГ
Так как рассматривается установившийся режим, то изменения
концентрации носителей во времени не происходит, т. е. dp!dt=Q.
Кроме того, примем, что внешнее напряжение целиком падает на пе-
реходе и поле за переходом отсутствует, движение носителей заряда
имеет диффузионный характер. Тогда уравнение непрерывности запи-
шется в виде
где	___
Lp=VDpxp	(2.49а)
— диффузионная длина дырок в п-области.
Решение этого уравнения имеет вид
р-р„ = Аехр=^4-Вехр-^-.	(2.50)
Постоянные интегрирования А и В находят из граничных условий,
выбрав начало координат на границе перехода с n-областью (см.
рис. 2.13, б): при х=0 р=Ро=рп exp xL'; при х->оо р-+рп.
Из второго условия вытекает, что В=0. Из первого условия нахо-
дим А=р0—рп.
БЭ
Итак, решение уравнения непрерывности дает следующую зависи-
мость концентрации неосновных носителей заряда за переходом от
расстояния:
Р —Р„ = (р0 — р„)ехр	(2.51)
L-P
Вследствие рекомбинации концентрация носителей убывает по
экспоненциальному закону, a Lp представляет собой расстояние, на
котором неравновесная концентрация носителей заряда убывает в
2,7 раза. Диффузионная длина равна для германия 0,7—2 мм, для
кремния 0,2—0,6 мм.
Градиент концентрации носителей заряда за переходом
S=-^o-pJexP{~.	(2>52)
Уравнение вольт-амперной характеристики электрон но-дырочного
перехода. Плотность диффузионного тока дырок в и-области
ЛW =	exp =i.	(2.53)
Отсюда можно видеть, что диффузионный ток дырок экспоненци-
ально убывает по мере удаления от перехода. Но, как указывалось,
с уменьшением тока инжектированных дырок пропорционально на-
растает ток электронов, движущихся от вывода «-области, в резуль-
тате сумма этих токов остается постоянной в любой точке полупровод-
ника (см. рис. 2.12, г). Очевидно, плотность результирующего тока
равна плотности тока инжекции дырок /ДО), т. е. на границе пере-
хода с «-областью
j =eD/,^^ = e-^(expxt/-l).	(2.54)
Аналогично вычисляют плотность тока, обусловленного инжекцией
электронов из «-области в р-область:
eDnn.„
/„=—т—^(ехрх(7 —1),	(2.55)
*-п
где Ln — диффузионная длина электронов в р-области.
По данным измерений, для германия L„=14-3 мм, для кремния
Гп=0,4ч-1 мм.
Пренебрегая рекомбинацией носителей заряда в переходе, полу-
чим, что ток, проходящий через электронно-дырочный переход с
площадью поперечного сечения П,	<
/ = П(^ + /п),	(2.56)
или
1 = /0 (ехр V.U — 1).	(2.57)
Величина
,. = сП(^ + ^)	(2.58)
54
— это обратный ток электронно-дырочного перехода при достаточно
большом обратном напряжении. По своей физической природе он
представляет собой ток экстракции, следовательно, величина этого
тока очень мала *.
Вольт-амперная характеристика, соответствующая выражению
(2.57), показана на рис. 2.15. При номинальной температуре Т=300 К
величина v.=e!kT примерно
равна 40 В-1, поэтому уже при
относительно небольшом пря-
мом напряжении (порядка
десятка милливольт) ток че-
рез переход резко возрастает
(приблизительно по экспонен-
циальному закону). При по-
даче обратного напряжения
ток, изменив направление,
быстро достигает значения /0,
а далее остается постоянным
независимо от величины при-
ложенного напряжения U.
Для несимметричной р+
Lfop
(2.58)
можно записать в виде
Рис. 2.15
«-структуры пр<^рп и формулу
еПОрРп
(2.59)
исключив член с пр.
На практике наблюдается, что при значительном уменьшении толщины w п-об-
ласти ток /0 возрастает.
Исследования показали, что это увеличение тока /0 обусловливается экстракцией
неосновных носителей заряда из контакта n-области с электродом, где может проис-
ходить их интенсивная генерация. По этой причине для определения тока /0 в р+-п-
структурах с тонкой n-областью используют эмпирическую зависимость, получаемую
ваменой Lp на ш в соотношении (2.58):
сП
I9=^(DpP„+D„np).	(2.59а)
Соответствующие выражения могут быть получены из (2.58) и
для несимметричной п+-р-структуры путем исключения члена с рп,
а также замены Ln на w.
♦ Поскольку ток /0 обусловлен носителями заряда, образующимися в пределах
диффузионной длины за переходом вследствие термической генерации электронио-
дырочных пар, его иногда называют тепловым током.
ГЛАВА 3
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕКТРОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
§3.1. СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ДИОДА
Устройство диода
Полупроводниковым диодом называется двухэлектродный прибор,
основу которого составляет р-п-структура, состоящая из областей
p-типа и n-типа, разделенных электронно-дырочным переходом (рис.
3.1). Одна из областей р-п-структуры, называемая эмиттером, имеет
большую концентрацию основных носи-
телей заряда *, чем другая область, на-
зываемая базой.
База и эмиттер с помощью электродов
Э, образующих омические переходы, сое-
диняются с металлическими выводами В,
посредством которых диод включается в
электрическую цепь.
Основным структурным элементом полу-
проводникового диода, определяющим его
функциональные свойства, является р-п-
переход — тонкий промежуточный слой
между р-л-областями, свойства которого были рассмотрены в § 2.4.
Для пояснения сказанного рассмотрим устройство и принцип из-
готовления сплавного германиевого диода. База диода представляет
собой пластинку монокристаллического германия n-типа, легирован-
ного сурьмой (1014—101в см-3). Эту пластинку с помещенным на ней
кусочком индия нагревают в водородной печи. При температуре около
560°С индий плавится и германий частично растворяется в нем. В пла-
стинке получается углубление, заполненное раствором. Далее начи-
нается охлаждение. Поскольку в холодном индии растворимость гер-
мания меньше, при охлаждении германий рекристаллизуется (атомы
его «пристраиваются» к решетке). При этом захватываются н атомы
индия, в результате образуется слой германия p-типа с концентрацией
акцепторной примеси до 1018 см-3.
После химической обработки, травления и промывки изготовлен-
ную р-н-структуру монтируют в герметичный металлический корпус
(рис. 3.2), обеспечивающий защиту ее от воздействия окружающей
среды.
Прогрессивной разновидностью полупроводниковых диодов явля-
ются планарно-эпитаксиальные диоды (рис. 3.3). В этих приборах базу
* Область, имеющую большую концентрацию основных носителей заряда отме-
чают знаком «+» у обозначения типа электропроводности (например, р+),
56
изготовляют путем наращивания на подложке 4 из низкоомного крем-
ния тонкого слоя 3 высокоомного полупроводника, повторяющего
структуру подложки. Этот
слой, называемый эпитаксиальным, по-
крывают плотной защитной пленкой
2 двуокиси кремния SiO2 толщиной
до 1 мкм. В пленке протравливают ок-
но, через которое путем диффузии
бора или алюминия создается р-п-
переход 1, выход которого на повер-
хность оказывается сразу же надежно
защищенным пленкой окисла.
Статические вольт-амперные характеристики диода
Статическая вольт-амперная характеристика полупроводниково-
го диода показана на рис. 3.4. Здесь же пунктиром нанесена теорети-
ческая вольт-амперная характеристика электронно-дырочного пере-
хода, определяемая соотношением (2.57). Для наглядности обратная
ветвь характеристики изображена в более крупном масштабе по току
и в более мелком — по напряжению по сравнению с прямой ветвью.
В области малых токов реальная и теоретическая характеристики
совпадают. Но при больших прямых токах, а также при высоких
обратных напряжениях характеристики расходятся, что является
следствием ряда причин, не учтен-
ных при теоретическом анализе
процессов в электронно-дырочном
переходе.
В области больших прямых то-
ков вследствие значительного паде-
ния напряжения на распределен-
ном сопротивлении базы диода и со-
противлении электродов напряже-
ние на электронно-дырочном пере-
ходе будет меньше напряжения U,
приложенного к диоду, в резуль-
тате чего реальная характеристика
оказывается расположенной ниже теоретической и почти линейной.
57
Уравнение вольт-амперной характеристики в этой области можно
записать в виде
7= 70ехрх((7—-г67),	(3.1)
где г6 — электрическое сопротивление базы, электродов и выводов
диода.
При повышении обратного напряжения обратный ток диода не
остается постоянным, равным току экстракции /0, как следует из соот-
ношения (2.57), а медленно увеличивается. Одной из причин роста
обратного тока диода является термическая генерация носителей
заряда в переходе, не учтенная при выводе соотношения (2.57). Состав-
ляющую обратного тока через переход, зависящую от числа генери-
руемых в переходе в единицу времени носителей заряда, условимся
называть термотоком перехода Ц. С повышением обратного напря-
жения вследствие расширения перехода увеличивается его объем,
поэтому число генерируемых в переходе носителей заряда и термоток
перехода возрастают. Этот эффект особенно заметен в кремниевых
диодах, имеющих малый ток экстракции 70<7т.
Другой причиной роста обратного тока диода является поверх-
ностная проводимость электронно-дырочного перехода, обусловлен-
ная молекулярными и ионными
ния, покрывающими выходящую
пленками различного происхожде-
наружу поверхность перехода.
Из-за нестабильности физи-
ко-химической структуры этой
поверхности, подверженной вли-
янию окружающей среды, ток
утечки по поверхности 7у неста-
билен, что приводит к«ползуче-
сти» характеристик диода. В сов-
ременных диодах поверхность
перехода специально обрабаты-
вают и защищают от внешних
воздействий, поэтому ток утеч-
ки всегда существенно меньше
термотока.
Таким образом, полный об-
ратный ток диода
Д>бр — О 4* 4“
(3.2)
Сравнивая вольт-амперные характеристики кремниевого и герма-
ниевого диодов (рис. 3.5), отметим, что кремниевые диоды имеют су-
щественно меньшую величину обратного тока вследствие более низ-
кой концентрации неосновных носителей заряда. По этой же причине
прямая ветвь характеристики у кремниевых диодов идет значительно
правее, чем у германиевых.
На этом рисунке для наглядности масштаб по оси обратных токов
взят более крупный, а за нулевое значение прямого тока диода при-
нят порог чувствительности измерительного прибора 7пор, с помощью
которого определяется этот ток. Поэтому характеристика прямого
58
тока не проходит через нуль, а смещена относительно него на вели-
чину
сс=^1„(1+^),
равную для германиевых диодов ~0,05 В, а для кремниевых диодов
~0,5 В.
Влияние температуры на вольт-амперные характеристики. На вольт-
амперные характеристики диода оказывает существенное влияние тем-
пература окружающей среды. Представленные на рис. 3.6 и 3.7 экс-
периментальные зависимости показывают, что при повышении темпе-
ратуры резко возрастает обратный ток перехода /о6р, становится бо-
лее крутой прямая ветвь характеристики.
Рис. 3.6
Рис. 3.7
Причина этих явлений заключается в сильной зависимости кон-
центрации неосновных носителей заряда от температуры.
Например, в электронном полупроводнике концентрация дырок р„, согласно
выражениям (2.4) и (2.8), с повышением температуры возрастает по экспоненциаль-
ному закону:
n2t N* — ДГ
Pn-w.~w„exp kT ’
(3-3)
Вследствие этого с повышением температуры резко возрастает ток экстракции
электронно-дырочного перехода (2.59), так как величина его пропорциональна кон-
центрации неосновных носителей заряда:
— ДЦ7
Io~ Lp ~ LpNt ехр kT
или
,	,	— ДГ
/0=/гехр-^-
(3.4)
59
где
На величину 1т температура практически не влияет, следовательно, ток экс-
тракции /0 с повышением температуры увеличивается по экспоненциальному закону;
Зависимость прямого тока от температуры определяется следующим соотноше-
нием, вытекающим из выражений (2.57) и (3.4);
, . eU	eU — AIT	_.
7 = /0ехр —=/гехр———.	(3.6)
В рабочем режиме е6/<Д1Г, поэтому показатель экспоненты отрицателен и с
повышением температуры прямой ток возрастает, а характеристика идет круче (сме-
щается влево).
Влияние температуры более существенно в германиевых диодах,
так как германий имеет меньшую ширину запрещенной зоны ДИ7,
чем кремний.
Предельно допустимая температура диода. Максимально допусти-
мое из схемотехнических соображений увеличение обратного тока
диода определяет максимально допустимую температуру диода, кото-
рая составляет 80—100°С для германиевых диодов и 150—200сС для
кремниевых диодов.
Минимально допустимая температура диода определяется теоре-
тически энергией ионизации акцепторных и донорных примесей и до-
стигает —200°С, практически из соображений климатической устой-
чивости ее устанавливают в пределах от —60 до —70°С.
Дифференциальные параметры полупроводникового диода
Дифференциальными параметрами полупроводникового диода на-
зывают величины, связывающие малые изменения тока диода с малыми
изменениями независимых переменных. Отметим попутно, что диффе-
ренциальные параметры широко применяются для описания свойств
не только диодов, но и других электронных приборов; они относятся
к важнейшим показателям их качества, входящим в группу показате-
лей назначения, в подгруппу функциональных параметров.
Ток в диоде фактически является функцией двух независимых
переменных — электрического напряжения U и температуры диода Т:
I=f(U, Т),
поэтому дифференциал тока имеет две составляющие:
dI=^jdU+^dT-	(3-7)
Частные производные перед дифференциалами независимых пере-
менных dU и dT представляют собой дифференциальные параметры
полупроводникового диода. Введем для них следующие обозначения:
S = dl!dU
(3.8)
60
—	дифференциальная крутизна вольт-амперной характеристики дио-
да (прямая проводимость), мА/B, или См;
S,m = dI/dT	(3.9)
—	дифференциальная температурная чувствительность тока диода,
мА/°С или мА/К.
Кроме этих двух параметров широко используют еще один пара-
метр, который можно ввести, положив в выражении (3.7) d/=0:
SU(T) = dU/dT	(3.10)
— дифференциальная температурная чувствительность напряжения
диода, мВ/°С или мВ/К.
Используя введенные обозначения, запишем соотношение (3.7)
в виде
dl — SdU +SnT)dT.	(3.11)
Отсюда
Su (7) = S/ (T)/S.	(3-12)
Рассмотренные параметры можно определить по вольт-амперным
характеристикам диода, снятым для нескольких значений темпера-
туры. Знание этих параметров позволяет осуществить оптимальный
выбор режима диода.
Пример 3.1. По вольт-амперным характеристикам кремниевого диода 2Д103А
(см. рис. 3.6) определить для рабочей точки 1/пр=0,6 В при 7'=20°С параметры дио-
да. Заменив в выражениях (3.8), (3.9), (3.10) бесконечно малые приращения незави-
симых переменных их конечными приращениями, получим:
s = ДЙ Lconst ’ S/m=A7rL=consti Sum= лИ/= const’
Из характеристик диода (см. рис. 3.6) для указанной рабочей точки найдем:
Д/I =15—11=4 мА, Д1/1	=0,7—0,54=0,16 В1
lr=const	l/=const
дт|	= 120 — 20= 100°С,
It7=const
s=W=25mA/b’ S/(n=i^6=0,04 мА/°С’ Scz<n=W=1,6 мВ/°с-
Следует иметь в виду, что дифференциальные параметры характе-
ризуют прибор только в заданной рабочей точке, а при изменении
режима их величина существенно изменяется. Из выражения (2.57)
следует, что
5 = ^7.	(3.13)
Из соотношений (3.6) и (3.12) находим:
S/(T) = ——7» г>и(Г) =-----------f-----•	V5-14)
Пример 3.2. Найти теоретические значения S и SKr) для кремниевого диода при
температуре 300 К, напряжении 17=0,6 В:
е 1 6-10-ls
_=—’	------к 40 1 /В,
kT 1,38-10-“-300	*
kT =0,026 эВ.
61
Отсюда
5 = 40/ мА/B, S, m = ^026-300	мА/°С-
Пробой диода
Когда обратное напряжение диода достигает определенного кри-
тического значения, ток диода начинает резко возрастать (см. рис.
3.4). Это явление называют пробоем диода. Заметим, что пробой со-
провождается выходом диода из строя лишь в том случае, когда воз-
никает чрезмерный разогрев перехода и происходят необратимые из-
менения его структуры. Если же мощность, выделяющаяся в диоде,
поддерживается на допустимом уровне, он сохраняет работоспособ-
ность и после пробоя. Более того, для некоторых типов диодов пробой
является основным рабочим режимом.
Напряжение, при котором наступает пробой перехода, зависит от
типа диода и может иметь величину от единиц до сотен вольт.
Различают два основных вида пробоя электронно-дырочного пере-
хода: электрический и тепловой. В обоих случаях резкий рост тока
связан с увеличением числа носителей заряда в переходе. При элект-
рическом пробое число носителей заряда в переходе возрастает под
действием сильного электрического поля и ударной ионизации атомов
решетки, при тепловом пробое — за счет термической ионизации ато-
мов.
Электрический пробой. Обычно длина свободного пробега электрона
в полупроводнике значительно меньше толщины электронно-дырочного
перехода. Если за время свободного пробега электроны успевают на-
брать достаточную энергию, то возникает ударная ионизация атомов
электронами. Поскольку скорость электронов, определяющая их энер-
гию, зависит от напряженности электрического поля: vn=pnE, для
ударной ионизации необходима определенная величина этой напря-
женности. В германиевом переходе она составляет 80—120 кВ/см.
В результате ударной ионизации наступает лавинное размно?кение
носителей заряда. Обозначим число носителей заряда, вновь возни-
кающих вследствие ионизации, п2, а число носителей заряда, посту-
пающих в переход,— щ. Величину M=n2/tii называют коэффициентом
размножения носителей заряда. Исследования дают следующую зави-
симость коэффициента размножения носителей AI от приложенного
к диоду напряжения U:
м= (315)
1 W.J
Величина напряжения пробоя ил зависит от рода материала, его
удельного сопротивления р и типа перехода:
ил=арт.	(3.16)
Значения постоянной а и показателей степени т и k указаны в
табл. 3.1.
62
Параметры лавинного пробоя
Таблица 3.1
Материал и тип перехода	а	т	k
Германиевый п+-р-переход	52	0,6	6
Германиевый р+-л-переход	83	0,6	3
Кремниевый р+-п-переход	86	0,65	3,5
Кремниевый п+-р-переход	23	0,75	2
Когда приложенное напряжение U приближается к напряжению
пробоя 1/л, коэффициент размножения носителей резко возрастает,
растет число носителей заряда в переходе, сильно увеличивается ток
через переход, наступает лавинный пробой.
Влияние электрического поля на пробой диода заключается в том,
что, воздействуя на атомы кристаллической решетки, оно повышает
энергию валентных электронов и облегчает их переброс в зону прово-
димости. При значительных напряженностях электрического поля
(порядка 200 кВ/см) возможен туннельный пробой, обусловленный
прямым переходом электронов из валентной зоны в зону проводимости
смежной области, происходящим без изменения энергии электрона
(туннельный эффект).
Практически при электрическом пробое могут иметь место в той
или иной степени одновременно оба вида пробоя — туннельный и ла-
винный. Вольт-амперная характеристика диода при электрическом про-
бое соответствует кривой а на рис. 3.4.
Величина напряжения пробоя существенно зависит от состояния
поверхности перехода, где могут образовываться заряды того или
иного знака, которые уменьшают или увеличивают результирующую
напряженность поля у поверхности по сравнению с ее значением в
объеме. В неблагоприятном случае напряжение пробоя по поверхности
может быть в несколько раз ниже, чем по объему. Это еще раз подчер-
кивает важность стабилизации свойств поверхности полупроводника,
защиты ее от воздействия окружающей среды.
Тепловой пробой. Тепловой пробой диода возникает вследствие
перегрева перехода проходящим через него током при недостаточном
теплоотводу, не обеспечивающем устойчивость теплового режима пе-
рехода.
В режиме постоянного тока мощность, подводимая к переходу,
определяется обратным напряжением {/о6р и обратным током /о6р:
^Подв ~ ^обр^обр-	(3.17)
Эта мощность идет на разогрев перехода, в результате чего темпе-
ратура перехода Тп возрастает. При этом увеличиваются концентра-
ции носителей заряда в р-п-структуре и обратный ток перехода, что
в свою очередь приводит к увеличению подводимой мощности, новому
повышению температуры перехода и т. д.
63
Можно положить, что обратный ток перехода /обр~Л)- Тогда, согласно выра-
жению (3.4),
_ AU7
^обр = /т*ехр	.
А1Г
Умножив и разделив это соотношение на ехр —где То — температура окру-
К1 о
жающей среды, получим
, т	AW (Т и *—То)	iq\
^об₽—Л>бр. в ехр Ит~т •	*
где
Л>бР.в = /7-ехр(3.19)
— начальный обратный ток р-п-перехода при данной температуре окружающей
среды.
Таким образом, температура перехода и подводимая к нему мощность связаны
нелинейной зависимостью (кривая 1 на рис. 3.8)
р ,,	,	₽YnA^(7n-T0)	„ .
с’подп — С'обрГобр. в ехр	у, •	(о.20)
Выделяющееся в переходе тепло рассеивается преимущественно за
счет теплопроводности, поэтому отводимая от перехода мощность про-
порциональна разности температур перехода и окружающей среды:
» ____ Т„
отв Rt
(3.21)
Постоянную величину RT называют общим тепловым сопротивле-
нием диода *. Оно выражается в градусах на ватт и определяет пере-
пад температуры, необходимый для отвода 1 Вт мощности от перехода
*ШДб
Р№
ЧЮДВ
в окружающую среду. Тепловое сопротивле-
ние тем меньше, чем больше теплопроводность
материала Л и площадь Пт и чем меньше тол-
щина слоя 6Т, проводящего тепло:
р _
Кт~Т^т-
(3.22)
Коэффициент теплопроводности А у герма-
ния равен 0,52 Вт/(см.°C), т. е. примерно
в семь раз меньше, чем у меди, отличающейся
хорошей теплопроводностью. У кремния теп-
лопроводность лучше: 1=2,19 Вт/(см-° С).
Таким образом, отводимая мощность ли-
нейно возрастает при увеличении разности
температур перехода и окружающей среды
ТП—Та (кривая 2 на рис. 3.8).
режиме мощность, подводимая к переходу, и
Рис. 3.8
В установившемся
мощность, отводимая от него, должны быть равны:
подв
отв
(3.23)
* В ГОСТ 20004—74 для общего теплового сопротивления диода установлено ме-
нее удобное обозначение: .Rпер-кор-
64
(3.24)
Это условие определяет установившуюся температуру перехода
Тп — точку А пересечения кривых 1 и 2 на рис. 3.8, в которой, кроме
того, должно выполняться условие устойчивости режима
по дв	АГВ
ЙТ л	ОТ л
При увеличении обратного напряжения (/оГр мощность, подводи-
мая к переходу, возрастает и соотношение подводимой и отводимой
мощностей может стать таким, что равенство (3.23) не будет удовлет-
воряться ни при каких значениях температуры перехода (кривая 3
на рис. 3.8). При этом тепловой режим перехода теряет устойчивость,
температура и ток перехода неограниченно растут, возникает тепло-
вой пробой.
Из выражения (3.23), (3.17) и (3.21) найдем, что
jj _________________________7n max Т,
^обртах- Rt/o6p
(3.25)
Таким образом, максимально допустимое обратное напряжение
диода t/06pmax тем выше, чем меньше обратный ток диода /обр, теп-
ловое сопротивление RT, температура окружающей среды То и чем
выше максимально допустимая температура перехода Тптз]1.
Вольт-амперная характеристика диода в режиме теплового пробоя
соответствует кривой б на рис. 3.4. Она имеет падающий характер,
так как вследствие повышения температуры перехода концентрация
носителей заряда в нем резко увеличивается и электрическое сопро-
тивление перехода уменьшается относительно быстрее, чем растет ток
перехода.
•При плохом теплоотводе (кривая 4 на рис. 3.8) тепловой баланс
может нарушаться уже при небольших напряжениях t/o6p, которые
при правильной эксплуатации не приводят к пробою диода и счита-
ются допустимыми.
§ 3.2. ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ДИОДА
Соотношение (2.57) и соответствующая ему вольт-амперная харак-
теристика (см. рис. 3.4), описывающие связь между током и напряже-
нием диода в статическом режиме, могут быть использованы для опре-
деления тока диода и при воздействии переменного напряжения, из-
меняющегося с небольшой скоростью. Однако они теряют силу при
быстром изменении напряжения диода, соизмеримом по длительности
цикла с временем накопления и рассасывания неравновесного заряда
в базе диода и нескомпенснрованного объемного заряда в его элект-
ронно-дырочном переходе. Такой режим называется динамическим.
Перейдем к его изучению.
Накопленный заряд
Будем рассматривать диод р+-л-тппа. В этих условиях при прохож-
дении прямого тока инжекция имеет место преимущественно из эмит-
тера в базу. Одновременно с инжекцией дырок из эмиттера в базу из
3 № 1604	65
внешней цепи поступает такое же количество электронов, чем обеспе-
чивается сохранение ее электрической нейтральности. Дырки и элект-
роны, вводимые в базу диода прямым током, образуют накопленный
заряд QH диода.
Величину накопленного заряда можно определить следующим
образом. Суммарный электрический заряд базы состоит из положи-
тельного заряда доноров Qa и дырок Qp и отрицательного заряда элект-
ронов Qn. Так как база диода в любой момент времени должна быть
электрически нейтральной, ее суммарный заряд равен нулю, а поло-
жительный и отрицательный заряды должны быть всегда равны друг
другу:
<2д + <2Л,=О„.	(3.26)
Отсюда следует, что при изменении режима диода должна быть
одинакова скорость изменения отрицательного и положительного за-
рядов:
dQn I ^Qp_dQn	iо
dt + dt dt'	У5--')
Изменение заряда электронов обусловлено током диода i и
рекомбинацией неравновесных носителей заряда, скорость которой
прямо пропорциональна заряду базы Qp и обратно пропорциональна
времени жизни неравновесных носителей заряда в базе tp:
(328>
Ш	ii р
Изменение заряда доноров (?д обусловлено изменением толщины
перехода под действием приложенного напряжения:
dQn__dQg du__du
dt du dt 6 dt ’	' ’ '
где C6—dQpldu — барьерная емкость р-и-структуры, рассматривае-
мая далее.
Тогда выражение (3.27) приобретает вид
Это соотношение, называемое уравнением заряда, широко исполь-
зуют при анализе динамических процессов в диоде.
Пример 3.3. Рассмотрим случай, когда импульс тока имеет прямоугольную
форму (i=/j), а изменение заряда доноров мало по сравнению с изменением заряда
в Сазе н им можно пренебречь:
„ du
C6~dF<^~dT°
Тогда уравнение (3.30) можно записать в следующей форме:
<2Р
dQp=l1dt------— dt.
В этом уравнении разделяются переменные, и решение его имеет вид
—тр In
(3.31)
(3.32)
66
С помощью начального условия (при t=0 Q=0) найдем постоянную интегриро-
вания Л=тр1п/1. Обозначив неравновесный заряд, накопленный в базе диода к кон-
цу действия импульса (при Qp=QK)> из выражения (3.32) находим, что
<2н=л(1— ехр——тр.	(3.33)
Если длительность импульса тока инжекции значительно меньше времени
жизни тр, то, используя приближенное соотношение ехр (—х)~ 1—х, получим, что
накопленный заряд
<2н=/1,1.	’	(3.34)
Если длительность импульса значительно больше времени жизни хр, так что
второй член в выражении (3.33) пренебрежимо мал, то накопленный заряд приобре-
тает постоянное значение, не зависящее от длительности импульса:
Qn = /iTp.	(3.35)
Время жизни tp пропорционально квадрату диффузионной длины Lp (2.49а).
Поэтому для диодов, у которых толщина базы w^Lp, а скорость рекомбинации ды-
рок на выводе базы высока, заряд <2ГН, накопленный в базе, меньше заряда <?тл
в диоде с «толстой» базой:
СтН = 0тл_72'==Л ~гТ~ ~ ^1ТДф’	(3.36)
Lp ир
где тдф = ш2 Юр.
Величину тдф, имеющую смысл времени пролета сквозь базу, называют временем
диффузии носителей заряда.
Таким образом, применение тонкой базы является эффективным средством сни-
жения величины накопленного заряда, что, как увидим далее, существенно повыша-
ет быстродействие диода.
Емкости диода
Полупроводниковый диод обладает емкостными свойствами, т. е.
способностью накапливать и соответственно отдавать заряд при уве-
личении или уменьшении приложенного напряжения. Накопление
заряда происходит в переходе и в базе диода, в соответствии с этим
различают две составляющие емкости диода Сд — барьерную С6 и
диффузионную Сд4). При этом
Сд = С6 + Сдф.	(3.37)
Барьерная емкость. Для резкого р+-«-перехода объемный заряд
в переходе с учетом выражения (2.42)
<?«•= Пе#д6„ л; П У 2ее;7д(фк + н).
При изменении напряжения на переходе изменяется его толщина,
а следовательно, и заключенный в переходе нескомпенсированный за-
ряд, что и обусловливает емкостный эффект. Барьерной емкостью
(емкостью перехода) называют отношение приращения заряда на пере-
ходе dQa к вызвавшему его приращению напряжения du:
С6
dQn тт -|	ееL д
du ' 2 (<рк 4- и) ‘
3*
67
(3.38)
Отсюда следует, что барьерная емкость пропорциональна площади
перехода П и возрастает при
увеличении концентрации примесей.
Кроме того, она зависит от нап-
ряжения перехода, т. е. является
нелинейной емкостью. Обозначим
начальное значение барьерной ем-
кости (при п=0) через
c«=iiZ^- <3-39)
Тогда общее выражение (3.38)
можно записать в виде
Сб-(1+«/фк)1/г'	(3’40)
Г рафик зависимости C6/C0—f(U)
для диода с резким переходом
представлен на рис. 3.9 (кривая Б). Из рисунка видно, что при увели-
чении обратного напряжения емкость перехода падает. Упрощенно
эту зависимость можно пояснить следующим образом. Полупроводни-
ковая р-п-структура представляет собой как бы электрический кон-
денсатор, обкладками которого являются р- и п-области, а диэлектри-
ком — электронно-дырочный переход, практически не имеющий под-
вижных зарядов. При увеличении обратного напряжения толщина
перехода возрастает, обкладки конденсатора как бы раздвигаются и
емкость его падает.
Соотношение (3.40) справедливо только для структур с резким
переходом. В общем случае зависимость емкости от приложенного
напряжения может быть записана в виде
C6 = C0(l+u/q>K)-v,
(3-41)
где у лежит в пределах от 1/2 до 1/3 в зависимости от концентрацион-
ного профиля перехода.
Значения Со в топких переходах могут доходить до 300—600 пФ,
а изменение емкости при изменении напряжения может быть десяти-
кратным.
Диффузионная емкость. При переходе в область прямых напряже-
ний возрастает не только барьерная емкость диода, но и емкость, обу-
словленная накоплением неравновесного заряда в р- и н-областях
структуры. В несимметричной р+-л-структуре неравновесный заряд,
как указывалось, накапливается в базе [см. выражение (3.33)]:
<?н = Л> (1 — СХР —1 (ехр хи — 1) т„.	(3.42)
К	1
Связанная с накоплением неравновесною заряда емкость диода
называется диффузионной', она характеризует изменение неравновес-
ного заряда в базе dQ„ при изменении напряжения диода на величину
68
du. Из выражения (3.42) получаем для i=/f
( 1 ~ еХ₽ V) •	(3-43)
Эта емкость существенно отличается от обычной электрической
емкости тела, характеризующей накопление равновесных зарядов.
Диффузионная емкость характеризует накопление неравновесного за-
ряда, при этом разноименные заряды накапливаются в одном и том
же объеме, так как одновременно с инжекцией дырок из эмиттерного
перехода в базу поступают электроны из вывода базы, чем обеспечи-
вается сохранение электрической нейтральности тела базы. Вследствие
процесса рекомбинации накопленный заряд, а следовательно, и диф-
фузионная емкость быстро уменьшаются во времени. Скорость спада
зависит от времени жизни неравновесных носителей заряда и толщины
базы.
Для режима коротких импульсов, когда	из выражения
(3.43) получаем
СДФ =	(3.44)
Для диода с тонкой базой при тдф<^/] с учетом формулы (3.36)
получаем
^дФ = ^ДтдФ»	(3.45)
где тдф=к’2/Рр — время диффузии носителей заряда сквозь базу.
Пример 3.4. Для оценки диффузионной емкости рассмотрим диод при Т=ЗОО К,
у которого прямой ток /j= 10 мА, длительность импульса ^=1 мкс, и время жизни
неравновесных носителей заряда в базетр=0,1 мкс. Из выражения (3.43) находим
сдф = к71т/, = 40-10 10-3-0,1 10-’ = 40 000 пФ.
Такая большая диффузионная емкость оказывает существенное влияние на ха-
рактеристики диода; барьерная же емкость, составляющая десятки и сотни пикофа-
рад, имеет значение только в области обратных напряжений, когда СДф=0.
Динамические модели диода
Моделью какого-либо объекта называют физический, символиче-
ский или мысленный объект, соответствующий по принимаемым во
внимание свойствам рассматриваемому объекту и способный ввиду
этого заместить его в процессе познания, исследования, оценки и
проектирования. Моделирование широко используют в электронике.
В частности, соотношение (2.57) представляет собой аналитическую
модель, а вольт-амперная характеристика (см. рис. 3.4) — графиче-
скую модель диода для статического режима.
В динамическом режиме для описания свойств диода также исполь-
зуют ряд моделей. К ним относятся уравнение заряда (3.30), а также
динамические вольт-амперные характеристики и схема замещения
диода.
Динамические вольт-амперные характеристики. С учетом влияния
емкости диода его ток можно найти из выражения
/ = /(и) + Сд^-,	(3.46)
69
где I (и) —ток, определяемый по статической вольт-амперной харак-
теристике диода, а Сд=Сй4-Сдф — емкость диода.
С помощью этого соотношения, зная значение емкости Са(и), мож-
но построить семейство характеристик диода i=f(u, du/dt) для раз-
личных скоростей изменения напряжения du/dt. Полученные харак-
теристики существенно отличаются от статических. Динамические
характеристики могут быть использованы при графо-аналитическом
исследовании диодных устройств (рис. 3.10).
Рис. 3.10
Схема замещения. При анализе и синтезе различных электронных
устройств, содержащих полупроводниковые диоды, может быть ис-
пользована модель полупроводникового диода, состоящая из резисто-
ров и конденсаторов. Принципиальная схема этой модели носит наз-
вание схемы замещения или эквивалентной схемы полупроводникового
диода (рис. 3.11, а). На рис. 3.11, б элементы модели диода условно
сопоставлены с областями его физической структуры.
Обозначения на рисунке: С,, — емкость диода, равная сумме барь-
ерной и диффузионной емкостей и зависящая от режима; Rn — инте-
гральное сопротивление перехода, величину которого определяют с
70
помощью статической вольт-амперной характеристики диода: /?п~
= г6— распределенное электрическое сопротивление базы диода,
его электродов и выводов.
Иногда схему замещения рис. 3.10, а дополняют емкостью между
выводами диода Св, емкостями Свх, Свых (на рисунке показаны пунк-
тиром) и индуктивностью выводов £в.
§ 3.3. ТИПЫ ЭЛЕКТРОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ
И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
В основе применения полупроводниковых диодов лежит ряд их
свойств, таких, как асимметрия вольт-амперной характеристики, об-
ратный пробой электронно-дырочного перехода, зависимость барьер-
ной емкости от напряжения и т. д. В зависимости от вида используе-
мого свойства, т. е. от назначения, различают шесть основных функ-
циональных типов электропреобразовательных полупроводниковых
диодов: выпрямительные (силовые) диоды, высокочастотные диоды,
импульсные диоды, стабилитроны, варикапы (варакторы), туннель-
ные диоды. Каждый тип диода содержит ряд типономиналов, регла-
ментированный соответствующим ГОСТом (см. § 1.1).
При выборе диода следует кроме определения необходимого типо-
номинала проверить соответствие ожидаемых при эксплуатации и
допустимых для данного прибора по техническим условиям уровней
механических и климатических воздействий. Для окончательного
выбора диода используют его квалиметрическую модель (см. § 1.2).
Рассмотрим основные функциональные типы электропреобразова-
тельных полупроводниковых диодов, а также принцип их действия,
характеристики, параметры, особенности применения.
Выпрямительные диоды
Резкую асимметрию вольт-амперной характеристики р-п-перехода
широко используют для выпрямления переменного тока низкой час-
тоты. Приборы, предназначенные для этой цели, называются выпрями-
тельными диодами, они являются одним из наиболее распространен-
ных типов полупроводниковых диодов.
71
Простейшая схема выпрямителя на полупроводниковом дноде
показана на рис. 3.12. Переменное напряжение сети, повышенное
с помощью трансформатора до необходимой величины f7T, подается
через диод Д на конденсатор большой емкости Сф, выполняющий
функции фильтра — накопителя заряда. Периодически напряжение
трансформатора становится прямым, тогда через диод проходят им-
пульсы тока, подзаряжающие конденсатор. Остальную часть периода
конденсатор разряжается через нагрузку RB, включенную параллель-
но ему.
Так как емкость конденсатора	_	.
Сф выбирают достаточно большой,
Рис. 3.12	Рис. 3.13
то напряжение Uc на нем изменяется мало, напряжение нагрузки
t/BUnp=t/c оказывается практически постоянным и через нее прохо-
дит почти постоянный ток:
Л1ЫПР	выпр/^?в-
На рис. 3.13 показан график изменения во времени напряжения диода. Напря-
жение диода представляет собой алгебраическую сумму постоянного напряжении
нагрузки (/ВЫПр и переменного напряжения вторичной обмотки трансформатора
пг= l/Tsin<ot Максимальное прямое напряжение диода
Uпр = U-r— U выпр*
а максимальное обратное напряжение диода
б\>бр ~ ^выпр-
На рис. 3.13 с помощью вольт-амперной характеристики диода построен графин
изменения во времени тока диода. Можно видеть, что импульсы тока проходят в те-
чение времени, когда напряжение диода прямое. Длительность этих импульсов мень-
ше полупериода выпрямляемого напряжения и зависит от величины выпрямленного
напряжения. Очевидно, среднее значение тока диода
т
О
должно быть равно току нагрузки /выпр-
Ввиду высокой прямой проводимости диода выпрямленное напряжение прибли-
жается к Ur.
Максимальное обратное напряжение возникает в режиме холостого хода (й?«оо),
когда 1/выпр=17т:
Uo6p^Ut+UT=2Ut.	(3.47)
72
Из рассмотрения вытекает, что возможности полупроводникового
диода как выпрямителя характеризуются величинами максимально
допустимого анодного тока, определяющего максимальный выпрям-
ленный ток (ток нагрузки), и максимально допустимого обратного
напряжения, определяющего максимальное выпрямленное напря-
жение.
В выпрямительных диодах электронно-дырочный переход имеет
большую площадь, обеспечивающую получение выпрямленных токов
требуемой величины. В настоящее время наиболее распространены
выпрямительные: диоды сплавного типа. Для изготовления выпрями-
тельных диодов'широко используют кремний, имеющий более высокую
допустимую температуру и более низкую цену по сравнению с герма-
нием. Однако в мощных низковольтных выпрямителях в ряде случаев
выгоднее германиевые диоды, так как они имеют меньшее прямое
падение напряжения, чем кремниевые (см. рис. 3.5).
Мощные диоды с целью отвода тепла монтируют на специальных
радиаторах, изготовленных из металла, обладающего хорошей тепло-
проводностью; для увеличения рассеиваемой мощности используют
воздушное и жидкостное охлаждение.
Допустимый выпрямленный ток и допустимое обратное напряжение
диода зависят от температуры окружающей среды. При повышенной
температуре возрастает опасность теплового пробоя в соответствии
с выражением (3.25), поэтому подводимое напряжение и выпрямлен-
ный ток должны быть снижены по сравнению с номинальными.
Отечественной промышленностью выпускается широкая номенкла-
тура германиевых и кремниевых выпрямительных диодов на токи до
500 А и обратные напряжения до 1000 В.
При необходимости получения больших напряжений полупроводниковые при-
боры соединяют последовательно, цепочка может состоять из десятков приборов.
Однако допустимое обратное напряжение цепочки при этом не равно сумме допусти-
мых напряжений отдельных диодов. Дело в том, что присущий выпрямительным дио-
дам почти 20-кратный разброс величины обратного сопротивления приводит к не-
равномерному распределению обратного напряжения между диодами цепочки и,
как следствие, к пробою друг за другом всех диодов цепочки.
Для устранения этого вредного явления прибегают к шунтированию каждого
диода цепочки высокоомным резистором. Сопротивление резисторов выбирают так,
чтобы ток, протекающий через цепочку резисторов, был в несколько раз больше об-
ратного тока в цепочке диодов. Параллельно резисторам подключают конденсаторы,
емкость которых в несколько раз больше емкости диода. Образованный этими кон-
денсаторами емкостный делитель выравнивает динамическое распределение напряже-
ния между' диодами.
Натичие ДС-цепочец приводит к дополнительным потерям мощности. Для умень-
шения этих потерь предъявляются требования к величине обратного тока и емкости
диодов: они должны быть минимальными.
Нарушение равномерного распределения обратного напряжения между диодами
цепочки может возникать и в процессе восстановления запирающих свойств диодов
при переходе их нз проводящего состояния в непроводящее. Напряжение на диодах,
ранее восстановивших высокое обратное сопротивление, быстро нарастает и может
превысить предельно допустимое, что приведет к пробою диода. Для защиты от пере-
напряжений можно использовать упомянутые ДС-цепочки, но лучшие результаты
дает применение специатьных ограничителей напряжения — полупроводниковых
диодов, работающих в режиме лавинного пробоя. Подобные двусторонние ограничи-
тели напряжения выпускаются промышленностью.
73
Для получения большого выпрямленного тока можно пргменя1ь параллельное
включение диодов; при этом необходимо выравнивать токи диодов, лля чего последо-
вательно с каждым из диодов включают резистор, имеющий небольшое сопротивле-
ние. Токи мощных диодов выравнивают с помощью индуктивных делителей.
В нашей стране и за рубежом на основе изложенных методов соз-
даны мощные высоковольтные выпрямительные блоки, обеспечиваю-
щие получение мощности в нагрузке до 100 МВт при напряжениях до
100 кВ и токах до 1000 А.
Отечественной промышленностью выпускаются и маломощные вы-
прямительные элементы, представляющие собой цепочку последова-
тельно соединенных полупроводниковых выпрямительных диодбв,
размещенных в едином корпусе; их называют выпрямительными стол-
бами. Выпускаются также выпрямительные блоки, представляющие
собой конструктивно завершенное устройство, состоящее из выпрями-
тельных диодов, соединенных по определенной схеме, например мос-
товой.
Высокочастотные диоды
Под названием «высокочастотные диоды» объединим целую группу
полупроводниковых диодов, предназначенных для обработки высоко-
частотных сигналов, а именно:
детекторные диоды, предназначенные для выделения низкочастот-
ного сигнала из модулированного колебания;
смесительные диоды, используемые для изменения несущей час-
тоты модулированного колебания;
модуляторные диоды, предназначенные для модуляции высокочас-
тотного колебания, и др.
Для всех этих диодов общим является работа на высоких частотах.
Если на низких частотах ток в цепи диода определяется только
активными сопротивлениями электронно-дырочного перехода (/?„),
а также р- и n-областей полу-
Рис. 3.14
проводника (г6), то при работе
диода на высоких частотах боль-
шую роль играют барьернат и
диффузионная емкости. В ре-
зультате совместного влияния
этих емкостей и активного соп-
ротивления гб свойства диода на
высоких частотах оказываются
совершенно иными, чем на низ-
ких частотах, выпрямительный
эффект с ростом частоты почти
полностью исчезает.
Для расширения частотного
диапазона диода необходимо
уменьшить его емкость Сд и соп-
ротивление базы гб (см. рис.
3.11).
74
Для уменьшения емкости р-п-перехода в высокочастотных диодах
часто применяют точечную конструкцию (рис. 3.14, а). Монокристалл
германия или кремния n-типа является базой диода. База припаяна
к выводу свинцово-оловяппым припоем, обеспечивающим омический
контакт. С другой стороны к базе прижата вольфрамовая игла, имею-
щая диаметр острия не более 20—30 мкм. Благодаря малой площади
контакта обеспечивается получение малой емкости перехода (порядка
десятых долей пикофарада). Электродная система с целью защиты
от воздействия окружающей среды заключена в герметичный стеклян-
ный корпус; выводы электродов сделаны из ковара, имеющего такой
же температурный коэффициент расширения, что и стекло.
Контакт вольфрамовой иглы с поверхностью полупроводника обла-
дает выпрямительными свойствами, однако для создания стабильного
выпрямляющего контакта, имеющего более высокое пробивное напря-
жение, диод обычно подвергают электроформовке путем кратковремен-
ного (1/4 с) пропускания мощного импульса тока. Вследствие сильного
локального разогрева приконтактной области, приводящего к частич-
ному расплавлению кристалла и конца иглы, возникает диффузия
примесей в кристалл и под острием иглы после резкого охлаждения
образуется небольшая по объему p-область, возникает р-п-переход
(рис. 3.14, б). Для повышения прямой проводимости диода на конец
иглы перед формовкой иногда наносят акцепторную примесь (индий
или алюминий), при этом концентрация акцепторов в p-области дости-
гает 1017 см"3, а прямая проводимость — 100 мА, В. Из упомянутых ма-
териалов лучшие результаты, с точки зрения высокочастотных свойств,
дает алюминий, позволяющий получить меньший радиус р-п-перехода.
Предельная частота точечных диодов благодаря малой емкости
перехода составляет 300—600 МГц. Изготовляют также диоды на час-
тоты порядка десятков гигагерц. У них емкость перехода еще меньше,
что достигается специальной заточкой иглы с использованием прижим-
ного контакта без электроформовки. Предусмотрено максимальное
уменьшение индуктивности выводов. Однако допустимое обратное
напряжение у таких диодов не превышает 3—5 В; низкой получается
допустимая мощность рассеяния.
Особенностью вольт-амперной характеристики точечного диода
является отсутствие горизонтального участка на обратной ветви,
плавный переход в режим пробоя, что вызывается неоднородностью
структуры диода.
Для точечных диодов характерен большой разброс по обратному
току и прямой проводимости. Параметры подвержены заметному из-
менению в процессе хранения и эксплуатации. Для частичной стаби-
лизации диоды в процессе изготовления подвергают искусственному
старению.
На высоких частотах применяют также так называемые микро-
сплавные диоды, имеющие малую площадь перехода. Диоды с микро-
сплавными переходами выгодно отличаются от точечных лучшей ста-
бильностью параметров, по емкость перехода у них больше и предель-
ные частоты ниже, чем у точечных диодов. К этому типу приборов отно-
сится диод Д223, имеющий /выпр=50мА, £/обрдо150 В,/пред=20МГц.
75
Импульсные диоды
Полупроводниковые диоды широко используют в качестве ключа,
т. е. устройства, имеющего два состояния: «открыто», когда сопротив-
ление прибора очень мало, и «закрыто», когда его сопротивление очень
велико. Время перехода диода из од-
ного состояния в другое должно быть
по возможности небольшим, так как
этим определяется быстродействие ап-
паратуры. Предназначенные для этой
цели диоды называют импульсными
или ключевыми.
Заряд переключения. Для работы
в режиме переключения существен-
рис з 15	ное значение имеет величина заряда,
который должен быть выведен из
базы для перевода диода в закрытое состояние. Этот заряд называют
зарядом переключения. Очевидно, заряд переключения Qn всегда мень-
ше накопленного заряда <?и, так как за время, пока он выводится из
диода, часть носителей успевает рекомбинировать. Чем больше отно-
шение обратного тока /2 к прямому току тем больше относительное
значение заряда переключения
Для исследования процесса переключения диода используем схе-
му, приведенную на рис. 3.15. На диодД поступают импульсы прямо-
го тока	после окончания прямого импульса через резистор
подается лишь обратное напряжение источника стремящееся
запереть диод. Ток i(Z) и напряжение u(t) диода наблюдают с помощью
двухлучевого осциллографа, подключенного к диоду и резистору г
небольшого сопротивления, служащему для линейного преобразова-
ния измеряемого тока в напряжение.
На рис. 3.16, а показана осциллограмма тока диода в режиме пере-
ключения. На протяжении времени tlt предшествующего переключе-
76
нию, через диод проходит импульс прямого тока I^SJRi- При пере-
ключении диода на обратное напряжение <§“2 (7=0) его сопротивление
=uli вначале оказывается небольшим вследствие того, что база
насыщена носителями заряда, накопленными во время прохождения
прямого тока. Поэтому обратный ток /2, проходящий через диод,
имеет вначале большую ветичину:
Л |,||’’!
С течением времени накопленный заряд частично выводится из
базы током 7 2, а частично исчезает вследствие рекомбинации, поэтому
переход восстанавливает высокое обратное сопротивление, обрат-
ный ток диода падает до установившегося значения 7о6р.
Изменение концентрации накопленного заряда в базе плоскост-
ного диода в режиме переключения показано на рис. 3.17. К моменту
окончания прямого импульса в базе существует установившееся рас-
пределение концентрации (кривая 7=0). При переключении диода,
когда возникает обратный ток I^SJRt, кривая f распределения кон-
центрации у перехода получает обратный наклон. Создается диффу-
зионный ток дырок из базы в переход. Одновременно из базы во внеш-
нюю цепь в таком же количестве выводятся электроны, чем сохра-
няется нейтральность базы. Неравновесная концентрация неосновных
носителей заряда уменьшается как за счет рассмотренного процесса,
так и вследствие рекомбинации (кривая Г). Градиент концентрации
носителей заряда у перехода и ток остаются при этом постоянными до
тех пор, пока концентрация дырок у перехода не спадет до нуля (7=
=7г). Далее градиент концентрации начинает уменьшаться и обратный
ток достигает величины 7о6р.
Осциллограмма напряжения на диоде в процессе переключения
показана на рис. 3.16, б. В первый момент после включения прямого
тока на диоде наблюдается всплеск напряжения. Это объясняется тем,
что из-за ограниченной скорости диффузии носителей заряда база дио-
да сразу после включения еще не насыщена неравновесными носите-
лями и ее сопротивление повышено. По мере накопления носителей
заряда сопротивление базы снижается до установившегося значения,
так же как и напряжение.
После переключения диода напряжение на нем в течение первой
фазы рассасывания 72 остается положительным за счет неравновесного
заряда, медленно убывая до нуля. Все напряжение источника St
падает в это время на резисторе Rt (см. рис. 3.15). Затем напряжение
диода, изменив полярность, нарастает постепенно до значения напря-
жения источника St-
Длительность переключения диода с прямого направления на об-
ратное (724-7з) зависит от времени жизни носителей заряда в базе тр,
а также от соотношения между прямым /г и обратным /2 токами.
Уменьшая отношение 7i//2, можно сократить время переключения дио-
да на порядок. Для диодов с тонкой базой время переключения зави-
сит от времени диффузии носителей заряда сквозь базу тдф и при том
77
же времени жизни оказывается в десятки раз меньше, чем у обычных
диодов.
Параметры импульсных диодов. Импульсные диоды характеризу-
ются величиной прямого и обратного токов, для которых в технических
условиях устанавливаются максимально допустимые значения. Вели-
чина прямого тока диода в импульсном режиме значительно выше,
чем в непрерывном (см. § 4.4).
Быстродействие диода как ключа определяют два параметра —
время установления прямого напряжения и время восстановления обрат-
ного сопротивления (ГОСТ 20004—74).
Время установления прямого напряжения /уст — это интервал
времени от момента подачи импульса прямого тока на диод до момента
достижения заданного значения прямого напряжения (рис. 3.18).
*“
Цр.И
У
Рис. 3.18
Процесс установления прямого напряжения согласно тому же
ГОСТу характеризуют также пиковым значением прямого напряжения
диода, возникающего на нем при включении в прямом направлении и
заданной величине импульса прямого тока (рис. 3.18). Его называют
импульсным прямым напряжением диода и обозначают U„f и.
Время восстановления обратного сопротивления tBOC — это ин-
тервал времени от момента прохождения тока через нуль после пере-
ключения диода с заданного прямого тока на заданное обратное на-
пряжение до момента достижения обратным током заданного низкого
значения /вос (рис. 3.19).
По времени восстановления импульсные диоды подразделяют на
три группы:
высокого быстродействия (/вос<10 нс),
среднего быстродействия (10 нс<7вос<100 нс),
низкого быстродействия (/вос>100 нс).
Для диодов высокого быстродействия 7ВОС=0,1 Д, а для диодов
среднего быстродействия /вос=0,01 Д.
Типы импульсных диодов. Сплавные диоды имеют значительное
время восстановления (/впс>0,5 мкс). Точечные диоды, обладая малы-
ми емкостью перехода (0,5 пФ) и зарядом переключения (100—
200 пКл), имеют время восстановления менее 0,1 мкс, однако у них не-
78
Рис. 3.20
большие величины прямого тока (не более 20—50 мА) и допустимого
обратного напряжения (не более 20 В).
Значительно большей скоростью переключения, большей величи-
ной прямого тока, стабильностью параметров и малым их разбросом
отличаются меза-диоды. В этих диодах, изготовленных методом диф-
фузии, для уменьшения площади перехода
производят травление кристалла, в резуль-
те получается показанная на рис. 3.20
меза-структура (отисп. mesa — стол), име-
ющая диаметр шейки 70—200 мкм. Меза-
диоды имеют время восстановления /вос=
= 104-50 нс при прямом токе А до 500 мА и обратном напряжении
t/o6p до 100 В.
Особенностью характеристик выключения диодов, изготовляемых методом диф-
фузии, является малая длительность фазы спада обратного тока /3 (см. рис. 3.16).
Отношение ts/t2 может быть меньше 3%, а заряд переключения в некоторых типах
диодов приближается по величине к накопленному заряду.
Указанный эффект обусловлен тем, что при диффузионном введении примесей
концентрация их получается неравномерной: она убывает по мере удаления вглубь
от поверхности. Вследствие этого в базе возникает электрическое поле, направленное
к переходу и тормозящее инжектируемые дырки. При переключении диода на обрат-
ное направление поле «прижимает» дырки к переходу и этим растягивает первую фазу
процесса рассасывания t2, но к моменту ее окончания в базе практически не остается
неравновесных носителей заряда и обратное сопротивление диода почти мгновенно
нарастает до стационарного значения.
Диоды с резким восстановлением обратного сопротивления имеют ряд специфи-
ческих применений: генерирование импульсов с очень крутым фронтом, умножение
частоты в диапазоне дециметровых и сантиметровых воли, усиление импульсов и т. д.
Эффективны в режиме переключения планарно-эпитаксиальные диоды (см.
рис. 3.3). Они имеют параметры, близкие к идеальным: прямое сопротивление из-за
малой толщины базы составляет единицы ом; обратный ток благодаря хорошей защите
перехода имеет порядок долей наноампера при обратном напряжении до 100 В. Введе-
ние в базу атомов золота обеспечивает малое время восстановления порядка единиц
наносекунд. Эти диоды отличаются высокой стабильностью параметров и хорошей
надежностью.
Возможности дальнейшего увеличения скорости переключения
открываются при использовании токов, создаваемых основными носи-
телями заряда, прохождение которых не связано с накоплением заря-
да, ограничивающего быстродействие прибора. Для этой цели, в част-
ности, может быть использован участок лавинного пробоя диода на
обратной ветви его вольт-амперной характеристики. Высокая скорость
развития лавинного разряда позволяет повысить быстродействие дио-
да в 10—100 раз и получить время переключения порядка 0,01 пс.
Эффективным типом импульсных диодов являются также металло-
полупроводниковые диоды (диоды Шоттки).
Полупроводниковые стабилитроны
Режим электрического пробоя р-н-перехода находит практическое
применение для стабилизации напряжения. Такие диоды носят назва-
ние полупроводниковых стабилитронов. Их изготовляют из кремния,
обеспечивающего получение необходимой вольт-амперной характе-
79
ристики. Германиевые диоды для стабилизации напряжения непри-
годны, так как пробой у них легко приобретает форму теплового и
характеристика в этом режиме имеет неустойчивый падающий участок.
Вольт-амперная характеристика полупроводникового стабилитро-
на показана на рис. 3.21. В точке А, где пробой является достаточно
устойчивым, ток обычно имеет величину порядка 50—100 мкА. После
точки А ток резко возрастает и допустимая величина его 1тзк ограни-
чивается лишь мощностью рассеяния Ртах:
Лпах ^шах ст-
Допустимая рассеиваемая мощность Ртах определяется тепловым
сопротивлением диода RT, допустимой температурой перехода Тпп1ах
и температурой окружающей среды То в соответствии с соотношением
(3.21):
Л.х = ~^.	(3.48)
В современных стабилитронах максимальный ток колеблется в
пределах от нескольких десятков миллиампер до нескольких ампер.
Превышение максимального тока приводит к выходу диода из строя.
Рабочее напряжение стабилитрона, являющееся напряжением про-
боя р-п-перехода, зависит согласно соотношению (3.16) от концентра-
ции примесей в р-п-структуре и лежит в пределах 4—200 В.
Напряжение стабилитрона в рабочем режиме мало зависит от тока,
что является основой применения этих приборов. На рабочем участке
Рис. 3.21
зависимость напряжения от тока
характеризует дифференциаль-
ное сопротивление стабилитро-
на (см. рис. 3.21):
Рис. 3.22
г> . dP _AUcr
dl ~ Д/ст-
Оно составляет несколько десятков и даже единиц ом, причем мень-
шая величина соответствует стабилитронам, имеющим рабочее напря-
жение 7—15 В и большой рабочий ток.
При использовании стабилитрона для стабилизации напряжения
его включают параллельно нагрузке R (рис. 3.22). В неразветвленную
часть цепи включают ограничительный резистор, сопротивление г
80
которого должно быть значительно больше дифференциального со-
противления стабилитрона (чем больше отношение r/R,, тем лучше
стабилизация напряжения).
Если напряжение питания во время работы может изменяться
самопроизвольно в обе стороны относительно некоторого значения
то рабочую точку на характеристике стабилитрона выбирают посере-
дине рабочего участка, т. е. берут ток стабилитрона в исходной точке:
j  1 max	min
7ст— 2
Для этого напряжение питания должно быть равно
=	+'(/„ + /»)•	(3-49)
Принцип стабилизации напряжения заключается в следующем.
Пусть напряжение питания вследствие нестабильности изменяется в
пределах Д^?. Тогда напряжение на стабилитроне и нагрузке будет
изменяться на величину Д77ст, которая, как видно из рис. 3.21, зна-
чительно меньше Д<£0- Из выражения (3.49) находим
Д<£0 = Д7/ст + г (MR + Д7СТ) = Д77 + г (+
Отсюда
<з-50>
При rlR^>\ получаем, что Д77сг<^Д^г0, т. е. напряжение на
выходе изменяется значительно меньше, чем напряжение на входе
стабилитрона.
Стабилизация напряжения имеет место и при изменении сопротив-
ления нагрузки. Пусть по этой причине ток нагрузки возрос на Д/н.
Тогда напряжение на стабилитроне должно снизиться на гД/н. Однако
этого не происходит, так как сразу же резко уменьшается ток стаби-
литрона и результирующее изменение тока в неразветвленной цепи
будет меньше изменения тока нагрузки:
Д7О = Д/Н-А/СТ.
При этом результирующее изменение напряжения нагрузки
ДОсг = г(Д/н-Д/сг)	(3.51)
получается меньше, чем при отсутствии стабилитрона.
Так как Д/СТ=ДДСТ /?,, то, подставив выражение (3.51), найдем
//,, <3-52)
Отсюда можно видеть, что стабилизация тем выше, чем больше
отношение г//?,. Однако чрезмерное увеличение сопротивления со-
пряжено с большой потерей мощности в нем и поэтому является невы-
годным.
При использовании стабилитрона в прецизионных стабилизаторах
необходимо учитывать, что напряжение стабилизации 77ст зависит от
81
температуры. Температурный коэффициент напряжения стабилизации
в соответствии с выражением (1.1)
ТКГ=7|-^	(3.53)
лежит в пределах 0,1% на ГС. Величина и направление зависят от
напряжения стабилизации (рис. 3.23). Для напряжений ниже 5 В,
соответствующих узким р-и-переходам, где преобладает туннельный
пробой, ТКГ отрицателен. Для напряжений выше 6 В, соответствую-
щих более широким переходам, в которых основным становится ла-
винный пробой, ТКГ положителен, так как при увеличении темпера-
туры снижается подвижность носителей заряда в переходе и для удар-
ной ионизации, т. е. для лавинного пробоя, необходима большая ве-
личина напряженности электрического поля.
Для компенсации тем-
пературного дрейфа напря-
жения прибегают к вклю-
чению последовательно со
стабилитроном термозави-
симого резистора R (Г),
имеющего обратный темпе-
ратурный коэффициент (см.
рис. 3.22). Для стабилит-
ронов с положительным^
ТКГ для этой цели обычно
используют р-и-переходы,
включенные в прямом нап-
равлении. Подобные приборы с успехом применяют в качестве эта-
лонных источников напряжения даже в переносной аппаратуре.
Чтобы получить большое напряжение стабилизации, стабилитро-
ны включают последовательно, при этом для компенсации разброса
параметров иногда необходимо подключать к ним уравнительные ре-
зисторы. Параллельное включение стабилитронов также допустимо,
но, поскольку ток между ними вследствие разброса параметров рас-
пределяется неравномерно, во избежание повреждения среднюю мощ-
ность рассеяния на прибор следует брать значительно меньше величи-
ны, допустимой для одного прибора; кроме того, можно выравнять
токи диодов с помощью резисторов, включенных последовательно
с ними; при этом, однако, ухудшаются стабилизирующие свойства
ввиду увеличения результирующего дифференциального сопротивле-
ния приборов.
Варикапы
Общие сведения. Варикап — это полупроводниковый диод, приме-
няемый в качестве электрического конденсатора, управляемого напря-
жением. В варикапе используется зависимость емкости перехода от
обратного напряжения.
Схема включения варикапа показана на рис. 3.24, а. Обратное
напряжение на варикап подается через разделительный высокоомный
82
резистор предотвращающий шунтирование емкости варикапа ма-
лым внутренним сопротивлением источника питания. Изменяя величи-
ну обратного напряжения t7o6p, можно регулировать емкость варика-
па. Параллельно варикапу включают колебательный £С-контур, на-
стройку которого регулируют с помощью варикапа.
Для уменьшения влияния переменного напряжения колебатель-
ного контура на емкость варикапа часто применяют встречно-после-
довательное включение идентичных варикапов (рис. 3.24, б). Пере-
менное напряжение поступает на варикапы в противофазе, поэтому
вызываемые этим напряжением изменения емкости варикапов АС и
—АС взаимно компенсируются, а результирующая емкость варикапов
остается неизменной.
Качество варикапа определяется:
емкостью и пределами ее возможного регулирования с помощью
приложенного обратного напряжения;
добротностью и частотным диапазоном;
температурной стабильностью емкости и добротности.
Емкость варикапа. В соответствии с формулой (3.41) для емкости
варикапа можно записать
С=СоО+^г)’Т + Св,	(3-54)
где Св — емкость между электродами и выводами варикапа, не зави-
сящая от приложенного напряжения.
Начальная емкость варикапа Со согласно выражению (3.39)
СО=П(^У/2.	(3.55)
Она зависит от площади перехода П и концентрации примеси в базе
диода Na и практически может лежать в пределах от единиц пико-
фарад до десятых долей микрофарада. Возможное относительное изме-
нение емкости варикапа путем изменения приложенного обратного
напряжения Uo6p определяется выражением (3.54) (рис. 3.25). Раз-
брос характеристик может быть менее 2,5%.
83
Крутизна вольт-фарадной характеристики варикапа C(t/o6p), пред-
ставленной на рис. 3.25, как следует из соотношения (3.54),
Sc = -^- = — A£«fl £™₽y(v+1\	(3.56)
б^обр Фк \ фк /
Она имеет максимальное значение при £7обр=0 и с повышением
обратного напряжения уменьшается.
Наименьшую крутизну вольт-фарадной характеристики C(U) име-
ют варикапы с плавным концентрационным профилем (см. рис. 3.9,
кривая Д), наибольшую — так называемые изо-диоды, имеющие на-
растающую к границе областей концентрацию легирующей примеси *
(кривая В). Промежуточное положение занимает резкий переход (кри-
вая Б).
Добротность варикапа. При прохождении через варикап перемен-
ного тока /т часть мощности поглощается в токоведущих элементах:
выводах, электродах, областях базы и
эмиттера, обладающих некоторым резуль-
тирующим сопротивлением потерь г6. Пог-
лощение мощности происходит и в самом
электронно-дырочном переходе, находя-
щемся под воздействием переменного нап-
ряжения Um. Сопротивление потерь в пе-
реходе обозначим /?п. Таким образом,
приходим к эквивалентной схеме варика-
па, показанной на рис. 3.26.
Добротностью варикапа Q называют отношение реактивной мощ-
ности />рсакт= у ыСл1Дп к мощности потерь Р„0Т:
Q ^реакт/^пот-
Мощность потерь имеет две составляющие:
потери в токоведущих элементах
Pr^^r6Pm = ^^ChUmyr6-
потери в р-л-переходе
п __________________________ 1 б т
~~2 R„ •
Отсюда добротность варикапа
<2=-------------------------
“СдГ6+бад;
Как видно пз выражения (3.58), добротность варикапа зависит от
частоты. На низких частотах, когда пренебрежимо мал первый член
в знаменателе, добротность
Qll4 ~
определяется потерями в р-п-переходе.
•гл
-------0
j
^7
~ГС8в
-0
Рис. 3.26


(3.57)
(3.58)
(3.59)
* Такие переходы получают путем воздействия на полупроводник пучка быстрых
ионов легирующей примеси (метод имплантации).
84
На высоких частотах, когда пренебрежимо мал второй член, доб-
ротность
определяется потерями в токоведущих элементах.
Максимальная добротность соответствует частоте, при которой про-
изводная dQidto=O.
В результате дифференцирования имеем:
Q°nT 2 \ r6 J ’ “опт Сд(Гб₽п)1/2 •	(3-61)
Поскольку предпочтительна более высокая добротность, отсюда
следует, что варикап должен иметь максимальную величину отноше-
ния R„/r6. Для повышения R„ используют полупроводники с широкой
запрещенной зоной (AsGa), имеющие низкую концентрацию неоснов-
ных носителей заряда, т. е. малый обратный ток. Для уменьшения г6
повышают концентрацию примесей в базе в области, не захватываемой
р-п-переходом, т. е. на участке от электрода до р-п-перехода. Практи-
чески добротность варикапов может быть получена не хуже 100.
Рабочий диапазон частот варикапа определяется значениями ми-
нимально допустимой добротности Qmin. Минимальная рабочая часто-
та варикапа
®min q . г р »	(3.62)
Чпипсд''п	'
а максимальная рабочая частота
“max= QminQ-6‘	(3,63)
Температурная стабильность параметров варикапа. Влияние тем-
пературы на емкость варикапа обусловлено изменением контактной
разности потенциалов согласно выражениям (3.55) и (2.31):
В целом оно относительно невелико, значительно сильнее влия-
ние температуры на добротность варикапа, что обусловлено экспонен-
циальным ростом обратного тока при увеличении температуры. Пре-
дельная рабочая температура для германиевых варикапов составляет
50—60сС, для арсенид-галлиевых варикапов она достигает 150сС.
Применение варикапов. Благодаря возможности изменения ем-
кости с помощью напряжения варикапы находят применение для на-
стройки высокочастотных колебательных контуров и управления час-
тотой генераторов гармонических колебаний. Промышленностью вы-
пускается для этой цели большой ассортимент варикапов. Существует
также разновидность варикапов, специально предназначенных для
параметрического усиления колебаний и преобразования несущей
частоты. Эти приборы называют варакторами или параметрическими
диодами.
85
Туннельные диоды
В 1953 г. японским ученым Есаки было обнаружено, что р-п-струк-
туры, имеющие очень большую концентрацию примесей (порядка
Ю1В—ю20 см'3), обладают аномальными характеристиками, показан-
ными на рис. 3.27. В отличие от обычных диодов они хорошо проводят
ток не только в прямом, но и в обратном направлении, а на прямой
ветви их характеристики существует падающий участок. Аномальный
ход характеристик сильно легированных р-п-структур обусловли-
вается, как было установлено, туннельным эффектом, поэтому диоды
подобного типа получили название туннельных.
Как известно из курса физики, частица, имеющая энергию, недо-
статочную для прохождения через потенциальный барьер, может все
В обычных диодах, имеющих
гированной области не выше 1017
же проити сквозь него, если с дру-
гой стороны этого барьера имеется
такой же свободный энергетический
уровень, какой занимала частица
перед барьером. Это явление на-
зывается туннельным эффектом.
В квантовой механике показыва-
ется, что вероятность туннельного
перехода тем выше, чем уже потен-
циальный барьер и чем меньше его
высота. Туннельный переход совер-
шается электронами без затраты
энергии.
концентрацию примеси в менее ле-
:м-3, толщина электронно-дырочного
перехода сравнительно велика и вероятность туннельного перехода
электронов через потенциальный барьер ничтожно мала. В туннель-
ных диодах благодаря высокой концентрации примесей [см. формулу
(2.40)1 толщина перехода составляет около 0,01 мкм, т. е. барьер яв-
ляется очень узким. В этих условиях вероятность туннельного пере-
хода электронов через потенциальный барьер оказывается значитель-
ной, что и приводит к своеобразному виду характеристики диода.
Для того чтобы уяснить, каким образом влияет туннельный эффект
на характеристики туннельного диода, рассмотрим энергетические
диаграммы сильно легированной р-п-структуры при различных значе-
ниях приложенного к ней напряжения. Вследствие высокой концент-
рации примесей локальные уровни в такой структуре образуют сплош-
ную зону, а уровень Ферми смещается в зону проводимости в п-обла-
сти и в валентную зону в p-области. Полупроводники такого типа на-
зывают вырожденными.
На рис. 3.28, б показана энергетическая диаграмма туннельного
диода при нулевом смещении, штриховкой показаны энергетические
уровни, заполненные электронами. В этом случае электроны могут
совершать туннельные переходы в обоих направлениях; в состоянии
равновесия результирующий ток равен нулю.
86
Если на туннельный диод подано обратное напряжение, то энер-
гетические зоны смещаются таким образом, что напротив заполненных
уровней валентной зоны p-области оказываются свободные уровни
зоны проводимости п-области (рис. 3.28, а). При этом будет преобла-
дать поток электронов, совершающих туннельный переход из валент-
ной зоны p-области в зону проводимости n-областн, что приводит к
резкому увеличению обратного тока диода. Напомним, что в обычных
диодах обратный ток невелик, так как он создается главным образом
за счет экстракции неосновных носителей заряда, имеющих малую
концентрацию. Этот режим соответствует участку А характеристики
диода (см. рис. 3.27).
Рис. 3.28
Если на туннельный диод подано прямое напряжение U, то запол-
ненные уровни зоны проводимости п-области оказываются напротив
свободных уровней валентной зоны p-области (рис. 3.28, в) и начинает
преобладать туннельный переход электронов из зоны проводимости
п-области в валентную зону p-области. Туннельный ток, создаваемый
за счет этих переходов, имеет значительно большею величину, чем
обычный диффузионный ток, он достигает максимального значения,
когда уровень Ферми п-области совпадает с верхним уровнем валент-
ной зоны p-области, что соответствует напряжению U, на диоде по-
рядка 40—50 мВ для германиевых и 100—150 мВ для арсенид-галлие-
вых диодов. Это участок В характеристики диода.
При дальнейшем увеличении прямого напряжения перекрытие за-
полненных и свободных уровней уменьшается и туннельный ток па-
дает. Когда зона проводимости п-области полностью расположится на-
против запрещенной зоны p-области, туннельный ток должен снизить-
87
ся до нуля (рис. 3.28, г). Однако практически в этом режиме через
диод протекает некоторый избыточный ток, определяемый локальными
уровнями в запрещенной зоне, а также диффузионная составляющая
тока. Это участок Г характеристики диода.
При еще большем смещении (рис. 3.28, д) ток становится чисто
диффузионным. Это участок Д характеристики диода.
Параметрами туннельного диода являются ток /тах в точке мак-
симума (от нескольких миллиампер до нескольких ампер) и отношение
максимального тока /тах к минимальному току /min (не превышаю-
щее пяти). Отрицательная дифференциальная проводимость диода
(крутизна) S=dI!dU в центре падающего участка характеристики мо-
жет достигать сотен миллиампер на вольт.
Наличие отрицательной проводимости у туннельного диода ука-
зывает на возможность использования этого прибора для генерирова-
ния и усиления колебаний, преобразования сигналов и переключения.
На рис. 3.29, а показана схема включения туннельного диода как
усилителя, а на рис. 3.29, б — характеристика, поясняющая принцип
ее работы. Благодаря отрицательному наклону вольт-амперной харак-
теристики диода небольшое переменное напряжение t/BX приводит
к появлению значительного переменного напряжения на нагрузке
L/BUX. Заметим, что если сопротивление нагрузки R' имеет большую
величину, чем отрицательное сопротивление диода, то рассмотренная
схема превращается из усилительной в ключевую, так как точки ус-
тойчивого равновесия Я и Б у нее будут находиться на пересечении
характеристики нагрузки с восходящими ветвями характеристики дио-
да, а точка 0 является точкой неустойчивого равновесия. Напряжение
питания должно быть при этом увеличено до <£'л.
В связи с тем что ток в туннельном диоде создается основными но-
сителями, прохождение которых не связано с накоплением неравно-
весного заряда, прибор обладает чрезвычайно малой инерционностью.
Предельная частота туннельного диода ограничивается лишь емкостью
перехода, распределенным сопротивлением базы и индуктивностью
выводов и может достигать сотен гигагерц. Отличительными особенно-
стями туннельного диода являются также малое потребление мощности,
устойчивость к радиационному излучению, малые габариты и масса.
Влияние температуры на характеристику диода сравнительно невели-
88
ко (рис. 3.30). Эти качества туннельного диода обусловили его приме-
нение в радиоэлектронике. Однако существенным недостатком уст-
ройств на туннельных диодах является сильная электрическая связь
между выходом и входом, что затрудняет во многих случаях использо-
вание туннельных диодов.
Обращенные диоды. У диодов, имеющих концентрацию примеси в
менее легированной области порядка 1018 см-3, в характеристике поч-
ти исчезает падающий участок, и она приобретает вид, показанный
на рис. 3.31. При этом уровень Ферми находится у края валентной
зоны и туннельный ток может проходить только при обратных напря-
жениях, Проводящему направлению у этих диодов соответствует об-
ратная ветвь вольт-амперной характеристики, а запирающему — пря-
мая.
Обращенные диоды из арсенида галлия характеризуются следую-
щими значениями параметров: максимальный ток в проводящем на-
правлении /тах=3 мА при напряжении (Л<0,15 В, ток в запираю-
щем направлении 7min=0,054-0,15 мА при напряжении С72<0,9 В.
Поскольку ток в этих приборах создается основными носителями за-
ряда, обращенные диоды могут работать на более высоких частотах,
чем обычные полупроводниковые диоды.
«Горизонтальный» участок характеристики на прямой ветви может
быть использован для стабилизации тока в цепи.
Металлополупроводниковые диоды
Общие сведения. Все рассмотренные ранее полупроводниковые
диоды имеют в качестве основного структурного элемента, определяю-
щего их свойства и возможности, электронно-дырочный переход. Так,
несимметричность вольт-амперной характеристики электронно-дыроч-
ного перехода использ ют в вып мительных высокочастотных и им-
пульсных диодах, барьерную емкость перехода — в варикапах и ва-
ракторах, явление проооя перехода — в стабилитронах и т. д. Однако
ряд подобных эффектов, например несимметрия вольт-ампер ной ха-
рактеристики и наличие барьерной емкости, присущ также перехо-
89
дам «металл — полупроводник», выполненным с учетом определенных
требований. В то же время такие металлополупроводниковые переходы
обладают полезными отличительными свойствами. По этой причине
в последние годы ведется разработка диодов, у которых основным
структурным элементом, определяющим функциональные свойства
прибора, является т-р- или «/-«-переход (буквой т обозначен металл,
буквами р и п — соответственно полупроводник p-типа и «-типа).
При изучении явлений в электронно-дырочных переходах (см.
§ 2.4) приходилось сталкиваться с переходами т-р- и «/-«-типов, обла-
дающими электрическим сопротивлением, величина которого не зави-
сит от направления тока (омические переходы). Для получения подоб-
ных переходов металл, наносимый в качестве электрода на поверх-
ность электронного полупроводника, должен иметь, как указывалось,
работу выхода, меньшую работы выхода полупроводника (c<pmCeq>n);
для электрода, наносимого на поверхность дырочного полупроводни-
ка, требуется металл с большей работой выхода (е<рт>е<рр).
В этом случае в полупроводнике на границе с металлом образуется
обогащенный основными носителями заряда слой, обеспечивающий
высокую проводимость перехода независимо от направления тока.
Если же взять для электрода металл с противоположным соотно-
шением работ выхода (е<рт>е<рп или е<рт<Се<рр), то на границе с элект-
родом образуется обедненный основными носителями заряда слой
полупроводника, обладающий несимметричной характеристикой, как
у электронно-дырочного перехода. Подобные металлополупроводнн-
ковые переходы называют выпрямляющими.
Выпрямляющие металлополупроводниковые переходы. Рассмотрим
образование обедненного слоя в «/-«-переходе. На рис. 3.32, а показа-
ны энергетические диаграммы уединенных т- и «-областей. Работа
выхода электронов из металла е<рт больше, чем работа их выхода
<?<р„ из полупроводника «-типа.
При соединении металла и полупроводника в единую структуру
уровни Ферми 1TF и 1TF„ у них выравниваются (рис. 3.32, б), вследст-
вие перехода части электронов из полупроводника в металл возникает
контактная разность потенциалов <рк=<рт—<рп, (минус на металл).
В приконтактном слое полупроводника появляются нескомпенсиро-
ванный положительный заряд доноров Qa и электрическое поле, тор-
мозящее дальнейший переход электронов в металл. Поле оттесняет
электроны от электрода и создает слой, обедненный подвижными носи-
телями заряда. Энергетические уровни под действием тормозящего
поля получают в области обедненного слоя подъем в направлении к
электроду, как показано на рис. 3.32, б.
Электрическое сопротивление подобного «/-«-перехода зависит от
полярности приложенного напряжения. Напряжение, поданное мину-
сом на полупроводник «-типа, а плюсом на металл, является прямым:
суммарное тормозящее поле в переходе уменьшается н возникает зна-
чительный ток электронов из полупроводника в металл. При этом от-
сутствует явление инжекции и накопление неравновесного заряда.
Уравнение вольт-амперной характеристики выпрямляющего /«-«-пе-
рехода практически такое же, как у р-п-перехода.
90
Напряжение, поданное плюсом на полупроводник n-типа, а мину-
сом — на металл, является обратным ((7обр): тормозящее поле в пере-
ходе увеличивается, а ток оказывается очень малым (порядка наноам-
пер), так как он создается только теми немногочисленными электрона-
ми, которые способны преодолеть при переходе из металла в полупро-
водник большой потенциальный барьер: <рк+Ц>бР-
Второй электрод выпрямляю-
щей т-н-структуры должен обеспе-
чивать омический контакт п-области
с ее выводом, так же как в полупро-
водниковых p-n-диодах. Для этого
его изготовляют из металла, имею-
щего меньшую работу выхода, чем
в полупроводнике n-типа («рт<
<«р„); при этом образуется слон,
обогащенный электронами, перехо-
дящими в него из металла (рис.
3.33, а, правый контакт), который
хорошо проводит ток в обоих нап-
равлениях.
Выпрямляющим может быть и
m-р-переход, для этого должно
быть выполнено условие etpm<Ze(pp.
Электроны, переходя из металла
в полупроводник, заряжают металл
положительно, в полупроводнике
создаются нескомпенсированный от-
рицательный заряд акцепторов и
электрическое поле, оттесняющее дырки от контакта; возникают обед-
ненный слой и контактная разность потенциалов <рк=<рР—<рт (плюс
на металл) (рис. 3.33, б). Второй электрод выполняют из металла,
имеющего большую работу выхода, чем в полупроводнике p-типа. При
этом образуется обогащенный слой — омический переход. Прямое
напряжение в выпрямляющем ni-р-переходе соответствует плюсу на
р-областп. Энергетическая диаграмма для данного случая показана
на рис. 3.34, с и б, ее предлагается разобрать самостоятельно.
Типы металлополупроводниковых диодов. В последние годы была
освоена технология получения переходов «металл — полупроводник»
со стабильными свойствами, что привело к появлению различных типов
металлополупроводниковых диодов (диодов Шоттки), обладающих
рядом преимуществ.. В качестве полупроводника в них обычно исполь-
зуется кремний, в качестве металла — молибден, алюминий, наноси-
мые методом вакуумного испарения.
Высокочастотные и импульсные диоды Шоттки имеют площадь
перехода менее 20—30 мкм2, емкость — не более 1 пФ, очень малое
распределенное сопротивление базы гб. Отсутствие инжекции неоснов-
ных носителей заряда и связанного с ними накопления неравновес-
ного заряда в базе существенно повышает быстродействие импульсных
металлополупроводппковых диодов. Поэтому время переключения
91
эмиттером, пролетает сквозь базу до коллекторного перехода. Здесь
дырки увлекаются полем коллекторного перехода, включенного в об-
ратном направлении, и создают в его цепи ток, величина которого
пропорциональна эмпттерному току /д:
/;=а/э.
Коэффициент пропорциональности а называется коэффициентом
передачи тока эмиттера. При достаточно тонкой базе, когда потери
дырок за счет рекомбинации их в базе малы, коэффициент передачи
тока может доходить до 0,99 и более.
Кроме того, в цепи коллектора протекает собственный обратный
ток коллекторного перехода, имеющий небольшую величину. Его
обозначают 7кво- Индекс К указывает, что это собственный обратный
ток коллекторного перехода, индекс Б означает, что транзистор вклю-
чен по схеме с общей базой, индекс 0 указывает, что ток измеряется
при разомкнутой цепи эмиттера (обрыв) *. Как и в полупроводниковом
диоде, собственный обратный ток коллекторного перехода имеет три
составляющие: ток экстракции 7Ко, термоток перехода /Кт и ток по-
верхностной проводимости перехода /Ку:
Лево =/ко + /кт+^Кт-
Полный ток коллектора
7к =“7э +/кво.	(4.1)
Транзистор представляет собой управляемый прибор, его коллек-
торный ток зависит от тока эмиттера. Изменение тока коллектора при
изменении эмиттерного тока происходит с очень малой инерцией, если
база достаточно тонкая. Это позволяет использовать транзистор не
только на низких, но и на высоких частотах.
Поскольку напряжение в цепи коллектора, включенного в обрат-
ном направлении, может быть значительно больше, чем в цепи эмит-
тера, включенного в прямом направлении, а токи в этих цепях практи-
чески равны, мощность, создаваемая переменной составляющей кол-
лекторного тока в нагрузке R, может быть значительно больше мощ-
ности, затрачиваемой на управление током в цепи эмиттера, т. е. тран-
зистор обладает усилительным эффектом.
Эти качества в сочетании с малыми габаритами, высокой надежно-
стью, долговечностью и экономичностью обусловили широкое приме-
нение транзисторов в современной электронной технике.
Технологические типы биполярных транзисторов
Сплавные транзисторы. В тщательно отшлифованную пластинку легированного
сурьмой монокристалла германия, имеющую обычно размер 0,1X2, 7X2,7 мм, в ат-
мосфере водорода при температуре 500—560сС с двух сторон вплавляют индий. Про-
цесс вплавления продолжается до тех пор, пока расстояние между образующимися
p-областями не станет достаточно малым (50—60 мкм). В результате создается трех-
слойная структура с двумя близко расположенными электронно-дырочными перево-
дами (рис. 4.2). Затем германиевую пластинку укрепляют на металлическом кристал-
* Данная система обозначения собственных токов переходов соответствует
ГОСТ 20003—74.
S4
лодержателе и помещают в герметичный металлический корпус (рис. 4.3). Выводы
эмиттера и коллектора пропускают сквозь стеклянные изоляторы, закрепленные в
корпусе, вывод базы соединяют непосредственно с корпусом.
Транзисторы этого типа имеют сравнительно большое тепловое сопротивление
(до 300°С/Вт), так как отвод тепла от коллекторного перехода у них происходит вдоль
тонкой германиевой пластинки базы, имеющей малую теплопроводность. Поэтому
предельная мощность рассеяния таких транзисторов не превышает 250 мВт.
Кристалло-
Верматель
Рис. 4.3
Рис. 4.2
Германие-
вая плас-
тинка.
Герметичный „ „
металлический I
корпус
На рис. 4.4 показана конструкция транзистора, имеющего большую мощность
рассеяния. Здесь осуществлен непосредственный тепловой контакт с корпусом при-
бора, для чего индиевый коллектор припаивают к дну корпуса прибора. При этом
тепловое сопротивление между корпусом и прибором снижается до 0,5—1°С/Вт, что
позволяет рассеивать на коллекторе мощность до 100—150 Вт и более.
Для мощных транзисторов исключительно важное значение имеет получение
минимального теплового сопротивления между корпусом транзистора н теплоотво-
дом. С этой целью применяют прокладки из индиевой фольги и специальные пасты.
Если коллектор транзистора имеет потенциал относительно шасси устройства, то
между шасси и корпусом прибора прокладывают электрическую изоляцию, имеющую
низкое тепловое сопротив-
ление: слой окиси бериллия
или тонкий лист слюды.
Благодаря относите-
льной простоте сплавная
технология получила ши-
рокое применение при из-
готовлении транзисторов.
Однако при этом возника-
ют затруднения в полу-
чении достаточно однород-
ных переходов большой
площади и в управлении
толщиной базовой области.
Поэтому в настоящее вре-
мя наблюдается переход
к более совершенной диф-
фузионной технологии.
Рис. 4.4
95
Диффузионный метод изготовления транзисторных структур. Легирующие
примеси вводят в полупроводник из парообразной или жидкой фазы путем диффу-
зии, т. е. направленного переноса частиц примеси, вызываемого их тепловым движени-
ем и градиентом концентрации. Например, если запаяннуюампулу, в которой находят-
ся пластинки чистого германия и сурьма, нагреть до температуры 750—850сС, то атомы
испарившейся сурьмы будут интенсивно внедряться в германий, в результате поверх-
ностный слой германия приобретет повышенную концентрацию донорной примеси —
сурьмы.
Если концентрация примеси у поверхности полупроводника постоянна, что
обычно практически имеет место, то в результате диффузии частиц в глубь полупро-
водника в ием создается следующее распределение примеси:
N	2 Г
-тт-=1—— I ехр г2 dz,	(4.2)
ЛО	у п J
О
где D — коэффициент диффузии примеси; t — время диффузии; No — концентрация
примеси у поверхности полупроводника.
Из графика этой зависимости (рис. 4.5) видно, что глубина проникновения при-
меси в полупроводник зависит от продолжительности процесса диффузии. Время,
необходимое для создания легированного слоя достаточной толщины, измеряется
десятками минут и даже часами. Это позволяет контролировать диффузионный про-
цесс и точно управлять им, вследствие чего оказывается возможным получение
очень топких базовых слоев (менее 1 мкм).
^а\ю,яси~я
змиттерный
переход коллекторный
/	•/ переход
Эмиттер
! Каза ‘ \ Коллектор
I п I ---------------
W- | о*  I
Рис. 4.6
Скорость диффузии зависит от вида диффундирующей примеси. В частности,
для донорных примесей в германии опа выше, чем для акцепторных примесей. В крем-
нии, наоборот, акцепторные примеси диффундируют быстрее, чем донорные. Это дает
возможность, осуществляя одновременно диффузию нескольких примесей, получать
в толще полупроводника многослойные структуры с переходами (рис. 4.6).
При изготовлении транзисторов диффузионным методом концентрация примеси
в базе получается более высокой у эмиттера, что снижает омическое сопротивление
базы гд, и более низкой у коллекторного перехода, что уменьшает его емкость; одно-
временно повышается пробивное напряжение коллектора.
Первые транзисторы, изготовленные диффузионным методом, появились в 1956 г.
С тех пор разработан ряд методов их изготовления, наиболее распространены в на-
стоящее время планарный и планарно-эпитаксиальный методы.
Планарные н планарно-эпнтаксиальиые транзисторы. Отшлифованную пластинку
монокристаллического легированного фосфором кремния, имеющую распределение
концентрации примесей п + -л (рис. 4.7, с), после химической очистки и промывки
помещают в атмосферу влажного кислорода, где она при высокой температуре по-
крывается тонкой и плотной пленкой двуокиси кремния SiO2, эффективно защищаю-
щей поверхность кремния от воздействия внешней среды и проникновения примесей
96
(рис. 4.7, б). Затем в пленке окисла методом фотолитографии вытравливают окна
(рис. 4 7, в) и пластинку подвергают воздействию паров борной кислоты. Бор диффун-
дирует в кремний в каждом окне на глубину в несколько микрометров, создавая слой
с электропроводностью р-типа — базу будущей транзисторной структуры. Наружная
поверхность p-слоя при этом вновь покрывается защитной пленкой двуокиси кремния.
—т] Образование
защитной
’ J/7/7f#№SJO2
Создание базовой
области.
г)
Создание эмиттер-
ной области.
6}
Нанесение
электродов
Рис. 4.7
и эмиттера, нанести эти электроды
□ □ U
Рис. 4.8
так же как и выход образовавшегося на границе р- и л-областей р-п-перехода (па
рисунке не показано). Далее в пленке окнела методом фотолитографии вновь созда-
ют окна несколько меньшего размера и в атмосфере пятиокиси фосфора производят
диффузию донорной примеси В результате образуются эмиттерпая область с элект-
ропроводностью л+-типа и эмиттерный переход (рис. 4.7, г), который при этом также
покрывается снаружи защитной пленкой окисла (иа рисунке не показано). Остается
вскрыть окна для алюминиевых электродов базы
(рис. 4.7, д)—и транзисторные структуры готовы.
После резки пластинки на отдельные элемен-
ты, содержащие по Одной транзисторной струк-
туре, каждый элемент, называемый кристаллом,
впаивают коллектором на дно ножки стандартно-
го корпуса, эмиттерный и базовый контакты
присоединяют тонкими проводниками к соот-
ветствующим траверсам ножки. Собранную нож-
ку в осушенной атмосфере закрывают металли-
ческим колпачком и герметизируют (рис. 4.8).
Выпускаются также бескЛрпусные транзисторы,
у которых климатическая защита осуществляет-
ся с помощью тонкой пленки силикатного стекла.
Планарные транзисторы имеют переменную
концентрацию примесей в базе, уменьшающуюся
в сторону коллектора, что снижает, как указы-
валось, сопротивление базы и емкость коллектора. Градиент примеси имеется и в
эмиттере, что уменьшает его емкость и распределенное сопротивление эмиттера,
а также повышает пробивное напряжение эмиттерного перехода.
В планарных транзисторах применяют двухслойный коллектор и+-п-типа (см.
рис. 4.7) с целью снижения сопротивления тела коллектора гк при сохранении не-
4 № 1604
97
большой емкости коллектора и высокого пробивного напряжения коллекторного пере-
хода. Сильно легированная областьп+ обеспечивает получение низкого сопротивле-
ния тела коллектора, а тонкий высокоомный слой п позволяет снизить емкость кол-
лекторного перехода и повысить его пробивное напряжение.
Эффективным способом создания высокоомного слоя коллектора является нара-
щивание на поверхности низкоомной подложки тонкой пленки, имеющей точно та-
кую же монокристаллическую структуру, как подложка, и являющейся как бы ее
естественным продолжением. Наращивание таких пленок, называемых эпитаксиаль-
ными, осуществляют путем осаждения атомов полупроводника из газовой фазы на
чистую однородную монокристаллическую подложку из того же материала. Обычно
для этой цели используют реакцию термического разложения четыреххлористого
кремния в атмосфере водорода, протекающ}ю при высокой температуре порядка
1100°С:
SiCl4 + 2H2^±4HCl + Si |
Кремний, выделяющийся в результате реакции, осаждается на подложке, обра-
зуя на ней эпитаксиальный слой.
Эпитаксиальная технология, обеспечивающая более точный контроль толщины
высокоомного слоя, позволяет существенно улучшить параметры приборов. Пла-
нарио-эпитаксиальные транзисторы отличаются низким сопротивлением тела коллек-
тора гк, малой емкостью коллектора С«б и большим пробивным напряжением.
Тщательная защита коллекторного перехода от внешних воздействий пленкой
окисла обеспечивает почти полное отсутствие поверхностных токов утечки В этих
условиях обратный ток коллекторного перехода определяется только термогенераци-
ей носителей заряда в объеме полупроводника и величина его оказывается исключи-
тельно малой, составляя тысячные доли микроампера Этим планарный и планарно-
эпитаксиальный транзисторы выгодно отличаются от других типов транзисторов, так
же как малым разбросом и стабильностью параметров.
§ 4.2. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ПОТЕНЦИАЛА, КОНЦЕНТРАЦИЯ ЗАРЯДОВ
И ТОКИ В БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Распределение потенциала
Будем рассматривать одномерную модель, т. е. транзистор, имею-
щий плоскопараллельные электроды большой протяженности, когда
краевыми эффектами можно пренебречь. Концентрацию примесей в
базе, эмиттере и коллекторе будем считать постоянной, что типично
для сплавных транзисторов.
Ввиду того что концентрация примесей в эмиттерной, базовой и
коллекторной областях транзистора велика, можно пренебречь сопро-
тивлением этих областей по сравнению
с сопротивлением эмиттерного и коллек-
торного переходов и считать, что напря-
жения, приложенные к транзистору, дей-
ствуют непосредственно на переходах,
а в остальных областях поле отсутству-
ет. Распределение потенциала в транзис-
торе при этом будет иметь вид, показан-
ный нд рис. 4.9. Рассматривается случай,
когда к эмиттеру приложено прямое
напряжение Uas, а к коллектору — об-
ратное UKB. Потенциал базы принят
равным нулю.
9В
Концентрация носителей заряда в базе
Концентрация неосновных носителей заряда. Распределение неос-
новных носителей заряда в базе транзистора определяется с помощью
уравнения непрерывности (2.24):
d2p р—рп п
dx2 /2
Ьр
Начало координат выберем на границе базы с эмиттерным перехо-
дом (см. рис. 4.9), тогда граничные условия задачи можно записать
так:
при х = 0
Р = Рэ = рпехрх£/ЭБ,	(4.3)
при X — W
р = рк = р„ехрхикъ.	(4.4)
Общее решение уравнения имеет вид
р —р„= Лехр^ + Вехр-^-.	(4.5)
Постоянные интегрирования А и В найдем, подставив граничные
условия в выражение (4.5):
при х = 0
Р»— рп = А+В,
при x = w
ря — р„ = Аехр~ + Вехр
Решив эту систему уравнений относительно А и В и использовав
тождество ехр х—ехр(,—x)=2sh х, найдем:
Рк—Рп—(Рэ—Рп) ехр-г-
LP
А =
2sh~
Lp
Рк—Рп—(Рэ— Pn) exp =—
B =----------------
2sb-^-
Подставив найденные значения Л в В в уравнение (4.5), получим
выражение для концентрации носителей заряда в базе транзистора:
p-pn=^=.^sh^ + ₽«=£2Sh2L.
sh LP sh X LP
Lp	L-O
(4-6)
Отсюда градиент концентрации носителей заряда
^=_P3Z^?ch^ + PK=PnGh х
dx	w Lp 1 u) Lp
(4.7)
4*
09
Здесь использовано соотношение sh ~ «-р- при w<-^Lp, что име-
Р-р L-'p
ет место в транзисторе.
Выражение (4.7) можно упростить, поскольку в заданных преде-
лах изменения от 0 дз ш величина w—x<^.Lp, x<^.Lp и, следовательно,
ch^wl, ch-^^1.
L-p	P p
Использовав эти приближенные соотношения, получим
или
dp   /ь —Рп | Рк — Рп
dx	W ' t£l ’
dp Рэ — Рк
dx	w
(4-8)
(4.9)
Из выражений (4.8), (4.9) следует, что градиент концентрации не-
равновесных носителей заряда в базе транзистора можно считать
постоянным, а концентрацию носителей заряда в базе — изменяющей-
Рис. 4.10
ся по линейному закону. Это
показано на рис. 4.10, a, vjms.
пунктирная горизонтальная
линия отмечает равновесное
значение концентрации дырок
в базе рп. Чем выше прямое
напряжение эмиттера иЭБ,
тем согласно выражению (4.3)
больше концентрация дырок
в базе у эмиттерного пере-
хода:
Рэ = Рп ехр хб/эв ,
тем больше градиент концен-
трации дырок в базе (кривые
1, 2, 3).
Влияние коллекторного
напряжения на градиент кон-
центрации дырок в базе пока-
зано на рис. 4.10, б. С ростом
обратного напряжения кол-
лектора 6/КБ концентрация
дырок в базе у коллекторного
перехода в соответствии с вы-
ражением (4.4) уменьшается:
Рк = Рп ехР (—	кв)-
Однако, как видно из приведенного соотношения, абсолютное
уменьшение концентрации дырок в данном случае невелико, так как
экспоненциальный член при больших отрицательных напряжениях
100
мал. Поэтому обратное напряжение коллектора влияет на градиент
концентрации дырок в базе, а следовательно, и на ток эмиттера зна-
чительно слабее, чем прямое напряжение эмиттера.
Если же на коллектор подать прямое напряжение, то возникает
инжекция носителей заряда из коллектора в базу, концентрация ды-
рок в базе значительно возрастает, а градиент концентрации уменьша-
ется (кривая 3). В этом режиме влияние коллекторного напряжения
на градиент концентрации дырок в базе и ток эмиттера такое же, как
и влияние эмиттерного напряжения.
При изменении напряжения коллектора наблюдается изменение
толщины базы за счет изменения толщины коллекторного перехода
(эффект Эрли). Это также приводит к изменению градиента концент-
рации дырок в базе, но в сравнительно небольшой степени, так как
изменение толщины базы обычно относительно невелико.
На рис. 4.10, в показано распределение неосновных носителей за-
ряда в базе при обратном напряжении эмиттера и прямом напряжении
коллектора (инверсное включение транзистора). В этом случае (кри-
вая 1) концентрация уменьшается от коллектора к эмиттеру и гради-
ент ее существенно зависит от напряжения коллектора вплоть до t/KD=
=0 (кривая 2). Распределение носителей заряда в базе закрытого
транзистора характеризуется кривой 3.
Концентрация основных носителей заряда. Отметим прежде всего,
что инжекция дырок из эмиттера в базу обязательно сопровождается
одновременным поступлением в базу из внешней цепи через ее вывод
такого количества электронов, которое обеспечивает сохранение элект-
рической нейтральности всего объема базы. При этом распределение
электронов в базе должно быть, очевидно,
таким же, как и распределение дырок (рис.
4.11), так как только при этом условии каж-
дая микрообласть базы будет оставаться
электрически нейтральной, т. е. в любом
не очень малом элементе ее объема суммар-
ный заряд электронов, дырок и доноров
будет равен нулю. Однако такое неравно-
мерное распределение может быть стацио-
нарным лишь при наличии в базе электри-
ческого поля Е, уравновешивающего дей-
ствие диффузионных сил, стремящихся вы-
равнять концентрацию. Такое компенси-
рующее поле Е создается в базе за счет
незначительного взаимного смещения
распределенных в пространстве электронного и дырочного зарядов.
Величину этого внутреннего поля базы Е можно найти исходя из
того, что электронная составляющая тока эмиттера в транзисторе
пренебрежимо мала по сравнению с дырочной. Положив ее равной
нулю, получим

101
откуда
______^2Z_L^	(4-Ю)
dx e n dx'
Из условия электрической нейтральности в любой мнкрообласти
базы избыточная концентрация электронов должна равняться избы-
точной концентрации дырок:
п-пп = р-рп.	(4.11)
Отсюда градиент концентрации электронов
dn/dx = dp/dx,	(4.12)
а концентрация электронов при р^>рп
п = пп + р-рп^пп + р.	(4.13)
Напряженность внутреннего поля базы, уравновешивающего не-
равномерное распределение электронов,
о kT l dp	...
Е =--------;.	(4.14)
е пп+р dx	v ’
Внутреннее поле базы является ускоряющим для дырок, движу-
щихся к коллектору, и, следовательно, дырочный ток в базе имеет
не только диффузионную, но и дрейфовую составляющую:
+	(4.15)
Использовав соотношение (4.10), найдем
J=_e(l+-Mo;,|	(4.16)
V «n-гр/ ах
При небольших уровнях инжекции (р<0,1 пп) влиянием внутрен-
него поля на дырочный ток в базе транзистора, как видно из этого’
соотношения, можно пренебречь. При более высоких уровнях инжек-
ции влияние внутреннего поля базы на дырочный ток становится за-
метным, а при (р>пп) эффективный коэффициент диффузии
D-« = (1+^)Dr	(4-17>
стремится к 2DP.
Особенности транзисторов с переменной концентрацией примеси в базе
Электрическое поле в базе. Закон распределения примесей в базе
транзистора (4.2) можно аппроксимировать экспоненциальной зави-
симостью
N = 7V3exp ах.	(4.18)
Значение постоянной а в показателе экспоненты удобно выразить
через концентрацию примеси в базе у коллекторного перехода:
=NK при х=ш. Подставив эти величины, найдем, что
1 1 N,
°=wlnAT-	(4-19)
102
Для определения величины электрического поля в базе восполь-
зуемся тем обстоятельством, что в состоянии равновесия диффузионный
и дрейфовый токи в базе должны быть равны:
eD„g + enpn£ = 0.	(4.20)
При условии, что концентрация основных носителей заряда равна
концентрации доноров:
n = N и dn/dx = aN,	(4.21)
найдем, что напряженность электрического поля в базе дрейфового
транзистора
с Dn dn Dn kT 1 . Na	,,
E =-----^- —=-Иа =------ln-гг.	(4.22)
dx	e w J\IK	'	'
Из этого выражения видно, что электрическое поле постоянно по
всей базе и величина его зависит только от толщины базы w и концент-
рации примесей у эмиттера 7Va и коллектора NK.
Пример 4.1. Толщина базы ш=2 мкм, концентрация примеси у эмиттера
7УЭ=2-1О17 см-3, концентрация примеси у коллектора 7VK=2-1015 см-3. Тогда при
температуре 300 К внутреннее поле в базе транзистора будет иметь напряженность,
согласно соотношению (4.22),
1	2.1017
Е = 26.10-32-^1п2-]^-5=600 В/см.	(4.23)
Разность потенциалов между коллекторным и эмиттерным переходами, обуслов-
ленная этим полем и ускоряющая движение дырок к коллектору, A<p=£ki=600-2X
Х10-4=0,12 В.
Неравновесный заряд базы. Внутреннее поле оказывает влияние
на движение дырок в базе. Дырочный ток базы в этом случае будет
иметь не только диффузионную, но и дрейфовую составляющую:
J = Лф + Лр=	eDp~fa-*reP\LpE= eDp — In
Поэтому транзисторы с переменной концентрацией примеси в базе
часто называют дрейфовыми.
Исходя из данного выражения для дырочного тока базы можно
найти распределение плотности носителей заряда в базе дрейфового
транзистора. Пренебрегая рекомбинацией носителей заряда, будем
считать, что /р(х)=const. Тогда, дифференцируя по координате, по-
лучим
— 1п^^ = 0.	(4.24)
dx- w NKdx	'	1
Решение этого уравнения имеет вид
р_ 1-еП(х/ш-1)
Рэ 1-«1	’
где т] = 1п^ = —— коэффициент поля, определяющий соотношение
"к
между разностью потенциалов в базе &<p=Ew, создаваемой градиен-
том концентрации примеси, и температурным потенциалом <fT=kT!e
103
(коэффициент поля в дрейфовых транзисторах практически имеет ве-
личину от 3 до 8).
На рис. 4.12 показано распределение плотности носителей заряда
в базе дрейфового транзистора, рассчитанное по приведенному соотно-
шению для различных градиентов концентра-
ции примеси при одной и той же плотности
дырочного тока Jv. Случай т]=0 соответству-
ет транзистору с постоянной концентрацией
примеси в базе. При увеличении коэффициен-
та поля т] электрическое поле в базе и дрей-
фовая составляющая тока возрастают. Сле-
довательно, диффузионная составляющая тока
и градиент концентрации носителей заряда
должны уменьшаться, что и видно из графи-
ка. При т]=8 ток у эмиттерного перехода оп-
ределяется в основном дрейфом носителей за-
ряда и градиент их концентрации в этой об-
ласти практически равен нулю. По мере приб-
лижения к коллекторному переходу концент-
рация носителей заряда и дрейфовая состав-
ляющая тока уменьшаются, а градиент
концентрации носителей заряда и диффузион-
ная составляющая тока возрастают. Непос-
редственно у коллекторного перехода дрейфо-
вая составляющая тока равна нулю и ток является чисто диффузион-
ным. При одной и той же плотности тока ераацрЕ = eDp^ концентра-
ция носителей заряда эмиттера в дрейфовом транзисторе (рад) зна-
чительно меньше, чем в бездрейфовом (ра):
__ Dp ____ I
^9Д ЦршЕ	t] Р3'
Поэтому меньшую величину по сравнению с бездрейфовым транзис-
тором имеет и неравновесный заряд базы, что видно из рис. 4.12, а
следовательно, и диффузионные емкости, связанные, как известно, с
изменением неравновесного заряда базы.
Коллекторное напряжение в дрейфовом транзисторе мало влияет
на градиент концентрации дырок у эмиттерного перехода.
Ток эмиттера
Уравнение тока эмиттера. Ток эмиттера имеет дырочную и электрон-
ную составляющие: /э=^эр+^эл- Дырочная составляющая тока эмит-
тера определяется градиентом концентрации носителей заряда в базе
у эмиттерного перехода, т. е. при х=0
l3p^-neDpd/\ .
р	Рах\х=о
104
Использовав соотношение (4.7), получим
/Эр = ПеО, Г ch f-^1 •	(4-26)
[_	1~-р	ш J
С учетом выражений (4.3) и (4.4) найдем
hP =ПеП^Рп-с^	(ехРxf/3e~ В -ПСУ"(ехр xt/кб — 0- (4-27)
Электронная составляющая тока эмиттера определяется градиен-
том концентрации электронов в эмиттере у эмиттерного перехода:
Здесь х = —6Э— координата границы эмиттерного перехода со сто-
роны эмиттера, а 63 — толщина эмиттерного перехода (см. рис. 4.9).
Обычно толщина эмиттера значительно больше диффузионной дли-
ны электронов Ln. В этом случае градиент концентрации электронов
в эмиттере и электронная составляющая тока эмиттера определяются
соотношением, аналогичным (2.52):
dn I ______пэ пр
dx |л = -бэ — Lp ’
где па = пр ехр х(/ЭБ, и (2.55) для уединенного перехода:
/э„ = Пе^(ехрх(/ЭБ-1).	(4.28)
•-•п
Ток эмиттера, представляющий сумму дырочной (4.27) и электрон-
ной (4.28) составляющих, равен при w<^.Lp
г гт (DрРп Dnn.p \	TleDрРп
/э = Пе( ——(--j— )(ехрх(/ЭБ— 1)---------— (ехр х(/КБ— 1).	(4.29)
Введя обозначения
, п (DpPn Dnnp X	X\eDpPn
получим окончательное выражение для тока эмиттера:
/э= /ц (ехр х1/ЭБ — 1) — /12 (ехр х(/КБ — 1).	(4.31)
Величина /ц представляет собой ток экстракции эмиттера при ну-
левом напряжении коллектора (кривая 2 на рис. 4.10, в), а величина
/и — ток инжекции эмиттера при иЭБ=0, вызванный обратным кол-
лекторным напряжением, которое, как видно из рис. 4.10, а (кривая
/), создает градиент концентрации носителей заряда у эмиттерного
перехода, чем и обусловливается появление тока /12.
Соотношения (4.30) показывают, что токи 1ц и /12 имеют небольшую
величину (такого же порядка, как ток экстракции 10 уединенного элект-
ронно-дырочного перехода).
105
Коэффициент инжекции. Из принципа действия транзистора выте-
кает, что полезным для его работы является лишь дырочный ток эмит-
тера, так как именно он вызывает появление управляемого тока в це-
пи коллектора (рассматривается транзистор типа р-п-р). Электронная
составляющая тока эмиттера непосредственного влияния на ток кол-
лектора не оказывает. В связи с этим качество эмиттера характеризу-
ют параметром
Т=/эР//э,	(4.32)
который называется коэффициентом инжекции эмиттера. С помощью
выражений (4.27) и (4.28) найдем, что при ^Кб=0 коэффициент ин-
жекции эмиттера
/Эр	1	1	/л
1эр Л 1Эп J . /Эп ~~ j . £>,i И) •	^-3
^Эр Dp Ln Pn
Эмиттер, очевидно, тем лучше, чем ближе коэффициент инжекции
к единице. Для этого требуется, чтобы второе слагаемое в знаменателе
было возможно меньше единицы. Отношение D„/£)p=2-=-3, величина
w/Ln<^.\, следует иметь малым и отношение пр/рп, т. е. концентрация
неосновных носителей заряда в эмиттере пр должна быть значительно
меньше, чем концентрация неосновных носителей заряда в базе рп.
Для этого эмиттер необходимо легировать более сильно, чем базу,
что и делается практически. Обычно коэффициент инжекции эмиттера
можно считать равным единице, но при значительном росте тока эмит-
тера он снижается.
Ток коллектора
Управляемый ток коллектора. Ток коллектора также имеет дыроч-
ную и электронную составляющие. Дырочный ток коллектора опреде-
ляется градиентом концентрации дырок в базе у коллекторного пере-
хода, т. е. при х=ш
(4.34)
Использовав выражение для градиента концентрации носителей
заряда (4.7), получим
/кР = — ПеГ> ГРэ~Рп-Рк^р-п- ch ^-1 .	(4.35)
р	р L w w Lp]	'	'
Подставив выражение (4.26) в (4.35), найдем
7к₽=-----—/эР-----^(Рн-Рп).	(4.36)
С11 --
Lp
Первый член в выражении (4.36) представляет собой ток коллекто-
ра /кР, обусловленный дырочным током инжекции эмиттера 1Эр. Мно-
житель
106 .
определяет долю дырочного тока инжекции эмиттера, которая дости-
гает коллекторного перехода, и называется коэффициентом переноса.
При тонкой базе (w<^.Lp) потери на рекомбинацию носителей заря-
да в базе малы, коэффициент переноса близок к единице.
Поскольку дырочный ток эмиттера /эр=Т^э> ток коллектора, обус-
ловленный инжекцией эмиттера,
^kp = 'v^3P = 'vy/3.	(4-38)
Этот ток Гкр за счет процесса лавинного умножения дырок в кол-
лекторном переходе может создать превышающую его по величине
управляемую составляющую коллекторного тока:
rK=M/'Kp = vTM/3,	(4.39)
где М — коэффициент лавинного умножения в р-и-переходе, опреде-
ляемый выражением (3.15).
Величина
а = vy М = —~ —уМ.1 -	(4.40)
,+ir
представляет собой упоминавшийся в § 4.1 коэффициент передачи тока
эмиттера. Если коэффициент инжекции эмиттера у»1 и база транзис-
тора тонкая	то коэффициент передачи тока эмиттера может
быть очень близок к единице, а при большом обратном напряжении
коллектора, если Л4>1, коэффициент передачи тока эмиттера а>1.
Собственный ток коллекторного перехода. Перейдем к рассмотре-
нию второго члена в уравнении (4.36). Он не зависит от тока эмиттера
и представляет собой собственный (неуправляемый) дырочный ток
коллекторного перехода Г^р, обусловленный приложенным к коллек-
тору напряжением (/КБ:
ГКр = --^^(ехрх1/КБ-1).	(4.41)
Электронную составляющую коллекторного тока найдем так же,
как для уединенного перехода, аналогично выражению (4.28):
/'kn = —^по»-ц-(ехрх{/КБ —1).	(4.42)
Таким образом, собственный ток коллекторного перехода состоит
из дырочной (4.41) и электронной (4.42) составляющих:
/к —	+ ^Кл = — ^ко (exp xf/Ks — 1)»	(4.43)
где
г гт fDpPn^ Dnnp \
/ко = Пе(^- + -т-^)	(4.44)
X Lp L-n >
представляет собой ток экстракции коллекторного перехода при ра-
зомкнутой цепи эмиттера, иначе говоря, при токе эмиттера, равном
нулю. Сравнивая это выражение с (2.58), найдем, что ток /ко имеет
такой же порядок величины, что и ток экстракции /0 уединенного
электронно-дырочного перехода.
107
Уравнение тока коллектора. Ток коллектора равен сумме состав-
ляющих — управляемого тока Гк, возбужденного инжекцией эмитте-
ра, и собственного (неуправляемого) тока обусловленного коллек-
торным напряжением:
/к = сс/э—/К0(ехрх6/КБ—1).	(4.45)
В рабочем режиме, когда на коллектор подано большое обратное
напряжение, так что ехрх^7КБ<|1, следует учесть термоток пе-
рехода /Кт и ток поверхностной проводимости перехода /Ку, которые,
суммируясь с током экстракции /ко, образуют обратный ток коллек-
торного перехода:
Л<Бо—Л<о+^Кт+7Ку.	(4.46)
Тогда получим
7к = сс/э-|-7КБо.	(4.46а)
Подставив в (4.45) выражение для тока эмиттера (4.31), получим
зависимость тока коллектора от напряжений ДКБ и U3r>:
7К = а7и (ехр х ДЭБ — 1) — (/Ко -ф а/12) (ехр х Д КБ — 1).
Обозначив
72, =а7п и 722 = 7К0 + a/i2,	(4.47)
окончательно получим
/к = 721 (ехр хС/эб — 1) — 722 (ехр х^КБ — 1).	(4.48)
Величина 121 представляет собой ток инжекции коллектора при
напряжении коллектора, равном нулю (кривая 2 на рис. 4.10, в), а
величина 722— ток коллектора при напряжении эмиттера, равном
нулю, и обратном напряжении коллектора (кривая 1 на рис. 4.10, а);
ток /2з больше тока экстракции коллекторного перехода /к0 за счет
составляющей cc/i2, обусловленной инжекцией эмиттера.
Ток базы
В соответствии с первым законом Кирхгофа для электрической цепи
ток базы можно найти как разность токов эмиттера и коллектора:
/Б = /э—7К.	(4.49)
Использовав соотношение (4.46а), получим
/б = (1—а)/э — 7кБо.	(4.50)
Ток базы имеет две составляющие (см. рис. 4.1). Одна из них, рав-
ная (1—а)7э, обусловлена рекомбинацией носителей заряда в базе
транзистора и в небольшой мере электронным током эмиттера. Другая
составляющая представляет собой собственный обратный ток коллек-
торного перехода 7КБо. При обратном напряжении коллектора они
имеют противоположное направление и при определенных условиях
могут взаимно компенсироваться. Как следует из выражения (4.50),
ток базы равен нулю, если ток эмиттера
108
§ 4.3. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
Схема с общей базой
В транзисторах в качестве одной из независимых переменных обыч-
но выбирают ток эмиттера, легче поддающийся регулированию, чем
напряжение. Из характеристик наибольшее распространение получи-
ли входные и выходные характеристики транзистора.
Входные характеристики. Входные характеристики транзисторов
в схеме с общей базой /э=/(^эв) при £/КБ=const определяются зави-
симостью (4.31):
/э = /ц (ехр х//ЭБ — 1) — /12 (ехр х//КБ — 1).
При большом обратном напряжении коллектора (ехр х{/КБ<^1)
ток мало зависит от коллекторного напряжения. На рис. 4.13, а по-
казаны реальные входные характеристики германиевого транзистора.
Они соответствуют теоретической зависимости (4.31), подтверждается
и вывод о слабом влиянии коллекторного напряжения па ток эмиттера.
Рис. 4.13
Начальная область входных характеристик, построенная в соот-
ветствии с теоретической зависимостью (4.31), показана на рис. 4.13, а
крупным масштабом (в окружности). Отмечены токи 1ц и /12, а так-
же эмиттерный ток закрытого транзистора
/эотс = /12	/11»	(4.51)
протекающий в его цепи при обратных напряжениях эмиттера и кол-
лектора. Как следует из соотношения (4.31), ток эмиттера равен нулю
при напряжении эмиттера
1/э,=‘Д|„(|_'а).	(4.62)
Такое же напряжение устанавливается на эмиттере, если он изо-
лирован от других электродов.
Реальные характеристики транзистора в начальной области не-
сколько отличаются от теоретических. Обратный ток эмиттера при
короткозамкнутом коллекторе, обозначаемый /ЭБК, отличается от
109
Юка экстракции /и наличием еще двух составляющих: термотока
7эт и тока поверхностной проводимости /Эу:
^эбк = Л1 + /эт+ 7эу-	(4.53)
Обратный ток эмиттера при обратном напряжении коллектора
^эви = lit —112 + 7эт + /эу = /эбк — 112-	(4.54)
Входные характеристики кремниевого транзистора показаны на
рис. 4.13,6. Они смещены от нуля в сторону прямых напряжений; как
и у кремниевого диода, смещение равно 0,6—0,7 В. По отношению к
входным характеристикам германиевого транзистора смещение со-
ставляет ~0,4 В.
Выходные характеристики. Теоретические выходные характеристи-
ки транзистора в схеме с общей базой /к=/:([/КБ) при /э const опре-
деляются зависимостью (4.45):
I к = а/э — I Ко (ехр V.U КБ — 1).
Они представлены на рис. 4.14,а. Вправо по горизонтальной оси
принято откладывать рабочее, т. е. обратное, напряжение коллектора
(отрицательное для транзисторов типа р-п-р и положительное для
транзисторов типа п-р-п). Значения протекающего при этом тока
коллектора откладывают по вертикальной оси вверх. Такой выбор
осей координат выгоден тем, что область характеристик, соответствую-
щая рабочим режимам, располагается при этом в первом квадранте,
что удобно для расчетов.
Если ток эмиттера равен нулю, то зависимость Л<=/(^кб) представ-
ляет собой характеристику электронно-дырочного перехода: в цепи
коллектора протекает небольшой собственный обратный ток /Ко или
с учетом равенства (4.46) ток /КБ0- При Т/ЭБ=0 собственный обратный
ток коллектора /кбк=^22+/кт+^Ку- При прямом напряжении коллек-
тора ток изменяет направление и резко возрастает — открывается кол-
лекторный переход (в целях наглядности на рис. 4.14 для положитель-
ных напряжений взят более крупный масштаб).
110
Если же в цепи эмиттера создан некоторый ток /э, то уже при ну-
левом напряжении коллектора в его цепи в соответствии с выражением
(4.45) протекает ток /к=а/э. обусловленный инжекцией дырок из
эмиттера. Поскольку этот ток вызывается градиентом концентрации
дырок в базе, для его поддержания коллекторного напряжения не
требуется.
При подаче на коллектор обратного напряжения ток его несколько
возрастает за счет появления собственного тока коллекторного пере-
хода /КБо и некоторого увеличения коэффициента переноса v, вызван-
ного уменьшением толщины базы.
При подаче на котлектор прямого напряжения появляется прямой
ток коллекторного перехода. Так как он течет навстречу току инжек-
ции аГэ, то результирующий ток в цепи коллектора с ростом прямого
напряжения до величины UM быстро
уменьшается до нуля, затем при дальней-
шем повышении прямого напряжения
коллектора приобретает обратное нап-
равление и начинает быстро возрастать.
Если увеличить ток эмиттера до зна-
чения /э, то характеристика /к=/(^кв)
сместится пропорционально вверх на
величину а (/3-/3) и т- Д-
На рис. 4.14,6 представлены реаль-
ные выходные характеристики транзи-
стора МП14; они имеют такой же вид,
как и теоретические, с учетом поправок
на термоток перехода и ток его поверхностной проводимости (4.46).
Коэффициент передачи тока эмиттера. Как показывает опыт, коэф-
фициент передачи тока а зависит от величины тока эмиттера (рис.
4.15).
С ростом тока эмиттера в соответствии с выражением (4.14) увеличи-
вается напряженность внутреннего поля базы, движение дырок на
коллектор становится более направленным, в результате уменьшают-
ся рекомбинационные потери на поверхности базы, возрастает коэф-
фициент переноса v, а следовательно, и а. При дальнейшем увеличении
тока эмиттера снижается коэффициент инжекции и растут потери на
объемную рекомбинацию, поэтому коэффициент передачи тока а на-
чинает уменьшаться.
В целом зависимость коэффициента передачи тока а от тока эмит-
тера в маломощных транзисторах незначительна, в чем можно убедить-
ся, обратив внимание на масштаб по вертикальной оси рис. 4.15.
В транзисторах, работающих при высокой плотности тока, наблю-
дается значительное падение напряжения вдоль базы, обусловленное
током базы; в результате напряжение в точках эмиттерного перехода,
удаленных от вывода базы, оказывается заметно меньшим, чем в близ-
лежащих. Поэтому эмиттерный ток концентрируется по периметру
эмиттера ближе к выводу базы, эффективная площадь эмиттера полу-
чается меньше, чем при равномерной инжекции, и коэффициент а быст-
ро падает с ростом тока эмиттера. Для ослабления указанного явления
111
применяют электроды, имеющие высокое отношение длины периметра
к площади: кольцевые (см. рис. 4.4) и гребенчатые (см. рис. 5.23).
Схема с общим эмиттером
Ранее были рассмотрены статические характеристики транзистора,
включенного по схеме с общей базой, когда общая точка входной и вы-
ходной цепей находится на базовом электроде. Другой распростра-
ненной схемой включения транзистора яв-
ляется схема с общим эмиттером, в кото-
рой общая точка входной и выходной це-
пей соединена с эмиттерным электродом
(рис. 4.16).
Входным напряжением в схеме с общим
эмиттером является напряжение базы б/Бэ,
измеряемое относительно эмиттерного элек-
трода. Для того чтобы эмиттерный пере-
ход был открыт, напряжение базы долж-
но быть отрицательным (рассматривается
транзистор типа р- п-р).
Выходным напряжением в схеме с об-
щим эмиттером является напряжение кол-
лектора (/кэ, измеряемое относительно эмиттерного электрода. Для
того чтобы коллекторный переход был закрыт, напряжение коллекто-
ра должно быть большим по величине, чем прямое напряжение базы.
Отметим, что в схеме с общим эмиттером в рабочем режиме, когда
транзистор открыт, полярность источников питания базы и коллектора
одинакова.
Входные характеристики. Входные характеристики транзистора в
схеме с общим эмиттером представляют собой зависимость тока базы от
напряжения базы: /б=/((/бэ) при £7K3=const.
Зависимость тока базы от напряжений эмиттера и коллектора най-
дем из уравнений (4.31) и (4.48). Вычтя второе уравнение из первого,
введя обозначения
Д1 —	I 21 — (1 а) ^11»
(4.55)
Дг — ^12	^22 — П а) 112 /ко	(4.56)
и использовав соотношения иЭБ=—иБЗ и U№=UK3—б/БЭ, окон-
чательно получим
fs =	(ехр хТ/БЭ — 1) — /32 [ехр х ((/кЭ — иБэ) — 1].	(4.57)
При большом обратном напряжении коллектора, когда ехрх (6/кэ~ -
—ток базы
/б = (1 —а)/ц(ехрх(/БЭ— 1) + (1 — а)11г — /Ко.	(4.58)
Если при этом напряжение базы также обратное (ехрх (/ЕЭ<^1),
то ток базы идеального транзистора
Лз отс= 0 а) (Л1 ^ко ^ко-	(4.59)
112
В реальном транзисторе добавляются токи утечки и термотоки пе-
реходов, поэтому обратный ток базы закрытого транзистора
^вэи = (1 —а) ^ЭБО — ^КБо~ ^кво-	(4.60)
Входные характеристики германиевого транзистора показаны на
рис. 4.17. При обратном напряжении базы и коллектора, т. е. в закры-
том транзисторе, согласно выражению (4.60), ток базы /КБ{7 является
в основном собственным током коллекторного перехода /КБо. Поэтому
при уменьшении обратного напряжения базы до нуля ток базы сохра-
няет свою величину:	—/КБо.
При подаче прямого напряжения на базу открывается эмиттерный
переход и в цепи базы появляется рекомбинационная составляющая
тока (1—а)/э. Ток базы в этом режиме в соответствии с выражением
(4.50) /Б=(1—«)/э—/КБо; при увеличении прямого напряжения он
уменьшается вначале до нуля, а затем изменяет направление и возра-
стает почти экспоненциально согласно соотношению (4.57).
Когда на коллектор подано большое обратное напряжение, оно ока-
зывает незначительное влияние на входные характеристики транзи-
стора. Как видно из рис. 4.17, при увеличении обратного напряжения
коллектора входная характеристика лишь слегка смещается вниз, что
объясняется увеличением тока поверхностной проводимости коллек-
торного перехода и термотока.
При напряжении коллектора, равном нулю, ток во входной цепи
значительно возрастает по сравнению с рабочим режимом б/кэ<6,
потому что прямой ток базы в данном случае проходит через два па-
раллельно включенных перехода — коллекторный и эмиттерный.
В целом уравнение (4.57) достаточно точно описывает входные харак-
теристики транзистора в схеме с общим эмиттером, но для кремниевых
транзисторов лучшее совпадение получается, если вместо х брать
х1=0,8х.
Коэффициент передачи тока базы. Найдем зависимость тока кол-
лектора от тока базы с помощью выражений (4.46а) и (4.49):
/к = а/э+ ^кбо = (Х(^к + ^б) + 7к,бо>
113
или
+	(4.61)
Величина
Р=т^	(4.62)
называется коэффициентом передачи тока базы. Поскольку коэффи-
циент передачи тока эмиттера а близок к единице, значение Р обычно
лежит в пределах от 10 до 1000 и более.
Подставив в равенство (4.62) выражение (4.40), получим
Это соотношение выражает сильную зависимость коэффициента пе-
редачи тока базы р от напряжения коллектора, так как с изменением
последнего изменяются v и М.
Коэффициент передачи тока базы существенно зависит и от тока
эмиттера (рис. 4.18). С ростом тока эмиттера коэффициент передачи
тока базы вначале повышается вследствие увеличения напряженности
внутреннего поля базы, ускоряющего перенос дырок через базу к кол-
лектору и этим уменьшающего рекомбинационные потери на поверх-
ности базы.
При значительной величине тока эмиттера коэффициент передачи
тока базы р начинает падать за счет снижения коэффициента инжекции,
уменьшения эффективной площади эмиттера и увеличения рекомбина-
ционных потерь в объеме базы.
Перечисленные причины обусловливают, как указывалось, не-
большую зависимость коэффициента передачи тока эмиттера а. от тока
эмиттера /э (см. рис. 4.15). Но коэффициент передачи тока базы р при
изменении тока эмиттера может изменяться в несколько раз, поскольку
в выражении (4.62) в знаменателе стоит разность близких величин
1—а.
Введя обозначение для коэффициента передачи тока базы Р в вы-
ражение (4.61), получим основное уравнение, определяющее связь
между токами коллектора и базы в схеме с общим эмиттером:
7К = Р^Б + (Р + 1) /кво-	(4.64)
Зависимость тока коллектора от напряжений базы и коллектора
можно найти из выражения (4.48), заменив в нем U3L на —Т/БЭ и (/кв
на Uкэ—Uбэ*
Ас = Ли (ехр х(/БЭ — 1) — /22 [ехр х (£/кэ — ивэ) — 1].	(4.65)
Уравнения (4.64) и (4.65), а также (4.50) и (4.57) являются основ-
ными для транзистора, включенного по схеме с общим эмцттером.
Выходные характеристики. Выходные характеристики транзис-
стора в схеме с общим эмиттером	при /Б=const опреде-
ляются соотношением (4.64) и изображены на рис. 4.19. Минимально
возможная величина коллекторного тока получается в том случае,
114
когда закрыты оба перехода — и коллекторный и эмиттерный. Ток
базы в этом случае согласно выражению (4.60)
I БЭП — (1 а) 1эьи — ^КБО ~ — ^КБо»	(4.66)
где 7эбс/ — ток эмиттера закрытого транзистора.
Рис. 4.19
Ток коллектора закрытого транзистора тз соответствии с выраже-
ниями (4.64) и (4.66)
I КЭи = — БЭО — (Р + 1) JКБО ~ IКБо-	(4.67)
Ввиду малости тока /КБ0 эта характеристика на рис.4.19 не видна,
она совпадает с осью напряжений.
При токе базы, равном нулю, что имеет место при небольшом пря-
мом напряжении базы, когда рекомбинационная составляющая тока
базы (1—а)1э равна обратному току коллекторного перехода /КБо,
коллекторный ток в соответствии с выражением (4.64)
/кэо = (Р+1)/кбо.	(4.68)
С ростом коллекторного напряжения заметно увеличение этого то-
ка вследствие увеличения коэффициента передачи тока базы р.
При токе базы /Б выходная характеристика транзистора смещается
вверх на величину р/Б. Соответственно выше идут характеристики при
больших токах базы /Б, /Б' ит. д. Ввиду зависимости коэффициента пе-
редачи тока базы от тока эмиттера расстояние по вертикали между ха-
рактеристиками не остается постоянным: вначале оно возрастает,
а затем уменьшается.
При снижении коллекторного напряжения до величины, меньшей
напряжения базы, открывается коллекторный переход, что должно
было бы повлечь за собой увеличение тока базы, но по условию он
должен быть постоянным. Для поддержания тока базы на заданном
уровне приходится снижать напряжение базы, что сопровождается
уменьшением токов эмиттера и коллектора, поэтому выходные харак-
теристики при I (/кэ1<1 С/БЭ1 имеют резкий спад. Транзистор перехо-
дит в режим насыщения, при котором неосновные носители заряда
инжектируются в базу не только эмнттерным, но и коллекторным пе-
115
реходом (кривая 3 на рис. 4.10,6). Эффективность управления коллек-
торным током при этом существенно снижается, коэффициент переда-
чи тока базы р резко уменьшается.
Как показано на рис. 4.19 крупным масштабом в окружности, вы-
ходная характеристика при наличии тока базы не проходит через на-
чало координат: при /к=0 на коллекторе существует обратное напря-
жение t/ко порядка нескольких десятых вольта. Величину этого на-
пряжения нетрудно найти из соотношения (4.65), обозначив {/кэ=^к«
при /к=0:
0 =«/ц (ехр 1)—/22[ехрк (t/ко—^БЭ)—1].
Отсюда
t/к» = 1п [^- (ехр х1/БЭ- 1) + 1] + t/вэ = £/Ко ~ t/эв, (4.69)
где t/Ko — напряжение коллектора в схеме ОБ, при котором /к=0, а
t/эь — напряжение, действующее в этот момент на базе.
Из формулы (4.69) вытекает физический смысл напряжения U^o:
оно должно иметь такую величину, чтобы создаваемый им ток инжек-
ции коллекторного перехода 122 ехрх({/ко—^бэ) полностью компен-
сировал поступающий в коллекторный переход ток инжекции эмиттер-
ного перехода a/ц ехрхС/БЭ, поскольку, по условию, результирующий
коллекторный ток /к=0.
Для расчета транзисторных схем иногда применяют выходные ха-
рактеристики, снятые при постоянном напряжении базы. Они отли-
чаются от рассмотренных характеристик, снимаемых при постоянном
токе базы, большей неравномерностью расстояний по вертикали между
соседними характеристиками, обусловленной экспоненциальной зави-
симостью между напряжением и током базы.
Температурный дрейф характеристик транзистора
Схема с общей базой. На рис. 4.20 показаны выходные характе-
ристики германиевого транзистора, снятые при трех различных тем-
пературах. Аналогично выглядят характеристики кремниевого тран-
зистора. Температурный дрейф этих харак-
теристик весьма невелик, что объясняется
следующим. В соответствии с выражением
(4.46а) ток коллектора
/к = а/э+ /^Бо-
Изменение тока коллектора при постоян-
ном токе эмиттера
с!/к= /э	+ d / к во-
Относительное изменение тока коллектора
Ь da +	= *L+Zol^k1!L.(4.70)
'к ук 'к а УК 'КБо
116
Коэффициент передачи тока эмиттера а от температуры зависит от-
if St
иосительно слабо: средний температурный коэффициент обычно
составляет 0,03—0,05% на ГС, а общее изменение коэффициента переда-
чи тока эмиттера в рабочем диапазоне температур не превышает 3—
5% (что обусловлено небольшим увел!Яением диффузионной длины Lp
при повышении температуры). Таким образом, температурный дрейф
характеристик транзистора за счет изменения коэффициента передачи
тока эмиттера а невелик.
Второй член в выражении (4.70) зависит главным образом от от-
носительного изменения тока экстракции коллектора (4.44):
г ~ГЬ> DnflP
/ко~11е —.
L‘n
По аналогии с (3.4),
г г — Air
7 Ко = I кт ехР	
(4-71)
где в соответствии с выражениями (4.44) и (3.5)
/кт = Пе y-jy- Nc
— величина, практически не зависящая от температуры. Отсюда
ко
^ко
А1Г
(4-72)
По этой формуле можно подсчитать, что при Т—50°С ток удваи-
вается на каждые 9°С для германия и на каждые 6°С для кремния,
т. е. возрастает очень быстро. Однако влияние этого члена на темпера-
турный дрейф выходных характеристик транзистора оказывается все
же незначительным, так как он входит в соотношение (4.70) умножен-
ным на малую величину /цбо/^к* имеющую порядок 10-3—10~“. Ина-
че говоря, хотя обратный ток коллектора /КБо изменяется с ростом
температуры быстрого вследствие того, что он очень мал по сравне-
нию с рабочим током коллектора 1^, его влняни на температурный
дрейф выходных характеристик незначительно.
Итак, малый температурный дрейф
выходных характеристик транзистора
в схеме с общей базой объясняется
слабой зависимостью коэффициента
передачи тока эмиттера а от темпера-
туры и относительно малой величиной
обратного тока коллектора /КБо-
Температурный дрейф входных
характеристик транзистора имеет зна-
чительную величину (рис. 4.21).
По аналогии с выражением (3.6),
е(Аг —А1Г
/э=/этехр—. (4.73)
117
В рабочем режиме в(/Эб<ДИ7, поэтому показатель экспоненты от-
рицателен и с повышением температуры входной ток увеличивается,
его характеристика смещается влево (примерно на 1—2 мВ/°С).
Схема с общим эмиттером. Выход-
ные характеристики транзистора для
схемы с общим эмиттером при двух
различных температурах представле-
ны на рис. 4.22. В данном случае тем-
пературный дрейф характеристик
очень велик. Для выяснения причин
обратимся к уравнению тока кол-
лектора (4.64):
/к = Р/в + (Р+1) ^КБо-
При постоянном токе базы
^к = (^ь+ 7 к во) Ф 4~ (р 4- l)d/KEo.
Так как р = -,-
1	1 —а
3	(тЧг + (1~ ^Г-	= (Р + 1 )2da, то
d/K
= /б+ -КБо-(₽ + 1)2 da + (Р 4- 1) /кбо^кбо
7 К	7 К7 КБо
оэ
ИЛИ
£к
7К
~(P+1)(^
оэ	\ а
КБО rf7KBO
7К 7КВо
ОБ
(4-74)
+
Отсюда видно, что если при изменении температуры транзистора
изменение коэффициента передачи тока эмиттера da/a составит, как
в разобранном ранее примере, 3%, а коэффициент передачи тока базы
Р=99, то относительный дрейф выходных характеристик транзистора
только за счет первого члена в уравнении (4.74) составит уже 300%.
Такого же порядка получается и второй член в этом уравнении.
Таким образом, выходные характеристики транзистора в схеме с
общим эмиттером при /B=const отличаются сильной зависимостью от
температуры, с чем необходимо считаться при использовании транзи-
сторов в аппаратуре. Заметим, что выходные характеристики при ДБэ=
=const имеют значительно меньший температурный .дрейф, так как
больше соответствуют режиму /э-const. В связи с этим для темпера-
турной стабилизации рабочего режима транзистора рекомендуют ра-
ботать при постоянном напряжении базы, а сопротивление в цепи базы
должно быть как можно меньше.
118
Входные характеристики транзистора в схеме с общим эмиттером
при различных температурах показаны на рис.4.23. При повышении
температуры транзистора увеличиваются как прямой, так и обратный
токи базы, что связано с экспоненциаль-
ной зависимостью от температуры токов
транзистора /ц, 7i2, /21, /22, определяю-
щих входную характеристику (4.57):
/ — \
7 Б= 731 ^ехР	1J
— 13А ехр
е(^КЭ~~^Бэ) _
kT
Отметим, что характеристики транзи-
стора, снятые при разных температурах,
пересекаются, так как отдельные чле-
ны в выражении (4.57) по-разному за-
висят от температуры.
Сравнивая характеристики транзи-
стора для двух схем включения, следует
отметить более высокую устойчивость к температурным воздействиям
транзистора, включенного по схеме с общей базой.
Нелинейная модель транзистора
Рис. 4.24
При необходимости анализа работы транзистора в режиме большого
сигнала, когда имеют значение его нелинейные свойства, находит
применение эквивалентная схема транзистора, предложенная Эберсом
и Атоллом (рис. 4.24). Она состоит
из двух диодов — эмиттерного и
коллекторного, включенных встреч-
но, и двух источников тока, отобра-
жающих взаимодействие этих дио-
дов.
Токи эмиттера и коллектора оп-
ределяются уравнениями
7 э == 71 0^/2,
/к = а/1 — /2»
(4.75)
(4-76)
где а, — коэффициент передачи тока коллектора при инверсном вклю-
чении транзистора, т. е. при подаче на коллектор прямого, а на эмит-
тер — обратного напряжений; а — коэффициент передачи тока эмит-
тера при обычном включении транзистора.
Токи диодов определяются уравнениями
Л = /ц (ехр хб/ЭБ — 1).	(4.77)
/2=/22(ехрхб/КБ—1),	(4.78)
где /ц и /22 — токи диодов, измеряемые при (7КБ=0 и ИЭъ=0 соот-
ветственно.
119
Обычно эти токи выражают через-токи экстракции /эо и /Ко» изме-
ряемые при /к =0 и /э =0 соответственно.
Пусть /э=0, а ехрх1/КБ<^1. Тогда из выражений (4.75), (4.77) и
(4.76) получим:	/2——/22, /Ко=аа,-/2—1г. Аналогично при
/к=0 и ехр хС/ЭБ<1 найдем /эо=Л—а,а/1. Отсюда
/н = Т^~.	Л3=т^-	(4.79)
При практическом использовании этих соотношений необходимо
помнить о различии между токами экстракции /эо> /ко и реально из-
меряемыми собственным и обратными токами транзистора /эво и /к во-
В связи с указанным токи 1п и /22 лучше рассчитывать по прямой ветви
характеристики. Заметим также, что с учетом отмеченных ограниче-
ний для определения токов /и и /22 справедливы соотношения /ц«/эбк
7 22~^квк-
§ 4.4. ПРЕДЕЛЬНЫЕ РЕЖИМЫ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
Рабочий диапазон температур транзистора
Для нормальной работы транзистора необходимо, чтобы в каждой
из его областей — эмиттерной, базовой и коллекторной — преобла-
дала электропроводность одного типа — дырочная или электронная.
При повышении температуры транзистора это соотношение электро-
проводностей может нарушиться и тогда он теряет работоспособность.
Максимальная рабочая температура определяется энергией иони-
зации атомов основного вещества и концентрацией примесей.
С ростом температуры увеличивается количество ионизированных
атомов основного вещества, концентрация неосновных носителей за-
ряда приближается к концентрации основных носителей и работоспо-
собность транзистора нарушается.
Чем выше энергия ионизации основного вещества и больше кон-
центрация примеси, тем выше максимальная рабочая температура
транзистора. Расчет и экспериментальные исследования показывают,
что максимальная рабочая температура германиевых транзисторов
может лежать в пределах 70—100°С, а для транзисторов из кремния,
имеющего большую ширину запрещенной зоны, чем германий, макси-
мальная рабочая температура может составлять 125—200°С.
Минимальная температура, при которой транзистор еще может
работать, определяется энергией ионизации примесей и их концентра-
цией. Так как энергия ионизации примесей очень невелика (0,05—
0,01 эВ), то минимальная рабочая температура транзистора теорети-
чески составляет около —200°С. Фактически нижний предел темпера-
туры ограничивается термоустойчивостью корпуса и допустимыми из-
менениями параметров, поэтому его величина обычно равна—(60~70)°С.
Необходимо иметь в виду, что изменение температуры транзистора
в пределах рабочего диапазона также существенна сказывается на
его рабочих свойствах, что может вызвать температурную нестабиль-
ность параметров транзисторной аппаратуры. Поэтому при проекти-
ровании и эксплуатации следует учитывать влияние температуры на
характеристики и параметры транзисторов.
120
Максимально допустимая непрерывно рассеиваемая мощность транзистора
При прохождении тока через транзистор джоулево тепло выделяет-
ся в основном в коллекторном переходе, обладающем наибольшим
электрическим сопротивлением по сравнением с другими областями
транзисторной структуры, поэтому наибольшую температуру во время
работы транзистора имеет его коллекторный переход.
Отвод тепла от перехода в транзисторе, так же как и в полупровод-
никовом диоде, происходит главным образом за счет теплопроводно-
сти, и мощность рассеяния транзистора определяется следующим со-
отношением, аналогичным (3.21):
<4‘80>
Здесь Т„ — температура коллекторного перехода транзистора; То —
температура окружающей среды; Rr — тепловое сопротивление тран-
зистора, определяющее передачу тепла от коллекторного перехода к
корпусу транзистора и зависящее от теплопроводности материалов,
из которых изготовлен транзистор, и его конструкций; /?то — тепло-
вое сопротивление теплоотвода, определяющее передачу тепла от кор-
пуса транзистора в окружающую среду и зависящее от конструкции
теплоотвода, теплопроводности материала, из которого он изготовлен,
и качества теплового контакта корпуса транзистора с теплоотводом.
Максимальная мощность рассеяния транзистора определяется мак-
симально допустимой температурой его коллекторного перехода Т„тах
и температурой окружающей среды То. При пренебрежимо малом теп-
ловом сопротивлении теплоотвода	из соотношения (4.80) по-
лучаем, что максимальная мощность рассеяния транзистора равна
/’KInax=LLJ^7ZL?.	(4-8,)
Максимально допустимая температура коллекторного перехода со-
ставляет 70—100°С для германиевых и 125—200°С для кремниевых
транзисторов. Для конкретных типов приборов она указывается в
справочниках.
Предельные импульсные параметры транзистора
Импульсный нагрев. При прохождении через транзистор с вклю-
ченным в цепь коллектора резистором нагрузки R периодических
прямоугольных импульсов тока /к длительностью Л с частотой следо-
вания F (рис. 4.25,а) напряжение коллектора изменяется, как пока-
зано на рис.4.25,б,от до t/KH=^>K—RIK, а в транзисторе выделяет-
ся в течение импульса мощность
Л<и = *4иЛ< + ^в6/в.	(4.82)
идущая на нагрев транзистора. Мощностью, выделяющейся в течение
паузы, обычно можно пренебречь. При этом температура коллекторного
перехода изменяется, как показано на рис.4.25,в. В течение импульса
тока температура перехода повышается, а в течение паузы переход
12i
охлаждается. Если длительность импульса достаточно мала по срав-
нению с временем установления теплового режима, то температура
перехода в течение импульса может не достигнуть установившегося
Рис. 4.25
свойств транзистора вводят
физики соотношением
значения, следовательно, она зависит
от длительности импульса тока Тем-
пература, до которой охлаждается
транзистор в течение паузы, зависит
от длительности паузы t2-
Таким образом, для описания теп-
ловых свойств транзистора в импуль-
сном режиме недостаточно одного па-
раметра — теплового сопротивления—-
и соотношение (4.80) Tn—TO=PK(RT+
+RTO) в импульсном режиме теряет
смысл.
Инерционность процессов нагрева
и охлаждения перехода зависит от
теплоемкости конструктивных элемен-
тов транзистора, определяющей спо-
собность их накапливать тепловую
энергию. Поэтому в импульсном ре-
жиме для характеристик тепловых
еще один параметр — тепловую ем-
кость Ст.
Тепловая емкость однородного элемента определяется известным из
Ст — cpV,
где с — удельная теплоемкость вещества (для германия с=0,4 Дж/°С,
а для кремния с=0,75 Дж/°С); р — плотность вещества; V — объем
элемента.
Данное выражение нельзя непосредственно применить для вычис-
ления тепловой емкости транзистора, представляющего собой сложную
систему разнородных в теплофизическом отношении элементов. Од-
нако исходя из него можно сделать качественный вывод о том, что теп-
ловая емкость, а следовательно, и тепловая инерция транзистора тем
больше, чем массивнее его конструктивные элементы.
Для количественной оценки тепловой емкости используют экспери-
ментальные способы, основанные на анализе зависимости температуры
транзистора от времени после его выключения.
Наблюдения за процессом охлаждения выключенного транзистора,
снабженного теплоотводом (радиатором), показывают, что изменение
температуры перехода во времени может быть описано в первом при-
ближении графиком, представляющим сумму двух экспонент, имею-
щих различные показатели. В связи с этим, основываясь на применяе-
мом при моделировании тепловых процессов принципе теплоэлектри-
ческой аналогии, вытекающем из изоморфизма уравнений, описываю-
щих функциональные связи в теплофизическнх и электрических це-
пях, транзистор заменяют моделью, схема которой изображена на
122
рис. 4.26. Здесь RT — тепловое сопротивление транзистора, опреде-
ляющее передачу тепла от коллекторного перехода к корпусу и зави-
сящее от теплопроводности материалов, из которых изготовлен тран-
зистор, а также от его конструкции; /?то— тепловое сопротивление
теплоотвода, определяющее передачу тепла от корпуса транзистора в
окружающую среду и зависящее от конструкции и материала теплоот-
вода, качества теплового koit
дом и коэффициента теплоот-
дачи поверхности радиатора
в окружающую среду; Ст и
Сто — тепловые емкости тран-
зистора и теплоотвода, опре-
деляющие инерционность про-
цессов нагрева и охлаждения;
Рк.и—источник тока, являю-
щийся электрическим анало-
гом источника тепловой мощ-
ности, величина которой определяется соотношением (4.82); Т„ —тем-
пература коллекторного перехода; Тк — температура корпуса тран-
зистора; То —- температура окружающей среды.
Как показывает анализ кривых охлаждения, в ряде случаев, осо-
бенно для мощных приборов, подобная тепловая модель может ска-
заться слишком грубой. Тогда транзистор представляют многозвен-
ной цепью *.
Для рассматриваемой тепловой модели, пользуясь обычными мето-
дами расчета электрических цепей, можно определить, что при им-
пульсном включении транзистора перепад температуры между кол-
лекторным переходом и корпусом будет изменяться во времени по
закону
71п-7’к = Рк.и/?г(|-ехр^-),	(4.83)
корпуса транзистора с теплоотво-
Псреход Корпус
Рис. 4.26
где- tT=RTCT — тепловая постоянная транзистора, определяющая
время t—тг, за которое перепад температуры между коллекторным пе-
реходом и корпусом транзистора достигает 63% от установившегося
значения PK.aRr- Обычно тт имеет порядок миллисекунд.
Тепловая постоянная теплоотвода гто=/?тоСто, как правило,
имеет порядок секунд, т. е. значительно больше, чем тепловая постоян-
ная транзистора тт. В этом случае температура корпуса по отношению
к температуре окружающей среды нарастает при включении транзи-
стора по закону
Л-То = Рк.н7?1О(1-ехр^-).	(4.84)
\	1то /
Из соотношения (4.84) вытекает, что при длительности импульсов,
значительно меньшей постоянной теплоотвода /,<<стТ0, корпус со-
храняет температуру окружающей среды (Тк—Тож0).
‘Давидов П Д. Анализ и расчет тепловых режимов полупроводниковых
приборов. М., Энергия, 1967.
123
Основной перепад температуры имеет место внутри транзистора —
между коллекторным переходом и корпусом. Нагрев перехода опре-
деляется тепловым сопротивлением транзистора Рт и тепловой по-
стоянной транзистора тт в соответствии с выражением (4.83):
— То=РК. еХРЧг) ’
(4.85)
при этом снизить перепад температуры и увеличить допустимую мощ-
ность рассеяния с помощью дополнительного теплоотвода невозможно.
Если длительность импульсов сравнима с тепловой постоянной
теплоотвода тТ0, то нагрев коллекторного перехода в соответствии с
(4.83) и (4.84) определяется соотношением
7\-Го = Рк.и[/?г + Яго(1-ехр^)] .	(4.86)
В данном случае он зависит от теплового сопротивления теплоот-
вода /?то.
Допустимая импульсная мощность. Допустимая мощность рассея-
ния при /<^тто определяется соотношением
, —1
1—ехр ——
р	—________Р Р _ 7 п шах ! о	/д сух
* к. и max	__j 1 к’ 1 к	р	»
1—ехр-----	т
тг
Рис. 4.27
где F — частота следования импульсов.
На рис. 4.27 показаны построенные с помощью соотношения (4.87)
графики, по которым можно определить допустимое превышение им-
пульсной мощности рассея-
ния по отношению к макси-
мальной мощности рассея-
ния в непрерывном режиме
при различной величине
произведения ЕЛ.
В режимах коротких им- *
пульсов (6<^тг) и при вы-
сокой частоте их следова-
ния (Е^>1/тт) выражение
(4.87) можно преобразо-
вать, используя при-
ближенное соотношение
ехр 1 +х:
I
Р =— Р
л к. иглах jpj л к. лепр-
(4.88)
Однако, учитывая приближенность тепловой модели транзистора,
принятой для расчета, соотношение (4.88) не рекомендуется применять
непосредственно для импульсов короле 1 мс, так как при полученных
в таком расчете мощностях транзистор может быть пробит вследствие
124
локального перегрева. В подобных случаях следует принимать /х=
1 мс. Таким образом, для коротких импульсов (/id мс) допустимая
мощность рассеяния не зависит от длительности импульса.
Допустимый импульсный ток. Максимально допустимый постоян-
ный ток транзистора не имеет определенной резкой границы. Обычно
он ограничивается падением коэффициента передачи тока эмиттера,
обусловленным возрастанием рекомбинации носителей заряда в базе
при повышении плотности эмиттерного тока. Для получения большой
величины максимально допустимого тока увеличивают площадь эмит-
терного и коллекторного переходов, что позволяет иметь токи в тран-
зисторе, измеряемые сотнями ампер.
При значительном увеличении площади переходов в базе может
появиться радиальное поле, вызывающее снижение коэффициента пе-
редачи тока эмиттера. Для уменьшения радиального поля эмиттер в
некоторых мощных транзисторах изготовляют в виде кольца, а пита-
ние к базе подводят не только по периферии, но и с центра (см. рис.
4.4).
Максимально допустимый импульсный ток транзистора опреде-
ляется допустимой импульсной мощностью рассеяния. Так как мощ-
ность, подводимая к транзистору в течение импульса,
U^к. и max»
то допустимый ток коллектора
и, = -Р^7-	(4.89)
^КН+"ТГ
Следовательно, максимально допустимый импульсный ток выше
допустимого тока в непрерывном режиме. С уменьшением длительно-
сти импульса до 1 мс допустимый импульсный ток возрастает, а далее
величина его остается постоянной.
Практически величина максимально допустимого импульсного то-
ка транзистора кроме максимальной температуры ограничивается не-
равномерностью плотности тока эмиттера, обусловленной падением
потенциала в распределенном сопротивлении базы, а также локаль-
ными неоднородностями структуры транзистора, которые могут вы-
звать его вторичный пробой. Поэтому в технических данных транзи-
сторов, предназначенных для работы в импульсном режиме, обычно
указывается величина максимально допустимого импульсного тока
коллектора.
Пробой транзистора
Тепловой пробой. При нарушении теплового баланса, когда вслед-
ствие недостаточного теплоотвода прирост подводимой к коллекторно-
му переходу мощности С7кб^к не компенсируется соответствующим при-
ростом отводимой мощности, в транзисторе имеет место тепловой про-
бой. При этом температура перехода неограниченно растет, увеличи-
ваются ток коллектора и подводимая мощность Пкь^к» в результате
транзистор перегревается и выходит из строя.
125
Величину напряжения, не приводящую к тепловому пробою тран-
зистора, можно оценить с помощью соотношения, аналогичного (3.25):
1/кбт<-Ч?п7-Го •	(4-9°)
''Г'КБО
Допустимое напряжение (7КБт тем меньше, чем больше обратный
ток транзистора /КБо, его тепловое сопротивление RT и температура
окружающей среды То. При плохом теплоотводе и высокой темпера-
туре окружающей среды напряжение теплового пробоя может стать
значительно ниже, чем рабочее напряжение транзистора. Особенно
опасен тепловой пробой для мощных транзисторов, имеющих значи-
тельный ток /КБо.
Электрический пробой. Пробой переходов в транзисторе может
возникать также вследствие ионизации атомов электрическим полем
и ударной ионизации. Поскольку переходы находятся во взаимодей-
ствии, величина пробивного напряжения существенно зависит от схе-
мы включения транзистора.
Пусть вследствие размножения электронно-дырочных пар в кол-
лекторном переходе ток коллектора возрос в М раз и получил зна-
чение
/„ = М/к = Л4а/э-|-Л1/кбо-	(4.91)
Этот эффект можно рассматривать как увеличение коэффициента
передачи тока эмиттера а, который становится равным
а» = Д1сх.	(4.92)
В уединенном переходе с ростом приложенного напряжения коэф-
фициент размножения носителей заряда М увеличивается в соответ-
ствии с эмпирической зависимостью (3.15):
м== _Л V ’	(4-93)
1 I ил)
где показатель k имеет величину от 2 до 6 в зависимости от материала
и типа перехода. Это соотношение остается справедливым и для тран-
^кэо икзн икэкикы)
Рис. 4.28
зистора при отключенном эмиттере, когда
коллекторный переход можно рассмат-
ривать как уединенный.
Пробой коллекторного перехода на-
ступает при икъ-^1!л, при этом а*=
=Ма->оо и ток коллектора лавинооб-
разно нарастает, как показано на рис.
4.28 (кривая /э=0). Напряжение пробоя
коллекторного перехода при отключен-
ном эмиттере принято обозначать б/КБо *.
В схеме с общим эмиттером коэффици-
ент передачи тока базы в предпробивном
* В ГОСТ 20003—74 для обозначения пробивных напряжений предусматривает-
ся кроме трехчленного индекса сокращение «проб», например, Оквопроб- что явля-
ется излишним, так как трехчленным индексом обозначаются только пробивные на-
пряжения, в иных случаях используется двухчленный индекс, например Окб-
126
режиме
₽* = Г^ = -ГТ>	(1.94)
1 i —а* 1 —Л1а	'	'
а ток коллектора
/•k=₽*/b + (P‘+DW	(4.95)
Пробой в данном случае должен наступать при 0*-+- ос, т. е. при
Ata-»-!, а следовательно, при напряжении, значительно меньшем
Hrbo-
Подставляя в равенство (4.93) условие Л4=1/а и учитывая, что
ПяаС/цэ, ^л^^кбо» найдем напряжение пробоя для случая, когда цепь
базы разорвана:
^кэо=УТ^(/кбо,	(4.96)
причем значение а берут при /К«/КБ<|.
Расчет и эксперимент показывают, что {/КЭо обычно в два-три раза
ниже, чем (7КБо (кривая /Б=0 на рис. 4.28).
При увеличении тока коллектора, т е. при прямом напряжении
базы, коэффициент передачи тока а возрастает и напряжение пробоя
падает. Величину напряжения пробоя при прямом смещении базы при-
нято обозначать t/a.
Влияние сопротивления в цепи базы. Пробивное напряжение тран-
зистора зависит от величины сопротивления /?б, включенного в цепь
базы. Это сопротивление (рис.
4.29) обусловливает положи-
тельную обратную связь меж-
ду выходом и входом транзи-
стора: увеличение собственно-
го тока коллектора /кбо=
=А1/Кбо, вызванное размно-
жением носителей заряда в
коллекторном переходе, вле-
чет за собой увеличение пря-
мого напряжения базы на ве-
личину /?6(^кбо — /кбо), что
в свою очередь приводит к
дальнейшему увеличению кол-
лекторного тока, новому увеличению тока базы и т. д. В результате
транзистор теряет устойчивость и пробивается.
Чем больше /?б, тем сильнее положительная обратная связь. Самым
худшим является случай разрыва цепи базы (/Б=0), когда напряжение
пробоя оказывается минимальным (см. рис.4.28).
По изложенным причинам обычно запрещается использовать тран-
зисторы в режиме разомкнутой цепи базы. Особенно недопустим такой
режим для мощных транзисторов, которые в этом случае пробиваются
при самых небольших напряжениях коллектора.
Наиболее устойчивым является режим при /?б=0. Однако из-за
влияния распределенного сопротивления базы даже при /?б=0 на-
пряжение пробоя остается меньшим, чем при отключенном эмиттере
(кривая ПБэ=0 на рис.4.28).
427
В справочных данных обычно приводят график зависимости допу-
стимого напряжения коллектора (7КЭя от сопротивления /?б, включен-
ного в цепь базы (рис. 4.30), позволяющий правильно выбрать режим
транзистора. Заметим также, что включение сопротивления в цепь
эмиттера, вызывающее появление отрицательной обратной связи, спо-
собствует увеличению пробивного напряжения.
Вторичный пробой. В импульсном режиме при значительном токе
коллектора в транзисторе может возникнуть вторичный пробой, при
котором наблюдается резкое падение напряжения коллектора при од-
новременном увеличении коллекторного тока, и на выходной характе-
ристике транзистора появляется падающий участок (пунктирная кри-
вая на рис.4.28). Коллекторный ток, при котором возникает вторич-
ный пробой, уменьшается с увеличением обратного напряжения базы.
Возможность возникновения вторичного пробоя зависит также от
сопротивления нагрузки транзистора, напряжения питания <£КБ и ско-
рости переключения.
Развитие вторичного пробоя существенно определяется локальны-
ми неоднородностями транзисторной структуры, обусловливающими
неравномерную плотность тока, местный разогрев, а затем и перегрев
структуры, сопровождающийся проплавлением базы.
Пробой смыкания. В отличие от полупроводниковых диодов в
транзисторах возможен еще один вид пробоя, обусловленный смыка-
нием коллекторного и эмиттерного переходов. С повышением обрат-
ного напряжения коллектора коллекторный переход, как известно,
расширяется главным образом в сторону эмиттера, вследствие того
что концентрация примесей в базе более низкая, чем в коллекторе.
При определенном напряжении, называемом напряжением смыкания,
коллекторный переход заполняет всю область базы, смыкается сэмит-
терным переходом и транзистор перестает усиливать. Этот эффект имеет
значение для транзисторов с очень тонкой базой, у которых напряже-
ние смыкания невелико и может определять предельно допустимое
напряжение коллектора.
128
ГЛАВА 5
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
§ 5.1. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ

К

Величины, связывающие малые приращения токов и напряжений,
называют дифференциальными параметрами транзистора.
Для того чтобы ввести дифференциальные параметры, транзистор
представляют в общем виде как устройство, на входе которого дейст-
вуют напряжение Ui и ток Л, а на
выходе — напряжение U2 и ток 12 (рис.
5.1)	. Такую модель, называемую четы-
рехполюсником, широко применяют при
исследованиях и разработках.
В зависимости от схемы включения
транзистора величинам Ui, h, U2, I2
соответствуют те или иные реальные токи
и напряжения.
В отношении выбора независимых и
можны шесть вариантов, наибольшее практическое применение нахо-
дят три системы: h-, Y-, Z-параметров.
Транзистор
Рис. 5.1
воз-
зависимых
Система Л-параметров
В качестве независимых переменных в этой системе выбирают вход-
ной ток li и выходное напряжение U2:
u2),	U2). Тогда
^~dU2.
Зададим приращения независимых переменных dli и dU2 в виде
малых гармонических колебаний с комплексными амплитудами /< и
U2 *. При этом приращения зависимых переменных dUi и dl2 будут
представлять собой также гармонические колебания, обозначим их
комплексные амплитуды йг и 12. Частные производные перед независи-
мыми переменными для случая гармонических колебаний обозначают
символами ha, h12, h2l, h22. Тогда уравнения приобретают такой вид:
(5.1)
__________ (5.2)
* В целях компактности записи в этом и следующих двух параграфах индекс т
у амплитуд токов и напряжений опущен.
5 к» 1604	129
Отсюда вытекают смысл и наименование /i-параметров:
h = "<_
“11 — :
— входное сопротивление транзистора при коротком
замыкании на выходе для переменной составляю-
щей тока;
/г12 =-^-	—коэффициент обратной связи по напряжению при
и2 /1=о
разомкнутом входе для переменной составляющей
тока (отношение переменных напряжений на входе
и выходе, вызывающих одинаковый по величине и
противоположный по направлению входной ток);
Л21 = — . —дифференциальный коэффициент передачи тока
It |i/I=o
(отношение переменной составляющей выходного
тока к вызвавшей его переменной составляющей
входного тока);
Л22 = -й-| —выходная проводимость транзистора при разомк-
^2 |/,= 0
нутом входе для переменной составляющей тока
(холостой ход входной цепи).
Система ft-параметров носит название смешанной (гибридной) си-
стемы, так как ее параметры имеют различную размерность.
Величина параметров транзистора зависит от способа его включе-
ния, поэтому как в данной системе, так и в других, рассмотренных да-
лее, в обозначении параметра с помощью третьего индекса б, э, к от-
мечают схему включения. Для схемы с общим эмиттером, являющейся
основной, третий индекс иногда опускают.
Систему й-параметров обычно используют на низких частотах,
когда пренебрежимо малы емкостные составляющие токов. Необходи-
мые для измерения параметров режимы короткого замыкания и холо-
стого хода для переменной составляющей тока могут быть осуществ-
лены на этих частотах сравнительно просто. Поэтому в технических
условиях и справочниках по транзисторам низкочастотные параметры
обычно приводятся в системе h.
Определение /z-параметров по характеристикам. Низкочастотные
значения й-параметров можно найти с помощью входных и выходных
характеристик.
Параметры й22 и й21 определяют по выходным характеристикам
транзистора (см. рис. 4.19). Должна быть задана или выбрана рабочая
точка А (/б", {7кэ)> в которой требуется найти параметры; затем при по-
стоянном токе базы /Ё' задаем приращение коллекторного напряжения
ДС/кэ=^кэ—и'кэ 11 находим получающееся при этом приращение то-
ка коллектора А/к. Тогда выходная проводимость транзистора
h = к-
223 ДС'кэ
I _ 0,05-IO-3
/g=const	5
= 10 мкА/В;
130
она имеет положительное значение, так как увеличение напряжения
сопровождается увеличением тока.
Далее при постоянном напряжении коллектора задаем приращение
тока базы Д/б=^бу—/'б' и определяем получающееся при этом прираще-
ние тока коллектора Д/к- Тогда дифференциальный коэффициент пе-
редачи тока базы
А/к
д/к
о
^21Э
Uкэ= const 20'10 6
Знак минус означает, что направление одного из токов (коллек-
торного в транзисторах типа р- п-р- и эмиттерного в транзисторах
типа п-р-п) противоположно Положительному направлению соответ-
ствующего тока в эквивалентном четырехполюснике (см. рис. 5.1).
Параметры входной цепи Л11э и й12э определяют по входным ха-
рактеристикам транзистора (см. рис.4.17). В той же рабочей точке
Л(6/кэ= £7^3=—5В, 1ь~1б'—Ь0 мкА) задаем приращение тока ба-
зы Д/Б при постоянном напряжении коллектора U’K3 и находим полу-
чающееся при этом приращение напряжения базы ДС^вэ- Тогда вход-
ное сопротивление транзистора
118 ~ Д/Б UK3=const
42,5-Ю-з
40'10“®
= 1060 Ом.
Затем при постоянном токе базы /Б' задаем приращение напряжения
коллектора Д{/Кэ=^кэ—8;кэ и определяем получающееся при этом
приращение напряжения базы ДДбэ- Тогда коэффициент обратной
связи по напряжению
.	_^БЭ|
129 Д(7КЭ |/B=c°nst
-7,5-Ю-з
—5
1,5-IO"3.
Аналогично могут быть определены по соответствующим характе-
ристикам параметры транзистора в других схемах включения.
Более точные результаты дает непосредственное измерение пара-
метров с помощью специальных измерительных приборов, ознакомле-
ние с ними предусматривается в ходе лабораторных работ.
Заметим также, что параметры транзистора в разных схемах вклю-
чения однозначно связаны между собой и при необходимости всегда
можно перейти от одной системы параметров к другой с помощью фор-
мул перехода (см. приложения).
Температурный дрейф Л-параметров. Из соотношения (4.58) следует,
что входное сопротивление транзистора при фиксированном токе ба-
зы пропорционально температуре транзистора:
Р-З)
Относительное изменение входного сопротивления
dhiiB_dT
Лцв Т
и, например, при температуре Т=300К составляет всего 0,3 %/К.
5*	>31
Таким образом, входное сопротивление транзистора h113 сравнитель-
но слабо зависит от температуры, что подтверждает рис.5.2, на кото-
ром показана экспериментальная зависимость й-параметров транзи-
стора от температуры.
Как видно из экспериментальных данных рис.5.2, дифференциаль-
ный коэффициент передачи
-00-40-20 О 20 40 Б07,°С
Рис. 5 2
тока базы /г^э» коэффициент
обратной связи по напряже-
нию й12э и выходная проводи-
мость й22э изменяются тоже
относительно мало.
Однако слабая зависи-
мость параметров транзисто-
ра от температуры имеет
место лишь при фиксирован-
ных значениях тока. Если же
токи не стабилизированы, то
зависимость параметров от
температуры резко усилива-
ется.
Система F-параметров
Токи в этой системе считают функциями напряжений: А=/(l/i,(72),
I2=f(Ut,U2). Тогда
d/j =^-dt/i:4-^tfLz2, dl2 = ^j-dUi + g~-dU2.
Приращения независимых переменных dUi и dU2 рассматривают
как малые переменные напряжения высокой частоты с комплексными
амплитудами Uf и U2. В этом случае приращения dlt и dl2 будут
представлять собой также гармонические колебания с комплексными
амплитудами и /2, а частные производные перед приращениями
независимых переменных — комплексные проводимости. Обозначим
их соответственно Уп, У12, Y21, Y22. В результате можно записать:
(5-4)
(5-5)
2»
Здесь
11 Ut
йг=о
входная проводимость транзистора;
12 й2
Ui
— проводимость обратной передачи транзистора;
1?, = 0
— проводимость прямой передачи транзистора;
0г с',=о
выходная проводимость транзистора.
132
Все У-параметры определяются в режиме короткого замыкания для
переменной составляющей тока на противоположной стороне четы-
рехполюсника: на входе (t7i=0) для У22 и на выходе (t/2=0) для
Ун и У2Х.
Система У-параметров широко используется для описания высоко-
частотных свойств транзисторов, поскольку режим измерения дан-
ных параметров на высокой частоте реализуется достаточно просто.
Система Z-параметров
Независимыми переменными в этой системе считают токи: (Л=
=/(Л, /2);	/2). Тогда
dt/j — а/* d/x + д]* df2,
dU2=d^dIi+d-£dI2.
Если приращения d/x, dl2 рассматривать как малые переменные то-
ки высокой частоты с комплексными амплитудами h, /2, то прираще-
ния dUt, dU2 будут представлять собой малые переменные напряжения
с комплексными амплитудами Ut, U2, а частные производные — комп-
лексные сопротивления. Обозначим их Zu, Z12, Z22, Z22. Тогда уравне-
ния можно записать в таком виде:
С/х = 2ц/х 4-Zi272,	(5.6)
С/2 — Z2lI х Z22 /2.
(5-7)
Здесь
— входное сопротивление транзистора;
— сопротивление обратной передачи транзистора;
— сопротивление прямой передачи транзистора;
о
— выходное сопротивление транзистора,
о
Все Z-параметры определяются в режиме разомкнутой цепи (хо-
лостого хода) для переменной составляющей тока на противополож-
ной стороне четырехполюсника: на входе (/i=0) для Z22 и Z12, на вы-
ходе (/а=0) для Zu и Z2f. Недостатком этих параметров является слож-
ность реализации режима холостого хода при их измерении. По этой
причине система Z-параметров имеет ограниченное применение.
133
§ 5.2.	ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ТРАНЗИСТОРОВ
Коэффициент передачи тока эмиттера на высокой частоте
Обозначим коэффициент передачи переменной составляющей тока
эмиттера h2i6 на высокой частоте символом а_. По аналогии с выраже-
нием (4.40) можно записать
а~ = y~v_M~,	(5.8)
где у_, v_ — коэффициенты инжекции и переноса переменной со-
ставляющей тока эмиттера; — коэффициент переноса заряда в
коллекторном переходе на высокой частоте.
На высокой частоте эти коэффициенты могут уменьшаться, что
приводит к уменьшению коэффициента передачи тока эмиттера а___
Возникает сдвиг по фазе между токами коллектора и эмиттера, коэф-
фициент а_ становится комплексным. Рассмотрим этот вопрос под-
робнее.
Коэффициент инжекции на высокой частоте. С ростом частоты на-
блюдается уменьшение коэффициента инжекции у, что обусловлено
увеличением емкостной составляющей тока эмиттерного перехода ic,
так как с ее учетом коэффициент инжекции
1зр
Электронной составляющей тока эмиттера можно пренебречь.
Так как дырочная составляющая тока эмиттера iap пропорциональ-
на проводимости эмиттерного перехода а емкостная составляющая
ic — емкости эмиттерного перехода Са и частоте <о, то коэффициент ин-
жекции представляет собой комплексную величину:
Y~ = Й1в+/«С8 = 1+/<о/(от ’	(5-9)
где wv=g1I6/Ca — предельная частота инжекции.
Модуль коэффициента инжекции
|Т~1=Т7-==Т	(5.Ю)
V 1 +со2/<Ор	'	'
при to=G>v равен 1/]/2.
Поскольку, аналогично соотношению (5.3), gne=xla, то
ы? = х/э/Сэ.	(5.11)
В дрейфовых транзисторах емкость эмиттерного перехода ниже,
чем в сплавных транзисторах, поэтому эффект падения коэффициента
инжекции у с ростом частоты менее заметен.
Диффузия носителей заряда в динамическом режиме. На высокой
частоте вследствие инерционности диффузионных процессов распре-
деление концентрации носителей заряда в базе транзистора отличает-
ся от статического. Для нахождения этого распределения можно вос-
134
пользоваться, как и в статическом режиме, уравнением непрерывно-
сти (2.24):
г, д2р р—Рп _ др
Р дх2 тр dt •
но производная dpldt здесь уже не равна нулю.
Пусть напряжение эмиттера мэ6 состоит из постоянной составляю-
щей 1/эб и переменной составляющей паб~=С-'эб ехр jat:
«эб = Уэб + мэб~ = Уэб + иаб ехр /со/.
Тогда концентрация носителей заряда на эмиттерном переходе
будет зависеть от времени:
Ра = Рп ехр и (Ь'эь + «эб~) = Рп ехр х(/ЭБ ехр хнэб~ = рэ0 ехр хнэ6_,
(5.12)
где
Рэ0 = Рпехрх^ЭБ.
Рассмотрим случай, когда переменное напряжение эмиттера
u^~<^.kT!e. Это режим малых колебаний, часто встречающийся в
усилительных транзисторах. Требование малости колебаний означает,
что, например, при Т=300 К переменное напряжение эмиттера £/эб_.
должно быть меньше 26 мВ. Заметим, что на постоянную составляющую
при этом не накладывается каких-либо ограничений и она может быть
любой, в частности равной нулю.
При малом переменном напряжении пэб~ можно взять приближен-
ное выражение для экспоненты: ехр хцэб~«14-хпэ6_.
Тогда уравнение (5.12) приобретает вид
Рэ = Рэо(1+’<«эб-) = Рэо + Рэ~.	(5-13)
где
Рэ~ = РвоХИэб- = Рво^эб ехр /со/.
Таким образом, концентрация носителей заряда на границе эмит-
терного перехода с базой состоит из постоянной и переменной состав-
ляющих.
Обозначив
Рте = Ръо^вб>
из уравнения (5.13) получим
Рэ = Рао + рт8ехр/ы/.
Напряжение коллекторного перехода будем считать постоянным,
т. е. рк=рк0 и рк_=0.
При гармоническом законе изменения переменного напряжения
эмиттера С/вБ ехр /со/ концентрация носителей заряда на эмиттерном
переходе изменяется, как было установлено, тоже по гармоническому
закону. По такому же закону, очевидно, будет изменяться и концен-
трация носителей заряда в базе транзистора:
Р = Ро + Риехр/со/.
Отсюда
др .	. . д2р д2р0 . д2рт . .
ёГ=ехР P’)Z>	+ V ехР
133
Тогда уравнение непрерывности, которое запишется в виде
Dp (S? + ехР— ехР	ехР
заменив в pi.oj ра—рп на рэ~, рк—рп
получим:
(5.14)
, W	La	'	'
shU
Рэ-	„и W—X	/С
распадается на два уравнения:
д2Ро Ро—Рп_А	д2Рт  Ри _А
дх* L2p	0x2
Здесь
г 2 рртр
“	1 +iwtp	i + /<orF '
Величина Lm может быть названа комплексной диффузионной
длиной.
Первое из уравнений, связывающее постоянные составляющие, бы-
ло решено ранее [см. уравнение (4.6)1. Второе уравнение, связываю-
щее переменные составляющие, имеет аналогичную структуру, и его
решение можно записать,
рк~=0 и Lp на Тогда
Р~
dp~
La sh -j—
Таким образом, найдена зависимость концентрации носителей за-
ряда в базе от координаты х и частоты переменного напряжения эмит-
тера <о.
Коэффициент переноса на высокой частоте. Коэффициент переноса
переменной составляющей дырочного тока эмиттера в коллектор
v_ = iKp_/iaF_.	(5.16)
Вследствие инерционности диффузионных процессов его значение
на высокой частоте отличается от значения на постоянном токе v0.
В соответствии с выражением (2.19) переменная составляющая ды-
рочного тока эмиттера
i3P~==’~neDP~3x'\x=o'	<517)
Переменная составляющая тока инжекции у коллектора
1*р~ — ~ neDp~£r\X;=ai-	(5-18)
Отсюда коэффициент переноса переменной составляющей дырочно-
го тока эмиттера
dp~
1
(5.19)
dx |х=о
На практике обычно используют приближенное выражение для
коэффициента переноса, которое получается из (5.19), если взять два
136
первых члена разложения в ряд гиперболического косинуса
Тогда получим
1__1	________I______
‘V~“	К>2 ~ 1+^(1+ /(ОТр) , , И>2 । 	<0
+9/2	----^71---- ' 2/ 2 ' ' 2D»
2La	ZLp _____Р.
ш2
Обозначив
2D
(i)v = —
w
1
Тдф
(5.20)
>2
w2	1
2Lp	v«
получим
v~
Vp
• 0J
(5.21)
Таким образом, коэффициент переноса переменной составляющей
тока эмиттера на высокой частоте является комплексной величиной.
Ее модуль
I I	vo
1	1	1 +<JJ2/6JV
С ростом частоты модуль коэффициента переноса тока уменьшается
(см. рис. 5.3). На частоте co=g)v модуль |v~|=v0/pr2^
Величину <ov называют предель-
ной частотой коэффициента перено-
са тока эмиттера. Как следует из
уравнения (5.20), она зависит от
толщины базы. Например, для гер-
маниевого транзистора типа р-п-р, W
имеющего толщину базы щ=50 мкм, 0,7
0,5
“v=50^8 = 3’52-106 c-1’ С>5
04
fv=^ = 56°KrH.	JDt3
0,2
0,1
° Of 0^0^0,40^1
$0
ДО
!»укЖ11У_____ w a,
Wfio’Bif	Ma&it
Фазовый угол коэффициента пе-
редачи тока, согласно выражению
(5.21),
<Pv « arctg .	(5.22)
Wv
Рис. 5.3
90“
80“
70“
60“
50“
40“
30“
20“
10“
2 3 4 5о) &Z со
137
С ростом частоты фазовый угол, определяющий отставание тока
коллектора от тока эмиттера, увеличивается (рис. 5.3). На частоте
w=<ov фазовый угол, согласно точной формуле (5.19), равен 57°.
Приближенная зависимость (5.22) дает <р=45°. Поэтому, если необхо-
дима более высокая точность, в выражение (5.21) вводят поправочный
множитель ехр(—в котором величина т представляет собой
поправку на фазовый сдвиг, соответствующий частоте <d=iov. Так как
формула (5.21) на частоте <о= cov дает ошибку по фазе 12°, или 0,2 рад,
то т—0,2. Итак,
то
v~=—^ехр
1 +/77
(Оу
—//исо
(Оу
(5.23)
Установлено, что практически это соотношение выполняется до
частот (o=5(ov, но величина т зависит от характера распределения
примесей в базе. В сплавных транзисторах, у которых примеси в базе
распределены равномерно, ш=0,2. В дрейфовых транзисторах, из-
готовляемых методом диффузии, фазовая поправка т=0,6—0,8.
Динамические процессы в коллекторном переходе. Если толщина
коллекторного перехода бк соизмерима с толщиной базы, что типично
для дрейфовых транзисторов, то на прохождение носителей заряда
через коллекторный переход влияет их время пролета
^к = 6кД’к-
Напряженность электрического поля в коллекторном переходе
обычно выше критической, поэтому носители заряда движутся через
переход с постоянной скоростью ик, зависящей только от вида мате-
риала.
Уменьшение коэффициента передачи а, обусловленное временем
пролета тк, можно охарактеризовать коэффициентом переноса
М~=-—!—,
.	- to ’
1 +
(5.24)
где <|\~2/тн предельная частота пролета через коллекторный переход.
Зависимость коэффициента передачи тока эмиттера от частоты.
Учитывая действие всех трех факторов — емкости эмиттерного пере-
хода, времени пролета через базу и времени пролета через коллектор-
ный переход — на ток в коллекторной цепи, можно записать следую-
щее выражение для коэффициента передачи тока эмиттера, вытекаю-
щее из соотношений (5.8), (5.9), (5.21), (5.24):
сс„ =
«о
где ao=VovoMo.
Обычно главную роль играют процесс инжекции и пролет носите-
лей заряда через базу. Если основным является второй фактор, то
для а_ справедливо соотношение (5.21), которое в этом случае можно
138
записать так;
а0
.
1+/(0/(0а
(5.25)
Величину в)а называют предельной частотой коэффициента пере-
дачи тока эмиттера; Графики модуля и фазы а~ даны на рис. 5.3.
Коэффициент передачи тока базы на высокой частоте
Обозначим для удобства дифференциальный коэффициент переда-
чи тока базы й21в на высокой частоте символом 0_. Частотную зави-
симость этого коэффициента можно получить, использовав соотноше-
ние (4.62):
Отсюда и из (5.25) найдем, что
о __________________1_______ «о_______I______
а0 1 <оаао	(I —«о)“а
Обозначим
«₽ = (!— а0)юа.	(5.26)
(5-27)
Учтя, что	есть статический дифференциальный коэффи-
циент передачи тока базы, получим
0_ = - Ро-.
»+/ —
1 сор
Сравнивая выражение (5.27) с (5.25) и (5.21),
можно сделать вывод, что зависимость коэффициента
передачи тока базы от отношения со/оэ^ носит такой
же характер, как и зависимость коэффициента пере-
дачи тока эмиттера от отношения <о/соа, т. е. она
определяется графиками, представленными на рис. 5.3.
Модуль коэффициента передачи тока базы, как
видно из выражения (5.27),
|р_| = -7=Ь=
Рис. 5.4
(5.28)
Величину сор, а также fp=<op/2n называют предельной частотой
коэффициента передачи тока базы. При <o=<op(/=fp) модуль коэффи-
циента передачи тока базы|₽| = 0о/К2. Частота fp, согласно ГОСТу,
обозначается fh2i.
Из соотношения (5.26) видно, что <ор<^соа. Причина такой более
резкой зависимости коэффициента передачи тока базы от частоты пояс-
няется векторной диаграммой рис.5.4, из которой видно, что уже при
небольшом угле сдвига фазы <р между током коллектора и током эмит-
139
тера, соответствующем сравнительно низким частотам (малым отноше-
ниям (о/юа,) амплитуда переменной составляющей тока базы /б резко
возрастает и, хотя амплитуда переменной составляющей тока коллек-
тора /к еще не падает, коэффициент передачи тока базы р~=7к//б за-
метно уменьшается.
При со/<ор^>1 в выражении (5.28) можно пренебречь единицей
под корнем. Тогда получаем, что произведение 1Р~1/ в этом диапазоне
частот является постоянной величиной:
l₽~U = ₽ofe = const.	(5.29)
Данный вывод хорошо подтверждается экспериментально вплоть
до частоты /гр, на которой |0_| = 1. Частоту /гр, называемую граничной
частотой коэффициента передачи тока базы, используют в качестве
параметра транзистора. Из равенства (5.29) следует, что
/гр=1₽~|А	(5.30)
Отсюда следует простой способ определения /гр: измеряют модуль
коэффициента передачи тока базы 1I, на частоте /, в 3—4 раза боль-
шей частоты /р, а затем вычисляют произведение ip~lf, т. е. вели-
чину /гр.
Частотная зависимость У-параметров
Пусть частота переменных токов в цепях транзистора такова, что
становится заметным влияние на их прохождение емкостей переходов
и инерционности процессов накопления и рассасывания неравновес-
ного заряда базы. В этом случае дифференциальные параметры тран-
зисторов имеют не только резистивную, но и реактивную составляю-
щую, следовательно, они становятся комплексными. Величины пара-
метров зависят от частоты.
Для определения частотной зависимости дифференциальных пара-
метров необходима модель транзистора, отображающая его структуру.
В качестве такой модели может быть использована гибридная схема
замещения транзистора, к рассмотрению которой и перейдем.
Гибридная схема замещения
Рис. 5.5
транзистора. Для получения этой
модели рассмотрим реальные диф-
ференциальные проводимости отде-
льных областей транзисторной
структуры (рис. 5.5).
Величина
ёба ' б. сии/^эп
представляет собой отношение син-
фазной с напряжением составляю-
щей тока базы 7б син к амплитуде
переменного напряжения на эмит-
терном переходе Иъа.
140
Аналогично,
ёкб Iк. син/^кп
есть отношение синфазной с напряжением составляющей коллектор-
ного тока к амплитуде переменного напряжения на коллекторном пе-
реходе икп.
Величина
ёкэ I*. син/^кэ
характеризует изменение коллекторного тока за счет воздействия пе-
ременного коллекторного напряжения непосредственно на эмиттер-
ный ток (под действием коллекторного напряжения, как показано на
рис. 4.10,6, происходит изменение градиента концентрации носителей
заряда в базе dpldx, что в свою очередь приводит к изменению дыроч-
ной составляющей тока эмиттера Iap = eDp^ и в конечном счете тока
коллектора).
В реальном транзисторе следует также принимать во внимание
распределенное сопротивление базы г'б и емкость базы — эмиттер
Сбэ=Сэ-|-Сэд, включенную параллельно проводимости g6a. Оконча-
тельно схема замещения транзистора приобретает вид, показанный
на рис. 5.6. Для того чтобы отобразить влияние входного напряжения
на ток коллектора, параллельно выходу К—Э подключен управляемый
источник тока gst/3n. Заметим, что ток на выходе этого источника
определяется не входным напряжением ибэ, а напряжением на эмит-
терном переходе Uan. Переменное напряжение зависит от частоты, так
как представляет собой долю входного напряжения U6a, определяе-
мую частотно-зависимой цепочкой г’6, Сбэ, g6a, поэтому источник
тока gsfj3n является также частотно-
зависимым.
В схему иногда вводят еще ем-
кость коллектор —эмиттер Скэ, вклю-
чая ее параллельно проводимости gKa.
Параметры гибридной схемы заме-
щения в справочных данных по тран-
зисторам не приводятся, и их либо
вычисляют, либо измеряют. Если из-
вестны /i-параметры транзистора в
схеме с общим эмиттером, то можно	Рис. 5.6
воспользоваться соотношениями, ко-
торые нетрудно получить с помощью
рис. 5.6:
ёвэ —
1—«1гэ	„	Л21э-|-/1128
.	 > Ss— ,
«Пэ— г б	«lie	гб
(5.31)
£кб =	, gKa = h22a -	(hila + h-&+r«h*A . (5.32)
hiia—re	«На \	«из— Гб /
141
Величина емкости коллектора Скб обычно приводится в справочни-
ках либо должна быть измерена. Сопротивление базы г’6 может быть
вычислено по приводимой в справочниках постоянной времени коллек-
торной цепи г'6Ск6 и известной емкости коллектора Скб либо должно
быть измерено.
Емкость эмиттера Сбэ, являющуюся в основном диффузионной,
можно вычислить с помощью соотношения (3.45):
Сбэ — ^этдф»	(5.33)
где тдФ==«577 = ^ (величину иа берут из справочника).
Гибридная схема замещения дает для транзисторов с однородной
базой до частот порядка 0,5 иа ошибку, не превышающую 20%.
Частотную зависимость У-параметров транзистора в схеме с об-
щим эмиттером установим с помощью рассмотренной модели.
Проводимость прямой передачи. Эту величину -определяют при
короткозамкнутом для переменной составляющей выходе транзи-
стора:
У21 = ^1
l/бэ Шкэ = 0
Так как
4	6 (йбэЧ- /®Сбэ) Сэп,
Сбэ = Сэп + Гб^б Сэп + Гб(ёбэ + >Сбэ)Сэп,
то
Y __________ &s_____________________]______
1+гб+/ыС'бЭгб Ч-^о^бэ j ।	б
1 + Гб£бэ
Введем обозначение:
„ ___ 1 + гб§бэ
ULzo ——-
СбэГб
(5.34)
Кроме того, поскольку ZK=g2iC63=gsC3n,
1 +гб£бэ
Сбэ С8П( 1 +Гб^бэ),
(5.35)
Следовательно,
v ___ Ezi
/ si~	ы »
1-Н—
<os
откуда модуль и фаза проводимости прямой передачи:
7^==. <P2f = arctg-^.
/ со2	ад
(5.36)
(5-37)
У *1	2
г ад
Зависимость У2{ от частоты в относительных единицах отобра-
жается графиками рис.5.3. Частоту при которой модуль прямой
проводимости
|K21| = g21//2,
(5.38)
142
называют предел ной частотой проводимости прямой передачи. Она
является важным параметром транзистора.
Из выражений (5.34), (5.33), (5.31) получаем соотношение
«х а; —<оа,	(5.39)
&21гб
которое позволяет вычислить частоту <os. Однако практически луч-
шие результаты дает непосредственное измерение на основе выраже-
ния (5.38). Соотношение (5.37) хорошо согласуется с экспериментом
до частот 2cos.
Входная проводимость. Этот параметр определяют при коротко-
замкнутом для переменной составляющей выходе транзистора:
• I	.	1 -4- /о —
у ___ ‘6 I	_ 4?бэ~Ь	__ Ввз_____________Ёвз /g 40)
^баЩка=°	1 + гбёбэ + 0>агб 1-Ьгбббэ j । ^-бэгб
l+r6g6a
Использовав соотношения (5.33) и (5.34), получим
1-Н —
=	(5.41)
Проводимость обратной пе-
редачи. По определению, прово-
димость обратной передачи
Ун-
1в
й*а
йбэ=о'
Рис. 5.7
При нахождении ее вход транзистора должен быть замкнут нако-
ротко, при этом схема замещения будет иметь вид, показанный на
рис. 5.7. Так как в этом случае
=	“7~ » йап = йкв z1^z2 ~ z^ (^i
где
7 —_______!_____ 7 _ .	1
х' Л+а>э+/®сбэ’ 2 гкб+/<аСкб’
гб
то
=___L _____ екб+/ыСкй __________екб+УмСкб____
1+^+/шсбэга 0+^)/' 1+/ш Сбэ£б\•
Поскольку
(5.42)
1 Ч-^бэГб
/<рСкб
1 Ч-^бэГб
/«Скб
(ббэ'б^!).
612’
143
е учетом выражения (5.34) можно записать
Y  8\г—7<оСк6
•	(5.43)
(0S
Выходная проводимость. Этот параметр определяют при коротко-
замкнутом входе транзистора (см. рис. 5.7.):
Из схемы на рис.5.7 следует, что
Ас = ка G?k6'+ Я^Скб) Йэп) 4~ SsUап» (5.45)
где
^вп = Йыэ 2^-Zi ™ГбУ 12-
Сделаем некоторые упрощения. Так как на высоких частотах
5кб<“Скб> то примем £м6=0. При этом
ёка 622»
у _ /И^кб
12	со
1-ь/ —
<os
Так как всегда Zt<^Z2, то 0зв<^йиа. Следовательно, можно
принять, что Йкэ—Йвп^Йка- Учтем’ также, что г'6= ыр/gutos, где
<о₽=(1— а)иа.
Тогда из выражений (5.44) и (5.45) можно найти выходную прово-
димость:
У 22 ~ §22 У12Гб?21 +	(5.46)
Использовав выражения для г'б и yi2 (5.39) и (5.43), получим
’'»=«»+/»с«>+ЙВ-ет5--	<5Л7>
1+1 —
cos
Итак, для того чтобы определить ход частотной зависимости
У-параметров транзистора, необходимо знать четыре проводимости £ц,
gti, ga, ёгг, две предельные частоты со₽, и емкость коллектора Ск6.
Все эти величины зависят от режима транзистора.
§ 5.3. ДИНАМИЧЕСКИЕ МОДЕЛИ БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
П-образная модель транзистора
Структура П-образной модели транзистора непосредственно выте-
кает из уравнений У-параметров (5.4), (5.5):
Л = УнЙ14-У12П2,
/2 = У2А+У22(72.
144
Прибавив и отняв во втором уравнении величину У121Д, от чего
равенство не нарушится, запишем уравнения в следующем виде:

+(Л1-Л2)
(5-48)
(5.49)

Выражения, заключенные в рамку, являются уравнениями пас-
сивного четырехполюсника, который может быть представлен схемой,
показанной на рис. 5.8. В справедливости такого представления не-
трудно убедиться непосредственно проверкой.
Член (У2Х—УХ2А представляет собой источник тока; величина
создаваемого им тока не зависит от свойств внешней цепи. Этот источ-
ник определяет долю выходного тока /2, обусловленную действием
входного напряжения Ut, следовательно, он должен быть включен в
Рис. 5.8	Рис. 5.9
выходную цепь схемы замещения, как показано на рис.5.9. Это и есть
П-образная модель (П-образная схема замещения) транзистора. Чис-
ленные значения ее параметров зависят от способа включения транзи-
стора. В данном случае в качестве основной принято брать схему с об-
щим эмиттером. Параметры П-образной схемы замещения зависят
также от частоты. Характер этих зависимостей был рассмотрен ранее.
Т-образная модель транзистора
Т-образная низкочастотная модель. Для области низких частот, на которых реак-
тивные элементы еще не оказывают влияния иа прохождение токов в транзисторе, из
выражений (5.6) и (5.7) следует:
<7х=гхх7х-|-гХ2/'2,	(5.50)
<72 —Г2Х7х-|-Г22/2.	(5.51)
. Запишем эти урайнения в несколько ином виде, прибавив н отняв величину
г214 во втором уравнении, что не изменяет равносильность уравнений:
<71— гхх/ г1г1г,
<72 = гХ2/1г22/2
+ (r2f—г 12) 7f.
Выражения, заключенные в рамку, являются уравнениями пассивного четырех-
полюсника, который, как нетрудно убедиться, может быть замещен Т-образной схе-
мой (рис. 5.10, с).
145
Член (г21—r12)/i определяет долю выходного напряжения й2, обусловленную
воздействием входного тока /{. Ему соответствует источник напряжения, включенный
в выходную цепь схемы замещения, как показано на рис. 5.10, б.
Вместо источника напряжения (г21—г12)/х в ряде
случаев в схеме замещения удобнее использовать ис-
точник тока all (рис. 5.10, в). Условие эквивалент-
ности источников можно найти из равенства выход-
ных напряжений при разомкнутом выходе в обеих
схемах:
rit~4z Г2!-ГГ2
'tZ
I"2
0
Ги-Пг ггг-г„(г^т1
откуда
(г21—r 12) Л==а/1 (г22

и,
72
0-
ПгЪ Г22~Г21
6)
Рис. 5.10
0
_r2i — г <2
Г 22 — Г12
Конкретные значения параметров схемы заме-
щения зависят от способа включения транзистора.
Обычно для Т-образной схемы за основу принимают
схему с общей базой. Типичные значения парамет-
ров маломощного транзистора в этой схеме состав-
ляют: ги~300 Ом, г12«250 Ом, г21~475 кОм,
г22~500 кОм. Отсюда следует, что г12^г^, г1г<^.г22.
Тогда из уравнений (5.51) н (5.52) найдем, что
для схемы ОБ а=г21/г22=12/11=а~.
Введя обозначения:
(5.52)
Га—	— ГХ2, Гб — г12, гк — Г22, (?аб—^1» ^кб—• ^2»
получим схему замещения транзистора для низких частот в окончательном виде
(рИС. 5.11,12).
Параметры этой схемы для маломощных транзисторов имеют следующие^значе-
ния: га=20-?40 Ом, Гб=200<-300 Ом, гк= 1004-1000 кОм.
В справочниках значения гэ, Гб, гк обычно не приводятся, поэтому их рассчиты-
вают по известным ft-параметрам транзистора:
Гэ = Йц—(1 4-Й21б)> а~-------------Л21б»
«22б
_Й12б	_ 1 —‘^126
б Й22б * ' ^22б
(5.53)
(5.54)
Изменив в схеме рис. 5.11, а общую точку, можно путем несложных преобразо-
ваний получить схему замещения транзистора при включении с общим эмиттером
(рис. 5.11,6).
Рис. 5.11
146
Параметры схемы замещения гэ, гк можно сопоставить с реальными сопротивле-
ниями отдельных областей транзистора, рассматривая гэ как дифференциальное со-
противление эмиттерного перехода, а гк — как дифференциальное сопротивление
коллекторного перехода. Сопротивление равно сумме распределенного омического
сопротивления базы гб и так называемого диффузионного сопротивления
гб=гб+г(>-
Диффузионное сопротивление rg характеризует воздействие коллекторного на-
пряжения на эмиттерный переход. Сущность этого воздействия заключается в том,
что при прохождении переменного тока коллектора 1к~ на коллекторном переходе,
обладающем сопротивлением гк, появляется переменное напряжение икб—=гк,к~,
вызывающее изменение толщины базы Дш— Это приводит к появлению в базе допол-
нительной переменной составляющей гра-
диента концентрации носителей зарядаdp_Jdx
(рис. 5.12) и, следовательно, дополнительной
переменной составляющей эмиттерного тока
(5.17):
.	dp\ I
'эр_ =—ПеРи-т-
F	v dx |х=о
Пусть омическое сопротивление базы
гб=О. Обозначив параметры такого тран-
зистора звездочкой (*), получим, что соглас-
но соотношению (5.50) при «э=0 переменное
напряжение эмиттера
Величина ги и есть диффузионное сопротивление базы:
Т-образная модель для диапазона высоких частот. Когда на прохождение тока
в транзисторе оказывают существенное влияние время диффузионного распростране-
ния носителей заряда в базе и емкости электродов, рассмотренная схема замещения
транзистора непригодна, так как она не учитывает этих факторов. Но влияние вре-
мени распространения носителей заряда в базе можно учесть, полагая коэффициент
передачи тока а— в источнике тока а!а частотно-зависимым в соответствии с соотно-
шениями (5.25) и (5.23):
а0
ехр
/тсо
47
147
Емкости транзистора, как видно из рис.5. 13, а, подключены параллельно сопро-
тивлениям гэ игк. Тогда схема замещения транзистора на высокой частоте будет иметь
вид, показанный иа рис. 5.13, б. Сопро-
тивление базы Гб в этой схеме следует
считать также частотно-зависимым, так
как в результате влияния емкости
коллекторного перехода переменное на-
пряжение на нем с ростом частоты
становится меньше:
А
Рис. 5.14
^кб 1/гк + /шСкб'
Модуляция толщины базы при этом
уменьшается и воздействие коллектор-
ного тока на эмиттер ослабевает. Диф-
фузионное сопротивление базы стано-
вится комплексным:
Z6=z;2=^=-—Ji.—	.
fK /шСкбГк
(5.55)
На рис. 5.14 показано, что по данным эксперимента, сопротивление базы с рос-
том частоты уменьшается, стремясь к rg; это же следует из соотношения (5.55).
Итак, для описания частотных свойств транзистора с помощью Т-образной схе-
мы замещения необходимо знать четыре статических параметра гэ, г$, гк, а , которые
могут быть вычислены по известным ^ параметрам (5.53), (5.54), и четыре высокочас-
тотных параметра Скб, Zg, ша, C3g, которые определяют путем измерений. Величи-
ны Скб> гб> иа часто приводятся в справочниках по транзисторам, а емкость Cag,
определяемая главным образом диффузионной составляющей, может быть вычислена
по формуле (5.33) с учетом (5.11) и (5.20):
£	С I
Сэ6~КГ /эТцф = АТ	'	<5 -5б)
Т-образная модель на частотах со<2ша дает ошибку в определении входных
и выходных сопротивлений и коэффициентов передачи не более 20—30%.
§ 5.4. БИПОЛЯРНЫЙ ТРАНЗИСТОР В РЕЖИМЕ УСИЛЕНИЯ
Усилительные свойства транзистора
Обобщенная модель усилителя. Одним из важнейших применений
биполярного транзистора является усиление колебаний, т. е. получе-
ние на выходе транзистора колебаний большей амплитуды, чем на
входе.
При использовании транзистора для усиления колебаний он может
быть включен по одной из известных схем ОБ, ОЭ, ОК, поэтому изо-
бразим транзистор в обобщенном виде, как четырехполюсник (рис.
5.15). В выходную цепь включена наг-
рузка, ее сопротивление R будем для
упрощения считать чисто резистив-
ным. Амплитуду переменного напря-
жения на выходе обозначим 17вых. Во
входной цепи действует источник пе-
ременного напряжения 17вх, которое
Рис. 5.15
должно быть усилено.
148
Процесс усиления характеризуют коэффициентами усиления, по-
казывающими соотношение величин на выходе и входе. Применяют
коэффициенты усиления:
по напряжению	^Вых/^ВХ’	(5.57)
по току	^вых/^вх»	(5.58)
по мощности	1Z 	*>вых	^вых^вых	 1Z IZ Ар п	17 I	Лс/А/. 'ВХ	VBXZBX	(5.59)
Найдем уравнения, связывающие коэффициенты усиления с
Л-параметрами транзистора.
Используя уравнения параметров транзистора (5.1), (5.2) для диа-
пазона низких частот, запишем:
^вх = Л11/вх + Л12^вых,	(5.60)
^вых ЛИ/ВЖ "4" ^аг^вых’	(5.61)
UBwK = RIBm.	(5.62)
Из уравнении (5.60) и (5.61) получаем выражение для коэффициен-
та усиления по току:
«'“пЪ'	Р-63)
Обычно Л22/?<^1, поэтому
Kf^h2i.	(5.64)
Исключив из уравнения (5.60) ток /Вх, а затем /вых, найдем выра-
жение для коэффициента усиления по напряжению:
Кц =----------------j-v	(5.65)
/)1гЛ21—Лц I ft22-j—1
Обычно h22<^1/R и Л12 Л21<^/1ц//?. Тогда, пренебрегая этими вели-
чинами, получим приближенное соотношение
(5.66)
Использовав выражения для коэффи-
циентов усиления по напряжению и току,
можно определить коэффициент усиления
по мощности:
KP^-~R.	(5.67)
**11
Усилитель по схеме с общей базой. Схема этого усилителя пока-
зана на рис.5.16. Нагрузка R включена в коллекторную цепь последо-
вательно с источником коллекторного напряжения В цепь эмит-
тера поданы усиливаемое напряжение UBX и напряжение смещения
^ЭБ> позволяющее установить рабочую точку на участке характери-
стики, где искажения при усилении минимальны.
>49
Нагрузка может быть подключена и параллельно выходу транзистора к выводам
коллектор — база. В этом случае последовательный резистор в цепи коллектора тоже
необходим, он предотвращает шунтирование выхода транзистора низким сопротив-
лением источника питания ^КБ. Для переменной составляющей коллекторного тока
/тк разделительный резистор и нагрузка подключены параллельно друг другу и
последовательно с транзистором. Обозначив сопротивление разделительного резис-
тора и сопротивление нагрузки R2, найдем, что полное сопротивление нагрузки
R=(Ri+R2)/RiRt Таким образом, параллельное подключение нагрузки сводится
к последовательному.
Для оценки возможностей данного усилителя возьмем типичные
значения h-параметров транзистора в схеме с общей базой: Лцб=
=30 Ом, Л12б=10-4, Л21б«1, Л22б=1 мкА/B. Тогда, воспользовавшись
соотношением (5.64), найдем, что коэффициент усиления по току для
схемы с общей базой
К/	та ~ ^216 ~
Коэффициент усиления по напряжению, согласно выражению
(5.66),
It' ^216 Г> —,j R
На низких частотах отношение R/h116 может достигнуть нескольких
тысяч, так как входное сопротивление Лцб очень мало, а сопротивле-
ние нагрузки R может составлять несколько килоом. Поэтому коэффи-
циент усиления по напряжению также может достигнуть нескольких
тысяч.
Коэффициент усиления по мощности в схеме с общей базой равен
коэффициенту усиления по напряжению, так как Кгяз1:
Следовательно, его величина тоже достигает нескольких тысяч.
Недостатком схемы с общей базой является большое различие в вели-
чинах входного и выходного сопротивлений усилительной ступени
(входное сопротивление очень низкое, а выходное — высокое). При
подключении входа последующей усилительной ступени к выходу
предыдущей результирующее сопротивление нагрузки R=Rih116f
(Ri+hug) ж hll6 и коэффициент усиления предыдущей ступени падает
до единицы:
Для устранения этого недостатка требуется применять согласую-
щие трансформаторы, что усложняет устройство, увеличивает его га-
___________________	-0 бариты и стоимость.
I	Усилитель по схеме с общим эмитте-
JL	ром. Схема этого усилителя изображена
v/x(y)	LI Овых на рис.5.17. Нагрузка R, как и в преды-
-L	J- дущем случае, включена в коллекторную
£з |	„ цепь, источники напряжения смещения
*	*	0 <£вэ и усиливаемого напряжения —
Рис. 5.17	в цепь базы. Входным током усилителя
150
является ток базы, следовательно, входное сопротивление будет зна-
чительно выше, чем в схеме с общей базой, так как переменное на-
пряжение на входе в обоих случаях одно и то же, а ток базы сущест-
венно меньше тока эмиттера.
Для транзистора с общим эмиттером можно взять следующие ти-
пичные значения /ьпараметров: й11э=1500 Ом, /г12э=10-3, йИэ=
=50 мкА/B. Тогда получим, что коэффициент усиления по току для
схемы с общим эмиттером, согласно соотношению (5.64), K,=I JI
21з»50.
Коэффициент усиления по напряжению, согласно выражению
(5.66),
он имеет примерно такую же величину, как и в схеме с общей базой,
так как й21:э/Лпэ=—(см. приложения).
Коэффициент усиления по мощности
л2
«Пэ
в /г21Э раз больше, чем в схеме с общей базой.
Благодаря своим преимуществам — сравнительно высокому вход-
ному сопротивлению и значительному усилению — схема с общим
эмиттером получила на практике наибо-
лее широкое распространение.
Усилитель по схеме с общим коллек-
тором. Схема этого усилителя представ-
лена на рис.5.18. Здесь нагрузка R вклю-
чена в цепь эмиттера, а на эмиттерном
переходе действует переменное напря- р
жение Um6, равное разности между °£Э
входным Двх и выходным ивых напря-
жениями. Поэтому коэффициент усиле-
Рис. 5.18
ния по напряжению для схемы с общим
коллектором всегда меньше единицы:

к ^вых _ ^вх U тб	1
----- —< 1
14х
Действительно, для й-параметров транзистора в схеме с общим кол-
лектором можно взять типичные значения: /г11к=1500 Ом, Л12|С=1,
h2tK=—50, ЛИи=50 мкА/B. Тогда с учетом величин параметров тран-
зистора, согласно соотношению (5.65), получим
IS   ^21 к .________1____ _______1____ J
и .	___ftllK .	^11к	, I ^116
R1 hilKRi l^h216R
Коэффициент усиления по току в соответствии с соотношением
(5.64)
К/ = Гта!^т6 ~	« 50.
151
Схема с общим коллектором отличается также высоким входным
сопротивлением:
г> ^вх ^вых+^б	Uтб rx г> i i,
А вх — / „----7~~	— Т~----------А и^\ их i п11к»
* то	* то	1 то
ИЛИ
р ~ ^Ик
Лвх~ 1-Ки'
Выходная мощность усилителя
Выходной мощностью усилителя называют мощность колебаний,
которые создаются в нагрузке при подаче на вход усилителя перемен-
ного напряжения (тока). Для гармонических колебаний при активной
нагрузке
р ____J_ р/2 ____!_// т
2 вых 2 1X1 тк 2
где UmR=RImR — амплитуда переменного напряжения нагрузки,
обусловленного переменным током коллектора 1тк, созданным вход-
ным напряжением (током).
Нагрузочная характеристика. Для определения выходной мощнос-
ти необходимо иметь семейство вольт-амперных характеристик для соот-
ветствующей схемы включе-
ния транзистора, например
выходных IK=f(UK3) при 1б=
=var и входных /Б=/(^вэ)
при [7K3=var(pnc.5.19 и 5.20).
Кроме того, требуется знать
уравнение нагрузки, которое
определяется следующим об-
разом.
Напряжение коллектора
икэ при наличии нагрузки R
в его цепи,как видно из рис.
5.17.
£^кэ = <£>кэ—RIk- (5.68)
Это соотношение, являю-
щееся уравнением прямой *,
определяет связь между током
и напряжением коллектора при наличии нагрузки; оно представ-
ляет собой уравнение нагрузки 7к~ф(^кэ) при сопротивлении
нагрузки, равном R. График, построенный по уравнению на-
грузки, называют нагрузочной характеристикой. Нанесем нагрузоч-
ную характеристику на семейство выходных характеристик транзисто-
ра (см. рис.5.19). Для этого найдем две точки, через которые проходит
* В общем случае при реактивной или нелинейной нагрузке уравнение (5.68)
будет нелинейным.
152
нагрузочная прямая, приравнивая поочередно нулю напряжение
икЭ и ток /к коллектора. Из уравнения (5.68) получим, что при Дкэ=0
ток /к=$к//? — такой отрезок отсекает нагрузочная характеристика
на оси тока. При 1^=0 из урав-
нения (5.68) найдем напряжение
Дкэ=^к — такой отрезок отсе-
кается этой характеристикой на
оси напряжения. Проведя через
точки (О, <£КЭ/Д) и (<£Кэ, 0) пря-
мую, получим выходную нагру-
зочную характеристику.
Точка пересечения нагрузоч-
ной характеристики /к=ф(^кэ)
с той или иной выходной харак-
теристикой транзистора /к=
=7(ДКэ) при /Б = const называ-
ется рабочей точкой: она харак-
теризуется тремя координатами
(^к>^кэ. Лз)>т-е- определяет кол-
лекторный ток /к и напряжение
коллектора С/кэ ПРН данном токе
базы /Б (напомним, что здесь в
качестве примера рассматривается включение транзистора по схеме
с общим эмиттером, в схеме с общей базой третьей координатой будет
ток эмиттера 1Э).
Транзистор, к которому подключена нагрузка, условимся для
краткости называть нагруженным транзистором. Входная характе-
ристика нагруженного транзистора будет иной, чем у ненагруженно-
го, поскольку при ее снятии напряжение коллектора изменяется. Дан-
ную характеристику можно построить с помощью семейства входных
характеристик ненагруженного транзистора (ДБЭ) при ДкЭ=const
(рис. 5.20). Для этого следует перенести сюда точки ((/кЭ, /Б) пересе-
чения выходных характеристик с нагрузочной (см. рис.5.19): так, при
Пкэ=—4 В ток базы /Б= 100 мкА (точка В), при £7КЭ=—8 В ток базы
/Б=60 мкА (точка А) и т. д. Соединяя эти точки плавной кривой, по-
лучим входную характеристику нагруженного транзистора; она идет
более круто, чем у ненагруженного: при включении нагрузки входная
проводимость транзистора возрастает.
Режим линейного усиления. Режим усиления, при котором форма
выходного колебания соответствует форме входного колебания, на-
зывают режимом линейного или неискаженного усиления (режимом А).
Для получения неискаженного усиления необходимо использовать
линейный участок характеристик транзистора, на котором изменения
выходных и входных токов и напряжений в достаточной мере пропор-
циональны. При нарушении этого условия недопустимо искажается
форма выходного колебания.
В транзисторах искажения возникают в значительной мере за счет
нелинейности входных характеристик, а также вследствие нелинейно-
сти выходных характеристик. Выбор области неискаженного усиле-
153
ния целесообразно начинать с входных характеристик, выделив на
них участок, который с требуемой степенью точности можно считать
линейным (рис.5.20). Исходную рабочую точку А выберем посередине
этого участка, для чего во входной цепи транзистора с помощью источ-
ника напряжения <£БЭ (см. рис.5.17) должен быть создан постоянный
ток смещения /си. Допустимая амплитуда входного тока должна удов-
летворять неравенству	Как видно из характеристик, в рас-
сматриваемом примере она может достигать значения 7тб=60—20=
=40 мкА. Затем по выходным характеристикам (см. рис.5.19) проверя-
ют, сохраняется ли при изменении тока базы в выбранных пределах
пропорциональность изменения тока коллектора.
Максимальная выходная мощность. Мощность, затрачиваемая ис-
точником сигнала на входе,
Pn=jUm6Im6.	(5.69)
На выходных характеристиках (см. рис. 5.19) точки С и В соответ-
ствуют границам линейного участка. При амплитудном значении то-
ка на входе 1т6 амплитудное значение тока на выходе равно 1тк, а
амплитудное значение напряжения на нагрузке UmR=lJmv.
Выходная мощность
Лых = 4^ик/Ик-	(5.70)
Она пропорциональна площади треугольника ABD пли АЕС. Так
как	а ~ RUme> то выходная мощность
(5-71)
«Пэ
монотонно возрастает в некоторых пределах при увеличении сопро-
тивления нагрузки R. Однако из-за шунтирующего действия выход-
ной емкости транзистора и низкого полного сопротивления входной
цепи следующей усилительной ступени возможности значительного
увеличения сопротивления нагрузки ограничены.
Возможности увеличения выходной мощности за счет использова-
ния большей амплитуды колебаний на входе (1т6 и 4/стб) ограничивают-
ся нелинейностью входных характеристик транзистора.
Максимальная выходная мощность транзистора зависит также от
допустимых значений тока 1пк и напряжения UmK.
Если не принимать во внимание уровень искажений при усилении,
то максимальное значение переменной составляющей коллекторного
тока ImK тах ограничивается предельным током транзистора: 1тк тах<
<1/2/Кпред. Величина предельного тока коллектора обусловливается
допустимым снижением коэффициента передачи тока при высоких
уровнях инжекции (см. § 4.3).
154
Максимальное значение переменной составляющей коллекторного
напряжения f/mKmax ограничивается максимально допустимым напря-
жением коллектора (/кЭтах ' Цпитах^^кэ max-Факт°ры, ограничи-
вающие величину <7кэтах« были рассмотрены в §4.4.
Выходная мощность Рвых составляет определенную долю мощно-
сти, расходуемой источником питания коллекторной цепи:	/^КЗ-
Отношение этих мощностей называют коэффициентом полезного дей-
ствия по коллекторной цепи:
„__ Рпых__U тк!тк
Ро 210$^э
(5-72)
он зависит от отношений ImJIo и UmJ<£>K$- В режиме неискаженного
усиления коэффициент полезного действия менее 0,25, поскольку
всегда /тк</0, а итк<У!^Кэ-
Остальная часть мощности Ро, отдаваемой источником питания,
расходуется на бесполезный нагрев транзистора. Ее называют рас-
сеиваемой мощностью. Поскольку в транзисторной структуре наиболь-
шим электрическим сопротивлением обладает обратно смещенный кол-
лекторный переход, именно в нем
рассеиваемая мощность превраща-
ется в тепло. Итак, рассеиваемая
мощность коллектора
Вк = Р0-РВЫх = (1-!1)Л>- (5-73)
В режиме линейного усиления
она превышает 0,75 Ро. По этой при-
чине выходная мощность транзисто-
ра Рвых тах ограничивается макси-
мально допустимой рассеиваемой
МОЩНОСТЬЮ Рктах:
РаыхшахСп^Рктах. (5.74)
Факторы, ограничивающие ве-
личину Рк тах, в основном те же,
что и для диода (см. §4.4).
Рис. 5.21
На семействе выходных характеристик транзистора (рис.5.21) от-
мечены границы допустимых режимов, - определяющие максимально
допустимую выходную мощность транзистора. Граница, определяемая
максимально допустимой рассеиваемой мощностью, изображается ги-
перболой
/к max /’к шах/^КЭ»
(5.75)
а границы по току и напряжению — горизонтальной и вертикальной
прямыми /к npen=const и £/K3max=const соответственно. Снизу область
ограничена характеристикой минимального тока коллектора /кэу~
~/кБо-
155
Частотный диапазон
Качество транзистора характеризуется его способностью усиливать
мощность колебаний. Однако, как показывают исследования, с ро-
стом частоты коэффициент усиления по мощности падает. Одной из
причин этого является увеличение обратной проводимости У12 с по-
вышением частоты, что нарушает устойчивость усиления. Если об-
ратную проводимость скомпенсировать с помощью внешней цепи об-
ратной связи, то эта причина отпадает. Тогда, использовав уравнения
К-параметров (5.4), (5.5), а также соотношение (5.62), для нагружен-
ного транзистора с нейтрализованной обратной связью получаем сле-
дующую систему уравнений:
J5.76)
Ц = У2101 + У2202 = Уп0г,	(5.77)
где Ун — проводимость нагрузки.
Для обеспечения максимального усиления мощности колебаний
реактивные составляющие входной и выходной проводимостей долж-
ны быть скомпенсированы, а проводи-
мость нагрузки должна быть равна вы-
ходной активной проводимости транзи-
стора G22.
Тогда коэффициент усиления по току
с учетом соотношений (5.76) и (5.77)
к У2У„ _ | У211
Л/-Тц(Г22+Ки) 2GU ’
коэффициент усиления по напряжению
W 300 ЧОО /.МГц	„	У21	|У21|
Рис. 5.22
а коэффициент усиления по мощности
<5-78)
Частотная зависимость коэффициента усиления по мощности опре-
деляется соответствующими зависимостями для |K2il, Gn- и G22. На
рис. 5.22 эта зависимость показана для транзистора 2Т925Б, выходная
мощность которого равна 7 Вт.
Использовав выражения (5.41), (5.47) и (5.37), найдем, что для пре-
дельно высоких частот
611=1/Гб, G22 = <ОрСкб =	|К21| = — g2i.
Отсюда
if	“Sftl fsS-И	(с. 7Q\
4<а2Ск6 “ 8л/’-Скб *	'°’ У>
При f=fP коэффициент Кр=1, поэтому
ь- V1SF •	<5М>
156
или, так как согласно (5.39) fsgii~fcJr6i
fa
(5.81)
Таким образом, для определения максимальной частоты усиления
по мощности необходимо знать предельную частоту передачи тока
эмиттера и величину называемую постоянной времени кол-
лекторной цепи. Следовательно, одна предельная частота fa не харак-
теризует частотный диапазон транзистора. Так, например, у планар-
ных транзисторов предельная частота передачи тока эмиттера fa бла-
годаря малой толщине базы может быть очень высокой, однако пре-
дельная частота усиления по мощности fp обычно получается сущест-
венно ниже fa, так как постоянная времени коллекторной цепи г^Ск6
оказывается значительно больше /а/8л. Таким образом, частотный
диапазон планарных транзисторов ограничивается распределенным
сопротивлением базы и емкостью коллектора Ск6.
27907
10Вт 400 МГЦ
27006
J ВТ 400 МГЦ
27904
3 Вт 400МГц
0
ff
3
0
4x15эмиттеров 13*175мкм
Кристам 1,2х1}2мм
Рис. 5.23
9 змитмероВ 12*200мкм 1В эмиттеров
Кристам ог8*Ц8 мм	16x220 мкм
Кристалл 1,2x1,2мм
Чмицшш Зазы о,б-о,7мкм
У маломощных транзисторов предельные частоты усиления по
мощности могут достигать нескольких гигагерц. Чем мощнее транзи-
стор, тем ниже его предельная частота. Современные транзисторы
имеют мощность порядка 100 Вт на частотах до 25 МГц, 10 Вт — на
частотах до 400 МГц и 2—3 Вт — на частотах до 500 МГц. Этим воз-
можности транзисторной электроники далеко не исчерпываются и в
ближайшем будущем, частотные свойства транзисторов будут значи-
тельно улучшены. Перспективными являются приборы, у которых
для повышения выходной мощности на одном кристалле помещается
несколько транзисторных структур (рис.5.23) с электродами гребен-
чатой формы, позволяющей повысить эффективную площадь эмиттера
и коэффициент передачи тока. .
157
§ 5.5. ШУМЫ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Основные понятия
Даже при идеально постоянных напряжениях электродов токи в
цепях транзистора не могут быть строго постоянными; они подверже-
ны малым случайным колебаниям, называемым флуктуациями. Ос-
новной причиной флуктуаций является хаотическое тепловое движение
носителей заряда в кристаллической решетке полупроводника.
Флуктуации токов транзистора настолько малы, что могут быть об-
наружены лишь при очень большом усилении. При этом на выходе
звуковоспроизводящего устройства они проявляются в виде некото-
рого равномерного шума, поэтому в технике их принято называть
собственными шумами транзисторов.
Собственные шумы определяют минимальную (пороговую) величину
колебания, которое еще может быть усилено без искажений и обна-
ружено на фоне шумов. Снижение пороговой величины входного коле-
бания имеет большое практическое значение для создания сверхчув-
ствительных усилителей, увеличения дальности связи и т. д. Поэтому
вопрос о собственных шумах транзисторов и методах их уменьшения
представляет собой актуальную задачу электроники.
Флуктуации можно рассматривать как переменную составляющую
тока транзистора. Условимся называть ее шумовым током. Поскольку
флуктации представляют собой случайный процесс, форма шумового
тока непрерывно изменяется и не является определенной, равно как
амплитуда и частота шумового тока. По этой причине флуктуации ха-
рактеризуют квадратом действующего значения шумового тока /„,
который, очевидно, пропорционален мощности колебаний.
Дробовые шумы. Одной из причин возникновения собственных
шумов являются флуктуации тока, возникающие при прохождении
носителей заряда через потенциальный барьер р-н-перехода вследст-
вие хоатичности их теплового движения (дробовой эффект).
Процесс инжекции носителей заряда в р-n-переходе можно рассмат-
ривать как поток однородных случайных событий s, заключающихся
в преодолении носителем заряда потенциального барьера в р-и-пере-
ходе. Поскольку средняя интенсивность этого потока s постоянна, его
можно считать стационарным. Поток не имеет последействия, т. е. коли-
чество носителей заряда, инжектируемых в данный малый промежуток
времени Д/, не зависит от их количества в предыдущие промежутки.
И наконец, поскольку вероятность инжекции двух (и более) носителей
заряда в малый промежуток времени Дт, за который инжектируется
один носитель, пренебрежимо мала, поток можно считать однородным.
В теории вероятностей такой поток однородных случайных событий
называется простейшим; для него справедливо соотношение между
случайным событием s, его средним значением s и среднеквадратичным
отклонением (s—s):
(s—s)2 = s.	(5.82)
158
Рассматривая число дырок, инжектированных р-л-переходом за
некоторый промежуток времени Д7, как случайную величину
s =-----,
е
где iap — мгновенное значение тока инжекции,
а среднее число дырок, инжектированных за время Д/, при среднем
значении тока инжекции 1ар — как среднюю интенсивность потока
случайных событий s:
- 1эрм
s —
е
в соответствии с выражением в (5.82) получим
(1эР~ hpY —	— "дТ" ехР Х^ЭБ •
Подобное же соотношение получается и для тока экстракции, ко-
торый статистически независим от тока инжекции:
Vii 'и/ — д/ •
Сумма среднеквадратичных отклонений токов инжекции и экст-
ракции представляет собой квадрат действующего значения шумо-
вого тока эмиттерного перехода /шэ:
(5.84)
= (i3p~	+ (<й - Л1)2 = -% (ехр хС/ЭБ +1).
Между длительностью импульса тока Д/ и занимаемой им полосой
частот Д/ существует приближенное соотношение Д^д-^т используя
которое получим окончательно
7^э = 2е1ц (ехр х{7Эб +1) ~ 2е/э bf.	(5.83)
Так как эмиттерный переход обладает дифференциальным сопро-
тивлением r3=kTleIs, то шумовой ток создает на нем шумовое напря-
жение, среднеквадратичное значение которого
£/2шэ = гХэ=гэ2е/эД f = 2kTra bf.
Дробовой эффект имеет место и в коллекторном переходе, но вели-
чина его значительно ниже, так как определяется лишь обратным то-
ком /КБ0 . По аналогии с изложенным можно записать
/шко = 2е/КоДЛ	(5.85)
Шумы токораспределения. Шумы в транзисторе возникают также
в процессе распределения тока инжекции между коллектором и базой.
Рассматривая процесс токораспределения как простейший поток слу-
чайных событий s, которые могут свершиться в форме А (попадание в
159
коллекторный переход) либо в форме Б (рекомбинация в базе), можем
использовать соотношение, известное из теории вероятностей:
____ _________ £ £
(Sa—Sa)3 = (sB — SB)= = -АЛ .	(5.86)
s
Количество дырок, инжектированных эмиттером за время А/, пред-
ставляет собой поток случайных событий
- /ЭрД«
S =---- .
е
Мгновенное и среднее количества дырок, достигающих коллектора,
|КД/	-	/кД/
«А- —.	SA-----— .
Соответственно мгновенное и среднее количества дырок, рекомби-
нирующих в базе,
Тогда из уравнения (5.86) получим, что шумовой ток транзистора,
обусловленный процессом токораспределения, имеет среднеквадратич-
ное значение
= UA=~A)2 = («б- /в)2 = е,
или с учетом соотношения между длительностью импульса тока и по-
лосой занимаемых им частот А/
/2штр = 2еа/э(|-«){эд/ = & (1 _а)а w	(5.87)
‘э
Шумовой ток, возникающий при токораспределении, протекает
в цепи коллектор — база, так же как дробовой ток коллекторного
перехода. Суммируя их, найдем среднеквадратичное значение общего
шумового тока базы:
/2ш.б= 1^ + П.ко = 2е [а (1 -а) 7э + /Ко] Af.	(5.88)
Шумы сопротивления базы. Хаотическое тепловое движение носи-
телей заряда в базе приводит к возникновению шумового напряжения
в распределенном сопротивлении базы г'6. Величину этого напряже-
ния можно найти, воспользовавшись известной в теории шумов фор-
мулой Найквиста для резистора, имеющего электрическое сопротив-
ление Гб:
Ulr = 4kTr^f.	(5.89)
Энергия тепловых шумов равномерно распределена по частотному
диапазону, так же как энергия дробовых шумов и шумов токораспре-
деления.
Шумы мерцания. В диапазоне низких частот в полупроводнике
наблюдаются значительные шумы, обусловленные флуктуациями про-
160
водимости, главным образом поверхностной. Эти шумы называют шу-
мами мерцания-, их интенсивность определяется эмпирическим соот-
ношением
=	(5.90)
Здесь показатель степени т=0,9ч-1,5. Шумы мерцания быстро спа-
дают с ростом частоты и на частотах порядка нескольких килогерц,
как правило, уже несущественны по сравнению с дробовыми и тепло-
выми шумами, имеющими равномерный спектр в широком диапазоне
частот.
Множитель А в выражении (5.90) имеет две составляющие: Л=ЛЭ+
+АК; одна из них (AJ определяется флуктуациями на поверхности
коллектора, другая (Аэ)— на поверхности базы. Мощность шумов мер-
цания, возникающих на поверхности коллекторного перехода, зависит
от площади поверхности этого перехода, а следовательно, и от вели-
чины коллекторного напряжения, определяющего его толщину. По-
этому составляющая Дк является функцией коллекторного напря-
жения:
Ак —AkV £/кэ.
Шумы мерцания базы обусловлены флуктуациями поверхностной
рекомбинации инжектированных носителей заряда, поэтому они за-
висят от уровня инжекции, т. е. от величины эмнттерного тока. При-
нимая эту зависимость линейной, получим, что А3=А'/Э.
Таким образом, шумы мерцания транзистора определяются зави-
симостью
.	(5.91)
Значения коэффициентов А'э и А'к вычисляют по результатам из-
мерения шумового тока при нескольких значениях тока эмиттера и
напряжения коллектора.
Шумовые параметры транзистора
Коэффициент шума. Коэффициентом шума называют отношение
мощности шума на выходе транзистора Рш вых к той ее части, кото-
рая создается за счет усиления собственных шумов источника
входного сигнала Рш.г:
кш-4шр— ’	(5-92)
где КР — коэффициент усиления транзистора по мощности.
Величина Рш. ВЫХ/КР представляет собой мощность шума, пересчи-
танную ко входу транзистора Рш вх. На высокой частоте, когда отсут-
ствуют шумы мерцания, она имеет четыре составляющие:
РШ.ВХ = Рщ.Г “1“	РШГ I Рщ.6‘
Здесь Рш г — мощность шумов, создаваемых источником сигнала на
входе, которая пропорциональна квадрату его шумового напряжения
6 № 1604	161
Uh r=4£77?rAf; Рш э — мощность дробовых шумов эмиттерного пере-
хода, пропорциональная Uh. 3=2kTra&f [см, формулу (5.84)1; Ршг —
мощность тепловых шумов распределенного сопротивления базы,
пропорциональная U'h^-AkTr^f [см. формулу (5.89)]; Рш. б — мощ-
ность шумов токораспределения и дробового эффекта коллекторного
перехода, пропорциональная квадрату шумового напряжения, созда-
ваемого шумовым током базы (5.88) на сопротивлениях базы и источ-
ника сигнала (Рг+гб)-
/1ш.б(₽г+гб)2 = 2е[а(1-а)/э+/Ко]АН^г + гб)2-
Подставив эти соотношения в (5.92), получим следующее выражение
для коэффициента шума транзистора.
Kw= I +A-+g-+gy <Rr+ri>4^—>'э+'к,1. (593)
Кг	i\r
Анализируя выражения (5.93) с учетом численных значений пара-
метров, нетрудно убедиться, что дробовые шумыэмиттерного и коллек-
торного переходов оказывают слабое влияние на общий уровень шу-
мов транзистора, так как обычно гэ<^г^ и /ц0<^(1—а)/э- Основное
значение имеют тепловой шум распределенного сопротивления базы
и шум токораспределения. Поэтому для оценки коэффициента шума
транзистора можно применять упрощенную формулу:
*+яг +kT 2f>Rr '	(5.94)
Пример 5.1. Найти коэффициент шума транзистора, имеющего гб=200 0м,
Р=40, /э= 1 мА, Rr=500 Ом при Г=300 К. Подсчет по формуле (5.94) дает Кш= 1,82,
при этом вклад второго и третьего членов примерно одинаков.
Наименьшим коэффициентом шума обладают транзисторы, имею-
щие малое омическое сопротивление базы г’б и высокий коэффициент
передачи тока, а от коллекторного нап-
ряжения К,„ не зависит.
Существует оптимальное сопротив-
ление входного источника колебаний,
при котором коэффициент шума минима-
лен. Определив экстремум функции (5.94)
по Rr, найдем, что оптимальное сопро-
тивление входного источника колеба-
ний
Яг.опт = г’б 1/1 + 4L 2^. . (5.95)
г	е гб 1э
Пример 5.2. Найти оптимальное сопротивление источника сигнала для транзи-
стора, имеющего г^=200 Ом, Р=40, /э=1 мА при Т=300 К. Подсчет по формуле
(5.95) дает ₽г.опт=660 Ом.
Экспериментальная зависимость коэффициента шума от частоты
представлена на рис. 5.24. В широком диапазоне частот величина коэф-
фициента шума постоянна, так как тепловые и дробовые шумы имеют
162
равномерный спектр. Начиная с некоторой частоты f2 коэффициент
шума возрастает, так как уменьшается коэффициент передачи тока £
и вследствие этого увеличиваются шумы токораспределения.
Частоту /ш, на которой коэффициент шума удваивается, назовем
предельной рабочей частотой малошумящего транзистора. На более
высоких частотах применение транзистора в высокочувствительных
усилителях нецелесообразно. Для расчета этой предельной частоты
может быть использовано следующее приближенное отношение:
frn « fa//P.
Возрастание коэффициента шума на низких частотах (см. рис. 5.24)
обусловлено шумами мерцания, в формуле (5.94) они не учтены. Часто-
та fi, ниже которой шумы мерцания играют основную роль, имеет ве-
личину порядка 0,1—1,0 кГц, но в некоторых случаях может быть бо-
лее высокой.
Уровень шума биполярных транзисторов в области низких частот
существенно ограничивает возможности применения их в высокочувст-
вительных усилителях данного диапазона. В области частот, более
низких, чем fi, можно пренебречь всеми составляющими шумов, кроме
шумов мерцания. Тогда коэффициент шума на этих частотах
ZZ ____ Рщ.ВЫХ_ Рщ.Т~Т~ Рщ м
Л' Ш.ич /б D ’ D	>
Ар'Щ.Г	ГШ.Г
поскольку Рщ.вых !Кр — это мощность шума, приведенная ко входу,
и в данном случае она определяется суммой мощности шумов входного
источника Рш_ г, пропорциональной —4kTRr&f, и мощности
шумов мерцания Рш. м, пропорциональной квадрату шумового напря-
жения, создаваемого на входе шумовым током мерцания в соответст-
вии с соотношением (5.90):
и*шм = (Rr + Гб)2 Рш.м = а А/.
В результате коэффициент шума на низких частотах
Кш.вч = 1+А ~ 1 +л	(5.96)
где А]=А/(4kT).
Из выражения (5.96) следует, что коэффициент шума зависит от
внутреннего сопротивления 7?г входного источника и частоты. В тех-
нических условиях низкочастотный коэффициент шума обычно опреде-
ляется на частоте 1 кГц при сопротивлении входного источника 500-:-
1000 Ом. Измерения показывают, что типичное значение низкочастот-
ного коэффициента шума лежит в пределах от 10 до 100, а для лучших,
«малошумящих» образцов — от 4 до 10 (транзистор КТ3102Д, Е).
При увеличении внутреннего сопротивления входного источника
повышается шумовое напряжение, создаваемое на нем шумовым то-
ком базы транзистора, и коэффициент шума увеличивается. По этой
причине биполярные транзисторы нецелесообразно использовать во
входных цепях высокочувствительных измерительных устройств и в
6*
163
высококачественных усилителях звукозаписи, моно- и стереовоспро-
изведения, имеющих высокоомный источник усиливаемых колебаний.
Шумовое напряжение. Введем понятие эквивалентного шумового
напряжения транзистора, приведенного ко входу, выразив его через
мощность шума Рш вх, приведенную ко входу:
'-Уш.вх г * Щ.ВХ^Г"
Так как
ТО
U^BX = V4kTRrKlubf.
Для области низких частот это выражение пригодно лишь в пре-
делах Л/<^/, где / — частота, на которой измерялся коэффициент шума.
Пренебрегая в выражении (5.96) единицей в правой части и взяв тя1,
получим для узкой полосы частот А/
^ш.вх.Нч = («Г + Гб)М^.
Суммарное напряжение шумов в диапазоне частот от Д до f2 найдем
интегрированием этого выражения. С учетом соотношения (5.96) окон-
чательно имеем
t/ш.вх.нч = ]/'4/гТДЛш.ичЛб Д/Д.	(5.97)
Пример 5.3. Транзистор имеет Кш= 10 на частоте 1 кГц, сопротивление источника
сигнала /?г=500 Ом Найти напряжение шума, приведенное ко входу, в диапазоне
20—20 000 Гц при Т=300 К. Подсчет по формуле (5.97) дает
б'ш. ВХ. НЧ = V4-1,38-10 - 23-300-500-10.103-3 = 0,5 мкВ.
Эта величина соизмерима с показателями лучших электронных
ламп, но при внутреннем сопротивлении входного источника порядка
мегома она становится неприемлемо большой, в то время как у элект-
ронных ламп напряжение шума постоянно независимо от внутреннего
сопротивления источника усиливаемых колебаний.
Шумовое сопротивление и шумовая проводимость. Удобное и достаточно полное
описание шумовых свойств транзистора на высокой частоте достигается применением
совокупности двух взаимно дополняющих параметров: шумового сопротивления и
шумовой проводимости, позволяющих рассчитать оптимальный режим входной цепи
транзистора, обеспечивающий получение минимального коэффициента шума.
Шумовое сопротивление транзистора может быть интерпретировано как пара-
метр, определяющий флуктуационное напряжение на входе транзистора, возникаю-
щее за счет тепловых шумов распределенного сопротивления базы г'6 и дифференци-
ального сопротивления перехода гэ. Применяя формулу Найквиста и соотношения
(5.89) и (5 84), найдем
р_ишг+иш.э _4kTr'6bf + 2kTr;>bf	, г,
4/гГД/ — 4kTbf	б+ 2 ’
Шумовое сопротивление /?ш, будучи включено в цепь базы идеального (нешумя-
щего) транзистора, создает на его выходе такой же шум, какой создается распреде-
ленным сопротивлением базы и сопротивлением эмиттерного перехода.
164
Шумовой ток базы б> возникающий вследствие флуктуаций токораспреде-
лсния и дробового эффекта коллекторного перехода (5.88), можно охарактеризовать
с помощью шумовой проводимости;
/2	-	л
Сш = 4^=2^[(1-а)а7э+/Ко1-	(599)
Шумовая проводимость 0ш, будучи включена
в цепь базы идеального (нешумящего) транзистора,
создает в его выходной цепи такой же шум, какой
создается шумовым током базы /* б
Итак, эквивалентная схема транзистора, учитывающая его шумовые свойства,
содержит два источника шума: шумовое сопротивление /<?ш и шумовую проводимость
бш (рис. 5.25).
Коэффициент шума транзистора может быть выражен через первичные шумовые
параметры /?ш и Сш следующим образом. Так как
Um. вх б| г ~Т /’б |2
и'ш. г	бш. г
(7ш. г = 4АТ Дг Д/, 1/ш/?==4А7'/?шДД /ш.б = 4АТСшДЛ
то
Кш = 1
A?iJI 1 fit! I ~Р Гб 1
Rr ф RT
(5.100)
Нетрудно убедиться, что выражение (5.100) при подстановке в него соотношений
(5.98) и (5.99) переходит в выражение (5.94).
На практике входящие в формулу (5.100) шумовые параметры транзистора опре-
деляют экспериментально по результатам измерения коэффициента шума при нес-
кольких значениях сопротивления входного источника.
Измерения показывают, что в ряде случаев шумовые параметры транзистора
/?ш, должны быть дополнены третьим параметром, учитывающим наличие корре-
ляции между флуктуациями в цепях транзистора, обусловленными различными ис-
точниками шума. Для этой цели может быть использована корреляционная проводи-
мость Ккор, характеризующая составляющую шумового тока базы, коррелированную
с шумовым напряжением:
/ш.б = 4АГ/?шД/|Ккорр.	(5.101)
Некоррелированная составляющая шумового тока базы учитывается шумовой
проводимостью. Корреляционная проводимость не является источником шума и не
оказывает влияния на прохождение сигнала в цепи. На эквивалентной схеме тран-
зистора (рис. 5.25) она показана пунктиром.
§ 5.6. СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Упрощение конструкции некоторых узлов радиоэлектронной аппа-
ратуры, повышение ее надежности, уменьшение массы, габаритов н
стоимости могут быть достигнуты применением так называемых состав-
ных транзисторов.
Схема составного транзистора показана на рис. 5.26. Он состоит
из двух биполярных транзисторов Л н Т2; первый из них, менее мощ-
ный, включен по схеме с общим коллектором, нагрузкой его является
цепь базы второго транзистора. Резисторы Ri и R2 выравнивают рас-
пределение напряжения входного сигнала между входами первого
165
н второго транзисторов; величина этих сопротивлении невелика, на-
пример для составного транзистора КТ827 она составляет 10 кОм и
100 Ом соответственно.
Рис. 5.26
Транзисторы Ti и Тг, изготовляемые на одном кремниевом кристал-
ле, функционируют как один мощный транзистор с большим коэффи-
циентом передачи тока (750—10 000), равным произведению коэффи-
циентов передачи тока обоих транзисторов.
Входная характеристика составного транзистора показана на
рис. 5.27. Основную часть тока базы составляет ток шунтирующей
цепи Ri, R2, поэтому оба участка характеристики практически линей-
ны. Излом характеристики соответствует включению первого транзи-
стора, при этом вход его шунтирует резистор Ri и входное сопротив-
ление существенно снижается.
Выходные характеристики составного транзистора при малых ве-
личинах коллекторного тока определяются первым транзистором, так
как в этом режиме напряжение
база — эмиттер второго транзисто-
ра еще не достигает значения, не-
обходимого для его включения
(<0,6 В). При достаточно высоком
напряжении на входе происходит
усиление тока вторым транзисто-
ром, результирующий коэффициент
передачи тока значительно возра-
стает. Выходные характеристики
составного транзистора при боль-
ших токах показаны на рис. 5.28.
Их особенностью является сущест-
V
12
10
8
В
В
2
U 2 В- В 8 10 12 и#э,в венная нелинейность.
Мощные составные транзисторы
РиС- 5‘	эффективно применяются в усили-
телях низкой частоты, стабилизированных вторичных источниках пи-
тания, импульсных усилителях, ключевых схемах (см. гл. 6). Предель-
ные режимы их определяют так же, как и для одиночных биполярных
транзисторов (см. § 4.4).
ГЛАВА 6
КЛЮЧЕВЫЕ БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ. ТИРИСТОРЫ
§6.1. КЛЮЧЕВЫЕ БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Ключевой режим транзистора
Биполярный транзистор широко используют в электронных уст-
ройствах в качестве ключа — элемента радиоэлектронной аппаратуры,
функцией которого является замыкание и размыкание электрической
цепи. Имея малое сопротивление во включенном состоянии и большое
сопротивление — в выключенном, биполярный транзистор достаточно
полно удовлетворяет требованиям, пре-
дъявляемым к ключевым элементам. Спе-
циально предназначенные для работы в
ключевом режиме транзисторы называют
ключевыми.
Схема транзисторного ключа показа-
на на рис. 6.1. Во входной цепи действу-
ют источник смешения <£БЭ, создающий
обратное напряжение на эмиттерном пе-
Рис. 6.1
реходе, источник управляющих импуль-
сов прямого напряжения t/BX и ограничительный резистор 7?б. В вы-
ходную цепь включены нагрузка RK и источник питания <£кэ.
Когда нет импульса на входе, транзистор закрыт, к его эмиттер-
ному переходу приложено обратное напряжение и6э=<£БЭ (точка А
Рис. 6.2
167
на рис. 6.2, а), в цепи коллектора проходит обратный ток
*к = ^КБ U ~ IКБ 0.
в цепи базы — обратный ток [см. выражение (4.60)]
1б = ^БЭ U ~ — ^КБ и + 0 —а) ЛэБ U ~ — ^КБ 0»
напряжение на выходе ключа
1/ко = кэ — и ~ <о кэ-
Данный режим транзистора называется режимом отсечки. На вы-
ходных характеристиках транзистора ему соответствует точка А
(рис. 6.2, б).
При подаче во входную цепь импульсов прямого тока <б=(<£вЭ+
+ 0BB)/R6, например 16^=Гъ . транзистор открывается, рабочая точка
перемещается в положение Б, в цепи коллектора возникает ток tK=7^"
и напряжение коллектора становится равным
wKH =^кэ — к-
Как видно из рис. 6.2, б, напряжение коллектора остается при этом
отрицательным, но напряжение коллекторного перехода ивб=ик&—и6э
оказывается прямым, так как отрицательное напряжение базы имеет
большую величину, чем отрицательное напряжение коллектора. По-
этому коллекторный переход открывается и начинается инжекция ды-
рок из коллектора в базу. Таким образом, в данном случае дырки ин-
жектируются в базу из обоих переходов — эмиттерного и коллектор-
ного. Этот режим транзистора называют режимом насыщения.
В режиме насыщения при увеличении входного тока i6 ток коллек-
тора почти не возрастает (см. рис. 6.2), увеличиваются только инжек-
ция носителей заряда из коллектора в базу и неравновесный заряд ба-
зы. Перепад выходного напряжения транзисторного ключа
^вых~икн ико = —ЯК(/К —^КБС/)-
Рассмотренный в предыдущей главе режим усиления (активный
режим) в данном случае существует лишь кратковременно при пере-
ходе транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения и об-
ратно. В это время рабочая точка, перемещаясь по нагрузочной ха-
рактеристике, занимает промежуточные положения между точками
А и Б (см. рис. 6.2).
Транзистор как ключ может быть использован и в других схемах
включения — ОБ, ОК.
Переходные процессы при переключении транзистора
Неравновесный заряд. При практическом использовании транзи-
стора большое значение имеет скорость переключения, обусловливаю-
щая быстродействие аппаратуры. Скорость переключения определя-
ется процессами накопления и рассасывания неравновесного заряда
в базе и коллекторе транзистора, эмиттерном и коллекторном перехо-
дах.
168
На рис. 6.3, а показано распределение зарядов в транзисторе в ре-
жиме отсечки. В эмиттерном и коллекторном переходах находятся
нескомпенсированные заряды неподвижных ионизированных атомов
примеси — доноров и акцепторов; неравновесный заряд отсечки в базе
Q0TC можно считать равным нулю.
При переходе к режиму насыщения эмиттерный переход открывает-
ся, толщина перехода и его нескомпенсированный заряд уменьшаются,
происходит как бы разряд емкости эмиттерного перехода. Вследствие
падения напряжения на нагрузке 7?к
(см. рис. 6.1) понижается напряжение
коллектора, а следовательно, умень-
шаются толщина коллекторного пе-
рехода и заряд в нем,
ходит разряд емкости
и1з
т. е. проис-
коллекторно-
ибк~ЕРЗ
а)
О
Е
СБЭ
Рис. 6.4
'е^рп-п„) с Дырки ® Доноры
• Электроны Q Акцепторы
S)
Рис. 6.3
го перехода, открывается коллекторный переход и в области
базы за счет инжекции дырок из коллекторного и эмиттерного перехо-
дов накапливается большой неравновесный заряд насыщения QIiac
(рис. 6.3, б). В транзисторах, имеющих высокоомный коллектор (пла-
нарные и планарно-эпитаксиальные транзисторы), носители заряда ин-
жектируются в значительном количестве и в область коллектора, где
также накапливается неравновесный заряд QHK.
Графики напряжений и токов транзистора при переключении. Эти
графики показаны на рис. 6.4. Обозначения токов соответствуют
169
рис. 6.2. На вход подается прямоугольный импульс прямого напряже-
ния 17вх, при этом прямое напряжение базы равно Г7ВХ—(о БЭ, оно
отложено на рис. 6.4, а вверх. Обратное напряжение, равное ^Бэ,
отложено вниз.
График входного тока показан на рис. 6.4, б. Величина импульса
прямого тока базы 76 пр определяется в основном сопротивлением ог-
раничительного резистора R6, которое выбирают намного большим
сопротивления эмиттерного перехода:
7	б'вх—S вэ
'б"₽~ R6
После переключения эмиттерного перехода на обратное направле-
ние ток перехода, как и в диоде, имеет первоначально большую вели-
чину, ограниченную лишь сопротивлением R6:
7б.обр==^> вэ//?б>
так как обратное сопротивление эмиттерного перехода в первый мо-
мент после переключения очень мало вследствие насыщения базы не-
равновесными носителями заряда (см. рис. 3.17). По мере рассасыва-
ния неравновесного заряда обратное сопротивление эмиттерного пере-
хода возрастает и ток базы стремится к установившемуся значению
7 БЭС-
При прямоугольной форме импульса входного тока i6 импульс вы-
ходного тока iK (рис. 6.4, в) появляется с задержкой ta, которая опре-
деляется главным образом скоростью нарастания напряжения эмит-
терного перехода, зависящей от величин емкости перехода и прямого
тока базы, т. е. скоростью разряда эмиттерного перехода.
После того как транзистор перейдет из режима отсечки в актив-
ный режим, коллекторный ток начинает постепенно нарастать, дости-
гая установившегося значения за время t„. Это время определяется
скоростью накопления неравновесного заряда в базе и скоростью раз-
ряда емкости коллектора. Таким образом, полное время включения
транзистора состоит из времени задержки и времени нарастания:
^вкл ~ 73 + tn.
Практически оно может иметь величину от нескольких наносекунд
до нескольких микросекунд.
После подачи в цепь базы запирающего тока /g. сбР =^бэ/7?6
выходной (коллекторный) ток прекращается не сразу. На протяжении
некоторого времени рассасывания tp он практически сохраняет свою
величину, так как концентрация носителей заряда в базе у коллектор-
ного перехода еще остается выше равновесной и коллекторный переход
благодаря этому оказывается открытым.
Лишь после того как неравновесный заряд у коллекторного пере-
хода рассосется за счет ухода дырок из базы и рекомбинации, ток
коллектора начинает постепенно спадать, достигая за время спада tc
установившегося значения /КБ[7. В течение этого времени продолжа-
ется рассасывание неравновесного заряда базы и происходит перезаряд
170
емкости коллекторного перехода. Заметим, что эмигтериый переход
при этом может закрыться раньше или позже коллекторного в зави-
симости от скорости рассасывания неравновесного заряда, сосредото-
ченного поблизости от него.
Процесс накопления и рассасывания неравновесного заряда базы
<7б при переключении транзистора поясняет рис. 6.4, г. Накопление
неравновесного заряда в базе начинается спустя время задержки t3,
и заряд за время нарастания t„ достигает установившегося значения
<7б=Сакт- Далее вследствие падения коллекторного напряжения до ве-
личины пкн<Нбэ коллекторный переход открывается и начинает
инжектировать неравновесные носители заряда в базу. Заряд базы
снова возрастает, достигая к концу входного импульса значения </й=
Q„ac. После переключения напряжения эмиттерного перехода на об-
ратное происходит рассасывание неравновесного заряда базы, за вре-
мя tp+tc он достигает нулевого значения.
Анализ переходных процессов в транзисторе
Уравнение заряда. Процессы накопления и рассасывания неравно-
весных зарядов в транзисторе описываются уравнением заряда, кото-
рое для транзистора, так же как и для полупроводникового диода, мож-
но получить из условия нейтральности базы:
dQa,dQp_dQn
dt ' dt dt ’
(6.1)
В данном случае изменение заряда доноров Оц обусловлено измене-
нием ширины двух переходов — эмиттерного и коллекторного. По ана-
логии с соотношением (3.29),
dQ д_du3$ । duK$
dt ~3 dt dt •
Изменение заряда электронов Qn обусловлено током базы i6 и ре-
комбинацией неравновесных носителей заряда в базе, скорость которой
прямо пропорциональна величине их заряда Qp и обратно пропорцио-
нальна времени жизни неравновесных носителей заряда в базе тр:
dt ~~ хр
Тогда соотношение (6.1) приобретает вид
z? । duK6 । dQp Qp____________________
9 dt *" к dt + dt ^тр~ 6'
Если неравновесный заряд QK накапливается также в области кол-
лектора (планарные транзисторы), то в уравнение (6.2) должны быть
включены дополнительные члены, учитывающие изменение этого за-
ряда:
(6.2)
/->	। duKQ । dQp Qp QK_____________
dt -Гск dt + dt	‘ TK ~'6-
171
Обозначив QP+QK=Q и введя эффективное время жизни т6 нерав-
новесных носителей заряда, получим
z- du3g , Х-, duK$ dQ t Q .	„.
C3-dr + CK-rfr + 5r + —= «6.	(6.3)
Соотношение (6.3) и представляет собой уравнение заряда. Оно по-
зволяет проанализировать переходные процессы в транзисторе, не
прибегая к решению уравнения непрерывности, которое значительно
сложнее для использования, так как определяет распределение заряда
в базе, в то время как решение уравнения (6.3) дает лишь суммарный
заряд базы. Однако для вычисления токов необходимо установить связь
между этим зарядом и токами в транзисторе.
В активном режиме указанная связь очень проста. В соответствии
с выражениями (3.35) и (3.36) связь между током и зарядом базы может
быть записана, как в диоде с тонкой базой:
Qp = 2D~P ~
где в соответствии с соотношениями (5.20) и (5.25)
ш2 _ 1
Тдф 2Dp~~a>a •
Отсюда определяется связь между неравновесным зарядом базы и
током коллектора:
Qp = тдФ ~ ^кгк> гк = ~ — ама '	(6.4)
Полученные соотношения используют при анализе переходных про-
цессов в транзисторе методом заряда. Так как распределение заряда в
базе, обусловливающее справедливость соотношения (6.3), устанавли-
вается за время пролета носителей заряда сквозь базу, то, очевидно,
метод заряда можно применять лишь в тех случаях, когда длительность
переходных процессов в транзисторе больше среднего времени диффу-
зии носителей заряда сквозь базу тд4).
Связь между неравновесным зарядом и током базы нетрудно полу-
чить из соотношения (6.3), рассмотрев стационарный режим, когда
1б=7Б и все производные обращаются в нуль. Тогда
Q~QP = 7 бт6-
Отсюда с помощью выражения (6.4) получаем
__ £р _ т« 7 к __ Тдф _	1	__ 1
6	7б~ 7б 1-а ~(1—а)<оа^<ор
(6-5)
Анализ процесса включения транзистора. На первом этапе вклю-
чения на протяжении времени t3 транзистор находится в режиме от-
сечки, а напряжение на его входе нарастает от ^БЭ до Т/Бо. Напряже-
ние отсечки (7Бо у кремниевых транзисторов имеет величину порядка
0,5—0,7 В, у германиевых — 0,15—0,2 В.
172
В этом режиме неравновесный заряд базы Q6 приблизительно равен
нулю и его изменением по сравнению с изменением зарядов эмиттер-
ного и коллекторного переходов можно пренебречь. Тогда уравнение
заряда (6.3) принимает следующий вид:
Сэ^г + Ск^ = /б.пр.	(6.6)
В режиме отсечки напряжение коллектора икэ постоянно и равно
напряжению источника питания <£кэ , но напряжение коллекторного
перехода ич6 изменяется за счет изменения напряжения базы на ту
же величину, что и напряжение эмиттерного перехода.
Емкости эмиттерного и коллекторного переходов зависят от напря-
жения, но, ввиду того что напряжение коллектора в режиме отсечки
достаточно велико, относительное изменение напряжения коллектор-
ного перехода незначительно. Поэтому емкость коллектора Ск можно
считать постоянной, взяв для нее значение при икэ =<£\э- Для ем-
кости эмиттерного перехода можно принять зависимость от напряже-
ния в соответствии с соотношением (3.40):
Сэ = Сэо(1+ДбэМ)-1/2
и взять усредненную величину С*«1,5СВО, где Сэи— емкость эмит-
терного перехода при Т/БЭ=0. Тогда решение уравнения (6.6) имеет
вид
^3 —(Сэ + Ск)(<^бэ + Дбо)/^6.пР.	(6.7)
В дрейфовых транзисторах Са^>Ск и время задержки включения
определяется главным образом емкостью эмиттерного перехода.
На втором этапе включения транзистор переходит в активный ре-
жим. С повышением входного напряжения начинает возрастать кол-
лекторный ток, а коллекторное напряжение падает. При этом
dt	dt
и уравнение заряда (&.3) записывается в виде
р ^кб I dQ । Q  /	tc. я\
Определяя фронт нарастания импульса коллекторного тока от
iK=0 при t=t3 до <к=/кн при t=t3+tv, получим для времени нараста-
ния импульса
^«(Р/?кСк + тб)1п('1-к^-')"Х-	(6.9)
\ Р'б.пр/
Здесь С* — среднее значение емкости коллекторного перехода при из-
менении коллекторного напряжения от <£кэ до UK0.
Обычно принимают С*=1,6 Ск для сплавных и Скб=1,4Ск — для
дрейфовых транзисторов, где Ск — емкость коллекторного перехода
при Uкэ =^^>2,
173
Анализ процесса выключения транзистора. При подаче на базу
транзистора обратного напряжения <£БЭ начинается процесс выклю-
чения. На первом этапе выключения концентрация носителей заряда
у коллекторного перехода остается неизменной, благодаря чему кол-
лекторный переход сохраняет прямое смещение и ток коллектора опре-
деляется в основном сопротивлением нагрузки 1К «	/7?к в тече-
ние всего времени, пока неравновесный заряд у коллекторного перехо-
да не рассосется за счет ухода дырок из базы, а также за счет реком-
бинации электронов и дырок в базовой и коллекторной областях.
Процесс рассасывания зарядов описывается уравнением, вытекаю-
щим из соотношения (6.3):
tfQ , jQ__ /
at тб б о6₽’
при условии, что Q(0)=7'fi. прт6 и Q(/p)=0.
Решение этого уравнения дает следующее выражение для времени
рассасывания:
7р = тб1п(1--^\
у 7б.обр ]
Таким образом, время рассасывания определяется отношением то-
ков включения и выключения транзистора 76 пр, 76 о6р и эффектив-
ным временем жизни неравновесных носителей заряда тб.
На втором этапе выключения, когда напряжение коллекторного
перехода становится равным нулю, транзистор обычно переходит в
активный режим, описываемый уравнением, аналогичным (6.8):
г' I rfQ । Q 7
к dt dt' ts — б-обР-
Время спада tc определяют из условий *к(0) = /Кн=^>
fK(zc)=o,i 7КН.
Решение позволяет определить время спада:
tc « фКСГ + тб) 1 п (1 +	,
\ Р'б.обр/
где С**~ (1,54-1,3) Ск соответственно для сплавных и дрейфовых
транзисторов.
Типы ключевых транзисторов
Ключевые транзисторы имеют свою, отличную от усилительных,
систему нормируемых параметров. Но конструктивно-технологические
меры, обеспечивающие высокое быстродействие ключевых транзисто-
ров, практически такие же, как для усилительных транзисторов, имею-
щих высокую предельную частоту усиления: уменьшение емкостей пе-
реходов, неравновесного заряда базы, эффективного времени жизни
неравновесных носителей заряда.
171
В качестве ключевых элементов широко применяют сплавные тран-
зисторы. По конструкции они не отличаются от усилительных сплав-
ных транзисторов и часто предназначаются для использования как в
ключевом режиме, так и в режиме усиления. Время переключения со-
ставляет 1—2 мкс, импульсный ток 150—300 мА. У мощных сплавных
транзисторов ток переключения достигает 50 А, скорость переключе-
ния при этом значительно ниже.
Благодаря исключительно тонкой базе, обусловливающей малый
заряд переключения, высокое быстродействие обеспечивают планар-
ные транзисторы. При большой мощности рассеяния, малых обратных
токах и низком прямом сопротивлении эти приборы имеют высокие до-
пустимые импульсные токи и напряжения (до 150 А и 400 В).
§ 6.2. ТИРИСТОРЫ
Устройство и принцип действия тиристора
Тиристор — это полупроводниковый прибор, основой которого
является четырехслойная структура типа р-п-р-п (рис. 6.5, а). Эта
структура может быть представлена в виде двух частично совмещен-
ных транзисторных структур типов п-р-п и р-п-р (рис. 6.5, б).
В связи с таким представлением крайние области тиристорной струк-
туры называют эмиттерами (п и р), примыкающие к ним р-л-переходы—
эмиттерными, центральный переход — коллекторным. Между пере-
ходами находятся базовые области (п и р). Электрод, обеспечивающий
контакт с n-эмиттером, называют катодом, с р-эмиттером — анодом.
Существуют три разновидности тиристоров:
1) диодный тиристор — базы не имеют выводов;
Управляю- А
/чос
алектрод
Анод
7////7///7////////////////А
Катод
\ ющий) переход
п-эмиттер
\ ллющии) переход
п-знаттер
-р-эмиттер ~
эмиттерный
переход
-п-Ваза _
Коллекторный
"переход
.р~Ваза(управл.)
" переход
-п-Ваза.
Коллекторный
---переход
р-Ваза(цпрадл.)
-р-эмиттер
эмиттерный
Рис. 6.5
2) триодный тиристор — име-
ется вывод от p-базы, называемый
управляющим электродом-,
3) тетрадный тиристор — обе
базы снабжены выводами, т. е. в
приборе имеется два управляющих
электрода.
На рис. 6.6 показаны выходные
Рис. 6.6
175
характеристики тиристора, на них можно отметить четыре основные
области:
область 1 — на аноде положительное напряжение, величина кото-
рого может достигать тысячи вольт, но ток очень мал (порядка микро-
ампер), прибор закрыт;
область 2 — тиристор обладает отрицательным сопротивлением;
область 3 — напряжение анода не превышает 1—2 В, а ток велик,
прибор открыт;
область 4 — напряжение анода отрицательно и ток мал, прибор
закрыт.
Напряжение анода J7BKJI, при котором тиристор переходит из
режима 1 в режим 2, называется напряжением включения. Оно зависит
от тока управляющего электрода 7у: чем больше прямой ток управляю-
щего электрода, тем ниже напряжение включения. Анодный ток ти-
ристора в режиме включения называют током -Включения 7^.,.
Своеобразный вид выходных характеристик тиристора определя-
ется процессами в его структуре. При подаче отрицательного напряже-

+SAK
I*
ния на анод тиристора коллек-
торный переход оказывается сме-
щенным в прямом направлении,
а оба эмиттерных перехода — в
обратном направлении(рис. 6.7,
р-змит- а). Выходная характеристика
тер	' -
п-Раза
тиристора в этом режиме (об-
ласть 4 на рис. 6.6) является по
существу, характеристикой двух
последовательно соединенных
электронно-дырочных (эмиттер-
р- Раза
п-змигл- НЫх) переходов, включенных в
” обратном направлении; ток тири-
стора невелик, он определяется
процессами экстракции и термо-
генерации неосновных носителей
заряда в этих переходах. С пре-
вышением некоторой величины обратного напряжения f7npn6 происхо-
дит пробой эмиттерных переходов и ток тиристора резко возраста-
ет — это нерабочий режим.
При подаче на анод положительного напряжения коллекторный
переход оказывается включенным в обратном направлении, а эмиттер-
ные переходы — в прямом (рис. 6.7,6). Возникает инжекция носителей
заряда из эмиттерных переходов, в результате в коллекторном пере-
ходе возбуждается ток
I кп~ ®17а “Ь^г7а •
где «1, а2 — соответственно коэффициенты передачи тока первого и
второго эмиттерных переходов.
В цепи коллекторного перехода проходит, кроме того, собственный
обратный ток 7о6р. Таким образом, ток коллекторного перехода
7кп ==сч7а +аг7а + 70бр.
176
Но ток коллекторного перехода должен равняться току анода:
Лп=^а, отсюда анодный ток тиристора
I о»" р_
I—(«1 + «2)
(6.10)
Коэффициенты передачи тока а, в кремниевых структурах су-
щественно зависят от величины тока. Как видно из рис. 6.8, при токах
эмиттера порядка микроампера коэффициент передачи тока очень мал
(не более 0,1). Поэтому в области 1 (см. рис. 6.6), пока напряжение
анода и анодный ток невелики, суммарный коэффициент передачи тока
«1+а2<^1 и ток анода определяется собственным обратным током кол-
лекторного перехода 7о6р.
С повышением анодного напряжения на эмиттерных переходах
увеличивается прямое напряжение, усиливается инжекция носителей
заряда. Электроны, инжектируемые n-эмиттером, проникают через
коллекторный переход в область n-базы, где создают неравновесный
отрицательный заряд, снижающий потенциал данной базы, что увели-
чивает инжекцию дырок р-эмиттером. Дырки, проникая в свою оче-
редь в область p-базы, увеличивают инжекцию электронов и-эмитте-
ром. Таким образом, в тиристорной структуре возникает положитель-
ная обратная связь, которая приводит к самопроизвольному лавино-
образному увеличению анодного тока.
Пока суммарный коэффициент передачи тока cci+a2<l, тиристор
находится в области 1, т. е. остается закрытым. Но с приближением
анодного напряжения к некоторой величине J7BKJI значение ai+a2
стремится к единице, процесс регенерации усиливается и ток тиристора
в соответствии с выражением (6.10) начинает резко возрастать. Коллек-
торный переход насыщается инжектированными носителями заряда,
его сопротивление резко падает, в
результате начинается перераспре-
деление напряжения <£ак: напря-
жение на резисторе R и эмиттерных
переходах возрастает, а напряже-
ние анода UaK уменьшается соглас-
но соотношению UaK=$aK—RIa-
Тиристор переходите неустойчивый
режим 2, где он обладает отрица-
тельным дифференциальным сопро-
тивлением, и далее скачком — в ре-
жим 3, где проводимость тиристора
очень велика, а падение напряже-
ния на нем мало. Величина тока в
этом режиме определяется сопро-
тивлением нагрузки R и напряжением питания: lawSaJR-
Коллекторный переход в указанном режиме под действием неравно-
весного заряда, накопленного в базах, обычно смещается в прямом
направлении, т. е. переходит в режим насыщения. Падение напряже-
ния на тиристоре определяется суммой падений напряжения на трех
177
электронно-дырочных переходах, смещенных в прямом направлении
(примерно 0,7 В), падением напряжения в и-базе
kT wn
~0,12 В), а также падением напряжения в наружных областях струк-
туры и выводах (0,2—0,3 В). Падение напряжения в тонкой p-базе пре-
небрежимо мало. Таким образом, суммарное падение напряжения на
включенном тиристоре составляет около 1 В.
Величина тока, который может пропустить тиристор в этом режиме,
как и обычно в полупроводниковых структурах, определяется пло-
щадью переходов и условиями охлаждения прибора. При соответствую-
щей конструкции тиристора она может достигать сотен ампер.
Таким образом, тиристор представляет собой ключевой прибор,
имеющий два устойчивых состояния: «открыто» — режим 3 и «закры-
то» — режим 1. Эта особенность тиристора подчеркнута в его назва-
нии («тира» — по-гречески «дверь»).
Управление переключением тиристора *
Напряжение включения 17вк, зависит от геометрических размеров
и электрофизических параметров структуры. На его величину можно
также влиять созданием дополнительного пути отвода части инжек-
тированных в p-базу дырок — прямо на катод. Для этого площадь
катода делают больше площади эмиттерного перехода (см. рис. 6.11).
Подавая ток в цепь управляющего электрода, можно перевести
тиристор во включенное состояние при меньшем анодном напряжении
(см. рис. 6.6). Чем больше управляющий ток /у, тем больше инжекция
из управляющего эмиттерного перехода и коэффициент аь тем при
меньшем анодном напряжении ток анода достигает значения, обеспечи-
вающего выполнение равенства <Zi+a2=l, при котором тиристор вклю-
чается. Следовательно, триодный тиристор представляет собой управ-
ляемый ключевой прибор.
Входная характеристик^трподного тиристора показана на рис. 6.9.
При разомкнутой анодной цепи (/а=0) это обычная характеристика
электронно-дырочного перехода, имеющего распределенное сопро-
тивление базы г^:
/у = /у0 [ехр х (Uy - т'ъ1 у) - 1 ]•
Если тиристор открыт, то его анодный ток
частично ответвляется в цепь управления, по-
этому входная характеристика смещается впра-
во, а при обратном напряжении p-базы ток
управляющего электрода возрастает.
Так как ток в цепи управления имеет не-
большую величину, так же как и напряжение,
необходимое для создания этого тока, то мощ-
ность, затрачиваемая в цепи управления, не-
велика по сравнению с мощностью, которая
может быть выделена на нагрузке в анодной
178
цепи. Коэффициент усиления по мощности достигает у тиристоров ве-
личины порядка 104—10Б.
Выключение тиристора производится обычно по анодной цепи, для
чего анодный ток должен быть уменьшен до нуля либо до /а</уД> где
/уя — так называемый удерживающий ток тиристора, т. е. минималь-
ный анодный ток, необходимый для поддержания открытого состояния
тиристора при заданном режиме управляющего электрода. При этом
неравновесные заряды, накопленные в базах при прохождении пря-
мого тока, постепенно рассасываются вследствие рекомбинации носи-
телей заряда и спустя некоторое время, называемое временем выключе-
ния, восстанавливается закрытое состояние тиристора.
При небольших анодных токах возможно выключение тиристора и
по цепи управления путем подачи обратного напряжения на управляю-
щий электрод. Однако запирающий ток при этом получается одного
порядка с анодным током и на запирание расходуется значительная
мощность.
Импульсный режим тиристоров
Отметим некоторые особенности импульсных режимов тиристоров.
На рис. 6.10 показаны временные диаграммы токов и напряжений ти-
ристора на этапе включения. Пусковой импульс тока должен иметь
амплитуду /у и длительность достаточные для того, чтобы зарядить
емкость управляющего перехода и создать неравновесный заряд в ба-
зах тиристора, обеспечивающий возник-
новение процесса регенерации. Обычно
главную роль играет накопление заряда
в n-базе. При этом справедливо соотно-
шение
/у.стат
i —
1 —ехр_____L
то
где т0 — постоянная времени лавинооб-
разного нарастания тока анода при вклю-
чении.
Таким образом, амплитуда пускового
импульса 7у превышает значение тока
^у. стат» полученное из статической вы-
ходной характеристики тиристора.
При включении тиристора наблюда-
ется постепенное нарастание тока в
анодной цепи. Время включения тири-
стора определяется скоростью перерас-
пределения объемных зарядов в базах
и переходах. По мере нарастания анод-
ного тока напряжение анода цак уменьша-
)79
ется, а падение напряжения на нагрузке uR=Ria возрастает. Вследст-
вие увеличения тока, проходящего через тиристор, наблюдается по-
вышение напряжения на управляющем электроде Ду.
При импульсном включении тиристора отпирание его первоначаль-
но происходит лишь в узком канале вблизи управляющего электрода,
так как из-за падения напряжения пускового импульса в распреде-
ленном сопротивлении базы г'6 инжекция носителей заряда из эмитте-
ра происходит вначале только около управляющего электрода. За-
тем канал постепенно расширяется вследствие диффузии носителей
зар'яда и охватывает всю площадь перехода.
Указанный эффект может приводить к локальному перегреву
кристалла и выходу тиристора из строя. Поэтому допустимая скорость
нарастания тока анода dia/dt ограничивается в тиристорах техниче-
скими условиями.
Отметим также, что при импульсном включении по аноду напряже-
ние включения Двкл. и оказывается ниже, чем в статическом режиме
за счет влияния емкостей перехода.
Важным показателем качества тиристора является скорость пере-
ключения. Как и в транзисторах, ее определяют накопление и рас-
сасывание зарядов в базах и емкостях электронно-дырочных перехо-
дов. Из-за более сложной структуры тиристоры существенно уступают
по быстродействию транзисторам.
Типы и применение тиристоров ~
Диодные тиристоры. Диодные тиристоры (кремниевые переклю-
чающие неуправляемые диоды) имеют ограниченную номенклатуру и
в настоящее время используются редко. К ним относится прибор
КН102А—Н, имеющий напряжение включения 20—150 В, остаточное
напряжение не более 1,5 В, постоянный ток анода до 200 мА, импульс-
ный ток до 10 А.
Триодные тиристоры. Эти приборы находят широкое применение в
импульсных устройствах связи, радиолокации и автоматики как при-
боры с отрицательной проводимостью, пороговые элементы и управляе-
мые ключи. Наиболее распространенным и перспективным является
последнее направление. Тетродные тиристоры можно использовать для
создания экономичных триггеров, не потребляющих ток в исходном
состоянии.
Триодные тиристоры, выпускаемые отечественной промышленно-
стью (КУ 101, КУ НО, КУ202, КУ204 с модификациями и др.), имеют
напряжение анода в закрытом состоянии до 300 В, постоянный ток ано-
да до 10 А, импульсный ток до 50 А. Для получения большего тока
или напряжения тиристоры можно соединять параллельно и последо-
вательно, но пр I этом должны быть приняты меры, обеспечивающие
равномерное распределение токов и напряжений между приборами во
избежание их перегрузки, подобно тому как это делается в мощных
выпрямительных диодах (см. §3.3).
Для выравнивания обратного напряжения тиристоры шунтируют
высокоомными резисторами. Кроме того, поскольку при переключении
180
напряжение распределяется обратно пропорционально емкостям тири-
сторов, каждый из них следует шунтировать конденсатором; равно-
мерное распределение токов в маломощных тиристорах достигается
последовательным включением резисторов, имеющих небольшое сопро-
тивление; в мощных приборах применяют индуктивные делители тока,
а также двусторонние полупроводниковые ограничители напряжения.
Тиристоры обладают высокой надежностью и долговечностью, по-
стоянной готовностью к действию, малыми габаритами и высокой эко-
номичностью. Они значительно превосходят по эксплуатационным
качествам газоразрядные приборы, используемые для аналогичных
целей. Созданные в нашей стране и за рубежом мощные высоковольтные
выпрямительные и инверторные тиристорные блоки позволяют полу-
чать мощность в нагрузке до 100 МВт при напряжениях до 100 кВ и
токах до 1000 А.
Современные импульсные тиристоры имеют рабочее напряжение
до 1000 В, ток 1000 А и более, время включения по управляющему
электроду 0,1—0,5 мкс, а время выключения — не более 6 мкс. Мощ-
ные тиристоры на токи в сотни ампер и более имеют принудительное
воздушное или жидкостное охлаждение.
Запираемые тиристоры. В обычных триодных тиристорах обратный
ток управляющего электрода, при котором происходит запирание при-
бора, соизмерим с анодным током. Такой режим выключения невыго-
ден и поэтому практически не применяется. В последние годы были
разработаны триодные тиристоры, имеющие относительно небольшой
запирающий ток управляющего электрода; такие приборы получили
название запираемых тиристоров.
Для уменьшения запирающего тока снижают коэффициент инжек-
ции р-эмиттера и коэффициент переноса инжектируемых этим эмитте-
ром дырок через n-базу. При этом ослабляется компенсация создавае-
мого запирающим током управляющего электрода неравновесного
заряда электронов в p-базе зарядом инжектируемых дырок и для запи-
рания управляющего эмиттерного перехода требуется вводить в р-
базу меньший отрицательный заряд, т. е. необходим меньший ток уп-
равляющего электрода. В выпускаемых отечественной промышлен-
ностью тиристорах 2У206А ток запирания не превышает 20 мА при
импульсе анодного тока до 20 А. Тиристор имеет рассеиваемую мощ-
ность 1,4 Вт, наибольшее анодное прямое напряжение 50 В.
В отличие от биполярных транзисторов запираемые тиристоры
имеют более высокий коэффициент усиления по току включения. Воз-
' можно выполнение прибора одновременно на большой ток и высокое
напряжение. Однако запираемые тиристоры имеют меньший коэффи-
циент усиления по току выключения; кроме того, у них отсутствует
ограничение по анодному току после включения, что снижает воз-
можности применениям
Триаки. Диодные и триодные тиристоры пропускают рабочий ток
только в одном направлении, что ограничивает возможности их при-
менения для регулирования переменного тока. Встречно-параллель-
ное включение двух тиристоров решает указанную задачу, но более
надежными, эффективными и малогабаритными являются специально
181
предназначенные для этой цели двусторонние полупроводниковые
ключи типа р-п-р-п-р, имеющие один или два управляющих электрода
(рис. 6.11, а). Такой прибор называют симметричным тиристором,
симистором или триаком. Он является аналогом устройства, состоя-
щего из двух тиристоров, включенных встречно-параллельно. Выход-
ные характеристики триака показаны на рис. 6.11, б.
Выпускаемый отечественной промышленностью триак 2У208А—Г
имеет прямое напряжение в закрытом состоянии до 400 В, ток анода
закрытого прибора не более 5 мА, постоянный ток анода до 5 А, им-
пульсный ток до 15 А, отпирающий ток управляющего электрода не
более 150 мА, отпирающее напряжение не более 7 В, напряжение на
открытом приборе не более 2 В, время включения не более 10 мкс, вре-
мя выключения не более 150 мкс, долговечность не менее 25 000 ч.
Прибор может работать на частотах до 400 Гц.
Триаки предназначены для управления нагрузкой, защиты цепей
от перегрузок, управления асинхронными трехфазными электродвига-
телями, коммутации напряжения на электролюминесцентных индика-
торах с большой площадью свечения (см. гл. 12) и т. д. Они относятся
к перспективной, быстро развивающейся группе приборов, использо-
вание которых становится все более широким.
ГЛАВА 7
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
§ 7.1. ТРАНЗИСТОРЫ С р-л-ЗАТВОРОМ
Устройство и принцип действия транзистора с р-л-затвором
Общие сведения. Полевыми транзисторами называют полупровод-
никовые приборы, у которых для управления током используется за-
висимость электрического сопротивления токопроводящего слоя от
напряженности поперечного электрического поля.
Слой полупроводника, в котором регулируется поток носителей
заряда, называется каналом. Электрическое поле, воздействующее на
сопротивление канала, создается с помощью расположенного над ка-
налом металлического электрода, называемого затвором.
Затвор должен быть электрически изолирован от канала. В зави-
симости от способа изоляции различают:
транзисторы с управляющим р-п-переходом или с р-п-затеором
(изоляция затвора от канала осуществляется обедненным слоем р-п-
перехода);
транзисторы с металлополупроводниковым затвором или затвором
Шоттки (изоляция затвора от канала осуществляется обедненным
слоем т-п- или т-р-перехода);
транзисторы, у которых затвор изолирован от канала диэлектри-
ком,— транзисторы с изолированным затвором (рассматриваются в
следующем параграфе).
Устройство. Устройство транзистора с р-п-затвором показано на
рис. 7.1,ц. На подложке из р-кремния создается тонкий слой полупро-
водника n-типа, выполняющий функции канала, т. е. токопроводя-
щей области, сопротивление которой регулируется электрическим по-
183
лем. Канал изолирован р-п-переходами как от подложки, так и от на-
ходящегося над ним затвора — электрода, под которым создается элек-
трическое поле, воздействующее на сопротивление канала. На концах
канала находятся исток и сток — сильно легированные п+-области,
с помощью которых канал включается в цепь управляемого тока.
Длину канала I (рис. 7.1, б) делают очень малой (единицы микро-
метров), ширину канала w — по возможности большой (обычно в
сотни и даже тысячи раз больше длины).
Рассмотренный полевой транзистор имеет канал с электро-
проводностью n-типа, или, как говорят, n-канал-. Существуют также
транзисторы с p-каналом, они имеют такие же устройство и принцип
действия, отличаются лишь полярностью напряжений питания.
Принцип действия. Прикладывая к затвору обратное напряжение
Пзи, можно изменять ширину верхнего р-п-перехода. При этом р-п-
переход, проникая на большую или меньшую глубину в канал, изме-
няет толщину канала 2у, а следовательно, и его электрическую про-
водимость. В результате будет изменяться величина тока /с, про-
текающего по каналу и в выходной цепи транзистора, под воздей-
ствием приложенного к стоку напряжения (7СИ. На этом принципе
и основано действие транзистора с р-п-затвором.
Нижний р-п-переход (канал — подложка) служит для изоля-
ции канала от подложки и установки начальной толщины канала. Под-
ложка может служить вторым управляющим электродом либо подклю-
чаться к затвору.
Полевые транзисторы с металлополупроводниковым затвором
(затвором Шоттки) имеют принцип действия практически такой же,
как транзисторы с р-п-затвором; присущие им особенности будут от-
мечены в соответствующих местах.
Элементарная теория транзистора с р-л-затвором
Влияние напряжения затвора на сопротивление канала. При на-
пряжении стока, равном нулю, толщина канала 2у постоянна по всей
его длине, но зависит от напряжений затвора t/зи и подложки 17Пи-
Рассмотрим случай, когда подложка и затвор соединены друг с
другом, т. е. Ппи=^зи- Тогда толщина канала 2у (рис. 7.2, а)
с учетом выражения (2.41)	____________
2р = й-2]/^(Фк + Пзи).	(7.1)
где h — расстояние между металлургическими границами п-слоя;
Nn — концентрация доноров в канале.
Чем больше обратное напряжение затвора t/зи, тем шире р-п-пе-
реходы и тоньше канал (рис. 7.2, а). При некотором напряжении (7ЗИ=
= UOTC канал полностью перекрывается.
Величину (7ОТС называют напряжением отсечки канала. Найдем
ее из выражения (7.1), положив 2р=0:
^OTC=_8^^’	(7-2)
Величина фк<^По1С и ею пренебрегают.
184
Пример 7.1. Пусть толщина п-слоя
Л=5 мкм, концентрация доноров- в нем
Д/д=101Б см~3. Тогда напряжение от-
сечки
1,6-10-191021.2510->2_ в
~	8-12-8,85-Ю-1-
Подставив выражение (7.2) в
(7.1), можно определить толщину
канала:
(7.3)
У	V о тс J
Начальная толщина канала (при
Пзи-0)
2«/0 = й(1 —’/фк/^отс)-
При этом сопротивление канала
минимально:
п _ pz ____________Pz ~ Pz
“°	Wh (1 — V<pK/l/OTC)~ hw '
(7-4)
где p — удельное сопротивление
канала.
Пример 7.2. Пусть длина канала
/=5 мкм, ширина w= 1 мм, толщина
n-слоя h= 5 мкм и его удельное сопро-
тивление р=10 Ом-см. Тогда
Яко= Т7ГГ= 100 Ом.
При подаче напряжения на за-
твор толщина канала 2у уменьшает-
ся и сопротивление канала возра-
стает:
п "I Р 	^к0
(7-5)
Рис. 7.2
канала RK -> оо и транзистор
При (/зи П01с сопротивление
закрывается.
Влияние напряжения стока на процессы в канале. При подаче на
сток положительного * напряжения 1/си в канале возникает ток /с
и вдоль канала появляется падение напряжения Ux, величина кото-
13 транзисторе с р-каналом иа сток подают отрицательное напряжение.
185
рого зависит от координаты х, т. е. от расстояния до истока. При
этом на переходе появляется зависящее от координаты х напряжение
(7ЗИ и толщина канала 2t/x становится переменной (рис. 7.2, б).
Подставив в выражение (7.3) вместо (7ЗИ напряжение U3ii-]-Ux,
действующее в данном случае на переходы, найдем толщину канала:
2f/x = /i 1-
/фк + ^ЗИ+ Ux
6otC
(7.6)
она максимальна у истока, где Ux=0, и минимальна у стока, где Ux=
= (7СН:
2yc — h(\- Уч+.^и+^сиХ .
\	t'OTC /
(7.7)
При некотором значении напряжения стока Um — U„ac, называе-
мом напряжением насыщения, канал у стока полностью перекрывается
(рис. 7.2, в). Напряжение насыщения определим, положив 2z/c=0:
б^нас ~ (7отс (73ц фк.	(7-8)
Заметим, что при этом сопротивление канала /?кв^оо; оно больше
7?к0, но имеет конечное значение и через канал под действием напряже-
ния (7СИ=(/Нас проходит максимальный ток стока
7с max = 77нас/7?кн‘
При дальнейшем повышении напряжения стока участок перекры-
тия канала 6 расширяется и весь избыток напряжения (7СИ—(7иас
падает на этом участке (рис. 7.2, г, д), а на проводящем участке канала
напряжение остается постоянным, равным U„3C.
На перекрытом участке ток проходит за счет экстракции носителей
заряда из канала в обедненную область, где под действием ускоряю-
„ UСИ 7/иас
щего поля Е =--------------экстрагируемые носители устремляют-
ся на сток. Таким образом, сопротивление перекрытого участка канала
п __________^СИ ________ (^СИ 77вас) RKH _ / б^си Л п
г	г/	t II	‘ *'КН
'с max	V«ac	X Una<:	>
есть сопротивление диода в режиме насыщения: оно определяется ве-
личиной экстрагируемого тока.
Теоретическая вольт-амперная характеристика. Расчет этой ха-
рактеристики проведем для открытого канала (в режиме насыщения
вычисления представляют большую сложность). Канал будем считать
равномерно легированным.
На элементарном участке канала dx падение напряжения
dU=IcdRx=
х <- 'х 2iyxw
186
Использовав соотношение (7.6), пренебрегая <рк, получим
dx.
ПО)
зи+
^отс
2
Интегрируя от Ux—0 до t/K=t/cH^t/Kac> от х=0 до x=Z, полу-
чим
7с = ^[^си4
г* I
2
Учитывая, что ~ =RK0,
При С/си = ^иас = ^отс ^ЗИ:
зжги,‘'ии; rv"/
найдем ток в режиме насыщения, т. е.
(7.Ю)
(7.11)
II Г	{б^оИ\3/21
г  Г'отс 1	о ЗИ । g ( ЗИ \	I
'с—ор— 1 °77 rzh, /	I'
ОКкО L ^отс \ °отс/ J
Максимальное значение ток стока имеет при V3V[—0:
г ____________________________б^огс
/Cmax-3RK0 •
Отсюда следует, что в режиме насыщения (при б7си~Ц,ас) сопро-
тивление канала в три раза выше, чем /?к0.
С учетом (7.11) получим окончательное выражение для тока стока:
UOTC
Это основное уравнение полевого транзистора с р-п-затвором;
оно было выведено в 1952 г. В. Шокли, предложившим данный прибор.
(7-12)
/С — /С max
Вольт-амперные характеристики транзистора с р-п-затвором
Выходные характеристики. Выходные характеристики полевого
транзистора в схеме с общим истоком (ОИ) определяют зависимость
тока стока 1С от напряжения стока иси при заданных величинах
напряжения затвора U3ll: Ic=HUcm) при Пзи=const.
Пусть напряжение затвора равно нулю. Канал имеет постоянную
начальную толщину 2р0 и электрическое сопротивление /?к0. При
подаче на сток положительного напряжения вдоль канала появляется
падение напряжения Ux, под его действием р-и-переходы расширяются,
при этом, как указывалось, чем ближе к стоку, тем уже становится ка-
нал (рис. 7.2, б).
При повышении положительного напряжения стока б/Си выход-
ной ток /с возрастает, но при этом одновременно уменьшается толщина
канала по всей его длине и увеличивается сопротивление канала. По-
этому зависимость тока от напряжения оказывается нелинейной:
ток нарастает медленнее, чем это следует из закона Ома (начальный
участок на рис. 7.3). Когда напряжение стока достигает величины на-
пряжения насыщения, канал в области стока перекрывается и дальней-
187
ший рост тока стока прекращается. Это соответствует горизонтальному
участку выходной характеристики полевого транзистора, называемо-
му участком насыщения.
При дальнейшем повышении напряжения стока сверх значения
t/Hac участок перекрытого канала расширяется в сторону стока и
на нем падает избыток напряжения С/си—t/Hac. На неперекрытом
участке канала напряжение остается равным Йиас, поэтому поддержи-
вается постоянным ток в канале, а следовательно, и ток стока /с=^сшах
(рис. 7.3). Через перекрытый участок канала шириной 6 носители
заряда, экстрагируемые из канала, переносятся ускоряющим полем
£  ^си бвас на сток Незначительное увеличение тока стока /с
в режиме насыщения при повышении напряжения (7СН объясняется
некоторым уменьшением эффективной длины неперекрытой части ка-
нала при расширении перекрытого участка. В результате и в режиме
насыщения выходная дифференциальная проводимость транзистора
сток — исток имеет конечное значение.
При чрезмерно большом увеличении напряжения стока 1/си насту-
пает пробой р-/;-перехода и ток в цепи сток — затвор лавинообразно
нарастает. Пробой возникает в области стока, где разность потенциа-
лов на переходе максимальна.
Если на затвор подано обратное напряжение £/зи (отрицательное
для транзистора с n-каналом), то перекрытие канала в соответствии
с выражением (7.8) наступает при меньшем напряжении стока, при
этом оказывается меньшим и максимальный ток стока, выходная ха-
рактеристика располагается ниже, чем при £/зи=0. При еще большем
обратном напряжении затвора выходная характеристика идет еще ни-
же и т. д. (рис. 7.3). Пробивное напряжение стока при этом тоже
уменьшается на величину £/зи.
Передаточные характеристики. В схеме ОИ передаточные характе-
ристики определяют зависимость /с=/Ч^зи) при t/си —const
(рис. 7.4). Ток имеет максимальную величину при напряжении затво-
188
ра, равном нулю, когда толщина канала максимальна. При подаче
обратного напряжения на затвор р-и-переход расширяется, толщина
канала уменьшается, его сопротивление возрастает и ток становится
меньше. Когда напряжение затвора достигает величины напряжения
отсечки, канал полностью перекрывается и ток в выходной цепи па-
дает до минимального значения, определяемого концентрацией неос-
новных носителей заряда. Эта составляющая выходного тока является
неуправляемой, ее величина при нормальной температуре составляет
единицы наноампер, а при повышенной температуре — единицы мик-
роампер.
Передаточную характеристику полевого транзистора в режиме на-
сыщения удобно аппроксимировать зависимостью
/с=/Стах(1-^Зи/^0Тс)2.	(7-13)
Опыт показывает, что это уравнение хорошо отображает реаль-
ные характеристики независимо от закона распределения примесей
в канале *. Параметры этой зависимости определяют следующим об-
разом. Начальный ток 7Стах измеряют при (/зи=0, а для нахожде-
ния t/0TC измеряют напряжение при /с=1/4/Стах. Нетрудно
убедиться из (7.8), что Потс=2ПзИ. Такой способ нахождения на-
пряжения отсечки дает более точный результат, чем при непосредст-
венном измерении в режиме запирания, где передаточная характерис-
тика идет плавно.
Входные характеристики. Входные характеристики представляют
собой зависимость тока затвора /3 от напряжения затвора (/зи при
Пси—const. Они определяются свойствами р-л-перехода затвора и в
первом приближении описываются известным соотношением (2.57):
/3 = /0(ехрхПзи—1).	(7.14)
Однако в отличие от полупроводникового Диода на ток экстракции
/0 здесь влияет также ударная ионизация носителей заряда в перекры-
той части канала. Этот процесс обусловливает зависимость тока зат-
вора от тока и напряжения стока, особенно при низких температурах,
когда термоток перехода мал.
Поскольку полевой транзистор работает при обратном напряжении
затвора, ток в его входной цепи очень небольшой: /з=/0. При прямом
смещении транзисторы с р-л-затвором не используют, так как в этом
режиме резко возрастает ток затвора, а эффективность управления
снижается.
Влияние температуры на вольт-амперные характеристики. Темпе-
ратурная зависимость тока стока обусловлена влиянием температуры
на подвижность носителей заряда в канале и на контактную разность
потенциалов р-п-переходов затвора и подложки.
С ростом температуры подвижность носителей заряда в канале па-
дает, что приводит к повышению сопротивления канала, т. е. к умень-
шению тока стока. С другой стороны, контактная разность потенциа-
* В зависимости от закона распределения примесей в канале показатель сте-
пени изменяется в пределах от 2 до 2,25,
189
i/2d<pK m
~dT ~ T'
(7-15)
(7.16)
лов с ростом температуры уменьшается (см. формулу (2.31)1, что вле-
чет за собой расширение канала в соответствии с выражением (7.1),
т. е. увеличение тока стока.
Расчет дает следующее выражение для температурного коэффици-
ента тока стока в режиме насыщения:
тк/=-^-^-
1с dT
Первый член определяется влиянием температуры на контактную
разность потенциалов, второй член — на подвижность. Величину m
определяют из выражения, аппроксимирующего температурную зави-
симость подвижности в рабочем диапазоне частот:
jiT"» —const.
Обычно можно принять, что шяь2, a dqJdT^I мВ/K.
Из формулы (7.15) вытекает, что существует такая величина тока
стока, при которой температурный коэффициент равен нулю. На
рис. 7.5 показана температурная
зависимость передаточных характе-
ристик полевого транзистора. В точ-
ке пересечения характеристик ток
стока не зависит от температуры.
Это свойство полевого транзистора
является полезным на практике.
Величину тока стока 1Т в термоста-
бильной точке можно определить
путем приравнивания нулю выра-
жения (7.15):
(от \2
#-) /стах- (7.17)
В целом температурные коэффи-
циенты у полевого транзистора зна-
чительно лучше, чем у биполярно-
го, и обычно не превышают 0,2%
на 1 К, причем с ростом температуры ток стока (выше термостабильной
точки) падает. Так, например, из рис. 7.5 получим, что при (7зи=0
в области положительных значений температур в соответствии с вы-
ражением (7.15)
TKZ=—	L’5-10°%- = 0 17%/К
/с АТ 13,5	60	и,1//о/1\.
Температурная зависимость тока затвора подчиняется соотноше-
ниям, известным для р-п-перехода.
Дифференциальные параметры транзистора с р-л-затвором
Ток стока в полевом транзисторе с р-п-затвором зависит от двух
переменных — напряжения затвора и напряжения стока: /с=/((73и.
t/си)- Запишем выражение для полного дифференциала тока стока:
+ж^сн-
190
Частные производные в этом выражении определяют приращение
токов при изменении напряжений электродов, поэтому их можно
взять в качестве дифференциальных параметров транзистора. Их обоз-
начают следующим образом: 5=сЙс/д(/зи— крутизна (проводи-
мость прямой передачи) транзистора; GEm=dIc/dUm — выходная
проводимость транзистора; иногда вместо выходной проводимости бе-
рут обратную ей величину Rit называемую внутренним сопротивлением
транзистора.
Использовав эти обозначения и заменив бесконечно малые прира-
щения независимых переменных малыми гармоническими колебани-
ями с амплитудами 1/зи и Uc„, найдем амплитуду гармонического
колебания тока;	у
ic = SU3u + GBUXUCH.	(7.18)
Рассмотрим дифференциальные параметры полевого транзистора.
Крутизна. Крутизна характеризует управляющее действие зат-
вора; численно она равна величине изменения тока стока при изме-
нении напряжения затвора на 1 В. Обычно крутизну выражают в мил-
лиамперах на вольт (мА/В).
Из выражений (7.13) и (7.11) получим, что
с 2/Сгах/, бзи \ _ 2 /. б3и\	/7 1О\
ботс ботс; з/?кд и^)'
т. е. крутизна обратно пропорциональна сопротивлению канала; чем
оно меньше, тем выше крутизна. Но сопротивление канала
п	11	1
к® Р hw~ е1\1цЦп11ш '
следовательно, для получения высокой крутизны необходимо иметь
малое отношение длины канала I к его ширине w, т. е. короткий и ши-
рокий канал. Практически, как указывалось, длина канала I может
составлять единицы микрометров, а его ширина — тысячи микромет-
ров. Толщина канала ограничивается требуемой величиной напряже-
ния отсечки. Из соотношения (7.2) следует, что
Тогда при U3n=0
S = ^n V2eeNaUoxc .	(7.20)
Из выражения (7.19) вытекает, что крутизна линейно зависит от
напряжения затвора и имеет максимальное значение при f/3H=0.
Для практического определения крутизны можно воспользоваться
выходными характеристиками. Например, для транзистора 2П303
(см. рис. 7.3) найдем, что
_«^2=з.змд,в.
Обзи Дбзи [17 =const 1
СИ
191
Выходная проводимость. Выходная проводимость характеризует
влияние напряжения стока на ток стока; численно она равна величи-
не изменения тока стока (в микроамперах) при изменении напряжения
стока на 1 В. Так же как и крутизну, выходную проводимость можно
определить по выходным характеристикам. Для транзистора 2П303
выходная проводимость (см. рис. 7.3) равна
г Д/С	0,13-10-3 qq Л/П
^вых ЛПпл тт	4- —’	4	—МКА/В.
лиси и =const	4
зи
Величина выходной проводимости у полевого транзистора очень
мала, она обусловлена изменением эффективной длины канала при из-
менении напряжения стока.
Коэффициент усиления. Для того чтобы сравнить воздействие
напряжений стока и затвора на ток стока, введем еще один параметр —
коэффициент усиления р, равный отношению приращений напряжений
стока и затвора, вызывающих одинаковое по величине и противополож-
ное по знаку приращение тока стока:
р = 777^1	•	(7.21)
Г абзи |/C=const	'	'
Из соотношения (7.18) получим, что коэффициент усиления
p = S/GBHX = S/?f	(7.22)
равен отношению крутизны к выходной проводимости, или произведе-
нию крутизны на внутреннее сопротивление транзистора.
Зависимость дифференциальных параметров от частоты. Частот-
ные свойства полевого транзистора обусловлены главным образом
влиянием междуэлектродных емкостей и распределенных сопротивле-
ний канала, стока и истока (рис. 7.6, а). К ним относятся:
емкости затвора на исток Сза и подложку Сзп, определяющие реак-
тивную составляющую входного (управляющего) тока;
192
емкость затвора по отношению к каналу Сзк, образующая совмест-
но с сопротивлением г’ канала и сопротивлением ги истока /?С-цепоч-
ку, снижающую крутизну, т. е. эффективность управления на высо-
ких частотах;
емкость стока на затвор Сзс, создающая цепь обратной связи вы-
ходной цепи со входной, ограничивающая устойчивость усиления на
высоких частотах;
емкость стока на подложку Ссп, обусловливающая реактивную
составляющую выходного тока.
На рис. 7.6, б представлена эквивалентная схема полевого тран-
зистора, отображающая все перечисленные элементы его структуры.
В выходную цепь включены внутреннее сопротивление транзистора
7?г, характеризующее воздействие стока на выходной ток (ток стока),
и источник тока 5(7ЗИ, определяющий управляемую составляющую
выходного тока. Крутизна S при этом зависит от частоты входного на-
пряжения. Найдем эту зависимость.
Напряжение на электронно-дырочном переходе затвора, опреде-
ляющее эффект управления,
где полное сопротивление цепочки затвор — исток
7 ___	'	।	। г __i+/wC3K (гк-|-ги)
зи “ j <оС3к +	Г«	
Подставив это значение ZaH в формулу (7.23), получим
й3«_____________________________________U-.
зи
3 “	1 4 1^СЗК (г'к -| - ги)
. <о
1
где
1
°’5 C3K(<-|-r„)
Крутизна характеристики
5=-Л =-------
Uau (1 +/
(7.24)
Обозначив S0=7c/t/3K значение крутизны характеристики при
<о=0, окончательно получим
S-
1 + /7Г
(7-25)
Модуль крутизны
|S|
So
(7.26)
7
№ 1604
193
Его зависимость от частоты такая же, как для модулей коэффи-
циентов передачи тока а_ и р_ биполярного транзистора (см. рис. 5.3).
При <o=£os крутизна S = S0/K2, т. е. она уменьшается в )/Г2 раз
по сравнению со своим значением на низкой частоте.
Назовем величину предельной частотой проводимости прямой
передачи.
Внутреннее сопротивление полевого транзистора Ri можно считать
не зависящим от частоты, ввиду того что длина канала, а следователь-
но, и его индуктивность очень малы; время распространения сигнала
вдоль канала также очень мало.
Транзистор с р-п затвором как усилитель *
Коэффициент усиления и выходная мощность. Полевые транзис-
торы с р-п-затвором находят применение как усилители колебаний.
Схемы включения полевого транзистора показаны на рис. 7.7, а, б, в.
Основной из них является схема с общим истоком (ОИ). Управляющее
напряжение С/Ех подается на затвор, в цепь затвора включено напряже-
ние <а зи для смещения рабочей точки в необходимое положение, в
Рис. 7.7
выходную цепь включены нагрузка R и источник напряжения пита-
ния <£сИ. Напряжение стока при наличии нагрузки
^си=^си — RI&	(7.27)
При изменении напряжения затвора изменяется ток стока, а сле-
довательно, и напряжение стока UCii, причем изменения напряжений
затвора и стока противоположны: при повышении напряжения затвора
возрастает ток стока и напряжение стока снижается, а при уменьше-
нии напряжения затвора напряжение стока увеличивается. Однако
вследствие очень малого влияния напряжения стока на ток стока (вы-
сокое внутреннее сопротивление /?,) передаточная характеристика
транзистора при наличии нагрузки остается практически такой же,
как при отсутствии нагрузки (см. рис. 7.4); ее крутизна не изменяется.
Коэффициент усиления по напряжению найдем, дифференцируя
выражение (7.27) по С/зи:
rJJc^—SR.	(7.28)
и обзи	обзи	'	'
194
Таким образом, для получения хорошего усиления необходимо
иметь большую крутизну 5 и высокое сопротивление нагрузки, однако
величина последнего ограничивается шунтирующим действием ем-
костей транзистора.
В отношении выбора режима линейного усиления действуют те
же правила, что и для биполярного транзистора: изменения выходно-
го тока и входного напряжения должны быть строго пропорциональ-
ны, но задача в данном случае упрощается, так как входной ток прак-
тически отсутствует и искажения за счет нелинейности входной цепи
не возникают. Построение нагрузочной характеристики в соответствии
с выражением (7.27) на выходных характеристиках (см. рис. 7.3)
и выбор по ним режима неискаженного усиления предлагается сделать
самостоятельно. Заметим только, что заходить при выборе режима в
область прямых напряжений затвора нельзя, так как при этом резко
возрастают искажения из-за появления большого прямого тока затво-
ра. Следовательно, максимальная амплитуда переменного напряже-
ния затвора Um3 max должна быть меньше половины напряжения отсеч-
ки Uorc. Выходная мощность усилителя на полевом транзисторе
P^ = ^RI2mC=^RS2U*maa.	(7.29)
Максимальная выходная мощность имеет место при 1/„,и= Unrr/2:
^вмх max = "g" RS~UoTc.	(7.30)
Таким образом, для получения высокой выходной мощности необ-
ходимо иметь транзистор с высокой крутизной и большим напряже-
нием отсечки канала (/отс.
С ростом частоты входного напряжения коэффициент усиления по
напряжению и выходная мощность снижаются вследствие уменьше-
ния крутизны (7.25). Однако в первую очередь полоса частот, в кото-
рой обеспечивается усиление сигнала, ограничивается шунтирующим
действием выходной емкости транзистора С22и«Ссп и входной ем-
кости С11И«СЗИ+СЗП последующей ступени усиления, которые, бу-
дучи подключенными параллельно нагрузке R, уменьшают полнее
сопротивление нагрузки Z. Модуль сопротивления нагрузки
п
IZ • ~ КГ+^Г2 (Сци+с22и)2 R*'	(7'31)
С ростом частоты модуль уменьшается, а следовательно, снижа-
ется и коэффициент усиления:
Ku=S\Z\.	(7.32)
Будем считать высшей частотой усиления <ов такую частоту, на
которой коэффициент усиления падает в \г2 раз по сравнению с его
величиной нанизкой частоте. При этом	а сопротивление
нагрузки /?=1/<ов(С11в+С22и). Отсюда получаем произведение коэф-
фициента усиления Kv на полосу усиливаемых частот Л/=/в:
е
= 2л(Сии + С2:и) •	<7-33)
7*
195
Аналогичное соотношение справедливо и для резонансной нагруз-
ки в виде колебательного контура.
Влияние проходной емкости на усиление. Емкость сток — затвор
Сзс обычно называют проходной: через нее из выходной цепи во вход-
ную проходит ток
Ас = /ы^зс (А.мх А3п)>	(7-34)
создающий дополнительное напряжение С/'х на затворе, пропорцио-
нальное выходному напряжению 0вык и входному сопротивлению
7?вх;
£Лх = а£7вь,х,	(7.35)
где а~соСзс/?пх.
Таким образом, проходная емкость создает цепь обратной связи
выхода со входом. При определенном характере нагрузки дополнитель-
ное напряжение совпадает по фазе с входным напряжением L/Bx
и результирующее напряжение затвора увеличивается:
Ази = С/вх+аС/вых.	(7.36)
Это в свою очередь приводит к повышению выходного напряжения:
{7ВЫх = ади = ^(^х + а1/вых),	(7.37)
и эффективный коэффициент усиления возрастает:
К =^ = _(7.38)
1>вх 1-аКи	'
С ростом частоты увеличивается коэффициент обратной связи а,
поскольку он пропорционален <оСзс; при аКу-*- 1 в усилителе воз-
никает самовозбуждение, его нормальная работа нарушается.
В теории усилителей показывается, что предельное усиление тран-
зистора на заданной частоте определяется соотношением
о
• <7’39)
Отсюда следует, что для получения более высокого усиления не-
обходимы транзисторы с малой емкостью Сзс. Поскольку эта емкость
определяется площадью боковой поверхности р+-области затвора (см.
рис. 7.6, а), одним из путей ее уменьшения является применение не-
глубоко залегающих, так называемых мелких р-и-переходов.
С той же целью р-«-переход затвора заменяют переходом ме-
талл-полупроводник (барьер Шоттки), который образуется непосредст-
венно под поверхностью электрода затвора и поэтому имеет значитель-
но меньшую глубину залегания и меньшую площадь боковой поверх-
ности. Не отличаясь по принципу действия от транзисторов с р-п-за-
твором, полевые транзисторы с металлополупроводниковым затвором
благодаря небольшой проходной емкости и малым размерам электро-
дов имеют более высокие предельные частоты усиления, достигающие
30 ГГц.
196
Шумы. Основными источниками шумов полевого транзистора с
р-п-затвором являются тепловое движение носителей заряда в канале
и в распределенных сопротивлениях истока и стока, ударная иониза-
ция и термогенерация носителей в перекрытой части канала, а также
дробовой эффект тока затвора. Эти шумы имеют равномерное распре-
деление по диапазону.
На низких частотах, так же как и у биполярных транзисторов,
существуют шумы мерцания, обусловленные нестабильностью свойств
поверхности: величина их пропорциональна 1//га, т 14-2.
Уровень шума у полевых транзисторов значительно ниже, чем у
биполярных транзисторов, в связи с отсутствием шумов, обусловлен-
ных рекомбинацией носителей заряда в базе. Полевые транзисторы
особенно пригодны для усиления сигналов источников с высоким внут-
ренним сопротивлением благодаря малой величине шумового тока
затвора.
Для оценки шумовых свойств полевого транзистора с р-и-затвором
можно применять те же параметры и модели, что и для биполярных
транзисторов. Коэффициент шума полевого транзистора обычно со-
ставляет 2—4 дБ. Шумы мерцания принято характеризовать величиной
э. д. с. шума в единичной полосе пропускания усилителя; они равны
20—30 нВ/уТцУ
§ 7.2. ТРАНЗИСТОРЫ С ИЗОЛИРОВАННЫМ ЗАТВОРОМ
Устройство и принцип действия транзистора с изолированным затвором
В 1962 г. были разработаны полевые транзисторы, у которых зат-
вор изолирован пленкой высокоомного диэлектрика, а роль канала
играет тонкий слой с противопо-
ложным типом электропроводности,
находящийся на поверхности по-
лупроводника. Подобные приборы,
как указывалось, называют транзи-
сторами с изолированным затвором,
а также МДП- или МОП-транзисто-
рами. Первая аббревиатура харак-
теризует структуру области затво-
ра: металл — диэлектрик — полу-
проводник, вторая, кроме того, кон-
кретизирует вид диэлектрика: ме-
талл— окисел — полупроводник.
Устройство транзистора с изо-
лированным затвором показано на
рис. 7.8. Затвор представляет собой
тонкую пленку алюминия, нанесен-
ную напылением на поверхность
высококачественного диэлектрика—
окисла кремния SiO2. Исток и сток
выполнены в виде сильно легиро-
Рис. 7.8
197
ванных p-областей в подложке — полупроводниковой пластинке
«-типа.
При отсутствии напряжения на затворе сопротивление между ис-
током и стоком, определяемое двумя включенными навстречу друг
другу р-п-переходами, оказывается очень высоким. Если же подать
на затвор достаточно большое отрицательное напряжение, то в полу-
проводнике возникнет сильное электрическое поле, которое, «вытяги-
вая» дырки из р+-областей и в какой-то мере из подложки, существен-
но увеличивает концентрацию дырок в тонком приповерхностном
слое «-кремния иа границе с диэлектриком и в результате изменяет
тип его электропроводности на противоположный. Этот тонкий слой
р-тнпа, называемый каналом, соединяет р+-области истока и стока.
<)т «-области подложки канал изолирован значительным по толщи-
не обедненным слоем, возникающим под действием поля затвора, уда-
ляющего электроны в глубь подложки.
С повышением отрицательного напряжения затвора концентрация
дырок в канале и его проводимость возрастают, чем и обеспечивается
управление выходным током транзистора. При этом ток в цепи затвора
транзистора оказывается очень небольшим, так как сопротивление
изоляции затвора достигает 1()15 Ом.
Рассмотренные приборы называют транзисторами с индуцирован-
ным каналом (транзисторами обогащенного типа). Как правило, их
изготовляют на подложке n-типа, т. е. с p-каналом. В транзисторе с
подложкой p-типа вследствие влияния зарядов поверхностных состоя-
ний подложки, зарядов в диэлектрике, а также контактной разности
потенциалов обычно образуется собственный «-канал и без воздейст-
вия внешнего поля.
Капал может быть образован также созданным на поверхности под-
ложки тонким слоем полупроводника с противоположным типом элек-
тропроводности; такие приборы носят название МДП-транзисторов
с встроенным каналом. Они работают не только в режиме обогащения
канала (при положительном для «-канала напряжении затвора), но и в
режиме обеднения (при отрицательном напряжении затвора). В связи
с этим их иногда называют транзисторами обедненного типа.
Транзисторы с изолированным затвором изготовляют планарным
методом, при этом выбирают примерно следующие конструктивные
данные: длину канала /=24-10 мкм, ширину канала w= 1004-5000мкм,
толщину изолирующего слоя затвора 6=014-0,2 мкм. Толщина ка-
нала, определяемая глубиной проникновения поля в полупроводник,
обычно равна 0,1—0,2 мкм. Толщина обедненного слоя составляет
единицы микрометра. Заглубление «+-областей лежит в пределах
5 мкм. Концентрация примеси в подложке JV«1Q15cm-3.
Элементарная теория транзистора с изолированным затвором
Пороговое напряжение. В системе металл — диэлектрик — полу-
проводник (рис. 7.9, а) поверхностный слой полупроводника и при
отсутствии внешнего напряжения обогащен электронами (рис. 7.9, б).
193
Избыточный электронный заряд Qn в поверхностном слое имеет три
составляющие:
<2я = <2к + Со + &,	(7.40)
где QK — заряд, обусловленный контактной разностью потенциалов
(обычно фтОРп); Qo — заряд в окисле кремния, обусловленный
I «
^Й^ и
___Bszzz^a______
। *
! »)
положительными ионами, образующимися
при его наращивании и при фотолитогра-
фии; Qs — заряд, обусловленный донор-
ными поверхностными состояниями.
При подаче отрицательного напряже-
ния на затвор происходит перераспреде-
ление зарядов и избыточная концентрация
электронов в поверхностном слое начинает
уменьшаться. При некотором напряжении
Нзи=(7пор, называемом пороговым напря-
жением, концентрация электронов снижа-
ется настолько, что в полупроводнике об-
разуется обедненный электронами слой,
в котором сосредоточен нескомпенсирован-
ный положительный зар яд доноров Qa (рис.
0с
°р+оз
0д\ У™0™?
WWJP
г)
Рис. 7.10
Рис. 7.9
в
7.9, е). Когда напряжение затвора превысит пороговое, поверхност-
ный слой полупроводника начинает обогащаться дырками и присб-
, ретает положительный заряд Qp (рис. 7.9, г). С этого момента между
р+-областями стока и истока образуется канал с дырочной электро-
проводностью.
Пороговое напряжение у современных транзисторов составляет
от 2,7—5,4 В (транзистор 2П301А) до 10 В (транзистор 2ПЗС4). Пред-
почтительнее, разумеется, меньшая величина порогового напряжения.
При использовании в качестве затвора поликристаллического кремния
или молибдена, дающих меньшую контактную разность потенциалов,
пороговое напряжение снижается до 1,5 В.
Уравнение тока стока. Направим ось х вдоль канала от истока
к стоку, а ось у — перпендикулярно поверхности полупроводника —
199
к подложке (рис. 7.10, а). Напряженность поля на поверхности полу-
проводника Еу определяется разностью потенциалов затвор — канал
и толщиной диэлектрика 6, причем при наличии тока стока потенциал
канала U (х) зависит от координаты х:
' (7 41)
Под действием этого поля на поверхности полупроводника индук-
тируется заряд; при этом поверхностная плотность дырочного заряда
ер', индуктируемого полем затвора,
ер' = Ед	17(a)	(7.42)
Подвижные носители заряда перемещаются вдоль поверхности полу-
проводника под действием продольного поля Ех, созданного напряже-
нием стока. Возникающий при этом ток
/ = wep'^sEx = -е-М [{7ЗИ _ Unop - U (х)]	,	(7.43)
где — поверхностная подвижность дырок (обычно она в 2—3 раза
меньше объемной подвижности р;>).
Интегрируя по длине канала I, найдем
Г	U2 '
7С=^ [ (t/зи - t/nOp) t/си-------.	(7.44)
Это уравнение описывает выходную характеристику до перехода
в режим насыщения, т. е. при 1/си<(/зи—(/по„.
Ток стока достигает максимума при иси=(7зи—t/nop, так
как в области стока происходит отсечка канала и транзистор перехо-
дит в режим насыщения. Следовательно, напряжение насыщения
^нас = t/зи — t/nop.	(7-45)
При увеличении напряжения на стоке выше U„ac точка перекрытия
канала смещается в сторону истока и у стока образуется обедненная
область длиной Д/, к которой и прикладывается избыток напряжения
стока (/си—t/Hac, превышающий напряжение насыщения (рис. 7.10, б).
Протекание тока в обедненной области обеспечивается за счет экстрак-
ции дырок из канала и переноса их на сток электрическим полем, су-
ществующим в данной области.
Подставив выражение (7.45) в (7.44), найдем ток транзистора в ре-
жиме насыщения при (/си^^зи—t/nop:
где
/с = Р(£/зи~£/П0Р)2,
Р — 26/
(7-46)
(7.47)
— первеанс транзистора.
200
В режиме насыщения главной причиной изменения тока стока яв-
ляется изменение длины канала; указанный эффект можно учесть,
введя в выражение для р эффективную длину канала /—Д Z:
РэФФ
26(Z—М)
(7-48)
где Д/ в первом приближении можно определить с помощью соотноше-
ния, определяющего толщину электронно-дырочного перехода. Таким
образом, найдем, что
(7-49)
Более точный расчет требует рассмотрения конфигурации поля
затвора в области стока и учета его напряженности.
Передаточные и выходные характеристики транзистора
с изолированным затвором
Передаточные характеристики транзистора с изолированным зат-
вором 7с=/(^зи) при {7cH=const в соответствии с выражением
(7.46) описываются квадратичной зависимостью аналогично характе-
ристикам транзистора с р-п-затвором. Однако расположение их от-
носительно оси тока существенно отличается.
У транзисторов с встроенным каналом (рис. 7.11, а) уже при ну-
левом напряжении затвора имеются достаточная проводимость канала
и соответствующий ток стока. При увеличении отрицательного напря-
жения затвора концентрация электронов в канале снижается, проводи-
мость канала и ток стока падают. При увеличении положительного
напряжения затвора канал обогащается электронами, его проводи-
мость и ток стока возрастают. Таким образом, в данном случае управ-
ление током возможно как положительным, так и отрицательным на-
пряжением затвора. У транзисторов с индуцированным каналом
(рис. 7.11,6) при напряжении затвора, равном нулю, проводимость
участка сток — исток определяется р+-п-переходом сток — подложка,
который отрицательным напряжением стока смещен в обратном на-
201
правлении (закрыт). Поэтому ток стока равен обратному току р+-
n-перехода, т. е. пренебрежимо мал.
При подаче отрицательного напряжения на затвор дырки из р+-
областей и из глубины полупроводниковой подложки подтягиваются к
поверхности, где их концентрация возрастает. Однако поверхность
полупроводника обладает большим числом вакантных энергетических
состояний, дырки захватываются ими и, становясь связанными, не
могут обеспечить электропроводность канала. Электроны же в при-
поверхностном слое имеют обычно повышенную концентрацию из-за
влияния положительных зарядов поверхностных состояний подложки,
зарядов в диэлектрике затвора и контактной разности потенциалов
затвор — подложка. Поэтому лишь при значительном увеличении на-
пряжения затвора до величины, называемой пороговой, может про-
изойти инверсия проводимости приповерхностного слоя и возникнуть
p-канал. При этом появляется ток /с в выходной цепи. При дальней-
шем повышении напряжения затвора ток стока возрастает по квад-
ратичному закону. Повышение напряжения стока незначительно уве-
личивает ток стока в соответствии с выражением (7.48).
Выходные характеристики /с=/(^си) при ПзИ=соп5< тран-
зисторов с встроенным каналом (рис. 7.12, а) и индуцированным ка-
налом (рис. 7.12, б) по форме напоминают характеристики транзисто-
ра с р-л-затвором. При повышении напряжения стока ток стока
/с быстро возрастает, затем при £7си=^зи—происходит от-
сечка канала и транзистор переходит в режим насыщения.
Температурные свойства транзистора с -изолированным затвором
такие же, как у транзистора с р-л-затвором (рис. 7.13). Также сущест-
вует термостабильная точка, в которой ток стока 1Т не зависит от тем-
пературы.
Координаты термостабильной точки 1Т и t/зит можно найти, диф-
ференцируя по Т выражение (7.46) с учетом температурных зависимо-
202
стей Р(Г) и Длпр(7’). Первая из них обусловлена зависимостью от
температуры главным образом подвижности дырок 1см. (7.47)1,
вторая — влиянием температуры на контактную разность потенциа-
лов. Расчет показывает, что в термо-
стабильной точке в зависимости от кон-
центрации примеси в подложке напря-
жение затвора
£/3ит = (/пор + (0.8 4-2,4) В; (7.50)
с увеличением концентрации примеси
оно уменьшается.
Ток стока в термостабильной точке
1Т обычно в 5—10 раз ниже, чем при
£/зи=0 (рис. 7.13).
Температурный коэффициент по на-
пряжению затвора dU-^JdT для МДП-
транзистора имеет следующие значения:
— (4 4-6) мВ/’С при /с < (0,05 4-0,1)/г;
4=0,5 мВ/’С при /с«/г;
+ (84-10) мВ/сС при (/зи=0.
Использование МДП-транзисторов в термостабильном режиме за-
трудняется тем, что при этом напряжение затвора близко к пороговому
и начинает существенно сказываться временной дрейф порогового на-
пряжения.
Усилительные свойства МДП-транзистора
ЛЩП-транзисторы применяют в тех же трех схемах включения,
что и транзисторы с р-п-затвором. На рис. 7.14, а, б, вэти схемы пока-
заны для транзистора со встроенным p-каналом (условные изображе-
ния см. в приложении).
Качество транзистора с изолированным затвором как усилитель-
ного элемента характеризует прежде всего его крутизна, т. е. прово-
203
дпмость прямой передач». Аналитическое выражение для статической
крутизны можно получить, взяв производную функции (7.46):
S = 2р (<7ЗИ~ t/nop) =	(£/зи - t/nop).
(7-51)
Отсюда следует, что крутизна транзистора с изолированным зат-
вором зависит от отношения ширины канала w к его длине I и обратно
пропорциональна толщине диэлектрика б. В современных транзисто-
рах отношение wH достигает 103—104 (при длине канала несколько мик-
рометров ширина канала составляет несколько сантиметров). Мини-
мальная толщина диэлектрика ограничивается опасностью пробоя и
составляет 0,1—0,2 мкм. Таким образом, как нетрудно подсчитать по
формуле (7.48), крутизна характеристики может достигать десятков
п сотен миллиампер на вольт, что уже реализуется практически.
Частотные свойства усилительных транзисторов с изолированным
затвором определяются прежде всего их емкостью. Накопление нерав-
новесного заряда в базе, играющее столь большую роль в биполярных
транзисторах, в данном случае отсутствует.
Рис. 7.15
На рис. 7.15 показаны структура транзистора с изолированным
затвором (а) и схема замещения (б), достаточно полно отображающая
его свойства на высоких частотах. Однако эта схема замещения слож-
на, поэтому на практике применяют более простую схему рис. 7.15, в.
Величина С\ в этой схеме определяется емкостью затвора на канал Сзк.
Обычно принимают
Г — г 2
Ь1 — сзк— 3 б .
(7.52)
Сопротивление /у, характеризующее потери во входной цепи, опре-
деляется омическим сопротивлением канала	как правило,
204
fi=rK/4. Величина С2 представляет собой емкость р-п-перехода сток —•
подложка, гg — сопротивление потерь в подложке, GBbIX — статиче-
скую дифференциальную выходную проводимость транзистора. Вве-
дем для удобства обозначения
= <ов = -^.	•	(7.53)
5 nCj в г2С2	'	'
Тогда с помощью данной схемы замещения нетрудно определить
У-параметры транзистора с изолированным затвором в следующем виде:
(7-54)
Из выражений (7.54) следует, что cos — это предельная частота
проводимости прямой передачи, а ов — предельная частота выходной
цепи, So — статическая крутизна (при со — 0).
Зависимость от частоты проводимостей транзистора с изолирован-
ным затвором У=С+/в показана на рис. 7.16. Все проводимости уве-
личиваются с ростом частоты, кроме G21, которая медленно убывает.
Такой ход зависимостей свидетельствует об ухудшении усилительных
свойств транзистора с повышением частоты.
205
Входная и выходная емкости в современных транзисторах имеют
порядок единиц пикофарад, а проходная емкость — десятых долей
пикофарада. Путем смещения затвора (рис. 7.17) она может быть сни-
жена на порядок. Благодаря таким вели-
чинам параметров современные транзисто-
ры с изолированным затвором могут эффек-
тивно усиливать колебания на частотах в
десятки гигагерц.
Уровень шумов у транзисторов с изоли-
рованным затвором несколько выше (на
1—2 дБ), чем у транзисторов с р-п-затво-
ром; в данном случае существенное значе-
ние имеют поверхностные шумы.
Исключительно высокое входное сопротивление постоянному току,
значительное сопротивление изоляции между входом и выходом (1014—
1015 Ом), наличие термостабильной точки, позволяющей исключить
специальные меры температурной стабилизации режима, способность
работы в условиях сверхнизких температур, квадратичность переда-
точной характеристики, обусловливающая низкий ’уровень нелиней-
ных искажений, большой динамический диапазон передаточной харак-
теристики — все эти качества делают полевой транзистор с изолиро-
ванным затвором одним из наиболее перспективных усилительных при-
Рис. 7.18
206
боров на малом уровне мощности. Хорошие результаты получены и в
области конструирования мощных МДП-транзисторов, которые также
обладают рядом преимуществ.
Для получения высокой выходной мощности МДП-транзистор дол-
жен иметь большой ток стока и высокое пробивное напряжение сто-
кового перехода. Для получения большого тока, как вытекает из вы-
ражения (7.46), необходимы короткий широкий канал и малая толщи-
на изолирующего слоя. Минимальная толщина изолирующего окисла
ограничивается напряжением пробоя и составляет 0,2 мкм, минималь-
ная длина канала также ограничивается напряжением пробоя и при
б/си=120 В составляет примерно 10 мкм. На рис. 7.18 показана
структура МДП-транзистора, имеющая подобные данные и ширину
канала 12 см. Транзистор отдает мощность до 30 Вт на частоте 30 МГц.
Для обеспечения такой мощности на одной подложке размещают три
МДП-структуры, соединенные параллельно.
Отечественной промышленностью выпускаются мощные полевые
транзисторы подобного типа: КП901, КП902, КП904, КП905, КП907.
По величине рабочего напряжения (до 100 В), рабочего тока (до 7,5 А),
рассеиваемой мощности (до 75 Вт) и выходной мощности (до 50 Вт на
60 МГц — КП904 и до 6 Вт на 1 ГГц — КП907) они не уступают би-
полярным транзисторам. В то же время указанные транзисторы имеют
ряд преимуществ перед биполярными транзисторами. К ним относятся:
отрицательный температурный коэффициент, обеспечивающий рав-
номерное распределение температуры и, как следствие, отсутствие вто-
ричного пробоя;
высокое входное сопротивление;
высокий коэффициент широкополосное™ АГЛД обеспечивающий
полосу усиливаемых частот в сотни мегагерц и время нарастания им-
пульса 0,4—1 нс;
высокая температурная стабильность параметров;
почти линейная (а не квадратичная, как у маломощных приборов)
передаточная характеристика /с=7(^зи)> обеспечивающая сущест-
венное уменьшение нелинейных искажений в низкочастотных и интер-
модуляционных искажений в высокочастотных усилителях;
возможность параллельного подключения транзисторов для уве-
личения выходной мощности благодаря присущему им ограничению
тока стока на уровне /Сшк и малому разбросу крутизны S, обеспе-
чивающим равномерное распределение тока между отдельными при-
борами.
Широкие возможности использования мощных МДП-транзисторов
в радиоэлектронной аппаратуре определяют исключительную перспек-
тивность этой сравйительно новой функциональной группы электрон-
ных приборов.
МДП-транзисторы в ключевом режиме
Общие сведения. Полевые транзисторы, главным образом имеющие
индуцированный канал, находят широкое применение в качестве клю-
чевых элементов в разнообразных устройствах цифровой электронной
207
техники. Преобладающее положение транзисторов с индуцированным
каналом (обычно р-тппа) в ключевых схемах объясняется наличием у
них четко выраженного уровня порогового напряжения затвора Unop.
Если управляющее напряжение UBX, подаваемое на затвор, меньше
порогового, то транзистор закрыт, если больше порогового, то тран-
зистор открыт.
Наибольшее распространение получила схема с общим истоком
(рис. 7.19). Управляющее напряжение Спх=1/зи подается на затвор.
Выходное напряжение Ц,нх=£/си снимается со стока. Подложка
обычно соединяется с истоком. На схеме показан транзистор с инду-
цированным р-каналом.
Статические состояния ключа. На рис. 7.20 показана нагрузоч-
ная характеристика транзистора, нанесенная на семейство его выход-
ных статических характеристик /с^Н^си) при t/3H=var в со-
ответствии с уравнением (7.27):
/ <£си—Ucn
/с =---------•
Ключ в рабочем режиме постоянно находится в одном из двух со-
стояний (точка А или В на нагрузочной характеристике).
Состояние А — ключ закрыт, через транзистор протекает прене-
брежимо малый ток. Выходное напряжение равно практически напря-
жению источника питания 0Bl}x—UA=Scvl, если сопротивление
нагрузки резистора /?с не очень большое. В этом режиме входное на-
пряжение должно быть меньше порогового: I (7ВХ|<1 t/nopl (см.
рис. 7.11,6).
Состояние В — ключ открыт, через транзистор протекает полный
рабочий ток. В этом режиме входное напряжение должно быть больше
порогового: Ic^x^^nopl- Выходное напряжение
0BUK = UB^Sai-Rclc	(7.55)
уменьшается вследствие увеличения падения напряжения на нагрузке
Яс-
Выходное напряжение открытого ключа тем меньше (что желатель-
но), чем выше сопротивление резистора Яс и больше ток транзистора
в режиме открытого канала, т. е. на восходящем участке его выход-
208
ных характеристик. Из соотношения (7.46) вытекает, что при заданном
напряжении затвора б/3ц ток стока 7С тем больше, чем выше по-
стоянная р и меньше пороговое напряжение 1/пор. Постоянная р,
определяемая выражением (7.47), зависит от электрофизических и гео-
метрических параметров МДП-структуры; ее значение может быть уве-
личено путем повышения отношения vu/l (широкий и короткий канал)
и уменьшения толщины диэлектрика б. Пороговое напряжение 4/пор
зависит от материала затвора и структуры переходов затвор — диэлек-
трик, диэлектрик — канал, снижение этого напряжения может быть
достигнуто уменьшением поверхностного заряда полупроводника Qs,
обусловленного донорными поверхностными состояниями, и заряда
Qo в диэлектрике, обусловленного положительными ионами, образую-
щимися в диэлектрике в процессе окисления кремния и фотолитогра-
фии [см. формулу (7.40)]. Перспективным направлением в разработке
низкопороговых ключевых МДП-транзисторов является применение
кремниевого затвора вместо металлического. В таких транзисторах
пороговое напряжение снижается до 1,5 В, т. е. почти вдвое по сравне-
нию с транзисторами, имеющими
металлический затвор.
Процесс включения транзисто-
ра. Под воздействием управляюще-
го напряжения транзистор откры-
вается и через него происходит ра-
зряд выходной емкости Ссн , кото-
рая при закрытом транзисторе бы-
ла заряжена до напряжения (£си
(рис. 7.21).
Рассмотрим процесс включения
транзистора с помощью идеализи-
рованного графика перемещения ра-
бочей точки из положения А в поло-
жение В (показан на рис. 7.20 пунктирными стрелками). После подачи
импульса входного напряжения £/вх=Е/3и в течение времени задерж-
ки t3 формируется новое (проводящее) состояние канала. Это время
определяется динамической входной емкостью ключа (она больше ста-
тической емкости Сзи за счет влияния проходной Сзс и выходной Сси
емкостей), а также пороговым напряжением Ппор, амплитудой и
внутренним сопротивлением Е/Вх источника входного напряжения:
3
С U
^зи1-7 пор
Ецх
бзи^пор г>
и
UBX
(7.56) 
Если внутреннее сопротивление 7?х источника входного сигнала
небольшое (источник напряжения), то время задержки t3 пренебрежи-
мо мало. Снижение порогового напряжения также уменьшает время
задержки.
После того как сформировалось проводящее состояние канала,
рабочая точка скачком переходит в положение Аи поскольку выход-
ное напряжение Е/Си не может мгновенно уменьшиться из-за влияния
209
выходной емкости Ссн, для разряда которой требуется определен-
ное время. По мере разряда емкости Сси через открытый канал то-
ком /р рабочая точка за некоторое время ti перемещается в положение
Аг. Разряд осуществляется током постоянной величины (влиянием
высокоомного резистора Дс пренебрегаем):
/P=/c = P№-t/nop)!.	(7-57)
В этом случае справедливо соотношение
Zp = C-T-	(7-58)
в котором должна быть учтена проходная емкость Сзс, если источ-
ник входного напряжения низкоомный.
Переходя в формуле (7.58) к конечным приращениям, получим с
учетом начальных условий [при t=0 tiC№——<£С11, при мси=
=-(Пзи-{/пор)1
= K(o~vCcV Р ^си - № - С/ПОР)],	(7.59)
Р 1°зи — ипор)
или с учетом соотношения (7.57)
_ 2Сси ( <£си
S ^V^V-1/пор
(7.60)
На завершающем этапе процесса включения рабочая точка переме-
щается за время /2 в положение В, на выходе устанавливается напряже-
ние 0аых=ив. Для расчета времени t2 представим транзистор в режи-
ме открытого канала, т. е. на восходящем участке выходных характе-
ристик As — В, в виде резистора, имеющего сопротивление 7?к0=
=(/си//с, где в соответствии с выражением (7.44)
иг '
/c = 2jJ (7/^-t/nop)t/cH---“ •	(7.61)
Тогда время t2 может быть оценено с помощью соотношения для
элементарной 7?С-цепочки:
/2«2,ЗДкьСси.	(7.62)
Полное время включения транзистора
4 К Л =	+ К-	(7.63)
Из рассмотренного следует, что для уменьшения времени включе-
ния необходимо увеличивать постоянную р и уменьшать пороговое на-
пряжение (7Пор.
Процесс выключения транзистора. При уменьшении входного на-
пряжения ниже порогового значения рабочая точка переходит из по-
ложения В в положение В,. Время перехода зависит от входной ем-
кости транзистора и внутреннего сопротивления источника сигнала /?г.
В реальных условиях оно пренебрежимо мало.
Датее происходит заряд выходной емкости Ссв через резистор /?с
от источника &сл- Время заряда /э«2,3/?сСси определяет время
выключения транзистора ^Выкл~/3. Это время больше времени включе-
ния ^вкл, поскольку сопротивление резистора Дс обычно велико.
210
Временные диаграммы входного и выходного напряжении клюка
на транзисторе с изолированным затвором пскаганы на рис. 7.22.
Ключевые МДП-транзисторы. Для работы в ключевом режиме не-
обходимы транзисторы, удовлетворяющие специфической системе тре-
бований, отличающихся от тех, ко-
торые характерны для транзисто-
ров, работающих в усилительном
режиме. По этой причине промыш-
ленностью выпускается ряд тран-
зисторов, специально предназна-
ченных для работы в ключевом
режиме. Такие транзисторы будем
для краткости называть ключевыми.
Сравнивая ключевые МДП-тран-
зисторы с ключевыми биполярными
транзисторами, можно отметить ва-
жное свойство первых, заключаю-
щееся в наличии высокоомного
входа, допускающего управление по
ществами являются:
высокое быстродействие, обусловленное отсутствием в канале
неравновесных носителей заряда и малыми величинами входной и вы-
ходной емкостей (время переключения 1—0,4 нс);
сочетание высокого быстродействия с большими напряжениями и
токами переключения (до 10 А за 15 нс);
низкое сопротивление открытого канала, обеспечивающее комму-
тацию сигналов в низкоомных цепях, например в коаксиальном кабеле
с волновым сопротивлением 50 Ом;
возможность параллельного включения транзисторов для увели-
чения коммутируемой мощности.
Ввиду указанных преимуществ ключевые МДП-транзисторы нахо-
дят все более широкое практическое применение.
ГЛАВА 8
ДВУХЭЛЕКТРОДНЫЕ ЛАМПЫ
§ 8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ДВУХЭЛЕКТРОДНЫХ ЛАМПАХ
Устройство и принцип действия диода
ВыВод анода
Рис. 8.1
Устройство двухэлектродной лампы, или высоковакуумного дио-
да, показано на рис. 8.1. В герметичный баллон, в котором создан вы-
сокий вакуум *, помещены два электрода — катод и анод. Катод в
простейшем виде представляет собой
тонкую металлическую нить, нагре-
ваемую электрическим током. При вы-
сокой температуре электроны в метал-
ле имеют значительную энергию теп-
лового движения, поэтому часть их,
преодолевая силы притяжения к ме-
таллу, вылетает из него — возникает
термоэлектронная эмиссия.
11ри положительном относительно
катода потенциале анода Ua в меж-
дуэлектродном пространстве лампы
создается электрическое поле, уско-
ряющее движение электронов, эмит-
тируемых катодом, к аноду. В цели
анода возникает электрический ток
/а, называемый анодным. При отри-
цательном потенциале анода элект-
рическое поле тормозит испускаемые электроны и возвращает их об-
ратно на катод. В результате анодный ток оказывается равным нулю.
Таким образом, характерным свойством диода является односто-
ронняя пррводимостьл_что ши.роко_Ц£Ц2Льзуют для выпрямления пере-
менного тока и преобразования высокочастотных колебаний.
Конструктивное оформление диода
Баллон лампы, внутри которого помещаются электроды и создает-
ся вакуум, делают из стекла или керамики, иногда ИЗ металла. Ъыво-
ды катода и анода, проходящие сквозь стекло баллона, должны быть
герметично спаяны со стеклом, чтобы не нарушался вакуум в лампе.
•Вакуум — разреженное состояние газа. Высокий вакуум — разрежение, при
котором длина свободного пробега частиц (в данном случае электронов) превышает
размеры баллона.
212
Поэтому их выполняют из металлов и сплавов (молибден, ковар, плати-
нит), имеющих такой же коэффициент температурного расширения, что
и стекло. При практическом применении лампы выводы оберегают от
чрезмерных механических усилий и перегреваГтак как это может при-
вести к появлению микротрещин, нарушению герметичности спая и
натеканию воздуха в лампу, в результате чего она быстро выходит из
строя.
Откачку воздуха из лампы в условиях массового производства
осуществляют на высокопроизводительных автоматах с помощью диф-
фузионных паромасляных или иных вакуумных насосов. Во время от-
качки принимают меры к удалению газов, поглощенных металлической
поверхностью электродов и стеклом баллона, так как в противном слу-
чае они будут выделяться во время работы лампы, ухудшая ее вакуум.
Обезгаживание стекла проводят путем тщательного прогрева балло-
на при температуре 400—450сС. Для обезгаживания электродов их
нагревают до температуры красного каления с помощью высокочас-
тотного электромагнитного поля. При нагреве газы, поглощенные
стеклом и электродами, выделяются и откачиваются.
В конце процесса откачки производят активирование катода.
Затем внутри лампы распыляют путем индукционного нагрева газо-
поглотитель (геттер), который служит для поддержания высокого ва-
куума в отпаянной лампе. В качестве активного вещества в газопогло-
тителе чаще всего используют барий, который, испаряясь, связывает
часть оставшегося в баллоне лампы воздуха и дополнительно улучшает
вакуум.
Откачанную лампу спаивают со станка и, если это предусмотрено,
к ней прикрепляют цоколь, с помощью которого лампа включается
в аппаратуру.
Во многих современных лампах цоколь отсутствует, и лампу встав-
ляют непосредственно выходящими из ножки жесткими штырьками.
Иногда выводы делают гибкими и впаивают в схему либо зажимают.
Катоды
Параметры катода. Качество термоэлектронного катода опреде-
ляется рядом параметров, важнейшими из которых являются предель-
ный катодный ток и эффективность.
Катодным током называется электронный ток, идущий от катода
к другим электродам лампы (в диоде он равен току анода); предель-
ную величину катодного тока в условиях эксплуатации в целях обес-
печения высокой долговечности катода берут значительно меньше тока
эмиссии.
Эффективность катода Н характеризуют отношением предельного
катодного тока /ктах к мощности, затрачиваемой на накал катода:
Способы накала катодов. Катоды электронных ламп по способу
накала подразделяют на прямонакальные и подогревные.
213
В простейшем случае прямонакальный катод — это металлическая
нить, закрепленная концами в массивных держателях, по которым к ка-
тоду подводится ток накала (рис. 8.2). Пружинки, удерживающие нить
в точках изгиба, обеспечивают натяжение нити при удлинении в ре-
зультате нагрева.
Рис. 8.2
Наиболее развитой поверхностью при высокой механической проч-
ности обладают сетчатые катоды, у которых эмиттирующая поверх-
ность сплетена из металлических нитей (рис. 8.2, справа).
Вследствие малой тепловой инерции прямонакальные катоды мало-
мощных ламп допускают нагрев лишь постоянным током. При питании
переменным током температура нити катода изменяется, что вызывает
пульсацию тока эмиссии и тока анода. Пульсация тока анода обуслов-
лена также тем, что в рассматриваемом случае потенциал катода ока-
зывается переменным относительно анода.
Подогревные катоды (рис. 8.3) были предложены в 1921 г. А. А.Чер-
нышевым. Нагрев эмиттера Э, нанесенного на гильзу катода Г, осу-
ществляют вольфрамовым подогревателем /7, накаливаемым до высо-
кой температуры электрическим током. Подогреватель электрически
изолирован от гильзы катода слоем алунда, представляющим собой
окись алюминия и отличающимся хорошими изоляционными качест-
вами при высокой температуре.
Обладая большой массой, подогревные катоды имеют значительную
тепловую инерцию. Электрическая изоляция эмигрирующей поверх-
ности от подогревателя обеспечивает эквипотенциальность эмиттера
и отсутствие нежелательной составляющей переменного напряжения
накала в анодной цепи. При бифилярной намотке подогревателя ока-
зывается незначительным и магнитное поле накала, которое может
вызывать пульсацию анодного тока. Благодаря сказанному подогрев-
ные катоды пригодны для нагрева переменным током. Однако эффек-
тивность их вследствие непроизводительных потерь тепла с неэмитти-
рующих участков катода в несколько раз ниже, чем прямонакальных
катодов, изготовленных из такого же материала. Из-за тепловой инер-
ции подогревные катоды имеют время разогрева ог 5 с до нескольких
минут.
214
Катоды из чистых металлов. Как известно из курса физики,
плотность тока термоэлектронной эмиссии определяется уравнением
Дэшмана:
/е = АГ2ехр§?,
(8-2)
где А = 120 А/(см2-К2)— эмиссионная постоянная; Т — абсолютная
температура катода, К; е=1,6-10“1# Кл — элементарный заряд;
<рк — высота потенциального барьера на границе металл — вакуум,
препятствующего выходу электронов из металла (в вольтах, со зна-*
ком минус); ft=l,38’10-23 Дж/К—постоянная Больцмана.
Величина kT — это средняя тепловая энергия электронов в метал-
ле, е<рк — работа выхода электронов из металла.
Из уравнения термоэлектронной эмиссии (8.2) следует, что для по-
лучения достаточно большого тока металл необходимо сильно нагреть.
Однако при этом материал катода интенсивно испаряется и долговеч-
ность катода снижается. Поэтому лишь немногие металлы и сплавы
пригодны для изготовления катодов. В первую очередь к ним относится
вольфрам. Вольфрамовые катоды до недавнего времени широко приме-
няли в мощных высоковольтных лампах, в настоящее время они почти
полностью вытеснены пленочными и полупроводниковыми катодами,
имеющими высокую эффективность.
Пленочные катоды. Эмиссионная способность металла может быть
существенно увеличена путем нанесения на его поверхность тонкой
пленки металла, имеющего меньшую работу выхода. Такие катоды
называют пленочными. Примером является карбидированный катод
из вольфрама с примесью окиси тория (0,5—2%). Поверхностный слой
катода состоит из карбида вольфрама, покрытого тонкой пленкой ато-
мов тория, диффундирующих при активировании на поверхность из
толщи катода (рис. 8.4). Слой карбида вольфрама повышает стойкость
и долговечность катода, так как на поверхности этого слоя атомы
тория держатся прочнее, чем на по-
верхности чистого вольфрама.
Атомы тория, отдав свои валентные
электроны атомам вольфрама, имеюше
го большую работу выхода, чем торий,
располагаются на поверхности катода в
виде положительных ионов. Между сло-
ем ионов и поверхностью катода создает-
ся ускоряющее электрическое поле. Поэ-
тому работа выхода электронов у тако-
го катода меньше, чем у чистого тория,
а эффективность значительно выше, чем
у вольфрамового катода.
Карбидированный катод при рабочей температуре 1950—2000 К
имеет эффективность до 50—70 мА/Вт и плотность тока эмиссии до
1,5 А/см2. Активированный слой карбидированного катода достаточно
стоек и не разрушается под действием ионной бомбардировки при на-
пряжениях анода до 10—15 кВ. Однако карбидированный вольфрам
более хрупок, чем чистый; он имеет склонность покрываться трещи-
215
нами при многократном нагреве и охлаждении вследствие различия
коэффициентов расширения вольфрама и карбида вольфрама.
Ресурс карбидированного катода доходит до нескольких тысяч
часов. Он определяется не перегоранием нити катода, а истощением
активного слоя на его поверхности. При нормальных условиях испа-
ряющиеся с поверхности катода атомы тория непрерывно замещаются
атомами, диффундирующими из толщи катода, где имеется некоторый
запас тория. При длительной работе эта диффузия ослабевает, так как
изменяется кристаллическая структура вольфрама: кристаллы ста-
новятся крупнее и число путей для диффундирующих атомов уменьша-
ется. Снижается запас тория в толще катода. В результате пополнение
испаряющихся с поверхности катода атомов тория замедляется, раз-
меры активного слоя уменьшаются и эмиссия катода ухудшается.
Другой, часто более важной, причиной выхода катода из строя яв-
ляется испарение с его поверхности карбида вольфрама, также при-
водящее к снижению эмиссионной способности.
Полупроводниковые катоды. Из полупроводниковых катодов наи-
большее распространение получил оксидный катод. Оксид, представ-
ляющий собой смесь окислов бария и стронция, а иногда и кальция,
в виде пористого белого покрытия толщиной 1^=204-100 мкм наносят
на никелевое или вольфрамовое основание — керн (рис. 8.5). В кри-
сталлической решетке оксида, состоящей из двухвалентных положи-
тельных ионов металла и отрицательных ионов кислорода, равномерно
распределены атомы чистого бария,
которые образуются во время ак-
тивирования катода за счет терми-
ческой диссоциации, электролиза
и химического взаимодействия оки-
си бария с керном и его присадка-
ми. В значительном количестве
атомы бария находятся на поверх-
ности оксида и в приповерхностном слое.
Энергетические уровни валентных электронов бария лежат в за-
прещенной зоне оксида вблизи дна зоны проводимости. Поэтому барий
является для оксида донорной примесью, превращающей его из диэлек-
трика в полупроводник с электронной электропроводностью. Работа
выхода электронов из оксида, как показывают измерения, составляет
1,1—1,2 эВ. Благодаря такой малой работе выхода оксидный катод об-
ладает хорошей термоэлектронной эмиссией уже при сравнительно не-
большом нагреве (до 950—1100 К).
На эмиссию оксидного катода оказывает сильное влияние ускоряю-
щее поле анода, проникающее в оксидный слой и уменьшающее работу
выхода электронов. В отдельных точках катода из-за большой шерохо-
ватости поверхности напряженность электрического поля значительно
выше среднего значения. Проникая внутрь пор оксидного покрытия,
электрическое поле дополнительно увеличивает ток эмиссии из этих
пор.
Вследствие значительного электрического сопротивления оксидного
слоя и его низкой теплопроводности наблюдается подогрев оксидного
21G
слоя током эмиссии, а при больших токах — даже перегрев, сопро-
вождающийся самопроизвольным ростом тока и в конечном счете вы-
ходом катода из строя.
В связи с изложенным для оксидного катода обычно указывают
допустимую плотность катодного тока (от 20 до 90 мА/см2). Эффектив-
ность оксидного катода составляет 4—40 мА/Вт.
Долговечность оксидного катода ограничивается ухудшением эмиссионных
свойств оксидного покрытия. Во время работы катод теряет атомы бария в резуль-
тате их испарения и химического взаимодействия с остаточными газами, что приводит
к ухудшению его эмиссионных свойств. Процессы дезактивации могут ускориться
за счет выделения газов электродами, натекания воздуха через микротрещины в
баллоне и т. д. Поэтому для долговечности ламп с оксидными катодами исключитель-
ное значение имеют качество обезгаживаиня электродов при откачке лампы, степень
вакуума в откачанной лампе и качество газопоглотителя, который и во время работы
лампы должен удалять кислород, выделяющийся при электролизе окиси бария.
Снижение эмиссионной способности оксидного катода со временем обусловли-
вается также формированием прослойки между керном и покрытием, которая состоит
из соединений бария с активирующими примесями керна и, несмотря иа малую тол-
щину (менее 0,1 мкм), может иметь сопротивление до 30—50 Ом, что приводит к ухуд-
шению параметров лампы. Прослойка обладает повышенной лучеиспускательной
способностью; это снижает температуру катода и уменьшает его эмиссию.
Для получения высокой долговечности оксидного катода важно
поддерживать правильный рабочий режим, при котором сохраняется
равновесие процессов активации и дезактивации в катоде.-Это прежде
всего относится к напряжению накала. При перекале усиливается
испарение бария, ускоряется формирование прослойки и возрастает
вероятность перегорания катода или подогревателя. При недокале
преобладающими становятся процессы дезактивации, обусловленные
взаимодействием бария с остаточными газами. Долговечность оксид-
ного катода может сокращаться и при работе без отбора тока, так как
при этом отсутствует активирование катода за счет электролиза.
При правильном использовании оксидный катод обладает высокими
эксплуатационными качествами и благодаря этому является в настоя-
щее время самым распространенным катодом в лампах мощностью
до 100 Вт. В более мощных лампах непрерывного режима применяют
специальные типы оксидных катодов (синтерированные катоды, обла-
дающие достаточной устойчивостью к ионной бомбардировке при высо-
ких ускоряющих напряжениях).
Разновидностью полупроводниковых катодов является ториево-
оксидный катод, у которого активный слой состоит из окиси тория.
Он имеет высокую допустимую плотность тока (до 4 А/см2) и устойчив
к воздействию сильных электрических полей.
Аноды
Тепловой режим. Анод может иметь во время работы высокую
температуру вследствие разогрева за счет электронной бомбардировки.
Если количество электронов, падающих на анод в единицу времени,
равно п, то мощность, выделяемая на аноде электронами,
Ра=П = « ^а = ^а^а-
217
Анод, нагретый до некоторой температуры, сам излучает мощность
в окружающее пространство в соответствии с уравнением Стефана —
Больцмана:
Р =ЕоТ4П
•* изл	±1нзл*
Здесь | — коэффициент лучеиспускания анода; о=5,67-Ю-12
Вт/(см2-К4) — постоянная Стефана — Больцмана; Т — температура
анода; Пнзл— излучающая поверхность анода.
В установившемся режиме мощность, выделяемая на аноде электро-
нами, и мощность, теряемая анодом за счет лучеиспускания, должны
быть равны между собой: Ра=Рнзл, или (7а/а=^о7'4Пизл. Отсюда тем-
пература анода в установившемся режиме
__ -I f У л! а
- V 5опизл’
Максимально допустимая рассеиваемая мощность. Максимально
допустимая температура анода определяется началом интенсивного
газоотделения. Для уменьшения газоотдеЛения анод при откачке лампы
обезгаживают путем интенсивного прогрева и электронной бомбарди-
ровки. Во время работы лампы нагрев анода должен быть меньше, чем
во время откачки. Кроме того, температура анода должна быть ниже
температуры катода во избежание перегрева последнего. Поэтому в
лампах с оксидным катодом максимальная температура анода независи-
мо от того, из какого материала он сделан, не должна превышать 600—
650 К. В лампах с вольфрамовым или карбидированным катодом она
может быть значительно выше.
Максимально допустимая рассеиваемая мощность
Ра max ~ ^^тахПизл.
Мощность, выделяемая на аноде, всегда должна быть меньше мак-
симально допустимой рассеиваемой мощности: Ра<Ра тах. Отсюда мож-
но найти максимально допустимый анодный ток лампы при заданием
анодном напряжении:
/атах = ^ап,ах/^а.	(8-3)
Чем выше анодное напряжение, тем меньше допустимый анодный
ток.
Конструкции анодов. Аноды электронных ламп изготовляют из
никеля или молибдена, иногда из тантала и графита.
С целью повышения мощности, рассеиваемой анодом, прибегают
к увеличению поверхности охлаждения, для чего анод снабжают радиа-
торами. Используют также чернение анода, что увеличивает коэффи-
циент лучеиспускания, а следовательно, и рассеиваемую мощность в
2—3 раза. С этой же целью анод покрывают цирконием, который не
только повышает коэффициент лучеиспускания, но и эффективно погло-
щает остаточные газы, улучшая вакуум в лампе.
Аноды с лучистым охлаждением имеют удельную рассеиваемую мощ-
ность не более 8—9 Вт/см2, поэтому для приемлемых при эксплуатации
218
размеров лампы максимальная рассеиваемая мощность таких анодов
не превышает 500 Вт. При необходимости иметь большую рассеиваемую
мощность применяют аноды с принудительным воздушным или жид-
костным охлаждением (см. гл.9).
§ 8.2.	СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ ДИОДА
Решили токопроховдения в диоде
Объемный заряд. Обозначив Je—en'e, где п'с — число электронов,
вылетающих с единицы поверхности катода в единицу времени, запи-
шем уравнение (8.2) в виде
л; = п;ехрх(рк, х=^.	(8.4)
АТ2
Величину nJ, = —^—можно интерпретировать как число электро-
нов, подлетающих изнутри металла к его единичной поверхности в еди-
ницу времени.
Из числа этих электронов преодолевают потенциальный барьер на
границе металл — вакуум и выходят из металла лишь те, которые имеют
тепловую скорость, достаточную или большую скорости, необходимой
для совершения работы выхода с<рк. Доля таких электронов, как вид-
но из выражения (8.4), определяется множителем ехр хсрк. Чем выше
температура, тем большее число электронов вылетает из металла^
При этзм вылетевшие электроны обладают некоторыми скоростя-
ми, различными как по величине, так и по направлению. Распределе-
ние эмиттированных электронов по величине нормальной составляю-
щей начальной (тепловой) скорости может быть найдено эксперимен-
тально методом тормозящего поля. Как
установлено, оно описывается соотноше-
нием, аналогичным (8.4):
п'о = n'e ехр v.U.	(8.5)
Здесь п' — число эмиттированных
электронов, способных преодолеть тор-
мозящую разность потенциалов U.
Эмиттируемые катодом электроны
образуют распределенный в пространст-
ве между катодом и анодом отрицатель-
ный объемный заряд, который, снижая
потенциал всех точек междуэлектродно-
го пространства, оказывает влияние на
напряженность электрического поля у
катода, а следовательно, и на анодный
ток.
Режим насыщения. На рис. 8.6 по-
казано распределение потенциала в пло-
скопараллельном диоде при различных
напряжениях накала. При холодном (не
219
испускающем электроны) катоде потенциал U(x) между катодом и
анодом изменяется по линейному закону (прямая 1). Напряженность
электрического поля Е=—dUldx всюду постоянна.
При небольшом накале катода, когда эмиссия электронов невели-
ка, объемный заряд в лампе мал него влияние на распределение потен-
циала незначительно: поле всюду остается ускоряющим (кривая 2).
Любой электрон, вышедший из катода под ускоряющим действием
этого поля, достигает анода, поэтому анодный ток равен току эмиссии.
Такой режим работы днода называют режимом насыщения.
Режим объемного заряда. При дальнейшем повышении темпера-
туры катода число электронов в междуэлектродном пространстве уве-
личивается, объемный заряд в лампе возрастает и результирующее
поле в непосредственной близости от катода становится тормозящим.
На кривой распределения потенциала образуется минимум tpmin (кри-
вая 3).
В этом режиме вылетающий из катода электрон находится на пути
от катода до точки xmin под действием тормозящего поля. Чтобы пре-
одолеть его и достичь анода, электрон должен обладать достаточной
начальной скоростью, в противном случае он будет возвращен на ка-
тод. Поскольку электроны вылетают из катода с различными началь-
ными скоростями, не все они могут преодолеть минимум потенциала
и попасть на анод. В результате анодный ток /а получается меньше
тока эмиссии /е. Разность 1е—/а представляет собой обратный ток
электронов /обр, возвращающихся из области тормозящего поля к ка-
тоду. Благодаря этому в объемном заряде все время сохраняется дина-
мическое равновесие: число электронов, поступающих из катода в
объемный заряд, равно числу электронов, уходящих из объемного
заряда на анод и катод.
Режим диода, при котором у катода за счет действия объемного
заряда возникает поле, ограничивающее ток анода, называют режи-
мом объемного заряда.
Начальная область анодной характеристики диода
Анодной характеристикой диода называют зависимость анодного
тока от анодного напряжения. Начальная область анодной характери-
стики диода соответствует малым анодным напряжениям — от запи-
рающего до нуля.
Электроны, преодолевшие потенциальный барьер фк при выходе из
катода, для того чтобы попасть на анод, должны преодолеть еще один
потенциальный барьер <pmin, отделяющий область ускоряющего поля
от катода. Поэтому анодный ток создается только теми электронами,
которые обладают тепловой скоростью, достаточной для преодоления
суммарного потенциального барьера Фк+фты-
Исходя из этих представлений, для определения теоретической за-
висимости анодного тока от напряжения анода можно воспользовать-
ся уравнением (8.2), подставив в него вместо высоты потенциального
барьера на границе катод—вакуум фк суммарную высоту фи+фт-1п,
220
которую преодолевают электроны, достигающие анода:
/а = Па АТ2 ехр х(<рк + <pmin) = Ie ехр x<pmin.	(8.6)
Здесь Па — поверхность анода; /е=Па/е — ток эмиссии катода.
Однако практически этим уравнением пользоваться трудно, так
как величина q>min неизвестна. Но с уменьшением положительного на-
пряжения анода (кривые 1, 2, 3, 4 на рис.8.7) минимум потенциала
приближается к аноду и при некотором отрицательном напряжении по-
падает на анод: —С/а= фтт (кривая 5 на рис. 8.7). При дальнейшем
увеличении отрицательного напряжения анода высота потенциального
барьера, который должны преодо-
леть электроны для того, чтобы по-
пасть на анод, становится равной
Фак+^а. где фак=фа—Фк ~ КОН-
тактная разность потенциала анод-
катод (обычно отрицательная), а
напряжение I t/al>l t/al и отрица-
тельно.
Рис. 8.7
Следовательно, для определения анодного тока в данном режиме,
который называют режимом тормозящего поля, в уравнении (8.6)
требуется заменить <pmin на Фак+Па:
/а = 1е ехр х (Фак + Ua) = /0 ехр хПа,
(8.7)
где /0=/е ехр х<рак — начальный ток диода (при (7а=0).
Как видно нз этого уравнения, в режиме тормозящего поля ток
и напряжение анода связаны экспоненциальной зависимостью.
Реальные анодные характеристики диода в начальной области при-
ведены на рис.8.8. При отрицательных напряжениях анода реальные
характеристики совпадают с теоретическими, но вблизи от нуля могут
отклоняться от зависимости (8.7) за счет влияния поля объемного
заряда.
Отметим, что величина контактной разности потенциалов в лам-
пах не является строго постоянной. С одной стороны, вследствие попа-
дания на анод распыляющихся с накаленного катода веществ снижает-
ся работа выхода электронов из анода сра и контактная разность потен-
циалов фак=Фа—Фк уменьшается, с другой стороны, из-за окисле-
ния этого налета на аноде работа выхода электронов может увеличи-
221
ваться. Поэтому на практике наблюдается нестабильность начальной
области анодной характеристики, которая с течением времени сме-
щается то вправо, то влево.
Теоретическая анодная характеристика диода
При сравнительно больших положительных анодных напряжениях,
когда	минимумом потенциала можно пренебречь, полагая,
что напряженность электрического поля Е равна нулю непосредствен-
но у катода, а электроны вылетают из катода с нулевой скоростью.
Возьмем плоскопараллельный диод с электродами бесконечной
протяженности. В этом случае все величины изменяются лишь от ка-
тода к аноду в направлении х, начало координат выберем на катоде.
Согласно принятому допущению,
при х=0
t/==0, Е = 0, ^1 =0,
dt |х=о
при x=d
и = иа.
Процессы в диоде описываются тремя уравнениями:
d2(7	еп ,	mv2	,,	,о т
----> ’ — — env’ -'T- = eU,	(8.8)
dx2	е0	2	v ’
где еп — плотность объемного заряда, ап — концентрация электронов
в объемном заряде.
Исключив п и v, получим
S =	(8.9)
где
Величина k является постоянной, так как в плоскопараллельном
диоде в любом сечении х плотность тока J одна и та же. Умножая вы-
ражение (8.9) на 2	, найдем
2Ш_1/2 fjg.
dx dx-	dx *
ИЛИ
£ =4fe 4(t/1/2).
dx \ dx j dx' 1
Интегрируя с учетом граничных условий, получим
t/-V4 dU = 2 Vk~dx.
Интегрируя вторично, найдем
4(/э'4=2КГх.
«5
222
Отсюда получаем соотношение между анодным током и потенциа-
лом в точке х:
4=-а-е0	(8.10)
Подставив численные значения ео=8,85-1О-12 Ф-'м и е/т=1,76х
X 1011Кл/кг, приняв x=d и соответственно U=UA, получим окончатель-
ное выражение для плоскопараллельного
диода, связывающее анодный ток в ампе-
рах и анодное напряжение в вольтах:
/а=2,33 10-вЬ-1/’/2.	(8.11)
daK
Это уравнение называют законом степе-
ни трех вторых. Оно показывает, что в
диоде связь между анодными током и нап-
ряжением нелинейная, что обусловлено
влиянием объемного заряда на электриче-
ское поле в диоде.
Катод
Рис. 8.9
Соотношение (8.11) может быть использовано
и для подсчета анодного тока в диодах с плоским
анодом, имеющих катод в виде нити, если
анода, непосредственно воспринимающую
вкой на рис. 8.9).
Закон степени трех вторых
справедлив для диодов с любой кон-
фигурацией электродов при записи
его в следующем обобщенном виде:
'а = £^/2,	<812>
величину Па определять как поверхность
электронный поток (показана штрпхо-
где g — первеанс диода, зависящий от конструкции лампы и конфигурации ее элект-
родов.
В частности, g = 2,33- Ю-6 —~ р.ля плоскопараллельного диода; g=
= 2,33- 10~6 Па для цилиндрического диода (рис. 8.10). Здесь Р2=/(га(гк) —
ТаР2
функция отношения радиуса анода га к радиусу катода гк, представленная на
рис. 8.11.
223
Реальные анодные характеристики диода
На рис. 8.12 изображены реальные анодные характеристики диода
2Д2С, снятые при двух различных напряжениях накала. Здесь же
пунктиром нанесена теоретическая характеристика, рассчитанная с
помощью соотношения (8.12)
по геометрическим размерам лампы.
Сравнение показывает, что реальные
характеристики идут более полого,
расходящимся пучком; переход в ре-
жим насыщения у реального диода
происходит плавно.
Одной из причин указанных раз-
личий теоретических и реальных ха-
рактеристик диода является неравно-
мерное распределение температуры по
катоду. Концы катода, закрепленные
в массивных траверсах, имеют более
низкую температуру, чем средняя
часть катода. Поэтому эффективная
поверхность анода оказывается мень-
ше геометрической и реальная ха-
рактеристика идет более полого, чем
теоретическая. При увеличении нап-
ряжения накала длина охлажденных концов катода уменьшается,
эффективная поверхность анода становится больше и анодная харак-
теристика располагается круче.
Неравномерное распределение температуры по катоду частично
обусловливает и плавный переход в режим насыщения, так как при
повышении анодного напряжения режим насыщения возникает снача-
ла на концах катода, где температура, а следовательно, и эмиссия
меньше, а затем на более накаленной средней части катода.
Другая причина различия теоретических и реальных характеристик
заключается в неравномерном распределении потенциала по катоду,
непосредственно накаливаемому электрическим током. Ток накала,
проходящий по такому катоду, создает падение потенциала вдоль ка-
тода, в результате потенциал анода оказывается различным относи-
тельно отдельных участков катода. Так как минус источника анодного
напряжения обычно соединяют с минусом источника напряжения
накала, то реальная характеристика вследствие падения потенциала
вдоль катода идет ниже теоретической. Особенно сильно это прояв-
ляется при малых напряжениях анода. Переход в режим насыщения
за счет падения потенциала вдоль катода происходит также не одно-
временно по всему катоду, а начиная с его отрицательного конца.
Причиной различий теортических и реальных характеристик может
являться неоднородность эмиссионных свойств поверхности катода.
На поверхности реального катода существуют участки с различной
работой выхода и, следовательно, с различной плотностью эмиссион-
ного тока. При снижении температуры катода размеры активных уча-
стков, дающих достаточную эмиссию, сокращаются и эффективная
224
п шерхность катода уменьшается, анодная характеристика идет более
палого, чем при более высоком напряжении накала. Неоднородность
поверхности катода является одной из причин плавного перехода в
режим насыщения, так как при повышении анодного напряжения на-
сыщение наступает вначале на участках, дающих меньшую эмиссию.
Вследствие плавного перехода в режим насыщения значительный
по величине восходящий участок анодной характеристики реального
диода является практически прямолинейным.
§ 8.3.	ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ДИОДА
При высокой частоте переменного анодного напряжения умень-
шается выпрямленный ток диода и возникает фазовый сдвиг между
током и напряжением. Факторами, снижающими эффективность дио-
да на высокой частоте, являются инерционность электронного потока,
междуэлектродная емкость и индуктивность выводов.
Токопрохождение в диоде при больших углах пролета
Угол пролета. Инерционность электронного потока связана с
затратой времени на пролет электронов от катода до анода. Если при-
ближенно принять, что скорость электрона в лампе изменяется линей-
но от vK=0 у катода до иа=	У анода,то средняя скорость
vCp =	= у (Уа= 3- ШХ см/с
и время пролета электронов
т = 7^-= 33-4= «с,	(8.13)
где d выражается в сантиметрах, a Ua — в вольтах.
Пример 8.1. С помощью этой формулы найдем, что, например, в диоде, имеющем
d=2 мм и U3 4 В, время полета составляет всего 3 нс.
Однако при высокой частоте за время пролета т фаза переменного
напряжения анода может существенно измениться, что сказывается
на величине и фазе анодного тока. Изменение фазы напряжения анода
за время пролета т определяется выражением
8 — ~т; = ых.	(8-14)
Эту величину называют углом пролета электрона в лампе.
Чтобы определить, при каких значениях угла пролета электронов
еще не нарушается нормальная работа диода и какова предельная ве-
личина угла пролета, рассмотрим более подробно процесс возбужде-
ния тока в анодной цепи электронами, движущимися в междуэлектрод-
ном пространстве.
8
Л° 1604
225
Наведенный ток. Вылетевшие из катода электроны, находясь в
междуэлектродном пространстве, наводят в соответствии с законом
электростатической индукции заряды на катоде и аноде. Величина
этих зарядов зависит от местоположения движущихся электронов.
Пэ мсрг приближения электронов к аноду положительный заряд на
аноде возрастает, а на катоде — уменьшается. При этом во внешней
цепи анода возникает электрический ток, обеспечивающий перерас-
пределение индуктированных зарядов и представляющий собой поток
электронов, движущихся по проводнику от анода к катоду.
Этот ток, возбужденный во внешней цепи движущимися в лампе
электронами, называется наведенным током Определить его величину
можно, исходя из мощности взаимодействия электронов и поля в лампе.
Скорость изменения кинетической энергии электрона, движущего-
ся в электрическом поле,
Так как изменение кинетической энергии электрона может прои-
зойти только за счет обмена энергией с электрическим полем, то мощ-
ность взаимодействия электрона и электрического поля Pe—evE(t).
Эта мощность расходуется источником питания и равна Па/нав.
Отсюда наведенный ток в анодной цепи, вызванный электроном, дви-
жущимся в междуэлектродном пространстве,
(8.15)
В плоскопараллельном диоде E=Ua!d и наведенный ток
______________________________еи
Сан •
Из полученных выражений вытекает, что наведенный ток обуслов-
лен процессом движения электронов в вакуумном промежутке и не
Еавчслт от того, попадают электроны на анод или нет. Более того, в
момент попадания электрона на анод, когда его скорость становится
равной нулю, наведенный анодный ток также оказывается равным
нулю.
Если весь вакуумный промежуток между катодом и анодом лампы
заполнен электронами, имеющими концентрацию п—п(х) и движущи-
мися со скоростью v=v(x), то ток в любом сечении данного промежут-
ка определяется числом зарядов, проходящих в единицу времени че-
рез это сечение:
dq Псп rfv	п
конв — — —t	Пени.
(8.16)
Этот ток называют конвекционным.
Каждый бесконечно тонкий слой dx, имеющий заряд dq—Hendx
(рис. 8.13), наводит в анодной цепи элементарный ток
di„3B=~dx = ^dx,
нав
226
и полный наведенный ток
d
1"на в = ^конв &Х.
О
(8.17)
Отсюда видно, что если конвекционный ток 1ВГНВ во всех точках
междуэлектродного пространства имеет одну и ту же величину, то
iHae=lKOHir Эт° имеет место в режиме постоянного тока и при очень
малых углах пролета. Если же угол пролета электронов в лампе ве-
лик, то плотность конвекционного тока различна в разных точках
{''наб
Рис. 8.13
междуэлектродного пространства (рис. 8.14) и наведенный ток, рав-
ный среднему значению конвекционного тока, будет меньше макси-
мального и больше минимального значений конвекционного тока.
Полагая недопустимым для нормальной работы диода угол про-
лета 2л/т>л, найдем предельную частоту диода, выше которой исполь-
зование его нецелесообразно:
/пр= •
Для рассмотренного диода, имеющего время пролета т=3 нс,
^ = ГзЛо^=166 МГц-
Влияние междуэлектродных елкосте'! и и!цуктизнэстел выводов
Практически предельная частота диода может быть еще ниже за
счет влияния междуэлектродной емкости диода анод— катод Сак, через
которую протекает емкостный ток Л„к=/'ыСач(/а.
С ростом частоты емкостный ток становится сравнимым по величи-
не с наведенным током, что приводит к уменьшению выпрямленного
тока. Очень часто ограничение частотного диапазона диода величи-
ной междуэлектродной емкости может быть более существенным, чем
ограничение, обусловленное инерционностью электронного потока.
При очень высоких частотах на свойства диода оказывает влияние
также индуктивность выводов анода £а и катода £к. Хотя индуктив-
ность выводов £п=£ат£к невелика (порядка 0,01 мкГн), индук-
тивное сопротивление их со£в с повышением частоты может оказаться
8*
227
соизмеримым с емкостным сопротивлением 1/соСак и в лампе возник-
нут резонансные явления. Частота
0 2Л КьвСак
носи г название собственной резонансной частоты диода. Максималь-
ную частоту, на которой используется диод, следует выбирать ниже
этой величины.
§ 8.4. ТИПЫ ДИЭДЭВ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
Кенотроны
стоянно, и через нее проходит
Двухэлектродные лампы применяют в устройствах питания радио-
электронной аппаратуры для выпрямления переменного тока, т. е.
для преобразования его в постоянный ток. Такие лампы называют
кенотронами.
Простейшая схема выпрямителя показана на рис. 8.15. Катод ке-
нотрона нагревается переменным током от специальной обмотки транс-
форматора. Переменное напряжение, повышенное с помощью транс-
форматора Тр до необходимой величины UT, подается через диод на
конденсатор С большой емкости. Параллельно конденсатору включена
нагрузка R, ток которой должен
быть постоянным. Периодически
напряжение анода становится поло-
жительным, тогда через диод прохо-
дят импульсы тока, подзаряжаю-
щие конденсатор. Остальную часть
периода конденсатор разряжается
через нагрузку. Так как емкость
конденсатора выбирают достаточ-
но большой, то его напряжение Uс
изменяется мало. Напряжение наг-
рузки ДПыпр"^с практически не-
постоянный ток
^выпр ^выпр
Возможности диода как выпрямителя характеризуются допусти-
мыми значениями выпрямленных тока и напряжения. Допустимое
значение выпрямленного тока определяется эмиссионной способ-
ностью катода и мощностью рассеяния анода. Выпрямленное напря-
жение ограничивается допустимым обратным напряжением диода, ко-
торое определяется электрической прочностью диода, главным образом
качеством изоляции анода. Для кенотрона принято указывать не
максимальное выпрямленное напряжение, а допустимое обратное на-
пряжение.
Маломощные кенотроны для выпрямления напряжений до 500 В
обычно выпускаются двуханодными с целью использования их в схе-
мах двухполу периодного выпрямления. Кенотроны на более высокие
228
напряжения в связи с трудностью обеспечения хорошей взаимной
изоляции анодов изготовляют одноанодными (рис. 8.16, а). У высоко-
вольтных кенотронов выпрямленное напряжение может достигать со-
тен киловольт.
Рис. 8.16
Для питания анодов кинескопов, где требуются высокое выпрям-
ленное напряжение (десятки киловольт) и малый ток (десятки микро-
ампер), применяют специальные кенотроны, выпрямляющие импульс-
ные токи повышенной частоты, вырабатываемые генераторами строч-
ной развертки в телевизоре. Эти кенотроны (рис. 8.16, 6) имеют мало-
мощный катод и малую междуэлектродную емкость.
Высокочастотные диоды
Двухэлектродные лампы используют также для преобразования
высокочастотных колебаний (детектирование, модуляция, преобразо-
вание частоты). Эти лампы принято называть высокочастотными дио-
дами.
Простейшая схема диодного детектора, служащего для преобразо-
вания высокочастотного сигнала в низкочастотный, представлена на
рис. 8.17.
При приеме радиотелефонной передачи в колебательном контуре
имеется высокочастотное напряжение с переменной амплитудой, а
через диод и конденсатор С проходят импульсы выпрямленного тока.
229
При пе очень большой емкости конденсатора напряжение на нем и на
нагрузке /? изменяется по тому же закону, что и огибающая высоко-
частотного сигнала, т. е. выделяется низ-
кочастотный сигнал.
Детектирование осуществляется на
низких уровнях мощности, при малых
токах и напряжениях, поэтому детек-
торные диоды отличаются небольшими
размерами электродов. В связи с тем что
эти лампы работают на высоких часто-
тах, междуэлектродные емкости у них
быть небольшими. Часто их изготовляют в виде двойных дио-
помещены две двухэлектродные си-
стемы (рис. 8.18).
должны
дов, у которых в одном баллоне
Рис. 8.19
Сверхвысокочастотные диоды
Для диодов, применяемых на
сверхвысоких частотах, характер-
ны: малая емкость Сак, получае-
мая предельно возможным умень-
шением размеров катода и анода;
небольшое время пролета, обеспе-
чиваемое возможно большим сбли-
жением электродов; малая индук-
тивность выводов, получаемая уме-
ньшением их длины.
Диоды для сверхвысоких ча-
стот имеют коаксиальную или ди-
сковую конструкцию выводов, обес-
печивающую непосредственное
включение лампы в резонатор или
волновод (рис. 8.19). Такие диоды
находят применение до частот по-
рядка десятка гигагерц.
ГЛАВА 9
ТРЕХЭЛЕКТРОДНЫЕ ЛАМПЫ
§ 9.1. ЭЛЕМЕНТАРНАЯ ТЕОРИЯ ТРИОДА
Устройство и принцип действия триода
Трехэлектродная лампа, пли триод, представляет собой высоко
вакуумный электронный прибор, у которого между анодом и катодом
помещен имеющий вид спирали либо решетки электрод, называемый
сеткой (рис. 9.1).
Основная схема включения триода показана на рис. 9.2. Анод
имеет положительный относительно катода потенциал, а сетка — от-
рицательный или положительный. Резуль-
тирующее поле у катода в этой лампе сла-
гается из ускоряющего поля анода, тор-
мозящего или ускоряющего поля сетки. Как
и в диоде, у катода под действием объемно-
Рис. 9.1
го заряда образуется минимум потенциала, определяющий катод-
ный ток в соответствии с соотношением (8.6):
/к = Ie ехр x<pmin
(9-1)
Но этот минимум зависит также от напряжения сетки. При отри-
цательном напряжении сетки ее поле тормозит вылетающие из катода
электроны, объемный заряд у катода возрастает и минимум потенциа-
ла увеличивается, благодаря чему уменьшается поток электронов, про-
ходящих через этот минимум на анод.
Возможность управления анодным током путем изменения напря-
жения сетки является основной особенностью триода. Важное пре-
имущество триода заключается в том, что управление током в этой лам-
пе происходит практически безынерционно вплоть до очень высоких
частот. Последнее объясняется тем, что электроны, имеющие малую
231
массу, приобретают под действием электрического поля в лампе боль-
шую скорость и преодолевают междуэлектродное пространство за
очень короткое время, благодаря чему изменения тока почти без за-
держки следуют за изменениями сеточного напряжения.
Мощность, затрачиваемая в сеточной цепи на управление анодным
током, обычно значительно меньше мощности переменной составляю-
щей тока в анодной цепи, следовательно, триод обладает способностью
усиливать колебания.
Эти качества триода и обусловили его широкое применение.
Электрическое поле в триоде
Чтобы изучить процесс управления анодным током в триоде, не-
обходимо иметь данные об электрическом поле, определяющем харак-
тер движения электронного потока в лампе.
На рис. 9.3 показаны эквипотенциальные линии электрического
поля в триоде плоскопараллельной конструкции при различных на-
пряжениях сетки и постоянном напряжении анода, полученные для
случая, когда в лампе отсутствует объемный заряд (катод не накален).
На рис. 9.4 приведены соответствующие графики распределения по-
тенциала в сечении 1—1 от катода к аноду, проходящем посередине
между витками сетки, и в сечении 2—2, проходящем через виток сетки.
Из этих рисунков следует, что электрическое поле в области сетки
является неоднородным. Его структура определяется формой ячеек
сетки и зависит от потенциалов электродов. По мере удаления от вит-
232
ков неоднородность поля быстро ослабевает и в непосредственной бли-
зости от катода и анода поле практически однородно при всех значе-
ниях напряжения сетки — от положительного до запирающего. Одна-
ко однородное поле у катода может быть получено лишь при достаточ-
но густой сетке: шаг витков сетки ие должен превышать удвоенного
Рис. 9.4
расстояния сетка—катод. На практике стремятся получить именно та-
кую конфигурацию поля у катода, потому что она обеспечивает рав-
номерный отбор тока от катода и резкое запирание лампы, но в совре-
менных лампах, имеющих очень малое расстояние сетка—катод, сделать
сетку достаточно густой не всегда удается и поле у катода оказывается
неоднородным.
Напряженность электрического поля у катода, определяющая ве-
личину катодного тока, существенно зависит от потенциала сетки.
При большом отрицательном напряжении сетки (рис. 9.3, а и 9.4, а)
у катода создается тормозящее поле. При нулевом напряжении (рнс.
9.3, б и 9.4, б) поле катода является ускоряющим. При положительных
напряжениях сетки (рис. 9.3, о, г и 9.4, в, г) ускоряющее поле у катода
возрастает еще больше.
Если витки сетки достаточно тонкие, а форма поверхности, обра-
зованной ими, совпадает с формой эквипотенциальных поверхностей
поля в диоде, полученном путем удаления сетки из триода, то при
определенном значении потенциала сетки картина поля в триоде имеет
такой же вид, как и при отсутствии сетки (рис. 9.3, в и 9.4, е). Это зна-
чение потенциала сетки называют нормальным потенциалом.
В плоскопараллельном диоде при отсутствии объемного заряда по-
тенциал в междуэлектродном пространстве изменяется по линейному
закону U ах. Исходя из этого, можно найти, что нормальный потен-
циал сетки
л
<Л.1фм=^£Л>.	(9-2)
иак
где dCK — расстояние сетка—катод; d3K — расстояние анод—катод.
В общем случае можно написать, что нормальный потенциал сетки
ПН,„.Ч = ПЛ,	(9.3)
где £ —коэффициент, зависящий от конструкции лампы. В частности,
для плоскопараллельной конструкции Н г/ак dCK.
233
Рассмотренные примеры электрического поля в плоскопараллель-
ном триоде соответствуют случаю, когда объемный заряд в лампе от-
сутствует (катод не накален). При наличии объемного заряда распре-
деление потенциала в лампе изменяется:
у катода появляется минимум потенциа-
ла, так же как в диоде; распределение
потенциала становится нелинейным, по-
тенциал всюду снижается (рис. 9.5).
Приравнивая выражения (8.10) и
(8.11), найдем, что в плоскопараллель-
ном диоде в режиме объемного заряда
потенциал в междуэлектродном прост-
ранстве изменяется по закону.
H = (/a(x4K)V3.	(9.4)
Отсюда нормальный потенциал сетки в триоде
^норм — Uа (^ск/^ак)4/3 •	(9-5)
Сравнивая выражения (9.5) и (9.2), видим, что объемный заряд
уменьшает нормальный потенциал сетки и в данном случае коэффициент
S выражается отношением
£ = (<*акЧк)4/3.	(9.6)
Действующее напряжение
Как было установлено, электрическое поле у катода в триоде прак-
тически однородно. Поэтому можно полагать, что оно создается не
совместным действием анода и сетки, а действием одного сплошного
электрода, расположенного в плоскости сетки. Иначе говоря, для
расчета катодного тока триод можно заменить эквивалентным дио-
дом. Анодное напряжение эквивалентного диода, при котором катод-
ные токи ламп равны, называют действующим напряжением.
Для нахождения величины действующего напряжения используем
то обстоятельство, что при равных токах напряженность электричес-
кого поля у катода в эквивалентном диоде и в триоде должна быть
одинаковой, а при равных напряженностях должны быть равны и за-
ряды на электродах.
Заряд на катоде триода
<7г = ^ск6/c + CiKU а,	(9.7)
где Сск — емкость сетка — катод; Сак — емкость анод — катод.
Емкости выводов в величины Сск и Сак здесь не входят.
Заряд на катоде эквивалентного диода
?Д = С(/Д,	(9.8)
где С — емкость анод—катод эквивалентного диода.
231
Так как, по условию, ?Д=<7Г, то
Ct/„==CCKt/c + CaKt/a.	(9.9)
Для определения емкости С рассмотрим случаи, когда потенциал
сетки равен нормальному потенциалу: Пс=С/а g. При этом
действующее напряжение Ua= Uc = Ua Е. Отсюда
С = Сск + £Сак.	(9.10)
Хотя соотношение между емкостью эквивалентного диода С и ем-
костями триода Сск и Сак найдено для частного случая, когда Uc =
= Пнорм, оно остается справедливым и при любых других значениях на-
пряжения, так как емкости при отсутствии объемного заряда не зави-
сят от напряжений.
Подставив соотношение (9.10) в (9.9), найдем
Введя обозначение
D-CaK/CCK,	(9.12)
получим выражение для действующего напряжения:
=	(9-13>
Величина D называется проницаемостью сетки. Она определяет
соотношение составляющих электрического поля у катода, создавае-
мых анодом и сеткой. Проницаемость зависит от экранирующего дей-
ствия сетки, т. е. от ее густоты. Так, например, в плоскопараллельном
триоде с сеткой из тонкой проволоки (диаметр витков 6<0,1/г) прони-
цаемость сетки определяется выражением
(9.14)
из которого видно, что проницаемость снижается при уменьшении шага
витков сетки h и увеличении диаметра ее витков 6, т. е. густоты сетки.
Проницаемость уменьшается и при увеличении расстояния от анода
до сетки dac. Практически проницаемость сетки D имеет величину по-
рядка 0,01—0,1.
Закон степени трех вторых
Теория триода, основанная иа представлении о действующем на-
пряжении, была разработана независимо Г. Баркгаузеном и М. А.
Бонч-Бруевичем. Катодный ток эквивалентного диода в режиме объ-
емного заряда можно найти с помощью уравнения (8.12):
4 =	(9 15)
В силу эквивалентности ламп это выражение определяет и катод-
ный ток триода. Для плоскопараллельного триода
2 = 2,33-10-°^- .	(9.16)
“СК.
235
Окончательно получаем
7К =2,33 10-»—-----П*—(C/c + DL/a)3'2,	(9.17)
dcK(l+sD)32
ИЛИ
/к=^(^с + ^а)3-2-	(918)
Здесь
2 ЧЧ. Ю~СП
gr =	, ,п.ч,32—первеанс триода.
dCi< (I + eD)
Отметим, что закон степени трех вторых определяет лишь суммар-
ный ток катода, распределяемый затем между сеткой и анодом. При
отрицательном напряжении сетки, когда сеточного тока нет, закон
степени трех вторых определяет анодный ток.
§ 9.2.	СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРИОДА
Условимся считать напряжение накала постоянным, тогда анодный
п сеточный токи будут являться функциями двух переменных — анод-
ного и сеточного напряжений:
/a=f(t/c; t/a). /с=/(^с! ^а).	(9-19)
Практически эти зависимости удобно представлять в виде функций
одной переменной, считая вторую независимую переменную постоян-
ным параметром режима. Выбирая в качестве постоянного параметра
режима напряжение сетки t/c=const, получим семейства выходных
(анодных) характеристик /а=/(Па) и сеточно-анодных характеристик
Zc-7(t/a).
Если в качестве постоянного параметра режима выбрать напря-
жение анода, то получим семейство передаточных (анодно-сеточных)
характеристик /a=f(£7<J.
Подобным образом для сеточного тока получаем семейство входных
(сеточных) характеристик Ic= f(Uc) при t/a=const.
Очевидно, для практических расчетов достаточно иметь одно из
семейств характеристик анодного тока, так как они взаимозаменяемы,
и одно из семейств характеристик сеточного тока, которые также взаи-
мозаменяемы.
Характеристики триэда при отрицательных напряжениях сетки
Выходные характеристики. При отрицательных напряжениях сет-
ки все электроны, преодолевшие минимум потенциала у катода, устрем-
ляются на анод. При этом анодный ток можно вычислить по закону
степени трех вторых (9.17), положив /к=/а:
/a=gT(t/c + ^a)3/2-	(9.20)
При фиксированных значениях напряжения сетки эта зависимость
определяет выходные характеристики триода. Если напряжение сетки
равно нулю, то анодная характеристика (рис. 9.6) идет из начала
236
координат. При отрицательном напряжении сетки ток в анодной цепи
появляется лишь при таком напряжении анода, при котором создан-
ное им ускоряющее поле в прикатодной области превышает тормозя-
щее поле, созданное там же напряжением сетки. Анодное напряжение
1/а0, при котором появляется ток в анодной цепи, найдем из закона
степени трех вторых, положив /а=0:
t/a0 = -t/c/D.	(9.21)
Чем больше отрицательное напряжение сетки, тем сильнее вправо
сдвигается выходная характеристика. Если напряжение сетки изме-
нить на At/C, то, как следует из закона степени трех вторых (9.20),
все точки выходной характеристики сдвинутся по оси напряжений на
одну и ту же величину ДС/а=—&UC/D.
Передаточные характеристики. Передаточные характеристики
триода, определяемые зависимостью (9.20), представлены на рис. 9.7.
Чем больше анодное напряжение, тем сильнее характеристика сдви-
нута влево. Напряжение сдвига передаточной характеристики, как
следует из соотношения (9.20),
ДС/с = — ПД(/а.
Запирающее напряжение сетки (напряжение отсечки анодного то-
ка) в соответствии с выражением (9.21)
^с.отс = -О(/а.	(9.22)
Отклонения реальных характеристик от теоретических. Реальные
характеристики триода в основном соответствуют теоретическим, но
они более криволинейны, имеют непостоянный сдвиг и менее резкую
отсечку анодного тока (рис. 9.8). Отклонения вызываются рядом при-
чин, некоторые из них (неравномерное распределение температуры по
катоду, неоднородность катода, контактная разность потенциалов)
проявляются и в двухэлектродной лампе, часть — специфична для
триода. К последним относится прежде всего неоднородность поля
237
сетки в прикатодной области, особенно в лампах с редкой сеткой
(/i>2d,.).
В таких лампах при отрицательном напряжении сетки электроны
движутся ст катода не равномерным потоком, а в большем количестве
с участков между витками сетки, подвергающихся более сильному воз-
действию поля анода (рис. 9.9). При повышении отрицательного на-
пряжения сетки размер эмиттирующих островков на катоде умень-
шается и анодный ток падает. При этом лампа запирается не сразу по
всему катоду, а постепенно, в результате на характеристике образует-
ся «хвост», показанный пунктиром на рис. 9.7. Вследствие «островко-
вого» эффекта проницаемость сетки становится переменной, увеличи-
ваясь с повышением отрицательного напряжения сетки.
С ростом анодного напряжения проницаемость сетки по той же
причине уменьшается, а анодный ток вследствие этого возрастает мед-
леннее, чем по закону степени
трех вторых при постоянной про-
ницаемости. Это приводит к то-
му, что при больших отрицатель-
ных напряжениях сетки анод-
ные характеристики идут веером
(см. рис. 9.8). Чем выше отрица-
тельное напряжение сетки, тем
сильнее этот эффект и тем более
пологими становятся анодные
характеристики.
Непостоянство проницаемости сетки может вызываться неравно-
мерностью шага ее витков, обусловленной производственными дефек-
тами, и действием траверс сетки, вблизи которых эффективная густота
сетки выше, чем вдали от них.
Если сетка не закрывает концы катода, то возможно появление
краевого эффекта, заключающегося в том, что часть электронов попа-
дает на анод в обход сетки, создавая неуправляемую составляющую
анодного тока. Это явление также приводит к удлинению «хвоста»
характеристики.
238
Начальный ток сетки
При пулевом напряжении сетки в ее цепи протекает ток, обуслов-
ленный электронами, вылетающими из катода с достаточно большими
начальными скоростями. Эти электроны, попадая на сетку, создают
сеточный ток. При увеличении отрицательного напряжения сетки чис-
ло электронов, которые могут преодолеть
ее тормозящее поле, падает и электронный
ток уменьшается (кривая 1 на рис. 9.10).
По аналогии с выражением (8.7) можно
написать следующее соотношение для тока
сетки, обусловленного начальными ско-
ростями электронов, эмиттируемых като-
дом:
IcnexpztUc, (9.23)
где 1СО = (1—а) /еехр zq€K — начальный
ток сетки (при t/c=0); 1—а—коэффици-
ент перехвата электронов сеткой, завися-
щий от густоты сетки и расстояния ее от
катода; <рск — контактная
разность потенциалов сетка — катод.
При работе лампы испаряющиеся с катода активирующие вещест-
ва, например барий, могул оседать на поверхности сетки, изменяя ее
работу выхода. В то же время вследствие нагрева сетки может проис-
ходить и обратный процесс — очистка ее от активирующих веществ и
загрязнений. Под влиянием этих процессов с течением времени изме-
няется контактная разность потенциалов <рск, поэтому положение
входной характеристики триода в начальной области оказывается не-
устойчивым.
В лампах с оксидными катодами косвенного накала начало вход-
ной характеристики из-за нестабильности контактной разности потен-
циалов сетка — катод может смещаться в широких пределах: от +0,5
до —2 В, что сказывается на стабильности параметров лампы.
В лампах с прямонакальными катодами сетка обычно соединяется
с отрицательным выводом катода и при нулевом внешнем напряжении
(t/c=0) имеет отрицательный потенциал относительно катода, так как
катод неэквипотенциален. Поэтому в таких лампах входная характе-
ристика имеет сдвиг вправо, начинаясь при небольшом положительном
напряжении сетки, меньшем напряжения накала (кривая 2 на рис.
9.10).
Обратный ток сетки
Ионный ток. Одной из причин возникновения обратного тока
сетки является ионизация остаточного газа, которая всегда имеет
место при высоких ускоряющих напряжениях анода. Положительные
ионы, образующиеся в междуэлектродном пространстве, устремляются
в сторону отрицательно заряженных электродов, в том числе на сет-
ку. На поверхности сетки ионы рекомбинируют с электронами, прев-
£39
ращаясь в нейтральные атомы, диффундирующие вновь в разрядное
пространство. Взамен электронов, потерянных сеткой вследствие ре-
комбинации, в нее из внешней цепи поступают новые электроны, воз-
никает ток, направленный навстречу току сетки, обусловленному на-
чальными скоростями электронов, эмиттированных катодом. Его на-
зывают ионным током сетки.
Ионный ток сетки определяется числом возникающих в лампе по-
ложительных ионов, которое зависит от плотности остаточного газа,
величины анодного тока, конструкции лампы и свойств наполняющего
ее газа:
7CI=Gv/a.	(9.24)
Величину Gv называют коэффициентом вакуума. В хорошо отка-
чанных лампах она имеет порядок 10-5—10“®.
Термоток. При большой мощности накала катода, близком распо-
ложении сетки от катода, перегреве сетки тепловым излучением анода
возникает термоток сетки. Для уменьшения термотока стремятся сни-
зить температуру сетки с помощью массивных, хорошо отводящих теп-
ло траверс и радиаторов, а также путем улучшения теплоизлучения.
Иногда для уменьшения термотока сетку покрывают золотом. В этом
случае барий, испаряющийся с катода и осаждающийся на поверх-
ности сетки, быстро диффундирует в глубь покрытия, не вызывая сни-
жения работы выхода сетки. Золото имеет значительную работу вы-
хода (4,99 эВ), поэтому термоток сетки получается небольшим.
Ток утечки. Несовершенство изоляции сетки, в первую очередь
относительно анода, вызывает появление еще одной составляющей об-
ратного тока сетки — тока утечки. Он зависит от сопротивления изо-
ляции сетки и разности потенциалов сетка — анод:
=	(9.25)
^из
В исправных лампах сопротивление изоляции /?1|3 достигает 200 МОм
и более, но со временем оно может снизиться вследствие напыления
на изоляцию активирующих веществ с катода, газопоглотителя и ме-
талла электродов. В этом случае ток утечки может стать недопустимо
большим.
Характеристики триода при положительных напряжениях сетки
При положительных напряжениях сетки катодный ток триода рас-
пределяется между сеткой и анодом, при этом
4 = Л+ 4-	(9.26)
Закономерности токораспределения при положительных напряже-
ниях сетки можно уяснить из передаточных (анодно-сеточных) харак-
теристик триода (рис. 9.11). При повышении положительного сеточ-
ного напряжения вначале наблюдается увеличение анодного тока, но
затем при анодный ток замедляет рост и, достигнув максимума,
начинает уменьшаться; сеточный ток продолжает возрастать.
240
Зависимость сеточного тока от анодного напряжения хорошо вид-
на на сеточно-анодных характеристиках триода (рис. 9.12). Сеточный
ток имеет максимальное значение при нулевом напряжении анода, а с
увеличением анодного напряжения он падает вначале относительно
быстро, а затем при U^>UZ — более медленно. Анодный ток при уве-
личении анодного напряжения от нуля резко возрастает, а при Па>
Z>Uz рост его становится более медленным.
Рис. 9.11
Анализ рассмотренных характеристик приводит к выводу о том,
что в триоде при положительном напряжении сетки существуют два
режима токораспределения, подчиняющихся различным закономерно-
стям: один (режим перехвата электронов) — при напряжениях сетки,
меньших анодного, когда с превышением сеточного напряжения воз-
растают оба тока — анодный и сеточный; другой (режим возврата
электронов) — при напряжениях сетки, больших анодного, когда с
повышением сеточного напряжения возрастает только ток сетки, а
анодный ток уменьшается.
Распределение токов между электродами зависит от траекторий
движения электронов, которые определяются структурой электричес-
кого поля в междуэлектродном пространстве. Но в соответствии с тео-
ремой подобия электрических полей структура поля не нарушается,
если потенциалы всех электродов изменить в одинаковое число раз.
Поэтому можно ожидать, что при пропорциональном изменении напря-
жений относительная доля электронов, попадающих на тот или иной
электрод, не будет изменяться, т. е. распределение электронов должно
определяться не абсолютным значением напряжений электродов, а их
отношением
£-/(£).	(9.27)
При небольших плотностях объемного заряда, когда его влияние
на поле в лампе невелико, эта общая закономерность токораспределе-
ния подтверждается экспериментально.
Распределение катодного тока в режиме перехвата электронов.
Траектории движения электронов в триоде при положительных напря-
241
жениях сетки, меньших анодного, показаны на рис. 9.13. В этом ре-
жиме сеточный ток образуется электронами, которые перехватываются
витками сетки на пути от катода к аноду.
Отношение токов р=/а//с называется коэффициентом токораспре-
деления. Он определяется соотношением
=	=	,	(9.28)
1с 64	6 Рб \UcJ
где Jh, Je — плотности тока в просвете сетки и под витками соответст-
венно; pftPc, vh, t’e — плотности объемного заряда и скорости элект-
ронов там же, C=(h—6)/6c,f«.
Распределение катодного тока в режиме возврата электронов.
Траектории движения электронов в триоде при напряжениях сетки,
больших анодного, показаны на рис. 9.14. В этом режиме значительное
число электронов, пролетев сетку, не достигает анода, а возвращается
обратно к сетке.
Возврат электронов обусловливается двумя обстоятельствами:
1) между анодом и сеткой создается тормозящее поле, стремящееся
вернуть электрон, движущийся к аноду, обратно к сетке; 2) в области
неоднородного поля сетки электрон
получает ускорение в направлении
близлежащего витка сетки, в резу-
льтате его траектория отклоняется
в сторону витка и составляющая
скорости, направленная в сторону
анода, уменьшается настолько, что
может оказаться недостаточной для
преодоления тормозящего поля ано-
да. Под действием указанных фак-
торов электрон, двигаясь по пара-
болической траектории, постепенно
теряет направленную к аноду ско-
рость, изменяет направление дви-
жения на обратное и возвращается
к сетке.
Чем меньше анодное напряжение, тем большее число электронов
тормозится перед анодом и возвращается к сетке, тем меньше анодный
ток.
212
В режиме возврата между сетксн и аподем создается значительный
объемный заряд, обусловливающий возникновение минимума потен-
циала (рис. 9.15). При этом увеличивается высота барьера, который
должны преодолевать электроны, поступающие на анод, следовательно,
возрастает возврат электронов к сетке. С ростом анодного тока мини-
мум потенциала снижается до нуля (рис. 9.16).Поверхность нулевого
потенциала называют виртуальным катодом (ВК).
Режим возврата (особенно при виртуальном катоде) для практи-
ческого использования лампы неблагоприятен, так как при этом резко
возрастает сеточный ток и работа лампы становится неэффективной.
§ 9.3.	ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ТРИОДА
Дифференциальными параметрами называют величины, связываю-
щие малые приращения токов и напряжений в электронном приборе.
Критерием малости приращений является наличие линейной зависи-
мости между ними, иначе говоря, независимость параметров от вели-
чины приращений.
Дифференциальные параметры называют статическими, если их
определяют в статическом режиме (через разности соответствующих
величин для двух близких статических режимов).
Рассмотрим случай, когда напряжение сетки отрицательно, следо-
вательно, сеточный ток практически равен нулю. Анодный ток при
постоянном напряжении накала является функцией двух переменных —
напряжения сетки и напряжения анода:
Ua).	(9-29)
Запишем выражение для полного дифференциала:
+	(9.30)
Частные производные в этом выражении определяют приращения
тока при изменении напряжений электродов и поэтому могут быть
взяты в качестве дифференциальных параметров триода.
Статическими параметрами триода являются: S—dIJdUc — кру-
тизна; GaK=dla'dUa — выходная проводимость. Использовав эти обо-
243
значения, получим
dIa = SdUc + GaKdUa.	(9.31)
Рассматривая приращения независимых переменных dUa и dUc
как малые гармонические переменные напряжения с амплитудами Uma
и Umc, найдем, что в диапазоне низких частот, когда не сказывается
влияние междуэлектродных емкостей, индуктивностей вводов и инер-
ции электронов, приращение dla будет представлять собой также гар-
моническое колебание с амплитудой 1та;
ima = SUmc + GaKUma.	(9.32)
Крутизна
Как и в полевых транзисторах, крутизна S=dIa/dUc характери-
зует управляющее действие, в данном случае сетки, и численно рав-
на величине изменения анодного тока, приходящейся на 1 В измене-
ния сеточного напряжения при постоянном напряжении анода. Вы-
ражается крутизна в миллиамперах на вольт или в микроамперах на
вольт. Название этого параметра обусловлено тем, что он показы-
вает, насколько круто поднимается передаточная характеристика
лампы.
Зависимость крутизны от конструкции лампы можно найти с по-
мощью закона степени трех вторых (9.17), если ограничиваться слу-
чаем отрицательного напряжения сетки. Взяв производную от тока
по напряжению сетки, получим
S = -J.2,33. 10-° 4к(, (Uc + DUay»t	(9.33)
или
+ -
Формула показывает, что крутизна возрастает при увеличении
размеров электродов и уменьшении расстояния сетка — катод. Так как
размеры электродов обычно определяются мощностью лампы, то основ-
ным способом увеличения крутизны является приближение сетки к
катоду. Обычно крутизна у маломощных ламп имеет величину поряд-
ка 5—10 мА/В.
В некоторых современных лампах расстояние сетка— катод состав-
ляет всего 10—15 мкм и крутизна может доходить до 50 мА/B. Даль-
нейшее уменьшение этого расстояния связано с большими технологи-
ческими трудностями.
Из соотношения (9.33), а также из характеристик рис. 9 8 выте-
кает, что с повышением анодного напряжения и снижением отрица-
тельного напряжения сетки крутизна характеристики возрастает.
При переходе в область положительных напряжений сетки рост анод-
ного тока замедляется вследствие появления сеточного тока (см. рис.
9.11), при этом крутизна начинает уменьшаться.
244
Крутизна характеристики зависит и от накала катода. Поверх-
ность реального катода неоднородна, на ней существуют участки с
различной работой выхода и, следовательно, с различной плотностью
эмиссионного тока. При снижении температуры катода уменьшаются
размеры активных участков, дающих достаточною эмиссию, и эффектив-
ная поверхность катода сокращается. Это приводит в соответствии с
выражением (9.33) к уменьшению крутизны. В лампах с прямонакаль-
ными катодами уменьшение эффективной поверхности катода при сни-
жении его температуры связано также с возрастанием длины охлаж-
денных концов.
Зависимость крутизны характеристики от напряжения накала может
обусловливаться сопротивлением катодного покрытия гк, которое
включено одновременно в сеточную и анодную цепи, что приводит к
уменьшению крутизны:
При снижении температуры катода сопротивление катодного по-
крытия возрастает и крутизна уменьшается. В лампах, имеющих
очень малое расстояние сетка—катод, зависимость крутизны от на-
пряжения накала может быть вызвана также изменением местоположе-
ния и высоты минимума потенциала при изменении температуры ка-
тода.
Выходная проводимость
Из закона степени трех вторых (9.20) получаем, что при UC^.O вы-
ходная проводимость триода
=4 gt(^c + DUay *-D.	(9.35)
Сравнивая с выражением (9.33), видим, что при Uc^0
GaK = SD.	(9.36)
Помимо выходной проводимости лампы часто используют обратную
ей величину — внутреннее сопротивление:
Ri = MGaK.	(9.37)
Из формулы (9.36) следует, что внутреннее сопротивление лампы
тем меньше, чем больше ее крутизна и проницаемость. Обычно внут-
реннее сопротивление трехэлектродных ламп составляет 1—100 кОм.
Из соотношения (9.35) вытекает зависимость внутреннего сопро-
тивления лампы от режима. Поскольку проницаемость сетки опреде-
ляется отношением междуэлектродных емкостей и в первом прибли-
жении не зависит от напряжений анода и сетки, изменение внутрен-
него сопротивления лампы при изменении режима обратно пропорцио-
нально изменению крутизны: 7?i=const,5.
245
Коэффициент усиления
Для сравнительной оценки воздействия сеточного и анодного на-
пряжений на анодный ток вводят еще один параметр — коэффициент
усиления лампы р, равный отношению приращений напряжений анода
dUa п сетки dUc, вызывающих одинаковое приращение анодного то-
ка. Коэффициент усиления показывает, во сколько раз приращение
напряжения анода больше, чем равноценное по воздействию на анод-
ный ток приращение напряжения сетки.
При определении коэффициента усиления р приращения напряже-
ний анода и сетки обычно берут с противоположным знаком, так, что-
бы результирующее приращение анодного тока было равно нулю.
Тогда
p = -^-|ra=const •	(9.38)
При отрицательном напряжении сетки коэффициент усиления свя-
зан с проницаемостью D простой зависимостью, которую нетрудно
найти из закона степени трех вторых (9.20)
/а^^с + ^а)3'2.
Приращение анодного тока при изменении анодного и сеточного
напряжений
dla =4gr(t/c + D(/a)1'2(rft/c + Mt/a).
Если приращения dUQ и dUa имеют такую величину, что dIa=0, то
dUc + DdUa = 0,
или
Отсюда в соответствии с выражением (9.38) находим, что при t/c^0
О = 1/ц.	(9.39)
Так как, по определению, £>=-Сак/Сск, то р=Сск/Сак, следователь-
но, коэффициент усиления лампы тем выше, чем меньше емкость
анод—катод, т. е. чем гуще сетка.
Так же как и проницаемость сетки D, коэффициент усиления слабо
зависит от режима, но при напряжении сетки, близком к запирающе-
му, он снижается вследствие проявления «островкового» эффекта
(см. рис. 9.9).
Уменьшение коэффициента усиления имеет место и при переходе
в область положительных напряжений сетки, где его величина зави-
сит не только от проницаемости сетки D, но и от процессов токорас-
пределения. В связи с этим при положительных напряжениях сетки
р<1/О. От напряжения накала коэффициент усиления почти не за-
висит.
24 G
Статические параметры триода р, S, 7?г связаны между собой про-
стым соотношением. В соответствии с выражениями (9.31) и (9.37)
dIa = SdUc + ±dU3.
Возьмем приращения напряжении dUc и dUa такими, что dIa=0,
т. е.
SdUc+4~dUa = 0.
с Ri а
Тогда
Отсюда в соответствии с формулой (9.38) находим, что
p = S/?z.	(9.40)
Определение параметров по характеристикам
Заменим бесконечно малые приращения в формулах, определяющих
параметры триода, малыми конечными приращениями:
с А/;
At7
Р _АД
U =const »
а	А/ .
.	..	А1Д
Рс=сопД, Ц-	At/c
а =const •	(9.41)
1а,мА
ВО -
6М5Л-Е
250 иа,В
50	100	150
Рис. 9.17
0=6,3 В -
40
30
20
10
Эти приращения можно найти по характеристикам, для чего через
точку А (рис. 9.17), в которой должнк быть вычислены параметры,
проводят вертикальную и горизонтальную линии до пересечения с
соседней характеристикой.
Полученные отрезки АВ и АС
определяют приращения
ДДа и Д/а. Приращение Д(7С
находят как разность напря-
жений сетки, при которых
сняты рассматриваемые сосед-
ние характеристики. Поделив
затем найденные приращения
одно на другое в соответст-
вии с соотношением (9.41),
получим параметры данной
лампы.
Определяемые по характеристикам величины представляют собой
усредненные значения параметров в некотором интервале изменения
переменных. Чем меньше приращения величин, тем ближе найденные
значения параметров к истинным. Для получения более точных ре-
зультатов необходимые для расчета приращения следует брать в обе
стороны от заданной точки (т. е. и по ДД£Д).
0
247
§ 9.4.	ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА ТРИОДА
Влияние междуэлектродных емкостей
Проводимость триода на высокой частоте. С ростом частоты ста-
новится значительной роль емкостных токов. Поэтому при анализе
работы триода на высоких частотах нужно учитывать его между-
электродные емкости: сетка — катод (Сск), анод — катод (Сак) и
анод — сетка (Сас). Междуэлектродные емкости триода зависят от
размеров электродов и расстояний между ними, а также от длины вы-
водов, их взаимного положения и степени экранирования. В маломощ-
ных триодах они составляют 1—10 пФ, в мощных триодах, размеры
электродов у которых значительно больше, емкости доходят до 50—
100 пФ.
Величины емкостен изменяются в небольшой степени при прогре-
ве лампы вследствие изменения размеров электродов, расстояний меж-
ду ними н диэлектрической проницаемости изоляторов. Емкости за-
висят от объемного заряда в лампе, изменяю-
щего распределение потенциала в междуэле-
ктродном пространстве. Наиболее сильно из-
меняется емкость сетка—катод, которая при
включении накала может возрасти на40—50%.
Эта емкость существенно зависит и от напря-
жения сетки (рис. 9.18). При повышении
отрицательного напряжения сетки происхо-
дит перераспределение объемного заряда на
участке сетка—катод, его величина уменьша-
ется, поэтому емкость Сск падает.
Емкость сетка—катод Сск создает реак-
тивную проводимость о» Сск во входной це-
пи, она является главной составляющей
входной емкости лампы.
Емкость анод—катод Сак вызывает появле-
ние реактивной проводимости ©Сак в выходной цепи и является ос-
новной составляющей выходной емкости лампы.
Емкость анод—сетка Сас обусловливает связь между входной и
выходной цепями лампы, поэтому ее называют проходной емкостью.
На высоких частотах, когда становится заметным влияние рассмот-
ренных емкостей на работу лампы, проводимости триода перестают
быть чисто активными, как на низких частотах, и становятся комплекс-
ными величинами. Обозначив для удобства входные ток и напряжение
индексом 1, а выходные — индексом 2, по аналогии с (5.4), (5.5) мож-
но записать уравнения, связывающие малые гармонические колеба-
ния напряжений и токов в триоде на высоких частотах:
il — У UU 1 + У 12^2»
/г = Е2А + ^2-
(9.42)
248
Здесь
л- Л
гп = —	— входная проводимость триода;
Ui i72=o
,л Л
У,2 = —	— выходная проводимость триода;
U2 б,= о
= ~	— проводимость прямой передачи триода (крутизна);
и± й2=о
о— проводимость обратной передачи триода.
г,,=4
Учитывая влияние емкостей лампы, можно записать следующие
выражения для этих проводимостей:
входная проводимость
У it = GCK + /<о (Сск4-Сак),
(9.43)
причем 6ск=0, если лампа работает без сеточного тока;
выходная проводимость
У22 = 6аК + /<'>(Сак + Сас);	(9.44)
проводимость обратной передачи
У12 = /®Сас .
(9.45)
Знак минус учитывает, что направление тока сетки, вызванного
положительным анодным напряжением, противоположно направле-
нию тока сетки, вызванного положительным сеточным напряжением;
проводимость прямой передачи
У21 = 5 —/<оСас.	(9.46)
Знак минус перед емкостным членом учитывает направление тока
анода, непосредственно вызванного сеточным напряжением через ем-
кость Сас.
Схема замещения триода на высокой частоте. Уравнениям (9.42)
соответствует представленная на рис. 9.19, а схема замещения триода.
Иногда проводимости на этой схеме обозначают таким образом:
-У12=Уас, У22+У12=Уак, Уц+У12=Уск, У2-У12=« (при Gca=0).
На рис. 9.19, б схема замещения изображена для случая, когда
напряжение сетки отрицательно и активная составляющая сеточного
тока равна нулю.
Рис. 9.19
24 с
Влияние междуэлектродных емкостей на усилительные свойства
триода. Входная емкость приводит к появлению реактивной состав-
ляющей входного тока, дополнительно нагружающей источник сиг-
нала, а также может влиять на настройку резонансных цепей на вхо-
де; все это отрицательно сказывается на эффекте усиления.
Выходная емкость, уменьшая эквивалентное сопротивление на-
грузки лампы на высокой частоте, снижает коэффициент усиления тем
сильнее, чем выше рабочая частота. Этим ограничивается широкопо-
лосность усилителя [см. выражение (10.14)1.
Проходная емкость оказывает наиболее сильное влияние на свой-
ства триода на высоких частотах. Через нее из выходной цепи во вход-
ную проходит ток, создающий дополнительное переменное напряже-
ние на сетке, пропорциональное выходному напряжению.
При определенных условиях, зависящих от характера нагрузки,
дополнительное сеточное напряжение совпадает по фазе с подводимым
напряжением и в лампе возникает самовозбуждение, ее нормальная
работа нарушается. Как показывается в теории усилителей, предель-
ная частота, до которой триод может быть использован при заданном
коэффициенте усиления Ки,
/пр = 255 /<аСас (МГц).	(9.47)
В этой формуле S выражается в мА, В, Сас—в пФ.
Пример 9.1. Определить предельную частоту усиления, имеющего следующие
значения параметров: S=5 м.А/В, Сас=5 пФ, если необходимый коэффициент уси-
ления Ку=10.
Воспользовавшись выражением (9.47), найдем, что предельная частота усиления
.	25-5
/п₽—КГ5-2,5 МГц‘
Итак, проходная емкость Сас ограничивает возможности исполь-
зования триода как усилителя на высоких частотах. Как следует из
формулы (9.47), предельный коэффициент усиления триода на данной
частоте
«п,-0.42	(9.48)
Рис. 9.20
Изменив включение триода, можно увеличить усиление либо
расширить частотный диапазон усилителя. С этой целью применяют
схему с общей сеткой (рис. 9.20), предложенную М. А. Бонч-Бруеви-
чем и усовершенствованную В. М. Ти-
мофеевым. Преимущество ее заключается
в меньшей проходной емкости, которую
здесь представляет емкость анод—катод, что
позволяет получить более высокую предель-
ную частоту. Однако эта схема имеет су-
щественный недостаток: источник входного
напряжения нагружен катодным током лам-
пы, в результате возрастает мощность на входе и снижается коэф-
фициент усиления по мощности. Ввиду изложенного схему с общей
сеткой используют лишь на сверхвысоких частотах.
250
Влияние инерции электронов
С ростом частоты усилительные свойства триода ухудшаются, что
проявляется в увеличении расхода мощности на входе лампы, падении
выходной мощности и уменьшении усиления. Как и в диоде, частотная
зависимость параметров триода определяется не только влиянием меж-
дуэлектродных емкостей лампы, но и инерционностью электронного
потока.
Инерционность электронного потока вызывает появление тока в
цепи сетки даже в том случае, когда ее напряжение отрицательно.
Для пояснения рассмотрим схему наведения токов в триоде. В целях
упрощения будем считать сетку очень густой (£>=0); тогда электроны,
движущиеся между катодом и сеткой, будут наводить ток /к_ только
в сеточной цепи, а электроны, движущиеся между сеткой и анодом,—
только в сеточно-анодной цепи /а_ (рис. 9.21). Ток в цепи сетки пред-
ставляет собой разность наведенных токов: /с_=/к_—/а__. И на низких
частотах при отрицательном напряжении сетки, когда отсутствует
перехват электронов, /к=/а, а сеточный ток и проводимость дак рав-
ны нулю.
При значительном увеличении частоты f переменного напряжения
сетки его период T=\/f оказывается сравнимым по величине с
временем пролета электронов от катода до сетки ткс, которое в соот-
ветствии с выражением (8.13) в плоскостных триодах определяется
выражением
ткс = 50-^.	(9.49)
Угол пролета электронов от катода до сетки
0KC =
при этом существенно возрастает и между наведенными токами /к_
и /а_ появляется сдвиг по фазе. Это явление поясняет рис. 9.22, на ко-
тором изображена векторная диаграмма напряжений и токов в трио-
де при больших углах пролета. Ток /к_ сдвинут по фазе относительно
напряжения на угол <рк, составляющий некоторую долю 6 от угла
пролета электронов 0кс от катода до сетки.
251
Ток /а_ в цепи сетки сдвинут по фазе относительно напряжения
сетки на угол <ра 0КС4 6са. В результате разность этих токов ока-
зывается не равной нулю и в цепи сетки возникает наведенный ток
/с_=/к_—/а~, который, очевидно, имеет активную и реактивную со-
ставляющие.
Наибольший интерес представляет активная составляющая наве-
денного тока сетки, определяющая потери во входной цепи:
/г акт = ^k~cos^6kc —Л-COS 0кг (0Г, <>0КС).
При небольших углах пролета, при которых обычно используются
лампы, модули токов можно считать равными: /K~=/a_=St/c_. Влия-
ние инерционности электронного потока на модуль крутизны S
проявляется лишь при больших, практически неиспользуемых углах
пролета. Поэтому можно считать, что S представляет собой значение
крутизны на низких частотах. Тогда, взяв приближенное выражение
для косинуса, справедливое при малом аргументе:
П 1 бис	СП 1 б'’екс
cos0КС - 1---2“ и cos60кс = 1----2“ >
получим выражения для активной составляющей наведенного тока
сетки:
Л. акт =1-/- е2кс$£/с~ =	Г-^е~
и активной составляющей входной проводимости:
gr =	= А Г-, А = 4n=s т*с.	(9.50)
Появление активной входной проводимости указывает на то, что
уже при небольших углах пролета на управление электронным пото-
ком с помощью отрицательно заряженной сетки затрачивается мощ-
ность. С энергетической точки зрения последнее обстоятельство объяс-
няется тем, что вследствие инерционности электронного потока число
электронов, ускоряемых переменным полем сетки, всегда больше числа
электронов, тормозящихся этим полем. В результате и возникает пе-
редача энергии от переменного электрического поля электронному
потоку.
В самом деле, при положительной полуволне переменного напряже-
ния сетки от катода к сетке движется больше электронов, чем от сетки
к аноду, так как за сеткой еще находятся электроны, которые вышли
в предыдущий отрицательный полупериод. Поскольку электроны пе-
ред сеткой ускоряются переменным полем сетки, а за сеткой им же
тормозятся, в целом источник переменного напряжения сетки затра-
чивает некоторую энергию на ускорение электронного потока. В отри-
цательный полупериод сеточного напряжения по той же причине чис-
ло электронов, тормозящихся перед сеткой, оказывается меньше числа
электронов, ускоряемых переменным полем за сеткой, и источник
сеточного переменного напряжения опять расходует энергию на уско-
рение электронного потока.
252
Влияние индуктивностей выводов
Активная входная проводимость в цепи сетки триода появляется
также в том случае, когда катодный вывод лампы имеет значительную
индуктивность. Индуктивное сопротивление катодного вывода играет
роль элемента связи между сеточной и анодной цепями (рис. 9.23, а),
с помощью которого во входной цепи возбуждается ток
/вх /(oGCKt/^	jcoC(.Kja)£K7K = ы CZKLKSU z.
Из полученного выражения видно, что этот ток является чисто
активным. Следовательно, в цепи сетки возникает активная проводи-
мость
gL = 4л2СсДк5/2- ALf°-,
(9.51)
где
Al = 4л2Сск£к5.
Полная активная прово-
димость Gu включает состав-
ляющую gx, определяемую
инерцией электронов, и со-
ставляющую gL, определяемую
вывода:
влиянием индуктивности катодного
=£т + gt =Af\
(9.52)
Здесь
А = Ах + Al .
Индуктивность катодного вывода обусловливает также увеличение
активной проводимости выходной цепи, так как на индуктивности ка-
тодного вывода емкостный анодный ток возбуждает переменное напря-
жение	—<о2Сак£к(7а, которое, действуя в цепи сетки, вызывает
появление дополнительной составляющей анодного тока (рис. 9.23,6).
С учетом этого активная выходная проводимость лампы
GM = GaK + 4n2LKCaKSf2 = GaK + Bp,	(9.53)
где
Д 4л2ЛкСак5.
Индуктивности выводов совместно с междуэлектродными емкостя-
ми приводят к появлению резонансных явлений в цепях триода на
частотах, при которых индуктивные сопротивления выводов оказы-
ваются близкими к емкостным сопротивлениям между электродами
лампы 1/юС. По этой причине с ростом частоты наблюдается увеличе-
ние входной и выходной емкостей триода.
Все перечисленные явления отрицательно сказываются на работе
лампы и фактически ограничивают ее частотный диапазон.
253
В современных миниатюрных маломощных триодах указанные ог-
раничения становятся заметными в диапазоне метровых волн. В трио-
дах большой мощности они могут проявляться и на более низких ча-
стотах.
§ 9.5. ТРИОД В РЕЖИМЕ УСИЛЕНИЯ
Режим усиления
Общие сведения. Одним из важнейших применений триода являет-
ся усиление колебаний. Простейшая схема усилителя показана на
рис. 9.24. В анодную цепь лампы включаются источник постоянного
напряжения <£ак (источник питания анодной цепи) и разделительный
резистор /?, предотвращающий шунтирование выхода лампы низким
сопротивлением источника питания анодной цепи На вход лам-
пы подается входное переменное напряжение UBX=Umc, подлежащее
усилению. Выходное напряжение Hnhix=t7ma снимается с анода лам-
пы и подается на нагрузку параллельно лампе. Сопротивление на-
грузки /?ц будем для простоты считать очень большим (R„^>R).
Такое соотношение имеет место, нап-
ример, в случае, когда выходное нап-
ряжение с анода данной лампы пода-
ется на сетку лампы следующей сту-
пени усиления, работающей при от-
рицательном напряжении смещения
сетки, т. е. без сеточного тока. При
этом нагрузкой лампы, поглощающей
I
J Lj
Выход
Рис. 9.24	энергию, фактически является раз-
делительный резистор R, а входная
цепь лампы следующей ступени усиления создает только реактивную
емкостную нагрузку, обусловленную входной емкостью этой лампы.
На низких частотах ею можно пренебречь.
Если же сопротивление нагрузки Rn одного порядка с сопротив-
лением разделительного резистора R, то полное сопротивление на-
грузки будет определяться соотношением (/?+/?„) (RRH), так как по
переменной составляющей тока резистор и нагрузка включены парал-
лельно. И наконец, при R„<^.R полное сопротивление нагрузки
равно R„.
На практике встречается вариант, когда нагрузка включается в
цепь анода последовательно с источником питания <£ак и надобность
в разделительном резисторе R отпадает.
Процесс усиления колебаний протекает следующим образом. Под
действием переменного напряжения сетки UmQ в анодной цепи появ-
ляется переменная составляющая тока /та, создающая на раздели-
тельном резисторе R переменное напряжение UmFt=RIma, а на аноде
лампы — переменное напряжение £лк~UmR. Переменная состав-
ляющая анодного напряжения Uma——UmR — —Rima будет иметь та-
кую же форму, как и входное напряжение UinC, если постоянные на-
пряжения источника питания анодной цепи <£ак и смещения сетки
254
Scii выбраны такой величины, что работа происходит на прямолинейном
участке передаточной характеристики Ia=f(Uc), где изменения анод-
ного тока пропорциональны изменению напряжения сетки. Такой ре-
жим работы называется режимом линейного усиления
Амплитуда переменного напряжения анода Uma будет больше амп-
литуды переменного напряжения сетки UmC, если сопротивление на-
грузки (в данном случае резистора R) достаточно велико. Происходит
неискаженное усиление колебаний.
Нагрузочные характеристики. Напряжение анода при наличии на-
грузки в анодной цепи определяется выражением
(9.54)
Отсюда видно, что напряжение анода изменяется в противофазе
с изменением напряжения сетки: при повышении сеточного напряже-
ния возрастает ток анода, увеличивается падение напряжения на на-
грузке и напряжение анода падает; при уменьшении сеточного напря-
жения анодное напряжение возрастает. Результирующее изменение
анодного тока при изменении сеточного напряжения в данном случае
оказывается меньше, чем при постоянном напряжении анода, т. е.
управляющее действие сетки ослабляется. Поэтому передаточная ха-
рактеристика триодного усилителя идет более полого, чем передаточ-
ная характеристика триода (рис. 9.25).
Построение ее можно выполнить с помощью статических характе-
ристик триода и соотношения (9.54), подставляя в него последователь-
но напряжения U'a, U"3, U'a” ит. д., при которых сняты статические ха-
рактеристики. Найдем соответствующие им значения токов Га, Га,
Г” и т. д., определяющие искомые точки пересечения (рис. 9.25).
Входная характеристика Zc=/([/c) триодного усилителя идет выше
входной характеристики триода (рис. 9.25). Это объясняется тем, что
при наличии анодной нагрузки с повышением сеточного напряжения
одновременно снижается напряжение анода и коэффициент токорас-
пределения, определяемый соотношением (9.28), р /а /с=С(£7а Uc)'(2'
уменьшается быстрее, чем при t7a=const.
255
Соотношение (9.54), связывающее ток и напряжение анода при на-
личии нагрузки, представляет собой уравнение прямой Ia=^f(Ua).
Нанесем график этой зависимости, называемой нагрузочной характе-
ристикой, на семейство выходных характеристик триода (рис. 9.26).
Для этого отметим на осях две точки, через которые проходит нагру-
зочная характеристика: (/а 0, Ua = SaK) и ((7а=0, /а SaK R), и про-
ведем через них прямую. Точки /, 2, . . ., 6 пересечения нагрузочной
характеристики с выходными характеристиками лампы определяют
анодный ток и анодное напряжение при заданных значениях Uc, R
и <£ак.
Отметим, что если при t/a= 0 ток /а= SaK R получается слишком
большим (не умещается на графике при выбранном масштабе), то для
построения нагрузочной характеристики можно взять любое напря-
жение анода и, определив ток для этой точки: /' = (<£ак—Ua) R, про-
вести прямую через точки <£ак, 0, Ua, Гл.
Выбор режима линейного усиления. Как указывалось, в режиме
линейного усиления изменения анодного тока и напряжения сетки
должны быть пропорциональными, следовательно, рабочая точка
должна перемещаться в пределах прямолинейного участка анодно-
сеточной характеристики триода (участок ВС на рис. 9.27, а). Нижняя
часть анодно-сеточной характеристики триода (левее точки В) имеет
значительную кривизну и для усиления обычно не используется, так
как здесь возникают сильные искажения формы сигнала. Граница об-
ласти неискаженного усиления лежит правее точки запирания лампы
*Л.лтс=-<£зк В-
Искажения при усилении могут возникать и за счет криволннеи-
ности характеристики сеточного тока, поэтому режим работы выби-
рают в области отрицательных напряжений, где сеточного тока нет,
256
граница области неискаженного усиления лежит при U^O.
На семействе выходных характеристик (рис. 9.27, б) границы об-
ласти неискаженного усиления ВС отмечены штриховкой у крайних
характеристик. В пределах этой области отрезки, отсекаемые на на-
грузочной характеристике соседними выходными характеристиками,
должны быть практически одинаковы, так как они определяют изме-
нение напряжения и тока анода при изменении напряжения сетки на
одну и ту же величину.
Напряжение смещения SCK при симметричной форме сигнала вы-
бирают посередине прямолинейного участка характеристики (в точке
/). Максимально допустимая амплитуда переменного напряжения
сетки должна быть выбрана так, чтобы рабочая точка, перемещающая-
ся под действием этого переменного напряжения по нагрузочной ха-
рактеристике в ту и другую сторону, не выходила за пределы прямо-
линейного участка ВС.
Для выбранного режима по характеристикам могут быть опреде-
лены переменная и постоянная составляющие тока анода 1та, 1я0 и
напряжения анода Uma и Ua0, что и показано на рис. 9.27.
При выборе рабочего режима лампы следует проследить, чтобы
мощность, выделяемая на аноде, не превышала максимально допусти-
мого значения: Са1а<Ратт. Для этого находят максимально допусти-
мое значение анодного тока
Лтах = ^ашзх/^а	(9.55)
при нескольких значениях напряжения Ua. На семейство передаточ-
ных либо выходных характеристик (рис. 9.27, б) наносят график этой
зависимости, представляющий собой гиперболу. Он ограничивает
на характеристиках область возможных режимов лампы сверху, и на-
грузочная характеристика должна проходить ниже его. Поскольку
рабочая точка перемещается всегда по нагрузочной характеристике,
при соблюдении этого условия анодный ток лампы никогда не превы-
шает максимально допустимого значения /атах и мощность, рассеи-
ваемая анодом лампы, будет ниже максимально допустимой.
Коэффициент усиления но напряжению
Усиление сигнала по напряжению, обеспечиваемое усилителем, ха-
рактеризуется коэффициентом Ки, равным отношению выходного пе-
ременного напряжения UBb№=Uma к переменному напряжению сетки
<4с=<4х:
Ku = Uma/Umc.	(9.56)
Его можно вычислить, определив по характеристикам амплитуду
выходного переменного напряжения Uma при заданной амплитуде пе-
ременного напряжения сетки UmC (рис. 9.27).
Коэффициент усиления по напряжению можно выразить через диф-
ференциальные статические параметры лампы и сопротивление на-
грузки. Для этой цели используем выражения (9.32), (9.37), получим
9	№ 1604
257
Iтл SUmc+Uma/Ri и учтем, что согласно соотношению (9.54) t7ma=
Тогда
Uma__ or г . б тз
R	+ R. •
С учетом выражений (9.40) и (9.56) найдем, что коэффициент усиле-
ния по напряжению
^=-T+fe-’	(9-57>
т. е. усилитель дает тем большее усиление, чем выше статический коэф-
фициент усиления р и больше сопротивление нагрузки R по сравне-
нию с внутренним сопротивлением лампы Rj. Практически выбирать
отношение 7?//?;>4-е-5 нецелесообразно, так как при дальнейшем уве-
личении сопротивления нагрузки усиление возрастает незначительно.
Знак минус перед правой частью выражения (9.57) указывает, что вы-
ходное напряжение изменяется в противофазе с входным.
Статический коэффициент усиления триода обычно не превышает
100, следовательно, триодный усилитель может дать усиление сигнала
ио напряжению не более чем в 75—80 раз.
В ряде случаев от усилителя требуется получить лишь возможно
большее выходное напряжение, а необходимый ток невелик, так как
сопротивление нагрузки большое (например, нагрузкой является вход
следующей ступени усиления, работающей без сеточного тока). Такой
режим называют режимом усиления по напряжению.
Выходная мощность
Выходную мощность определяют как мощность переменной со-
ставляющей тока, выделяющейся в нагрузке:
=	(9.58)
Она может быть вычислена по значениям /та и UmR, найденным
с помощью характеристик рис. 9.27, б. Величина выходной мощности
пропорциональна площади треугольника ACD (или АЕВ). Отсюда
следует, что для получения большей мощности лампа должна иметь
высокое анодное напряжение $зк, большой допустимый катодный
ток /ктах. Из формулы (9.58) получим
р   1 U„11^   1______р.2 ГJ2	ZQ
^ВЫХ 2 R	2R (l-\-Rj/R)2 и ,пс‘
При заданном переменном напряжении сетки f72;u. выходная мощ-
ность достигает максимума при R=R(:
Ртах = -§-В5^™-	(9.59а)
Из выражения (9.59а) следует, что чем больше крутизна S и коэф-
фициент усиления лампы р, тем меньшее напряжение возбуждения
458
Umc требуется для получения заданной мощности на выходе. Таким
образом, лампы, имеющие большую величину произведения pS, яв-
ляются более чувствительными.
С ростом переменного напряжения сетки выходная мощность уве-
личивается. Максимально возможная амплитуда переменного напря-
жения сетки в режиме неискаженного усиления при работе без сеточ-
ного тока не может быть больше половины напряжения отсечки t/C OTC=
=—D£aK. При этом, использовав выражения (9.59) и (9.39), найдем,
что максимально возможное значение выходной мощности
=	(9.596)
Следовательно, большая выходная мощность при работе без се-
точного тока может быть получена от лампы с меньшим коэффициентом
усиления, т. е. с более левой характеристикой. Но при этом возра-
стает необходимое напряжение возбуждения J7JBC=^)aK/2}i, т. е. сни-
жается чувствительность лампы.
Итак, для получения большой выходной мощности требуется триод,
имеющий высокое максимально допустимое напряжение питания ано-
да SaK и большой максимально допустимый катодный ток, обеспечи-
вающий получение необходимой амплитуды переменной составлякщей
аНОДНОГО ТОКа /та-
Поскольку мощность, расходуемая источником анодного питания,
Р<>~ Ра + ^вых>
а коэффициент полезного действия
„__Рвых __ Рцых
Ч — Р Р 1_ р »
г0 ' а . гвых
то мощность» рассеиваемая анодом,
р	пР
* а	1 вых-
Следовательно, чем выше выходная мощность, тем больше должна
быть мощность, рассеиваемая анодом.
Коэффициент усиления но мощности
При наличии сеточного тока важным параметром лампы является
коэффициент усиления по мощности КР, определяемый отношением
выходной мощности усилителя Рвых к мощности на его входе Рвх:
= РВЫх/Рвх-
Так как
Рвых— 2	а Рцх 2 тс^тс'
9*
259
то
„ Urnplma
i\p = -Ту-j—
и тс1 тс
I та Н
тс 1 > R i
ф R
Отсюда следует, что коэффициент усиления по мощности тем боль-
ше, чем выше статический коэффициент усиления |д и коэффициент
токораспределен ия.
Усиление с отсечкой тока
Существенным недостатком рассмотренного линейного режима усиления явля-
ется низкий коэффициент полезного действия i] (не более 15%), следовательно, до
85% подводимой к лампе мощности расходуется бесполезно, выделяясь на аноде
в виде тепла.
Лучшее использование усилительных
возможностей триода достигается при работе
с отсечкой анодного тока, когда на сетку пода-
ется напряжение смещения ^ск, равное нап-
ряжению запирания t/c отс или превышающее
его (рис. 9.28). При подаче переменного нап-
ряжения на сетку лампы в ее анодной цепи
возникают импульсы тока. Такой режим на-
зывается также режимом нелинейного усиле-
ния.
При усилении с отсечкой зачастую до-
пустима работа с сеточными токами, это
позволяет применять лампы с правыми ха-
рактеристиками, т. е. с большим статическим
коэффициентом усиления р, чем достигается
получение необходимой мощности при мень-
шем напряжении возбуждения Umc
усилении с отсечкой тока на низких частотах
Рис. 9.28
Для устранения искажений при
используют двухтактную схему усиления (рис. 9.29, а). Переменное напряжение на
сетки ламп подается в противофазе, для чего служит трансформатор Tplt во вторич-
ной обмотке которого имеется вывод средней точки. Благодаря этому импульсы анод-
ного тока сдвинуты во времени иа полпериода. При подаче их в нагрузку в противо-
фазе с помощью трансформатора Тр2, имеющего вывод средней точки, восстанавли-
вается форма кривой напряжения на выходе.
При усилении в диапазоне высоких частот восстановление формы кривой напря-
жения осуществляется колебательным LC-контуром (рис. 9.29, б). Контур настраи-
вается на первую гармонику тока, благодаря чему ои выделяет эту гармонику из
спектра частот, образующих импульс анодного тока.
260
§ 9.6. ТИПЫ ТРИОДОВ
Триоды с лучистым охлаждением
Маломощные триоды, являвшиеся в свое время основным типом
усилительного элемента в радиоэлектронной аппаратуре, в настоящее
время практически полностью вытеснены биполярными и полевыми
транзисторами. В новых разработках они применяются лишь в тех
исключительных случаях, когда предъявляются экстремальные тре-
бования к допустимой температуре окружающей среды, радиационной
стойкости и т. д. Основное значение триоды сохранили как мощные
усилительные элементы для радиопередающих устройств, промышлен-
ных генераторов высокой частоты и др.
Триоды с рассеиваемой мощностью до 1—1,5 кВт можно изготов-
лять с естественным (лучистым) охлаждением. Для увеличения луче-
испускательной способности анод покрывают цирконием или титаном,
что одновременно улучшает вакуум, так как цирконий и титан актив-
но поглощают остаточные газы.
При мощности более 1—1,5 кВт, рассеиваемой анодом, требуемые
габариты триода с лучистым охлаждением оказываются настолько
большими, что его конструкция становится трудно осуществимой и
непрактичной. Поэтому такие мощные лампы изготовляют с принуди-
тельным охлаждением — воздушным, водяным или испарительным.
В последние годы применяются также охлаждение с помощью тепло-
вых трубок и кондуктивное охлаждение.
Триоды с воздушным охлаждением
Первые конструкции мощных генераторных ламп с воздушным ох-
лаждением были предложены в 1932—1933 гг. П. А. Остряковым.
Устройство и внешний вид лампы с воздушным охлаждением показаны
на рис. 9.30, а, б. Катод и сетка находятся внутри анода и укреплены
на ножке лампы. Анод лампы выполняется из меди, обладающей хоро-
шей теплопроводностью, и одновременно образует часть баллона. Ос-
тальную часть баллона делают из стекла или керамики. Ответственным
местом в таких лампах является спай стекла (или керамики) с метал-
лом. Этот спай имеет невысокую прочность и при эксплуатации лампы
его следует оберегать от ударов и механических перегрузок.
Для увеличения поверхности охлаждения анода на него насажи-
вают радиатор, имеющий большое число ребер. Между радиатором и
анодом для улучшения теплового контакта заливают припой (кадмий
или слово). Так как температура плавления припоя невысока, то на-
грев анода во время работы не должен превышать 150—200°С. В про-
тивнем случае припой может расплавиться, что приводит к резкому
ухудшению теплоотвода и выходу лампы из строя.
Для охлаждения лампу помещают в трубу, через которую прого-
няют под давлением очищенный от масла и пыли воздух. Расход ох-
лаждающего воздуха зависит от конструкции радиатора и величины
отводимой мощности. Обычно он составляет 0,8—2,7 м®/мин при дав-
лении порядка 104 Па. Мощность вентилятора, требуемая для созда-
261
нмя такого потока воздуха, составляет примерно 250 Вт на 1 кВт рас-
сеиваемой мощности. Помимо охлаждения анода предусматривается
обязательное охлаждение путем обдува баллона и ножки лампы. Л1ощ-
ность подобных ламп доходит до 100 кВт и более.
Рис. 9.30
Триоды с водяным охлаждением
Первые в мире мощные лампы с водяным охлаждением были созда-
ны М. А. Бонч-Бруевичем в Нижегородской радиолаборатории в
1919—1924 гг. Они послужили образцом для отечественной и зарубеж-
ной электровакуумной промышленности.
Устройство лампы с водяным охлаждением показано на рис. 9.31.
Медный анод, являющийся одновременно частью баллона лампы, по-
мещают в бачок с проточной водой, которая, омывая анод, отводит от
него тепло. Величина отводимой мощности определяется количеством
протекающей в единицу времени воды, формой и конструкцией бачка
и анода лампы. Практически расход составляет 2—4 л/мин на 1 кВт
рассеиваемой мощности. Требуемое давление 2—3 ат.
Поток охлаждающей воды должен быть направлен снизу вверх,
иначе в верхней части бачка будут скапливаться пузырьки воздуха и
образуется воздушная пробка, приводящая к перегреву анода. Анод
лампы, находящийся под высоким положительным напряжением, не-
обходимо изолировать от системы охлаждения, которая во избежание
несчастных случаев должна быть хорошо заземлена.
2G2
Изоляцию анода осуществляют с помощью длинных трубопрово-
дов из изоляционных материалов, по которым и подводится охлаж-
дающая вода к аноду. При длине трубопровода порядка 30—60 см на
1 кВ анодного напряжения и при использовании дистиллированной
воды с удельным сопротивлением не менее 4 кОм/см3 ток утечки имеет
небольшую величину, приемлемую для эксплуатации. Для охлаждения
анода применяют также специальные жидкости.
Анод
Бачек
Вода
Катод
Сетка
Вода
Рис. 9.31
Спаи стекла
с не man пом
Кольцевой
вывод сетка
Рис. 9.32

Стеклянный баллон и ножку лампы обязательно обдувают во время
работы сухим, не содержащим капель масла воздухом. Внешний вид
триода с водяным охлаждением показан на рис. 9.32.
Наиболее мощные триоды с водяным охлаждением иногда выпол-
няют разборными, что позволяет ремонтировать лампу, заменять в
ней неисправные детали. Вакуум в таких лампах может поддерживать-
ся только при непрерывной откачке,, для чего их снабжают специаль-
ными вакуумными насосами. Несмотря на усложнение эксплуатации,
в ряде случаев разборные лампы оказываются выгодными.
Триоды с испарительным охлаждением
В 1951 г. появились мощные лампы, у которых охлаждающая вода
доводится до паровой фазы. Так как затраты тепла на испарение воды
в несколько раз больше, чем на нагревание, в этих лампах, называе-
мых вапотронами, удельная рассеиваемая мощность значительно боль-
ше, чем при водяном охлаждении, и может доходить дэ 500 Вт/смг.
В лампах, рассчитанных на обычную систему водянсго охлаждения,
интенсивное кипение воды недопустимо; оно приводит к образованию
263
у поверхности анода сплошной пленки пара, обладающей плохой теп-
лопередачей; в результате анод перегревается и выходит из строя.
В лампах с испарительным охлаждением наружную поверхность ано-
да снабжают коническими выступами, препятствующими образованию
паровой пленки (рис. 9.33). В углублениях анода вода превращается
в пузырьки пара, которые выбрасываются в радиальном направле-
нии, уступая место новым порциям воды, и т. д. Образующиеся пары
воды скапливаются в верхней части бачка-испарителя и оттуда посту-
пают в конденсатор, где охлаждаются, а затем через приемный бачок
вновь возвращаются в испаритель. В этой установке не требуется на-
соса, габариты и стоимость ее ниже, чем при обычном водяном охлаж-
дении, скорость циркуляции воды в 10 раз меньше (примерно 0,05
л/мин на 1 кВт расходуемой мощности).
Особенности эксплуатации мощных ламп
Эксплуатация мощных ламп требует большого внимания и выполнения ряда
правил: основные из них рассмотрены в этом параграфе.
Принудительное охлаждение лампы должно включаться до подачи напряжения
накала, а выключаться через 10 мин после снятия его. При нарушении этого правила
лампа может выйти из строя ввиду перегрева, вызванного раскаленным катодом.
Накал лампы нужно увеличивать постепенно, ступенями, так, чтобы пусковой
ток катода не превышал номинальный ток накала более чем в два раза. Поскольку
сопротивление катода в холодном состоянии значительно ниже, чем в нагретом, при
подаче на него сразу полного напряжения накала возникает большой пусковой ток,
который может повредить катод и его выводы и вызвать трещины в ножке лампы.
Необходимо соблюдать следующий порядок подачи напряжений: после включе-
ния накала подается отрицательное напряжение сетки и лишь после этого — поло-
жительное напряжение анода. Выключение напряжений должно производиться в об-
ратном порядке.
264
Во избежание образования накипи, ухудшающей теплоотвод, вода для охлажде-
ния должна иметь жесткость не более 0,17 г/л. Поэтому целесообразно применять
дистиллированную воду. Кроме того, всю систему охлаждения следует периодически
проверять и очищать. Анод рекомендуется очищать от накипи через каждые 200—
300 ч работы; даже тонкий слой накипи может привести к местному перегреву и вы-
ходу лампы из строя.
Система охлаждения должна быть оборудована автоматической защитой, отклю-
чающей питание лампы при недопустимом уменьшении напора охлаждающего потока.
Мощные лампы при длительном хранении и длительных перерывах в работе име-
ют тенденцию к ухудшению вакуума, так как при откачке их не удается достаточно
обезгазить из-за большого объема и значительного количества металла внутри бал-
лона. При ухудшении вакуума в лампе во время работы возникают пробои. Однако
требуемый для нормальной работы вакуум во многих случаях можно восстановить,
использовав то обстоятельство, что частицы газа в ионизированном состоянии эффек-
тивно поглощаются металлическими поверхностями электродов, особенно накален-
ным катодом.
СверхБысокочастотные триоды
Для достижения более высоких предельных частот лампы стремят-
ся конструировать таким образом, чтобы они имели возможно меньшие
индуктивности выводов, междуэлектродные емкости и время пролета
электронов. Таким путем удается расширить частотный диапазон ми-
ниатюрных ламп до 900—1000 МГц. При этом в лампах, предназначен-
ных для работы в схеме с общей сеткой, предусматривают специальные
меры для уменьшения индуктивности сеточного вывода, вызывающего
нежелательную связь между выход-
ной и входной цепями, например де-
лают несколько параллельных выво-
дов сетки. В лампах, используемых
в схеме с общим катодом, аналогич-
ные меры принимают в отношении
катодного вывода.
Для уменьшения емкости сетка —
анод, существенно ограничивающей
частотный диапазон триода в схеме с
общим катодом, между анодом и сет-
кой лампы располагают специальные
металлические пластины, которые осу-
ществляют электростатическое экра-
нирование сетки от пассивной повер-
хности анода, не воспринимающей
электронный поток. Одновременно эк-
ранирующие пластины несколько уме-
Рис. 9.34
ньшают рассеивание электронного потока и, концентрируя его, тем
самым снижают площадь активной части анода, а следовательно, и
емкость. Такне лампы, называемые нейтродами, имеют в 2—4 раза
меньшую емкость сетка — анод по сравнению с триодами обычной
конструкции и благодаря этому более широкий частотный диапазон.
В триодах для сверхвысоких частот применяют обладающие малой
индуктивностью дисковые выводы, приспособленные для включения
лампы в объемные резонаторы и волноводы (рис. 9.34).
ГЛАВА 10
ЛАМПЫ С ЭКРАНИРУЮЩЕЙ СЕТКОЙ. СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ ЛАМП
§ 10.1. ТЕТРОДЫ
Экранирующая сетка в усилительных лампах
Экранирование поля анода. Большая емкость анод — сетка суще-
ственно ограничивает частотный диапазон усиления триода в соответ-
ствии с выражением (9.48). Эффективным средством уменьшения этой
емкости является экранирование электростатического поля анода.
В качестве экрана используют металлическую сетку С2, помещенную
между анодом и управляющей сеткой лампы G (рис. 10.1). Если экра-
MmUmmhb А Нод
Экранирующая
••••••••••••••••• сетка
пирующая сетка заземлена, то сило-
вые линии поля анода в основном
перехватываются ее витками и лишь
в незначительной степени проникают
к управляющей сетке. Благодаря это-
Упрабляющая
сетка С,
Рис. 10.1
му емкость анода по отношению к
управляющей сетке резко уменьшает-
ся. Однако экранирующая сетка
должна быть достаточно прозрачной
для электронного потока, идущего
на анод, что не позволяет делать ее очень густой; тем не менее путем
экранирования возможно уменьшить проходную емкость лампы в
сотни раз.
Ввиду того что экранирующая сетка сильно ослабляет поле анода,
катодный ток при нулевом напряжении экранирующей сетки оказы-
вается равным нулю, несмотря на наличие положительного напряже-
ния анода. Для создания катодного тока на экранирующую сетку по-
дают положительное напряжение. Заземление экранирующей сетки
осуществляют лишь по высокой частоте с помощью большой емкости,
препятствующей созданию на экранирующей сетке через емкостьСасз
высокочастотного напряжения, которое через емкость Сс1 с2 в свою
очередь может создавать дополнительное высокочастотное напряжение
на входе лампы, т. е. нежелательную обратную связь выхода с входом.
Четырехэлектродная усилительная лампа с экранирующей сеткой,
или тетрод, благодаря небольшой величине проходной емкости дает
устойчивое усиление на значительно более высоких частотах, чем
триод.
Динатронный эффект. Рассмотрим выходную характеристику тет-
рода /а= f(Ua) и характеристику тока экранирующей сетки /с,
= /((/,) (рис. 10.2). При малых анодных напряжениях повышение на-
пряжения анода сопровождается быстрым увеличением анодного то-
266
ка, но, когда напряжение анода достигает 10—15 В, энергия элек-
тронов возрастает настолько, что возникает вторичная эмиссия из
анода. Электроны, выбитые из анода, устремляются на экранирующую
сетку, которая имеет более высокий потенциал (сотни вольт). При
этом результирующий анодный ток, определяемый разностью прихо-
дящих на анод и уходящих с анода электронов, уменьшается, а ток
экранирующей сетки соответственно возрастает.
При повышении анодного напряжения кинетическая энергия пер-
вичных электронов возрастает, количество выбиваемых из анода вто-
ричных электронов увеличивается, в
результате ток анода начинает падать.
Когда анодное напряжение приблизит-
ся по величине к напряжению экрани-
рующей сетки, переход вторичных элек-
тронов на экранирующую сетку прекра-
щается и анодный ток начинает увели-
чиваться, а ток экранирующей сет-
ки — уменьшаться. При	элек-
троны вторичной эмиссии переходят с
экранирующей сетки на анод и ток эк-
ранирующей сетки может стать отрица-
тельным.
Переход электронов вторичной эмиссии на другой электрод носит
название динатронного эффекта. В тетроде этот эффект приводит к
появлению падающего участка А Б на анодной характеристике. По-
скольку вторичная эмиссия электронов из анода зависит от ряда слу-
чайных факторов, характеристики тетрода на падающем участке не-
стабильны. Наличие падающего участка на анодной характеристике
может привести к искажениям при усилении и самопроизвольной гене-
рации колебаний. Поэтому динатронный эффект является существен-
ным недостатком тетрода.
Лучевые тетроды
В лампах с экранирующей сеткой динатронный эффект может быть
подавлен с помощью потенциального барьера, созданного объемным
зарядом вблизи анода. Этот принцип подавления динатронного эффек-
та используют в лампах, называемых лучевыми тетродами.
При обычной конструкции электродов тетрода плотность объем-
ного заряда оказывается недостаточной для создания у анода потен-
циального барьера требуемой величины. В лучевом тетроде для уве-
личения плотности объемного заряда электронный поток концентри-
руется в двух плоскостях в узкие пучки — лучи (рис. 10.3, а, б, в),
отсюда и происходит название лампы.
Фокусировка электронного потока в одной плоскости достигается
с помощью лучеобразующих электродов Л. Эти электроды имеют ну-
левой потенциал, поэтому между ними и экранирующей сеткой созда-
ется тормозящее электрическое поле, направляющее электроны на
анод широким пучком. Для фокусировки луча в другой плоскости,
267
перпендикулярной упомянутой, витки управляющей и экранирующей
сеток делают с одинаковым шагом и размещают строго друг против
друга. Проходя между витками отрицательно заряженной управляю-
щей сетки, электроны собираются в узкие плоские пучки и пролетают
Рис. 10.3
мимо находящихся в «тени» витков экранирующей сетки, почти не
оседая на них. Благодаря этому в лучевом тетроде ток экранирующей
сетки оказывается в несколько раз меньше, чем при обычной конструк-
ции сеток, когда витки экранирующей сетки, находящиеся на пути
электронного потока, сфокусированного управляющей сеткой, «раз-
бивают» его и перехватывают большое количество электронов. В ре-
зультате двойной фокусировки электронного потока плотность объем-
ного заряда перед анодом в лучевом тетроде значительно повышается,
что способствует созданию минимума потенциала у анода.
Для дополнительного снижения минимума потенциала до необхо-
димой величины анод лучевого тетрода отодвигают от экранирующей
сетки. Как показано на рис. 10.4, при одном и том же токе минимум
потенциала <рт1П в междуэлектродном пространстве тем ниже, чем даль-
ше отодвинут анод, поскольку при этом возрастает объемный заряд
между электродами.
На рис. 10.5 приведены анодные характеристики лучевого тетро-
да. Видно, что на них нет характерного для динатронного эффекта
провала. Но для создания требуемой величины минимума потенциала
необходим значительный анодный ток, поэтому лучевые тетроды при-
меняют главным образом как мощные выходные лампы. Поскольку экра-
нирующая сетка получается довольно редкой, эти лампы имеют отно-
сительно большую проходную емкость и на высоких частотах их ис-
пользуют в основном в широкополосных усилителях, где усиление
ограничивается не проходной емкостью, а полосой частот [см. соотно-
шение (10.14)].
268
В широкополосных тетродах, имеющих повышенную крутизну,
применяется мелкоструктурная управляющая сетка с очень малым
шагом витков. Токораспределение при этом ухудшается, так как вы-
полнить экранирующую сетку с таким же шагом невозможно. Ввиду
Рис. 10.5
того что подобные широкополосные тетроды работают при высокой
плотности катодного тока, плотность объемного заряда оказывается
достаточной для создания необходимого минимума потенциала и без
лучеобразующих электродов. Это упрощает конструкцию тетрода и
уменьшает его выходную емкость, т. е. повышает широкополосность.
Подобное устройство имеет выходной тетрод 6Э6П—Е.
Тетроды с камерными анодами
Для мощных генераторных тетродов наиболее практичной и удоб-
ной является цилиндрическая конструкция, однако при этом возни-
кают трудности в создании требуемого минимума потенциала у анода.
269
U^ZOOB л— 5
I I I /
18ZB
187В
750В

поскольку в данном случае при увеличении расстояния экранирующая
сетка — анод плотность объемного заряда не возрастает, а падает,
вследствие того что электроны движутся по расходящимся траекто-
риям. В таких лампах для подавления динатронного эффекта приме-
няют камерный анод, представляющий собой цилиндр с прорезанными
по его внутренней поверхности глубокими кольцевыми пазами — ка-
мерами (рис. 10.6). Витки экранирующей и управляющей сеток, как
и в обычном лучевом тетроде,
размещают строго друг за дру-
гом — в створе — для создания
электронно-оптической системы,
формирующей электронный по-
ток, идущий от катода, в виде
луча. С этой же целью оксид-
ный слой на катоде можно нано-
сить полосками, расположенны-
ми непосредственно против окон
сеток. При этом участки катода,
свободные от оксида, приобре-
тают относительно покрытых ок-
сидом участков отрицательный
контактный потенциал вследст-
вие разности работ выхода, что
способствует формированию по-
тока эмиттируемых электронов
в луч уже у поверхности катода
и существенно снижает ток уп-
равляющей сетки. Катод указан-
ного типа называют бипотенци-
альным.
Сформированный таким обра-
зом электронный луч почти пол-
ностью попадает на анод, минуя
витки сеток (рис. 10.7). Хотя он
и выбивает с поверхности задней стенки камеры вторичные электроны,
последние возвращаются обратно на анод, поскольку в щели камеры
при определенной ее глубине и ширине возникает минимум потенциа-
ла, достаточный для подавления динатронного эффекта. Для умень-
шения коэффициента вторичной эмиссии на внутреннюю поверхность
анода может быть нанесено специальное мелкодисперсное пок-
рытие.
Тетроды с камерными анодами имеют хорошее токораспределение
и небольшое остаточное анодное напряжение, обеспечивающее полу-
чение требуемого импульса анодного тока (в колене выходной харак-
теристики). Это позволяет существенно повысить к. п. д. радиопере-
датчиков.
Применение эффективных катодов с развитой поверхностью
обеспечивает получение высокой крутизны. Подобную конструкцию
имеет отечественный киловаттный тетрод ГУ82Б.

780 В
.иа=зоов
250
700
150
100
• -о
15В
10
Рис. 10.7
270
§ 10.2. ПЕНТОДЫ
Подавление динатронного эффекта полем защитной сетки
Динатронный эффект можно подавить, создав перед анодом с по-
мощью специальной сетки С3 (рис. 10.8) электрическое поле, тормозя-
щее вторичные электроны и препятствующее их переходу на экрани-
рующую сетку С2. Сетка С3 называется защитной или антидинатрон-
ной. Лампа с защитной сеткой имеет пять электродов, поэтому ее на-
зывают пентодом.
г— - И.. -чАнод
Защитная
сетка
Экранирующая
•	•••••••••••а* сетка сг
Управляющая
•	••••••	сетка ct
Рис. 10.8
На рис. 10.9 показано распределение потенциала в пентоде. Защит-
ную сетку обычно соединяют с катодом, поэтому в сечении 1, прохо-
дящем через виток защитной сетки, создается минимум, в котором по-
тенциал равен нулю. В сечении 2, проходящем посередине между
витками, минимум имеет положительный потенциал и поэтому не пред-
ставляет серьезного препятствия для первичного электронного пото-
ка, движущегося на анод с большой скоростью, определяемой потен-
циалом экранирующей сетки 1/с2. В то же время вторичные электроны,
вылетающие из анода с относительно небольшими скоростями, не могут
преодолеть этот минимум потенциала, так как их начальная скорость
недостаточна, и возвращаются на анод. В результате динатронный
эффект в пентоде не возникает и на его характеристике отсутствует
падающий участок, приводящий к искажениям и неустойчивой работе
лампы.
Токораспределение в пентоде
Действующее напряжение. Величина катодного тока пентода мо-
жет быть найдена путем сведения лампы к эквивалентному диоду.
Для определения действующих напряжений второй и третьей се-
ток используем более общее по сравнению с (9.13) выражение, спра-
ведливое при Дк#=0:
,, _ Uc+DUa + D'UK
д 1ч w
Для упрощения вычислений знаменатель в этом выражении при-
мем равным единице. Величина D' называется обратной проницае-
мостью.
271
Обозначив прямую проницаемость защитной сетки £>3, а обрат-
ную — £>з, запишем выражение для действующего напряжения за-
щитной сетки:
U^ = Uc3 + D3Ua + D'3Uc2.	(10.1)
Проницаемости экранирующей сетки обозначим D2 и D2. Тогда
действующее напряжение экранирующей сетки
Нд2 = Нс! ~Т £)20/дз -ТО20/д1» Uc2 + DUM,
так как обычно D2Uai<^,Uc2.
Использовав выражение (10.1), получим при £>2Пз<^1
<Лг = ^с2 + £>2<Лз + D2D3Ua.	(10.2)
Обозначив проницаемость управляющей сетки Dlt запишем выра-
жение для действующего напряжения управляющей сетки с учетом
(9.13):
II _^С1+^1^\12
и1- 1+^101 ’
ИЛИ
ji   ^Д-О^сг + ^О^'сз+ОЛ^'а	zin Ох
^Д!—	1 + S1D1	•
Применив к эквивалентному диоду закон степени трех вторых,
определим катодный ток пентода:
/к = ёп (t/ct + Dr и с2 +	+ DJ)2D3Ua) ,	(10.4)
где для плоскостной конструкции
g„ = 2,33.10-» Па
OckU + siOi) '
Анодное напряжение входит в выражение для действующего напря-
жения (/Д1 умноженным на произведение £)=П1£)2Пз, характеризую-
щее общую проницаемость сеток пентода и являющееся малой величи-
ной. Поэтому влияние анодного напряжения на действующее напря-
жение (7д1, а следовательно, и на катодный ток в пентоде незначитель-
но. Также несущественным является влияние на катодный ток напря-
жения защитной сетки, поскольку проницаемость густой экранирую-
щей сетки £)2 мала и поле защитной сетки у катода близко к нулю.
Основное влияние на катодный ток в пентоде оказывают напряже-
ния управляющей и экранирующей сеток, поэтому во многих случаях
для определения катодного тока можно пользоваться упрощенным вы-
ражением
/K=gn(f/cl+^e2)3/2-	(Ю.5)
Из-за влияния ряда причин реальные характеристики пентода
более криволинейны, чем теоретические.
Режимы токораспределения. При отрицательных напряжениях уп-
равляющей сетки и нулевом напряжении защитной сетки, что соответ-
ствует типичному рабочему режиму лампы, катодный ток распределя-
272
ется между экранирующей сеткой и анодом и, следовательно, пред-
ставляет собой сумму токов экранирующей сетки и анода:
I к Iл Ч” С2*
анодных напряжениях т , т .
-	. 1а<1к^1с2'^н
Б
1
6/К7П
Ucf--1B
UcZ=80B
исз=0 ,
О 40 80 12OUa,B
Рис. 10.10
Зависимость этих токов от напряжения анода при постоянном на-
пряжении экранирующей сетки показана на рис. 10.10. Как и в трио-
де, здесь можно указать два характерных режима токораспределения:
режим прямого перехвата электронов экранирующей сеткой и режим
возврата электронов к экранирующей сетке. Но граница между режи-
мами проходит при относительно меньшем напряжении анода lt7a<
<(0,1-4-0,5)t/c2l.
При больших
[t/a>(0,l-4-0,5)t/c2] ток экранирующей сетки
образуется электронами, которые перехваты-
ваются ее витками, и мало зависит от анодно-
го напряжения, так как поле анода сквозь эк-
ранирующую сетку проникает слабо и на тра-
ектории электронов, движущихся от катода к
экранирующей сетке, почти не влияет.
В соответствии с общей закономерностью
токораспределения отношение токов анода и
экранирующей сетки /а//с2 зависит от отноше-
ния напряжений электродов, прежде всего от
Па/(7с2, и не зависит от абсолютных вели-
чин этих напряжений.
Токи в режиме прямого перехвата связаны
следующей эмпирической зависимостью:
Р = ^-=а + Ь^.
1 С2	с С2
(10.6)
Коэффициенты а н b для данного типа лампы мало зависят от ре-
жима. Например, для пентода 6Ж1П а—1, й=0,15; для пентода 6Ж5П
о=0,5, Ь=0,21.
При малых анодных напряжениях [(7а<(0,1-4-0,5)(/с2] неоднород-
ное поле витков экранирующей сетки существенно искривляет траек-
тории движения электронов, в результате чего они возвращаются на
экранирующую сетку. Чем меньше анодное напряжение, тем большая
часть электронов возвращается на экранирующую сетку, тем сильнее
возрастает ее ток и падает ток анода (рис. 10.10).
В режиме возврата наблюдается более сильная зависимость анод-
ного тока от напряжения анода, чем в режиме прямого перехвата,
так как анодное поле, воздействующее на электроны возврата, не ос-
лабляется на этом участке экранирующей сеткой.
В режиме возврата плотность объемного заряда на участке экрани-
рующая сетка — анод резко возрастает, возврат электронов к экрани-
рующей сетке увеличивается. Из-за появления виртуального катода
ток пентода с повышением напряжения управляющей сетки, достигнув
некоторого максимального значения, начинает уменьшаться.
273
Статические характеристики пентода
Передаточные характеристики. Коэффициент токораспределения
в режиме прямого перехвата практически не зависит от катодного тока,
поэтому при изменении напряжения управляющей сетки токи анода
и экранирующей сетки составляют определенную постоянную долю
от тока катода. Следовательно, характеристики /а=/((/с1), /c2=/(t/ci)
имеют такой же вид, как и характеристика /к=/(С/с1).
Напряжение запирания лампы по управляющей сетке най-
дем из соотношения (10.3), приравняв нулю действующее напряжение
Uat. При С/с3=0 получим
^сюгс = -(DJ/c2 + Dt/a).	(10.7)
Ввиду малости величины общей проницаемости сеток напряжение
запирания почти не зависит от анодного напряжения. Увеличив на-
пряжение экранирующей сетки, можно существенно сдвинуть анод-
но-сеточные характеристики пентода в область отрицательных напря-
жений управляющей сетки (рис.
10.11). Таким образом, пентод, об-
ладая высоким статическим коэф-
фициентом усиления, может однов-
ременно иметь левые анодно-сеточ-
ные характеристики, что очень ва-
жно при использовании его в ка-
честве усилителя, работающего без
сеточных токов.
Выходные характеристики. Вид
выходных (анодных) характерис-
тик пентода /а=/(£/а) определяет-
ся процессами токораспределения
(см. рис. 10.10). При низких анод-
274
пых напряжениях наблюдается сильная зависимость тока от нап-
ряжения (режим возврата), при высоких анодных напряжениях
(Ua>0,1 Uc>) ток мало зависит от напряжения (режим перехвата).
Для практических расчетов обычно берут семейство характеристик
при <VC2=const (рис. 10.12).
Входные характеристики. Входные характеристики пентода
/cl=/(t/ci) имеют такой же вид, как у триода (см. рис. 10.11), и опре-
деляются теми же факторами: начальной скоростью электронов, эмит-
тируемых катодом, и контактной разностью потенциалов. Токораспре-
деление зависит от отношения напряжений Uc2/Uci и густоты управ-
ляющей сетки.
Дифференциальные параметры пентода
В пентоде связь между переменными составляющими токов (напря-
жений) анода и управляющей сетки в линейном режиме определяется,
как и в триоде, уравнением (9.32):
'па = St/,яС1 + GavU та.
Статические параметры пентода S и Сак могут быть определены
по его характеристикам известным методом (см., например, §7.1).
Необходимое построение показано на рис. 10.12.
Наличие экранирующей сетки существенно изменяет величины
параметров пентода по сравнению с триодом и характер зависимости
их от режима.
Крутизна. Выразим крутизну пентода через катодный ток и кру-
тизну эквивалентного триода, имеющего такие же, как в пентоде, ка-
тод и управляющую cefky и анод, повторяющий форму плоскости эк-
ранирующей сетки. Используем выражение (10.6):
е _ д'а _ д ( ₽ ,	_ U 01к _ р
0Сс1 дб'сДР-М к7 ₽ + 1дСс1 РЧ-1К‘
Отсюда следует, что у пентода крутизна меньше, чем у триода,
имеющего такой же катодно-сеточный узел.
При неудачном выборе режима крутизна может существенно
уменьшиться за счет плохого токораспределения.
Из закона степени трех вторых (10.4) для крутизны характеристики
можно получить выражение
5 = р4л4^п(^с1 + П1(7(:2 + П(7а)1 \	(10.8)
характеризующее зависимость крутизны от напряжения анода, экра-
нирующей и управляющей сеток.
Выходная проводимость. Для определения зависимости выходной
проводимости пентода от конструкции и режима лампы необходимо
учесть, что в пентоде анодное напряжение влияет на анодный ток за
счет воздействия как на ток катода, так и на коэффициенттокораспре-
27Б
деления:
G - а/а б Z р \ р а/к , а < р \
ак дил c>L'a \ Р + ' “ / PH-ldGa + 'Mt/Ap | -1/ •
Из этого выражения следует, что выходная проводимость пентода
имеет две составляющие: GaK=Go+GK. Одна из них
с“=Нпй	<10'9>
определяется воздействием поля анода на катодный ток, т. е. в конеч-
ном счете общей проницаемостью сеток пентода П=П1£>2П3. Вторая
составляющая
G = / — f—\ = -/к - jL —Za Л П0101
K KaGa\p + iJ (p+l)M(/a P(P+l)dGa
определяется воздействием анодного напряжения на токораспреде-
ление.
Использовав соотношение (10.6), получим, что в режиме прямого
перехвата dft/dUa=blUc2. Тогда
к P(P+1)GC2 p(p+i)t'a-
Соотношение (10.11) позволяет пояснить зависимость внутренне-
го сопротивления пентода, имеющего густую экранирующую сетку,
от напряжений анода, управляющей и экранирующей сеток.
Коэффициент усиления. Как и в триоде, коэффициент усиления
пентода р=Х/?г=5/Сак. Поскольку GaK=GnH-GK, то
5	1
< D-
Из этого выражения следует, что в лампах с густой экранирующей
сеткой статический коэффициент усиления р определяется в основном
процессами токораспределения.
Динамические свойства пентода
Для пентода применяют те же схемы замещения, что и для триода
(см. рис. 9.19). Однако при этом необходимо иметь в виду, что входная
емкость пентода определяется емкостью управляющей сетки не только
на катод, как в триоде, но и на все остальные электроды, имеющие
постоянный потенциал, т. е. на экранирующую и защитную сетки:
Gbx = Gck _гСС1, С2 Д Ос11 сз.
Выходная емкость пентода равна сумме емкостей анода на защит-
ную сетку, экранирующую сетку и катод:
Gbhx Gac3 ф- GaC2 ф- Сак.
Входящие в эти выражения емкости Сс1,сз и Сак обычно пренебре-
жимо малы.
Учитывая изложенное, при использовании схемы замещения уси-
лительной лампы (см. рис. 9.19) для пентода емкости Ссй и Сак следу-
ет заменить на С.,х и СВЬ1Х соответственно,
ил	иыл
276
При значительном увеличении частоты переменного напряжения
сетки на свойства пентода будут влиять такие параметры, как время
пролета электронов в лампе и индуктивность выводов. В зависимости
от размеров и конструкции лампы влияние этих параметров начинает
сказываться на частотах от 10 МГц в более мощных лампах до несколь-
ких десятков мегагерц — в маломощных. Так, например, в пентоде
6Ж9П вследствие перечисленных причин уже на частоте 60 мГц появ-
ляется активная входная проводимость, равная 0,2 мСм.
Входная и выходная проводимости пентода определяются соотно-
шениями (9.43) и (9.44). Из-за влияния индуктивности выводов экви-
валентные входная и выходная емкости Свх и Свых с ростом частоты
могут возрастать (рис. 10.13, а, б).
Проходная проводимость тетродов и пентодов на высоких частотах
может существенно измениться вследствие влияния индуктивности
вывода экранирующей сетки £с2, который играет роль дополнитель-
ного элемента связи между входной и выходной цепями лампы (рис.
10.14). Несложный подсчет показывает, что ток, создаваемый во вход-
ной цепи переменным напряжением анода йя, имеет величину
/Вх ~ j® (^-aci ® Сс, сг^-сга^-сг) ^а-
Следовательно, эквивалентная проходная емкость лампы
^-прох б?ас1 ® 0:1, сгОсгОг-
С ростом частоты вследствие увеличения второго члена проход-
ная емкость вначале падает и на некоторой частоте, называемой часто-
той самонейтрализации, оказывается равной нулю, что в принципе
полезно, так как при этом входная и выходная цепи будут полностью
развязаны. Однако при дальнейшем повышении частоты проходная
проводимость начинает резко возрастать за счет увеличения второго
члена и экранирующее действие второй сетки нарушается.
Типы пентодов и их применение
Основными типами пентодов, получившими практическое примене-
ние, являются:
маломощные узкополосные и широкополосные высокочастотные
пентоды, в том числе переменной крутизны;
выходные пентоды для видеочастот;
277
выходные пентоды для звуковых частот;
мощные высокочастотные
ные).
пентоды (узкополосные и широкополос-
Маломощные узкополосные пентоды.
Пентоды этого типа предназначены для
усиления высокочастотных колебаний в
радиоприемных устройствах.
Простейшая схема усилителя высо-
кой частоты представлена на рис. 10.15.
Она отличается от рассмотренной ранее
(см. рис. 9.24) тем, что в данном слу-
чае нагрузкой лампы является парал-
лельный колебательный контур.
Полное сопрот ивленне параллельного колебательного контура оп-
ределяется известной зависимостью:
ZK =

Рис. 10.15
где RK — параллельное сопротивление потерь контура; QK — доброт-
ность контура; <ок — резонансная частота контура: <ок= 1/|ЛLKCK
(LK и Ск — индуктивность и емкость контура).
При подключении лампы к контуру емкость С колебательной сис-
темы возрастает, так как к емкости контура Ск добавляется выходная
емкость лампы Свых:
<ок.
I '“'ВЫХ'
При этом резонансная частота снижается:
1
<оо =—т—.
Существенную роль играет внутреннее сопротивление лампы. По-
скольку оно включено параллельно контуру, потери в колебательной
системе возрастают и ее результирующее параллельное сопротивление
R уменьшается:
R
RKRi
RK + Ri
Добротность колебательной системы по этой же причине снижается
до величины
Q = a0CR<QK.
Почное сопротивление нагрузки с учетом влияния лампы
Коэффициент усиления
(10.12)
278
Максимальное усиление имеет место на резонансной частоте f0=
=(о0/2л:
<1012а>
Рис. 10.16
В полосе частот Л/, которая согласно соотношению (10.12) равна
^=^=2Й?ё-	<1013>
усиление сигнала имеет величину не менее 0,7077%.
Таким образом, коэффициент усиления существенно зависит от
частоты (рис. 10.16). Предельный коэффициент усиления ограничива-
ется отношением крутизны к проходной емкости (9.48).
Во многих практических случаях
требуется, чтобы полоса пропускания
усилителя А/ была небольшой — поряд-
ка долей процента от резонансной ча-
стоты /0. Для этого, как видно из соот-
ношения (10.13), контур должен иметь
высокую добротность, а внутреннее соп-
ротивление лампы должно быть намно-
го выше, чем сопротивление контура.
Для получения значительного допусти-
мого усиления лампа должна иметь боль-
шую величину отношения5/Сас1 [см.
формулу (9.48)1.
Пентоды, удовлетворяющие перечисленным требованиям, называ-
ют узкополосными. Они имеют густую экранирующую сетку и допол-
нительные экраны, уменьшающие емкость между выводами. Тщатель-
ное экранирование и хорошее токораспределение обеспечивают полу-
чение высокого внутреннего сопротивления (2—3 МОм и более). Кру-
тизна характеристики составляет не менее 5—8 мА/B, что позволяет
получить достаточно большое усиление сигнала.
Широкополосные высокочастотные пентоды. В телевидении, ра-
диорелейной связи и других областях требуются усилители, имеющие
относительную полосу пропускания А/[0 порядка 10% и более. Для
получения такой широкой полосы добротность нагрузки усилителя
должна быть очень низкой, так как A///0=l/Q. Резонансное сопротив-
ление контура
р____Q______!_
Ак~ ш0С 2nCAf
при этом оказывается также очень низким.
Так как коэффициент усиления усилителя
Ки = SRK
S
2лСЛ[’
то отсюда следует, что произведение коэффициента усиления на поло-
су усиливаемых частот
КиА/ =
2лС *
279
Произведение КцЦ максимально при емкости контура Ск, равной
нулю:
Y =	5	(10.14)
V'-BblX I
Эта величина, определяемая лишь параметрами лампы — ее кру-
тизной, входной и выходной емкостями, называется коэффициентом
широкополосности лампы. Численно он равен полосе усиливаемых час-
тот при усилении, равном единице. Чем больше коэффициент широко-
полосности, тем большее усиление обеспечивает лампа в заданной
полосе частот Д/ или тем большую полосу при заданном усилении К.
При конструировании широкополосных ламп расширяют полосу
усиливаемых частот в первую очередь за счет увеличения крутизны.
Согласно выражению (10.8), ее можно увеличить тремя способами:
повышением напряжений, улучшением токораспределения и уменьше-
нием расстояния от катода до управляющей сетки. Наиболее эффектив-
ным является третий способ.
В современных усилительных лампах сетка расположена очень
близко от катода. Во избежание потери управляющего действия ее
приходится делать из очень тонкой проволоки и с малым шагом на-
мотки. Сложным является вопрос обеспечения механической прочнос-
ти конструкции и снижения термотока сетки, расположенной в непо-
средственной близости от накаленного катода.
Вследствие того что производство широкополосных ламп представ-
ляет собой трудную техническую задачу, они отличаются от обычных
пентодов более высокой стоимостью.
Пентоды переменной крутизны. Для регулирования усиления в
зависимости от величины приходящего сигнала требуются высокочас-
тотные пентоды, имеющие анодно-сеточную характеристику, состоя-
щую из крутого короткого участка А и пологого участка большой про-
Рис. 10.17
тяженности Б (рис. 1 0.17). В случае при-
ема слабых сигналов рабочую точку ус-
танавливают на крутом участке характе-
ристики, где усиление имеет наибольшую
величину, а сильные сигналы принимают
на протяженном пологом участке, где
они усиливаются в меньшей степени и
практически без искажений; таким обра-
зом, сглаживаются изменения напряже-
ния на выходе при изменении входно-
го напряжения.
Для получения анодно-сеточной ха-
рактеристики такой формы управляю-
щую сетку делают с переменным шагом
витков, т. е. с переменной проницаемо-
стью по ее длине, для чего, например, в средней части сетки удаляют
один-два витка.
При небольших отрицательных напряжениях управляющей сетки
электронный поток проходит через всю поверхность сетки, при этом
280
крутизна характеристики максимальна. При высоких отрицательных
напряжениях участки с густой сеткой запираются и ток проходит
лишь через малый по площади участок, где сетка более редкая и кру-
тизна характеристики оказывается небольшой, а запирающее напря-
жение — значительным.
Широкополосные пентоды для видеочастот. Эти лампы применяют
для усиления сигналов, занимающих полосу частот до нескольких
мегагерц. Так как полоса усиливаемых частот определяется коэффици-
ентом широкополосности
_ _____S
2л (Свх-|- Свь|х)
т. е. главным образом крутизной, то лампы для видеоусилителей имеют
рамочную мелкоструктурную управляющую сетку, расположенную
близко от катода. Важным параметром является максимальное выход-
ное напряжение, которое зависит от допустимого тока лампы /атах
и выходной емкости Свых. Для обеспечения требуемой величины /а
катод делают более мощным.
Выходные низкочастотные пентоды. Благодаря большому коэф-
фициенту усиления р пентод позволяет получить требуемую выходную
мощность при меньшем входном напряжении, чем триод, поэтому пен-
тоды широко используют и для усиления низкой частоты. Большой
левый участок анодно-сеточной характеристики, необходимый для
усиления сеточных токов, может быть получен в пентоде за счет при-
менения редкой управляющей сетки и повышения напряжения экра-
нирующей сетки, так как Uclmc=—-DrU^. Однако пентод имеет более
криволинейные характеристики по сравнению с триодом, что обуслов-
ливает большие искажения сигнала и не позволяет полностью реали-
зовать усилительные возможности лампы.
Конструктивно низкочастотные пентоды более просты, чем высоко-
частотные, так как не нуждаются в столь тщательном экранировании.
Коэффициент усиления и внутреннее сопротивление у них в несколько
раз ниже, чем у высокочастотных пентодов.
• Выходные низкочастотные пентоды для обеспечения требуемой вы-
ходной мощности имеют значительную максимально допустимую рас-
сеиваемую мощность анода и экранирующей сетки, высокое анодное
напряжение и большой ток эмиссии катода.
Пентоды с двойным управлением. Защитная сетка может быть
использована для управления анодным током. Однако механизм уп-
равления здесь иной, чем с помощью первой сетки: напряжение треть-
ей сетки воздействует в основном на распределение катодного тока
между анодом и экранирующей сеткой (рис. 10.18, а), тогда как первая
сетка изменяет величину катодного тока (рис. 10.18, б).
Управление анодным током по третьей сетке эффективно лишь
при отрицательных напряжениях, когда в лампе создается режим воз-
врата электронов от защитной сетки к экранирующей. Это объясняется
тем, что в режиме возврата воздействию подвергаются электроны, про-
летающие около витков третьей сетки, где поле третьей сетки значи-
тельно, тогда как в режиме перехвата изменение анодного тока воз-
281
можно только за счет изменения траекторий движения электронов,
находящихся под экранирующей сеткой, где поле третьей сетки неве-
лико.
Незначительной величиной напряженности электрического поля
третьей сетки у катода объясняется и слабая зависимость катодного
тока от напряжения защитной сетки, обусловленная главным образом
Рис. 10.18
проникновением электронов возврата в прикатодную область, где
они изменяют распределение потенциала, воздействуя тем самым на
величину катодного тока.
При увеличении отрицательного напряжения третьей сетки потен-
циальный барьер между экранирующей сеткой и анодом возрастает
и все меньшее количество электронов оказывается способным преодо-
леть его при движении к аноду. Когда минимум потенциала становится
равным нулю, анодный ток прекращается. Можно считать, что при
этом действующее напряжение третьей сетки £/дз=0. Воспользовав-
шись соотношением (10.1), найдем запирающее напряжение третьей
сетки:
^C3o = -O3i7a + D3t/C2.	(10.15)
Таким образом, запирающее напряжение третьей сетки зависит не
только от напряжения экранирующей сетки, но и от анодного напря-
жения.
Так как величина запирающего напряжения третьей сетки зависит
от ее проницаемостей D3 и D3, то для снижения запирающего напря-
жения, т. е. для повышения эффективности управления, эту сетку сле-
дует делать более густой.
Пентод, у которого защитная сетка имеет отдельный вывод, можно
использовать как лампу с двойным управлением, т. е. как прибор, ток
которого одновременно управляется двумя независимыми источниками
сигналов.
282
Мощные (генераторные) пентоды. Благодаря малой проходной ем-
кости и высокому коэффициенту усиления пентод является эффектив-
ным типом генераторной лампы малой и средней мощности. Трудности
с отводом тепла от сеток существенно ограничивают выходную мощ-
ность пентодов, хотя уже известны конструкции на мощность в не-
сколько сотен киловатт. Отсутствие динатронного эффекта и хорошее
токораспределение позволяют получать выходное переменное напря-
жение, достигающее 90—95% напряжения питания ^?ак, что обеспе-
чивает более высокий коэффициент полезного действия, чем в триодах,
где коэффициент использования анодного напряжения не превышает
80%.
§ 10.3. ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛАМПЫ С НИЗКИМ УРОВНЕМ ШУМА '
Собственные шумы ламп
Даже при идеально постоянных напряжениях электродов токи в
цепях электронной лампы не могут быть строго постоянными, они
всегда подвержены небольшим случайным колебаниям — флуктуаци-
ям (рис. 10.19). Основной причиной флуктуации тока является тепло-
вое движение электронов.
Хаотичность теплового движения электронов в катоде лампы при-
водит к тому, что в каждый момент времени количество электронов,
обладающих энергией, достаточной
для преодоления потенциальногобарь-
ера. и находящихся близко от этой
границы, оказывается различным. В
результате возникают флуктуации
тока эмиссии — дробовой эффект.
Тепловое движение электронов, ле-
тящих к сеткам и аноду, обусловлива-
ет малые беспорядочные изменения их
траекторий, что приводит к флуктуа-
циям токораспределения. При нали-
чии динатронного эффекта из-за хао-
тичности процесса вторичной эмис-
сии флуктуации токораспределения
усиливаются.
В лампах с плохим вакуумом заметные флуктуации токов могут
возникать за счет процессов ионизации и деионизации остаточного
газа, имеющих случайный характер.
Значительные флуктуации анодного тока наблюдаются в области
низких частот вследствие хаотического локального изменения работы
выхода катода под воздействием протекающих на его поверхности фи-
зико-химических процессов, миграции и диффузии атомов. Это явле-
ние называют поверхностным флуктуационным эффектом или мерца-
нием катода.
Флуктуации токов лампы при значительном усилении прослушива-
ются на выходе громкоговорителя или телефона как равномерный шум,
283
поэтому их принято называть собственными шумами электронной
лампы. Собственные шумы определяют минимальную (пороговую) ве-
личину сигнала, при которой он еще «не заглушается» и может быть
воспроизведен без искажений или обнаружен на фоне шумов.
Повышение пороговой чувствительности приемных устройств, оп-
ределяющей наряду с другими факторами дальность передачи инфор-
мации, является одной из проблем современной техники, поэтому
вопрос о собственных шумах электронных ламп и методах их уменьше-
ния представляет собой важную и актуальную задачу электроники.
Шумовые параметры ламп
Шумовой ток. Флуктуации можно рассматривать как переменную
составляющую тока лампы, условимся называть ее шумовым током.
Поскольку флуктуации — это случайный процесс, форма шумового
тока непрерывно изменяется и не является определенной. Следователь-
но, неопределенны амплитуда и частота шумового тока. Поэтому шумо-
вой ток принято характеризовать квадратом действующего значения
/щ — величиной, пропорциональной мощности флуктуации.
В диоде, находящемся в режиме насыщения, основным источником
шума является дробовой эффект. Как показал Шоттки, квадрат дейст-
вующего значения шумового тока диода в этом случае определяется
выражением
7^,а = 2с/еАЛ	(Ю.16)
где /е — среднее значение тока эмиссии; А/ — полоса частот, в кото-
рой измеряется мощность шума.
Получить эту формулу можно с помощью известного из теории ве-
роятностей соотношения между среднеквадратичным отклонением
(п—п)г случайной величины п и ее средним значением п0:
(n —п0)2 = п0.	(10.17)
Примем, что п — число электронов, вылетающих из катода за некоторый интер-
вал времени Л/, значительно больший времени пролета до анода, а п0 — среднее
число электронов, вылетающих из катода за это же время. Если ie—мгновенное
значение тока эмиссии, а Iе — его среднее значение, то
1„Д/	Л.Л/
п = ——, «0=-^—•
е	е
Тогда из соотношения (10.17) найдем, что
Величина (ie—/е)2 представляет собой квадрат действующего значения шумово-
го тока /2 а- Учитывая, что между длительностью импульса Л/ н занимаемой им поло-
сой частот Д? может быть взято приближенное соотношение Д/
1
« 2Д£. получим
выражение (10.16), справедливое в диапазоне частот, для которых период колебаний
значительно больше времени пролета электронов в лампе.
284
Энергия шума дробового эффекта равномерно распределена по
частотному спектру и мощность шума пропорциональна полосе частот,
в которой этот шум измеряется, поэтому диоды в режиме насыщения
широко используют в качестве эталонных генераторов шума. При-
меняемые для этой цели лампы называют шумовыми диодами. Они
имеют катод, обладающий выраженным насыщением, и анод, способ-
ный рассеивать значительную мощность.
В режиме объемного заряда флуктуации анодного тока имеют мень-
шую величину, чем флуктуации тока эмиссии. Пусть в данный корот-
кий отрезок времени число электронов, вылетающих из катода, воз-
росло по сравнению со средним значением. При этом увеличиваются
объемный заряд и минимум потенциала у катода, в результате лишь
часть дополнительно вылетевших электронов преодолевает минимум
потенциала и попадает на анод, а остальные возвращаются на катод.
Следовательно, увеличение анодного тока будет меньше, чем увеличе-
ние тока эмиссии. Если же из катода вылетает меныпее число электро-
нов, то минимум потенциала и объемный заряд снижаются и большая
часть вылетевших электронов пролетает на анод. Уменьшение анодного
тока оказывается меньшим, чем уменьшение тока эмиссии.
Таким образом, в режиме объемного заряда шумы диода по сравне-
нию с режимом насыщения снижаются:
/^,а = 2е/аД/Г2.	(10.18)
Величина Г2, называемая коэффициентом депрессии шума, обычно
лежит в пределах 0,05—0,15. Она определяется соотношением
р-Ш'“1’29тл-	<1019>
При температуре катода 7=1000 К
Г2 =0,11-^-.	(10.20)
* Л
В триоде, работающем без сеточного тока, основной причиной шу-
мов, как и в диоде, являются дробовой эффект и шумовой ток, определя-
емый выражением (10.18). В лампах с экранирующей сеткой шумовой
ток возникает также вследствие флуктуаций токораспределения, он
определяется выражением
/2шр = 2е/^-ДЛ	(10.21)
1 а~г 1 с2
В теории вероятностен доказывается, что если из общего числа п случайных со-
бытий пА ссбытий происходит в форме А, а пБ — в форме Б, то среднеквадратичное
отклонение
(пд-пд)2=(пБ-пБ)2 = ^- .	(10.22)
п
Пусть п — число электронов, вылетевших из катода за время Л/, значительно
большее времени пролета электронов до анода, а пА и пБ — число электронов, попа-
285
дающих на анод и экранирующую сетку соответственно. Тогда можно записать:
П- е . ПА-----— , пА-—.
~ п
ь е ь е
/	~v’ Т----Гх^2 ,	л*2
("Л-ПЛ)“ = (1а-/а)--^- = /ш.Р7й-.
Согласно соотношению (10 22), получаем
.2	_ I з!С2 1
ш "	-ЦТ Тг
или, аналогично (10.17), выражение, справедливое в диапазоне частот, для которых
период колебаний значительно больше времени пролета электронов в лампе:
/ш.р = 2е^АЛ
7 К
На низких частотах в лампах появляется шумовой ток, обуслов-
ленный мерцанием катода. Его величину находят из эмпирического
соотношения
tm
г-
*Ш. М	jn *
где М — константа, определяемая экспериментально; т=0ч-2, п«Д.
Шумы мерцания на низких частотах значительно выше дробовых
шумов и шумов токораспределения. Наибольшую величину они имеют
у ламп с оксидным катодом.
Шумовое напряжение. Для практических целей удобно пересчи-
тывать шумы усилительных ламп в цепь сетки, так как при этом их
можно непосредственно сравнивать с
подаваемым на сетку напряжением
сигнала. При пересчете принимают,
что шумовой ток в анодной цепи /ш а
вызывается шумовым напряжением
Um с в цепи управляющей сетки (рис.
10.20, а). Величину
^ш.с = 7ш.а/-$	(10.23)
Рис. 10.20	называют шумовым напряжением лам-
пы, приведенным к сетке. Чем боль-
ше крутизна S, тем меньше шумовое напряжение (/ш с, тем выше
пороговая чувствительность лампы.
Для триода, работающего без сеточного тока, использовав соот-
ношение (10.18), получим
_ У 2с/а А/Г-
ш. с	с
(10.24)
Отсюда вытекает, что шумовое напряжение неоднозначно характе-
ризует свойства лампы, так как оно зависит от полосы частот А/,
286
в которой измеряется шум. Поэтому для оценки шумовых свойств
лампы применяют удельное шумовое напряжение
(10.25)
1 А/
которое, как следует из выражения (10.24), не зависит от полосы час-
тот А/.
В триодах, работающих без сеточного тока, и'ш с=0,03-е-0,25 мкВ/
/кГц'/’. В пентодах шумовое напряжение выше, чем в триодах (U'w с=
=0,06-ь0,45 мкВ/кГц’/’), что объясняется наличием в пентодах шумов
токораспределения. Еще выше уровень шумов в тетродах вследствие
динатронного эффекта.
Шумовое сопротивление. Хаотическое тепловое движение электро-
нов в проводниках вызывает флуктуационное напряжение на зажимах
любого элемента, имеющего активное сопротивление /?. Величина
этого шумового напряжения определяется формулой Найквиста:
U^R^ikTRbf.	(10.26)
Энергия тепловых шумов имеет равномерное распределение по
частотному диапазону, аналогично шумам дробового эффекта.
Шумы усилительных ламп часто характеризуют величиной шумо-
вого сопротивления /?ш, создающего напряжение шумов, равное шумо-
вому напряжению лампы:
4ЛТ7?шД/ = С/^с.	(10.27)
Будучи включенным в цепь сетки идеальной (нешумящей) лампы
(рис. 10.20, б), элемент, имеющий сопротивление ₽ш, создает на ее
выходе такой же шум, как в реальной лампе.
Условились считать, что шумовое сопротивление лампы имеет
температуру Т=293 К. Тогда из выражения (10.27) получим
Л/2
^Ш=ет = 64{7ш.с.	(10.28)
где R,„ выражается в кОм, а U^.c— в мкВ/кГц’/».
Шумовое сопротивление отечественных триодов лежит в пределах
0,1—3,5 кОм, а пентодов — 0,25—12 кОм.
Шумовая проводимость. У всех усилительных ламп при значитель-
ном повышении рабочей частоты наблюдается рост шумов, обусловлен-
ный флуктуациями наведенного тока сетки (см. § 9.4).
Электронный поток, движущийся от катода к сетке, и поток, дви-
жущийся от сетки к аноду, возбуждают в сеточной цепи токи, которые
на низких частотах строго противофазны и полностью компенсируются.
На сверхвысоких частотах вследствие инерционности электронного
потока противофазность возбуждаемых в сеточной цепи токов наруша-
ется и они не компенсируют друг друга. В результате в цепи сетки
даже при отрицательном сеточном напряжении появляется наведенный
ток. Но электронный поток, движущийся к сетке, имеет шумовую сос-
тавляющую 1Ш к, а поток, движущийся от сетки,— шумовую состав-
287
ляющую 1Ш а. Поэтому на сверхвысоких частотах в цепи сетки наво-
дится и шумовая составляющая тока
^ш. с к а»
обусловливающая увеличение общего уровня шумов лампы.
Неоднородность электрического поля сетки, вызывающая значи-
тельный разброс траекторий и времени пролета отдельных электронов,
приводит к тому, что шумовые токи im к и 1Ш а оказываются коррели-
рованными лишь частично: ток к имеет составляющую ц, к, полно-
стью коррелированную с током im a, и составляющую «ш. к> не корре-
лированную с ним. Поэтому предыдущее уравнение можно записать
в виде
бп. с = Ош. к ^ш. a) ~i" *'ш. к-
Отсюда следует, что наведенный шумовой ток сетки также имеет
две составляющие: коррелированную с анодным током 1Ш- а составляю-
щую (г’ш. к—а) и некоррелированную составляющую Гш_ к. Кроме
того, некоррелированный шум в цепи сетки создается электронным
потоком, отраженным от минимума потенциала к катоду. Поэтому,
для того чтобы полностью охарактеризовать эти шумовые составляю-
щие, необходимо ввести еще два шумовых параметра лампы.
Обычно коррелированную составляющую шумового тока сетки Гш с
принято отображать в схеме замещения с помощью корреляционной
проводимости VKOp=GKOp+/BKOp согласно соотношению
/ш2 с = Ош. к - »ш. а)2 = ^ш. с | Гклр р = IkTR^f | Укор |\
Температуру корреляционной проводимости принимают равной
нулю, следовательно, эта проводимость не является источником шума.
Некоррелированную составляющую шумового тока сетки /щ с ха-
рактеризуют шумовой проводимостью G1U с помощью соотношения
Сс = 4^ТСшДД
Температуру шумовой проводимости условимся считать такой же,
как у шумового сопротивления (Т=293 К).
Итак, на сверхвысоких частотах схема замещения лампы (рис. 10.21)
включает в себя два источника шума: шумовое сопротивление Rvl,
характеризующее шумы дробового эффекта и токораспределения, и шу-
мовую проводимость бш, определяющую некоррелированный шумовой
ток сетки. Коррелированная составляющая шумового тока сетки ха-
г 1 Рис. 10.21	растеризуется корреляционной проводимо- стью Укор. Все эти элементы относятся только к шумовым процессам и не влияют на прохождение сигнала (например, про- водимости и сопротивление шума не вно- сят дополнительного затухания в колеба- тельный контур, который можетбыть вклю- чен во входную цепь лампы). Величины всех трех параметров обычно определяют путем измерения.
288
Воспользовавшись рассмотренной схемой замещения, можно опре-
делить результирующий шумовой ток во входной цепи лампы:
/L. вх =	г + С. С +1YT 4- гкор |= иш. с,	(10.29)
где YT—Gr+jBT— проводимость генератора сигнала.
При Вг =—Вкср шумовой ток имеет минимальную величину. Это
означает, что коррелированную составляющую шумового тока сетки
можно использовать для частичной компенсации шума лампы за счет
соответствующей расстройки входной цепи.
Соотношение между коррелированной и некоррелированной состав-
ляющими тока сетки зависит от конструкции лампы и режима ее ра-
боты. По данным измерений, некоррелированная составляющая обыч-
но в 2—3 раза больше коррелированной, а в лампах с редкой управ-
ляющей сеткой наведенный сеточный шум практически полностью не
коррелирован с анодным шумом лампы. В этом случае 5/кор=0 и шу-
мовые свойства лампы полностью описываются двумя параметрами —
шумовым сопротивлением и шумовой проводимостью Сп1.
Исследования показывают, что шумовая проводимость триодов
пропорциональна квадрату рабочей частоты, а пентодов — несколько
большей степени. Это ограничивает максимальную частоту, на которой
лампа может быть использована в качестве высокочувствительного
усилителя.
Поскольку активная входная проводимость лампы также пропор-
циональна квадрату частоты [см. выражение (9.52)], то отношение
бш/бвх Для данного типа лампы является величиной, приблизительно
постоянной в широком диапазоне частот. Его называют относительной
температурой шума входной проводимости лампы и для ламп с на-
витыми сетками принимают равным 3—5.
Коэффициент шума. Шумовые свойства лампы можно характери-
зовать коэффициентом шума
- кРи'р СЬ1Х ,	(10.30)
Аргш. г
который представляет собой отношение полной мощности шумов на
выходе лампы Рш выХ к мощности усиленных лампой шумов генера-
тора входного сигнала КРРШ г (КР — коэффициент усиления лампы
по мощности).
Коэффициент шума выражают либо в относительных единицах, как
в соотношениии (10.30), либо в децибелах. Идеальная (нешумящая)
лампа имеет коэффициент шума, равный единице (0 дБ), так как у нее
собственных шумов нет, а шумы на выходе обусловлены только гене-
ратором сигнала. В реальных лампах коэффициент шума составляет
не менее 2—2,5 единицы (3—4 дБ).
Найдем связь между коэффициентом шума и первичными шумовы-
ми параметрами лампы /?„„ бш, Укор. Величина Рш ВЫХ/КР представ-
ляет собой мощность шума лампы, пересчитанную ко входу. По-
этому выражение для коэффициента шума с учетом (10.29) можно
записать в виде
ь-  Рш. вх _ I UI. ВХ _ Гщ. ri~ /щ с ~| Уш. с | У г ~У~ У кор |2
''Ш	р	,2	,2	•
ГШ. Г 1 ш. Г	г ш. г
10 № 1604
289
Так как Гш* c=47’GI11Af, U^. t=4kT , а /2Ш. r=4kTGrAf,
то коэффициент шума лампы
If __ 11 Ош+ Rm I ТгЧ-Ткор I"
-------Gr---------.	(10.31)
Его величина тем меньше, чем ниже значения параметров /?ш, бш
И Гкор-
Устройство и режимы работы малошумящих ламп
Лампы с низким уровнем шума используют во входных ступенях
высокочувствительных усилителей и радиоприемных устройств, по-
скольку именно здесь сигнал минимален и легче всего может быть за-
маскирован шумами. Особенно необходимы они в широкополосных
усилителях, так как уровень шумов возрастает пропорционально
ширине полосы пропускания усилителя.
Из выражений (10.24) и (10.28) найдем, что шумовое сопротивление
триода
р __б'щ, с	2е гг	/а	/10 491
4kThf	4kTl	S2'	(1U.6Z)
Подставив выражение (10.19), получим
7?ш «	2.5/S.	(10.33)
Отсюда вытекает, что основной способ уменьшения шумового со-
противления триода — повышение его крутизны.
Шумовое сопротивление пентода определяется зависимостью
(Ю.34)
Так как коэффициент токораспределения обычно имеет величину
от 3 до 5, a S=(0,5-i-l)/a, то второй член, определяющий шумы токо-
распределения, лежит в пределах 1,5—5, т. е. он в несколько раз боль-
ше первого члена, характеризующего дробовые шумы. Отсюда следу-
ет, что для пентодов эффективной мерой снижения шумового сопротив-
ления является не только увеличение крутизны S, но и улучшение
токораспределения.
Уровень шумов усилительной лампы может быть снижен рацио-
нальным выбором ее режима. Прежде всего отметим, что при значи-
тельном уменьшении напряжения накала лампа переходит в режим
насыщения, вследствие чего резко возрастают шумы дробового эффек-
та. При увеличении напряжения экранирующей сетки вначале возрас-
тает крутизна и шумовое сопротивление уменьшается. Затем вследст-
вие ухудшения токораспределения крутизна падает и возрастает ток
экранирующей сетки, что приводит к увеличению шумового сопротив-
ления. При повышении отрицательного напряжения управляющей
сетки шумовое сопротивление увеличивается из-за уменьшения кру-
тизны. От анодного напряжения в пентодах шумовое сопротивление
зависит очень мало.
2<Ю
Для высокочувствительных усилителей низких частот, используе-
мых, например, при записи и воспроизведении звука, очень важны
шумы мерцания. При разработке и изготовлении малошумящих ламп
этого диапазона частот большое внимание обращают на повышение
однородности катода, способствующей уменьшению шумов мерцания.
Для низкочастотных ламп существенное значение могут иметь так-
же шумы гудения, обусловленные несовершенством изоляции подогре-
вателя от оксидного покрытия катода. Наличие заметной проводимости
между подогревателем и гильзой катода приводит к тому, что при пи-
тании подогревателя переменным током в цепи катода также возни-
кает переменный ток, имеющий составляющую с частотой 50 Гц и
ее гармоники. Если в цепи катода имеется резистор смещения, то на
нем появляется переменное напряжение, которое одновременно дейст-
вует и в цепи сетки, вызывая появление фона переменного тока (гу-
дение) на выходе лампы.
Величина проводимости участка подогреватеть — гильза в значи-
тельной мере определяется термоэлектронной эмиссией подогревателя
и внутренней поверхности гильзы катода. Вследствие того что темпе-
ратура подогревателя и гильзы различна, проводимость участка подо-
греватель — гильза оказывается несимметричной. Подавая положи-
тельное напряжение смещения на подогреватель относительно более
холодной гильзы, можно существенно уменьшить шумы гудения. В от-
ветственных случаях для уменьшения этих шумов прибегают к пита-
нию подогревателя катода входной лампы постоянным током.
Шумы могут вызываться также вторичной эмиссией со слюдяных
изоляторов и стеклянной поверхности баллона. Снижению этих шумов
способствует покрытие внутренней поверхности баллона графитом,
препятствующим накоплению зарядов на стекле.
При высоком внутреннем сопротивлении источника сигнала во
входной цепи лампы большое значение приобретают шумы, обуслов-
ленные флуктуациями обратного тока сетки. В этом случае наилучшие
результаты дают специальные типы ламп, имеющие малый обратный
ток (/с<10“12 А).
Малошумящей лампой диапазона низких частот является пентод
6Ж32П, имеющий среднее значение напряжения шума, приведенного
ко входу в полосе частот 20 Гц — 20 кГц, не более 3 мкВ. Еще лучшими
параметрами обладает малошумящая лампа 6С62Н, у нее среднее
значение напряжения шума в указанной полосе частот не превышает
0,8 мкВ. У полевых транзисторов в этом диапазоне напряжение шума
составляет не менее 4 мкВ.
§ 10.4. ЛАМПЫ ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
В технике передачи и приема сообщений широко применяют модулированные
Колебания, представляющие собой высокочастотные гармонические колебания, ам-
плитуда (фаза или частота) которых изменяется в соответствии с передаваемым низко-
частотным сигналом. Например, при амплитудной модуляции амплитуда высокочас-
тотного (несущего) колебания изменяется во времени таким образом, что огибающая
его повторяет форму модулирующего сигнала (рис. 10.22, а). Одной из распростра-
ненных операций, производимых над модулированными колебаниями в процессе
передачи и приема сообщений, является преобразование частоты, сущность которого
10*	291
заключается в замене несущей частоты модулированного колебания другой, более
низкой или более высокой, при сохранении формы и частоты огибающей (рис. 10.22,6).
Для преобразования частоты напряжения необходимо получить напряжение
1/пр, пропорциональное произведению исходного Ul~ и вспомогательного на-
пряжений:
Дпр = оД1-Д2_.	(10 35)
Эта операция может быть осуществлена с помощью любой из электронных ламп
(от диода до пентода), ио лучшие результаты дают специальные частотопреобразова-
тельные лампы, наиболее совершенной из которых является гептод.
Защитная
сетка С5
экранирующая
сетка С$
Вторая
управляющая
сетка с3
\экранирующая
сетка с2
Первая
управляющая
сетка Е.
Анов
I I /
Катов
Рис. 10.23
Гептод (рис. 10.23) имеет семь электродов: анод, катод и пять сеток. Первая Q
и третья С3 сетки являются управляющими, вторая Сг и четвертая С4 сетки — экра-
нирующими, пятая сетка С5 — защитной. Таким образом, гептод представляет собой
лампу с двойным управлением. Он выгодно отличается от пентода, имеющего две
управляющие сетки, тем, что у него управляющая сетка С3 отделена от анода экра-
нирующей сеткой, что существенно на высоких частотах для уменьшения связи меж-
ду второй входной и выходной цепями лампы. Принцип действия управляющей сетки
С3 такой же, как в пентоде.
Можно считать, что гептод состоит из двух последовательно включенных ламп —
триода и пентода, причем анод триода — экранирующая сетка С2 — является как
бы катодом пентода. Для устранения возврата заторможенных перед третьей сеткой
электронов в прикатодиое пространство, приводящего к появлению нежелательной
связи между цепями третьей и первой сеток через электронный поток, сетку С2
делают частично сплошной, а траверсы управляющей сетки С3 разворачивают иа
90° по отношению к остальным. При такой конструкции лампы траектории движения
электронов (показаны на рис. 10.23 пунктирными линиями со стрелкой) отклоняются
стоящей на их пути траверсой сетки С3 от прямолинейного направления и электроны,
возвращающиеся от сетки С3, перехватываются сплошной частью экранирующей сет-
ки С2. чем устраняется проникновение их в прикатодиое пространство.
Анодные характеристики гептода имеют такой же вид, как характеристики вы-
сокочастотного пентода (см. рис. 10.12), а характеристики двойного управления
аналогичны характеристикам пентода с двумя управляющими сетками (см. рис 10.18).
Гептод характеризуется следующими дифференциальными параметрами.
S1 = 6/a/6l/cli S3=dla/dUc3, Rj = dUa/dIa, 1^ — dUb/dUci, p3 = -5Ua/5[/C3;
они определяют связь между малыми приращениями токов и напряжений в лампе.
Схема включения гептода для преобразования частоты показана на рис 10 24
Напряжение сигнала ис_, частота которого должна быть преобразована, подается на
сетку Ci- На втор} ю управляющую сетку поступает вспомогательное синусоидальное
292
напряжение ыг_ частоты fT от специального маломощного генератора — гетеродина
(«гетерос» — по-гречески «другой»). В цепь анода включается колебательный LC-
контур, настроенный на преобразованную частоту и имеющий на этой частоте
сопротивление R.
Прн наличии переменного напряжения тре-
тьей сетки wr_=l/fflrsin<Dr< крутизна характери-
стики по первой сетке будет переменной (см. рис.
10.18). Полагая для упрощения зависимость кру-
тизны St от напряжений третьей сетки Uc3 линей-
ной, найдем, что
Si — Si	И]— Si+Кдвмг~ > (10.36)
где Si — крутизна по первой сетке в исходной
д21
точке, т. е. при цг_=0; Клв = —гр.—77-------коэф-
С'С/с1(7сз
фициент двойного управления.
Переменное напряжение сигнала будем считать также синусоидальным: ис~ =
=t/mcsinwcZ. Под действием этого напряжения, поданного на первую сетку, н пере-
менного напряжения третьей сетки в цепи анода появляется переменный ток
— S\UC -р- S3Ur~ — (Sj -р /Сдв^г — )	— ~Ь S3Uy _ — SiUc _ -р Rдв^г — Ис _ -р SgWr.. •
(10.37)
Таким образом, в анодном токе имеется составляющая, пропорциональная про-
изведению напряжений «r~uc_, что, как указывалось, необходимо для преобразова-
ния частоты. Найдем, подставив в (10.37) выражения для «с_ и пг_, преобразованные
частоты:
в inc sin -р/Сдвтгтс Sin	Sin (Oct -p S3Urny sin COyt,
или, поскольку 2sinasin£=cos(a—p)—cos(a+P),
«а~	SincoJ	U,nc COJ (<0r —<0c) t—K^mr Umc COS (<0с + <0г)* +
+ S3(7,„r sin <orL	(10.38)
• Полученное соотношение показывает, что в аиодиом токе кроме составляющих
частоты сигнала и частоты гетеродина имеются составляющие разностной (ыг—<ос)
и суммарной (<ог-р<ос) частот.
На колебательном LC-контуре, включенном в анодную цепь, выделяется напря-
жение необходимой частоты. Обычно контур настраивают на разностную частоту
fnp—fc fr
Заметим, что в общем случае, когда связь между крутизной и напряжением
третьей сеткн нелинейная, в анодном токе присутствует большое число различных
по частоте составляющих (комбинационных частот) вида tnfT—nfc, где тип — любые
целые числа. Комбинационные частоты могут лежать в полосе пропускания колеба-
тельного контура анодной нагрузки и создавать на выходе нежелательные эффекты—
интерференционные свисты. При этом возрастают и помехи со стороны соседних по
частоте радиостанций. Поэтому при конструировании частотопреобразовательных
ламп стремятся повысить линейность зависимости крутизны St от напряжения треть-
ей сетки Uc3.
Из выражения (10.38) следует, что амплитуда анодного тока преобразованной
частоты
^.nP = ^y^-rHmc = Snpt/rac,	(10.39)
где величина
•$лр—2 КдВП,лг
(10.40)
293
называется крутизной преобразования. Опа определяет амплитуду составляющей
анодного тока преобразованной частоты, которая возникает при подаче на первую
управляющую сетку напряжения сигнала.
Крутизна преобразования зависит от параметров лампы и напряжения гетеро-
дина. Для выяснения этой зависимости по-прежнему будем считать связь между
>51 и t/c3 линейной. Полагая, что при подаче переменного напряжения иг_ на третью
сетку крутизна изменяется от Slniin до Slniax, найдем, что коэффициент двойного
управления
zz _	_ ЛА} ___S| тлх—<$t mia
ДВ AiyclWc3	2l/mr ’
а крутизна преобразования
о Si max min
° n p — —£—— •
Максимальная крутизна преобразования получается при таком напряжении
гетеродина, при котором величина SItnin равна пулю: Snpmax- S] щаХ/4.
Отсюда следует, что для повышения эффективности преобразования лампа долж-
на иметь большую крутизну по первой сетке. В современных гептодах она достигает
16 мА/B. что дает высокое значение крутизны преобразования — до 4 мА/B. Для
примера приведем параметры гептода 6А4П:	16 мА/B. S3 5,5 мА/B.
Существенным недостатком частотопреобразовательных ламп является невысо-
кая линейность преобразования, ухудшающая реальную избирательность радио-
приемного устройства, а также сравнительно высокий уровень шумов.
В частотопреобразовательных лампах напряжение шума достигает 8—10
мкВ/кГц'/’ ввиду более высоких шумов токораспределения (две экранирующие сет-
ки), а также вследствие того, что пересчитанное в цепь сетки напряжение шума в
данном случае определяется крутизной преобразования Snp, которая всегда мень-
ше S.
В заключение отметим, что необходимое для работы преобразователя вспомога-
тельное переменное напряжение может быть получено в этой же лампе, для чего ка-
тод и сетки Ci, С2 используют как электроды триода в схеме гетеродина, а напряже-
ние сигнала подают на третью сетку. Принцип действия подобных схем рассматрива-
ется в специальных курсах.
§ 10.5. ИМПУЛЬСНЫЕ ЛАМПЫ
Импульсный режим и его особенности
импульсным режимом электронной лампы называют такой ее
режим, при котором длительность протекания тока меньше постоян-
ной времени процесса, ограничивающего работу лампы (например,
меньше времени разогрева электродов). На рис. 10.25, а показаны ос-
циллограммы анодного тока лампы при работе импульсами постоянно-
го тока, а на рис. 10.25, б — при работе высокочастотными импуль-
сами. Импульсный режим харак-
Рис. 10.25
теризуется длительностью импуль-
са т, периодом следования Т и
скважностью
6 = Г/т, (10.41)
которая показывает, во сколько раз
период следования импульсов боль-
ше их длительности.
294
' В применяемых на практике режимах длительность импульсов
составляет от нескольких сотен микросекунд до нескольких наносе-
кунд, а скважность — от 100 до 10 000.
Основной особенностью импульсного режима является относитель-
но низкое значение средних мощностей, рассеиваемых на электродах
лампы. Средняя рассеиваемая мощность Раср при прямоугольной фор-
ме импульсов связана с мощностью Ра и, рассеиваемой в лампе в те-
чение действия импульса, соотношением
^а.сР=/’а.иу = ^,	(Ю.42)
из которого вытекает, что в импульсном режиме средняя рассеиваемая
мощность в сотни и тысячи раз ниже, чем импульсная мощность. В то
же время разогрев электродов лампы определяется именно средней,
а не импульсной мощностью, так как из-за большой теплоемкости
этих электродов короткого времени включения лампы недостаточно
для установления их теплового режима. Отсюда очевидно, что даже
при значительной импульсной мощности лампа может иметь неболь-
шие по размерам электроды.
Другая особенность импульсного режима связана со способностью
оксидного катода отдавать в режиме коротких импульсов и больших
скважностей (т<10 мкс, б>100) ток эмиссии, плотность которого
достигает 50 А/см2 и более, т. е. в сотни раз выше, чем в непрерывном
режиме, когда получению большого тока препятствует перегрев катода
током эмиссии, обусловленный относительно высоким сопротивлением
оксидного слоя. В импульсном режиме этот перегрев отсутствует.
Несмотря на большой импульсный ток, мощность накала оксид-
ного катода остается такой же, как и в непрерывном режиме, посколь-
ку она определяется в основном лучеиспусканием катода, т. е. площа-
дью его поверхности. Поэтому оксидный катод в импульсном режиме
обладает исключительно высокой эффективностью, чем выгодно отли-
чается от других типов катодов, за исключением бариево-вольфрамо-
вого и ториево-оксидного, также имеющих высокую эмиссионную спо-
собность в импульсном режиме.
При увеличении длительности импульсов и уменьшении скважно-
сти величина допустимого катодного тока резко снижается и при т>
>1000 мкс, 6<10 становится такой же, как в непрерывном режиме.
Следовательно, область режимов 10<Х1000 мкс и 10<б<100 явля-
ется переходной.
Предельное анодное напряжение в импульсном режиме значитель-
но выше, чем в непрерывном; в данном случае бомбардировка катода
ионами менее интенсивна, так как за короткое время действия импуль-
са ионы не успевают накопиться в большом количестве, а за время
паузы они почти полностью исчезают вследствие рекомбинации.
По указанным причинам оксидные катоды широко применяют в
импульсных лампах.
У ламп, импульсный режим которых обеспечивается подачей уп-
равляющих импульсов в сеточную цепь, жестко ограничивается вели-
чина термотока управляющей сетки, так как при высоких анодных
295
напряжениях даже малый термоток вследствие непрерывного проте-
кания может привести к рассеянию на аноде недопустимо большой
мощности и выходу лампы из строя.
Токораспределение в импульсном режиме в целом такое же, как
и в непрерывном, поэтому при одинаковых напряжениях электродов
статические характеристики в импульсном и непрерывном режимах
практически совпадают. Однако в импульсном режиме от той же самой
лампы можно получить намного большие токи при значительно более
высоких напряжениях.
Типы импульсных ламп
Электронной промышленностью выпускается значительное коли-
чество типов ламп, предназначенных для работы в импульсном режи-
ме. Импульсные лампы имеют широкий диапазон токов (от единиц до
сотен ампер) и напряжений (от единиц до десятков киловольт). Выход-
ные мощности этих ламп достигают нескольких мегаватт.
Маломощные импульсные лампы отличаются от аналогичных ламп
непрерывного режима лишь технологией обработки (более тщательная
откачка, лучшее обезгаживание, длительное активирование в рабочем
режиме, контроль импульсных параметров). Мощные импульсные лам-
пы имеют не только специальную технологию изготовления, но и ряд
конструктивных отличий, позволяющих наиболее эффективно исполь-
зовать особенности импульсного режима.
В целях увеличения рабочего напряжения в триодах вводят за-
щитную сетку, расположенную между управляющей сеткой и анодом
и имеющую потенциал катода. При возникновении внутреннего про-
боя электрический разряд локализуется в промежутке анод — за-
щитная сетка и активный слой катода предохраняется от разрушаю-
щего действия этого разряда.
Мощные лампы непрерывного режима в импульсном режиме, как
правило, обладают более высокой мощностью, чем в непрерывном ре-
жиме, так как их катоды имеют значительный запас тока эмиссии.
ГЛАВА 11
ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ЭЛЕКТРОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ
§ 11.1. СТАБИЛИТРОНЫ ТЛЕЮЩЕГО РАЗРЯДА
Устройство и принцип действия стабилитрона
Электрический разряд в газе сопровождается рядом явлений, ко-
торые используются в электровакуумных приборах, называемых
ионными или газоразрядными. Широкое распространение получили
приборы, в которых применяются тлеющий и коронный разряды.
Стабилитрон тлеющего разряда обычно имеет цилиндрическую
коаксиальную конструкцию (рис. 11.1). Наружный цилиндрический
электрод является катодом, а внутренний (никелевый стержень) —
анодом. Стабилитрон наполняют смесью инертных газов под давле-
нием 2,5—10 кПа.
В газовой среде, представляющей совокупность нейтральных ато-
мов и молекул, всегда имеются в небольшом количестве ионизирован-
ные атомы и электроны, образующиеся под воздействием света, радио-
активного излучения и космических лучей. При указанных давлениях
средняя длина свободного пробега электронов в газовой среде оказы-
вается значительно меньше, чем расстояние анод — катод. Поэтому
если подать на анод положительное напряжение, то возникающее при
этом движение электронов от катода к аноду будет происходить в ус-
ловиях столкновений их с атомами и молекулами газа, наполняющего
прибор. Результат столкновения электрона с
атомом зависит от скорости электрона: при
небольшой скорости электрона структура ато-
ма остается неизменной, при большой скоро-
сти столкновения электронов сопровождаются
возбуждением и ионизацией атомов.
Возбужденное состояние характеризуется
переходом электронов в атомена более высо-
кие энергетические уровни на короткое вре-
мя (порядка 1 нс), после чего атом возвраща-
ется в нормальное состояние, испустив при
этом фотон. При ионизации атом теряет элек-
трон, вследствие чего в междуэлектродном про-
странстве появляется пара подвижных носи-
телей заряда — электрон и положительный
ион. Величины ускоряющей! разности потен-
циалов, которую должен пройти электрон, что-
бы осуществить возбуждение или ионизацию,
указаны в табл. 11.1.
297
Таблица 11.1
Напряжения возбуждения и ионизации некоторых газов
Г аз	"возб- В	"яоп- в
Г ел ий	19,8	24,5
Неон	16,6	21,5
Аргон	11.6	15,7
Водооод	10.1	15,9
Пары ртути	4,9	10,4
Ионизация атомов может происходить и при меньшей скорости
электронов, если электрон сталкивается с уже возбужденным атомом.
Вероятность такой ступенчатой ионизации особенно велика для ато-
мов, находящихся в так называемых метастабильных состояниях,
сохраняемых относительно длительное время — порядка нескольких
миллисекунд. Возбужденные атомы в свою очередь могут передавать
избыточную энергию другим частицам при столкновениях с ними.
При подаче на анод стабилитрона достаточно большого напряжения
в приборе возникает лавинная ионизация газа (рис. 11.2). Образую-
щиеся при этом положительные ионы движутся под действием элект-
рического поля к катоду. Под ударами ионов холодный катод начина-
ет испускать электроны и возникает электронно-ионная эмиссия. Вы-
битые из катода электроны устремляются к аноду, создавая на своем
пути новые ионы, и т. д.
Если каждый выбиваемый из катода электрон в результате всех
процессов, протекающих в приборе, обеспечит выход из катода не
менее одного нового электрона, то в приборе возникнет самостоятель-
ный газовый разряд (для его поддержания не требуется накаливать
катод).
Анод
^//////////////////////////////7/////////////////,
' ////Z/W/W/zW
Катод
Рис. 11.2
298
Напряжение возникновения самостоятельного разряда зависит от
напряжения ионизации газа (/1№Н, давления газа р и расстояния меж-
ду электродами d:
U = U _____Ap(l	(11 1)
в	В In pd'	И1 Ч
Здесь константа А зависит от рода газа, а константа В — от рода
газа и работы выхода электронов из катода.
I рафик зависимости, соответствующий выражению (11.1), показан
на рис. 11.3. При некоторой величине произведения pd напряжение
возникновения разряда UB минимально. При меньшем, чем в этой точ-
ке, значении pd возникновение разряда затруднено вследствие того,
что уменьшается вероятность столкновения электронов с атомами
газа, а при большем значении pd электроны набирают на пути свобод-
ного пробега слишком малую энергию, недостаточную для ионизации,
и напряжение UB также увеличивается. Напряжение возникновения
разряда значительно выше напряжения ионизации газа и достигает
сотен вольт. Добавление примесей может существенно изменить его
(рис. 11.3), в том числе в сторону уменьшения до десятков вольт.
В междуэлектродном пространстве стабилитрона наряду с про-
цессом ионизации газа протекает обратный процесс — рекомбинация
электронов и ионов, в результате которой вновь образуются нейтраль-
ные атомы. Рекомбинация частиц происходит главным образом на
стенках баллона лампы, и число рекомбинированных ионов подчиня-
ется соотношению
N = Л'о ехр ,
где Л'о — число ионов при /=0; тд—постоянная времени деионизации,
имеющая порядок 10—100 мкс.
В стационарном состоянии существует динамическое равновесие
между процессами ионизации и рекомбинации: число появляющихся
вследствие ионизации носителей заряда равняется числу носителей,
исчезающих за то же время в результате рекомбинации. В разрядном
пространстве устанавливается значительная концентрация электронов
и ионов (до 101г см“3), возникает смесь нейтральных и возбужденных
атомов, положительных ионов и электронов, называемая электронно-
ионной плазмой.
Число электронов и нонов в плазме практически одинаково, и
объемный отрицательный заряд электронов в приборе оказывается
почти скомпенсированным объемным зарядом положительных ионов.
Поэтому он не может оказывать ограничивающего действия на -про-
хождение тока в лампе, как в высоковакуумном диоде. Вследствие
высокой концентрации электронов и ионов плазма обладает значитель-
ной проводимостью, поэтому падение потенциала на разрядном проме-
жутке очень мало (0,2—0,5 В/см), а потенциал плазмы примерно равен
потенциалу анода.
Основное падение потенциала в стабилитроне сосредоточивается
у катода в слое толщиной б порядка длины свободного пробега элект-
299
ронов (рис. 11.4). Здесь выбиваемые из катода электроны приобрета-
ют скорость, достаточную для ударной ионизации газа, а ионы, движу-
щиеся к катоду, — скорость, необходимую для выбивания в доста-
точном количестве электронов из катода.
Величина катодного падения потен-
циала UK при нормальном тлеющем раз-
ряде ниже напряжения возникновения
разряда и при давлениях газа в неско-
лько тысяч паскалей зависит только от
материала катода и рода газа (табл. 11.2).
В стабилитронах в качестве материа-
ла катода обычно используют никель,
железо или молибден. Поверхность ка-
тода часто активируют барием, цезием и
редкоземельными элементами для умень-
шения катодного падения потенциала, которое, как и напряжение возни-
кновения разряда, зависит от работы выхода электронов из катода. Од-
нако активированные катоды менее стабильны во времени, чем чисто ме-
таллические. В процессе работы стабилитрона величина катодного паде-
ния потенциала не остается постоянной вследствие изменения свойств
поверхности катода, подвергающейся распылению и химическому
воздействию окружающей среды.
Таблица 11.2
Зависимость нормального катодного падения потенциала
от материала катода и рода газа
Материал катода	Катодное падение потенциал а, В		
	гелий	неси	аргои
Калий	59	68	64
Молибден	ПО	107	100
Никель	144	136	-—.
Железо	161	129	131
Основные соотношения
Полное падение потенциала на включенном стабилитроне, равное
сумме катодного падения и падения в плазме, определяется главным
образом катодным падением и поэтому мало зависит от тока.
Ток, устанавливающийся в цепи после возникновения разряда в
стабилитроне, определяется напряжением питания <£ак и сопротив-
лением ограничительного резистора г, включаемого последовательно
со стабилитроном:
г __<^ак Uст
7 ст- г
В режиме нормального катодного падения (т. е. при нормальном
тлеющем разряде) плотность катодного тока является величиной по-
300
стоянной, определяемой лишь материалом катода и родом газа. Поэ-
тому при малых токах в разряде участвует лишь небольшая часть по-
верхности катода, хорошо видимая по возникшему на ней свечению
(рис. 11.5).
При увеличении тока стабилитрона (путем изменения <£ак или г)
возрастает светящаяся часть поверхности, эмиттирующая электроны,
а падение напряжения на приборе остается почти неизменным (рис.
11.6).
Когда вследствие увеличения тока вся поверхность катода покры-
вается свечением, ток стабилитрона достигает максимального значе-
ния /тах, определяемого площадью поверхности катода. Дальнейшее
увеличение тока стабилитрона возможно лишь за счет увеличения чис-
ла электронов, выбиваемых с единицы поверхности катода. Для этого
должна возрасти скорость ионов, бомбардирующих катод, а следова-
тельно, и катодное падение потенциала. Поэтому при /ст>/тах напря-
жение анода с ростом тока быстро увеличивается. Катод стабилитрона
в этом режиме, называемом аномальным, тлеющим, разрядом, интен-
сивно распыляется, что приводит к сокращению долговечности при-
бора.
Область рабочих режимов стабилитрона лежит на участке его
характеристики, близком к горизонтальному, между точками /тах
и /min. На этом участке характеристики дифференциальное сопротив-
ление прибора Ri=\UcJД/Ст имеет относительно небольшую величи-
ну (порядка сотен ом).
При практическом использовании
стабилитрона его Подключают парал-
лельно нагрузке R, на которой дол-
жно быть стабилизировано напряже-
ние. В неразветвленную часть цепи
включают ограничительный резистор
г (рис. 11.7). Напряжение питания
SaK = UCT + r(rct + lR). (11.2)
Рис. 11.7
Рабочую точку выбирают посере-
301
дине горизонтального участка характеристики стабилитрона:
Лто=(Дпах + ^т1п) “,
если напряжение питания может изменяться в обе стороны.
При нестабильности источника питания А^ак нестабильность на-
пряжения на нагрузке At7iT, каюследуеТ из соотношения (11.2), опре-
деляется выражением, аналогичным (3.50):
XU =_______-,<олк__
ст \ + r/Ri + riR ’
при r^Rt она значительно меньше изменения напряжения источника
питания.
С изменением тока нагрузки соответственно изменяется ток стаби-
литрона и изменение напряжения на нагрузке, определяемое соот-
ношением, аналогичным (3.52), оказывается значительно меньше, чем
при отсутствии стабилитрона.
Типы стабилитронов
Выпускаемые отечественной промышленностью стабилитроны тлею-
щего разряда подразделяют на две группы: 1) приборы для непосред-
ственной стабилизации (по схеме рис. 11.7); 2) опорные стабилитроны
для высококачественных электронных стабилизаторов.
Приборы первой группы рассчитаны на работу в широком диапа-
зоне токов (/min=3-i-5 мА, /тах—304-40 мА). Напряжение стабили-
зации лежит в пределах 70—150 В. Максимальное изменение напряже-
ния стабилизации в пределах рабочего диапазона токов составляет
2—6%.
Приборы второй группы рассчитаны на работу при определенной
величине тока, не превышающей 5 мА. Напряжение стабилизации ле-
жит в пределах 80—90 В. Опорные стабилитроны относятся к прибо-
рам повышенной стабильности, и их качество характеризуют четыре
дополнительных параметра:
нестабильность напряжения (порядка 0,1 В за 20 ч);
температурный коэффициент напряжения (около 6 мВ/°С в диапа-
зоне температур от —60 до ф- 100сС);
выбег напряжения после включения;
максимальный скачок напряжения в пределах рабочего участка,
обусловленный неоднородностью поверхности катода.
Гарантийная наработка стабилитрона колеблется в пределах от
500 до 5000 ч, интенсивность отказов — от 0,5 до 3,5% на 1000 ч.
Малыми габаритами, высокой механической прочностью и высокой
допустимой температурой (до 300сС) отличаются стабилитроны в ке-
рамических корпусах.
§ 11.2.	СТАБИЛИТРОНЫ КОРОННОГО РАЗРЯДА
Для стабилизации высоких напряжений при малых токах приме-
няют стабилитроны коронного разряда. Коронный разряд — это само-
стоятельный разряд, который возникает при высоком давлении газа
и резко неоднородном электрическом поле.
302
Стабилитрон коронного разряда имеет цилиндрическую коакси-
альную конструкцию (рис. 11.8). Наружный цилиндрический элект-
род является катодом, а внутренний — анодом. Прибор наполняют
водородом под давлением в несколько тысяч паскалей.
В цилиндрической двухэлектродной системе напряженность элект-
рического поля имеет большую величину у внутреннего электрода.
поэтому при подаче высокого напряжения сильное электрическое поле
возникает у анода; оно вызывает ионизацию и возбуждение атомов
газа, которые образуют вокруг анода све-
тящийся слой — корону (рис. 11.9).
Остальная область между электродного
пространства, где напряженность электриче-
ского поля недостаточна для ионизации газа,
остается темной. Электропроводность этой
области обусловливается лишь положитель-
ными ионами, которые движутся из короны
к катоду, поэтому ток при коронном разряде
невелик (порядка десятков — сотен микро-
ампер).
Напряжение возникновения коронного разряда сильно зависит
от давления газа и практически лежит в пределах 200 В 30 кВ.
При значительном увеличении тока коронный разряд переходит в
тлеющий, при этом напряжение на приборе резко падает.
Отечественной промышленностью выпускаются стабилитроны ко-
ронного разряда на напряжение 390 В—30 кВ при минимальном токе
стабилизации /min 34-50 мкА и максимальном токе стабилизации
/тах= 10004-1500 мкА. Изменение напряжения стабилизации в пре-
делах рабочего диапазона токов не превышает 4—5%. Схемы включе-
ния стабилитрона коронного разряда такие же. как и для стабили-
трона тлеющего разряда.
§ 11.3.	ЗАЩИТНЫЕ РАЗРЯДНИКИ
Защитные разрядники применяют для предохранения линий про-
водной связи и аппаратуры от перенапряжений. Разрядник представ-
ляет собой двухэлектродный прибор, наполненный аргоном или водо-
303
родом под давлением 4—8 тыс. Па. Электроды маломощного разряд-
ника РА изготовляют из алюминия, электроды разрядника большой
мощности РБ — из железа, активированного барием. Внешний вид
11.10.
Разрядники включают между
каждым проводом линии связи и
землей. При напряжении ниже нап-
ряжения возникновения разряда
(350—460 В для разрядников РА и
280—350—430 В для разрядников
РБ) прибор имеет высокое сопротив-
ление и не оказывает влияния на
нормальную работу линии связи.
При повышенном напряжении в ли-
нии в разряднике возникает тлею-
щий разряд, переходящий в дуго-
вой, и напряжение на нем падает до
8—10 В (РБ) или 25—30 В (РА).
Время развития разряда составляет
0,1—0,5 мс.
Допустимый ток разряда огра-
ничивается нагревом выводов и за-
висит от длительности импульса пе-
разрядников показан на рис.
ренапряжения. Для разрядников
РБ допустимый ток составляет 30 А в течение 10 с, а для разрядников
РА — 3 А в течение 2 с.
Время восстановления электрической прочности разрядника, оп-
ределяемое его охлаждением после разряда и длительностью разряда,
в зависимости от выделившейся в разряднике мощности может до-
стигать нескольких минут.
§ 11.4.	ГАЗОТРОНЫ
Газотроном называется двухэлектродная лампа с накаленным ка-
тодом, наполненная парами ртути, инертным газом (рис. 11.11) или
водородом. Применяется также смешанное наполнение ртуть — аргон.
Катод в газотронах обычно оксидный, для уменьшения тепловых
потерь его снабжают металлическим экраном. Анод изготовляют из
никеля или железа, а в более мощных газотронах — из графита.
При ртутном наполнении в прибор вводят каплю ртути, с поверх-
ности которой и происходит испарение. Давление насыщенных паров
ртути при комнатной температуре составляет 0,1—1 Па. При напол-
нении инертными газами давление несколько выше (10—12 Па), так
как во время работы прибора газ частично поглощается электродами.
При указанных давлениях движение электронов от катода к аноду
происходит в условиях столкновений их с атомами и молекулами газа,
наполняющего прибор. Поэтому зависимость анодного тока от напря-
жения анода в газотроне носит иной характер, чем в высоковакуум-
ном диоде.
304
Начальная область вольт-амперной характеристики газотрона по-
казана на рис. 11.12. При небольшом анодном напряжении ток анода
медленно возрастает. Но когда напряжение анода достигает некоторой
величины, зависящей от типа наполнения
(у парортутных газотронов 10—12 В, у га-
зонаполненных 100—600 В), в приборе
возникает лавинная ионизация газа (см. рис.
11.2), число носителей заряда в разрядном
промежутке резко увеличивается и анод-
ный ток вследствие этого скачком возра-
стает. В газотроне возникает электриче-
ский разряд, образуется электронно-ион-
ная плазма.
Вследствие высокой проводимости плаз-
мы основное падение потенциала в газотро-
не сосредоточивается у катода в слое тол-
щиной 6 порядка длины свободного пробе-
га электронов (рис. 11.13). Здесь вышед-
шие из катода электроны приобретают ско-
рость, необходимую для ионизации газа.
Катодное падение потенциала, благодаря
тому что катод накален, значительно ниже, чем у приборов тлеющего
разряда (в парортутных газотронах оно составляет 5—7 В). Небольшое
падение потенциала того или иного знака может иметь место и у анода.
Рис. 11.13
Таким образом, газотрон обладает высокой проводимостью, позволяю-
щей получить значительный анодный ток при небольшом анодном на-
пряжении. В этом заключается основное преимущество газотрона перед
обычным высоковакуумным диодом. Высокая проводимость газотро-
на является результатом компенсирующего действия положительных
ионов. Заметим, что ток, непосредственно создаваемый перемещающи-
мися от анода к катоду ионами, пренебрежимо мал по сравнению с то-
ком электронов вследствие того, что тяжелые положительные ионы
имеют очень низкую подвижность.
На рис. 11.14 показана анодная характеристика газотрона. После
возникновения разряда напряжение на газотроне несколько умень-
шается (участок АВ), ввиду того что после образования'плазмы благо-
даря появлению ступенчатой ионизации для поддержания плазмы не-
305
обходима меньшая энергия, чем для ее создания. В результате проис-
ходит перераспределение напряжения между газотроном и включен-
ным в анодную цепь ограничительным резистором; падение напряже-
ния на лампе уменьшается, а на ограничительном резисторе возраста-
ет. Заметим, что на рассмотренном участке характеристики газотрон
имеет отрицательное сопротивление, что может явиться причиной воз-
никновения нежелательных релаксацион-
ных колебаний в цепи.
Далее на анодной характеристике газот-
рона идет пологий участок ВС, где значи-
тельный рост анодного тока сопровождает-
ся небольшим повышением анодного нап-
ряжения, обусловленным главным образом
изменением падения потенциала в плазме у
анода от 2—3 В при малых токах до 3—4 В
при больших. Иногда на этом участке ха-
рактеристика имеет вид, показанный пун-
ктирной кривой, что приводит к возбуждению в цепи релаксацион-
ных колебаний.
После того как анодный ток становится равным току термоэлект-
ронной эмиссии катода, дальнейший рост анодного тока оказывается
возможным лишь за счет усиления бомбардировки катода положитель-
ными ионами, что требует увеличения анодного напряжения. Поэтому
начиная с тока 1а=1Р анодная характеристика газотрона поднимается
вверх. Но бомбардировка катода ионами может легко вывести катод
из строя, поэтому нельзя допускать увеличения анодного напряжения
выше 18—24 В в парортутных газотронах и выше ЗОВ в газонаполнен-
ных. Практически предельное значение анодного тока берут не выше
тока термоэлектронной эмиссии, так как при больших токах из-за ин-
тенсивной бомбардировки катода снижается долговечность прибора.
Газотроны, так же как и высоковакуумные диоды, применяют в
качестве выпрямителей, поэтому важным их параметром является
максимально допустимое обратное напряжение, определяющее воз-
можную величину выпрямленного напряжения. В газотронах допус-
тимое обратное напряжение существенно ограничивается вероятностью
возникновения тлеющего разряда между анодом и катодом. Эго свя-
зано с тем, что процесс деионизации газа в приборе протекает сравни-
тельно медленно и при работе газотрона в выпрямительном устройстве
после перехода от положительного напряжения анода к отрицательно-
му в разрядном промежутке остается еще в течение некоторого време-
ни значительное число не успевших рекомбинировать ионов и электро-
нов. Если за это время отрицательное напряжение анода успеет на-
расти до большой величины, то ионы, устремляясь со значительной
скоростью к аноду, будут выбивать из него электроны, т. е. вызовут
вторичную электронно-ионную эмиссию. Испускаемые анодом элект-
роны будут с большой скоростью устремляться к положительно за-
ряженному катоду, ионизируя на своем пути газ. В приборе возникнет
обратный разряд, при котором анод выполняет функции катода, а
катод — анода.
306
Напряжение, при котором возникает обратный разряд, уменьшает-
ся при повышении плотности газа, так как при этом возрастает число
ионов, бомбардирующих анод во время отрицательного полупериода
анодного напряжения. По этой причине у газонаполненных приборов,
имеющих большое давление газа, напряженье обратного разряда ока-
зывается ниже, чем у парортутных.
Недостатком парортутных газотронов является резкая зависимость
их параметров от температуры окружающей! среды. При повышении
температуры ртуть испаряется более интенсивно, давление паров
чрезмерно возрастает и вследствие этого недопустимо снижается на-
пряжение обратного разряда. Поэтому эксплуатация газотронов с
ртутным наполнением возможна при температуре окружающей среды
не выше 35С, тогда как газонаполненные приборы могут работать
и при более высокой температуре.
Минимальная температура катодной горловины газотрона, где
находится жидкая ртуть, должна быть не менее 15СС. При более низ-
кой температуре давление паров в колбе становится слишком низким,
число положительных ионов, образующихся при разряде, оказывает-
ся недостаточным для нейтрализации объемного заряда электронов
и анодное напряжение недопустимо возрастает, приводя к выходу
катода из строя.	•
Ртутные газотроны по этой же причине чувствительны к недокалу
и требуют предварительного включения накала для создания необхо-
димого температурного режима лампы.
Максимально допустимое обратное напряжение серийных газотро-
нов 30 кВ, а специальных секционированных газотронов — 300 кВ,
анодный ток 2 А. Вследствие относительно малого прямого напряже-
ния газотроны имеют существенные преимущества перед кенотронами
в мощных выпрямителях в отношении коэффициента полезного дейст-
вия. И те и другие постепенно вытесняются более долговечными, на-
дежными и удобными в эксплуатации полупроводниковыми выпрями-
телями.
В последние годы разработаны газотроны с водородным наполне-
нием. Благодаря меньшему времени деионизации ионов водорода эти
приборы допускают большую скорость переключения, чем ртутные.
Легкие ионы водорода при бомбардировке меньше разрушают катод,
чем ионы ртути, поэтому водородные газотроны могут работать при
большем анодном напряжении. Допустимый анодный ток у них 5000 А,
а анодное напряжение — 50 кВ. Водородные газотроны находят при-
менение для защиты импульсных цепей от перенапряжений.
§ 11.5.	ТИРАТРОНЫ
Тиратроном (дугового разряда) называют газоразрядный прибор,
имеющий накаленный катод, анод и управляющую сетку (рис. 11.15).
Конструкция катода и анода такая же, как в газотроне. Сетка устрое-
на таким образом, что полностью охватывает катод. Этим исключается
прохождение электронов от катода к аноду в обход сетки, что может
привести к возникновению в лампе неуправляемого разряда. Тиратрон
307
наполняют парами ртути, инертными газами либо водородом. Особен-
ность водородного наполнения заключается в том, что вследствие высо-
кой химической активности водород интенсивно поглощается как
электродами прибора, так и продуктами ис-
парения. Поэтому в мощных тиратронах для
поддержания давления газа на необходимом
для нормальной работы уровне применяют
генераторы водорода.
Действие генератора водорода основано
на использовании свойства гидрида титана
интенсивно выделять водород при нагре-
вании и поглощать его при охлаждении.
В простейшем виде генератор водорода пред-
ставляет собой цилиндрическую никелевую
ампулу (рис. 11.16), в которой находятся
порошок гидрида титана и подогреватель.
При включении накалатиратронанапряжениеодновременноподается на
генератор водорода и через несколько минут давление водорода в бал-
лоне достигает нормальной величины 40—50 Па. При выключении на-
кала тиратрона выключается и подогреватель генератора водорода;
газ, имеющийся в баллоне, поглощается титаном и давление его в при-
боре падает до 10~3 Па.
Ph 0
Рис.
Анод
Сетка.
-Катод
Тепловой
экран
катода
Баллон
11.15
Анодно-сеточная характеристика тиратрона (рис. 11.17) существен-
но отличается от характеристики высоковакуумного триода. При боль-
шом отрицательном напряжении сетки в лампе отсутствует анодный
ток, так как результирующее поле
у катода, обусловленное совместным
действием анода и сетки, является
тормозящим для эмиттируемых на-
каленным катодом электронов и воз-
вращает их на катод. При умень-
шении отрицательного напряжения
сетки до ивкл поле у катода ста-
новится ускоряющим, эмиттируемые
катодом электроны устремляются к
аноду, проводимость промежутка
катод — анод резко возрастает и ток
в анодной цепи скачком достигает
значения, определяемого сопротив-
308
лением нагрузки R в анодной цепи и напряжением анодного источника
питания $ак'.
R
Напряжение анода Ua резко снижается до величины, необходимой
для поддержания разряда (порядка 16—20 В в парортутных тиратро-
нах).
С этого момента сетка тиратрона теряет управляющее действие,
что является важной отличительной чертой данного прибора. При
дальнейшем изменении напряжения сетки величина анодного тока не
изменяется. Прекратить разряд в тиратроне путем подачи большого
отрицательного напряжения на сетку, даже значительно большего,
чем ивкл, не удается. Прекращение разряда осуществляют по анодной
цепи путем снятия анодного напряжения или уменьшения его до зна-
чения, меньшего потенциала возникновения разряда.
Анод
Сетка I
®®|®®
Катод
©®@®®
®@®
а)
Анод
Сетка
©®@®© ®®S®©
®@© ©®®
Катод
5)
Рис. 11.18
Потеря управляющего действия сетки вызывается тем, что поло-
жительные ионы, имеющиеся в большом количестве в плазме, притя-
гиваясь к отрицательно заряженной сетке, создают вокруг ее витков
плотную оболочку, экранирующую поле сетки (рис. 11.18,а)- Потен-
циал между витками сетки, где движется электронный поток, остается
равным потенциалу плазмы (рис. 11.19), потому что поле сетки сюда,
как и к катоду, не проникает и не оказывает влияния на анодный ток.
С повышением отрицательного напряжения сетки лишь увеличивается
толщина ионной оболочки вокруг витков сетки, а поле сетки остается
по-прежнему полностью экранированным.
Управляющее действие сетки восстанавливается лишь в том слу-
чае, когда толщина ионной оболочки вокруг витков сетки становится
больше половины расстояния между витками. Тогда потенциал в про-
странстве между витками будет зависеть от напряжения сетки и се-
точное напряжение начнет влиять на анодный ток. Однако для полу-
чения такого режима в тиратронах обычной конструкции нужно пода-
вать на сетку недопустимо большое отрицательное напряжение либо
делать сетку более густой (рис. 11.18, б).
При отрицательном напряжении сетки в ее цепи протекает значи-
тельный ток, обусловленный положительными нонами, движущими-
309
ся из плазмы к виткам сетки. Па поверхности сетки ионы рекомбини-
руют и уходят обратно в междуэлектродное пространство в виде нейт-
ральных атомов, а на их место из плазмы поступают новые ионы. Та-
ким образом поддерживается динамическое равновесие в ионной обо-
лочке сетки. Ионный ток сетки возникает скачком, как и анодный
ток, в момент возникновения разряда (см. рис. 11.17) и при снижении
отрицательного напряжения сетки уменьшается. При положительном
напряжении сетки в ее цепи возникает электронный ток.
Связь между напряжением питания анода ^ак и напряжением сет-
ки Пвкл, при котором возникает разряд в тиратроне, определяется
характеристикой управления (рис. 11.20). Чем больше напряжение
питания анода, тем при более отрицательном напряжении сетки воз-
никает разряд в тиратроне (см. также рис. 11.17). Тиратроны с редкой
сеткой имеют левые характеристики управления 1, тиратроны с густой
сеткой — правые характеристики управления 2.
Влияние ряда факторов, таких, как температура окружающей сре-
ды, мощность, выделяющаяся внутри лампы и определяющая ее на-
грев, режим работы, приводит к тому, что характеристика управления
тиратрона не остается стабильной, а смещается в некоторых пределах
в ту или другую сторону. Крайние положения характеристики управ-
ления, отмеченные на рис. 11.20, определяют пусковую область тира-
трона. Тиратроны с правой характеристикой управления имеют более
узкую пусковую область.
Максимально допустимое анодное напряжение тиратрона опреде-
ляется возможностью возникновения тлеющего разряда между сеткой
и анодом, при котором сетка играет роль катода, эмиттирующего элект-
роны в результате ионной бомбардировки. В парортутных тиратронах
максимально допустимое анодное напряжение достигает 20 кВ, в га-
зонаполненных — 12 кВ. Максимально допустимое отрицательное
анодное напряжение, как и в газотронах, ограничивается возмож-
ностью обратного разряда.
Для получения большего допустимого напряжения анод тиратрона
окружают специальным экраном, электрически соединенным с катодом
(рис. 11.21). Анодный экран укорачивает возможные пути электронов
310
между сеткой и анодом, чем затрудняется возникновение тлеющего
разряда в лампе. Иногда экран имеет отдельный вывод, и в этом слу-
чае, изменяя его напряжение, можно смещать пусковую характеристи-
ку тиратрона в ту или иную сторону.
Таким образом, тиратрон представляет собой устройство, имею-
щее два устойчивых состояния: выключенное, когда проводимость
анодной цепи мала, и включенное, когда проводимость анодной цепи
очень велика. Переход из выключенного состояния во включенное про-
исходит под воздействием напряжения сетки. Обратный переход (вы-
ключение тиратрона) возможен только по анодной цепи. По сравнению
с электронными лампами тиратрон как управляемый переключатель
обладает тем существенным преимуществом, что может пропускать
большие токи при относительно небольшом анодном напряжении,
т. е. при незначительной потере мощности в самом приборе. По срав-
нению с полупроводниковыми приборами тиратроны имеют более высо-
кое анодное напряжение.
ТеплоВои
экран
китода.
Катод
Рис. 11.21
Однако тиратроны уступают электронным лампам и тиристорам
в отношении быстродействия. Время включения тиратрона, определя-
емое скоростью развития лавин и установления стационарного рас-
пределения объемных зарядов, может достигать десятых долей микро-
секунды. Меньшим временем включения обладают приборы, напол-
ненные более легким газом — водородом.
Возможная частота переключения тиратрона определяется време-
нем восстановления управляющего действия сетки, которое зависит
от скорости деионизации газа в междуэлектродном пространстве при-
бора. Поскольку рекомбинация ионов происходит в основном на стен-
ках прибора, куда они попадают вследствие диффузии, время восста-
новления тем меньше, чем выше подвижность ионов, т. е. чем легче
газ. Если в парортутных тиратронах предельная частота переключе-
ния не превышает 2 кГц, то у водородных тиратронов она достигает
30 кГц и более.
311
' Таким образом, наиболее быстродействующими являются водо-
родные тиратроны (рис. 11.22). Поэтому их широко используют в им-
пульсной технике в качестве мощных переключателей (импульсных
модуляторов). Благодаря тому что легкие ионы водорода оказывают
менее разрушительное действие на оксидное покрытие катода, чем,
например, ионы ртути, предельные значения импульсных токов в во-
дородных тиратронах выше, чем в ртутных (несколько тысяч ампер).
Максимально допустимое анодное напряжение составляет 30—40 кВ,
а импульсная выходная мощность— 100 мВт и более. Современные ти-
ратроны дугового разряда имеют металлокерамическое оформление,
позволяющее значительно уменьшить их габариты и повысить механи-
ческую прочность.
ГЛАВА 12
ЭЛЕКТРОСВЕТОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ
§ 12.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ЭЛЕКТРОСВЕТОВЫЕ ИНДИКАТОРАХ
Определение. Электросветовые индикаторы — это электронные
приборы, преобразующие электрические сигналы в световые. Они отно-
сятся к одному нз подклассов электросветовые приборов, два других
подкласса образуют электроосветительные и светоэнергетические
приборы, не изучаемые в данном курсе.
Электросветовые индикаторы являются основными элементами
устройств отображения информации, получивших широкое развитие
в последнее десятилетие в связи с интенсивным внедрением в народное
хозяйство измерительных, вычислительных и информационных систем,
а также различных автоматизированных систем управления. Посколь-
ку зрительный аппарат человека имеет наибольшие возможности вос-
приятия информации по сравнению с другими его анализаторами, уст-
ройства отображения информации стали основным элементом, свя-
зывающим человека-оператора с машинной частью названных систем.
Устройства звуковой индикации, также используемые в этих системах,
имеют ограниченное применение, ввиду того что слух человека надеж-
но различает лишь небольшое число звуковых сигналов (исключая
слова). По мере развития автоматизированных систем управления роль
устройств отображения информации и их элементов — электросвето-
вых индикаторов — будет постоянно повышаться.
Классификация. По виду рабочей среды электросветовые приборы
подразделяют на электровакуумные (электронные и газоразрядные),
полупроводниковые и жидкокристаллические.
По форме представления визуального сигнала различают следую-
щие электросветовые индикаторы:
светосигнальные, отображающие сигнал свечением индикатора;
цветосигнальные, отображающие каждый сигнал из группы от-
дельным цветом свечения индикатора;
знаковые, отображающие каждый сигнал из группы буквой, циф-
рой либо другим определенным символом; по числу отображаемых зна-
ков (знакомест) знаковые индикаторы могут быть одно- или «-разряд-
ными;
экранные (иконоскопические), представляющие принятую за данный
отрезок времени совокупность сигналов (сообщение) в виде черно-бе-
лого или цветного изображения (картины);
шкальные, отображающие поступивший сигнал местоположением
светового пятна или границы светящейся линии.
313
По способу формирования светового символа (светового знака)
различают знакогенерирующие и знакосинтезирующие (в том числе
сегментные и точечно-растровые) электросветовые индикаторы. Осо-
бую группу электросветовых индикаторов образуют электронно-луче-
вые трубки, подразделяющиеся на знакорисующие (сканирующие) и
знакопечатающие (см. гл. 13).
Электросветовые индикаторы могут быть светоизлучающими, све-
топог ющающими и светоотражающими.
По времени сохранения сигнала выделяют электросветовые инди-
каторы с памятью (запоминающие приборы) и приборы, не имеющие
памяти.
По способу управления могут быть аналоговые, цифровые и аналого-
цифровые электросветовые индикаторы.
Электросветовые индикаторы подразделяют на приборы для уст-
ройств отображения информации индивидуального, группового и кол-
лективного пользования.
Показатели качества. Помимо общих для всех электронных при-
боров показателей качества, таких, как надежность, долговечность,
устойчивость к механическим и климатическим воздействиям, стои-
мость (см. гл. 1), электросветовые приборы имеют ряд специфичных па-
раметров, характеризующих их назначение и функционирование.
К ним относятся:
информационная емкость индикатора, определяемая количеством
одновременно отображаемых знаков или числом строк на экране;
размер, яркость, цвет и контрастность изображения;
скорость записи;
помехоустойчивость.
Приборы с памятью имеют дополнительные параметры!
время сохранения воспроизведенного изображения;
время сохранения записанной информации;
время обращения к записанной информации;
время стирания записанной информации.
Требования к величинам этих параметров зависят от назначения
прибора.
§ 12.2.	ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ИНДИКАТОРЫ
Высоковакуумные электронные индикаторы
Катодолюминесцентные индикаторы. Устройство катодолюминес-
цеитного индикатора показано на рис. 12.1 ,а. Он состоит из накален-
ного катода, сетки и анода. Роль анода выполняют несколько (от 7
до 19) изолированных друг от друга металлических полосок (сегмен-
тов), размещенных в одной плоскости и покрытых люминофором. На
сетку подается положительное напряжение 20 В. При подаче такого же
напряжения на те или иные сегменты на них устремляются электроны,
эмпттируемые катодом; возникает люминесценция, н эти сегменты по-
крываются зеленым свечением, совместно образуя определенную све-
зи
Баллон
Керамика
Сетка
Аноды -
сегменты
Катод
Нити накала'''
тящуюся цифру, хорошо видимую издалека. Катод при этом не виден,
так как он нагревается до невысокой температуры, при которой свече-
ние еще отсутствует. Сетка также практически незаметна, поскольку
ее изготовляют из тонкой проволоки.
Отечественные катодолюми-
несцентные индикаторы ИВ 2,
ИВ-3 имеют ток накала 50 мА,
напряжение накала 0,85 В, сум-
марный ток анода и сетки 3,5
мА, яркость свечения 200 кд/м2,
долговечность 3000 ч.
Накаливаемые индикаторы.
Эти индикаторы представляют
собой плату с размещенными на
ней восемью или десятью воль-
фрамовыми нитями. Плата нахо-
дится в вакууме в стеклянном
герметичном баллоне (рис.
12.1,6). При подаче на соответ-
ствующие нити напряжения (от
2,5 до 5 В) на плате высвечивает-
ся необходимая цифра.
Высокая яркость свечения (несколько тысяч кд/м2) делает эти ин-
дикаторы незаменимыми при работе в условиях высокого уровня внеш-
ней освещенности. Применяя светофильтры, можно получить любой
требуемый цвет свечения.
Вследствие сравнительно невысокой температуры накала нитей
индикатор обладает долговечностью свыше 100 000 ч. Недостатком
Рис. 12.1
его является относительно вы-
сокая потребляемая мощность
(ток накала 30 мА).
Газоразрядные индикаторы
Светосигнальные газоразряд-
ные лампы. Свечение газа, воз-
никающее при тлеющем разря-
де, широко используют для соз-
дания сигнальных ламп, приме-
няемых в радиоэлектронной ап-
паратуре и на пультах управле-
ния в качестве управляемых
генераторов световых сигналов.
Рис. 12.2
свидетельствующих, например, о наличии напряжения в сети, исправ-
ности аппаратуры и т. д.
Светящиеся области тлеющего разряда в длинной цилиндрической
трубке с плоскопараллельными электродами показаны на рис. 12.2,а,
а распределение потенциала — на рис. 12.2,6. Вблизи катода распо-
315
лагается область катодного свечения, за ней, после области основного
катодного падения потенциала,— ярко светящаяся область (отри-
цательное тлеющее свечение). При давлениях более 103 Па эта область
близко примыкает к катоду и в случае аномального тлеющего разряда
повторяет конфигурацию катода. Далее следует столб положительного
свечения (в коротких трубках, анод А' которых расположен ближе
начала положительного свечения, столб отсутствует). У анода имеется
область слабого анодного свечения.
В газоразрядных индикаторах в качестве источника света исполь-
зуется отрицательное тлеющее свечение.
Светосигнальные газоразрядные лампы обычно имеют двухэлект-
родную конструкцию и наполняются неоном, дающим красно-оранже-
вое свечение. Напряжение возникновения разряда в светосигнальных
газоразрядных лампах стремятся получить более низким. Применяя
катод, активированный для снижения работы выхода барием, и добав-
ляя примесь аргона, удается получить напряжение возникновения
разряда 64 В, а при активировании цезием — 40 В. Однако у ламп
с активированными катодами стабильность напряжения невысока. Вы-
сокую стабильность имеют лампы с чисто молибденовыми или тита-
новыми катодами (ИН-21).
При использовании индикаторных неоновых ламп следует иметь
в виду, что подавать переменное напряжение на электроды можно
только в тех лампах, которые для этого предназначены, иначе анод,
не рассчитанный на работу в режиме катода, может быстро распылить-
ся и лампа выйдет из строя. Лампы постоянного тока подключают к ис-
точникам переменного тока только через диод.
При необходимости получить другой цвет свечения прибегают
к преобразованию спектра излучения с помощью люминофоров, на-
несенных на внутреннюю поверхность колбы. Возбуждение люмино-
фора при этом осуществляется либо ультрафиолетовым излучением
столба положительного свечения в ксеноне или аргоне, либо медлен-
ными электронами, бомбардирующими люминофор, нанесенный на анод
316
прибора. Подобные приборы, называемые сигнальными люминесцент-
ными лампами, на порядок экономичнее ламп накаливания с цветны-
ми стеклами. Цвет свечения зависит от рода газа и типа люминофора.
Знаковые (знакогенерирующие) индикаторы. В этих приборах
(рис. 12.3) катоды имеют форму цифр или букв и располагаются друг
за другом, анод выполнен в виде сетки. Баллон наполняется инертным
газом (неоном) под давлением значительно ниже атмосферного.
При подаче на тот или иной катод отрицательного напряжения
(порядка 170—200 В) в приборе возникает тлеющий разряд и катод
покрывается ярким свечением в форме соответствующей цифры. Яр-
кость свечения достигает 50 кд/м2, что достаточно для опознания при
умеренной внешней освещенности; долговечность прибора составляет
5000 ч; потребляемый ток 3—4 мА.
К недостаткам этих индикаторов относятся небольшой угол на-
блюдения «60°), искажения знаков из-за параллакса, высокое рабочее
напряжение.
Отечественной промышленностью выпускается свыше 20 разновид-
ностей буквенных и цифровых индикаторов данного типа. Индикатор
ИН-18 имеет высоту цифр 4,5 мм, остальные — 18 мм.
Сегментные газоразрядные индикаторы. По способу формирова-
ния знака эти приборы подобны катодолюминесцентным индикаторам,
но сегменты выполняют здесь роль катодов тлеющего разряда, а ано-
дом служит тонкий прозрачный слой золота, нанесенный на внутрен-
нюю поверхность передней стенки стеклянного баллона прибора. Бал-
лон наполняется инертным газом. Напряжение возникновения тлею-
щего разряда составляет 130 В, яркость свечения сегментов может
достигать 150 кд/м2. Отечественной промышленностью выпускаются
индикаторы ИН-14, ИН-16, ИН-23 подобного типа.
Точечно-растровые газоразрядные индикаторные панели. Устрой-
ство индикаторной панели показано на рис. 12.4. В пазы стеклянных
пластин укладываются проволочные катоды и аноды, пластины разде-
лены диэлектриком, имеющим отверстия в точках скрещивания като-
дов и анодов. Устройство в сборе герметизируется и наполняется
инертным газом под давлением 104 Па.
При подаче достаточного по величине напряжения между каким-
либо катодом и анодом в соответствующей ячейке (там, где эти элект-
роды «пересекаются») возни-
кает тлеющий разряд ярко-
стью до 100 кд/м2. При по-
даче напряжения на несколь-
ко катодов и анодов точечным
растром воспроизводится знак
любой несложной конфигура-
ции. Подобные панели могут
иметь до 100X100 ячеек с
шагом в 1 мм, что позволяет
использовать их для воспроиз-
ведения не только знаков, но
и графиков.	Рис. 12.4
317
Напряжение возникновения разряда 250—300 В, напряжение раз-
ряда 120—150 В, долговечность порядка 1000 ч.
При питании индикаторной панели переменным током с частотой
в несколько десятков килогерц электродные системы могут быть нане-
сены на стеклянные пластины снаружи в виде полупрозрачных поло-
сок, что упрощает конструкцию прибора. Индикаторные панели пе-
ременного тока получили название плазменных индикаторных па-
нелей, поскольку в них используется свечение плазмы.
Индикаторные тиратроны
Тиратрон тлеющего разряда в простейшем случае имеет три элект-
рода — катод, анод и сетку (рис. 12.5). Сетка представляет собой
металлическую пластину с небольшим отверстием. Тиратрон наполняют
инертным газом под давлением 2—5 кПа.
На анод тиратрона подается напряжение <£ак, меньшее напряжения
возникновения разряда. Анодная цепь тиратрона при этом остается
разомкнутой, так как проводимость промежутка анод — катод до
возникновения разряда очень мала.
Если на сетку тиратрона подать напряжение такой величины, что
между сеткой и катодом возникнет разряд, то электроны из области
разряда будут проникать сквозь отверстие сетки в анодную область,
облегчая условия возникновения разряда в промежутке анод — сетка.
Чем интенсивнее разряд в цепи сетки, тем больше электронов прони-
кает в анодное пространство, тем ниже становится напряжение воз-
никновения разряда в анодной цепи.
Рис. 12.5
Интенсивность разряда в сеточной цепи определяется величиной
сеточного тока, поэтому в качестве характеристики тиратрона тлею-
щего разряда удобно взять зависимость анодного напряжения <£ак,
при котором возникает разряд, от тока сетки: SaK=f(lc)- Характерис-
тика управления показана на рис. 12.6. С увеличением тока в цепи
сетки напряжение, при котором возникает разряд, уменьшается.
Из-за ряда неконтролируемых факторов характеристика управле-
ния нестабильна и практически занимает целую область, называемую
пусковой. В точке А, слева от заштрихованной области, тиратрон вы-
318
ключен, в точке Б, справа от заштрихованной области,— включен.
Для надежного включения тиратрона перепад тока сетки А/с должен
быть больше ширины пусковой области. Чем меньше ширина пусковой
области, тем меньше перепад тока, необходимый для включения ти-
ратрона.
Падение напряжания Ua на включенном тиратроне зависит от
типа катода. Если катод активирован цезием, то оно имеет минималь-
ную величину 55—60 В (лампа МТХ90). Поскольку допустимое на-
пряжение анода тач составляет приблизительно 160 В, перепад
между напряжениями анода выключенного и включенного тиратро-
нов d?ai(—Uа может достигать 100—ПО В. Однако в тиратронах с ак-
тивированными катодами велика нестабильность пусковой характе-
ристики, что снижает чувствительность прибора и устойчивость его
работы.
В последнее время чаще применяют катод из чистого молибдена,
дающий более узкую пусковую область. Так как падение напряжения
на включенном тиратроне при таком катоде более высокое (порядка
90—ПО В), то для получении в этих условиях достаточно большого
перепада анодного напряжения в тиратрон вводят еще одну сетку,
позволяющую повысить допустимое напряжение анода <£актах до
190—200 В.
Устройство и схема включения двухсеточного тиратрона показа-
ны на рис. 12.7. Первая сетка служит только для создания подгото-
вительного разряда, для чего в ее цепь подается положительное на-
пряжение, создающее ток порядка нескольких микроампер. На вто-
рую сетку, которая является управляющей, подается напряжение
(/с2, меньшее напряжения первой сетки, поэтому в промежутке между
сетками создается тормозящее поле, препятствующее проникновению
электронов из области подготовительного разряда через отверстие
второй сетки в область анода.
Если затем повысить положительное напряжение второй сетки, то
тормозящее поле на участке С\—С2 уменьшится, электроны начнут
проникать из области подготовительного разряда в промежуток вто-
рая сетка — анод и в цепи анода возникнет разряд. Пусковая харак-
теристика тиратрона показана на рис. 12.8. Область, лежащая выше
кривой, снятой при определенном токе предварительного разряда
(^со 1“л, или /'[')> соответствует режиму включения тиратрона; в об-
319
ласти, расположенной ниже кривой, тиратрон выключен. Для пере-
хода из выключенного состояния во включенное, например из точки
А в точку В, следует повысить напряжение управляющей сетки с U'c2
до U"2.
Двухсеточные тиратроны имеют более стабильные характеристики
управления, чем односеточные. Требуемый для включения перепад
напряжения в цепи управляющей сетки составляет 15—30 В, перепад
тока сетки — 4—5 мкА. Так как перепад напряжения в цепи анода
составляет при этом десятки вольт, а перепад анодного тока — еди-
ницы миллиампер, то коэффициент усиления по мощности достигает
104—105. Подобными параметрами обладает тиратрон ТХЗБ
После включения тиратрона сетка теряет управляющее действие,
так как ее поле экранируется плазмой, и для выключения прибора
необходимо снять анодное напряжение на 10—100 мкс. За это время
происходит деионизация газа в разрядном промежутке и управляющее
действие сетки восстанавливается. Отсюда вытекает, что частота пере-
ключения тиратрона тлеющего разряда может достигать 10—20 кГц,
что достаточно для применения этого прибора в качестве индикатор-
ного элемента.
Таким образом, тиратрон тлеющего разряда имеет два рабочих со-
стояния: открытое, когда прибор проводит ток и излучает световой си-
гнал, и закрытое, когда он не проводит ток и не светится.
В индикаторных тиратронах нередко применяют два анода
(рис. 12.9). Первый анод определяет входные параметры тиратрона,
обеспечивает запись и хранение информации. Свечение возникает при
наличии разряда на второй анод (тиратро-
ны ТХ16Б, ТХ17А). В лампах ТХ19АЖ
(3,К)* используется свечение люминофора,
нанесенного на экран, выполненный в виде
конуса.
У тиратронов ТХ16Б, ТХ17А яркость
свечения лежит в пределах 150—330 кд/м2
при изменении тока второго анода от 1 до
3 мА, у тиратронов, использующих люми-
нофорное преобразование, яркость состав-
ляет 100 кд/м2 для красного, 120 кд/м2
для желтого и 150 кд/м2 для зеленого све-
чения. При токах свыше 1,5—2 мА яркость
не зависит от тока, наступает насыщение.
Тиратроны тлеющего разряда имеют небольшие размеры, высокую
механическую прочность и широкий диапазон рабочих температур
(от —60 до +Ю0°С). Эти преимущества наряду с высокой долговеч-
ностью и большой экономичностью обусловливают применение их в тех-
нике в качестве индикаторных элементов.
* Последняя буква в обозначении указывает цвет свечения — желтый, зеленый,
красный,
220
Декатроны
Использование подготовительного разряда для управления пре
цессом переключения нашло дальнейшее развитие в декатронах —
приборах тлеющего разряда, осуществляющих десятичный счет им-
пульсов и световую индикацию их числа. Название прибора происхо-
дит от греческого слова «дека» — десять, по числу сигналов, разли-
чаемых прибором.
Устройство декатрона показано на рис. 12.10. В герметичном стек-
лянном баллоне, наполненном смесью гелия с неоном, находятся анод
декатрона, имеющий форму диска, и размещенные вокруг анода 30
стержневых катодов. Десять из них образуют группу симметрично
расположенных индикаторных катодов, отображающих поступивший
на них импульс свечением. За каждым индикаторным катодом стоит
первый подкатод 1ПК, за ним — второй подкатод 211 К, используехые
для перемещения разряда с одного индикаторного катода на другой.
Рис. 12.11
Все десять первых подкатодов электрически соединены друг с дру-
гом и имеют общий вывод, так же как все десять вторых подкатодов и
девять индикаторных катодов (рнс. 12.11). Один индикаторный катод,
называемый нулевым, выведен отдельно, и в его цепь включена на-
грхзка R. На анод декатрона через ограничительный резистор г пода-
ется напряжение <£ак, большее напряжения возникновения разряда
(около 400 В), и в лампе устанавливается тлеющий разряд при токе
/а порядка 0,6—2 мА. При этом разомкнута кнопка «Сброс» и ток раз-
ряда проходит через нулевой индикаторный катод; по его свечению
можно видеть, что декатрон находится в исходном состоянии 0. Осталь-
ные девять индикаторных катодов отключены. Возникновению раз-
ряда в цепи подкатодов препятствует их значительное положительное
смещение SnK.
11 X- 1604
321
После того как засветился нулевой индикаторный катод, кнопка
«Сброс» должна быть замкнута и декатрон готов к работе. Заметим,
что хотя при этом включаются остальные девять индикаторных като-
дов, разряд на них не распространяется, так как сопротивление огра-
ничительного резистора г достаточно велико.
Если на первые подкатоды подать импульс отрицательного напря-
жения (140—150 В, 40—50 мкс), то вследствие увеличения тока в анод-
ной нагрузке разность потенциалов анод — катод понизится и ионизи-
рованные частицы из области электрического разряда, находящейся
у нулевого индикаторного катода, устремятся в область наиболее
сильного электрического поля, находящуюся у ближайшего первого
подкатода; в результате разряд переместится на этот подкатод, т. е.
на один шаг в направлении индикаторного катода 1. Если затем со
сдвигом в 1—2 мкс подать импульс отрицательного напряжения на вто-
рые подкатоды, то разряд подобным же образом переместится на бли-
жайший второй подкатод, т. е. еще на один шаг в направлении индика-
торного катода 1. По окончании второго импульса разряд перейдет но
тем же причинам на индикаторный катод /, так как в данный момент
здесь находится ближайшая область наиболее сильного электриче-
ского поля. На этом цикл переноса разряда заканчивается, и по свече-
нию индикаторного катода 1 можно видеть, что на декатрон была по-
дана одна пара импульсов.
При подаче следующей пары импульсов декатрон подобным же
образом переключится в состояние 2, затем в состояние 3 и т. д. Деся-
тая пара импульсов перебросит прибор в состояние 0, при этом на его
выходе появится импульс, который может быть использован для за-
пуска следующего декатрона, используемого для счета десятков пар
импульсов, и т. д.
При изменении порядка следования управляющих импульсов,
т. е. в случае, когда первый импульс из пары подается на второй подка-
тод, разряд перемещается по катодам декатрона в обратном направ-
лении и прибор работает в режиме вычитания.
Скорость счета импульсов определяется временем деионизации
газа в промежутке, где ранее существовал разряд. У серийно выпуска-
емых промышленностью приборов она достигает 50—100 тыс. имп/с.
Необходимость двух импульсов для переноса разряда усложняет
управляющее устройство декатрона, поэтому находят применение
одноимпульсные декатроны, у которых перенос разряда осуществля-
ется с помощью трех подкатодов. Существуют одноимпульсные декат-
роны, не имеющие подкатодов, в которых разряд переносится направ-
ленными катодами, имеющими крючкообразную форму. Эти приборы
благодаря отсутствию промежуточных ступеней разряда обладают нагр
большей скоростью счета (у декатрона А107 она достигает 1 млн.имп/с).
Выпускаются также коммутирующие декатроны, отличающиеся от
счетных тем, что у них каждый катод имеет отдельный вывод, благо-
даря чему возможно распределение поступающих импульсов по де-
сяти каналам.
Для управления знаковыми индикаторами применяют многоапод-
ные декатроны — полиатроны, обеспечивающие получение необходи-
322
мых в указанном случае отрицательных импульсов напряжения. По-
лпатрон напоминает по устройству декатрон, но 30 стержневых элект-
родов, расположенных по окружности, служат в качестве индикатор-
ных анодов, первых и вторых поданодов, а находящийся в центре диск
является катодом. Полиатроны можно использовать подобно декат-
рснам и в качестве счетных приборов. Их дискообразный катод менее
подвержен влиянию абсорбируемых молекул и токов газовой среды
и характеризуется более стабильными эмиссионными свойствами, чем
стержневидные катоды декатрона, поэтому у полиатронов не ограничи-
вается минимальная частота счета импульсов.
§ 12.3.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ
Электролюминесцентные индикаторы
Устройство. На стеклянную пли органическую подложку (рис.
12.12), покрытую проводящим слоем (СсО, ZnO2, Cn2S и др.), образу-
ющим прозрачный электрод прибора, наносят электролюминсфор,
изолирующий слой диэлектрика и непрозрачные электроды, выпол-
ненные в форме высвечиваемых знаков (на рисунке их три). Всю элект-
родную систему помещают в герметизированный компаундом корпус.
Прозрачная
подлою ко.
Прозрачный
электрод
-—Злектролюминофор
-^.Изолирующий слой
диэлектрика
''-Герметизирующий слой
Корпус
Непрозрачные
электроды
Рис. 12.12
Между прозрачным и одним или несколькими из непрозрачных элект-
родами с помощью специального источника создается переменное на-
пряжение накачки t/113K требуемой амплитуды и частоты либо импульс-
ное периодическое напряжение. В цепь источника накачки включается
переключатель 77, обеспечивающий его подключение на тот или другой
непрозрачный электрод в зависимости от высвечиваемого знака.
Принцип действия. В основе действия этого класса индикаторов
лежит способность некоторых полупроводниковых веществ светиться
в переменном электрическом поле (электролюминесценция). В ка-
честве люминофора используют тонкие пленки, например сульфида
цинка ZnS, активированного медью, алюминием или другой примесью.
Под действием нарастающего электрического поля атомы примеси
переходят в возбужденное состояние, а при убывании поля часть пог-
11*
323
Лощенной ими энергии излучается в виде квантов света. Цвет свечения
зависит от типа примеси.
Яркость свечения В зависит от частоты f и амплитуды напряжения
накачки Цпак (рис. 12.13). Для получения достаточной яркости (30—
40 кд/м2) практически требуется напряже-
ние не менее 220—250 В при частоте 400
Гц — 10 кГц. Потребляемая мощность при
этом достигает 30 мВт на каждый квадрат-
ный сантиметр светящейся поверхности.
Применение. Простота устройства явля-
ется преимуществом электролюминесцент-
ных индикаторов, обусловившим их широ-
кое применение. Сравнительно легко мо-
гут быть выполнены значительные по пло-
щади многоцветные мнемосхемы на основе
взаимно перекрещивающихся систем поло-
сковых электродов, разделенных слоем элек-
тролюминофора, а также созданы точечно-
растровые индикаторные панели с разре-
шающей способностью до 10 строк на 1 см
при общем количестве строк 250 и даже 500.
Недостатком электролюминесцентных ин-
дикаторов является необходимость в мощ-
ном источнике накачки повышенной часто-
Рис. 12.13
ты (400 Гц и более).
Интересной разновидностью рассматриваемых приборов являются
электролюминесцентные плоские источники света с большой поверх-
ностью. Отсутствие мельканий, как у ламп дневного света, и равно-
мерно распределенное по площади свечение делают их оссбенно при-
годными для просмотра и анализа фотографических и рентгеновских
снимков, для фотокопирования.
Электролюминесцентные индикаторы имеют долговечность от 1000
до 5000 ч.
Светодиодные индикаторы
Принцип действия. В светодиодных индикаторах используется
явление излучения света р-п-переходом при прохождении через него
прямого тока, впервые обнаруженное О. В. Лосевым в 1923 г. в крис-
таллах карборунда. Кванты света возникают в процессе рекомбинации
инжектируемых p-zi-переходом в базу диода неосновных носителей
с основными носителями заряда (см. § 2.4).
Люминесценцию такого типа можно возбудить постоянным и пере-
менным током; пороговое напряжение, при котором начинается излу-
чение, близко по величине к контактной разности потенциалов р-л-
перехода; излучение является некогерентным. Яркость свечения ли-
нейно зависит от плотности тока.
Цвет свечения зависит от ширины запрещенной зоны и природы
центров рекомбинации, для получения нужного цвета свечения ис-
324
пользуют полупроводники определенного типа. В настоящее время
для этой цели применяют карбид кремния, позволяющий создавать
светодиоды с красно-оранжевым и желтым свечением, твердый раствор
арсенида галлия — фосфида галлия (GaAS), дающий красное свече-
ние, и твердый раствор фосфида галлия — фосфида индия (GalnP),
дающий желтое и желто-зеленое свечение.
Типы светодиодных индикаторов. На рис. 12.14 показано устрой-
ство светоизлучающего диода (светодиода). В отличие от электропре-
образовательных полупроводниковых диодов он должен обеспечивать
беспрепятственный выход светового пучка в окружающее пространст-
во из базовой p-области, являющейся источником излучения. Зачастую
базовая область имеет сферическую форму. Металлические электроды
базы и эмиттера (на рисунке показаны жирными линиями) обеспечи-
вают подключение диода к источнику тока.
В таком простейшем виде рассматриваемый прибор используется
как светосигнальный индикатор. При пропускании прямого тока
появляется световой сигнал, при отсутствии тока его нет. Отечествен-
ной промышленностью выпускается ряд типов светодиодов, например:
карбид-кремниевые светодиоды 2Л101А — желтое свечение, яр-
кость 10 кд/м3 при прямом токе 10 мА и напряжение 5 В;
Вывод р-области
зеленого свечения
2772/ //'2777
р-п-переход
красного
свечения
р-п-переход
зеленого свечения 
Вывод п области
Р________________
р-области
красного свечения
Рис. 12.15
фосфид-таллиевые светодиоды ЗЛ102Б — красное свечение, яр-
кость 40 кд/м2 при прямом токе 40 мА;
светодиоды АЛ 102В — зеленое свечение, яркость 50 кд/м2 при
токе 40 мА.
Разновидностью светодиодов является цветосигнальный индика-
тор с плавно изменяющимся цветом свечения. Он имеет две дырочных
области из фосфида галлия, легированные различными акцепторными
примесями (рис. 12.15). Область, легированная азотом, дает зеленое
свечение, а область, легированная цинком,— красное свечение. Каж-
дый из р-n-переходов имеет отдельный вывод, что позволяет получать
либо красное, либо зеленое свечение, а при одновременном включении
обоих переходов, регулируя величину тока через переходы, можно
325
получить изменяющийся цвет свечения
от зелено-желтого до желто-красного.
На основе светодиодов созданы знако-
вые п сегментные индикаторы. Отечест-
венной промышленностью выпускаются:
знаковые индикаторы АЛ304А — зелё-
ное и красное свечение,2Л105.В —желтое
свечение и др.;
семисегментные индикаторы АЛС313,
АЛС314 — красное свечение, АЛС321 —
желтое свечение и др.;
многоразрядные сегментные индика-
торы: ЗЛС-101 — на 3, 4 и 5 разрядов,
ЗЛС-318 — на 9 разрядов, яркость
0,4—1 мкд/м2 при токе сегмента 0,6 мА.
Ведется разработка точечно-растро-
вых: индикаторов на светодиодах, а
также цветных точечно-растровых экра-
нов, способных заменить в отдельных
случаях цветные кинескопы.
Низкое напряжение питания (до 5 В)
и малый ток (до 50 мА), небольшие га-
бариты и высокая долговечность (до 10е ч)
позволяют считать светодиодные прибо-
ры одним из перспективных типов элек-
тросветовых индикаторов для устройств
отображения информации индивидуаль-
ного пользования.
§ 12.4. ЖИДКОКРИСТАЛЛИЧЕСКИЕ ИНДИКАТОРЫ
Жидкими кристаллами называют не-
которые органические жидкости, состоя-
щие из стержневидных молекул, способ-
ных располагаться при температуре ок-
ружающей среды 10—55°С параллельны-
ми цепочками, образуя упорядоченную
кристаллическую структуру. Под дей-
ствием электрического поля напряжен-
ностью 2—5 кВ см в жидких кристаллах
нарушается ориентация молекул, возни-
кает так называемый эффект динамиче-
ского рассеяния, сопровождающийся из-
менением прозрачности жидкости. Этот
эффект используют для создания инди-
каторов. Можно применять и другие
электрооптические эффекты, наблюдае-
мые в жидких кристаллах.
32G
Поскольку сами жидкие кристаллы не испускают свет, для ис-
пользования их в индикаторах необходим источник проходящего либо
отраженного света.
Устройство жидкокристаллического индикатора, работающего
в проходящем свете, поясняет рис. 12.16,о. Между двумя стеклянными
пластинами с нанесенными на внутреннюю поверхность прозрачными
электродами из двуокиси цинка находится тонкий (10—20 мкм) слой
жидкого кристалла. Уплотняющая прокладка из полимера гермети-
зирует объем, занимаемый жидким кристаллом. Под индикатором раз-
мещаются источник света и матово-черный экран.
Для получения изображения на фигурные электроды-сегменты
индикатора (/ и 3 на рисунке) подается напряжение 15—50 В относи-
тельно нижнего прозрачного сплошного электрода, при этом прозрач-
ность жидкости под этими электродами уменьшается и в проходящем
свете формируется определенный знак. Ток фигурного электрода-сег-
мента лежит в пределах 5—100 нА, что составляет менее 1 мкА на
знак, формируемый из нескольких сегментов, т. е. не более 50 мкВт
на знак. Это наиболее экономичный индикаторный прибор.
На рис. 12.16,6 показано устройство индикатора, работающего
в отраженном свете. Нижний электрод должен быть зеркальным, хо-
рошо отражающим свет. В качестве источника падающего света может
служить естественное освещение. Верхние прозрачные электроды (1, 2
и т. д.) сегментного типа имеют отдельные выводы от каждого сегмен-
та. Число разрядов в индикаторе (число формируемых из сегментов
знаков) может достигать восьми и более; высота знака 44 мм.
Время установления режима сравнительно велико (125 мс), а вре-
мя возврата в исходное состояние доходит до 250 мс, следовательно,
быстродействие этих индикаторов невысокое, что является их сущест-
венным недостатком.
В рабочем режиме температура окружающей среды должна лежать
в пределах 10—55°С, при хранении допустим диапазон температур
от —25 до +65°С. Долговечность этих приборов достигает десятков
тысяч часов.
Жидкокристаллические индикаторы нашли широкое применение
в устройствах отображения наручных электронных часов, микрокаль-
куляторов и других приборов индивидуального пользования с огра-
ниченным запасом питания.
ГЛАВА 13
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ТРУБКИ
§ 13.1. ОСЦИЛЛОГРАФИЧЕСКИЕ ТРУБКИ
Общие сведения
Осциллографическая трубка — это электросветовой прибор, в ко-
тором преобразование электрического сигнала в световой осуществ-
ляется путем воздействия на люминофор управляемого электронного
луча (рис. 13.1). Огромная скорость, с которой может перемещаться
электронный луч по экрану, создает уникальные возможности регист-
рации сигналов с помощью этого прибора, что обусловило широчай-
шее распространение его в науке и
технцке.
Осциллографические трубки ис-
пользуются для наблюдения коле-
бательных процессов, исследова-
ния функциональных зависимостей
величин и т. д. Они составляют од-
ну из функциональных групп элект-
ронных приборов, объединяемых
под названием электронно-лучевых
трубок (ЭЛТ). Другие функцио-
нальные группы ЭЛТ — это инди-
каторные трубки, применяемые для регистрации сигналов, и кинеско-
пы (приемные телевизионные трубки), обеспечивающие преобразова-
ние телевизионного электрического сигнала в световое изображение.
Отклоняющее
устройство
КолВа.
Электронный
прожектор
Рис. 13.1
Экран-

Экраны трубок
Цвет изображения. Изображение, создаваемое на экране осцилло-
графической трубки, предназначается либо для непосредственного
наблюдения, либо для фотографирования. В зависимости от этого вы-
бирают цвет свечения люминофора. Для визуального наблюдения ис-
пользуют люминофоры с желто-зеленым свечением, соответствующим
области наибольшей чувствительности человеческого глаза. Для фото-
графирования применяют трубки, имеющие экран с синим или голубым
свечением, к которому наиболее чувствительна фотопленка.
Яркость изображения. Возможность восприятия наблюдателем
изображения на экране электронно-лучевой трубки зависит от разли-
чия яркости изображения и яркости фона, т. е. остальной, незасве-
ченной части экрана. Это различие характеризуют величиной яркост-
ного контраста, определяемого соотношением
328
Kv = e.--g'l’ ,	(13.1
£*ф
где Вк п Вф — яркость изображения и фона соответственно.
Установлено, что для надежного восприятия изображения яркост-
ный контраст должен иметь величин) 0,65—0,65.
Яркость фона зависит от внешней освещенности экрана ЕВ|1 и ко-
эффициента отражения фона рф:
Вф==^-РфЕВн.	(13.2)
Отсюда следует, что требуемая яркость изображения на экране
электронно-лучевой трубки существенно зависит ст условий наблю-
дения. В затемненном помещении достаточна яркость изображения
в несколько десятков и даже единиц кд/м2. При высокой освещенности
экрана (400—500 лк) необходимая яркость изображения для экранов,
изготовляемых из контрастного стекла, имеющего коэффициент проз-
рачности 0,5, может составлять 100 кд/м2.
Яркость свечения люминофора зависит ст его свойств, а также от
мощности, подводимой к экрану (закон Ленарда):
Ви=-Л/(1/э —(/„)'",	(13.3)
где А — постоянная, зависящая от световой отдачи люминофора, т. с.
от отношения мощности излучения к мощности возбуждения; J —
плотность тока луча; U9—потенциал экрана, измеренный по отно-
шению к катоду электронного прожектора — устройства, формирую-
щего электронный луч (см. рис. 13.1); Uo— минимальный потенциал
экрана, при котором наблюдается люминесценция (обычно составляет
десятки-сотни вольт); т — показатель степени (обычно т 1,54-2,5).
Возможность получения большой яркости свечения пятна за счет
увеличения плотности тока сравнительно ограничена, так как при
этом из-за влияния объемного заряда ухудшается фокусировка пятил
и возрастают его размеры. При увеличении плотности тока выше
100 мкА/см 2 нарушается линейная зависимость между ней и яркостью,
большая часть энергии переходит в тепло, люминофор начинает пере-
греваться и выгорать.
Основным способом повышения яркости осциллограммы является
применение высоких напряжений. В осциллографических трубках для
наблюдения периодических процессов, имеющих минимальную частоту
повторения от нескольких десятков до сотен герц, необходимая яркость
обеспечивается при напряжении второго анода порядка 1—2 кВ.
Разрешающая способность. Свойство электронно-лучевой трубки
раздельно воспроизводить на экране детали наблюдаемого изображе-
ния называется разрешающей способностью. Чем выше разрешающая
способность трубки, тем больше количество информации, воспроизЕо-
димой на ее экране. Разрешающую способность оценивают числом от-
дельно различимых святящихся точек, приходящихся на 1 см 2 пло-
щади экрана, а также числом отдельно различимых линий (строк),
приходящихся на 1 см высоты экрана либо на всю высоту рабочей по-
верхности экрана.
з_ч
Для достижения высокой разрешающей способности требуется
тонкий, хорошо сфокусированный луч, обеспечивающий получение
на экране светящегося пятна диаметром не боле? нескольких десятых
миллиметра. Это требование определяет конструкцию электронного
прожектора трубки. В частности, разрешающая способность оказы-
вается тем выше, чем меньше ток луча и больше ускоряющее напря-
жение.
Разрешающая способность зависит также от зернистости люмино-
фора и ореолов, возникающих за счет полного внутреннего отражения
светового излучения пятна в стекле экрана.
Длительность послесвечения. Все люминофоры обладают способ-
ностью светиться еще некоторое время после выключения электронно-
го луча, возбуждающего люминесценцию. Это явление называется
послесвечением. Длительность послесвечения характеризуется про-
межутком времени от момента выключения луча до момента, когда
яркость свечения значительно снижается (например, в 100 раз либо
до уровня яркости фона).
Длительность послесвечения у различных люминофоров неодина-
кова, она лежит в пределах от десятков микросекунд до нескольких
секунд.
Требуемая длительность послесвечения зависит от вида наблюда-
емых сигналов. Для получения осциллограмм периодических колеба-
ний, имеющих частоту 10—20 Гц, необходима длительность послесве-
чения более 10 мкс; такую длительность послесвечения называют
средней. На частотах ниже 10 Гц экраны со средним послесгечением
не обеспечивают получение слитного изображения. В этом случае при-
меняют трубки, имеющие экран с длительным послесвечением (0,1—
10 с и более). Для воспроизведения быстродвижущихся изображений
экраны должны иметь короткое послесвечение (менее 10 мс).
Потенциал экрана. Во время работы осциллографической трубки
на ее экран из электронного прожектора непрерывно поступает поток
электронов. В равновесном состоянии число падающих на экран элек-
тронов должно равняться числу электронов, отводимых от него за
то же время, иначе на экране будет накапливаться отрицательный
заряд, потенциал экрана Оэ постепенно снизится до потенциала ка-
тода прожектора UK и токопрохождение прекратится, изображение
на экране исчезнет.
Отвод электронов от экрана происходит главным образом за счет
вторичной эмиссии, поскольку электрическая проводимость люмино-
фора очень мала. Коэффициент вторичной эмиссии люминофора о
должен быть не менее единицы, так как только в этом случае число
приходящих на экран и уходящих от экрана за одно и то же время
электронов может быть одинаковым. На рис. 13.2 показана типичная
зависимость коэффициента вторичной эмиссии люминофора о от по-
тенциала экрана 1/э, измеряемого относительно катода прожектора.
Можно видеть, что при напряжениях экран — катод, удовлетворя-
ющих неравенству В,кр1<б/э<Г/Кр=> требование о^1 выполняется.
Первый критический потенциал UKV1=3004-500 В, второй критиче-
ский потенциал UKpi=54-35 кВ.
330
Для обеспечения режима динамического равновесия заряда экра-
на, при котором число приходящих и уходящих электронов одинаково,
потенциал экрана иэ должен быть на несколько вольт ниже потен-
циала выходного электрода (анода) прожектора Ua, определяющего
скорость, с которой электроны летят к экрану. При этом между экра-
ном и выходным электродом прожектора возникает электрическое по-
ле, обеспечивающее отвод вторичных электронов с экрана на выходной
электрод. Этот равновесный потенциал экрана, удовлетворяющий соот-
ношению UKVl<.U3<ZUа, устанавливается в трубке автоматически за
счет того, что при включении луча экран присбретает некоторый от-
рицательный заряд.
Чтобы облегчить отвод вторичных электронов с экрана, внутреннюю
поверхность колбы трубки от экрана до выходного электрода прожек-
тора покрывают коллоидным раствором графита — аквадагом, созда-
ющим проводящий слой. Этот слой устраняет также накопление заряда
на стекле, которое может исказить распределение поля в трубке и
нарушить ее нормальную работу.
Рис. 13.3
Типы экранов. В осциллографических трубках, предназначенных
для непосредственного наблюдения, в качестве люминофора применя-
ют виллемит — активированный марганцем силикат цинка Zn2SiO4,
имеющий желто-зеленый цвет свечения. Для этой же цели служит
сульфид цинка ZnS с примесью меди, дающий зеленое свечение. В труб-
ках, предназначенных для фотозаписи, в качестве люминофора ис-
пользуют вольфрамат кальция CaWO4 (синее свечение) и сульфид цин-
ка, активированный серебром (голубое свечение).
Для экранов с длительным послесвечением применяют фотолюмино-
форы — вещества, люминесцирующие под действием света, как обла-
дающие наибольшим временем послесвечения по сравнению с катодс-
люминофорами. Поэтому экраны с длительным послесвечением выпол-
няют чаще всего двухслойными (рис. 13.3). На стекло экрана непосред-
ственно наносят слой фотолюминофора, обладающего длительным пос-
лесвечением, а на него — слой катодолюминофора. Электронный луч,
падая на слой катодолюминофора, возбуждает в нем свечение, которое
в свою очередь возбуждает свечение в фотолюминофоре. После выклю-
чения луча свечение катодолюминофора быстро затухает, но на дли-
тельное время сохраняется свечение фотолюминофора.
331
В качестве катодолюминофора в двухстопных экранах обычно
применяют сульфид цинка, активированный серебром, дающий голу-
бое свечение, а в качестве фотолюминофора — цпнково-кадмиевый
сульфид с примесью меди, имеющий желтое, медленно затухающее све-
дение. Время послесвечения в зависимости от плотности тока луча
может достигать 15—20 с.
Типы экранов электронно-лучевых трубок классифицированы, и
каждый из них имеет специальное буквенное обозначение, указанное
в табл. 13.1 (некоторые из приведенных в таблице типов экранов будут
рассмотрены далее). Буква, означающая тип экрана, ставится в конце
кодированною обозначения типа трубки.
Таблица 13.1
Типы экратсв злектронно-лучевых трубок
Тип экра- на	Спечен не	Пос леере челне	Число слоев люми нофора
А В С д Е Г И К м р У	Синее Г олубое Оранжевое Г олубое Голубое и оранжевое Т емно-фно лотовое Желто-зеленое Розовое Г олубое Фиолетово-синее Светло-зеленое	Синее короткое Желтое длительное Оранжевое длительное Зеленое длительное Зеленое и оранжевое дли- тельное Темно-фиолетовое очень длительное Желто-зеленое среднее Оранжевое длительное Голубое короткое Фиолетово-синее среднее Светло-зеленое короткое	Однослойный Дв\ хслойпый Однослойный » Полосатый Д и С Однослойный » Двх хслойный Однослойный »
Примечание. Градация длительности постесвечения экранов ЭЛТ:
очень коронное < 10 мкс;	длительное 0.1 — 16 с;
короткое 10 мкс — 1 0 мс;	очень длительное > 16 с.
среднее 10 мс—0,1 с;
Экраны осциллографических трубок имеют прямоугольную, а ча-
ще круглую форму. На экран наносят масштабную сетку, обеспечи-
вающую беспараллаксный отсчет измеряемых величин.
Фокусировка лу:а и управление яркостью изо5ражения
Электронный прожектор. Устройство, формирующее электронный
луч (рис. 13.4), состоит из подогревного катода и четырех цилиндри-
ческих коаксиальных электродов: модулятора, ускоряющего электро-
да, первого и второго анодов. Это устройство называется электронным
прожектором.
Второй анод осциллографической трубки по эксплуатационным
соображениям обычно имеет нулевой потенциал (заземлен). Этот же
потенциал имеет ускоряющий электрод. На катод подается отрица-
332
тельное относительно второго анода (и ускоряющего электрода) на-
пряжение (/а2 (I—2 кВ). На первый анод поступает регулируемое от-
рицательное напряжение (0,74-0,8) t/a2. Модулятор находится под не-
большим относительно катода регулируемым отрицательным напряже-
нием UM (5—10 В). Все питающие электронный прожектор напряжения
обычно снимают с общего делителя (потенциометра), подключенного
к высоковольтному источнику питания
"И-* ,erttli в№.
анод анод
Рис. 13.4
Принцип действия электронного прожектора можно уяснить, рас-
смотрев структуру электрического поля, существующего между его
электродами.
На рис. 13.4 показана картина эквипотенциальных линий электри-
ческого поля в диаметральном сечении электродов трубки, полученная
с помощью электролитической ванны, которая представляет собой
увеличенную в десятки раз модель электродов прожектора, помещен-
ную в подкисленную воду (электролит). Подавая напряжения на элект-
роды модели и измеряя потенциалы в междуэлектродном пространстве,
можно установить, что поле обладает аксиальной симметрией, форма
эквипотенциальных поверхностей определяется вращением эквипо-
тенциальных линий вокруг оси трубки. Именно такая форма поля и
обеспечивает получение тонкого, хорошо сфокусированного электрон-
ного луча. Дело в том, что аксиально-симметричное электрическое
поле обладает фокусирующим действием на узкий приосевой электрон-
ный пучок. Там, где эквипотенциальные линии обращены выпуклостью
к движущимся в ускоряющем поле электронам, нормальная состав-
ляющая напряженности электрического поля Еу отклоняет траектории
электронов к оси, собирая
их в более узкий, пучок
(рис. 13.5,а). Там же, где
эквипотенциальные линии
обращены вогнутостью к
движущимся в ускоряющем
поле электронам, траекто-
рии отклоняются нормаль-
ной составляющей электри-
333
ческого поля £;/ от оси, пучок становится расходящимся (рис. 13 5,6).
Фокусирующее действие электрического поля тем сильнее, чем меньше
скорость электронов (больше время взаимодействия с нормальной со-
ставляющей электрического поля)
На участке модулятор — ускоряющий электрод электроны про-
ходят сначала область собирающего поля, а затем область рассеиваю-
щего поля. Так как скорость электронов в области собирающего поля
меньше, чем в области рассеивающего поля, то в результате траекто-
рии проходящих через этот участок электронов образуют сходящийся
пучок. На некотором расстоянии от катода в области скрещивания
траекторий электронный луч имеет диаметр, значительно меньший диа-
метра катода.
Электрическое поле на участках ускоряющий электрод — первый
анод —второй анод в целом также действует как собирающая линза,
но более длиннофокусная, поскольку электроны движутся здесь быст-
рее и время взаимодействия с полем сокращается. Подбирая напряже-
ние на электродах линзы (обычно на первом аноде), можно сфокуси-
ровать электронный пучок на экране трубки, получив на нем малое
по размеру, резко очерченное светящееся пятно.
Из теоремы подобия полей вытекает, что конфигурация электриче-
ских полей в электронном прожекторе, а следовательно, и форма тра-
екторий электронов зависят не от абсолютной величины напряжений
на электродах, а от их соотношения. Поэтому фокусировка электрон-
ного луча в трубке может быть получена при различных значениях от-
рицательного напряжения катода путем соответствующего подбора
напряжений первого анода и модулятора.
Качество фокусировки. Размер пятна на экране в значительной
степени зависит от симметрии фокусирующей системы и качества цент-
ровки ее электродов.
Поскольку кривизна эквипотенциальных поверхностей электриче-
ского поля увеличивается по мере удаления от оси трубки, удаленные
от оси электроны, движущиеся в области с ботылей кривизной экви-
потенциальных линий, отклоняются электрическим полем к оси трубки
сильнее, чем центральные. Эго явление, называемое сферической абер-
рацией, приводит к размытости пятна и увеличению его размеров.
Для борьбы с ним внутри ускоряющего электрода, первого анода и
на входе второго анода устанавливают диафрагмы с небольшими от-
верстиями, срезающие краевые лучи.
Качество фокусировки луча может существенно снизиться из-за
термоэлектронной эмиссии модулятора, который, находясь близко от
накаленного катода, имеет высокую температуру. При работе трубки
этот эффект усиливается в результате напыления активирующих ве-
ществ на поверхность модулятора. Для борьбы с термоэлектронной
эмиссией модулятора уменьшают его температуру, увеличивают работу
выхода электронов, покрывая поверхность модулятора тонким слоем
золота.
Ухудшение фокусировки может быть вызвано также вторичной
эмиссией электронов, выбиваемых из краев диафрагм первого анода.
Эти электроны увлекаются ускоряющим полем второго анода на экран
трубки, по, будучи несфокусированными, создают размытость пятна
и общую засветку экрана. Для устранения этого недостатка диаметр
отверстии в диафрагме первого анода делают увеличенным либо вооб-
ще не диафрагмируют луч в этой области.
Размеры пятна зависят и от величины ускоряющего напряжения.
Электроны, двпже щиеся в пучке, испытывают силы взаимного растал-
кивания, что приводит к увеличению размера пятна. Чем выше уско-
ряющее напряжение, тем быстрее пролетают электроны от катода до
экрана и тем меньше сказывается действие сил расталкивания. Поэтому
при более высоком ускоряющем напряжении качество фокусировки
оказывается выше, так же как и при меньшей плотности тока пучка.
Управление яркостью изображения. Яркость пятна на экране ре-
гулируют изменением величины тока пучка с помощью напряжения
модулятора.
Особенностью управляющего действия модулятора является резко
выраженный «островковый» эффект (см. § 9.2). Эффект управления то-
ком здесь достигается за счет того, что при изменении напряжения
модулятора изменяется площадь центрального участка поверхюсти
катода, около которой поле является ускоряющим, в результате из-
меняются число электронов, вылетающих из катода и образующих
электронный луч, а следовательно, и яр-
кость изображения на экране. Посколь-
ку непосредственное измерение тока луча
затруднительно, так же как измерение
яркости пятна, в качестве характеристи-
ки управления яркостью изображения
обычно берут зависимость от напряже-
ния модулятора тока второго анода, про-
порционального в известных пределах
току луча (рис. 13.6). Эту характеристи-
ку называют модуляционной.
Запирающее напряжение модулятора
линейно зависит от ускоряющего напря-
жения:
Погс — Па2гР--
(13.4)
Величина р лежит в пределах от 40 до 50.
При изменении яркости пятна с помощью напряжения модулятора
в принципе может нарушаться фокусировка вследствие изменения кон-
фигурации поля первой линзы. В электронном прожекторе, применя-
емом в современных осциллографических трубках (см. рис. 13.4),
этот эффект практически отсутствует благодаря наличию ускоряющего
электрода.
Имея фиксированный потенциал, ускоряющий электрод играет
роль экрана между первой и второй линзами, поэтому взаимосвязь
между регулировками яркости и фокусировки здесь ослабляется. Мень-
ше сказываются силы взаимного расталкивания электрснсв в пучке,
так как электроны набирают полную скорость уже в начале пути и
быстрее пролетают через прожектор.
335
Отклоняющая система
Устройство и назначение. Отклоняющая система состоит из двух
пар взаимно перпендикулярных пластин X и У (см. рис. 13.4). Если
между одной из пар отклоняющих пластин (X или У) создана разность
потенциалов, то электрическое поле между пластинами, воздействуя
на пролетающие электроны в направлении, перпендикулярном на-
правлению их движения, искривляет траекторию электронов и вызы-
вает смещение пятна на экране в ту или иную сторону в зависимости
от полярности приложенного напряжения. Вторая пара отклоняющих
пластин повернута по отношению к первой на 90°, поэтому приклады-
ваемое к ней напряжение смещает пятно на экране в направлении,
перпендикулярном линии отклонения, обусловленного первой парой
пластин. Таким образом, наличие двух пар взаимно перпендикуляр-
ных пластин дает возможность с помощью двух напряжений переме-
щать пятно в любую точку экрана.
Осциллографические трубки применяют наиболее часто для полу-
чения осциллограммы — графика зависимости напряжения от вре-
мени с целью анализа формы кривой напряжения. Для этого исследу-
емое напряжение прикладывается к одной паре пластин (обычно У),
а к другой паре пластин (X) прикладывается напряжение пилообраз-
ной формы их, называемое напряжением развертки (рис. 13.7,а).
На участке О А напряжение развертки линейно зависит от времени,
и под действием этого напряжения пятно перемещается по экрану
трубки вдоль оси х пропорционально времени. В то же время под дей-
ствием исследуемого напряжения пятно смещается вдоль оси у на вели-
чину, пропорциональную его значению в данный момент времени.
Таким образом, при непрерывном одновременном изменении прило-
женных напряжений их и иу (рис. 13.7,6) пятно прочерчивает на экра-
не трубки график зависимости исследуемого напряжения от времени
«=}(/), т. е. осциллограмму.
На участке АВ напряжение развертки резко падает п пятно воз-
вращается в исходное положение. Если период развертки выбран
кратным периоду исследуемого
напряжения, то осциллограммы,
получаемые в последующие пе-
риоды, накладываются друг на
друга и на экране наблюдается
устойчивое и четкое изображе-
ние исследуемого процесса.
Чувствительность системы
отклонения. Важным парамет-
ром осциллографической труб-
ки является чувствительность
h'^hU^,	(13.5)
т. е. величина отклонения пятна
на экране трубки h, приходя-
щаяся на 1 В отклоняющего нап-
Рис. 13.7
336
ряжения t7OrK.i- Чем выше чувствительность, тем меньшее напряжение
требуется для получения осциллограммы, тем удобнее трубка в ра-
боте.
Определим основные факторы, влияющие на чувствительность трубки. Геомет-
рические размеры отклоняющей системы обозначены на рис. 13.8.
Скорость, с которой электрон влетает
в отклоняющую систему, определяется нап-
ряжением второго анода:
Vo= ]А-^-(7а2.	(13 6)
Ускорение, получаемое электроном от
отклоняющего поля, имеет постоянную вели-
Рис. 13.8
чину
еЕ eUy
т md
Уравнения движения электрона записываются в виде
с/2
z = vat и У = — •
(13.8)
Исключив из уравнений (13.8) время t и подставив в них выражения (13.G) для
скорости i'e и (13.7) для ускорения а, получим
а •>	^11 ч
г'~ии1 •
(13.9)
Из рис. 13.8 следует, что, пренебрегая небольшим смещением ух, которое элект-
рон получает внутри отклоняющей системы, отклонение пятна на экране можно най-
ти из выражения
/I = Z2tga=Z2^l	=z2J^_2/1.
dz|z=(,	4c/Z7a=
Чувствительность трубки
h’ = — = l'l±.
Uy 2dUa2
(13.10)
(13 11)
Для повышения чувствительности необходимо сближать отклоняющие пласти-
ны, увеличивать их длину и расстояние до экрана Чувствительность трубки в< зрас-
тает также при уменьшении напряжения второго анода, однако при этом уменьша-
ется яркость пятна и ухудшается его фокусировка.
§ 13.2. ОСЦИЛЛОГРАФИЧЕСКИЕ ТРУБКИ СПЕЦИАЛЬНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
Широкополосные трубки
Общие сведения. Рассмотренные в § 13.1 осциллографические труб-
ки общего применения непригодны для регистрации быстропротекаю-
щих процессов, имеющих низкую частоту повторения из-за резкого
падения яркости изображения по мере сокращения длительности наб-
людаемого процесса. Так, например, при ускоряющем напряжении
прожектора, равном 1—1,5 кВ, наибольшая скорость перемещения
луча по экрану, при которой яркость осциллограммы еще приемлема
для наблюдения, не превышает 2 мм, мкс, что соответствует наблюде-
337
нию однократных импульсов длительностью не короче 10 мкс. Падение
яркости обусловлено малым временем пребывания луча в каждой
точке изображения, а следовательно, и недостаточной энергией, пере-
даваемой люминофору.
Другой причиной, ограничивающей применение осциллографиче-
ских трубок для регистрации быстропротекающих процессов, является
сильное падение чувствительности отклоняющей системы в случае,
когда длительность периода воздействующего колебания оказывается
меньше времени пролета электронов через отклоняющую систем).
Для наблюдения быстропротекающих процессов выпускают спе-
циальные осциллографические трубки, у которых указанные недо-
статки устранены за счет применения послеускорения и особой конст-
рукции отклоняющей системы. Такие трубки называют широкополос-
ными.
Послеускорение. Возможная скорость перемещения луча может
быть значительно повышена при сохранении достаточной яркости изоб-
ражения путем увеличения ускоряющего напряжения. Так, например,
при напряжении второго анода 30 кВ допустимая скорость развертки
возрастает до 30 мм/мкс. Однако при этом пропорционально умень-
шается чувствительность трубки, что практически невыгодно. Поэто-
му в современных высокоскоростных осциллографических трубках
электронам придается большая скорость лишь после того, как они
пройдут отклоняющую систему. В этом случае сохраняется высокая
чувствительность и достигается требуемая яркость при большой ско-
рости развертки. Осциллографические трубки подобного типа назы-
вают трубками с послеускорением.
Трубка с послеускорением отличается от обычной осциллографи-
ческой трубки тем, что у нее в слое проводящего покрытия (аквадага)
сделан разрыв (рис. 13.9) и на образовавшийся при этом кольцевой
проводящий слой, находящийся у экрана и называемый третьим ано-
Рис. 13.9
электронов относительно невелика,
дает в ускоряющее поле третьего
большой скорости, обеспечивающей
Для того чтобы послеускорение не
дом, подается положительное
напряжение (7а3, большее нап-
ряжения второго анода.
Электроны, выходящие из
катода и сфокусированные в
прожекторе, разгоняются вна-
чале, как обычно, напряжени-
ем второго анода, имеющим
величину 1—2 кВ, и затем по-
падают на отклоняющую си-
стему, чувствительность кото-
рой является нормальной
вследствие того, что скорость
Далее отклоненный луч попа-
анода, где и разгоняется до
высокую яркость свечения.
изменило траекторию луча, эк-
випотенциальные линии ускоряющего поля третьего анода должны
быть всюду перпендикулярны лучу при любом угле его отклонения.
338
Практически, как видно из рис. 13.9, пэле послеускорения не имеет
требуемой конфигурации и в разрыве проводящего покрытия обра-
зуется электростатическая линза, преломляющая луч трубки. При
большом напряжении третьего анода его поле проникает к отклоняю-
щим пластинам и там возникает цилиндрическая линза, нарушающая
фокусировку луча. Поле послеускорения может вызвать также ис-
кажения осциллограмм. Указанные явления выражены тем сильнее,
чем больше напряжение третьего анода по сравнению с напряжением
второго анода. При б/аз^2б/а2 искажения, обусловленные полем по-
слеускорения, незначительны. Поэтому практически величину напря-
жения третьего анода берут в этих пределах.
Если дополнительного ускорения, обеспечиваемого третьим анодом,
недостаточно, то применяют трубки с несколькими ступенями после-
ускорения (рис. 13.10). Таким
способом ускоряющее напря-
жение может быть доведено
до 25 кВ и более. Для того
чтобы все линзы послеускоре-
ния имели большой диаметр,
обеспечивающий минимум ис-
кажений, колбу трубки дела-
ют цилиндрической формы.
Для предотвращения пробоя в
промежутках между кольца-
Y X
Рис. 13.10
ми послеускорения наносят
высокоомное полупроводниковое покрытие, выравнивающее распреде-
ление потенциала вдоль стенки колбы.
В осциллографических трубках последних конструкций находит
применение система послеускорения, в которой на внутреннюю сто-
рону колбы наносят высокоомный слой в виде спирали с очень малым
шагом (рис. 13.11). На концы этой спирали подают напряжение после-
ускорения, ближний конец спирали соединяют со вторым анодом. По-
скольку падение напряжения, приходящееся на один виток спирали,
получается очень небольшим, такая система, состоящая как бы из боль-
шого числа ступеней послеускорения, дает меньшие искажения, чем
описанные ранее. Однако и в данном случае поле послеускорения об-
разует собирающую линзу у отклоняющей системы, что приводит
к уменьшению чувствительности трубки. Для ликвидации этого явле-
ния в современных трубках на выходе отклоняющей системы ставят
сферическую сетку, обращенную выпуклостью к экрану. Такая сетка
(рпс. 13.11) устраняет образование собирающей линзы полем после-
ускорения и, кроме того, сама действует как рассеивающая линза,
увеличивая результирующую чувствительность трубки. В целях опти-
мальной регулировки режима на эту сетку может быть подано неболь-
шое напряжение.
При эксплуатации осциллографических трубок с послеускорением
важно следить за тем, чтобы электронный луч не находился длитель-
ное время в одной точке экрана. Под воздействием мощного электрон-
ного луча возникает сильный локальный разогрев экрана, при котором
339
вследствие диссоциации молекул из люминофора выделяются атомы
металла. Это приводит к потемнению экрана и потере яркости свечения;
экран выгорает. Дтя предохранения экрана от выгорания необходимо
следить за тем, чтобы при отсутствии развертки луч был обязательно
выключен.
Рис. 13.11
Трубки с послеускорением могут работать и как обычные, если
на третий анод (и последующие) подать напряжение второго анода.
Широкополосная система отклонения. При значительном увели-
чении частоты о (или скорости изменения) отклоняющего напряжения
наблюдается падение чувствительности осциллографической трубки
/1ц, что ограничивает ее частотный диапазон. Падение чувствительности
обусловлено влиянием времени пролета электронов т через отклоняю-
щую систему, которое зависит от скорости электронов ц0 и длины от-
клоняющих пластин li, а также влиянием индуктивности вводов и
емкости отклоняющих пластин.
Если частота отклоняющего напряжения очень высока, то за время
т=/1/ц0, пока электрон находится в отклоняющем поле, отклоняющее
напряжение успевает существенно измениться и результирующее от-
клонение будет иным, чем в статическом режиме. Это явление и при-
водит к уменьшению чувствительности трубки на высоких частотах
(рис. 13.12), что следует учитывать при исследовании несинусоидаль-
ных напряжений, имеющих составляющие очень высоких частот, так
как зависимость чувствительности трубки от частоты может привести
к искажениям формы исследуемого
сигнала на экране. Поэтому осцил-
лографическую трубку можно ис-
пользовать на таких частотах, где
изменение ее чувствительности еще
невелико. Полагая допустимым
уменьшение чувствительности на
10%, найдем из графика, что пре-
дельный угол пролета щ,рт равен
л/2. Отсюда предельная частота
310
с учетом выражения (13.6)
^ = ^=^=Й=1511Г?(МГц)-	(13Л2)
При типичных для осциллографических трубок данных: длине
отклоняющих пластин /1 = 1,5 см и ускоряющем напряжении Uat=
= 1600 В — вычислим, что предельная частота составляет примерно
400 МГц.
Фактически значение предельной частоты может быть еще ниже
в результате резонансных явлений в цепи отклонения, обусловленных
влиянием индуктивности выводов и емкссти отклоняющих пластин.
Для расширения частотного диапазона осциллографических трубок
выводы отклоняющих пластин делают возможно короче, что умень-
шает их индуктивность; с этой целью выводы пропускают непосредст-
венно через горловину трубки. Для уменьшения емкости отклоняю-
щих пластин их размеры стремятся по возможности уменьшить.
Дальнейшее существенное расширение частотного диапазона ос-
циллографической трубки может быть достигнуто путем применения
нескольких коротких, расположенных друг за другом пар отклоня-
ющих пластин, на которые отклоняющее напряжение подается с фа-
зовым сдвигом, пропорциональным времени пролета электронов от
одной пары пластин до другой. Нужный фазовый сдвиг может быть
получен с помощью индуктивностей L (рис. 13.13,а). Такие замедляю-
щие системы используют и в осциллографических трубках диапазона
СВЧ, где их выполняют в виде двух расположенных под углом друг
к другу спиралей (рис. 13.13,6).
311
Подобное устройство имеет прецезпонная широкополосная осцил-
лографическая трубка 13ЛОЮ5М, обладающая высокой разрешающей
способностью и точностью воспроизведения сигналов. Трубка пред-
назначена для наблюдения однократных быстропротекающих процес-
сов. Рабочая полоса частот сигнальной системы трубки превышает
800 МГц при неравномерности амплитудно-частотной характеристики
менее 3 дБ. Напряжение послеускорения равно 10—20 кВ.
Для повышения чувствительности сигнальной системы в электрон-
ном прожекторе этой трубки применены так называемые квадруполь-
ные линзы (см. [12]).
Многолучевые трубки
При исследовании двух одновременно протекающих процессов
иногда возникает необходимость в получении на экране осциллографи-
ческой трубки сразу обеих осциллограмм, отображающих данные про-
цессы. Для этого применяют двухлучевые осциллографические трубки,
имеющие два прожектора смонтированных таким образом, что их лучи
падают в центр экрана. Фокусировка лучей производится независимо,
так же как и управление яркостью. Каждый луч проходит через соб-
ственную отклоняющую систему, состоящую из двух взаимно перпен-
дикулярных пар пластин, и управляется независимо. Электронные си-
стемы отделены друг от друга металлическим экраном для уменьшения
взаимного влияния. Отечественной промышленностью выпускаются
также пятилучевые трубки, позволяющие получать одновременно пять
осциллограмм.
Запоминающие трубки
Устройство. Запоминающие осциллографические трубки отли-
чаются от обычных тем, что у них осциллограмма исследуемого про-
цесса записывается электронным лучом не только в виде светящегося
изображения на экране, но и одновременно в виде потенциального рель-
ефа на поверхности помещенного перед экраном диэлектрика, способ-
ного длительное время сохранять созданный рельеф. Это позволяет
в дальнейшем многократно воспроизводить осциллограмму или уве-
личивать время ее свечения. Способность «запоминать» осциллограмму
существенно расширяет возможности применения данных трубок для
исследования однократных и медленно протекающих процессов.
Устройство запоминающей осциллографической трубки показано
на рис. 13.14. Электронный записывающий прожектор, формирующий
записывающий луч, имеет обычную конструкцию, так же как и систе-
ма отклоняющих пластин У, X. Перед люминесцентным экраном, на-
несенным на прозрачное токопроводящее покрытие, находится запо-
минающая секция, состоящая из мишени и коллектора. Мишень пред-
ставляет собой мелкоструктурную сетку (с шагом порядка 100 мкм),
покрытию со стороны прожектора тонким слоем высококачественного
диэлектрика. Коллекторная сетка расположена в непосредственной
близости от мишени и электрически соединена с металлической под-
342
ложкой либо имеет отдельный вывод. Перед запоминающей секцией
находится прямоиакальный воспроизводящий катод зигзагообразной
формы.
Коллектор
Рис. 13.14
Запись сигнала. Перед записью сигнала поверхность диэлектрика
мишени должна быть подготовлена: ей должен быть сообщен одина-
ковый для всех точек отрицательный потенциал (по отношению к вос-
производящему катоду). Для этого на мишень подается небольшее
(порядка 25 В) положительное напряжение (7М и поверхность мишени
облучается равномерным потоком медленных электронов с воспроиз-
водящего катода. Поскольку при малой скорости электронов (б/и<
Рис- 13.2) коэффициент вторичной эмиссии диэлектрика о<1,
отрицательные заряды скапливаются на поверхности диэлектрика до
тех пор, пока разность потенциалов между ней и катодом не снизится
до нуля и поступление новых электронов не прекратится. После этого
положительное напряжение, поданное на мишень, снимают и потенци-
ал ее поверхности становится, как это и требуется, отрицательным по
отношению к воспроизводящему катоду.
Запись сигнала осуществляется электронным лучом записываю-
щего прожектора. При этом скорость первичных электронов настолько
велика (UKVi<ZUM<JJKf2, рис. 13.2), что коэффициент вторичной эмис-
сии о>1 и падающие на мишень электроны выбивают из диэлектрика
в большом количестве вторичные электроны, которые ухедят на коллек-
тор. В результате место падения приобретает положительный потенци-
ал Дб/„.
При перемещении луча по мишени на ней образуется воспроизво-
дящий траекторию луча с координатами х, у потенциальный рельеф
Д1/М(х, у), который при хорошем качестве диэлектрика может сохра-
няться несколько суток.
Воспроизведение и стирание сигнала. Для того чтобы всспрсиз-
вести записанную осциллограмму на люминесцентном экране, мишень
облучают широким несфокусированным пучком медленных электро-
343
нов, который образуется воспроизводящим катодом. Сетчатая поверх-
ность мишени в местах, имеющих положительный потенциал Дб/И,
т. е. вдоль записанной траектории луча, пропускает электроны к эк-
рану, где они воспроизводят записанную осциллограмму в виде све-
тящейся кривой в течение 1 мин и более.
Для стирания записи изображения на мишень, как и при перво-
начальной подготовке трубки к записи, подается положительный им-
пульс напряжения, вследствие чего поверхность диэлектрика приоб-
ретает одинаковый по величине отрицательный потенциал и мишень
оказывается подготовленной к новой записи.
Скорость записи. Глубина потенциального рельефа, создаваемого
на поверхности мишени, определяется соотношением
Д(У = (J~~
со
где о — коэффициент вторичной эмиссии поверхности мишени; J —
плотность тока записывающего луча; т — время нахождения записы-
вающего луча на данном элементе мишени, зависящее от скорости пе-
ремещения луча; Со — удельная емкость мишени.
Поскольку для нормальной работы трубки необходима определен-
ная глубина потенциального рельефа А67м, рассмотренное соотноше-
ние устанавливает факторы, ограничивающие максимально допусти-
мую скорость записи. Чем выше плотность тока луча и коэффициент
вторичной эмиссии, тем больше максимальная скорость записи. Не-
постоянство потенциала запирания луча по поверхности мишени, обус-
ловленное неоднородностью структуры сетки, приводит к снижению
максимальной скорости записи.
Отечественной промышленностью выпускается ряд запоминающих
осциллографических трубок, обладающих скоростью записи до 1200
км/с. Запоминающие осциллографические трубки допускают исполь-
зование их и в обычном осциллографическом режиме, а также в режи-
ме усиления яркости с помощью воспроизводящего катода.
Трубки с бистабильной записью. Для получения большей длитель-
ности воспроизведения записанного сигнала в некоторых трубках при-
меняют бистабильную запись. В этом случае на коллектор, изолирован-
ный от мишени, подается потожитечьный потенциал (см. рис. 13.14).
При воспроизведении записи пучок медленных электронов воспроизво-
дящего прожектора, проходя через мишень, одновременно с созданием
видимого изображения фиксирует потенциальный рельеф около од-
ного из двух разновесных значений:
1) в точках мишени, где высота потенциального рельефа выше пер-
вого критического потенциала диэлектрика UKpl (о>1), падающие на
мишень электроны повышают потенциал до потенциала коллектора
и электрическая прозрачность в этих точках возрастает;
2) в точках мишени, где потенциал ниже критического (о<1), вос-
производящие электроны снижают его до нуля и электрическая про-
зрачность этих участков оказывается низкой.
Фиксация потенциального рельефа с помощью воспроизводящего
луча обеспечивает длительное воспроизведение сигнала. Для устра-
314
нения «засева» рельефа ионами перед коллектором помещают еще одну
сетку — ионный отражатель, имеющую более высокий потенциал, чем
коллектор (на рис. 13.14 не показана). К трубкам с бистабильной
записью относится отечественный прибор 13ЛН2, имеющий время во-
спроизведения изображения 30 мин.
Существуют запоминающие трубки, у которых в качестве потенци-
алоносителя используется тонкое диэлектрическое покрытие поверх-
ности люминесцентного экрана. Такие бессеточные запоминающие труб-
ки отличаются более высокой разрешающей способностью.
§ 13.3. ИНДИКАТОРНЫЕ ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ТРУБКИ
Трубки с яркостной отметкой
-Г
Принцип действия. Электронно-лучевые трубки часто используют
в качестве электросветовых индикаторов, отмечающих в световой фор-
ме появление и существование электрического сигнала. Для этой це-
ли могут служить рассмотренные в § 13.2 осциллографические трубки,
а также специальные индикаторные трубки, имеющие круговую раз-
вертку и радиальное отклонение. Поступающий сигнал отображается
на их экране в виде выброса на линии развертки.
Широко распространены индикаторные электронно-лучевые трубки,
имеющие яркостную отметку сигнала. В этих трубках напряжение сиг-
нала управляет не отклонением, а появлением луча, поэтому оно по-
дается на модулятор, находящийся постоянно под запирающим напря-
жением. При поступлении сигнала на модулятор создается электрон-
ный луч и возникшее на экране под действием луча светящееся пятно
отмечает появление сигнала.
Координаты пятна на экране трубки при этом могут быть исполь-
зованы для фиксации каких-либо двух параметров наблюдаемого сиг-
нала. В радиолокации, например, местоположение пятна определяет
две координаты цели (наклонную дальность и азимут).
Индикаторные трубки с яркостной отметкой обычно имеют экран
с длительным послесвечением, что позволяет одновременно воспроиз-
водить ряд следующих друг за другом сигналов, т. е. подобные трубки
представляют собой своеобразный многоканальный индикатор. Инди-
каторные трубки имеют высокую яркость свечения и малые размеры
пятна, дающие возможность точно измерить параметры сигналов. Фор-
мирование и отклонение луча в этих трубках чаще всего производят
с помощью магнитных полей, позволяющих получить более мощный
луч, обеспечивающий высокую яркость пятна и более высокое качество
фокусировки по сравнению с электрическими полями.
Магнитная фокусировка. Устройство электронного прожектора с
магнитной фокусировкой показано на рис. 13.15. Он состоит из подо-
гревного оксидного катода, модулятора, ускоряющего электрода, ано-
да и надетой снаружи на горловинх трубки фокусирующей катушки,
состоящей из большого числа витков изолированного провода.
Ускоряющий электрод, экранируя модулятор от поля анода, делает
модуляционную характеристику не зависимой от анодного напряжения.
345
Между модулятором и ускоряющим электродом, на который пода-
ется напряжение порядка 200—300 В, создается, как и в трубке с элект-
ростатической фокусировкой, неоднороднее аксиально-симметричное
электрическое поле. Это поле действует как короткофокусная линза,
образуя сходящийся электронный пучок. Еще одна электростатиче-
ская лийза создается между ускоряющим электродом и анодом, имею-
щим потенциал в несколько киловольт.
Рис. 13.15
Основная фокусировка луча осуществляется неоднородным акси-
ально-симметричным магнитным полем фокусирующей катушки, через
которую пропускается постоянный ток /ф. Магнитное поле катушки
имеет осевую и радиальную составляющие, угловая составляющая
вследствие симметрии равна нулю.
Приосевые электроны влетают в фокусирующее магнитное поле со
скоростью
За счет взаимодействия их с радиальной составляющей магнитного
поля возникает сила, закручивающая электроны вокруг оси трубки и
сообщающая электронам скорость в направлении угловой координаты.
Это обусловливает появление направленной к оси трубки силы вза-
имодействия с осевой составляющей магнитного поля. Величина этой
силы тем больше, чем дальше удален электрон от оси.
Под ее воздействием траектории электронов, пролетающих фоку-
сирующее магнитное поле, отклоняются к оси, вследствие чего при
выходе из катушки они идут сходящимся пучком и пересекаются в од-
ной точке на оси трубки.
Фокусное расстояние F магнитной линзы определяется формулой
со
т-яггр’*-	<>3J3)
— -эо
При заданном анодном напряжении фокусное расстояние опреде-
ляется величиной составляющей магнитного поля Bz на оси трубки,
зависящей от магнитодвижущей силы п/ф, и законом ее изменения
Bz=f(z), который зависит от конструкции фокусирующей катушки.
346
Магнитная фокусирующая система имеет больший диаметр линзы
по сравнению с электростатической системой. Это обеспечивает луч-
шее качество фокусировки и позволяет получить более мощный луч,
что существенно для трубок с яркостной отметкой.
Магнитное отклонение. Магнитная отклоняющая система состоит
из двух пар последовательно соединенных катушек, расположенных
взаимно перпендикулярно (см. рис. 13.15).
При прохождении электрического тока через пару последователь-
но и согласно включенных катушек между ними создается однородное
магнитное поле, индукция В которого пропорциональна току / в ка-
тушках и числу витков w катушек:
B = klw,	(13.14)
где k — коэффициент пропорциональности, зависящий от магнитной
проницаемости среды, формы катушек и расстояния между ними.
Электронный луч на пути к экрану пересекает область магнитного
поля катушек и под воздействием этого поля отклоняется от перво-
начального направления на угол, про-
порциональный индукции поля В, т. е.
магнитодвижущей силе Iw. Таков
принцип управления лучом с помо-
щью магнитного поля.
Чувствительность отклоняющей
системы найдем из следующих сооб-
ражений.
Электрон пересекает магнитное
поле катушек под прямым углом
(рис. 13.16). При этом возникает сила
взаимодействия
F = ev0B, (13.15)
перпендикулярная как направлению вектора скорости v0, так и на-
правлению вектора магнитной индукции В. В результате электрон
начинает двигаться по криволинейной траектории, радиус которой
В
определяется из условия равенства ускорения еи0—. полученного
электроном за счет действия силы F магнитного поля (13.15) и
центростремительного ускорения v2/r:
Отсюда радиус кривизны траектории, описываемой электроном
в магнитном поле,
тс'о
еВ '
(13.17)
Поскольку скорость электрона v0 и индукция В постоянны, радиус
кривизны г также является постоянной величиной, следовательно,
электрон движется в отклоняющем магнитном поле по дуге окружности.
Пройдя в магнитном поле путь s=r(pf&lt (рис. 13.16), электрон выле-
тает из отклоняющей системы под углом q=ljr. Двигаясь далее го
317
инерции, он попадает на экран, отклонившись от центра экрана на
расстояние
(13.18)
Подставив численные значения постоянных величин, выразив ско-
рость По через ускоряющее напряжение t/a, а индукцию В — через ам-
пер-витки, получим
/1 = 0,3^-^=-.
(13.19)
Чувствительность трубки с магнитным отклонением измеряется
отношением отклонения пятна на экране в миллиметрах к магнито-
движущей силе в ампер-витках
(K=h/Iw£	(13.20)
Из выражения (13.19) найдеМт'ЧТо чувствительность
'' = Г7=.	03-21)
где у=0,З&Л — постоянная отклоняющей системы; для круглых ка-
тушек без сердечника с диаметром, равным расстоянию между ними,
7=0,124-0,14.
При низкой частоте отклоняющих токов катушки выполняют с фер-
ромагнитным сердечником, что позволяет уменьшить требуемую мощ-
ность источника отклоняющего тока, но ухудшает линейность откло-
нения.
Очевидно, чувствительность трубки с магнитным отклонением мень-
ше зависит от ускоряющего напряжения (пропорциональна б^1'*),
чем чувствительность трубки с электростатическим отклонением (про-
порциональна U~’). Это объясняется тем, что при магнитном отклоне-
нии сила, отклоняющая электрон, пропорциональна скорости и, сле-
довательно, возрастает с повышением ускоряющего напряжения. Та-
кое свойство магнитного отклонения позволяет эффективно использо-
вать его в индикаторных трубках, работающих при высоком анодном
напряжении.
Г Частотный диапазон магнитной отклоняющей системы значитель-
— но уже, чем электростатической, так как индуктивное сопротивление
отклоняющих катушек имеет большую величину и зависит от частоты.
Искажение изображений и дефокусировка пятна при магнитном от-
клонении меньше, а предельный угол отклонения выше, чем при элект-
ростатическом. Благодаря этому трубки с магнитным отклонением
при том же размере экрана значительно короче, чем трубки с электро-
статическим отклонением.
Экраны индикаторных трубок. Экраны индикаторных трубок долж-
ны обеспечивать высокую яркость изображения, в отдельных случаях
до 50 000 кд/'м2, что требует удельной мощности возбуждения люми-
нофора до 10 Вт, см2. В то же время предъявляются высокие требова-
ния к долговечности индикаторных трубок, гамма-процентный ресурс
их должен достигать 5—10 тыс. и более. Эти требования существенно
348
ограничивают выбор люминесцентных материалов для экранов. До
недавнего времени для этой цели применяли сульфоселениды цинка и
кадмия, в последние годы они вытесняются тугоплавкими соединениями
редкоземельных элементов, например оксисульфидом Ln2O2S, в ко-
тором изоморфно растворены редкоземельные ионы, являющиеся из-
лучателями. При изменении типа ионов может быть в широких преде-
лах изменен цвет свечения.
Экраны с длительным послесвечением, используемые в индикатор-
ных трубках, имеют как двухслойную, так и однослойную структуру.
Практически используются следующие типы экранов (см. табл. 13.1):
В — двухслойный с голубовато-белым свечением и желтым после-
свечением;
К — двухслойный с розовым свечением и оранжевым послесвече-
нием;
Д — однослойный с голубым свечением и зеленым послесвечением;
С — однослойный с оранжевым свечением и послесвечением;
Г — однослойный с фиолетовым свечением и очень длительным
(>16 с) послесвечением того же цвета.
Трубки с экранами типа Г -— называют скиатронами. Активный
слой экрана этих трубок состоит из хлористого калия, который на-
носится на стекло в вакууме и образует тонкую полупрозрачную плен-
ку; при дневном освещении она выглядит белой. Под воздействием
электронного луча бесцветные кристаллы приобретают фиолетовую
окраску, которая при достаточно большой мощности луча может сох-
раняться в течение нескольких часов.
Окрашивание кристалла при электронной бомбардировке объяс-
няется тем, что электроны, локализуясь в вакантных узлах кристал-
лической решетки, образуют устойчивые центры поглощения, обуслов-
ливающие потемнение кристалла в этом месте. При интенсивном осве-
щении экрана или нагревании центры поглощения исчезают и темный
след луча быстро обесцвечивается.
Для наблюдения однократных и редко повторяющихся сигналов
служат индикаторные трубки с запоминающей секцией (см. § 13.2).
Существуют также запоминающие трубки, которые выдают записан-
ный сигнал в электрической, а не световой форме. Наиболее распро-
странены трубки с барьерной сеткой и графеконы. В трубке с барьер-
ной сеткой с помощью одного луча осуществляется как запись сигна-
лов на диэлектрическую пластину — мишень, так и их воспроизведе-
ние. Графекон имеет два луча — записывающий и воспроизводящий,
что позволяет одновременно осуществлять запись и считывание. Эти
приборы находят специфичное применение и детально рассматриваются
в специальных курсах 1141.
Цветные трубки
Цвет является важным фактором повышения информационной ем-
кости индикаторов. Практически используются двухцветные экраны
типа Е, состоящие из перемещающихся полосок люминофора типов
Д и С. Индикаторные трубки с двухцветным экраном имеют два пеза-
349
висимых луча, которые направляют таким образом, что каждый из
них всегда попадает на полоску люминофора одного и того же цвета.
Один из лучей при этом дает оранжевое свечение, другой — зеленое
(трубка 42ЛМ2Е).
Применяют также индикаторные трубки с барьерным люминофором,
цвет свечения которого зависит от энергии электронного пучка. В этих
трубках на стеклянную внутреннюю поверхность экрана, покрытую
прозрачной проводящей пленкой окиси олова (рис. 13.17), нанесены
последовательно два слоя люминофора—
красного и зеленого свечения. Зерна
красного люминофора покрыты специ-
альной защитной пленкой, поэтому при
подаче па пленку окиси олова ускоряю-
щего напряжения 6 кВ возбуждается
свечение только зеленого люминофора.
Если же подать ускоряющее напряжение
12 кВ, то начинает интенсивно светиться
красный люминофор. Мелкоструктурная
сетка, находящаяся перед экраном, имеет
потенциал второго анода прожектора
трубки и обеспечивает независимость
чувствительности отклоняющего устрой-
ства от напряжения возбуждения люминофоров. Цветные трубки мо-
гут иметь запоминающую секцию.
Сетка
(ис=ивг=БООВ)^
Электронный.
луч =====
Люминофор-------
красного свечения
Люминофор
зеленого свечения
Ррозрачная проводящая
пленка
Зеленое сбечение+6 кВ
Красное свечение +12 к В
Рис. 13.17
Знаковые трубки
В трубках со знаковой индикацией в месте падения луча высве-
чивается условное обозначение сигнала в виде символа, буквы или
цифры.
Электронный I
прожектор
Фокусирующая катушка.
Рис. 13.18
На рис. 13.18 показано устройство знаковой индикаторной труб-
ки «характрон». Электронный луч, созданный прожектором, проходя
через пластины выбора знака, падает на матрицу — металлическую
пластину, в которой пробиты отверстия в форме знаков, букв или
цифр. Пройдя матрицу п поле фокусирующей катушки, луч приобре-
тает поперечное сечение в виде того знака, на который он был направ-
лен. Компенсирующая система возвращает луч на ось трубки. Далее
350
луч проходит через адресную отклоняющую систему, которая направля-
ет его в нужную точку экрана, где и высвечивается выбранный знак.
Знаковые индикаторные трубки выпускают также с запоминающей
секцией, которая выполняется в виде мелкоструктурной сетки-мише-
ни М. покрытой слоем диэлектрика со стороны, обращенной! к прожек-
тору (рис. 13.19). Подобную трубку называют тайпотроном. В месте,
где сетку пронизывает записывающий луч, из нее выбиваются элект-
роны, которые уходят на коллектор К, а на поверхности диэлектрика
создается положительный потенциальный рельеф; очертания его пов-
секция
Рис. 13.19
торяют форму выбранного знака. Ионный отражатель ИО предотвра-
щает попадание ионов на мишень. Для потока электронов, создаваемо-
го воспроизводящим прожектором, запоминающая сетка-мишень ока-
зывается прозрачной только в той области, где был создан положитель-
ный потенциальный рельеф, в результате электронный поток высвечи-
вает записанный знак на экране трубки.
§ 13.4. КИНЕСКОПЫ
Кинескопом называется электронно-лучевая трубка, предназначен-
ная для превращения электрического телевизионного сигнала в све-
товое изображение.
В телевидении передаваемое изображение разбивается на большое
количество отдельных, одинаковых по ширине полосок — строк; каж-
дая строка изображения представляется электрическим импульсом,
у которого мгновенное значение напряжения изменяется во времени
по таком)' же закону, что и яркость изображения вдоль данной строки.
Совокупность следующих друг за другом импульсов отображает
передаваемое изображение. Для того чтобы совокупность импульсов
превратить в световое изображение, ее подают на модулятор кинеско-
па, где, воздействуя на электронный луч, она изменяет яркость свече-
ния пятна на экране. Одновременно на отклоняющую систему трубки
подают пилообразные импульсы, которые заставляют луч прочерчи-
вать на экране строки синхронно с поступающими на модулятор им-
351
пульсами сигнала изображения (видеосигнала) так, чтобы каждый
раз номер прочерчиваемой строки соответствовал номеру поступаю-
щего импульса. Тогда яркость вдоль пробегаемой лучом строки будет
изменяться в соответствии с законом изменения мгновенного напряже-
ния видеосигнала, а полное число строк, прочерченных на экране,
воспроизведет один кадр передаваемого изображения. При быстрой
смене передаваемых кадров создается, как в кино, иллюзия движуще-
гося изображения.
Таким образом, кинескопы фактически являются трубками с яр-
костной отметкой, однако ряд специфичных требований телевидения
обусловливает наличие у них существенных конструктивных особен-
ностей.
Кинескопы для черно-белого изображения
Экран кинескопа. Экраны современных кинескопов имеют прямо-
угольную форму. Для получения четкого изображения с хорошо раз-
личимыми деталями размер экрана берут достаточно большим; диа-
гональ экрана отечественных кинескопов составляет 12, 16, 23, 50, 61
или 65 см.
Ввиду относительно большой площади экрана атмосферное давле-
ние действует на него с большой силой (до 1 т и более), поэтому колба
кинескопа должна иметь высокую механическую прочность. Экран
трубки прессуют из толстого высококачественного стекла, не имею-
щего пузырей и включений. При неосторожном обращении, ударах и
толчках колба кинескопа может взорваться и осколками серьезно по-
ранить окружающих. Во взрывобезопасных кинескопах экран может
быть заключен в прочный стальной бандаж.
На экран кинескопа путем осаждения из взвеси наносят люмино-
фор белого свечения, представляющий собой смесь двух люминофоров,
имеющих дополнительные цвета. Обычно применяют сульфид цинка,
активированный серебром (ZnS |-Ag), имеющий синее свечение, и цпн-
ковэ-кадмиевый сульфид, активированный серебром или медью
(ZnSCdSH Ag, Си), имеющий желтое свечение. Цвет свечения зависит
от соотношения масс компонент, а также в некоторой степени от вели-
чины ускоряющего напряжения.
В последние годы в связи с повышением требований к яркости изоб-
ражения и долговечности в кинескопах в качестве люминофоров также
стали использовать оксисульфиды редкоземельных элементов.
Длительность послесвечения люминофора должна быть короткой
во избежание «размазывания» движущихся изображений. По опытным
данным, яркость свечения экрана кинескопа должна быть не менее
30—40 кд м3, поэтому ускоряющее напряжение берут порядка 10—
16 кВ.
Для повышения контрастности изображения экран кинескопа иног-
да выполняют из дымчатого стекла, уменьшающего яркость ореола
и внешней засветки.
В некоторых типах кинескопов экран со стороны, обращенной к ка-
тоду, покрывают тонкой пленкой алюминия, прозрачной для быстрых
352
электронов (рис. 13.20). Это повышает яркость изображения за счет
отражения света зеркально гладкой алюминиевой пленкой. Возрастает
и предельный потенциал экрана, так как высокая проводимость алю-
миниевой пленки обеспечивает непосредственный отвод электронов с эк-
рана на проводящий слой, покрывающий стенки колбы; в этом случае
не требуется, чтобы люминофор имел коэффициент вторичной эмиссии
больше единицы.
Электронный прожектор. По стандарту, принятому в СССР и в
ряде других стран, число строк, на которое разбивается телевизионное
изображение, равно 625. Для того чтобы воспроизвести их на эк-
ране кинескопа, светящееся пятно дол-
жно иметь диаметр 0,2—0,3 мм при
размере диагонали экрана до 35 см и не
более 0,5 мм при размере диагонали экра-
на 43—59 см.Пятно такого размера может
быть создано электронным прожектором
с электростатической фокусировкой, ко-
торый и используется в современных ки-
нескопах. Прожектор с магнитной фо-
кусировкой применения не находит,
как менее удобный в эксплуатации.
Рис. 13.20
Устройство электронного прожектора кинескопа показано на
рис. 13.21. В отличие от конструкции, показанной на рис. 13.4, в про-
жекторе кинескопа имеется еще один ускоряющий электрод УЭ1
с положительным потенциалом порядка 200—500 В; он служит для
снижения запирающего напряжения модулятора. Второй ускоряющий
электрод УЭ2 имеет, как обычно, потенциал второго анода, т. е. 10—
16 кВ.
В рассматриваемом прожекторе образуются три фокусирующих
электростатических линзы: первая — между модулятором и ускоряю-
щим электродом УЭ1, вторая — между ускоряющими электродами
УЭ1 и УЭ2, третья — между ускоряющим электродом УЭ2 и анодами
^41 и у42.
Диаметр анода Af кинескопа берут, как видно из рис. 13.21, зна-
чительно больше диаметра рядом находящихся электродов УЭ2 и А»,
имеющих более высокий потенциал. Благодаря этому ток анода At
оказывается практически равным нулю, что существенно уменьшает
дефокусировку пятна при изменении напряжения модулятора М, так
12 Ns 1604
353
как изменение тока луча не приводит к перераспределению напряжения
на делителе, питающем электроды прожектора. Фокусировка не нару-
шается и при небольших колебаниях напряжения питания, поскольку
при этом пропорционально изменяется напряжение всех электродов
прожектора, питающихся от делителя, и в соответствии с теоремой
подобия полей оптическая сила линз остается прежней. По этим причи-
нам современные кинескопы с электростатической фокусировкой не
нуждаются в подстройке фокусировки во время эксплуатации.
Система отклонения. Для уменьшения длины трубки в современ-
ных кинескопах применяют магнитные отклоняющие системы, имею-
щие предельный угол отклонения луча 110°. Магнитное отклонение
обеспечивает высокое качество изображения без заметных искажений и
дефокусировки.
Ионные ловушки. В процессе работы кинескопа наблюдается ин-
тенсивное разрушение люминофора отрицательными ионами, источ-
ником которых является оксидное покрытие катода. Разгоняясь элект-
рическим полем анода, эти ионы движутся к экрану, проходя по пути
отклоняющую систему. Так как магнитное поле отклоняет ионы ввиду
их большой массы значительно слабее, чем электроны, то, падая на
экран, ионы образуют в центре его темное пятно диаметром около х/3
диаметра трубки, называемое ионным пятном. Ионное пятно появля-
ется через 100—200 ч работы и со временем все более темнеет, делая
трубку непригодной для использования.
Надежной защитой люминофора от воздействия отрицательных ио-
нов является пленка алюминия. Поэтому на алюминированных экра-
нах ионное пятно не возникает. В трубках, у которых экран не алю-
минирован, для борьбы с ионным пятном применяют так называемые
ионные ловушки. Они препятствуют выходу из прожектора отрицатель-
ных ионов, образующихся в области катода, и тем самым предотвра-
щают появление на экране ионного пятна.
В основе работы ионных ловушек лежит различное воздействие
магнитного поля на траектории электронов и отрицательных ионов.
Катод электронного прожектора, имеющего ионную ловушку, разме-
щают под углом 10—15° к оси трубки. Пучок электронов и отрицатель-
ных ионов, выходя из катода, разгоняется полем ускоряющих электро-
дов в направлении поперечного поля, создаваемого небольшим постоян-
ным магнитом, помещенным снаружи трубки. Тяжелые отрицатель-
ные ионы почти не отклоняются этим полем и оседают на стенке уско-
ряющего электрода. Электронный же луч под действием магнитного
поля искривляется и попадает в фокусирующее поле главной электро-
статической линзы, образующейся в области первого а'нода между вто-
рым ускоряющим электродом и вторым анодом. Здесь луч окончатель-
но формируется и направляется на экран.
Для нормальной работы трубки с ионной ловушкой требуется пра-
вильная установка магнита на горловине трубки, обеспечивающая
наибольшее прохождение электронного луча через электронный про-
жектор. Настройку магнита следует производить при расфокусирован-
ном луче. При правильной установке магнита несфокусированное пят-
но должно находиться в центре экрана и иметь круглую форму.
354
Цветные кинескопы
Действие цветных кинескопов основано на особенностях цветовое-
приятия человеческого глаза, который имеет цветочувствительные
элементы трех типов, реагирующих лишь на один из трех цветов: си-
ний, зеленый и красный. Остальные цвета воспринимаются как резуль-
тат смешения трех основных цве-
тов в определенном количествен-
ном соотношении.
На рис. 13.22 показано устрой-
ство наиболее распространенного "Ректоры
масочного кинескопа. Три прожекто-
ра с электростатической фокусиров-
кой создают три независимо управ-
ляемых луча, которые падают в од-
ну и ту же точку на тонкую (0,15 мм)
металлическую маску, имеющую
550000 отверстий диаметром
0,25 мм. В непосредственной бли-
зости от маски (на расстоянии 12 мм) находится экран, на который
равномерно нанесены точки из люминофора с синим, зеленым и крас-
ным свечением таким образом, что каждый из трех лучей, проходя
на люминофор одного и того
же цвета (рис. 13.23). При
одновременном включении
всех трех лучей в зависи-
мости от соотношения их
интенсивности
свечение того
цвета.
В качестве
минофора используют суль-
фид цинка ZnS+Ag (1=0,44
мкм), в качестве зелено-
го — сульфид-селенид цин-
ка ZnS ZnSe+Ag (1=0,52
мкм) и в качестве крас-
ного — селенид цинка ZnSe+Cu (1=0,65 мкм).
Отклонение всех трех лучей по строкам осуществляется общей маг-
нитной отклоняющей системой; кроме того, имеются три дополни-
тельные индивидуальные системы отклонения, обеспечивающие дина-
мическое сведение лучей в одну точку по всей площади экрана.
Для систем, требующих более высокую разрешающую способность,
выпускают цветные кинескопы с увеличенным числом отверстий в мас-
ке (до 2 млн.). Размер экрана по диагонали установлен 23, 50 и 61 см.
ТрехиВетный
экран
Отклоняющая
система
Электронные
лучи
Маска
Рис. 13.22
через отверстия маски, попадает всегда
Точки
люминофора:
Экран с синим
свечением
с зеленым
свечением
с красным
свечением
Маска.
2е
Рис. 13.23
получается
или иного
синего лю-
12*
ГЛАВА 14
ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ. ОПТРОНЫ
§ 14.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПРИБОРАХ
Фотоэлектрическими приборами называют электронные приборы,
в которых осуществляется преобразование светового излучения в элек-
трический ток.
По виду рабочей среды фотоэлектрические приборы подразделяют
на электровакуумные (электронные и ионные) и полупроводниковые.
По виду фотоэлектрического эффекта, лежащего в основе действия
прибора, различают:
фотоэлектрические приборы с внешним фотоэффектом (электрон-
ные и ионные фотоэлементы, фотоумножители);
фотоэлектрические приборы с внутренним фотоэффектом в одно-
родных структурах (фоторезисторы);
фотоэлектрические приборы с внутренним фотоэффектом в р-п-
структурах (полупроводниковые фотоэлементы, фотодиоды, фототран-
зисторы).
По функциональному назначению фотоэлектрические приборы под-
разделяют на три группы:
1)	фотоприемники — преобразователи светового сигнала в элект-
рический, применяемые в факсимильной аппаратуре связи, аппарату-
ре звукового кино, устройствах считывания информации вычислитель-
ной техники и в ряде других областей; особую группу фотоприемников
образуют телевизионные передающие трубки, преобразующие световое
изображение в телевизионный электрический сигнал (ввиду большой
специфики они рассматриваются в специальных курсах;
2)	фотодатчики — преобразователи измеряемых величин в элект-
рический сигнал: датчики освещенности, применяемые в фотометрии,
датчики координат, давления, деформаций, используемые в автомати-
ке и телеметрии, и т. д.;
3)	фотоэлектрические преобразователи световой энергии в элект-
рическую, применяемые в источниках питания электронной аппара-
туры, главным образом космической.
Каждая из функциональных групп фотоэлектрических приборов
характеризуется специфичной системой параметров. Так, для фото-
приемников важны величина выходного тока, приходящаяся на еди-
ницу воздействующего на прибор светового потока (спектральная и
монохроматическая чувствительность), зависимость монохроматиче-
ской чувствительности от длины волны излучения (спектральная ха-
рактеристика), минимальный световой поток, который может быть за-
регистрирован прибором (пороговый поток излучения), импульсные и
частотные характеристики и т. д. Для фотоэлектрических преобразова-
356
телей энергии существенными являются коэффициент полезного дейст-
вия, выходная мощность, ток и напряжение на выходе прибора. Для
фотодатчиков большое значение имеют стабильность зависимости меж-
ду воздействием и откликом, хорошие динамические свойства и слабая
зависимость их от факторов окружающей среды.
При изучении фотоэлектрических приборов сгруппируем их для
удобства по виду рабочей среды. Функциональные параметры и харак-
теристики будем рассматривать, исходя из основного назначения дан-
ного типа прибора.
§ 14.2.	ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ
Электронные фотоэлементы
Устройство электронного электровакуумного фотоэлемента пока-
зано на рис. 14.1. В стеклянном баллоне в высоком вакууме размеще-
ны два электрода — катод и анод. Анодом обычно является небольшое
металлическое кольцо, расположенное в центре баллона, катодом —
тонкий светочувствительный слой, нанесенный на внутреннюю поверх-
ность баллона.
Рис. 14.2
Схема включения фотоэлемента показана на рис. 14.2. В цепи ано-
да А находятся источник постоянного напряжения <£ак=(1504-200 В)
и нагрузка R. При освещении фотоэлемента его катод А начинает эмит-
тировать электроны и в анодной цепи возникает ток, величина которо-
го пропорциональна интенсивности светового потока Ф, его принято
называть фототоком-.
1Ф = 8хФ.	(14.1)
При изменении светового потока пропорционально изменяется фо-
тоток, а величина выходного напряжения
Пя = 7?/ф = 527?Ф.	(14.2)
Таким образом, в фотоэлементе осуществляется управление вы-
ходным напряжением с помощью света.
357
Электронные фотоэлементы используют в качестве фотоприемни-
ков. Величина
= /ф/Ф (мкА/лм)	(14.3)
называется интегральной чувствительностью фотоэлемента. Она ха-
рактеризует фототок в микроамперах, вызываемый световым потоком
в 1 лм, полученным от источника света определенного типа (тип А,
ГОСТ 7721—61).
Для повышения интегральной чувствительности фотоэлемента его
катод следует изготовлять из материалов, в которых эффективность
передачи энергии квантов света электронам достаточно высока, а ра-
бота выхода электронов минимальна. Поскольку красная граница
фотоэффекта у всех металлов, кроме щелочных, лежит в ультрафиоле-
товой или крайней фиолетовой области спектра, в современных фото-
элементах наибольшее применение получили полупроводниковые фото-
катоды, например кислородно-цезиевый или кислородно-серебряно-
цезиевый. Устройство этого катода показано на рис. 14.3. Тонкий слой
серебра, нанесенный на внутреннюю поверхность стеклянного балло-
на, покрыт полупроводящим слоем окиси цезия и окиси серебра с вкрап-
ленными атомами чистого цезия и серебра. Интегральная чувствитель-
ность кислородно-цезиевого фотокатода составляет 20—60 мкА/лм.
Применяют также сурьмяно-цезиевые фотокатоды, у которых по-
лупроводящий слой состоит из соединения сурьмы с цезием. Этот
слой наносят либо непосредственно на стекло баллона, либо на ме-
таллическую пластину. Интегральная чувствительность сурьмяно-
цезиевого фотокатода достигает 100 мкА/лм.
Рис. 14.3	Р.:с. 14.4
Помимо интегральной чувствительности важным параметром
фотокатода является его монохроматическая чувствительность S*.,
которая характеризует фототок, возникающий под действием светово-
го потока Фд, определенной длины волны:
5к=/ф/Фх.	(14.4)
Зависимость монохроматической чувствительности от длины вол-
ны падающего на фотокатод света называется спектральной характе-
ристикой фотокатода. На рис. 14.4 показаны спектральные характе-
ристики некоторых фотокатодов, применяемых в электронной технике.
Из характеристик следует, что фотокатоды существенно различаются
по монохроматической чувствительности.
358
Для правильного выбора рабочего режима фотоэлемента необхо-
димо знать его выходные характеристики /a=f (Ua), которые показа-
ны на рис. 14.5. С повышением анодного напряжения анодный ток
вначале быстро возрастает, а затем достигает предельного значения,
величина которого /а=/Ф определяется эмиссией фотокатода, поэтому
она тем больше, чем больше световой поток Ф.
В фотоэлементах с сурьмяно-цезиевым фотокатодом при больших
световых потоках наблюдается монотонное увеличение анодного тока
и в режиме насыщения (пунктирная кривая на рис. 14.5). Это явление
обусловлено большим электрическим сопротивлением эмиттирующего
слоя фотокатода. Проходя через этот слой, ток эмиссии создает меж-
ду удаленными точками фотокатода значительную разность потенциа-
лов, в результате часть эмиттируемых электронов устремляется не на
анод, а на участки катода, имеющие высокий положительный потен-
циал, где возникает вторичная эмиссия, что и приводит к дополни-
тельному росту анодного тока.
Зависимость фототока от светового потока /®=/(Ф) при
=const — это световая передаточная характеристика фотоэлемента.
Если же в качестве аргумента взят поток энергии излучения Фэ (т. е.
мощность излучения), то передаточную характеристику называют
энергетической. Передаточная характеристика обычно линейна (кри-
вая 1 на рис. 14.6), но в фотоэлементах с сурьмяно-цезиевым фотока-
тодом по причине, рассмотренной ранее, при больших световых пото-
ках наблюдается отклонение от линейности (кривая 2).
В отсутствие потока излучения через фотоэлемент проходит не-
большой темновой ток, его величина определяется главным образом
термоэлектронной эмиссией фотокатода.
Ионные фотоэлементы
При наполнении фотоэлемента инертным газом (гелием, неоном и
др.)появляется возможность повысить чувствительность прибора за счет
несамостоятельного газового разряда. Такие фотоэлементы называют
ионными (газоразрядными). На рис. 14.7 показана выходная характе-
ристика ионного фотоэлемента la=f(Ua) при Ф=const. Она имеет
резко выраженную область насыщения, где /а=/ф=/Нас- При даль-
нейшем повышении анодного напряжения возникает ударная иониза-
359
ция газа и ток начинает резко возрастать,-чувствительность фотоэле-
мента увеличивается.
Допустимое увеличение анодного напряжения ограничивается опас-
ностью возникновения тлеющего разряда, который приводит к потере
управления и выходу катода из строя.
Отношение тока в допустимом рабочем
режиме /ра6 к току насыщения /нас (рис.
14.7) называется коэффициентом газового
усиления. Обычно он имеет величину по-
рядка 5—8.
Недостатком ионных фотоэлементов
является нелинейность их передаточ-
ной характеристики, обусловленная тем,
что с увеличением анодного тока интен-
сивность ионизации газа возрастает и
коэффициент газового усиления повыша-
ется. Другой существенный недостаток
в сильной зависимости чувствительности от скорости изменения све-
тового потока, проявляющейся на частотах порядка единиц килогерц.
Этот эффект вызван тем, что процесс установления газового разряда
в приборе протекает сравнительно медленно.
Фотоэлектронные умножители
А
фотокатод
4?
4т
Рис. 14.8
Фототок электронных фотоэлементов очень мал, и практически
необходимо его значительное усиление. В фотоэлектронных умножи-
телях, разработанных впервые в 1930 г. Л. А. Кубецким, для этого
используется вторичная эмиссия.
Электроны, вылетающие из фотокатода (рис. 14.8) под действием
света, направляются электрическим (или магнитным) полем на обла-
дающий значительным коэффи-
циентом вторичной эмиссии о
электрод Д1, называемый дино-
дом. Выбитые из динода Дг вто-
ричные электроны направляются
на следующий динод Д2, имею-
щий более высокий потенциал, и
также выбивают из него вторич-
ные электроны в еще большем
количестве и т. д. Каждая из ступеней умножения фототока дает уси-
ление в о раз, а общее усиление при n-ступенях равно

[ВетоБои.
поток
К/ = /а//ф = о".
Например, при о=10 и п=10 должно обеспечиваться общее усиле-
ние порядка 10ло.
Практически такой огромный коэффициент усиления не удается
получить из-за трудностей создания хорошей фокусировки луча, поз-
воляющей направить весь поток электронов с одного динода на другой.
Обозначив коэффициент передачи тока динода а и полагая его величи-
300
ну одинаковой для всех ступеней умножения, найдем общий коэффи-
циент усиления:
Ki = апап.
Например, при а=1/2 и п=10 коэффициент усиления получается
меньше, чем в идеальном случае, в 210 раз, т. е. в 1024 раза. Обычно
коэффициент передачи тока а=0,44-0,9.
Существенные трудности имеются также в получении высокого и
стабильного коэффициента вторичной эмиссии. Поэтому реально до-
стигаемое усиление лежит в пределах от нескольких сотен тысяч до
10 млн.
Для получения эффективной фокусировки электронного луча,
обеспечивающей высокий коэффициент передачи тока, применяют как
магнитное, так и электростатическое поле. Практически наибольшее
распространение получила электростатическая фокусировка, не тре-
бующая тяжелой магнитной системы. Одна из распространенных кон-
струкций фотоэлектронного умножителя показана на рис. 14.9. Элек-
троны, выходящие из катода, фокусируются специальной диафрагмой
и поступают на динод 1, оттуда на динод 2 и т. д. Диноды имеют форму
полуцилиндров. Конфигура-
ция электрического поля при
этом такова, что электронный
луч почти полностью перехо-
дит от одного динода к дру-
гому и все более концентри-
руется. На последних ступе-
нях умножения под влиянием
поля объемного заряда элек-
тронный луч начинает расхо-
диться, но коэффициент пере-
дачи тока остается еще доста-
точно большим. С последнего
Число ступеней умножения обычно равно 8—12, но может доходить
до 20. Напряжение питания зависит от числа ступеней умножения и
лежит в пределах 750—2000 В.
Интегральная чувствительность фотоэлектронного умножителя
<S£ равна произведению интегральной чувствительности фотокатода
S2k на коэффициент усиления умножителя К,'-
Диноаы
Рис. 14.9
динода электроны поступают на
>$£ - K,SZk.
Интегральная чувствительность фотокатода имеет такую же вели-
чину, как в электронных фотоэлементах (20—100 мкА/лм), и при коэф-
фициенте усиления Кг=Ю6 интегральная чувствительность прибора
доходит до 100 А/лм. Выходной ток при этом может достигать 10 мА.
С повышением напряжения питания коэффициент усиления и интег-
ральная чувствительность возрастают вследствие увеличения коэффи-
циента вторичной эмиссии динодов.
Фотоэлектронные умножители применяют для регистрации слабых
световых потоков. Минимальная величина регистрируемого потока
361
излучения ограничивается дробовым эффектом фотокатода (флуктуа-
циями фотоэмиссии) и флуктуациями темнового тока, обусловленно-
го термоэлектронной эмиссией фотокатода и динодов. Для уменьшения
темнового тока иногда прибегают к охлаждению прибора жидким
воздухом.
Темновой ток может существенно возрасти за счет оптической об-
ратной связи, обусловленной люминесценцией стекла колбы под дей-
ствием рассеянных электронов. При плохом вакууме возникающие за
счет ионизации газа положительные ионы бомбардируют катод и пер-
вые диноды, что также приводит к увеличению темнового тока.
Отечественной промышленностью выпускается широкая номенк-
латура фотоэлектронных умножителей, предназначенных для регист-
рации слабых световых потоков, спектрального анализа, фотометрии,
регистрации частиц в ядерной физике и т. д. В качестве примера ука-
жем параметры прибора ФЭУ29. Он имеет сурьмяно-цезиевый фото-
катод и, следовательно, область спектральной чувствительности 0,3—
0,6 мкм; число ступеней умножения 13, фокусировка электростатиче-
ская, напряжение питания 2300 В, интегральная чувствительность
100 А/лм, темновой ток 0,06 мкА.
§ 14.3.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ
Фоторезисторы
Поток фотонов, падающих на полупроводник, создает в нем зна-
чительное количество подвижных носителей заряда — электронов и
дырок (внутренний фотоэффект). Этот эффект используют в фоторези-
сторе, применяемом в качестве управляемого элемента, электрическое
сопротивление которого можно регулировать с помощью света. Глав-
ная часть фоторезистора — тонкий токопроводящий слой полупровод-
ника с двумя электродами Э, образующими омические переходы
(рис. 14.10).
Материалом для изготовления токопроводящего слоя фоторезисто-
ра может служить ряд полупроводниковых веществ: сернистый,сви-
„	нец PbS (фоторезисторы ФСА), с енид кад-
СВетоВои поток мия CdSe (фоторезисторы ФСД), сернистый
111	кадмий CdS (фоторезисторы ФСК), а также
3* ' ' лэ селенид свинца PbSe. Светочувствительный
1_______।	[ токопроводящий слои полупроводника обычно
Полупроводник J наносят на стеклянную пластину испарением
П/? в вакууме. Затем на края слоя напыляют ме-
тр таллические электроды и стеклянную пласти-
_______Л________J ну помещают в корпус.
I £	Спектральные характеристики четырех
Рис. 14.10 указанных типов фоторезисторов приведены
на рис. 14.11. Они позволяют сделать вывод
о том, что фоторезисторы на базе соединений свинца наиболее пригодны
как фотоприемники для испильзпяяиип и	ябяяетн—а фо-
торезисгоры на базе соединений кадмия — в видимой области .спектра,
362
Вольт-амперные характеристики фоторезисторов обычно линейны.
Как и другие типы фотоприемников, фоторезисторы можно характе-
ризовать Токовой интегральной .чувстввде юностью .Sv, =1&/Ф (мА/лм),
однако вследствие того, что ток зависит от приложенного напряжения,
более удобным является параметр, называемый удельной интеграль-
ной чувствительностью:
=	j^CM/лм).	(14.5)
Он характеризует изменение проводимости фоторезистора под
действием потока излучения.
Выпускаемые отечественной промышленностью фртррезисторы име-
ют удельную интегральную чувствительность^,5—20 мСм/лм. ^Рабочее
напряжение у них лежит в пределах от нескольких десятков до не-
скольких сотен вольт. Таким образом, фоторезисторы существенно
превосходят.по,токовой,ид1£грдльной чувствительности электроваку-
умные ^фотоэлементы.
Характер зависимости тока в цепи фоторезистора от светового потока можно
установить, исходя из следующих соображений. Число электронов п' , ежесекундно
освобождаемых фотонами, пропорционально числу падающих фотонов, т. е. величине
светового потока Ф:
пген = °Ф-
Число электронов Прек, исчезающих ежесекундно вследствие рекомбинации
пропорционально концентрации электронов и и дырок р в полупроводнике:
прек = Ьпр,
или, поскольку п=р,
прек = Ьп2.
В этих выражениях а и Ь — коэффициенты пропорциональности.
363
В состоянии динамического равновесия число освобождаемых электронов долж-
но равняться числу исчезающих за то же время электронов, следовательно,
6п2=лФ,
или
“ у/2ф1/2.
\ о /
Таким образом, концентрация электронов и дырок в полупровод-
нике пропорциональна корню квадратному из величины светового по-
тока, а так как проводимость полупроводника пропорциональна кон-
центрации носителей заряда, то зависи-
мость тока I в цепи фоторезистора от све-
тового потока должна быть нелинейной:
Z =	(14.6)
где с — коэффициент; /т—темновой ток,
обусловленный наличием проводимости
у неосвещенного полупроводника.
Экспериментальные исследования по-
дтверждают такой характер зависимо-
сти (рис. 14.12). Получаемый по резуль-
татам измерений показатель степени
близок к х/2. Сопротивление фоторези-
стора, определяющее темновой ток 7Т,
имеет порядок от десятков до сотен килоом.
При низких уровнях освещения вследствие уменьшения концентра-
ции носителей заряда изменяется механизм рекомбинационных про-
цессов и зависимость тока фоторезистора от светового потока оказы-
вается близкой к линейной:
/ = СФ+7Т.	(14.7)
Нелинейность передаточной характеристики является существен-
ным недостатком фоторезисторов, что ограничивает возможности их
применения. Недостатком фоторезисторов является также инерцион-
ность, обусловленная значительным временем жизни неравновесных
носителей заряда в полупроводнике. Например, у фоторезисторов
ФСК уменьшение чувствительности наблюдается уже при частотах
порядка 100 Гц, а у фоторезисторов ФСА — на частотах выше 1 кГц.
Таким образом, фоторезисторы не могут работать в быстродействую-
щих устройствах.
Параметры фоторезисторов сильно айвисят от температуры окру-
жающей среды значительно больше, чем параметры электровакуумных
фотоэлементов.
Несмотря на указанные недостатки, фоторезнсторы находят прак-
тическое применение, особенно в автоматике и вычислительной тех-
нике. Помимо рассмотренных типов~йспользуют многоячеечные фото-
резисторы типа «фотолинейка», содержащие до 50 ячеек на 1 см дли-
ны с проводящим слоем поликристаллического селенистого кадмия.
Они обеспечивают за счет параллельной обработки изображения высо-
кую скорость считывания — до 1000 знаков в 1 с.
364
Полупроводниковые фотоэлементы
Электронно-дырочный переход под воздействием света. Рассмот-
рим р-п-структуру, у которой р-«-переход и непосредственно приле-
гающая к нему часть р- и «-областей подвергаются воздействию света
(рис. 14.13). Значительное количество подвижных носителей заряда —
электронов и дырок, возникающих вследствие внутреннего фотоэффек-
та, диффундируя к переходу, достигает его границы, не успев реком-
бинировать. На границе перехода происходит разделение электронно-
дырочных пар полем перехода. Неосновные носители заряда (для них
поле перехода является ускоряющим) выбрасываются этим полем за
переход. Основные носители заряда задерживаются полем перехода
в своей области. Таким же образом разделяются электронно-дырочные
пары, образующиеся под воздействием света в самом переходе: дыр-
ки выбрасываются в р-, а электроны — в «-области. В результате про-
исходит накопление нескомпенснрованных. зарядов и на р-«-переходе
создается добавочная разность потенциалов, называемая фото-э.д.с
Световой поток
Рис. 14.13
Рис. 14.14
Величина фото-э.д.с. зависит от светового потока Ф (рис. 14.14);
обычно она составляет 0,12—0,18 В, а в некоторых случаях достигает
0,5—1 В.
Фото-э.д.с. направлена навстречу контактной разности потенциа-
лов, поэтому при освещении р-«-струк!уры результирующая ррэность
потенциалов в р-«-переходе уменьшается. Если цепь р-«-структуры
при этом замкнута, то в ней под действием фото-э.д.с. создается элект-
рический ток, величина которого зависит, как и фото-э.д.с., от свето-
вого потока, а также от сопротивления нагрузки.
Вольт-амперная характеристика р-«-перехода, находящегося под
воздействием света, согласно соотношению (2.57), определяется сле-
дующим выражением:
/=/0(ехр^-1)-/ф>	(14.8)
где / — ток во внешней цепи р-п-структуры; /0 — ток экстракции не-
освещенного р-«-перехода; U— внешнее напряжение на переходе; /ф—
ток, создаваемый носителями заряда, возбужденными светом (фототок).
365
Фототок /ф пропорционален световому потоку:
/ф = iS^O, {
где — интегральная чувствительность р-п-структуры.
(И.9)
На рис. 14.15 показано семейство вольт-амперных характеристик
р-п-структуры при различных значенйях"светового потока. Для удоб-
ства обратное напряжение отложено
вправо от нуля, как у транзисторов.
При отсутствии освещения харак-
теристика проходит через начало ко-
ординат; под действием светового по-
тока появляется фототок и вольт-ам-
перная характеристика смещается
пропорционально вверх и слегка вле-
во, как и следует из соотношения
(14.8).
Положив в уравнении (14.8) ток
во внешней цепи равным нулю, най-
дем величину фото-э.д.с.:
товую энергию в электрическую :
световой поток
1 11111 По'ШпрозршГ;
V V Т 1 Т ( пни Электрой
(золото)
'Солен
Х-Желези
(медь)
Рис. 14.16
Из этого выражения следует, что ^фото-э.д.с. тем больше, чем выше
интегральная чувствительность . больйгё свеТоВои поток Ф_и мень-
ше ток экстракцщцД!
Типы фотоэлементов. Свойство р-и-перехода преобразовывать све-
практически используется в фото-
электрических приборах, кото-
рые называются полупроводни-
ковыми фотоэлементами.
Первые практически полезные
фотоэлектрические преобразова-
тели энергии были изготовлены
в 1926 г. из закиси меди. В на-
стоящее время для этого широ-
ко применяют селен, кремний,
германий, сернистый таллий, сульфид кадмия и другие материалы.
Селеновый фотоэлемент состоит из тонкого слоя селена, нанесен-
sssssss.\efssssss!
£,р
ного на железную или медную пластину и покрытого сверху полу-
прозрачным слоем золота (рис. 14.16). Селен является полупровод-
ником p-типа. Золото, диффундирующее в глубь селена, придает его
наружному тонкому слою электропроводность n-типа, и на границе
областей возникает р-и-переход.
Селеновые фотоэлементы имеют спектральную характеристику,
близкую к кривой чувствительности человеческого глаза, благодаря
чему их широко используют в светотехнической фотометрии в качест-
ве датчиков освещенности. Интегральная чувствительность селеновых
фотоэлементов составляет 80—600 мкА/лм.
366
Кремниевые фотоэлементы, имеющие аналогичное устройство и
обладающие высоким коэффициентом полезного действия, применяют
для прямого преобразования солнечной энергии в электрическую. Та-
кой прибор, называемый солнечным фотоэлементом, может отдавать
мощность до 100 Вт с 1 м2 освещенной поверхности при напряжении
порядка 0,3 В на элемент. Совокупность электрически соединенных
солнечных фотоэлементов называют солнечной фотобатареей. Напря-
жение, отдаваемое солнечной фотобатареей, может измеряться сотня-
ми вольт и более. Удельная мощность кремниевых солнечных фотобата-
рей достигает 50 Вт/кг при к. п. д. до 19%. Солнечные фотобатареи
на основе сульфида кадмия, позволяющего получить большую рабо-
чую площадь фотоэлемента, имеют удельную мощность до 200 Вт/кг
при к. п. д. порядка 8%.
Стоимость солнечных фотобатарей пока высока, в 1976 г. она состав-
ляла 15—17 долл, за установленный ватт, к 1986 г. ожидается ее
30-кратное снижение.
В последние годы кремниевые фотоэлементы благодаря их высокой
эффективности, большому быстродействию и хорошей стабильности
стали широко применять для измерения световых потоков вместо селе-
новых и селенокадмиевых фотоэлементов.
Фотодиоды
Фотодиодом называют полупроводниковый диод, в котором воз-
можно управление величиной обратного тока с помощью света. Фото-
диоды могут быть созданы как на основе р-п-перехода, так и на основе
барьера Шоттки. В качестве материала для фотодиодов используют гер-
маний и кремний. Должен быть обеспечен доступ света к р-п-переходу
и прилегающим р- и «-областям.
Устройство и схема включения фотодиода показаны на рис. 14.17.
Его выходные характеристики соответствуют верхнему правому квад-
ранту характеристик р-п-перехода на рис. 14.15. Передаточная харак-
теристика фотодиода /ф=/:(Ф) линейна в широком диапазоне измене-
ния светового потока Ф, спектральные характеристики имеют макси-
мум (рис. 14.18). Интегральная чувствительность достигает 20 мА/лм.
Фотодиоды применяют в качестве фотоприемников.
367
Вследствие влияния емкости р-м-перехода и времени диффузии
к переходу генерируемых светом электронно-дырочных пар фотодиоды
обладают инерционностью. При использовании специальных конструк-
ций с тонкой базой и широким р-п-переходом (pin-диоды), в которых
генерация и разделение электронно-дырочных пар происходят непос-
редственно в самом переходе, граничная рабочая частота может дости-
гать 10 ГГц.
Для повышения интегральной чувствительности фотодиодов раз-
работаны приборы, работающие при повышенных обратных напряже-
ниях в ре?киме лавинного пробоя (пунктир на рис. 14.15). За счет
лавинного размножения может быть получено усиление первичного
фототока в 30—300 раз.
Предельные возможности фотодиода по восприятию малых свето-
вых сигналов характеризует, как и в других фотоприемниках, порого-
вый поток фотоприемника в заданной полосе частот — среднеквадра-
тичное значение действующего на фотоприемник синусоидально моду-
лированного потока излучения с заданным спектром, при котором
среднеквадратичное значение фототока (напряжения) равно среднеквад-
ратичному значению шумового тока (напряжения) в заданной полосе
частот. Величину, обратную пороговому потоку, называют обнаружи-
тельной способностью фотоприемника.
Фотодиоды используют также в качестве датчиков координат,
такие приборы называют координатными фотодиодами.
Фототранзисторы
Управление током с помощью света может быть получено и в би-
полярных транзисторах. В подобных приборах, называемых фото-
транзисторами, достигается существенное увеличение интегральной
чувствительности по сравнению с фотодиодами.
От обычного биполярного транзистора фототранзистор отличается
лишь тем, что в его корпусе предусмотрено прозрачное окно, через
которое свет может попадать на область базы. На рис. 14.19 показана
схема включения фототранзистора. Напряжение питания включается
между коллектором и эмиттером таким образом, что коллекторный
СВетоБои поток
Рис. 14.19
переход оказывается закрытым,
а эмиттерный — открытым. Ба-
за остается свободной.
Под воздействием света в ба-
зе генерируются электроны и
дырки. У коллекторного перехо-
да, имеющего обратное смеще-
ние, происходит, как в фотодио-
де, разделение электронно-ды-
рочных пар, достигших вслед-
ствие диффузии границы пере-
хода. Дырки перебрасываются
полем перехода в коллектор, уве-
личивая его собственный ток, а
•368
электроны остаются в базе, понижая ее потенциал. При этом на эмит-
терном переходе возникает дополнительное прямое напряжение, что
усиливает инжекцию дырок из эмиттера в базу. Инжектированные
дырки, достигая коллекторного перехода, вызывают дополнительное
увеличение тока коллектора.
Собственный ток коллекторного перехода /к. СОб состоит из обратного
тока /КБо, определяемого, как и в обычном транзисторе, соотношением
/кбо = /ко + ^Кт+
и фототока /ф=5ЕФ, определяемого, аналогично уединенному пере-
ходу, интегральной чувствительностью перехода SE и световым пото-
ком Ф. Таким образом,
/к. соб = /кбо +5еФ.	(14.11)
Полный ток коллектора при 1б=® в соответствии с соотношением
(4.64) равен
/к =Ф+ О /к.соб = (Р+ 1) /КБО + (р+ 1)5£Ф.	(14.12)
Отсюда следует, что интегральная чувствительность фототранзи-
стора S2rp в р+1 раз выше чувствительности фотодиода S£:
S2tp = (P+1)Se	(14.13)
(она достигает 0,5 А/лм).
Схема со свободной базой отличается низкой стабильностью. При
изменении температуры резко изменяется режим вследствие экспо-
ненциального увеличения обратного тока коллекторного перехода
/КБо. Поэтому фототранзисторы обычно имеют вывод базы, что позво-
ляет осуществлять температурную стабилизацию режима обычными
методами (при этом имеется некоторый проигрыш в чувствительности).
При наличии вывода базы наряду со световыми сигналами на вход
транзистора можно подавать электрические сигналы. Выходные ха-
рактеристики фототранзистора имеют такой же вид, как у обычного
транзистора, но параметром является световой поток.
Частотный диапазон фототранзисторов значительно шире, чем
у фоторезисторов. Он составляет несколько килогерц в приборах со
сплавными переходами и несколько мегагерц в приборах, изготовля-
емых диффузионными методами.
Недостатком фототранзисторов является относительно высокий
уровень собственных шумов. В последние годы разработаны полевые
фототранзисторы, сочетающие в себе свойства фотодиода, роль ко-
торого играет р-п-затвор, и полевого транзистора. Эти приборы от-
личаются низким уровнем собственных шумов и высоким отношением
фототока к темновому току.
Разработаны также фототиристоры — полупроводниковые при-
боры типа р-п-р-п, у которых управление переключением осуществ-
ляется с помощью света. Такие приборы находят применение в каче-
стве фотореле.
369
§ 14.4. ОПТРОНЫ
Устройство и принцип действия оптрона
Однонаправленность светового луча от источника света к прием-
нику обеспечивает возможность создания управляемых электронных
элементов, у которых входная (управляющая) цепь электрически раз-
вязана от выходной цепи, благодаря чему полностью исключается об-
ратное воздействие выхода на вход. В ряде случаев это имеет большое
значение. Приборы, в которых источник и приемник излучения связа-
ны оптически и представляют
собой единое конструктивное целое,
называют оптронами (оптопарами).
Простейший оптрон состоит из све-
тодиода и фотодиода, размещенных
в общем корпусе (рис. 14.20,а).
В качестве источников излуче-
ния используют светодиоды на ос-
нове арсенида галлия AsGa и арсе-
нид фосфида галлия GaAsP, спект-
рально согласованные с кремниевы-
ми фотоприемниками. Для видимой
области излучения характерны све-
тодиоды на основе фосфида галлия
GaP и карбида кремния SiC, спек-
трально согласованные с фоторези-
сторами на основе селенида кад-
мия CdSe и сульфида кадмия CdS
(вследствие инерционности фоторезисторов оптроны подобного типа
имеют более узкий частотный диапазон). В качестве фотоприемников
применяют также фототранзисторы и фототиристоры.
Оптическая среда распространения сигнала от излучателя к прием-
нику может представлять собой прозрачный компаунд на основе поли-
меров или халкогенидных стекол (рис. 14.20,6). При необходимости
получения высокой электрической изоляции выхода от входа (прием-
ника от излучателя) применяют волоконные световоды, представляющие
собой нить из прозрачного диэлектрика. Световой луч поступает в то-
рец световода, после многократного полного отражения от боковых
стенок нити он выходит с другого конца световода, испытав малое за-
тухание. С помощью волоконного световода возможно разместить при-
емник от излучателя на значительном расстоянии, обеспечив их вы-
сокую электрическую изоляцию при сохранении помехоустойчивого
управления.
В оптроне совместно используются методы и устройства как оптики,
так и электроники, отсюда и происходит название прибора.
Заметим попутно, что в настоящее время на стыке оптики и элект-
роники интенсивно развивается целая отрасль техники — оптоэлект-
роника, решающая те же информационные задачи, что и электроника,
но с большим арсеналом средств, заимствованных нз электроники и
оптики; оптрон является лишь простейшим ее продуктом.
370
Характеристики и применение оптронов
Оптрон можно рассматривать как четырехполюсник, свойства ко-
торого описываются входной, передаточной и выходной характеристи-
ками. Характеристику обратной связи в данном случае можно не рас-
сматривать из-за идеальной изоляции входа от выхода. Входной харак-
теристикой является вольт-амперная характеристика светодиода, вы-
ходной — соответствующая характеристика фотоприемника при за-
данном напряжении (токе) на входе оптрона. Как и для электронных
приборов, используются дифференциальные параметры, динамиче-
ские (частотные и импульсные) характеристики.
Отечественной промышленностью выпускается широкая номенкла-
тура оптронов различного типа:
фоторезисторные оптроны, имеющие сопротивление изоляции
10®—1013 Ом, проходную емкость 0,5—2 пФ и обладающие самым низ-
ким быстродействием (время переключения до 3 мс) при коэффициенте
передачи сигнала порядка 0,1;
диодные оптроны, обладающие наибольшим быстродействием
(время переключения 2нс); коэффициент передачи сигнала у них очень
низок;
транзисторные оптроны, им ющие время переключения порядка
2 мкс при коэффициенте передачи сигнала, равном единице;
тиристорные оптроны, имеющие при таком же коэффициенте
передачи сигнала время переключения до 15 мкс.
Высокая электрическая изоляция входа от выхода в оптронах
позволяет с помощью низких напряжений управлять высокими (сот-
ни киловольт) напряжениями; при этом резко повышаются коммута-
ционные возможности сложных информационных систем, легко
согласуются цепи, работающие на разных частотах, возрастает их
помехоустойчивость и т. д.
ПРИЛОЖЕНИЯ
§ ILL СИСТЕМА ОБОЗНАЧЕНИЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
(ОСТ 11.336.038—77)
Тип прибора определяет его трехэлементное буквенно-цифровое обозначение.
Первый элемент обозначения (буква или цифра) отмечает вид полупроводника:
Г — германий и его соединения; К — кремний и его соединения; А — соедине-
ния галлия; И — соединения иидия. У приборов специального назначения буквы
заменены цифрами 1, 2, 3, 4 соответственно.
Второй элемент обозначения (буква или цифра или две буквы) указывает подкласс
н группу прибора:
А1 — диоды смесительные, сверхвысокочастотные, А2 — декторные; АЗ — уси-
лительные; А4 — параметрические; А5 — переключательные и ограничительные;
А6 — умножительные и настроечные; А7 — генераторные; А8 — прочие;
В1 — варикапы подстроечные; В2 — умножительные;
Г1 — генераторы шума низкочастотные; Г2 — высокочастотные;
Д1 — диоды выпрямительные с прямым (средним) током менее О,ЗА; Д2 — от
0,3 до 10 А; ДЗ — магнитодиоды, термодиоды и др.; Д4 — дноды импульсные с вре-
менем восстаиовления более 500 нс; Д5 — от 500 до 150 нс; Д6 — от 150 до 30 нс;
Д7 — от 30 до 5 нс; Д8 — от 5 до 1 нс; Д9 — менее 1 нс;
И1 — дноды туннельные усилительные; И2 — генераторные; ИЗ — переключа-
тельные; И4 — обращенные;
Л1 —дноды инфракрасного излучения; Л2 — модули; ЛЗ—дноды светоизлу-
чающие; Л4 — знаковые индикаторы; Л5 — знаковые табло; Л6 — шкалы; Л7 —
экраны;
ОР — оптопары резисторные; ОД — диодные; ОУ — тиристорные; ОТ — тран-
зисторные;
П1 — транзисторы полевые с рассеиваемой мощностью не более 1 Вт н /тах<
<30 МГц; П2 — от 30 до 300 МГц; П4 — более 300 МГц; П7 — с рассеиваемой мощ-
ностью более 1 Вт и fmax>30 МГц; П8 — от 30 до 300 МГц; П9 — более 300 МГц;
С1 — стабилитроны, стабисторы и ограничители с рассеиваемой мощностью не
более 0,3 Вт и напряжением стабилизации менее 10 В; С2 — от 10 до 100 В; СЗ — более
100 В; С4 — от 0,3 до 5 Вт и менееЮ В; С5 — от 10 до 100 В; С 6— более 100 В;
С7 — от 5 до 10 Вт н менее 10 В; С8 — от 10 до 100 В; С9 — более 100 В;
Т1 —транзисторы биполярные с рассеиваемой мощностью не более 1 Вт и гра-
ничной частотой передачи тока не более 30 МГц; Т2 — от 30 до 300 МГц; Т4 — более
300 МГц; Т7 — более 1 Вт и 30 МГц; Т8 — от 30 до 300 МГц; T9 — более 300 МГц;
У1 — триодные тиристоры незапнраемые с максимально допустимым средним
током не более 0,3 А или в импульсе 15 А; У2 — от 0,3 до 10 А или в импульсе от 15
до 100 А; У7 — более 10 А или в импульсе более 100 А; УЗ — запираемые с макси-
мально допустимым током 0,3 А или в импульсе 15 А; У4 — от 0,3 до 10 А или в им-
пульсе от 15 до 100 А; У8 — более 10 А или в импульсе более 100 А; У5 — симмет-
ричные с током не более 0,3 А илн в импульсе не более 15 А; Уб — от 0,3 до 10 А
или в импульсе от 15 до 100 А; У9 — более 10 А или в импульсе 100 А.
Третий элемент обозначения (трехзначное число) означает порядковый номер
разработки.
Примечания: 1) подгруппу прибора по величине его основных парамет-
ров указывает буква в конце обозначения; 2) наборы полупроводниковых приборов
отмечают добавлением буквы С ко второму элементу обозначения (ДС, ТС и т. д.);
3) для приборов с парным подбором в конце обозначения ставят букву Р.
Пример обозначения: 2П7235Г — кремниевый полевой транзистор
для устройств специального назначения с рассеиваемой мощностью более 1 Вт и
максимальной рабочей частотой не более 30 МГц, номер разработки 235, подгруп-
па Г.
372
§ П.11. СИСТЕМА ОБОЗНАЧЕНИЙ ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ ПРИБОРОВ (ГОСТ 13393-76)
Тип прибора определяет его трехэлементное буквенно-цифровое обозначение:
Первый элемент обозначения (1—3 буквы) означает подкласс и группу прибора:
ГК — лампы генераторные непрерывного действия, /тах<30 МГц; ГУ — 30<
</тах<300 МГц; ГС — fmax>300 МГц; ГН — импульсные; ГМ — лампы модуля-
торные непрерывного действия; ГМИ —импульсные; ГП — лампы регулирующие
непрерывного действия; ГМИ — импульсные;
В — кенотроны выпрямительные высоковольтные; ВИ — импульсные; КР —
рентгеновские;
ЭДТ — электронные датчики тока;
ИВЛ — вакуумные индикаторы люминесцентные сегментные; ИВЛМ — люми-
несцентные матричные; ИВН — люминесцентные накаливания;
ГГ — газотроны выпрямительные с газовым наполнителем; ГР — с наполнени-
ем парами ртути; ГГР — со смешанным наполнителем; ГГИ — газотроны импульс-
ные; ГХ — газотроны тлеющего разряда;
ТГ — тиратроны с газовым наполнением; ТР — с наполнением парами ртути;
ТГР — со смешанным наполнением, ТГИ — тиратроны импульсные с накаленным
катодом; ТГХИ — с холодным катодом; ТГУ — таситроны; ТХ — тиратроны тлею-
щего разряда; TXII — тиратроны импульсные тлеющего разряда;
АГ — аркотроны непрерывного действия; АГИ — импульсные; СГ — стаби-
литроны;
Э — экситроны непрерывного действия; ЭИ — импульсные;
И — игнитроны непрерывного действия; ИИ — импульсные;
РУ — разрядники управляемые; Р — защитные и коммутационные; РВ — высо-
кочастотные;
О — обострителн; ОГ — декатроны счетные; А — дскатроны коммутаторные,
полиатроны;
ИН — индикаторы тлеющего разряда сигнальные, знаковые, аналоговые; ИФ —
ультрафиолетового излучения; ИГПП — газоразрядные индикаторные панели по-
стоянного тока; ИГПВ — переменного тока (высокочастотные); ИГПС — с самоска-
нированием;
ЛИ — трубки передающие телевизионные; ЛН — запоминающие; ЛФ — функ-
циональные; ЛК — кодирующие; ЛО — осциллографические с электростатическим
отклонением луча; ЛМ — индикаторные и осциллографические с электромагнитным
отклонением луча; ЛК — кинескопы; ЛС — знакопечатающие трубки;
Ф — фотоэлементы; ФЭУ — фотоэлектронные умножители; ВЭУ — вторично-
электронные умножители;
Д — диоды маломощные, в том числе демпферные; X — двойные диоды; Г —•
диод-триоды; Б — диод-п Лтоды; С — триоды; Н — двойные триоды; Ф — триод-
пентоды; Э — тетроды; Ж — пентоды высокочастотные с короткой характеристикой;
К — с удлиненной характеристикой; Р — двойные тетроды и двойные пентоды; В —
лампы со вторичной эмиссией; П — выходные пентоды н лучевые тетроды; А — часто-
тно-преобразовательные лампы и лампы с двумя управляющими сетками, кроме пен-
тодов; И — трнод-гсксоды, трнод-гептоды, триод-октоды; Л — лампы с фокусиро-
ванным лучом; Е — электронно-лучевые индикаторы; Ц — маломощные кенотроны;
М — мсханотроны; МКР — механогроны газоразрядные; ЭМ — электрометрические
лампы.
Примечания: 1)у электронно-лучевых приборов перед первым элементом
обозначения перед буквами стоит число, определяющее диаметр нлн диагональ экрана
в сантиметрах; 2) у прнемно-усилительных ламп, индикаторов, маломощных кено-
тронов и механотронов перед первым элементом обозначения стоит число, определяю-
щее напряжение накала в вольтах (округленно); 3) у высоковольтных кенотронов,
тиратронов, таситронов, аркотронов и газоразрядных панелей в конце первого эле-
мента обозначения (после букв) стоит цифра, указывающая номер модификации при-
бора.
Второй элемент обозначения — трехзначное число, указывающее номер разра-
ботки:
для выпрямительных приборов — дробь, у которой числитель означает среднее
(или импульсное) значение тока в амперах, а знаменатель — амплитудное значение
обратного напряжения в киловольтах,
373
для индикаторных панелей — дробь, у которой числитель означает число эле-
ментов по горизонтали, а знаменатель — по вертикали (у индикаторов числитель
означает число сегментов, а знаменатель — число знакомест).
Примечание. Для передающих телевизионных трубок порядковый номер
разработки означает: с 1 по 199 — супериконоскопы и моноскопы; с 201 по 399 — су-
перортиконы; с 401 по 599 — видиконы; с 601 по 699 — диссекторы; с 701 по 799 —
секоны и суперкремниконы; с 801 по 899 — изоконы.
Третий элемент обозначения (буква) означает:
у мощных ламп — характер принудительного охлаждения (А — жидкостное,
Б — воздушное, П — испарительное, К — контактное);
у электронно-лучевых трубок — тип экрана (см. табл. 13.1);
у датчиков тока — предельно допустимое значение измеряемого тока (цифра);
у приемно-усилительных ламп, механотронов н тиратронов тлеющего разряда —
конструктивное оформление: С — стеклянные; П — пальчиковые; К — керамические;
Н — металлокерамические; Д — с дисковыми впаями; Г, Б, А, Р — с диаметром
баллона более 10,2 мм; до 10,2; 8 и 5 мм соответственно.
При отсутствии буквы — металлическое оформление.
Пример обозначения: 13ЛО105М — трубка осциллографическая
с электростатическим отклонением луча (ДО) типа 105, с диаметром экрана 13 см,
люминофор с голубым свечением и коротким послесвечением (М).
§ П.Ш. СТАНДАРТНЫЕ ГРАФИЧЕСКИЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
При вычерчивании электрических схем используют следующие стандартные
графические обозначения электронных приборов (рис. П.1).
Рис. П.1. 1. Диод. Выпрямительный столб. 2. Туннельный диод. 3. Обращенный
диод. 4. Стабилитрон односторонний. 5. Стабилитрон двусторонний. 6. Варикап.
7. Биполярный транзистор типа р-п-р. 8. Биполярный транзистор типа п-р-п. 9. Мно-
гоэмиттерный транзистор. 10. Полевой транзистор с р-п-затвором (р-каналом). 11.
МДП-транзистор с встроенным «-каналом. 12. МДП-траизистор с индуцированным
л-каналом. 13. Одиопереходный транзистор с «-базой. 14. Триодный иезапираемый
тиристор. 15. Триодный запираемый тиристор. 16. Триак. 17. Фоторезнстор. 18. Фо-
тодиод. 19. Фототранзистор. 20. Солнечный фотоэлемент. 21. Солнечная фотобатарея.
22. Светодиод. 23. Электролюминесцентный индикатор. 24. Электровакуумный диод
косвенного накала. 25. Диод прямого накала. 26. Диод двойной с общим катодом.
27. Триод. 28. Двойной диод-триод. 29. Двойной триод. 30. Тетрод лучевой. 31. Пен-
тод 32. Триод-пеитод. 33. Газотрон. 34. Тиратрон. 35 Тиратрон тлеющего разряда.
36 Светосигнальная лампа тлеющего разряда (неоновая лампа). 37. Лампа освети-
тельная и сигнальная газоразрядная (ГОСТ 2 732—68) *38. Стабилитрон. 39. Фото-
элемент электронный. 40. Фотоэлемент ионный 41, 42. Лампа накаливания освети-
тельная и светосигнальная. 43. Трубка электронно-лучевая с электростатической
фокусировкой и электростатическим отклонением. 44 Трубка электронно-лучевая
с послеускорением. 45. Кинескоп с электростатической фокусировкой и электромаг-
нитным отклонением.
§ HJV. СООТНОШЕНИЯ МЕЖДУ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ
ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
	l//fll = Z22/Z		Zu	= Н/Я22 = Г22/Г
r12=	—^12/^11=—Z12/Z		Z12	= Я12/Я22=-Г12/Г
r21=	^21/^1T = —Z21/Z		Z2j	= -Я21/Я22 = -Г21/Г
r22=	H/H^ZulZ		Z22	
wlt=i/r11=z/z22
Д12 = —Kla/r11=Z12/Z22
^21 = ^21 /Кц =-Z2I /Z21
/722 = Y /Y ц — 1 /Z22
Здесь У—KijK22—K22K2j, Z—Z22Z22—Zj Z2 , /7 = /7ц//22—^12^21-
374
ЯолупроВодШОвые приборы (ГОСТ2.730-73)
1	2	J			4	5		6 -Mh
7	8				10			,г
13	1Й	15			16		17	
<•5		21 ~£фЭ~				тт	_23 х|- JJ—	
Электровакуумные приБоры (Г0СТ2.731-68, Г0СТ2.732-БВ)
Рис. П.1
§ n.V. СООТНОШЕНИЯ МЕЖДУ Г-ПАРАМЕТРАМИ В ТРЕХ СХЕМАХ ВКЛЮЧЕНИЯ
^и1 — ^112+^122 + ^212 + ^222 — ^223
^121 =  ^122 ^222 =  ^213 ^223
У211 =  Y212 Y222 =  Y123 К223
V„21 = Y222 = У113 'И ^123 + ^213 + ^223
	У112 = ^111 + ^121 + ^211 + ^221 = ^113 V122= ^121 + ^221 =	^113	Y 12з ^212 =+211 Y221 —  Y113 Y213 Y222 =+221 = Е’11з+ЕГ 12зЧ-Е’21з+Е,223
^113 = 111+ 121 + ^211 + ^221 = Иц2
Y123 — — Y ш—Уги =— Y Ц2 — Y 1=2
^213 =  Ещ У121 — — Р\12 ^212
223 = ^’111 = ^112 + ^222+ ^122 + ^212
Примечание. Третий индекс в обозначении указывает: 1 — схему с об-
щей базой, общей сеткой, общим затвором; 2 — схему с общим эмиттером, общим
катодом, общим стоком; 3 — схему с общим коллектором, общим анодом, общим сто-
ком.
§ H.VI. СООТНОШЕНИЯ МЕЖДУ Л-ПАРАМЕТРАМИ В ТРЕХ СХЕМАХ ВКЛЮЧЕНИЯ
, . _ /1116
118	1+/1216
Ь /1116^226	<
12Э~Т+Л^Г 126
_ /1216
1 + /1216
/1226
1 +/1216
/1213
/1223
/111к = Лцэ
/112К = 1
/121К = ^!21э+ 1
/122К = ^223
I, *	^113
ftu6“l+ft219
«,	__^1113^223	<
'‘126 — 1	----П12э
/1213
Л12б=~т+с;
». , _ ^223
ft226-I+/1213
СПИСОК РЕКОМЕНДУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Шалимова К. В. Физика полупроводников.— М.: Энергия, 1976.
2.	Д у л н н В. И. Электронные приборы.— М.: Энергия, 1977.
.'{.Пасынков В. В., Чиркин Л. К., Шннков Л Д. Полупроводни-
ковые приборы. 2-е изд., перераб. и доп.— М.: Высшая школа, 1980.
4.	Степаненко И. П. Основы теории транзисторов н транзисторных
схем.— М.: Энергия, 1977.
5.	С п и р и д о н о в Н. С. Основы теории транзисторов.— Киев: Техника,
1976
6.	А г а х а н я н Т. М. Основы транзисторной электроннкн.— М.: Энергия,
1974.
7.	Стриха В И., Б у з а н е в а Е. В., Р а д з и е в с к и й И. А. Полупро-
водниковые приборы с барьером Шоттки.— М.: Советское радио, 1974.
8.	КлейнерЭ Ю. Основы теории электронных ламп.— М.: Высшая школа,
1974.
__9	. К а ц м а н Ю. А. Электронные лампы— М : Высшая школа, 1979.
10.	Каганов И. Л. Ионные приборы.— М.: Энергия, 19/2.
11.	Яблонский Ф. М. Газоразрядные приборы для отображения информа-
ции.— М.: Энергия, 1979.
12.	Жигарев А. А. Электронная оптика и электронно-лучевые приборы.—
М.: Высшая школа, 1972.
13.	Ш к у н о в В А., С е м е н и к Г. Н. Широкополосные осциллографические
трубки и их применение.— М.: Энергия, 1977.
14.	Денбновецкий С. В., Семенов Г. Ф. Запоминающие трубки в
устройствах обработки информации.— М.: Советское радио, 1973.
15.	Соболева Н. А., МеламедА. Е. Фотоэлектронные приборы.— М.:
Высшая школа, 1974
16.	Н о с о в Ю. Р. Оптоэлектроника.— М.: Советское радио, 1977.
17.	Основы применения электронных приборов / Рагозин Ю. Д., Аксе-
н о в В П., Марн нВ. И., А р и с т о в О. В.— М.: Высшая школа , 1975.
18.	Ч е к м а р е в А. А. Стандартизация электронных приборов.— М.: Энергия,"
1977.
19.	Терехов В. А. Задачник по электровакуумным н полупроводниковым
приборам.— Л.: Энергия, 1971.
20 Ден иски н Ю. Д., Жнгарев А. А., Некрасова И. Ф. Сборник
вопросов по курсу «Электронные приборы».— М.: Энергия, 1972.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Барьерная емкость 67
Безотказность 20
Биполярный транзистор 93
Бистабильная запись 344
Валентная эона 31
Вапотрон 263
Варикап 82
Вибропрочность 18
Водяное охлаждение 262
Воздушное охлаждение 262
Время восстановления обратного со-
противления 78
Время установления прямого напря-
жения 78
Вторичный пробой 128
Выпрямительный блок 74
Выпрямительный диод 71
Выпрямительный столб 74
Выпрямляющий мсталлополупроводни-
ковый переход 90
Высокочастотный диод полупроводни-
ковый 74
-----электровакуумный 229
Выходная мощность 154, 258
Выходная проводимость 133
Газотрон 304
Гамма процентный ресурс 22
Гептод 292
Гибридная схема замещения биполяр-
ного транзистора 140
Двусторонний ограничитель напряже-
ния 73
Двухэлектродная лампа 212
Действующее напряжение 234
Декатрон 321
Детекторный диод 229
Динатронный эффект 267
Днод с резким восстановлением обрат-
ного сопротивления 79
Диод Шоттки 89
Диффузионный ток 40
Диффузионная емкость 68
Дифференциальная температурная чув-
ствительность 61
Дифференциальные параметры триода
243
----- транзистора 129
Длительность послесвечения 330
Долговечность электронных приборов
21
Дрейфовый ток 38
Дробовые шумы 158, 283
Дырочный полупроводник 35
Запоминающая ЭЛТ 342
Запрещенная зона 32
Заряд переключения 76
Знаковые индикаторы 317
Знаковые ЭЛТ 350
Зона проводимости 30
Импульсный диод 76
Импульсная лампа 294
Импульсный режим 294
Индикаторные ЭЛТ 345
Инерция электронов 225
Индикаторы на жидких кристаллах 326
Индикаторные панели 317
— тиратроны 318
Интегральная чувствительность 358
Инжекция носителей заряда 50
378
Ионный фотоэлемент 359
Испарительное охлаждение 263
Катодолюминесцентный индикатор 314
Кинескоп 351
Контактная разность потенциалов 43
Коэффициент усиления 276, 149
Коэффициент шума 161
Крутизна 191
Лучевой тетрод 267
Меза-диод 79
Металлопроводниковый диод 89
Модулярный диод 74
г Модель Эберса — Молла 1 lp'1
МДП-транзистор 197
Наведенный ток 226
Надежность 20
Накаливаемый индикатор 315
Накопленный заряд диода 65
Напряжение отсечки 168
Напряжение насыщения 168
Нелинейная модель транзистора 119
Неосновные носители заряда 35
Неравновесная концентрация зарядов
36
Пла нарно-эпитаксиальный	транзис-
тор 96
П-образная модель биполярного тран-
зистора 144
Полевой транзистор 183
Полупроводниковый стабилитрон 79
— фотоэлемент 365
Пороговое напряженке 198
Послеускорение 338
Предельная частота коэффициента пе-
редачи тока 139
Проницаемость сетки 235
Прямой ток 48
Режим насыщения 219
— объемного заряда 220
—	электронного прибора 26
Светосигнальная лампа 315
Светодиодные индикаторь^324
Система й-параметров 129
—	К-параметров 132
— Z-параметров 133
Составной транзистор 165
Сплавной диод 56
— транзистор
Стабилитроны
зарядов
Стабилитроны
94
коронного и тлеющего
297
полупроводниковые 79
Обратный ток 58
----- сетки 239
-----коллекторного перехода 108
Обращенный диод 89
Общее тепловое сопротивление диода
64
Омический переход 51
Оптрон 370
Островковый эффект 238
Осциллографическая трубка 328
Оценка качества 23
Параметры режима 26
Пентод 271
Планарный транзистор 96
Плаиарно-эпптаксиальный диод 57
Тайпотрон 351
Тепловой пробой 63
Тепловая модель транзистора 123
Тетрод с камерным анодом 269
Тиратрон 307
Т-образная модель биполярного тран-
зистора 144
Транзистор со встроенным каналом 197
—	с индуцированным каналом 197
—	с р-п-затвором 183
—	с изолированным затвором 197
Туннельный диод 86
Угол пролета 225
Уравнение непрерывности 41
—	заряда 66
379
Факторы окружающей среды 18 Фотодиод 367 Фоторезистор 362 Фототранзистор 368 Фотоэлектронный умножитель 360 Характрон 350 Цветные ЭЛТ 349	Широкополосные трубки 340 Шумы электронных ламп 283 — транзистора 158 Электрический пробой 62, 126 Электролюминесцентный индикатор 323 Электронно-дырочный переход 42 Электронный полупроводник 357 — фотоэлемент 357 Электросветовой индикатор 313 Яркостный контраст 329
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие..........................................'.................... J
Введение. Общие сведения об электронных приборах.......................... 5
§В.1.	Электровакуумные приборы................................... 6
§ В.2.	Полупроводниковые приборы.................................. 9
§ В.З.	Электронные приборы как элементы радиоэлектронной аппа-
ратуры ...................................................... 12
Глава 1, Качество электронных приборов н его оценка...................... 14
§ 1.1.	Показатели качества электронных приборов ................. 14
§ 1.2.	Оценка качества электронных приборов...................... 23
§ 1.3.	Режимы электронных приборов............................... 26
Г л а в а 2. Основы полупроводниковой электроники ....................... 29
§2.1.	Общие сведения о полупроводниках.......................... 29
§ 2.2.	Концентрация зарядов в полупроводнике..................... 33
§ 2.3.	Токи в полупроводнике..................................... 38
С§ 2.4. Электронно-дырочный переход.............................. 42
Г л а в а 3. Полупроводниковые электропреобразовательные диоды........... 56
§31.	Статический режим полупроводникового диода ............... 56
§ 3.2.	Динамические свойства полупроводникового диода............ 65
§ 3.3.	Типы электропреобразовательных полупроводниковых дио-
дов и их применение ......................................... 71
Г л а в а 4. Биполярные транзисторы...................................... 93
§ 4.1.	Общие сведения о биполярных транзисторах................. 93
§ 4.2.	Распределение потенциала, концентрация зарядов и токи в
биполярном транзисторе....................................... 98
§ 4.3.	Статические характеристики биполярного транзистора . . .	109
§ 4.4.	Предельные режимы биполярного транзистора................ 120
Г л а в а 5. Усилительные биполярные транзисторы ....................... 129
§5.1.	Дифференциальные параметры транзисторов.................. 129
§ 5	2. Динамические свойства транзисторов..................... 134
§5.3.	Динамические модели биполярного транзистора.............. 144
§ 5.4.	Биполярный транзистор в режиме усиления.................. 148
§ 5.5.	Шумы усилительных транзисторов........................... 158
§ 5.6.	Составные транзисторы.................................... 165
381
Гл а в а 6. Ключевые биполярные транзисторы. Тиристоры................. 167
§6.1	. Ключевые биполярные транзисторы........................ 167
§	6.2. Тиристоры............................................. 175
Гл а в а 7. Полевые транзисторы........................................ 163
§7.1	. Транзисторы	с р-п-затвором............................. 183
§	7.2. Транзисторы	с изолированным	затвором.................. 197
Г л а в а 8. Двухэлектродные лампы..................................... 212
§8.1	. Общие сведения о двухэлектродных лампах................ 212
§	8.2. Статический режим диода............................... 219
§	8.3. Динамические свойства диода........................... 225
§8.4	. Типы диодов и их применение............................ 228
Г л а в а 9. Трехэлектродные лампы..................................... 231
§9.1	. Элементарная теория триода............................. 231
§9	2. Статические характеристики триода...................... 236
§9.3	. Дифференциальные параметры триода...................... 243
§	9 4. Динамические свойства триода.......................... 248
§	9.5. Триод в режиме усиления............................... 254
§9.6	. Типы триодов . ........................................ 261
Г л а в а 10. Лампы с экранирующей сеткой. Специальные типы ламп . . .	266
§10.1.	Тетроды................................................ 266
§ 10.2.	Пентоды................................................ 271
§ 10.3.	Электронные лампы с низким уровнем шума................ 283
§ 10.4.	Лампы для преобразования частоты....................... 291
§ 10.5.	Импульсные лампы....................................... 294
Глава 11. Газоразрядные электропреобразовательные приборы.............. 297
§11.1.	Стабилитроны тлеющего разряда.......................... 297
§11.2.	Стабилитроны коронного разряда......................... 302
§ 11.3.	Защитные разрядники.................................... 303
§11.4.	Газотроны.............................................. 304
§11.5.	Тиратроны.............................................. 307
Г л а в а 12. Электросветовые индикаторы............................... 313
§ 12.1.	Общие сведения об электросветовых индикаторах.......... 313
§ 12	2. Электровакуумные индикаторы.......................... 314
§ 12.3.	Полупроводниковые индикаторы........................... 323
§ 12.4.	Жидкокристаллические индикаторы........................ 326
Г л а в а 13. Электронно-лучевые трубки................................ 328
§ 13.1.	Осциллографические трубки.............................. 328
§. 13.2	. Осциллографические трубки специального назначения . .	337
§ 13.3.	Индикаторные электронно-лучевые трубки................. 345
§ 13.4.	Кинескопы.............................................. 351
Гл а в а 14. Фотоэлектрические приборы. Оптроны........................ 356
§ 14.1.	Общие сведения о фотоэлектрических приборах............ 356
382
§ 14.2.	Электровакуумные фотоэлектрические приборы......... 357
§ 14.3.	Полупроводниковые фотоэлектрические приборы........ 362
§ 14.4.	Оптроны . ......................................... 370
Приложения . ...................................................... 372
§П.1.	Система обозначений полупроводниковых приборов (ОСТ
11.336.038—77)............................................. 372
§П.И. Система обозначении электровакуумных приборов (ГОСТ
13393—76)............................................. 373
§П.Ш. Стандартные графические обозначения электронных прибо-
ров .................................................. 374
§ n.IV.	Соотношения между дифференциальными параметрами элек-
тронных приборов........................................... 374
§ n.V.	Соотношения между /-параметрами в трех схемах включения 376
§ n.VI.	Соотношения между Л-параметрами в трех схемах вклю-
чения ..................................................... 376
Список рекомендуемой литературы.................................... 377
Предметный указатель . ............................................ 378
Владимир Александрович Батушев
ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Редактор Т. И. Артемова
Художник А. И. Шавард
Художественный редактор Т. М. Скворцова
Технический редактор А. К. Нестерова
Корректор Г. И. Кострикова
ИБ 2063
Изд. ЭР-275 Сдано в набор 22.04.80. Подп. в печать 15.10.80. Т-15068
Формат 60х90*/1в. Бум. тнп. № 1 Гарнитура литературная. Печать
высокая. Объем 24 усл. печ. л. 24,54 уч.-изд. л. Тираж 75 000 экз.
Зак. № 1604. Цена 95 коп.
Издательство «Высшая школа», Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени Пер-
вая Образцовая типография имени А. А. Жданова Союзполигрйфпрома при
Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной
торговли. Москва, М-54, Валовая, 28.