Text
СПРАВОЧНИК
источники
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
АППАРАТУРЫ
Под редакцией
Г. С. НАЙВЕЛЬТА
Scan Pirat
МОСКВА „РАДИО И СВЯЗЬ,,
1985
ББК 32.844
И 91
УДК 621.396.6.001.24
Г. С. НАЙВЕЛЬТ, К. Б. МАЗЕЛЬ, Ч. И. ХУСАИНОВ,
Г. П. ЗАТИКЯН, Л. Н. ШАРОВ, С. А. КУЗНЕЦОВ,
В. А. АЛЕКСЕЕВ, Л. М. КИСЕЛЕВ, В. И. ТИХОНОВ,
Ю. Н. ШУВАЕВ
Рецензенты: д-р техн, наук Ю. И. Конев,
канд. техн, наук Л. А. Краус
Редакция литературы по электронной технике
Источники электропитания радиоэлектронной
И 91 аппаратуры: Справочник/Г. С. Найвельт, К. Б. Ма-
зель, Ч. И. Хусаинов и др.; Под ред. Г. С. Найвель-
та. — М.: Радио и связь, 1985. — 576 с., ил.
В пер.: 2 р. 10 к. 120 000 экз.
Приведены справочные данные по элементной базе, используе-
мой в источниках питания, проанализирована схемотехника и дана
методика расчета магнитных элементов, выпрямителей и сглаживаю-
щих фильтров, стабилизаторов напряжения с непрерывным и импульс-
ным регулированием, тиристорных н магнятно-транзнсторных стаби-
лизаторов, транзисторных преобразователей напряжения, блоков пита-
ния с бестрансформаторным входом. Рассмотрены вопросы конструи-
рования микросборок, модулей и блоков питания с учетом отвода
теплоты и подавления радиопомех.
Для специалистов, занимающихся разработкой радиоэлектронной
аппаратуры.
2402020000—182
” 046(01)—85
ББК 32.844
6Ф2.14
© Издательство «Радио и связь», 1985
Оглавление
Предисловие- редактора.......................................7
Перечень принятых сокращений и условных буквенных обозна-
чений элементов и их электрических параметров .... 8
Классификация. Основные термины и определения .... 16
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава первая. Общие характеристики источников вто-
ричного электропитания....................................19
1.1. Требования, предъявляемые к источникам вторичного
электропитания ......................................... 19
1.2. Параметры источников вторичного электропитания . . 24
1.3. Типовые структурные схемы источников вторичного элек-
тропитания ..............................................28
Глава вторая. Характеристики и режимы работы элемен-
тов источников вторичного электропитании ................ 39
2.1. Полупроводниковые диоды..............................39
2.2. Полупроводниковые стабилитроны.......................45
2.3. Тиристоры............................................47
2.4. Транзисторы..........................................50
2.5. Интегральные микросхемы .............................54
2.6. Конденсаторы ........................................56
Глава третья. Трансформаторы и дроссели фильтров . 59
3.1. Конструкции трансформаторов н дросселей фильтров . . 59
3.2. Основные расчетные соотношения для трансформатора . 73
3.3. Расчет тепловых режимов...........................79
3.4. Уравнения мощности и оптимизация электромагнитных
нагрузок................................................85
3.5. Расчет однофазных трансформаторов . . . . . .90
3.6. Расчет трансформаторов статических преобразователей
напряжения ..................................105
3.7. Дроссели сглаживающих фильтров......................116
Глава четвертая. Выпрямители и сглаживающие филь-
тры .....................................................121
4.1. Общие сведения о выпрямительных устройствак . . . 121
3
4.2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром .... 122
4.3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром . . . 136
4.4. Расчет выпрямителя при питании от источников напряже-
ния прямоугольной формы.................................143
4.5. Многофазные низковольтные выпрямители................152
4.6. Сглаживающие фильтры ................................160
ЧАСТЬ вторая
ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Глава пятая. Стабилизаторы постоянного напряжения и
тока с непрерывным регулированием.........................166
5.1. Параметрические стабилизаторы........................166
5.2. Компенсационные стабилизаторы........................170
5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах . ... . . 183
5.4. Интегральные стабилизаторы напряжения................190
5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов напря-
жения и тока............................................200
5.6. Применение стабилизаторов постоянного напряжения . . 208
Глава шестая. Магнитно-транзисторные стабилизаторы 209
6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором..........209
6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием по цепи
переменного тока....................................214
6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока .... 222
6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим трансформа-
тором ................................................. 224
6.5. Энергетические характеристики и особенности построения
цепи обратной связи ....................................227
6.6. Стабилизаторы с двумя регулирующими элементами . . 234
6.7. Контроль выходных параметров, защита н области приме-
нения магннтно-транз'нсторных стабилизаторов .... 239
6.8. Методика н примеры расчета...........................244
Глава седьмая. Тиристорные стабилизаторы .... 251
7.1, Основные схемы тиристорных регуляторов, выбор и рас-
чет нх элементов........................................251
7.2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой выходно-
го напряжения, расчет нх основных элементов .... 263
7.3. Требования, предъявляемые к устройствам управления и
оптимизация режима работы входных цепей тиристоров 271
7.4. Управление тиристорами с помощью фазосдвнгающих н
RC-цепей ...............................................277
7.5. Управление тиристорами с помощью магнитных усили-
телей ........................;..........................281
7.6. Управление тиристорами с помощью полевых транзисто-
ров и за счет «вертикального» смещения фазы . . .291
7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов и стабили-
заторов .................................................296
7.8. Методика и пример расчета ... . . . . . 302
ЧАСТЬ ТРЕТЬЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Глава восьмая. Импульсные стабилизаторы постоянного
напряжения................................................306
8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов . . . 306
8.2. Способы стабилизации напряжения н схемы управления 310
8.3. Стабилизаторы понижающего типа.......................320
8.4. Стабилизаторы повышающего типа.......................328
8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа...................334
8.6. Специальные схемы и области применения импульсных
стабилизаторов ......................................... 339
Глава девятая. Транзисторные преобразователи постоян-
ного напряжения...........................................346
9.1. Однотактные преобразователи..........................346
9.2. Двухтактные преобразователи с самовозбуждением . . 350
9.3. Цепи запуска двухтактных автогенераторов .. .. 357
9.4. Двухтактные преобразователи с независимым возбужде-
нием ....................................................360
9.5. Энергетические характеристики преобразователей . . . 368
9.6. Стабилизирующие преобразователи постоянного напря-
жения ............................................ . . 371
9.7. Устройства управления стабилизирующими преобразова-
телями ..................................................380
9.8. Области применения преобразователей н выбор силовых
элементов для повышения частоты..........................387
9.9. Методика н примеры расчета...........................392
Глава десятая Источники питания с бестраисформатор-
ным входом .......................................401
10.1. Основные структурные схемы н входные цепи . . . 401
10.2. Транзисторные усилители мощности....................405
10.3. Режим работы силовых транзисторов н их базовые цепи 413
10.4. Устройства управления усилителями мощности ... 415
5
10.5. Цепи запуска, обратной связи и защиты...............430
10.6. Методика и пример расчета...........................439
ЧАСТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И КОНСТРУИРОВАНИЯ
ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава одиннадцатая. Основные вопросы проектирова-
ния источников вторичного электропитания ................ 446
11.1. Выбор структурных схем и функциональных узлов . ...446
11.2. Унификация и функционально-модульное проектирование 453
11.3. Особенности разработки конструкции..................458
11.4. Обеспечение надежности на этапе разработки приборов 463
Глава двенадцатая. Подавление электромагнитных по-
мех в источниках вторичного электропитания .............. 466
12.1. Методы подавления электромагнитных помех .... 467
12.2. Помехоподавляющие фильтры...........................472
12.3. Экранирование в источниках вторичного электропитания 503
12.4. Электромагнитные помехи в гибридных интегральных
микросхемах и микросборках ........ 513
12.5. Измерение электромагнитных помех.................. 515
Глава тринадцатая. Обеспечение тепловых режимов
источников вторичного электропитания и их элементов . . . 520
13.1. Основные сведения о тепловом режиме аппаратуры . . 520
13.2. Расчет и выбор радиаторов для мощных полупроводни-
ковых приборов и интегральных микросхем .... 530
13.3. Расчет тепловых режимов при конструировании гибрид-
ных интегральных микросхем и микросборок .... 544
13.4. Расчет тепловых режимов при конструировании модулей
питания.............................................. 551
13.5. Охлаждение элементов и блоков с использованием теп-
ловых труб........................................... 557
13.6. Охлаждение источников электропитания с использовани-
ем плавящихся рабочих веществ..........................562
13.7. Экспериментальная отработка теплового режима источ-
ников вторичного электропитания ...................... 568
Список литературы.........................................570
Предисловие редактора
Источники вторичного электропитания радиоэлектронной аппа-
ратуры за последние годы существенно изменились. Это вызвано не-
прерывным стремлением уменьшить их массу и габариты, повысить
КПД за счет применения наиболее рациональных схем, использова-
ния высокочастотного преобразования энергии постоянного тока,
экономичных импульсных методов регулирования, интегральных
микросхем. Повысились также требования к питающим напряже-
ниям. Номинальные значения напряжений теперь составляют еди-
ницы илн десятки вольт прн токах нагрузки в десятки н даже сотнн
ампер. Это привело к созданию разнообразных структурных схем
построения источников вторичного электропитания, каждая из ко-
торых находит применение в конкретных условиях.
Основная цель настоящего справочника — обобщить и система-
тизировать сведения по построению н расчету источников вторичного
электропитания для радиоэлектронной аппаратуры различных клас-
сов, работающей от сети переменного тока нлн от автономных источ-
ников электроэнергии постоянного тока, дать справочный материал
по типовым схемам основных функциональных узлов, методике их
расчета и проектирования. При этом для различных типов источни-
ков электропитания приводятся обоснование и выбор наиболее ра-
циональной структурной схемы, элементной базы, выбор оптималь-
ных схемотехнических решений отдельных функциональных узлов.
Рассматриваются вопросы обеспечения тепловых режимов силовых
элементов, микросборок, модулей и блоков электропитания, подав-
ления радиопомех в местах нх возникновения. При изложении ма-
териала даются необходимые для понимания пояснения без строгих
доказательств, выводов формул н соотношений.
Расчеты, в основном, проводятся по упрощенным формулам, ко-
торые позвол-яют быстро выбирать основные элементы схемы, опре-
делять их режимы работы с достаточной для инженерной практики
точностью (в пределах 10—20%). Расчеты по точным, но более гро-
моздким формулам требуют большей трудоемкости н все же не дают
полного совпадения с экспериментальными данными из-за техноло-
гических разбросов параметров элементов. Прн необходимости при-
менения более точных формул в ряде случаев даются ссылки на ис-
точники.
В основу Справочника положены результаты обобщения опыта
разработки, производства и эксплуатации источников электропита-
ния, накопленного в ряде организаций н предприятий, представлен-
ных коллективом авторов.
Главы I, 2, 9 и 11 написал Г.С. Найвельт, гл. 3 — С.А. Кузне-
цов, гл. 4 — К. Б. Мазель, гл. 5 — Г. С. Найвельт и Ч. И. Хусаниов
совместно, гл. 6 — В. И. Тихонов, гл. 7 — Г П. Затикян, гл 8 —
Ч. И. Хусаинов, гл. 10 — Л. Н. Шаров, гл. 12 — Л. М. Киселеа,
гл. 13—В. А. Алексеев, § 4, 6 — Ю. Н. Шуваев.
Отзывы о книге просим присылать по адресу 101000. Москва,
Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
7
Перечень принятых сокращений и условных
буквенных обозначений элементов
и их электрических параметров
Сокращения
АППФ — активны# помехоподавляющнй фильтр
БМ — броневой магнитопровод
БНК — базовая несущая конструкция
БТ — броневой трансформатор
В — выпрямитель
ВАХ — вольт-амперная характеристика
ВДС — вольтдобавочный стабилизатор
ВР — выпрямитель регулируемый
ВСН — входной (централизованный) стабилизатор напряжения
ВФ — выпрямитель с фильтром
ДН — дроссель насыщения
ЗГ — задающий генератор
И — инвертор
ИВЭ — источник вторичного электропитания
ИМС — интегральная микросхема
ИОН — источник опорного напряжения
ИПБВ — источник питания с бестрансформаторным входом
ИС — импульсный стабилизатор
ИСН — импульсный стабилизатор напряжения
ИЭ — измерительный элемент
КПД — коэффициент полезного действия
КСН — компенсационный стабилизатор напряжения
МДИ — модулятор длительности импульсов
МУ — магнитный усилитель
МЭА — микроэлектронная аппаратура
НС — непрерывный стабилизатор
НЭ — нелинейный элемент
ОС — обратная связь
ОТ — ограничитель тока
ПН —преобразователь напряжения
ПП — полупроводниковый прибор
ПСН — параметрический стабилизатор напряжения
ППФ — помехоподавляющнй фильтр
ПТ — полевой транзистор
ПУ — пороговое устройство
ПУС — промежуточный усилитель
РП — регулируемый преобразователь
РТМ — руководящий технический материал
РЭ — регулирующий элемент
РЭА — радиоэлектронная аппаратура
СВЭП — система вторичного электропитания
СМ — стержневой магнитопровод
СН — стабилизатор напряжения непрерывного регулирования
СУ — схема управления
8
СТ — стержневой трансформатор
СФ — сетевой фильтр
ТКС — тепловое контактное сопротивление
ТМ — тороидальный магннтопровод
ТР — тиристорный регулятор
ТСГ) — трансформаторы статических преобразователей
ТТ — тепловая труба
УК — узел контроля н управления
УМ — усилитель мощности
УС — устройство сравнения сигналов
УПТ — усилитель постоянного тока
Ф •— фильтр
ФСН — формирователь синхронизирующих напряжений
ФСЦ —фазосдвигающая цепь
ЧИМ — частотно-импульсный модулятор
ЧП — частотный преобразователь
ШИМ — широтно-импульсный модулятор
ЭМП — электромагнитные помехи
ЭМС — электромагнитная совместимость
ЭРЭ — электрорадноэлемент
Условные буквенные обозначения на принципиальных электрических
схемах (ГОСТ 2.710-81)
А — устройство, субблоки, модули питания
С — конденсаторы
DA — микросхемы интегральные аналоговые
DD — микросхемы интегральные цифровые;
К — реле
L — дроссели фильтров, катушки индуктивности
R — резисторы постоянные
RP — резисторы переменные
S — выключатели
ТА — трансформатор тока
TV — трансформатор напряжения
TS — магнитные усилители
VD — диоды, стабилитроны
VE — оптопары
VS — тиристоры
VT — транзисторы
Условные обозначения параметров
Напряжение и ЭДС
Устах* У с min — напряжения питающей сети пере-
менного тока (номинальное, мак- симальное и минимальное)
У и* У птах* УптШ — напряжения сети постоянного то- ка (номинальное, максимальное и минимальное)
У в* У в max* У» min, У о ср — выходные напряжения выпрями- теля (номинальное, максимальное, минимальное и среднее значения)
Ун* Ун max* Ун min — выходные напряжения стабилиза- тора (номинальное, максимальное
и минимальное)
9
6t/H, 6t7H1T, 6{/н. дои — изменения выходного напряжения стабилизатора от изменения его входного напряжения, темпера- туры окружающей среды и напря- жения дополнительного источни- ка питания
— напряжение холостого хода вып-
4/np рямителя — постоянное прямое напряжение
t'np.cp диода — среднее за период значение пря- мого напряжения при заданном среднем токе через выпрямитель-
^nop ный диод — пороговое напряжение выпрями-
^обр. и. ^обр. и max тельного диода — амплитуда обратного напряжения, максимально допустимая ампли-
(/ст» A£/c? туда обратного напряжения диода — напряжение стабилизации стаби-
un~ литрона. его изменение — пульсация первой гармоники вып-
^Om рямленного напряжения — амплитуда напряжения на кон-
денсаторе — допустимая амплитуда пульсации
&Ur, MJX конденсатора на дайной частоте — активное и реактивное падения напряжения на обмотках транс-
E ^i' £\m> ^tcp. Eimt ^acp форматора — электродвижущая сила (ЭДС) — ЭДС первичной и вторичкой об- моток трансформатора (действую- щее, амплитудное и среднее зна- чения)
ut. Ut, Eim' ^sm — напряжения первичной и вторич- ной обмоток трансформатора (действующие и амплитудные зна-
UK чения) — напряжение короткого замыкания трансформатора
llK< нк а. мк р — относительные значения напряже- ния короткого замыкания, нх ак- тивная н реактивная составляю-
^K-a щие — активная составляющая напряже- ния короткого замыкания транс-
A</c, A(/n форматора (абсолютное, значение) — изменения входного питающего переменного н постоянного нап-
At/0, At/H ряжений — изменения напряжения выпрями-
6(/ст теля, стабилизатора — временная нестабильность напря- жения стабилитрона
10
^вкл. т — напряжение включения тиристора
^КЭ> ^КЭ max’ U КЭ и max ип~ ^пил — напряжение коллектор-эмиттер транзистора, его максимальное, импульсное максимальное значе- ния — напряжение пульсации на часто- те преобразования — амплитуда пилообразного напря- жения Ток
^ПР’ ^пр.д — постоянный прямой ток, действующее значе- ние прямого тока диода
{пр ср> ^пр.ср max — среднее, максимально допустимое среднее значение выпрямленного тока
Лр-и> Лц>. и max — импульсный прямой ток, максимально до- пустимый импульсный прямой ток диода
^обр, Лбр max — постоянный и максимальный обратный ток диода
Л max, Л min — выпрямленный ток, его максимальное н ми- нимальное значения
Лт> Л> Л ср — амплитудное, действующее и среднее значе- ния тока первичной обмотки трансформатора
1гт, ^2, Лер — амплитудное, действующее и среднее зна- чения тока вторичной обмотки трансформато- ра
^ох> Ль ^р — ток холостого хода трансформатора, его ак- тивная и реактивная составляющие
Лт> Лт min, Лт max — ток стабилитрона, его минимальное и мак- симальное значения
^вкл.т, Лд- т — ток включения, удержания тиристора
Лткр max, Лткр. ср max — максимальные амплитудное и среднее зна- чения тока открытого тиристора
Л> Л max — ток коллектора транзистора, его максималь- ное значение
Л> Л нас — ток базы, ток базы в режиме насыщения транзистора Сопротивление, проводимость
/?п-к — тепловое сопротивление переход-корпус полупро-
водникового прибора
7?к.р — тепловое контактное сопротивление корпус-радиа-
тор
7?и.с — тепловое сопротивление переход-среда полупро-
водникового прибора
/?н — сопротивление нагрузки
/?р.с — тепловое сопротивление радиатор — окружающая
среда
/?к, RK — тепловые сопротивления катушки (трансформато-
ра, дросселя)
/?к.с — тепловое сопротивление катушка — окружающая
среда
/?с.с — тепловое сопротивление сердечник — окружающая
среда
11
Rг — тепловое сопротивление гильзы катушки
г —сопротивление обмотки дросселя фильтра
го, Гц — внутреннее сопротивление выпрямителя, стабили-
затора по постоянному току
Го дин. Гн, дин — внутреннее динамическое сопротивление вы-
прямителя, стабилизатора
гдин. Гдиф — динамическое, дифференциальное сопротивление
выпрямительного диода
гСт — дифференциальное сопротивление стабилитрона
ft — внутреннее сопротивление транзистора
га — последовательное сопротивление потерь диода
гп э — последовательное эквивалентное сопротивление
конденсатора (сопротивление потерь)
— полное сопротивление конденсатора
гт — сопротивление обмоток трансформатора приведен^
ное к фазе вторичной обмотки
Гц г г — сопротивление первичной, вторичной обмоток
трансформатора
ГК' гэ —сопротивление коллектора, эмиттера транзистора
1 .
ГБ — сопротивление базы транзистора
XL, — реактивные сопротивления индуктивности, емко-
сти
ар.с — тепловая проводимость между радиатором и окру-
жающей средой
Р пр.ср
Р обрср
Р вос.обр
Рт
Pep max т.
Ру.и max т.
Ру.ср max г
^К’ Ptf. max
Pr
^УД
Рс, Рм, Ртр
Pt, Pi
P3
Pm Pl
Мощность
— средняя прямая рассеиваемая мощность
выпрямительного диеда
— средняя обратная рассеиваемая мощность
выпрямительного диода
— рассеиваемая мощность диода при обрат-
ном восстановлении
— рассеиваемая мощность тиристора
— максимально допустимая средняя рассеи-
ваемая мощность тиристора
— максимально допустимая импульсная,
средняя мощность на управляющем элект-
роде тиристора
— мощность потерь, максимальная мощность
потерь в транзисторе
— габаритная мощность трансформатора
— удельные потери в магинтопроводе
— потери в стали, меди катушки и трансфор-
маторе
— мощность первичной, вторичной обмоток
трансформатора
— мощность обмотки, имеющей отвод от
средней точки
— мощность потерь в выпрямителе дросселе
фильтра
— мощность потерь в цепи обратной связи
— мощность, рассеиваемая радиатором
— мощность нагрузки выпрямителя, стаби-
лизатора
12
Время и частота
/ с > ic max fn f~ <вос- обр Тэфф — частота — частота питающей сети, ее максимальное значение — частота преобразования — частота пульсации выпрямленного напряжения — круговая частота питающей сети — время обратного восстановления диода — эффективное время жизни неравновесных носителей заряда в базе диода
^в'кл> ^выил та fp — время включения, выключения транзистора — период преобразования — резонансная частота
т(-, ^а.ф, "^и.ф — постоянная времени звена пассивного фильтра
активного фильтра, контура обратной связи е филь- тром
тт ^рас — постоянная времени транзистора — время рассасывания заряда биполярного транзисто- пя
^Р-Д — время рассасывания заряда выпрямительного диода Температура
Т тк, тп — температура — температура корпуса, перехода полупроводни- кового прибора
Тс, Тс тах, Те min Д7С ДТ'к.Т — температура окружающей среды, ее максималь- ное и минимальное значения, °C — изменение температуры окружающей среды — перепад температуры в катушке трансформато- пя
АТ’к.п г*1 — поверхностное превышение температуры катуш-
&ТК max ки (перегрев) — максимальное превышение температуры в ка-
&Тк. Ср ^п-к £р Тр Шах тушке — среднее превышение температуры в катушке — температура поверхности катушки — средняя поверхностная температура радиатора — максимальная температура радиатора в месте
ЛТр крепления полупроводникового прибора — перегрев радиатора Размеры и масса
а, Ь, с, h — обозначения геометрических размеров разрезных
d, D магнитопроводов — внутренний и наружный диаметры тороидаль-
^U>, ного магннтопровода — средняя длина витка обмотки и магнитной сило-
«с, Sm> So вой линии — немагнитный зазор в магнитопроводе — сечение стали, меди обмотки и площадь окна
^K, Gc, GT Gu Wlt w2 трансформатора, магнитного усилителя — масса катушки, магнитопровода, трансформатора — масса источника электропитания — число витков первичной н вторичной обмоток трансформатора
13
г0 Vc. VK Пт, Пк, Пс, Пг 6 S3 ft, hc — число витков на 1 В напряжения — объем магнитопровода, катушки трансформатора — поверхность охлаждения трансформатора, ка- тушки, сердечника, гильзы — толщина магнитного материала — толщина зазора между обмотками — высота обмотки и высота секции обмотки транс-
Sr fH> fвн форматора — толщина гильзы трансформатора — радиус наружный, внутренний катушек, при- веденный к цилиндрической форме
Лз 1з s "с ^пар. N — число зазоров в магнитопроводе трансформатора — длина зазора в магнитопроводе — число стержней магнитопровода — число параллельно включаемых конденсаторов — число диодов, включаемых параллельно, после- довательно
Магнитные величины
В, Вт Bs — индукция, максимальная индукция, индукция насы-
щения
Н, Нт — напряженность магнитного поля, его максимальное
значение
£s, Llt Li — индуктивность рассеяния, первичной, вторичной об-
моток трансформатора
Функциональные коэффициенты, характеристики
Кст Кп 01 — коэффициент стабилизации — коэффициент пульсации по первой гармоии-
п kr — коэффициент трансформации — коэффициент приведения сопротивления ко
kL вторичной обмотке трансформатора — коэффициент приведения индуктивности рассеяния ко вторичной обмотке трансфор- матора
«и. Yh — температурные коэффициенты напряжения
Йе, ko стабилизатора, %/°С и мВ/°С соответственно — коэффициенты заполнения стали и окна маг- нитопровода
*1в, Пт Hit Ист, Пи k$ <Рн <₽1 — КПД выпрямителя, трансформатора, преобра- зователя, стабилизатора, источника питания — коэффициент формы переменного иапряжеиия — угол между током и напряжением в нагрузке — угол между током и напряжением иа первич-
&П.1 ной стороне трансформатора — коэффициент перепада температуры в ка-
Ак тушке трансформатора — температурный коэффициент увеличения сопротивления обмотки
йс, «п — коэффициент относительного изменения на- пряжения питающей сети переменного, по- стоянного тока в сторону повышения
14
*c, bn — коэффициент относительного изменения пи- тающего напряжения сети переменного постоянного тока в сторону понижения
•^0> Bq, Dq, Hq Atac ^дин — вспомогательные коэффициенты при расчете выпрямителей — коэффициент насыщения транзистора — коэффициент динамических потерь преобра- зователя
У Q. <7ф, <7ст — коэффициент заполнения импульсов — скважность — коэффициент сглаживания пульсации фильт-
Лцд, ^213 ра, стабилизатора — входное сопротивление, статический коэф- фициент передачи тока транзистора в схеме ОЭ
Нт — коэффициент усиления транзистора по На-
У»'Э пряжению — статическая крутизна прямой передачи транзистора в схеме ОЭ
р — удельное электрическое сопротивление мате- риала обмотки трансформатора, дросселя
i — плотности, тока в обмотке трансформатора, дросселя
vM.y — кратность изменения напряжения на маг- нитном усилителе
К»Р — коэффициент нагрузки транзистора по мощ- ности
КР — относительный коэффициент потерь мощно-
NB Kbi сти в транзисторе — коэффициент переключения тиристора — коэффициент передачи по напряжению вы- прямителя
Кв2 — коэффициент, характеризующий схему вы-
*И.Э прямления — коэффициент передачи измерительного эле- мента
fep.T — коэффициент, характеризующий отношение мощности регулирующего трансформатора К мощности нагрузки
о — отношение сопротивлений дросселя и на-
Ко, Komin, грузки в импульсном стабилизаторе Котах — коэффициент ослабления помех, его мини- мальное и максимальное значения
Ка.ф — коэффициент ослабления помех активным
Кд. с фильтром — крутизна регулирующего элемента — коэффициент электромагнитной связи кон-
Л С «1 Ку.п.Т, Км. туров фильтра — коэффициент теплопроводности — теплоемкость — коэффициент теплообмена конвекцией У — коэффициент усиления усилителя постоян- ного тока, магнитного усилителя
15
Классификация. Основные термины
и определения
Электропитание радиоэлектронной аппаратуры осуществляется
средствами вторичного электропитания, которые подключаются к
источникам первичного электропитания, преобразуют их перемен- -
иое или постоянное напряжение в ряд выходных напряжений раз-
личных номиналов как постоянного, так и переменного тока с харак-
теристиками, обеспечивающими нормальную работу РЭА в задан-
ных режимах. Для выполнения этих задач в состав средств вторич-
ного электропитания входят как сами источники питания, так и ряд
дополнительных устройств, обеспечивающих нх работу в составе
комплекса РЭА.
Ниже на рис. 1 приведена структурная схема классификации
средств вторичного электропитания в соответствии с ГОСТ 19157—
73, на которой показаны входящие составные части: системы вто-
ричного электропитания, источники вторичного электропитания,
блоки управления, распределения и сигнализации и входящие
в них функциональные узлы. Здесь также показаны (пунктирной
линией) источники входной электроэнергии переменного и постоян-
Классификация средств вторичного электропитания РЭА
(6
иого тока, которые хотя и не входят в состав средств вторичного
электропитания, но их характеристики оказывают существенное
влияние иа структуру построения системы вторичного электропита-
ния и расчет ее составных частей.
При классификации средств вторичного электропитания исполь-
зованы термины, определенные Государственными стандартами, а
также часто встречающиеся в научно-технической литературе.
Средства вторичного электропитания — составная часть любой
радиоэлектронной аппаратуры, которая входит в нее и, используя
энергию от систем энергоснабжения промышленной частоты или ав-
тономных источников питания, формирует необходимые для работы
комплекса РЭА питающие напряжения с требуемыми параметрами.
Система вторичного электропитания — совокупность функцио-
нально связанных источников вторичного электропитания, устройств
управления, коммутации, распределения, защиты, контроля и сиг-
нализации, предназначенная для подключения к системам или авто-
номным источникам энергоснабжения и обеспечивающая по за-
данной программе электропитанием все цепи радиоэлектронной ап-
паратуры.
По выходной мощности системы вторичного электропитания раз-
деляются на три группы: малой мощности — до 200 Вт, средней
мощности — от 200 до 2000 Вт и большой мощности — свыше 2000
Вт.
Источники вторичного электропитания составляют основу всех
средств и систем электропитания РЭА. Это устройства, предназна-
ченные для преобразования входной электроэнергии переменного
или постоянного тока и обеспечения электропитанием отдельных
цепей радиоэлектронной аппаратуры. Они могут состоять из блоков
питания или комплекта функциональных узлов (субблоков); в свою
очередь, в состав блока питания входит ряд функциональных узлов
различного назначения.
Блок вторичного электропитания (блок питания) — источник
вторичного электропитания, выполненный в виде единой конструк-
ции.
Комплект функциональных узлов — источник вторичного эле-
ктропитания, состоящий из двух и более функциональных узлов,
встраиваемых непосредственно в радиоэлектронную аппаратуру, но
не объединенных в единую конструкцию.
Функциональные узлы источников вторичного электропитания—
устройства, выполняющие одну или несколько определенных
электрических функций (выпрямление, фильтрацию, стабилизацию и
др.) в составе ИВЭ или системы вторичного электропитания. Функ-
циональные узлы ИВЭ характеризуются рядом признаков: условия-
ми эксплуатации, выполняемыми функциями, входными и выходны-
ми параметрами, элементной базой.
Источники вторичного электропитания классифицируются по
следующим основным признакам.
По виду входной электроэнергии —на
ИВЭ, работающие от сети переменного напряжения (однофазной или
многофазной), ИВЭ, работающие от сети постоянного напряжения,
и ИВЭ, работающие от сетей переменного и постоянного напряже-
ний.
По. выходной мощности — микромощные источни-
ки питания с выходной мощностью до 1Вт, малой мощности (от 1 до
10 Вт); средней мощности (от 10 до 100 Вт), повышенной мощности
(от 100 до 1000 Вт) и большой мощности (свыше 1000 Вт).
17
По виду выходной электроэнергий — на
ИВЭ с выходом на переменном токе (однофазные и многофазные),
ИВЭ с выходом на постоянном токе и комбинированные — с выхо-
дом на переменном н постоянном токе.
По номинальному значению выходного
напряжения — низкое (до 100 В), среднее (от 100 до 1000 В),
высокое (свыше 1000 В).
По степени постоянства выходного на-
пряжения — нестабилизнрующие и стабилизирующие ИВЭ.
По допустимому отклонению номинала
выходного напряжения — низкой точности (свыше
5%), средней (от 1 до 5%), высокой (от 0,1 до 1%) и прецизионные
(менее 0,1%).
По пульсации — ИВЭ с выходом на постоянном токе
делятся на три группы: с малой (менее 0,1%), средней (от 0,1 до
1%) и большой (свыше 1%) пульсациями выпрямленного выходного
напряжения.
По числу выходов питающих напряже-
ний — одноканальиые ИВЭ, имеющие одни выход, и многоканаль-
ные, имеющие два и более выходов питающих напряжений.
По способу стабилизации напряжения
— ИВЭ с непрерывным регулированием и ИВЭ с импульсным регу-
лированием.
По методу стабилизации напряжени я—
параметрические и компенсационные стабилизаторы источников
вторичного электропитания. В параметрическом стабилизаторе от-
сутствует цепь обратной связи и стабилизация выходного напряже-
ния осуществляется за счет использования нелинейных элементов,
входящих в его состав, в компенсационном — за счет воздействия
изменения выходного напряжения (тока) на его регулирующее уст-
ройство через цепь обратной связи.
Компенсационные стабилизаторы могут выполняться с последо-
вательным или с параллельным включением РЭ относительно нагруз-
ки.
18
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ
И УЗЛЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Глава первая
Общие характеристики источников вторичного
электропитания
1.1. Требования, предъявляемые к источникам
вторичного электропитания
Характеристики входной электроэнергии
При проектировании и расчетах ИВЭ учитываются следующие
основные параметры источников входной электроэнергии
1. Номинальное напряжение питающей сети переменного тока
Uc или постоянного тока Ua, В,
2. Предельные значения отклонения напряжения питающей се-
ти переменного тока Ucmaxu Ucmin, постоянного тока иптахк
Un min, В, или относительное изменение питающей сети
в сторону повышения:
Г/с)/Г/с» (Г* Га)
an—(Uamax Ua)/Un; (1-16)
в сторону понижения
bc~(Uc </С min)/Uc'> (I-2а)
^n=(^n Unmin)/Un- (1'26)
Изменение входного питающего напряжения сети переменного
тока
ДОс =Г/с max— min — («с + &с) Uc (1 .За)
и постоянного тока
= max min = (яп + ba) Un. (1.36)
3. Провалы и выбросы напряжения питающей сети, нх амплиту-
да, %, и длительность, с.
4. Частота питающей сети fc и пределы ее изменения /с max и
/с min, Гц.
5. Число фаз питающей сети переменного тока.
6. Искажение формы кривой входного синусоидального напря-
жения, которое учитывает наличие высших гармоник в кривой по-
требляемого тока и характеризуется коэффициентом искажения
19
формы,%, определяемым как отношение первой гармоники тока сети
к действующему значению тока 7С.Д, потребляемого от сети источ-
ником питания
/С1
--100. (1.4)
'с.д
При синусоидальном напряжении и токе /гф = 1. При расчетах
напряжение входной сети можно считать синусоидальным, если иска-
жение формы кривой не превышает б—7%.
7. Уровень и частота модуляции напряжения питающей сети.
Этот параметр необходимо учитывать при расчетах сглаживающих
фильтров в ИВЭ, работающих от сети с повышенной частотой (400,
1000 Гц).
Уровень низкочастотной модуляции может достигать 0,5—1%,
а частота равна п/60, где п — частота вращения вала генератора или
электромашинного преобразователя [1].
8. Уровень помех по входным шинам питания. Эти помехи осо-
бенно ощутимы в автономных системах единого питания ограничен-
ней мощности постоянного тока, в которых от одного источника пита-
ются одновременно радиоэлектронная аппаратура, электромоторы,
реле, контакторы и другие электромеханические устройства. Синусо-
идальные помехи могут составлять 1—3% от Un, а частота помехи от
50 Гц до 150 кГц. Импульсные помехи могут достигать 5—10% от
Un, а длительность импульсов от 1 —10 мкс до 100 мс, частота повто-
рения — от единиц до десятков килогерц. Эти помехи должны учи-
тываться при расчетах входных и выходных фильтров.
Технические требования
К источникам вторичного электропитания предъявляются сле-
дующие специальные технические требования, которые указываются
в техническом задании на разпаботку.
Электрические требования
1. Номинальное значение выходного питающего напряжения
постоянного тока и допуск на точность его установки в вольтах дол-
жны выбираться из следующего ряда: 0,25; 0,4; 0,6; 1,2; 2,4; 3,0;
4,0; 5,0; 6,0 (6,3); 9,0 (10); 12,0 (12,6); 15; 20; 24; 27; 30; 40; 48; 60;
80; 100 (125); 150; 200; 250 (300); 400 (500); 600; 800; 1000; 1250;
1500; 2000; 2500; 3000; 4000; 5000; 6000; 8000; 10000; 12000; 15000;
20000; 25000.
Номинальные значения напряжений переменного тока в воль-
тах действующего значения должны выбираться из ряда: 1,2; 2,4;
3,15; 5,0; 6,0 (6,3); 12 (12,6); 15; 24; 27; 36; 40; 60; 80; НО (115);
127; 200; 220; 380.
Напряжения, указанные в скобках, применять не рекоменду-
ется; при необходимости их применение должно быть согласовано
в установленном порядке.
Практически номинальные значения выходного напряжения оп-
ределяются элементной базой проектируемого комплекса РЭА и ог-
раничиваются небольшим числом номиналов напряжений, напри-
мер, для аппаратуры на интегральных микросхемах (аналоговых и
логических) используются напряжения 5, 6, 9, 12, 15 В. Для пери-
ферийных и выходных устройств ЭВМ, а также некоторых видов
20
радиоаппаратуры на транзисторах этот ряд дополняется напряже-
ниями 20, 27, 40 В.
Допуск на точность установки номинала напряжения опреде-
ляется выбранной элементной базой и требованиями к выходным па-
раметрам РЭА.
2. Значение тока нагрузки по каждой выходной цепи питающе-
го напряжения и характер его изменения в процессе работы. Прн им-
пульсном потреблении тока указываются его параметры: амплитуда,
длительность импульса, длительность фронта, частота повторения.
Для унифицированных ИВЭ широкого применения номинальные
значения тока выбираются из установленного ряда по ГОСТ 18275—
72. Для ИВЭ частного применения значение тока нагрузки по
каждой цепи определяется техническим заданием.
3. Переменная составляющая (пульсация) выходных напряже-
ний постоянного тока задается в процентах от номинального напря-
жения или в абсолютных значениях; при этом должно быть указано,
в каких значениях измеряется пульсация; действующих, амплитуд-
ных или по двойной амплитуде (от пика до пика). Это требование
весьма существенно для современных ИВЭ с высокочастотным им-
пульсным преобразованием энергии, с импульсным регулированием
или с тиристорными регулируемыми выпрямителями, в которых под
видом пульсации скрываются три ее составляющие: собственно пуль-
сация выпрямленного напряжения, кратная основной частоте, шумы
с широким спектром частот, а также узкие пиковые выбросы.
Коэффициент пульсации выходных напряжений постоянного то-
ка определяется требованиями аппаратуры и задается из следующе-
го ряда: 0,01; 0,02; 0,03; 0,05; 0,1; 0,2; 0,3; 0,5; 1; 2;3;5%.
4. Суммарная нестабильность выходного напряжения при воз-
действии всех дестабилизирующих факторов задается в процентах
от номинального напряжения: 0,1; 0,5; 1,0; 2,0; 3,0; 5,0; 10%. Для
контроля параметров ИВЭ в процессе их изготовления и испытаний
задаются частные нестабильности выходного напряжения:
нестабильность по напряженяю — допустимое изменение выход-
ного напряжения при заданных пределах изменения входного напря-
жения питающей сети и неизменном токе нагрузки; при этом указы-
вается характер изменения сети — плавный или скачкообразный;
нестабильность по току — допустимое изменение выходного на-
пряжения при заданных пределах изменения тока нагрузки и не-
изменном входном напряжении питающей сети. Этот параметр
определяет внутреннее сопротивление ИВЭ при медленных измене-
ниях тока. При импульсном потреблении тока указывается допусти-
мое динамическое внутреннее сопротивление или частотная характе-
ристика;
температурная нестабильность (ТКН) — допустимое изменение
выходного напряжения прн изменении температуры окружающей
среды в заданных пределах. Обычно температурная нестабильность
задается совместно с частными нестабильностями по напряжению и
току.
Нестабильности н пульсации выходных постоянных напряже-
ний являются важнейшими параметрами, которые оказывают суще-
ственное влияние на массогабаритные характеристики ИВЭ, по-
скольку для их реализации требуется применять сложные схемно-
технические решения, большее число элементов. В качестве примера
в табл. 1.1 приведены типовые требования к качеству потребляемой
энергии для некоторых видов приборов РЭА.
21
Таблица 1.1
Типовые требования к напряжениям питания
Вид аппаратуры Напряже- ние, В Вид пот- ребляемо- го тока Неста- бильность Пульсации, % (амплитуд- ное значе- ние)
Радиоприемные устройства: 5; 6 Постоян- ный 0,1—0,01
входные каскады 3—5
УПЧ 6 То же 3—5 0,5—1
выходные каскады 12; 15 » 5-10 0,2—1
Маломощные радиопередаю- щие устройства: 5; 9
задающие генераторы » 5 1—2
усилители мощности 12; 24 » 10 1—2
Приборы вычислительной тех- ники:
ПЗУ 5; 9 Импульс- ный 5-7 1— 2
арифметические устройства 5; 12 » 7—10 1—2
устройства отображения ин- формации 5; 12; 27 » 10 1—2
периферийные устройства 20; 27 » 10 1—2
Приборы автоматики и телеме- ханики 5,6; ±15 Постоян- ный 5—10 1—2
Операционные усилители ±15 То же 10 0,5—1
5. Коэффициент полезного действия ИВЭ или потребляемая
мощность от источника первичной энергии в различных режимах
работы: непрерывном, повторно-кратковременном или импульсном.
Значение КПД зависит от многих факторов: уровня выходного на-
пряжения и мощности, способа регулирования и требуемой точности,
гальванической развязки от входной питающей сети и др. Обобщен-
ные данные КПД для ИВЭ с выходным напряжением до 100 В и
мощностью до 100 Вт приведены в табл. 1.2.
Таблица 1.2
Типовые значения КПД для стабилизирующих
источников вторичного электропитания
Способ стабилизации Значения выходного напряжения, В
До 2,4 От 2,4 до 5 От 5 до 15 Свыше 15
Непрерывный 0,25—0,35 0,35—0,4 0,4—0,5 0,5-0,55
Импульсный 0,4—0,45 0,45—0,55 0,65—0,75 0,7—0,8
Комбинирован- ный 0,3—0,35 0,35—0,45 0,45—0,55 0,55—0,65
22
6. Гальваническая развязка выходных цепей питания от шин
источника входной электроэнергии.
7. Частота преобразования, ограничение по ее выбору, необхо-
димость регулировки частоты преобразования в заданных пределах
и возможность синхронизации ее от внешнего задающего генератора
или соседнего источника питания (для ИВЭ со статическими преобра-
зователями).
8. Электрическая защита потребителя от превышения выходного
напряжения, допустимый уровень превышения питающего напряже-
ния.
9. Электрическая защита источника питания от перегрузки или
короткого замыкания в нагрузке, автоматическое восстановление
работоспособности источника питания при снятии перегрузки или
короткого замыкания в нагрузке.
Для источников питания с выходом на переменном токе указы-
ваются дополнительные требования, характеризующие специфику их
работы:
1. Характер стабилизации выходного напряжения по какому
значению переменного напряжения должно осуществляться регули-
рование — действующему, среднему или амплитудному.
2. Допустимое искажение формы кривой выходного напряже-
ния.
3. Характер нагрузки, ее коэффициент мощности (cos <р).
Эксплуатационные требования
1. Надежность—значение вероятности безотказной работы в
течение заданного промежутка времени или среднее значение време-
ни наработки на отказ. Для резервированной аппаратуры задаются
способы резервирования ее источников питания — наличие горяче-
го или холодного резерва или троирование при мажоритарной систе-
ме построения необслуживаемой аппаратуры с длительным сроком
службы.
2. Время готовности источника питания или время выхода его
на режим, когда выходные напряжения достигают заданного уровня.
3. Способы дистанционного управления источником питания,
сигналы на его включение и отключение, а также порядок включения
и отключения источников питания или отдельных цепей выходного
напряжения.
4. Способы сигнализации о неисправностях в источниках пита-
ния, телеметрии выходных напряжений или контроля их уровня.
5. Режим и длительность работы — непрерывный, повторно-
кратковременный или импульсный.
6. Работоспособность в условиях воздействия механических
факторов: вибрации, ускорения, ударов, транспортирование различ-
ными видами транспорта на заданные расстояния.
7. Работоспособность в условиях воздействия климатических
факторов: максимальной и минимальной температуры, давления,
влаги или после воздействия термоциклов заданных режимов и про-
должительности.
8. Безопасность и простота обслуживания, особенно для высо-
ковольтных источников питания и ИВЭ медицинской аппаратуры.
9. Ремонтопригодность источников питания и требования к ре-
монтно-диагностическим стендам.
10. Требования и объем эксплуатационной документации на ис-
точники питания.
23
Конструктивно-технологические требования
Конструкция источников питания должна быть совместимой
с аппаратурой, для которой они разрабатываются. Кроме того,
к ИВЭ предъявляются ряд специфических конструктивно-технологи-
ческих требований, основными из которых являются следующие/
1. Масса устройств электропитания должна быть минимальной.
2. Способ охлаждения ИВЭ используется принятый для комп-
лекса в целом, указывается наличие обдува или централизованного
теплоотвода («холодной балки») — тепловой трубы или других
средств обеспечения теплового режима элементов.
3. Технологичность конструкции и преемственность конструк-
тивных решений.
4. Требования по унификации и стандартизации.
5. Конструкция ИВЭ должна исключать возможность случайно-
го сдвига органов регулирования. При повороте органа регулирова-
ния по часовой стрелке должно происходить увеличение регулируе-
мого параметра: напряжения, частоты и т.п.
Некоторые перечисленные требования являются взаимно-проти-
воречивыми. Например, для обеспечения высокой надежности необ-
ходимо уменьшать коэффициенты нагрузки элементов, снижать тем-
пературу нагрева полупроводниковых приборов за счет увеличения
массы и габаритов теплоотводов, что приводит к увеличению массы
и габаритов ИВЭ в целом. Основной и наиболее трудной задачей
разработчика при проектировании ИВЭ является отыскание компро-
миссных решений, прн которых наряду с обеспечением заданных
электрических требований удовлетворялись бы требования по
снижению массы приборов.
1.2. Параметры источников вторичного электропитания
Вторичные источники питания характеризуются рядом элект-
рических, эксплуатационных и массогабаритных параметров, кото-
рые обеспечивают их работоспособность в составе радиоэлектрон-
ных комплексов. Электрические параметры разделяются на статичес-
кие, измеряемые при медленном изменении во времени возмущающих
факторов (входного напряжения питания, тока нагрузки, темпера-
туры н т. д.), и динамические, измеряемые при быстром изменении
во времени возмущающих факторов (например, при скачкообразном
включении напряжения питания, импульсном изменении тока на-
грузки). Ниже приводятся основные параметры ИВЭ.
1. Номинальное выходное напряжение выпрямителя UQ и пре-
делы его изменения: верхний Ugmax и нижний Uomtn, В. Макси-
мальное изменение напряжения выпрямителя
At/о = Uo max Uo min ~~ (по~Ь Uo>
где
(Uomax <Л>) , (t/o t/o min) ..
Яо =--------, Оо =------------------- (1.0)
ы» ‘-'а
2. Номинальное выходное напряжение стабилизатора 1/н, В
и пределы его изменения: верхний UHmax и нижний Un Ю1П. Макси-
мальное изменение выходного напряжения стабилизатора
А£/н = (/н max (^нтгп- (1-6)
24
3. Пределы регулировки выходного напряжения стабилизатора:
верхний {/н. per max* нижний permin* 8-
4. Номинальное значение тока нагрузки выпрямителя /0, А, и
пределы его изменения: максимальное 10тах и минимальное lomin.
5. Номинальное значение тока нагрузки стабилизатора н пре-
делы его изменения: максимальное /н тах и минимальное /Hmin-
6. Нестабильность выходного напряжения, которая определя-
ется как отношение изменения выходного напряжения Д1/н к номи-
нальному значению выходного напряжения стабилизатора Un при
заданных изменениях входного напряжения или тока нагрузки.
Коэффициент нестабильности (или нестабильность) по напряже-
нию 6{/и, %, определяется при заданном изменении входного пита-
ющего напряжения иа величину Д </вХ и /н = const:
(1.7)
t (Д1/н)у
6UH =---------100.
^н
Коэффициент нестабильности по току 6 UH определяется при за-
данном изменении тока нагрузки на величину Д/И=/Нтаа.—
— fnmin при и0 = const:
(Д{/Н)/
= ———.100,
ин
(1-8)
где индексы «{/» и «/» означают, что изменения выходного напряже-
ния Д{/н измерены при изменении входного напряжения питания и
выходного тока нагрузки соответственно.
7. Наряду с коэффициентом нестабильности для характеристи-
ки стабилизирующих свойств ИВЭ используется коэффициент стаби-
лизации по напряжению КСт, который показывает, во сколько
раз относительное изменение входного напряжения больше относи-
тельного изменения выходного напряжения при неизменном токе
нагрузки
Kci "
At/o/t/o
W„IU„ '
(1.9)
Следует отметить, что при определении коэффициента стабили-
зации по отношению к изменению выпрямленного напряжения Ua
нз-за внутреннего сопротивления выпрямителя коэффициенты а0 >
> ас и Ъо > Ьс.
8. Амплитуда переменной составляющей (пульсации) напряже-
ния: на входе фильтра на его выходе Uo~, на выходе стаби-
лизатора {/на-
значение пульсации задается коэффициентом пульсации kn,
который выражается в относительных единицах, например на входе
выпрямителя
илн в процентах
Для уменьшения пульсации на выходе выпрямителя включается
сглаживающий фильтр, действие которого можно характеризовать
коэффициентом фильтрации Лф.ф, который определяется, как отно-
шение значений пульсации иа входе и выходе фильтра £ф.ф =
= U'a^jU0^, или стабилизатора йф.от = {/0^/1/н~.
25
Коэффициент фильтрации не учитывает падения напряжения
на активном сопротивлении фильтрующегозвена. Более точно сгла-
живающее действие фильтра оценивается коэффициентом сглажива-
ния пульсации q, который определяется как отношение коэффи-
циентов пульсаций на входе и выходе выпрямителя:
9ф~^по/^ио (1.10а)
или на входе и выходе стабилизатора
?ст — ^ио/^п-н (1.106)
Здесь kao = Ua~/Ua — коэффициент пульсации на выходе вы-
прямителя; ka.H — Un~! UH — коэффициент пульсации на вы-
ходе стабилизатора.
Для большинства сглаживающих LC-фильтров низковольтных
выпрямителей активным сопротивлением дросселя можно пренеб-
речь и тогда
^ф.ф *7ф• (1-11)
9. Внутреннее сопротивление постоянному току выпрямителя
г0 н стабилизатора гн, которое определяет изменение выходного на-
пряжения выпрямителя Д(70 или стабилизатора Д{7Н прн медленном
изменении тока нагрузки на величину Д/о или Д/н, соответственно
равны:
г0 = ДС/0/Д/в; (1.12а)
(1.126)
10. Внутренние динамические сопротивления выпрямителя
г„ дин и стабилизатора гн.дин, которые определяют импульсные изме-
нения выходного напряжения выпрямителя Д1/он и стабилизатора
Д(/Н.и при импульсном изменеинн тока нагрузки выпрямителя Д/Оя
или стабилизатора Д/я.я соответственно прн постоянном входном на-
пряжении1
го дин = А^он/Д^ои! (1.13а)
гн.див — Д/д.И . (1.136)
II. Температурный коэффициент напряжения ан. %/°С (ТКН)
показывает изменение выходного напряжения стабилизатора при
изменении температуры окружающей среды Тс на 1° С:
Д^н/^н
.. “-Ю0 (1.14а)
ДТС
или уи, мВ/°С:
= Д(/„/ДТс. (1.146)
Значение ДТС определяется по заданной максимальной Тстах и
минимальной Тс min температурам окружающей среды:
— max ^Cmin. (1.15)
12. Суммарная нестабильность выходного напряжения стаби-
лизатора 0UK,%. при одновременном воздействии всех возмущающих
факторов определяется как сумма соответствующих коэффициентов
нестабильности для каждого фактора с учетом знака его изменения:
бия=вС/н(С/)4-вС/в(/) + анДТ1;. (1.16)
26
13. Коэффициенты полезного действия выпрямителя г]в, стаби-
лизатора г)ст, преобразователя г)п определяются как отношение по-
лезной мощности, отдаваемой в нагрузку, к мощности, потребляе-
мой от источника входной электроэнергии:
"Л в = Ра/Р с! 'Пет — Рн/Ро< Ча — Рн/Ра- (1.17)
14. Коэффициент мощности х является энергетической характе-
ристикой стабилизирующих ИВЭ, потребляющих энергию от источ-
ника переменного тока. Он зависит от коэффициента искажения фор-
мы кривой тока &ф, косинуса сдвига фазы cos ф между первыми гар-
мониками тока и напряжения питающей сети и определяется как
отношение активной мощности Р, потребляемой от первичной сети,
к полной мощности Ps:
x=P/Ps = £$cos ф. (1-18)
Значение &ф определяется по формуле (1.4).
15. Время готовности источника питания определяется интер-
валом времени между моментом подачи входного напряжения и мо-
ментом, после которого параметры ИВЭ удовлетворяют заданным
требованиям с учетом установленных допусков. Процесс установ-
ления выходного напряжения в стабилизирующих источниках пита-
ния может быть апериодическим или колебательным. При колеба-
тельном характере установления выходного напряжения обязатель-
ным является ограничение амплитуды перерегулирования, которая
не должна превышать максимально допустимого значения выходного
напряжения.
Эксплуатационные и массогабаритные параметры источников
вторичного электропитания:
1. Надежность — определяется как вероятность безотказной
работы Р (/) в течение заданного промежутка времени /р:
Р(/) = е”Х2'р, (1.19)
где — суммарная интенсивность отказов электрорадиоэлемен-
тов схемы ИВЭ с учетом их коэффициентов нагрузки и условий экс-
плуатации.
2. Время непрерывной работы /р указывается в ТЗ. В зависимо-
сти от заданного времени непрерывной работы решается вопрос о ре-
зервировании системы вторичного электропитания для выполнения
заданной надежности всего комплекса РЭА.
3. Масса источника питания G„, его объем V„ и габаритные раз-
меры характеризуют не только показатели его конструкции; по ним
можно судить, какую часть массы и объема комплекса РЭА занимают
ИВЭ.
4. Удельные параметры источников питания характеризуются
выходной мощностью Ри, Вт, приходящейся иа единицу массы Си,
кг, или объема Ун, дм3.
Удельная мощность ум, Вт/кг, отнесенная к массе: .
Vm=/’h/Gh. (Г.20а)
Удельная мощность уг, Вт/дм3, отнесенная к объему:
Тк = РЯ/УИ- (1.206)
27
Следует отметить, что сравнивать по удельным показателям мож-
но только идентичные приборы, разработанные для одинаковых ус-
ловий эксплуатации, питающиеся от входной сети с одинаковыми ха-
рактеристиками.
1.3. Типовые структурные схемы источников вторичного
электропитания
Выпрямители
К простейшим источникам питания относятся выпрямители и
трансформаторы, в которых выходное выпрямленное или перемен-
ное напряжения изменяются при изменении входного напряжения
питания или тока нагрузки.
В источниках вторичного электропитания находят применение
нерегулируемые и регулируемые выпрямители, выполняемые йа
полупроводниковых приборах: диодах, тиристорах нли транзисто-
рах.
Выпрямители нерегулируемые выполняются на полупроводнико-
вых диодах по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.1. Здесь
на первичную обмотку трансформатора TV подается переменное на-
пряжение питающей сети (7С, а вторичная обмотка, рассчитанная с
определенным коэффициентом трансформации для получения требуе-
мого выпрямленного напряжения {/0, подключена к диодам выпрями-
теля В, соединенным по определенной схеме. Фильтр Ф сглаживает
пульсации выпрямленного напряжения до требуемого уровня.
Выходное постоянное напряжение Ua на рис. 1.1 ие регулирует-
ся внешними органами; оно может быть незначительно уменьшено
или увеличено скачком за счет соответствующей перепайки отводов
обмоток трансформатора, если они предусмотрены в нем. Трансфор-
матор в схеме выпрямителя не только устанавливает требуемый уро-
вень выпрямленного напряжения, ио и обеспечивает гальваническую
развязку и электрическую изоляцию выходных цепей от первичной
сети питания.
Выпрямители регулируемые выполняются на тиристорах. На
рис. 1.2 приведена структурная схема регулируемого выпрямителя, в
состав которой входят силовой трансформатор TV, иа вход которого
подается переменное напряжение питающей сети Uc, регулирующие
вентили — тиристоры ВР, схема управления включением тиристоров
СУ и сглаживающий фильтр Ф. Регулирование выходного напряже-
ния Ua достигается за счет изменения угла включения тиристоров.
При этом с увеличением угла включения выходное выпрямленное на-
пряжение уменьшается. Фазирование угла включения тиристоров
осуществляется от переменного напряжения входной сети питания.
Таким образом, на рис. 1.2 тиристоры выполняют одновременно две
Uc LJTV LJ 8
Рис. 1.1, Структурная схема не-
регулируемого выпрямителя
Ф F°Uo Uc
t
Рис. 1.2. Структурная схема регулируемого выпрямителя
28
функции: преобразуют переменное напряжение в постоянное и ре-
гулируют уровень выходного напряжения.
Тиристорные регулируемые выпрямители применяются в источ-
никах питания для получения выпрямленных напряжений больше
5“ 10 В при токах нагрузки от единиц до десятков ампер.
Стабилизаторы напряжения и тока
Напряжение источников входной электроэнергии переменного
или постоянного тока, от которых питаются ИВЭ, в силу разных
причин имеют широкие пределы изменения номинала: ±20—30 %.
Кроме того, в процессе работы изменяется ток, потребляемый ап-
паратурой. Поэтому большинство ИВЭ содержат в своем составе ста-
билизаторы напряжения и тока как простейшие параметрические,
так и более сложные — компенсационные.
Непрерывные стабилизаторы
Параметрический стабилизатор осуществляет стабилизацию
выходного напряжения за счет свойств вольт-амперных характерис-
тик нелинейного элемента, например стабилитрона, стабистора,
дросселя насыщения. Структурная схема параметрического стаби-
лизатора приведена на рис. 1.3. В ней нелинейный элемент НЭ
подключен к входному питающему напряжению Uo через гасящий
резистор 1?г, а параллельно НЭ включена нагрузка При изме-
нении входного напряжения Uo ток через нелинейный элемент НЭ
увеличивается, в результате чего возрастает падение напряжения на
гасящем резисторе так, что выходное напряжение на нагрузке оста-
ется постоянным. Стабильность выходного напряжения в параметри-
ческом стабилизаторе определяется наклоном вольт-амперной харак-
теристики НЭ и является невысокой. Кроме того, в параметрическом
стабилизаторе нет возможности плавной регулировки выходного на-
пряжения н точной установки его номинала.
Непрерывный последовательный стабилизатор выполняется по
структурной схеме, приведенной на рис. 1.4, в которой регулирую-
щий элемент РЭ —транзистор, включенный последовательно с на-
грузкой /?и. При изменении входного выпрямленного напряжения
Ua или тока нагрузки в измерительном элементе ИЭ, в который вхо-
дит сравнивающий делитель и источник опорного напряжения, вы-
деляется сигнал рассогласования, который усиливается усилителем
постоянного тока У ПТ и подается на вход регулирующего элемен-
та РЭ, изменяя его сопротивление по постоянному току таким обра-
зом, что выходное напряжение 17 н на нагрузке RH сохраняется по-
стоянным с определенной степенью точности. Измерительный эле-
Рис. 1.3. Структурная схе-
ма параметрического ста-
билизатора напряжения
Рис. 1,4. Структурная схема не-
прерывного последовательного
стабилизатора
29
Рис. 1.5. Структурная схема не-
прерывного параллельного ста-
билизатора
Рис. 1.6. Структурная схема стаби-
лизатора с регулированием на
стороне переменного тока
мент ИЭ выделяет также сигнал переменной составляющей (пульса-
ции) выпрямленного напряжения и сглаживает ее регулирующим
элементом РЭ до весьма малого уровня.
Непрерывный параллельный стабилизатор выполняется по
структурной схеме, приведенной на рис. 1.5, в которой регулирую-
щий элемент РЭ — транзистор, включенный параллельно нагрузке
RH. Здесь выходное напряжение Ua поддерживается постоянным за
счет изменения тока, протекающего через регулирующий элемент
РЭ. Например, при увеличении входного напряжения Uo возраста-
ет ток через РЭ, за счет этого увеличивается падение напряжения на
гасящем резисторе /?г на приблизительно такую же величину, а вы-
ходное напряжение Ua остается стабильным с определенной степенью
точности. При изменеиии тока нагрузки стабильность выходного
напряжения поддерживается за счет того, что сумма токов разветвле-
ния, протекающих через параллельно соединенные регулирующий
элемент РЭ и нагрузку Ра, остается неизменной.
Магнитно-полупроводниковые стабилизаторы с регулированием
на стороне переменного тока выполняются по структурной схеме,
приведенной на рис. 1.6. Здесь регулирующий элемент стабилиза-
тора РЭ включен в первичную обмотку трансформатора TV, на вход
которого подается переменное напряжение питающей сети (7С, а
слежение ведется за выходным постоянным напряжением t/H, по-
лучаемым после выпрямителя В и фильтра Ф. При изменении вход-
ного напряжения Uc или тока нагрузки сигнал рассогласования,
выделенный измерительным элементом ИЭ через схему управления
СУ, подается на регулирующий элемент РЭ, который уменьшает или
увеличивает среднее (или действующее) значение напряжения на
первичной обмотке трансформатора TV таким образом, что выходное
напряжение остается стабильным с определенной степенью точ-
ности. В качестве регулирующего элемента в этой схеме может ис-
пользоваться дроссель насыщения, транзистор или тиристор.
Если в качестве РЭ применен дроссель насыщения или тиристор,
включенный в диагонали диодного моста, то стабилизация выходного
напряжения Un осуществляется изменением среднего значения пере-
менного напряжения, поступающего на первичную обмотку транс-
форматора TV. Это изменение реализуется за счет вертикальной от-
сечки части синусоиды напряжения питающей сети 17с, т. е. измене-
нием угла включения (отсечки).
Транзистор в качестве регулирующего элемента РЭ в схеме на
рис. 1.6 может работать в линейном или в импульсном режимах, из-
меняя среднее значение переменного напряжения на первичной об-
30
Рис. 1.7. Структурная схема
стабилизатора переменного на-
пряжения
на первичной обмотке транс-
мотке трансформатора TV так,
что выходное напряжение^
остается стабильным. В линейном
режиме транзистор под действием
сигнала управления изменяет
свое выходное сопротивление, от-
секая верхнюю часть синусоиды
входного питающего напряже-
ния Uc. При работе в импульс-
ном режиме транзистор изменяет
скважность коротких импульсов,
заполняющих каждый полупериод
синусоиды входного напряже-
ния, изменяя тем самым среднее
значение переменного напряжения
форматора.
Стабилизаторы с регулированием На стороне переменного тока
находят применение в ИВЭ, потребляющих входную энергию пере-
менного тока промышленной или повышенной частоты для получения
низких или высоких напряжений повышенной или большой мощно-
сти. Недостатком стабилизаторов такогб типа является сравнитель-
но большие внутреннее сопротивление и пульсация выпрямленного
напряжения.
Стабилизаторы, переменного напряжения используют также
принцип регулирования на стороне переменного тока. Структурная
схема такого стабилизатора приведена на рис. 1.7. Здесь регулирую-
щий элемент РЭ, в качестве которого может быть использован дрос-
сель насыщения, тиристор или транзистор, включен в первичную об-
мотку трансформатора TV, а измерительный элемент ИЭ следит за
выходным переменным напряжением (Уст. Цепь обратной связи за-
мыкается через схему управления СУ. Стабилизация выходного
переменного напряжения может осуществляться по среднему или
действующему значению в зависимости от выбранного типа измери-
тельного элемента.
Стабилизатор с двумя регулирующими элементами выполня-
ется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.8. Здесь
сочетаются два типа рассмотренных выше структур: стабилизатор
с регулированием по цепи переменного тока (см. рис. 1.6),
выполненный на регулирующем элементе РЭХ и схеме управле-
ния СУ, и непрерывный последовательный стабилизатор (см.
рис. 1.4), выполненный на регулирующем элементе РЭ2 с измери-
тельным элементом ИЭ и усилителем постоянного тока УПТ.
Рис. 1.8. Структурная схема стабилизатора с двумя регулирующими
элементами (РЭ\ включен на стороне переменного тока, РЭ2 — в це-
пи постоянного тока последовательно с нагрузкой)
31
Рис. 1.9. Структурная схема тиристорного стабилизатора
Отличием в работе первого стабилизатора является то, что его
измерительный элемент подключен не на выход выпрямленного
напряжения, снимаемого после выпрямителя В и фильт.ра Ф, а сле-
дит за падением напряжения на регулирующем транзисторе РЭг
непрерывного стабилизатора, поддерживая напряжение эмиттер-
коллектор РЭ2 постоянным при изменении входного напряжения
питающей сети Uc или при изменении тока, протекающего через на-
грузку Ри. Этим достигается существенное уменьшение мощности
потерь иа регулирующем транзисторе РЭ2, уменьшаются габариты
его радиатора.
Тиристорный стабилизатор выполняется по структурной схе-
ме, приведенной на рис. 1.9. В качестве регулирующего элемента в
стабилизаторе используются регулируемый выпрямитель ВР на ти-
ристорах. В отличие от регулируемого выпрямителя на рис. 1.2
здесь введен измерительный элемент ИЭ, подключенный к выходно-
му напряжению Ua, за которым осуществляется слежение в замкну-
той цепи регулирования. В тиристорном стабилизаторе осуществля-
ется фазовое управление стабилизацией выходного напряжения.
Синхронизация управляющих сигналов осуществляется с часто-
той переменного входного напряжения, подаваемого от трансфор-
матора TV на схему управления СУ.
При увеличении, например, входного напряжения питания воз-
растает уровень сигнала, поступающего от измерительного элемента
ИЭ на схему управления СУ, в которой происходит задержка вклю-
чения тиристора на определенный угол, отсекая вертикальную часть
входной синусоиды так, что среднее значение выходного выпрям-
ленного напряжения t/H.остается постоянным с определенной точ-
ностью.
Импульсные стабилизаторы
Импульсный последовательный стабилизатор (понижающего ти-
па) выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.10, а,
в которой регулирующий элемент РЭ и дроссель фильтра L включе-
Рис. 1.10. Структурная схема импульсного последовательного стаби-
лизатора (понижающего типа)
32
ны последовательно с нагрузкой /?н. В качестве РЭ используется
транзистор, работающий в режиме переключений, при котором ои
поочередно находится в режиме насыщения (когда он полностью от-
крыт) или в режиме отсечки (когда он полностью закрыт). При от-
крытом транзисторе в течение времени /и (рис. 1.10, б) энергия от
входного источника постоянного тока Ua (или выпрямителя с выход-
ным напряжением (70) передается в нагрузку через дроссель L, в
котором накапливается избыточная энергия. При закрытом транзис-
торе в течение времени /п накопленная в дросселе энергия через
диод VD передается в нагрузку.
Период коммутации (преобразования) равен:
Та = 4 +- ta.
Частота коммутации (преобразования):
Отношение длительности открытого состояния транзистора, прн
котором генерируется импульс напряжения длительностью ta к пе-
риоду коммутации Тп называется коэффициентом заполнения:
? = /и/Тп = /и/(Ги + Гп) = /и^п. (1.22)
Иногда при расчетах удобно пользоваться скважностью:
<2 = 1/у = Тп//и = (Ги + (п)/<и=1Ди fn- (1-23)
В импульсном стабилизаторе регулирующий элемент РЭ преоб-
разует (модулирует) входное постоянное напряжение Un (Ua) в се-
рию последовательных импульсов определенной длительности и час-
тоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L
и конденсатора С демодулирует их опять в постоянное напряжение
UH. При изменении входного напряжения Un (Uo) или тока в на-
грузке Ra в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной
связи (рис. 10, а), состоящей из измерительного элемента ИЭ и схе-
мы управления СУ, длительность импульсов изменяется таким об-
разом, что выходное напряжение Un остается стабильным с опреде-
ленной степенью точности.
Импульсный режим работы позволяет значительно уменьшить
мощность потерь в регулирующем элементе и тем самым повысить
КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты.
В этом состоит решающее преимущество импульсных стабилизато-
ров перед непрерывными стабилизаторами.
Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управле-
ния регулирующим транзистором могут выполняться с широтно-им-
пульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсной модуляцией
(ЧИМ) или релейного типа. В ШИМ стабилизаторах в процессе рабо-
ты изменяется длительность импульса ta, а частота коммутации ос-
тается неизменной, в ЧИМ стабилизаторах изменяется частота ком-
мутации, а длительность импульса tK остается постоянной, в релей-
ных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения изменя-
ется и длительность импульса и частота; это является их основным
недостатком, ограничивающим применение.
Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа)
выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.11, в ко-
торой регулирующий элемент РЭ (транзистор) подключен параллель-
но нагрузке RH и также работает в импульсном режиме. Диод
2 Зак. 726 33
Рис. 1.11. Структурная схема им-
пульсного параллельного стабили-
затора (повышающего типа)
Рис. 1.12. Структурная схе-
ма импульсного параллель-
ного инвертирующего стаби-
лизатора
блокирует нагрузку /?н и конденсатор фильтра С от регулирующего
элемента РЭ. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от ис-
точника питания Un протекает через дроссель L, запасая в нем энер-
гию. Диод VD при этом отсекает (блокирует) нагрузку и не позволя-
ет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий
транзистор. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает
только от конденсатора С. В следующий момент, когда регулирую-
щий транзистор закрыт, ЭДС самоиндукции дросселя L суммирует-
ся с входным напряжением и энергия дросселя отдается в нагрузку;
при этом выходное напряжениеоказывается больше входного напря-
жения питания Un (Uo). В отличие от схемы на рис. 1.10 здесь дрос-
сель не является элементом фильтра, а выходное напряжение стано-
вится больше входного на величину, определяемую индуктивностью
дросселя L и скважностью работы регулирующего транзистора, оп-
ределяемой по формуле (1.22).
Схема управления стабилизатором на рис. 1.11 построена та-
ким образом, что при повышении, например, входного напряжения
питания Un (Ug) уменьшается длительность открытого состояния
/и регулирующего транзистора на такую величину, что выходное
напряжение UH остается неизменным с Определенной степенью
точности.
Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор вы-
полняется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.12.
В отличие от предыдущей схемы здесь параллельно нагрузке /?и
включен дроссель L, а регулирующий элемент РЭ включен после-
довательно с нагрузкой. Блокирующий диод отделяет конденсатор
фильтра С и нагрузку /?н от регулирующего элемента.
Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования)
полярности выходного стабильного напряжения UH относительно по-
лярности входного напряжения питания.
Из рассмотренных схем наибольшее применение находит после-
довательный импульсный понижающий стабилизатор (рис. 1.11),
в котором сглаживание пульсации осуществляется KDLC-фильт-
ром. В стабилизаторах повышающего типа (рис. 1.11 и рис. 1.12)
дроссель L ие участвует в сглаживании пульсации выходного посто-
янного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации дости-
гается только за счет увеличения емкости конденсатора С. Это при-
водит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в це-
лом.
34
Транзисторные преобразователи
В источниках питания, потребляющих энергию от источников
постоянного тока, например аккумуляторов, солнечных батарей и
т. п., транзисторный преобразователь является основным функ-
циональным узлом, преобразующим один номинал входного напря-
жения постоянного тока в ряд постоянных напряжений различных
номиналов и полярности, гальванически развязанных друг от друга
и от шин первичного питания. Транзисторный преобразователь
является также центральным функциональным узлом в источниках
питания с бестрансформаторным входом (ИПБВ), потребляющих
энергию от сети переменного тока промышленной частоты. При этом
в источниках питания находят применение как однотактный, так
и двухтактные транзисторные преобразователи.
Однопгакпгный преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной на рис. 1.13. Здесь транзистор VT, работающий
в режиме переключений с трансформатором TV и цепью положитель-
ной обратной связи ОС, образуют автогенератор (блокинг-генера-
тор). Последний преобразует входное постоянное напряжение пита-
ния Оа в прямоугольные импульсы определенной длительности и
частоты. При открытом транзисторе к первичной обмотке трансфор-
матора прикладывается входное напряжение питания Un; в тран-
сформаторе запасается энергия, которая при закрытом транзисторе
поступает на вход выпрямителя В. Фильтр Ф сглаживает пульсацию
выпрямленного напряжения t/0 на нагрузке RH.
Двухтактный преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной на рис. 1.14, на транзисторах V7\ и VT2, к кол-
лекторам которых подключена первичная обмотка трансформатора
TV. Источник входного напряжения питания t/n подключается к
эмиттерам транзисторов и среднему выводу первичной обмотки тран-
сформатора.
При включении напряжения питания Un в автогенераторе воз-
никают колебания и постоянное напряжение (7П преобразуется в
переменное напряжение прямоугольной формы, которое затем вы-
прямляется выпрямителем В и сглаживается фильтром Ф. В источ-
никах питания находят применение два типа двухтактных автогене-
раторов: с насыщающимся и иенасыщающимся силовым трансформа-
тором.
В автогенераторах с насыщающимся силовым трансформатором
переключение транзисторов осуществляется за счет смены полярно-
сти напряжения на обмотках трансформатора в момент насыщения
сердечника. В этих преобразователях цепь обратной связи ОС (ба-
зовые обмотки) находится на общем магнитопроводе трансформатора
питания. Частота преобразования определяется параметрами транс-
форматора и напряжением на его первичной (коллекторной) обмот-
ке. Основным недостатком таких преобразователей является резкое
2*
Рис. 1.13. Структурная схема однотактного преобразователя
<5
Рис. 1.14. Структурная схема двухтактного преобразователя
увеличение тока через открытый транзистор в момент его насыщения,
что вызывает дополнительные потери мощности в транзисторах.
В автогенераторах с иенасыщайэщимся силовым трансформато-
ром переключение транзистора осуществляется за счет введения в
цепь обратной связи ОС дополнительных элементов, которые пере-
ключают транзистор до насыщения трансформатора. В качестве та-
ких переключающих элементов может использоваться маломощный
переключающий трансформатор, дроссель насыщения или /?С-цепи.
Двухтактные преобразователи с насыщающимся и иенасыщаю-
щимся трансформатором ввиду их простоты и высокой надежности
широко используются в источниках питания с выходной мощностью
до нескольких десятков ватт.
Преобразователь с усилителем мощности выполняется по струк-
турной схеме, приведенной на рис. 1.15. Здесь в преобразователь
входят два функциональных узла: усилитель мощности УМ и зада-
ющий генератор ЗГ, который управляет режимом переключения
транзисторов усилителя мощности. Трансформатор TV, выпрями-
тель В и фильтр Ф, обеспечивающие постоянное напряжение Uo в
нагрузке, подключаются к усилителю мощности, который обычно
выполняется по двухтактной или мостовой схеме на мощных тран-
зисторах. В качестве задающего генератора, который управляет
переключением силовых транзисторов усилителя мощности, исполь-
зуются рассмотренные выше двухтактные преобразователи с само-
возбуждением. В высокочастотных преобразователях используются’
автогенераторы на операционных усилителях или иа логических
элементах с внешними /?С-цепями, задающими частоту преобразова-
теля до 200 кГц и выше.
Достоинством преобразователей с усилитёлем мощности явля-
ется отсутствие влияния изменения нагрузки и входного питающего
Рнс. 1.15. Структурная схема преобразователя с усилителем мощно-
сти
36
Рис. 1.16. Структурная схема преобразователя с входным стабилиза-
тором напряжения
напряжения на частоту преобразования; в них также просто органи-
зуется управление работой силовых транзисторов по любому тре-
буемому закону.
В транзисторных преобразователях, выполненных по рассмот-
ренным структурным схемам, выходное напряжение (70 изменяется
при изменении входного питающего напряжения t/n или тока на-
грузки. Стабилизация выходного напряжения реализуется в специ-
альных схемах стабилизирующих преобразователей.
Преобразователи с входным стабилизатором напряжения вы-
полняются по структурной схеме, приведенной на рис. 1.16. Центра-
лизованный стабилизатор CHlt на вход которого подается напряже-
ние питающей сети постоянного тока Un, обеспечивает стабильное
напряжение [/п1, от которого питается преобразователь ПН. Источ-
ник, выполненный по структурной схеме на рис. 1.16, может быть
однокаиальным или многоканальным. Выходное напряжение U01
после выпрямителя и фильтра имеет точность не лучше 3—5% .
Для получения более высокой стабильности (0,1 — 1%) после выпря-
мителя включается непрерывный стабилизатор (СН2) по второй
цепи (В2, Ф2).
Преобразователи с входным стабилизатором широко применя-
ются в многоканальных ИВЭ. При этом в зависимости от выходной
мощности применяются различные типы стабилизаторов. Преобра-
зователи с входным непрерывным стабилизатором используются
при выходной мощности от долей до единиц ватт. Стабильное напря-
жение питания Unl < Un, вследствие этого на регулирующем тран-
зисторе стабилизатора падает значительное напряжение; КПД та-
кого стабилизирующего преобразователя не выше 0,5.
Преобразователи с входным импульсным стабилизатором
используются при выходной мощности от единиц до десятков ватт;
они имеют более высокий КПД (0,6—0,8). В большинстве маломощ-
ных ИВЭ применяются импульсные последовательные стабилизато-
ры, в которых выходное напряжение УП1 < 1/п. В более мощных
преобразователях (до сотни ватт и более) в качестве входного исполь-
зуется импульсный стабилизатор повышающего типа или вольтодо-
бавочный стабилизатор (ВДС). В этих устройствах Unl > Un, сле-
довательно, потребляемый преобразователем ток меньше по сравне-
нию с понижающим стабилизатором при одинаковой выходной
мощности.
Преобразователи с входным стабилизатором генерируют пере-
менное напряжение прямоугольной формы, что позволяет существен-
но уменьшить массу и габариты сглаживающих фильтров. Это осо-
бенно важно для многоканальных ИВЭ с маломощными выходными
цепями.
Регулируемый преобразователь выполняется по структурной
схеме, приведенной на рис. 1.17, а, в которой реализуется одновре-
37
меино две функции — преобразование и стабилизация напряжения.
Преобразователь, состоящий из задающего генератора ЗГ и усили-
теля мощности УМ, управляется схемой СУ, в состав которой входит
широтно-импульсиый модулятор (ШИМ). Выходное прямоугольное
переменное напряжение преобразователя имеет паузу на нуле /п
(рис. 1.-17, б), изменением которой и достигается стабильность по
среднему значению выходного выпрямленного напряжения. Изме-
рительный элемент ИЭ включен по одной выходной цепи (В2, Фа).
При возрастании выходного напряжения £/Н2, например за счет
увеличения входного напряжения Un или уменьшения тока нагруз-
ки, выделенный в ИЭ сигнал поступает в схему управления СУ,
где ШИМ увеличивает длительность паузы /п так, что выходное на-
пряжение (7Н2 остается стабильным с определенной степенью точ-
ности.
Наличие паузы с переменной длительностью в выходном напря-
жении преобразователя определяет требования к сглаживающему
фильтру выпрямленного напряжения, который должен начинаться с
индуктивности в каждой выходной цепи. Наличие LC-фильтров, а
также то, что слежение ведется только за одной выходной цепью, оп-
ределяют область рационального применения регулируемых преоб-
разователей в одноканальных ИВЭ или в многоканальных ИВЭ,
имеющих одну мощную выходную цепь, за которой ведется слежение,
и две-три маломощных цепи, на выходе которых устанавливаются
непрерывные стабилизаторы.
Регулируемый преобразователь с бестрансформаторным входом,
структурная схема которого приведена на рис. 1.18, работает от сети
переменного тока, напряжение которой Uc подается непосредствен-
но на выпрямитель Вх с фильтром Фх без входного силового транс-
форматора; за счет этого существенно уменьшается масса и габариты
ИВЭ.
Выпрямленное напряжение (70 преобразуется стабилизирую,
щим преобразователем СП, который работает на высокой частоте:
38
СУ «— из
Рис. 1.18. Структурная схема регулируемого преобразователя с бес-
трансформаторным входом
20—60 кГц, поэтому трансформатор TV, обеспечивающий требуе-
мый уровень выходного напряжени я, имеет малую массу и габариты.
Стабилизация выходного напряжения реализуется в преобразова-
теле СП, например, с помощью ШИМ.
Глава вторая
Характеристики и режимы работы элементов
источников вторичного электропитания
2.1. Полупроводниковые диоды
Основные параметры. Полупроводниковые диоды в ИВЭ ис-
пользуются для выпрямления переменного напряжения в постоян-
ное. При этом диоды работают в широком диапазоне напряжений и
токов — от долей вольта до десятков и сотен киловольт и от единиц
микроампер до сотен ампер. Частотный диапазон выпрямленных
переменных напряжений также очень широкий — от промышлен-
ной частоты в ИВЭ, работающих от стационарных сетей энерго-
снабжения до десятков н сотен килогерц в ИВЭ с промежуточной
частотой преобразования. Вследствие этого в источниках электро-
питания используется большое количество различных типов диодов,
позволяющих преобразовывать переменные напряжения в постоян-
ные с минимальными потерями и при минимальных габаритах и
массе устройств.
Выпрямительные свойства силовых диодов характеризуются ря-
дом параметров, определяющих токи и напряжения в прямом и об-
ратном направлениях. Эти параметры определяются вольт-амперной
характеристикой (ВАХ) диода, приведенной иа рис. 2.1. Прямая
ветвь ВАХ характеризуется следующими параметрами по напряже-
нию: ипр — постоянное прямое напряжение — значение постоянно-
го напряжения на диоде, обусловленное постоянным прямым током
диода; t/пр.ср —среднее за период значение прямого напряжения
при заданном среднем прямом токе через диод; (/пор — пороговое
напряжение — значение постоянного прямого напряжения выпрями-
тельного диода в точке пересечения с осью напряжений прямой ли-
нии, аппроксимирующей ВАХ в области больших токов (А Б на рис.
2.1).
39
Параметры прямой ветви ВАХ по току: 7пр — постоянный пря-
мой ток диода; 7Пр.ср — среднее за период значение прямого тока,
'пр.д — действующий прямой ток выпрямительного диода; 7Пр.и.п.
— повторяющийся импульсный прямой ток — наибольшее мгно-
венное значение прямого тока выпрямительного диода, включая по-
вторяющиеся переходные токи; 7вп.ср — средний выпрямленный
ток диода за период, учитывающий прямой и обратный токи выпря-
мительного диода.
Наклон касательной АБ иа рис. 2.1 определяет динамическое
сопротивление диода в прямом направлении
гдин = (^пр ^пор)/^пр- (2-1)
Прямая ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется
также дифференциальным сопротивлением
гдиф - А^пр/А/Пр, (2.2)
представляющим собой отношение малого приращения напряжения
диода (ДУПр) к малому приращению прямого тока (AZnp) в нем при
заданном режиме по току в прямом направлении.
Обратная ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется
следующими параметрами: УОбр — обратным напряжением — зна-
чением постоянного напряжения, приложенного к диоду в обратном
направлении; £/обр.и — рабочим импульсным обратным напряже-
нием — наибольшим мгновенным значением обратного иапряжеиня
диода без учета повторяющихся и неповторяющихся переходных
напряжений; Уобр.итах—максимальным импульсным обратным
напряжением — наибольшим мгновенным значением обратного на-
пряжения диода, включая повторяющиеся переходные напряжения;
(7Проб — пробивным напряжением диода — значением обратного
напряжения, вызывающего пробой перехода диода, при котором об-
ратный ток достигает заданного значения; 70бр — постоянным об-
ратным током диода; /обр.и — импульсным обратным током диода—
значением обратного тока диода, обусловленным повторяющимся
импульсный обратным напряжением; 70бр-ср —средним обратным
током — средним за период значением обратного тока выпрямитель-
ного диода.
Рис. 2.1. Типовая вольт-амперная характеристика выпрямительного
диода
40
В ИВЭ с высокочастотным
преобразованием энергии исполь-
зуются импульсные или высокоча-
стотные силовые диоды, которые
кроме статических параметров,
определяемых по ВАХ, характе-
ризуются параметрами, опреде-
ляющими их инерционные свойст-
ва при переключении диода с пря-
мого тока на обратное напряже-
ние (рис. 2.2). В момент времени
tlt когда происходит смена поляр-
ности входного напряжения из-за
инерционности носителей заряда,
Рис. 2.2. Токи через выпрями-
тельный диод в прямом и об-
ратном направлениях
диод еще некоторое время остается
открытым и через него в обрат-
ном направлении протекает обратный ток 7Обр.и> значение которого
зависит от характера нагрузки выпрямителя и длительности фронта
входного переменного напряжения. Интервал времени t1 — t2 на-
зывается временем рассасывания неосновных носителей заряда в
базе диода, а /х— t3 — временем обратного восстановления диода.
Время обратного восстановления диода /вос. обр является ос-
новным параметром выпрямительных диодов, характеризующим их
инерционные свойства. Оно определяется как время переключения
диода с заданного прямого тока (/ПР1) на заданное обратное напря-
жение от момента прохождения тока через нулевое значение до мо-
мента достижения обратным током заданного значения (/o6pi)-
Для ориентировочных расчетов можно принять
/вое.обр ~ тэфф In (1 -{-/пр/^обр и) (2-3)
где тэфф — эффективное время 'жизни неравновесных1 носителей за-
ряда диода, которое характеризует скорость убывания концентрации-
неравновесных носителей заряда диода вследствие рекомбинации как
в объеме тОб, так и на поверхности полупроводника тпов и опреде-
ляется из соотношения
1/Тэфф — 1 /тоб -]- 1 /тпов. (2.4)
Мощность, рассеиваемая диодом в схеме выпрямителя, состоит
из мощности потерь в прямом направлении /’пр.ср, мощностй потерь
в обратном направлении Робр.ср и мгновенной мощности РБос.обр>
рассеиваемой при обратном восстановлении диода:
Рд = /’пр.ср~|- /’обр.ср +/’вое. обр (2.5)
Потери мощности в диоде в прямом направлении в соответствии
с аппроксимацией на рис. 2.1 :
/’пр. ср = 0,5/Пр.ср £/пр.ср (I -|- £/Пор///пр.ср) (2.6)
При приближенных расчетах с погрешностью не более 10—20%
в сторону завышения статические потери в диоде в прямом направ-
лении могут вычисляться по формуле
^пр.ср ~/пр.ср £/пр.ср- (2.7)
Потери мощности в диоде в обратном направлении ориентиро-
вочно определяются по формуле
/’обр.ср ~ /обр //обр- (2.8)
41
Потери в диоде на этапе восстановления обратного сопротивле-
ния определяются по формуле
Гное. обр ~0>5/пр.ср t/np.cp тэфф f (2.9)
Для ряда силовых диодов в справочных данных указывается
максимальная частота выпрямленного переменного напряжения,
выше которой диоды использовать не рекомендуется без снижения
прямого тока вследствие увеличения потерь мощности.
Мощность потерь Ря, определяемая по формуле (2.5), является
максимальной постоянной нли средней за период мощностью, рассеи-
ваемой диодом, при которой он может длительно работать, не изме-
няя своих параметров за,счет повышения температуры его перехода
Тп. Для кремниевых диодов Та = 150—200 °C. Связь между пре-
дельно допустимой температурой перехода Т„ тах, при превышении
которой диод теряет свои выпрямительные свойства, температурой
корпуса Тк и выделяемой мощностью для выпрямительных диодов,
устанавливаемых на радиатор, определяется по формуле
Рд ~ (7\i щах — к • (2-Ю)
Для маломощных диодов, работающих без радиатора
^д~(Сптах CcIWi.c (2-11)
Температура окружающей среды Тс обычно известна, а Тк легко
измерить. Тепловые сопротивления приводятся в справочной литера-
туре, например [4,7].
Разновидности диодов и диодных сборок. В выпрямителях сов-
ременных ИВЭ используются, в основном, кремниевые полупро-
водниковые диоды. По назначению их можно разделить на три груп-
пы: малой, средней и большой мощности.
Выпрямительные диоды малой мощности выпускаются промыш-,
ленностью на прямые токи от десятка миллиампер до 300 мА. Обрат-
ное напряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до
1200 В, а обратные токн — от десятка микроампер до 300 мкА. Обыч-
но маломощные диоды применяются в выпрямителях без дополни-
тельных теплоотводов. Типовыми представителями этого класса яв-
ляются дноды 2Д106А, для которых /Пр.Ср = 0,3 А, (70бр = 100 В,
2Д237Б с /пр.ср = 0,3 А, (7обр = 400 В и др.
Выпрямительные диоды средней мощности выпускаются про-
мышленностью на токи от 0,3 до 10 А. Большой прямой ток в этих
диодах достигается увеличением размеров кристалла. Обратное на-
пряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до 800 В,
а обратные токи—до 300 мкА. Теплота, выделяемая в диодах сред-
ней мощности от протекания прямого и обратного токов, уже не мо-
жет быть рассеяна корпусом диода, поэтому они устанавливаются на
теплоотводящие радиаторы.
Мощные выпрямительные диоды выпускаются промышленно-
стью иа токи 10 , 25, 40 и т. д. до 1000 А и обратные напряжения до
3500 В. Конструкция корпуса таких диодов рассчитана на установку
их на радиатор. В выпрямителях с мощными диодами может приме-
няться воздушное или жидкостное охлаждение.
При выборе силовых диодов для выпрямителей необходимо учи-
тывать также инерционные свойства диодов, особенно это относится
к ИВЭ с преобразователями, работающими на высокой частоте
(50—100 кГц и выше). В настоящее время промышленность выпус-
кает ряд высокочастотных диодов и диодных сборок, параметры ие-
42
Т а б л н ц a 2.1
Основные параметры некоторых импульсных и высокочастотных
диодов и диодных сборок
Тип диода или сборки а 'П^°п р. и СО а а £ ^обр’ ^ВОС.обр’ мкс Схема соединения
2Д510А 50 0,2 1,1 0,01 0,004 Рис. 2.4, а
КД522А 50 0,1 1,1 0,002 0,004 Рис. 2.4, а
КДС523А 50 0,02 1 0,005 0,004 Рис. 2.4, б
2Д906А 75 0,1 1 0,002 0,002 Рис. 2.4, з
2Д212А 200 1 1 0,05 0,3 Рнс. 2.4, а
2Д213Б 200 10 1,2 0,2 0,17 Рис. 2.4, а
КД220А 400 3 1,2 0,1 0,5 Рис. 2.4, а
КД220Б 600 3 1,2 0,1 0,5 Рис. 2.4, а
КД220Г 1000 3 1,2 0,1 0,5 Рис. 2.4, а
КД219А 15 10 0,6 20 0,03 Рис. 2.4, а
КД219Б 20 10 0,6 20 0,03 Рис. 2.4, а
К542НД1 50 0,5 1,2 0,1 1,0 • Рис. 2.4, з
К542НД2 50 0,5 1,2 0,1 1,0 Рис. 2.4, е
К542НДЗ 50 0,5 1,2 0,1 1,0 Рнс. 2.4, ж
К542НД4 50 0,5 1,2 0,1 1,0 Рнс. 2.4, в
К542НД5 50 0,5 1,2 0,1 1,0 Рис. 2.4, д
которых из инх приведены в табл, 2.1. Среди иих следует отметить
диоды с барьером Шотки (КД219). Достоинством диодов с барьером
Шотки является то, что одновременно с высоким быстродействием
у них прямое падение напряжения йдвое меньше, чем у диффузион-
ных кремниевых диодов. Недостатком их является малое обратное
напряжение и большие обратные токн при максимальной рабочей
температуре.
Типовые характеристики диодов с барьером Шотки приведены
на рис. 2.3, из которых видно, что при токе 1А прямое падение на-
пряжения составляет 0,5—0,4 В в диапазоне температур от —60
до +125° С (рис. 2.3, а), обратный ток изменяется от 0,012 до
10 мА (рис. 2.3, б). Следует отметить, что величина обратного тока
в диодах с барьером Шотки также зависит от прямого тока. В связи
с этим при расчетах выпрямителей и режимов работы диодов с барь-
ером Шотки необходимо учитывать потери мощности в прямом и об-
ратном направлениях.
Наряду с выпуском множества типов диодов промышленность
выпускает ряд сборок, представляющих собой конструктивно закон-
ченные элементы, в которых размещено различное число полупро-
водниковых диодов, .соединенных по определенной схеме. Наличие
диодных сборок позволяет оптимизировать конструкцию, улучшать
массогабаритные и эксплуатационные характеристики ИВЭ. Среди
диодных сборок различают диодные матрицы, выпрямительные бло-
ки и высоковольтные столбы.
Диодные матрицы — это выпрямительные сборки,
используемые, в основном, в низковольтных маломощных выпрями-
телях на токи порядка 0,1 А при обратном напряжении не более 50 В.
43
Рис. 2.3. Вольт-амперные характеристики диодов с барьером Шотки:
а — в прямом направлении; б — в обратном направлении
Электрические параметры некоторых диодных матриц, наиболее
часто применяемых в ИВЭ, приведены в табл. 2.1, а схемы соедине-
ний диодов в иих показаны на рис. 2.4. Диодные матрицы 2Д906А,
КДС523А выпускаются в пластмассовых малогабаритных корпусах,
а диодные матрицы К542НД1-5 — в металлокерамическом корпусе.
Выпрямительные блоки — это сборки диодов,
соединенных в однофазную или трехфазную мостовую схему; они
используются в выпрямителях средней мощности на токи 1—3 А
при обратных напряжениях до 600 В.
Высоковольтные столбы выполняются из после-
довательно соединенных диодов и предназначаются для работы в вы-
соковольтных выпрямителях; они выпускаются на обратные напря-
жения до' 15 кВ и выпрямленные токи до 1А.
°—Й----О О---й--° о--й-.й-----о О--й---
°--й---о о--й-1 - й---° о--й—
“> А 6) г)
Рис. 2.4. Схемы диодных сбо-
рок
44
2.2. Полупроводниковые стабилитроны
В полупроводниковых стабилитронах областью стабилизации
напряжения является обратная ветвь ВАХ (рис. 2.5), когда прило-
женное обратное напряжение, достигнув определенного значения,
вызывает пробой р-п перехода. Значение тока пробоя ограничивают
при помощи активного внешнего резистора так, чтобы рассеиваемая
в стабилитроне мощность не превышала допустимой. Режим огра-
ниченного пробоя характеризуется тем, что в области изменения то-
ка пробоя от Iст mtn до /Ст max (рис. 2.5) напряжение £/ст иа стаби-
литроне мало изменяется.
Полупроводниковые стабилитроны выпускаются на напряже-
ние стабилизации от единиц до сотен вольт при токах стабилизации
от долей миллиампер до нескольких ампер. Производственный раз-
брос напряжения стабилизации составляет обычно 5 или 10% номи-
нального значения Ост для различных типов стабилитронов.
Важным параметром -стабилитронов является температурный
коэффициент напряжения стабилизации (ТКН) «л, % °C, который оп-
ределяется как отношение относительного изменения, напряжения
стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей
среды при постоянном значении тока стабилитрона:
At7CT
ан = -,7 ЛТ--10°. (2.12)
С/ст /а/
где Д/Уст = ^ет2 — Uvn — разность напряжений стабилизации,
измеренных при температурах Т2 и 7\ соответственно (ДТ = Т2—
— Тг). Для низковольтных стабилитронов (£/ст = 3,3 -? 5,6 В) ТКН
имеет отрицательное значение, а для стабилитронов с t/CT > 6В зна-
чение ап имеет положительный знак. При напряжениях стабилиза-
ции около 6 В ан имеет переменный знак.
Прямая ветвь ВАХ кремниевый диодов и стабилитронов имеет
отрицательный ТКН. Поэтому для приборов с /7СТ 6 В может быть
введена термокомпенсацня их положительного ТКН путем последо-
вательного включения в прямом направлении диодных переходов,
размещаемых в одном корпусе со стабилитроном. Для термокомпеи-
сироваиных стабилитронов ТКН составляет 0,0005—0,01%.
Временная нестабильность напряжения стабилизации 6<7СТ —
величина, показывающая дрейф напряжения стабилитрона за опре-
деленное время работы; она определяется отношением максималь-
ного изменения напряжения стабилизации от своего начального ус-
тановившегося значения за определенный интервал времени к на-
чальному установившемуся значению напряжения стабилизации.
Большое число типов стабилитронов, выпускаемых промышлен-
ностью, позволяет при проектировании ИВЭ выбрать необходимый
прибор, наиболее полно удовлетворяющий требованиям, предъяв-
ляемым к электрическим параметрам н конструкции разрабатывае-
мой аппаратуры. Стабилитроны, используемые в ИВЭ, можно раз-
делить на две группы: общего назначения и термокомпенсирован-
ные (прецизионные).
Основные справочные данные некоторых типов стабилитронов
общего назначения приведены в табл. 2.2, где кроме напряжения и
тока стабилизации даны значения дифференциального сопротивле-
ния стабилитрона гст при заданном токе стабилизации и максималь-
ной постоянной или средней мощности Рст таж, рассеиваемой на ста-
45
Рис. 2.5. Вольт-амперная характера
стика стабилитрона
Рис. 2.6. Вольт-ампериая характери-
стика стабистора
билитроне, при которой обеспечивается заданная надежность. В
табл. 2.2 приведены также данные стабисторов.
Стабисторы — полупроводниковые стабилитроны, в которых об-
ластью стабилизации является прямая ветвь ВАХ (рис. 2.6). В ди-
апазоне изменения прямого тока от некоторого значения /ст. тщ
До /ст max напряжение на стабисторе С/Ст остается неизменным с оп-
ределенной точностью. Эти приборы используются в цепях, где не-
обходимо получить напряжение стабилизации 1—2 В при токах до
100 мА.
Таблица 2.2
Электрические параметры некоторых типов стабилитронов
и стабисторов общего иазиачеиия
Тип ста- билитрона ^ст- В мА ст' rCT ан. %/°С £ к о ё Q о»
min max о при /ст, мА
2С107А О.7±0.07 1 100 7 10 -0,3 0,3
2С113А 1.3 ±0.1 3 1 100 12 10 -0.3—0.4 0.3
2С119А 1,9±0,9 1 100 15 10 -0,4-0.5 0.3
2С133А 3,3±0.3 3 81 65 10 -0,11 0,3
2СМ139Б 3,9±0,4 3 26 60 10 -0, 1 0,3
2С147В 4,7±0.2 1 26,5 150 5 -0,07 0,05
2С156В 5,6±0,3 1 22,4 100 5 0,07 0. 1
2С162Б-1 6, 2±0,4 0.5 3 15 3 ±0,06 0,021
2С168Х 6.8±0,3 0.5 3 200 о;5 ±0,05 0,02
2С175Ж 7» 5Н-0»4 3 17 40 4 0,065 0,125
2С213Б 13±0,65 3 10 25 5 0.075 0,125
Д814А 7 — 8,5 3 40 6 5 0,07 0,34
Д814В 9- 10,5 3 32 12 5 0,09 0,34
Д817Г 100±10 5 50 82 50 0,18 5.0
2С980А 180± 18 2.5 28 220 25 0,16 5.0
Д815В 8,2±1,23 59 960 1 1000 ±0,09 8,0
Д815Г 1 0± 1 25 800 2,7 500 0, 1 8,0
Д815Ж 18±1,8 25 460 3 500 0,14 8,0
2С147Т-1 4.7±0.2 1 10,6 220 3 — 0,08 0,05
2С156Т-1 5.6±0.3 1 9 160 3 -0,04 0,05
2С168К-1 6,8±0.3 0,5 3 220 0,5 ±0. 01 0, 02
46
Таблица 2.3
Параметры некоторых типов термокомпеисироваиных прецизионных
стабилитронов
Тип стаби- литрона (Уст, В /ст, мА аст, %/’С бС/ст, мВ/ч р ст max' Вт
min max
Д818Е 9±0,45 3 23 ±0,001 10/2000 0,3
КС191Л 9,1 ±0,47 5 15 0,002 0,5/5000 0,15
КС191М 9,1 ±0,47 5 15 0,001 0,5/5000 0,15
КС191Н 9,1 ±0,47 5 15 0,0005 0,5/5000 0; 15
По назначению стабилитроны можно разделить на стабилитро-
ны малой, средней и большой мощности.
Стабилитроны малой мощности рассеивают мощность 0,1 —
0,3 Вт; онн выпускаются на дискретный ряд напряжений стабили-
зации от 3,3 до 100 В в корпусах различной конструкции и исполь-
зуются, в основном, как источники опорного напряжения в компен-
сационных стабилизаторах. Это наиболее обширный класс приборов,
насчитывающий более сотни типов.
Стабилитроны средней мощности (0,3—5) Вт выпускаются с на-
пряжением стабилизации от 3,3 до 180 В и используются в пара-
метрических стабилизаторах или в цепях ограничения выбросов на-
пряжения.
Стабилитроны большой мощности (РСт 8 Вт) выпускаются
на напряжение 5—20 В н предназначаются, в основном, для исполь-
зования в параметрических стабилизаторах.
Термокомпенсированные прецизионные стабилитроны предназ-
начаются для использования в качеств источников опорного напря-
жения в компенсационных стабилизаторах, в которых требуется по-
лучить точность стабилизации выходного напряжения не хуже 1%
в широком диапазоне изменения температуры окружающей среды.
Они также находят широкое применение в различных измеритель-
ных устройствах как источники эталонного напряжения.
Основные параметры некоторых типов термокомпеисирован-
иых прецизионных стабилитронов приведены в табл. 2.3.
Для термокомпенсированных стабилитронов важнейшим пара-
метром (Кроме ТКН) является величина дрейфа напряжения стаби-
лизации о(7ст. При этом различают быстрый дрейф в течение време-
ни от нескольких секунд до 5—10 мин после включения и медленный
дрейф в течение сотен и тысяч часов непрерывной работы. Результаты
проведенных исследований [9,16] показывают, что кратковременный
дрейф для термокомпеисироваиных стабилитронов составляет
± (0,001) ~ 0,0001) %, а длительный дрейф ие превышает ± (0,1
0,001) % за 1—3 года-:
2.3. Тиристоры
Тиристор — это четырехслойиый р-п-р-п полупроводниковый
прибор (рис.2.7, а, б), который используется в ИВЭ в качестве элект-
ронного ключа. Он включается при подаче иа управляющий элект-
47
род УЭ короткого положительного импульса при условии, что на
анод А подано положительное по отношению к катоду К напряжение.
Статические ВАХ тиристора приведены иа рис. 2.7, в. В открытом
состоянии прямой ток через тиристор ограничивается сопротивле-
нием нагрузки. Закрывается тиристор изменением полярности анод-
ного напряжения н уменьшением тока удержания до значения мень-
ше /уд.т- В настоящее время существуют также полностью управ-
ляемые тиристоры, которые запираются подачей отрицательного
импульса иа УЭ, однако из-за значительной мощности управления
такие тиристоры не находят широкого применения в ИВЭ.
Из рассмотрения статических ВАХ на рис. 2,7 в видно, что ти-
ристор можно привести в открытое состояние путем увеличения при-
ложенного к нему прямого напряжения до критического значения
^вкл т без воздействия на управляющий переход (7у = 0). Тирис-
тор может также перейти в открытое состояние и при меньшем значе-
нии напряжения, чем U^K„ т, если скорость его нарастания доста-
точно высока. Однако такое включение тиристора нежелательно, по-
этому тиристоры нормально работают при входном синусоидальном
напряжении, скорость нарастания которого составляет несколько
десятков вольт за микросекунду.
Для тиристора различают параметры, относящиеся к цепи ос-
новного тока и цепи управления. Основная цепь тиристора, кроме
параметров прямого тока, аналогичных параметрам сиговых полу-
проводниковых диодов, характеризуется напряжением включения
(7ВКЛ т, током включения /вкл.т, а также током удержания /уд.т,
минимальное значение которого определяется режимом цепи управ-
Рис. 2.7. Тиристор:
а — полупроводниковая структура; б — условное графическое обо-
значение; в — вольт-амперная характеристика:
I — открытое состояние; 2 — участок отрицательного дифференциального со-
противления; 3 — закрытое состояние: 4 — непроводящее состояние в обрат-
ном направлении; 5 — область пробоя в обратном направлении
48
леиня. В свою очередь, цепь управления (как р-п переход) ха-
рактеризуется напряжениями и токами в прямом и обратном на
правлениях.
Общая мощность Рт, рассеиваемая на тиристоре, состоит из
мощности потерь в прямом и обратном направлениях по основной це-
пи и на управляющем электроде
Рт — Pep max т “F Ру. ср max т • (2.13)
Надежность тиристоров в ИВЭ как любого полупроводникового
прибора обеспечивается выбором безопасных электрических и теп-
ловых режимов работы.
Максимально допустимые токи по основной цепи определяются
конструкцией тиристора. Нагрев тиристора зависит от падения на-
пряжения и действующих значений токов по основной цепи и управ-
ляющему электроду. Отношение между максимальным значением по-
стоянного тока в открытом состоянии и его средним значением
^откР max!^откр-ср max — 1,57 (2.14)
должно учитываться при расчете режимов работы. Обеспечение теп-
ловых режимов тиристоров и их расчет проводятся по вычисленным
потерям мощности (2.13) по методике, изложенной в гл. 13.
Максимально допустимое напряжение (прямое и обратное)
ограничивается областью электрического пробоя тиристора, поэтому
номинальное рабочее напряжение должно выбираться с запасом
^ном-т ~ (0,6 — 0,7) 1/вкл.т- (2- Ю)
Для увеличения максимально допустимого обратного напряже-
ния управляющий электрод тиристора соединяют через резистор с
катодом, или он должен находиться под отрицательным потенциа-
лом по отношению к катоду. Для обеспечения надежной работы но-
минальное обратное напряжение на тиристоре не должно превышать
(0,6 — 0,7) £/<>бр. max т-
Прямое напряжение включения ТДкл.т (рис. 2.7, в) является
критическим напряжением, при котором тиристор, имеющий предель-
ную температуру корпуса, переходит в открытое состояние при от-
сутствии тока управляющего электрода. Превышение этого напря-
жения может привести к разрушению структуры тиристора. Поэ-
тому перевод тиристора из запертого состояния в проводящее не ре-
комендуется производить увеличением прилагаемого к нему напря-
жения при отсутствии тока управляющего электрода. Существенное
влияние иа устойчивость к самооткрыванию тиристора за счет уве-
личения напряжения (7вкл.т или скорости его нарастания гШвКЛ/ d
оказывает также соединение управляющего электрода с катодом
через резистор сопротивлением нескольких сотен ом.
Качество н надежность работы тиристоров существенно зависят
от режима работы цепи управления, входные вольт-амперные ха-
рактеристики которой имеют большой разброс от образца к образцу
одного и того же типа приборов. Кроме того, ток и напряжение уп-
равления (как и в любом полупроводниковом приборе) изменяется
при изменении температуры перехода. Поэтому для каждого типа
тиристоров существует граница минимальных значений напряже-
ния отпирания t/у.от.т и тока 7у.от.т, выше которых тиристор на-
дежно включится в диапазоне изменения температуры от минималь-
ного до максимального значений.
В справочных данных обычно приводится максимально допусти-
мая средняя мощность управления Ру.сртохт, хотя тиристоры, как
49
правило, управляются короткими импульсами и для цепи управле-
ния необходимо знать допустимую импульсную мощность Ру.п.тах т>
которая превышает среднее значение мощности. Для прямоугольных
управляющих импульсов
у
Ру.п max т = Ру.ср max т —3 » (2.16)
‘и.у
где Та — период повторения; Ги.у — длительность импульса уп-
равления.
При синусоидальном управляющем импульсе
Ру.и max т — ^Ру,ср max т- (2-17)
Кривые допустимой мощности совместно с областью границы
отпираний Uy.oT.t, 7у.от.т позволяют построить нагрузочные пря-
мые и определить выходные параметры источника сигнала управле-
ния.
При расчетах цепи управления рабочая точка при всех услови-
ях эксплуатации должна находиться внутри области семейства вход-
ных вольт-амперных характеристик.
2.4. Транзисторы
Основные параметры. В современных источниках электропита-
ния транзисторы нашли широкое применение; они используются для
усиления сигналов постоянного и переменного тока, генерирования
колебаний синусоидальной или прямоугольной формы или в каче-
стве силовых ключей для преобразования постоянного тока в пере-
менный. В слаботочных цепях управления ИВЭ используются мало-
мощные транзисторы общего применения, а для силовых цепей ИВЭ
разработано много типов специальных мощных транзисторов, кото-
рые могут пропускать и коммутировать токи от единиц до несколь-
ких десятков ампер, надежно работать при напряжениях до 1000 В.
Транзистор может быть включен в схему ИВЭ одним из трех
способов; с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) или общим ко-
лектором (ОК) в зависимости от того, какой вывод берется общим для
входного и выходного сигнала. В каждой схеме включения транзис-
тор характеризуется рядом параметров, определяющих его физичес-
кие свойства, режимы эксплуатации или максимально допустимые
режимы. Из большого числа параметров отметим только важней-
шие, которые наиболее часто используются при расчетах ИВЭ.
Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмит-
тером характеризует отношение постоянного тока коллектора к по-
стоянному току базы при заданных постоянном обратном напряже-
нии коллектор-эмиттер и токе эмиттера в схеме ОЭ:
^21Э~^к/^Б. (2.18)
Напряжение насыщения коллектор-эмиттер i/кэнас — напря-
жение между выводами коллектора и эмиттера в режиме насыщения
при заданных токах и /Б.
Коэффициент насыщения транзистора — отношение тока базы в
режиме насыщения /Бнас к току базы иа границе насыщения
Кнас — 7б нас/7в. (2.19)
50
Одним из основных парамет-
ров транзистора в режиме экс-
плуатации является постоянный
ток, протекающий через коллек-
торный переход и его макси-
мально допустимое значение
ZKmaz. В импульсном режиме
транзистор способен пропустить
импульсный ток /Ки и его макси-
мально допустимое значение
/к и max, которые зависят от час-
тоты повторения и длительности
импульса.
По постоянному напряжению
транзистор характеризуется сле-
дующими параметрами: —
постоянное напряжение, прило-
женное между выводами коллек-
тора и эмиттера. Если это напря-
жение измеряется при заданном
токе коллектора и /Б = О, то оно
обозначается t/K30 и его гранич-
ное значение {/кэогр, которое
больше максимально допустимого
напряжения U^3max, или мак-
симально допустимого импульс-
ного напряжения коллектор эмит-
тер <7КЭ и тах.
Ток коллектора и напряжение
на нем определяют максимально
Рис. 2.8. Импульсный режим
работы транзистора:
а — входное напряжение; б —
входной ток; в — ток коллекто-
ра; г — напряжение на коллек-
торе
допустимую мощность рассеяния
Р _ J ТТ
К max К max и КЭ max'
(2.20)
Частотные свойства транзистора характеризуются граничной
частотой /гр, при которой модуль коэффициента передачи тока в схе-
ме ОЭ экстраполируется к единице. Существенное влияние на час-
тотные характеристики транзистора оказывает емкость коллектор-
ного перехода Ск — емкость между выводами базы и коллектора
транзистора при заданных обратном напряжении коллектор-база я
токе эмиттера.
При работе в режиме переключений (например, в импульсных
стабилизаторах, статических преобразователях) транзистор харак-
теризуется рядом временных параметров, сущность которых видна
из р'нс. 2.8, иллюстрирующих режим переключения схемы с ОЭ.
При подаче на вход транзистора отпирающего сигнала £/Вкл
(рис. 2.8, а) ток в его коллекторе (рис. 2.8, в) из-за инерционности
носителей появляется не сразу, а спустя некоторое время, называ-
емое временем задержки /ад, а затем за время нарастания /нр ток
коллектора достигает своего максимального значения /Кнас, а на-
пряжение насыщения С^кэнас (ряс. 2.8, е) становится минимальным.
Интервал времени, являющийся суммой времени задержки н нарас-
тания, составляет время включения транзистора
^вкл = ^зд4-/Нр. (2.21)
51
При запирании транзистора, когда на его входе изменилась по-
лярность входного напряжения и тока (рис. 2.8, а, б), транзистор
еще некоторое время /рас. обусловленное рассасыванием носителей
заряда, не выходит из режима насыщения (рис. 2.8, в, г), а затем ток
коллектора спадает до нуля. Интервал времени между моментом по-
дачи на базу запирающего импульса и моментом, когда напряжение
на коллекторе достигло своего установившегося значения, называ-
ется временем выключения транзистора
^выкл — ^рас + ^сп- (2.22)
Кроме отмеченных характеристик при расчетах усилительных
каскадов и функциональных узлов ИВЭ используются системы пара-
метров транзисторов. Наиболее часто в расчетах используются h-
-параметры. Для наиболее часто используемой схемы ОЭ, кроме уже
отмеченного параметра й21Э в этой системе в режиме большого сиг-
нала определяется входное сопротивление транзистора ЛцЭ.
Следует отметить, что для мощных биполярных транзисторов,
применяемых в силовых каскадах ИВЭ, характерным является ма-
лое входное сопротивление hi 1Э, которое затрудняет согласование его
со слаботочной схемой управления. Для устранения этого недостат-
ка в силовых цепях ИВЭ (особенно в регулирующих элементах им-
пульсных и непрерывных стабилизаторов напряжения) применяют-
ся составные транзисторы. При больших токах особенно перспектив-
ным является применение составных транзисторов, выпускаемых
промышленностью в одном корпусе. Параметры двух типов таких
транзисторов приведены ниже.
2Т825А (р-л-р) 2Т827А (л-р-л)
Максимальная мощность Рк тах> Вт . . 125 125
Максимально допустимый IК шах» А ТОК, . . 20 20
Постоянное напряжение лектор-эмиттер, 1/кэ, В . кол- . . 80 100
Статический коэффициент редачи тока h 21э. . . . пе- . .500—18 000 750—17 000
Напряжение насыщения кол- лектор-эмиттер, ПКЭнас,В . . 2 2
Вольт-амперные характеристики и область безопасной работы.
Вольт-амперные характеристики содержат полезную информацию
о параметрах транзистора, которые необходимы для расчетов схем
ИВЭ, ио не всегда приводятся в справочниках. Между тем усреднен-
ные ВАХ входят в качестве обязательного приложения к техничес-
ким условиям и по ним можно определить необходимые параметры.
В качестве примера на рис. 2.9 приведены выходная и входная ВАХ
транзистора с ОЭ, по которым определяются его параметры.
Статический коэффициент передачи на-
пряжения. По выходным ВАХ (рис. 2.9, а) прн заданном токе
коллектора 7^2 = const определяются падения напряжения иа тран-
зисторе ПКЭ1 и при соответствующих токах базы /Б2 и /Б1.
52
Рис. 2.9. Типовые вольт-амперные характеристики транзистора:
а — выходная; б — входная
Затем по входным характеристикам (рис. 2.9, б) для полученных зна-
чений напряжений Г/^Э1 и [/^Э2 при токах базы /Б1 и /Б2 определя-
ются .значения входного напряжения <7ЭБ1 и Г/ЭБ2. Коэффициент
усиления по напряжению
Рт — 1 /^21э —
^КЭ2~^КЭ1
^ЭБ2~^ЭБ1
(2.23)
/ Ц2 = const
Следует отметить, что характеристики /Б = f (t/gB) при <7КЭ >
> 0 достаточно близко расположены друг к другу при <7КЭ1 и ^КЭ2’
поэтому с достаточной для практических расчетов точностью опре-
деление Г/ЭБ1 н £/ЭБ2 можно вести по одной из кривых <7КЭ1 или
иКЭ2-
Статическая крутизна прямой переда-
чи в схеме с ОЭ определяется по выходным характеристикам на
рис. 2.9, а при [/кэ1 = corbt и изменении тока от до 1^2. Опре-
деляем значения входных токов /Б1 и /Б2, которым на входных ха-
рактеристиках рис. 2.9, б соответствуют напряжения Г/ЭБ1 и <7ЭБ2.
Статическая крутизна
,r ZK2—ZK1
Г21Э- ,,
°ЭБ 2 ^ЭБ1
УКЭ1 =«>nst
(2.24)
Входное сопротивление транзистора —
— отношение напряжения на входе транзистора к входному току
при заданном постоянном обратном напряжении коллектор-эмнт-
тер; определяется на рис. 2.9, б по касательной в точке А
А^эб
А,1Э= Д/Б ' (2,25)
Дифференциальное сопротивление к о л-
лекторио го перехода определяется через выходную
проводимость й22 транзистора
гк = 1/Л22. (2.26а)
53
I — в статическом режиме; II — в импульсном
режиме
Внутреннее
сопротивле н н е
транзистора оп-
ределяется как
hi
гг- = рт--. (2.266)
"21Э
Выбор режимов ра-
боты транзистора по по-
стоянному току произ-
водится с учетом области
безопасной работы
(ОВР), которая строится
в координатах ZK,
Множество значений то-
ка коллектора /ц —
~f (^кэ) лежит в обла-
сти, ограниченной осями
координат, прямыми
7 К = !Ктах и иКЭ~
= УКЭО гр “ кривой
максимально допустимой
мощности рассеяния.
В качестве примера
на рис. 2.10 приведена
ОБР для транзистора
КТ809А. Часть ОБР,
обозначенная цифрой I, ограничивает допустимые режимы работы
транзистора в статическом режиме, а цифрой II — импульсные ре-
жимы работы при длительности импульса ти 300 мкс и скваж-
ности Q > 7.
В любых режимах работы транзистора (в том числе и в переход-
ных) рабочая точка должна возможно ближе располагаться к осям
координат и не выходить за пределы ОБР. Это условие необходимо
учитывать при выборе режимов транзистора по току для импульсных
ИВЭ (импульсных стабилизаторов напряжения, статических преоб-
разователей), в которых через транзистор в момент коммутации
проходят большие импульсы тока. Амплитуда тока не должна выхо-
дить за пределы ОБР и превышать значение 1^атах.
2.5. Интегральные микросхемы
В источниках питания широкое применение находят интеграль-
ные микросхемы (ИМС) как общего применения — дифференциаль-
ные и операционные усилители, компараторы и др., так и специаль-
ные ИМС, разработанные для ИВЭ.
Операционный усилитель (ОУ) — это усилитель с большим ко-
эффициентом усиления и непосредственными связями, применяется в
основном в качестве активного элемента в цепях с обратными связя-
ми, например в усилителях постоянного тока (УПТ) стабилизато-
ров напряжения с непрерывным или импульсным регулированием.
Использование ОУ позволяет существенно улучшить качество стаби-
64
лизаторов за счет повышения динамических свойств стабилизаторов,
уменьшить их массу и габариты за счет исключения выходных кон-
денсаторов большой емкости. Например, в непрерывном стабилиза-
торе, описанном в [5], с выходным напряжением 17 В при токе на-
грузки 0,5 А в УПТ использованы два ОУ типа К140УД1 с допол-
нительными обратными связями для повышения граничной частоты
и улучшения качества переходного процесса. Стабилизатор без вы-
ходного конденсатора обеспечивает Кст = Ю3, а прн изменении тока
нагрузки скачком от 0,25 до 0,5 А изменение выходного напряжения
не превышает 5—8 мВ при длительности переходного процесса 0,5
— I мкс, что превосходит характеристики аналогичного стабили-
затора с выходным конденсатором Сн = 103 мкФ.
Операционные усилители находят также широкое применение в
схемах управления ИВЭ с высокочастотным преобразованием (50—
—100 кГц); ОУ здесь применяются для формирования прямоуголь-
ного и треугольного сигналов в широтно-нмпульсных модуляторах,
в УПТ [23, 35].
К специальным интегральным микро-схемам ИВЭ относятся
микросхемы стабилизаторов (см. гл. 5) и ИМСтипа К142ЕП1, содер-
жащая набор функциональных узлов, выполненных в одном кристал-
ле с размерами 1,7Х 1,7 мм, из которых с помощью подключения
внешних элементов и соединений можно организовать схему управ-
ления импульсным стабилизатором релейного типа или схему за-
щиты ИВЭ от превышения или понижения выходного напряжения.
Принципиальная схема ИМС типа К142ЕП1 приведена на рис.
2.11. Источник опорного напряжения выполнен на стабилитроне
VDt, напряжение которого через эмиттерный повторитель V7'l и
делитель R2, R3 поступает на вывод 9. Днод VD2 включен для тер-
мокомпенсацни опорного напряжения. Усилитель постоянного тока
выполнен по дифференциальной схеме на транзисторах VTn ,VTl2,
в качестве коллекторной нагрузки используется токостабилизирую-
щий двухполюсник на транзисторах УТ9и VTl0. Дифференциальный
УПТ имеет два независимых входа (выводы 12 и 13), не соединен-
Рис. 211. Микросхема К142ЕП1
55
ные с опорным напряжением (вывод 9). Это позволяет при одной й
той же полярности входного сигнала за счет перемены входов УПТ
изменить фазу выходного управляющего напряжения. Такие пере-
ключения требуются при построении импульсных стабилизаторов
положительного или отрицательного напряжений или импульсных
стабилизаторов инвертирующего типа.
Модулятор длительности импульсов выполнен иа транзисторах
VT&, VTe, образующих триггерную схему, на вход которой посту-
пает результирующий сигнал от двух источников: постоянного тока
от УПТ через эмиттерный повторитель VTS и пилообразного напря-
жения, которое формируется из прямоугольного напряжения внеш-
ними элементами и подается через развязывающие диоды VD3 —
— VD№. Суммирование сигналов происходит иа резисторе /?1в.
Модулированный сигнал управления силовым регулирующим эле-
ментом выведен через инвертирующий каскад — транзистор VTt
с общим коллектором.
Транзисторы VT3 и VT3 образуют составной каскад с макси-
мальным током 0,2 А, который можно использовать для раскачки
внешнего регулирующего транзистора при значительных токах на-
грузки. Основные параметры микросхемы К142ЕП1:
Максимальное коммутируемое иапряжеине 40 В
Максимальный ток коммутации ... 0,2 А
Ток закрытой микросхемы................ 0,2 мА
Напряжение синхронизации .... 2—4 В
Опорное напряжение .................... 1,7—2,2 В
Чувствительность....................... 5 мВ
Температурный коэффициент опорного на-
пряжения ................................ 0,05%/°С
Максимальная частота коммутации . . 100 кГц
Длительность нарастания н спада импуль-
са выходного тока...................... 0,2 мкс
Примеры применения микросхем типа К142ЕП1 приведены в
гл. 5 и 8.
2.6. Конденсаторы
Электрические конденсаторы в ИВЭ используются в большин-
стве функциональных узлов — в сглаживающих фильтрах выпрям-
ленного напряжения, как накопитель энергии в импульсных стаби-
лизаторах и регулируемых преобразователях, в блокировочных и
времязадающих цепях и др. В низкочастотных цепях применяются
электролитические конденсаторы большой емкости, а при высокой
частоте преобразования — керамические конденсаторы.
Конденсаторы в составе ИВЭ находятся под воздействием по-
стоянного и пульсирующего напряжения. Часть этой .энергии рас-
сеивается внутри конденсатора, повышая его температуру. Актив-
ная мощность потерь в конденсаторе
РСа ж 2nfUiea tg6 = РСр tg6, (2.27)
где tg6 — тангенс угла потерь; Сэ — эквивалентная емкость; РСр —
реактивная мощность потерь конденсатора
РСр = 2л/[/2_С3. (2.28)
56
Рис. 2.12. -Номограммы для определения допустимой пульсации на
конденсаторах типа К52-1Б
Реактивная мощность, на которую нагружается конденсатор,
не должна превышать допустимого по ТУ значения, с тем чтобы тем-
пература конденсатора в процессе эксплуатации при заданной тем-
пературе окружающей среды не превышала предельно допустимого
значения. Эти ограничения устанавливают максимально допустимое
значение переменной составляющей (пульсации) U~ данной частоты,
которая может быть приложена К конденсатору. При этом сумма по-
стоянного напряжения UCn, приложенного к конденсатору и пере-
менной составляющей U~, не должна превышать номинального на-
пряжения UCm, на которое, рассчитан конденсатор: UCm UCn +
Допустимое значение пульсации U~ при определенной частоте
приводится в ТУ на конденсаторы. При несииусоидальной или им-
пульсной форме переменного напряжения для промежуточных час-
тот допустимое значение пульсации определяется по номограммам,
построенным на основе проведенных расчетов потерь мощности для
различных типов конденсаторов. В качестве примера на рис. 2.12.
приведены такие номограммы для конденсаторов типа К52-1Б [24].
Пример. Требуется определить допустимое значение пульсации
на конденсаторе типа К52-1Б емкостью С=68 мкФ при воздействии
импульсов с длительностью фронта т = 10~4 с и частотой повторе-
ния f = 1 кГц. Ход решения показан иа номограммах пунктирной
линией, начало по рис. 2.12, б при f — 1 кГц, ответ по рис.
2.12, a: U~ = 1,4 В.
Если к конденсатору приложено напряжение несииусоидальной
формы, то мощность потерь можно определять по действующему то-
ку /Сд, протекающему через конденсатор [3]:
рса-/сд''п.э. (2.29)
где гПэ — последовательное эквинялемтмое сопротивление конден-
сатора.
57
Допустимое значение тока /Сд через конденсатор зависит
от допустимой температуры нагрева и геометрических размеров кор-
пуса конденсатора и обычно приводится в технических условиях или
справочных данных [24].
Полное сопротивление конденсатора Zc, характеризующее его
работоспособность на высоких частотах,
М’ ,2М|
где L — индуктивность токопроводящих частей конденсатора.
Емкостное сопротивление конденсатора Хс — 1/2 n,fCa с рос-
том частоты уменьшается, а индуктивное XL = 2n/L возрастает.
Резонансная частота определяется из условия Х(. = XL и равна
= |/21х]/ЛС7.
Конденсатор работает эффективно только на частотах f < fp.
Минимальное значение Zc определяется на резонансной частоте и
численно равно эквивалентному последовательному сопротивлению
11-э-
Эффективным способом увеличения резонансной частоты и
уменьшения га э является параллельное подключение к электроли-
тическому конденсатору большой емкости другого конденсатора —
керамического или пленочного небольшой емкости, но имеющего зна-
чительно большую резонансную частоту. Пульсация на выходе та-
кой пары конденсаторов уменьшается в 5—10 раз по сравнению с
включением только одного электролитического конденсатора.
Уменьшение полного сопротивления в конденсаторах достига-
ется также за счет уменьшения индуктивности L. С этой целью высо-
кочастотные конденсаторы выполняются с четырьмя выводами
(К53-25, К50-33) или с контактными площадками (К10-17, К10-47
и др.).
Значения г,,.., обычно не приводятся в нормативно-технической
документации на конденсаторы. Для ориентировочных расчетов
можно пользоваться усредненными данными, приведенными в табл.
2.4, полученными экспериментально в нормальных условиях при
исследованиях некоторых типов конденсаторов (11, 23, 24].
Следует отметить, что сопротивление га.а зависит от температу-
ры: при повышении температуры оно уменьшается, а при пониже-
нии увеличивается. Например, для конденсаторов К50-24-160В-
10 мкФ при 25 °C гп,3= 1 Ом, при 70°C гп.э = 0,3 Ом, а при — 40 °C
Таблица 2.4
Последовательное эквивалентное сопротивление
некоторых типов электролитических конденсаторов
Тип конден- сатора гп. э. Ом Тип конден- сатора гп. э, Ом
К52-1Б 0,1—0,4 К53-25 1—3
K52-I0 0,5—1,0 К53-1 0,4—0,7
К50-33 0,05—0,08 К 50-6 0,4—0,7
58
/п,э = 4 Ом. Это является одной из причин существенного повыше-
ния Пульсации на выходе сглаживающих фильтров ИВЭ при пони-
женной температуре окружающей среды.
Прн использовании конденсаторов в высокочастотных ИВЭ не-
обходимо учитывать, что емкость некоторых типов конденсаторов
существенно уменьшается с увеличением частоты (8, 23].
Глава третья
Трансформаторы и дроссели фильтров
3.1. Конструкции трансформаторов и дросселей
фильтров
Трансформаторы малой мощности (ТММ) и дроссели фильтров
по конструктивному выполнению магнитопровода делятся иа три
группы: броневые, стержневые и тороидальные. Броневые и стерж-
невые ТММ применяются иа частотах 50—1000 Гц, тороидальные —
— иа частотах 400 Гц — 100 кГц и выше. На.частотах до 1 кГц ТММ
выполняются однофазными и трехфазиыми, на более высоких час-
тотах — преимущественно однофазными.
Основными элементами конструкции ТММ являются магнито-
провод (сердечник) и обмотки. Кроме того, ТММ могут иметь уста-
новочную арматуру, теплоотводы от сердечника и катушек, влаго-
защитное покрытие и-подсоединительные элементы.
Магиитопроводы ТММ в зависимости от технологии изготовле-
ния делятся на пластинчатые, ленточные и прессованные. Наиболее
широкое распространение в настоящее время получили ленточные и
прессованные магнитопроводы, позволяющие лучше использовать
свойства магнитных материалов.
На рис. 3.1 приведены конструкции основных видов магнито-
проводов ТММ броневого типа — БТ (ШЛ, ШЛО, ШЛМ), стержне-
Рис. 3.1. Типы магнито-
проводов трансформа-
торов:
а — броневой; б —стерж-
невой; в — тороидаль-
ный; г — трехфазный
59
ШЛ25Х25 ШЛ25Х32 П1Л25Х40 ШЛ25Х50 ШЛ20Х20 ШЛ20Х25 ШЛ20Х32 ШЛ20Х40 ШЛ16Х16 ШЛ16X20 ШЛ16X25 ШЛ 16X32 ШЛ 12X12,5 ШЛ12Х16 ШЛ 12X20 ШЛ 12X25
to © 20 © ьэ
62,5 © © 40 30
21,3 17,1 13,6 10,2
© 00 © © СО ЬЭ © •— © 4^ © © СО © ЬЭ м ЬЭ ©4* СО со ьэ ьэ X- ЬЭ © © © 45». -ч 1,21 1,55 1,93 2,42
© О 6,4 3,6
©©ьэ© © © © 00 ©ООО 00 © © 4>» О 4ь © О О © ©О со to ю*- to © © © © ©© © О 00 © © 00 © © 45». ©
оо £ XX © 0 4» © © О О © © © W W4 © © © © © 45». СО ЬЭ ЬЭ -Ч-Ч © СО © © © © to «— — — © © © © © © о ©
ШЛ10ХЮ ШЛ10Х12.5 ШЛ10Х16 ШЛ 10X20 ШЛ8Х8 ШЛ8ХЮ П1Л8Х12.5 ШЛ8ХЮ ШЛ6Х6.5 ШЛ6Х8 ШЛ6Х10 ШЛ6Х12.5 Типоразмер магнито- провода ШЛ axb
О 00 О Размеры, мм
ьэ Сл 20 СЛ а-
8,5 8*9 Сл Средняя длина магнитной сило- вой линии /с, см
>-* — — о фмооз 00 — ООО O^-J О СЛ Ю О Со ОФ о о 014* СО СО 00 -м Активное сечение стали 5С см2
2,5 ъ 0,9 Площадь окна So. см>
СП 4^ СО О СЛ ьэ ьэ И- — оа кэ о СЛ 00 № О ООО о Сл 4*- Со -J 4* СО Сл СЛ Произве- дение So sc, см*
« -ч сл СО •— •— СП 4* СО ГО ЧСЛОО fro N3 — — Сл О О Со Масса маг- нитопрово- Да Gc, г
Основные данные магнитопроводов типа ШЛ
О\
Ьа
S
J3
В5
СлЭ
Окончание табл. 3.1
Размеры, мм , 2 <1 ° ° зеченне !с’ см8 окна Произве- дение So sc. см'
Типоразмер магнитопрово- да ШЛ а X Ь с h Средняя д магнитной вой линии Активное < стали Sc к Площадь । so, см2 нитопрово- да Gc, г
ШЛ32Х32 ШЛ32Х40 ШЛ32Х50 ШЛ32Х64 32 80 27,7 8,46 10,6 13,2 16,9 26 261,0 328,0 410,0 523,0 1900 2370 2970 3800
ШЛ40Х40 ШЛ40Х50 ШЛ 40X64 ШЛ40Х80 40 100 34,2 13,2 16,5 21,2 26,5 40 640,0 800,0 1025,0 1280,0 3720 4650 5960 7430
Примечания:
1. Обозначения размеров магнитопровода a, b, с, h соответствуют рис,
3.1.
2. Активное сечение стали и масса магнитопровода рассчитаны для лен-
ты толщиной 0,08 мм. Для магннтопроводов нз ленты другой толщины эти
параметры определяются по формулам: 6^ = T йс/0, 85; GC=GC T/гс/0,85.
Значение kc выбирается из табл. 3.22; индекс «т» указывает, что данный
параметр взят из табл. 3.1.
Таблица 3.2
Основные данные магннтопроводов твпа ОЛ
из железо-никелевых сплавов
Типоразмер магнитопровода ОЛ dJD-b Средняя длина маг- нитной си- ловой ли- нии /с, см Активное се- чение стали Sc kc, см2 Площадь ок- на SQ, см* Произве- дение so Sc, см' Масса магни- топровода °с’ г Коэффици- ент запол- нения ок- на, fe0
ОЛб/8-2,5 2,2 0,015 0,282 0,007 0,28 0,06
ОЛ8/Ю-2.5 2,83 0,015 0,5 0,0125 0,36 0,07
ОЛ 10/12-2,5 3,46 0,015 0,785 0,0196 0,44 0,07
ОЛ12/14-3 ОЛ12/14-4 4,08 0,024 0,03 1,13 0,034 0,045 0,67 1,05 0,07 0,08
ОЛ 14/17-3 ОЛ 14/17-4 4,87 0,036 0,045 1,54 0,069 0,092 1.4 1,84 0,10 0,11
61
Окончание табл. 3.2
Типоразмер магин- топровода ОЛ d(D — b Средняя длина маг- нитной си - ловой ли- нии /с, см Активное се- чение стали Sc kc см‘ । Площадь ок- 1 на SQ, см* Произве- дение So Se. см* Масса магни- топровода °C- г Коэффици- ент запол- нения ок- на, kQ
ОЛ 16/20-3 ОЛ 16/20-4 О Л16/20-5 5,65 0,048 0,06 0,075 2,0 0,121 0,16 0,20 2,1 2,83 3,55 0,115 0,13 0,14
ОЛ 18/23-4 ОЛ 18/23-5 6,45 0,08 0,1 2,55 0,25 0,32 4,1 5,1 6,15 0,155
ОЛ20/25-5 ОЛ20/25-6.5 7,06 0,1 0,13 3,14 0,39 0,51 5,5 7,25 0,155 0,16
ОЛ20/28-5 ОЛ20/28-6.5 7,55 0,16 0,195 3,14 0,63 0,81 9,5 12,4 0,165 0,165
ОЛ22/30-5 ОЛ22/30-6.5 8,17 0,16 0,208 3,32 0,765 0,99 10,3 13,5 0,167 0,175
ОЛ25/35-5 ОЛ25/35-6.5 9,42 0,2 0,26 4,9 1,23 1,60 15,0 19,2 0,182 0,185
ОЛ25/40-5 ОЛ25/40-6.5 10,2 0,3 0,39 4,9 1,84 2,40 24,0 31,5 0,19 0,195
ОЛ28/40-8 ОЛ28/40-Ю 10,7 0,384 0,48 6,1 2,95 3,70 32,5 40,5 0,20 0,205
ОЛ32/45-8 ОЛ32/45-Ю 12,1 0,416 0,52 8,0 4,15 5,20 40,0 50,0 0,20 0,20
ОЛ32/50-8 ОЛ32/50-10 12,9 0,575 0,72 8,0 5,70 7,10 59,0 74,0 0,20 0,22
ОЛ36/56-8 ОЛ36/56-10 14,4 0,64 0,8 10,2 8,20 10,20 73,0 92,0 0,23 0,23
ОЛ40/56-12.5 ОЛ40/56-16 15,1 0,797 1,02 12,5 12,50 16,00 96,0 123 0,25 0,25
О Л40/64-12,5 ОЛ40/64-16 16,3 1,13 1,44 12,5 18,00 24,20 155 200 0,27 0,27
ОЛ45/70-16 18,05 1,5 15,9 32,00 230 0,3
ОЛ50/70-20 ОЛ50/70-25 18,85 1,5 1,88 19,6 39,30 49,0» 240 300 0,3 ол
Примечания:
1. Обозначения размеров магиитопроводов d, b, D соответствуют рнс. 3.1.
2. Активное сеченне стали н масса магиитопровода рассчитаны для лен-
ты толщиной 0,05 мм с плотностью Vt=8,5 г/см3. Для лент другой толщины
я плотности эти параметры определяются по формулам ^С=5С
Ут* Значение fee выбираются из табл. 3.22, индекс «т» ука-
зывает, что данный параметр взят из табл. 3.2.
62
Таблица 3.3
Основные данные магнитопроводов типа К из ферритов
Типоразмер магнитопровода KDxdXb Sc, см2 'с- см So. см2 °с> г So Sc, см*
К4Х2.5Х2 0,015 1,02 0,049 0,06 0,0007
К5Х2.0Х1.5 0,0225 1,1 0,031 0,14 0,0007
K5X3XU5 0,015 1,26 0,07 0,12 0,001
К7Х4Х1.5 0,0225 1,73 0,125 0,24 0,0028
К7Х4Х2 0,03 1,73 0,125 0,32 0,0038
К10X6X2 0,04 2,51 0,282 0,59 0,0112
К10X6X3 0,06 2,51 0,282 0,86 0,017
КЮХ6Х4,5 0,09 2,51 0,282 1,3 0,025
К12Х5Х5.5 0,192 2,67 0,196 2,83 0,038
К12Х8ХЗ 0,06 3,14 0,502 1,12 0,03
К16Х8Х6 0,24 3,77 0,502 4,9 0,12
К16ХЮХ4.5 0;135 4,08 0,785 3,1 0,106
К 17,5X8,2X5 0,232 4,04 0,528 5,1 0,122
К20ХЮХ5 0,25 4,71 0,785 6,4 0,196
К20Х12Х6 0,24 5,03 1,13 6,7 0,271
К28Х16Х9 0,54 6,91 2,01 20 1,085
К31Х 18,5X7 0,438 7,78 2,69 19 1,178
К32Х16Х8 0,64 7,54 2,01 26 1,286
К32Х20Х6 0,36 8,17 3,14 17 1,130
К32Х20Х9 0,54 8,17 3,14 25 1,696
К38Х24Х7 0,49 9,74 4,52 27 2,215
К40Х25Х7.5 0,562 10,2 4,91 32 2,759
К40Х25ХН 0,825 10,2 4,91 46 4,05
К45Х28Х8 0,68 11,47 6,15 43 4,182
К45Х28Х12 1,02 11,47 6,15 62 6,273
вого типа — СТ (ПЛ, ПЛВ), тороидального типа — ТТ (ОЛ, К),
трехфазного (ЗТ). Конструкции магнитопроводов и основные разме,
ры а, в, с, h нормализованы, выбранные для рядов магиитопроводов
соотношения размеров х = с/h, у = Ыа, г =» h/a обеспечивают оп-
тимальные массогабаритные характеристики или стоимость ТММ.
Основные конструктивные данные некоторых типов магнитопро-
водов приведены в табл. 3.1—3.3.
Магнитные материалы в основном определяют массогабаритные
и энергетические характеристики ТММ. Высокая индукция насыще-
ния Ва и малые удельные потери Руд в материале магнитопровода
позволяют выполнить ТММ с меньщнмн габаритами и массой, а также
с более высокими КПД.
На частоте 50 Гц в ТММ применяются электротехнические ста-
ли толщиной 0,35—0,5 мм, например, Э411, Э412 и др., а на частотах
400—1000 Гц и выше — ленточные магнитопроводы из стали марок
3421, 3422 и др. толщиной 0,05—0,15 мм (табл. 3.4, 3.5).
Сплавы прецизионные магннтомягкие применяются в ТММ на
частотах до 50—100 кГц, где они имеют меньшие удельные потерн и
напряженность магнитного поля при сравнительно высокой индук-
ции насыщения (0,75—1,5 Тл).
63
Наибольшее применение для ТММ иа повышенных частотах
находят сплавы 34НКМП, 50НП, 68НМ, 79НМ, 80НХС с толщиной
ленты 0,05—0,01 мм.
Железо-никель-кобальтовые сплавы 47НК. 47НКХ, 64Н,
40НКМ после отжига в поперечном магнитном поле имеют линей-
ный участок основной кривой намагничивания и неизменное значе-
ние магнитной проницаемости при напряженности постоянного
Таблица 3.4
Удельные потери и магнитная индукция для некоторых марок
электротехнической листовой стали на частоте 50 Гц
Марка стали Толщина листа мм Руя, Вт/кг вт' т
вт' Т Нт. А/м
I . о | 1.5 1 100 | 250 | 2500
3411 (Э310) 0,35 0,80 1,75 2,50 1,75
3412 (Э320) 3413 (ЭЗЗО) 0,35 0,70 1,50 2,50 .— — 1,85
0,5 0,80 1,75 2,50 — — 1,85
0,35 0,60 1,30 1,90 •— — 1,85
3413 (ЭЗЗОА) 0,5 0,70 1,50 2,20 1,6 1,7 1,88
0,35 0,50 1,10 1,60 1,6 1.7 1,88
3415 0,35 0,46 1,03 1,50 1,61 1,71
Таблица 3.5
Удельные потери и магнитная индукция для некоторых марок
электротехнической ленточной стали иа частоте 400 Гц
Марка стали CQ Ж s “ gS О Ф 2 Ь * S Руд, Вт/кг в. т т
вт’ т Нт, А/м
I а 0 | <.5 40 j 80 | 400 2500
3421 0340) 0,15 10,0 23,0 0,50 0,8 1,30 1,70
0,08 10,0 22,0 0,40 0,75 1,25 1,70
0,05 10,0 21,0 0,40 0,75 1,25 1,70
3422 (Э350) 0,15 9,0 20,0 0,60 0,95 1,40 1,75
0,08 8,5 19,0 0;55 0,90 1,35 1,75
0,05 8,5 19,0 0,55 0,90 1,35 1,75
3423 (Э360) 0,15 8,0 19,0 0,80 1,10 1,55 1,82
0,08 7,5 17,0 0,80 1,05 1,50 1,82
0,05 — 17,0 0,80 1,05 1,50 1,82
3424 (Э360А) 0,15 — 18,0 0,80 1,10 1,55 1,82
0,08 16,0 0,80 1,10 1,55 1,82
0,05 , 7,5 16,0 0,80 1,10 1,55 1,82
3425 0,15 —. 17,0 1,10 1,35 1,65 1,82
0,08 15,0 1,05 1,30 1,65 1,82
0,05 — 15,0 1,05 1,30 1,65 1,82
Примечание. В табл. 3.4 и 3.5 а скобках указаны марки стали до
введения ГОСТ 21427—75. ГОСТ 21427.4—78 и ГОСТ 21427.1—75.
64
w
Зак. 726
Таблица 3.6
Частотные характеристики некоторых марок магнитных материал о в_ _________
Марка сплава Толщина ленты, мм Удельные потерн Вт/кг, и напряженность поля Н. А/м
1 кГц 2,4 кГц | 5 кГц | 10 кГц
Магнитная индукция Вт. Т
0,5 0,65 '•° 0.5 0,65 | 1.0 | °’5 0,65 | 1.0 | 0,5 0,65 | 1 0
34НКМП 0,1 2,2 12 3,6 13 7,2 17 8 16 12,5 19 26 25 25 24 38 30 79 40 68 34 103 39 220 54
0.05 2,2 15 3,6 16 7,0 17 8,5 20 12,5 21 23 23 23 26 33 28 66 30 60 33 90 36 170 44
0,02 3,4 16 4,5 17 8,3 18 9,0 19 15,0 21 27,0 22 24 22 35 24 60 26 50 31 75 34 135 40
79НМ 0,05 0,9 4 1,4 9 2.9 6 4,8 10,5 — 10,5 8 16 14 32 13 50 20 —
50НП 0,05 3,5 28 5,0 29 9,5 30 12 32 16,8 33 30 34 35 36 48 38 95 41 85 42 120 44 250 50
0,02 3,0 14 4,4 15 8,0 16 9,5 17 13,5 20 24 24 24 21 35 22 60 26 56 29 80 32 140 36_
3422 (Э350) 0,08 7,0 30 11,0 34 24,0 47 25,0 40 40 47 86 64 75 56 120 68 260 96 205 83 430 98 650
Продолжение табл. 3.6
Магнитная индукция Bm. I
0,3 0,5 1.0 о.з 0.5 | 1.0 0.3 I 0.5 1.0 | 0.3 | 0.5 | 1.0
47НК 0,02 2,5 6,0 25 4 11 46 7,5 20 85 15 45 200
250 450 900 250 460 920 260 470 940 280 490 980
40НКМ 0,02 1 3 12 1,8 5 22 3 9 42 6,5 22 100
150 250 480 150 250 480 150 250 530 180 310 600
20 кГц 50 кГц 75 кГц 100 кГц
Магнитная индукция Вт~ Т
0,5 0,65 1.0 0.5 0,65 | 1,0 | 0,5 0,65 | 1.0 | 0,5 0,65 1,0
0,02 120 170 300 350 500 800 560 800 — — — —
47 50 55 65 70 80 78 90 — 85 95 но
34НКМП 0,05 135 210 420 480 700 — — — — — — —
65 70 80 73 77 85 — — — — — —
50НП 0,02 135 200 350 430 630 — — — —- — — —
80 88 95 96 94 — — . — — — — —
Окончание табл. 3.6
Магнитная индукция Bm, Т
0,2 0,3 0,5 0,2 | 0,3 1 0,5 0,2 | 0,3 | 0,5 | 0,2 0.3 0,5
79НМ 0,02 8,5 19 54 30 70 180 60 135 370 80 180 500
8 11 20 12 17 30 13 18,5 34 14 20 38
0,01 5J) 10,5 28 16 33 90 27 55 150 37 80 220
5,5 7,5 14 8,5 13 22 10 15 23 11 16 24
47НК 0,02 20 42 122 — — — — — — — —
120 190 320 — — — — — — — — ——
40НКМ 0,02 6,0 16 50 24 56 170 — — — 70 150 400
— 230 360 — 330 500 — — — 550 800
1500НМЗ — 30 80 — 80 230 — 165 420 — 240 650 —
40 65 40 65 — 45 70 — 45 70 —
2000HMI — 26 80 — 97 300 — 140 400 — 330 900 —
40 100 — 40 100 — 40 100 — 40 100 —
2000НМЗ — 23 70 — 60 160 — 90 250 — 150 400 —
40 70 — 40 75 — 50 80 — 55 85 —
Примечание. Для каждой марки материала при данной частоте. и магнитной индукции в таблице в виде дроби при-
ведены: в числителе значения удельных потерь, в знаменателе напряженности магнитного поля. Например, для материала 79ЙМ
с толщиной ленты 0,02 мм при частоте 20 кГц н индукции Bm=0,5 Т находим: удельные потери 54 Вт/кг; напряженность поля
20 А/м.
о
магнитного поля до 600—800 А/м; оии применяются для тороидаль-
ных трансформаторов статических преобразователей (ТСП) на час-
тотах 10—50 кГц.
Значения удельных потерь и напряженности магнитного поля в
зависимости от индукции Вт на частотах 1 —100 кГц для некоторых
материалов приведены в табл. 3.6.
Ферритовые сердечники применяются для ТСП на частотах
20—100 кГц и выше; оии значительно дешерле сердечников из пер-
маллоевых сплавов. К недостаткам ферритов относится значительное
изменение индукции насыщения от температуры. В диапазоне тем-
ператур от—60 до+125°; индукция насыщения изменяется на
± 30%. В диапазоне температур от — 60 до + 200 °C наиболее часто
применяются прецизионные термостабильные ферриты 2000 НМЗ,
2000 НМ1, 1500НМЗ, 1500НМ2, 1500НМ1, 1000НМЗ, 700НМ.
Сердечники из магннтодиэлектриков на основе молибденового
пермаллоя (МП-60, МП 140, МП-160) применяются в дросселях иа
частотах 50—100 кГц. Магнитная проницаемость их мало изменяет-
ся с ростом напряженности поля до 2000 А/м; работают они в интер-
вале температур от —60 до +85 °C.
Сердечники из магннтодиэлектриков и ферритов имеют малую
частотную зависимость Вт=- f (Нт) на частотах до 100 кГц, одна-
ко потери иа перемагничивание в них при этом значительны.
Магиитопроводы из пермаллоевых сплавов, ферритов и магни-
тоднэлектриков существенно изменяют свои свойства при механиче-
ских воздействиях, пропитке и заливке. Поэтому для обеспечения
стабильности магнитных характеристик применяется защита сердеч-
ников герметичными каркасами с заполнением их демпфирующими
эластичными компаундами.
Рекомендации по применению магнитных материалов иа часто-
тах до 100 кГц приведены в табл. 3.7.
Т а б л и ц а 3.7
Рекомендуемые толщины магнитных материалов для ТММ
на повышенные частоты, мм
Материал Частота f, кГц
1-2 2—6 6—10 10—20 20-50 50—100
34НКМП 0, I 0,05 0.05—0.02 0,02
40НКМП 0,1-0,05 0, 05 0,05 — 0,02 «а»
50НП 0, I 0,05—0,02 0,02 «а.
68НМП 0,1-0,05 0,05 0,02 —— ——
79НМ 0, 1 0,05 0,05 0,02 0,02
47НК 0, 1 0.02 0, 02 0,02 0.02-0,01 0,01
40НКМ 0, I 0,02 0, 02 0,02 0,02 0.02-0.01
3422 0,08— 0.05 0,05 —а.
(Э350) 3423 0, 08 0,05 0, 05 —
(Э360) 1500НМЗ + 4- +
2000НМ1 — 4* + + +
2000НМЗ — — — + + +
Примечание. Знаком «+» обозначен рекомендуемый диапазон ча-
стот для применения ферритов различных марок.
68
Рис. 3.2. Схема размещения обмоток в окне магнитопровода:
а — на каркасе; б — на гнльзе:
/—межслойная изоляция; 2 — межобмоточная изоляция; 3 —наружная иао-
ляция; 4 — концевая изоляция
Конструкция катушек. Обмотки броневых и стержневых ТММ
выполняются в виде катушек с каркасной или бескаркасной намот-
кой. Используется, как правило, рядовая многослойная намотка об-
моток на каркасе или гильзе прямоугольной формы. Рядовая намот-
ка производится по всей, высоте каркаса (гильзы) или секциями на
его части. Секционная намотка применяется в высоковольтных тран-
сформаторах н при намотке низковольтных ТММ медной или алюми-
ниевой фольгой.
Обмотки малогабаритных броневых или стержневых ТММ на-
матываются непосредственно на предварительно изолированный маг-
нитопровод. При этом сердечник имеет продольный разрез по высоте
окна. Схема размещения многослойной обмотки в окне магнито-
провода броневого или стержневого типа приведена на рис. 3.2.
В тороидальных ТММ обмотки укладываются на изолированный
и защищенный магнитопровод. В низковольтных ТММ намотка-вы
полияется обычно по всему периметру сердечника непрерывно, а в
высоковольтных —секциями.
Изоляция обмоток включает в себя изоляцию витковую, меж-
слоевую, межобмоточную и наружную от магнитопровода и элемен-
тов конструкции.
Обмоточные провода для ТММ используются круглого или пря-
моугольного сечений из меди с изоляционным покрытием. Иногда
применяется также медная или алюминиевая фольга. Наиболее часто
применяются провода с эмалевой изоляцией, которые имеют малую
толщину изоляции, высокую электрическую прочность и стойкость к
воздействию пропиточных лаков и компаундов. Провода с эмалевой
изоляцией работают при температурах до 200 °C. Характеристики не-
которых типов обмоточных проводов с эмалевой изоляцией приве-
дены в табл. 3.8, данные некоторых марок медных проводов —в
табл. 3.9.
69
Таблица 3.8
Характристики обмоточных проводов с эмалевой изоляцией
Марка провода Характеристика провода Предельные размеры, мм Рабочая температура, °C Ресурс, ч Пробивное напряжение, В
Провода медные, круглого сечения, изолированные ла- ком ВЛ-931:
ПЭВ-! ПЭВ-2 с изоляцией уменьшенной толщины с изоляцией нормальной толщины 0 0,024-2,5 0 0,064-2,5 105 20000 100-1700 400—2300
ПЭТВ Провода эмалированные, нагревостойкие, нагрево- прочные с изоляцией лака- ми ПЭ-939, ПЭ-943 на ос- нове полиэфиров 0 0,064-2,5 130 200 20000 500 650—2800
ПЭТ-155 Провода медные, круглые, изолированные теплостой- ким лаком ПЭ-955 на поли- эфиримидной основе 0 0,064-2,5 155 20000 200—3300; 1250—4400
ПНЭТ-имид. Провода из медной никели- рованной проволоки с эма- левым покрытием на основе полиимидов 0 0,064-2,5 220
пэвп Провода медные, прямо- угольного сечения, покры- тые поливинилацеталевыми эмалями 0,5X2,834-1,95X4.4 105 20000 175—250
Таблица 3.9
Основные данные обмоточых проводов круглого сечения
Диаметр провода по меди, мм Сечение провода, мм* Диаметр провода с изоляцией, мм Сопротивление постоянному току, Ом/м
ПЭВ-2 пэтв пнэт - имид пск. псдк пэлшо
0,05 0,00196 0,08 — 0,14 9,169
0,06 0,00283 0,09 0,09 — — 0,15 6,367
0,07 0,00385 0,10 0,10 — — 0,16 4,677
0,08 0,00503 0,11 0,11 — 0,17 3,580
0,09 0,00636 0,12 0,12 — 0,18 2,829
0,10 0,00785 0,13 0,13 0,125 — 0,19 2,291
0,11 0,00950 0,14 0,14 0,135 — 0,20 1,895
0,12 0,01131 0,15 0.15 0,145 — 0,21 1,591
0,13 0,01327 0,16 0,16 0,155 — 0,22 1,356
0,14 0,01539 0,17 0,17 0,165 —— 0,23 1,169
0,15 0,01767 0,19 0,19 0,180 — 0,24 1,018
0,16 0,02011 0,20 0,20 0,190 1111 0,25 0,895
0,17 0,02270 0,21 0,21 0,20 —— 0,26 0,793
0,18 0,02545 0,22 0,22 0,21 — 0,27 0,707
0,19 0,02835 0,23 0,22 0,22 — 0,28 0,635
0,20 0,03142 0,24 0,24 0,23 0,30 0,572
0.21 0,03464 0,25 0,25 0,24 — 0,31 0,520
0,23 0,04155 0,28 0,28 0,27 •я 0,33 0,433
0,25 0,04909 0,30 0,30 0,29 — 0,35 0,366
0,27 0,05726 0,32 0,32 0,31 0,39 0,315
0,29 0,06605 0,34 0.34 0,33 — 0,41 0,296
0,31 0,07548 0,36 0.36 0,35 0,55 0,43 0,239
0,33 0,08553 0,38 0 38 0,37 0,57 0,45 0,210
0,35 0,09621 0,41 0,41 0,39 0,59 0,47 0,187
0,38 0, Н34 0,44 0,44 0,42 0,62 0,50 0,152
0,41 0,1320 0,47 0,47 0,45 0,65 0,53 0,130
0,44 0,1521 0,50 0,50 0,48 0,68 0,57 0,113
0,47 0,1735 0,53 0,53 0,51 0,71 0,60 0,0993
0,49 0,1886 0,55 0,55 0,53 0,73 0,62 0,0914
0,51 0,2043 0,58 0,58 0,56 0,77 0,64 0,0840
0,53 0,2206 0,60 0,60 0,58 0,79 0,66 0,0781
0,55 0,2376 0,62 0,62 0,60 0,81 0,68 0,0725
0,57 0,2552 0,64 0,64 0,62 0,83 0,70 0,0675
0,59 0,2734 0,66 0,66 0,64 0,85 0,72 0,0630
0,62 0,3019 0,69 0,69 0,67 0,88 0,75 0,0571
0,64 0,3217 0,72 0,72 0,69 0,90 0,77 0,0538
0,67 0,3526 0,75 0,75 0,72 0,93 0,80 0,0488
0,69 0,3739 0,77 0,77 0,74 0,95 0,82 0,0461
0,72 0,4072 0,80 0,80 0,77 0,99 0,87 0,0423
0,74 0,4301 0,83 0,83 0,80 1,01 0,89 0,0400
0,77 0,4657 0,86 0,86 0,83 1,04 0,92 0,0370
0,80 0,5027 0,89 0,89 0,86 1.07 0,35 0,0342
0,83 0,5411 0,92 0,92 0,89 1,10 0,98 0,0318
71
Окончание табл. 3.9
Диаметр провода по меди, мм Сечение провода, мм2 Диаметр провода с и золяикей, мм Сопротивление постоянному току, Ом/м
ПЭВ-2 пэтв пнэт- имид псд. псдк пэлшо
0.86 0,5809 0,95 0,95 0,92 1,13 1,01 0,0297
0,90 0,6362 0,99 0,99 0,96 1.17 1,05 0,0270
0,93 0,6793 1,02 1,02 0,99 1,20 1,08 0,0253
0,96 0,7238 1,05 1,05 1,02 1,23 1,11 0.0238
1,00 0,7854 1,11 1,11 1,06 1,29 1,16 0,0219
1,04 0,8495 1,15 1,15 1,12 1,33 1,20 0,0202
1,08 0,9161 1,19 1,19 1,16 1,37 1,24 0,0188
1,12 0,9852 1,23 1,23 1,20 1,41 1,28 0,0175
1,16 1,0568 1,27 1,27 1,24 1,45 1,32 0,0163
1,20 1,1310 1,31 1,31 1,28 1,49 1,36 0,0152
1,25 1,2272 1,36 1,36 1,33 1,54 1,41 0,0140
1,30 1,3270 1,41 1,41 1,38 1,59 1,46 0,0132
1,35 1,4314 1,46 1,46 — 1,64 1,51 0,0123
1,40 1,5394 1,51 1,51 <— 1,69 1,56 0,0113
1,45 1,6513 1,56 1,56 — 1,74 1,61 0,0106
1,50 1,7672 1,61 1,61 —- 1,79 1,68 0,00993
1,56 1,9113 1,67 1,67 — 1,85 1,74 0,00917
1,62 2,0612 1,73 1,73 — 1,91 —— 0,00850
1.68 2,217 1,79 1,79 — 1,98 — 0,00791
1,74 2,378 1,85 1,85 — 2,04 — 0,00737
1,81 2,573 1,93 1,93 — 2,11 — 0,00681
1,88 2,776 2,00 2,00 — 2,18 — 0,00631
1,95 2,987 2,07 2,07 2,25 — 0,00587
2,02 3,205 2,14 2,14 — 2,32 — 0,00547
2,10 3,464 2,23 2,23 — 2,40 0,00506
2,26 4,012 2,39 2,39 — 2,62 — 0,00437
2,44 4,676 2,57 2,57 — 2,80 — 0,00375
Выводы катушек трансформаторов н дросселей выполняются
монтажным проводом. Марка провода выбирается исходя из рабочей
температуры ТММ и напряжения илн потенциала обмотки.
Изоляционные материалы обеспечивают электрическую изоля-
цию в ТММ и защиту их от внешних воздействий. Для межслоевой,
межобмоточной и наружной изоляции наиболее часто используется
бумага и пленка, а для пропитки и заливки — различные лаки, эма-
ли и компаунды.
Применяемые для ТММ электроизоляционные бумаги обладают
высокой впитывающей способностью, достаточной механической и
электрической прочностью в пропитанном состоянии и являются ос-
новными материалами для броневой (ВТ) и стержневой (СТ) конст-
рукции ТММ прн температурах до 105—130 °C. При более высо
ких температурах в качестве межслоевой н межобмоточной изоляции
используются пленки, стеклоткань и стеклослюдинит. Однако при-
менение пленок ухудшает пропитку, снижая теплопроводность об-
моток. Значительно лучшим изоляционным материалом является
72
микалентная бумага, которая обладает наивысшей впитывающей
способностью.
Для пропитки и заливки ТММ при температуре до 130° С в ос-
новном применяется лак ФЛ-98, а при температурах 130—155°C—
— полиэфирные, кремнеорганические и эпоксидные компаунды и
лаки.
3.2. Основные расчетные соотношения для
трансформатора
Рабочий процесс в ТММ рассмотрим на примере трансформатора,
схема которого приведена на рис. 3.3. При наличии нагрузки
иа вторичной обмотке трансформатора и напряжении питания UL
на его первичной обмотке, в магнитопроводе появляется результи-
рующий магнитный поток Фв, который индуктирует в обмотках ЭДС,
В:
Рис. 3.3. Рабочий процесс транс-
форматора
Е = 4^ф/ГВт5с-10-*, (3.1)
где k$ — коэффициент формы.
Приложенное к первичной обмотке напряжение уравновешива-
ется ЭДС Е, ЭДС, наведенной потоком рассеяния, который замыкает-
ся в основном по воздуху
вокруг обмоток и в канале
между ними, и активным паде-
нием напряжения в обмотке:
U1 —Sl+Дп +/1*!-
(3.2)
Для контура вторичной
обмотки
б'г — Ёг—I-if-i —/2X2- (3.3)
Соответствующая выражениям (3.2), (3.3) схема замещения
трансформатора представлена на рис. 3.4.
Основные параметры трансформатора: первичные и вторичные
напряжения и ЭДС, ток холостого хода, падения напряжения и по-
тери в обмотках, потери в магнитопроводе определяются из рассмот-
рения режимов холостого хода и короткого замыкания, а при испы-
таниях — из опыта холостого хода и опыта короткого замыкания.
В режиме холостого хода энергия, затрачиваемая в трансфор-
маторе, расходуется на создание основного потока (намагничиваю-
щая мощность Qc), потери встали магнитопровода Р(: и потери в пер-
вичной обмотке от тока холостого хода /ох.
Рис. 3.4. Схема замещения трансформатора малой мощности
73
Ток холостого хода содержит активную /оа и реактивную /ор
составляющие и определяется из выражения
^ох= + (3.4а)
где
^op = Qc/^i = (3.46)
/оа ~ PJU1- (3.4 в)
Определяющее значение для ТММ имеет реактивная составляю-
щая тока холостого хода, достигающая при малой мощности и час-
тоте 50 Гц 50% и более от тока /v При повышенных частотах с уве-
личением мощности трансформатора значение тока холостого хода
и его реактивной составляющей снижаются.
В режиме короткого замыкания намагничивающая состав-
ляющая первичного тока и индукция в магнитопроводе ничтожно
малы и затрачиваемая в трансформаторе энергия идет на покрытие
потерь в обмотках катушки
РК = С/К1 /j cos ср, — Ч Г14-А| г2 ~ Ч (3.5)
При опыте короткого замыкания на первичную обмотку транс-
форматора подается напряжение при котором по первичной и
вторичной обмоткам протекает номинальный ток.
Относительное значение напряжения короткого замыкания, ха-
рактеризующее падение напряжения в обмотках трансформатора, н
его активная ик.а и реактивная ик.р составляющие определяются
по формулам
Л гк
ик = — = и1!Я cos <Ря + ыкр sin <pIt +
Икр COS Фн —nK.aSin<P|t
200
(3.6)
// р
«н.а = —~-=0.01/pfecxr„/w/, (3.7)
где гк = и гк + х'к — полное сопротивление короткого замыка-
ния; Wg — число витков на вольт; kcx — коэффициент, характери-
зующий схемное выполнение обмоток ТММ;
(3.8)
Ч Хк 2nfLs/।
«к.р=
Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора La зависит
от геометрических размеров трансформатора; с увеличением габари-
тов и мощности индуктивность рассеяния возрастает.
В ТММ реактивная составляющая падения напряжения на низ-
кой частоте мала, составляет доли процента от Ur. Увеличение ик.р
происходит с ростом частоты и мощности в низковольтных трансфор-
маторах. В высоковольтных трансформаторах с ростом канала рас-
сеяния между обмотками значение ик,р также возрастает.
Активная составляющая напряжения ик а с уменьшением разме-
ров ТММ, мощности и частоты возрастает и может достигать десят-
ков процентов при f — 50 Гц и мощности 50—100 Вт. Таким образом,
в ТММ преобладает автивиая составляющая падения напряжения,
т. е. ~ Пк.а*
74
Индуктивность рассеяния Ls, Гн, для различных типов намотки
определяется по следующим формулам:
для рядовой многослойной намотки по всей высоте окна магни-
топровода
I~s —
1,256Г| iwKv I a1 + a2\ Л
-----7------- бо + —4— -ю-в;
hm \ 3 /
для чередующейся намотки секциями
1,256-lFJ /«/Яр! / aj+os'l .
LoS ' r ' | On 4- |. IQ 8*
s hcmf \° 3 }
(3.9)
(3.10)
для тороидальной намотки по всему периметру сердечника
\,256-WilwKp ( а2 к
--------------------------- I 5» + ~)• 'О’8.
(311)
лОСр
где т — число стержней магнитопровода; mt — число секций намот-
ки; /Ср, Kpj— эмпирические коэффициенты, зависящие от типа на-
мотки: Кр — 0,84-0,9 для слоевой и тороидальной намоток, /<Р1 =
— 0,94-1,0 для чередующейся намоткн секциями.
Неравномерное распределение витков по всей высоте иамотки
может привести к появлению дополнительных радиальных полей
рассеяния и увеличению индуктивности рассеяния.
Потери мощности в трансформаторе складываются из потерь в
обмотках, потерь в сердечнике и потерь в изоляции. Последние сле-
дует учитывать в основном для высоковольтных трансформаторов
при повышенной частоте.
Потери в обмотках зависят от активного сопротивления прово-
да обмотки, плотности тока, частоты и температурного режима. Вли-
яние частоты на увеличение потерь в обмотках ТММ сказывается на
частотах в несколько десятков килогерц и выше.
В общем виде потери в обмотках катушки:
= (3-12)
где р ~ ра [1 + 0,004 (Т — Тя)]; р0 — 0,0175 Ом-мм2/м для меди
при То — 15 °C; kR — коэффициент, учитывающий увеличение со-
противления провода на повышенных частотах за счет вытеснения
тока к поверхности проводника. Значения kR приведены в табл, 3.10,
Таблица 3.10
Значения коэффициента увеличения сопротивления провода kK
и глубина проникновения электромагнитного поля До
в зависимости от диаметра провода и частоты
f. кГц 10 20 50 100 150 200 500 / 1 000
До, мм 0,663 0.47 0,295 0,21 0. 17 0, 15 0, 4-1 0,066
Л 7? различ- ных d, мм 0,2 0,5 0,8 1,0 1,5 1,013 1,003 1,16 1,07 1,2 1,58 1,03 1,3 1,51 2,08 1,11 1,49 1,77 2,49 1,2 1,66 1,98 2,82 / 1,004 1,64 2,41 4,94 4,29 1,13 2,13 3,3 4,06 5,94
где также указаны глубины проникновения электромагнитного поля
До в материал проводника для различных частот.
Снижение влияния поверхностного эффекта может быть достиг-
нуто при выборе диаметра провода, исходя из условия d 2Д0 и
намотки несколькими параллельными проводами.
Потери в магнитопроеоде. Удельные потери в магнитно-мяг-
ких материалах нормируются для фиксированных значений индук-
ции при низких частотах напряжения синусоидальной формы. В об-
щем случае удельные потери в стали определяются по формуле
Руд = р/^ВР, (3.13)
где В*5 = В/Вн; fa = f!fn — относительные значения магнитной
индукции и частоты; В, f—значения магнитной индукции и частоты,
для которых ведется расчет удельных потерь; Вн, /н — нормирован-
ные значения индукции и частоты; —удельные потери в материа-
ле сердечника при частоте /н и индукции BR. В табл. 3.11 приведены
значения коэффициентов а, ₽ и Руд для синусоидальной н прямо-
угольной формы напряжений при частоте до 100 кГц [83, 84]. По-
тери в магнитопроводе при переменном напряжении несииусоидаль-
ной формы определяются по формуле
Рс =Руд1 Тф Ос — Руд Ge > (3.14)
где РуД1 — потери в стали от первой гармоники переменного напря-
жения'; уф — коэффициент добавочных потерь, определяемый по
формулам табл. 3.12.
На рис. 3.5 приведены зависимости коэффициентов добавочных
потерь уср от угла а" для трапецеидальной формы кривой напря-
жения (а" = 0 — прямоугольная форма, а" = 90° —треугольная)
и от угла а0 для прямоугольного напряжения с паузой на нуле.
Рнс. 3.5. Зависимости коэффициента добавочных потерь от формы
кривой напряжения питания:
а — трапецеидальная; б — прямоугольная с паузой на нуле
76
Та бл иц a 3.11
Удельные потерн в магинтно-мягкнх материалах при нормированных
значениях магнитной индукции и частоты и значения эмпирических
коэффициентов а н 0
Марка материала Толщина ленты, мм Удельные потерн Рт, Вт/кг а Р
Форма кривой напряжения
синусом* дальная прямо* угольная
34НКМП 0,1 0,05 0,02 0,01 2,7 2,2 3,8 2,2 2 3,4 1,65 1,4 1,15 1,7 1,65 1,3
40НКМП 0,01 0,05 0,02 0,01 5,2 2,8 3,0 6,9 4,6 2,4 2,8 6,1 1,45 1,5 1,4 1,3 1,3 1,3 1,4 1,3
50НП 0,1 0,05 0,02 0,01 5 4,5 2,8 3,6 4,5 4,0 2,6 3,3 1,4 1,3 1,3 1,2 1,5 1,4 1,4 1,3
79НМ 0,1 0,05 0,02 0,01 1,4 1,0 0,85 0,7 1,2 0,9 0,8 0,65 1,65 1,5 1,4 1,26 2,0 2,0 2,0 1,9
68НМП 0,05 2,2 1,9 1,55 1,7
80НХС 0,1 0,05 1,4 1,2 1,25 1,0 1,7 1,5 2,0 2,0
Электротехниче- ская сталь 0,08 26 22 1,4 -^4
2000НМ1 2000НМЗ 2500НМС1 — — 21 23 24 1,25 1,1 1,05 2,б/ 2,4, 1,45Х
Примечание. Значения Руд , приведены для сплавов 34НКМП,
40НКМП, 50НП, 79НМ, 68НМП н 80НХС при Ви=0,5 Т, fB = l кГц, для
электротехнической стали прн В„=| Т, /в=1 кГц, для ферритов 2000НМ1.
2000НМЗ н 2500НМС1 при Вн=0,2 Т, fH=20 кГц.
77
Т а б л и.ц а 3.12 Расчетные соотношения для определения удельных потерь в стали Py^i и коэффициентов добавочных потерь от высших гармонических составляющих магнитной индукции при форме кривой напряжения, отличной от синусоиды
Форма кривой напряжения Значение первой гармоники магнитной индукции, В Т Удельные потери в стали от первой гармоники магнитной индукции РУД1, Вт/кг Коэффициент добавочных потерь Уф
2,55 | sin a" | Bm
а" (л—a")
P f М“Г 2,55 [ sin 73
Ц/и/ l а"(л-а")Вн J
1,034Bm
/ fi у / l,034Bm\P
Uh / \ Sh /
Л— oc
1 4- *a~3p
*=3
0,81Bm
. -W O-Slg^
1 Uh И Bh
0,81 Bm | cos a0 | 6
, /AW 0,81бт | cos a0 | d \P
1 Uh / I Ba J
fea-2B/|cosfe«0|\3
\ |cos a0| /
Примечание. A—3, 5, 7, 9 и т. д. —- порядковые номера высших гармонических составляющих; — удельные потери
при нормированных значениях магнитной индукции и частоты (см. табл. 3.6).
Коэффициент полезного действия ТММ равен отношению отда
ваемой мощности к потребляемой от сети:
U* C0S *Р«
С/2 /2 cos фиЧ-^тр +
где Ртр = Ре 4- Рк — потери в трансформаторе.
3.3. Расчет тепловых режимов
Основными источниками теплоты в ТММ и дросселях являются
потерн в обмотке и магиитопроводе, причем потери в магиитопроводе
являются внешним источником теплоты по отношению к катушке
(обмотке); соответственно потери в катушке будут внешним источни-
ком теплоты по отношению к магнитопроводу. Собственные потери
в катушке и магнитопроводе являются внутренними источниками
теплоты в отношении нагрева этих элементов конструкции.
В зависимости от условий теплообмена с окружающей средой
трансформаторы и дроссели могут быть разделены иа два типа:
ТММ и дроссели, теплообмен которых с окружающей средой
осуществляется через обмотку и сердечник, т. е. элемент стержне-
вой броневой конструкции;
ТММ и дроссели, магнитопровод (или обмотка) которых полно-
стью закрыт обмоткой (или магнитопроводом) и теплообмен с окру-
жающей средой осуществляется только через обмотку (или магнито-
провод). К ним относятся электромагнитные элементы тороидаль-
ной и кабельной конструкций.
Для расчета тепловых режимов используется схема замеще-
ния ТММ или дросселя, приведенная на рнс. 3.6. В ней распределен-
ные тепловые параметры заменены сосредоточенными электромаг-
нитными параметрами.
Потери в катушке Рк и магиитопроводе Ро представлены как
источники тока, параллельно которым включены тепловые сопротив-
ления обмотки (илн Рк для внешнего источника теплоты), тепло-
вые сопротивления обмотки — окружающая среда Ro.k и тепловые
сопротивления перехода окружающая среда — магнитопровод R0.c.
Тепловой поток от катушки к магнитопроводу (или наоборот) про-
ходит через сопротивление пере-
хода (гильзы) Rr. Для тепловой
схемы замещения на рис. 3.6
, Як + Яо.к
п —------------------------ ,
Яо.к + ЯкЧ-Яг-Ь^о.с
Ro.с
s —---------------------,
*o.C + *K +^г4'^о.к
(3.16)
где п.' — коэффициент, характе-
ризующий составляющую тепло-
вого потока между катушкой н
магнитопроводом от потерь в ка-
тушке; s — коэффициент, харак-
Рис. 3.6. Тепловая схема заме-
щения трансформатора
79
теризующий составляющую теплового потока между магнитопрово-
дом и катушкой от потерь в стали.
Тепловой поток между катушкой и магнитопроводом
Ри.с = ^к — Ре $~Рк (п' vs) (3,17)
и может быть положительным или отрицательным.
При положительном ркс часть потерь в катушке отводится в ок-
ружающую среду через магнитопровод, а при отрицательном потерн
мощности в магнитопроводе отводятся в окружающую среду частич-
но и через поверхность катушки, создавая в катушке дополнитель-
ный перепад температур рк.с RK. Максимально нагретая область
будет расположена в зоне на границе раздела между катушкой и
сердечником
В тороидальных ТММ и дросселях отсутствует теплообмен сер-
дечника непосредственно с окружающей средой, поэтому в тепловой
схеме замещения на рис. 3.6 можно принять /?0.c=s <». Тогда s—1
и л' = 0, а весь тепловой поток от сердечника проходит через об-
мотку, создавая в ней дополнительный перепад температур PcRk.
Максимально нагретая область обмотки будет находиться на грани-
це с сердечником.
Для трансформаторов кабельного типа s = 0 и п — 1
Расчетные зависимости для определения перегрева обмоток по
отношению к температуре окружающей среды и коэффициент пере-
пада температур в катушке йп.т = 1 + &Тк.г/Та.к приведены в
табл. 3.13.
Расчет теплового сопротивления RK для катушек с внутренним источ-
ником теплоты при отводе ее через наружную цилиндрическую по-
верхность, т. е. при отрицательном значении рк.е, для броневых,
стержневых и тороидальных трансформаторов, производится по фор-
муле
г2 — г2 Г
о __Л___I
4ЛИ„ [
2г2
In —
(3.18)
Тепловое сопротивление катушки при положительном значении
Рк-с
D г» 17 V . о । ro J /?к
R«t -т; I/" — +21п —— 1 ~ v
4XVк |Д го / гн J 2
(3 19)
Тепловое сопротивление катушки для потока, идущего со сторо-
ны внутренней поверхности,
(>5- '£.) '"71-
«• =---------2Я- |3'2°)
Сопротивления на границе катушка — окружающая среда RH.c
и сердечник — окружающая среды /?0.с-
/?о.к = 1 /«к Ро.с “ 1/с<с Р?с» (3.21)
где Пк и По — поверхности охлаждения катушки и сердечника.
Тепловое сопротивление перехода сердечник—катушка (гильзы)
6Г
R?----5^- <3.22)
Ml р
80
Таблица 3.13
Формулы для расчета перегрева трансформаторов
Параметры Броневые и стержневые Тороидальные Кабельные
Рк с положительный Рк.с отрицательный
Перепад темпера- туры в обмотке Д7*к т /’тр (1— n'-f-Vs)flK 1 V 1 + V ^тр ~’ Rk 1 4-v
Поверхностное превышение тем- пературы обмотки ~(l-n'+vs)/?o.K 1+v P TP (1 — n' + vs)R0.K 1 +v Ртр Ro-K ^Tp Rq.C
Максимальное превышение тем- пературы в ка- тушке ДГК max Д^П kn-T
Среднее превыше- ние температуры в катушке ДГК <-Р - V + + e * к 1 + О _ - ? X a. ^TP 4(l-|-v) X X (l—n'4-vs) R0.K ^тр " [2(1 + 2(l+v) 1 + v) ^?o.k + /?k+v/?k ] Ptp[/?0-c+2(14-v)]
Коэффициент пе- репада температу- ры в катушке fell т . a R'K+(vs—n') 7?' (1 — n' + vs)R0.K R1S +vR'K 1 -J- (1+v) RO.K , , --
I 4“ ^O-K (1 + v) Ra.c
Приведенные размеры катушек определяются из выражений
Гвн —
Л
г2 —г2
'н pH
2 In (гн/^вн)
Для тороидальных трансформаторов Sm = VK/ZC, а для броневых
и стержневых Sm = aKlw.
Типовые значения тепловых сопротивлений для ТММ различ-
ных конструкций приведены в [47).
Коэффициент теплоотдачи ат может быть представлен как
сумма коэффициентов теплоотдачи конвекцией ак, Вт/см2 °C, и луче-
испусканием ал, Вт/см2 °C. Коэффициент теплоотдачи конвекцией
ак=О,м(-^——(3.23)
\ « J V Ио
где h — высота катушки для броневой н стержневой конструкций,
м; h = 2гИ — для тороидальной конструкции, м; А — коэффици-
ент, зависящий от физических параметров среды, Вт/м7'м-°С
(рис. 3.7); Тл—температура поверхности катушки.
Коэффициент теплоотдачи лучеиспусканием
ет Ср
ал =--------
7 гп+273 У _ /Тс + 273 yj _ ю
А 100 / k loo J J'
Т’п-Т'с
— 4
(3.24)
где ет — степень черноты тела; С„ = 5,67 — коэффициент лучеис-
пускания абсолютно черного тела.
Рис. 3.7. Зависимости коэффициентов Л = <р(7,п) и ал=ф(7е)
82
Зависимости коэффициента теплоотдачи лучеиспусканием
от температуры окружающей среды при Та = const приведены на
рис. 3.7.
При наличии обдува со скоростью v коэффициент теплоотдачи
возрастает и определяется по формуле
а» •= am (1 + 0,5]/й).
Расчет коэффициента теплопроводности производится в сле-
дующей последовательности.
Определяется средняя условная теплопроводность обмотки Хер
без учета межслоевой изоляции;
Хпр
Хер— > (3.25)
о,7-|/
где Хпр == 2,3 Вт/см °C — для лаковой изоляции провода.
Эквивалентная толщина прослойки между проводами, заполнен-
ная воздухом или пропиточным лаком (компаундом) [112] при рядо-
вой и шахматной укладке провода катушек соответственно:
(3.266)
Последнее выражение справедливо и для тороидальной намотки.
Коэффициент теплопроводности обмотки X, Вт/см - °C с уче-
том наличия равномерно распределенной по объему обмотки меж-
слоевой изоляции
=^изЧ-Аиз+бсп 27)
^Из/ХсрЧ-^ИЗ Хиз-[-бсл/Хсл
Коэффициенты теплопроводности прослойки между проводами
Хиз и межслойной изоляции Хсл выбираются из табл 3.14, где даиы
основные теплофизические характеристики ряда материалов. Значе-
ние коэффициента теплопроводности для непропнтанных катушек
равно (1,0—2,0)-10~3 Вт/см - °C, для катушек с пропиткой лаками н
компаундами Х= (2-t-5) 10-3 Вт/см-°C прн наличии межслоевой
изоляции.
Поверочный расчет тепловых режимов. Перегрев катушки транс-
форматоров и дросселей броневой и стержневой конструкции опре-
деляется по формуле [47]
Р 1 Р
А'ГК =---------------- Т "................. (3.28)
п I , . уЧ-0.6 |
«т Пк р + Пк у 1 +o,2V/7c//7K J
Перегрев обмотки тороидальных трансформаторов
ва
Таблица 3.14
Основные теплофизические характеристики материалов
для трансформаторов
Материал Степень черноты 8т Коэффициент тепло- проводности X, Вт/см-°С Удельная теплоем- кость, с, Дж/г.°C
Алюминий: 2,08 0,816
окисленная поверх- 0,2—0,31 — —-
кость
полированная пласти- 0,04—0,06 •—
на
фольга 0,03 — —-
Бумага:
сухая — 1,0-10-3 1,1—1,5
пропитанная маслом — 1,5-10~3 J ,7
пропитанная лаком —— 1,7-10-3 1,5—2,0
Воздух — 3,0-1 о-4 1,0
Вода — 0,6-ю-3 4,2
Гетииакс, текстолит — (2,3—3,0) • 10“3 0,3—0,4
Лакоткань — 2,5-10-э 2,0
Лавсановая и фторопла- — — 2,0
стовая плеика
Лаковая изоляция об- — 2,3-10-3 —
моточного провода
Медь шлифованная 0,03 3,7 0,39
Медь окисленная при 0,57
7=600 °C
Масло = - 1,0-ю-3 1,8
Краски и лаки:
матовые 0,96—0,98 2,5-10"3 —
серые, черные 0,87—0,9 —-
защитно-зеленые 0,9 —
алюминиевые 0,28—0,7 —— ——
Компаунды:
пропиточный —— 2,5-10-3 2,0
заливочный = 1,5-10-3 2,0
Пенопласты: — 0,06-1 о-2 =--
Сталь:
шлифованная 0,5—0,6 0,2—0,5 0,48
окислеииая 0,82 ——
оцинкованная 0,28
Слюда — (4,5—5,7) • 10-3 •—
Электрокартон —“ 1,7-Ю-з 1,5
84
3.4. Уравнения мощности и оптимизация
электромагнитных нагрузок
При расчетах ТММ в уравнениях габаритной и выходной мощно-
сти необходимо учитывать наличие обмоток со средней точкой
(рис. 3.8). Трансформатор с любой схемой обмоток приводится к
двухобмоточному с помощью расчетных формул (табл. 3.15).
Связь габаритной мощности с электромагнитными нагрузками и
геометрическими размерами магнитопровода определяется из выра-
жения
Pr = 20k$fBmSckcSokoj. (3.30)
Выходная мощность трансформатора
S k
₽2 = Wfe$hBmSefe0-^-a--PTp, (3.31)
Лех
где /гсх = kp + 1/^2 (1 ~ kp) + kt характеризует распределение
окна сердечника между первичной и вторичными обмотками. При
наличии обмоток со средней точкой = 2, k2 = 2, при их отсут-
ствии kr =1, k2 = 1. Зависимости коэффициента kcx от kp приведе-
ны на рис. 3.9. Коэффициент kp = 2Pa/(SPa 2Р3) характе-
ризует отношение выходной мощности обмоток без средней точки к
суммарной выходной мощности.
Основной задачей расчета трансформаторов является получение
наилучших удельных массогабаритиых или энергетических характе-
ристик при выполнении заданных требований к его параметрам. Кри-
териями расчета ТММ являются: заданный перегрев обмоток, паде-
ние напряжения в обмотках, КПД и ток холостого хода. Расчет на
заданный перегрев обмоток проводится для трансформаторов повы-
шенной частоты (400 н 1000 Гц), а также частоты 50 Гц при мощности
более 50 Вт и трансформаторов статических преобразователей с час-
тотой преобразования свыше 1 кГц. Расчет трансформаторов иа за-
данное падение напряжения в обмотках проводится в основном для
ТММ, работающих иа частоте 50 Гц с выходной мощностью до 50 Вт,
а также трансформаторов статических преобразователей мощностью
до 30 Вт при частоте преобразования до 5 кГц. Ограничение падения
напряжения задается также для трансформаторов с повышенными
требованиями к стабильности выходных напряжений.
? V, ? W,' Ч
Рис. 3.8. Электрическая схема
трансформатора
Рис. 3.9. Зависимости kCT =
= ф(М; «1 = 1— для обмот-
ки без средней точки: «1=2 —
для обмоткн со средней точкой
85
Таблица 3.15
Значения коэффициентов приведения тока fcnpi, fcnp2,
коэффициента распределения мощности k9 и расчетные соотношения
для определения габаритной мощности в зависимости от схемного
выполнения обмоток ТММ
Схема выполнения обмотои *npi *npa ftp Габаритная мощность Pp
1 1 1 ZPt
1 0,707 0 2ф
1 0,707 0<fep<l 2ф X X П+ф(У'2-0,41Ар)]
0,707 0,707 0 У 2
0,707 1 1 2-ф
0,707 0,707 0<£p<l SP2 / 1 2 у Ф^пр1 1-fep \ + , + 1 «ПР2 /
Для ТММ преобразовате-
Примечание. Коэффициент ф=Цт cos <₽.
лей напряжения при работе на выпрямитель Цт.
86
Таблица 3.16
Расчетные соотношения для определения магнитной индукции, плотности тока в обмотках и габаритной
мощности при заданных условиях расчета
Параметры
Перегрев обмоток
Падение напряжения на обмотках
Ток холостого хода
Магнитная
индукция
Вт, Т
‘vA7’K-Cp ат ПТ
(l + v)GcPwf“ .
Вт по кривым Вт = <р (И
т)
Для витых разрезных сердеч-
ников
Вт=0,9
ki kc l3
Плотность
тока
/, А/мм2
0,707
ДТк.Ср ат77т
(1 +v)6T GK kR
40Ьф^Вт Sc fec
P&CX kR lyp
и* Pr (4кф fBmy
SQpAcx
0 707 1 / ani
’ У (i+v)kTGKkR
5
8?
Параметры Перегрев обмоток
Габаритная мощность Pr, ВА Ю^ф ДГк.Ср ССт X •>/^в^2—в2т-Чск0 X 1/ _ , X ' pkft Ус , Фз фо Фп.с Кфк Фс
Входящие параметры Оптимальное значение v = 2/0 мо- жет быть ограничено условиями расчета или значением индукции насыщения; тогда v определяется по формуле РС V = ' = Р тр —Рс = Рс ®пг^Гк.ср Пт—Рс
Окончание табл. 3.1В
Падение напряжения на обмотках Ток холостого хода
Л 800^ Р Bfn k* k0 ик <р=ср0 а5 Р^сх ф/ш 20/ i0 _4 ~~ *сх *2 /2 sc s*10 К(- <3
«Рс ф/- Фо ф/ ц, ki=i + V i +(Л>)2 Z3 = (l - 3)-10"3, см
Таблица 3.17
Формулы для безразмерных функций связи ср,- геометрических параметров трансформаторов с базовым
размером а
Геомет- рический параметр Связь с базовым размером Значения ср. для различных типов трансформато ров
Броневой Стержневой Тороидальный Трехфазный
Ф1 1с = фга 2 (x-f- ?+ л/4) 2 (x-f- г 4- л/4) л (х + 1) Зх + 2z + 4,4
VIW lW /и7=Фд17 а лх + 2(/ + 2 лх/24-2у + 2 л [(0,5x4-у) (х2 + + 2х+2)-2у(х+1)]/х2 л / лх \ 2( Т+у+1/
фа Sc Se^<fsa2 У У У У
фо So Sq — фо Л2 XZ XZ е> 1 — xz/2
фп-к пк /7К — фп-н °2 2 {лх (х +г)+2х-|-г] „ Глх 2|т(х+ г) + + (х + г) (</ + 2)j л 2х2 + 4х + 4 (о, 5х + + у + 0,5 У~2х2 + 4х + 4) 2 [0,5лх (0,5х + 4- г)4- (x4-z)]
Фп-с Ле Лс = <рп.с а2 2 [у (2x4-г -J- 3)4- + 2х + г + 2] 2 [у (х + 4) + 2х + 4] 0 2 (2х + 3) (у4-2)/3
фк Vk Ук = фк а3 2хг (лх/2 + y + l) 2хг (лх/44-y-f- 1) 0,5л (0,5х + у) (х2 + + 2х + 2) — лу (х-|- 1) хг (лх /4 4- у 4* 1)
Фе Ус Ус--фс а3 2у (х + г+ 1) 1 2у (х-|-г-|-2) лу(х+1) у (4х 4-Зг4-6)/3
Примечания' I. Безразмерные коэффициенты х—с/а; y—b/a-, x=hla.
со 2- Обозначения размеров a, b, с, h соответствуют рис. 3.1.
Особенностью ТММ частоты 50 Гц является значительный ток
намагничивания. Индукцию в сердечнике таких ТММ необходимо
выбирать с учетом ограничения тока холостого хода.
Оптимальные значения электромагнитных нагрузок (индукции
и плотности тока) при указанных выше критериях расчета опреде-
ляются по формулам табл. 3.16, где приведены также уравнения, свя-
зывающие габаритную мощность с заданными параметрами расчета
и геометрическими размерами ТММ через функции связи с базовым
размером магнитопровода (табл. 3.17).
3.5. Расчет однофазных трансформаторов
Расчет однофазных ТММ ведется, как правило, на допустимое
превышение температуры. При этом не исключаются ограничения по
напряжению короткого замыкания и току холостого хода, исходя
из условий работы.
Исходными данными для расчета трансформатора являются:
назначение, условия работы и требуемый срок службы; напряже-
ние и частота f питающей сети, электрическая схема трансформатора;
действующие напряжения вторичных обмоток: без средней точки
У21, 1/2г; СО средней точкой U31, U..................... U3i\ токи вторич-
ных обмоток: без средней точки /21, /22..... /а£> со средней точкой
/31, /аа,..., Л; (в нагрузке); допустимое напряжение короткого за-
мыкания «к или значение тока холостого хода /ох (при наличии огра-
ничений по этим параметрам).
Расчет трансформатора состоит из следующих этапов: выбор кон-
структивного исполнения, типа магнитопровода, расчетных крите-
риев; расчет габаритной мощности, определение типоразмера маг-
иитопровода; выбор электромагнитных нагрузок: индукции, плот-
ности тока; электрический расчет трансформатора; конструктивный
расчет трансформатора; поверочный расчет; тепловой расчет.
Выбор конструктивного исполнения, типа магнитопровода я
расчетных критериев производится исходя из условий работы и за-
данного срока службы. Конструктивное исполнение ТММ может быть
открытым, защищенным или закрытым. Длй частоты 50—400 Гц
применяется броневая или стержневая конструкция магиитопрово-
да, на частоте 1 кГц и выше — в основном тороидальная. При отсут-
ствии ограничений по напряжению короткого замыкания или току
холостого хода расчет ведется на заданную температуру перегрева
ТММ, которая не должна превышать допустимой для провода обмо-
ток и изоляции.
Для броневой и стержневой конструкции магнитопровода при
окружающей температуре 60 °C перегрев обмоток принимается SO-
55 °C.
Расчет габаритной мощности. Выбор типоразмера магиитопро-
вода. Габаритная мощность ТММ определяется в зависимости от
электрической схемы рассчитываемого трансформатора по формулам,
приведенным в табл. 3.15. При этом КПД выбирается по графику на
рис. 3.10 в зависимости от суммарной выходной мощности
SP2 = SP2£ + 2Рз£,
где
2Ра( = + • • + УагЛг;
== + UszIm + .. + <73i/3i.
90
Таблица 3.18
Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа
(/=50 Гц; ср = 55сС; сталь 3412 (Э320) — толщина 0,35 мм;
3421 (Э310) — толщина 0,2 мм)
Типоразмер магнитопровода, ШЛ аХЬ Рг, В-А Впг- Т V», виток/В «к- % f. А/мм*
ШЛ12Х12.5 2,0 1,5 22,7 12 1,5
ШЛ12Х16 4,0 1,5 17,7 12 1,7
ШЛ 12X20 6,0 1,5 14,2 12 2,0
ШЛ 12X25 8.0 1,5 11,4 12 2,2
ШЛ16Х16 13 1,6 12,4 12 2,0
ШЛ 16X20 20 1,6 9,9 12 2,2
ШЛ 16X25 28 1,6 7,9 12 2,5
ШЛ 16X32 38 1,6 6,2 12 3,0
ШЛ20Х20 45 1,6 7,85 11,5 2,5
ШЛ20Х25 60 1,6 6,26 10,5 2,7
ШЛ20Х32 75 1,6 4,9 9,0 2,7
ШЛ20Х40 98 1,6 3,9 8,0 2,6
ШЛ25Х25 125 1,6 5,0 9,0 2,4
ШЛ25Х32 150 1,6 3,9 7,5 2,4
ШЛ25Х40 190 1,6 3,15 6,5 2,3
ШЛ25Х50 230 1,6 2,5 5,5 2,2
ШЛ32Х32 280 1,6 3,0 7,0 2,3
ШЛ32Х40 350 1,6 2,42 5,5 2,2
ШЛ32Х50 440 1,6 1,95 4,5 2,1
ШЛ32Х64 540 1,6 1,5 4,0 2,0
ШЛ40Х40 640 1,6 1,95 4,5 2,0
ШЛ 40X50 770 1,6 1,55 4,0 1,9
ШЛ40Х64 920 1,6 1,20 3,0 1,8
ШЛ40Х80 1100 1,6 0,97 3,0 1,8
Выбор типоразмера магнитопровода производится из табл.
3.18—3.21 по найденному значению габаритной мощности Рг и
заданным условиям расчета (частота, перегрев). При условиях рас-
чета, отличающихся от указанных в табл. 3.18—3.21, выбор типо-
размера магнитопровода производится из табл. 3.1—3.3 по значе-
нию произведения SOSC:
Рг
So Sc =---------5-------. (3.32)
20k$fiBmkokD
Значения kg, jw Bm выбирают из графиков иа рис. 3.11 — 3.13,
значения Sc, Gc, /с определяют из табл. 3.1 — 3.3 для выбранного
типоразмера магнитопровода. Коэффициент kc выбирают из табл.
3.22 в зависимости от толщины ленты.
Выбор электромагнитных нагрузок — магнитной индукции Вт
и плотности тока / производится по данным табл. 3.12—3:15 или рас-
четным путем по формулам табл. 3.16. Прн этом Вт 1,6 Т для
f = 50 Гц; Вт 1,4 Т для / = 400 1000 Гц.
.91
При ограничении падения напряжения в обмотках плотность
тока определяют по формулам табл. 3.16 по заданному значению па-
дения напряжения
Электрический расчет трансформатора
1. Число витков на вольт ЭДС, индуктируемой в обмотке тран-
сформатора
10
4йф Вт fS0 ke
(3.33)
Значение Вт не должно превышать выбранного при максиму-
ме напряжения первичной сети.
Таблица 3.19
Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа
(f=400 Гц, ДГк.ср==55 °C, сталь 3422 (Э320)
толщиной 0,15—0,08 мм)
Типоразмер магнитопровода, ШЛ оХЬ Рг, В.А в , т W'o, виток/В “к- % /, А/мм 2
ШЛ6Х6.5 3,0 1,4 13,5 15 5,8
ШЛ6Х8 5,0 1,4 11,0 15 6,8
ШЛ6ХЮ 7,0 1,4 8,6 15 7,9
ШЛ6Х12.5 8,0 1,4 7 13 7,5
ШЛ8Х8 14 1,4 8,1 14 7,0
ШЛ8ХЮ 17 1,4 6,4 11,5 6,5
ШЛ8Х12.5 20 1,4 5,1 9 6,2
ШЛ8Х16 23 1,3 4,3 8,5 6,2
ШЛЮХЮ 32 1,4 5,0 9,5 6,0
ШЛЮХ 12,5 37 1,4 4,0 7,5 5,5
ШЛ10Х16 44 1,3 3,4 6,7 5,4
ШЛ 10X20 50 1,3 2,7 5,5 5,0
ШЛ 12X12,5 60 1,3 3,6 6,0 4,5
ШЛ12Х16 70 1,3 2,8 4,5 4,0
ШЛ 12X20 80 1,2 2,45 4,3 4,0
ШЛ 12X25 89 1,2 1,95 3,4 3,6
ШЛ16Х16 140 1,2 2,3 4 3,5
ШЛ 16X20 160 1,2 1,8 3 3,0
ШЛ 16X25 170 1,1 1,6 2,5 2,9
ШЛ 16X32 205 1,0 1,35 2,5 3,0
ШЛ20Х20 270 1,1 1,6 2,8 2,8
ШЛ20Х25 310 1,0 1,4 2,6 2,8
ШЛ20Х32 350 1,0 1,0 2 2,5
ШЛ 20X40 440 0,9 0,95 2 2,8
ШЛ25Х25 530 1,0 1.1 2 2,3
ШЛ25Х32 580 0,9 0,95 1,8 2,2
ШЛ25Х40 670 0,7 1,0 2,4 2,6
ШЛ25Х50 820 0,6 0,92 2,8 3,0
92
Таблица 3.20
Расчетные данные ряда трансформаторов стержневого типа при перегреве ДТк.ср = 55 ’С; f—50 Гц, сталь 3412
(Э320) толщиной 0,35 мм; /=400 Гц, сталь 3422 толщиной 0,08—0,15 мм
Типоразмер магнитопровода. ПЛ aXb—h 1=60 Гц f=400 Гц
В , Т т /. А/мм* «к, % Рг, в-А В. т т /, А/мм* «к. % | ₽г-в-А
ПЛ8Х 12,5—12,5 1,5 1,5 24,5 0,4 1,6 7,5 14,8 15
ПЛ8Х 12,5—16 1,5 1,5 24,5 0,5 1,6 7,2 14,2 18
ПЛ8Х 12,5—20 1,5 1,5 24,5 0,65 1,6 7.0 13,6 21
ПЛ8Х 12,5—25 1,5 1,5 24,5 0,9 1,6 6,5 12,8 25
ПЛ10Х12.5—20 1,5 1,6 24 1,6 1,5 6,0 12,2 34
ПЛ 10X12,5—25 1,5 1,6 24 1,9 1,5 5,5 11,1 40
ПЛ10Х12.5—32 1,5 1,6 24 2,3 1,5 5,0 10,2 48
ПЛ 10X12,5—40 1,5 1,6 24 2,7 1,5 4,7 9,6 60
ПЛ 12,5X16—25 1,6 2,2 24 5,7 1,45 4,0 6,5 64
ПЛ 12,5X16—32 1,6 2,2 24 6,9 1,45 3,6 6,0 80
ПЛ 12,5X16—40 1,6 2,2 24 9,6 1,45 3,4 5,5 95
ПЛ12.5Х16—50 1,6 2,2 24 12,0 1,45 3,2 5,2 116
ПЛ 12,5X25—30 1,65 2,7 24 19,0 1,35 3,0 4,6 130
ПЛ 12,5X25—40 1,65 2,7 24 25,0 1,3 2,8 4,3 160
ПЛ 12,5X25—50 1,65 2,7 24 31,0 1,25 2,6 4,0 180
ПЛ 12,5X25—60 1,65 2,7 24 37,0 1,2 2,4 3,7 205
8
£
Окончание табл. 3.20
Типоразмер магнитопровода, ПЛ aXb—h /=60 Гц f=400 Гц
т ТП /, А/мм’ «к, % Рг, В.А В , Т пг* | /, А/мм2 «к> % Рг, В.А
ПЛ 16X32—40 1,65 3,2 21,0 66,0 1,15 2,2 2,8 240
ПЛ 16X32—50 1,65 3,1 20,3 80,0 1,1 2,0 2,6 290
ПЛ 16X32—65 1,65 3,0 19,7 100,0 1,1 2,0 2,6 350
ПЛ 16X32—80 1,65 3,0 19,7 123 1,05 1,9 2,4 400
ПЛ20Х40—50 1,65 2,8 15,7 160 0,95 1,9 2,5 480
ПЛ20Х40—60 1,65 2,6 14,6 176 0,90 1,8 2,3 540
ПЛ20Х40—80 1,65 2,5 14,0 230 0,88 1,7 2,2 620
ПЛ20Х40—100 1,65 2,4 13,5 280 0,85 1,7 2,2 720 ?
ПЛ25Х50—65 1,65 2,2 9,5 340 0,8 1,6 1,9 910
ПЛ25Х 50—80 1,65 2,0 8,6 380 0,78 1,5 1,8 1030
ПЛ25Х50—100 1,65 1,8 7,8 430 0,76 1,4 1,7 1250
ПЛ25Х50—120 1,65 1,7 7,3 485 0,74 1,4 1,7 1450
ПЛ32Х64—80 1,65 1,7 5,8 700 0,73 1,4 1,5 1800
ПЛ32Х64—100 1,65 1,6 5,4 820 0,7 1,4 1,5 2100
ПЛ32Х64—130 1,65 1,5 5,1 1030 0,67 1,3 1,4 2500
ПЛ32Х64—160 1,65 1,5 5,1 1270 0,65 1,3 1,4 3000
Таблица 3.21
Расчетные данные ряда тороидальных трансформаторов (АТк.ср=550С; сталь 3423 (Э360) толщина 0,08 мм)
Типоразмер магяитопровода , ОЛ <UD-b /=1 кГц f—2,4 кГц f=5 кГц °гр- г
Вт‘ Т /» А/мм8 “к- % В. А to Л А/мм8 “к- % вг' В-А вт, т т Л А/мм8 “к- % Рг. В-А
ОЛ10/16-5 1,5 14 21 3,4 1,3 11,5 8,5 5,8 0,8 11,2 6,5 7,0 8,0
ОЛ 10/16—6,5 1,5 12 16 4.6 1,2 10 7,5 7,5 0,7 10,0 5,5 9,0 10,0
ОЛ 12/20—5 1,5 10 16 7,0 1,2 8,2 7,0 7,5 0,7 8,3 5,4 9,5 14,0
ОЛ 12/20—6,5 1,5 9,5 10,5 9,2 1,0 8,0 5,3 12,5 0,65 7,7 4,3 16,0 17,0
ОЛ 12/20—10 1,5 7,3 7,5 12,0 0,9 7,0 4,8 16,0 0,6 7,0 3,8 22,0 22,0
ОЛ 16/26—6,5 1,5 7,0 7,5 18,0 1,0 6,0 4,0 26,0 0,6 6,0 3,1 32,0 30,0
ОЛ 16/26—10 1,5 6,0 4,8 24,0 0,9 5,5 3,4 32,0 0,5 5,7 2,7 40,0 40,0
ОЛ 16/26—12,5 1,4 5,5 4,0 28,0 0,8 5,3 3,2 36,5 0,45 5,3 2,5 45,0 48,0
ОЛ20/32—8 1,5 5,5 3,7 38,0 1,0 5,0 3,1 51,5 0,55 5,0 2,4 63,0 56,0
О Л20/32—10 1,5 5,0 3,5 46,0 0,9 4,8 2,8 62,0 0,52 4,8 2,3 75,0 63,5
О Л20/32—12,5 1,4 4,7 3,2 53,5 0,8 4,6 2,5 70,0 0,5 4,6 2,0 86,0 75,0
ОЛ25/40—10 1,5 4,2 3,0 79,0 0,85 4,2 2,3 107 0,5 4,2 1,8 130 107
ОЛ25/40—12,5 1,4 4,1 2,7 98,0 0,75 4,1 2,1 125 0,45 4,1 1,7 150 114
ОЛ25/40—16 1,25 4,0 2,5 105 0,7 4,0 2,0 139 0,4 4,0 1,5 170 148
ОЛ 25/40—20 1,1 3,9 2,2 114 0,65 3,8 1,8 155 0,37 3,8 1,4 190 176
ОЛ32/50—16 1,2 3,5 2,1 185 0,65 3,6 1,6 220 0,4 3,6 1,3 295 246
ОЛ32/50—20 1,15 3,5 2,0 207 0,6 3,4 1,5 260 0,38 3,5 1,1 340 287
ОЛ32/50—25 1,0 3,4 1,8 236 0,55 3,3 1,4 285 0,35 3,2 1,1 365 339
ОЛ 40/64—20 1,1 3,1 1,6 370 0,55 3,1 1,3 450 0,32 3,0 1,0 540 505
® ОЛ40/64—25 1,0 3,0 1,5 430 0,5 3,0 1,2 540 0,3 2,8 0,9 620 590
Рис. 3.10. Зависимости КПД трансформаторов от суммарной выход-
ной мощности:
/ — броневых и стержневых трансформаторов с магнитопроводом из стали 3411
(Э310), 3412 0320) с толщиной ленты 6=0.35 мм, /=50 Гц; 2 — тех же транс-
форматоров с магнитопроводом из стали 3423 0360), 6=0,08 мм, /=400 Гц;
3 — тороидальных трансформаторов с магнитопроводом из стали 3423 (Э360).
6=0,08 мм. /=1000 Гц; 4 — тех же трансформаторов с магннтопроводом из
стали 3423 0 360), 6=0,08 мм, /=5000 Гц
Рис. 3.11. Зависимости Ао=»<р(2Рг) для трансформаторов:
1 броневых и стержневых с напряжением до 100 В, /“50 Гц; 2 — тех же
трансфер* а торов с напряжением до 300 В, /“50 Гц; S — тех же трансформа-
торов с напряжением до 300 В, /“400 Гц; 4 — тороидальных с напряжением
до 300 В. /“1000 Гц; 5 — тороидальных с напряжением до 300 В, /“5000 Гц
96
Рис 3.12. Зависимости плотности тока от суммарной выходной мощ-
ности трансформаторов при Д?кср==50 °C:
/— броневых и стержневых с магнитопроводом из стали 3412 (Э320). /в50 Гц;
2 тех ж»‘ трансформаторов с магиитопроводом из стали 3423 (Э360). f**
“М00 Гц. 3 — тороидальных с магиитопроводом из стали 3423 O30U), -f*
5 кГц; 4 тороидальных с магиитопроводом из сплава 34НКМП. f
е1тб кГц; 5 — тороидальных с магнитопроводом из стали 3423 (3360 /
"Ч -г 5 кГц. ДГкср=80 °C
Рис. 3.13. Зависимости магнитной индукции в магнитопроводе от сум
марной выходной мощности трансформаторов при ДГКгР==50 °C:
/ броневых н стержневых с мя/нитопроводом я» стали 3412 (3320). /*“50 Гц;
2 — стержиевмк с магнитопроводам и< стали 3423 (3360). ^400 Гц; 3 —броне-
вых с Mdi нитопроводом из стали .5423 C436O). /‘•‘400 Гц, 4 — броневых с маг-
ни'кжронплпм ш стали 3423 (ЗЗЫН. (• ПиЮ Гц, 5, 6. 7 --тороидальных с маг-
нитол роддом из стали 3423 (ЭЗьи). /“400 Гц. /в1000 Гц н /=*2500 Гц соответ-
ственно
4
Зак т?h
97
Таблица 3.22
Значения коэффициентов заполнения сталью магиитопроводов
Толщина ленты, мм 0,35 0,15 0,1- 0,08 0,05 0,02
Коэффициент заполнения, kc 0,93 0,9 0,85 0,75—0,8 0,65-0,7
2. Падение напряжения в обмотках определяется по формуле
(3.7), Коэффициент определяется из рис. 3.9, lw — по формулам
табл. 3.17.
3. Число витков первичной и вторичной обмоток
/ Иц \ / Ии\
117, = Го 1/Ц1 W'2i=r0l/aiJl
Г3(=Г0
(1 + 2К)‘
(3.34)
4. Активная составляющая тока холостого хода определяется
по формуле (3.4в), в которой Рс as Руд Ge I——
5. Реактивная составляющая тока холостого хода определяется
по формуле (3.46) или по формуле
. Чщ (с . п3 13
1 ор — ~~ г "zzz (3.
и/’ V 2 W1
Значение Чт в формуле (3.46) определяется по графикам на
рис. 3.14 и 3.15, в формуле (3.35) нз данных табл. 3.6; /8=0 для то-
роидальных трансформаторов; 13 = 0,002 см для броневых и стерж-
невых трансформаторов, п3 = 2.
6. Ток холостого хода определяют по формуле (3.4а).
7. Ток первичной обмотки трансформатора
(3.36)
8. Сечение и диаметр провода /-й обмотки определяют по форму-
лам
я, = /<//; d/ = из У?}.
Марка обмоточного провода с требуемой теплостойкостью изо-
ляционного покрытия выбирается нз табл. 3.9 с сечением, близким
к расчетному. По выбранному сечению провода уточняют плотность
тока в обмотках, напряжение короткого замыкания и число витков.
Конструктивный расчет трансформатора.
1. Испытательное напряжение 1/исп между обмотками и обмо-
ток по отношению к деталям конструкции выбирается в зависимости
от рабочего напряжения t/р или потенциала обмоток по рис. 3.16
98
Fhc. 3.14. Зависимости Sm=<p(Wm) для магнитопроводов броневого
и стержневого типов, f=50 Гц, сталь 3412 (Э320):
I — ШЛ12. ПЛ12Х16. ПЛ12Х25; 2 — ШЛ16: 3 — ШЛ20. ПЛ16Х32. ПЛ20Х40.
ПЛ25Х50; 4 — ШЛ25; 5 - ШЛ32, ШЛ40, ПЛ32Х64. ПЛ40Х40
2. Выбор межслоевой и межобмоточной изоляции ТММ броне-
вой и стержневой конструкций производится по данным табл. 3.23—
3.24.
Рекомендации по выбору межслоевой изоляции из пленок для
тороидальных трансформаторов приведены в табл. 3.25, число слоев
межобмоточной изоляции при применении пленочных материалов
выбирается из расчета 800 В на слой (по испытательному напряже-
нию), но не меиее двух слоев для обеспечения необходимой механи-
ческой прочности.
Рис. 3.15. Зависимости Вт — <Р(Н т ) для магнитопроводов броневого
и стержневого типов /=400 Гц, сталь 3423 (Э360):
Г —ШЛ6. ПЛ6Х12.5; 2 — ШЛ8. ПЛ8Х12.5. ПЛ10Х12.5; 3 — ШЛЮ; 4-ШЛЮ.
ПЛ12Х12. ПЛ12Х25: 5 - ШЛЮ; 6 - ШЛ20. ПЛ16Х32. ПЛ20Х40; ПЛ25Х50;
7 —ШЛ25. ПЛ32Х64, ПЛ4ОХ4О; 8 — ШЛ32. ШЛ40
4*
99
Таблица 3.23
Выбор межслоевой изоляции броневых и стержневых
________________трансформаторов________________
Диаметр провода, мм Рабочее напряжение между слоями. В Марка и толщина изоляцион- ного материала Число слоев
До 0,2 До 60 Конденсаторная бумага КОН-2 0,022 мм 1
От 0,2 до 0,74 До 80 Телефонная КТН 0,05 мм, намоточная ЭН-50 0,05 мм 1
Свыше 0,8 До 100 Кабельная К-120 0,12 мм, пропиточная ЗИП 0,11 м 1
Таблица 3.24
Выбор межобмоточной и концевой изоляции броневых
__________и стержневых трансформаторов__________
Испытатель- ное напря- жение. кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляции ДЛ, мм Испытатель- ное напря- жение, кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляции ДА, мм
между обмотками наружной изоляции между обмотками наружной изоляции
0.5 2 2 6.0 10 8 10
1.5 2 2 —. 8.0 12 10 13
2.0 3 2 — 10 15 12 16
3,0 5 4 3—4 12 17 14 18
4.0 7 6 6 14 20 16 20
5,0 8 6 8 15 25 20 22
Таблица 3.25
Выбор межслоевой изоляции тороидальных трансформаторов
Марка и толщина изоляционного материала Рабочее напряже- ние между слоями. В Число слоев
Диаметр провода, мм
До 0,29 0.29-0,55 0.55—0,8 Свыше 0,8
Пленка из фторопла- ста-4, 0,04 мм До 600 1 2 3 —
Пленка электроизо- ляционная ПЭТФ-20, До 500 1 2 3 —
0,02 мм
Микалентная бумага с пропиткой, 0,02 мм До 300 1 2 4 2
Лакоткань ЛШС-2, 0,11 мм До 300 — 1 1
Стеклоткань, 0,11 мм До 200 — — 1 1
100
Число слоев межобмоточ-
ной изоляции из микалентиой
бумаги определяется по
табл. 3.26.
3. Расчет размещения об-
моток в окне магиитопровода
броневой и стержневой конст-
рукции:
а) высота слоя иамотки
i-й обмотки, йсл, мм:
Лсл — Л — 2 (Дй + 6Щ + Д3),
(3.37)
где Дй — выбирается по
табл. 3.24; 6щ — толщина щеч-
ки каркаса; Д3 — зазор между
каркасом и магиитопроводом
(Да =0, 6Ш = 0 — при бес-
каркасном исполнении).
Для каждой следующей
обмотки высота слоя умень-
шается на 0.5—1 мм для ис-
ключения возможного сброса
витков;
б) число витков в слое t-й
обмотки
Рис. 3.16. Зависимости испыта-
тельного напряжения от рабочего
напряжения трансформаторов
(амплитудные значения)
hen I ky
: (3.38)
“из I
коэффициент укладки провода йу выбирается из табл. 3.27;
в) число слоев i-й обмотки
ясл,= ^^сл; (3.39)
г) толщина i-й обмотки
“t —[лсл I ^из< + (лсл I—0 бел /1 йр£В (3.40)
Коэффициент разбухания йраз находят по графикам рис. 3.17;
д) толщина катушки с учетом межобмоточиой изоляции 6а
l I
+26з*+6г- <3-41)
1 ।
Таблица 3.26
Выбор межобмоточной изоляции из микалентиой бумаги
и тороидальных трансформаторах
Испыта- тельное напряже- ние. кВ 0.5 1.5 2,0 3.0 4.0 5.0 6.0 8,0 10.0 12,0
Число слоев 2 4 5 6 8 10 12 15 17 20
101
Рис. 3.17, Зависимость коэффициента разбухания
йраэ от диаметра провода и отношения bja
Зазор между катушкой и магнитопроводом должен быть в пре-
делах 0,5—1 мм. Для стержневой конструкций зазор между обмот-
ками должен быть в пределах 1 —1,5 мм.
4. Расчет размещения обмоток в окне магнитопровода торои-
дального типа.
Размещение обмотки в окне магнитопровода можно представить
в виде трапеции, если развернуть сечение обмотки по внутреннему
диаметру магнитопровода (рис. 3.18). Расчет производится в той же
последовательности, что для броневых н стержневых трансформато-
ров; при этом вместо йСЛ£ определяется средняя длина намоточного
слоя г-й обмотки. Для первичной и i-й обмоток
Я / d \ „ л
<СЛ1 = ~ ^rj 2 ’ (3.42)
(1-1 /-1 \
^вн1 2 2®/— I 1 о; )> (3.43)
1 1 /
где dBHi ~ d — 26г — 2aj — 2б3 — внутренний диаметр после на-
мотки первичной обмотки; « allPrt/Prll-, aIt = (</вщ—d0CT)/2 —
ориентировочная толщина намотки вторичных обмоток. Толщина
Таблица 3.27
Значения коэффициентов укладки провода обмоток
для броневых и стержневых трансформаторов
Диаметр провода, мм Коэффициент укладки, ку Диаметр провода, мм Коэффициент укладки, ky
Менее 0,2 0,2—0,5 0,5—0,8 0,9 0,93 0,95 0,8—1,0 Более 1,0 0,9 0,85
102
намотки i-й обмотки уточняется
прн расчете размещения вторич-
ных обмоток по формуле (3.40).
Значения коэффициентов Ау,
йраз и величина остаточного диа-
метра doer после намотки выби-
раются из табл 3.28—3.30.
После полной иамотки обмо-
ток doer = dB — 2ak должен
быть не менее принятого по
табл. 3.30.
Проверочный расчет транс-
форматоров малой мощности.
1. Средняя длина витка 1-й
обмотки:
Рнс. 3.18. Развернутое сечение
обмоток тороидального транс-
форматора по внутреннему
диаметру магнитопровода
а) для ТММ броневой и стержневой конструкций
/ri = 2 (Л'+ 5') + 2Мраз, (3.44)
где А' и Б' — наружные размеры по периметру гильзы;
z=i 1-1
hi — 2 а( — 1 + «3 а— 1) 4~«t/2
I I
— расстояние от гильзы до середины i-й обмотки;
б) для ТММ тороидальной конструкции
lwi = 2 (а 4- 6) 4- 2л п.
(3.45)
где г, = бР 4- ht.
2. Сопротивление i-й обмотки при
температуре, Ом,
нормальной и повышенной
10~3. <3.46)
7?/т — ~
где kK == 1 4- аЛ (Тс + ЛТк - 20 °C); kK = 1
при Те = 20 °C и ДТК = 0.
3. Падение напряжения в обмотках ДС/ = /(Rfr.
Таблица 3.28
Значения коэффициентов
укладки провода обмоток
для тороидальных
трансформаторов
Таблица 3.29
Значения коэффициентов
разбухания обмоток для
тороидальных
трансформаторов
Диаметр
провода, мм
Коэффициент
укладки, ky
До 0,8
Свыше 0,8
0,75—0,8
0,8
Диаметр провода, мм Коэффициент разбухания , £раз
До 0,16 1,25
От 0,16 1,2
до 0,8 Свыше 0,8 1,25
103
Таблица 3.30
Допустимый остаточный диаметр окна после намотки обмоток
Внутренний диаметр магии- топровода из специальных сплавов, мм Допустимый остаточный диаметр после намотки, не менее, мм Внутренний диаметр магнито- провода из элек- тротехнической стали не менее, мм Допустимый остаточный диаметр после намотки не менее, мм
12 6 10 5
14 7 12 6
16 8 16 8
18 8 20 10
20 9 25 12
22 10 29 13
25 11 32 14
28 11 — 12 40 16
32 12—13 50 18
36 14 64 20
40 15
4. Уточненное число витков первичной и вторичной обмоток:
Г, = W0(Ut- Wi = (U, + Дt/f). (3.47)
5. Потерн в меди обмоток определяются по формуле (3.5).
6. КПД трансформатора определяется по формуле (3.15).
7. Уточненное значение тока первичной обмотки определяется
по формуле (3.36).
8. Масса меди каждой из обмоток, г.
Ок; »7м^ Will «0-». (3.48)
9. Коэффициент заполнения окна магнитопровода медью
N
—• (3-49)
*->о
10. Масса изоляции обмоток, г,
Сиз— VK Уиз (1—М ^из! (3.50)
Ук =----или рассчитывается по формулам табл. 3.17; ЛИз =
Ум«о
= 0,7 — коэффициент укладки изоляции; уИз ~ 1 г/см:*.
11. Масса трансформатора
GT = Gc 4- GK 4- GH3. (3.51)
Тепловой расчет трансформатора. При расчете ТММ на магнито-
проводе унифицированного ряда с использованием расчетных табл.
3.18—3.21 выполняется поверочный тепловой расчет ТММ по мето-
дике, изложенной в § 3.3. Перегрев катушки ТММ броневой и стерж-
невой конструкции рассчитывается по формуле (3.28), для торо-
идальной конструкции — по формуле (3.29). Полученное значе-
ние температуры перегрева не должно превышать предельно допус-
тимого.
104
3.6. Расчет трансформаторов статических
преобразователей напряжения
По сравнению с силовыми ТММ трансформаторы статических
преобразователей (ТСП) имеют ряд отличий, вызванных несинусои-
дальной формой напряжения и тока обмоток, повышенной частотой
преобразования (до сотен килогерц) н используемыми при этом спе-
циальными магнитными материалами. В магнитно-транзисторных ав-
тогенераторах перемагничивание магннтопровода трансформатора
происходит по предельному циклу, с заходом в область насыщения.
В ТСП возможно также подмагничивание сердечника; их обмотки мо-
гут выполняться со средней точкой на первичной и вторичной сторо-
не, что приводит к различию между полезной и габаритной мощно-
стью трансформатора. Учет отмеченных особенностей при расчетах
позволяет проектировать оптимальные трансформаторы, имеющие
минимальные массу и габариты или максимальный к. п. д.
Схема замещения для мгновенных значений тока н напряжения
ТСП приведена на рис. 3.19, из которой находится ток холостого
хода трансформатора:
U. i
iox — > (3.52)
ri Ь
где т _ — электромагнитная постоянная вре-
Vc г,
меии первичной обмотки трансформатора.
Действующее и среднее значения тока холостого хода определя-
ются по формулам
(7, 1
Л)х.д= __ (3.53)
1 2V Згц т3
В усилителях мощности трансформатор при перемагничивании
магнитопровода работает без захода в область насыщения, поэтому
Сц — const и определяется по формуле
^lBmhkc D
* 2лНт П d '
(3.55)
При перемагничивании магнитопровода ТСП По предельному ги-
стерезису цикла с заходом в область насыщения (рнс. 3.20) в схе-
мах автогенераторов магнитная проницаемость материала магнито-
провода резко уменьшается, что приводит к снижению индуктивно-
сти первичной обмотки трансформатора и увеличению максимально-
го значения тока холостого хода:
‘Ox max ~ Л21Э ^нас •
(3.56)
Действующее значение тока первичной обмотки ТСП определя-
ется по формуле
Г *1 Щ1п \ Г1 отэ/п /
105
Рис. 3.19. Схема замещения трансформа-
тора для статических преобразователей
напряжения
Рис. 3.20. Перемагничивание магнито-
провода ТСП и изменение тока холосто-
го хода
С ростом частоты относительная величина тока холостого хода
уменьшается, составляя на частотах в десятки килогерц несколько
процентов. Это позволяет выбирать провод первичной обмотки ТСП
по действующему значению тока, найденному по токам нагрузки на
вторичной стороне трансформатора
S Р2
Л- — — --------• (3.58)
V п1 Чп
Среднее значение падения напряжения в обмотках ТСП при ак-
тивной нагрузке определяется по формуле
^P==<,(ri + n*r2)+—“. (3.59)
ri тэ
Первое слагаемое (3.59) представляет падение напряжения на
активном сопротивлении обмоток ДС/Г = /н (t\ + л2г«); оно сни-
жается с увеличением частоты и мощности (рнс. 3.21). Второе слага-
емое — падение напряжения на индуктивности рассеяния обмоток;
оно зависит от Ls и скорости изменения тока di/dt на этапе формиро-
вания фронтов прямоугольного напряжения. Поскольку длитель-
ность этапа формирования фронта мала, то величина L^di/dt практи-
чески мало влияет на среднее значение выходного напряжения.
Индуктивность рассеяния первичной обмотки £81 в тороидальных
ТСП может быть сведена к минимуму прн намотке первичной обмот-
ки по всему периметру и ближайшим ее расположением к магнито-
проводу. Снижение индуктивности рассеяния вторичной обмоткн до-
стигается также намоткой ее по всему периметру магнитопровода.
Учитывая малую толщину межобмоточной изоляции в ТСП при
низком напряжении, небольшое число витков обмоток на повышен-
ной частоте преобразования, влиянием падения напряжения на ин-
дуктивности рассеяния на среднее значение выходного напряжения,
ТСП можно пренебречь.
106
Выбор оптимальных значений индукции трансформаторов уси-
лителей мощности аналогичен выбору индукции для обычных ТММ
И производится в зависимости от принятых критериев расчета по
формулам табл. 3.15. При этом, если получили Вт > 0,75 Ss, прини-
мается Вт = 0,75 Ва. Для ТСП повышенной частоты расчет про-
водится на заданный перегрев обмоток, при котором обеспечиваются
минимальные массогабаритные характеристики трансформаторов
при высоком КПД.
Для автогенераторов с насыщающимся силовым трансформато-
ром индукция при расчете принимается равной индукции насыщения
Вт = Ва. Стабильность частоты преобразования при изменении
температуры обеспечивается применением магннтопровода из мате-
риалов, у которых значение Ва не зависит от температуры, как, на-
пример, пермаллой 79НМ, 34НКМП и др. Ферриты, у которых ин-
дукция насыщения зависит от температуры, в преобразователях с на-
сыщающимся трансформатором не рекомендуется применять.
Отличительной особенностью в режиме работы ТСП является
возможность его подмагничивания постоянной составляющей тока
за счет иесимметрнн схем преобразователей напряжения {116]. При
отсутствии подмагничивания магннтопровод перемагничивается по
симметричному частному циклу петли гистерезиса в пределах от
+ Вт Д° — &т (Рис. 3.22) относительно рабочей точки 0, лежа-
щей в начале координат.
Подмагничивание ТСП постоянным током /п приводит к смеще-
нию рабочей точки О в положение О' на основной кривой намагни-
чивания, соответствующей напряженности постоянного поля 770 и
индукции Вй. При этой же индукции Вт магнитопровод начинает
перемагничиваться по несимметричному гистерезисному циклу от
(4-Вт 4- Во) до (— Вт 4- Во) с заходом в область насыщения.
Это приводит к появлению пиков тока на первичной стороне ТСП,
нарушению режима работы транзисторов преобразователя, увеличе-
нию потерь в ТСП и транзисторах, увеличению массы и габаритов
ТСП нз-за необходимости снижения Вт и увеличения среднего пе-
риметра магннтопровода для снижения Но.
Рис. 3.21. Зависимости падения на-
пряжения в обмотках от мощности
ТСП для различных частот
Рис. 3.22. Перемагничива-
ние магнитопровода ТСП
при наличии подмагничива-
ния
107
Для исключения насыщения ТСП необходимо, чтобы
(Во 4- Вт) <Ва. (3.60)
При этом индукция Вт должна выбираться из условия
Вт/Ва < 0,5 + / 0,25-Я;/Ях , (3.61)
где < 0,25 Нг Ва — соответствуют значениям напряжен-
ности поля и индукции в точке перегиба кривой намагничивания,
а Н'о = InWa/lc, где — число витков, соответствующих значе-
нию индукции Ва.
Влияние постоянного подмагничивающего поля сказывается в
меньшей степени на ТСП, выполненных на сердечниках с линейным
участком намагничивания и постоянной магнитной проницаемостью
(сплавы 40НКМ, 64Н, 47НК).
Режим перемагничивания магнитопровода ТСП может быть оп-
ределен с использованием кривых одновременного намагничивания
Яо = <р (Нт) при Вт — сонь!, приведенных на рис. 3.23, a — д
для некоторых материалов. При выбранном значении Вт и извест-
ном значении Но нз рис. 3.23 определяется значение Нт. Далее оп-
ределяется
Во = BmHjHm (3.62)
и проверяется выполнение условия (3.60).
Основными причинами, вызывающими подмагничивание ТСП,
являются: различие длительностей импульсов прямоугольного на-
пряжения преобразователя и чисел витков полуобмоток трансформа-
тора, иеснмметрия плеч выходных выпрямителей, различное значе-
ние ^кэнас силовых транзисторов преобразователя и др. Основными
способами борьбы с подмагничиванием ТСП является: выбор магни-
топровода с линейной характеристикой намагничивания, намотка по-
луобмоток со средней точкой двумя проводами, а также симметриро-
вание прямоугольного напряжения в схеме преобразователя.
Расчет трансформаторов статических преобразователей прово-
дится с учетом особенности их работы в схеме преобразователя. В ос-
новном в преобразователях применяются тороидальные трансформа-
торы, которые в зависимости от частоты преобразования выполняют-
ся на сердечниках из железо-никелевых сплавов или феррита. Важ-
ным требованием к ТСП является обеспечение минимальной массы.
Расчет ТСП обычно ведется на заданную температуру перегрева
(50—60 °C). В ряде случаев вводятся ограничения по падению на-
пряжения в обмотках.
Выбор типоразмера магнитопровода осуществляется по габа-
ритной мощности. При этом удобно пользоваться заранее рассчитан-
ным рядом трансформаторов иа унифицированных сердечниках;
данные таких рядов приведены в табл. 3.31—3.34 для некоторых
фиксированных частот. Расчет основных параметров ТСП для дру-
гих частот проводится с использованием формул табл. 3.35.
Действующее значение тока вторичной обмотки со средней точ-
кой
h = /Hi/l/2. (3.63)
Электромагнитная постоянная времени трансформатора
тэ = (3.64)
108
МНИМ-0,02мм
г)
Рис. 3.23. Зависимости
Я0=ф(Ят) при Вт =
= const
109
Таблица 3.31
Расчетные данные ряда ТСП с самовозбуждением на О-образныхленточных магнитопроводах, имеющих
различную толщину леиты
Типоразмер магннтопровода 34НКМП 79НМ
0,1 мм 0,05 мм 0,05 мм 0,05 мм
1=1 кГц; Вт=1Л Т fs=2,4 кГц; Bm=l,4 Т 1=5 кГц; Bm=l,4 Т f-10 кГц; Вт=0,7 т
h А/мм8 «к. % рг- В-А /» А/мм* “к’ % Р Г’ В-А /» А/мм8 «и* % Рг, в.А /» А/мм8 V % рР- В-А
ОЛ12/14-3 3,0 10 0,15 7,0 10 0,7 15,0 10 3 16 1Q 3
ОЛ 14/17-3 4,5 10 0,5 9,0 10 2,5 15,0 8 10 15 8 10
ОЛ 16/20-3 5,0 10 1,5 10 10 6,0 12,0 6 15 12 6 15
ОЛ 18/23-4 6,5 10 5,0 10 7 15 9,0 3 30 10 4 32
О Л20/25-5 6,7 10 8,0 9,5 7 23 8,0 3 40 8,5 3 48
ОЛ20/25-6.5 7,3 10 12,0 8,5 6 28 7,5 2 50 8,0 2,5 60
ОЛ20/28-5 7,8 10 15,0 8,0 5 34 6,5 2 60 7,5 2,0 70
ОЛ20/28-6.5 8,0 10 20,0 7,5 5 43 6,0 1,5 76 7,0 1,8 85
ОЛ22/30-5 7,7 10 20,0 7,0 4 40 6,0 2 65 6,5 2,0 90
ОЛ22/30-6.5 8,0 9 27,0 6,5 3 50 5,5 1,5 80 6,5 1,5 100
ОЛ25/35-5 6,8 10 29,0 6,3 3 60 5,0 1,5 100 6,0 1,5 115
ОЛ25/35-6.5 6,5 8 37,0 5,8 2,5 72 4,5 1,0 115 5,5 1,2 140
ОЛ25/40-5 6,9 7 43,0 5,5 2,5 83 3,7 0,8 120 5,2 1,2 150
ОЛ25/40-6.5 6,0 6 54,0 5,0 2,0 100 2,5 0,4 Ю5 4,7 1,0 180
ОЛ28/40-8 5,5 6 65,0 4,8 1,5 126 2,7 0,5 145 4,5 0,8 220
ОЛ28/40-Ю 5,5 5 89,0 4,5 1,3 145 1,5 0,3 95 4,1 0,6 250
ОЛ32/45-Ю 5 3,5 115 4,0 1,2 220 1,8 0,3 168 3,8 0,5 350
Таблица 3.32
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на О-образных ленточных магиитопроводах
из материала 34НКМП различной толщины ленты
Типоразмер м агнитопровода 0,1 мм 0,05 мм 0,02 мм
1 кГц; Bm=l,l Т 1п=5 кГц fn=10 кГц
/, А/мм* “к- % £а В , т 771 А/мм* «к. % Т’г" В-А в_. т 771 а/мм’ “к- % вг. . В-А
ОЛ12/14-3 3,0 10 0,15 1,0 14,3 10 2,7 1.0 21,3 9,0 7,0
ОЛ 14/17-3 4,0 10 0,6 1,0 15,0 9,5 8,0 1.0 14,5 5,0 14,0
О Л16/20-3 4,6 10 1,5 1,0 12,5 7,0 13 1,0 11,8 3,5 22,0
ОЛ 18/23-4 6,3 10 5,0 1,0 9,3 4,0 27 1,0 8,5 2,0 44
ОЛ20/25-5 6,5 10 8,0 1.0 8,4 3,0 40 1.0 7,4 1,5 63
О Л 20/25-6,5 7,1 10 10,0 1,0 7,8 2,5 50 1.0 6,6 1,5 74
ОЛ20/28-5 7,6 10 15,0 1.0 7,1 2,0 58 0,9 5,7 1,0 74
ОЛ 20/28-6,5 7,6 10 19,0 1.0 7,0 1,6 75 0,9 5,2 0,8 88
ОЛ22/30-5 7,5 10 19,0 1,0 6,6 2,0 67 0,9 6,3 1,5 90
ОЛ22/30-6.5 7,9 9,0 25,0 1,0 5,9 1.5 81 0,9 4,9 1,0 97
ОЛ25/35-5.0 6,7 8,5 30,0 1,0 5,7 1.5 100 0,9 4,8 1,0 125
ОЛ25/35-6.5 6,5 7,0 39,0 1,0 5,1, 1.0 118 0,8 4,0 0,5 135
ОЛ25/40-5 6,2 7,0 44,0 1,0 4,7 1,0 130 0,6 4,0 1,5 143
ОЛ25/40-6.5 6,0 5,5 56,0 1,0 4,0 0,8 144 0,6 4,2 1,0 165
ОЛ28/40-8 5,6 5,0 67,0 1,0 4,0 0,8 180 0,6 4,1 1,0 200
ОЛ 28/40-10 5,5 4,0 87,0 0,9 3,7 0,7 200 0,6 3,6 0,6 220
ОЛ32/45-Ю 4,9 3,5 115 0,9 3,5 0,6 285 0,5 4,0 1,0 315
ОЛ32/50-8 4,8 3,5 120 0,9 3,1 0,6 280 0,5 3,8 1,0 330
ОЛ32/50-Ю 4,7 3,2 125 0,9 3,0 0,5 335 0,5 3,5 0,8 410
ОЛ 36/56-8 4,5 3,0 163 0,8 2,8 0,5 340 0,5 3,4 0.8 400
ОЛ36/56-Ю 4,4 2,7 205 0,8 2,5 0.4 390 0,45 3,1 0,5 450
ОЛ40/56-12.5 4,0 2,0 305 0,8 2,8 0,4 530 0,4 2,5 0,5 700
Таблица 3 33
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на О-образных ленточных магнитопроводах
из материала 40 НКМ; толщина ленты 0,02 мм
Типоразмер магнитопровода /ц=10 кГц; й„=0.6 Т / «2 '11 0 кГц. Н ^-0,ь Г TH ;н=-50 к1ц °тр- г
!, А/мм* “к-% ''г- В -А h А/мм* ик- % В-А В . т тп ‘ А/м№ “к- % сО
ОЛ 12/14-3 15 4.0 3 15 2 5,5 0,6 14 0,8 12,5 5
ОЛ 14/17 3 15 3.0 9 15 1.5 16 0 6 14,5 0.6 36 8
ОЛ 16/20 3 13 2.3 15 12.5 1.2 28 0,6 11 0,4 57 11
ОЛ 18/2,3 4 10,5 1 2 33 10 0 7 60 0,6 8.0 0.2 115 20
0.320,25-5 9.5 1.0 49 9 0.5 85 0,6 7.2 0,15 165 27
ОЛ 20'25-6.5 9.0 0.7 60 8.5 0.35 ПО 0.45 7,9 0,15 180 31
' /Л2О/28-5 8,3 0.6 70 8,0 0.25 120 0.45 7.0 0,12 200 35
(>Л22'30-5 8,7 0.7 80 8,2 0.3 140 0.45 7,3 0,12 225 43
ОЛ 22/30 6,5 8.0 0.5 100 7.3 0.25 170 0.45 6.5 0,1 300 50
ОЛ 25/35-5 7.7 0,6 140 7,0 0,25 240 0.45 6.2 0,1 400 65
О Л 25 35 6,5 6.9 0.4 170 6.1 0.2 290 0,4 6,0 0,1 450 75
(/.'125/40 5 6,8 0.4 200 6.0 0.15 320 0,4 5,7 0,1 500 86
ОЛ 25/40 6,5 6,7 0,3 260 5.4 0.1 380 0,35 5,4 0,1 550 97
ОЛ 28/40-8 6.5 0.3 295 5.0 0.1 385 0,35 5,0 0,06 650 ПО
О Л 28/40 )0 6.0 0.2 330 5.0 0,1 410 0.35 4,8 0,06 800 125
ОЛ 32/45-10 5.5 0,2 510 4.5 0.1 600 0,35 4.2 0,05 1000 140
ОЛ32/50-8 5.3 0.2 525 4.3 0.1 630 0,35 4.0 0,05 1100 150
Таблица 3.34
Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением иа кольцевых магиитопроводах из ферритов
марок 2000Н М1, 2000 НМЗ __________________________
Типоразмер магннтопровода fa=10 кГц; йт=0,2 Т fu=50 кГц fns=100 кГц
/, А/мм* “к* % ВА В , т тп а/мм* “к- % рг- В-А т тп А/мм* “к1 />г. ВА
К5ХЗХ1.5 3,0 10 0,02 0,2 14,0 10 0,3 0,2 14,5 5,5 0,6
К7Х4Х2 4,0 10 0,08 0,2 17,5 8,5 1,3 0,2 14,5 3,5 2,1
КЮХ6Х2 4,2 10 0,25 0,2 13,0 6,0 3,5 0,2 п.о 2,5 5,6
К10X6X3 5,5 10 0,5 0,2 13,0 4,5 5,5 0,15 11,0 2,5 7,0
К10Х6Х4.5 7,0 10 1,0 0.2 11,0 3,0 7,5 0,15 10,5 1,9 9,0
К12Х5Х5.5 12,5 9,5 2,5 0,2 10,0 1,5 10.0 0.12 10,0 1,3 11,0
К16X10X4,5 11,0 8,7 8,0 0,2 8,5 1,2 28,0 0,12 9,0 1,1 34,0
К16X8X6 11,0 10 8,0 0,2 10,0 2,7 30,0 0,12 10,0 2,4 35,0
К 17,5X8.2X5 11.0 8,5 9,0 0,2 8,5 1,3 30.0 0,12 8,5 1,2 34,0
К20ХЮХ5 9,6 7,8 12,0 0,2 8,0 1,2 42.0 0,12 8,5 1,1 51,0
К 20X12X6 11,5 10 22,0 0,2 9.5 1,8 77.0 0.12 10,0 1,5 94,0
К28Х16Х9 9,0 5,0 66,0 0,18 7,5 1,0 210 0,1 8,0 1,0 250
K3IX 18,5X7 8,5 6,0 72,0 0,18 7.5 1,2 2ь0 0,1 7,5 1,0 260
K32XI6X8 8,0 4,0 82,0 0,18 7,5 1,8 310 0,1 7,0 0,7 305
К32Х20Х9 7,6 4,0 100 0,15 7.0 1,0 300 0.1 7.5 0.9 410
К38Х24Х7 6,8 5,0 132 0,15 6,0 1,2 400 0,1 6,5 1,0 540
К40Х25Х7.5 6,3 4,4 160 0,15 5,7 1,0 470 0,1 6.0 0.9 630
Таблица 3.35
Изменение основных параметров ТСП с увеличением частоты
Основные параметры ТСП с независимым возбуждением , Вт < Вз ТСП с самовозбуждением, В =B. m e
Габаритная мощность, К 1 /^02 km х ]/ . . У «о1 • -1 f 0 ~b vl) ^o2 fy?2 r (1 -f-Vj) &ci Ад]
Плотность то- ка, / h fl Г &О2 1 f О 4-Vi) ^oi Ад1 ’ 4-V«) ^02 ^R2
Магнитная • индукция, В 1
Напря- жение коротко- го замы- кания ик-р Г Л01 1 / (1+*1) ^02 r (l-j-Va) A0i kR2
«к.а «к.эз _t- (j-a/fi) x «K-ai x/rr1- » «02 «/?2 ~T S fi c.
КПД, т)а M .?♦ 1 ^3 w ft* 1 ч -=5 w
Примечания: 1. Знаком * обозначены относительные изменении
расчетных параметров трансформатора прн макснмуме габаритной мощности
каждого тнпоразмера мегннтопровода.
2. Индексы «1» н <2» соответствуют значениям параметров трансформа-
тора при частотах и f3.
Выбор электромагнитных нагрузок — индукцию Вт и плотность
тока находят из табл. 3.31—3.34 по расчетному значению Рг для
выбранного типоразмера магнитопровода; КПД трансформатора оп-
ределяется по графикам на рис. 3.24. Если для трансформаторов
усилителей мощности, выполняемых на ленточных сердечниках
Вт > 075 Bt, то принимается Вт — 075 Bs. Для ферритов с уче-
том изменения Bs от температуры выбирается 0,175 Т для
2000НМ1 и 2000НМЗ, а для 2500НМС1 — Вт < 0,25 Т. Для авто-
генераторов с насыщающимся трансформатором принимается Вт =
114
Ss. Для сплавов 34НКМП и 50НП Ва == 1,45 Т, а для 79НМ Ва =
= 0,75 Т.
Электрический расчет проводят в следующей последовательно-
сти.
1. Определяют число витков на один вольт И70 по формуле (3.33).
2. Напряжение короткого замыкания ик — по формуле (3.7).
3. Число витков первичной н вторичных обмоток —по формулам
(3.34).
4. Ток первичной обмотки предварительно определяется без
учета тока холостого хода по формуле (3.58).
5. Действующие значения токов вторичных обмоток со средней
точкой — по формуле (3.63).
6. Выбор сечения и диаметра провода обмоток производится
как и при расчете однофазных ТММ.
Конструктивный расчет. Выбор межслоевой и межобмоточ-
ной изоляции, расчет размещения обмоток в окне магнитопровода
производятся аналогично однофазным ТММ.
Рекомендуемый порядок размещения обмоток ТСП: ближайшей
к магнитопроводу размещается первичная (коллекторная) и базовые
обмотки, затем поверх них размещаются остальные обмотки. Обмот-
ки со средней точкой выполняются двумя проводами. Все обмотки
укладывают в целое число слоев равномерно по периметру магнито-
провода.
Поверочный расчет проводят в следующей последовательности.
1. Индуктивность первичной обмотки определяют по формуле
(3.55). Напряженность магнитного поля Нт, соответствующая ин-
дукции Вт, выбирается из табл. 3.6 или по кривым намагничивания.
2. Электромагнитную постоянную времени ТСП — по формуле
(3.64).
3. Действующее значение тока первичной обмотки — по фор-
муле (3.57).
4. Среднее значение тока холостого хода — по формуле (3.54).
5. Сопротивление обмоток — по формуле (3.46).
6. Падение напряжения в обмотках KU = liRfT-
7. Уточняют число витков первичной и вторичных обмоток по
формулам (3.47).
Рис. 3.24. Зависимости КПД трансформатора от суммарной выход-
ной мощности
115
8. Определяют потери в меди обмоток по формуле (3.5), поте*
ри в стали по формуле (3.14).
9. КПД трансформатора по формуле (3.15).
Дальнейший расчет массы обмоток, изоляции и тепловой рас-
чет проводятся аналогично однофазным ТММ.
3.7. Дроссели сглаживающих фильтров
Расчет сглаживающих дросселей, как и трансформаторов, про-
водится на заданное превышение температуры обмоток или задан-
ное падение напряжения. Первое условие расчета обеспечивает ми-
нимальную массу или объем дросселя, а второе — заданное измене-
ние напряжения, иа выходе выпрямителя при изменении тока на-
грузки.
Расчет сглаживающего дроссели заключается в выборе конст-
рукции, типоразмера и материала магиитопровода, определении дан-
ных обмоток, при которых обеспечиваются заданные параметры: ин-
дуктивность дросселя L, ток подмагничивания /а, допустимое зна-
чение переменной составляющей напряжения на заданной час-
тоте пульсаций /. При этом перегрев дросселя или сопротивление
обмотки не должны превышать заданные.
Индуктивность дросселя определяется по формуле
1,26ргэф $с Йс Ю~8
L =----------—--------------. (3.65)
•с
Объем магнитопровода дросселя определяется из выражения
V LI* 108
° 1,26ЛС ргэф//§ •
(3.66)
Напряженность постоянного магнитного поля и значение
магнитной проницаемости рГЭф, принимаемые при расчете дросселей
с магиитопроводом из электротехнической стали и магннтодиэлект-
рика МП 140, приведены в табл. 3.36.
При расчете дросселей удобно пользоваться зависимостями, свя-
зывающими объем магнитопровода с индуктивностью дросселя и то-
ком подмагничивания /0. На рнс. 3.25 для тех же материалов маг-
иитопровода, что и в табл. 3.36, представлены зависимости Vc —
= <р (L7J) при перегреве обмоток не более 50 °C.
Таблица 3.36
Значения |хг эф и Но для электротехнической стали
и магнитодиэлектрика МП140
Материал магиитопровода
Стали электротехнические
Магиитодиэлектрик МП 140
эф Ht, А/см
100—300 25-75 80—20 80—25
116
Рис. 3.25. Зависимость произведения Lift и плотности тока j от
объема стали магннтопровода Va дросселя:
I — сталь 3412 (Э320). 0,35 мм броневой (БМ) и стержневой (СМ) магнито-
проводы; 2 —сталь 3423 (Э360), 0,15—0.08 мм броневой н стержневой магни-
топроводы
Базовый размер сердечника находят из выражения
а Vclkc^v.
(3.67)
Для броневой и стержневой конструкций фу — 2у (х + z +1);
Фу = 2у (х + z + 2) соответственно.
По найденному значению Vc и базовому размеру а выбирается
требуемый магиитопровод.
Выбрав плотность тока / по кривым иа рис. 3.25, в зависимости
от значения Vc определяют напряженность постоянного магнитного
поля по формуле
яоав^У?.^1о*.
(3.68)
Необходимое число витков обмотки дросселя определяют из вы-
ражения
Lip
W = 10*
г 1 >26р.г эф 5с Ас
(3.69)
Предварительно по кривым ргэф — ф (Яо) на рис. 3.26 опреде-
ляют значение Нтзф-
Оптимальное значение немагнитного зазора /3 в магнитопроводе
дросселя броневой или стержневой конструкций выбирается с уче-
том режима работы магнитной системы. Суммарное действие посто-
янной и переменной составляющих напряженности магнитного поля
не должно приводить к насыщению магнитопровода, поскольку при
этом резко уменьшится магнитная проницаемость и индуктивность
дросселя, т. е. должно выполняться условие В — Вл + Вт < Bs.
117
Поскольку относительное
значение эффективной магнит-
ной проницаемости магиито-
провода при наличии зазора
можно выразить формулой
I
Ргеф —Нт . , ,
‘з.опт
(3.70)
а
гДе у, = ——--------—, а 1 =
1 ,41|л0л~
— ^с + ^з.опт,
то оптимальная длина воздуш-
ного зазора /З.опт может быть
определена по формуле
^з.опт ~ ^с/Цтэф- (3.71)
Рнс. 3.26, Зависимости Иг эф и /3
от напряженности постоянного
подмагничивающего поля для раз-
личных материалов магнитопро-
вода:
1 — сталь 3423 (Э360), 0,08 мм; 2 —
сталь 3423 (3360), 0,15 мм; 3 — сталь
3412 (3320), 0,35 мм; 4 — МП140
дукции Вт в магиитопроводе
составляющей напряжения
Графики для определения
оптимального воздушного за-
зора (в процентах от /с) в за-
висимости от напряженности
магнитного поля На приведены
на рис. 3.26.
При расчете режима маг-
нитной цепи дросселя опреде-
ляют значение магнитной ии-
По заданной величине переменной
U
------------ (3.72)
4Аф fSa Ac IF
и расчетное значение магнитной индукции в зазоре Во от постоян-
ной составляющей напряженности магнитного поля
„ /0 ifio~3
°- 0,8/э
(3.73)
При расчете дросселя фильтра для импульсных стабилизаторов
напряжения необходимо знание величины пульсации напряжения на
входе фильтра, зависящей от угла регулирования а» и типа стабили-
затора. С учетом принятых на рис. З.Й7 обозначении для регулируе-
мого преобразователя и вольтдобавочного стабилизатора, относи-
тельная величина пульсации напряжения на входе фильтра опре-
деляется из выражения
А^~=У01^01сР. (3.74)
Для формы кривой напряжения иа рис. 3.27, а
« 2
ДУ =------------s in оср, (3.75)
л — ОСр
118
а для рис. 3.27, б
2(А—l)sinap Л „к
Л£Л= —-------------_£» <3.76>
А (л — ар)4-ар
где k = Ut ивр.
Зависимость ДС/~ = <р (ар) представлена на рис. 3.28.
Требуемая индуктивность дросселя фильтра для схемы регули-
руемого преобразователя определяется по формуле
t/pP sin ар
£ = (л—ар) nfIQmin ’ (3,77)
где l/cp = (1 — ap/л) U.
Для схемы вольтдобавочногб стабилизатора
(А—1) sin otp Uср
L =----------------, (3.78)
[k (л— ар)+ар] nftOmln
где 1/ср =
ар i 1 \1
1 —— [ 1 ——) I/.
я \ k )\
Методика расчета. Исходные данные: индуктивность дросселя
L, Гн; ток подмагничивания /0, А; переменная составляющая на-
пряжения U~, В; частота f, Гц; рабочий потенциал обмотки 1/р, В;
температура окружающей среды Тс, ’С; перегрев катушки ДТн, °C.
При работе в цепях с ШИМ дополнительно указывается вид стаби-
лизации (по рис. 3.27) и угол ар.
Расчет проводится в следующей последовательности.
1) . Определяют произведение L/J и по найденному значению на-
ходят объем стали оердечника по кривой на рис. 3.25. Выбирают кои-
Рис. 3.27. Форма напряжения на вхо-
де фильтра:
1 — импульсного стабилизатора; б —
вольтдобавочиого стабилизатора
Рис. 3.28. Зависимости Д(/_ от угла
регулирования ар:
а — для импульсного стабилизатора;
б — для вольтдобавочиого стабилиза-
структивное исполнение дросселя и материал магиитопровода с уче-
том рабочей частоты. Затем по формуле (3.67) определяют базовый
размер сердечника а при предельных значениях коэффициента у.
По найденным значениям Ус и а из табл. 3.1 определяют предвари-
тельно типоразмер магнитопровода. Для выбранного типоразмера
по графикам на рис. 3.25 определяют плотность тока /.
2) . С учетом рабочего потенциала обмоток предварительно вы-
бирают значение коэффициента заполнения окна проводом обмотки
k0. При наличии межслоевой изоляции -ka < 0,3, а при ее отсутствии
— k0 > 0,3.
3) . Определяют напряженность постоянного магнитного поля
Но из выражения (3.68); по графикам на рис. 3.28 в зависимости от
//о Для выбранного материала магннтопровода определяют значе-
ние рг эф и длину немагнитного зазора В процентах от /3.
4) . Число витков обмотки дросселя определяют по формуле(З.бЭ),
диаметр провода обмотки — по формуле
d = 1,13 .
Далее рассчитывают размещение обмотки в окне магннтопровода.
Если обмотка не размещается в окне магннтопровода, то расчеты
повторяют для магнитопровода с большим значением Vc или при
свободном размещении обмотки на меньшем типоразмере магнито-
провода.
5) . Определяют сопротивление обмотки дросселя по формуле
(3.46) н падение напряжения на обмотке. Находят потери в обмотке
дросселя по формуле (3.5).
6) . Проверяют режим работы магнитной цепи дросселя. По фор-
мулам (3.72) и (3.73) определяют значения Вт и Во. При необходимо-
сти определяют Д1/~ по формуле (3.75) или (3.76). Для найденного
значения Вт определяют потери в магнитопроводе
/ в \2
/’с=Р1 ~ Тс*с Vc 10-3.
\ ви ]
7) . Поверочный тепловой расчет дросселя проводится по форму-
лам (3.28) или (3.29) в зависимости от выбранной конструкции.
Расчет дросселя на заданное сопротивление обмотки имеет ряд
отличий от изложенного выше. Если заданное активное сопротивле-
ние rL значительно меньше полученного при расчете на допустимый
перегрев, то необходимо уменьшить плотность тока и увеличить объ-
ем магннтопровода. При этом следует стремиться к сохранению значе-
ния v ® 1, поскольку это условие обеспечивает минимум массы.
Для выбора типоразмера магннтопровода при заданном значе-
нии rL определяют его конструктивную постоянную
л Sc
К,=-------= 6,7-10-3 *0-77-
Цгэф '°
(3.79)
де tl = L/rL — постоянная времени дросселя; So, Sc в квад-
ратных сантиметрах, /с, lw в сантиметрах.
Полученное значение конструктивной постоянной сравни
вают с аналогичным значением для магннтопровода, выбранного
при расчете на заданный перегрев. Если значение конструктивной
постоянной при расчете на заданное сопротивление больше, то даль-
120
нейший расчет ведется с использованием большего.типоразмера маг-
иитопровода, соответствующего полученному значению К^. Диа-
метр провода обмотки дросселя определяют по формуле
d = 1,13
pWlw
(3.80)
Дальнейший расчет дросселя выполняется по методике, исполь-
зуемой при заданном значении перегрева обмотки.
Глава четвертая
Выпрямители и сглаживающие фильтры
4.1. Общие сведения о выпрямительных устройствах
Выпрямительные устройства используются для преобразования
переменного напряжения питающей сети в постоянные напряжения
требуемой величины.
Выпрямительное устройство в большинстве случаев состоит нз
трансформатора, преобразующего переменное напряжение питаю-
щей сети в более высокое или низкое, полупроводниковых диодов,
осуществляющих выпрямление переменного напряжения, и сглажи-
вающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрямленного на-
пряжения.
Основным элементом выпрямительного устройства является ди-
од, который представляет собой нелинейный прибор. Сопротивление
диода для тока, протекающего в прямом
направлении, в сотни-тысячи раз мень-
ше, чем для тока, протекающего в обрат-
ном направлении. В настоящее время в
основном применяются кремниевые по-
лупроводниковые диоды.
Для работы выпрямителей принци-
пиальное значение имеет характер на-
грузки, включенной на выходе выпря-
мителя, т. е. схема сглаживающего
фильтра. На рис. 4.1 показаны формы
токов в фазе двухполупернодной схемы
выпрямителя со средним выводом об-
мотки прн питании от сети переменно-
го напряжения синусоидальной формы
(рис. 4.1, а). Форма тока прн работе и а
фильтр, начинающийся с емкости, пока-
зана иа рис. 4.1, б, на фильтр, начинаю-
щийся с индуктивности — на рнс. 4.1, в;
на активную нагрузку без фильтра —
на рнс. 4.1, г. В первом случае форма
тока представляет собой верхнюю часть
синусоиды с продолжительностью менее
полупернода, во втором — прямоуголь-
Рис. 4.1. Формы напря-
жения (а) и токов (б, в,
г) в фазе двухполупе-
риодной схемы выпрями-
теля со средним выво-
дом вторичной обмотки
121
ную форму с продолжительностью, равной полупериоду, в третьем —
полусинусоиду. Разные формы токов в фазе н их продолжитель-
ность приводят к тому, что методы расчета выпрямителей с различ-
ным характером нагрузки существенно различаются.
Выпрямители, работающие на фильтр, начинающийся с емко-
сти {с емкостной реакцией), используются в широком диапазоне вы-
прямленных напряжений и мощностей. Трансформаторы этих вы-
прямителей имеют ббльшую габаритную мощность по сравиеиию с
выпрямителями с индуктивным фильтром. К недостаткам выпрямите-
лей с емкостным фильтром относится большая амплитуда тока через
Диод.
Выпрямители с индуктивным фильтром применяются в широком
диапазоне выпрямленных напряжений при мощностях от десятков
ватт до нескольких киловатт и прн токах свыше 1А. Такие выпрями-
тели’имеют меньшее внутреннее сопротивление по сравиеиию с вы-
прямителями с емкостным фильтром, что уменьшает зависимость
выпрямленного напряжения от тока нагрузки. Применение индук-
тивного фильтра ограничивает импульс тока через диод. Недостат-
ком выпрямителей с индуктивным фильтром являются перенапряже-
ния, возникающие на выходной емкости н иа дросселе фильтра при
включении выпрямителя и при скачкообразных изменениях тока
нагрузки,’ что представляет опасность для элементов самого выпря-
мителя и его нагрузки.
Выпрямители без сглаживающего фильтра применяются срав-
нительно редко в Тех случаях, когда пульсация напряжения иа на-
грузке не имеет существенного значения. Сглаживающий фильтр
также часто отсутствует в схемах многофазных выпрямителей, име-
ющих малую пульсацию выпрямленного напряжения.
4.2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром
Расчет выпрямителя сводится к выбору схемы и типа диодов,
расчету режима работы диодов, определению параметров трансфор-
матора и сглаживающего фильтра.
Исходные данные для расчета*выпрямителя должны содержать
следующие параметры: напряжение питающей сети С/с; число фаз
питающей сети т\ частоту питающей сети /с; выпрямленное напряже-
ние £/0; выпрямленный ток /0; коэффициент пульсации на входной
емкости фильтра (Св) fenol = где Z/ol~ — амплитуда
Vo
первой гармоники пульсации на входной емкости фильтра.
Выбор схемы. При работе выпрямителя с емкостным фильтром
обычно используют схемы, приведенные на рис. 4.2. Выбор схемы вы-
прямителя зависит от ряда факторов, которые должны учитываться
в зависимости от требований, предъявляемых к выпрямительному
устройству. К таким факторам относятся выпрямленное напряжение
и мощность, частота пульсации выпрямленного напряжения, число
диодов, обратное напряжение на диоде, коэффициент использования
мощности трансформатора, напряжение вторичной обмотки. По-
вышенная частота пульсации позволяет уменьшить размеры сглажи-
вающего фильтра. При увеличении коэффициента использования
мощности трансформатора, который равен отношению выпрямленной
мощности к габаритной мощности трансформатора, габариты по.
следнего уменьшаются, а КПД выпрямителя, как правило, возраста
122
Рис. 4.2. Схемы выпрямителей с емкостным фильтром
123
ет. Это следует учитывать при выборе схем для выпрямителей повы-
щениой мощности.
При выборе схемы для высоковольтных выпрямителей необходи-
мо учитывать, что снижение напряжения вторичной обмотки транс-
форматора позволяет уменьшить межслойную изоляцию и, следова-
тельно, размеры трансформатора. Сравнительные данные парамет-
ров различных схем выпрямителей приведены в табл. 4.1. Частота
пульсации выпрямленного напряжения = т/с; значения т
указаны в табл. 4.1.
Однополупериодную схему (рис. 4.2, fl) обычно применяют при
выпрямленных токах до нескольких десятков миллиампер и в тех
случаях, когда не требуется Высокой степени сглаживания выпрям-
ленного напряжения. Эта схема характеризуется плохим коэффи-
циентом использования мощности трансформатора.
Двухполупериодную схему со средним выводом вторичной обмот-
ки (рис. 4.2, б) применяют в низковольтных выпрямителях. По срав-
нению с однофазной мостовой она позволяет уменьшить вдвое число
диодов и тем самым понизить потери.
Однофазная мостовая схема (рис. 4.2, в) характеризуется вы-
соким коэффициентом использования мощности и поэтому может
быть рекомендована для использования в устройствах повышенной
мощности при выходных напряжениях от десятков до сотен вольт.
Симметричная схема удвоения напряжения (рнс. 4.2, а) пред-
ставляет собой последовательное соединение двух однополупериод-
иых схем и применяется при повышенных выпрямленных напря-
жениях (до 1—2 кВ) в устройствах различной мощности при
небольших токах.
Несимметричные схемы с умножением напряжения применяют-
ся при очень малых токах нагрузки, т. е. в режиме, близком к холос-
тому ходу. Одна из таких схем показана иа рис. 4.2, д. В этой схе-
ме выпрямленное напряжение почти в 5 раз больше амплитуды на-
пряжения вторичной обмотки трансформатора, так как коэффициент
умножения Лумн> равный числу диодов или конденсаторов, в дан-
ном случае равен 5. Увеличение или уменьшение выпримлеь иого на-
пряжения достигается соответственно добавлением или исключени-
ем нужного числа каскадов, каждый из которых состоит из одного
диода и одного конденсатора. В схемах умножения частота пульса-
ции f = fa обратное напряжение иа диоде и напряжение иа всех
конденсаторах (кроме первого С1) равно удвоенному амплитудному
значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. При не-
четном числе каскадов по вторичной обмотке протекает постоянный
ток, вызывающий вынужденное намагничивание трансформатора.
Трехфазная однотактная схема (рис. 4.2, е, яс) имеет малое паде-
ние напряжения на диодах и поэтому может быть использована для
выпрямления низких напряжений при повышенных мощностях
(свыше 500 Вт). Схема характеризуется плохим коэффициентом ис-
пользования мощности трансформатора, сравнительно большим об-
ратным напряжением на диоде и наличием вынужденного намагни-
чивания трансформатора, которое вызывает увеличение потерь в
магиитопроводе. Поэтому трехфазная схема не находит широкого
пимеиенни.
Трехфазная мостовая схема (рис. 4.2, з, и), называемая иногда
шестифазной мостовой, обладает наилучшим коэффициентом исполь-
зования мощности трансформатора, наименьшим обратным напряже-
нием на диоде и высокой частотой пульсации выпрямленного напря-
жения. Схема применяется в широком диапазоне выпрямленных иа-
124
Табл ива 4.1
Формулы для расчета выпрямителя с емкостным фильтром
Схема выпрямителя т ^пр-ср ^обр. и *ПР и кг kL, х Ю-» Г Et
Однополупернодная (од- нофазная) Рнс. 4.2, а 1 /о 2£2У 2" ®ЗУ0 /о * 7/о 2,3 4,1 'диф+'т Bq Eq
Двухполупериодная, со средним выводом Рис. 4.2, б 2 /о 2 2Е2УТ »3Z/0 -y-F0®3,5/0 4,7 4,3 гдиФ т Bq Eq
Однофазная мостовая (Гре- ца) Рнс. 4.2, в 2 2 Е2 УТ «1,5<7О "g* Fo«3,57q 3.S 5 2^дпф4"гт Bq Eq
Удвоения напряжения (Ла- тура) Рнс. 4.2, г 1 1о 2£2V7=sl,5t/n /о £0 ~ 7/о 0,9 1,25 гдиф+гт в ~
Трехфазная (звезда — звез- да) Рнс. 4.2, е 3 /о 3 2Е2У2 »3t/0 у£о«2,3/л 6,9 4,1 гдиф+гт Bq Eq
Трехфазная (треугольник — звезда) Рнс. 4.2, ж 3 /о 3 2£»з 2 %3(/о •у-Г0«2,370 6,9 4,1 ^Диф-Ь^Т B$ Ea
Ларионова (звезда — звез- да; треугольник — звезда) Рис. 4.2,з, и 6 /о 3 ЕаУ"6 ~1,54/0 у-£о«1,15/0 4,5 1,9 ЗгдифЧ-^Гт Bq Eq УТ
Ларионова (звезда — тре- угольник; треугольник — треугольник) 6 /о 3 Еа"У2 ~1,5t/0 -у- ,15/о 13,5 5,7 2 ”/даф+ з ft Bq Eq
Схема выпрямителя znp.n h
Однополупернодная (од- нофазная) Рис. 4.2, а Do 10 Do A) пУП-П
Двухполупериодная, со средним выводом Рис. 4.2, б О О to [о*1 °>T n/2 У~2~
Однофазная мостовая (Гре- ца) Рис. 4.2, в D° V~2 D"T Л 1%
Удвоения напряжения (Ла- тура) Рнс. 4.2, г DoJoy2 Do 1о nl2
Продолжение табл. 4.1
рг рш Форма тока в фазе вторичкой обмотки
2Р0 2,15Р0 №гт Л. . о л гл
1,8Р0 2,15Р0 ЗЕ|
0 Я г?(
1,5Р0 1,5Р0 3£| 4№гш Г\т У " \J
1,5Р0 1,5Р0 3£| №гш ₽ X\J
Окончание табл. 4.1
Схема выпрямителя Л h рг Рг рш Форма тока в фазе вторичной обмотки
Трехфазная (звезда — звез- да) Рис. 4.2, е .®|м D°~T 2Р0 2,15Р0 ЗЕ| №гш 0 3t Ы
Трехфазная (треугольник — звезда) Рис. 4.2, ж D° 3 2Р0 2,15РО ЗЕ| №гш 0 Я Zrf
Ларионова (звезда — звез- да; треугольник — звезда) Рис. 4.2, з, и О п 12 1,2Р0 1,25РО 9Ej 4№/ш ы
Ларионова (звезда — тре- угольник; треугольник — треугольник) Do /о зУТ D0^V~2 О п /2 1.2Р0 1,25РО ЗЕ| 4№гш
Примечание. Формулы для расчета Рг и Р» приближенные.
Рис. 4.3. Область изменения
прямой ветви вольт-амперной
характеристики диода
пряжений и мощностей. Вторич-
ную обмотку трансформатора не-
рекомендуется соединять в тре-
угольник из-за появления урав-
нительных токов, возникающих
прн асимметрии фазных напря-
жений.
Для расчета схем выпрямите-
лей необходимо знать следующие
параметры диодов: максимально
допустимый средний выпрямлен-
ный ток /пр.ср тех! максимально
допустимый импульсный ток
/пр*и. max! максимально допу-
стимое импульсное обратное на-
пряжение l/обр.и. max! прямое
падение напряжения иа диоде
l/цр. измеренное на постоянном
токе. или дифференциальное
(внутреннее) сопротивление диода
ГдиФ. определяемое по статиче-
ским вольт-амперным характери-
стикам (ВАХ), максимальная ча-
стота выпрямляемого напряже-
ния fmax< максимальный обрат-
ный ток при максимально допустимом обратном напряжении иа
диоде /оср max-
При повышении окружающей температуры прямое падение на-
пряжения на кремниевых диодах уменьшается, обратный ток уве-
личивается, а допустимое значеняе выпрямленного тока снижается.
Если /пр.ср max < Лф-ср> то диоды нужно включать парал-
лельно. Для определения минимального числа диодов Л/вар, которое
можно включить параллельно без выравнивающих элементов |42],
следует воспользоваться вольт-амперными характеристиками вы-
бранного диода, показывающими область возможного изменения
прямой ветви ВАХ прн заданной температуре (рнс. 4.3). Такие ха-
рактеристики приводятся в справочниках и технических условиях
иа диоды.
Минимальное число параллельно включаемых диодов опреде-
ляют по формуле
NчаР (Aip.cpW (пр. ср max А/), (4.1а)
где /пр ср N —- среднее значение тока, протекающего через парал-
лельно включенные диоды; fej = /ир.ер//Пр. ср max — коэффициент
нагрузки диода по току (обычно kt ~ 0,6-^-0,8); А/ — определяет-
ся графически по вольт-амперным характеристикам на рис. 4Д.
Полученное по формуле (4.1а) дробное значение Л’пар следует
округлить до ближайшего целого числа
Если (Д,бр.и max < £Л'бр и- то диоды следует включать после-
довательно. Число последовательно включенных диодов в фазе (пле-
че) выпрямителя определяют по формуле
N > ^обр.и^обр. и max (4.16)
128
При последовательном соединении диодов их необходимо шун-
тировать выравнивающими резисторами. Диоды с обратным током
до 100 мкА рекомендуется шунтировать резисторами из расчета
70 кОм на каждые 100 В амплитуды фактического обратного напря-
жения, приходящегося на один диод, а диоды с обратным током свы-
ше 100 мкА — из расчета 10—15 кОм на каждые 100 В обратного на-
пряжения. Сопротивление шунтирующего резистора гш, кОм:
_ ^обр.и
Гш~ 100Л/ПОСЛ
(4.2)
где R = 70 или 10—15 кОм.
Падение напряжения на диоде 1/пр, измеренное иа постоянном
(не пульсирующем) токе, составляет 0,9 — 1 В для кремниевых дио-
дов и около 0,5—0,6 В для диодов с барьером Шотки. При последо-
вательном включении диодов падение напряжения на них и диф-
ференциальное сопротивление пропорционально увеличиваются.
Для определения значений /пр.ср, (70бр.и, /пр.и в выбранной
схеме следует использовать точную (для /пр.ср) и приближенные
формулы из табл. 4.1. После окончания расчета значения УОбр.и и
Лф.И уточняют.
Дифференциальное (внутреннее) сопротивление диода можно оп-
ределить по формуле (2.2) или по приближенной формуле
гдиф~^пр/3/пр.ср. (4.3)
Для N последовательно включенных диодов дифференциальное со-
противление будет в N раз больше.
Сопротивление обмоток трансформатора, приведенное к фазе
вторичной обмотки, можно определить до расчета трансформатора
по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее 20 мА)
__ , Uo -J /~ #с Вт
r у Uo 10
(4.4)
где kr — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (табл.
4.1); s — число стержней трансформатора, несущих обмотки; для
трансформатора с магнитопроводом броневого типа s = 1, стержне-
вого (П-образного) з=2, трехфазного s = 3; Вт — магнитная ин-
дукция в магиитопроводе трансформатора, Т.
Для двухполупернодной схемы фазой выпрямителя является
половина вторичной обмотки.
Рекомендуемые значения Вт для различных типов трансформа-
торов приведены в гл. 3.
Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то сопро-
тивление
(4.5)
где гт — сопротивление, рассчитанное по формуле (4.4);. Р2 — пол-
ная мощность вторичной обмотки для рассчитываемого выпрями-
теля, В-А (табл. 4.1).
8 Зак. 726 129
Если для рассчитываемой схемы выпрямителя используется
стандартный трансформатор, то сопротивление, приведенное ко вто-
ричной обмотке, определяют по формуле
/ иг V
ГТ«Г2 + Г! —— , (4.6)
\ и1 )
куда подставляют известные для выбранного трансформатора значе-
ния; г2— сопротивление фазы вторичной обмотки; —сопротив-
ление первичной обмотки; t/2 — напряжение фазы вторичной об-
мотки; Ux — напряжение первичной обмотки.
Активное сопротивление фазы выпрямителя г определяют по
формуле из табл. 4.1.
Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, приведен-
ную к фазе вторичной обмотки, определяют до расчета трансформа-
тора по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее
20 мА):
, ~ t, sU0 */ U0}° М 71
S~ L (Р-V Вт V sf0Bm ’ (4-7)
где kL — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя
(табл. 4.1); р — число чередующихся секций обмоток; если вторич-
ная обмотка наматывается после первичной (или наоборот), то р =2;
если первичная обмотка наматывается между половинами вторич-
ной обмотки (или наоборот), то р = 3.
Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то приб-
лиженно индуктивность рассеяния
|4-8)
Где Ls — индуктивность рассеяния, рассчитанная по формуле (4.7).
Если витки одной фазы вторичной обмотки расположены иа
двух стержнях (s = 2), как это бывает в схемах удвоения напряже-
ния и мостовой, то полученное значение La следует уменьшить- в
2 раза. Для двухполупериодной схемы со средним выводом прн s =
= 2 формула (4.7) дает правильный результат только при параллель-
ном включении катушек первичной обмотки.
Значение индуктивности рассеяния для стандартных трансфор-
маторов в справочных данных не приводится. В этом случае индук-
тивность рассеяния желательно измерить иа мосте, позволяющем
разделить индуктивную и активную составляющие. Для определе-
ния £3 измеряют индуктивную составляющую со стороны фазы вто-
ричной обмотки (фазы выпрямителя) прн закороченной первичной
обмотке.
Определяют тангенс угла <р, характеризующего соотношение
между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямите-
ля:
tg ф = 2n/c£s/r. (4.9)
Угол <р находят из табл. 4.2.
Определяют основной расчетный коэффициент
Ао = /йг/т170, (4.10)
где т — число фаз выпрямления (табл. 4.1), которое равно числу
импульсов тока через емкость фильтра Со за период.
130
Некоторые значения tg у
Таблица 12
tg<p 0 0. 18 0.27 0,36 0,47 0,58 0.7 0.84 1 1,19 1,43
ф» 0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55
tg <Р 1.73 2,15 2,75 3,27 3,73 4,33 5,15 5,67 6,3 7,12 8,14
Ф° 60 65 70 73 75 77 79 80 81 82 83
Для симметричной схемы удвоения в (4.10) следует подставлять
С/</2, а для несимметричных схем умножения (/«/Аумн и т — 1.
В зависимости от найденных значений Ао и ф находят вспомо-
гательные коэффициенты So, Do, Fo по графикам на рис. 4.4 — 4.6
соответственно.
В зависимости от значений До, <р и т — I, 2, 3 или 6 находят
соответственно коэффициенты Нп, Hat, Ню или Дов по графикам иа
рис. 4.7—4.10.
Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Е2
по формулам табл. 4.1, уточняют значение обратного напряжения
по точной формуле из табл 4.1 и проверяют условие
5*
^обри < ^обр. и max-
Рис. 4.4. График коэффициента Ва
(31
Определяют действующее значение тока вторичной обмотки /2
по формуле из табл. 4.1. Действующее значение тока вторичной об-
мотки в несимметричных схемах умножения рассчитывают по при-
ближенной формуле
/а«3/0. (4.11)
Определяют импульсный прямой ток через диод по формуле
табл. 4.1 и проверяют условие /Пр.и<^пр. и max-
132
Рис. 4.8. График коэффициента На2
133
18000
16000
16000
12000
10000
soon
6000
‘ЮОО
2000
о
Рис. 4.9. График коэффициента Наз
Входную емкость фильтра Со, мкФ, определяют по формуле:
Но (1,2, 3,6). 100
Со== , ,
Чс «п<п
(4.12)
Для схемы удвоения напряжения в формулу (4.12) следует под-
ставлять значение Яо1; тогда она дает значение емкости одного из
двух конденсаторов схемы (С01 или С02, мкФ).
Для схем умножения при Cj = 2С и С., — С3 ...» Ск =» С,
мкФ
С --У 0’feyMH/о (4.13)
Чо1с «1101
Рис. 4.10. График коэффициента
Нве
Значение й110), задаваемое
в начале расчета, не должно
превышать 10%, так как при
*мот > Ю% возрастает ошибка
прн определении параметров
выпрямителя. Одновременно
значение /гПо1^</Ю0 не
должно превышать максималь-
но допустимого, указанного в
ТУ на выбранные конденсато-
ры для данной частоты пульса-
ции Во избежание необхо-
димости применения конден-
саторов очень большой емко-
сти рекомендуется выбирать
£п01 не менее 2—3%.
Рабочее напряжение кон-
денсаторов 1/с должно быть
не менее Е2 ~\/2; в схеме Ла-
рионова при соединении вто-
ричной обмотки в звезду •—
134
не менее £2"|/б, а в несимметричной схеме умножения — не ме-
нее 2£2"|/2. При выборе конденсаторов следует учитывать зави-
симость их емкости от температуры и частоты.
Внешнюю (нагрузочную) характеристику выпрямителя, т. е. за-
висимость выпрямленного напряжения от тока нагрузки рассчиты-
вают по формуле
Ua = £2 Д/2 cos ф. (4.14)
Задаваясь различными значениями /0, определяют коэффициент
То = /„ г/тЕг. (4.15)
Значения "|/2 cos ф находят в зависимости от коэффициента у»
и угла ф по графику на рис. 4.11. Подставляя }/2 cos ф в формулу
(4.14), находят (ja для различных значений /0. Для схемы удвоения
напряжения полученные по формуле (4.14) значения следует удвоить.
Очевидно, что при холостом ходе выпрямителя (/О = 0)созф =
— 1 и 1/ох ~ £2 ]/2; в схеме Ларионова при соединении вторич-
ной обмотки в звезду (70х ~ £4"|/з"|/2 = £2”|/б.
Мощность, выделяемую на одном диоде, определяют по форму-
ле (2.6) или ориентировочно из выражения
^пр-ср — ^пр.д гдиФ • (4.16)
Мощность Рш, выделяемую на резисторе гш, шунтирующем один
диод, определяют по формулам табл. 4.1 в зависимости от схемы
выпрямителя.
Коэффициент трансформации определяют по формуле
п Ег/и (4.17)
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
/1 (без учета тока холостого хода) определяют по формулам табл. 4.1.
При соединении первичной обмотки в треугольник ток линии равен
/.Уз.
О 0,01 0,02 0,03 0,000,050,06 0,07 0,000,090,10,110,120,13 0,100,15 ft
Рис. 4.11. График коэффициента V'2 созф
135
Габаритную мощность трансформатора определяют по формулам
табл. 3.14 или из выражения
р + • • (4 18)
где 1)1 — произведение действующих значений напряжения (или
ЭДС) и тока каждой обмотки.
4.3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром
Исходные данные для расчета должны содержать: напряжение
питающей сети Uc; число фаз питающей сети т; частоту питающей
сети /с: выпрямленное напряжение U9; ввырямлениый ток /0-
Коэффициент пульсации на входе фильтра йп01 является по-
стоянной величиной для выбранной схемы выпрямителя (см.
табл. 4.3).
Выбор схемы. Для работы иа индуктивный фильтр чаще всего
используются схемы выпрямителей, приведенные на рис. 4.12:
двухполупериодная (рис. 4.12, а), однофазная мостовая (рис. 4.12, б),
Рис. 4.12. Схемы выпрямителей с индуктивным фильтром
136
Формулы для расчета выпрямителя с индуктивным фильтром *
Таблица 4.3
Схема выпрямителя т znp.cp ^обр-и Лтри кг kL, х io-»
Двухполупериодная со средним выводом (рис. 4.12, а) 2 Zp 2 3,14Уох = 2£2 V~2 Ар 7 5,5 Ар гт 2/ofc A-s
Однофазная мостовая (Гре- ца) (рис. 4.12,6) 2 Zp 2 1,57Уох = £аУ“ Ар 5,2 6,4 Ар гт 2/ofc A-s
Трехфазная (звезда — звез- да, треугольник — звезда) (рис. 4.12, в, г) 3 Zp 3 2,Шох = Еа1/"б“ /о 6,6 3.3 Z0 Гт 6Zo fc А»
Ларионова (звезда — звез- да, треугольник — звезда) (рис. 4.12, д, е) . 6 /о 3 l,05i/0x = ^V'"6_ Ар 2,5 1 6ZofcAs
Ларионова (звезда — тре- угольник, треугольник — треугольник) 6 Zjl 3 1,05£/ОХ = Е2 V~ Ар 7,6 3 2 "Т* Ар гт О 4Zo fc As-
- •
Схема выпрямителя At/np- сх £2 4
Двухполупериодная со средний выводом (рис. 4.12, а) 1/пр 1,114/ох 0,71/о
Однофазная мостовая (Гре- ца) (рис. 4.12, 6) 2 (/др 1,11 Vox / О
Трехфазная (звезда — звез- да, треугольник — звезда) (рис. 4.12, в, г) ^ПР 0,8554/ох 0,58/о
Ларионова (звезда — звез- да, треугольник — звезда) (рис. 4.12, д, е) 2й’пр 0,43(7ох О,82/о
Ларионова (звезда — тре- угольник, треугольник — треугольник) 2</пр 0,744/ох 0,47/о
Окончание табл. 4.3
Znp-B /1 Рг ь П01, % Форма* тока в фазе вторичной обмотки
O,71/o л/о 1,34РО 1,57Ро 67 1
0 Л Z7f
1
O,71/o л Л, l.UPo 1,ПРо 67 О X 1
0,58/о О,47п/о 1,35Р0 1,5Р0 25
1 и,
0,58/о 0,82л/о 1,05Ро 1,05Ро 5,7 В х zit
1«» и ,
О,58/о О,47л/о 1,О5Ро 1,05Ро 5,7 В J гх
0 Т г—»
трехфазиая (рис. 4.12, в, г), трехфазная мостовая (схема Ларио-
нова, рис. 4.12, д, е).
В некоторых случаях применяют двенадцати фазную схему, со-
стоящую из двух схем Ларионова, включенных последовательно
(рис. 4.13, а) или параллельно (рис. 4.13, 6). Трансформатор, питаю-
щий выпрямитель, имеет две системы вторичных обмоток, одна из
которых включена звездой, а вторая — треугольником. В резуль-
тате фазы линейных напряжений вторичных обмоток и!2л и U"2n ока-
зываются сдвинутыми между собой на угол 30° и вся система в целом
получается двенадцатифазиой.
Коэффициент пульсации на выходе этой схемы составляет 1,4 %
Полного выпрямленного напряжения. Однако такой малый уровень
пульсации будет обеспечен только при полном равенстве фазовых
напряжений на первичной обмотке трансформатора, что на практике
встречается далеко не всегда.
Для того чтобы обе половины выпрямителя давали одинаковые
напряжения, фазные напряжения вторичных обмоток, соединенных в
треугольник l/гф, должны быть в УЗ раз больше фазных напряже-
ний обмоток, соединенных в звезду (У^ф- В остальном эта схема рав-
ноценна обычной схеме Ларионова.
При выборе схемы выпрямителя следует руководствоваться со-
ображениями, приведенными в § 4.2 для схем с емкостным фильтром.
Выбор вентилей. Для выбора вентилей определяют значения
/пр.ср> ^обр.и и /пр.и по формулам табл. 4.3. При этом в формулу
для l/обр.и подставляют значение 1,2 U9 вместо пока неизвестного
значения 1/ох. После расчета выпрямителя значение С/Обр.и уточ-
няют. В остальном следует-использовать указания по выбору типа
и числа вентилей, приведенные в § 4.2.
Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к фазе
вторичной обмотки, определяют по приближенной формуле (4.4)
139
Таблица 4.4
Ориентировочные значения падения напряжения
на дросселе фильтра
1 Ро. Вт (при !с — 50 Гц) Лб^при 1с = 400 Гц)
! ю—зо (ОД—0,14) и а (0,07—0,05) Ua
30—100 (0,14—0,1) Uв (0,05—0,035) UB
: 100—300 (0,1-0,07) Uа (0,035—0,025) t'o
300—1000 (0,07—0,05) Uа (0,025—0,018) Uа
: 1000—3000 (0,05—0,035) Uo (0,018—0,012) Uа
: зооо—юооо (0,035—0,025) Uа (0,012—0,009) Uа
дли (4.5). Значения индукции Вт находят по методике гл. 3, значе-
ния kr, Р2 и Рг — из табл. 4.3.
' Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора Ls, приве-
денную к фазе вторичной обмотки, определяют по приближенным
формулам (4.7) или (4.8). Значения kL находят из табл. 4.3.
При использовании готового (стандартного) трансформатора
нужно измерить г1( г2 и L3 и вычислить значение гт по формуле (4.6).
Определяют падения напряжения иа активном Д1/г и реактив-
ном taUx сопротивлениях трансформатора по формулам табл. 4.3.
Определяют падение напряжения на диодах в выбранной схеме
выпрямителя 1/пр.сх по формулам табл. 4.3.
Определяют ориентировочное значение падения напряжения на
дросселе в зависимости от выпрямленной мощности по табл.
4.4.
Определяют выпрямленное напряжение при холостом ходе 1/ох
До формуле
t/ox —&UT-[- Д(/х + 1/пр.сх~|- (4.19)
!• Уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму-
лам табл. 4.3 и проверяют условие 1/обр-и < ^обр. птах-
Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Ег
по формулам табл. 4.3.
Определяют действующее значение тока вторичной обмотки /2
и, если требуется, действующее значение тока через диод /пр.д по
формулам табл. 4.3.
Определяют минимально допустимое значение индуктивности
дросселя фильтра по формуле
2Ц»х _
(m2 — 1) тя/с /о
(4.20)
Если выпрямитель должен работать в диапазоне токов от lamin
до /о тах> то при расчете в формулу (4.20) следует подставлять зна-
чение lamin-
Внешняя характеристика выпрямителя, т. е. зависимость вып-
рямленного напряжения от тока нагрузки, представляет собой пря-
мую линию и строится по двум точкам: 1) Uo — Uax-, /0 = 0; 2)
ЛА>; 1
140
Таблица 4.5
Формулы для расчета выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра
Схема выпрямителя tn znp.cp Уобр.и ZnP-H kT *L.X1O_3 Д т
Однополупернодная (однофазная) 1 Ip 3,14t/ox = = Ег-У 2 3,14/0 5,2 12 /о t/o
Двухполупериодная со средним вы-, водом 2 л> 2 3,14£/ох=_ = 2Ег-У 2 1,57/0 7 5,5 ^0 2Z0 fc
Однофазная мостовая (Греца) 2 /о 2 1,57t/ox= =Е2 У 2 1,57/0 5,2 6,4 1р гт 2Zо fc
Трехфазная (звезда — звезда; тре- угольник— звезда) 3 /р 3 2,Ш0Х= = Ег ]/ б 1,21/о 6,6 3,3 /о 3/o fc
Ларионова (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) б /о 3 1,О5£7ох = =е2-У~ 1,05/о 2,5 1 2/0 гт ^ofc Ls
Ларионова (звезда — треугольник, треугольник — треугольник) 6 1р 3 1,О5£/ох = 1,057о 7,6 3 1 ° I о» | со 1 4/ofc
, . Примечание. Формулы для расчета Д<7г н Д(7х приближенные.
>ь. -
Окончание табл. 4.5
Схема выпрямителя ^пр.сх Ег /. 7пр.д Рг 01 , %
Однополупериодная (однофазная) ^пр 2,22(/ох 1,57/о 1,57/0 1,21п/0 3,1Р0 3,5Р0 157
Двухполупериодная со средним вы- водом ^лр 1.1 Wox 0,785/о О,785/о 1,11п/0 1,49РО 1,74Р0 67
Однофазная мостовая (Греца) 2^лр l.H^OX 1,Н7о 0,7857о 1,11л/0 1,23Р0 1,23Р0 67
Трехфазная (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) ^ПР 0,855 У ох 0,59/о 0,59/а 0,48п/о 1,37Р0 1,51Р0 25
Ларионова (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) 21/пр 0 »43C/qx 0,827о О,58/о О,82п/о 1,05Ро 1,05Ро 5,7
Ларионова (звезда — треугольник, треугольник — треугольник) 2^пР 0,74i/ox 0,477о 0,58/0 0,47л/о 1,05Ро 1,О5Ро 5,7
Если выпрямитель имеет сглаживающий фильтр типа LC, то
при уменьшении тока нагрузки /0 внешняя характеристика откло-
няется от прямой линии в сторону увеличения напряжения в точке,
соответствующей критическому току нагрузки, который равен /0/2
при условии, что L = Lmin.
При дальнейшем уменьшении тока 1а выпрямленное напряжение
растет, достигая при /0 — 0 значения Е2'|/2(или Е2 Д/б в схеме
Ларионова при соединении вторичной обмотки звездой).
Мощность Рш. рассеиваемую на резисторах, шунтирующих по-
следовательно включенные диоды, можно определить по формулам
табл. 4.1. Справедливость использования формул табл. 4.1 обуслов-
лена тем, что при холостом ходе режим работы выпря-
мителя с индуктивным фильтром не отличается от режима выпрями-
теля с емкостным фильтром. Значения Рш> рассчитанные по форму-
лам табл. 4.1, дают максимальную рассеиваемую мощность, соот-
ветствующую режиму холостого хода выпрямителя.
Мощность, выделяемую иа диоде, определяют по формуле (2.6)
или ориентировочно по формуле (2.7).
Коэффициент трансформации «определяют по формуле (4.17).
Действующее значение тока первичной обмотки 1г определя-
ется по формулам табл. 4.3. При соединении первичной обмотки тре-
угольником ток линии /л = Уз.
Значение габаритной мощности двухобмоточного трансформато-
ра определяют по формулам табл. 4.3, а многообмоточных — по фор-
муле (4.18).
Значения коэффициента пульсации выпрямленного напряжения
по первой гармонике £noi на входе сглаживающего LC-фильтра (до
дросселя) указаны в табл. 4.3 для каждой схемы выпрямления.
Расчет выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра
Выпрямители с активной нагрузкой без фильтра применяются
в ИВЭ сравнительно редко. Работа без фильтра возможна при малых
коэффициентах пульсации, т. е. когда используются многофазные
схемы выпрямителей.
Порядок расчета выпрямителя без фильтра остается таким же,
как и для выпрямителя с индуктивным фильтром. Расчетные форму-
лы приведены в табл. 4.5; формулы для расчета значений Д(7Г и
Д(7Ж являются приближенными. Ток в фазах вторичных обмоток от-
личается по форме, но совпадает по длительности с током в фазах
выпрямителя с индуктивным фильтром.
4.4. Расчет выпрямителя при питании от источников
напряжения прямоугольной формы
Переменное напряжение прямоугольной формы получается на
выходе транзисторных преобразователей (см. гл. 9, 10). Нерегули-
руемые двухтактные преобразователи вырабатывают переменное на“
пряжение прямоугольной формы без паузы на нуле между импуль-
сами (рис. 4.14, «). В этом случае амплитудное, действующее и сред-
нее (выпрямленное) значения напряжения равны между собой. В ре-
гулируемых преобразователях с ШИМ выходное переменное напря-
жение прямоугольной формы имеет регулируемую паузу на нуле
(рис. 4.14, б). Стабилизация выходного напряжения в таких преоб-
143
Рис. 4.14. Формы напряжения статического преобразователя
разователях осуществляется регулированием длительности прямо-
угольных импульсов, амплитуда которых изменяется в зависимо-
сти от напряжения питающей сети и тока нагрузки. Регулируя дли-
тельность импульсов, можно осуществить стабилизацию выходного
напряжения по среднему (выпрямленному) или по действующему
значению напряжения.
Для стабилизации напряжения выпрямителя регулируемый
преобразователь должен быть стабилизирован по среднему значе-
нию, а питаемый от него выпрямитель должен работать на индуктив-
ный фильтр.
Расчет выпрямителей, работающих от источников напряжения
прямоугольной формы, имеет свои особенности. В расчетные форму-
лы входит угол 2 а, соответствующий интервалу времени между им-
пульсами и скважность
л 180°
л—2а “ 180° —2а°
(4.21)
Некоторые соотношения между значениями Q и а даны в табл.
4.6.
Рассмотрим порядок расчета выпрямителя, на вход которого
подается напряжение прямоугольной формы с регулируемой пау-
зой на нуле.
Исходные данные для расчета выпрямителя: напряжение пита-
ющей сети Uc (среднее значение); частота питающей сети (частота
преобразователя) fc, (/п): выпрямленное напряжение Uo; выпрям-
ленный ток /0; пределы изменения угла 2 а или скважности Q.
Выбор схемы. В двухтактных регулируемых преобразователях
чаще всего используются двухполупериодная схема со средним вы-
водом вторичной обмотки (ряс. 4.12, а) и мостовая схема (рис. 4.12,6),
иногда однополупериодная схема выпрямителя без фильтра.
Выбор диодов. Значения /Пр.ср и <7обр.и Для выбранной схемы
определяют по формулам табл. 4.7, а значение /пр.и — по графикам
для формы тока диода в этой же таблице.
В формулу для Уобр.и следует подставлять значение 1,1
вместо неизвестного до расчета значения Uo: после расчета значе-
ние У0бр.и1 уточняют. Число параллельно или последовательно
включенных диодов определяют по формуле (4.1а) или (4.1 б) соот-
ветственно.
Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к
фазе вторичной обмотки, рассчитывают по формуле (4.4). Зна-
чение kr находят из табл. 4.7. Значение Вт выбирают, учитывая
частоту преобразования по рекомендациям, приведенным в гл. 3.
144
Таблица 4.6
Соотношения между Q и а
а° 0 2 4 6 8 10 12 14 16
Q 1,000 1,025 1,050 1,075 1.10 1,13 1,16 1,19 1,22
V~Q 1,000 1,012 1,025 1,037 1,049 1,063 1,077 1,091 1,105
yiQ- 1,414 1,431 1,449 1,466 1,483 1,503 1,523 1,543 1,562
Продолжение табл. 4.6
a’ 18 20 22 24 26 28 30 32 34
Q 1,25 1,29 1,33 1,37 1.41 i ,45 1,50 1,55 1,61
V~Q 1,120 1,136 1,153 1,170 1,187 1,204 1,225 1,245 1,269
V~2Q 1,584 1,606 1,630 1,654 1,678 1,702 1,732 1,760 1,794
Окончание табл. 4.6
a0 36 38 40 45 50 55 60
Q 1,67 1,73 1,80 2,00 2,25 2,58 3,00
1,292 1,315 1,342 1,414 1,500 1,606 1,732
K2Q 1,827 1,859 1,898 2,000 2,120 2,271 2,449
145
Формулы для расчета выпрямителей при питании от источников
Параметры Схема выпрямителя
Однополупериодная т=1
Без фильтра
1 ЭДС фазы вторичной обмотки | Форма ЭДС I 0 У 2а
Среднее значение £2ср Q = ‘‘С'ох
Действующее значение Е2
[ Ток вторичной обмотки 1 Форма тока е 7/-2ь
Среднее значение /2ср
Действующее значение /2 VV'’ /2Q
Ток диода | Форма тока И
146
Таблица 4.7
напряжения прямоугольной формы
и характер его нагрузки
147
Параметры Схема выпрямителя
Однополупериодная т=1
Без фильтра
1 Ток диода 1 Среднее значение Znp.cp 2Q
Действующее значение ^ПР.Д
Амплитуда обратного нап- ряжения иа диоде С'обр.п 2Qt/ox
Выпрямленное напряжение 1 Форма напряжения
Среднее значение £/Ох Spn 2Q
Действующее значение ^ОХ.Д р
Ток первичной обмотки Форма тока Tt-2d
Среднее значение /1ср Jw»_=n/e Q Q
Действующее значение Л "'"Уад 1
1 5,9 |
Примечание. Под средним (выпрямленным) значением переменного
полупериода (без учета знаков):
Л
я—2а
90°
90° — а°
148
Окончание табл. 4.7
и характер его нагрузки
Двухполупериодная со средина выводом m — 2 Однофазная мостовая /п=== 2
Без фильтра Индуктивный фильтр Без фильтра Индуктивный фильтр
/О /о
; 2Q ~ 2 . 2 2Q 2 2
1
21™ г т/Q h, 1/ Q+l /2m . r Q I» Q4-1
У 2Q ~f<,V 2 T V -Q— V2Q " V ~T ~T V ~Q~
2QC/0X
Q
^2rn
Q
"V п'°. nf0 Q n/o Q
n/u V~Q [^= = n/oVQ nl0 V~Q~
6,6 4,9
тока или напряжения понимается сумма абсолютных средних значений за оба
Л
/<?—I
I Q
“ 2
149
Рис.' 4.15. График коэффициента
Ml (для т = 2)
Рис. 4.16. График коэффициента
пульсации йпо при прямоугольной
форме питающего напряжения
Падение напряжения на активном сопротивлении обмоток транс-
форматора для схем, указанных в табл. 4.7, определяют по формуле
ДУГ = /огт. (4.22)
Падение напряжения на диодах в выбранной схеме определяют
по формулам Уцр.сх = Unp Для одно- и двухполупериодных схем
и ^пр.сх = 2 (7пр для мостовой схемы.
Падение напряжения на дросселе фильтра ориентировочно мож-
но определить по табл. 4.4. Если частота /п лежит в пределах! —
— 10 кГц, то значение Д(7£ для частоты 400 Гц следует уменьшить
на 25—50% соответственно; при более высоких частотах значением
&UL можно пренебречь. Выпрямленное напряжение при холостом
ходе определяют по формуле (4.19), полагая Д(7Х ~ 0.
уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму-
лам табл. 4.7 и проверяют условия //обр.и С /7обр. ит<и> /пр-ср <
< /пр. ср. max; /пр-и < /пр. птах- Определяют наибольшие дейст-
вующие значения ЭДС и тока вторичной обмотки трансформатора
Е' и Ц по формулам табл. 4.7 при Qmax и Qmin соответственно.
Определяют минимально допустимую индуктивность дросселя
фильтра
Lmin^U0ML/fnl0. (4.23)
где коэффициент ML находят из графика на рис. 4.15.
Нагрузочная характеристика представляет собой прямую ли-
нию и строится по двум точкам: 1) Uo — Uax\ Zo — 0; 2) С/о; /0.
Мощность Рш, выделяемую иа резисторах, шунтирующих по-
следовательно включенные диоды, определяют по формулам
табл. 4.1. ,
Мощность, выделяемую на диоде, определяют по формуле (2.7).
Коэффициент трансформации определяют как отношение сред-
них значений напряжений
п = Уох /ис. (4.24)
150
Наибольшее действующее значение тока первичной обмотки оп-
ределяют по формулам табл. 4.7.
Коэффициент пульсации на выходе выпрямителя, т. е. отноше-
ние амплитуды k-й гармоники переменной составляющей выпрям-
ленного напряжения Ua/f к Ua определяют по формуле
/гпод = 4 Q sin km (90 — aa)/nkm (4.25)
или по графику на рис. 4.16, где т = 1 соответствует однополупе-
риодной, а т = 2 —двухполупериодной и мостовой схемам.
Отрицательные значения 6под на рис. 4.16 означают, что на-
чальные фазы этих гармоник сдвинуты на 180°относительно гармо-
ник с положительными значениями /гп0/г. Для расчета фильтра ис-
пользуют абсолютные значения йп0£.
Пример расчета. Требуется рассчитать выпрямитель, питаемый
от стабилизирующего преобразователя напряжения с ШИМ по сле-
дующим исходным данным: (/с.ср = Н5В; частота преобразователя
/п — 5 кГц; Ua = 6 В; /0 == 10А; 2 ami„ = 20°; 2 атах ~ 50°.
По формуле (4.21) находим
___________________180°___________180° _
Qrn«x= 180°—2атаж ~ 180°—60° ~' ’5’
180° 180°
Qmin —-------— =---------------= 1,125.
™" 180°—2amin 180°—20°
Ввиду низкого выпрямленного напряжения целесообразно выб-
рать двухполупериодную схему выпрямителя со средним выводом
вторичной обмотки.
Из табл. 4.7 находим:
'прсР= — = у = 5 A; (/o6p.H~2QmM.I,W0=2.I,15.1,l.6==19,8B.
I пр.и — /о -= Ю А.
Выбираем кремниевый диод типа 2Д213А, имеющий /Пр.и —
= 10 А; 1/пр = IB:
+обри max ~ 200 В > (/обр.и! пр.и max ~ ЮО А > ^пр-и •
Для кольцевого магиитопровода из материала марки 50НП при
fa — 5 кГц выбираем индукцию Вт — 1Т.
По формуле (4.4) и табл. 4.7 находим
6 4 1 5.103-1
гт^6,6-------5----1/ -—=0,0024 Ом.
т 10-5-109-1 V 6Л0
По формуле (4.22)
MJr = 10-0,0024 = 0,024 В; (/пр.сх == 1 В.
Для Ро = 610 = 60 Вт из табл. 4.7 находим
AC/l ® (1 - 0,35) 0,04 Un = (1 - 0,35)0,04 . 6 = 0,156 В.
По формуле (4.19)
1/вх = 6 + 0,024+1+0,156 = 7,18 В.
Уточняем значение
(/обр- и = 2-1,5-7,18 = 21,5 В < Крбр- и max-
151
Наибольшее действующее значение ЭДС вторичной обмотки E't
будет при Qmaa, а наибольшее действующее значение тока вторич-
ной обмотки Гг при Qmin. Иеиолвзуя формулы табл. 4.7, нахо-
дим
1/0^; = 7,181/^5 = 8,8 В;
Значение £min находим из (4.23) для 2атах — 60°. По графику
ва рис. 4.15 ML = 0,14, откуда
=-И^?0’|4*м,0-Гн'
Мощность, выделяемая на одном дноде (2.7), Рпр. Ср = I X
X Ю/2 = 5 Вт. Радиатор для днодон рассчитывают по методике, из-
ложенной в гл. 13.
7,18
По формуле (4.24) п — -j-jg- = 0,0625,
Из табл. 4.7.
л/0 0,0625-10
Л=-----—---= —------- =0,59 А.
VQm/n 1/М25
Коэффициент пульсации иа входе фильтра по первой гармонике
(т = 2; k = 1) находим из графика иа рис. 4.16 для 2a = 60°:
Vi = 0,8 (80 %).
4.5. Многофазные низковольтные выпрямители
В низковольтных ИВЭ целесообразно использовать многофазные
однотактные двухполупернодные выпрямители: шестнфазные, две-
надцатнфазные, восемнадцатифазиые, двадцати четырехфазные и
т. д. [5]. В таких выпрямителях для улучшения удельных объемно-
массовых н энергетических характеристик применяются сглаживаю-
щие £С-фильтры с несколькими независимыми дросселями [77].
Включение нескольких дросселей фильтра вместо одного приводит
к увеличению длительности и снижению амплитуды импульсов то-
ка, протекающего через дноды н обмотки трансформаторов, что обес-
печивает уменьшение потерь мощности в ннх, повышение КПД вы-
прямителя н коэффициента использования трансформаторов по
мощности.
Многофазные выпрямители могут быть выполнены с числом фаа
выпрямления т = 6, 12, 18, 24 н т. д. и числом независимых дрос-
селей фильтра р = 1, 2, 3, 4, 6, 8, 9, 12 и т. д. Этн схемы получа-
ются из простых выпрямителей со средней точкой, работающих па-
раллельно на общую нагрузку через собственный дроссель фильтра.
Обычно в качестве простых выпрямителей используются двухполу-
пернодйые, трехфазные, четырехфазные (со сдвигом векторов напря-
жения на 90°) или шестифазные выпрямители. Число дросселей
фильтра р равно числу фаз выпрямления составного выпрямителя т,
деленному на число фаз простого выпрямителя.
152
Для построения многофазных выпрямителей с числом фаз т не-
обходимо создание многофазной системы векторов напряжений вто-
ричных обмоток, сдвинутых на угол 2 л/т. Для этого используется
сочетание трансформаторов с соединением первичных обмоток в тре-
угольник и звезду. При необходимости первичные обмотки транс-
форматоров предварительно Соединяются в зигзаг. Многофазные вы-
прямители могут быть выполнены на трехфазных трансформаторах с
общим для всех фаз магнитопроводом или на группах нз трех одно-
фазных трансформаторов.
Для увеличения числа фаз выпрямления необходимо увеличи-
: вать число трехфазных трансформаторов. На рис. 4.17 приведена
схема двенадцатифазного выпрямителя с двумя трехфазнымнтранс-
форматорами TVt и TV2 и четырьмя дросселями фильтра £, — £4.
Трансформаторы выполнены с двумя первичными обмотками и
в каждой фазе, которые соединены в зигзаг, а затем в треуголь-
ник. Вторичные обмотки трансформаторов соединены в 12-фазиую
звезду. Число витков первичных обмоток трансформаторов TVr и
ТУ2 определяется по формулам
2 /2л л \
W';=^7=sin—+—W'1 ==0,816^;
у о \ о т ]
2 л
«7"=—т=-sin — U7, =0,299117,, (4.26)
у 3 т
где — число витков эквивалентной первичной обмотки, соответ-
ствующее напряжению питающей сети.
Соотношение числа витков и напряжений первичных обмоток
трансформаторов, определяемое формулами (4.26), обеспечивает
сдвиг по фазе векторов напряжений вторичных обмоток, равный
30°.
Восемнадцатифазный выпрямитель, схема которого приведена
на рнс. 4.18, содержит три трехфазных трансформатора TVt — TVa,
причем трансформатор ТУг выполнен с одной первичной обмоткой
1F, в каждой фазе, а трансформаторы TV2 и TV а — с двумя первич-
ными обмотками и W2, которые соединены в зигзаг, а затем в тре-
угольник. Число витков первичных обмоток трансформаторов TV2
и TVa определнется по формулам
2 /2л 2л \
^;=^7rsin ~г+—р,1=°,742»'1;
у о \ о т /
(4.27)
2 2л
sin — W\ = 0,395W\.
у 3 т
Эти соотношения обеспечивают сдвиг по фазе векторов напря-
жений вторичных обмоток, соединенных в восемиадцатифазную звез-
ду, равный 20°.
По такому же принципу, используя соединение первичных об-
моток трансформаторов в зигзаг, могут быть построены многофазные
выпрямители с числом фаз выпрямления т = 24, 36, 48 и т. д.
В секционированных низковольтных выпрямителях [77] обес-
печивается уменьшение потерь мощности в диодах за счет их парал-
лельного соединения. В таких выпрямителях диоды целесообразно
153
устанавливать с коэффициентом нагрузки по среднему значению то-
ка не более 0,2—0,4, а при необходимости увеличения выходного то-
ка использовать параллельное соединение нескольких маломощных
диодов вместо одного мощного. При этом уменьшаются среднее и ам-
плитудное значения тока, протекающего через диод, что приводит к
уменьшению потерь мощности в диодах, и, следовательно, к умень-
шению объема и массы радиаторов и повышению КПД выпрямителя
Рис. 4.17. Схема двенадцатифазного выпрямителя с трехфазными
трансформаторами и четырьмя дросселями фильтра
154
Рис. 4.18. Схема восемиадцатифазного выпрямителя с трехфазными
трансформаторами и шестью дросселями фильтра
в целом. Например, в выпрямителях, собранных на диодах типа
2Д213А,— в двухполупериодиом со средней точкой, рассчитанном
на ток нагрузки 10 А, в шестифаэном выпрямителе при р= 2 и 10—
=20 А и двенадцатифазном’при р — 4 и /0 = 40 А при увеличении
числа параллельно включенных диодов jV от 1 до 4 потери мощности
уменьшаются примерно на 22%.
Параллельное соединение диодов позволяет уменьшить паде-
ние напряжения на них и, тем самым, уменьшить габаритную мощ-
ность трансформаторов. Например, при Uo = 5В, 10 = 154-60 А,
m=6-j-24 при увеличении N от 1 до 4 габаритная мощность транс-
форматоров уменьшается иа 10—15%.
Выравнинанне токов параллельно включенных диодов в низко-
вольтных выпрямителях достигается за счет активного сопротивле-
ния обмоток многообмоточного дросселя фильтра, активного сопро-
155
тивления и индуктивного сопротивления рассеяния обмоток много-
обмоточного трансформатора.
Основные расчетные соотношения для одиотактных двухполу-
Периодных выпрямителей с соединением первичных обмоток транс-
форматоров в зигзаг с числом фаз выпрямления т2, 6, 12, 18
и 24 и числом независимых дросселей фильтра р=1, 2, 3, 4, 6,
8, 9 и 12 прн N — 1 приведены в табл. 4.8. Здесь приняты дополни-
тельно следующие обозначения: IL — среднее значение тока, про-
текающего через каждый дроссель фильтра; UfLl —действую-
щее значение и частота основной гармоники напряжения пульсации
на дросселях фильтра; Рох — Uox /о — условная выпрямленная
мощность выпрямителя без потерь.
Как видно из табл. 4.8, при одинаковом чйсле фаз выпрямления
наибольший коэффициент использования трансформаторов по мощ-
ности имеют составные многофазные выпрямители, образованные
из трехфазных выпрямителей со средней точкой, т. е. шестнфазный
выпрямитель с двумя дросселями фильтра, двеиадцатифазный с
четырьмя, восемнадцатифазный с шестью и двадцатичетырехфаз-
ный с восемью дросселями фильтра. По сравнению с соответствую-
щими по числу фаз многофазными выпрямителями со средней точ-
кой коэффициент использования трансформаторов по мощности,
р!авный отношению Рах/Рг, приведенному в табл. 4.8 для различных
схем, в многофазных выпрямителях с несколькими дросселями
фильтра больше соответственно в 1,22; 1,68; 2,04 и 2,34 раза.
В многофазных выпрямителях с несколькими дросселями
фильтра обеспечивается уменьшение потерь мощности в диодах по
сравнению с выпрямителями других видов. Например, прн исполь-
зовании диодов типа 2Д213А (М = 1) при /0 = 15 А; т = 6, р = 2;
/0 = 30 А, т = 12, р = 4, /0 = 45 А; т = 18, р = 6; /0 = 60 А,
til = 24, р = 8 потерн мощности в диодах этих выпрямителей соот-
ветственно в 1,19; 1,57; 1,94 и 2,32 раза меньше по сравнению с со-
ответствующими по току иагрузки и числу фаз выпрямителями со
средней точкой (с одним дросселем фильтра).
Коэффициент пульсаций для идеальных выпрямителей с не-
сколькими независимыми дросселями фильтра при наличии конден-
саторов иа их выходе рассчитывается по формуле
kan = 2p/m2 (m2 - 1 )е>2 £Сф. (4.28
В реальных выпрямителях вследствие изменения формы криво-
выпрямленного напряжения из-за индуктивности рассеяния обмо-
ток трансформаторов, а также несимметричности трехфазиого пи-
тающего напряжения и разброса параметров диодов коэффициент
пульсаций существенно увеличивается: для выпрямителей при т =
= 6 в 3—4 раза, при т — 12 — в 6—7 раз, при т — 18 — в 9—
1'0 раз, при т — 24 — в 12—14 раз.
Минимальная индуктивность каждого дросселя фильтра рас-
считывается по формуле
г >>___________2р2 и°*_____ м 291
Lmin> [(m/pP-Hт<всШ1П
Значение выпрямленного напряжения при холостом ходе Uox
в зависимости от напряжения на нагрузке Uo н падения напряже-
ния иа элементах выпрямителя определяется по формуле (4.19).
156
Таблица 4.8
Расчетные соотношения в схемах многофазных выпрямителей
Число < >аз выпрямления т
2 || 6 12
Число дросселей фильтра р
1 | 1 | 2 3 1 2 3 | 4 6
1,111 0,741 0,855 1,111 0,715 0,741 0,785 0,855 1,111
/а/Л) 0,707 0,408 0,289 0,236 0,289 0,204 0,167 0,144 0,118
Л) 1 0,577 0,408 0,334 0,408 0,289 0,236 0,204 0,167
Pflx/P 2 0,636 0,551 0,675 0,636 0,403 0,551 0,637 0,675 0,637
Р ох/Р 1 0,900 0,780 0,953 0,900 0,513 0,701 0,810 0,861 0,810
Рох/Рг 0,745 0,646 0,791 0,745 0,451 0,617 0,713 0,757 0,713
^обр.и/^ох 3,14 2,09 2,09 3,14 2,02 2,09 2,22 2,09 3,14
Л1р.ср/Л) 1/2 1/6 1/6 1/6 1/12 1/12 1/12 1/12 1/12
Лгр.и/Л) 1 1 1/2 1/3 1 1/2 1/3 1/4 1/6
Ul-JUos 0,471 0,040 0,177 0,438 0,0099 0,0404 0,0943 0,177 0,438
1 1 1/2 1/3 1 1/2 1/3 1/4 1/6
fn^fc 2 6 3 2 12 6 4 3 2
^П01 0,667 0,057 0,057 0,057 0,014 0,014 0,014 0,014 0,014
Ar 5,19 7,60 6,53 6,83 11,84 9,36 8,39 8,02 8,39
A^.XlO7 Гн/м 1,65 1,51' 1,17 1,26 1,80 1,22 1,02 0,95 1,02
§
Параметры 18
1 2 3 6
f/xa/i/yx 0,711 0,722 0,741 0,855
Z2/0 0,235 0,167 0,136 0,096
4 n//0 0,333 0,236 0,196 0,136
^Ox/^2 0,332 0,462 0,551 0,675
P^IPx 0,412 0,574 0,686 0,840
P <rxjP г 0,368 0,512 0,551 0,749
1/обр.и/^ОХ 2,01 2,04 2,09 2,09
I пр-ср/Zo 1/18 1/18 1/18 1/18
/дР-и/Л) 1 1/2 1/3 1/6
^L—/^ox 0,0041 1,0176 0,0404 0,177
Az./A> 1 1/2 1/3 1/6
tlA^c 18 9 6 3
^noi 0,0062 0,0062 0,0062 0,0062
kr 15,26 11,92 11,27 8,96
Лд.хЮ’ Гн/м 2,07 1,37 1,02 0,85
Окончание табл. 4.8
Число фаз выпрямления m
24
Число дросселей фильтра р
9 1 2 3 4 6 8 12
1,111 0,709 0,715 0,725 0,741 0,785 0,855 1,111
0,079 0,204 0,144 0,118 0,102 0,083 0,072 0,059
0,111 0,289 0,204 0,167 0,144 0,117 0,102 0,083
0,637 0,288 0,405 0,487 0,551 0,637 0,675 0,637
0,792 0,382 0,537 0,646 0,731 0,844 0,895 0,844
0,637 0,328 0,462 0,555 0,628 0,726 0,769 0,726
3,14 2,01 2,02 2,05 2,09 2,22 2,09 3,14
1/18 1/24 1/24 1/24 1/24 1/24 1/24 1/24
1/9 1 1/2 1/3 1/4 1/6 1/8 1/12
0,471 0,0025 0,0099 0,0224 0,0404 0,0943 0,177 0,438
1/9 1 1/2 1/3 1/4 1/6 1/8 1/12
2 24 12 8 6 4 3 2
0,0062 0,0035 0,0035 0,0035 0,0035 0,0035 0,0035 0,0035
10,11 17,87 13,82 12,05 10,98 9,85 9,43 9,85
0,85 2,34 1,54 1,21 1,04 0,87 0,81 0,87
Падение напряжения на диодах определяется по формуле
k'np = ^пор + ^диф Io/pN- (4.30
Падение напряжения на трансформаторах Д(/тр складывается
из падения напряжения иа активном сопротивлении гт и падения
напряжения на индуктивности рассеяния Ls обмоток трансформато-
ров
ДОтр = (гт + та)с ^-з/2рл)/0. (4.31)
Ориентировочные значения активного сопротивления гт и ин-
дуктивности рассеяния обмоток трансформаторов Ls, приведенных
к фазе вторичной обмотки, определяются по предварительным зна-
чениям Uax и 1а по следующим формулам:
r_ = kT--Р ......."1/sfv &т Ло/Отф l/ох Ль (4.32)
hBmkcIa
, , sJt]>r Uox 1
= ------c o T~r <.................. ’(4.33)
«С «Ф fс Bm йс /о ysfc В^Л^ЛсЛо/'ПфЬ'ох h
где nc — число секций в трансформаторе; /пф —число фаз трансфор-
маторов (для однофазных трансформаторов т$ = 1, для трехфаз-
ных Шф = 3).
При расчете гт и L3 берется предварительное значение Uox =
= (1,1 -т-1,4)£/0 ПРИ U<> — 3-?15 В, причем большее значение ко-
эффициента относится к меньшим значениям Uo.
Значения коэффициентов kr и kL, снизывающих гт и Ls с дру-
гими параметрами трансформаторов и зависящих от схемы выпрями-
телей, для всех /n-фазных однотактных двухполупериодиых выпря-
мителей с р независимыми дросселями фильтра приведены в табл. 4.8.
Падение напряжения на активном сопротивлении обмотки
всех дросселей фильтра
= rL]Jp. (4.34)
Ориентировочное значение активного сопротивления обмотки
каждого дросселя фильтра
„ 4 f J'ko / L
Г£ = 2-108р1/ -jj- —---------- • (4.35)
У L \ ксп 0KB j
Практическая схема двенадцатнфазного выпрямителя с че-
тырьмя дросселями фильтра, выполненная по схеме на рис. 4.17,
имеет следующие параметры: напряжение 5 В, ток нагрузки 10—
30 А, коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения ие более
0,01 прн питании от трехфазиой сети 200 В, 400 Гц. В схеме исполь-
зованы два трехфазных трансформатора, выполненные на трехфаз-
ных ленточных магннтопроводах типа ТЛЮ X 16-26 из стали мар-
ки 3421; толщина ленты 0,15 мм. Число витков первичных обмоток
= 490, IT, = 180, провод ПЭВ-2 диаметром 0,28 мм; число вит-
ков каждой вторичной обмотки 1Г2 = — 17, провод ПЭВ-2 диа-
метром 1,32 мм.
В выпрямителе использовано 12 диодов типа 2Д213А (VDt+
— VOl2), расположенных иа общем теплоотводящем радиаторе
с мощностью рассеяния не менее 28 Вт.
159
Дроссели фильтра £t — Lt выполнены на броневых ленточных
магнитопроводах типа ШЛ6Х8 и имеют 33 витка; провод ПЭВ-2
диаметром 1,12 мм. Индуктивность каждого дросселя ие меиее
0,1 мГн.
В сглаживающем фильтре использовано 12 конденсаторов типа
К53-1А-6, ЗВ-100 мкФ. Масса элементов выпрямителя составляет
1,2 кг, объем выпрямителя (по габаритным размерам элементов)
— 0,8 дм3, т. е. удельная мощность выпрямителя по массе состав-
ляет 125 Вт/кг и по объему 187 Вт/дм3. КПД выпрямителя равен 0,73.
4.6. Сглаживающие фильтры
Общие сведения. В большинстве случаев переменная состав-
ляющая выпрямленного напряжения (пульсация), действующая на
выходе выпрямителя, недопустимо велика для потребителей. Сгла-
живающий фильтр, который включается между выходом выпрями-
теля и нагрузкой, предназначен для уменьшения пульсации.
Наиболее широко применяются сглаживающие фильтры, со-
стоящие нз нидуктивиости й емкости (типа LC) или нз сопротивле-
ния и емкости (типа JRC). Эти фильтры могут быть одиозвеинымн
или дВухзвеннымн. Возможно также применение комбинированных
двухзвеиных фильтров (одно звено типа LC, другое — типа RC).
Основные схемы фильтров показаны на рис. 4.19. Иногда находят
применение полупроводниковые и электронные сглаживающие
фильтры (5].
Все сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом
сглаживания q, который в соответствии е формулами (1.10, 1.11)
можно представить как отношение амплитуды первой гармоники
пульсации иа входе фильтра UOl^ к амплитуде первой гармоники
Udi*
1/0
кп!)1
кп11
Uai~ I
Ut С, =*= UOi
k kun
О--------------f-----О
Vo2
knZI
C2 -- Uoz
«nil
---- о
Рис. 4.19. Основ-
ные схемы сглажи-
вающих фильтров
Ikr*
Uo2
kn!1
160
пульсации на выходе первого звена Uu~ или на выходе второго зве-
на фильтра:
q^U0l^/Utl~ или q — Un~fU21~,. (4.36)
Фильтры типа LC. Во избежание резонансных явлений рекомен-
дуется выбирать для однозвенного фильтра q > 3. Необходимым
условием, обеспечивающим сглаживающее действие, является сле-
дующее соотношение между сопротивлением нагрузки RH и емкост-
ным сопротивлением выходного конденсатора фильтра (С\ или С2):
Ян » 1/mWcCp (4.37)
Коэффициент сглаживания определяют из выражения
q = m^LCt - 1. (4.38)
Если на выход схемы удвоения напряжения включается ЕС-
фильтр, то т = 2.
- При < /?н
Я ~ &по1/^ш1 • (4.39)
где Еп11 =- —г;— • 100 — коэффициент пульсации на выходе фильт-
ра, %.
Необходимое произведение LC определяют по формуле (4.38):
при fc — 50 Гц
ЕС, « 10 (q + l)/m2; (4.40)
при /с = 400 Гц
LCy ж 0,16 (</+ 1)/т2, (4.41)
где Cj — в микрофарадах; L —- в генри.
Выбор емкости и индуктивности фильтра. При емкостном фильт-
ре рекомендуется С, = (0,5 -1- 2)С0. При индуктивном фильтре вы-
прямителя L выбирается из условия L > Emi-n [см. (4.20)].
При выборе типа конденсаторов необходимо убедиться, что амп-
литудное значение пульсации на емкости, выраженное в процентах
от рабочего напряжения конденсатора, не превышает допустимого
значения, указанного в ТУ иа выбранные конденсаторы.
Для двухзвенного фильтра
q = U/£/21~ ~4i q% &по1/&п21 > (4-42)
где qt — коэффициенты сглаживания первого и второго звена
соответственно; f
&П21 = С21~/С02-100 — коэффициент пульсации на выходе вто-
рого звена фильтра.
Если Lr = L2 — L и Ct ~ С2 = С, то необходимое произведе-
ние LC одного звена:
LC xs Vqlmitf. (4.43)
Применять двухзвениый ЕС-фильтр целесообразно, когда q>
> 16, так как при этом произведение суммарной индуктивности
дросселей на суммарную емкость конденсаторов двухзвеиного
фильтра будет меньше произведения ЕС однозвенного фильтра, име-
ющего такой же коэффициент сглаживания.
6 зак. 725 161
Иногда дроссели фильтра выполняются с дополнительной (ком-
пенсационной) обмоткой, которая позволяет в 2—4 раза увеличить
коэффициент сглаживания прн включении ее встречно с основной
обмоткой (рис. 4.20). При этом произведение LC определяют, под-
ставляя в соответствующие формулы вместо q значение q' — qt2^-4.
Число витков компенсационной обмотки должно быть равно
__ W'och .. ...
«7* =---— , (4.44)
Я
где W'och — число витков основной обмотки дросселя.
Дроссель с компенсационной обмоткой рекомендуется приме-
нять во втором звене двухзвениого фильтра. Основным недостатком
таких дросселей является влияние величины и характера нагрузки
выпрямителя на сглаживающее действие фильтра.
Перенапряжения на элементах фильтра возникают при включе-
нии выпрямителей или сбросе нагрузки.
Выпрямитель с емкостным фильтром. Прн сбросе нагрузки
конденсаторы заряжаются до амплитудного значения напряжения,
подаваемого на выпрямитель, т. е. до UCm = £а"|/2; Для схемы Ла-
рионова при соединении вторичной обмотки в звезду UCm = £21/б •
Выпрямитель с индуктивным фильтром. При сбросе нагрузки
напряжение иа конденсаторах достигает значения
ucm^l/ (4-45)
При включении выпрямителя напряжение на конденсаторах
достигает значения
ист = ио I 1 + 7 I ’ (4.46)
\ u<s /
Зависимость ЬиСт1ий от коэффициента затухания фильтра
6ф дана на рис. 4.21:
х Вф/Фф + Фф ‘ где 8ф == (rL + г0)/Ян; Сф — ~\/L/Ct //?н » Внутреннее сопротивление выпрямителя Го = А (7о/ А/ о = (UOx — Uq)/ (4.47) (4.48) (4.49) (4.50)
Если UCm превышает допустимое для выбранных конденсато-
ров значение, то иногда в мощных выпрямителях последовательно
с дросселем фильтра включают пусковое добавочное сопротивление
Гдоб, которое, суммируясь с г0, увеличивает значение бф и тем са-
мым уменьшает перенапряжение при включении. Обычно пусковое
сопротивление включают в цепь первичной обмотки трансформатора
выпрямителя. Тогда для расчета еф пусковое сопротивление должно
162
i-к
Рис. 4.20. Включение дросселя
с компенсационной обмоткой
Рис. 4.21. График для расчета
перенапряжений на сглаживаю-
щем фильтре
быть пересчитано во вторичную обмотку через квадрат коэффициен-
та трансформации гдое — гДОб| ”2- После включения выпрямителя
Гдоб должно быть закорочено.
При Включении выпрямителя все выпрямленное напряжение
(/ох оказывается приложенным к обмотке дросселя фильтра, изо-
ляция которой должна быть рассчитана на эту величину.
При включении выпрямителя, работающего на LC-фильтр, ток
через диоды может в несколько раз превышать установившееся зна-
чение выпрямленного тока /0. Наибольшее значение тока при вклю-
чении (сверхток) определяют по формуле
/«св — /о I ( Ч
A/qcb V
(о / '
(4.51)
где отношение Л/Осв//О определяют по графику иа рис. 4.22 в зави-
симости от коэффициентов еф (4.48) и (?ф (4.49).
Расчет фильтра при импульсной нагрузке. Если форма тока на-
грузки имеет вид, изображенный на рис. 4.23, то при индуктивном
фильтре выпрямителя элементы фильтра должны удовлетворять
трем условиям:
индуктивность дросселя L должна быть не меньше Lm-lVl (4.20);
произведение LCt должно быть не менее необходимого для по-
лучения заданного коэффициента сглаживания q (4.38);
должно выполняться условие
L лга U„
~ ол г "и.
СI 2Л/о
(4.52)
где Ьи—допустимый коэффициент искажения импульса тока на-
грузки (обычно 6Н = 0,1-?0,2); Д/о = /атах — lamin (см. Рис- 4.23).
Наибольшее искажение импульса тока нагрузки будет при сов-
падении частоты первой гармоники тока с собственной частотой
фильтра.
* Метод расчета перенапряжений и сверхтоков с помощью гра-
фиков на рис. 4.21 и 4.22 разработан В. М. Лавровым и Е. И. Гойх-
барг
6*
163
Рис. 4.22. График для расчета сверхтоков в сглаживающем LC-
фильтре
В тех случаях, когда частота питающей сети поддерживается
с Достаточно большой точностью (0,5—1 %), можно применить
«фильтр-пробку» (рис. 4.24), настроенный иа частоту первой гармо-
ники пульсации tnfc. Коэффициент сглаживания такого фильтра
(для первой гармоники пульсации)
<? ® m2 (4.53)
где гк — L/CKrL = ^рез; Ск = 2,5 • W*/m2flL, мкФ,
Фильтры типа При малых выпрямленных токах (не более
10—15 мА) иногда применяют фильтры типа RC.
Рис. 4.23. Идеализированная
форма тока выпрямителя при
импульсной нагрузке
IR4
Рис. 4.24. «Фильтр-
пробка»
Коэффициент сглаживания однозвенного РС-фильтра
КП1 \
At/ф \
U0! /’
(4.54)
где At/ф = /0Рф = (7о — t/01 — падение напряжения иа сопротив-
лении фильтра Un — напряжение на выходе фильтра.
Связь коэффициента сглаживания с параметрами фильтра вы-
ражается, как
q « /пгл/с^фСр (4.55)
Необходимое произведение RC-.
при /с = 50 Гц 7?фС, ~ 3 • ioVm;
при fc — 400 Гц R$CY sa 0,4 • lO’g/zn,
где С?! — в микрофарадах.
Сопротивление фильтра = Д(7ф//0 выбирается по допусти-
мому значению падения напряжения.
Мощность, выделяемая на сопротивлении фильтра
Рф ~ А Z/ф/о.
Коэффициент сглаживания двухзвениого фильтра
Я = (4.56)
Если /?ф! = Яф2 и С, — Ct, то
^Ф1С1^Ф»С»«-^-- 0.57)
mznfc
ЧАСТЬ ВТОРАЯ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
И ТОКА
Глава пятая
Стабилизаторы постоянного напряжения
и тока с непрерывным регулированием
5.1. Параметрические стабилизаторы
Электропитание маломощной аппаратуры с небольшим преде
лом изменения тока потребления обычно осуществляется от парамет-
рических стабилизаторов напряжения (ПСН). Кроме того, эти ста-
билизаторы широко используются в качестве источников опорного
напряжения (ИОН) в компенсационных стабилизаторах напряжения
и тока.
Для стабилизации постоянного напряжения в ПСН применяют-
ся элементы с нелинейной ВАХ. Одним из таких элементов является
кремниевый стабилитрон, ВАХ которого показана иа рис. 2.5.
Основная схема однокаскадного ПСН приведена иа рис. 5.1.
В этой схеме прн изменении входного напряжения UBX на ±Д(7Вх
ток через стабилитрон VD изменяется иа Д/Ст, что приводит к не-
значительным измен гниям напряжешя иа стабилитроне (на ±Д(7Н),
а следовательно, и иа нагрузке. Значение Д(7И зависит от Д(7вХ,
сопротивления ограничивающего резистора 7?0 и дифференциал ьно-
ди ст
го сопротивления стабилитрона гст =------
лизации (по входному напряжению) схемы
gj—. Коэффициент стаби-
ПСН на рис. 5.1:
Д^вх Uh _ Uh Rg
^UH UBX UBX RH
(5.1)
Внутреннее сопротивление стабилизатора определяется в ос-
новном дифференциальным сопротивлением стабилитрона. На
рис. 5.2 приведены зависимости гст маломощных стабилитронов от
напряжения стабилизации для различных токов стабилизации /ст.
Из графиков видно, что при увеличении /ст дифференциальное со-
противление уменьшается и достигает минимального значения для
стабилитронов с напряжением стабилизации 6—8 В.
Температурный коэффициент напряжения <хн стабилитрона оп-
ределяет величину отклонения выходного напряжения ПСН при
изменении температуры. На рис. 5.3 приведена зависимость ан от
напряжения стабилизации. Для приборов с (7СТ > 5,5 В при повы-
шении температуры напряжение иа стабилитроне возрастает. Поэ-
166
тому температурная компенсация в этом
случае может быть достигнута включе-
нием последовательно со стабилитроном
диодов в прямом направлении (VD2,
VDt на рис. 5.4, а). Однако при этом
возрастает внутреннее сопротивление
ПСН за счет дифференциальных сопро-
тивлений термокомпенсирующих дио-
дов в прямом направлении гдиф, кото-
рое зависит от выбранного типа диода
н режима его работы. В качестве при-
мера на рис. 5.5 приведены зависимо-
сти гдиф от прямого тока для некоторых
Рис. 5.1. Схема однокас-
кадного параметриче-
ского стабилизатора
типов диодов и стабилитронов, включен-
ных в прямом направлении. Необходимо отметить, что термоком-
пенсированный ПСН имеет повышенное значение гст и пониженный
коэффициент стабилизации. На рис. 5.6 приведены зависимости
температурного коэффициента от величины прямого тока для ста-
билитронов типа Д814 и диода Д310, которые могут быть использо-
ваны для температурной компенсации.
Если требуется повышенная стабильность выходного напря-
жения ПСН, то применяются двухкаскадные или мостовые схемы
стабилизаторов, приведенные на рис. 5.4, б, в, г.
Предварительная стабилизация напряжения в двухкаскадном
ПСН (рис. 5.4, б), осуществляемая с помощью элементов А'о1, VDj
и VD2, позволяет получить достаточно высокий коэффициент ста-
билизации выходного напряжения:
ЛсТ2К— Аст| Кст2 ~ ,,
ы вх
Д<Н Roz
(гст| + гста) (гстз -4“ гст1 + rста)
(5.2)
где Kcti> Кстг — коэффициенты стабилизации первого и второго
каскадов; гст1 — гСтз — дифференциальные сопротивления стабили-
тронов VDt— VD3, rCTi, гстб — дифференциальные сопротивления
диодов l^D4, VDs.
Температурный уход напряжения на нагрузке и внутреннее
сопротивление двухкаскадного ПСН такие же, как в схеме на
рис. 5.4, а.
I Ом
1гт~10мД 20мА
। 650мА
30 -
20 -
ю-
oL ______
5 Ю 15 Ucr,B
Рис. 5.3. Зависимость темпера
турного коэффициента ста
билитронов от напряжения ста
билизации
Рис. 5.2. Зависимость диффе-
ренциального сопротивления
стабилитронов от тока
167
Повышение коэффициента стабилизации в мостовых схемах
(рис. 5.4, в, г) достигается за счет компенсирующего напряжения,
возникающего на резисторе Rz или стабилитроне VDt при измене-
ниях входного напряжения. Коэффициент стабилизации при RH =
= const:
для схемы рис. 5.4, в
^Вх (гСт/Рз—
где ия — напряжение на нагрузке RH;
Рнс. 5.4. Схемы параметрических стабилизаторов напряжения с улуч-
шенными характеристиками:
а — с термокомпенснрующими диодами VD2, VD3; б — двухкаскад-
ного стабилизатора; в — мостового стабилизатора с одним стабилит-
роном; г — мостового стабилизатора с двумя стабилитронами; д —
стабилизатора с эмиттерным повторителем; е — с токостабилизирую-
щим двухполюсником; ж — с токостабилизирующими транзисторами
различной проводимости п-р-п и р-п-р
168
’"Зиср, Ом
Рис. 5.5. Зависимось дифферен-
циального сопротивления ста-
билитронов и диодов от прямо-
го тока
Рис. 5.6. Зависимость темпера-
турного коэффициента диода и
стабилитронов от прямого тока
для схемы иа рнс. 5.4, г
' СТ • f
^Вх (rCrl/Rl rCttlRi)
где Геи и гст2 — дифференциальные сопротивления стабилитронов
HDj и VD2.
В мостовых параметрических стабилизаторах теоретически ко-
эффициент стабилизации может быть бесконечно большим, если
выбрать элементы исходя из условий: для рис. 5.4, erc^/R3 — RjRit
а для схемы иа рис. 5.4, г гСТ2/R2=rCtJR.. Внутреннее сопротив-
ление для схемы на рис. 5.4, в ги = гст + #2> а Для схемы иа
рис. 5.4, г ги = гси 4- гСТ2.
Величина отклонения выходного напряжения мостовых схем
ПСН при измерениях температуры зависит от <хн стабилитронов, а
для схемы на рис. 5.4, в еще от температурного коэффициента рези-
сторов Ri и R2. Соответствующим подбором стабилитронов и ре-
зисторов можно уменьшить температурный уход напряжения ста-
билизации. Особенностью мостовой схемы на рнс. 5.4, г ПСН явля-
ется возможность получения низких выходных напряжений при не-
большом температурном уходе за счет применения стабилитронов
с мало отличающимися температурными коэффициентами.
Следует отметить, что относительно высокая стабильность вы-
ходного напряжения в схемах ПСН на рнс. 5.4, б —г достигается
за счет значительного ухудшения КПД по сравнению со схемой иа
рис. 5.1. Повысить стабильность выходного напряжения ПСН без
ухудшения -КПД позволяет схема на рис. 5.4, еза счет применения
в ней источника тока, выполненного иа транзисторе VT, стабилитро-
не VDt (вместо которого могут быть включены два диода, последо-
вательно соединенных в прямом направлении) и резисторах /?э и
/?б- Эт° позволяет стабилизировать ток, протекающий через стаби-
литрон VD2 и тем самым резко уменьшить отклонения напряжения
иа нагрузке при больших изменениях входного напряжения. Тем-
пературный уход и внутреннее сопротивление .•’той схемы ПСН прак-
тически такие же, как в схеме иа рис. 5.1.
169
Максимальная выходная мощность рассмотренных схем ПСН
ограничивается предельными значениями тока стабилизации и рас-
сеиваемой мощности стабилитрона. Если использовать транзистор
в режиме эмиттерного повторителя со стабилитроном в базовой цепи
(рис. 5.4, 5), то мощность нагрузки может быть увеличена. Коэф-
фициент стабилизации ПСН на рис. 5.4, д:
Кет -• 77^. (5.5)
1 4~ ЦГст /ь' вх
а внутреннее сопротивление
4" Игст/^21э
гн = —“
(5.6)
где Г-" + Гв + ГА" -'М ЯИ =» н
\Ко<>ст гК ^0 /
Гб. гэ, гк, й21э — соответственно сопротивления базы, эмиттера,
коллектора н коэффициент передачи тока в схеме ОЭ транзистора.
Однако такой ПСН при UCT > 5,5 В по температурному уходу
уступает стабилизаторам, приведенным на рис. 5.4, а—г.
На рис. 5.4, ж приведена схема ПСН с дополнительными транзис-
торами различной проводимости. Для нее характерным является
высокая стабильность выходного напряжения и возможность одно-
временного подключения двух нагрузок /?1(1 и Rm к различным ши-
нам входного напряжения. По коэффициенту стабилизации и тем-
пературному уходу эта схема незначительно превосходит схему на
рис. 5.4, е, а внутренние сопротивления гСТ1 и ,гСт2 определяются
стабилитронами VDt и РО2 соответственно.
5.2. Компенсационные стабилизаторы
Последовательные стабилизаторы
В отличие от параметрических компенсационные стабилизато-
ры напряжения (КСН) обеспечивают необходимую стабильность
напряжения на нагрузке при помощи цепи отрицательной обратной
связи, воздействующей на регулирующий элемент (РЭ). В зависи-
мости от схемы включения РЭ компенсационные стабилизаторы раз-
деляются на последовательные и параллельные, структурные схе-
мы которых приведены на рис. 1.4 и 1.5 соответственно.
В состав КСН любого типа входят следующие основные функцио-
нальные узлы: регулирующий элемент, устройство сравнения (УС),
усилитель постоянного тока (УПТ).
Регулирующий элемент в КСН выполняется, как правило, иа
составных транзисторах, схемы которых показаны на рис. 5.7. Чи-
сло включаемых транзисторов зависит от их коэффициентов переда-
чи тока и заданного тока нагрузки стабилизатора.
Для схемы на рис. 5.7, а, состоящей нз двух транзисторов,
статический коэффициент передачи тока составного каскада
(121а — Лг1Э1 Л21э2 > (5.7)
а напряжение насыщения
^КЭнас = ^КЭнас2 + ^ЭБ1 (б-8)
170
Рис. 5.7. Регулирующие составные транзисторы:
а — из двух транзисторов; б — из трех транзисторов; в — с дополни-
тельным питанием для составного транзистора; г — с дополнитель-
ным питанием для одного проходного транзистора; д—-из двух тран-
зисторов с различной проводимостью; е — из двух транзисторов с
различной проводимостью и дополнительным питанием
Для схемы из трех транзисторов (рис. 5.7, 6)
Й21Э = Й21Э2 /*2131 ^21Э»> (5 • 9)
^КЭнас = ^КЭнасЗ + ^ЭБ1 +^ЭБ2- (5.40)
В формулах (5.7) и (5.10) индексами 1, 2, 3 обозначены соответ-
ствующие параметры транзисторов VTlt VT2 и V7'3.
Напряжение коллектор—эмиттер (в режиме насыщения) в схе-
ме рис. 5.7, в за счет включения вспомогательного источника £в и
резистора R такое же, как и в схеме иа рис. 5.7, а, а статический
коэффициент передачи тока определяется из выражения (5.9).
По коэффициенту передачи тока схема иа рис. 5.7, г состав-
ного транзистора эквивалентна схемам на рис. 5.7, б, в, а напряже-
ние насыщения в ней меньше, чем в других схемах, и определяется
коэффициентом насыщения транзистора V7\.
При расчете коэффициента стабилизации КСН удобно пользо-
ваться коэффициентом усиления по напряжению рт (при постоян-
ном коллекторном токе /к = сопъ!) [1J, который определяется по
входным н выходным характеристикам транзисторов, как показано
в гл. 2. Для составного транзистора, состоящеио из двух транзисто-
ров (рис. 5.7, а), коэффициент усиления
Рт = рт1 Рта/(Рт1 4" Рта) • (5.11)
171
для составного транзистора из трех транзисторов (рис. 5.7, б)
М"гзз = М'Т1 Нта Ртз/(Нт1 Ртз+Нт! Нтз+Нта Нтз) • (5.12)
Кроме коэффициентов усиления транзисторы характеризуются
входным Л11Э, внутренним г/т и коллекторным гк сопротивлениями,
которые определяются по формулам гл. 2.
Для составного транзистора, состоящего из трех транзисторов,
значения Лиэ, г,т и гк соответственно равны:
1*11ЭЗЗ = 1*1131 1*2132 1*21эЗ“1~ 1*1132 1*2133 4" 1*11ЭЗ> (5.13)
r it — Ртзз 1*11эзз / 1*21эзз > (5.14)
1/гк = 1/rKi+1/гК2 +1/*кз- (5.15)
На рис. 5.7, д, е приведены схемы составных транзисторов,
имеющих структуры п-р-п. и р-п-р. Применение транзисторов раз-
личной структуры позволяет согласовать вход регулирующего эле-
мента с выходом схемы управления при различных полярностях
напряжения питания.
Схемы сравнения и усилители постоянного тока выполняются
иа транзисторах. Поэтому они одновременно с формированием сиг-
нала рассогласования осуществляют его предварительное усиление.
На рис. 5.8 приведены основные схемы сравнения, выполненные иа
одном транзисторе, а иа рис. 5.9 — дифференциальные схемы срав-
нения на двух транзисторах.
Каждая схема содержит делитель напряжения (например, RP,
/?з, Rt — на 5.8, а—в, д, е и Дз, Rs, RP на рис. 5.9, а, б, источник
опорного (эталонного) напряжения Uon (в устройствах сравнения
низковольтных КСН — рис. 5.8, д — их два; ООП1 и (/оп2), который
обычно выполняется на стабилитроне, и один или два дополнитель-
ных источника напряжения £доп, необходимых для обеспечения
нормального режима работы транзисторов. Иногда питание тран-
зисторов осуществляют от выходного напряжения КСН, что позво-
ляет исключить Ддоц (такие соединения на рис. 5.8 и 5.9 показаны
пунктирной линией).
В тех случях, когда предварительного усиления недостаточно
для получения заданного коэффициента стабилизации, включают
дополнительные каскады усиления. На вход этих УПТ поступает
усиленный сигнал рассогласования, а выход соединяется с базой
регулирующего транзистора.
В схемах иа рис. 5.8, а—в выходное напряжение стабилизатора
больше опорного, причем схемы на рис. 5.8, а, б могут быть выпол-
нены без источника дополнительного напряжения.
Схемы на рис. 5.8, г—е применяются в низковольтных КСН, в
которых выходное напряжение меньше опорного (UH < Ооп)-
В тех случаях, когда требуется высокая температурная ста-
бильность КСН и малый временной дрейф (особенно при низких
выходных напряжениях), применяют более сложные дифференци-
альные схемы (рис. 5.9) , из которых при Un > Uon предпочтитель-
ней является схема иа рис. 5.9, а и прн Ult < t/on схемы на
рис. 5.9, г, д.
Типовые схемы стабилизаторов напряжения с последовательным
включением РЭ приведены на рис. 5.10. В этих схемах конденсатор
С0.с предназначен для повышения устойчивой работы КСН за счет
уменьшения коэффициента усиления УПТ по переменному напри
жению, а конденсатор Сн--для улучшения переходных характе
172
ристик и повышения степени устойчивости КСН. Резисторы, соеди-
няющие минусовую шину источника питания Un с базами регули-
рующих составных транзисторов, предназначаются для компенса-
ции обратных токов транзисторов (например, R3, иа рис. 5.10, 6).
Минусовая шина дополнительного источника напряжения £доп
может быть соединена с различными точками КСН: с эмиттером ре-
гулирующего транзистора, с его коллектором или с минусовой ши-
ной Un (последний случай включения £доп показан на рис. 5.10, а
пунктирной линией). Если источник дополнительного питания под-
соединяется к эмиттеру регулирующего транзистора, то напряжение
Рис. 5.8. Основные схемы сравнения, выполненные на одном транзи
сторе
173
Ецоп должно быть больше напряжения эмиттер—база составного
транзистора, которое в зависимости от числа (обычно 2—3) транзис-
торов лежит в пределах (1,6—2,4) В. При этом, чтобы нестабильность
выходного напряжения была минимальной при изменениях напря-
жения дополнительного источника, достаточно выбрать Едоп ж
~ (4-j-8) В. При объединении минусовых шнн Ед0П и Ua для обес-
печения нормальной работы стабилизатора необходимо повысить
напряжение дополнительного источника на величину выходного
напряжения, что ухудшает КПД (особенно при повышенных U„).
Если источник дополнительного питания подсоединяется минусовой
Рис 5 9. Дифференциальные схемы сравнения
174
шииой к коллектору регулирующего транзистора, то к нестабиль-
ности выходного напряжения от изменения £Доп добавляется еще
нестабильность от изменения Un, величина которой может изменять-
ся в больших пределах. Поэтому первая схема включения минусо-
вой шины £доп с эмиттером регулирующего транзистора (рис. 5.10,а),
является наиболее целесообразной.
С целью повышения коэффициента стабилизации КСН часто
применяют взамен £доп токостабилизирующий двухполюсник (ТД)
(на рис. 5.10, д, е обозначен пунктирный линией), выполненный на
транзисторе VTlt резисторах Rlt R% и стабилитроне VDv Иногда
в стабилизаторах вместо VD^ включают один нлн два диода в пря-
мом направлении.
Применение ТД вместо £дОП приводит к небольшому увеличе-
нию минимально допустимого входного напряжения на КСН.
Для повышения качества выходного напряжения в УПТ ста-
билизатора применяются операционные усилители (DA иа
рис. 5.10, ж), которые обладают большим коэффициентом усиления
и малым температурным уходом. Питание операционного усилите-
ля может осуществляться непосредственно от выходного напряже-
ния стабилизатора. Можно также питать операционный усилитель от
дополнительного источника (на рис. 5.10, ж показан пунктирной
линией) £дОПЗ, и0 в этом случае нет необходимости включать согла-
сующий каскад иа отдельном транзисторе VTt (на рис. 5.10, ж он
обведен пунктирной линией).
Основными показателями качества выходного напряжения КСН
являются коэффициент стабилизации Кст по изменению напряже-
ния питания 1/п, внутреннее сопротивление гн> нестабильности от
изменения напряжения дополнительного источника 6 (7н.доп и тем-
пературы 6(/н.т. Величины Кст и гндля схем иа рис. 5.10 равны
(5.16)
(5.17)
к — А^п ... к .
ACT— ... • ,, ~ Ан Нт ,, ,
Д{/н иа иа
Пт + Л> (1 +^н.т)
гн ~ v- ’
Нт Ан
где Л11Э, г;т, щ. — входное и внутреннее сопротивление, а также ко-
эффициент усиления по напряжению составного транзистора; г0,
*т.д> Пу — соответственно внутреннее сопротивление источника пи-
тания ип, токового датчика ТД и транзистора УПТ; Кн — коэффи-
циент передачи цепи обратной связи, равный произведению коэф-
фициентов передачи УПТ и делителя выходного напряжения;
Нт Лцэ Гiy
гн.т =----~ ,----------------------Для схем на рис. 5.10, д, е
гт.д («иэ + Пу) + "1 1э Пу
и гн.т = 0 — для остальных схем.
Нестабильность выходного напряжения КСН при изменениях
напряжения дополнительного источника, питающего коллекторную
цепь транзистора (но не стабилитрона), равна
б^Н.ДОП — ^£доп/Кн- (5.18)
Величина температурной нестабильности 6(/н.т определяется
в основном температурным уходом напряжения эмиттер—база тран-
зистора первого каскада УПТ, источника опорного напряжения и
175
делителя выходного напряжения. Для получения минимального
эиачения 6t/H.T необходимо:
в делителе выходного напряжения применять термостабиль-
ные резисторы (например, ПТМН, С5-22, С2-31);
первый каскад УПТ выполнять на дифференциальном усилите-
ле с использованием двух транзисторов, выполненных иа одном
кристалле (например, К1НТ591) илн операционных усилителей;
применять термокомпенсированные стабилитроны типа Д818Е,
КС196Г.
Обеспечить малое значение б1/н.т можно также применением
термочувствительных резисторов в делителе выходного напряжения
илн р-п переходов. Однако при этом требуется многократная регу-
лировка, а иногда и подбор элементов, что значнтельно увеличивает
трудоемкость регулировки стабилизаторов и поэтому такой метод
термокомпенсацнн применяется редко.
Методика и пример расчета. Проведем расчет стабилизатора
последовательного типа (рис. 5.10, а) со следующими исходными
Рис. 5.10. Типовые схемы стабилизаторов постоянного напряжения
176
данными: номинальное напряжение питающей сети Uc = 220 В;
частота /с = 50 Гц; пределы изменения напряжения сети ас~
— Ьс = 0,1; номинальное выходное напряжение U„ — 12 В; до-
пустимые установочные отклонения &UH — ±1 В; номинальный ток
нагрузки /н = 0,7 А; пределы изменения тока нагрузки 1итп-т =
== 0,5 А и /нтах — * А; коэффициент стабилизации при изменении
напряжения сети Кст 500, внутреннее сопротивление гн
0,7 Ом; амплитуда пульсации выходного напряжения £/н~
3 мВ; температура окружающей среды Гс тах = 60 °C; Тс min =
= —10 °C, максимальный температурный уход напряжения 6С/Н.Т =
= 0,12 В; 6£/н.яоп~ 0,05 В.
1. Выбираем в качестве регулирующего элемента VTn
(рис. 5.10, а) транзистор типа КТ817А с параметрами [31]: /к пшх ~
в 3 А; (7КЭ„,ОД. 25 В; Рк тах = 14 Вт, Л21Лго0,~ 25, /КБ-
— 0,4 мА. При заданном токе нагрузки /н ~ 1 А принимаем
с последовательным включением регулирующего транзистора
177
Л, А
1,2
0,8 -—।---------- ЗОмА
0,0 'Alt ^Fi----------/6"rW
А“кэ о в_ I ,
О-----L ...I.. .-iPEJ-J-1-
2 4 6 8 UK3,B
5)
Рис. 5.11. Статические характеристики транзистора КТ817А:
а — входная; б — выходная
напряжение насыщения иа транзисторе нас — 3 В, а максималь-
ный уровень пульсаций входного напряжения иа~ — 0,15 В.
2. Определяем входное напряжение питания
Ua max — (^кЭнасо’^"^п~"^’^н^_ ^и) (1 +®e)/(l —6С) =
= (3+0,15+12,6+1) (1+0,1)/(1— 0,1) = 20,6 В;
1/п = ^птах/(1 + ос) = 20,6/(1 +0,1) = 18,5 В;
l/nmfn«^n(l-*C)-18,5(l-0,l) = 16,8 В.
Расчет выпрямителя для получения требуемого напряжения
питания Un и сглаживающего фильтра для получения пульсации
t/n~ прн заданном токе нагрузки /н тах производится по методикам,
изложенным в гл. 4.
Максимальная мощность, рассеиваемая на регулирующем тран-
зисторе,
Рт max — (Uu max — Un—Л1/я) /ц max — (20,6 —12,6 — !)• 1=7 Вт.
3. По входным и выходным характеристикам транзистора
КТ817А (см_ рис. 5.11) определяем: Т/ЭБ2 =0,8 В; Д(/ЭБ2 ~
= 0,04 В; Д(/Кэ = 6 В; цт2 = Д^кэ/ДС^в = 6/0,04 = 150;
Лц э2 = ^иэъ/(1б2 - /б1) = 0,1/(1,5 • 10-» - 0,3 • IO"») =
= 83 Ом.
Максимальные значения коллекторного тока, напряжения кол-
лектор — эмиттер (в момент включения) и рассеиваемой мощности
для составного транзистора VT3 соответственно равны:
/[{ i =/н max/А21эа min — 1/25 = 0,04 А;
^КЭ1 ~ max ж 20,6 В;
Z3т max/^пэа min = 7/25=0,28 Вт.
Выбираем в качестве составного транзистора КТ603Б с параметрами:
lKwax « 0,3 А > 0,04 A; 1/кг>ах == 30 В > 20,6 В; РКтах =
= 0,4 Вт (при 7'cmax = 60°C)>0,28 Вт; 7/КЭнае, = 0,25 В;
А21 э» min ~ 60; U3S ] — 0.7 В: Л] 1э 1 — 300 Ом; /КБ oi ~ 0>03 мА;
178
ИТ1 = 600 Ток базы транзистора VTt /Б1 = /К1/Л21 ,, min =
= 0,04/60 = 0,7 мА.
4. Принимаем схему составного транзистора без вспомогатель-
ного источника питания (рис 5.7, а). Минимальное напряжение на
регулирующем элементе
^КЭ нас = УКЭ цас1 + УЭБ2 = 0,25 +0.8 = 1,05 В
Уточняем значения напряжения питания, рассеиваемой на тран-
зисторах мощности, а также рт28, по приведенным выше форму-
лам:
l/„max = (1,05 + 0.15 4- 12,6 + 1) - (1 + 0,1)/ (1 -0,1) =
= 18,1 В;
Un = 18,1 (1 - 0,1) = 16,3 В; Unm(n = 16,3/ (1 + 0,1) = 14,8 В;
РК2 - (18,1 — 12,6 — 1)1 = 4,5 Вт;
Рц I — max—— MJh — t/эвг) 7н max/^ai 32 min —
= (18,1—12,6 —1—0,8)1/25 = 0,15 Вт;
Hti М'тг 150-600
ц,«р 9» । - -ж» S5? 120:
141 + Итг 150 + 600
Лцз = Л]lai + Лцэг /*2131 mtn =300 + 83-60 = 5,3 кОм;
ri т — M-T22 /'na/^ziai m/n'^tas min ~ 120-5300/60-25 = 425 Ом.
5. Максимальное значение напряжения (7ВЬ1х.у равно
(/вых у — (/н +Д(/н + (/эБ1 ~Ь^/эБ2 = 12.6+1+0,7+ 0,8=15,1 В;
6. Проводим расчет цепи обратной связи:
а) выбираем стабилитрон типа Д818Б с параметрами: (7Ст.min~
= 7,65 В; (/ст max ~ 9 В;/стт;п а 3 мА; /ст тах — 33 мА; г-нф —
= 18 Ом; ан = —1.8 мВ/°С;
б) принимаем £доп «= 0,4 ((/н + Д(7Н) = 0,4 (12,6 + 1) =
= 5,45 В; £доп + UK + Д(/н = 5,45 + 12,6 + 1 « 19 В >
> (/вых.у ((/вых.у = 15.1 В) и выбираем в качестве VT3 транзис-
тор КТ312Б с параметрами: (/^эз max — 35 В; /к з <= 30 мА;
атЗ = мВ/°С; Л21 э з т1п = 25; (/ЭБ 3 = 0,8 В; = 50 Ом; гЭБ 3 =
= 1 кОм; Л11Эз= 1 кОм; ртз= 1000;
в) принимаем коллекторный ток транзистора VT3 равным
/КЗ = 2,8 МА > /Б । = /Вых.у = ®>7 МА и вычисляем
= (£доп + (/н + А(/н — (/вых-у)/(/кЗ"1~ /вых-у) —
= (19,0 —15,1)/(2,8-10-8+0,7-Ю-з) = 1,1 кОм;
о //н— ^(/н Uct max
'ст min —1 к з
12,6-1-9 ~
----------------= 13 кОм;
3-10-8—2,8-10-8
179
г) определяем ток базы транзистора УТЯ и сопротивления ре-
зисторов делителя напряжения:
^БЗ — 1цз/^21эз min ~ 2,8/25 = 0,1 мА; /дед = 101 мА,
/?5 <__^стжМ-Шэвз .._L65+2^______________» 7,2 кОм;
/дел(1 + Д^н/(/н) 10-3(1+1/12,6)
— Д^н— Уст Шах—^ЭБЗ 12,6— 1 —9—0,8
(Jet max + ^эБЗ 9 + 0,8
X 7,2.10-з« Г,3 кОм;
12,6
RP > —2—R^—R^—^--------------1300 — 7200 = 4,1 нОм.
'дел Ю-з
Принимаем RP — 4,7 кОм;
д) коэффициент передачи по напряжению
„ Уст min Aaiaamin^K
J\ jj — — ~
Uh Дцэз+ Aaiaa min (гЭз + гДиФ)
_ 7,65 25-IO»_______
~ 12,6 ' 103 + 25 (50+18) -5’9’
где
Rh ^вых-у/^вых.у — 15,1 /0,7.10“з » 22 кОм;
„ R,Rh 1,1-103.22.103
R v —--------------------------- ж 1 кОм;
K R' + Rh 1,1.103+22-108
e) для повышения устойчивости КСН выбираем Сое = 0,1.мкФ.
Емкостное сопротивление на частоте 100 Гц равно
Хс = 2л f Сос “ 6,3-100-0,1-10-е = 16 кОм•
Это сопротивление, образующее отрицательную обратную связь по
переменному напряжению, уменьшит коэффициент передачи Ка
цепи обратной связи на частоте 100 Гц не более чем в 2 раза, т. е.
Кн ~ ~ 3.
7. Определяем значения Кст, гн, (/н~ и ДЕдГ|П (принимаем
г0 = 2 Ом):
U„ 12 6
RCT=KH М-тггТ;— = 5,9-120 ’ =550 > 500;
vп 16,3
ri т + го __
ГН— ьг
Р-Т22 *' Н
425 + 2
120-5,9
= 0,6 Ом < 0,7 Ом;
г/н~=(/п~/Кн~цт22 = 0,15/3-120 = 0,42 мВ<3 мВ;
ДЕдоц=б(/н.дОПКН=0,05-5,9 = 0,295 В.
180
8. Определяем температурную нестабильность выходного нап-
ряжения КСН, учитывая ан = 1,8 мВ/°С, ан.т = —2 мВ/°С, ан п =
= -1 мВ/°С:
(/„ + Д(/Н
8 £Льт+ — Т, (± ан ± ан.т ± ан.д) (Те тах—Тс) —
б'ст min
12,6+ 1
=----—у— (1,8—2 — 1) (60—20) = —2,13- 10-з.40=—85мВ<120мВ;
7,65
6[/н.т = 2,13 • IO-3 (Гс+Гс min) = 2,13 • 10~3 (20 + 10) =
= 64 мВ < 120 мВ,
где ан.д — общий температурный коэффициент резисторов R,P Rit
R-a делителя напряжения.
Знак «минус» в полученном результате для б(/н.т+ означает
уменьшение выходного напряжения с повышением температуры.
9. Вычисляем
7КБ 02
12,6-1
-------х 30 кОм.
0,4-Ю-з
10. Определяем номинальное н минимальное значения КПД
стабилизатора:
= Цн 1Н = 12,6-0,7 = 7
П Un /н + ^с.у 16,3-0,7 + 0,083 ’ ’
_ (Ug— А^н) /птах (12,6— !)• 1 _о 64
Ug max 7н так + 7’с.у 18,1-1+0,083
г«е Рс.у ~ (£доп + UH) (/Б । + /кз) + [/„ (/КБ02 + 7 ст.min ~
~ 7к. з + /дел) =(5,45+12,6) (0,7+2,8) • 10~3 + 12,6 х
X (0,4 +3 — 2,8 + 1)10-3 яг 83 мВт — потребляемая схемой
управления мощность.
Параллельные стабилизаторы
Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллельным
включением РЭ приведены иа рис. 5.12. В качестве гасящего уст-
ройства в этих стабилизаторах применяются резистор (Rt на
рис. 5.12, а, б) нли при высоких требованиях к стабильности вы-
ходного напряжения стабилизатора применяется ТД (обведен пун-
ктирной линией на рис. 5.12, в), имеющий большое внутреннее со-
противление гтд.
При напряжениях Ua > 3 В и токе нагрузки /н С 3 А приме-
няется регулирующий составной транзистор с объединенными кол-
лекторами (см. рис. 5.7, а, б), так как включение дополнительного
источника Едон (см. рис. 5.7, в, г) для уменьшения минимального
падения напряжения на переходе коллектор — эмиттер силового
транзистора не повышает КПД стабилизаторов параллельного ти-
па. Для уменьшения мощности потерь на регулирующем транзис-
торе иногда последовательно с ннм включают резистор R3
(рис. 5.12, в), который не влияет на общий КПД стабилизатора.
Коэффициент стабилизации КСН зависит от коэффициента пе-
редачи цепи обратной связи и коэффициента усиления рт регули-
181
Рис. 5.12. Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллель-
ным включением регулирующего транзистора
рующего элемента, его внутреннего сопротивления г;т, сопротив-
ления гасящего резистора. Для стабилизаторов на рис. 5.12, а, б
Лет =Ли т (5.19)
Для схемы ня рис. 5.12, в
Кст~ Рт Ки ''тд U»Hri т+/?з) 1/п. (5.20)
Внутреннее сопротивление стабилизаторов на рис. 5.12, а, б
равно
гн — г1т^тКн, (5.21)
а для схемы рис. 5.12, в
гн ~ (г1т 4" RзУНтЛн- (5.22)
Нестабильность выходного напряжения от изменения на-
пряжения дополнительного источника £доп Для схем на рис. 5.12, а,
в соответственно равна
в ^н.доп = А^ст/Ли, 5 (7Н.дОП = Д£дОП//Сн, (5.23)
182
а для схемы рис. 5.12, 6
6 t/н.доа ~ ^ст (С/н -(/эб)/(^ст Н~ ^эб) • (5.24)
где Л t/ст ~ ^"дод ^ст/^н •
Факторы, влияющие на температурную нестабильность выход-
ного напряжения КСН параллельного типа, и пути уменьшения
в (Лет те же, что и в КСН последовательного типа.
5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах
В транзисторных стабилизаторах наиболее часто применяются
трн вида защиты: от повышения выходного напряжения; от пони-
жения выходного напряжения; от пэрегрузки по току или корот-
кого замыкания в нагрузке.
Защита от превышения и понижения выходного напряжения
реализуется за счет введения в стабилизатор дополнительных уст-
ройств сравнения (УС) и исполнительного элемента. Устройство
сравнения имеет такое же схемное построение, как в КСН последо-
вательного или параллельного типов. В качестве исполнительного
элемента применяется реле илн полупроводниковый прибор (тран-
зистор, тиристор). Практические схемы защиты от превышения на-
пряжения приведены на рис. 5.13.
В схеме на рис. 5.13, а при превышении выходного напряжения
КСН значения Uamax, установленного резистором RP, открывается
транзистор VT и срабатывает реле ХЛ, которое одновременно сни-
Рис. 5.13. Схемы защиты в транзисторных стабилизаторах от превы-
шения выходного напряжения
183
мает своими контактами 1—2 напряжениепнтаиия Ua со входа КСН
и блокирует контактами 3—4 коллектор транзистора VT. Недостат-
ком схемы является ее инерционность, определяемая временем сра-
батывания реле (обычно несколько миллисекунд).
В схеме на рис. 5.13, б защита от превышения напряжения осу-
ществляется за счет шунтирования входа КСН тиристором VDj.
Однако при этом происходит сгорание нити предохранителей или
пробой тиристора, или же снятие напряжения 1/п внутренней схе-
мой защиты по току источника питания Ua, если он ее содержит.
Схема защиты от понижения напряжения строится аналогично
схеме защиты от превышения напряжения с небольшим отличием
в сравнивающем устройстве, которое содержит дополнительно два
каскада усиления или выполняется в виде дифференциального уси-
лителя. В схеме иа рис. 5.14, а в рабочем состоянии КСН транзис-
торы УТ2и VT3 открыты, a VTi — закрыт. При понижении выходно-
го напряжения до порога срабатывания защиты UH mtn транзисто-
ры VT2 и VT3 закрываются, VTt открывается и включается реле
S-Л, которое снимает напряжение питания со входа КСН.
В схеме на рис. 5.14. б при номинальном напряжении 17н тран-
зистор V7\ закрыт, a VT2 открыт. При понижении напряжения до
порога срабатывания защиты транзистор VT2 закрывается, a VT2
открывается и выдает сигнал на вход 3 исполнительного элемента ,
(ИЭ), который выключает входное напряжение КСН. В схемах иа
рис. 5.14, а, б введен конденсатор С для исключения ложного сраба-
тывания схемы защиты в момент подачи напряжения питания 1/и-
Схема ИЭ приведена на рис. 5.14, в.
В качестве сравнивающего устройства схемы защиты от превы-
шения или понижения напряжения могут применяться интеграль-
ные микросхемы стабилизаторов серии К142ЕН, характеристики
которых приведены в §5.4, или интегральные микросхемы управле-
ния импульсными источниками электропитания серии К142ЕП1,
параметры которой приведены в гл. 2.
В схеме защиты от превышения выходного напряжения, при-
веденной на рис. 5.15, а [39], используется микросхема типа
К142ЕН2 (DA). Напряжение иа стабилитроне VD должно быть не
менее суммы падений напряжений иа резисторе Rs и переходе эмит-
тер—коллектор (выводы 16, 13) регулирующего транзистора микро-
схемы. При номинальном выходном напряжении К.СН регулирую-
щий транзистор микросхемы открыт, а внешний транзистор VT за-
крыт. В случае превышения UH допустимого уровня регулирую-
щий транзистор микросхемы закрывается, напряжение питания 1/п
через резистор R2 поступает на транзистор VT, который открывает-
ся и включает реле 5Л. Конденсатор С необходим для исключения
возбуждения микросхемы.
На рис. 5.15, б [38] приведена схема защиты с использованием
микросхемы типа К142ЕП1 (DA) и исполнительного элемента, вы-
полненного по схеме 5.14. На базу (вывод 12) правого транзистора
(KTja иа рис. 2.11) дифференциального усилителя микросхемы по-
ступает внутреннее опорное напряжение (вывод 9), а на базу левого
транзистора (УТи) через делитель RP, R3, Re выходное напряжение
КСН. Внешний транзистор У7\ предназначается для подачи стаби-
лизированного напряжения питания иа микросхему. При номиналь-
ном напряжении 1/н транзистор VT12 микросхемы открыт, а внутрен-
ние транзисторы VT2 — VT4 микросхемы и внешний транзистор VT2
закрыты. В случае превышения UH допустимого уровня VT-ц за-
крывается, a VT2—VTf и внешний транзистор VT2 открываются,
184
что приводит к срабатыванию исполнительного элемента и выклю-
чению напряжения иа входе КСН.
На рис. 5.16, а приведена схема защиты от понижения напря-
жения, выполненная на микросхеме К142ЕН2; она содержит мини-
мум дополнительных элементов: конденсатор С введен для исклю-
чения возбуждения микросхемы, резистор R1 — для компенсации
обратного тока силового транзистора микросхемы и делитель R2<
R3, RP — для установки порога срабатывания защиты. При пони-
жении напряжения </н силовой транзистор микросхемы открывает-
ся и через его переход коллектор — эмиттер (выводы 16, 13) на об-
fl’
Рис. 5.14. Схемы защи-
ты в транзисторных ста-
билизаторах от пониже-
ния выходного напряже-
ния
1.85
мотку реле 5Л поступает напряжение Ua и реле своими нормально
замкнутыми контактами снимает напряжение питания Ua со входа
КСН.
Схема защиты от понижения напряжения, выполненная на
микросхеме К142ЕП1, приведена на рис- 5.16, б. Она отличается от
схемы на рис. 5.15, б только включением базы транзисторов диффе-
ренциального усилителя микросхемы и наличием дополнительного
конденсатора С для исключения ложного срабатывания защиты в
момент подачи напряжения питания 1/п. Работает схема рис. 5.16, б
аналогично схеме на рис. 5.15, б, только в ней в нормальном рабо-
чем состоянии внутренний транзистор в микросхеме DA (К142ЕП1)
закрыт, a Е7’10 — открыт.
Защита от перегрузки по току в стабилизаторах может быть
выполнена с ограничением на постоянном уровне /к.з> превышаю-
щем значение /НОм (рис. 5.17, а), или же с резким уменьшением тока
потребления до /к.з0 в режиме короткого замыкания (рис. 5.17, б).
Рис. 5.15. Защита от превышения выходного напряжения транзистор-
ных стабилизаторов, выполненная с применением интегральных мик-
росхем:
а — типа К142ЕН2; б — типа К142ЕП1
186
Рис. 5.16. Защита от понижения выходного напряжения транзистор-
ных стабилизаторов, выполненная с применением интегральных мик-
росхем:
а — типа К142ЕН2; б — типа К142ЕП1
В первом случае режим перегрузки по току характеризуется боль-
шей мощностью, выделяемой иа регулирующем транзисторе КСН.
Поэтому в таких случаях обычно выключают напряжение питания
иа входе КСН, например при помощи реле. Во втором случае по-
требляемая от источника 1/п мощность значительно меньше мощно-
сти, выделяемой на силэвом транзисторе КСН при /ном- Поэтому
выключение напряжения питания 1/п в такой схеме не обязательно.
На рис. 5.18, а, б приведены схемы защиты по току с ограниче-
нием иа постоянном уровне /к.а и последующим выключением напря-
а)
Рнс. 5.17. Характеристики схем защиты стабилизаторов:
а — без ограничения мощности на регулирующием элементе; б — с ограниче-
нием мощности на регулирующем элементе
187
жения питания. В схеме на рис. 5.18, а для управления КСН может
быть применена одна из схем, показанных на рис. 5.10, а—г, ж.
Резистор Ry является датчиком тока, а делитель R3, RP служит для
установки порога срабатывания /к.з- в рабочем состоянии КСН
Таизистор ИЛ закрыт. При перегрузке по току УЛ открывается
и подает одновременно запирающее напряжение на базу регулирую-
щего транзистора УТ2. VTS КСН и на обмотку реле 5Л, которое
включается и снимает питание со входа стабилизатора.
Защита с малым потреблением тока может быть осуществлена
и по схеме на рис. 5.19. Здесь при номинальном токе нагрузки нап-
ряжение на базе транзистора VT3 равно сумме падений напряже-
ний на резисторе Ri (датчик тока) и переходе эмиттер — база тран-
зистора УТ2, с одной стороны (открывающий транзистор потенциал),
и на резисторе /?2, связанный через R3 с минусовой шиной питания,
с другой стороны (закрывающий потенциал). В случае перегрузки
по току увеличивается падение напряжения на Rt и транзистор VT3
открывается, шунтируя переход эмиттер—база составного транзис-
тора (VTt, УТ2) стабилизатора и тем самым уменьшая его выходное
напряжение. Падение напряжения UH приводит, в свою очередь,
Рис. 5.18. Стабилизаторы напряжения с встроенной защитой по току
и выключением входного напряжения питания
188
г К
Рнс. 5.19. Стабилизатор напряже-
ния с встроенной защитой по току
и уменьшением мощности рассея-
ния на регулирующем транзисторе
к уменьшению отрицательного
потенциала, поступающего на
базу через резистор R3, что
позволяет поддерживать тран-
зистор УТ3 в открытом состоя-
нии прн небольшом токе на-
грузки /к.з-о- В качестве уст-
ройств управления КСН может
быть использована одна из
схем, приведенных на рис. 5.10.
Методика и пример расчета.
Проведем расчет схемы защи-
ты транзисторного стабилиза-
тора на рис. 5.13, а по сле-
дующим исходным данным.
Входное напряжение питания
Un = 15 ± 1,5 В, номиналь-
ное выходное напряжение ста-
билизатора— 10 В, точность установки —Д(7Н = 0,5 В, измене-
ние температуры окружающей среды ДТС = 30 °C. Защита должна
срабатывать при выходном напряжении UH тах = 11 В.
1. Выбираем реле SA типа РЭС-9 РСЧ.524.204П2 с параметра-
ми: рабочее напряжение обмотки Un mtn = 8,3 В, Upmax= 13 <
< (1/п — Д//п) =15 — 1,5 = 13,5 В; сопротивление обмотки —
гОбм = 9,6 кОм; напряжение и ток через контакты UK— 64-30 В,
/к = 0,1-г0,8 А; максимальный ток через обмотку /Обм max =
= ^Рп»аз/Гобм = 13/9600 = 1,36 мА.
2. Выбираем стабилитрон VZ>2 типа 2С147А с параметрами:
Vc^.min = 4,2 В > (Un + Д1/п - UPmax) = (15 + 1,5 - 13) =
— 3,5 В; Uct max — 5,2 В (£/п — А1/п — 1/pmin) —
= (15 — 1,5 — 8,3) = 5,2 В; гдиф = 56 Ом; /Ст min = 3 мА;
/ст max = 58 мА > (/Ст min + /обм max) ~ (3 + 1,36) = 4,36 мА;
ан = 4,2 мВ/ С.
3. Выбираем транзистор УТ типа КТ608Б с параметрами:
^КЭ max = 60 В > (t/n + Д{/п - истт£п) = (15 + 1,5 - 4,2) =
= 12,3 В; /Ктах = 400 мА > /обм тах = 1,36 мА; ft21 эт1п = 401
^ЭБ = 6,88; ат = 2 мВ/ С; Uэ£тах = 4 В > (Unmax — UH —
— Д{/н) = (11 — 10 — 0,5) = 1,5 В.
4. Вычисляем ток базы транзистора V Т
/g = /обм тах/Ьц з min = 1,36/40 = 34 мкА.
Определяем сопротивление резисторов
{/н — А {/н //сттах I®—6,5—5,2
------;----------~:— =1,4 кОм;
/ст min 3-10
R3< f/ст min + ^ЭБ 4,24-0,8 ях 7,2 кОм
20 /Б 20-3,4-10-е
Принимаем Rt — 1,2 кОм, R3 = 6,2 кОм,
Hvnjax — _]К / ' П - —1)6,8.103 = 5,6 кОм
ь/сттах + ^эБ / \ 5.24-0,8 )
189
Сопротивление резистора RP У” Rs — R« ~~ Rs = Д? X
Vст min 4
X 6800 — 5600 — 6800 = 5,3 кОм
Принимаем RP = 6,8 кОм.
5. Определяем температурную погрешность напряжения сра-
батывания защиты, %:
(ан+ стт) & Л;
Анитах- ист1п^иэъ
100% =
=J12W2J2zl.100= 3,72%.
4,2 + 8
6. Выбираем диод VDj типа КД510А с параметрами /пр =
= 200 мА > /обр = 1,36 мА и t/o6D =50 В > Un + А(/„ =
= 16,5 В
5.4. Интегральные стабилизаторы напряжения
В источниках электропитания находят применение два вида ин-
тегральных стабилизаторов: гибридные интегральные стабилизато-
ры напряжения (ГИСН) и полупроводниковые микросхемы стаби-
лизаторов, которые принято называть просто интегральные стаби-
лизаторы напряжения (ИСН).
Гибридные интегральные стабилизаторы выполняются на бес-
корпуспых интегральных микросхемах и полупроводниковых при-
борах. которые размещаются на диэлектрической подложке, на ко-
торой методом тонкопленочной или толстопленочной технологии
наносятся резисторы, соединительные проводники. На подложке
размещаются также входящие в стабилизатор дискретные эле-
менты— бескорпусные конденсаторы, переменные резисторы и др
ГИСН выполняются в виде законченных устройств на фиксирован-
ные уровни выходных напряжений, например 5, 6, 9, 12, 15 В
Используя мощные бескорпусные транзисторы и маломощную схе-
му управления, выполненную по гибридно-пленочной технологии,
выполняются стабилизаторы на большие токи, например до 5 А [9].
Электрические схемы ГИСН не отличаются от схем стабилиза-
торов на дискретных полупроводниковых приборах, а методы гиб-
ридно-пленочной технологии и идентичность процессов позволяют
получать стабилизаторы с лучшими параметрами, чем полупровод-
никовые интегральные стабилизаторы на одном кристалле. Номи-
нальные выходные напряжения и стабильность ГИСН можно подо-
гнать с точностью ±0,05 — 0,5 %, а ТКН меньше 0,001 %/°С. Од-
нако надежность ГИСН значительно ниже, а стоимость значитель-
но выше, чем ИСН. Поэтому гибридные стабилизаторы находят ог-
раниченное применение, в основном, в устройствах, которые изго-
товляются малыми сериями.
Диэлектрические подложки ГИСН выполняются из материалов
с хорошей теплопроводностью, поскольку в стабилизаторе, в основ-
ном в его регулирующем элементе, рассеивается значительная мощ-
ность. Толстоплеиочные ГИСН выполняются обычно на подложках
из керамики, тонкопленочные — на подложках из поликора или
ситалла. Перспективными для ГИСН являются подложки из бе-
риллиевой керамики или металлические подложки, выполненные
из сплавов алюминия по специальной технологии.
190
Вход 2
16 Вход 1
—уз Выход
1 Выход
~?/4 защиты
I
I
_|г Коррекция
—f >2 Регулировка
• I Защита
I ( по
»2|J току
_^д Выключение
I
Рис. 5.20. Принципиальная электрическая схема интегральных стаби-
лизаторов К142ЕН1 и К142ЕН2
Микросхемы ИСН имеют малую массу и габариты, высокую
надежность, иизкую цену, что обеспечивает им широкое виедреиие
в РЭА. Промышленность выпускает два вида ИСН: с регулируемым
выходным напряжением и с фиксированным выходным напряжени-
ем .
Интегральные стабилизаторы с регулируемым выходным напря-
жением. В микросхемах ИСН с регулируемым выходом отсутствует
делитель напряжения и элементы частотной коррекции, которые
необходимо подключать с внешней стороны микросхемы на печатной
плате в составе ИВЭ. Среди таких ИСН наибольшее распростране-
ние получили маломощные микросхемы типа К142ЕН1, К142ЕН2
и стабилизаторы средней мощности типа К142ЕНЗ и К142ЕН4, ос-
новные параметры которых приведены в табл. 5.1 [28]. Микросхемы
типа К142ЕН1 отличаются от К142ЕН2 только уровнем максималь-
но допустимого входного напряжения и, как следствие, пределами
установки выходного напряжения. Микросхемы типа К142ЕНЗ от-
личаются от К142ЕН4 только минимальным падением на регули-
рующем транзисторе. Эти различия являютси следствием разбросов
параметров, возникающих при изготовлении микросхем, и необхо-
димостью повышения процента выхода годных микросхем при серий-
ном производстве.
Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН1, К142ЕН2 выпол-
нены на кристалле размером 1,7 х 1,7 мм по одной принципиальной
электрической схеме, которая приведена на рис. 5.20, а их класси-
фикационные параметры устанавливаются при технологической раз-
браковке в процессе производства.
Типовая схема включения ИСН типов К142ЕН1, К142ЕН2 при
малых токах нагрузки приведена на рис. 5.21. Делитель выходного
напряжения Rt, Rs выбирается из условия, чтобы ток через него
протекал не менее 1,5 мА. Сопротивление резистора нижнего
191
плеча делителя, кроме того, определяется уровнем опорного напря-
жения и составляет обычно 1,2 кОм. Регулировка выходного напря-
жения осуществляется потенциометром /?«.
Для исключения влияния соединительных проводов иа динами-
ческие параметры стабилизатора при импульсном изменении тока
нагрузки резисторы делителя должны подключаться непосредствен-
но к нагрузке. Туда же подключается выходной конденсатор Ся,
повышающий устойчивость стабилизатора и снижающий уровень
пульсации выходного напряжения. На рис. 5.21 условно показано
такое подключение указанных элементов к нагрузке Rh- Для по'
вышения устойчивости включается также конденсатор Ск «0,1 мкФ.
Конденсатор Соп шунтирует выход опорного напряжения от наводок
Таблица 5.1
Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения
Параметры Тип микросхемы
К142ЕН1 К142ЕН2 К142ЕНЗ К142ЕН4
Максимальное входное на- 20 40 60 60
пряжение, UBX тах, В Минимальное входное на- 9 20 9,5 9,5
пряжение UBX min, В Пределы установки выход- 3-12 12—30 3—30 3—30
кого напряжения, В Максимальный ток нагруз- 0,15 0,15 1,0 1,0
КИ /ц max» А Минимальное падение на- 4 4 3 4
пряжения на регулирую- щем транзисторе, В Максимальный ток потерь, 4 4 10 10
мА Нестабильность по напря- жению при температуре корпуса от —60 до -{-125 °C, Кет, %/В для групп: А Б В, Г Нестабильность по току, Кет, %/А для групп: А Б В Г 0,5 0,2 0,8 0,5 0,2 2,0 1,0 0,5 0,2 0,8 0,5 0,2 2,0 1,0 0,1 0,25 0,1 0,25
Относительный температур- ный коэффициент напряже- ния ав, %/С для групп: А, Б В, Г 0.01 0.05 0,01 0,05 0,01 0,01
192
Рис. 5J21. Типовая схема включения ИСН типов К142ЕН1, К142ЕН2
и помех со стороны других элементов ИВЭ в условиях печатного
монтажа.
Входной конденсатор СвХ может принадлежать сглаживающе-
му фильтру выпрямителя, если выпрямитель размещается непосред-
ственно около стабилизатора. Однако если микросхемы стабилиза-
торов разиесеиы на значительное расстояние от выпрямителей, то на
входных зажимах микросхем должны быть установлены дополни-
тельные конденсаторы Свх, которые исключают влияние помех со
стороны входа стабилизатора.
Узел защиты ИСН от перегрузки по току и короткого замыкания
состоит из датчика тока и делителя R2, R3, определяющего режим
работы транзистора защиты V7\ (см. рис. 5.20). При этом ток через
делитель выбирается равным /д = 0,3 мА, а /?2 ~ 2 кОм. Напря-
жение УБЭ транзистора защиты УТ9 составляет 0,7 В, поэтому со-
противление второго резистора в килоомах определяется по форму-
ле
/?з =“• (<7Н + иБЭ)/1я = (U„ + 0,7) В/0,3 мА. (5.25)
Зависимость выходного напряжения стабилизатора от тока на-
грузки при действии схемы защиты показана на рис. 5.17, б. Напря-
жение на датчике тока открывает транзистор защиты VT9 только
при токе /и =/к.з; при этом ток 7К,3 выбирается из условия
^к з ~ 2,2/ном 7Н max> (5.26)
а сопротивление резистора
Р1~ ^бэ/^к.з = 0>7 В//к,3. (5.27)
Включение последовательно в выходную цепь ИСН резистора
Ri ухудшает его внутреннее сопротивление, поэтому сопротивление
Ri выбирают минимально возможным; при этом с уменьшением Rt
возрастает ток /к.3, который для микросхем К142ЕН1, К142ЕН2 не
должен превышать 150 мА.
При перегрузке по току или коротком замыкании в нагрузке
стабилизатор под действием схемы защиты не полностью закрыва-
ется и через него протекает ток 7К.ЗО (см. рнс. 5.17, б). Поскольку
к микросхеме в это время приложено полное входное напряжение
^вхтах- то на не® ПРИ коротком замыкании выделяется мощность
Р ~ /к.зо <7ВХ тах- Эта мощность не должна превышать максималь-
но допустимую, определяемую условиями эксплуатации, и на отвод
7
Зак. 726
193
ее от микросхемы, должен быть рассчитан радиатор. После устране-
ния перегрузки по току или короткого замыкания в нагрузке ИСН
автоматически возвращается в нормальное рабочее состояние.
Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки н раздель-
ным питанием составного регулирующего транзистора показана на
рис. 5.22. Здесь интегральный стабилизатор К142ЕН2Б исполь-
зуется только для управления мощным регулирующим элементом
РЭ, который выполнен на составных транзисторах VTlt VT2, VT3.
Через внешний регулирующий элемент проходит полный ток на-
грузки /н, значительно превышающий предельно допустимый Ток
микросхемы. Минимальное значение основного входного напряжен
ння L/BX ! min, определяющее основные потерн мощности в стабилИ^
заторе, выбирается нз условия обеспечения минимального падения
напряжения С/кэ на регулирующем транзисторе V7\ с учетом амп-
литуды пульсации входного напряжения и уровня выходного напря-
жения
^ВХ1 min ^0-~ + ^кэ min- (5.28)
В схеме стабилизатора на рис. 5.22 введена также защита от
перегрузки по току и короткого замыкания в нагрузке с ограниче-
нием рассеиваемой мощности на регулирующем элементе в широком
диапазоне изменения выходного стабильного напряжения L/H- До-
стигается это введением резисторов /?4> /?5 и стабилизацией рабочей
точки срабатывания защиты с помощью прямосмещенных диодов
Рис. 5.22. Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки на
основе ИСН типа К142ЕН2
194
Вход
Рис. 5.23. Принципиальная электрическая схема интегральных ста-
билизаторов К142ЕНЗ, KI42EH4
VDi—VD3. Сигнал перегрузки по току снимается с резистора /?п1
и поступает на вход защиты микросхемы К142ЕН2Б, которая запи-
рает РЭ, снижая ток в выходной цепи до /н- Поскольку на-
пряжение эмиттер—база РЭ определяется падением напряжения на
диодах PD] — и делителем /?4—/?в, оно не зависит от номинала
выходного напряжения (/„ и срабатывание защиты стабилизатора
определяется только падением напряжения на резисторе R.in. При
устранении короткого замыкания в нагрузке или перегрузки по
току стабилизатор автоматически возвращается в рабочий режим.
Интегральные стабилизаторы типов К142ЕНЗ, К142ЕН4 вы-
полнены на кристалле размером 2,2 х 2,2 мм. Принципиальная
электрическая схема приведена на рис. 5.23. Она значительно
усложнена по сравнению со схемой стабилизаторов К142ЕН1,
К142ЕН2 за счет введения двухкаскадного дифференциального
УПТ с токостабилизирующими двухполюсниками, что существенно
повысило стабильность по напряжению, а наличие мощного проход-
ного транзистора обеспечило ток нагрузки ИСН до 1 А.
Типовая схема включения стабилизаторов К142ЕНЗ,
К142ЕН4 приведена на рис. 5.24. Назначение элементов: /?1 —
ограничительный резистор выключения микросхем внешним сигна-
лом; /?2 — ограничительный резистор для регулирования порога
срабатывания тепловой защиты в диапазоне температур корпуса
микросхемы от +65 до +145 °C; R3 — резистор-датчик сигнала
7*
195
Рис. 5.24. Типовая схема включения ИСН типов К142ЕНЗ, К142ЕН4
для защиты микросхемы от перегрузки по току или короткого за-
мыкания в нагрузке; Ск — корректирующий конденсатор; совмест-
но с выходным конденсатором Сн он обеспечивает устойчивую рабо-
ту стабилизатора (обычно выбирают Ск = 0,01 мкФ); Ct — конден-
сатор, блокирующий вход микросхемы по цепи дистанционного вы-
ключения от наводок и помех со стороны монтажа.
Резистор R2, кОм, выбирают из условия
(0,037 Тк—6.65)
(1 -0,0155 Тк)
(5.29)
где Тк — температура корпуса микросхемы, °C, при которой долж-
на срабатывать тепловая защита.
Сопротивление ограничительного резистора Ri, кОм, опреде-
ляется с учетом выбранного резистора R3 по формуле
[<7у/?2(1+0,4/?2)-Я2(1,8 + 0,5/?2)]
i\. , (o.oU)
[1,8 + /?2 (1,24-0,2 /?2)1
где Uy — амплитуда управляющего импульса выключения.
Значение управляющего напряжения может выбираться в диа-
пазоне от 0,9 до 40 В. При управлении от микросхемы с ТТЛ-
выходом Uy составляет около 5 В.
Сопротивление резистора-датчика тока R3, Ом, определяется
по формуле
1,25—0,5/н—0,023 (1/вХ—(7ц)
‘ н
Ток поворота порога срабатывания защиты /К-з выбирается из
условия /к.з 2/н: при этом для микросхем К142ЕНЗ, К142ЕН4
значение /к.з не должно превышать предельно допустимого 1 А.
Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на-
пряжением. Существенным недостатком интегральных стабилиза-
торов с регулируемым выходным напряжением является то, что при
их использовании в ИВЭ необходимо установить ряд внешних эле-
ментов, масса и объем которых превышают саму микросхему. Даль-
нейшим усовершенствованием интегральных стабилизаторов явля-
196
Таблица 5.2
Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения
Тип микросхемы Выходное напряжение Un, В Точность Установки д</„- % Максималь- ный ток нагрузки /н т«х. А Максималь- ное входное напряжение, В
К142ЕН5А 5 ±2 8 15
К142ЕН5Б 6 ±2 8 15
ется разработка серии микросхем с фиксированным выходным на-
пряжением, основные параметры которых приведены в табл. 5.2
128].
Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на-
пряжением выполнены на кристалле размером 2 х 2 мм по одина-
ковой топологии и принципиальной схеме, поэтому ряд их парамет-
ров имеет одинаковые значения (табл. 5.3).
Микросхемы стабилизаторов с фиксированным выходным нап-
ряжением содержат встроенную защиту от перегрузки по току и
тепловую защиту до максимально допустимой температуры крис-
талла (175 °C), что существенно повышает надежность микросхем.
Значение тока защиты ограничивается предельной мощностью рас-
сеяния микросхемы и, следовательно, зависит от падения напряже-
ния на регулирующем транзисторе. На рис. 5.25 приведена типовая
зависимость минимального падения напряжения от тока нагрузки и
температуры корпуса микросхемы для интегральных стабилизато-
ров с фиксированным выходным напряжением. Как видно из гра-
фика, для токов нагрузки 0,5—1 А на стабилизаторе достаточно под-
держивать напряжение около 2 В.
Типовая схема включения ИСН с фиксированным выходом при-
ведена на рис. 5.26. Выходной конденсатор (Сн 2,2 мкФ), как и
в любом стабилизаторе напряжения, обеспечивает устойчивость при
импульсном изменении тока нагрузки, снижает уровень пульсации.
Входной конденсатор (Свх 0,33 мкФ) необходимо включить для
устранения генерации при скачкообразном включении входного на
Таблица 3.3
Параметры фиксированных стабилизаторов напряжения
Параметры Значение параметра
Нестабильность по напряжению, Аст, %/В Нестабильность по току Кс-r при изменении тока от 0 ДО /н тах, % Относительный температурный коэффициент напряже- ния а„, %/°C Минимальное падение напряжения на стабилизаторе, В Максимальный ток потребления микросхемой, мА 0,05 1,0 0,02 2,5 10
197
Рис. 5.25. Зависимость падения напряжения на ИСН с фиксирован-
ным выходным напряжением от температуры корпуса при различных
токах нагрузки
Рис. 5.26. Типовая схема вклю-
чения ИСН с фиксированным
выходным напряжением
пряжения (/вх. Эта генерация возникает в стабилизаторе из-за влия-
ния паразитных индуктивности и емкости соединительных проводов,
которые образуют контур ударного возбуждения. Характер установ-
ления выходного напряжения в ИСН с фиксированным выходом
при скачкообразном включении входного напряжения показан на
рис. 5.27. При отсутствии входного конденсатора СвХ в стабилиза-
торе возникает высокочастотная генерация на входе стабилизатора
(кривая а), которая прекращается только прн достижении выходно-
го напряжения заданного уровня UH. Амплитуда высокочастотных
колебаний может превышать максимально допустимое входное на-
пряжение, что приводит к пробою перехода коллектор—эмиттер
регулирующего транзистора. При включенном конденсаторе Свх
Рнс. 5.27. Характер установле-
ния напряжения в ИСН с фик-
сированным выходом:
а — без конденсатора СВх, б —
с подключенным конденсатором
выходное напряжение UH иа ста-
билизаторе устанавливается по
апериодическому закону (кривая
б на рис. 5.27).
Емкость конденсатора Свх
выбирается равной 0,33—2,2 мкФ,
а тип — керамический, с малым
эквивалентным последовательным
сопротивлением; подключается ои
непосредственно к выводам мик-
росхемы. Если стабилизатор в
ИВЭ включается непосредственно
после выпрямителя со сглаживаю-
щим фильтром, последний конден-
сатор которого подключен к мик-
росхеме ИСН, то дополнительный
входной конденсатор Свх можно
не включать.
Область безопасной работы.
Для интегральных стабилизато-
ров (как и для транзисторов) су-
ществует область безопасной ра-
боты (ОБР), ограничивающая ре-
жимы и параметры, обеспечиваю-
198
ш.ие заданную надежность приборов в условиях эксплуатации.
К таким ограничениям относятся: максимальная мощность рассея-
ния Ppmar. максимальный ток нагрузки /п тпл. и максимально до-
пустимое входное напряжение UBKmax.
Мощность, рассеиваемая в ИСН, определяется, в основном, по-
терями в регулирующем элементе
?Р max — Л| max ^КЭр тах< (5.32)
где ^кЭртал — максимальное падение напряжения на РЭ
^КЭр max ~ ^вх таХ Uн min- (5.33)
Напряжение Un min учитывает допуск выходного напряжения.
Допустимая мощность рассеяния определяется конструкцией кор-
пуса ИСН и условиями охлаждения. Мощность рассеяния должна
быть такой, чтобы температура кристалла Т„ ИСН не превышала
заданной с учетом температуры окружающей среды Тс и тепло-
вого сопротивления ИСН. Если ИСН используется без допол-
нительного теплоотвода, то температура перехода определяется по
формуле
Т„=7’с4-Рр/?п.с. (5.34)
При установке ИСН на радиатор
7’п=7'с + /’р/?п.к. (5.35)
Конструктивные размеры и тепловые параметры интегральных
стабилизаторов, размещенных в стандартных корпусах, позво-
ляют провести расчеты тепловых режимов работы ИСН по задан-
ным условиям эксплуатации. Допустимая рассеиваемая мощность
ИСН ограничивается не только конструкцией корпуса микросхемы,
но и максимально допустимым входным напряжением. Это видно
из рис. 5.28, на котором приведена зависимость рассеиваемой мощ-
ности интегральных микросхем стабилизаторов от температуры кор-
Рис. 5.28. Зависимость мощности рассеяния интегральных стабилиза-
торов от температуры корпуса
-60 40 20 О 20 40 60 80 W0TK, °C
Рис. 5.29. Область безопасной
работы для ИСН типа
К142ЕН8
199
пуса [28]. Из графиков видно, что в диапазоне температру от —60
до +80 °C для микросхем К142ЕН5А, Б (t/BXmax= 15 В) мощность
Рр max = 10 Вт, в то время как для микросхем К142ЕНЗ,4 с
^вх max ~ 40 В Рр тах ~ 6 Вт.
Область безопасной работы интегральных стабилизаторов стро-
ится в координатах тока нагрузки 1Н и падения напряжения на ре-
гулирующем транзисторе (7КЭр. Пример ОБР для микросхем с вы-
ходными напряжениями 9, 12 и 15 В при Тк 80 °C приведен на
рис. 5.29; она включает площадь 0MN, ограниченную максималь-
ным током нагрузки (линия MN !нтах = 1,5 А), максимально до-
пустимой мощностью рассеяния (кривая NP Рртах — 8 Вт) и мак-
симальным входным напряжением (отрезок OQ UBX тах = 35 В).
Как видно из рис. 5.29, при увеличении напряжения на стабилиза-
торе ток нагрузки уменьшается. Линии АА', ББ' и ВВ' ограничи-
вают ОБР для микросхем с выходными напряжениями 9, 12 и
15 В соответственно. При выборе режима ИСН нужно стремиться
уменьшить /н и £/КЭр так, чтобы рабочая точка находилась внутри
ОБР, так как снижение Рр тах приводит к уменьшению температуры
нагрева микросхемы и повышению ее надежности.
5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов
напряжения и тока
Двухполярные стабилизаторы [9]. К ним относятся стабилиза-
торы, у которых плюс и минус выходного напряжения поступают
в нагрузку относительно общей (нулевой или корпусной) шины. Как
правило, двухполярные КСН состоят из двух стабилизаторов,
выполненных на транзисторах п-р-п и р-п-р структуры (рис. 5.30).
Причем использование в одном из стабилизаторов в качестве опор-
ного напряжения выходного напряжения (в частности 1/Н1) другого
стабилизатора позволяет обеспечить изменение (7Н1 и Унг ПРИ воз-
действии различных возмущений (1/п1, 1/П2, тока нагрузки, темпе-
ратуры и т. п.) одного знака и почти равной величины, что имеет
существенное значение для ряда потребителей, например при пита-
нии операционных усилителей.
На рис. 5.31 приведена схема двухполярного стабилизатора,
управление которым выполнено на ЙСН типа К142ЕН2 [28]. Здесь
в качестве регулирующих элементов использованы транзисторы
VT2, VTS одинаковой структуры. Основным стабилизатором явля-
ется отрицательный; его напряжение устанавливается переменным
резистором RP2. Регулировка положительного напряжения
осуществляется резистором RPl.
Структурная схема двухполярного интегрального стабилиза-
тора типа К142ЕН6 [28] приведена на рис. 5.32. Она также
содержит два регулирующих элемента и РЭ2, включен-
ных соответственно в плюсовую и минусовую шнны питания отно-
сительно общего провода.
Стабилизатор, включенный в минусовую шину питания, яв-
ляется ведущим, его выходное напряжение устанавливается дели-
телем R3, Rt, а источник опорного напряжения (ИСН) использу-
ется также для стабилизатора положительного напряжения. Связь
обоих стабилизаторов осуществляется через общий делитель 7?6,
Re. Оба стабилизатора имеют раздельные узлы токовой защиты
200
VT5
Рис. 5.30. Схема двухполярного транзисторного стабилизатора
Рис. 5.31. Схема двухполярного стабилизатора с управлением на
ИСН типа К142ЕН2
201
T3L и T32 со своими датчиками RY и R2 соответственно. Узел теп-
ловой защиты ТПЗ — общий для обоих стабилизаторов.
Стабилизатор К142ЕН6 выполнен’ на кристалле размером
2,2 X 2,2 мм и имеет следующие параметры: выходные напряжения
±15 В с возможностью регулировки внешним резистором RP от
±5 до ±25 В; максимальный ток нагрузки 0,2 А; максимальное
входное напряжение 40 В; коэффициент стабилизации по напряже-
нию 0,005%/В; коэффициент стабилизации по току 0,02 % при сбро-
се тока до нуля; температурный коэффициент не хуже 0,01 %/°С.
Программируемые (адаптируемые) стабилизаторы. В отдель-
ных случаях требуется, чтобы выходное напряжение стабилизато-
ра изменялось в соответствии с внешним сигналом, в качестве ко-
торого могут быть температура окружающей среды, внешнее ли-
нейно-изменяющееся напряжение (или другой произвольной фор-
мы), временные дискретные команды и т. п.
Для получения термозависимого выходного напряжения КСН
обычно применяют терморезисторы (Rg на рис. 5.33) в цепи делите-
ля выходного напряжения или диодные р-п переходы, включенные в
цепи источника опорного напряжения (VD4, VDS на рис. 5.33).
На рис. 5.34 приведена схема КСН, выходное напряжение ко-
торого изменяется пропорционально внешнему управляющему
сигналу Uу. Эта же схема может быть применена для дискретного
изменения напряжения на нагрузке путем шунтирования отдель-
ных резисторов делителя /?12—Ru, например контактами реле. При
высоких требованиях к температурной стабильности выходного
напряжения в качестве дифференциального усилителя могут быть
применены микросхемы 1УТ221, К140УД1 и т. п.
Регулировка
Рис. 5.32. Структурная схема двуполярного интегрального стабилиза-
тора К142ЕН6
202
Рис. 5.33. Схема стабилизатора с термочувствительным резистором
/?8 в цепи делителя
Высоковольтные стабилизаторы. При выходном напряжении
более 100 В и небольших токах нагрузки (не. более 0,5—1 А) исполь-
зуют КСН, позволяющий получить высокую стабильность напря-
жения иа нагрузке при изменениях напряжения питания, темпе-
ратуры, тока нагрузки. Высоковольтные стабилизаторы обычно
состоят нз двух последовательно соединенных регулирующих тран-
зисторов, каждый из крторых работает на определенном участке
входного напряжения.
На рис. 5.35 приведена схема стабилизатора на выходное на-
пряжение 300 В и ток нагрузки 130 мА. Суммарная нестабильность
Рис. 5.34. Схема стабилизатора с изменением выходного напряжения
управляющим сигналом Uy
203
при изменениях температуры от —10 до +50 °C и напряжения
питания ±10 % не превышает 3 %. При номинальном напряже-
нии питания Ua = 340 В транзисторы VT\ и VT2 находятся в ре-
жиме насыщения (который устанавливается резистором RPj), а ста-
билизация UH при уменьшении (7П на 10 % осуществляется регу-
лирующими транзисторами VT3—VTe. При увеличении £/п на 10 %
от номинального значения транзисторы VT\ и УТ2 переходят в ли-
нейный режим работы.
Прецизионные стабилизаторы [16] или высокоточные КСН (не-
стабильность выходного напряжения от всех факторов менее 0,1 %)
применяются обычно в измерительных устройствах (в качестве ис-
точника эталонного напряжения) и очень редко в особых высоко-
точных устройствах, выходные параметры которых во многом оп-
ределяются качеством питающего напряжения. В таких стабили-
заторах сравнивающее устройство всегда выполняется по схеме
дифференциального усилителя на интегральных микросхемах с
использованием прецизионных стабилитронов Д818Е или КС196Г
и высокостабильных резисторов типов ПТМН, С5-5, С5-14Т,
СП-5-16ТА и др. В отдельных случаях первый каскад сравниваю-
щего устройства (со стабилитроном, усилителем и делителем вы-
ходного напряжения) помещается в термостат для уменьшения тем-
пературной нестабильности выходного напряжения.
На рис. 5.36, а приведена схема прецизионного КСН, который
обеспечивает: выходное напряжение — 12 В; ток нагрузки 0,25 А,
нестабильность выходного напряжения не более 0,01 % при изме-
нениях температуры на ±20 °C, входного напряжения питания иа
±10 % и изменения тока нагрузки на 50 % при непрерывной ра-
боте. В качестве усилителя постоянного тока применены микросхе-
мы К140УД1, а источником опорного напряжения служит стаби-
литрон VD3 типа КС196Г. Грубая регулировка выходного напря-
жения осуществляется переключением резисторов выходного дели-
теля переключателем S, а точная установка — резистором RP. Ре-
зисторы Ri, Rg, R16, Rle введены для создания искусственной сред-
ней точки для операционных усилителей DAj и DA2, а цепочки
VS, VUj VBit
Рис. 5.35. Схема высоковольтного транзисторного стабилизатора
204
Рис. 5.36. Схемы преци-
зионных стабилизато-
ров напряжения:
а — на транзисторах; б—
на интегральных микро-
схемах
205
Ri0C2 и /?17С4 — для повышения
устойчивости. Стабилизатор охва-
чен несколькими цепями обратной
связи, что обеспечивает высокую
стабильность его параметров.
Низковольтные прецизион-
ные стабилизаторы рационально
выполнять на интегральных мик-
росхемах, поскольку при этом
удается получить не только высо-
Рис. 5.37. Структурная схема КуЮ стабильность, но и умень-
стабилизатора тока шить массу и габариты ИВЭ.
На рис. 5.36, б приведена схема
стабилизатора с выходным напряжением 2 В при токе нагрузки
0,1 А, выполненная на микросхемах и DA2 (типа К142ЕН1Б).
Микросхема DA± обеспечивает стабильность выходного напряжения
t/H, a DA2 создает напряжение смещения на выводе 8 микросхемы
DAj, равное внутреннему опорному напряжению (около 2,6 В).
Питание стабилизатора осуществляется от двух изолированных
источников с напряжением Un и U02. При этом значение напряже-
ния U01 зависит от Uu н падения напряжения UKSm[n микросхем
DAt U01 ~ Uн + Uкэ min, a U02 определяется минимальным вход-
ным напряжением микросхемы DA2: U02= UaKmin.
Нестабильность выходного напряжения при изменении тока
нагрузки определяется микросхемой D^t, а по напряжению —
микросхемами DAr и DA2. Поскольку по отношению к выходному
напряжению UH частные нестабильности микросхем имеют разные
знаки, то суммарная нестабильность 6(/н от воздействия входного
напряжения оказывается малой и при определенных условиях мо-
жет быть сведена к нулю.
Стабилизаторы постоянного тока поддерживают постоянным
ток, протекающий через нагрузку, как, например, в токостабили-
зирующих двухполюсниках на рис. 5.10, д, е (элементы VDt, Rlt
R2, V7\) или на рис. 5.12, в (элементы V7'1, VT2, VDlt Rlt R2).
Внутреннее сопротивление токостабилизирующего двухполюсни-
ка
rit + М-т Ri
rr-:t = T~.--------#1.
«ГгИт гст
(5.36)
где г(Т, |1Т — внутреннее сопротивление и коэффициент усиления
по напряжению транзистора (обычно составного при токах нагруз-
ки более 0,1 А).
Для стабилизаторов тока на рис. 5.10, д, е следует отметить
большое влияние R2 на гт.д. Этот резистор должен иметь малый уход
сопротивления при изменениях температуры и от старения.
Для получения более высокой стабильности тока и большого
внутреннего сопротивления выполняют стабилизаторы тока с при-
менением цепи обратной связи, как показано иа структурной схеме
рис. 5.37 (так называемые компенсационные стабилизаторы тока).
Схема на рис. 5.37 представляет собой стабилизатор, поддержи-
вающий неизменным напряжение на эталонном резисторе /?зт. На-
грузка может быть включена в коллекторную (/, 2) или эмиттериую
(3) цепь регулирующего транзистора VT, Поскольку схема стаби-
лизирует ток эмиттера, то при включении /?н в цепь коллектора
206
ток нагрузки будет отличаться от стабилизирующего тока на вели-
чину тока базы. Достоинство включений /?н в цепь коллектора VT
состоит в возможности соединения одной из точек нагрузки с плю-
совой или минусовой шиной Un. Внутреннее сопротивление стаби-
лизатора тока на рис. 5.37 определяется параметрами транзистора
VT и равно:
при включении нагрузки в цепь коллектора [1, 2]:
__________Un Кн рт (гк + ^н)______________
+ 1/Лггэ) (гк + ^н)+^н Нт
при включении нагрузки в цепь эмиттера
______Un Кн Нт (гк4~#н)
Лг (''к4_^я) + ^н Нт Un
(5.37)
(5.38)
Практические схемы компенсационных стабилизаторов тока
приведены иа рис. 5.38. Температурная нестабильность стабили-
заторов тока:
Рис. 5.38. Практические схемы стабилизаторов тока
для схемы на рис 5.38, а
' 'в = “l" А^КБО’ (5.39)
для схемы на рис. 5.38, б
6lH=^6UH/R3. (5.40)
Аналогично определяется нестабильность тока нагрузки от
изменения напряжения дополнительного источника питания
6Льдоп= ^н.доп/Яэ- (5-41)
Следует отметить, что КПД стабилизаторов тока значительно
меньше, чем у компенсационных стабилизаторов напряжения.
5.6. Применение стабилизаторов постоянного
напряжения
Основными критериями, определяющими выбор той или иной
схемы стабилизатора являются: требования к выходным электри-
ческим параметрам; пределы изменения входного напряжения пи-
тания; диапазон рабочих температур; требования к конструкции,
массе и габаритам устройства, надежности. Выбор типа или схемы
стабилизатора, удовлетворяющей поставленным требованиям, яв-
ляется сложной задачей; она решается путем принятия компромис-
сных решений с учетом имеющихся в распоряжении разработчика
элементов, стоимости и т. п.
При выборе типа стабилизатора (при прочих равных условиях)
преимущество остается за микросхемами интегральных стабилиза-
торов. Поэтому при проектировании ИВЭ в первую очередь необхо-
димо оценить возможность применения серийно выпускаемых про-
мышленностью ИСН. При выходных иапряжениих от 3 до 30 В и
малых токах нагрузки (0,05—0,1 А) целесообразно использовать
микросхемы К142ЕН1, К142ЕН2, а при токах до 1 А — К142ЕНЗ,
К142ЕН4. Дополнительное подключение мощного регулирующего
транзистора при использовании в качестве схемы управления ИСН,
например К142ЕН1 (К142ЕН2), позволяет получить значительно
большие токи нагрузки. Стабилизаторы с фиксированным выход-
ным напряжением имеют минимальную массу и габариты по срав-
нению с другими типами стабилизаторов, так как кроме входного
и выходного конденсаторов небольшой емкости не требуют подклю-
чения других внешних элементов.
Разработка стабилизаторов постоянного напряжения иа дис-
кретных элементах целесообразна только тогда, когда основные
параметры интегральных микросхем стабилизаторов не удовлетво-
ряют требованиям, предъявляемым к ИВЭ.
При небольших токах нагрузки (единицы миллиампер) и не-
высоких требованиях к КПД может быть применен параметричес-
кий стабилизатор, обладающий минимальным числом элементов.
Компенсационные стабилизаторы напряжения последователь-
ного типа широко применяются при средних токах нагрузки (50—
100 мА) и жестких требованиях к стабильности и пульсации выход-
ного напряжения в статическом и динамическом режимах. При не-
больших пределах изменения входного напряжения питания КСН
имеют достаточно высокий КПД. Причем, если имеется возможность
обеспечить дополнительное напряжение питания, то его желатель*
208
но использовать с целью повышения КПД стабилизатора для умень-
шения минимально допустимого напряжения иа силовом регули-
рующем транзисторе.
Компенсационные стабилизаторы параллельного типа по КПД
уступают КСН последовательного типа и применяются в основном
при малых изменениях тока нагрузки. Достоинством этих стаби-
лизаторов является иеизмеиный входной ток КСН, т. е. отсутству-
ет реакция первичного источника и входного фильтра на импульс-
ные изменения тока нагрузки стабилизатора.
Стабилизаторы тока малой мощности широко применяются
как составнаи часть КСН для повышения их коэффициента стаби-
лизации. В остальных случаях мощные стабилизаторы тока ис-
пользуют для электропитания специальных потребителей: фоку-
сирующих линз электронных микроскопов, переключающих дио-
дов и т. п. Из рассмотренных схем хорошими характеристиками
обладает схема на рис. 5.38, б. Поскольку стабилизатор тока выпол-
няется на базе КСН, то при построении по структурной схеме иа
рис. 5.37 могут быть использованы интегральные стабилизаторы
К142ЕН.
Введение схем защиты в интегральных стабилизаторах повы-
шает их надежность. Введение же схем защиты в состав стабили-
заторов иа дискретных элементах не всегда повышает их надеж-
ность из-за наличия дополнительного числа элементов, паек или
выхода из строя элементов, приводящих к ложному срабатыванию
защиты. Поэтому применение защиты в стабилизаторах иа дискрет-
ных элементах должно быть обосновано в каждом конкретном
случае.
Из рассмотренных схем защиты от превышения или понижения
напряжения заслуживают внимания схемы на рис. 5.13 а и 5.14.
Достоинством схемы с реле является возможность гальванического
отключения одной из шин потребителя, а схемы с исполнительным
элементом (ИЭ) — высокое быстродействие, составляющее несколь-
ко микросекунд.
При введении защиты по току выбор схемы зависит от приме-
няемого КСН. Если используется интегральная микросхема К142ЕН,
то целесообразно применить встроенную в нее схему с включением
внешних резисторов (рис. 5.21, 5.24). При построении КСН на ос-
нове дискретных элементов могут быть использованы схемы на ос-
нове рис. 5.18, если требуется полное отключение нагрузки от источ-
ника Ua, или на основе рис. 5.19 при жестких требованиях к быстро-
действию защиты.
Глава шестая
Магнитно-транзисторные стабилизаторы
6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором
При проектировании стабилизирующих ИВЭ с низким выход-
ным напряжением (2,4—27 В) три тока нагрузки от десятков до
нескольких сотен ампер широкое распространение получили стаби-
лизаторы наприжения с включением РЭ последовательно с первич-
ной обмоткой трансформатора. В таких стабилизаторах в качестве
209
РЭ используются магнитные усилители, регулирующие трансформа-
торы, транзисторы и тиристоры.
Известно много вариантов исполнения таких стабилизаторов.
Наиболее простыми из них являются стабилизаторы с магнитным
усилителем (МУ) с внутренней обратной связью (рис 6.1). В схеме
стабилизатора на рис. 6.1, а внутренняя ОС в магнитном усилителе
TS осуществляется диодами VDh VD2, включенными последователь-
но с рабочими обмотками 1УР. Действие МУ основано иа изменении
магнитной индукции В под воздействием тока подмагничивания МУ,
что обусловливает изменение падения напряжения (7м.у на его рабо-
чих обмотках.
На рис. 6.1, б приведена схема стабилизатора, работаю-
щего от трехфазной сети. Здесь магнитные усилители TSt—TSa
включены в каждую фазу трансформатора TV последовательно с его
первичными обмотками.
Исходными данными при расчете и выборе МУ являются ха-
рактеристики одновременного намагничивания МУ 2йфДВ =
*= f Ну) (рис. 6.2) и уравнение цепи переменного тока. Если
принять для прямолинейного участка характеристики форму
напряжения на МУ и на нагрузке (первичной обмотке трансформа-
тора) синусоидальной, то для предельных режимов работы схемы с
Рис. 6.1. Однофазная (а) и трехфазиая (б) схемы регулирования на
магнитных усилителях
210
Рис. 6.2. Зависимость 2йфДВ =
=f(//y) для магнитных усилите-
лей с внутренней обратной связью
(магнитопровод ШЛ, сталь 3425,
толщина 0,15 мм, fc=400 Гц)
Рис. 6.3. Векторная диаграмма
рабочей цепи магнитного усили-
теля
учетом векторных диаграмм на рис. 6.3 систему уравнений цепи
регулирования можно записать в виде [1]
тах~ ^м.у max + min + ^м-утая Ulmin sin <р2; (6.1а)
Uс min~ "1.у min + + 2^м.у min Utmax sin . (6.16)
Практические значения КПД и коэффициента мощности для
трансформаторов нерегулируемых выпрямителей приведены на
рис. 6.4. Через cos <р находится значение sin <р .
Рис. 6.4. Зависимость КПД и cos <р от мощности трансформатора
при =50 и fc=400 Гц
211
По характеристикам 2йф АВ (см. рис. 6.2) для прямолинейно-
го участка находится кратность изменения напряжения на МУ:
vm-у— ^м-у max/Uyi. у min — (2Лф ДВ)тазс/(2Аф AB)mi-n. (6.2)
Величина 2йфДВ пропорциональна ЭДС рабочей обмотки МУ и
зависит от качества стали магиитопровода. Величина (2йфДВ)тоя.
соответствует минимальному току МУ, а (2ЛфДВ)т|-п —
максимальному.
Для выпрямителей без фильтров и стабилизаторов переменного
напряжения, имеющих активный характер нагрузки (sin <р = 0),
фазные напряжения иа МУ и первичной обмотке трансформатора
находится из соотношений [11
ту _v 1 /~ ^стах^ы.у ^cmin . ,g о,
i/„.ymax-VM.y|/ ------^№-1-----------(6-3)
f и1 , V*
UlmaX^NK.y Л/ "•? JT* • • (6Л)
Ч VM.y'VM.y 1
Кратность изменения напряжения на первичной обмотке транс-
форматора VT (см. рис. 6.1) с учетом регулировки выходного
напряжения (7И и сброса тока нагрузки Д/и определяется
по формуле
yi.y — ^lmaxlU imln — Un max I (Uн mln — Д/ц r) • (6.5)
Минимальное напряжение на первичной обмотке трансформа-
тора
Ulmin — ((4 min—А^нг)/Кв1, (6.6)
где Kbi= Uh!Ui — коэффициент передачи по напряжению выпрями-
теля.
Магнитный усилитель обеспечивает регулирование при измене-
нии напряжения сети Д{/с и тока нагрузки Д/н в том случае, если
выполняется условие
vM.y== Um.у тах/Uni.y min^ Uc max/Uc mfn -|- Ulmax/Ulmin . (6.7)
Действующее значение тока фазы первичной обмотки трансформа-
тора можно определить по выходной мощности стабилизатора Ра.
С учетом КПД и cos <р схемы на рис. 6.4 ток первичной обмотки
трансформатора
Лф=^н/£Л л Чв cos ф'"1/3. (6.8)
Как видно из рис 6.1, а, каждая обмотка МУ работает в течение
одного полупериода, поэтому действующее значение тока об-
мотки М У
/м.у = Лф/У2. (6.9)
Среднее значение тока диода (VDa) внутренней ОС МУ
свизаио с током /м.у соотношением
^пр-ср=6.64/м.у. (6.Ю)
Обратное напряжение на диоде внутренней ОС ие превышает 0,1 Ue.
212
Расчетная мощность МУ иа фазу [11 определяется по формуле
7’м.у = "|/2 Дм.у max 7M.y• (6.11)
Заданные пределы регулирования МУ обеспечиваются при
объеме стали магннтопровода
Vc=V2UM.y
max ^м у* 104/(2йф АВ)тах Н~ тах fc, (6.12)
где Н~ max— напряженность магнитного поля, определяемая по
характеристикам на рис. 6.2.
Число витков каждой рабочей обмотки
Дм.у max- 10*/(2*ф ^B)maxfCSc. (6.13)
Расчет цепи управления МУ проводится также по характерис-
тикам рис. 6.2. При этом необходимо учесть, что в обмотке управ-
ления МУ наводится из рабочей цепи напряжение переменного тока
с широким спектром частот. Действующее значение этого напря-
жения
= (0,1 4-0,2) Дм.утахГу/Гр. (6.14)
Для нормальной работы УПТ напряжение Uy~ должно быть мень-
ше напряжения Дкэ выходного транзистора УПТ, т. е.
1^у < (2 ~ 3) 1Ур/(^м.у max- (6.15)
Исходя из мощности цепи управления и характеристик управления
(рис. 6.2) задаемся максимальным и минимальным током управле-
ния. Число витков обмотки управления
1У У= (Ду тах Ну т/п) 1С/(/у тах ly min) - (6.16)
Обмотка смещения предназначена для выбора рабочей области МУ
(см. рис. 6.2). Выбрав ток смещения, находим число витков этой
обмотки
Ч^см — (WyIymin -r^min I с) 11 см • (6.17)
По данным конструктивного и теплового расчетов МУ, который
проводится аналогично методике расчета трансформаторов (см.
гл. 3), проверяется выполнение условий
7м-у max ^рДс тах> ^м-у min^ p/lc^ Н т[п, (6.18)
Усилительные свойства МУ как РЭ характеризуются коэффи-
циентами усиления по напряжению [1]
^м-у = ДДм.у / Д7у = UK y max (vM-y' 0 ^y/^Ry ^м-у (6.19)
и мощности
Кр м.у = ДРМ.у/ДРу = Дн Д/“.у /Ry (6.20)
где Ry — сопротивление цепи управления МУ.
Внутреннее сопротивление МУ переменному току
“^м.у— 1(2£ф &В)тах —(2k$^B)min]fcWp 104/(Я~ тах— Н~ т[п) 1С.
(6.21)
213
Постоянная времени МУ определяется его конструктивными дан-
ними и коэффициентом усиления.
(6.22)
Выходные параметры стабилизаторов с МУ характеризуются
следующими показателями:
коэффициентом стабилизации по входному напряжению
^ст.м.у =^м.у^у.п.т Ки.э *»1- (6.23а)
По коэффициенту стабилизации рассчитывается нестабильность вы-
ходного напряжения
6 ^н==(Яс_1" ^с)/^ст.м.у> (6.236)
Внутреннее сопротивление стабилизатора
гн = 6 {/И/Д/Н= (Х„.у-]- г)/Км.у Ку.п.т Ки.э (6.24)
В стабилизаторах с МУ кривые напряжения и тока на обмотках
трансформатора и МУ вследствие нелинейности характеристик МУ
отличаются от синусоидальной формы. Коэффициент формы кривой
определяется отношением действующего значения напряжения к
его среднему значению
Ьф.м.у —Ui/Uicp < (6.25)
2 V2' Г V V t >
где (/10р =---- 14 Л sin (£0?+<Р1) + гу1(з) ЛМП (Зсог + срз)
П 1 1 J
— среднее значение напряжения с учетом воздействия третьей гар-
моники.
При vM.y = 2-i-4 коэффициент формы кривой йф = 1,154-1,27.
При расчете пульсаций выпрямителя коэффициент сглажива-
ния фильтра должен быть увеличен иа коэффициент &ф.м.у
<7 = *ф.м.у^о~/г'н~, (6.26а)
а значение пульсации на выходе стабилизатора
^н~=*Ф.м.у^о~/<7- (6.266)
6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием
по цепи переменного тока
Однофазные стабилизаторы. Стабилизирующие ИВЭ с транзис-
торным регулированием по цепи переменного тока могут обеспечи-
вать стабилизацию как выпрямленного, так и переменного напря-
жения от десятых долей вольта до нескольких десятков и сотен
киловольт [49, 52].
На рис. 6.5, а приведена типовая схема транзисторного стабили-
затора с питанием от однофазной сети переменного тока. Основным
звеном здесь является РЭ, который состоит из транзистора V1\ и
диодного коммутирующего моста УОу—VD4. Одна диагональ моста
включена между источником энергии и первичной обмоткой транс-
форматора TVi, а вторая через диоды нагружена на транзистор
214
Рис. 6.5. Однофаз-
ная мостовая схе-
ма регулирования
(а) и временные
диаграммы токов и
напряжений РЭ
(б-с)
V7\ Коммутирующий диодный мост РЭ выполняет функцию синх-
ронного переключателя. В положительный полупериод (ин-
тервал времени 0 — я) открыты диоды VDlt VDt и транзистор VTj,
а в отрицательный полупериод (интервал времени л — 2л) открыты
VD2, VD3 и V1\
215
Небольшие нелинейные искажения, обусловленные работой
РЭ, позволяют уравнение цепи регулирования записать в виде
Ус = Ур.э+ Ух (6-27)
Режим работы транзистора У7\ и коммутирующих диодов VD1—
VDt РЭ определяется по средним значениям напряжения и тока.
При работе коммутирующих диодов на коллекторе транзистора V1\
получаем пульсирующее напряжение, постоянная составляющая
которого
иКЭ. ср= дус-2 1/2/л. (6.28)
Действующее напряжение на РЭ, равное падению напряжения иа
коммутирующих диодах VD±—VDt и переходе коллектор-эмит-
тер транзистора УТц равно
Ур.э = я (^Упр.ср + Укэ. ср/2 1/2) = Л^Упр + Укэ. (6.29)
На рис. 6.5, б—е приведены временные диаграммы токов и на-
пряжений на элементах РЭ н периичной обмотки трансформатора.
Напряжение на диодах VDi—VDt и транзисторе представляет собой
синусоидальные кривые с небольшим уплощением верхней части
синусоиды.
Исходя из последовательного соединения РЭ с периичиой об-
моткой трансформатора, действующее значение тока транзистора
У7\ равно
/^ = л/к ср/2 "|/2 =. (6.30)
Среднее значение тока коммутирующего диода
/пр.ср=0,5/Кср = 0,45/1. (6.31)
При полезной мощности в нагрузке Ра действующее значение
тока фазы трансформатора /хф определяется по формуле (6.8).
Для определения мощности потерь в коммутирующих диодах
и транзисторе РЭ при питании стабилизатора от однофазной сети
переменного тока рассмотрим рис. 6.6. Потери мощности в транзис-
торе У1\ определяются по его выходным характеристикам. Опреде-
лим значение коллекторного тока /к, по формуле (6.30) и на рис. 6.6
проведем через эту точку горизонтальную линию аа’. Минимальное
напряжение иа транзисторе Umin выбирается по семейству кол-
лекторных характеристик /к = f (6\э) и представляет собой отре-
зок а—1.
При номинальном выходном напряжении выпрямителя UH и
токе нагрузки /н — const действующее значение напряжения На
первичной обмотке трансформатора (Л (см. рис. 6.5) независимо от
изменений напряжения сети Л(7С поддерживается практически не-
изменным. Поэтому при минимальном напряжении сети Uc min
напряжение на РЭ минимально, а нее подводимое напряжение Ус
прикладывается к первичной обмотке трансформатора ТУ^.
Ui = ис min — 1 > 1 ^1/пр.ор + 1/кэ ср mln). (6.32)
Напряжение и ток в обмотках трансформатора в этом режиме
имеют синусоидальную форму.
216
at
Рис. 6.6. К определению режимов работы регулирующего транзисто-
ра в цепи пульсирующего тока
При повышении напряжения сети до Uc тах иа коллекторе тран-
зистора напряжение возрастает до значения
^КЭ= Д^с+1 • 1 ^кэ.ср тщ, (6.33)
а рабочая точка на семействе характеристик перемещается по линии
аа' в положение 2. В результате приращение напряжения на
РЭ возрастает, а напряжение иа первичной обмотке трансформатора
поддерживается неизменным
{/1 = Uc- (NUBp + ДОКЭ). (6.34)
Кривая тока нагрузки иа этом участке характеристики имеет в верх-
ней части синусоиды уплощение, а крниая напряжения — неболь-
шой срез (рис. 6.6).
Максимальная мощность тепловых потерь на коллекторном
переходе транзистора
^Кт = 1АУс+1,И(УКЭсРтм)ПК. (б-35)
Потери мощности в базе по сравнению с потерями на коллекторе
незначительны и и инженерных расчетах их можно не учитывать.
Суммарная мощность потерь в РЭ
^р.э = [д ^с+ 1 > 11 (!Vl/np.cp + ^КЭср min)l • (6.36)
217
Из (6.8) и (6.35) видно, что потери мощности на коллекторе Р^т
и мощность в нагрузке Рп связаны между собой соотношением
рКт=КррН' (6.37)
где /<р= (Л Uc + 1 • 11 б\э ср „,,-„)/(ЛПв cos <р — коэффициент, ха-
рактеризующий отношение мощности, рассеиваемой на коллекторе
транзистора, к полезной мощности в нагрузке. При изменении на-
пряжения сети Д Uc = (0,054-0,1)Uz коэффициент Кр ~ 0,184-0,25.
Мощность в нагрузке Рн> которую может регулировать тран-
зистор V7\:
Рп РКт/Кр < ^нРРКтах/^Р< (6.38)
где КиР — коэффициент нагрузки транзистора по мощности.
При уменьшении нагрузки до !Нт1п наклон динамической ха-
рактеристики к оси Окэ определяется сопротивлением фазы вы-
прямителя и нагрузки, приведенным к первичной обмотке трансфор-
матора:
Рп = (^Gip + rt) + +лгпр + Кн) /^1 (6.39)
Приведенное сопротивление Rn служит нагрузкой транзистора
VTf. В результате изменения тока нагрузки амплитуда напряжения
на коллекторе транзистора возрастает до значения
U КЭтах ~ У Стах Ulmin- (6,40)
При минимальном токе нагрузки рабочая область иа семействе ха-
рактеристик транзистора (рис. 6.6) ограничена точками 3 и 4. Эти
точки характеризуют режим РЭ при /к min по максимальному ра-
бочему напряжению. Граница области, определяемая допустимой
мощностью рассеяния, изображается гиперболой max ~
~ РК тах/^кэ- Снизу область ограничена характеристикой /КБ 0.
В статическом режиме обратное напряжение, приложенное к
коммутирующим диодам, не превышает амплитуды напряжения иа
транзисторе
^обр.и тазе — 1/2 ^кЭтах- (6.41a)
В переходном режиме максимальное напряжение, приложенное к
закрытому транзистору, равно амплитуде напряжения сети
^КЭтах ~ бобр ятах UCmax. (6.416)
Значения U'^,nax, и РК max позволяют выбрать необходимый
тип транзистора. Коэффициент усиления РЭ находится по формуле
Кр.э = А21э R^/(Ry 4-7б + Й21Э гэ) ’ (6.42)
где Ry — сопротивление цепи управления РЭ.
В ИВЭ широкое применение нашли двухтактные схемы тран-
зисторного регулирования по цепи переменного тока. На рис. 6.7
изображена схема РЭ, состоящего из двух транзисторов V7\ и V1\,
включенных по встречно-последовательной схеме и зашунтирован-
ных в непроводящем направлении диодами VDi и VD2. Ток первич-
ной обмотки трансформатора протекает в один полупериод через
диод VD} и транзистор УТ2, а другой — через VD2 и V7\. При из-
218
Рис. 6.7. Двухтактная схема транзисторного регулятора
менении полярности обратное напряжение к транзисторам не при-
кладывается, так как в этот момент они шунтируются диодами.
Транзисторный регулятор, работающий в цепи переменного тока
для уменьшения мощности потерь можно шунтировать резистором
При небольших изменениях тока нагрузки (иа 30-50 %) мож-
но в 1,5—1,7 раза уменьшить рассеиваемую на РЭ мощность.
Расчет схемы иа рис. 6.7 ведется из условия работы элементов
РЭ в течение одного полупериода. Вследствие симметрии на коллек-
торе каждого транзистора V7\ и VT2 имеем однополупериодное
пульсирующее напряжение, постоянная составляющая которого
^КЭср = Д^с 1/2/л. (6.43)
Действующее напряжение иа РЭ определяется из выражения
(6.29). Значение тока коммутирующего днода и коллектора тран-
зистора находится по формуле (6.31), а мощность РЭ — (6.36). Мощ-
ность, выделяемая на каждом транзисторе,
Рк = 0,5 (AUc +1,11 (7КЭсртМ) /к. (6.44)
Трехфазиые стабилизаторы. Регулирование выходного напря-
жения при трехфазиой сети может осуществляться как одним тран-
зистором, включенным на выход коммутирующего моста, так и
включением нескольких транзисторов последовательно с коммути-
рующими диодами раздельно по фазам. На рис. 6.8, а, приве-
дена схема, в которой регулирование по всем трем фазам осуществ-
ляется одним транзистором V7\ [43]. Транзистор подключен к вы-
ходу коммутирующих диодов VD2—VDe, соединенных по трехфаз-
ной мостовой схеме. Управление транзистором VT2 осуществля-
ется постоянным током. Вход РЭ соединен с выводами первичной
обмотки трехфазного трансформатора. Ток каждой фазы трансфор-
матора TV в положительный и отрицательный полупериоды проте-
кает через соответствующие диоды и транзистор, не создавая вынуж-
денного намагничивания магннтопровода трансформатора.
Линейное напряжение на первичной обмотке трансформатора
Uin — Ucmin — Up-amin- (6.45)
На рис. 6.8, б—е показаны временные диаграммы напряжений
н токов РЭ. Поскольку в любой момент времени работают два ком-
мутирующих диода и транзистор VTlt то форма кривых напряжения
и тока через каждые 60° представляет собой сумму мгновенных зна-
219
Рис. 6.8. Трехфазная мостовая схема
регулятора (а) и временные диа-
граммы токов и напряжений (б—ж)
чений напряжений и токов
на этих элементах. На
рис. 6.8, е приведены кри-
вые напряжения и тока, по-
строенные путем суммиро-
вания составляющих орди-
нат. Обозначения основных
параметров РЭ трехфазной
схемы приведены со звез-
дочкой. Действующее на-
пряжение иа РЭ
1/;.э=0,74 (ЛД/Пр.ср-|-
+ ^кэср) • <6-46)
Ток фазы первичной
обмотки трансформатора
/|ф= 0,815/^. (6.47)
Ток коллектора транзисто
pa VTi при трехфазной схе-
ме регулирования связан с
током фазы трансформатора
(6.8) соотношением
zk='kcP=w°'815=
= ! ,23/1ф. (6.48)
Среднее значение тока, про-
текающего через коммути-
рующие диоды,
^пр.ср “ 0,33/к. (6.49)
Напряжение коллектор—эмиттер, при котором рассеива-
ется максимальная мощность на регулирующем транзисторе.
6/^=1,35 (Д1/с+0,74(/кэ ср тСп}. (6.50)
220
Рис. 6.9. Схема включения регулирующих транзисторов последова-
тельно с коммутирующими диодами
Полная мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе,
Р£ = 1,66 (ДУс + 0,74 икэ ср т ) /1ф. (6.51)
Суммарная мощность потерь в РЭ (рис. 6.8) при его работе в трех-
фазной цепи переменного тока
Pp*.,= J ,66[ДУс + °,74 (яУГ1р.Ср + УКЭсрт1-„)] Лф- (6.52)
Коэффициент Кр, характеризующий отношение мощности, рассеи-
ваемой на коллекторе транзистора, к полезной мощности в нагрузке
(6.37) для трехфазной схемы
Кр = 1,66('(ДУе 4- 0,74Укэ ср /У~3 Uг Пв cos <р. (6.53)
При изменениях напряжения сети Д{/с = 0,054-0,1 Uc, коэффици-
ент Кр = 0,184-0,23.
При уменьшении тока нагрузки напряжение на первичной об,-
мотке трансформатора понижается до значения, определяемого по
формуле (6.6). В этом режиме амплитуда напряжения коллектор—
эмиттер транзистора
^КЭт = ’ с max Uimln) "|/2. (6.54)
На рис. 6.9 приведена схема трехфазного транзисторного ре*
гулятора напряжения. В схеме последовательно с коммутирующи-
ми диодами VDX—VD3 включены транзисторы VTi—VT3, эмиттеры
которых через выравнивающие резисторы —R3 соединены со вто-
рой группой коммутирующих диодов VDt—VD3. Вход РЭ по каж-
дой фазе соединен с выводами первичных обмоток трансформатора.
Диаграммы напряжения и токов РЭ соответствуют кривым на
рис. 6.8, в—д. Напряжение коллектор—эмиттер транзисторов VTi—
VT3 определяется из выражения (6.50). Ток, протекающий через
коммутирующие диоды и последовательно соединенные с ними тран-
зисторы:
= 0,33/ 1ф/0,815 = 0,4/,ф. (6.55)
Мощность, выделяемая на коммутирующих диодах и одном
транзисторе, определяется по формуле
=1-35[ДУС+ 0,74 (Wnp + t/K3cpmM)]/^. (6.56)
221
Сравнивая мощности потерь на транзисторе для схем на рис. 6.8 и
6.9. имеем:
~ 1,23/1ф
РК ^КЭ^К °'4/1ф
Коэффициент К'р для схемы на рис. 6.9 определяется из соот-
ношения
^ = О,4(Л(/с+О,74(/КЭсртМ)/1.48 1/3 nBcosq>. (6.57)
При изменении напряжения сети ЛUc ~ 0,05-4-0,1 Uc коэффициент
Кр — 0.0574-0,11.
6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока
Стабилизаторы на магнитных элементах. Для стабилизаторов
с МУ характерным является искажение формы напряжения на на-
грузке. Поэтому они чаще всего применяются в системах электро-
привода. для стабилизации действующего значения напряжения на-
кала мощных ламп. т. е. там, где искажения формы напря-
жения не играют существенной роли. Схемы построения и принцип
работы МУ в стабилизаторах переменного напряжения аналогичны
изложенному в § 6.1. На практике в этих стабилизаторах ис-
пользуются схемы регулирования рис. 6.1 с подключением нагруз-
ки непосредственно на выход МУ или ко вторичным обмоткам транс-
форматора.
Вследствие искажения формы кривой напряжения ИЭ и цепь
ОС не обеспечивают одновременной стабилизации выходного напря-
жения по среднему и действующему значениям. Изменение коэффи-
циента формы кривой/гф МУ вызывает изменение действующего на-
пряжения Uc. При этом среднее по модулю значение тока нагруз-
ки может не изменяться. Когда Uc = const, изменение формы кри-
вой напряжения приводит к изменению тока нагрузки. Поэтому в
ИЭ таких стабилизаторов обычно применяются элементы с квадра-
тичной характеристикой.
Транзисторные стабилизаторы переменного напряжения ис-
пользуются для электропитания синхронно-следящих систем,
индукционных датчиков, фазочувствительных усилителей и
другой аппаратуры, для которой необходимо получение синусои-
дальной кривой выходного напряжения с малыми нелинейными ис-
кажениями. В отличие от магнитных стабилизаторов, которые име-
ют фазовое управление, в транзисторных стабилизаторах регулиро-
вание напряжения осуществляется по амплитуде (см. рис. 6.6).
На рис. 6.10 приведена схема стабилизатора переменного на-
пряжения с питанием от однофазной сети. Схема содержит РЭ (У7\.
V7'2), понижающий трансформатор (Т'У2) и цепь ОС. Принцип дейст-
вия и режимы силовой части схемы аналогичны рис. 6.5. При оп-
ределении режимов коммутирующих диодов VD3, VDS и регулирую-
щих транзисторов можно использовать соотношения (6.29)—(6.44).
Цепь ОС состоит из ИЭ (VD9) и УПТ (УТ^). Точность стабили-
зации входного напряжения по среднему и действующему значениям
зависит от вносимых РЭ нелинейных искажений. При нестабиль-
ности 0.5—2 % в качестве измерительного элемента используется
222
ТА28- 220-50 Ъ 56
Рис. 6.10. Схема транзисторного стабилизатора переменного напряжения 220 В, 300 В-А
мостовая схема (VDU), преобразующая переменное напряжение в
постоянное, пропорциональное действующему значению.
Действие остальных каскадов цепи ОС (как и в стабилизаторах
постоянного тока) основано на принципе сравнения части выходно-
го напряжения с опорным напряжением. Разность этих напряжений
подается иа усилитель цепи ОС, который изменяет ток управления
РЭ, поддерживая заданный уровень напряжения иа выходе стаби-
лизатора.
6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим
трансформатором
Для гальванической развязки выходных цепей стабилизатора
от входного напряжения и обеспечения малых искажений формы
кривой напряжения сети используются стабилизаторы с регулирую-
щим трансформатором, который включается последовательно с пер-
вичной обмоткой трансформатора питания ТУг (рис. 6.11). Принцип
регилурования основан на изменении напряжения на первичной
обмотке трансформатора TV2 за счет изменения сопротивления в
цепи его вторичной обмотки, которая через коммутирующие диоды
VDi—VDt и транзистор УЛ включена последовательно с нагрузкой
7?н стабилизатора. При изменении выходного напряжения в резуль-
тате изменения тока нагрузки или напряжения сети измеритель-
ным элементом ИЭ выделяется сигнал рассогласования, который
усиливается УПТ и подается иа вход транзистора VTlt изменяя его
сопротивление постоянному току, а следовательно, и сопротивление
в цепи вторичной омбмотки TV2. С изменением сопротивления на-
грузки вторнчибй обмотки изменяется сопротивление, приведенное
к первичной обмотке 7V1, а также &Ult компенсируя Д1/с или Д/н-
Трансформатор ТУ2 работает на линейном участке кривой намагни-
чивания, минимальное напряжение на его первичной обмотке вы-
бирается из условия
—(0,05-т-0,07) 1/с. (6.58)
Напряжение иа трансформаторе TVi при минимальном напряжении
сети UCmin
U^Uemin-U’imln. (6.59)
Минимальное напряжение вторичной обмотки трансформатора ТУ2
связано с выходным напряжением соотношением
^атт^^н + ^кэтм + ^пР-ср) ^в2' (6.60) j
где /СБ2 = UK/U2 — коэффициент, характеризующий схему выпря-
мителя.
Напряжение l/j характеризует мощность трансформатора ТУ2.
Uimax = Ucmax Ulmin- (6.61)
Коэффициент трансформации трансформатора
Я — U2 min/U 1 min- (6-62)
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
12 — ЛЛв cos ф/я- (6.63)
224
Рис. 6.11. Схема однофазного стабилизатора с регулирующим транс-
форматором
В схеме иа рис. 6.11 через нагрузку стабилизатора Rn про-
текает ток основного выпрямителя /0 и ток регулирующего тран-
зистора
= = (6.64а)
Сглаживание пульсаций выходного напряжения осуществляется
LCK -фильтром и регулирующим транзистором V7\. Амплитудное
значение коллекторного тока транзистора Й7\ должно быть
lKm>Ua^IRH. (6.646)
Напряжение на переходе коллектор—эмиттер транзистора VT\
^кэ = ^UcnKB2-\-Uteamin' (6.65)
При сбросе тока нагрузки напряжение на транзисторе VTj возраста-
ет до значения
иКЭт —[(Устах— U\min) —t/ц. (6.66)
Максимальная мощность регулирующего трансформатора ТУг бу-
дет при Ucmax и номинальном токе нагрузки /н:
^г ~ Ulmax Л • (6.67)
Этот же режим определяет и максимальную мощность транзистора
УЛ:
рк.~икэ{к- (6.68)
Оценивая соотношение мощностей Рг и Рн, получаем: Pr~kv,yPn,
где fep.T=-(At/c4-Al/i + Ut mtn)!(ЛНв cos ф—коэффициент, харак-
теризующий отношение мощности регулирующего трансформатора
к полезной мощности в нагрузке. При изменении напряжения сети
Д1/с = 0,05—0.1 С/с коэффициент fcp.T = О,2-нО,5Рн.
На рис. 6.12, а приведена схема трехфазного стабилизатора [46],
содержащая два одинаковых трансформатора TVi и ТУг. Напряже-
ние стабилизатора поддерживается неизменным с определенной
точностью за счет коммутации первичных обмоток трансформаторов
TVi и TVt из треугольника в звезду или из звезды в треугольник.
Начала первичных обмоток трансформаторов подключены к питаю-
щей сети, а концы к РЭ, выполненному по трехфазной мостовой схеме
регулирования (см. рис. 6.8). Вторичные обмотки ТУГ и TVt
® Зак. 726 225
соединены согласно-последовательно и в треугольник, а точки
последовательного соединения одноименных обмоток подключены
к выпрямителю. К выходу стабилизатора подключена цепь ОС—ЙЭ
и УПТ, выход которого подключен ко входу РЭ.
При подключении на вход стабилизатора напряжения сети к
первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напряже-
ние 0,5Uс- В этом режиме транзистор РЭ закрыт, а напряжение
на его переходе коллектор—эмиттер 1/кэ==1/2 • Vcmax. Суммарное
напряжение вторичных обмоток 1/а, поступающее иа выпрямитель,
геометрически складывается из напряжений разноименных об-
моток (рис. 6.12, б), например иг ~ и^л + Прн этом кривые
напряжения Ut и U% сдвинуты относительно друг друга на угол
2л/3, что обусловливает снижение суммарного напряжения игв~^3
раз относительно номинального значения.
Второй режим определяется при минимальном напряжении сети
1/cmi» и номинальном токе нагрузки /я. Под воздействием цепи ОС
транзистор VT2 РЭ открывается н первичные обмотки TVi и TV2
из треугольника соединяются в звезду. Векторные диаграммы иа
рис. 6.12, б иллюстрируют переход соединения первичных обмоток
ИЗ треугольника в звезду и изменения напряжения на РЭ и обмотках
трансформаторов. Напряжение на РЭ в этом режиме минимальное и
С В2 В, В с Ъг Ъ, Ъ б)
Рис. 6.12. Схема стабилизатора с широкими пределами регулирова-
ния (а) и векторные диаграммы напряжения иа РЭ и обмотках
трансформаторов (б)
226
определяется по выходным характеристикам транзистора иа рис. 6.6.
К первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напря-
жение сети
/\ф = 3. (6.69)
Действующий ток фазы первичной обмотки находится ио формуле
(6.8).
При соединении первичных обмоток трансформаторов TVX и
ТУг в звезду напряжения на зажимах вторичных обмоток совпада-
ют но фазе, а их суммарное значение равно номинальному
(А> “ (/2а2 "4" ^2в1* (6.70)
На рис. 6.12.6 второй режим схемы показан пунктирной линией.
Трансформаторы TVt и Т\\ имеют одинаковые параметры. Габарит-
ная мощность каждого трансформатора равна половине мощности
выпрямителя. При напряжении сети (Jcmin напряжение на РЭ оп-
ределяется но формуле (6.50). Потери мощности на коллекторе тран-
зистора и РЭ определяются по формулам (6.51) и (6.52) и в отличие
от других схем не возрастают при глубоком регулировании выходно-
го напряжения и тока
6.5. Энергетические характеристики и особенности
построения цепи обратной связи
В табл. 6.1 Приведены основные энергетические характеристики
рассмотренных выше однофазных и трехфазных магнитно-транзис-
торных регуляторов при их работе в статическом режиме. Табл. 6.1
дает возможность при одинаковых изменениях напряжения сети
Д(/с и мощности в нагрузке Р„ сопоставить РЭ между собой по наи-
более важным их характеристикам: числу транзисторов и коммути-
рующих диодов, действующему и обратному напряжению на РЭ.
току транзисторов и диодов, рассеиваемой и установленной мощно-
сти РЭ.
Выпускаемые промышленностью транзисторы иа напряжения
250. 400. 700 и 1000 В при рассеиваемой мощности PR = 604- 125 Вт
позволяют при изменениях напряжения сети ЛUc = 0,054-0.1 Uc
создавать трехфазные транзисторные стабилизаторы с мощностью
в нагрузке.
Р„ = PKmax Ku!JKp ~ 125 • 0.65/ (0.254-0.05) « 3204-1600 Вт.
где Кц р — коэффициент нагрузки регулирующего транзистора.
Обеспечивая такую мощность регулирования, транзисторные ста-
билизаторы при Ра 2 кВт имеют преимущества по сравнению с
магнитными стабилизаторами.
Важным параметром стабилизатора является его КПД. Потери
мощности в элементах зависят от режима работы и напряжений и
токов в номинальном и максимальных режимах. Полная активная
мощность, потребляемая от сети стабилизатором (рис. 6.5). равна
Р=Рк4-Р7.и4-Рд-ЬР£ + Ро.с + Ри. (6.71)
Коэффициент полезного действия стабилизатора
Чет = Р«1Р н/(^к 4"^ту + /’д+ /\ + /?о.с-+-Рн). (6.72)
227
8*
Основные энергетические характеристики м.агннтио-траизисторных
Параметры Расчетные соотношения
| 14 J PI" I
1 1 -Т «С
Действующее напряжение на коллекторе транзистора ^кэ* в — '^КЭ ср 0,7071/кэ тах
Максимальное напряжение на коллекторе транзистора ^КЭ max, В — max (*/« + А/н Г)/Кв1
Действующее напряжение на РЭ Ур. э, В | / ucmaxN,~ VM.y|/ v2 _ Г vM.y ~ U* min -* -1 1.Н (t/„p. ср + ^КЭ ср )
Действующий ток первичной обмотки транс- форматора /н А ncos Ф
Действующий ток транзисто- ра /к, А /м.у=/|/У 2 /1 0,5/1
Средний ток коммутирую- щего диода /пр. С Ра А 0,64/м.у 0,45/1 0,45/!
Мощность» вы- деляемая иа транзисторе Рк, Вт — (А//с + +1'1,^КЭсртм)Х Х'к 0,5(Д1/е + 4-1,11U кэер/п/п) X X /к
Мощность ре- гулирующего Рр. э, Вт 0,5—0,6Рн 0,18—0,25Рн 0,18—0,25Рн
228
Таблица 6.1
регуляторов________________________________
Расчетные соотношения
1,35 |Uс щах — (^н — Д/Н r)/1 Шетах У1т(п)^ X К bi К32 Ун
1,35 [ Д//с + 0,74 (4/пр.ср 4~^кэ ср min )] Ус тах~У1
РнП/ 3 </( г] cos <р Рц/Ui Thcos<p
0,4/1ф 1,23/1ф ^В2
0,33/к 0.33/к 0,5/к
1 ,35(Д1/с-|- 4-0,74l/K3cpmfn)/ к 1,35(Д{/С4- +°-74^КЭсрт/о) 1К (Д1/с КВ1 ^вг Ч-^кэсрт/л — — ^н) 1 к Ч-^тр
0,18—О,23РН 0,18—0к23Рн 0,2—0,5Ра
229
Коэффициент полезного действия магнитно-транзисторных ста-
билизаторов при Р„ == 100 Вт примерно составляет: 60 % при Uu —
— 5 В, 69 % при Un = 12 В и 73 % при UH = 27 В.
Значение коэффициента мощности транзисторных стабилиза-
торов (рис. 6.5—6.9) определяется по графикам на рис. 6.4 или по
формуле
cos <р = (Р2 -I- Рм 4- PJ/U^. (6.73)
Коэффициент мощности стабилизаторов с магнитным регулятором
(рис. 6.1) определяется из соотношения
cos tp, — Ui cos ф/ Uc. (6.74)
Особенности построения цепи обратной связи. В стабилиза-
торах с регулированием по цепи постоянного тока гальваничес-
кая развязка между сетью и нагрузкой осуществляется в транс-
форматоре питания. В стабилизаторах с регулированием по цепи
переменного тока (рис. 6.5—6.9) трансформатор охвачен цепью ОС.
Поэтому для заземления одного из выводов выходного напряже-
ния стабилизатора необходимо гальванически разделить входную и
выходные цепи. Кроме того, необходимо обеспечить запуск стаби-
лизатора, чтобы при включении напряжения сети РЭ полностью
открылся.
Рассмотрим особенности построения цепи ОС для магнитно-
траизисторных стабилизаторов. Схемы ИЭ и УПТ ие отличаются ОТ
схем, рассмотренных в гл. 5. При выбранном опорном напряжении
коэффициент передачи ИЭ (Ки.э Csi Uc^Un) с повышением UH по-
нижается. Коэффициент передачи по напряжению выпрямителя
/СВ1 при этом увеличивается. Результирующий коэффициент пере-
дачи
Ки.э Kbi~ Uст U„/UH Ui — (7Ст/1^1, (6.75)
определяющий параметры цепи ОС стабилизатора, не зависит от
UH и характеризуется отношением напряжения опорного источника
к первичному напряжению U±.
Коэффициент усиления входного каскада УПТ (VT3) по схеме
на рис. 6.5 определяется по формуле |1)
Ку~ Л21э (/'э_1'г<'т)], (6.76)
где Rк == RzhyidRz 4- hlvj; Rn — RtR3/R3 4- R3.
В стабилизаторах, где требуется высокая стабильность выход-
ных параметров при изменении температуры окружающей среды,
применяется дифференциальный усилитель (рнс. 6.13, а). Коэффи-
циент усиления дифференциального каскада УПТ (VTj, VT,,)
Куд= Лата/?к/(^?д4-2Л11э), (6.77)
где R^ == R3h\ । J Rs 4" 1 э; «д ~ RsRi</ Rs Rio-
Особенностью построения оконечного каскада усилителя яв-
ляется введение гальванической развязки между входом РЭ и
выходом стабилизатора; практически это выполняется с помощью
МУ, согласующего трансформатора или оптопары. Схема усилите-
ля с трансформаторной связью показана на рис. 6.13, а. Последова-
тельно с первичной обмоткой трансформатора TV2 включается око-
нечный каскад УПТ. Коэффициент трансформации Т’К2 выбирается
нз условия уменьшения входного потребляемого тока.
230
Управление РЭ может осуществляться постоянным или перемен-
ным током. На рис. 6.13. а вторичная обмотка TVt подключается к
переходу эмнттер—база транзисторов УТ, и VTt через диоды VD3,
VDt. Небольшая часть витков обмоток трансформатора TVS и их
малое сопротивление (доли ома) хорошо согласуются с входным со-
противлением транзисторов. На базу транзисторов УТ, и VTt по-
даются синусоидальные импульсы сннфазно с коллекторным напря-
жением. т. е. управляющий сигнал находится в фазе с напряжением
питающей сети. Ток базы транзистора УТ, (УТг) IБ ==. /к//г21 ,.
Рис. 6.13. Построение цепи обратной связи со звеном гальванической
развязки:
а — при управлении с частотой тока питающей сети; б — с промежу-
точным преобразованием напряжения; в — с применением оптопар
231
Действующее напряжение половины вторичной обмотки 1Г®
сфаэировано с коллекторным напряжением транзистора и рав-
но
и.2= 1,11 (Упр+ УЭБ1 ). (6.78)
Ток вторичной обмотки трансформатора ТУг
/2 = 0,8/б. (6.79)
Обратное напряжение, приложенное к переходу эмиттер—база
транзистора V1\ (УТ2) и диоду VD3 (VZ>4), равно амплитудному
напряжению вторичной обмотки согласующего трансформатора.
Расчет режимов работы транзистора VT3 и коммутирующих диодов
VD3—VDS проводится по методике § 6.2.
В схеме цепи ОС рис. 6.13, б для гальванической развязки ис-
пользован принцип двухзвеииого преобразования постоянного
напряжения. Схема содержит ИЭ, УПТ, автогенератор ЗГ и узел
суммирования переменного и постоянного напряжений VTS, Rs,
R3. Напряжение синусоидальных колебаний через цепочку Rt, С,
подается на суммирующий узел, состоящий из резистивного дели-
теля R2, R3 и транзистора УГ2, в коллекторную цепь которого вклю-
чен согласующий трансформатор TVS. Вторичная обмотка TV2 че-
рез выпрямитель нагружена на вход транзистора V7\ РЭ. Задаваясь
падением напряжения на резисторе R3, найдем
^=yK1//K2- С6-8*?
Необходимое смещение для транзистора VT2 создается за счет ре-
зистивного делителя R3, R3, ток через который соизмерим с током
коллектора транзистора
1 ;К2- (6.81)
Работа преобразователя VT3, R2—R3 основана иа суммирова-
нии уровней напряжений, поступающих от автогенератора ЗГ и
УПТ. Сигнал управления на делителе R3, R3 не превышает 4 В.
Электропитание цепи ОС осуществляется от дополнительного вы-
прямителя.
На рис. 6.13, в приведена цепь ОС с использованием дли галь-
ванической развязки диодной оптопары, которая обеспечивает соп-
ротивление изоляции до 1012—1014 Ом, напряжение развязки более
500 В при емкости связи менее 10~® пФ.
В стабилизаторах с выходным напряжением до 1—2 кВ построе-
ние сравнивающего делителя не вызывает затруднений. При стаби-
лизации напряжений от единиц до десятков киловольт при токах
нагрузки до 1 мА практическая реализация делителя усложня-
ется из-за необходимости применения большого числа последова-
тельно включенных резисторов и ограничения протекающего через,
делитель тока.
Наиболее простым для стабилизаторов высокого напряжения
является применение косвенного метода измерения выходного на-
пряжения (рис. 6.14, а). Здесь сигнал рассогласования по напряже-
нию подается с делителя Rit R3 выпрямителя В, а по току — с ре-
зистора R3.
Источником входного сигнала служит дополнительный выпря-
митель В. нагрузочная характеристика которого идентична харак-
Рис. 6.14. Схема стабилизатора (а) и нагрузочные характеристики
основного и вспомогательного выпрямителей (б)
теристике основного выпрямителя (рис. 6.14, б), а их отношение
удовлетворяет условию
U& — f (1 аУ = f (/„) = Uj Uh<
где Ua — напряжение вспомогательного выпрямителя.
Поскольку ток первичной обмотки трансформатора в пределах
линейной части кривой намагничивания магнитопровода пропор-
ционален току нагрузки, то изменение напряжения на вспомогатель-
ном выпрямителе и резисторе можно представить в виде
&иа = линиа/ии-, Д1/Л1 = Д/К|Д, = MnKaiRi. (6.82)
Таким образом, стабилизация по входному напряжению осуществ-
ляется за счет поддержании с высокой точностью иаприжеиия
вспомогательного выпрямители, а по току — за счет изменении на-
пряжения иа этом выпрямителе, которое зависит от изменения тока
РЭ, протекающего через резистор Ri'.
~ ~ «>*»! (6.83)
Используя (6.83), находим
Ri Д(/а/Д/^|== Д(/1К^|/Д/Н/Св1> (6.84)
Особенностью стабилизатора на рис. 6.14 является разделение це-
пей управлении и регулирования от цепей высокого напряжения.
Выходные параметры стабилизаторов с регулированием по це-
пи переменного тока. Коэффициент стабилизации по входному на-
пряжению для схемы на рис. 6.5 определяется по формуле
Кет ~Кр.э Ку.п.т Ки.э • (6.85)
Для схемы на рис. 6.11
Кст — Кр.э Ку Ки-э ^1/(^2 • (6.86)
Внутреннее сопротивление стабилизатора по схеме на рис. 6.5
гя = гк»па»^в 1 /^Р-э Ку.ал Ки.э- (6.87а)
Для схемы с регулирующим трансформатором на рис. 6.11
ГЯ —гКтах^в1/^1 Кр.а Ку.п.т^и.э- (6.876)
В стабилизаторах с транзисторным регулированием по цепи пе-
ременного тока (см. рис. 6.5, 6.8, 6.9) фазные напряжения трансфор-
матора, питающего выпрямитель, имеют одинаковые амплитуды
243
без асимметрии и сдвига фаз между ними. Поэтому в отличие от не-
стабилизнроваиного выпрямителя прн работе на нагрузку с емкост-
ной реакцией в данных стабилизаторах первая гармоника пере-
менной составляющей зависит от эквивалентного динамического
сопротивления фазы выпрямители и рассчитывается по формуле
« 100/7,,(R.,.nC„. $.88)
Эквивалентное динамическое сопротивление фазы выпрямите-
ля определяется нз выражения
Я».д =“ ( гк»Ип + г"р + ri) nl + O + Gip- <6
Пульсация на выходе стабилизатора (рис. 6.11)
Ун.-(/о-/Лр.аКу.п.тКи.9. (6.90)
6.6. Стабилизаторы с двумя регулирующими
элементами
Особенности построения стабилизаторов с двумя РЭ. Для ста-
билизации напряжений с широкими пределами регулирования при
высоких требованиях к пульсациям выходного напряжения и ди-
намической нестабильности применяются стабилизаторы с двумя
ступенями регулирования напряжения (11.
Функциональная схема стабилизатора напряжения с двумя РЭ
приведена на рис. 1.8. В таких стабилизаторах первая ступень P9t
поддерживает ток или напряжение эмиттер—коллектор РЭ2. В ка-
честве РЭ, могут быть использованы МУ. транзисторы или тиристо-
ры. включенные последовательно с первичной обмоткой трансфор-
матора. Построение первой ступени стабилизации может быть вы-
полнено по схеме (см. иа рис. 6.1,6.5 или 6.8).
Вторая ступень стабилизации напряжения представляет собой
стабилизатор непрерывного действия с последовательным или
параллельным включением регулирующего транзистора относитель-
но нагрузки, который отрабатывает импульсные изменения напря-
жения сети и тока нагрузки, обеспечивая безынерционную работу
стабилизатора, и служит дополнительным звеном фильтра для по-
лучения малой пульсации выходного напряжения.
Магнитно-транзисторные стабилизаторы. На рнс. 6.15 прнве
дена трехфазиая схема стабилизатора с двумя регулирующими эле-
ментами последовательно-параллельного типа. Здесь в качестве
РЭ, используются магнитные усилители TS,— TSa, в качестве вто-
рого РЭ2 — параллельный транзисторный стабилизатор. Рассмот-
рим работу и последовательность расчета схемы.
Вначале ведется расчет выходной ступени стабилизации РЭ,
параллельно-транзисторного стабилизатора (УТ,; УТ,, УО„, У©12,
Ra—Pit. (-• С„). Элемент РЭ, (УТ,) управляет сигналом рассогла-
сования по цепи ОС. В результате изменения Д(/с или Д/„ изменя-
ется ток через УТ,. Снимаемое напряжение с УТ, сравнивается с
напряжением стабилитрона У,„, усиливается УТ3 и поступает на
РЭ, (TS,—TS3), который изменяет напряжение на первичных об-
мотках трансформатора ТУ, поддерживая ток через УТ, с заданной
точностью:
б(/н= Д7/„ — Д/„г (6.91а)
234
Заданная нестабильность 6l/H обеспечивается при сопротивлении
фазы выпрямителя
г >(6(/0 - 6VH)//0. (6.916)
Элемент РЭ2 помимо стабилизации сглаживает пульсации вы-
ходного напряжения. Максимальное значение тока, протекающего
через транзистор V7\:
L. (6.92а)
Минимальный ток РЭ2 определяется минимальным значением
пульсаций выпрямителя Uo.~ т(п и током /КБ 0 транзистора:
(^О~т1п/^ПШ~1Г ^КБО- (6.926)
Сопротивление балластного резистора в цепи коллектора транзисто-
ра VTt находится из неравенства
(Unmin— ик.Эт1п)/(?Мн+ (6.93)
По значениям VKmaA. и /к определяется мощность рассеяния иа
регулирующем транзисторе VTt:
PK=(l/„-(/R3)/K1. (6.94)
Далее проводится расчет первой ступени стабилизации напряжения
с РЭ на МУ по методике, изложенной в § 6.1. Определяются режи-
мы работы элементов (TSt — TSs, VDt — VD3, VT3, VD10, /?,, R2)
и выходные параметры каскада: коэффициент стабилизации по фор-
муле (6.23а), нестабильность выходного напряжения 6(/0 по форму-
ле (6.236), пульсации Uo~ из соотношения (6.266), внутреннее со-
противление по формуле (6.24).
Транзисторные стабилизаторы. Для стабилизации повышенных
напряжений применяются последовательные транзисторные стаби-
лизаторы с двумя регулирующими элементами (рис. 6.16). Здесь в
качестве основного РЭг в цепи переменного тока используется тран-
зистор VTj. Элемент РЭ2 (VT2) включен в цепь выпрямленного тока
последовательно с нагрузкой. Схема обладает достоинствами тран-
зисторных стабилизаторов и позволяет избавиться от громоздких
LC-фильтров.
Построение транзисторного стабилизатора с РЭ в цепи пере-
менного тока выполнено по схеме на рис. 6.8. Методика расчета та-
ких схем рассмотрена в § 6.2.
Управление регулирующим транзистором УТ3 осуществляется
по цепи ОС с помощью дифференциального усилителя VTS. Поддер-
жание минимального напряжения иа транзисторе VT2 осуществля-
ется с помощью делителя, включенного параллельно его переходу
коллектор—эмиттер, сигнал рассогласования с которого по цепи
ОС поступает на верный регулирующий элемент V7\. Напряжение
на регулирующем транзисторе VT2 выбирают по его выходным ха-
рактеристикам /к= f (UK) с учетом пульсации Uq~, которая опре-
деляется по рис. 6.17, а. Практически значение 1/кэ зависит от
выходного напряжения и может быть определено по графику иа
рис. 6.17, б. Для стабилизаторов с повышенным выходным напря-
жением при определении U-^Sm необходимо учитывать погреш-
ность установки выходного напряжения А(/н.уст- Так, для стаби-
236
Рис. 6.16. Схема транзисторного стабилизатора напряжения с двумя регулирующими элементами (£/„==230—
— 250 В,/а = 400 мА)
Рнс. 6.17. Зависимость пульсаций С/о — (в) и минимального напряже-
ния коллектор—эмиттер транзистора РЭ (б) от выходного напряже-
ния стабилизатора
/ - до 150 В: II - до 300 В
лнЗаторов с ии до 300 В и точностью установки выходного напря-
жения ±1 % погрешность становится соизмеримой с U Поэ-
тому
^КЭт<п + ^°~ +Л^н.уст- (6.95)
По величине нестабильности входного напряжения At/« находится
максимальное напряжение на УГ2:
+ <6.96)
Расчет остальных элементов непрерывного стабилизатора прово-
дится по методике, изложенной в гл. 5.
Выходные параметры стабилизаторов с двумя регулирующими
элементами. Выходные параметры магнитно-транзисторных стаби-
лизаторов с двумя РЭ определяются действием двух ступеней регу-
лирования. Однако они во многом зависят от схемы построения вто-
рого РЭ (обычно транзисторного). Общий коэффициент стабилиза-
ции по входному напряжению и внутреннее сопротивление для ста-
билизаторов последовательно-параллельного типа (см. рис. 6.15)
определяются из выражений
^ст ~ ^ст-м. у Ket‘ (6.97)
<;«(Гкр.э+Яз)/К;лКу.П.тКи.э. (6.98)
Для последовательной схемы (см. рис. 6.16) имеем
КС'Т~К^КСТ; (6.99)
^^р.э/^.Лу.п.тКи.э. (6.100)
В стабилизаторах с двумя регулирующими элементами при исполь-
зовании в первой ступени регулирования МУ (см. рис. 6.15) пульса-
ции выпрямителя рассчитываются по формуле (6.266). Во второй
ступени при транзисторном РЭ (см. рнс. 6.16) пульсации выпрями-
теля (/0~ определяются по методике, изложенной в гл. 4. После пас-
сивного фильтра пульсации сглаживаются последовательной или
238
параллельной схемой транзисторного стабилизатора, а их значения
определяются по формулам:
для последовательного стабилизатора
^н~ — U<s-~!Kp э^у.п.т (6.101)
для параллельного стабилизатора
U»~ = Uo~/(i +^р.э^У-п.т ^и.э *’/.). (6.102)
Учет влияния температурных воздействий иа выходные пара-
метры стабилизатора проводится по методике, изложенной гл. 5.
6.7. Контроль выходных параметров, защита и области
применения магнитно-транзисторных стабилизаторов
Нарушение нормальной работы ИВЭ сопровождается завыше-
нием или занижением выходного напряжения по отношению к но-
минальному. В стабилизаторах низкого напряжения (2,4—12 В)с
транзисторным регулированием по цепи переменного тока при ко-
эффициенте передачи напряжения выпрямителя Кв1 = 0,01 -4-0,05
выход из строя РЭ вызывает увеличение выходного напряжения,
пропорционального изменению напряжения сети до 1,1 — 1,3(/в:
6(7и = Д/н + (Д(/с+-(/кэ,„(п)ХВ1^2,4+(22 + 4)0,01=2,6 В.
Значительные завышения выходного напряжения до 1,3—2,61/н
наблюдаются в стабилизаторах с регулированием по цепи постоян-
ного тока:
6(/н=(/н-|-Д(/04-</цэт|П = 2.4-|-14-3 = 6,4 В.
Такое увеличение недопустимо для микроэлектронной аппара-
туры, поэтому в стабилизаторах применяется защита от перенапря-
жений. Наиболее критична к повышению напряжения аппаратура,
содержащая большее число микросхем. Схемы контроля напряже-
ния (тока) и защиты стабилизатора от перегрузок можно разделить
на три основные группы:
схемы, в которых контроль и защита осуществляется с помо-
щью ограничения тока нагрузки;
схемы, в которых контроль и защита ведутся по напряжению
путем ограничения напряжения на переходах силовых транзисто-
ров;
комбинированные схемы защиты от перенапряжений и перегру-
зок по току.
В основу защиты стабилизатора от перегрузок по току и ко-
ротких замыканий положен принцип запирания РЭ с переходом от
стабилизации к ограничению тока-(см рис. 6.13,6). В стабилиза-
торе имеется резистор-датчик (/?д) тока перегрузки, включенный
последовательно с нагрузкой. При нормальной работе стабилизато-
ра транзистор VT3 заперт и не влияет иа его работу. При перегруз-
ке или коротком замыкании в нагрузке напряжение на резисторе
/?д увеличивается и открывает транзистор VT3, который уменьша-
ет напряжение на TV2 и ток базы транзистора УТг. От этого РЭ ста-
билизатора переводится в режим ограничения тока за счет увели-
чения его внутреннего сопротивления. С уменьшением тока нагруз-
239
ки до /н стабилизатор возвращается в исходное состояние. При сра-
батывании защиты транзистор KTi РЭ закрывается и к нему при-
кладывается напряжение, определяемое по формуле (6.416).
В процессе включении и отключения стабилизатора или за счет
индуктивного характера нагрузки на РЭ наблюдаются перенапря-
жения. Для их ограничения параллельно переходу коллектор—
эмиттер или коллектор—база включают шунтирующие диоды, RC-
цепочки или стабилитроны, например VDl& (см. рис. 6.16). Напря-
жение стабилизации стабилитрона выбирается из неравенства
^КЭ<^ст<(0,85-гО,9)(/КЭдоп. (6.103)
Более эффективным является комбинированный метод защиты
стабилизатора, сочетающий в себе защиту от перегрузок по току
и перенапряжений (рис. 6.18). Защита стабилизатора осуществля-
ется путем применения в одном из плеч коммутирующего моста РЭ
тиристоров, совмещая функции РЭ с защитой. В номинальном ре-
жиме тиристоры VSt—VS3 открыты и работают как диоды. При
перегрузках по току или повышении напряжении схема контроля
вырабатывает сигнал неисправности, который воздействует иа оп-
топару VE и транзистор УТг в цепи управления тиристорами. При
этом прекращается подача управляющих импульсов на тиристоры
РЭ, и они закрываются, разрывая нулевое соединение первичных
обмоток трансформатора ТУг. Такой метод отключения стабилиза-
тора позволяет ликвидировать неисправности без дополнительных
защитных устройств. Время срабатывания защиты составляет по-
ловину периода входной сети питания.
Применение традиционных способов контроля выходного на-
пряжения в высоковольтных стабилизаторах ие всегда представля-
Рис. 6.18. Комбинированная схема контроля и защиты стабилизатора
240
Ряс. 6.19. Узел контроля выходного напряжения стабилизатора
ется возможным. Поэтому в высоковольтных ИВЭ используется схе*>
ма контроля выходного напряжения, в который УПТ выполнен по
дифференциальной схеме (рнс. 6.19) с использованием двух его вы-
ходов. Здесь УПТ выполняет две функции: усиливает сигяал ошиб-
ки А1/н и выдает сягнал исправности работы стабилизатора. Схема
контроля состоит из ИЭ (VDj), УПТ н триггера (УГг). Входное
напряжение (сигнал исправности работы стабилизатора) независи-
мо от его полярности через диодный мост VDt поступает иа усили-
тель VTt. Далее напряжение поступает на триггер VT2, в выходную
цепь которого включается элемент сигнализации или реле Kt.
Защита от перегрузок в стабилизаторах с двумя РЭ обычно осу-
ществляется воздействием на первую ступень регулирования МУ
(см. рис. 6.15) или транзистор по схеме на рис. 6.16. В стабилизато-
рах с МУ (см. рис. 6.1, б) в случае неисправности закрывается тран-
зистор УПТ, МУ и понижается выходное напряжение до безопасно-
го значения.
Схемы защиты в стабилизаторах напряжения переменного то-
ка (см. рис. 6.10) мало отличаются от схем постоянного тока, в них
также осуществляется воздействие через цепь ОС на РЭ. Пусковые
токи, возникающие в момент подключения нагрузки трансформа-
торов, двигателей, накала мощных ламп, ограничиваются за счет
плавного увеличения выходного напряжения. Для этого в цепи об-
ратной связи предусматриваются задерживающие ЯС-цепочки. При
достижении номинального значения UK схема увеличения напря-
жения отключается и не влияет иа работу стабилизатора.
Область применения магинтно-транзисторных стабилизаторов
ограничивается их массогабаритиыми характеристиками. Кроме
того, значения стабильности и пульсации в стабилизаторах с маг-
нитным регулятором примерно на порядок хуже по сравнению с
транзисторными. Существенным недостатком МУ является искаже-
ние ими до 20—27 % формы кривой питающего напряжения. Осо-
бенно ощутимо это влияние для маломощных сетей. В этой связи
МУ применяются в стабилизаторах средней н большой мощности,
к параметрам которых не предъявляются повышенные требования
стабильности и пульсации. При этом они позволяют выполнять на-
дежные устройства электропитания с большой нагрузочной спо-
собностью РЭ.
Однофазные транзисторные стабилизаторы (см. рнс. 6.5,6.10)
находят применение для стабилизации переменного напряжения
241
и при питании высоковольтной аппаратуры. Основные энергети-
ческие характеристики, приведенные в табл. 6.1, показывают, что
области использования однофазных мостовых схем ограничивают-
ся мощностью Р„ < 1504-300 Вт. Однофазная двухтактная схема
(см. рис. 6.7) по сравнению с мостовой (рис. 6.5) позволяет либо уве-
личить выходную мощность стабилизатора.в 2 раза, либо уменьшить
массу и габариты РЭ за счет снижения рассеиваемой мощности на
каждом транзисторе и коммутирующих диодах.
Трехфазные стабилизаторы по сравнению с однофазными обе-
спечивают равномерную нагрузку фаз питающей сети и позволяют
увеличить выходную мощность в единице объема до 2 кВт. Габарит-
ная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.8 таиже иа 18 %
меньше, что повышает КПД стабилизатора до 75—80%. Эти же
схемы имеют и наименьшую постоянную времени регулирования
при импульсном характере нагрузки.
Метод раздельного регулирования по фазам (см. рис. 6.9) по
сравнению с мостовой схемой на рис. 6.8 позволяет прн одинаковых
изменениях напряжения сети увеличить выходную мощность ста-
билизатора нли уменьшить массу н габариты РЭ за счет снижения
мощности потерь иа регулирующем элементе.
Наличие в РЭ трансформатора (см. рис. 6.11) увеличивает массу
и габариты стабилизатора, однако его выходные параметры Кет-
Гн- (Ai~ находятся на уровне транзисторных стабилизаторов с регу-
лированием по цепи постоянного тока. Кроме того, регулирующий
трансформатор обеспечивает гальваническую развязку источника
энергии и нагрузки.
Магнитно-транзисторные стабилизаторы последовательного ти-
па с двумя РЭ (см. рис. 6.16) применяются при стабилизации повы-
шенных напряжений с тоном нагрузки не более 3—5 А. Последова-
тельно-параллельные схемы (см. рис. 6.15) применяются при стаби-
лизации низких напряжений (5—27 В) с токами нагрузки 704-
100 А. Следует заметить, что энергетические показатели этих схем
ниже, чем у стабилизаторов с одним РЭ.
В табл. 6.2 приведены некоторые параметры для сравнения маг-
нитно-транзисторных стабилизаторов напряжения при мощности
в нагрузке Ря = 1004-200 Вт. Элементная база и требования к вы-
ходным параметрам сравниваемых стабилизаторов одинаковые:
Д Ua < 1 %; Un~ < 0,15 %, Тс = 50 °C.
Из табл. 6.2 видно, что наибольшее преимущество имеют ста.
билизаторы с транзисторным РЭ. Перенос транзисторного РЭ из це-
пи выпрямленного тока в первичную цепь переменного тока сохра-
няет высокую стабильность выходного напряжения до 0,1—0,2 %,
надежность и простоту построения схем, повышает КПД, уменьша-
ет массу и габариты стабилизатора, позволяет осуществлять стаби-
лизацию любого уровня выходного напряжения.
Недостатком схем с транзисторным РЭ в цепи переменного тока
является усложнение сглаживающего фильтра при малом уровне
пульсации выходного напряжения С/н~ < 0,14-0,15 % .
Сравним два метода регулирования: по цепям переменного и
постоянного тока (рис. 6.20). Для схемы на рис. 6.20, а прн номи-
нальном выходном напряжении Uo (/я = const) действующее на-
пряжение на первичной обмотке трансформатора иг по формуле
(6.32) не зависит от Д(УС и поддерживается неизменным. При этом
иа = U, = квх Ur, h = КВ1 /н.
242
Т а б л и ц а 6.2
Сравнительные данные параметров магнитно-транзисторных
стабилизаторов
Параметры Схема стабилизатора
с МУ <р«с. 6. U с транзи- сторным РЭ (рис. 6.8) с регулиру- ющим транс- форматором (рис. 6.11)
Минимальный ток нагрузки, /«mtn 0.1—0,2/« 0,01— 0,02/м 0.2—0,3 А.
Пульсации. (А, _, % Энергетический коэффици- 1-3 0,5—0,66 0.1—0.5 0.05—0.15
ент л cos <р 0,65—0,78 0.6—0.78
Коэффициент искажения формы кривой питающего напряжения, % Динамическая нестабиль- 15—27 5—7 5—7
ность при A/«=0,5 Ru ±(7- Ю) ±(2-3) ±(1.5-2)
Постоянная времени регу- лирования, т, мс Коэффициент. характери- зующий отношение мощно- 100—200 0,5-2 0.1—0,5
стен Р,.. э]Р« 0.5—0.6 0,18—0,23 0.3—0.6
Габаритная мощность трансформатора
Р;. - 0.5(4/,/, 4- (/2/н) = U /„. (6.104)
Для схемы на рис. 6.20. б действующее напряжение на первич-
ной обмотке трансформатора определяется максимальным напряже-
нием сети Ux — Uc тах В этом случае
(А. -= KBXUXIK9IX = К„,/Нх; х= (1 4- ас)/ (I - 6С); Кр =
= и^и„.
Соответственно увеличивается и габаритная мощность трансформа-
тора
р; =0.5 ((/,/, -f- //.,/„) = U!uyJKp. (6.105)
В стабилизаторах низкого напряжения (3—5 В. Кр = 0,5 =
0,55) при изменениях напряжения сети Л(/с — 0,05 = 0.1 Ус габа-
ритная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.20, б увеличи-
Рис. 6.20. Схемы регулирования по цепям переменного (д) и постоян
пего (б) тока
243
вается в 2—2,4 раза. По мере увеличения выходного напряжения
коэффициенты Кв1 и КР стремятся и 1 и мощность трансформатора
становится примерно равной Рг — Рг.
Принимая минимальное напряжение на РЭ для обеих схем на
рнс. 6.20 одинаковым, получаем расчетную мощность РЭ
Рр.э~ In Kefi-Up.a min 1н ?р.э~
= Д47с ln XBl -)- Up.3 min /и. (6.106)
Отсюда видно, что рассеиваемая мощность на РЭ Рр.э по схеме на
рис. 6.20, а меньше при низких напряжениях (3—27 В) и становит-
ся соизмеримой Рр.з ~ Рр.э, когда коэффициент передачи Кв1 -*
-» I, т е. при UH я: Uj.
6.8. Методика и примеры расчета
Пример 1. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим
исходным данным: напряжение UH — 12 В; ток нагрузки /н =
= 14-10 A; Uc = (220 ±11) В; fc = 400 Гц; Кет > 130; гн <
<0,01 Ом; (/н~<0.1%; Тс =—104-50 °C.
Учитывая требования к выходным параметрам, выбираем схе-
му стабилизатора с включением РЭ в первичную цепь трансформа-
тора (рнс. 6.21). Для выпрямителя используем трехфазную мостовую
схему с емкостным фильтром. С учетом формул гл. 4 имеем /пр.ср =
= 3,34 А, 1/обр.и.р = 13 В. Выбираем диоды КД201В; определяем
мощность потерь в выпрямителе Рд = 18 Вт. К первичной обмотке
Рис. 6.21. Схема стабилизатора напряжения 12 В, 10 А
трансформатора TV2 приложено линейное напряжение, определяе-
мое по формулам (6.45) и (6.46):
л = 209 - 0.74 • (5 + 1.7) = 204 В.
Ток фазы трансформатора по формуле (6.8) составит
/,ф-= 120/204 • 0,75 • 0.93 Уз = 0.48 А.
В результате расчета трансформатора ТУг имеем: Prv— 14,1 Вт;
Г1 — 2,6 Ом; г2 = 0,014 Ом; г = 0,24 Ом; п = 0,053; ХВ1 = 0.059.
По формуле (6.48) находим значение тока коллектора транзис-
тора VTt:
/К= 0.48/0.815 = 0,58 А.
По формуле (6.49) ток коммутирующего диода РЭ равен
/„р.ер = 0,33 -0,58 = 0.2 А.
По формуле (6.50) напряжение на переходе коллектор—эмит-
тер транзистора
I/КЭ = 1-35 (22 + 0.74 5) = 34.7 В.
По формуле (6.51) определяем мощность, выделяемую на Vz7's,
Р* к= 1.66 (22 4- 0.74 5) • 0,48 = 20.4 Вт;
мощность, выделяемую на регулирующем элементе, по формуле
(6.52)
Рр.э = 1-66 |22 -f- 0,74 • (1.8 + 5)| • 0.48 = 21.5 Вт.
Амплитуда напряжения на РЭ при сбросе тока нагрузки по
формуле (6.54)
(Укэ,„ = 1.9 (231 - 167) = 122 В.
где по формуле (6.6)
I/, min = (12 - 9 • 0.24)/0,059 = 167 В.
Выбираем для РЭ диоды Д237Б и транзистор КТ834А с парамет-
рами;
Лг|Э= 100. гб = 127 Ом. г., — 13 Ом.
По формуле (6.42) определяем коэффициент усиления РЭ
Кр.я= 100 510/ (283-4- 127 4- 100 13) = 29,
где по (6.39) Rn = (2 • 3.7 4* 2,6) 4- (0,014 4- 2 0,27 4- 1,2)/0.059г =
= 510 Ом;
/?У — 283 Ом.
Переходим к расчету цепи ОС (рис. 6.21). В стабилизаторе пре-
дусмотрена гальваническая развязка РЭ и нагрузки с помощью
трансформатора ТИ3 (типа ТИМ-176). Коэффициент передачи транс-
форматора п3 — 0,33. L,c — 2 мкГн, г = 3,3 Ом.
Источник опорного напряжения на стабилитроне КО1в
(Д818Д) определяет коэффициент передачи ИЭ:
К„.э = э/12 0,75.
245
Усилитель постоянного тока выполнен на транзисторной сбор-
ке VTt (КТС622А). Коэффициент усиления дифференциального кас-
када при сопротивлении в цепи коллектора R? = 3,9 к по формуле
(6.77)
Ку д — 70 • 1,37/ (0,17 2 1,47)= 30,
где /?„=/?, hna/Ri 4- Лиэ = 3,9 2,1/ (3.9 + 2.1) = 1,37 кОм;
Л,,э •= 1,47 кОм: Л11э »30Ла1э//к= 30 • 70/1 = 2,1 кОм; /?д =
= 635 • 233/ (635 -ф 233) = 170 Ом. Усилительные свойства про-
межуточного каскада определим по формуле (6.76):
Ку = 70 • 1,8/11,37 4- 0,27 4- 70 • (17.5 4- 18) 10"3| =
= 20,
где /?д = 1.37 кОм; г3 25Ок = 25/1.43 = 17,6 Ом. По форму-
ле (6.85) найдем коэффициент стабилизации выходного напряжения
Кст= 29 • 0.33 20 • 30 • 0.75 • 0,059 = 254.
Относительная иестабильность выходного напряжения
= (ае 4- 6С)/КСТ = (5 4- 5)/254 = 0,04 % .
Емкость конденсатора Сн определяется по формуле (6.88) из ус-
ловия обеспечения заданных пульсаций на выходе стабилизатора,
где С„ = 100Но/Кэ.диНл. = 100 • 15/0,75 0.11 = 20 • I03 мкФ,
Яэ.д = (50 4- 2 • 4.5 4- 2,6) • 0.059* 4- 0,014 4- 2 • 0,3 =
= 0.75 Ом; Но= 15.
Выбираем три включенных параллельно конденсатора К50-24-16 В =
= 10 000 мкФ. Внутреннее сопротивление стабилизатора опреде-
ляем по формуле (6.87):
Г|,= 3490 0.059V29 0.33 • 20 • 30 • 0,75 = 0.002 Ом.
Коэффициент полезного действия ио формуле (6.72) при Uc= 220 В
составит
Яст = 120/ (12.8 4- 14.1 4-18 4-14- 120) = 72,3 %.
Пример 2. Требуется провести расчет стабилизатора по следую-
щим исходным данным: выходное напряжение UH— 27 В; ток на-
грузки 20—50 А, Кст>70; гн< 0,007 Ом; 17нл^^0,1 %; напряже-
ние сети Uc — 380 ± 20 В; частота fc~ 50 Гц, Гс — 5=50 °C.
Для стабилизации повышенной мощности в нагрузке выбираем
схему стабилизатора с регулирующим трансформатором (рис. 6.22),
в которой используется кольцевая схема выпрямления. По заданным
значениям UH, /н и U„~ рассчитываем параметры выпрямителя и
трансформатора. Ток выпрямительного диода
/пр.ср = 0,167 • /п — 0,167 • 50= 8,4 А.
Обратное напряжение, приложенное к диоду,
(70бр.и.р= 2,1 • {/„= 2,1 - 27,1 = 57 В
Выбираем диоды КД201Б и определяем потери в выпрямителе
Рп = t/np/<>= 1 • 50 = 50 Вт.
246
Рис. 6.22. Схема трехфазного стабилизатора с регулирующим транс
форматором
Действующее значение напряжения и тока вторичной обмотки:
Ut = 0.43 4- 4/1ф ~ 0,43 -27,1 + I = (2.7 В.
I, ~ 0,58 /„ = 0.58 • 50 - 29 А.
В стабилизаторе сглаживание пульсаций выходного напряже-
ния осуществляется LC-фильтром и транзисторным фильтром
VTt—VT3. Коэффициент пульсации на входе LC-фильтра состав-
ляет 5,7 % Принимая коэффициент сглаживания для LC-фильтра
<7ф — 3. определяем критическую индуктивиость
т(т*— 1)шс /н т,„ 6(62 — 1)-2л-50-20
Выбираем для фильтра дроссель Д260 L — 0.15 мГн. 1а— 50 А,
rL = 19 • 10*4 Ом.
Произведение значений L и С для кольцевой схемы;
LC — 10 (Цф 4- 1)/тг = 10 • 4/36 = 1,11 Г • мкФ.
где С > LC/LKcy kp = 1,11/0,05 • IO':I 0,09 • 0,8 =31-10’ мкФ;
kp — коэффициент разброса индуктивности дросселя.
Выбираем конденсаторы К50-24-63 В = 2200 мкФ — 15 шт; вклю-
чаем их параллельно. Мощность потерь в дросселе фильтра
/’rL = 502 • 19 • 10'4 = 4,8 Вт.
Определяем исходные данные для расчета трансформаторов.
Действующее напряжение на первичной обмотке TVt найдем по
формуле (6.59)
t/u = 360 — 19 = 341 В
247
По формуле (6.8) действующее значение тока фазы трансфор-
матора
= 1350/УЗ • 341 • 0,94 -0,97 = 2,5 А,
где т)в — 0,94, cos <р = 0,97.
Определив сопротивление фазы выпрямителя г = 0,043 Ом, найдем
по формуле (6.6) напряжение на первичной обмотке трансформатора
при сбросе тока нагрузки:
*Л1 min = (27 — 30 0,043)70,079 = 326 В,
где КВ1 — 27/341 = 0,079. По формуле (6.60) находим минимальное
напряжение иа вторичной обмотке трансформатора ТУ2:
Ui2 = (27 + 5 + 2 • 0,9) 0,74 = 25 В.
Коэффициент трансформации регулирующего трансформатора TVt
п = (/22/(/12 = 25/19 = 1,32.
Действующий той вторичной обмотки с учетом (6.63)
/2 = 2,5 • 0,935 • 0,97/1,32 • Д/з = 1 А.
Мощность трехфазного регулирующего трансформатора с уче-
том (6.67)
Рт = (400 — 341) • 2,5 • УЗ = 255 В • А.
Приведем различные сочетания соединения обмоток основного
н регулирующего трансформаторов, при которых обеспечивается
сдвиг фазы выпрямленного напряжения 30°:
Трансформатор TVt . . . Д/Д Д/Д Д/Д
Трансформатор TV2 . . . Д/д Д/Д Д/Д
При этом частота пульсаций на выходе выпрямителя увеличивается
ДО /н — 12/с- а их амплитуда уменьшается до 1,4 %.
Ток, протекающий через каждый диод и транзистор VTi (VTt,
УТЭ), с учетом (6.55)
/пр=/к=0,4 Уз /;=0,4. Уз -1=0,69А.
Проверяем выполнение неравенства (6.64, б)
/Кт = 0,69 • 3 > U0^/Rn = 0,51/0,54 — 0,94 А.
По формуле (6.65) определим напряжение коллектор—эмиттер
транзистора V7\ при Кй2 = 34/25 = 1,35:
(7КЭ — 40 • 1,32 • 1,35 + 5 — 75 В.
Мощность, выделяемую на транзисторе VTlt определяем по формуле
(6.68):
Рк = 76 0,69 = 52,4 Вт.
Максимальное напряжение на транзисторе У7\ при сбросе тока на-
грузки по формуле (6.66)
икэт = 1(400 — 326) • 1,32 • 1,35] — 27 = 105 В.
248
Исходя из полученных данных для коммутирующего выпрямителя
выбираем диоды КД201В, а для оконечного каскада УПТ — тран-
зисторы КТ834А.
В качестве составного транзистора используется один нз тран-
зисторов сборки УТ4. Напряжение питания составного транзистора
осуществляется от внутреннего источника, выполненного на стаби-
литроне VDla, и резисторе /?4. Общий коэффициент передачи тока
базы составного транзистора Л?1 3 = ft21 33h21 э4 = 120 • 70 = 8400.
Входное сопротивление составного транзистора
Ли э.с = Лп э4 + Л21э (Лпэ1 + = 600 + 70 (1700 + 0,27х
X 120)/3= 41 кОм.
Коэффициент усиления составного транзистора по формуле (6.42):
Ку = 8400 • 189/ (3,56 • I03 + 270 + 8400 • 12) = 15,
где Rn = 1гх + (г2 -|- rVD + RJKh ]л2 =* [0,3 + (0,01 4- 0,1-2 +
+ 0,54)/0,079а1 • 1,32а = 189Ом;/?у= 41 • 3,9/41 + 3,9 =
— 3,56 кОм; гэ = 12 Ом.
Усилитель выполнен по дифференциальной схеме на транзисторной
сборке КТС622А. Методика расчета этого каскада приведена в § 6.2.
Коэффициенты передачи измерительного элемента и выходного де-
лителя
К„.э = 9/27 = 0,33, Ку.д = 30.
Коэффициент стабилизации
Кст= 0,76 • 15 • 30 • 0,33 =113.
Внутреннее сопротивление стабилизатора по формуле (6.876):
гн = 331 • 0,079а/1,322 • 15 • 30 • 0,33 = 0,007 Ом.
Пульсация выходного напряжения по формуле (6.90)
(7Н~ = 1,9/15 • 30 • 0,33= 0,013 %.
Коэффициент полезного действия по формуле (6.72):
Пет = 1350/ (157 + 29 -4- 16 + 50 + 4,8 + 8,1 + 1350) =
= 83,5 %.
Пример 3. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим
исходным данным: ии = 0,8= 1,2 кВ; /„ = 0,1=0,15 А; Кст >
> 100; г„ < 60 Ом; Un~ < 0,5 %; Uc =• 380 ± 20 В; fc = 50 Гц.
Поскольку заданы широкие пределы регулирования выходного
напряжения, выбираем схему стабилизатора с РЭ в цепи перемен-
ного тока (рнс. 6.23). Особенностью схемы является применение
Двух трансформаторов с встречно-последовательным включением
их первичных обмоток и согласно-последовательным вторичных.
Выпрямитель выполнен по трехфазной мостовой схеме с LC-
фильтром. Расчет выпрямителя ведется по методике, изложенной в
гл. 4:
/„р = 52мА; /7обр-н.р= 1,26 кВ.
Выбираем диоды КЦ102Б, включенные по два последовательно в
плече. Находим: Ря = 0,9 Вт; Ut — U«= 260 В; 1г — 1'2 —
= 0,126 Л; /,= 0,35 А; Р = 25,5 Вт; Т]п = 87 %; cos <р = 0,95.
249
Рис. 6.23. Схема стабилизатора с выходным напряжением 1,2 кВ,
0,15 А
Коэффициент сглаживания LC-фильтра в соответствии с § 1.2;
<7ф » Ua^/Ult^ =. 5.7/0,5 = 11,4.
Для обеспечения </ф в фильтре используется дроссель L, тина Д20
(L « 1,2 Гн. /0 — 0,2 А) н два конденсатора Ct ОМБГ-1500 В-2 мкФ,
включенные параллельно.
Режим работы транзистора КГ, и коммутирующих диодов РЭ
определим по формулам (6.48)—(6.52):
= 1.23 • 0.35 =• 0.43 А; /|1р = 0,33 • 0,43 0,142 А; С’кэ =
= 1.35 (40 +- 10) =» 67,5 В; - 67,5 • 0,43 = 29 Вт; Рр 3 =
= 29,8 Вт.
Выбираем транзистор КТ812А и диоды КД202Р.
За счет изменения внутреннего сопротивления РЭ соединение
первичных обмоток трансформаторов ГК, н ГК2 изменяется по схеме
Д'— — Д (см. рис. 6.12, б). При этом значение выходного
напряжения Ult при /и — const плавно меняется в пределах:
Ц, mt„ ^U2 + U^)/V3 Каг=(260-|-260)/0,43 ]/з =0,7 кВ;
UH max =(Сг + Щ)/Квг=(260 + 260)70,43= 1,2 кВ.
250
При уменьшении выходного напряжения до 0,7 кВ (/н — const)
мощность, рассеиваемая на транзисторе VTJt составит
Рк=х 1,35 Уз (Ыс + иКЭт1п)Тк= 1,35.Уз :
(40+ 10)-0,246= 28,7 Вт.
Несмотря на широкие пределы регулирования выходного напряже-
ния, мощность потерь на РЭ не возрастает.
Методика расчета цепи ОС и выходных параметров стабилиза-
тора аналогична расчету, выполненному в примере 1.
Глава седьмая
Тиристорные стабилизаторы
7.1. Основные схемы тиристорных регуляторов,
выбор и расчет их элементов
На рис. 7.1 приведены функциональные схемы тиристорных
стабилизаторов постоянного напряжения. Общими элементами для
обеих схем являются: трансформатор питания, сглаживающий
фильтр, делитель выходного напряжения, источник опорного на-
пряжения, усилитель сигнала рассогласования и управляющее уст-
ройство, служащее дли управления фазой открывания тиристоров.
Тиристоры в качестве управляемых элементов могут быть включены
на выходе трансформатора (рис. 7.1, а) или на его входе (рис. 7.1, б).
Наиболее часто применяются стабилизаторы с включением тирис-
торов в цепь вторичной обмотки трансформатора (рис. 7.1, а), при
котором они выполняют одновременно функции выпрямления пе-
ременного напряжения в постоянное и регулирующего элемента.
Это позволяет получить выигрыш в габаритах и массе тиристорного
стабилизатора.
В ряде случаев рационально включение тиристоров иа стороне
первичной обмотки трансформатора (рис. 7,1,6), например в низ-
ковольтных стабилизаторах с большими токами нагрузки. Так как
падение напряжения на тйристоре больше падения напряжения на
неуправляемом диоде, то с целью получения более высокого КПД
в низковольтных стабилизаторах постоянного напряжения с уров-
нем выходного напряжения, соизмеримым с падением напряжения
иа тиристоре, необходимо располагать их на стороне первичной об-
мотки трансформатора.
Для удобства анализа на рис. 7.1 элементы функциональной
схемы, находящиеся до сглаживающего фильтра и после усилителя
сигнала рассогласования, объединены под общим названием «ти-
ристорный регулятор» (ТР). Такое объединение элементов функцио-
нальной схемы можно считать целесообразным, так как в тирис-
торных стабилизаторах постоянного напряжения обычно рассмат-
риваются среднее значение и форма напряжения на входе сглажи-
вающего фильтра в зависимости от угла включения тиристоров.
С целью упрощения в дальнейшем схемы ТР будут представле-
ны без устройств управления.
251
На рис. 7.2 приведены основные схемы однофазных ТР. а иа
рис. 7.3 — трехфазных ТР с расположением тиристоров в цепи
вторичной обмотки трансформатора. Для обеспечения работы на
индуктивную нагрузку в схемах включен «обратный» диод VD0.
В схеме на рис. 7.2, в роль обратного диода при закрытых тиристорах
выполняют диоды VDt и VD2.
Схема на рис. 7.2, а отличается от схем на рис. 7.2, б, в умень-
шенным числом тиристоров и диодов, однако в ней трансформатор
имеет большую габаритную мощность.
Рис. 7.1. Функциональные схемы тиристорных стабилизаторов посто-
янного тока:
в —тиристоры включены во вторичную обмотку трансформатора:
б — тиристоры включены в первичную обмотку трансформатора
252
Рис. 7.2. Схемы однофазных тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7.1, о)
Схемы иа рис. 7.3. а, б отличаются между собой числом ти-
ристоров и, следовательно, количеством управляемых фаз выпрям-
ленного напряжения. Одиако схема иа рис. 7.3, б не находит широ-
кого применения из-за больших габаритов устройства управления.
Кроме того, неизбежная асимметрия фаз питающего напряжения,
неравенство падений напряжений иа тиристорах, иесинфазность
импульсов управления, подаваемых на тиристоры, исключают воз-
Рис. 7.3. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7,1. а)
253
можиость рассчитывать сглаживающий фильтр на удвоенную час
тоту и тем самым лишают ее основного преимущества по сравнению
со схемой на рис. 7.3. а.
На рис. 7.4 и 7.5 приведены основные схемы однофазных и трех-
фазиых ТР. в которых тиристоры расположены на стороне первич-
ной обмотки трансформатора. Схема на рнс. 7.4. а со встречно- и
параллельно-включенными тиристорами по сравнению со схемами
на рнс. 7.4. б. в обладает относительно высоким КПД. Однако в ней
к тиристорам в обратном направлении может быть приложена амп-
литуда сетевого напряжения. Преимуществом схем на рис. 7.4, б. в
является защищенность тиристоров от воздействия обратного сете-
вого напряжения. Схема на рис. 7.4. б по значению КПД занимает
промежуточное положение в сравнении со схемами на рис. 7.4, а. в.
Режим работы тиристоров в трехфазиой схеме иа рис. 7.5. а
при наличии нулевого провода не отличается от режима работы
тиристоров в схеме на рис. 7.4. а. При отсутствии нулевого провода
(если не соблюдается идентичность вольт-амперных характеристик
запертых тиристоров) выравнивание напряжений иа запертых ти-
ристорах можно осуществить путем шунтирования тиристоров ре-
зисторами .
Рис. 7.4. Схемы однофазных тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7.1,6)
254
L
s-evy.
Рис. 7.5. Схемы трехфазиых тиристорных регуляторов (по функцио-
нальной схеме на рис. 7.1,6)
Схема на рис. 7.5, а по тем же причинам, что и схема рнс. 7.3,6,
не иашла широкого применения в ИВЭ. Более широкое распрост-
ранение получила схема на рис. 7.5, б, так как в ней вдвое меньше
тиристоров и относительно простое устройство управления.
Приведенные выше схемы -ТР для стабилизаторов постоянного
напряжения независимо от места включения тиристоров могут быть
разбиты на три группы:
однофазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери-
одным выпрямителем (рис. '7.2 и 7.4); при этом форма выходного
напряжения для 0 а л имеет вид, приведенный на рис. 7.6, а;
трехфазные, с однотактным управлением ТР и двухполупери-
одным выпрямлением (рис. 7.3, а и 7.5, 6); форма выходного на-
пряжения для 0 а п имеет вид, приведенный на рис. 7.6, 6;
трехфазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери-
одным выпрямлением (рис. 7.3, б и 7.5, а); форма выходного напря-
жения для 0 «5 а 2л/3 имеет вид, приведенный на рнс. 7.6, в.
Основные уравнения для расчета рассмотренных схем ТР све-
дены в табл. 7.1.
Действующее значение напряжения на вторичной обмотке
трансформатора определяется из условия обеспечения требуемого
максимального напряжения на выходе сглаживающего фильтра и
максимального тока нагрузки при минимальном напряжении пн-
255
тающей сети. При этом максимальное значение напряжения на вы-
ходе сглаживающего фильтра, включенного после ТР,
Uo max — max + &U + ( + Гг)/и max. (7.1)
где &U — суммарное падение напряжения на тиристорах и диодах,
находящихся одновременно в проводящем состоянии.
Определив UQmax из (7.1), а также рекомендуемое значение ми-
нимального угла регулирования amin Для соответствующих групп
ТР, можно рассчитать действующее значение напряжения на вто-
ричной обмотке трансформатора Ut , которое соответствует мини-
мальному напряжению питающей сети Ucmin для данного типа ТР
по формуле; приведенной в табл. 7.1, п. 10. Значение amin Для со-
ответствующих групп ТР можно ориентировочно принять: для пер-
вой группы 30°, для второй и третьей группы 10°.
Рис. 7.6. Формы выходных напряжений регуляторов при различных
углах открывания тиристоров:
а, г — однофазных; б, д — трехфазных на рис. 7.3, а н 7.5,6; в, е —
трехфазных на рис. 7.3, б и 7.5, а
256
Зак. 726 25 /
Таблица 7.1
Расчет параметров основных тиристорных регуляторов ТР и выбор их элементов
№ п/п. 1 Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рис. 7.2 и 7.4) Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполупери- одным выпрямлением (рис. 7.3, а и 7.5. б) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рнс. 7.3. б и 7.5. а)
1 Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора /2 , 1 / л —а Л /н 1/ —— ; 0 < а < л (для схемы на рис. 7.6, а) '-/“-in) 0,82 - /н- 0 < а < — 3 , ! / л—а л 'н 1/ ; — "С а < л V л 3 0,82/н; 0 < а < — 1 / 2 /2л \ /н1/ л 2л — < а < — 3 3
2 Среднее значение тока через тиристор /от кр. ср т л — а /н Л ; 0 < а < л 2л 7Н . л — ; 0 < а С — 3 3 7н л — (л—а); — < а < л 2л 3 7Н „ — ; 0 а — 3 3 /н /2л \ л 2л — а : — < а < — л \ 3 / 3 3
3 Действующее значение. тока через тиристор /отнр. д т . / л —а 7ц 1/ ; 0 <и <л V 2л 0,58/«; 0 < а < — 3 /н0 2Т(л“а) ’ Л — < а < л 0,58 0 < а — 3 л 2л — < а sj — 3 3
ьо СП
с с Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рис. 7.2 и 7.4)
4 Среднее значение тока через обратный диод /пр. с р а' 7н j 0 сс л л
5 Действующее значение тока через обратный ди- од /пр д /н 1/ — • 0 < а' < л V л
6 Коэффициент формы то- ка через тиристор Аф 1 /~ 1/ ; 0 <л V л — а
7 Максимально допусти- мое постоянное прямое напряжение в закрытом состоянии тиристора £7пр. закр max
Продолжение табл. ‘7.1
Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполупери- одиым выпрямлением (рис. 7.3, а и 7.5, б) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис. 7.3, 6 и 7.5, а)
31 н ( л \ тс 2л \ 3/3 37н/ л \ п 2л л \ 3 / 3 3
д" ЬО I a 1 W г W | 9 -« f 3 7 л \ /н V V а' У Л \ О ]
л — < а' < л л 2я — < а < —
К | ео V 8 V/ О д V 3 ; 0 < а < —
•• /~ 2л л 1/ • <а < л у л —а 3 / л л 2л J/ у -а’ 3 " 3
U 2m
6SZ
№ п/п. I Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рис. 7.2 н 7.4)
8 Максималь- но допу- стимое по- стоянное обратное напряжение на тиристо- ре Uо бр. т (72т (для схемы на рис. 7.6, а Ш2т)
на диоде Uобр. и. р U*n
9 Зависимость напряже- ния на нагрузке от угла отпнрання тиристора % U 2 — (1+cos а); л 0 < а < л
10 Минимальное действу- ющее значение напряже- ния на вторичной об- мотке трансформатора прн максимальном токе нагрузки U2 min тагу V 2 (1 -J-cos amin)
Продолжение табл. 7.1
Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполу- периодным выпрямлением (рис. 7.3, а и 7.5, б) Трехфазный TP с двухтактным управлением (рис. 7.3, 6 н 7.5, а)
Uim
Usm Utm
3U2 (1 + cosa) 2 it 3U, — cos a; 0 < a < n л ]/*2
0 a it 3i/2 ^oa— x л V 2 Г l л \ ] X cos 1— 4-0^+ 11; л 2л — < a < — 3 3
л "У 2 Uq max 3 (1 + cos amin) л К 2 4/0 max 3cos ctmz-n
Однофазный ТР
Параметры с двухтактным управле-
£ иием (рис. 7.2 н 7.4)
11 Максимальный угол от- rnin , \
пирання тиристора amQX
При ^гтах, /втгп> \V2U2max I
<Л> min
12
О min
Максимальный угол от-
пирания тиристора а^ад.
При ^2 max, Шг’П»
max
arccos
2 max
Окончание табл. 7.1
Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполу- периодным выпрямлением (рис. 7.3, а н 7.5, б) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис. 7.3, б н 7.5, а)
1 л 1^2 . ] 3rCC0S 1 Q77 1 / \ ^и2тах ' Ьз I S “ w 1s "* о о “ia 3а; <а /л с: с: » “1 3 3 3 /Л с: £ В R гм. to ® и * 3 1^33 W 1 Я R ГМ. v\ ' и э 1 to , .
( лр^2 Uo min \ arccos 1 — 1 1 \ 3(7атах у Л Omin arccos ; 3 ]/"2 ^2max 0 < атах < Л/3 / л mln \ arccos I _ — 1 — \3 1^2 Ufynax / л л , 2л ~ Т Лтах т
Номинальное и максимальное значения напряжения вторич-
ной обмотки трансформатора
Uz — Uzmin!(\—6С); (7 2)
^2 max —Uz (1 -|-ас). (7. о)
Для расчета сглаживающего фильтра, а также определения ко-
эффициента передачи ТР, необходимо найти максимальное значение
угла атаж отпирания тиристоров, которое будет соответствовать ми-
нимальному напряжению на выходе сглаживающего фильтра и ми-
нимальному току нагрузки при максимальном напряжении на вто-
ричной обмотке трансформатора, определяемому по формуле (7.3).
При этом минимальное напряжение на выходе сглаживающего
фильтра
Uо min —Uh mtn-Ь + ( /'х_ + ''т) 7и min • (7.4)
Определив значения напряжения L/Omin по (7.4) и U2max по
(7.3), можно определить максимальное значение угла отпирания ти-
ристоров атх по табл. 7.1, п. 11 для данного типа ТР.
При работе ТР на индуктивную нагрузку ток вентилей и ток
вторичной обмотки трансформатора имеют форму прямоугольных
импульсов, ширина которых зависит от угла открывания а, а амп-
литуда равна току нагрузки Ун-
Из табл. 7.1 видно, что в стабилизаторах напряжения при не-
изменном токе нагрузки с увеличением угла открывания среднее н
действующее значения токов вторичной обмотки трансформатора,
тиристоров и диодов уменьшаются. Ток «обратного» диода VD0 с
увеличением угла а растет. Это объясняется тем, что при запертых
тиристорах ток протекает через нагрузку за счет энергии, накоп-
ленной в индуктивности фильтра. Цепь тока нагрузки при этом за-
мыкается через «обратный» диод VD0.
Таким образом, при работе ТР в схемах стабилизаторов напря-
жения наибольшие значения токов трансформатора и тиристоров
соответствуют минимальному углу отпирания amtn- Поэтому опре-
деление среднего и действующего значений токов тиристоров и дио-
дов проводятся по формулам табл. 7.1 при amin.
Наибольший ток «обратного» диода соответствует работе стаби-
лизатора в режиме максимального напряжения питающей сети прн
минимальном выходном напряжении и максимальном токе нагруз-
ки. При этом получаемое значение угла открывания а'тах всегда
меньше а-max- Поэтому наибольшее время проводимости «обратного»
диода соответствует углу открывания а’тах, обеспечивающему ми-
нимальное выходное напряжение [прн максимальных токе нагрузки
и напряжении питающей сети:
U0 min min + &U + (rL + rT) /н max- (7-5)
Определив Uq min, можно рассчитать значение а-'тах по форму-
ле, приведенной в табл. 7.1, п. 12 для соответствующего типа ТР и
определить среднее и действующее значения токов, протекающих
через «обратный» диод (табл. 7.1, пп. 4, 5).
Для нормального режима работы ТР необходимо рассчитать и
обеспечить оптимальный температурный режим работы тиристоров
и диодов.
261
Рис. 7.7. Графики зависимо-
сти коэффициента пульса-
ции &по1 от угла открыва-
ния тиристоров:
1 — для ТР 1-й группы (рис. 7.2
и 7.4); 2 — для ТР 2-й группы
(рис. 7.3.а и 7.5.6); 3 — для ТР
3-й группы (рис. 7.3. б и 7.5, а)
Наибольшее значение среднего
тока через открытый тиристор опре-.
деляется при am;n = 0:
7откр. ср. T = 7H maxl'n- (7.6)
В справочных данных на тири-
сторы указывается максимально до-
пустимое среднее значение тока при
работе в схеме однополупериодногО
выпрямления на активную нагруз-
ку, что соответствует максимально
допустимому действующему значе-
нию тока
7откр. max т~ 1 , 57/откр. ср. max т-
Максимально допустимое дейст-
вующее значение тока не следует
превышать, так как это вызывает
чрезмерный перегрев прибора и при-
водит к выходу его из строя. При
выборе тиристора предельно допу-
стимое среднее значение тока опре-
деляется по формуле
^откр,ср maxт
= 1,57/ОТкр. Ср max т/^ф> (7-7)
где /гф — коэффициент формы тока тиристора в используемом режи-
ме, значения которого для рассматриваемых схем приведены в
табл. 7.1.
Значения токов, определяемые по формулам 7.6 и 7.7, должны
удовлетворять условию
^откр, ср тахт Л>ткр. ср.т- (7-8)
Мощность, рассеиваемая на тиристоре,
^ср. т ~ (70ТКр. т/оир, Ср. т. (7.9)
Максимально допустимая мощность рассеяния зависит от темпера-
туры корпуса тиристора и равна
Pep max т~ (^п max т Тк тах Т)//?п.к.т- (7.10)
Необходимо, чтобы
^ср max т > ^ср. т • (7.11)
Максимальная температура корпуса тиристора в используемом ре-
жиме
^'к max т = Т’п max т к- т ?ср.т. (7• 12)
По найденному значению температуры корпуса 7'ктахТ и за-
данной температуре окружающей среды Тс проводитси расчет ра-
диатора по методике, изложенной в гл. 13.
Для расчета параметров сглаживающего фильтра необходимо
знать значение переменной составляющей напряжения на его вхо-
де, которое в процессе регулирования не остается постоянным н за-
висит от угла открывания а. Для рассматриваемых схем ТР на
262
рис. 7.7 приведены зависимости коэффициента пульсации на входе
фильтра /гп01 в функции угла открывания а.
Коэффициент пульсации
^aoi~U oi^,/U (7.13)
где UQa — среднее значение напряжения при угле открывания а.
Графики на рис. 7.7 построены в предположении, что при ин-
дуктивном характере нагрузки в схеме ТР используется «обратный»
диод. Как видно из рис. 7.7, значение коэффициента пульсации
значительно возрастает с увеличением угла открывания. Поэтому
расчет фильтра следует проводить при значении коэффициента пуль-
сации, соответствующем углу открывания тиристоров атах.
Рассмотренные выше схемы однофазных и трехфазных ТР для
стабилизаторов постоянного напряжения позволяют регулировать
выходное напряжение в широких пределах. Однако в этих схемах
коэффициент пульсации имеет сильно выраженную зависимость от
угла открывания тиристоров. Это приводит к увеличению массы и
габаритов сглаживающего фильтра и снижению энергетических
показателей ТР.
7.2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой
выходного напряжения, расчет их основных элементов
Широкое распространение получили ТР со ступенчатой формой
выходного напряжения, построенные по принципу вольтдобавки и
обеспечивающие незначительные искажения формы напряжения на
нходе сглаживающего фильтра [29].
На рис. 7.8 и 7.9 приведены схемы однофазных, а на рис. 7.10
и 7.11 — трехфазных ТР, обеспечивающих ступенчатую форму вы-
TV
Рис. 7.8. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения и коэффициентом переключения
Na=2 (а) и А/п = 1ч-2 (б)
263
ходного напряжения за счет подключения дополнительных комму-
тирующих диодов VDK к отводам вторичной обмотки трансформа-
тора. Схема на рис. 7.8, а работает следующим образом. В начале
каждого полупериода, когда тиристоры и VS2 заперты, цепь
нагрузки замыкается через коммутирующий диод VDK и диод VDl
либо VD2. При этом напряжение U„ на входе сглаживающего
фильтра будет иметь два значения:
при запертом состоянии тиристоров L/Omin= l,llt72/2;
при открытом состоянии тиристоров UOmax— 1,1 1 U2.
Поэтому схема на рис. 7.8, а имеет коэффициент переключения
^п“ max/По min = 2.
При открывании тиристоров коммутирующий диод VDx запи-
рается, так как к нему прикладывается напряжение обратной по-
лярности.
Наличие двух коммутирующих диодов VDK1 и VDK2 в схеме на
рис. 7.8, б дает возможность изменять коэффициент переключения
от 1 до 2: 7Vn = 1 4- U"2IU'2 причем всегда Uj2 U2 < U2.
Схемы с коэффициентом переключения Afn = 2, могут быть ис-
пользованы в режиме максимального напряжения питающей сети,
когда при отсутствии тока нагрузки необходимо обеспечить требуе-
мое минимальное выходное напряжение. Если требуется обеспечить
регулирование выходного напряжения в широких пределах, то не-
обходимо использовать схемы на рис. 7.9, позволяющие изменять
коэффициент переключения от I до °°; <VH ==• 1 + при этом
0 < и2 < и2.
Рис. 7.9. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения и коэффициентом Переключения
от 1 до оо:
а — с уменьшенным числом отводов на вторичной обмотке транс-
форматора; б — с уменьшенным числом диодов
264
Рис. 7.10. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения и фиксированным коэффициен-
том переключения (а) и 7Vn=l-?2 (б)
Схема на рис. 7.9, а содержит меньшее число отводов на вто-
ричной обмотке трансформатора и к ним не предъявляется требова-
ние симметричности, что упрощает технологию изготовления транс-
форматора.
В низковольтных ИВЭ при значениях выходного напряжения
ТР, соизмеримых с падением напряжения на тиристорах и диодах,
необходимо использовать схему на рнс. 7.9, б, которая имеет умень-
шенное число диодов и обеспечивает при этом более высокий КПД.
В рассматриваемых схемах при работе на нагрузку индуктив-
ного характера нет необходимости в «обратном» диоде, шунтирую-
щем вход сглаживающего фильтра, так как при запертых тиристо-
рах ток нагрузки не имеет разрыва и замыкается через коммутирую-
щие диоды.
На рис. 7.10 приведены два варианта трехфазных ТР. Здесь
коммутирующие диоды служат также для обеспечения неразрыв-
ности тока нагрузки.
Коэффициенты переключения: /Vn «= 1,5 для схемы на рис. 7.10,а
и Л'п =1,5 — 0,5£7гф/£Лгф Для схемы на рис. 7.10, б, где 0 (72ф
< и2ф.
Трехфазный ТР, схема которого приведена на рис. 7.10, б, поз-
воляет изменять коэффициент переключения от 1 до 1,5. В схемах
трехфазных ТР (рис. 7.11) коэффициент переключения может быть
изменен от 1 до <» и определяется из выражения W = (72ф/У2ф,
где 0 < 1/2'ф < (/2ф-
265
Приведенные выше ТР (рис. 7.11) выполнены но лучевой схеме.
Это дает возможность реализовывать ИВЭ с повышенным КПД при
относительно низком выходном напряжении, соизмеримом с оста-
точным напряжением на диодах и тиристорах.
Схема ТР на рис. 7.11, а выполнена с одиотактным управлением
и уменьшенным числом диодов и тиристоров. Частота переменной
составляющей напряжения на его выходе в 2 раза ниже, чем у ТР
с двухтактным управлением на рис. 7.11, б. Повышение частоты
переменной составляющей выходного напряжения позволяет умень-
шить массу и габариты сглаживающего фильтра.
Рис. 7.11. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов со ступенча-
той формой выходного напряжения с коэффициентом переключения
от 1 до оо и с частотой переменной составляющей 3 fD (а) н 6 f<- (б)
266
Рис. 7.12. Форма выходного напряжения трехфазных тиристорных
регуляторов:
а — при 0^а^ип; б — при ап^а^л/3
В ТР, схемы которых приведены иа рис. 7.10 и 7.11, при работе
иа индуктивную нагрузку также иет необходимости в «обратном»
диоде, так как выходное напряжение, а следовательно, и ток не
имеют разрыва.
Форма выпрямленного напряжения на входе фильтра прн раз-
личных углах открывания а рассмотренных схем ТР показаны на
рис. 7.12. При значениях угла а, лежащих в пределах от нуля до ап>
коммутирующие диоды заперты и не оказывают влияния на работу
ТР. Как видно из рис. 7.12, б, характер работы существенно изме-
няется при углах a > ап.
При а > ап коммутирующие диоды открыты и схема рис. 7.11, а
в этом интервале представляет собой трехфазный однополупериод-
иый выпрямитель.
Приведенные выше схемы ТР со ступенчатой формой выходно-
го напряжения могут быть разделены иа три группы:
1) однофазные с двухтактным управлением (рис. 7.8 и 7.9);
2) трехфазные с одиотактным управлением (рис. 7.10 и 7.11, а);
3) трехфазные с двухтактным управлением (рис. 7.11, б).
Основные расчетные соотношения схем ТР со ступенчатой фор-
мой выходного напряжения приведены в табл. 7.2.
Расчет ТР со ступенчатой формой выходного напряжения и вы-
бор его основных элементов осуществляется в следующей последо-
вательности.
Напряжение вторичной обмотки трансформатора определяется
исходя из двух основных предельных состояний ТР. Первое пре-
дельное состояние работы ТР, характеризующееся полностью за-
пертыми тиристорами, которое имеет место при максимальном на-
пряжении питающей сети, минимальном уровне выходного напря-
жения и заданном минимальном токе нагрузки.
Минимальное напряжение Uamin на выходе ТР определяется
по формуле (7.4). Затем по табл. 7.2, п. 9 можно определить тре-
буемое значение напряжения на соответствующем отводе вторичной
обмотки трансформатора для данной схемы ТР.
Второе предельное состояние работы ТР, характеризующееся
полностью открытыми тиристорами (при aml-n « 0), которое имеет
место при минимальном напряжении питающей сети, максимальном
Уровне выходного напряжения и заданном максимальном токе на-
грузки. Максимальное напряжение на выходе ТР прн этом опреде-
267
Таблица 7.2
Параметры основных тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напряжения
№ п/п Параметры Однофазная даухтактио-управляемая Трехфазная одиотактио-управляемая Трехфазиая двухтактно- управля- емая (шести- фазная)
Рис. 7.8,а Рис. 7.9,6 Рис. 7.8, б Рис. 7.9, а Рис. 7.10, а Рис. 7.10, 6 Рис. 7.1 1, а Рис. 7.11,6
1 Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора /2 1,Н/н 0,78/н 1,11/и о,82/н 0,82/„ 0,58/н 0,41/„
2 Среднее значение тока через тиристор Iоткр. ср. т 0,5/н 0,5/н 0,5/н 0,33/н 0,33/н 0,33/н 0,16/н
3 Действующее значение тока через тиристор ^откр.д 0,78/н 0,78/н 0,78/н 0,58/н 0,58/н 0,58/н 0,41/н
4 Среднее значение тока через коммутирующий ДИОД /Пр. ср /н 0,5/н 0.5/н /н 0,33/н 0,33/н 0,16/н
5 Действующее значение тока через коммутирую- щий ДИОД /пр. д /н 0,787н 0,78/н /н 0,58/н 0,58/н 0,41/н
с с % Параметры Однофазная двухтактно-управляемая
Рис. 7.8, Рис. 7.9,a Рис. 7.8,6 Рнс. 7.9,a
6 Амплитуда прямого на- пряжения на тиристоре i^np. з кр 0,5Z/2m Ulm U'lm
7 Амплитуда обратного напряжения на тиристо- ре U Q бр. Т и2т uim
иа диоде £Л»бр. и. р uim
8 Амплитуда обратного напряжения на комму- тирующих диодах £^обр. и. р 0,5t/3m Uzm. (либо U2m)
9 Up mln 1 “Ьас (при запертых тиристо- рах) £/3/2,22 t/2/l,.ll C/2/l,ll
10 Up max 1—be при открытых тиристорах) f/a/l.H U2/l ,11 £/3/l, 11
Окончание табл. 7.2
Трехфазная однотактнф-управляемая Трехфазная двухтактно- управля- емая (шести- фазная)
Рис. 7.10,а Рис. 7.10,6 Рнс. 7.11 ,а Рис. 7.1 1,6
i/2/иф U 2/пф &2тф t/2/пф
U*m ^2т 2^2тФ
^2m и*т
^2тФ "|/ 3 СЛпФ (либо 6/2тф) *V^ 3 &2тф (либо t/2/пф) 2£/2тф (либо ^2тф + + ^2тф) .
£/2ф/0,85 1^1с/2ф + 0,74 Ф 1 ^2ф О',85 £/2ф/0,85 £/2ф/0,74.
УТУ2ф 0,74 l/T с/2ф 0,74 С/2ф/0,85 С/гф/0,74
Рис. 7.13. Графики зависимости коэффициента пульсации knot °т
угла открывания тиристоров а и коэффициента переключения Nn
тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напря-
жения:
а — для однофазных; б для трехфазных тиристорных регуляторов
ляется по формуле (7.Ц. Затем из табл. 7.2, п. 10 определяется тре-
буемое напряжение на полной вторичной обмотке трансформатора
для дайной схемы ТР.
Как видно из табл. 7.2, для схем на рис. 7.8, а и 7.10, а необ-
ходимо соблюдение следующих условий:
( Uq min > ^72/2,22;
I U» max ^2/1,4
— для схемы на рис. 7.8, а;
( о min б^2ф/0,85;
I Uо max "1^3 С/гф/0,74
— для схемы на рис. 7.10, а.
Расчет параметров и выбор остальных элементов схем произ-
водится по табл. 7.2 аналогично рассмотренным ранее схемам ТР
без ступенчатой формы выходного напряжения.
Для однофазных схем ТР, приведенных на рис. 7,8 и рис. 7.9,
зависимости коэффициента пульсации knn согласно формуле/(7.13)
Рис. 7.14. График зависимости
максимального значения коэф-
фициента пульсации от коэф-
фициента переключения одно-
фазных тиристорных регулято-
ров со ступенчатой формой вы-
ходного напряженйя
Рис. 7.15. График зависимости
максимального значения коэф-
фициента пульсации от коэф-
фициента переключения тири-
сторных регуляторов со сту-
пенчатой формой выходного
напряжения
270
от угла открывания а и коэффициента переключения Уп приведе-
ны на рис. 7.13, а. Для трехфазных схем ТР, показанных на
рис. 7.1СК и 7.11, зависимости kn01 — F (a, Nn) приведены на
рис. 7.13, б.
Как видно из рис. 7.13, коэффициент пульсации на входе фильт-
ра в схемах ТР со ступенчатой формой выходного напряжения в 2
раза меньше, чем в обычных, схемах. Максимальное значение коэф-
фициента пульсации в рассмотренных схемах зависит от коэффици-
ента переключения Nn. Для однофазных схем со ступенчатой фор-
мой выходного напряжения эта зависимость приведена на рис. 7.14,
а для трехфазных — на рнс. 7.15. Этими графиками удобно поль-
зоваться при расчете фильтра.
7.3. Требования, предъявляемые к устройствам
управления и оптимизация режима работы
входных цепей тиристоров
Устройство управления (УУ) должно обеспечить надежное от-
пирание тиристора с учетом разброса его входных характеристик
133,42]. При этом нельзя превышать допустимую мощность рассея-
ния на управляющем переходе тиристора. На входных статистических
характеристиках (рис. 7.16) нагрузочная линия должна распола-
гаться выше заштрихованной области пусковых параметров, ие
пересекая при этом гиперболу Ру.и.тахт- соответствующую дан-
ной длительности импульса управления.
Нагрузочная линия строится по максимальному напряжению
1/х.у на выходе УУ в режиме холостого хода и максимальному току
в режиме короткого замыкания на его выходе /Пр-у тах“
где Ri — внутреннее сопротивление устройства управления, кото-
рое должно обеспечивать импульс управления с высокой скоростью
Рис. 7.16. Вольт-ампериые характеристики входных цепей тиристо-
ров
271
нарастания фронта. Необходимо, чтобы крутизна фронта импульса
управления Sy и крутизна нарастания анодного тока удовлетворя-
ли условию Sy > Sa.
Высокая скорость нарастания тока управления особенно нуж-
на, если тиристор работает в быстродействующих устройствах ком-
мутации анодного тока, например при работе на емкостную нагруз-
ку. Для обеспечения быстрого нарастания анодного тока при ра-
боте на индуктивную нагрузку необходимо, чтобы импульсы УУ
имели не только большую крутизну фронта, но и предельно допусти-
мую амплитуду. При этом также необходимо, чтобы импульсы были
достаточно узкие для обеспечения допустимого режима работы уп-
равляющего перехода тиристора. Однако ширина импульса управ-
ления должна быть достаточной, чтобы обеспечить необходимый
анодный ток удержания /уд.т Для надежного включения тиристо-
ра.
На рис. 7.17 приведены диаграммы анодного тока и форма тока
импульса управления. Как видно из рис. 7.17, если ширина управ-
ляющего импульса выбрана меньше тт1П, необходимой для дости-
жения анодного тока значения тока удержания с учетом времени
задержки, то тиристор вновь выключится.
Для формирования импульсов управления с требуемыми пара-
метрами широкое применение нашли формирователи импульсов,
пик-трансформаторы, блокинг-генераторы и др. Наличие таких до-
полнительных устройств усложняет схему и приводит к снижению
надежности всего устройства управления в целом. Кроме того, фор-
мирование длительности и амплитуды импульса управления при
этом осуществляется без учета разброса параметров тиристоров.
Практический интерес представляют несложные цепи, позволяю-
щие оптимизировать параметры импульса управления для каждого
” заключается в том, то сам тири-
стор формирует управляющий
импульс с оптимальными па-
раметрами. При этом началь-
ная часть поданного на вход
импульса служит для открыва-
ния тиристора, а конечная —
замыкается через мощную
анодную цепь.
Для пояснения принципа
оптимизации рассмотрим схему
каскадного включения тири-
сторов (рис. 7.18, а). При воз-
действии на вход импульсов
управления 17у.т тиристор VSL
открывается н обеспечивает
подачу импульса управления
на управляющий электрод ти-
ристора KS2. Длительность
импульса управления опреде-
ляется временем включения
тиристора VS2. По окончании
процесса переключения тири-
стор К32 шунтирует анодную
цепь питания тиристора KSp
Таким образом, ширина им-
пульса управления тиристора
ристора. принцип оптимизации
Рис. 7.17. К определению ширины
импульса управления
272
Рис. 7.18. Каскадное
включение тиристоров:
а — без коммутирующего
диода; б — включение
коммутирующего диода
VDK при отсутствии кас-
кадно включенного ти-
ристора; в — включение
коммутирующего диода
VDK при наличии кас-
кадно включенного тири-
стора
VS2 находится в прямой зависимости от его времени включения н,
следовательно, тиристор VS2 поставлен в режим самоформирования
импульса управления по длительности.
Для обеспечения работы устройства необходимо соблюдение сле-
дующих условий:
. и с Uy. ОТ. Т ^откр. Т1 „
“огр < . Ап
от. та
прн Uq Uy. от- та + ^откр-ti,
где Uy. от.т — падение напряжения на открытом тиристоре VSt.
Рассмотренный способ формирования импульса управления
может быть использован в схемах без каскадного включения тирис-
торов. На рис. 7.18, б приведена схема включения тиристоров, в ко-
торой режим формирования импульса включения обеспечивается
коммутирующим диодом КРк- При подаче импульса управления
тиристор KSx открывается. После окончания процесса переключения
его цепь управления шунтируется коммутирующим диодом VDK и
открытым тиристором KSp Использование коммутирующего диода
VDK в схеме с каскадным включением тиристоров (рис. 7.18, в) дает
возможность поставить в режим самоформирования каскадный ти-
ристор VSi, что не обеспечивалось в схеме на рис. 7.18. а.
В схеме на рис. 7.18, в Ro и R, определяются из соотношений
(7.14)
Л^ост.^;
'у. от. т
Ri k2>
'от.кр max т
(7.15)
273
где kl=a/у. От.т//у.m!n.т— коэффициент кратности тока управления
тиристора VSj; й2 = 7откр-max. т/7к.у — коэффициент кратности
анодного тока тиристора VSX; /к.у — коммутационный ток управ-
ляющего устройства после открывания тиристора VSi‘, Д(/ост—
сумма остаточных напряжений на тиристоре VSj и диоде VDK;
/откр. max. т — допустимый анодный ток тиристора; /ут;пт — ток-
протекающий через управляющий переход тиристора VSi после его
открывания; /?£ — внутреннее сопротивление устройства управле-
ния. Коэффициенты kx и Л2 свазаны между собой следующей зави-
симостью:
k\ — ~ТТ~. [^х.у(1— . ? I—^у.от.т]. (7.16)
ДЫсст L \ 'откр max т / J
Формула (7.16) дает возможность построить зависимости k} =
= F (k2, Ux.y) для любого типа тиристора, что значительно упро-
щает выбор параметров управляющего устройства. В качестве
примера на рис. 7.19 приведены зависимости kt = F (й2, (7х.у) для
тиристора КУ202.
Рассмотрим порядок расчета цепи управления для схемы на
рис. 7.18, б.
1. Для определения коэффициента кратности анодного тока k2
для тиристора VSt зададимся током /к.у из условия
7ц.у 70ТКр тах т — 7И
2. По графикам kx = F (й2, 17х.у) выбранного типа тиристора
(аналогично рис. 7.19) определяем коэффициент кратности тока
управления kx. Причем 17х,у входит в (7.16) в качестве параметра,
выбираемого разработчиком.
3. По выбранным значениям kx и k2 определяем Ro и Rt по фор-
муле (7.15).
4. Выбираем диод VDK из условий /откр.тах Т > /к.у,
(7обршахт^ (7Ст.
На рис. 7.20 показана схема, в которой для создания ограниче-
ния по напряжению резистор Ro заменен низковольтным стабили-
троном или диодами, включенными в прямом направленнн. Значе-
ние порогового напряжения выбирается из условия С/^Д1/ОрТ.
Рис. 7.20. Схема включения по-
рогового элемента VD„ в цепь
самоформирования управляю-
щего импульса
Рнс. 7.19. График зависимости
kt от k2 и для тиристоров
КУ202
274
Рис. 7.21. Схемы одиополупериодных тиристорных регуляторов с са-
моформированием импульса управления:
й — с диодом VD„ в цепи тока нагрузки; б — с диодом VD0 в цепи
маломощного тиристора VTi
В этом случае необходимость в диаграммах = F (fe2, 1/х.у) отпа-
дает, так какток 7ym[n> протекающий через управляющий переход
тиристора после его открывания, равен нулю. Значения С/х.у
и Rv (рис. 7.20) определяются из следующих выражений:
., ^у.от.и.т (^у-от- т +
t'x y > - - ;
‘у. от. и. т от- т
/? - (/х-У~^УОп
^у. ОТ. и. т
где /у. от.и-т — допустимая амплитуда управляющего импульса
тока длительностью не более 50 мкс.
На рис. 7.21 показаны схемы одиополупериодных управляемых
выпрямителей на тиристорах с использованием принципа самофор-
мирования импульса управления. Эти схемы отличаются от преды-
дущих наличием «обратного» диода VD0, который исключает про-
текание тока через управляющие переходы тиристоров при обрат-
ной полярности напряжения питающей сети. Диод VD0 выбирает-
ся из условий:
^откр max ^н> ^обр- и- п 7> UCm
— для схемы на рис. 7.21, а;
^откр max Л1р. у max г• ^обр пгах Ист
— для схемы на рис. 7.21, б.
В мощных ИВЭ более предпочтительна схема, показанная на
рис. 7.21, б.
На рис. 7.22 приведена схема реализации принципа самоформи-
рования импульса управления в регуляторах переменного напря-
жения. Здесь управление тиристором VS3 осуществляется однооб-
моточным дросселем насыщения ДН, который обеспечивает повто-
рение углов отпирания тиристора ^52 со сдвигом на 180°.
При полярности напряжения питания, соответствующей прямо-
му напряжению тиристора KS2 до момента подачи на его управляю-
щий электрод импульса управления, происходит размагничивание
ДН. В момент подачи импульса управления тиристор ^S2 откры-
вается и шунтирует ДН. При этом изменение индукции в ДН прек-
275
Рис. 7.22. Схема однофазного двух-
полупериодного тиристорного регуля-
тора с самоформироваиием импуль-
сов управления по длительности
Рнс. 7.23. Самоформнро-
вание импульсов управ-
ления по амплитуде
А — зона разброса отпира-
ющих напряжений управле-
ния L/у.от.т
ращается. При изменении полярности питающего напряжения ти-
ристор VS2 запирается н питающее напряжение вновь приклады-
вается к ДН; в момент его насыщения открывается тиристор VS3.
Так как полное изменение индукции в сердечнике за период сетево-
го напряжения (в установившемся режиме работы) должно быть
равно нулю, угол отпирания тиристора VS3 всегда равен углу от-
пирания тиристора VS2. После открывания тиристора VS3 ДН шун-
тируется и сигнал управления снимается; этими обеспечивается
самоформирование сигнала управления по длительности.
Максимальный угол открывания тиристора VS3, «запоминае-
мый» ДН:
I 1 л^д.н
атах — arccoS I 1
\ ’-'ст
где 17д.н — напряжение насыщения ДН.
Рассматриваемый способ самоформирования импульса управ-
ления дает возможность ограничить ие только его длительность,
но и амплитуду. Для этого (как показано на рис. 7.23) необходимо
обеспечить крутизну фронта импульса управления Sy исходя из
условия
Sy — ДС/у//вкл.т,
где Д17у — заданное перерегулирование напряжения управления.
Применение рассмотренного способа самоформирования управ-
ляющих импульсов дает возможность использования тиристоров
для переключения напряжения в цепях, где ток коммутации ниже
тока удержания, не допуская перехода в линейный режим работы,
который часто приводит к перегреву тиристора и выходу его из
строя
Прн использовании цепей управления с самоформироваиием
отпадает необходимость в балластных резисторах; обеспечивающих
ток удержания в режиме полного сброса нагрузки; это приводит к
повышению КПД цепей устройств управления.
276
7.4^ Управление тиристорами с помощью
фазосдвигающих и /?С-цепей
Фазосдвигающее управление (горизонтальное смещение фазы).
На практике широкое распространение получили управляющие
устройства, выполненные иа базе фазосдвигающих RC- или RL-
цепей.
Схема управления, приведенная на рис. 7.24, построена на ба-
зе фазосдвигающей /?С-цепи с синусоидальной формой выходного
напряжения. Параметры элементов, входящих в схему, зависят от
входных ВАХ тиристоров и частоты питающей сети.
При непосредственном подключении входа тиристоров к выхо-
ду фазосдвигающей /?С-цепи «Выход ФСУ» (рис. 7.24) справедливы
следующие соотношения:
1 . г, , , . „ t72m —2А
------<-----------А или infс L <-------- —А; 7?v ~-----------
2nfcC 2 1С 2 У В
где А, В — коэффициенты, зависящие от типа используемого ти- '
рнстора; они прямо пропорциональны значению тока управления
используемого тиристора. Например, для тиристоров КУ202 может
быть принято А = 10 н В — 0,2.
Сопротивление регулирующего резистора определяется из ус-
ловия
А
Rp > г, или Rp > 2lt/c AL-
G
Напряжение 172т в приведенных выше соотношениях выбрано
из условия обеспечения крутого фронта импульса управления. Од-
нако при этом иа управляющем электроде тиристора может рассеи-
Рис. 7.24. Схема однофазного управляющего устройства с фазо-
сдвигающей RC (RL) -цепью
277
ваться недопустимо большая мощность и увеличиваются габариты
RC' либо RL-цепи. Поэтому между выходом ФСУ и входом тиристо-
ров вводят усилители, которые одновременно служат для форми-
рования фронта импульса управления. Применение усилителя по-
зволяет также уменьшить потребляемую мощность с выхода фазо-
сдвигающего устройства, что приводит к уменьшению его массы и
габаритов.
На рис. 7.24 показан способ реализации усилителя и формиро-
вателя, выполненного на транзисторах VTt и VT2. Диоды VDX и
VD3, резисторы Rt и R2 и стабилитроны VD3 и VDn служат для по-
лучения прямоугольных однополярных импульсов, сдвинутых на
угол 180°. Транзисторы V7\ и VT2 работают в импульсном режиме и
отпираются фазосдвигающим устройством со сдвигом по фазе на
180°. Трансформатор TV2 предназначен для гальванической раз-
вязки цепей управления.
Для выбора элементов усилительных каскадов (рис. 7.24) мож-
но пользоваться следующими расчетными соотношениями*.
(0,2-r0,3)l/;m>(/CT*l/x.y,
где l/jm — амплитуда напряжения на вторичной обмотие трансфор-
матора TVt, UCt — напряжение стабилизации VDa и VDt.
Нагрузочная линия на входной ВАХ тиристоров определяется
сопротивлениями резисторов
Rt — Re = Un.ylt
где I— максимальный ток коллектора транзисторов VTt и VTa.
Сопротивления базовых резисторов R3 и Rt равны
D О ^ВЫХ тп , п
R3-R>SB,(3~5)UX.V ^3ininR6’
где (7ВЫХ — амплитуда напряжения на выходе трансформатора
TV2.
Стабилитроны в схеме на рис. 7.24 обеспечивают постоянство
амплитуды напряжения управления в интервале угла Открывания
тиристоров:
“и < 180 — 6,
где ап — угол потерь регулирования; 6 — угол, соответствующий
выключению стабилитрона:
Uст [. Ri \
ап =агс sin ~тп— 1 4- ---- .
и2ш \ Rs /
На рис. 7.25 показана схема устройства управления для трех-
фазного тиристорного регулятора. На днодах VD-,— V£)14 собран
выпрямитель, который позволяет регулировать тремя фазами управ-
ления с помощью одного переменного резистора Rp.
Для использования приведенных выше схем управляющих уст-
ройств в замкнутых системах автоматического регулирования необ-
ходимо заменить переменный резистор Rp транзистором, иа базу
которого подается сигнал рассогласования с выхода ИВЭ.
Управление тиристорами с помощью RC-цепей. Управляющие
устройства, выполненные на RC-цепях (см. рис. 7.24). наиболее
простые. В них управление моментом появления импульса включе-
278
TV. VB, я, vr,
Hr
Ю7-УВ,Щ
5?
5? v v 5?
Рис. 7.25. Схема трехфазного управляющего устройства, выполнен-
ного иа фазосдвигающих /?С-цепях
Рис. 7.26. Простейшая схема однополупериодного управляющего
устройства, выполненного на-зарядной ЯС-цепи (а) и диаграмма
процесса управления (б)
279
ния тиристора осуществляется изменением постоянной времени за-
ряда емкости.
На рис. 7.26 приведена схема управления однополупериодным
управляемым тиристорным выпрямителем с помощью зарядной
/?С-цепи. Во время отрицательного полупериода питающего напря-
жения тиристор заперт, а конденсатор С заряжается напряжением
отрицательной полярности через диод VD2 и нагрузку RH R.
Во время положительного полупериода напряжения сети тиристор
остается запертым до момента появления на конденсаторе С необ-
ходимого положительного напряжения для его включения.
Угол открывания а, как видно из рис. 7.26, б, прямо пропорцио-
нален времени перезаряда конденсатора (UCm — напряжение на
конденсаторе С). Диод VDX защищает управляющий переход ти-
ристора от обратного напряжения во время отрицательного полу-
периода сетевого напряжения. Для обеспечения условия атах ~
~ л постоянная времени заряда должна удовлетворять условию
/?С>25 1//с. (7.17)
Однако резистор R должен обеспечить необходимый ток спрям-
ления тиристора VS. Это приводит к увеличению емкости С и умень-
шению КПД устройства управления. Для избежания этих недостат-
ков можно диод KDi заменить динистором. В этом случае конденса-
тор будет заряжаться до прямого напряжения включения дииистора
и разряжаться на управляющий переход тиристора, обеспечивая на-
дежное его открывание. Резистор R при этом должен быть рассчи-
тан на ток включения дииистора, который существенно меньше тока
спрямления тиристора.
При включении дииистора вместо Диода VDt имеет место поте-
ря угля регулирования, значение которого соответствует мгновен-
ному напряжению, равному прямому напряжению включения ди-
нистора.
На рис. 7.27 приведена схема управляющего устройства, выпол-
ненного на RC-цепях для однофазного двухполупериодного тирис-
торного регулятора. Диоды VDt н VD2 служат для подключения
конденсаторов С\ или С2 к выходу управляющего устройства в за-
висимости от полярности полупернода питающего напряжения.
Диоды V7JS и VDe обеспечивают цепь разряда для конденсато-
ров Ct и С2 через вторичные полуобмотки Й72 и UZ2 трансформатора
TV.
Резистор /?| служит для ограничения выходного тока и опре-
деляет нагрузочную линию управляющего устройства. Выбор по-
стоянной времени заряда RC^RCj производится согласно (7.17).
На рис. 7.28 приведена схема однофазного двухполупериодного
управляемого тиристорного выпрямителя с использованием управ-
ляющго устройства на рис. 7.27 [21]. Диоды VD$ и VDi служат для
развязки и коммутируют импульсы управления в зависимости от
полярности напряжения вторичной обмотки IV2.
Тиристор У32 включен в цепь двухполупериодного выпрямлен-
ного напряжения и открывается 2 раза за один период напряжения
сети. Углы открывания при этом будут одинаковыми несмотря иа
то, что фронт сигнала управления, вырабатываемого управляющим
устройством, имеет форму, близкую к экспоненциальной; это объяс-
няется равенством /?С( и RC2.
С изменением температуры корпуса тиристора VS2 будет изме-
няться также угол отпирания. Но прн наличии сигнала обратной
280
VBr . • TV
R
Рис. 7.27. Схема двухполупери-
одного управляющего устройст-
ва на зарядных /?С-цепях
Рис. 7.28. Схема однофазного
тиристорного регулятора с уп—♦
равляющим устройством на за-
рядных ЯС-цепях
связи U0.c, воздействующей на переменный резистор Rp, изменение
угла будет скомпенсировано. В этой схеме стабилитрон VDa обеспе-
чивает постоянным пороговый уровень напряжения управления.
По цепи управления тиристора У52 будет протекать ток при превы-
шении напряжения на конденсаторе С, (либо С2) напряжения ста-
билизации стабилитрона VDa.
Таким образом, изменяя наклон экспоненты с помощью резис-
тора Rp, можно изменять моменты отпирания тиристора VS2. С по-
мощью диодного моста VD,—VDt имеется возможность управлять
зарядным током конденсаторов С, и С2, переменным резистором Rp
и осуществить разряд одного конденсатора во время заряда другого.
7.5. Управление тиристорвми с помощью магнитных
усилителей
Для управления тиристорами в однофазных и многофазных ИВЭ
широко используются магнитные усилители (МУ), выполненные на
сердечниках с прямоугольной петлей гистерезиса. Они позволяют
управлить тиристорами с помощью сигналов постоянного и пере-
менного тока небольшой мощности и обеспечивают в схеме управле-
ния несколько электрически изолированных входов и выходов.
На рнс. 7.29 приведены две схемы управления тиристорами при
помощи однополупериодного магнитного усилителя TS, отличаю-
щиеся взаимным включением резисторов Rp и Rn. Рабочая цепь МУ
питается от сети переменного тока через разделительный трансфор-
матор TV. Диод VD обеспечивает работу МУ в режиме самонасы-
щения. Пока сердечник МУ не насыщен, ток, протекающий через
вторичную обмотку трансформатора TV, равен току намагничива-
ния МУ.
Падение напряжения на резисторе Rn от тока холостого хода
МУ не должно превышать допустимое значение неотпирающего
напряжения на управляющем электроде тиристора.
281
Uc
Рдс. 7.29. Схемы однополупериодных тиристорных регуляторов с уп-
равляющим устройством на магнитных усилителях, отличающиеся
взаимным расположением резисторов /?п и Rp
Для увеличения допустимого значения порогового напряжения,
которое обычно у тиристоров равно 0,1—0,25 В, в цепь управления
вводят дополнительные пороговые элементы (диннсторы, стабили-
троны, выпрямительные диоды и т. п.). При этом пороговое напри-
жеиие диода равно его напряжению смещения в прямом направле-
нии, прн котором ток через прибор практически равен нулю.
Для обеспечения постоянства амплитуды наприжения управле-
ния тиристором питание рабочей цепи МУ часто осуществляют от
источника напряжения прямоугольной формы. В простейшем случае
примоугольность формы питающего напряжения может быть обес-
печена при помощи кремниевых стабилитронов. Однако рабочую
цепь МУ можно питать и напряжением синусоидальной формы.
На рис. 7.30 показан импульс управления синусоидальной фор-
мы, который получается на резисторах Rn + Др — Для схемы на
рис. 7.29, а и на Rn — для схемы на рис. 7.29, б. Импульс управле-
ния характеризуется следующими параметрами: <7пор — напря-
Рис. 7.31. Изменение нагрузоч-
ной линии управляющего уст-
ройства во времени
Рис. 7.30. Параметры управля-
ющего импульса синусоидаль-
ной формы
282
Рнс. 7.32. Диаграммы расчета управляющих цепей на магнитных уси-
лителях для тиристора КУ202:
а — для рис. 7.29, а; б — для рис. 7.29, б
жение отпирания дополнительного порогового элемента в цепи
управления; £/п — напряжение иа выходе устройства управления,
при котором обеспечивается требуемое напряжение на резистора /?п;
ап — допустимый угол потери регулирования.
При нарастании напряжения управления во времени нагрузоч-
ная линия перемещается вправо, как показано на рис. 7.31. Каждая
следующая прямая представляет собой нагрузочную линию управ-
ляющего устройства в последующие моменты времени.
Напряжение 1/х.у и ток /Пр.у.max на рис. 7-31 определяют оп-
тимальное положение нагрузочной линии, перекрывающей область
пусковых параметров тиристоров. Поэтому диапазон изменения угла
гарантированного открывания тиристора, при котором могут быть
обеспечены требуемые значения (7Х.У и 7пр.у.max- определяется
неравенством
«п < « < « — «п-
Для расчета управляющего устройства тиристорами иа МУ обозна-
чим
«У — l/im sin ап/((7х.у + 17Пор) •
(7.18)
Для схемы на рис. 7.29, a ny> 1.
Для расчета коэффициент пу на рис. 7.32, а приведены зави-
симости ny = f (ап, Utm)’ построенные по формуле (7.18)^ля тирис-
торов КУ202 с напряжением холостого хода устройства Правления
£/х.у = 10 В и пороговым напряжением £/ИОр — 0,2 В.
На рис. 7.33, а дана эквивалентная схема управляющего уст-
ройства, показанного на рис. 7.29, а. Резисторы /?р и /?п выбира-
ются из условий
Пу
7цр. у max
7?п Иу — 1) Iпр. у. max-
Наибольшее сопротивление резистора /?п ограничивается условием
7?п (17у. неот. т 4* (7Пор)/7ц,
где — ток намагничивания МУ.
283
Максимально допустимая средняя мощность на управляющем
электроде тиристора
Ру. ср. max т = У 2т Uy. от. т 7у. от. т Т?2/4 У У- от. т Rp Rn 4"
+ Uy- ОТ. т + t/y
. от. т #п)2- (7.19)
Для схемы на рис. 7.33, б ny = 1, поэтому
Uгт — (Ux.y + t/nop)/sin ап. (7.20)
Напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV в схеме
на рис. 7.29, б при заданных значениях (7х.у, (7Пор и ап выбирается
согласно (7.20). Для тиристоров КУ2О2 зависимость U2m = f (ап)
приведена иа рис. 7.32, б. Резисторы Rp и Rn для схемы на
рис. 7.29, б выбираются из условия
Rp (7х.у//пр.у тах, 7?п < (t/y. неот. т “Ь^пор)/^пр-у max •
Максимальная средняя мощность, выделяемая на управляющем
электроде тиристора в схеме на рис. 7.33, б,
Ry. ср max s~U^mUy. от. т /у. от. т/4 (Rp (у.от.т~Ь (7у.От.т)2 • (7.21)
Как видно из формул (7.19) и (7.21), схема управления на
рис. 7.29, а по сравнению со схемой на рис. 7.29, б в энергетическом
отношении менее выгодна н требует увеличения габаритной мощно-
сти МУ и трансформатора TV.
Схема на рис. 7.29, б дает возможность реализовать управляю-
щее устройство сравнительно низким напряжением питания без
увеличении угла потери регулирования ап. Одиако цепь управления
может быть построена по другой схеме (рис. 7.29, а), если внутрен-
нее сопротивление элементов управляющего устройства, например
МУ, достаточно велико и может выполнять роль резистора 7?р. Для
уменьшения тока намагничивания и получения достаточно крутого
фронта импульсов управления, МУ надо выполнить на сердечнике
с узкой петлей гистерезиса и высоким коэффициентом прямоуголь-
ности .
Для расчета МУ в схемах на рнс. 7.29 достаточно определить
амплитуды питающего напряжения U2m и тока /т:
Лп = (С/2т— 1/порУ^р — Для схемы на рис. 7.29, а;
1т — U2m (Rp + Rnf/RpRn. — Для схемы на рис. 7.29, б.
Схемы иа рис. 7.29 могут использоваться в однофазных двухполу-
периодных и трехфазных тиристорных стабилизаторах.
Рнс. 7.33. Расчетные схемы входных управлиющих цепей:
а — для рис. 7.29, а; б — для рис. 7.29, б
284
Рис. 7.34. Схема однофазного тиристорного регулятора с ведомой
схемой управления
Качество работы схем управления, выполненных на МУ, су-
щественно зависит от разброса характеристик сердечников. Исполь-
зование сердечников с разными магнитными характеристиками при-
водит к нарушению равенства углов открывания тиристоров.
На рис. 7.34 приведена схема однофазного мостового управляе-
мого выпрямителя с ведомой схемой управления, качество работы
которой не зависит от идентичности магнитных характеристик сер-
дечников. В качестве ведомого элемента используется дроссель на-
сыщения ДН. Выпрямитель работает следующим образом. При
полярности напряжения питания, соответствующей прямому напря-
жению тиристора VS2 до подачи иа его управляющий электрод сиг-
нала управления (МУ TS не насыщен), оба тиристора (ESj и VS2)
заперты и напряжение между точками А и В равно (У2. При этом
под воздействием приложенного напряжения происходит размаг-
ничивание ДН. При подаче сигнала управления тиристор VS2 от-
крывается, напряжение между точками Л и В снижается до нуля и
изменение индукции в ДН прекращается.
При изменении полярности питающего напряжения тиристор
запирается и напряжение между точками Л и В вновь становится
равным (72. При этом под действием приложенного напряжения про-
исходит намагничивание сердечника ДН и тиристор ESj открывает-
ся.
Поскольку полное изменение индукции в сердечнике за период
Должно быть равно нулю, угол отпирания тиристора ESt всегда
равен углу отпирания тиристора У52. Таким образом, ведомая схе-
ма управления дает возможность осуществить равенство углов от-
пирания тиристоров во всем рабочем диапазоне.
При питании МУ напряжением синусоидальной формы мгно-
венное значение тока управления, соответствующее разным углам
отпирания, изменяется в широких пределах. Это может привести
к появлению значительных начальных углов отпирания, для умень-
шения которых необходимо увеличивать амплитуду питающего на-
285
пряжения, что, в свою очередь, вызывает увеличение мощности рас-
сеяния на управляющем переходе тиристора.
Ниже рассмотрены схемы управления трехфазным тиристорным
выпрямителем с помощью МУ, которые практически обеспечивают
постоянство амплитуды напряжения управления тиристорами при
изменении угла открывания от 0 до 120°. Это соответствует регули-
рованию выходного напряжения от 100 до 25 %. Однако, как пока-
зала практика, при использовании таких схем глубина регулиро-
вания может изменяться от 0 до 170°.
На рис. 7.35 приведена схема управления трехфазным выпря-
мителем без увеличения мощности управления [94]. Здесь отпира-
ние тиристоров осуществляется тремя однополупериодными магнит-
ными усилителями TSl, TS2 и TS3. Рабочая обмотка 1УР каждого
МУ включена между соответствующей фазой напряжения вторичной
обмотки трансформатора и плюсовой шиной силового выпрямитель-
ного моста. Такое включение рабочих обмоток обеспечивает подачу
напряжения на каждую из них в течение той части периода, когда
соответствующая фаза имеет отрицательный потенциал относитель-
но плюсовой шины выпрямителя. При изменении полярности рабочая
обмотка МУ шунтируется соответствующим силовым неуправляемым
диодом VjDj, VD3 либо VDS, смещенным в прямом направлении. На
рабочие обмотки МУ подается однополярное напряжение, что обес-
печивает его работу в режиме самонасыщения без диодов обратной
связи.
При таком включении рабочих обмоток МУ всегда автоматичес-
ки обеспечивается требуемая фазировка управляющего сигнала.
Резистор Ra служат для отвода тока намагничивания /п и ослаб-
ления шунтирующего влияния силовых вентилей VD±, PD3 и VD&
на соответствующие рабочие обмотки. Для предотвращения ложных
срабатываний тиристоров от тока намагничивания МУ в схеме ис-
пользованы кремниевые стабилитроны VO2, VO4 и УР6, которые
обеспечивают требуемое значение порогового напряжения.
Рис. 7.35. Схема трехфазного тиристорного регулятора с управляю-
щим устройством на магнитных усилителях
286
Рис. 7.36. Схема трехфазного тиристорного регулятора с управляю-
щим устройством на магнитных усилителях и транзисторной развяз-
кой
В схеме на рис. 7.36 для исключения влияния силовых неуп-
равляемых вентилей VDlt VD3 и V£>6 на характеристику управления
МУ применены транзисторы V7\— VT3, работающие в режиме пе-
реключений.
При отрицательной полярности напряжения на диодах VDX—
VD3 транзисторы находятся в режиме насыщения. При изменении
полярности транзисторы закрываются и обеспечивают полное от-
ключение соответствующей рабочей обмоткн МУ на весь его период
управления.
Так как в рассматриваемых схемах рабочие обмоткн МУ вклю-
чены параллельно с диодами VDZ—VD3, то обратное напряжение
на диодах является напряжением питания МУ.
Форма питающего напряжения МУ показана на рис. 7.37, от-
куда видно, что напряжение питания воздействует иа рабочую об-
мотку МУ в интервале от —л/3 до л. Одиако этот диапазон полно*
стью ие может быть использован для отпирания тиристоров, так как
в интервале —л/3 0 к катоду тиристора приложен положи-
тельный потенциал.
Таким образом, рабочий диапазон МУ в рассматриваемых схе-
мах лежит в пределах 0 а л, причем при изменении угла а от
О до 120° амплитуда напряжения питания МУ остается практически
неизменной, обеспечивается постоянство амплитуды напряжения
287
Рис. 7.37. Форма напряжения пи-
тания магнитного усилителя в схе-
мах на рис. 7.35 и 7.36
Таблица 7.3
Основные параметры
некоторых магнитных
материалов
Мате- риал В Т т» Рц
5оНП 65НП 0,9—1,3 0,8—1,1 0,85-0,9 0,9—0,95
управления тиристорами и исключается потеря начального угла
отпирания.
При рассматриваемом способе управления, МУ должны рас-
считываться на полное напряжение питания, т. е. на максимальный
диапазон изменения угла отпирания.
Расчетная мощность МУ, необходимая для выбора магнитопро-
вода, определяется из следующих выражений:
^>расч== б'х.у /пР-у max
— для однофазных ТР, питаемых от источника напряжения с
прямоугольной формой;
^расч— 0,44 l/щ 7др.у тах
— для однофазных ТР, питаемых напряжением синусоидаль-
ной формы;
^расч = 0,9(7т Aip.y max
— для трехфазных, однотактно-управляемых ТР (см. рис. 7.35,
7.36, 7.38),
W Um — амплитуда напряжения питания.
Расчетная мощность МУ может быть также определена через
его конструктивные параметры по следующей формуле;
8-10-2
^>расч= . /с Л/Ри Вт Sc SM, (7.22)
Йф
где Рп — коэффициент прямоугольиости.
Выбор рп и Вт определяется материалом магнитопровода и тре-
бованиями, предъявляемыми к линейности характеристики входных
ТР совместно с МУ.
Для уменьшения тока холостого хода и увеличения крутизны
фронта импульса выходного напряжения магиитопровод следует
выполнять нз сплавов с малой динамической коэрцитивной силой и
высокой прямоугольностью петли гистерезиса (например, из пер-
маллоевых сплавов типа 50НП, 65НП, 79НМ и др.).
Рекомендуемые значения рп и Вт для некоторых материалов,
применяемых иа частотах 50—400 Гц, приведены в табл. 7.3.
При максимальной мощности отдачи МУ плотность тока опре-
деляется по формуле
/ = 2,1 VaA7'd/pSM (7.23)
288
Исходя из значений плотности тока и параметров магнитопро-
вода, можно определить КПД
Л — 1 — Р//м/2Аф/с₽иЛт5г. (7.24)
Коэффициент формы йф принимает значения: л/2 при питании МУ си-
нусоидальным напряжением (и при работе на активную нагрузку);
~]/2 — при питании МУ напряжением прямоугольной формы; "|/з —
в трехфазных однотактно управляемых ТР (см. рис. 7.35. 7.36, 7.38).
Действующее значение напряжения питания МУ:
^м.у —^m/V 2
— для синусоидальной формы напряжения при известном зна-
чении Um',
Ь'м.у — 6^х.у/Ри
— для прямоугольной формы при известном значении напря-
жения источника (7х.у.
Для схем, приведенных иа рис. 7.35, 7.36, напряжение питания
МУ является заданным и равно линейному напряжению на вторич-
ной обмотке трансформатора.
Для работы в интервале от 0 до 2л/3 можно принять =
= 0,86t/2m, что соответствует точке А на рис. 7.37
Сопротивления резисторов RB, Rn и Rp определяются по фор-
мулам
D А О ^2т 1Э all'll Ну, )1еот. т
кБ — о,з ,Rn— .
'пр-у max 'Н
..р
' пр-у max
Допустимое значение коллекторного тока транзисторов должно
выбираться из условия
IК доп ^пр-у max-
Так как в рассмотренных схемах МУ питается от вторичной об-
мотки трансформатора, то его габариты и КПД зависят от требуе-
мых значений выходного напряжения стабилизатора и мощности
импульсов управления.
Наименьшее напряжение на выходе управляемого моста для
схем на рис. 7.35 и 7.36 ограничивается напряжением спрямления
применяемых тиристоров.
На рис. 7.38 приведена схема управления на магнитных усили-
телях TSlt TSj, TS3 с автономным питанием. В ней силовой управ-
ляемый выпрямитель выполнен на тиристорах VSj, VS2 и VS3, ко-
торые включены в'катодную группу с тремя диодами VD3. VD- и
УОц. Управление тиристорами осуществляется с помощью мало-
мощного управляемого моста, который питается от отдельного
трансформатора ТУг. Схема управления выполнена аналогично
рис. 7.36. Отличие состоит в том, что вместо тиристоров применены
соответственно транзисторы VT3 и УТЪ с диодами VDlt VD&
и VDt. Такое сочетание транзисторов и диодов представляет собой
имитацию тиристора, управляющий переход которого расположен
со стороны анода.
10
Зак. 726
289
Стабилитроны VDt, VDe, VDl2 служат для создания порогового
напряжения с целью предотвращения ложных отпираний транзис-
торов VTj, VT3 и VT3 от тока намагничивания TSlt TS2 , TS3.
Резистор /?р является нагрузкой маломощного управляющего
моста и обеспечивает требуемый режим работы управляющих пере-
ходов силовых тиристоров VSj, VS2 и VS3.
Резисторы /?2, R3, R.t и Rp рассчитываются по следующим фор-
мулам:
о ^ст п п оь I, Uzym
«2 <• . > '<з~ и,сИ21Э1 min «21Э2 min г
'Р 'прутах
0,867/aym-t/CT gg Uzym
Т Л21Э1 mln’ Хр^У.ОО
'пр у тазе 'пр.у max
где U2ym — амплитуда линейного напряжения вторичной обмотки
трансформатора TVt\ UCT — напряжение стабилизации стабили-
тронов VDit VD3 и VOl2.
При насыщении любого МУ открывается один из транзисторов
V7\, VT3 или VT3, что обеспечивает подачу сигнала управления иа
соответствующий тиристор VSj, У52, VS3. Это позволяет выбирать
—о о—<—
Управление МУ
Рис. 7.38. Схема трехфазного тиристорного регулятора с автономным
управляющим устройством
290
параметры управляющего устройства независимо от выходного на-
пряжения <7вых и производить унификацию управляющих устройств
данного класса.
7.6. Управление тиристорами с помощью полевых
транзисторов и за счет «вертикального» смещения фазы
Управление с помощью полевых транзисторов. В тиристорных
стабилизаторах широкое применение находят управляющие уст-
ройства, выполненные на полупроводниковых приборах. Наиболее
простыми из них являются релаксационные генераторы на полевом
транзисторе (ПТ) с управляющим р-п переходом [33, 42].
На рис. 7.39 приведена схема релаксационного генератора на
полевом 'транзисторе VT для управления тиристором V'S, а на
рис. 7.40 — его входная характеристика. При включении напря-
жения + U конденсатор С заряжается через резистор R и в момент
равенства напряжения (7С критическому напряжению 77м он раз-
ряжается через резистор Р2. При этом на эмиттере VT напряжение
будет иметь почти пилообразную форму, а в точке В2 появится им-
пульс напряжения, соответствующий разряду конденсатора. Период
повторения импульсов управления
7' = RCln —--,
1 —а
где а — коэффициент передачи транзистора VT.
Сопротивление резистора R выбирается в пределах от 7< до R"
из следующих соотношений:
U — UM * „
---~pi--> /м — условие возникновения колебании
U — UN л „
и < Iы — условие поддержания колебании,
R"
где /м — ток, соответствующий приложенному напряжению 77м
(точка В); lN — ток, соответствующий минимальному напряжению
UN (точка Р).
Рис. 7.40. Входная вольт-ам
перная характеристика полево-
го транзистора
Рис. 7.39. Схема релаксацион-
ного генератора на полевом
транзисторе для управления
тиристором
10*
291
Рис. 7.42. Схема реЯ^ксацион-
ного генератора с линейным
зарядом емкости и формирую-
щим усилителем
Рис. 7.41. Схема аналога поле-
вого транзистора на базе
п-р-п и р-п'-р транзисторов
Термостабилизацию обеспечивает резистор Rt, включенный
в цепь базы
~ O,4y?gi
где Б — сопротивление между базами BjB2 транзистора VT.
Резистор R2 включается для ограничения тока через эмиттер
и базу Б2 и для выделения выходного импульса управления; обыч-
но R2 = 100 Ом.
Следует отметить, что открывание VT можно осуществить при
напряжении иЭ1 на эмиттере Э (рис. 7.39) меньшем его критичес-
кого значения U3, соответствующем данному напряжению ДБ Б
Для этого необходимо уменьшить наприжеиие 1/Б( Бг- При некотором
значении напряжения, меньшем ДБ Бг, напряжение U3i станет
критическим и VT откроется. Этот принцип заложен в основу рабо-
ты релаксационных генераторов иа полевых транзисторах с синхро-
низацией.
На рис. 7.41 приведена схема подключения р-п-р и п-р-п тран-
зисторов, которая эквивалентна полевому транзистору с управляю-
щим р-п переходом и позволяет получить улучшенные вольт-ам-
перные характеристики с повышенной мощностью. Уровень напря-
жения открывания (аналогично напряжению Дэ) задается делите-
лем R3, Rt. Дополнительный резистор Ri служит для отвода обрат-
ного коллекторного тока транзистора УТ2. Однако схема на
рис. 7.41 обладает худшей термостабильностью порогового напря-
жения по сравнению со схемой на рис. 7.39.
Для повышения крутизны применяется схема с формировате-
лем выходных импульсов (рис. 7.42). В ией используется линеари-
зованный заряд емкости С током, стабилизированным с помощью
транзистора VT\. Это обеспечивает линейный закон управления мо-
ментом отпирания полевым транзистором. Напряжение иа его эмит-
тере
292
Рис. 7.43. Схема релаксационного генератора, использующего «пьеде-
стал» (а), и его диаграмма напряжений (б)
Для увеличения коэффициента передачи релаксационного гене-
ратора используется схема на рис. 7.43, а; осциллограммы напря-
жений в ней приведены на рис. 7.43, б. Линейность пилообразного
напряжения и его наклон определяются цепью RtC. Управление
моментом отпирания осуществляется с помощью переменного ре-
зистора Рр, изменение уставки которого приводит к изменению по-
тенциала высоты «пьедестала». Диод VD служит для коммутации
в момент достижения напряжения Uj заданного «пьедестала». Даль-
нейший заряд емкости идет только через резистор Pj.
На рис. 7.44 приведена схема управляемого выпрямителя со
ступенчатой формой выходного напряжения на силовых тиристорах
K$i, К$2> которые управляются с помощью релаксационного ге-
нератора, выполненного на ПТ. С помощью диодов VDK формиру-
ется вольтдобавка для получения ступенчатой формы выходного
напряжения. Резисторы 7?s, Re служат для получения развязки по
входам тиристоров KSt, УХ2.
Схема устройства управления отличается от схемы иа рис. 7.42
наличием синхронизатора, выполненного на стабилитроне VDt; по-
следний создает двухполупериодное питание релаксатора с усечен-
ной синусоидальной формой напряжения.
Рйс. 7.44. Схема однофазного тиристорного регулятора со ступенча-
той формой выходного напряжения
293
t
Рис. 7.45. Схема релаксационного генератора, управляющего фазой
импульсов управления с помощью сигнала обратной связи
Рис. 7.46. Принцип «вертикального» управления фазой открывания
тиристоров
С помощью делителя Р2- #з создается напряжение смещения
иа входе транзистора V7'1, в эмиттере которого включен переменный
резистор /?р, управляющий зарядным током конденсатора С, т. е.
углом открывания тиристоров IAS, и PSa.
Амплитуда напряжения на вторичной обмотке Й72 трансформа-
тора TVi выбирают из условия UW2 > (3-4-7)4/^ VD .
На основе рис. 7.44 можно выполнить компенсационный ста-
билизатор иапряжеиия или тока. Для этого (как показано иа
рис. 7.45) можно сигнал обратной связи с выхода стабилизатора по-
давать на вход транзистора VTt, предварительно изъяв делитель
R2, R3 (рис. 7.44) и заменив /?р постоянным резистором R.
Управление по принципу «вертикального» смещения фазы. Дру-
гой широко распространенный способ управления тиристорами
называется «вертикальным», принцип действия его показан на
рис. 7.46. Момент подачи отпирающего импульса определяется
равенством управляющего напряжения с уровнем а и опорного на-
пряжения, имеющего форму пилообразной кривой, либо близкой к
ней косинусоидальной кривой |42|. В момент равенства напряжений
в схеме появляется импульс управления с крутым фронтом.
На рис. 7.47, а приведена транзисторная схема управления трех-
фазным тиристорным выпрямителем, в которой реалнзоваи прин-
цип «вертикального» смещения (20, 74], а на рис. 7.47,6 —осцил-
лограммы в ией. Транзисторы VTt, VT2, VT3 служат для сравнения
напряжений управления 4/упр с пилообразным напряжением на кон-
денсаторах Cj, С2 и С3. В точке пересечения пилообразного напря-
жения ис и напряжения управления Uynp (рис. 7.47, б) происходит
отпирание транзисторов VTt, VT2 либо VT3 и включение соответст-
вующих тиристоров VSj, VS2 либо KSs. Наклон пилообразного
напряжения зависит от постоянной времени RiCt. R3Clt R3C3 и ли-
нейного напряжения U2 на вторичной обмотке трансформатора TV.
Диоды VD2, VDit VD3 служат для быстрого перезаряда конден-
саторов Cj, С2, С3 в момент прямого смещения силовых диодов VDlt
VD3, VD3.
Сопротивления резисторов R2, R4 и Ra рассчитываются по фор-
муле
0,864/2т —4/Vmaa.
/?2 = —---(7.25)
'пр.у тах
291
*2
VD?
-H-
VT,
3 ? VD, ф Г,
УТг
VDt,
Й-
VVS RS
-----
VT3
и$ых
ffynp.
Vynp.
UVD3 fC2
Z/jop
шЬ
(0t
a>t
0)t
art
6)
('t
Рис. 7.47. Схема трехфазного ти-
ристорного регулятора с транзис-
торным управляющим устройством
(а) и диаграммы напряжений (б)
Графическая зависимость функции (7.26) приведена на рис. 7.48.
В свою очередь, должно быть обеспечено условие
игт
Vcm
иггп
UCm
Ucm
|к
причем 0,86 (/2ог > О'у тах >
>иСт- гДе Uy max ~ МЭКСИ-
мальное управляющее напря-
жение на входе управляющего
устройства; UCm— макси-
мальное напряжение на кон-
денсаторе.
Для практических расче-
тов удобно пользоваться нор-
мированной постоянной вре-
мени зарядных цепей т = т/с>
где т = RtCi = R3C2 — Rs>C3-
Нормированная постоян-
ная времени определяется по
формуле
----!--—(7.26)
тс In I 1 — -— I
\ Vk /
Yk — коэффициент кратно-
ОТНОШения Utm/Uymax
разработчиком
где
сти
выбирается
ТР; тс — коэффициент, зави-
сящий от схемы: тй — 2 —
для однофазных ТР, тс — 3 —
для трехфазных ТР. Чем боль-
ше значение ук- тем меньше
потери угла регулирования.
t/am >1,2 (t/x.y + ^y max)*
295
Рис. 7.48. Диаграмма зависи-
мости нормированной постоян-
ной времени т от коэффициен-
та кратности ук отношения
игт/и у max
Если требуемое выходное
напряжение тиристорного ре-
гулятора сравнительно мало.
то при выполнении приведен-
ных выше условий необходимое выходное напряжение .будет обес-
печиваться при относительно больших углах отпирания тиристо-
ров. Это приведет к увеличению пульсации выходного напряже-
ния, а также уменьшению коэффициента мощности.
Для исключения указанных недостатков управляющее устрой-
ство можно Построить с автономным питанием, не зависящим от
уровня выходного напряжения основного тиристорного выпрямите-
ля.
7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов
и стабилизаторов
Трехфазный регулятор напряжения. На рис. 7.49 приведена
схема трехфазного регулятора переменного напряжения, который
может быть использован для управления выходным напряжением
мощного высоковольтного выпрямителя. Регулирующие элементы
выполнены по встречио-параллельной схеме включения тиристоров
VSj— VS3 (типа КУ202Н) с диодами VDi— VD3 (типа КД206Б).
Управление тиристорами осуществляется тремя фазосдвигаю-
щими КС-цепями, составленными из конденсаторов С4, С5, Се и пе-
ременного резистора /?10, подключенного к конденсаторам через вы-
прямительные диоды VD13—VD3B. Такое соединение дает возмож-
ность осуществить одновременное управление тремя фазами с помо-
щью одного переменного резистора
Для усиления сигналов управления на выходе фазосдвигающих
цепей служат транзисторы VTi, VT2 и VT3 , которые питаются от
однофазных трансформаторов TVlt TV2 и TV 3 через однополупе-
риодные выпрямители VD4, VD3 и VDB. Сигналы управления с вы-
ходов транзисторов УТг— VT3, обозначенные цифрами 1—6, посту-
пают на входы тиристоров VS3—У53, имеющих те же цифровые
обозначения. Трансформаторы TVt, TVb и TVB выполнены е соотно-
шением витков 1 : 1 и служат для гальванической развязки управ-
ляемых фаз регулятора. Цепи С3, R2, С2 и R3, С3 предназнача-
ются для повышения помехоустойчивости регулятора.
Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного хака на
8,3 В, 5А. На рис. 7.50 приведена схема тиристорного стабилизато-
ра, в которой ТР построен на тиристорах VSi, VS2, VS3 (КУ202Б)
и диодах VDt, VD3, VDe (КД202Р).
Управляющее устройство выполнено на магнитных усилителях
TSj, TS2, TS3 пороговых элементах — стабилитронах VD2,
VDt, VD- и резисторах Rt, R2, R3 для отвода токов намагничивания
МУ [94].
Резисторы R3 и RB составляют делитель выходного напряжения,
a Re и Ri — делитель опорного напряжения. С помощью потенцио_
296
А
о-
Сеть 220В, 400Гц
с
.»
77, Уйцдгго УТ,ГТ703Д
[И*
VD?
Д226
VDe
Д226
удддггв
VOWA226
-CZ3—
*Ь
Рис. 7.49. Схема тр.ехфазного тиристорного регулятора переменного
напряжения
VDtl>
VD,s
4 22$
297
метра /?, осуществляется регулировка выходного напряжения ста-
билизатора.
Источником опорного напряжения служит стабилитрон VDlt
(Д814А), который подключен к конденсатору Сг через резистор Rt.
С помощью диода VD10 конденсатор Сг заряжается до амплитудного
значения пульсации иа входе сглаживающего фильтра LiCit которое
всегда выше его среднего значения, равного выходн'ому напряжению
стабилизатора. Амплитуда пульсации на входе фильтра LiC4 прак-
тически равна амплитуде напряжения иа вторичной обмотке транс-
форматора TVt. Диод VD5 совмещает роль «обратного» и коммути-
рующего диодов.
В качестве усилителя сигнала ошибки использован транзистор
Vl\, коллекторной нагрузкой которого служат последовательно
включенные обмотки управления магнитных усилителей, питаемые
от дополнительного источника, выполненного на трансформаторе
TV2, диодах VD3, VD3 и фильтре С2.
Резисторы Rlt R3 и R3 служат для отвода тока намагничивания
магнитных усилителей TSt, TS2, TS3.
Для предотвращения ложного срабатывания тиристоров необ-
ходимо, чтобы пороговые напряжения стабилитронов VD3, VDt и
VD7 были больше падения напряжения на Rlt R3 и R3 от токов на-
магничивания TSlt TS3 н TS3.
Мощный тиристорный стабилизатор тока. Схема ♦ тиристорного
стабилизатора тока на 18 ± 5 А для питания соленоида, сопротив-
ление которого изменяется от 1 до 4 Ом, приведена иа рис. 7.51. Ре-
гулирующий элемент стабилизатора выполнен на тиристорах VSj,
PS5, VS9 КУ202Н и диодах VDlt VD3, VD3 (типа КД206Б). Управ-
ляющее устройство тиристорного стабилизатора построено на маг-
нитном усилителе TS, который выполнен на трех сердечниках с
рабочими обмотками U7pi, UZp21 Ц7рз с общей обмоткой управления
1Уу и общей обмоткой смещения 1УСМ [94]. Обмотка управляется
падением напряжения на датчике тока АВ.
Обмотка смещения питается от маломощного стабилизатора тока
на транзисторе УТ13, стабилитронах VDlt— VDle и резисторах
Рис. 7.50. Схема тиристорного стабилизатора напряжения постоянно
го тока на 6, 3 В, 5 А
298
1,0
/?4
51
У5г
R?
150
vs,
КУ 101В
V'Sj
R,t
51
VSs
R,S
150
VS,
g 53B
R, 220
Ci> и 1r0
o, Il 1, о
Rs 220
53В
,£qLi£
RuT&O
. 0? 1.1,0
R,3 220
^5 у 1,0
Rg 220
R2 1k
Rs 2,7k V]l3
R,o 1k
Rh 2,7k VUs
Сг 1,0
R, 300 VVS4226
-СЭ----M----
481«Л
Os 1,0
-HI—---------
R„ 300 VVSA226
-CZZ)--Й-----
Д&1ЧЛ
S' VD,
КД205Б
VSg.
КУ208Г
5? VO^
КД200Б
VSa
куговг
3
о
Vpa
~S
Рис. 7.51. Схема тиристорного
стабилизатора тока на 18 А
о—
vs9
vs„
p22
150
VS„
£g[|
R„220
II 1.0
Rzt 220
C«i| 1.0
/725 220
A242A
------И-
VO9 Д226
------M-
VVti)A226
------И-
₽(S Ik
VDS A 226
Ягз 300
Rj» 2,7k VDig
Cio >>0
А81УА
R1S 300 VD„ Д226
-CZ3----К----
I VD?
КД2065
—ю+
vs(?
КУ208Г
vo1s
Kze h
680 U
Wh
J?
V0,s
b? i J
270
^13
I„-18A
R„=1-40m
Д81М
/?28—Rm- Входное напряжение на него поступает от маломощного
параметрического стабилизатора, выполненного на стабилитроне
VD13 (Д816В), резисторе R33 и трехфазиом одиотактном выпрямите-
ле VDg— VD10.
Симисторы VS4, VS8, VS12 выполняют роль высоковольтного
'р-п-р транзистора и служат для переключения рабочих обмоток МУ
при соответствующей фазе напряжения сети.
В качестве пороговых элементов для исключения ложных сра-
батываний силовых тиристоров от токов намагничивания МУ ис-
пользуются стабилитроны VD3, VD3, VD13 (Д814А).
Каскадно включенные тиристоры VS2, VSe, VS10 (КУ202Е) и
VS3, VS,, VSu (КУ101Е) позволяют управлять силовыми тиристо-
рами VS,, VS3 и VS9 с помощью малых токов, вырабатываемых уп-
равляющим устройством. Это существенно уменьшает габариты маг-
нитного усилителя.
Для повышения помехозащищенности применены RC-цепи
(RiCt, R3C3 и др.), шунтирующие входы тиристоров.
Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного тока. Ти-
ристорный стабилизатор с выходным напряжением 27 В при токе
20 А (рис. 7.52) может быть использован для питания систем управ-
ления, сигнализации и контроля работы радиоэлектронной аппара-
туры; он имеет КПД 0,8 и удельную мощность 60 Вт/дм3. Регули-
рующий элемент стабилизатора выполнен на тиристорах VSX, VS3,
VSs (КУ202Е) и диодах VDX, ИО4, VO, (КД206А), выполняющих
роль трехфазного управляемого выпрямителя.
Управляющее устройство выполнено по «вертикальному» прин-
ципу [74] иа транзисторах VTlt VT2, VT3 (КТ208) и цепях Р3,С2,
Р»С6, /?16С8, пилообразные напряжения которых сравниваются с
входным напряжением на резисторе /?20, общим для всех трех управ-
ляемых фаз.
Диоды VD2, VD&, VO8 служат для перезаряда конденсаторов С2,
С6, С8 соответственно. Каскадно включенные тиристоры VS2, VS4,
VS8 повышают чувствительность тиристорного стабилизатора и да-
ют возможность уменьшить габариты управляющего устройства.
Диоды VD3, VD3, VD3 и резисторы Re, R12, R13 защищают входы
транзисторов VT\, VT2, VT3 при перезарядке конденсаторов С2,
Сй, С3 от напряжения обратной полярности. Для повышения поме-
хоустойчивости применены /?С-цепи, шунтирующие входы тиристо-
ров.
Усилитель сигнала ошибки выходного напряжения выполнен на
транзисторах УТ4—УТ,. Сигнал ошибки определяется сравнением
напряжения на резисторе R3S делителя выходного напряжения с
опорным напряжением иа стабилитроне VDU (Д814А). Нагрузкой
предварительного усилителя VT, являются базовые цепи выходного
каскада, выполненного иа транзисторах УТ4—УТ8.
Диод VD10 совместно с резистором /?21 является внутренним
источником напряжения смещения, необходимым для отвода обрат-
ных коллекторных токов транзисторов УГ4—УГ8 через /?22, /?23 и
/?25 соответственно. Конденсатор Си обеспечивает устойчивость сис-
темы регулирования стабилизатора. Диод VD12 включен для защи-
ты транзистора VT, от напряжения обратной полярности во время
переходных процессов, возникающих в стабилизаторе при измене-
ниях входного напряжения или тока нагрузки.
300
..та,J
i ь НД206А
J? та4 Ф cs
КД206А 3,9
R? 470
-cza—v.$4 куше
V VO, =f=£j
КД206А 3,9
Рис. 7.52. Схема тиристорного стабилизатора постоянного напряжения 27 В, 20 А
7.8. Методика и пример расчета
Требуется рассчитать тиристорный стабилизатор выпрямлен-
ного напряжения по следующим исходным данным: напряжение
трехфазной сети Uc — 220 В; /с = 50 Гц; ас = Ьс = 0,1; выходное
напряжение 27 В; пределы регулирования выходного напряжения
.(7Hmin = 24,3 В и UH тах —29,7 В; максимальный и минимальный
токи нагрузки /н тах = 10 А и /н min = 0; амплитуда пульсации
на выходе сглаживающего фильтра = 1 В; максимальная тем-
пература окружающей среды Т с = 50 °C.
1. Выбираем тиристорный регулятор по схеме на рис. 7.3, а.
Задаемся падением напряжения в прямом направлении иа каждом
тиристоре — 2 В и на диоде —• 1 В, суммарное падение напряжения
на ТР = 3 В.
2. Для определения максимального напряжения на выходе ТР
в режиме холостого хода (с учетом падения напряжения на сглажи-
вающем фильтре, включенном на его выходе), предварительно за-
давшись Кгс = 2,5 • 103, Вт = 1,4 Т, S = 3, Uo « 27, /0 яа 10 А,
вычислим сопротивление обмотки фазы трансформатора TV. По
формуле (4.4) находим
rTV^ 2,5-103
27-10
10-50-1,4
У 3-50-1,4
V 27-10
12Ом.
Принимаем ориентировочно сопротивление дросселя rL — rTV.
3. Используя (7.1), найдем максимальное напряжение на вы-
ходе тиристорного регулятора
Uomax = 29.7 + 3 + (0,12 + 0,12)10 = 35,1 В.
4. Выбираем минимальный угол регулирования anl,n = 20°
и находим действующее напряжение на вторичной обмотке трансфор'
матора, соответствующее минимальному напряжению питающей
сети по табл. 7.1, п.. 10:
Т/2 -35,1
min 3(l+cos20°)
5. Номинальное напряжение на вторичной обмотке трансфор-
матора по формуле (7.2)
6. Максимальное напряжение на вторичной обмотке трансфор-
матора Uimax по формуле (7.3), а также минимальное выпрямлен-
ное напряжение Uo mtn по формуле (7.4):
Uimax == 30,3 (1 + 0,1) = 33,3 В;
C/omln=“ 24,3 + 3= 27,3 В.
7. Так как наибольший ток через тиристор соответствует ми-
нимальному углу открывания, то согласно табл- 7.1, п. 2:
10
Лггкр.ор- т— „ =3,33 А.
302
8. Максимальные прямое и обратное напряжения на закрытом
тиристоре по табл. 7.1, пп. 7, 8:
/7пр. закр = Ь'обр. т “33,3 —46,9 В.
9. Выбираем тиристор КУ202Г с параметрами (/пр.аакр max т =
= /7обр max т = 50 В, / откр. ср max т = Ю А (при а = 0). Для ти-
ристора КУ202Г по формуле (7.7) находим максимально допустимое
I.57 • Ю „ . ,
среднее значение тока /;ткр ср тах т= —=9 А>'откр. ср, т=
= 3,33 А.
$ 10. Определяем мощность рассеяния на тиристоре по формуле
Z3ср-т ’ 3,33 = 6,66 Вт /’ср max т ~ 20 Вт.
Мощность РОр тахт зависит от температуры корпуса и определяете^
по формуле (7.10). Если условие (7.11) выполняется, то из (7.12)
определяется температура корпуса тиристора Тк. max т в заданном ре-
жиме, а затем рассчитывается радиатор, по методике, изложенной в
гл. 13.
11. Силовые диоды VDr, VD3 и VD3 (рис. 7.3) выбирают по
обратному напряжению и среднему прямому току, полученным для
тиристоров KSj, VS2 и KSs. Выбираем диоды КД206 (t/o6o и п=*'
«=400 В, /пр= 10 А, 1/пр = 1,2 В)
/отнр. ср. т = 3,ЗЗА</пр=10А.
По формуле (2.7) для диода находим мощность потерь
/’пр. ср 1,2 • 3,33 да 4 Вт < РПр. Ср = 10 Вт.
Полученное значение мощности потерь используется для расчета
радиатора по методике, изложенной в гл. 13 для заданной То =
= 50 °C.
12. Для выбора «обратного» диода VD0 (см. рис. 7.3) определяем
напряжение Uomin по формуле (7.5)
U'omin = 24,3 + 3 + (0,12 + 0,12) • 10 = 29,7 В
н по табл. 7.1, п. 12 находим
/ л]/2‘.29,7 \
ат„ г = arccos —-———-------i =70
max з-зз.з у
По табл. 7.1, пп. 4, 5 определяем среднее значение тока
3-10
/Пр-ср = -7— (70--б0) = 0,83А
ooU
и действующее значение тока
/пр п= 10 I/ -—-(7° — 6°) “2,9 А.
I/ oOU
303
Выбираем диод КД206А и находим для него максимальную мощность
рассеяния при температуре корпуса 125 °C
' Рпр ср= 1,2 - 0, 83= 1 Вт < РСр тах~ 1'5 Вт
«Обратный» диод VD0 можно использовать без радиатора
13. Определяем действующее значение тока вторичной обмоткн
трансформатора TV при а — 0 по табл. 7.1, п. 1
/2 = 0,82 • 10 = 8,2 А.
Определим габаритную мощность трехфазного трансформатора TV
для найденных U2max и /2
= УЗ -U2 тах /2= УЗ-33,3-8,2 =473 В-А
14. Определяем максимальный угол открывания тиристоров по
табл. 7.1, п. 11
( лУ2-27,3 \
<xmax = a rccos-—— 1 1=78,5°,
\ и•оо о /
15. По рис. 7.7 для полученного значения о-тах находим коэф-
фициент пульсации для 2-й группы тиристорных регуляторов
(рис. 7.3, а н 7.5, б):
kuoi=0,65 для атод. = 78,5°;
&noi 01Дл я сст д 20 .
16. По формуле (7.13) пульсацию (по первой гармонике) на вхо-
де сглаживающего фильтра:
= 0,65-27,3=17 В;
"о1~т(л=О.08-35,9 = 2.8 В
Максимальный коэффициент сглаживания
"oi — max 17
17 Выбираем схему управления тиристорами на рис. 7.47, а
(74). Задаемся максимальным напряжением управления
1 30,3 УТ
"ymax-T =-----------Z---- 14,2 В.
О о
Определяем номинальные сопротивления резисторов /?2 = Rt =
== /?в по формуле (7.25), предварительно определив из справочных
данных на тиристор КУ202 ток /Пр-Гу max ~ 013 А:
Ri =
0,86-30,3 К 2 —14,2
0,3
= 74,7 ~ 75 Ом
Мощность рассеяния на R2
If \
• I ПР. утах 1 о
=| , г— I
\ V з /
о.з V
—-—] -75-2,25 Вт
УТ /
304
Выбираем два резистора типа ОМЛТ-2-150 Ом ±10 %, включенные
параллельно.
18. По формуле (7.26) рассчитаем постоянную времени зарядных
цепей RiCi = /?3С2 = /?SC3 для принятых у|; = Зи тс= 3:
Выбираем Rt ~ R 3 — R& ~ 2800 Ом типа ПТМН с точностью
± 1 %
Мощность рассеяния на зарядных резисторах
/ U2m V / 42.5 V
PR = “7=------- Ki = --------77=- 2800 = 0,2 Вт.
1 X И 3 Л?! / \ 2800 Уз !
Выбираем резистор типа ПТМН-0,5-2800 ± 1 %.
19. Выбираем конденсаторы С\ = С2 = С3 типа МБГО и оп-
ределяем емкость
т * 0.025-108
С, =-----=-----------— =8 ,9 ~ 10,0 мкФ.
1 R, 2800
Конденсаторы С, = С2 = С3 работают в режиме однонаправленно-
го перезаряда с частотой питающей сети и напряжением U4max =
= 14.2 В.
20. В качестве перезарядных вентилей VO2, VDt, VDB выбира-
ем диоды типа Д226 с 1/обр.и.р = 400 В и /пр = 0,3 А.
21. Выбираем транзисторы VT\, VT2, VT3 типа КТ208М с до-
пустимым импульсным коллекторным током /Кдоп>/пр тах —
= 0,3 А. У 'ПаХ
ЧАСТЬ ТРЕТЬЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Глава восьмая
Импульсные стабилизаторы постоянного
напряжения
В импульсных стабилизаторах напряжения (ИСН) регулирую-
щий элемент (транзистор) работает в режиме переключений. В этом
состоит основное отличие их от стабилизаторов непрерывного дейст-
вия. В режиме переключения рабочая точка транзистора большую
часть периода коммутации находится в области насыщения или от-
сечки, а зону активной области проходит с высокой скоростью толь-
ко в моменты переключения. Причем значение средней за период ком-
мутации мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе,
намного меньше, чем прн его работе в непрерывном режиме. Поэтому
импульсные стабилизаторы напряжения по сравнению с непрерыв-
ными имеют более высокий КПД и в отдельных случаях лучшие мас-
согабаритиые показатели за счет уменьшения или исключения ра-
диаторов для регулирующего транзистора.
Недостатки импульсных стабилизаторов: более сложная схема
управления, повышенный уровень шумов, радиопомех и пульсации
выходного напряжения, а также худшие динамические характерис-
тики.
8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов
Регулирующие транзисторы. По способу построения силовой
части импульсные стабилизаторы постоянного напряжения, как
показано на рнс. 1.10—1.12, разделяются на три типа [3, 22, 23,
271:
с последовательно включенными регулирующим элементом,
дросселем н нагрузкой (рис. 1.10);
с дросселем, включенным последовательно с нагрузкой, и ре-
гулирующим элементом, подключенным параллельно нагрузке
(рис. 1.11);
с дросселем, подключенным параллельно нагрузке, н регули-
рующим элементом, включенным последовательно с нагрузкой
(рис. 1.12).
Для более полного использования регулирующего транзистора
(применяемого в качестве регулирующего элемента) по напряжению
или ограничения напряжения на нем, что дает возможность исклю-
чить последовательное соединение нескольких транзисторов, прн-
306
меняются дроссели с отводами, т. е. их автотрансформаторное вклю-
чение. В таких схемах (рис. 8.1 и 8.2) дроссель выполняется с отво-
дом от части витков обмотки и включается как автотрансформатор
с коэффициентом трансформации п = WjW-i- Причем п > 1 в схе-
мах на рнс. 8.1, а,8.2, а, в и п < 1 в схемах на рис. 8.1, б, 8.2, б, г.
Автотрансформаторное включение дросселя позволяет также изме-
нять ко/лекторный ток транзистора.
Схема управления (СУ) позволяет получить заданную стабиль-
ность напряжения ин на нагрузке. Вход СУ во всех трех типах ИСН
подсоединяется к нагрузке для формирования сигнала рассогласо-
вания в цепи обратной связи, а ее выход — к выводам эмиттер—
база регулирующего транзистора для управления его включением и
выключением. Стабилизация выходного напряжения ИСН при из-
менениях напряжения питания или тока нагрузки осуществляется
изменением скважности импульсов напряжения на входе сглажи-
вающего фильтра, уменьшающего до заданного уровня пульсацию
напряжения на нагрузке.
В схеме ИСН первого типа (рис. 8.1) напряжение на нагрузке
всегда меньше напряжения питания (7П (понижающий стабилиза-
тор). При открытом регулирующем транзисторе происходит переда-
ча энергии от источника питания в нагрузку и одновременно с этим
накапливается энергия в дросселе и конденсаторе. При закрытом
транзисторе накопленная в дросселе и конденсаторе энергия посту-
пает (для дросселя через диод) в нагрузку.
Следует отметить, что наличие конденсатора Сн в этой схеме не
является принципиально необходимым. Однако при отсутствии кон-
денсатора для получения малой пульсации выходного напряжения
ИСН требуется большая индуктивность дросселя.
Выходное напряжение ИСн второго типа (рис. 8.2, а, б) боль-
ше напряжения питания (7П (повышающий стабилизатор). Это обес-
печивается за счет периодического подключения дросселя то к ис-
точнику напряжения Un через насыщенный транзистор VT (при этом
нагрузка питается энергией, ранее накопленной в конденсаторе Сн), <
то к конденсатору Сн через диод VD (при этом транзистор закрыт, а
в нагрузку и конденсатор поступает суммарная энергия источника
питания и дросселя).
В ИСН третьего типа (рис. 8.2, в, г) возможно получение ин
положительной полярности относительно плюсовой шины источни-
ка питания или отрицательной полярности относительно минусовой
шины источника питания (полярнб-инвертирующнй стабилизатор).
Причем значение выходного напряжения такого стабилизатора в
зависимости от относительной длительности открытого состояния
регулирующего транзистора может быть как больше, так и меньше
напряжения Un. Накопление энергии в £ и Сн, а также передача
энергии от этих элементов н источника питания в нагрузку проис-
ходит аналогично схеме на рнс. 8.2, а, б.
Входной фильтр. К первичному источнику питания обычно под-
ключается большое число различных потребителей электроэнергии.
Для уменьшения их взаимного влияния на вход ИСН включают
сглаживающие £ВХСВХ фильтры (рис. 8.2, д). Характерными осо-
бенностями работы такого входного фильтра являются небольшое
переменное напряжение на дросселе £вх (примерно на порядок
меньше переменного напряжения на дросселях L, рис. 1.10—1.12)
н большие скачкообразные изменения тока (кроме случая работы
входного фильтра на стабилизаторы повышающего типа), протекаю-
щего через конденсатор Свх.
307
Рис. 8.1. Схемы силовой части стабилизатора понижающего типа
Рис. 8.2. Схемы силовых
каскадов импульсных
стабилизаторов:
а, б — повышающего ти-
па; в, г — инвертирую-
щего типа; д — входно-
го фильтра; е— диаграм-
мы напряжений и токов
входного фильтра
На рис. 8.2, е приведены временные диаграммы изменений то-
ков и напряжения для элементов входного фильтра при его работе
на ИСН понижающего и инвертирующего типов. На интервале вре-
мени уТ через регулирующий транзистор стабилизатора протекает
ток 1н> равный сумме тока дросселя iL и разрядного тока ic конден-
сатора. При закрытом регулирующем транзисторе ИСН (интервал
времени (1 — у)Т) ток /н = 0 и происходит заряд конденсатора током
дросселя iL = ic. Скачкообразные изменения напряжения на кон-
денсаторе обусловлены его эквивалентным последовательным сопро-
тивлением гп.
Методика и пример расчета [23]. Проведем расчет входного
фильтра по следующим исходным данным: напряжение питания
Un— 27 В, пределы его изменения &U„~ В; среднее значение-
тока нагрузки за время уТ /н.ср = 1 >5 А; изменение тока через
дроссель ИСН при открытом регулирующем транзисторе Д/L =
= 0,2 А; частота преобразования fa = 20 кГц; минимальная и мак-
симальная относительные длительности открытого состояния регу-
лирующего транзистора ymin — 0,6; ymax — 0,9; допустимая амп-
литуда пульсации тока, протекающего через дроссель входного
фильтра, lL~ — 0,05 А.
1. Определяем действующий ток через конденсатор СвХ:
'сд^'н-ер U -утм) = 1,51^0,6(1—0,6) « 0,73 А.
2. С учетом /п = 20 кГц и UCmax> Unlllux— 34 В выбираем
конденсатор типа К52-1-68 мкФ = 50 В с допустимым импульсным
током /С1 тах — 4 А и действующим током /С1 д= 0,25 А, сопротив-
лением гп~ 0,12 Ом и фактической емкостью на частоте fa— 20 кГц
Cbxi — 0,6 • 68 яй 40 мкФ.
3. Определяем число конденсаторов
Л'с — 1С^1С 1Д= 0,73/0,25 « 3 шт.
4. Вычисляем амплитуду импульсного тока через один конден-
сатор на интервалах времени уТ и (1 — у)7":
{С max 1УГ1в[/н.ср (1 —?min)+ Д/ь]/Л/с=
— [1,5 (1 —0,6) + 0,2]/3—0,27 А < /с тах=4А;
!С max [П-=/н.ср утаж^с^1,5.0,9/3 = 0,45А<4А.
5. Амплитуда пульсации напряжения на конденсаторе
1/с---0,5/н.ср
Гп
Nc
"bYmin (1 ymin)/CBxi'fn Л^с]
=0,5-1,5
0,12
0,6 (1 — 0,6)
40-10“6-20. Ю’-З
6. Вычисляем индуктивность дросселя
Л = ur /2nf„ I, = 0,1/6,28 • 20 • 10s • 0,05 « 0,017 мГн.
309
В стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11) при боль-
ших индуктивностях дросселя L, который постоянно подключен к
источнику питания Un, входной ток может не превышать допусти-
мого значения и тогда входной фильтр можно исключить. Для схем
на рис. 8.2, а, б при п, существенно отличных от единицы, возмож-
ны большие пульсации входного тока, что приводит к необходимо-
сти использования входного фильтра. Отличие временных диаграмм
для данного случая от рассмотренных выше заключается только в
наличии постоянной составляющей тока iH (показано пунктирной
линией на рис. 8.2, е).
Приближенный расчет входного фильтра может быть проведен
по изложенной выше методике после замены в формулах /н.ср на
(Льср ~ /но)- гДе /но — постоянная составляющая тока нагрузки.
8.2. Способы стабилизации напряжения и схемы
управления
В зависимости от способа стабилизации выходного напряжения
импульсные стабилизаторы могут быть отнесены к одной нз трех
импульсных систем регулирования: с широтно-импульсной модуля-
цией (ШИМ); с частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ); релей-
ная система регулирования (РСР).
В ИСН с ШИМ (рис. 8.3, а) длительность импульсов напря-
жения иф на входе сглаживающего фильтра при постоянной частоте
их следования обратно пропорциональна значению напряжения на
нагрузке.
В ИСН с ЧИМ (рис. 8.3, б) длительность импульсов напряжения
является постоянной величиной, а интервалы между ними изменя-
ются пропорционально (следовательно, частота обратно пропорцио-
нальна) выходному напряжению ИСН.
В релейной системе регулирования (рис. 8.3, в) формирование
импульсов происходит в моменты пересечения напряжением ин двух
Т 2Т ЗТ ЧТ 5Т t
Л)
Рис. 8.3. Изменения напряже-
ния на входе сглаживающего
фильтра стабилизатора в зави-
симости от напряжения на на-
грузке при широтно-импульс-
ной модуляции (а), частотно-
импульсной модуляции (б), и
релейной системе регулирова-
ния (в)
310
горизонтальных уровней: нижнего при формировании фронта и
верхнего при формировании среза. Поскольку форма изменения
и в зависимости от напряжения питания и тока нагрузки может
быть различной, то и частота в дайной системе регулирования мо-
жет изменяться в широких пределах.
Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабили-
заторами двух других типов имеют следующие преимущества:
обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобра-
зования независимо от напряжения первичного источника питания
и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизмен-
ной, что имеет существенное значение для ряда потребителей элект-
роэнергии;
реализуется возможность одновременной синхронизации частот
преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опас-
ность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН
от общего первичного источника постоянного тока. Кроме того, при
работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, уси-
литель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.
Недостатком ИСН с ШИМ в отличие от стабилизаторов релей-
ного типа является более сложная схема управления, содержащая
обычно дополнительный задающий генератор.
Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных пре-
имуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими не-
достатками:
сложность схемотехнического осуществления регулирования
частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях
напряжения питания и тока нагрузки;
отсутствие возможности реализации отмеченных выше преи-
муществ системы регулирования с ШИМ.
Последний недостаток относится также к релейным (или двух- '
позиционным) ИСН,, которые характеризуются также сравнительно
большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с
ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально
может быть равна нулю, что невозможно в релейных стабилизато-
рах по принципу их работы).
Преимущество релейных стабилизаторов состоит в простой схе-
ме управления.
Структурное построение схем управления СУ для ИСН с тремя
способами стабилизации напряжения приведено на рис. 8.4. В об-
щем случае каждая схема содержит делитель напряжения ДН, ис-
точник опорного напряжения ИОН. сравнивающий элемент 1 и уси-
литель рассогласования У. В зависимости от способа стабилизации
в состав СУ также входят:
формирователь синхронизирующего напряжения ФСН, срав-
нивающий элемент 2 и пороговое устройство ПУ для ИСН с ШИМ
(рис. 8.4, а);
частотный преобразователь ЧП для ИСН с ЧИМ (рис. 8.4, б);
пороговое устройство для релейного ИСН (рис. 8.4, в).
Во всех трех СУ в первый элемент сравнения поступают по-
стоянное опорное напряжение Uon й пересчитанное выходное на-
пряжение стабилизатора нст. Разность этих напряжений е посту-
пает на вход усилителя постоянного тока.
В схеме на рис. 8.4, а формирование модулированных по дли-
тельности импульсов «п.у (/и) происходит в пороговом устройстве
ПУ, на вход которого поступают разность усиленного сигнала рас-
согласования еу и синхронизирующего напряжения н3.г. Изменение
311
длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией
его фронта или среза.
При модуляции фронта (рис. 8.5. а) линейио-изменяющееся
напряжение синхронизации и3.г на каждом периоде нарастает (ско-
рость его изменения положительная). Поскольку пороговое устрой-
ство в общем случае может обладать гистерезисом (2хв) я инерци-
онностью (за счет времени рассасывания неосновных носителей в
полупроводниковых приборах), то его срабатывание происходит че-
рез Ti и тг от момента пересечения управляющего напряжения с го-
ризонтальными прямыми х0 и — х0. Длительности воздействия иа
базу регулирующего транзистора ИСН управляющего импульса н
паузы соответственно равны уаТ и УрТ.
Прн модуляции среза (рис. 8.5, б) напряжение и3.г на каждом
периоде спадает (скорость его изменения отрицательная). При мо-
дуляции фронта и среза (рис. 8.5, в) напряжение синхронизации на
каждом периоде,и нарастает и спадает. Этот вид модуляции по срав-
нению с односторонней модуляцией (рис. 8.5. а, б), позволяет реа-
лизовать более быстродействующие ИСН, так как в этом случав
мгновенное значение управляющего напряжения влияет иа форми-
рование фронта и среза.
Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий
связь между изменениями относительной длительности Ду импуль-
сов на входе сглаживающего фильтра и напряжения Д«п иа нагруз-
ке:
К Д?
Кшим= Дцн
Кд.н Ку
з.г
(8.1)
где Кд.н- Ку — коэффициенты передачи делителя напряжения и
усилителя рассогласования соответственно; 21/т.аг — двойная амп-
литуда синхронизирующего напряжения.
Поскольку значение относительной длительности у = ta/T им-
пульсов на входе сглаживающего фильтра ИСН физически не может
Рис. 8.4. Структурные схемы цепей управления:
a — с ШИМ; б — с ЧИМ; в — двухпозииионная (релейная)
312
313
Рис. 8.6. Характеристика
широтно-импульсного мо-
дулятора
Рис. 8.7. Формирование выходного
напряжения порогового устройства
в зависимости от усиленного сигнала
рассогласования
быть больше единицы и меньше нуля, то зависимость между у и ин
имеет вид, показанный на рис. 8.6.
В схеме управления релейного ИСН (см. рис. 8.4, в) усиленный
сигнал рассогласования ву (рис. 8.7) поступает на вход порогового
устройства, которое переключается так же, как в схеме с ШИМ.
В схемах на рис. 8.4, а—-в первые три звена (ДН, ИОН и У вме-
сте с элементом сравнения /) схемы управления ИСН выполняют те
же функции, что и аналогичные звенья в СУ непрерывных стабили-
заторов. Поэтому схемотехнически они могут быть выполнены по
рис. 5.8, 5.9. .
Рис. 8.8. Схемы формирователей синхронизирующего напряжения
314
Из существующих типов ФСН следует выделить схемы, пока-
занные иа рис. 8.8.
Если имеется источник переменного напряжения прямоугольной
формы (например, напряжение иа дополнительной обмотке транс-
форматора преобразователя), то лииейно-изменяющееся напряже-
ние спадающего вида может быть получено при помощи простой схе-
сы (рис. 8.8, а), состоящей из конденсатора С, мостового выпрями-
теля VD и резистивного делителя напряжения Rt. Сравнитель-
но большая постоянная времени (Ri + R2) С-цепи позволяет полу-
чить на каждом полупериоде перезаряда конденсатора необходимую
линейность изменения тока i’c, а следовательно, и напряжения на
резисторе R2 (рис. 8.9, а). После мостового выпрямителя напряже-
ние изг имеет двойную частоту и постоянную составляющую Uno.
Недостатком схемы на рис. 8.8, а является пропорциональная
зависимость формы и3 г от напряжения питания, что может приве-
315
сти при быстрых изменениях пп1 к нарушению режима стабилизации
в ИСН. Устранить недостаток можно дополнительным включе-
нием транзистора VT, стабилитронов VD2 и VD3, конденсатора С2
и резисторов R3—Re (как показано на рис. 8.8, б). В этой схеме
формирование линейно-изменяющегося напряжения нарастающего
вида происходит следующим образом. В интервалах времени между
импульсами (рис. 8-9, б) конденсатор С2 периодически заряжает-
ся от Ua0 до (Ua0 + 2Um з г) через резистор R3 от источника на-
пряжения, выполненного иа стабилитроне VD3 и резисторе Re-
В кратковременные моменты воздействия импульсов и2 на базу тран-
зистора VT он открывается и-конденсатор мгновенно разряжается
до Ua0 через резистор Rit стабилитрон VD2 и переход коллектор-
эмиттер насыщенного транзистора. Применение стабилитрона VD3
и режима быстрого перезаряда конденсатора дифференцирующей
цепи позволяет исключить влияние ип1 и (7дОП на параметры u3.r.
При наличии источника однополярных импульсов напряжение
синхронизации может быть сформировано простейшей RC-аепъю
(рис. 8.8, в). В этом случае напряжение u3r имеет треугольную фор-
му (рис. 8.9, в), при которой происходит модуляция фронта н сре-
за управляющих импульсов.
К недостаткам схем иа рис. 8.8, а—в относится обязательное
наличие источника двуполярных или однополярных импульсов иа.
Этого недостатка лишены схемы на рис. 8-8, г, д, которые работают
в автоколебательном режиме при питании их постоянным напряже-
нием Ua. В схеме на рис. 8.8, г для получения автоколебаний при-
меняются операционный усилитель DA (например, 153УД1), рези-
сторы —R6 и конденсатор С. Осциллограммы напряжений для
этой схемы приведены на рис. 8.9, г. В течение времени О—напря-
жение иВ!С иа неннвертирующем входе усилителя больше напряже-
ния иа конденсаторе С, которое приложено к инвертирующему входу
усилителя и является выходным напряжением и3.г генератора.
В это же время происходит заряд конденсатора через резистор Ri,
который вместе с Rt через выходной транзистор усилителя подклю-
чен к минусовой шине Un. В момент времени когда пзг начина-
ет превышать ивх, выходное напряжение усилителя (7ВЫХ резко
спадает до нижнего уровня. Происходит скачкообразное уменьшение
напряжения пвх и начинается разряд конденсатора до Un0 та UbXB.
Начиная с момента времени Т, когда происходит переключение опе-
рационного усилителя и его напряжение ивых возрастает до верх-
него уровня, весь процесс повторяется.
В схеме ФСН на рис. 8.8, г синхронизацию можно осуществить
подачей кратковременных импульсов положительной полярности
«синхр и большей частоты иа неиивертирующий вход операцион-
ного усилителя через резистор R3. При этом увеличиваются постоян-
ный уровень Ua3 (пунктирные линии на рис. 8.9, г) и частота на-
пряжений.
В схеме на рис. 8.8, д содержатся почти все звенья схемы уп-
равления. Здесь делитель напряжения выполнен на резисторах Я?
R3, источник опорного напряжения — Rlt VDlt а функции сравни-
вающих элементов, усилителя рассогласования и задающего гене-
ратора выполняет симметричный мультивибратор (элементы R3—
R3> ^2. V'Dg, VD3, VTt—VTJ. Транзисторы VT2 и VT3 работают
в линейном режиме и выполняют функцию регулирующих сопро-
тивлений, от которых зависит длительность управляющих импульсов
uyi и “уг- Значения коллекторных токов VT2 и VT3 определяются
выходным напряжением пн стабилизатора,
316
На рис. 8.9, д приведены временные диаграммы изменения на-
пряжений на конденсаторах Сг и С2 (соответственно иС1 и «С2)
и переходах коллектор—эмиттер транзисторов VTv VTt. В течение
времени t2—транзистор Vl\ открыт и конденсатор С2 через рези-
стор Re< ДИ°Д и переход эмиттер-база УТ\ заряжается почти до
U Транзистор VTt остается закрытым напряжением ис1 до тех
пор, пока С4 полностью не разрядиться через Р4 и переходы коллек-
тор—эмиттер транзисторов V7\ и VT2. В момент времени t2 напря-
жение ис> падает до нуля, транзистор VTt открывается, a VT2
закрывается .напряжением uCj. Длительности импульсов иу1 и
«у2 определяются постоянной времени т2 « /?КЭЗС2 и т4 ~ RubiCv
где /?кэг и ^кэз — сопротивления переходов коллектор-эмиттер
транзисторов VT2 и VT3. Длительность нарастания фронта импуль-
сов иУ1 и иу2 зависит от т3 = /?2С4 и т4 = /?вС2. Цепочки VD2, R3
и VD3, R& необходимы для защиты переходов эмиттер—база тран-
зисторов V7\ и И7"4 от пробоя импульсом напряжения.
В схеме с мультивибратором трудно осуществить синхрониза-
цию; кроме того, при быстрых изменениях иа формирование необ-
ходимой длительности управляющих импульсов происходит с за-
паздыванием тэап « т2/2 для иу1 и тЭап « ц/2 для иу2> Послед-
ний недостаток существенно затрудняет применение данной схемы
при высоких частотах коммутации (до J00—200 кГц) регулирующе-
го транзистора ИСН.
Схемы пороговых устройств (ПУ) для управления ИСН приведе-
ны на рис. 8.10. В качестве ПУ могут быть применены усилитель
постоянного тока иа одном или двух транзисторах, операционный
усилитель (ОУ), работающий в режиме компаратора, а также триг-
гер. Для обеспечения высокой крутизны фронтон управляющих им-
пульсов каждая схема содержит выходной транзистор (на рис. 8.10, б
их два — VT, и Vy4).
При использовании ПУ, показанных на рис. 8.10, б, в, в ИСН с
ШИМ на один из входов подается и3.г, а на другой — усиленный
сигнал рассогласования еу. Если ПУ применяется в релейных ИСН,
то напряжение г заменяется на постоянное (резисторы R3, Rt
иа ряс. 8.10, в). В схемах ПУ на рис. 8.10, а, г с одним входом сло-
жение напряжений еу и и3.т осуществляется на резисторах Rlt R2.
При отсутствии и3.л свободный вывод резистора R2 соединяется с
минусовой шиной 1/п.
Переключение транзистора VT\ в схеме ПУ на рис. 8.10, а
происходит в моменты равенства (еу + из г) « (Цст -|- (7ЭБ).
Применение в качестве ПУ дифференциального усилителя позволя-
ет получить два выходных сигнала un. yi и “п. уз> находящихся в
противофазе по отношению друг к другу. Формирование фронтов
выходного напряжения ПУ в схемах на рис. 8.10, б, в происходит
при еу «з из г, а в схеме иа рис. 8.10, г определяется входной ха-
рактеристикой триггера (рис. 8.11), в котором прн еу = 0 транзистор
У7\ закрыт, a VT2 открыт. При возрастании входного напряжения
До напряжения срабатывания 1/Сраб триггера транзистор VTt
открывается, a VT2 закрывается. Обратное срабатывание триггера
происходит при уменьшении входного напряжения до напряжения
отпускания Цотп.
Проведем расчет схемы управления. Расчет делителя напряже-
ния источника опорного напряжения и усилителя рассогласования
проводится по формулам § 5.2.
317
Рис. 8.10. Схемы пороговых устройств
Формирователь синхронизирующего напряжения. Исходными
данными для выбора типа элемента и его расчета являются: постоян-
ная составляющая Um) и амплитуда Um З.г напряжения синхрониза-
ции и3 г, напряжение питания (7П, частота /п и сопротивление на-
грузки /?н.ф.
Схема на рис. 8.8, а. Из условия обеспечения линейности син-
хронизирующего напряжения выбирается Um п > 4t7m3 r. С уче-
том напряжения Um п выбирается тип полупроводникового диода
мостового выпрямителя. Для уменьшения шунтирующего влияния
’ /?н.ф на напряжение из г принимается
/?2 — 0,1Дн.ф и определяются и С
(с учетом неравенства Um п > йпр +
^тз г + l/п»)'-
/ ти ^пр — Um3.r \
Я, ~ /?2 --------------------- 1 ,
Их
^»тл '-'срй
Рис. 8.11. Входная ха-
рактеристика триг-
гера Шмитта
Упо
^пр) Rt
(^i
Rl
где {Aip — падение напряжения на диодах
выпрямителя VD.
Пороговое устройство. Исходными
данными для выбора типа элемента и его
318
расчета являются: постоянная составляющая Ua0 и амплитуда
синхронизирующего напряжения Um3.r, частота коммутации ре-
гулирующего транзистора /п, напряжение питания Ua, сопротив-
ление нагрузки /?н.11у, максимальное напряжение рассогласова-
ния еу|П усилителя постоянного напряжения и его выходное
сопротивление /?Вых.у выходное напряжение пп.у или выходной
ток /п.у порогового устройства.
Схема на рис. 8,10, б. Проведем расчет порогового устройства
по следующим исходным данным: Ua0 — 4 В; 2Um 3-г — 2 В; /п =•
«= 50 кГц; /„.у = 50 мА; RH.„.y — 82 Ом; вут = 8 В; /?вых.у ”
==. 3 кОм; Ua = 19 В.
1. Выбираем транзистор VT2 (VTt) типа КТ630Б с параметра-
ми1 УКЭ1 max ~ 100 В > = В- 7К1 max = 1 А > 7п.у “
= 50 мА; /рам = 0,1 мкс < (0,02 4- 0,1)// = 0,02/50-103 = 0,4 мкс;
Л21 э \rnin 80; (/КЭнас 1 < °*2 В- ^ЭБ 1 < 3 кОм “ максимально
допустимое значение внешнего базового резистора.
2. Вычисляем R^, базовый /Б[ и коллекторный /К( токи тран-
зистора:
/?1 <((/ц ^кэ нас |)/7п.у /?н.н.у = (Ю—0,45)/50-10 "'3 —
— 82=280 Ом;
принимаем Rx — 240 Ом:
/ц I = (^п ^кэ нас|)/(^н-и-у Н /^i) — (19—0,2)/(82 -|- 240) =
=•57 мА < /К1 та1с = 1А,
/БГ=/К|/Л2|Э1 гл/п"57-Ю~3/80 = 0,7 мА
3. Выбираем транзистор VT2 (VT3) типа КТ312Б с парамет
рами: 1/КЭ2 тах - 35 В >(//„ - {/„„)= (19 - 4) = 15 В; /К2 тах =
= 30 мА > (3 4- 5) /Б1 - 5-0,7-10-’ — 3,5 мА; /рас 2=0,1 мкс<
< (0,024- 0, !)//„ = 0,4 мкс; С/ЭБ 2 = 0,8 В; ft,, , 2п1/„ = 25.
4. Принимаем ток коллектора транзистора Й7’2 равным
7К2 = (2 т 5) /Б| = 2-0,7-10~:‘— 1,4 мА, рабочее напряжение
в режиме усиления t/j<3 = 3 В и вычисляем/?2 — Rs:
Rs*~ (упо - Цэб2)/2/К2 = <4 - 0,8)/2-1,4-10-’ =1,1 кОм;
/?3= (1,5 4- 3)//К2 = 2,8/1,4-10-’ = 2 кОм < /?ЭБ = 3 кОм;
Re- (Un - Уп0 - 2уоту.г - ^КЭ)^К2 =(19-4-2-
— 3)/1,4-10-’ « 6,8 KOt;
Rz (^iio "Ь з.г) /^вых.у7(еу т Uпо = (4-|-
+ 2)-3-103/(8 — 4— 2) = 9 кОм,
принимаем /?2 = 10 кОм.
Ток базы транзистора V'7'2 и сопротивление резистора Ra
°-06 мА;
/?» < ((7uo + 2/7m3. г) Л2|э2 minH V.2~
= (4 + 2У25/1 ,7-10— 3 100 кОм. Принимаем /?8=36кОм
319
8.3. Стабилизаторы понижающего типа
В зависимости от индуктивности дросселя, тока нагрузки, ча-
стоты преобразования, входного и выходного напряжений все три
типа импульсных стабилизаторов с LC-фильтром независимо от
способа стабилизации выходного напряжения могут работать в ре-
жиме непрерывных или прерывистых токов, протекающих через
дроссель [3, 23]. Временные диаграммы изменений токов и напря-
жений в установившемся режиме для стабилизатора понижающего
типа (см. рис. 1.10) приведены на рис. 8.12.
Режим непрерывных токоЬ дросселя. В момент поступления им-
пульса напряжения ип.у (рис. 8.12, а) транзистор открывается и,
поскольку диод VD из-за его инерционности не может мгновенно
выключиться, все напряжение питания оказывается приложенным
к переходу коллектор—эмиттер транзистора. Его коллекторный ток
начинает резко возрастать до максимального значения Iк т, кото-
рое зависит от скорости нарастания базового тока, коэффициента
усиления и частотных свойств транзистора, а также от времени рас-
сасывания неосновных носителей /рас.д в базовой области силового
диода. Практически уменьшить ток /к т можно за счет увеличения
постоянной времени тБ нарастания базового тока транзистора (на-
пример, включением конденсатора параллельно переходу эмит-
тер—база только на время открывания транзистора).
На рис. 8.13 приведены [12] зависимости относительной вели-
чины выброса коллекторного тока Ктр1 = ,,/^б^2| э транзистора
от коэффициента Ктр0 = /Л//Б ^21 э для различных значений
тБ'/тэфф (где ^21 э’ б — статический коэффициент передачи тока
транзистора и его ток базы в режиме насыщения: сэфф — эффектив-
ное время жизни избыточных носителей в диоде). В пределе, если
частотные свойства транзистора намного хуже импульсных свойств
диода (по Туфф), то выброс коллекторного тока отсутствует.
Рис. 8.12. Диаграммы изменений напряжений и токов в ИСН пони-
жающего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов
дросселя
320
О 0,1 0,2 0,3 0,0 Кгрг
Рис. 8.13. Зависимости относительной
величины выброса коллекторного тока
Ктр| = /кт//в ^21э от относительной ве-
личины тока дросселя Bhn»
для различных значений тБ/тЭфф
Рис. 8.14. Регулировоч-
ные характеристики ста-
билизатора понижающего
типа
С момента времени 12 (рис. 8.12, а) обратный ток днода умень-
шается до /Обр, восстанавливается обратное сопротивление диода
И коллекторный ток транзистора падает до значения i‘K =
а «кэ до напряжения насыщения ^кэнас1 ® течение времени
t»—G ток, протекающий через дроссель, увеличивается от l^min
До L max' а напряжение иа диоде равно Ua — ^кэнас-
После окончания импульса иа у транзистор закрывается через
время рассасывания /рас и ток дросселя начинает спадать через от-
крытый диод до lLmin. При этом напряжение «кэ = (1/п — //пр).
Затем весь процесс повторяется.
Статическая регулировочная характеристика (определяемая
по формуле Un/Ua = у (1 — о)) стабилизатора понижающего типа
(непрерывная линия иа рис. 8.14) представляет собой прямую, на-
клон которой зависит (без учета .потерь в регулирующем транзисто-
ре и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и на-
грузки о = rL/Ra [3, 27]. Напряжение на нагрузке определяется
относительной длительностью управляющих импульсов (при по-
стоянном Ua) и не может быть больше напряжения питания, а ли-
нейность данной характеристики улучшает условия устойчивой ра-
боты ИСН.
При автотрансформаторном включении дросселя характер про-
цессов видоизменится (иа рис. 8.15, а, б приведены временные диа-
граммы, соответствующие схемам на рис. 8.1, а, б): в моменты пе-
реключения транзистора ток, протекающий через полуобмотки дрос-
селя, будет изменяться скачкообразно, напряжение икэ закры-
того транзистора в зависимости от коэффициента трансформации
будет больше (при n < 1) или меньше (при п > 1) Ua, а выброс кол-
лекторного тока /^ т уменьшится из-за наличия дополнительной
индуктивности полуобмоток дросселя в контуре коммутации. Не-
достатками автотрансформаторного включения дросселя являются:
нарушение линейности регулировочной характеристики, фор-
ма которой для различных п и о показана на рис. 8.14 пунктирной
Линней;
И Зак. 726
321
повышенная пульсация выходного напряжения стабилизатора
(по сравнению со схемой на рис. 1.10, для которой n= 1) из-за
скачкообразного изменения тока, протекающего через конденсатор
сглаживающего фильтра.
Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима
от режима непрерывных токов дросселя для схемы на рис. 1.10 за-
ключается в следующем.
На интервале времени —12 (см. рис. 8.12, б), когда регули-
рующий транзистор закрыт, ток iL, протекающий через дроссель и
диод, спадает и в момент времени /2 достигает нуля. На интервале
времени/2—*з транзистор по-прежнему закрыт, конденсатор Сн раз-
ряжается через нагрузку, а дроссель и диод оказываются электри-
чески выключенными из схемы. Причем в момент времени t2 напря-
жение коллектор—эмиттер транзистора уменьшается от Un—Unp
До Un — ип. При поступлении отпирающего импульса ип.у тран-
зистор открывается и его коллекторный ток начинает увеличи-
ваться от нуля. Следует отметить, что в момент времени 13 выброс
коллекторного тока m в данном режиме работы стабилизатора
принципиально отсутствует из-за закрытого состояния диода в те-
чение времени 12—t3.
Схемы на рис. 8.1, а, б также могут работать в режиме преры-
вистых токов дросселя (для данного случая временные диаграммы
на рис. 8.15 показаны пунктирной линией).
Недостатками режима прерывистых токов являются нелиней-
ность регулировочной характеристики, увеличение внутреннего со-
противления и повышенная пульсация напряжения иа нагрузке,
так как иа интервале времени t2—13 (рис. 8.12, б и 8.15) дроссель не
участвует в сглаживании переменного напряжения. Поэтому
при проектировании ИСН режима прерывистых токов дросселя не-
обходимо избегать.
Методика расчета. Исходными данными для расчета ИСН явля-
ются: напряжение 1/п и пределы его изменения Д1/п; внутреннее
сопротивление источника постоянного напряжения R№\ номиналь-
ное выходное напряжение стабилизатора UH и допустимые пределы
Рис. 8.15. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилизато-
ре понижающего типа с автотрансформаторным включением дроссе-
ля в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов дросселя
322 ;
vr? _£
Рис. 8.16. Схема релейного стабилизатора
его регулировки &UH; максимальный /н тах и минимальный Iamtn
токи нагрузки; допустимая амплитуда пульсации выходного напря-
жения стабилизатора коэффициент стабилизации KCt и вну-
треннее сопротивление гн; максимальный температурный уход на-
пряжения 6t/H.T на нагрузке; предельные значения температуры
окружающей среды TCmtn и ТСтах.
На рис. 8.16 и 8.17 приведены схемы ИСН понижающего типа
соответственно релейного типа и с широтно-импульсной модуляцией.
Схема на рис. 1.10 (19, 23, 27, 46].
1. Выбираем частоту преобразования /ц и принимаем ориен-
тировочно Т]ст — 0,85 4- 0,95.
2. Определяем минимальное и максимальное значения относи-
тельной длительности (коэффициент заполнения) импульса напря-
жения на входе фильтра:
Vmin = (^н АС/н)/Пст (Ц, “Ь АС/П), (8.2)
Утах = (<Л< А£/н)/т]ст (^п Д^п)-
Рис. 8.17. Схема стабилизатора с широтно-импульсным модулятором
11* 323
3. Из условия сохранения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
L-min ^(Пн + Дб^н) (1—Ут1п)'21п min fn- (8.3)
4. Вычисляем произведение LCH по заданному значению пуль-
сации напряжения на нагрузке
= (1-Vmin)/16WH~^ (8.4)
и определяем индуктивность дросселя (с током IL 1итах) и ем"
кость конденсатора из условия равенства их масс с учетом (8.3)
и (8.4).
5. Амплитуда тока через конденсатор Сн равна (для релейных
стабилизаторов проверка предельно допустимых параметров кон-
денсатора проводится для fa — fn тах)
max~Wn— Лб'н) (1 —Ymin)/2/-fn. (8.5а)
Действующий ток через конденсатор
‘c^’cmax/V^ (8-56)
6. Определяем среднее и предельные значения тока, протекаю-
щего через дроссель, при Unmax и /н max'
1L ср max’
J L min Iн тах~~ IС max* (8.6)
IL max ^нтах~^~ ^Cmax'
7. Задаемся значением = (1,2 -? 2) cp нс учетом ча-
стоты преобразования -выбираем регулирующий транзистор по току
и напряжению /Kmaj£>/Km или
max IL тах’> ^КЭ max (^п+ ДПп)-
8. Выбор импульсного диода проводится с учетом частоты пре-
образования по прямому току и обратному напряжению
^пр > 7^ тах< ^обр.и.р > </„ max 1/п + Д^п.
- 9. Вычисляем ток дросселя и коэффициенты Ктр1 и Ктр2:
IL~ 1 a max (^нЧ- Д^н) (1 Утах)/2б/п, (8.7)
^тр1 = 7Кт//Б/г21э тах, Л’тр2 = /1/7Б /г21э тах,
где blamin’ h2 is max’ 1Б= 1Б тах/Н21э mtn ~ предельные значения
коэффициента передачи и базовый ток регулирующего транзистора.
10. По графикам на рис. 8.13 определяем %Б, а затем емкость
конденсатора СБ ~ 1,6/Б тБ/Д(7ЭБ, включенного параллельно пе-
реходу эмиттер—база транзистора (Д (7ЭБ — изменение напряже-
ния эмиттер—база на входной характеристике транзистора, соот-
ветствующее изменению базового тока иа /Бн)-
324
'Упас ' к нас
^213 max (ZB Z3an)
11. Определяем времена ,включения, выключения и рассасы-
вания регулирующего транзистора (при тБ < тт):
. _ .1 । + Кнас min / __ТБ
*вкл max — Тт П г ~ 9
''нас min \
^зап + ^L тах/^213 mtn
^выкл max ~ ^т ) - (®-8)
'зап
^рас max ~ тн’п
где Тт « Л2|эУ?КСк + 1/2лЛ-р; 7К нас = Zh min + (Ун + Д Х
х (1 — Ymax)Z/n2/-', /зап — запирающий транзисторный ток; тн
постоянная времени накопления заряда в базе насыщенного тран-
зистора; /(нас = Б 213------!S_!1/LC — коэффициент насыщения; Д-р,
ZK нас
/?к — граничная частота и внешнее сопротивление в цепи коллек-
тора транзистора соответственно.
12. Потери мощности иа транзисторе определяются в основном
потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере-
ключения):
Р К нас max ^КЭнас Ymax>
РК дни = 0-5/п (Un+ &Uц) (1Кт /вкл + 1L max *выкл).
РК = РК нас+^К дни* (8 9)
13. Потери мощности на диоде определяются потерями в пря-
мом направлении и динамическими при его выключении
Рц— max ^пр (1—Ymin) + fn X
X (l/п + Д^п) (ZKm— ^Lmlni ^вос. обр/6. (8.10)
14. По заданному значению /Сст вычисляем коэффициент пере-
дачи схемы управления
^ШИМ =(^ст — 1)/(^п — Д^п)- (8.11)
15. Расчет схемы управления с учетом температурной неста-
бильности 61/н.т проводим по методике, изложенной в гл. 5.
16. Вычислим потери мощности в дросселе и определим КПД
и внутреннее сопротивление стабилизатора
PL^4yvrL,
qCT = l/H /н max/f^H /ц тах+/’т + ^>д + ^ь + ^с.у). (8.12)
гн—гэ Ymax/( I "Ь^ШИМ (^п Д^т)] •
где rL — сопротивление дросселя; гэ = + rL + ГКЭ’ #н,
ГКЭ соответственно сопротивление источника питания и перехо-
да коллектор — эмиттер насыщенного транзистора.
325
Схемы рис. 8.1, а, б (при fn = const).
1. В зависимости от напряжения питания и тока нагрузки вы-
бираем коэффициент трансформации дросселя (п. > 1, если необ-
ходимо уменьшить напряжение и^э, и п 1> если необходимо
уменьшить i'K) по возможности ближе к оптимальному значению (по
отношению к расчетной мощности транзистора)
геопт = UH/(Ua ^н).
2. Выбираем частоту преобразования /п н т]Ст — 0,85 4- 0,95.
3. Определяем предельные значения относительной длитель-
ности импульсов напряжения на входе фильтра
=_______________Uh-Ын_________________
ЪпЛП Пет [(Vn + 4yn)n + (t/H-4t/H) (!—«>] ’
=____________ Цн + Ын_________________
?mQX Пет КС/п-Д1/п)я + (UH+&UH) <! — «)] •
4. Из условия сохранения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
, (0^пЧ~Д^п — ^я+^и) Ут1п (УтЛп п +
—2ym;n) п —((/н — Дб^н) U —Ymjn)2
2^н /п
5. По заданной амплитуде пульсации напряжения определяем
емкость конденсатора (с учетом сопротивления потерь конденсатора
гп):
, для рис. 8.1, а
. . . £ (2^Ln—2^н + Д^ь)у
fП [2^н~ — ^£ гп(п 1)]
, (^н — Д^н) (1—Ymin) [3(1 ~Ymin) + Ymin "1
fn L [Ут1п (n —1)4-1]
д/* _ (Цн — Ып) (Г — Ут1п) п
L~ fnL
для рис. 8.1, б
Г, УтУп ^н max [УгМп (п—1)+1— 2п]—А/£ [2ymin X
Сн=— -------------------------—-------------------
2(6н [?min (^ 0~Ь 1] I 1)1^н max ~Ь
~ \ П J '
X (1 —Я)— 1]
”+Д/Г [уmin (1 -п)-1])
. ,** (С/п + Д^п ^нЧ’Д^н) Утгп
ГВД ML ------------7~............ ............
326
6. Максимальная амплитуда, и действующее значение тока че-
рез ,СИ:
, для , рис. 8.1, а
.__________Ai max О . Uя
С '"“х~2 (ут!п («-1)4-1] + 2Lfn Х
3 (Уmin О2 п [Ymin я (1 " Vm£n) 4~ Vmin (3 ^Ym/n)11
‘ 2 lYmin (Я —1)4-1]
(1/и—Д(/„) (1—Yntin) Г________n_______ 1
]/ з цп I. Ymin(«-1)+I I
(UU n У min n (1 Ym in)4~(Ym i n O2
~~ У,, ’ 2 [Vmin («-1)4-1] :
для рис. 8.1,6
_____(w max (1 —,l)
C'naX~ ymin («-!)+ 1
(С/п+А1/п—(7н4-ДПц) ym;n
2Lfa
n
Сл—
max
+
У min (« 1) + 1
(^п4~АС/п — L/H4~At/H) Ymtn
7. Определяем токи, протекающие через дроссель (ток iL):
I!, ср ~ тах>
/ __ 2/н max'— У min' А/2 (1 Ymin)
L min 2 (Ymin «4*1—Ymin)
max— IL min ^4-^Л’
ГДе A/i =((/п4-MJa — ^КЭнас—^н4-А^н)«2 Ymin/Wn
Д/2 =(l/H — ДС/Н — (/пр) (I —Ymin)/(-/n-
(8.13)
8. Задаемся током /Кт = (1,2ч-2) IL ср и с у.четом частоты
преобразования выбираем регулирующий транзистор потоку и на-
пряжению:
max L max (или max > ^Km)’
КЭ max > ^п4- Д[/п4-(^н 4" &Uh) (1 —«)/«.
9. Выбор импульсного диода также проводится с учетом fa
по прямому току и обратному напряжению:
^пр > тах!п> ^обр.и.р > U-л 4" ((^п 4" ^п— ^н) «•
10. Проводим вычисления по пп. 9—16 методики расчета схе-
мы на рис. 1.10 с учетом:
а) в выражении (8.7) IL = 1^т(п'-
327
б) при вычислениях по формуле (8.8) /к иас = lLmaxi,
причем 1^тах[ вычисляется по формулам (8.13) после замены
max Namin'
в) при вычислениях по формуле (8.9) заметить /н тЯх на
('z. т.п « + /ьтах)/2 и (Ua + Л1/п) на [1/„ + дуп + (UK +
Д </и) • (1 — «)/«];
г) при вычислениях по формуле (8.10) заменить /н max на
(4mln + Д/г/2) и (Un + Д^п) на [1/„ + (U„ + ДС/П - Uj/n].
8.4. Стабилизаторы повышающего типа
Временные диаграммы изменений токов и напряжений для ста-
билизатора повышающего типа (см. рис. 1.11) приведены на рис. 8.18.
Режим непрерывных токов дросселя. На интервале времени
0—tx транзистор VT закрыт, ток дросселя протекает через диод VD
в нагрузку и конденсатор Сн. При этом напряжение на дросселе
равно UH — Un — Йпр, а на транзисторе Ua — Упр. В момент вре-
мени открывается транзистор VT и через него на интервале
(?1—/г) протекает импульсный ток амплитудой /Кт, обусловлеи-
Рис. 8.18. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилиза-
торе повышающего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых
(б) токов дросселя
328
4
3
2
]
6-0,1
Рис. 8.19. Регулировочные
характеристики стабилиза-
тора повышающего типа
0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 у
6-0, ОТ
п-0,0
(6-0)
6=0,00
0
ный разрядом конденсатора С„ через
диод VD из-за его инерционности.
По окончании процессов рассасыва-
ния неосновных носителей в диоде
VD (момент времени /2) конденсатор
С„ отключается от дросселя и тран-
зистора и разряжается в нагрузку
током /н. В течение этого же време-
ни —t3) происходит накопление
энергии в дросселе (увеличение тока
от 4 mln Д° 4 max') за счет er0 П°Д-
ключения к источнику питания через
насыщенный транзистор VT. При
этом напряжения равны =
— ^КЭнас ’• uL~Un~ ^КЭнас :
“д = ~ иКЭ нас •
С момента времени t3 весь процесс повторяется. Наличие про-
цессов рассасывания в транзисторе приводит к его закрыванию через
время (рас после окончания импульса иа,у.
Ток 1^т может быть определен (как и для схемы на рис. 1.10)
по графикам на. рис. 8.13. Максимальные значения обратного тока
через диод и тока разряда конденсатора /обр тах = 1С тах —
1 К т IL min"
Статическая регулировочная характеристика стабилизатора по-
вышающего типа (без учета потерь в транзисторе и диоде) определя-
ется зависимостью [27]
б'н _ (I—о) (1—у)
U„ а + (1-а)(1-у)2’
(8.14)
где а = (rL + гдии)/Ян; rL, — сопротивления диода (ди-
намическое), дросселя и нагрузки соответственно.
Из построенных по формуле (8.14) кривых на рис. 8.19 видно,
что в идеальном случае рри а = 0 и у -* 1 регулировочная харак-
теристика устремляется в бесконечность. При наличии практически
неизбежных потерь в дросселе (а =#= 0), а также в транзисторе и дио-
де иа регулировочной характеристике появляется экстремум, зна-
чение которого сильно зависит от а. На основании построенных регу-
лировочных характеристик можно отметить следующие недостатки
стабилизаторов повышающего типа: 1) для получения большого диа-
пазона регулирования выходного иапряжеиия необходимо обеспе-
чить малые значения о; 2) нелинейность характеристик ухудшает
условия устойчивой работы стабилизатора; 3) в режиме холостого
хода выходное напряжение стабилизатора, начиная с у > (0,6—
0,8), резко увеличивается при о -> 0.
Временные диаграммы для автотрансформаторного включения
дросселя для схем иа рис. 8.2, в, г показаны соответственно на
рис. 8.20, а, б. Отличие процессов, протекающих в схемах с авто-
трансформаторным включением дросселя, по сравнению со схемой
на рис. 1.11 заключается в следующем: 1) наличие в контуре ком-
мутации транзистора в момент его открывания дополнительной ин-
дуктивности полуобмотки дросселя приводит к уменьшению выбро-
сов коллекторного тока /Кт и обратного тока через диод Zo6p maxt
а также уменьшает амплитуду тока разряда 1с тах конденсатора
329
фильтра; 2) напряжение «кэ на транзисторе для схемы на
рис. 8.2, а меньше, а для схемы на рис. 8.2, б больше выходного на-
пряжения стабилизатора; 3) коллекторный ток транзистора в схе'-
ме на рис. 8.2, а больше, а в схеме на рис. 8.2, б меньше, по срав-
нению с тем же током в схеме на рис. 1.11; 4) регулировочная харак-
теристика смещается влево при п 1.и вправо при п <_ 1 (пунктир-
ные линии на рис. 8.19).
Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима
от режима непрерывных токов дросселя для схемы на рис. 1.11 со-
стоит в следующем. После закрытия регулирующего транзистора
(момент времени /2 на рис. 8.18, б) ток, протекающий через дрос-
сель и диод, уменьшаясь, достигает нуля в момент времени t3. На
интервале t3—t4, когда транзистор по-прежнему закрыт, ток че-
рез дроссель и днод равен нулю. В момент времени t3 напряжения
скачкообразно уменьшаются на транзисторе от UH — Упр до Un,
на дросселе от UH — Ua — (7пр до нуля, на дноде напряжение
увеличивается от Йпр до UH — Ua, а ток конденсатора изменяется
от нуля до /н. При поступлении отпирающего импульса ип у тран-
зистор открывается, его коллекторный ток начинает плавно увели-
чиваться от нуля без выбросов !^1п, так как в течение времени
<з—tt диод закрыт.
Применение режима прерывистых токов в схемах с автотранс-
форматорным включением дросселя приведет к таким же изменениям
во временных диаграммах, как и для схемы на рис. 1.11, а именно
(пунктирные линии иа рис. 8.20, а, б): увеличится длительность
закрытого состояния диода; иа форме напряжений икэ и ид по-
явится «вырез»; на форме коллекторного тока отсутствуют выбросы
^Кт'
Существенным недостатком режима прерывистых токов являет-
ся повышенная пульсация напряжения на нагрузке из-за увеличе-
Рис. 8.20. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилизато
ре повышающего типа с автотрансформаторным включением дрос-
селя в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов дрос-
1 селя
330
ния длительности разряда конденсатора в нагрузку и увеличение
внутреннего сопротивления.
Методика расчета. Исходные данные для расчета ИСН повышаю-
щего типа могут быть использованы из § 8.3.
Схема рис. 1.11.
1. Выбираем частоту преобразования fn и принимаем Пет ~
= 0,9.
2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное
значения относительной длительности открытого состояния регу-
лирующего транзистора:
I /. ^пЧ-') I, Un \
Ymin— (1 ,, ... 1> Тном— I1 ,, I, Утах—
Пег \ Un^-bU-H / Пет \ Unl
_ 1 / Un-&Un \
Ист \ ^н-|~А^н /
3. Из условия обеспечения режима непрерывности токов дрос-
селя определяем его минимальную индуктивность
. (Un ALn) Утах (1 Утах)
Lmin аг s •
"н min in
4. Определяем средний, минимальный и максимальный ток
дросселя:
IL min L ср
?Lcp ^sinax/О Утах)’
Uи min Утах
^Lmin fn
г =2/ __ Г
L max L ср L min'
5. Задаемся током 1^т ~ (1,2 4- 2) ср и с учетом частоты
преобразования /п выбираем регулирующий транзистор по току и на-
пряжению ^щаХ> ^¥.т= '’^Lcp (или ПРИ больших измене-
ниях тока дросселя /к тах > (7„ тах Ч- /н min/2)), UK9max>
> Un max’
6. Выбираем силовой диод с параметрами:
^пр > max’ ^обр > Un max- ^вос-обр 1/fn-
У. Определяем относительное значение выброса коллекторно-
го тока = lKmHsh2i3max н коэффициент KTp2 = ILmin/
^ъ^иэтах' гРаФи1<ам на рис. 8.13 находим тБ/тэфф, а затем
СБ = 1,6/БтБ/ДС/ЭБ.
8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва-
ния транзистора по формулам (8.8).
9. Потери мощности на транзисторе определяются в основном
потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере-
ключения):
^Кнас= ср ^КЭиас Утах’
^V^nnn—^’^fnfUn — Unp) ^впл + ^l max ^выкл),
= иас Ч" дан1
331
10. Потери мощности на диоде определяются в основном поте-
рями в прямом направлении и динамическими при его выключении
Рд /£ ср ^пр (1 ' Утах) //и /обр max /вое .обр /хт/®»
гДе /обр max — I max min'
11. Пульсация напряжения на нагрузке определяется из вы-
ражения
^н~ = ^н 0 —‘У)//и Сн + IL max гч-
Прн включении в качестве Сн нескольких параллельно вклю-
ченных конденсаторов, их общее число
1цтах0 Ут1п) L max гп-о
NИ"
с c<,fuwu~
Импульсное и действующее значения тока через один конден-
сатор фильтра
!С max— (h. тах~
‘Сл-~--------- У —
N с “ 1 Утах
12. По заданному коэффициенту стабилизации вычисляем ко-
эффициент передачи схемы управления
- „ (Уном Ут1п) /Сет Un
''ШИМ- ,д ________ft , у
\иптах— ип/ ип
13. Расчет схемы управления с учетом температурной неста-
бильности б£7н.т проводим по методике, изложенной в §§ 5.2 и 8.2.
14. Вычисляем потери в дросселе и, приняв мощность, потреб-
ляемую схемой управления, равной Рс.у, определяем КПД стаби-
лизатора
р ~ /2 г
rL ~ 'L ср rL‘
Ug ?ч так
Т|от — ' 1 " 1 ' ' - . । .-
max + Рк + Рд + /’ь + Рс.у
15. Внутреннее сопротивление ИСН (полагаем дифференци-
альное сопротивление диода равным гдиф)
_ +бьЧ-гДИф ун
КСТ иа •
Схемы рис. 8.2, а, б.
1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН,
а также тока нагрузки выбираем коэффициент трансформации дрос-
селя (п > 1 при уменьшении напряжения и^э н п < 1 при умень-
шении i'K), оптимальное значение которого попт — (£?н —
при этом у = 0,5.
332
2. Выбираем частоту преобразования /п н, приняв Лет = 0,9,
определяем минимальное и максимальное значения относительной
длительности открытого состояния транзистора:
(Ua-&Ua)-(Un + &Un)
Лет К^н н) 4- ((/п 4-Д(7п) (п — 1)]
____1 и„-иа
Лет ' (Л,-]-(/„ (п-1) ’
_ (U„ + bU„)-(Ua-MJn)
УтаХ Лет [(^н + А^н) + (^п-АЬ'п) (п-1)] '
3. Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмотки
[((/„- ДУП) у^ + (Ун - Un + ДУ п)( 1 - Ymox)2] (1 ~Утах)
Lmtn>
** н mini п
4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи,
протекающие через полуобмотку 1FX дросселя (ток i'L):
> пУтах Утах 4~ 1 . . .
'Lcp ~ 2П ('L min'T~ 'L тах/п)<
/«max (^н+АУн-Уп+ДУнП!-^)
L min 1 -Утах
. . . Утах
L max * L miu
5. Задаемся == (1,2 — 2) IL cp и выбираем транзистор из
условия 1Ктах > lLmax (или }Ктах >/Кт при 1Кт>
> * l * * *L max) Н УКЭ max > Un/tl-
б. Выбираем импульсный диод с током / > 1L тах/п и напря-
жением Уобр.и.р > (^н + АУН + U„ [п — 1]).
7. Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме-
тодики расчета схемы на рис. 1.11, в которой необходимо:
а) заменить /Л ср на (/L min n + IL тах)/2 в формуле для
нас и Uh ~ % НЭ Un + “ Un ~ Unp)/n в формуле-
для ^кдин*
б) в формуле для Рд заменить /д ср на (/£ min + /£ тах /п)!
2 и Ун на Un + (Уп — УКЭ нас) (п ~ );
в) в формулах для пульсации и числа конденсаторов Nc
заменить 1L тах на lL тах!п> а импульсные токи через конденса-
тор будут равны /<; тах = (/f, max Ncn в момент времени
<з на рис. 8.20, а н /стах~/а'^'с на интервале времени уТ>
333
8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа
Временные диаграммы токов и напряжений для стабилизатора
полярно-инвертирующего (инвертирующего) типа (см. рис. 1-.12) —-
приведены на рис. 8.21.
Режим непрерывных токов дросселя. На интервале времени
О—транзистор закрыт, уменьшающийся ток дросселя через откры-
тый диод протекает в конденсатор и нагрузку. При этом напряжение
на транзисторе пкэ — (1/п + U„ —- Ппр), а на дросселе uL —
~ (^н ^нр)-
В момент поступления отпирающего напряжения пп.у на базу
транзистора он начинает открываться. Инерционность диода на
интервале —t2 приводит к разряду конденсатора через открываю-
щийся транзистор на источник питания Un и всплеску коллектор-
ного тока 1\^т- Уменьшить /Кя1 можно тем же способом, что и в
ИСН понижающего нли повышающего типов, т. е. за счет уменьше-
ния скорости нарастания базового н коллекторного токов регули-
рующего транзистора. После окончания процессов рассасывания в
диоде (момент времени /2) конденсатор Ся оказывается подключеи-
Рис. 8.21. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилизато-
ре инвертирующего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых
(б) токов дросселя
334
Рис. 8.22. Регулировочные ха-
рактеристики стабилизатора
инвертирующего типа
характеристика стабилизатора
НИМ только к нагрузке /?н. В те-
чение времени /2—через кон-
денсатор протекает ток разряда,
равный току нагрузки /н, напря-
жение на транзисторе равно
^КЭнас' ток дросселя, который
через насыщенный транзистор
подключен к источнику питания
U„, возрастает от IL min до ILmax
и напряжения иа дросселе и дно-
де uL Un (?кэ нас1 ,(д
“Ь Уц ^КЭ вас"
После окончания импульса
нп.у регулирующий транзистор
через время рассасывания /рас
закрывается, ток дросселя начи-
нает уменьшаться от IL тах до
L min-
Статическая регулировочная
инвертирующего типа [27] представляет собой семейство кривых,
построенных по формуле
и« _ 7(1—y)(i—о)
Ua ~~ <т-|-(1 —о) (1 —-у)2’
где о — (rL + <дии)//?н; гдин — динамическое сопротивление ди-
ода; одна кривая устремляется в бесконечность при а = 0 и 7 —1,
а другие при о > О имеют экстремум, зависящий от о (рис. 8.22).
Все кривые начинаются от нуля, а выходное напряжение ИСН име-
ет противоположную полярность по отношению к напряжению пи-
тания.
Поскольку семейство кривых на рис. 8.22 почти симметрично
семейству кривых на рис. 8.19, то недостатки ИСН повышающего
типа относятся и к инвертирующему ИСН: 1) для получения боль-
шой кратности выходного напряжения необходимо иметь малое
значение о = (rL + <дии)//?н; 2) нелинейность характеристик тре-
бует принятия дополнительных мер по обеспечению устойчивой ра-
боты стабилизатора (при высоких коэффициентах стабилизации);
3) при малых значениях о (например, в маломощных стабилизато-
рах) и большой кратности выходного напряжения необходимо
принимать меры по защите от превышения напряжения (например,
при сбросе нагрузки).
При автотрансформаторном включении дросселя значение и
форма напряжений и токов изменится (на рис. 8.23, а, б показаны
временное диаграммы, соответствующие схемам на рис. 8.2, в, г):
1) амплитуда коллекторного тока /Кгп в момент открывания
транзистора уменьшится из-за наличия дополнительной индуктив-
ности в цепн разряда конденсатора Сн;
2) ток /д, протекающий через полуобмотку дросселя, будет
в моменты коммутации транзистора скачкообразно изменяться;
3) напряжение на. закрытом транзисторе = —
— Unp)/n и в зависимости от значения п оио больше (n < 1) или-
меньше (я > 1) того же напряжения для схемы иа рис. 1.12;
'335
4) обратное напряжение на диоде «д = UH + (€>п — ^K3Hac)n
и также в зависимости от п оно больше (п > 1) или меньше (n < 1)
обратного напряжения диода для схемы рис. 1.12;
5) регулировочные характеристики смещаются влево при п > Г
и вправо при п < 1 (пунктирные линии иа рис. 8.22).
Режим прерывистых токов дросселя. Особенность работы схем
на рис. 1.12 в режиме прерывистых токов состоит в следующем
(см. рис. 8.21, б). На интервале времени 0—транзистор закрыт,
ток дросселя и диода равен нулю, вследствие чего напряжения на
транзисторе, диоде и дросселе соответственно равны и^э — 1/п,
°д ~ 11L 0.
В момент ti поступления импульса нп.у регулирующий тран-
зистор открывается и его коллекторный ток сравнительно медлен-
но возрастает без выбросов 1^т, так как ток через диод к моменту
времени был равен нулю. По окончании импульса ип.у транзи-
стор через время /рас закрывается, и ток дросселя начинает спадать
до нуля в течение времени /2 — t3. На интервале — /3 значения
напряжений икэ, uL и нд такие же, как и в режиме непрерывных
токов дросселя (см. рис. 8.21, а). С момента времени t3 весь про-
цесс повторяется.
Применение режима прерывистых токов в схемах ИСН инвер-
тирующего типа с автотрансформаторным включением дросселя
(пунктирные линии на рис. 8.23, а, б) приведет к пропаданию вы-
броса коллекторного тока увеличению напряжения на диоде
И уменьшению напряжения на транзисторе и дросселе в течение вре-
Рис. 8.23. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилиза-
торе инвертирующего типа с автотрансформаторным включением
дросселя в режимах непрерывных (а) н прерывистых (б) токов
дросселя
336
мени <4—^5. при котором iL — О, до «д = UH, икэ — Un и uL = О-
При этом на форме напряжений диода и транзистора появляются
«вырезы».
Недостатками режима прерывистых токов, как и для ИСН двух
других типов, являются главным образом повышенная пульсация
напряжения иа нагрузке из-за увеличения времени разряда конден-
сатора в нагрузку на интервале —G и некоторое увеличение вну-
треннего сопротивления.
Методика расчета.
Схема на рис. 1.Г2. Для расчета ИСН инвертирующего типа
могут быть использованы исходные данные из § 8.3.
1. Выбираем частоту преобразования fa и принимаем Г|ст —
=> 0,9.
2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное
значения относительной длительности открытого состояния регули-
рующего транзистора:
=_________Ун-Ын
Ут‘П Пет (^п + +^н-Д<4)’
___ £/« ~Ь н
Vl,0M= »1ст(Уп + ^|) ’ VmgX=; Пст({/п-АУп + Ь'н + АУн)
3. Из условия обеспечения непрерывности токов дросселя опре-
деляем его индуктивность
i •*> — ^пр)0— Ymt’n)2
Lmin or f ’
ы Hm/н I и
4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи
дросселя при /нтаз. и Unmin (при illrnin и Unmax искомые зна-
чения будут меньше):
^Lcp~ Yrnax)*
, , ^nmiiiYmax
* Lmln~ * Lcp о I r '
£Lminln
/ _Of ____f
‘Lmax 4/Lcp 1 Lmin *
5. Задаемся значением f^tn— 1»5/Lcp и с учетом fn выби-
раем регулирующий транзистор с параметрами /к тах > /Кт,
иКЭ max > < + ЛУ„ + 11И + &ии). Базовый ток транзистора
равен /Б п/^21э тйг
6. Выбираем силовой диод с параметрами: / > ILmax,
^обр.и.р > (Un + ДУП + UH + Л Ун). ^вос.обр 1//п*
7. Определяем Коэффициенты Ктр, = IКт/1bh2\s max’ Ктр2 ~
= {Lmin/lbh2i3max- По графикам на рис. 8.13 находим
а затем емкость конденсатора СБ = 1,6/БтБ/ДУЭБ.
8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва-
ния транзистора по формулам (8.8).
337
' 9. - Потери мощности иа транзисторе равны сумме потерь мощ-
ности в режимах насыщения и переключения и достигают максималь-
ного значения при Un max н Утщ-
^Киас = ^Lcp ^КЭнас train .
^Кдни A(Jn-|-t/H4- ДУв — t/np) X
X (/Km ?вкл + IСтах ^выкл),
^К^Кнас+^Кдин-
10. Потери мощности на диоде
Рр. — I Lcp ^пр (1 —tmax) + (^п + At/n + Un + AU„ — ^КЭнас)
X /обр max ^вос.обр fn/б,
, __ , / Iwnax Unmax train
где ‘обртах — 1 кт~\ , ,, ~~ ок
\ 1 rm in п /
11. Пульсация на нагрузке, число конденсаторов и протекаю-
щие через них эффективный и импульсный токи определяются по
тем жр формулам, что и для ИСН повышающего типа.
12. Вычисляем коэффициент передачи схемы управления с
учетом коэффициента стабилизации Дст
д- ’ (tmax Yhom)-^Ct Un
, (U„-U„ min)(UH-AUH)'
13. Расчет схемы управления проводится по методике § 5.2,
8.2.
14. Потери в дросселе PL~ ЧСр гь-
15. Значения т]ст и гн определяются по тем же формулам, что
и для ИСН повышающего типа.
Схемы на рис. 8.2, в, г.
1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН,
а также тока нагрузки выбираем оптимальный коэффициент транс-
формации дросселя «опт = UpJ Un.
2. Выбираем fa и, приняв т]ст = 0,9, определяем относитель-
ные значения длительности открытого состояния регулирующего
транзистора:
____________Un — &Un________________________Un______
ncTl(t/n+AUB)n + UH-AUH] ’ 7ноМ~ Пст(^п«4-^н)’
____________*/д+ ДЦ,_________
т|ст [(Ua AUn) n + Uh+ Дия]
3. Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмотки
UP2 для обеих схем)
д (^н4~ AUH t/пр) (1 —train)2
2/п ^н min
338
. . ,4 s Определяем, токи, протекающие через полуобмотку Uzl дрос-
селя (ток iL) .
г » 1 । . ** imax | ,
*£ср — 'Hmaxl 1 “т" 1"ГпУтах-Х
\ » Утахf
At/n КЭнас)^Уmax (1 ~ Утах) ~~(^н 4“ АС^н ^др)( 1 Утах)2
О Утах)
. тах ___(^н +Айн^^пр) (1 —Утах)
' Lmin~~ 1 Off
» Утах Щи
(t/p — ^^n”^K3HaC) п2 Утах
I Lmax I Ltninfl~^~ re
Чп.
5. Задаемся током 1 Кт = (1,2 -? 2) /Ьср и выбираем транзи-
стор С током max > ? L max (или max > ?Кт ПРИ ?Кт > L тах^
и напряжением 1\Этах > Un + Д U„ + (U„ — Unp)/n.
6. Выбираем диод с током /пр > 1^тах/п и напряжением
^обр.и.р > (Пн + Д^н) + (^п +А(/п — UКЭнас) п-
7. Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме-
тодики расчета схемы на рис. 1.12, в которой необходимо:
а) заменить IL ср на (IL min п + /L тах)/2 в формуле для РКиао
и Un + &Ua + .(/„ + At/H - (7пр на t/n + Д(/п + ({/„ + Д(/„ -
— Unp)/n в формуле для РКди11;
б) в формуле для Рд заменить /L ср на (IL mln+ lL max/n)l2
и Уп+ Л(?п+ UH+ АУН - Укэнас иа. UH + ДПН + (Ua +
+ Д(/п — £/КЭ нас >
в) в формулах для пульсации UK~ и числа конденсаторов Л(с
заменить IL тах на l^maJn, а импульсные токи через конденсатор
будут равны !Стах~ (iLiw~!$nc11 в момент времени t3 на
рис. 8.23, а; Iс max ~ на интервале времени уТ.
8.6. Специальные схемы и области применения
импульсных стабилизаторов
Специальные схемы ИСН
Рассмотрим некоторые схемы ИСН, отличающиеся от типовых
своим построением и характеристиками.
Стабилизаторы с /?С-фильтром [3]. В ддиных стабилизаторах
вместо дросселя в сглаживающем фильтре применяется резистор R.
На рис. 8.24, а, б приведена силовая часть таких стабилизаторов,
являющихся аналогами схем на рис. 1.10 и 1.11. В отличие от ИСН
на рис. 1.11 в схеме на рис. 8.24, б напряжение на нагрузке всегда
меньше напряжения питания Ua. Динамические потери мощности
иа регулирующем транзисторе в схеме ИСН на рис. 8.24 меньше, чем
в схемах стабилизаторов на рис. 1.10 и 1.11 за счет линейного изме-
нения напряжения коллектор — эмиттер в моменты переключения
транзистора. Поскольку на активных сопротивлениях гаснтся весь
339
Рис. 8.24. Схемы стабилизаторов с /?Сфильтром
избыток напряжения между Ua и t/H, то КПД таких ИСН значитель-
но меньше, чем ИСН с LC-фильтром.
Стабилизаторы с частичной модуляцией (или с вольтодобавкой)
13, 27]. В тех случаях, когда имеются дополнительный источник
питания или же вывод от первичного источника с промежуточным
потенциалом, возможно построение стабилизатора с частичной моду-
ляцией (рис. 8.25, а), при котором последовательно с силовым бло-
кирующим диодом включается дополнительный источник напряже-
ния Е„Оп (вольтодобавка). В таком стабилизаторе напряжение «ф
(рис. 8.25, б) на входе фильтра при закрытом регулирующем тран-
зисторе уменьшается до £доп — L/np вместо Unp в схеме на
рис. 1.10. Это позволяет получить заданную амплитуду пульсации
напряжения на нагрузке при меньшем коэффициенте сглаживания
фильтра, т, е. при его меньших массе и габаритах. Поскольку напря-
жение на закрытом транзисторе икэ =- (Un + L/np — £доп) и
меньше на £доп того же напряжения в схеме на рис. 1.10, то и ди-
намические потери мощности на регулирующем транзисторе в схеме
на рис. 8.25, а будут меньше.
Недостатком ИСН с частичной модуляцией является необхо-
димость в дополнительном источнике, который может быть получен:
от дополнительной обмотки трансформатора преобразователя напря-
жения ПН или дросселя после выпрямления и фильтрации перемен-
ного напряжения (рис. 8.26, а, б); при помощи вспомогательного
стабилизатора (рис. 8.26, в); при помощи дополнительных выпрями-
теля н фильтра в случае наличия входного источника переменного
напряжения'(рис. 8.26, г).
Рис. 8.25. Схема силовой части (а) и временные диаграммы измене-
ний напряжений и тока (б) стабилизатора с частичной модуляцией
340
Рис. 8.26. Схемы формирования дополнительного напряжения в ста-
билизаторах с частичной модуляцией
В схемах на рис. 8.26, а — в практический выигрыш по срав-
нению со схемой на рис. 1.10 получить затруднительно, так как в
первых двух схемах появляются дополнительные элементы, а мощ-
ность дополнительного источника потребляется опять же от основ-
ного стабилизатора; в третьей схеме содержатся фактически два ста-
билизатора, суммарная выходная мощность которых равна мощности
нагрузки.
В схемах на рис. 8.26, г может быть получен выигрыш за счет
коммутации регулирующим транзистором части мощности нагрузки.
Комбинированные стабилизаторы [118, 119]. По своим динамиче-
ским характеристикам (особенно при быстрых изменениях тока на-
грузки) ИСН из-за наличия LC-фильтра с большим коэффициентом
сглаживания значительно уступают КСН непрерывного действия.
Однако последние по сравнению с ИСН имеют меньший КПД, кото-
рый находится в большой зависимости от изменения напряжения пи-
тания. Стремление совместить хорошие динамические свойства КСН
с высоким КПД ИСН привело к созданию комбинированных стаби-
лизаторов, которые фактически состоят из двух стабилизаторов
(рис. 8.27); непрерывного действия (V7\, УПТ, ИЭ) и импульсного
(VT2, VD, L, С„, СУ).
В установившемся режиме транзистор VT\ закрыт и стабилиза-
ция напряжения иа нагрузке осуществляется импульсным стабили-
затором. При набросе нагрузки или уменьшении Ua выходное на-
пряжение стабилизатора уменьшается и при определенном уровне,
равном (7Н — А <7Н — порогу срабатывания КСН, открывается тран-
зистор У7\ и в нагрузку поступает дополнительная компенсирующая
Мощность. После достижения среднего значения тока, протекающе-
го через дроссель фильтра, установившегося значения, равного, на-
пример, /н для схемы иа рис. 8.27, напряжение на нагрузке воз-
вращается с точностью статической ошибки до номинального зна-
чения, а транзистор V'7'i закрывается. Если последовательно с иа-
341
грузной включить датчик тока 7?ш (пунктирные линии на рис. 8.27),
то включение КСН можно осуществить по заданному пороговому
значению тока, а не напряжения, что позволит еще повысить бы-
стродействие стабилизатора при увеличении тока нагрузки.
Следует отметить, что при повышении напряжения питания или
уменьшении тока нагрузки, когда необходимо погасить избыток
энергии, накопленной в дросселе и приводящей к перенапряжению,
последовательная схема КСН не эффективна. В этом случае в стаби-
лизатор добавляются КСН параллельного типа (рис. 8.28), который
вилючается в случае превышения напряжения заданного порога
(l/H -f- Д1/н). В общем случае, когда требуется малая динамическая
ошибка и высокое быстродействие, иак при увеличениях напря-
жения питания и тока нагрузки, так и при их уменьшениях, комби-
нированный стабилизатор содержит фактически три стабилизатора:
ИСН и КСН последовательного и параллельного типов. Недостатком
такого стабилизатора является большое число элементов, что при-
водит к снижению надежности и увеличению массы и габаритов уст-
ройства.
Стабилизаторы с микросхемой К142ЕП1 [38, 120]. Появление
интегральных микросхем, специально разработанных для ИВЭ
и содержащих несколько функциональных узлов, позволяет повы-
сить надежность и улучшить массогабаритные показатели ИСН (осо-
бенно маломощных).
На рис. 8.29 приведена схема ИСН понижающего типа с приме-
нением в схеме управления микросхемы К142ЕП1 (DA). В качестве
регулирующего элемента используется составной транзистор УТЯ,
VT\ (при t/n = 27±J В и /н = 1 -т- 3 А, в качестве VT3 и К7'4
могут быть применены транзисторы КТ803А и КТ630Б). Резистор 7?6
включен для подачи отпирающего тока в базу составного транзисто-
ра:
Я» (U„ — Д(7П — <7эбз — (7ЭБ4) й21э 3min -* ^2 1э Amin!I max’
r«e ^ЭБЗ- U9B4’h2l3 3min’h2l3 4min ~ соответственно напряжения
эмиттер — база и минимальные коэффициенты передачи открытых
транзисторов VTs и VT^, Iv max — максимальный коллекторный
ток VT3.
Форсированное закрывание составного транзистора осущест-
вляется подачей запирающего тока от дополнительного источника
Рис. 8.27. Схемы комбиниро-
ванных стабилизаторов с КСН
последовательного типа
Рис. 8.28. Схема комбиниро-
ванного стабилизатора с КСН
параллельного типа
342
Рис. 8.29. Схема стабилизатора понижающего типа с микросхемой
К142ЕП1
напряжения ЕдОп через резистор R3 и насыщенный транзистор VT3.
Сопротивление резистора R3 рассчитывается по формуле
^доп 2^пр ^кэнас
'зап
где Uan — падение напряжения в прямом направлении на диодах
VDlt VD3, необходимых дли защиты транзисторов VT3 и VTt от
обратного напряжения; ^кэнас- напряжение насыщения тран-
зистора VT3; /зап = (2 5) \mlh„i33miah2i3imia— запирающий
ток. Выбор и расчет элементов Rlt Rt, Rit R6 и VTlt VT3 может быть
проведен по методике § 8.2.
Транзистор VT3 необходим для подачи напряжения питания иа
микросхему, конденсаторы Сь С2 емкостью 2—5 мкФ осуществляют
фильтрацию напряжений, а С3 необходим для устранения самовоз-
буждении и подбираетси экспериментально в пределах 1000 — 5600
пФ. Сопротивлении резисторов R-, и R3 соответственно равны 3
и 10 кОм. Расчет выходного делителя R3, Ri0, Rp может быть про-
веден по методике § 5.2; при этом ток через делитель должен быть
равен или более 1,5 мА; напряжение на резисторе R3 должно регу-
лироваться в пределах 1,5—3 В (при отключенном выводе 13).
Силовая часть стабилизатора может быть рассчитана по методике,
изложенной в § 8.3.
Поскольку в данной схеме отсутствует задающий генератор,
то ИСН работает в релейном режиме.
На рис. 8.30 приведена схема ИСН повышающего типа с пас-
сивным запиранием регулирующего транзистора (VT2, VT3), управ-
ление которым осуществляется транзистором Vl\ от внешнего ЗГ
или выходного транзистора микросхемы К142ЕП1. Назначение эле-
ментов ETi, Ci, С2, R3, Rt. Rp такое же, как и аналогичных элемен-
тов на рнс. 8.29. Резистор R3 служит для подачи модулированного
по длительности напряжении на выходной транзистор микро-
схемы.
343
Рис. 8.30. Схема стабилизатора повышающего типа с микросхемой
К142ЕП1
С применением микросхемы К142ЕП1 может быть построена
также схема ИСН инвертирующего типа (рис. 8.31). В отличие от
двух предыдущих схем здесь питание УПТ и триггера микросхемы
осуществляется через внутренний транзистор (выводы /, 2, 16) мик-
росхемы. Регулирующий транзистор (VT\, РТд) ИСН управляется
транзисторами V1\, VTt и выходным напряжением (с вывода 11)
микросхемы.
К недостаткам схем ИСН с применением микросхемы К142ЕП1
относятся:
большой коэффициент усиления УПТ микросхемы, значение
которого не может регулироваться внешними элементами из-за
отсутствия внешнего отвода с выхода УПТ; входное напряжение
микросхемы должно иметь, малую амплитуду пульсации, что при-
водит к увеличению коэффициента сглаживания фильтра, т, е. уве-
личению его габаритов и массы (особенно при больших мощностях).
Рис. 8.31. Схема стабилизатора инвертирующего типа с микросхемой
К142ЕП1
344
Включение конденсаторов для устранения самовозбуждения ИСЦ,
'вызывает существенное ухудшение его динамических характеристик;
очень трудно осуществить широтно-импульсную модуляцию
подачей на выводы 14, 15 синхронизирующего напряжения также
из-за большого коэффициента усиления УПТ;
при малых выходных мощностях (2—5 Вт) потребляемая мик-
росхемой мощность существенно снижает КПД стабилизатора.
Сравнительный анализ и рекомендации по применению импульсных
стабилизаторов
В импульсных стабилизаторах понижающего типа (см. рис. 1.10)
стабилизация напряжения на нагрузке может быть осуществлена
независимо от кратности отношений выходного напряжения ко
«входному напряжению питания КПит~ UiJUn<. 1 и потерь в
дросселе и полупроводниковых приборах к сопротивлению нагруз-
ки а. Постоянное участие дросселя в сглаживании переменного на-
пряжения, поступающего на вход фильтра после регулирующего
транзистора, позволяет получить минимально возможные значе-
ния импульсного н эффективного тока, протекающего через конден-
сатор Сн, а также небольшие габариты н массу ССн-фильтра. Мак-
симальное рабочее напряжение на регулирующем транзисторе и
блокирующем диоде не превышает U„ тах, а средние значения то-
ков, протекающие через них, соответственно равны
? Кер ~Ui У max и ^пР-ср~Л1(1—Ут1п)-
В импульсных стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11)
практически невозможно осуществить стабилизацию напряжения
на нагрузке (и тем более получить Книг 2) при’а > 0,1. Повы-
шенная амплитуда напряжения на дросселе ULm == Uh max (в ИСН
понижающего типа на интервалах времени уТ и (I — у) Т напря-
жение на дросселе соответственно равно UL m ~ Un max — Ua и
Utm ~ UH), а также периодическое отключение дросселя от кон-
денсатора Сн приводит к большим значениям действующего 1С д и
импульсного 1 с тах токов, что вызывает увеличение массы и габари-
тов сглаживающего фильтра. Максимальное рабочее напряжение
на транзисторе и диоде U® тах ® UH Побр н р, что превы-
шает напряжение питания Unmax, а средние значения токов через
транзистор и диод соответственно равны
^Кср ~ max Yma.r/0 Ymax) И Л1р.ср~^н>
которые также превышают соответствующие значения для ИСН по-
нижающего типа.
В импульсных стабилизаторах инвертирующего типа (см.
рис. 1.12) при а > 0,1 практически невозможно получить выходное
напряжение кратностью Лппт > 1- Поскольку режим работы дрос-
селя в ИСН повышающего и инвертирующего типов почти одина-
ковый, то для данного ИСН в отличие от схемы на рнс. 1.10 также
характерны большие значения импульсного и эффективного токов,
протекающих через конденсатор Ср, и увеличение массы и габари-
тов фильтра. Максимальное рабочее напряжение на транзисторе
И диоде UK3inax* Побр.и.р ~ (l'nmax+ а сРе«ние значе-
ния токов через транзистор и диод такие же, как в ИСН повышаю-
щего типа.
345
Из рассмотренного следует, что лучшими энергетическими н мас-
согабаритными показателями обладает ИСН понижающего типа.
Применение других типов ИСН целесообразно, если требуются по-
вышенное напряжение питания КПИт > 1 или напряжение другой
(по сравнению с источником питания) полярности (соответственно
ИСН повышающего и инвертирующего типов).
Автотрансформаторное соединение дросселя в ИСН понижаю-
щего типа (см. рис. 8.1, а, б ) ухудшает режим работы конденсатора
из-за появления импульсной составляющей в форме тока через Си
и требует увеличения массы и габаритов фильтра. В двух других
типах ИСН (рис. 8.2, а—г) автотрансформаторное соединение дрос-
селя незначительно влияет на режим работы конденсатора и массо-
габаритные показатели сглаживающего фильтра. Поэтому приме-
нение схем на рнс. 8.1 и 8.2 оправдано в основном в тех случаях,
когда необходимо из-за большого U„ тах уменьшить рабочее напря-
жение на регулирующем транзисторе за счет увеличения его коллек-
торного тока или, наоборот, необходимо уменьшить из-за большого
тока нагрузки значение коллекторного тока за счет увеличения на-
пряжения г/кэ
Глава девятая
Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения
9.1. Однотактные преобразователи
В источниках электропитания находят применение однотакт-
иые преобразователи с самовозбуждением (автогенераторы) и с не-
зависимым возбуждением (усилители мощности). Простейшая схема
однотактного автогенератора приведена на рис. 9.1, а [22]; она пред-
ставляет собой релаксационный генератор с трансформаторной об-
ратной связью, выполненный на транзисторе, в коллекторную цепь
которого включен трансформатор питания, через первичную обмот-
ку которого подключено входное напряжение питания Un. Начало
обмоток трансформатора отмечено точкой, а цифрами 1 и 2 —
выводы вторичной обмотки, к которой подключается выпрямитель.
Способ включения силового выпрямительного диода VDt явля-
ется отличительным признаком однотактных преобразователей: схема
с обратным включением диода и форма коллекторного тока показа-
на иа рис. 9.1, а, с прямым — иа рис. 9,1,6.
При подключении напряжения питания U„ через резистор 7?см
на базу транзистора VT подается отпирающий потенциал. Транзи-
стор открывается н через первичную обмотку 11^ трансформатора
протекает ток , который вызывает нарастание магнитного потока
в магнитопроводе трансформатора. Появляющееся при этом напря-
жение иа обмотке трансформируетси в обмотку положительной
обратной связи UZg, полярность подключения которой такова, что
она способствует полному открыванию транзистора. Когда ток кол-
лектора достигнет своего максимального значения Л21э
346
VP,
<н*-
Рис. 9.1. Схема одиотактиого преобразователя и форма тока коллек-
тора
а — с обратным включением выпрямительного диода; б — с прямым
включением выпрямительного диода
нарастание магнитного потока в трансформаторе прекратится, по-
лярность напряжений иа обмотках трансформатора изменится иа
обратную и происходит лавинообразный процесс запирания тран-
зистора. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора имеет
прямоугольную форму.
Полярность подключения силового диода выпрямителя ко вто-
ричной обмотке трансформатора определиет способ передачи энер-
гии в нагрузку. В преобразователе с обратным включением диода
(рис. 9.1, а) при открытом транзисторе VT к первичной обмотке
трансформатора приложено иаприжение питания Un и во вторич-
ную обмотку трансформируется импульс напряжения длительно-
стью /и. Однако включенный в обратном направлении диод VDt в
это время закрыт и нагрузка Rh отключена от преобразователя.
В момент паузы /п, когда транзистор закрывается, полярность
напряжений на всех обмотках трансформатора изменяется на обрат-
ную, диод VDr открывается и выпрямленное напряжение прикла-
дывается к нагрузке Rn. При следующем цикле, когда транзистор
VT открывается, а диод VDr запирается, конденсатор Сф разря-
жается на нагрузку 7?н, обеспечивая протекание постоянного тока
/н. Индуктивность вторичной обмотки трансформатора при этом
Играет роль дросселя сглаживающего фильтра.
При прямом включении диода (рис. 9.1,6) передача энергии
источника питания Un в нагрузку R„ происходит в момент /ц,
Когда силовой транзистор VT и диод VDr открыты. Выпрямлен-
ный ток 1а протекает в нагрузку 7?н через дроссель фильтра Сф,
запасая в нем энергию W = 0,5Сф/н<и- Конденсатор сглаживающего
фильтра Сф при этом заряжается выпрямленным напряжением до
Си.
347
В течение паузы /п, когда транзистор, закрыт, дроссель
отдает запасенную энергию в нагрузку. Цепь тока /н замыкается
через дроссель Ёф и блокирующий диод VD2, как и в импульсном
стабилизаторе с последовательным регулирующим транзистором.
Как видно из осциллограмм на рнс. 9.1, о, б через первичную
обмотку трансформатора однотактного преобразователя протекают
несимметричные токи, так как длительность импульса не равна
длительности паузы. Вследствие этого трансформатор работает с
подмагничиванием постоянной составляющей тока, что приводит
к плохому использованию трансформатора, увеличению его габари-
тов. Для устранения подмагничивания трансформаторы в однотакт-
иых преобразователях должны выполняться на магнитопроводах с
воздушным зазором. Этот способ устранения подмагничивания явля-
ется не технологичным, особенно при использовании тороидальных
сердечников. Более простым является перемагничивание трансфор-
матора, например, за счет включения параллельно одной из его об-
моток блокировочного конденсатора. На рис. 9.1, о такой конденса-
тор подключен параллельно первичной обмотке. Когда тран-
зистор закрывается, конденсатор СбЛ в течение паузы /п разряжа-
ется через обмотку перемагничивая сердечник током разряда.
Емкость Сбл выбирается из условия, чтобы при максимальном
коэффициенте заполнения утах длительность паузы 1„ была не ме-
нее четверти периода колебаний контура ЬгСбл 197].
Однотактные преобразователи с обратным включением диода
обеспечивают развязку и защиту выходного напряжения от помех
по входным шинам питания, работают с простейшими емкостными
фильтрами. Выходное напряжение в однотактиом автогенераторе
определяется по формуле |22]
(9J) У Z/н W 2 /
Длительность импульса и паузы 'и= <9-2а> 'п = <9-26)
Коэффициент заполнения у- . “ (9.3) *ИТЧ1
Стабилизацию выходного напряжения в одиотактном автогене-
раторе лучше всего осуществлять за счет изменения /Кт, опреде-
ляемого током базы транзистора. Для этого в преобразователь вво-
дится цепь обратной связи, которая следит за выходным напряже-
нием (/н и при его изменении соответствующим образом изменяет
ток базы и /Кт транзистора. Другой способ регулирования выход-
ного напряжения в однотактиом автогенераторе заключается в под-
магничивании трансформатора питания, при котором изменяется
соотношение между (я и ta. При этом для эффективного управления
трансформатор должен иметь магиитопровод без зазора, что приве-
дет к увеличению габаритов и потерь в нем. Кроме того, изменение
параметров магннтопровода от температуры и других воздействий
существенно ухудшает стабильности выходного напряжения. По
348
этой причине такие однотактные
стабилизирующие преобразовате-
ли редко применяются в источ-
никах электропитания.
Наиболее эффективным спосо-
бом является стабилизация вы-
ходного напряжения за счет ши-
ротно-импульсной модуляции.
При этом преобразователи вы-
полняются с независимым воз-
буждением (с усилителем мощно-
сти) и регулирование осущест-
вляется схемой управления по
цепи базы силового транзистора.
На рис. 9.2 приведена схема од-
нотактного преобразователя с
Рис. 9.2. Схема однотактногб
преобразователя с трансформа-
тором тока в цепи управления
усилителем мощности на транзисторе VT, в коллекторную цепь
которого включен выходной трансформатор TV с обратным вклю-
чением выпрямительного диода VD3.
Схема управления СУ реализует ШИМ; она следит за выходным
напряжением на нагрузке Ru и вырабатывает такое напряжение
управления £7У, которое включает и выключает силовой транзистор
VT с определенной частотой и длительностью, обеспечивая стабиль-
ность выходного напряжения с определенной точностью.
Повышение частоты преобразования предъявляет дополнитель-
ные требования к схеме управления силовым транзистором. Для
уменьшения потерь и расширения диапазона регулирования СУ
должна обеспечивать форсированное включение и выключение сило-
вого транзистора. С этой целью в схему управления вводятся до-
полнительные каскады, усложняющие ее. Кроме того, силовые тран-
зисторы имеют низкий коэффициент передачи й2|1), с большими раз-
бросами, что вызывает необходимость создавать избыточную мощ-
ность иа выходе СУ.
Для уменьшения мощности потерь вводится пропорционально-
токовое управление. В схеме на рнс. 9.2 [72] трансформатор тока
ТА своей первичной обмоткой включен в цепь коллектора, а вто-
ричной —- к переходу эмиттер — база силового транзистора VT.
При открытом транзисторе ток базы пропорционален току коллек-
тора и транзистор находится в режиме насыщения. При этом мощ-
ность, потребляемая от СУ, уменьшается, так как она расходует-
ся только на включение и выключение транзистора, а режим насы-
щения его обеспечивается трансформатором тока.
Выбор силовых транзисторов для преобразователя (помимо ча-
стотных свойств) проводится по допустимому току и напряжению
коллектор — эмиттер. Ток коллектора зависит от выходной мощнос-
ти и определяется по формуле
.___________^нтпаэс
'Кт ~~ it . „ „
и птт чп rrrnn
(9.4)
Напряжение коллектор — эмиттер для однотактного преобра-
зователя с обратным включением диода [22]
. (9.5)
349
Для преобразователя с прямым включением диода [97[
UКЭ ^11 (Ч" Утах/fn L-1 С б л ) • (9-6)
Следует отметить, что расчет напряжения (7КЭ по приведен’
ным формулам не позволяет определить выбросы напряжения на
транзисторе, которые возникают в момент его запирания, когда ско-
рость убывания тока становится очень большой. Возникающие при
этом на транзисторе перенапряжения могут достигать значений, в
3—4 раза превышающих напряжение питания. Для устранения пере-
напряжений на транзисторе вводятся различные демпфирующие
цепочки, аналогичные вводимым цепочкам для уменьшения динами-
ческих потерь [3]. Демпфирующая цепочка на рис. 9.2 состоит из
конденсатора С диодов И£>1Ф ИО2 и индуктивности L. .
При выключении транзистора VT полярность на обмотке ITj
изменяется и конденсатор С разряжается через диод ИО2, устраняя
перенапряжение на транзисторе. Разряжается конденсатор С через
диод VDt и дроссель L. Накопленная в дросселе энергия затем че-
рез диоды VDt и VD2 передается в источник первичного питания.
При расчете трансформаторов для однотактных преобразовате-
лей учитывается форма тока, протекающего через его обмотки. Се-
чение проводов обмоток выбирается по действующему значению тока^
Для преобразователя с обратным включением диода
2/
(9.7)
Ymin
Для преобразователя с прямым включением диода
Л==_^у— (9.8)
Ymin
Коэффициент запол[(ения определяется по формуле (9.3)
9.2. Двухтактные преобразователи с самовозбуждением
Преобразователи с насыщающимся трансформатором питания
(рис. 9.3, а) выполняются на силовых транзисторах VTt и УТг, к
коллекторным выводам которых подключена первичная обмотка
(Гк и W'n выходного трансформатора TV, а вторичная обмотка
UZ2 нагружена на выпрямитель VDlt VD2 со сглаживающим филь-
тром Сф, к которому подключена нагрузка Rtl.
Трансформатор TV выполняется иа магнитопроводе с прямо-
угольной петлей гистерезиса. Базовые обмотки и И7б управляют
режимом переключений транзисторов; они подключены таким об-
разом, чтобы в генераторе реализовалась положительная обратная
связь. Осциллограммы напряжений и токов, характеризующие ра-
боту генератора, приведены на рис. 9.3, б—е.
Генератор работает следующим образом. При включении напря-
жения питания Un из-за неидентичности параметров один из тран-
зисторов, например VTlt начинает открываться и его коллекторный
ток увеличивается, наводится во всех обмотках ЭДС соответствую-
щей полярности. Обмотки обратной связи подключены так, что
350
Рис. 9.3. Схема двухтактного
автогенератора с насыщающим-
ся трансформатором и осцил-
лограммы, поясняющие его ра-
боту
наведенная в них ЭДС полностью открывает транзистор VTX и за-
крывает транзистор VT2.
Переключение транзисторов начинается в момент насыщения
трансформатора TV (4 на рис. 9.3, б). Вследствие этого наведенные
во всех обмотках трансформатора напряжения уменьшаются до
нуля, а затем изменяют свою полярность. Теперь на базу ранее от-
крытого транзистора VTt подается отрицательное напряжение и он
начинает закрываться, а на базу ранее закрытого транзистора VTt
поступает положительное напряжение, и он начинает открываться.
Этот регенеративный процесс формирования фронта выходного на-
пряжения протекает очень быстро и заканчивается тем, что тран-
зистор УТг полностью закрывается, а транзистор VT2 полностью
открывается. В дальнейшем процессы в схеме повторяются и тран-
зисторы УТг и VT2 поочередно подключают напряжение питания
Ua к первичным полуобмоткам IF^ и IF^ трансформатора TV, на
вторичной обмотке которого IF2 устанавливается переменное на-
пряжение прямоугольной формы (рис. 9.3, г).
Частота переключения зависит от значения напряжения пита-
ния, параметров трансформатора и транзисторов и рассчитывается
по формуле
4d8 w к ос
351
Выбор транзисторов для преобразователя производится по току
коллектора в режиме насыщения, когда транзистор полностью от-
крыт и по напряжению, которое прикладывается к переходу коллек-
тор — эмиттер в режиме отсечки, когда транзистор полностью за-
крыт. Напряжение (/КЭт зависит от максимального значения на-
пряжения питания и вида схемы преобразователя. Для преобразова-
телей, в которых имеется отвод от средней точки коллекторной об-
мотки трансформатора, с учетом возможных перенапряжений
С7КЭ ,„ ~ (2,2 Ч- 2,4) ma.v. (9.10)
Расчетное значение должно быть меньше максимально
допустимого напряжения (/кэ тах для выбранного типа транзисто-
ров.
Наличие реактивности в цепях питания преобразователя (дрос-
селя сглаживающих фильтров, индуктивности подводящих проводов
и т. п.) вызывает всплески напряжения на коллекторе запирающего
транзистора, что может привести к его пробою. Для исключения
этого влияния вход преобразователя обычно шунтируется конденса-
тором (Свх иа рнс. 9.3, а), емкость которого выбирается от несколь-
ких десятков до сотен микрофарад.
В режиме насыщения через коллектор транзистора протекает
ток /Киас, значение которого определяется выходной мощностью
Р2 = laUH и напряжением питания
КНаС Пп^птГп-Укэяае)
Увеличение тока намагничивания трансформатора при его на-
сыщении приводит к увеличению тока коллектора запирающегося
транзистора. Кроме того, в момент времени Д, когда ранее откры-
тый транзистор V7\ начинает запираться, транзистор VT2 начина-
ет открываться и через него протекает ток /К2 (рис. 9.3, в), влияю-
щий также на увеличение тока (рис. 9.3, б). Максимальное зна-
чение тока коллектора /к,п на этапе выключения силового транзи-
стора в преобразователе с насыщающимся трансформатором зави-
сит от степени насыщения транзистора и разбросов коэффициентов
передачи тока и определяется по формуле
\т=/Кнас ^нас ft21 Этах/Л21 ЭтО1 • (9.12)
Например, если силовой транзистор работает в преобразовате-
ле со средним током /к нас == 1 А .при fe = 2, возможный раз-
брос составляет й21ЭтМ~ н ^21Э max—т0 выброс тока кол-
лектора в момент выключения может достигнуть 8 А.
Поскольку выбор транзисторов проводится по максимально
допустимому, а не среднему току, то в преобразователях с насыщаю-
щимся трансформатором транзисторы плохо используются по току.
Для обеспечения надежного насыщения транзисторов при ми-
нимальном коэффициенте передачи Л2|э min ток базы выбирается с
заласом
^Бнас~^нас ^Кнас/^21Эт<«• (9.13)
352
Требуемое значение базового тока /Бнас
обеспечивается выбором напряжения 1/ЭБ базо-
вой обмотки и резистором /?Б в цепи базы:
— (9.14)
Напряжение на базовой обмотке (/Б выби-
рается из условия
UE = (3 - 5) НБЭнас. (9.15)
При ЯБ<3(7БЭнас ток базы будет зави-
сеть от разброса напряжения (/БЭ ||ас, а ПРИ
(/Б>5(/БЭнас возрастают потерн мощности в
цепях базы транзисторов.
Для уменьшения пульсации выпрямлснпог
выходе преобразователя необходимо, чтобы фронты переменного
прямоугольного напряжения имели минимальную длительность-
Достигается это применением высокочастотных силовых транзисто-
ров с большим коэффициентом передачи или шунтированием резисто-
ра /?Б в схеме на рис. 9.3, а конденсатором СБ. Емкость конденса-
тора выбирается из условия
CS^T„/2RS. (9.16)
Рис. 9.4. Гра-
фик для опре-
деления вре-
мени рассасы-
вания заряда в
базе диода
напряжения на
Существенное влияние на процесс коммутации транзисторов в
преобразователе оказывают инерционные свойства диодов, характе-
ризуемые временем' рассасывания избыточных носителей заряда в
области базы диода /рд и временем восстановления обратного со-
противления. В момент переключения выходного напряжения диоды
выпрямителя пропускают почти одинаковый ток в прямом и обрат-
ном направлениях (рис. 9.3, д, е). Вследствие этого в выпрямителе
возникает перекрытие фаз, в течение которого вторичная обмотка
трансформатора преобразователя оказывается замкнутой почти на-
коротко. При этом транзисторы преобразователя напряжения пере-
гружаются, выходят из режима насыщения, и на них рассеивает-
ся значительная мощность, а фронт выходного напряжения преоб-
разователя искажается — иа нем появляется «ступенька». Это при-
водит к увеличению пульсации выпрямленного напряжения.
Амплитуда коммутационного выброса тока диода определяется
по формуле
I 2U., п \
/обрт ®/и И —77^• (9.17)
\ ^ПР ЪФф /
Длительность времени рассасывания заряда в базе диода можно
ориентировочно определить через постоянную времени транзистора
112]
1р.д (3-г-4) тт (9.18)
или по графику на рис. 9.4 [8].
Влияние инерционных свойств диодов выпрямителя на режим
работы транзисторов преобразователя сказывается в том, что в те-
чение времени рассасывания /р.д оба транзистора оказываются от-
крытыми и через них проходят «сквозные» токи, которые вызывают
12 Зак. 7Св
353
дополнительные потерн мощности и могут явиться причиной про-
боя транзисторов.
Прн работе выпрямителя на емкостный фильтр (см. рнс. 9.3, а)
в момент перекрытия диодов конденсатор сглаживающего фильтра
Сф разряжается не только через сопротивление нагрузки /?н, но
и вторичную обмотку трансформатора с очень малым активным со-
противлением. Прн этом'пульсация вы-ходного выпрямленного на-
пряжения на нагрузке существенно увеличивается.
Требуемая емкость конденсатора сглаживающего фильтра при
заданном уровне пульсации выпрямленного напряжения с учетом
инерционных свойств выпрямительных диодов определяется ho
формуле [8]
с _.................. (9Л9а)
ф и0 ипр иа~ /ф
В преобразователях напряжения, в которых влияние инерцион-
ных свойств диодов выпрямителя можно не учитывать (прн частотах
преобразования 1—5 кГц или использовании высокочастотных безы-
нерционных диодов) емкость конденсатора сглаживающего фильтра
определяется по формуле [22]
/о i/2/ф 1ОЛЧ
Сф = ——• (9.196)
С'о— иа
Для улучшения режимов работы силовых транзисторов и вы-
ходных параметров преобразователя в выпрямителях необходимо
применять высокочастотные или импульсные безынерционные диоды.
Уменьшение емкости сглаживающего фильтра может быть по-
лучено также за счет уменьшения длительности фронта выходного
напряжения инвертора. В частности, значительно лучшим быстро-
действием по сравнению с автогенератором иа рнс. 9.3, а обладает
схема преобразователя с общим базовым резистором, показанная
иа рнс. 9.5. Базовые токи обоих транзисторов здесь не ограничи-
ваются резистором /?Б, что приводит к более быстрой их коммута-
ции. Для ускорения процесса переключений резистор /?Б также
шунтируется конденсатором Сд, емкость которого выбирается из
условия (9.16).
УЯг /?5
Рис. 9.5. Схема двух-
тактного автогенерато-
ра, работающего на вы-
прямитель с индуктив-
ным фильтром
354
Следует отметить, что увеличение емкости конденсатора Cq
может привести к задержке процесса переключения транзисторов и
образованию паузы на нуле в кривой переменного выходного пря-
моугольного напряжения из-за того, что при малых напряжениях
на базовых обмотках к базам обоих транзисторов прикладывается
запирающее смещение. Для устранения этого явления необходимо
обеспечить хорошую магнитную связь между обмотками трансфор-
матора (см. гл. 3).
При работе преобразователя с самовозбуждением на выпрями-
тель с LC-фнльтром (рис. 9.5) переходные процессы переключения
транзисторов усложняются тем, что выпрямленный ток через дрос-
сель Сф не может мгновенно измениться и практически остается по-
стоянным в течение времени смены полярности переменного напря-
жения прямоугольной формы. Это определяет зависимость процес-
са переключения от инерционных свойств диодов выпрямителя в бо-
лее сильной степени, чем при емкостном фильтре.
Осциллограммы напряжений и токов в автогенераторе, работаю-
щем па выпрямитель с LC-фильтром, показаны на рис. 9.6. При ис-
пользовании в выпрямителе низкочастотных диодов с большим вре-
менем рассасывания заряда в момент смены полярности выходного
напряжения оба диода выпрямителя оказываются открытыми, за-
мыкая накоротко вторичную обмотку трансформатора. Вследствие
этого переходный процесс переключения транзисторов затягивает-
ся, так как нарушается условие возникновения регенеративного про-
цесса. При этом в выходном прямоугольном напряжении преобразо-
вателя появляется пауза 1п, а на выходе выпрямйтсля увеличивает-
ся пульсация. Длительность паузы !„ определяется временем вос-
становления обратного сопротивления диодов и уменьшением тока
через дроссель Еф. Если индуктивность дросселя L$ выбрана до-
статочно большой, то в преобразователе может нарушаться условие
возникновения колебаний, что приведет к срыву генерации на вре-
мя Lj.
Если в выпрямителе преобразователя используются высокоча-
стотные безынерционные диоды, то переходный процесс переклю-
чения транзисторов преобразователя сокращается, так как в этом
случае дроссель /.ф существенно увеличивает вносимое эквивалент-
ное сопротивление.
Хотя высокочастотные диоды снижают опасность срыва генера-
ции в автогенераторах с самовозбуждением, все же для повышения
надежности таких устройств в них рекомендуется применять ем-
костные, а не индуктивные фильтры. При необходимости получения
большего коэффициента сглаживания пульсации используются
CLC-фильтры.
Достоинством преобразователей с насыщающимся выходным
трансформатором является их простота, высокая надежность. Они
находят широкое применение в ИВЭ с выходной мощностью от еди-
ниц до нескольких десятков ватт и частотой преобразования 20—
50 кГц. Основным недостатком преобразователей с насыщающим-
ся трансформатором является наличие всплесков тока коллектора
в момент выключения транзистора, что ведет к плохому использова-
нию транзисторов и увеличению потерь в них. Значительно лучшими
характеристиками обладают преобразователи с самовозбуждением,
в которых выходной трансформатор не насыщается и работает в ли-
нейной области намагничивания.
Преобразователь с переключающим трансформатором (рнс. 9.7)
выполняется на двух транзисторах и двух трансформаторах. Вы-
12* 355
t'HI
□_________п
Рис. 9.6. Токи и напряжения в
преобразователе, работающем иа
выпрямитель с индуктивным
фильтром
Рис. 9.7. Схема двухтактного пре-
образователя с переключающим
трансформатором
ходной трансформатор TVt работает без захода рабочей точки в
области насыщения. Коммутация транзисторов осуществляется
маломощным переключающим трансформатором TV2. Резистор
7?о.с в цепи первичной обмоткн переключающего трансформатора
устраняет броски коллекторного тока прн переключении транзи-
сторов. В момент насыщения переключающего трансформатора
TV2 падение напряжения на резисторе /?о.с резко возрастает, что
приводит к уменьшению базового тока транзистора и выхода его
рабочей точки в активную область.
В схеме преобразователя на рис. 9.7 введены защитные диоды
VDt и VD2, которые ограничивают напряжение (/Бэ транзисторов
VTt и VT2.
Частота преобразования автогенератора определяется пере-
ключающим базовым трансформатором TV2 и рассчитывается по
формуле
Поскольку резистор R0.c ограничивает напряжение Ц на пер-
вичной обмотке переключающего трансформатора Т172, то измене-
нием его сопротивления можно в небольших пределах регулировать
частоту преобразования. .
Резистор Ro.с в первичной обмотке переключающего транс-
форматора определяется по формуле
/?о.с=(3-г 5)nf--^2—, (9.21)
/Киас
.356
где m — W2/WK — коэффициент трансформации выходного нена-
сыщенного трансформатора TVX.
Ток базы транзистора в режиме насыщения определяется по
формуле (9.13). Для обеспечения неизменного тока базы в течение
всего времени насыщения переключающий трансформатор выполня-
ется с малым током намагничивания, а в цепи базы включаются
резисторы /?а, сопротивления которых определяются по формуле
(9.14). Ток базы и выбранное напряжение на вторичных обмотках
определяют мощность, на которую рассчитывается переключающий
трансформатор TV2.
Коэффициент трансформации переключающего трансформатора
п2 — рекомендуется выбирать меньше единицы, так как при
этом резисторы в цепи базы имеют достаточное сопротивление, а
длительность переходного процесса переключения существенно
уменьшается.
Выходной трансформатор работает в линейном режиме, по-
этому при расчете его индукция выбирается из условия Вт = (0,7-—
+ 0,8) В,.
Следует отметить, что большое различие коэффициентов пере-
дачи /i218 транзисторов VTt й VT2 может привести к несимметрии
в длительностях обоих полупериодов переменного напряжения и
подмагничиванию выходного трансформатора TVt. Если сердечник
трансформатора выполнен из магнитного материала с прямоуголь-
ной петлей гистерезиса, то возможно его насыщение и несимметрич-
ный режим работы транзисторов, в одном нз них(с большим коэффи-
циентом передачи) будет наблюдаться всплеск коллекторного тока;
он будет сильнее нагреваться, чем транзистор с меньшим коэффи-
циентом передачи.
Для устранения насыщения выходного трансформатора нгоб'
ходимо использовать в нем магннтопровод с непрямоугольной крн"'
вой намагничивания или вводить регулируемую компенсацию не'
симметрии, например изменением сопротивления резисторов в це'
пях базы транзисторов. Преобразователь с переключающим транс'
форматором находит широкое применение в ИВЭ с выходной мощ-
ностью до 25 Вт и частотой 20—50 кГц.
9.3. Цепи запуска двухтактных автогенераторов
Основным условием надежной работы преобразователей с са-
мовозбуждением является обеспечение уверенного запуска и су-
ществование колебаний при включении первичного источника пи-
тания. Для возбуждения автоколебаний в преобразователе должны
выполняться два условия:
1) коэффициент усиления по цепи положительной обратной
связи должен быть больше единицы;
2) устойчивое поддержание автоколебании как на медленном,
так н иа быстром квазиустаиовившемся этапе.
Условие возникновения автоколебаний в преобразователе с са-
мовозбуждением тесно связано с параметрами схемы, нагрузкой
«64, 65] и определяются неравенством
Апэ«б^/(/?б + <-ё)> 1. (9 22)
357
Для надежного возбуждения автоколебаний в преобразователь
вводятся специальные цепи запуска. В схеме на рис. 9.3, а, цепь
запуска состоит из делителя RCM, /?Б, с которого прн включении
напряжения питания (7П подается отпирающее смещение на тран-
зистор У7\, увеличивая его коэффициент передачи. Недостатком
такой цепи запуска является подача отпирающего напряжения
только на одни транзистор. В схеме преобразователя иа рис. 9.5
отпирающее напряжение от цепи запуска RCM, R^ подается сразу
иа оба транзистора, улучшая тем самым условия возникновения ав-
токолебаний. Чем меньше выбирается сопротивление резистора
Rcm, тем надежней становится запуск преобразователя, однако при
этом возрастают потери мощности в цепях базы транзисторов.
Сопротивление резистора ДБ определяется по формуле
(иh2l9min ,
" * [V. 40}
* Кнас
Напряжение на базовой обмотке UB всегда должно быть боль-
ше напряжения смещения (/ЛБ, которое создается падением на-
пряжения на резисторе /?Б током делителя. Обычно для кремние-
вых транзисторов выбирается ПДБ= 1,5 4-2 В.
Сопротивление резистора 7?см может быть определено по фор-
муле
Rcm — Rb • (9.24)
Улучшить условия запуска преобразователя прн одновремен-
ном снижении потерь мощности можно следующими способами (на
примере преобразователя на рнс. 9.5):
а) шунтированием резисторов смещения /?см или базового RB
конденсаторами Ссм и СБ, подключение которых показано пунктир-
ной линией. При включении напряжения питания Un на базу тран-
зисторов скачком подается отпирающий ток заряда конденсаторов,
увеличивая их коэффициент передачи тока. Выбор конденсаторов
Ссм и СБ необходимо проводить исходя из условия (9.16), обеспе-
чивающего их перезарядку за половину периода колебаний. Сле-
дует отметить, что при плавном нарастании напряжения питания
Un, например, после выпрямителя со сглаживающим фильтром,
включение конденсаторов Ссм и СБ мало эффективно;
б) включение последовательно с резистором RB диода VD1
или замена резистора RB диодом. В этом случае базовые цепи тран-
зисторов практически не шунтируются по постоянному току цепью
с включенным диодом, так как смещение, отпирающее транзистор,
запирает диод. Резистор RB, включенный последовательно с дио-
дом Р£>!, рекомендуется также шунтировать конденсатором СБ.
Запуск преобразователя существенно улучшается, если в цепи
базы транзисторов регулярно подавать отпирающие импульсы тока
с постоянной амплитудой до выхода преобразователя в режим ус-
тойчивых колебаний. Достигается это с помощью специальных схем
запуска. Одна из таких схем запуска показана на рнс. 9.8 [13].
Она выполнена на двух транзисторах: запускающем и блоки-
рующем V7\. Преобразователь с насыщающимся трансформатором
Рнс, 9.8. Схема двухтактного автогенератора с дополнительной це-
пью запуска
выполнен на транзисторах IZT3 н VTt. При подаче на его вход на-
пряжения питания Ua (скачком или плавно) открывается пусковой
транзистор VT2, поскольку на его базу через резистор подается
положительное смещение. Транзистор VT1! при этом закрыт отрица-
тельным смещением через резистор /?3. Через переход коллектор-
эмиттер открытого транзистора /Г2 и резистор смещения #см про-
текает ток. который создает отпирающее падение напряжения на /?см.
прикладываемое через базовые обмотки Ц?Б и одновременно к ба-
зам транзисторов VT3 и VTt преобразователя. В результате этого
один из транзисторов начинает открываться. Появившееся напря-
жение положительной обратной связи на базовых обмотках 1ГБ и
117 Б суммируется с пусковым смещением, что приводит к полному
открытию одного (например, УТз) и запиранию второго (,VTt) тран-
зисторов. Нарастающий коллекторный ток открытого транзистора
вызывает насыщение магнитопровода трансформатора TV, поляр-
ность напряжения иа обмотках изменяется, что приводит к запи-
ранию транзистора VT3 и отпиранию транзистора В дальней-
шем процесс переключения транзисторов повторится.
Особенностью рассмотренной схемы запуска является то, что
отпирающий ток в базу силовых транзисторов подается в течение
всего пускового периода до окончательного выхода преобразовате-
ля в режим устойчивых автоколебаний, причем по мере роста вход-
ного напряжения питания и, следовательно, коллекторного тока
силовых транзисторов базовый ток не уменьшается, а нарастает,
способствуя уверенному запуску преобразователя.
С целью уменьшения потребляемой мощности после выхода
преобразователя в режим устойчивых автоколебаний схема запуска
автоматически отключается. Для этого используется напряжение
обмотки 1Г3, которое выпрямляется выпрямителем В и включает
стабилитрон VD, напряжение которого открывает транзистор VT^
и запирает транзистор VT2. Стабилитрон VD выбирается с малым
током стабилизации, например 2С175Ж (/ст = 0.5 1 мА). При
35»
Рис. 9.9. Схема двухтактного преобразователя с трансформатором
тока в цепи управления
напряжении U3 = 12 В потери мощности в схеме запуска не пре-
вышают 10—15 мВт.
В рассмотренных цепях запуска преобразователя используется
напряжение положительной обратной связи. Такой способ управле-
ния автогенератором является простым и экономичным при неиз-
менной нагрузке. Если же мощность в нагрузке преобразователя
в процессе работы изменяется в широких пределах, то для переклю-
чения силовых транзисторов приходится создавать избыточный ба-
зовый ток, что приводит к дополнительным потерям мощности в це-
пях управления. Поэтому в устройствах с изменяющейся нагрузкой
более экономичным является пропорционально токовое управление.
В схеме преобразователя на рис. 9.9 [71] переключающий трансфор-
матор ТА является одновременно трансформатором тока. Его пер-
вичные полуобмоткн 1Г1 (И7() включены последовательно с пер-
вичной обмоткой U71( (WK) ненасыщающегося трансформатора TV
и по ним протекает полный ток, потребляемый преобразователем от
источника питания с напряжением Un. Вторичные обмоткн Ц7Б
трансформатора тока ТА подключены к переходам эмиттер—база
силовых транзисторов. Ток базы при этом пропорционален току кол-
лектора /в = э. Запуск преобразователя осуществляется
цепью /?i, /?.2, VDt с шунтирующими конденсаторами. С| ,С2.
Для возбуждения преобразователя на холостом ходу, когда
через открытый транзистор протекает только ток намагничивания
трансформатора TV, в трансформаторе ТА введена обмотка U70,
которая через резистор R3 подключена к выводам коллекторов
транзисторов VT,, VT2. Трансформатор ТА в этом случае работает
как переключающий в ранее рассмотренной схеме на рис. 9.7.
9.4. Двухтактные преобразователи с независимым
возбуждением
Основные схемы преобразователей постоянного напряжения с
независимым возбуждением приведены на рис. 9.10. Это усилители
мощности (УМ), в которых управление режимом переключения осу-
ществляется от внешнего источника — задающего генератора (ЗГ).
В зависимости от выбранной схемы раскачки трансформатор TVX
может быть принадлежностью или самого ЗГ (если для раскачки
360
используется одна из схем преобразователей с самовозбуждением
(рис. 9.3, 9.5 или 9.7) или промежуточного усилителя, работающего
от задающего генератора без выходного трансформатора.
Двухтактные усилители с отводом средней точки в первичной
обмотке трансформатора (рис. 9.10, а, 5) являются основными схе-
мами УМ, применяемыми в низковольтных преобразователях ИВЭ
с выходной мощностью от долей до нескольких десятков ватт. Уси-
литель на рис. 9.10, а выполнен на силовых транзисторах VT\
и УГ2 и выходном трансформаторе ТУг. Напряжение управления
подается на усилитель через трансформатор TVX от задающего ге-
нератора. Под действием входного напряжения в первый полупе-
рнод одни из транзисторов, например V7\, отпирается и находится
Рис. 9.10. Схемы усилителей мощности:
а — двухтактная с трансформатором управления и двумя базовыми
обмотками; б — двухтактная с трансформатором управления и одной
базовой обмоткой; в — мостовая; г—полумостовая
361
в режиме насыщения, а второй УТ2 запирается и находится в режи-
ме отсечки. Во второй полупериод управляющего напряжения тран-
зисторы переключаются. Через открытый транзистор напряжение
питания Un прикладывается к первичной обмотке выходного транс-
форматора TV2, создавая на его вторичной обмотке напряжение пря-
моугольной формы 1/2.
Ток коллектора открытого транзистора в режиме насыщения
определяется выходной мощностью Ра = и входным напря-
жением питания
“аС Чп (Utimin — ^КЭнас)
Напряжение на закрытом транзисторе определяется аналогич-
но схеме на рис. 9.3, а по формуле (9.10): = (2,2 4- 2,4) Ua,
Амплитуда импульсов базового тока должна быть такой, чтобы,
пропуская ток Iнас, транзистор оставался в режиме насыщения.
Достигается это выбором напряжения возбуждения ПБ трансфор-
матора TVt и сопротивлением базовых резисторов
(^Б ^Бэ) hziamin
*Б~—77-------7--------. (9 26)
''нас 'кнас
где Анас — 1,2 -т- 1,5 — коэффициент запаса по насыщению.
Напряжение возбуждения (/Б выбирается из условия (9.15).
Входной трансформатор в схеме усилителя на рис. 9.10, а
должен иметь вывод средней точки, поскольку с обоих полуобмоток
Ц7Б1 и 1ГБ2 должно подаваться в противофазе напряжение (7Б че-
рез резисторы /?Б для возбуждения силовых транзисторов УТг
и VT2. Значительно проще выполнена входная цепь УМ по схеме
на рис. 9.10, б, в которой трансформатор возбуждения имеет
только одну обмотку 1ГБ, напряжение которой (7Б через резистор
А)Б подается на базы транзисторов и VT2.
К недостаткам рассмотренных двухтактных схем следует от-
нести наличие выходного трансформатора с выводом средней точки
первичной обмотки и, как следствие этого, удвоенное напряжение
питания, приложенное к закрытому транзистору. Поэтому такие
двухтактные преобразователи в основном применяются в устрой-
ствах ИВЭ с питанием от низковольтных источников (12—27 В).
Мостовые усилители (рис. 9.10, б) применяются в преобразова-
телях повышенной мощности — до нескольких сотен ватт; они вы-
полняются иа транзисторах V1\—VTit возбуждение на которые по-
дается от ЗГ через трансформатор TVt таким образом, что в течение
одного полупериода напряжения возбуждения одновременно откры-
ваются два транзистора, например VTt и VT3, а два другие в это вре-
мя закрыты. Цепь тока от источника питания Цп замыкается через
открытые транзисторы VTlt VT3 и первичную обмотку WL выход-
ного трансформатора TV2. Во второй полупериод входного напря-
жения возбуждения открываются ранее запертые транзисторы
VT2 и VTt, закрываются ранее открытые транзисторы VTt и VT3.
Цепь тока от источника питания (7П также замыкается через первич-
ную обмотку трансформатора TV3 и открытые транзисторы VT2 и
VTt, Такое попарное переключение транзисторов обеспечивается по-
362
дачей напряжения возбуждения с обмоток W5i — 1УБ4 трансформа-
тора TVi соответствующей полярности (начало обмоток отмечено
точкой). При таком переключении происходит смена полярности на-
пряжения на первичной обмотке выходного трансформатора TV2
через каждые полпериода напряжения возбуждения.
Ток, протекающий через открытые транзисторы в мостовом УМ,
определяется по формуле (9.25) с учетом падения напряжения на
двух последовательно включенных насыщенных транзисторах
/Кнас = ^’«/’1п —2ПКЭнас). (9.27)
Напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, в мо-
стовом усилителе
^КЭт«аЛ-г1,2)1/п. (9.28)
Использование трансформатора в мостовом УМ значительно
лучше, чем в двухтактном с отводом средней точки от первичной
обмотки трансформатора. Объясняется это тем, что при наличии
обмоток со средней точкой ток нагрузки трансформатора не иден-
тичен току, определяющему его нагрев, так как каждая полуобмот-
ка работает только в течение одного полупериода. Поэтому габарит-
ная (расчетная) мощность трансформатора со средней точкой больше
мощности нагрузки.
К недостаткам мостовых усилителей следует отнести вдвое
большее число силовых транзисторов, чем в схеме на рис. 9.10, а,
возможность протекания сквозных токов, возникающих в процес-
се коммутации транзисторов, а также более сложный входной транс-
форматор цепи возбуждения.
Полумостовой усилитель (рис. 9.10, г) отличается от мостового
тем, что в нем два транзистора заменены конденсаторами Сг и С2,
образующими емкостный делитель входного напряжения питания
1/п. Силовые транзисторы V7\ и V7\ поочередно коммутируются от
ЗГ через две изолированные базовые обмотки 1УБ1 и WБ2 входного
трансформатора ТУ^ В тот полупериод, когда транзистор V7\
открыт и находится в режиме насыщения, a VT2 закрыт и находит-
ся в режиме отсечки, происходит заряд конденсатора С2 и разряд
конденсатора Cj через первичную обмотку W± выходного трансфор-
матора TV2. В другой полупериод, когда транзистор VT 2 открыт, а
VTj закрыт, заряжается конденсатор Cj и разряжается С2. Вследст-
вие этого напряжение и ток первичной обмотки выходного транс-
форматора TV2 в полумостовом УМ имеют скол вершины импульса,
определяемый разрядом конденсаторов С2 и С2 на величину ДПСт.
Для того чтобы форма напряжения и тока в полумостовом УМ была
близка к прямоугольной, емкость конденсатора необходимо выби-
рать из условия \UCm/Un < 0,25 по формуле
6 =---2--- .
(9.29)
Особенностью полумостового усилителя является то, что тран-
зисторы в нем коммутируют удвоенный ток нагрузки
2/н Пн
КНаС Лп (Пптшп ^КЭнас)
(9.30)
363
Рис. 9.11. Формы выходного напряжения высокочастотных преобра-
зователей:
а—без демпфирующих цепочек; б — с демпфирующими цепочками
К закрытому транзистору полумостового усилителя (как и в
мостовом) прикладывается напряжение, определяемое по формуле
(9.28).
Применение в преобразователях высокочастотных транзисторов
обусловливает высокие скорости изменения тока коллектора
ditf/dt через соединительные провода, имеющие паразитные индук-
тивности и емкости. Это вызывает высокочастотные колебания
(рис. 9.11, а) на фронтах выходного прямоугольного напряжения
с частотой в десятки мегагерц и амплитудой, которая может пре-
вышать максимально допустимое напряжение для транзистора и
явится причиной его пробоя.
Для защиты транзисторов от перенапряжений вводят дополни-
тельные элементы, демпфирующие паразитные колебания. В схеме
иа рис. 9.10, а для этой цели введена ЙС-цепь, шунтирующая пер-
вичную обмотку трансформатора TV2. При этом снижается скорость
изменения тока коллектора и срезаются паразитные колебания;
форма выходного напряжения принимает вид, показанный на
рис. 9.10, б. Однако следует заметить, что динамические потери при
этом возрастают. В схеме преобразователя на рис. 9.10,6 введены
две демпфирующие цепочки: Rlt Ct и /?2, С2, шунтирующие выводы
коллектор—база силовых транзисторов 1/7\ и VT2, которые дают
такой же эффект уменьшения паразитных колебаний.
Выходной трансформатор для транзисторов УМ представляет
активно-индуктивную нагрузку. Поэтому при смене полярности,
управляющего напряжения в процессе коммутации запираемый
транзистор оказывается в инверсном режиме, в котором токи через
него не регламентируются техническими условиями. Для защиты УМ
от инверсных токов параллельно каждому транзистору включаются
возвратные диоды, как это показано на рис. 9.10, в. Возвратные дио-
ды VDt—У£)4 выбирают по обратному напряжению и прямому току.
Процессы коммутации в преобразователях с независимым воз-
буждением должны учитываться при проектировании высокочастот-
ных преобразователей (fn = 50 -j- 200 кГц), в которых переходный
процесс занимает значительную часть периода колебаний. В пере-
ходном процессе коммутации при формировании фронта выходного
прямоугольного напряжения определяющим является реакция
сглаживающего фильтра выпрямителя.
Рассмотрим процесс коммутации в преобразователе, выпрями-
тель которого работает иа емкостный фильтр рис. 9.12, а; осцилло-
граммы напряжений и токов в ией приведены иа рис. 9.12, б—ж.
364
Рис. 9.12. Схема двухтактного
усилителя мощности, работаю-
щего на выпрямитель с емко-
стным фильтром (а), и осцил-
лограммы напряжений и токов
в его элементах (б—ж)
V7\ из-за своей инерционности
Это приводит к тому, что иа фронте импульса коллекторного тока
открывающегося транзистора УТг, как и на срезе импульса коллек-
Пусть в исходном состоянии
транзистор V7\ открыт и через
него протекает ток /Кнас, а тран-
зистор Vl\ закрыт. В момент ta
происходит смена полярности
управляющего напряжения 1/вх
и переключение транзисторов.
Однако в течение интервала вре-
мени t0—t1 транзистор VT\ еще
продолжает находиться в откры-
том состоянии из-за рассасыва-
ния избыточного заряда в его
базе.
В течение времени рассасы-
вания /рас напряжение Ua по-
прежнему остается приложенным
к первичной обмотке трансформа-
тора, на выходе которого напря-
жение U2 сохраняет свою поляр-
ность (рис. 9.12, ж). Диод Vu1
открыт, обеспечивая ток /н, а
диод VD% закрыт.
После окончания времени
рассасывания /рас ток резко
убывает (рис. 9.12, в), напряже-
ние U2 уменьшается, диод VD±
начинает запираться и через него
в обратном направлении проходит
большой ток /ОбР т (рис. 9.12, д).
При смене полярности вход-
ного напряжения UBX (рис.9.12,б)
начинает открываться транзистор
VT2. Однако при этом транзистор
еще не закрылся и пропускает ток.
торного тока закрывающегося транзистора VTt, появляются ком-
мутационные выбросы (рнс. 9.12, в, г). Амплитуды этих токов не
одинаковы и определяются по формулам [36]
^Klm нас ^21э1
^21э2 нас/Б нас
2/,21э1“Ь Й21э2
(9.31)
^K2m — нас А21э2
Й21Э1 +ZK нас^Б нас
2^21 э1 +^21э?
(9.32)
365
Рнс. 9 13. Схема двухтактного
усилителя мощности, работающего
на выпрямитель с индуктивный
фильтром (а), и осциллограммы
напряжений н токов в его элемен-
тах (б—ж)
нить своего направления. Это
приводит к тому, что преобразователь в течение части периода
работает в режиме короткого замыкания и его выходное напряже-
ние равно нулю (ступенька на рис. 9.13, ж).
4>
Здесь индексы «1 н 2».относят-
ся к транзисторам и У/7\.
В преобразователях с незави-
симым возбуждением выброс
тока при запирании транзи-
стора (/Klm) всегда превышает
выброс тока при отпирании
(/К2,„). После выхода транзи-
стора ИТ"! из режима насыще-
ния происходит смена поляр-
ности выходного напряжения,
длительность фронта которого
/ф = тт In X
^2 1э1 +/г21 э2 + l^ml1Б пас
Л21 э 1 +Л2 1э2 —ZKm/^B пас
(9.33)
По известной длительности
фронта переменного прямо-
угольного напряжения опреде-
ляется требуемая емкость сгла-
живающего фильтра по фор-
мулам (9.19).
Процессы коммутации в
преобразователе с выпрямите-
лем и индуктивным фильтром
(рис. 9.13, а—ж) отличаются
от рассмотренных тем, что иа
этапе рассасывания заряда и
восстановления обратного со-
противления оба диода выпря-
мителя оказываются открыты-
ми (рис. 9.13, д, е), поскольку
ток через дроссель фильтра
1-Ф не может мгновенно изме-
366
Спадание тока в диодах преобразователя с индуктивным филь-
тром идет в 2 раза быстрее, чем при емкостном фильтре, а амплиту-
да выброса обратного тока существенно меньше.
Резкий спад обратного тока при запирании диода, протекаю-
щего через паразитные индуктивности и емкости, вызывает высоко-
частотные затухающие колебания на вершине импульса выходного
напряжения (рис. 9.13, ж). Это вызывает перенапряжение на дио-
дах и создает помехи по цепям питания с частотой в десятки мега-
герц. Поэтому в преобразователях постоянного напряжения следует
отдавать предпочтение сглаживающим фильтрам, которые начина-
ются с емкости, а не с индуктивности.
Из рассмотрения переходных процессов коммутации видно, что
на этапе переключения транзисторы преобразователя с независи-
мым возбуждением оказываются открытыми и через иих проходят
«сквозные» токи. Такой режим является одинаково опасным как
для двухтактных, так и для мостовых схем. Устранить «сквозные»
токи можно только задержкой включения одного транзистора по
отношению к другому. Для этого в цепи управления усилителя мощ-
ности вводится принудительная пауза, длительность которой боль-
ше времени рассасывания /р.д и /рас или вводятся цепи задержки
включения транзисторов, показанные иа рис. 9.14.
Рис. 9.14. Схемы усилителей мощности с элементами, устраняющими
сквозные токи:
а — с дросселем в цепи базы: б — с дросселем в цепи питания; в —
с дополнительными блокирующими обмотками 117 да иа выходном
трансформаторе; г — с блокирующими диодами
367
В схеме на рис. 9.14, а для задержки включения силового тран-
зистора VT преобразователя в цепь базы введен линейный дроссель
ДБ, зашунтированиый диодом VD. Выключение транзистора VT
сигналом от задающего генератора ЗГ осуществляется через диод
VD, минуя дроссель ДБ. Хотя такой способ устранения сквозных
токов является простейшим, но он оказывается малоэффективным
при разбросе значений /рас и /р,д транзисторов и диодов, а также
при изменении тока нагрузки и, следовательно, тока базы.
В схеме на рис. 9.14, б для задержки включения транзисторов
введен дроссель L, диоды VDlf VD2 и /?С-цепь. В момент переключе-
ния транзисторов коммутационный выброс тока создает на индуктив-
ности L запирающее напряжение, которое через конденсатор С
и диоды VjDi и VD2 запирает сразу оба транзистора У7\ и VT2.
Индуктивность определяется по формуле
(9.34)
Резистор R служит для разряда конденсатора С, емкость кото-
рого выбирается из условия полного разряда за время меньше по-
ловины периода колебаний преобразователя.
Схема с автоматической задержкой включения транзисторов в
зависимости от длительности процесса рассасывания приведена на
рис. 9.14, в [73]. Для этого в выходном трансформаторе введены две
специальные обмоткн Й7Д1 и Й7Д2, которые через разделительные
диоды VD± и VD2 подключены параллельно обмоткам 1УБ и
трансформатора TVr задающего генератора. При таком подключе-
нии обмоток включение одного транзистора, например VTlt не про-
изойдет до тех пор, пока не закончится процесс рассасывания заряда
в базе транзистора VT2 и не произойдет смена полярности напря-
жения на обмотках трансформатора TV3 независимо от полярности на-
пряжения иа управляющих обмотках 1УБ (1УБ) трансформатора ГУ,
задающего генератора. В этой схеме коммутационные процессы
практически отсутствуют, а длительность фронта выходного напря-
жения определяется емкостью коллекторного перехода Ск, которая
заряжается током намагничивания трансформатора TV\
1ф^0,3[Тв-ут^п-53,^Ск].
Предельная частота, на которой может работать УМ с коикрет-,
ними параметрами ее элементов, /п ~ 0,14/
Улучшение коммутации силовых транзисторов в схеме на
рис. 9.14, г достигается за счет дополнительного включения диодов
VDt—VDt. Диоды VD3 и VDt защищают переходы эмиттер—база
от перенапряжения, a VDl и VD3 включены таким образом, что не/
позволяют полностью открыться одному транзистору, например VT,,
до тех пор, пока не закроется УТ2.
9.5. Энергетические характеристики преобразователей
Одним из основных показателей преобразователя является его
КПД, который определяется из соотношения выходной мощности
₽н к мощности потерь Ра в его элементах:
Пп = PJiPn + Рр}.
368
Ориентировочное распределение мощности потерь в основных
элементах простейшего преобразователя (см. рис. 9.3, а) приведено
ниже (в процентах от выходной мощности);
Силовые транзисторы................................ . 5—6%
Трансформаторы................................ 4—5%
Схема управления . . .... . 3—4%
Выпрямитель с фильтром . . .... 4—5%
Общие потери составляют 16—20 % (т]п = 84 4- 80 %). Из
приведенных данных видно, что для повышения КПД необходимо
стремиться уменьшить потери во всех узлах преобразователя по-
скольку они примерно одинаковые. Уменьшение потерь в каждом
узле всего на один процент повысит КПД преобразователя в целом
до 88 % .
Задача снижения мощности потерь особенно актуальна стано-
вится с повышением частоты в преобразователях, где требуется по-
лучить минимальную массу и габариты ИВЭ. Методы снижения
потерь в трансформаторах преобразователей рассмотрены в гл. 3.
Расчет потерь в силовых выпрямительных диодах изложен в гл. 2.
Следует отметить, что при увеличении ча'стоты преобразования ди-
намические потери возрастают и становятся соизмеримыми или да-
же превышают потери в диоде в прямом направлении. Например,
при параметрах выпрямителя 10 = 1 А, С/Обр = 30 В на частоте
fa = 100 кГц с использованием диффузионных кремниевых диодов
с 1/пр = 1 В, тофф = 1 мкс потери мощности на переключение со-
ставляют Рвос.обр— 1.5 Вт, а прямые потери Рпр = 1 Вт.
Для уменьшения динамических потерь необходимо применять
силовые безынерционные диоды, например с барьером Шотки, а в
диффузионных диодах уменьшать тэфф. Одним из способов ускоре-
ния рассасывания избыточных зарядов в силовых диодах выпрямите-
ля является включение на выход параллельно нагрузке блокирую-
щего диода (VD3 на рис. 9.13, а).
Следует отметить также влияние инерционных свойств диодов
на форму прямоугольного напряжения преобразователя и, как
следствие этого, на пульсацию выходного выпрямленного напря-
жения. Если в выпрямителе используются более низкочастотные
диоды, чем силовые транзисторы в инверторе (1вос.обр 1рас).
то на вершине прямоугольного напряжения появляются большие
выбросы (см. рис. 9.11, а), которые резко увеличивают пульсацию
выходного выпрямленного напряжения. При использовании высо-
кочастотных диодов (1вос.обр < 1рас) переменное прямоугольное на-
пряжение инвертора не искажается (см. рис. 9.11, б) и пульсация вы-
прямленного напряжения на выходе преобразователя существенно
уменьшается.
Потери мощности в силовых транзисторах инвертора
ото~гас +^т. дин- (9.35)
В режиме отсечки через запертый транзистор протекает неуп-
равляемый ток коллектора /КБО, значение которого зависит от
типа транзистора и температуры. Напряжение Uкэ т, которое
прикладывается к запертому транзистору, зависит от вида схемы
преобразователя и определяется по формулам (9.10), (9.28).
Мощность, рассеиваемая на транзисторе в режиме отсечки,
^оТС = ;кБО^КЭт- (9.36)
369
Таблица 9.1
Коэффициент динамических потерь для некоторых схем
преобразователей напряжения
Тнп схемы
Преобразователь с насыщаю-
щимся трансформатором
(рис. 9.3, а)
Инвертор с переключающим
трансформатором (рис. 9.7)
Преобразователь с усилителем
мощности и емкостным фильт-
ром (рис. 9.12, а)
Преобразователь с усилителем
мощности и индуктивным
фильтром (рис. 9.13, а)
0,45/(0,5-]- йнас)
0,5&нас (^рас-Мр.д)2/'1?
Мощность, выделяемая на транзисторе в режиме насыщения,
определяется током н,в, который протекает через транзистор, и
остаточным падением напряжения (7КЭнас на переходе коллектор—
эмиттер в режиме насыщения
^нас = ^кэнас ^КЭнас- (9.37)
Потери мощности в режиме отсечки и насыщения не зависят от
частоты преобразования и определяются только режимом работы
силового транзистора по постоянному току.
При переходном процессе переключений транзистор, находясь
в активной области, коммутирует полную мощность. Возникающие
при этом динамические потери мощности Рт.дин зависят от частоты
преобразования и существенно снижают КПД преобразователя, осо-
бенно при работе иа высоких частотах. Динамические потери за-
висят от инерционных свойств транзистора, режима его работы в
схеме преобразователя и определяются по формуле
^“т. дин = 7Кт С7КЭттт/п (9.38)
где — коэффициент динамических потерь, учитывающий особен-
ности работы транзистора в схеме преобразователя, в том числе
влияние инерционных свойств диодов выпрямителя.
Значения коэффициентов динамических потерь для некоторых
схем преобразователей приведены в табл. 9.1 [36].
Входящее в формулы табл. 9.1 время рассасывания /рас зави-
сит от постоянной времени тт транзистора, коэффициента насыще-
ния feHac и может быть определено по формуле [36]
^рас ~ In [Зйиао/(2&иас-|- 1)]. (9.39)
370
Для уменьшения динамических потерь необходимо выбирать
для преобразователя высокочастотные безынерционные транзисторы
и диоды.
9.6. Стабилизирующие преобразователи постоянного
напряжения
Основные структурные схемы. Изменение входного питающего
напряжения всегда вызывает изменение амплитуды выходного на-
пряжения преобразователя, а во многих преобразователях и изме-
нение его частоты. В устройствах электропитания, как правило, тре-
буется, чтобы выходное напряжение преобразователя поддержива-
лось с заданной точностью. Для этого применяются различные спо-
собы стабилизации выходного напряжения преобразователей. Ста-
билизирующими преобразователями называются такие устройст-
ва, которые обеспечивают на выходе постоянное напряжение 1/и
с определенной, заданной техническими требованиями точностью
при изменении входного напряжения питания Un и изменении тока
нагрузки /н выходной цепи.
Основные структурные схемы стабилизирующих преобразова-
телей напряжения приведены на рис. 9.15, а их условные обозначе-
ния — в табл. 9.2.
В стабилизирующих преобразователях, выполненных по струк-
турной схеме на рис. 9.15, а, осуществляется централизованное
регулирование входного напряжения питания С/п. Входной стаби-
лизатор постоянного напряжения ВСН поддерживает неизменным
напряжение питания преобразователя, с выхода которого снимает-
ся стабильное переменное напряжение. Поскольку выходное напря-
жение преобразователя имеет прямоугольную форму, то этот спо-
соб стабилизации применяется в многоканальных ИВЭ, когда от
преобразователя необходимо получить несколько выходных выпрям-
ленных напряжений (С/н[—с почти одинаковой стабильно-
стью (3 — 5 %).
Рис. 9.15. Основные структурные схемы стабилизирующих преобра-
зователей:
а — с входным стабилизатором напряжения; б — регулируемый пре->
образователь с ШИМ; в — с выходным стабилизатором; г —с вход-
ным и выходным стабилизаторами напряжения
371
Таблица 9.2
Структурные схемы стабилизирующих преобразователей напряжения
Способ стабили- зации напряже- ния преобразо- вателя Структура стабилизирующего преобразователя Условное обозначение структуры
Централизо- Непрерывный стабилизатор — преобразователь напряжения Импульсный стабилизатор — пре- нс + пн ИС + пн
ванный Децеитрализо- образователь напряжения Вольтдобавочный стабилизатор — преобразователь напряжения Регулируемый преобразователь Преобразователь напряжения — непрерывный стабилизатор Преобразователь напряжения — вдс + ПН РП пн + НС пн + ИС
ванный Смешанный импульсный стабилизатор Импульсный стабилизатор — пре- образователь напряжения — не- прерывный стабилизатор Регулируемый преобразователь — ИС4-ПН4-НС РП4-НС
непрерывный стабилизатор Вольтдобавочный стабилизатор — преобразователь напряжения — непрерывный стабилизатор ВДС+ПН+ +НС
Централизованный входной стабилизатор ВСН на рис. 9.15, а
может быть непрерывным, образуя структурную схему стабилизи-
рующего преобразователя НС + ПН или импульсным, образуя
структурную схему ИС ПН (см. табл. 9.2).
Достоинствами структуры НС + ПН являются простота схе-
мы, возможность применения интегральных микросхем стабилиза-
торов. Недостатком ее являетоя значительная потеря мощности в ре-
гулирующем транзисторе стабилизатора.
Структура НС + ПН применяется в основном в микромощных
ИВЭ с выходной мощностью 0,1—2 Вт при небольших пределах
изменения напряжения первичного источника питания, когда тре-
буется получить минимальные габариты устройства.
Более экономичными являются централизованные стабилиза-
торы напряжения, регулирующий элемент которых работает в им-
пульсном режиме (структура ИС 4- ПН). Стабилизация выходного
напряжения в них осуществляется путем изменения относительной
длительности включенного и выключенного состояний регулирую-
щего транзистора, который также рассчитывается на пропускание
и коммутацию полного тока нагрузки. Однако потери в регулирую-
щем транзисторе здесь оказываются значительно меньшими, чем в
стабилизаторе с непрерывным регулированием; они определяются
в основном потерями в цепи коллектора в режиме насыщения и пе-
реключения.
Недостатком импульсных стабилизаторов является то, что
пульсация и динамическое выходное сопротивление в них оказы-
372
ваются значительно большими, чем в непрерывных стабилизаторах
напряжения.
Структурные схемы типа ИС + ПН находят широкое примене-
ние в многоканальных ИВЭ с выходной мощностью от единиц до
нескольких десятков ватт.. В более мощных многоканальных ИВЭ
с выходной мощностью порядка сотни ватт рационально применять
в качестве централизованного вольт добавочный стабилизатор
(рнс. 9.15, г), в котором выходное напряжение после ВДС почти
вдвое больше, чем в ИС с последовательным РЭ, и регулируется
только часть потребляемой мощности, в то время как ИС + ПН рас-
считывается на регулирование полной мощности.
Централизованную стабилизацию иескольКих выходных на-
пряжений позволяет реализовать также структурная схема на
рис. 9.15,6 с регулирующим преобразователем (РП), работающим
в режиме широтно-импульсной модуляции, при которой стабиль-’
ность выходного напряжения достигается за счет ШИМ. Форма
выходного переменного напряжения в РП имеет регулируемую на
нуле паузу; в связи с этим все сглаживающие фильтры выпря-
мителей должны быть только £С-типа.
В регулируемом преобразователе совмещены функции преоб-
разования и стабилизации постоянного напряжения, это позволяет
повысить КПД таких устройств за счет исключения промежуточных
преобразований энергии. Недостатком РП является то, что хорошую
стабильность при изменении входного напряжения питания и тока
нагрузки можно получить только по той цепи, за которой ведется
слежение. По остальном выходным каналам и из-за наличия сгла-
живающих LC-фильтров стабильность выходного напряжения по-
лучается низкой. Такие схемы находят применение в ИВЭ с малым
числом выходных цепей (1—3).
При децентрализованном способе стабилизации (рис. 9.15, в)
преобразователь питается от нерегулируемого входного напряжения
Un; иа выход по каждому каналу включается индивидуальный ста-
билизатор: непрерывный в структуре ПН + НС или импульсный
(ПН + ИС). Выходные напряжения при этом имеют высокую ста-
бильность, особенно если в качестве выходных используются не-
прерывные стабилизаторы. Однако КПД таких стабилизирующих
преобразователей низкий из-за потерь в преобразователе и стабили-
заторах, которые рассчитываются для работы прн полном изменении
входного напряжения питания от Uamtn до Uamax.
При смешанном способе стабилизации выходных напряжений
(рис. 9.15, а, г) кроме цеитрализоваииого входного стабилизатора,
от которого питается преобразователь, по отдельным выходным це-
пям включаются индивидуальные стабилизаторы, обычно непрерыв-
ного действия. Структурные схемы смешанной стабилизации, ука*
занные в табл. 9.2, находят широкое применение в многоканальных
ИВЭ, где требуется обеспечить ряд выходных напряжений с различ-
ной точностью. При этом выходные напряжения со стабильностью
5—7 % обеспечиваются централизованным входным стабилизатором,
а по цепям, где требуются напряжения с высокой точностью (0,5—
1 %), включаются индивидуальные непрерывные стабилизаторы.
Потери мощности в непрерывных стабилизаторах при этом сущест-
венно уменьшаются, поскольку их регулирующие элементы рабо-
тают при минимально допустимом падении напряжения.
Силовые цепи импульсных регуляторов. Наиболее экономичным
и эффективным является импульсный метод стабилизации выход-
ного напряжения преобразователя, при котором за счет импульс-
373
Рис. 9.16. Схема преобразователя с входным импульсным стабилиза-
тором
ного режима работы силовых транзисторов повышается КПД уст-
ройства, а повышение частоты коммутации до 100—300 кГц позво-
ляет существенно уменьшить его массу и габариты. Наибольшее
распространение получили стабилизирующие преобразователи с
импульсным методом регулирования выходного напряжения, вы-
полненные по структурным схемам ИС 4* ПН; РП; ВДС 4- ПН.
Рассмотрим особенности режимов работы силовых элементов в них.
Схема стабилизирующего преобразователя, выполненная по
структуре ИС 4- ПН, приведена на рис. 9.16. В нее входит импульс-
ный стабилизатор с регулирующим транзистором VTt, демодули-
рующий фильтр на элементах VDtLC и схема управления СУ,
которая одновременно управляет режимом переключений регули-
рующего транзистора VTt ИС и транзисторами VT2, VT3 двухтакт-
ного усилителя мощности. Частота коммутации регулирующего
транзистора ИС обычно выбирается в 2 раза большей частоты пре-
образователя.
На вход импульсного стабилизатора подается напряжение пи-
тания Uu. Выходное стабильное напряжение С/сн поступает на уси-
литель мощности на транзисторах VT2, VTS, к выходу которого
подключен трансформатор TV, выпрямитель на диодах VD2, VD3
с емкостным сглаживающим фильтром Сн, обеспечивающим на на-
грузке стабильное напряжение при заданном токе нагрузки.
Выходной трансформатор может быть выполнен многообмоточным,
обеспечивая тем самым ряд выходных напряжений, гальванически
развязанных друг от друга и от первичной сети питания Un.
Форма переменного напряжения на выходе преобразователя
прямоугольная, без паузы на нуле. Это позволяет выходные сгла-
живающие фильтры после выпрямителей выполнять только на кон-
денсаторах. В многоканальном ИВЭ, выполненном по структурной
схеме на рис. 9.16, обеспечивается стабильность выходных напря-
жений ие хуже 5—7 % при изменении входного напряжения пита-
ния от 23 до 34 В и при сбросе нагрузки от /н До 0.5/н.
Выбор и расчет элементов импульсного стабилизатора для
структуры ИС 4- ПН проводится по методике, изложенной в гл. 8,
а усилителя мощности — по формулам, приведенным в §§ 9.4 и 9.5.
Схема регулируемого преобразования приведена на рис. 9.17, а,
осциллограммы напряжений и токов в силовых цепях на рис. 9.17, б—
е [61). Преобразователь выполнен на силовых транзисторах
VTlt VT2, в коллекторную цепь которых включен трансформатор TV;
374
Рис. 9.17. Схемы двухтактного регулируемого преобразователя с ши-
ротно-импульсной модуляцией (а) и осциллограммы напряжений и
токов в ней (б—е)
375
ко вторичной обмотке трансформатора подключен выпрямитель на
диодах VDt, VD2 со сглаживающим £С-фильтром. Схема управле-
ния СУ работает по принципу широтно-импульсной модуляции; оиа
следит за выходным напряжением Ua на нагрузке Ru и управляет
переключением транзисторов, регулируя длительность паузы на
нуле (рис. 9.17, б) таким образом, что среднее значение выходного
выпрямленного напряжения на нагрузке Uu (рис. 9.17, в) остается
неизменным с определенной точностью при измеиеиии входного на-
пряжения питания или тока нагрузки.
В качестве схемы управления в РП могут быть использованы
полупроводниковые микросхемы или специальные гибридно-пле-
ночные микросборки, выполненные иа бескорпусных элементах.
Выходной ток таких СУ недостаточен для раскачки мощных сило-
вых транзисторов, поэтому в схеме РП на рис. 9.17, а между схемой
управления и входами силовых транзисторов VT\, VT2 включены
промежуточные усилители ПУС, обеспечивающие необходимый
ток базы в зависимости от выходной мощности и коэффициента пе-
редачи транзисторов.
Защита силовых транзисторов РП от перегрузки по току или
короткого замыкания в нагрузке также осуществляется СУ. Для
этого в одну из шин выходной цепи включен датчик тока RB, сигнал
с которого подается на схему управления и запирает силовые тран-
зисторы при коротком замыкании в нагрузке.
Из осциллограмм на рис. 9.17, б, в видно, что в РП за одни
период колебаний, когда транзисторы V7\ и УТ2 поочередно от-
крыты, на вход сглаживающего фильтра поступают два импульса
выпрямленного прямоугольного напряжения UQ. В результате это-
го коэффициент заполнения для РП
у = 2tn/Ta= ивп/и„, (9.40а)
где п = 1172/HZ] — коэффициент трансформации трансформатора
питания.
В процессе работы РП при изменении входного напряжения пи-
тания от U„ mjn до t/n max коэффициент заполнения изменяется в
пределах
Утах mint (9.406)
Ут1п—Спп/иатах. (9.40в)
Силовые транзисторы для РП выбирают по максимальному то-
ку /Кп1 (рис. 9.17, г) и напряжению (7КЭт, которое перекладыва-
ется к запертому транзистору, а расчет тепловых режимов проводит-
ся по среднему значению тока.
Напряжение 1/КЭт для Двухтактного РП (рис. 9.17, а), в ко-
тором трансформатор имеет отвод от средней точки, определяется
по формуле (9.10).
Среднее значение тока через транзистор
где tin = 0,7 т- 0,8 — КПД регулируемого преобразователя.
Амплитудное значение тока коллектора
I = I hi . (9.42)
Km К ср » mm ' '
376
Действующее значение тока, по которому выбираются сечения про-
водов обмоток трансформатора,
= ср Ymax • . . (9.43)
Методика расчета выпрямителя, работающего от прямоуголь"
иого напряжения с регулируемой паузой иа нуле (рис. 9.17,6),
изложена в гл. 4, а методика расчета дросселя и трансформатора —
в гл. 3.
Напряжение иа вторичной обмотке трансформатора, которое
поступает на вход выпрямителя в РП с ШИМ является функцией
коэффициента заполнения. Среднее значение этого напряжения
У2ср = пиитах’ (9.44)
а действующее значение
U2 — nUa • (9.45)
Сглаживающий LC-фильтр преобразует импульсное напряже-
ние Со (рис. 9.17, а, в), поступающее после выпрямителя, в напря-
жение постоянного тока UCk и одновременно сглаживает пульсацию
до уровня 1/Сн~, определяемого параметрами фильтра. Обычно
сопротивление датчика токовой защиты Rn выбирается не более
0,1—0,2 Ом, поэтому для схемы на рис. 9.17, а напряжение и пуль-
сация после сглаживающего фильтра РП и иа нагрузке можно
считать равным UCa = Ua и ССн~ = Сн~.
При открытом транзисторе РП в течение времени tK через дрос-
сель L проходит ток в нагрузку, заряжая конденсатор фильтра С,
а в течение паузы tn конденсатор разряжается на нагрузку Rn и
ток через дроссель L уменьшается (рис. 9.17, 6). Индуктивность L
должна быть достаточной, чтобы ток через дроссель за время па-
узы tn не снизился до нуля, что привело бы к резкому возрастанию
пульсации На выходе РП. Для обеспечения режима непрерывного
тока через дроссель его индуктивность должна выбираться из ус-
ловия
UcumnxO fmin)
п min
(9 46)
Сглаживание
заданного уровня
пульсации стабилизированного напряжения до
достигается выбором произведения
(^Сн (' У mi
т и Сп~
LC
(9.47)
параметров сглаживающего
а сначала оп-
При расчетах
ределяется требуемая индуктивность дросселя Lmin по формуле
(9.46), а затем из произведения LC находится емкость С.
Совмещение функций преобразования и стабилизации постоян-
ного напряжения является основным достоинством схемы на
рис. 9.17, а, позволяющей повысить КПД блока питания за счет
исключений промежуточного преобразования электроэнергии. К не-
достаткам РП следует отнести необходимость применения £С-филь-
тров по каждому выходному каналу постоянного напряжения, что
увеличивает массу и габариты прибора, особенно в многоканальных
377
ИВЭ, Кроме того, по цепям с широким диапазоном изменения тока
нагрузки для обеспечения требуемой стабильности необходимо
в многоканальных ИВЭ включать непрерывные стабилизаторы из-за
сравнительно плохих динамических характеристик LC-фильтров.
От этих недостатков свободны схемы РП, в которых дроссель вклю-
чается не со стороны нагрузки, а со стороны источника питания.
Пример использования РП с дросселем на входе и осциллограм-
мы напряжений и токов приведен на рис. 9.18. Вольтдобавочный
регулируемый преобразователь выполнен по двухтактной схеме на
транзисторах V7\ и УТг и автотрансформаторе TV, обмотка Wj
которого является первичной, а — вторичной (повышающей).
Диоды VDX и VD2 образуют выпрямитель, а дроссель L и конденса-
тор С —- сглаживающий фильтр вольтдобавки. Схема управления
СУ следит за уровнем входного напряжения UCa преобразова-
теля ПН и вырабатывает сигналы управления с ШИМ для управ-
ления усилителем мощности на транзисторах VTr, VT^ вольтдо-
бавки и прямоугольные сигналы постоянной длительности для уп-
равления УМ выходного преобразователя ПН. Резистор Ra явля-
ется датчиком тока для защиты преобразователя от перегрузки
по току или короткому замыканию в нагрузке.
Стабилизация входного напряжения питания преобразователя
UCh достигается за счет того, что напряжение с выхода вольто-
добавочного РП после выпрямления диодами VDt, VD2 суммиру-
ется на конденсаторе С с входным напряжением питания Ua таким
образом, что их сумма остается неизменной при всех режимах и
условиях работы. Коэффициент трансформации автотрансформатора
п — (1У1+ 1У2)/ 1У1 выбирается таким, чтобы обеспечить стабиль-
ное напряжение UCn « ^^nmin- Обычно п. = 1,5 4- 1,6.
В отличие от структурной схемы иа рис. 9.17, а, где РП рас-
считывается иа полную мощность нагрузки, выходная мощность
вольтдобавочного регулируемого преобразователя оказывается зна-
чительно меньше и автотрансформатор вольтдобавки рассчитывает-
ся на мощность
fe —1
^ат= Р н. 7 ' > (9.48)
k
где k — Uamax/Uamin — коэффициент, учитывающий пределы из-
менения входного напряжения питания.
Дроссель L сглаживающего фильтра иа рис. 9.18, а включен со
стороны входа, поэтому через него проходит полный ток, макси-
мальное значение которого I^m— Pd^nUnmin- Индуктивность
L (как и в РП на рис. 9.17, а) выбирается из условия (9.46) обеспече-
ния режима непрерывного тока.
Силовые транзисторы VTlt V'T’j усилителя мощности вольт-
добавки работают в режиме переключений. Форма тока через откры-
тый транзистор и напряжение на транзисторе приведены на
рис. 9.18, д, е. Максимальное напряжение на закрытом транзисторе
УКЭmax ~ ~ min, (9.49)
а минимальное (7КЭ min ~ + П- Максимальный ток
коллектора транзисторов вольтдобавки (рис. 9.18, д)
UСи Лп Ua min У min
378
Рис. 9.18. Схема преобразователя с входным вольтдобавочный ста-
билизатором (а) и осциллограммы напряжений и токов в ней (б—е)
379
В связи с тем, что выходное стабильное напряжение в схеме
с вольтдобавкой приблизительно вдвое больше, чем в РП, стабили-
зирующий преобразователь ВДС + ПН позволяет преобразовать
значительно большую мощность при одинаковых режимах работы
транзисторов по току по сравнению с РП.
9.7. Устройства управления стабилизирующими
преобразователями
В состав устройств управления стабилизирующим преобразо-
вателем входит ряд сложных функциональных узлов: задающий ге-
нератор (ЗГ), широтно-импульсный модулятор (ШИМ), усилитель
постоянного тока (УПТ), формирователи выходных сигналов управ-
ления силовыми каскадами преобразователя и импульсного стаби-
лизатора и др. Основными требованиями, которые предъявляются
к схемам управления, являются: гарантия возникновения автоколе-
баний при включении напряжения питания U„ (при медленном или
быстром его нарастании); возможность синхронизации ЗГ внешним
сигналом; широкий диапазон генерируемых частот, обеспечение
модуляции генерируемых импульсов по длительности; малый рас-
ход энергии; стабильность частоты и опорного напряжения при из-
менении входного напряжения питания и температуры окружающей
среды, а также возможность выполнения конструкции в виде гиб-
ридно-пленочной или полупроводниковой микросхемы.
На рис. 9.19 приведена структурная схема, предназначенная
для управления стабилизирующими преобразователями типа ИС +
4- ПН.’РП или ВДС + ПН [35, 40). Диаграммы напряжений, ха-
рактеризующие ее работу, приведены на рис. 9.20. Отличительной
особенностью схемы управления является то, что оиа вырабатывает
два вида сигналов: с ШИМ для управления регулируемыми тран-
зисторами импульсного стабилизатора и немодулированные сигна-
Вход.З
о———
Выход
Выход
Выход
Выход
Выход
Выход
1
2
3
4
5
6
Рис. 9.19. Структурная схема
управления стабилизирующи-
ми преобразователями
Выход 7
Выход §
380
Рис. 9.20. Осциллограммы напряжений в схеме управления стабили-
зирующими преобразователями
лы с фиксированной паузой для управления транзисторами двух-
тактного или мостового преобразователя. Элементная база для СУ
позволяет выполнить ее в виде полупроводниковой ИМС или гиб-
ридно-пленочной микросборки. В состав схемы управления вхо-
дит задающий генератор Л3 и формирователь пилообразного На-
пряжения А2, усилители цепи обратной связи DA2 и DA^ с источ-
ником опорного напряжения Аг, широтно-импульсный модулятор,
выполненный на компараторе DA3, усилитель DAlt защиты преоб-
разователя от перегрузки по току или короткого замыкания в на-
грузке, делитель частоты на два, выполненный на счетном триггере
DDlt формирователь фиксированной паузы каскады совпадения
на инверторах DD2—DD3 с усилителями на транзисторах VTt—
Устройство управления работает следующим образом. Пило-
образное напряжение с выхода ГПН (рис. 9.20, а) поступает на вход
ШИМ-компаратора DA3, на другой вход которого через развязы-
вающий диод VjD2 поступает сигнал от УПТ, выполненного на мик-
росхеме ОАг. На один вход УПТ подключен источник опорного на-
пряжения Alt а на другой вход через промежуточный усилитель
DAt поступает напряжение цепи обратной связи.
С выхода ШИМ-компаратора £>Л3 прямоугольные колебания
(рис. 9.20, б) поступают на входы схем совпадения DD2, DD3.
На другие входы этих схем совпадения поступают прямоугольные ко-
лебания с выхода счетного триггера DD} (рис. 9.20, в, г). Модули-
рованные по длительности сигналы, усиленные транзисторами VTlt
VT2, попеременно появляются на выходах 1, 2 и 3, 4 и предназна-
чаются для управления регулирующим транзистором ИС или сило-
выми транзисторами РП или ВДС.
Прямоугольные колебания с выходов триггера DDr поступают
также на входы схем совпадения DDit DD3, на другие входы кото-
381
рых подается короткий (не более 1 мкс) импульс паузы, формируе-
мый в схеме (рис. 9.20, ж). Как видно из рис. 9.19, входные сиг-
налы на триггер DDr и формирователь паузы поступают от за-
дающего генератора 43 (рис. 9.20, з). На выходах 5, 6 и 7, 8 попере-
менно появляются прямоугольные импульсы (рис. 9.20, и, к), ко-
торые предназначаются для управления силовыми транзисторами
УМ преобразователя.
Стабилизация выходного напряжения реализуется в замкнутой
схеме регулирования за счет того, что при изменении напряжения
обратной связи, например при снижении его по какой-либо причине
В момент времени (рис. 9.20, с), происходит расширение импуль-
сов на выходе компаратора £>А3 (рис. 9.20, б) и на выходах схем
совпадения DD2, DD3 (рис. 9.20, д, е). Это обеспечивает стабиль-
ность выходного напряжения по среднему значению после сглажи-
вающего LC-фильтра, включенного на выходе выпрямителя
(рис. 9.17, а).
Операционный усилитель DAi обеспечивает защиту преобразо"
вателя от коротких замыканий в нагрузке или перегрузки по току.
Датчик тока перегрузки (Rn на рис. 9.17, а) подключается между
входами 1 и 2. В нормальном режиме работы падение напряжения
на датчике Дп мало и.напряжение на выходе усилителя недо-
статочно, чтобы открыть диод KDt, который отключает усилитель
DAi от входа ШИМ-компаратора.
При перегрузке по току илн коротком замыкании в нагрузке
падение напряжения на датчике тока Ra резко возрастает, напря-
жение на выходе усилителя DAt увеличивается и диод VDt откры-
вается. На выходе ШИМ-компаратора DA3 при этом происходит
резкое сужение выходных импульсов, что приводит к уменьшению
выходного напряжения РП. При устранении перегрузки по току или
короткого замыкания схема автоматически возвращается в нормаль-
ный режим работы.
В рассмотренной структурной схеме управления ряд функцио-
нальных узлов, таких как источники опорного напряжения, УПТ,
формирователи пилообразного напряжения и другие выполняются
аналогично, как в стабилизаторах непрерывного действия (см. гл. 5)
или импульсных стабилизаторах (см. гл. 8). Рассмотрим особенно-
сти построения некоторых специальных функциональных узлов
схемы управления стабилизирующими преобразователями.
Задающий генератор для преобразователей на дискретных эле-
ментах, работающих на сравнительно низких частотах (до 50 кГц),
Могут выполняться по одной из схем, приведенных на рис. 9.7,
9.8. Для работы на повышенных частотах (100—200 кГц и выше) и
интегрального исполнения магнитно-транзисторные автогенераторы
непригодны. Для таких устройств ЗГ выполняются на интегральных
микросхемах.
Схема автогенератора на операционном усилителе приведена
на рис. 9.21 [35]. Здесь неинвертирующий вход 3 операционного
усилителя DA связан с выходом 6 через делитель Rt, R3, R3 так, что
коэффициент передачи сигнала по пеГле положительной обратной
связи
^i ~Ь Ri
:°>С^ R. + R2 + R3
(9.51)
382
Длительность прямоугольных
импульсов в генераторе опреде-
ляется напряжением насыщения
(/„ас выходных каскадов ОУ и
коэффициентом передачи сигнала
по цепи обратной связи [10]
^нас ^о.с^нас
^н+ас-*о.с^н+ас
(9.52)
Рис. 9.21. Схема
задающего гене-
ратора на операци-
онном усилителе
Двухтактные статические пре-
образователи в источниках пита-
ния работают при симметричных
двухполярных импульсах, поэто-
му период генерируемых прямо-
угольных импульсов в автогене-
раторе
Тп = 2ти = 27?4С1 In [1+ -2(^ + j?2) 1. (9.53)
L А3 1
Схема автогенератора иа рис. 9.21 выполнена на бескорпусной
микросхеме К140УД1 с параметрами: Rj = 38 кОм. R2 = 5 кОм,
R3 = 7,5 кОм, Rt — 10 кОм, частота преобразования fa = 200 кГц.
Нестабильность частоты не более 3 % в диапазоне температур от
—20 до 4-100 °C.
Синхронизация автогенератора осуществляется подачей внеш-
него сигнала с частотой /Синхр на вход ОУ, как показано на
рис. 9.21. С выхода 2 схемы снимается пилообразное напряжение,
которое может быть использовано для управления регулирующим
транзистором импульсного стабилизатора.
Схема задающего генератора, выполненная на интегральных
микросхемах, приведена на рис. 9.22 [44]. Она представляет собой
кольцевой автогенератор на логических микросхемах DD} и DD3
(типа КМОП) и транзисторе VT3. Здесь (как и в схеме на рис. 9.21)
частота генерации не зависит от параметров активных элементов и
определяется сопротивлением резисторов Rb и Rt и емкостью кон-
денсатора С3:
/п = 1/2С3 (R6 + R„).
(9.54)
ти = С1Я4 In
Автогенератор синхронизируется внешним импульсным сигна-
лом на частотах выше собственной, который подается через тран-
зистор VT3 (п-р-п). Возможна также синхронизация и на частотах
ниже собственной. Однако в этом случае синхроимпульсы должны
подаваться на автогенератор через транзистор У1\ (р-п-р), схема
подключения которого показана пунктирной линией. В автогене-
раторе, выполиениом иа микросхемах типа 765ЛН2 {DDt, DD^,
при напряжении питания Ua = 10 В потребляемый ток ЗГ не пре-
вышает 1 мА, частота генерации 100 ± 1 кГц в диапазоне темпера-
тур от —20 до +100 °C.
Широтно-импульсный модулятор является линейно-дискрет-
ным функциональным узлом стабилизирующего преобразователя;
он имеет два входа и один выход. Один из входных линейио-изме-
383
ияющихся сигналов является опорным, а второй — управляющим.
Выходной сигнал ШИМ—импульсный. Длительность входных им-
пульсов определяется уровнем превышения управляющего сигнала
над опорным и изменяется в процессе работы в соответствии с изме-
нением входного управляющего сигнала. Модулированные по дли-
тельности выходные импульсы ШИМ используются для формирова-
ния сигналов переключения силовых транзисторов регулируемого
преобразователя.
Схема широтно-нмпульсного модулятора приведена на
рис. 9.23, а, осциллограммы входных и выходных напряжений на
рис. 9.23, б—е. Модулятор выполнен на операционном усилителе
DA и подключен к источнику вспомогательного постоянного на-
пряжения Оп1. Делитель напряжения Ru R2 устанавливает сред-
ний уровень напряжения на инвертирующем входе 2 ОУ. Резистор
R3 является нагрузкой ОУ.
Модулятор работает следующим образом. На неинвертирую-
щий вход 3 микросхемы DA через конденсатор Сг подается пилооб-
разное напряжение (7вХ1 (рис. 9.23, в), частота которого равна ча-
стоте прямоугольного переменного напряжения преобразователя
(рис. 9.23, б). На инвертирующий вход 2 микросхемы DA подается
управляющее напряжение (7ВХ2 с выхода УПТ. Это напряжение
является сигналом рассогласования и уровень его изменяется про-
порционально изменению тока нагрузки или выходного напряже-
ния, за которым следит стабилизатор при замкнутой цепи регули-
рования (показано пунктирной линией на рис. 9.23, в).
Выходной сигнал операционного усилителя из-за действия
внутренней положительной обратной связи может находиться лишь
на стандартных логических уровнях 1 или 0, при которых выходной
транзистор ОУ находится в режиме насыщения или отсеч-
ки, формируя прямоугольный импульс (рис. 9.23, г—е). Переклю-
чение ОУ происходит в момент времени, соответствующий превыше-
Рис. 9.22. Схема задающего генератора на цифровых логических эле-
ментах"
384
нию управляющего напря-
жения t7BX2 от УПТ над
уровнем опорного пилооб-
разного напряжения.
Если напряжение t7BX2
равно уровню, например,
при прохождении пилооб-
разного напряжения через
нуль (рис. 9.23, в), соот-
ветствующему номинально-
му выходному напряжению
преобразователя, то ОУ бу-
дет переключаться из одно-
го состояния в другое под
действием внутренней по-
ложительной обратной свя-
Рис. 9.23. Схема широтно-импульсно-
го модулятора на операционном уси-
лителе (а) и осциллограммы напря-
жений, поясняющие его работу (б)
зи и противодействующей
ей запаздывающей отрица-
тельной обратной связи,
причем длительность этих
состояний приблизительно
одинакова tn — t„ (рис. 9.23, г) и коэффициент заполнения у =
~ tu/tu ~ 0,5.
Если выходное напряжение преобразователя по какой-либо
причине понизится, например из-за понижения входного напряже-
ния питания или увеличения тока нагрузки, то напряжение на вы-
ходе УПТ также понизится, что будет соответствовать уровню
Upx. 2 на входе ОУ (рис. 9.23, в), усилитель также переключится, ио
теперь tn > tn (рис. 9.23, О) иу> 0,5. В предельном случае при
Uumin> если нет в ШИМ принудительной постоянной паузы, то
Vmax ~ 1 • *
При повышении Входного сигнала УПТ до уровня (/их 2
(рнс. 9.23, в), что соответствует увеличению входного напряжения
питания или уменьшению тока нагрузки на выходе преобразовате-
ля, усилитель переключится и будет находиться в режиме насыще-
ния, длительность tu < (п; при этом коэффициент заполнения
У < 0,5 и в пределе может быть равным нулю.
Выходные импульсы ТИИМ используются для формирования
сигналов управления переключением силовых транзисторов стаби-
лизирующего преобразователя.
f3 Зак. 726
385
Рис. 9.24. Схема промежуточного
усилителя с повышенным быстро-
действием
Операционные усилители
обладают определенным вре-
менем восстановления (запаз-
дывания). В схемах ШИМ это
ограничивает динамический
диапазон модуляции длитель-
ности импульсов, что приво-
дит к снижению точности ре-
гулирования напряжения пре-
образователя, особенно при
крайних значениях входного
напряжения питания. Для по-
вышения стабильности выход-
ного напряжения преобразова-
теля в ШИМ необходимо ис-
пользовать безынерционные
ОУ или компараторы.
Выходные сигналы схем
управления (особенно в инте-
гральном исполнении) являются маломощными, поэтому для рас-
качки силовых транзисторов преобразователя вводятся промежу-
точные усилители (ПУС), включение которых показано на
рис. 9.17, а и 9.1:8, а. Промежуточные усилители выполняются
на дискретных элементах или гибридно-пленочных микросхемах.
Одна из схем промежуточного усилителя приведена на
рис. 9.24 [51]. В ней; кроме усиления входного сигнала по мощности
реализуется ускоренное выключение выходного мощного транзи-
стора преобразователя, что позволяет повысить частоту преобразо-
вания и снизить динамические потери в силовых транзисторах.
В состав промежуточного усилителя входит эмиттерный повторитель
на комплементарной паре транзисторов VT VTa, транзистор УТг
для форсированного выключения силового каскада и ключевой
транзистор V'T’j с диодами VDt, VD2, которые обеспечивают его не-
насыщенный режим в открытом состоянии.
При подаче на вход схемы импульса (7ВХ отрицательной поляр-
ности открывается транзистор VTA и его ток коллектора через ре-
зистор и насыщенный транзистор VT3 эмиттериого повторителя
поступает в базу силового транзистора VT& (обведен пунктирной
линией), открывая его. При окончании входного импульса сначала
выключается транзистор VTlt а затем VTя, что приводит к выклю-
чению силового транзистора VT&. Срез входного импульса диффе-
ренцируется цепью С1Ф Rз, Ra и вызывает кратковременное откры-
вание транзистора VT2. Вследствие этого происходит форсирован-
. ное выключение транзисторов V7\ и VT2 и, главное, силового тран-
зистора преобразователя V'I\. После окончания входного импульса
</нх схема возвращается в исходное состояние, транзистор VTt
запирается, силовой транзистор V1\ преобразователя продолжает
оставаться в закрытом состоянии под действием тока транзистора
VTa эмиттериого повторителя.
Рассмотренные схемы управления стабилизирующими преобра-
зователями являются сложными, многоэлементными устройствами;
в то же время они работают при малых токах и могут быть выпол-
нены на интегральных микросхемах или бескорпусных полупровод-
никовых приборах в виде микросборок. Перспективным является
применение в качестве схем управления специальных полупровод-
никовых многофункциональных микросхем.
386
9.8. Области применения преобразователей
и выбор силовых элементов для повышения частоты
В табл. 9.3 приведены основные характеристики некоторых
схем преобразователей н рекомендуемые области их применения.
Одной из основных проблем, которые приходится решать при раз-
работке ИВЭ с преобразователями напряжения, является повыше-
ние частоты с целью уменьшения массы и габаритов блоков питания.
. . Уменьшение массы и габаритов преобразователя становится
заметным при повышении частоты от 10—20 до 100—200 кГц за
счет снижения массы, реактивных элементов: трансформаторов,
дросселей и конденсаторов сглаживающих фильтров. Переход к вы-
соким частотам преобразования с хорошо освоенного, сравнительно
низкочастотного диапазона частот вызывает необходимость решения
ряда новых задач, связанных с выбором материалов и разработкой
конструкции трансформаторов, выбором элементов силовой части
преобразователя. Опыт, накопленный при разработке высокочастот-
ных источников электропитания [5, 23, 35, 41, 61, 71], позволяет
сформулировать основные рекомендации по выбору элементов для
таких устройств.
Транзисторы силовой части преобразователя должны комму-
тировать значительные токи — от единиц до десятков ампер при
допустимом напряжении на коллекторе порядка 100—150 В и при
этом обеспечивать малое время рассасывания избыточных носителей
заряда в базовой области. При частоте преобразования 200 кГц
длительность полуволны прямоугольного напряжения преобразова-
теля составляет 2,5 мкс; если допустить иа переходный процесс ком-
мутации даже 10 % этого значении, то время переходного процес-
са выключения транзистора не должно превышать 0,25 мкс. В мощ-
ных биполярных транзисторах это трудно сделать, поэтому наибо-
лее подходящими для высокочастотных преобразователей являются
полевые транзисторы, которые должны иметь при этом малое со-
противление в режиме насыщения (не более 0,05—0,1 Ом).
Можно также применять в высокочастотных преобразователях
маломощные биполярные транзисторы с высокими импульсными
характеристиками. Однако при этом выходная мощность в преобра-
зователе резко снизится и ограничится несколькими ваттами. Воз-
никает задача построения многоканальных ИВЭ из многих ячеек
маломощных преобразователей, а также суммирования мощности
по отдельным сильноточным цепям.
Диоды для силовых выпрямителей выбираются по прямому то-
ку и обратному напряжению. В выпрямителях высокочастотных
преобразователей с выходными токами от единиц и до нескольких
десятков ампер при обратном напряжении не более 20—30 В необ-
ходимо применять диоды с барьером Шотки. Для более высоковольт-
ных выпрямителей могут использоваться диффузионные диоды с тон-
кой базой. В маломощных выпрямителях наиболее целесообразно
применять импульсные малогабаритные диоды.
Трансформаторы и дроссели являются наиболее трудными узла-
ми для миниатюризации преобразователей, так как их габариты
плохо совмещаются с плоскими малогабаритными ИС и другими эле-
ментами. Для высокочастотных преобразователей трансформаторы
наиболее рационально выполнять иа тороидальных сердечниках из
феррита. Однако если механические нагрузки и температурные режи-
мы не позволяют использовать феррит, то тороидальные сердечни-
13*
387
g Таблица 9.3
00 Основные характеристики некоторых схем транзисторных преобразователей и области их применения
Вид. структурная схема преобразователя Достоинства • Недостатки Рекомендуемые области применения
Автогенераторы
Однотактный с обрат- ным включением диода (рис. 9.1, а) Минимальное число сило- вых элементов; простая схема управления; простои емкостной фильтр' на выхо- де выпрямителя Несимметричная форма вы- ходного напряжения; пло- хое использование силового транзистора; подмагничи- вание трансформатора В маломощных многока- нальных ИВЭ без жестких требований к КПД и габа- ритам
Однотактиый с прямым включением диода (рис. 9.1, б) Минимальное число сило- вых элементов; простая схема управления; повы- шенная выходная мощность Необходимость примене- ния LC-фильтра; подмагни- чивание. трансформатора В маломощных одиоканаль- ных ИВЭ без жестких тре- бований. к КПД н габари- там -
Двухтактные с насыща- ющимся трансформато- ром (рис. 9.3, 9.8) Два силовых транзистора; один трансформатор; про- стая схема управления; сим- метричная форма выходно- го напряжения Плохое использование си- ловог® транзистора; повы- шенное напряжение на за- пертом транзисторе В маломощных многока- нальных ИВЭ с высокими требованиями к КПД и массе. В качестве ЗГ для УМ
Двухтактный с переклю- чающимся . .трансформа- тором (рис. 9.7) Два силовых транзистора; .хорошее использование си- ловых транзисторов; высо- кий кпд Два трансформатора; по- вышенное напряжение на запертом транзисторе В многоканальных ИВЭ средней мощности. В каче- стве ЗГ для УМ
Вид, структурная схема преобразователя Достоинства
Усилители мощности
Двухтактный, со сред- ним отводом коллектор- ной обмотки трансфор- матора (рис. 9.10,д, б) Мостовой (рис. 9.10, в) Два силовых транзистора, высокий КПД; простая схе- ма управления Пониженное напряжение на запертом транзисторе; хо- рошее использование тран- зисторов по току; прямо- угольная форма напряже- ния
Полумостовой (рис. 9.10, г) Два силовых транзистора, пониженное напряжение на запертом транзисторе
Стабилизирующие ' преобразователи Непрерывный стабили- затор — преобразователь напряжения (HC-f-ПН; рис. 9.15, а) Прямоугольная форма вы- ходного напряжения; про- стые емкостные сглажива- ющие фильтры после вы- прямителей; отсутствие по- мех, наводимых на шины входного питания
£
<0
Продолжение табл: 9.3
Недостатки Рекомендуемые области применения
Повышенное напряжение на запертом транзисторе В ИВЭ с выходной мощно- стью до 50 Вт
Четыре силовых транзисто- ра; усложненная схема управления В многоканальных ИВЭ с повышенным напряжением питания и выходной мощ- ностью до 200 Вт .
Вдвое больший ток через силовые транзисторы; иска- женная форма выходного напряжения В одноканальных ИВЭ с повышенной выходной мощностью и повышенным напряжением питания
Низкий КПД из-за потерь во входном стабилизаторе В малогабаритных многока- нальных микромощных ИВЭ с КПД не более 0,3— 0,4
Вид. структурная схема преобразователя. Достоинства •
Импульсный стабилиза- тор — преобразователь . напряжения (ИС-рПН; риС. 9.16) Прямоугольная форма на- пряжения без паузы на вы- ходе преобразователя; про- стые сглаживающие емко- стные фильтры в выходных выпрямителях
Регулируемый преобра- зователь (РП; рис. 9.17, а) Совмещение функций пре- образования. и стабилиза- ции напряжения; повышен- ный КПД; два силовых транзистора
Вольт добавочный ста- билизатор — преобразо- ватель напряжения (ВДС+ПН; рис. 9.18, а) Регулируется только часть входной мощности; прямо- угольная форма напряже- ния на выходе ПН
Окончание табл. 9.3
Недостатки Рекомендуемые области применения
Двойное преобразование
энергии постоянного тока;
повышенные помехи по
входным цепям питания;
стабильность выходных на-
i пряжений при сбросе на*
грузки до 0,5/н не более
3-7%
Пауза на нуле в выходном
напряжении; повышенная и
изменяющаяся амплитуда
выходного напряжения пре-
образователя: необходи-
мость применения в вы-
прямителе LC-фнльтра
Сложная схема управления
силовыми транзисторами;
большее число силовых
транзисторов (4—6 шт.)
В многоканальных ИВЭ с
выходной мощностью до
30 Вт и стабильностью не
более 3—7% при сбросе на-
грузки до 0,5 /„
В одноканальных ИВЭ
средней. и повышенной
мощности (50—100 Вт)
В многоканальных ИВЭ с
повышенной выходной
мощностью (100—200 Вт)
ки для трансформаторов выпол-
няются из ленточного пермаллоя
толщиной 10—20мкм. Рекоменда-
ции по выбору материалов, расче-
ту и конструированию трансфор-
маторов для преобразователей
приведены в гл. 3. Здесь отметим
только их особенности, связанные
с высокой частотой преобразова-
г 4
Рис. 9.25. Схема многозвенного
фильтра
>ния.
: Для обмоток высокочастотных трансформаторов лучше нсполь-
фовать многожильные провода илн литцендрат.
При выборе проводов (литцендрата или многожильного провода)
исходят из того факта, что чем меньше диаметр провода, тем лучше
используется медь. Многожильный намоточный провод создает
меньшее сопротивление переменному току, чем аналогичный по се-
чению одножильный медный провод. Многожильный провод или
«литцендрат» эквивалентны, однако «литцендрат» скручен, в нем
более равномерно распределяется ток, но он более дорогой.
Для уменьшения индуктивности намагничивания, которая вме-
сте с емкостью коллектора силового транзистора определяет гранич-
ную частоту преобразования, первичная и вторичная обмотки транс-
форматора могут послойно чередоваться. Однако при намотке та-
ким способом могут образовываться скрутки и замыкания проводов
в каждом .слое обмотки. Значительно лучшая магнитная связь между
обмотками достигается, если первичная и вторичная обмотки наматы-
ваются двойными парами проводов или коаксиальными проводами.
Для высокочастотных дросселей сглаживающих фильтров сер.
дечники выбираются из порошкового железа. Такие сердечники из-за
низкого (лг порошкового железа нельзя применять на частотах до
20 кГц, где преимущественно применяются сердечники из пермаллое-
вых сплавов. В сглаживающих фильтрах слаботочных цепей широ-
кое применение находят высокочастотные дроссели типа ДМ, в
сильноточных цепях — дроссели на тороидальных сердечниках.
Дроссели сглаживающих фильтров обладают собственным па-
раллельным резонансом, так как их обмотки имеют определенную
паразитную емкость. Для достижения заданного коэффициента сгла-
живания пульсации собственная резонансная частота дросселя долж-
на лежать значительно выше частоты пульсации. Повышение соб-
ственной резонансной частоты дросселя может быть достигнуто за
счет снижения межвитковой емкости одним из следующих методов:
намоткой однослойной катушки, намоткой вперекрышку с поддержа-
нием больших зазоров между краями обмотки, уменьшением емко-
сти между обмоткой и сердечником за счет изоляции сердечника тон-
ким диэлектриком.
Однако изменение собственной резонансной частоты дросселя
не дает существенного эффекта в улучшении сглаживания пульса-
ции, Более эффективным является применение многозвенных филь-
тров (рис. 9.25). В первом звене фильтра LC} может быть использо-
ваны пленочные или танталовые конденсаторы, а С2. С3 — кера-
мические. В качестве элементов 1—4 высокочастотного фильтра ис-
пользуются ферритовые кольца, которые нанизываются на соеди-
нительные провода.
Конденсаторы для высокочастотных сглаживающих фильтров
выбираются с учетом эквивалентного последовательного сопротивле-
391
имя, которое у керамических и пленочных конденсаторов на высокой
частоте па два порядка ниже, чем у электролитических
На высоких частотах паразитная индуктивность выводов кон-
денсаторов и его последовательное эквивалентное сопротивление
гп.э образуют контур самовозбуждения с низкой добротностью.
Прн частотах ниже собственной резонансной конденсатор обладает
емкостным сопротивлением, а прн частотах выше собственной резо-
нансной сопротивление конденсатора носит индуктивный характер.
Электролитические конденсаторы большой емкости обладают низ-
кой собственной резонансной частотой. Вследствие того, что га,э
электролитов существенно не изменяется на частотах свыше 20 кГц
и габариты конденсаторов фильтров при заданной пульсации су-
щественно не зависят от частоты.
Для малогабаритных керамических и пленочных конденсаторов
малое значение г„ я является положительным фактором, поскольку
при этом увеличивается их собственная резонансная частота. Однако
увеличение тока утечки через конденсатор понижает его резонанс-
ную частоту. В мощных выпрямительных цепях это приводит к рез-
кому увеличению выходного сопротивления.
Уменьшить выходное сопротивление можно параллельным сое-
динением нескольких конденсаторов с высокой резонансной часто-
той и малым индуктивным сопротивлением, а также пленочного или
электролитического конденсатора с большой емкостью н керамиче-
ского конденсатора с малой емкостью. Важно, что прн таком вклю-
чении резко снижается эффективная последовательная индуктив-
ность конденсаторов, в которую входит индуктивность их выводов,
и монтажных проводов. Таким образом, сборка из двух параллель-
ных конденсаторов п® уровню сглаживания высокочастотной пуль-
сации оказывается значительно эффективней, чем отдельный кон-
денсатор большой емкости, который устанавливается с минималь-
ной длиной соединительных печатных проводников.
Наиболее перспективным для высокочастотных преобразовате-
лей является применение керамических конденсаторов, особенно
безвыводных плоских типов К10-47, К10-17 и др..
9.9. Методика и примеры расчета
Разработка транзисторных преобразователей начинается с ана-
лиза требований, которые предъявляются к проектируемому при
бору. Основными из иих являются: технические, определяющие па-
раметры и качество выходных напряжений преобразователя с уче-
том характеристик напряжения первичного электропитания; экс-
плуатационные, определяющие условия работы преобразователя в
составе комплекса аппаратуры н требуемую надежность прн задан--
иом времени работы и хранения; экономические, определяющие стои-
мость прибора.
Большинство из предъявляемых требований являются противо-
речивыми, например, требования минимальной массы и высокой на-
дежности в течение длительного времени работы, минимальных га-
баритов и стоимости и т. п. Поэтому из предъявляемых требований
выделяются основные и принимаются компромиссные решения.
Выбор структурной схемы преобразователя проводится в основном
по результатам анализа технических требований к параметрам вы-
ходных напряжений, их количества и качества. Рекомендации по
392
Рис. 9.26. Схема преобразователя на транзисторах с общим коллек-
тором
выбору структурных схем стабилизирующих преобразователей при-
ведены в габл. 9.2.
При электрическом расчете преобразователя необходимо опре-
делить режим работы и выбрать транзисторы, рассчитать цепи сме-
щения и определить основные параметры трансформатора. Расчет
режима работы транзисторов включает определение токов и напря-
жений коллекторной и базовой цепей, а также мощность потерь,
определяющую температуру нагрева транзистора.
Транзисторы для преобразователя выбираются из условия, что
расчетные значения максимального тока коллектора и напряжения
коллектор—эмиттер ие превышают соответствующих максимально
допустимых значений по техническим условиям на данный тип тран-
зистора
Пример 1. Рассчитать преобразователь для питания электрон-
ного оборудования, установленного на автомобиле, по следующим
исходным данным.
Входное напряжение питания от аккумуляторной батареи ав-
томобиля с напряжением Uц = 12 В, отрицательный вывод батареи
соединен с массой автомобиля, выходное напряжение (70 =• 20 В,
ток нагрузки /0 — 1 А. пульсация выпрямленного напряжения
0,2 В. Преобразователь предназначается для массового
серийного производства и должен иметь минимальную стоимость и
высокую эксплуатационную надежность в диапазоне изменения
температуры окружающей среды от —50 до +50 °C при движении
автомобиля по шоссейным и грунтовым дорогам.
Выбор схемы и частоты преобразования.
Для обеспечения заданных требований схема преобразователя
должна быть простой, выполняться на недорогих элементах и мате-
риалах. Наиболее рациональной является двухтактный автогенера-
тор иа силовых транзисторах типа р-п-р, соединенных по схеме с
общим коллектором (рис. 9.26). В этом случае корпус транзистора
не нужно изолировать от массы, на которую выведена минусовая
шина аккумулятора. Для использования в трансформаторе недоро-
гой электротехнической стали, надежно работающей в жестких
условиях вибрации и ударов, частоту преобразования выбираем
/п = 1 кГц.
Расчет преобразователя.
1. По заданному току нагрузки /0 — 1 А и выпрямленному на-
пряжению Uo — 20 В выбираем для выпрямителя диоды Д232Б
с параметрами: (7пр = 1,0 В, (7о0р = 300 В, /Прср — 2А.
393
Поскольку в мостовом выпрямителе ток . нагрузки -протекает,
через два последовательно соединенных диода, то напряжение на
вторичной обмотке трансформатора U2 = 20 + 2 • 1 = 22 В.
Мощность вторичной обмотки трансформатора Р2 — 22-1 =
~ 22 Вт.
В соответствии с рекомендациями гл. 3 для преобразователя
с /п — 1 кГц выбираем для трансформатора магннтопровод из ста-
ли Э350. По графикам на рнс. 3.10 определяем КПД трансформато-
ра г)т — 0,92.
2. Ток, коммутируемый транзисторами, ориентировочно опре-
деляется по формуле (9.11) без учета </КЭнас:
22
/Кнас- 0,92-12 ~2 А’
3. Определяем амплитуду напряжения на коллекторе. Для двух-
тактной схемы преобразователя согласно (9.10) (/кэ т — 2,4-12 =
= 29,3 В.
Полученным расчетным значениям тока коллектора и напряже-
ния коллектор—эмиттер удовлетворяет транзистор П214Б, для ко-
торого из справочных данных (31] находим: 1К т„г — 5 A; =
==• 45 В; икэнас = 0.9 В; ^Б9 нас = 0,9 В; /КБ о = 0К15 мА;
тт — 20-10"6 с; ft21 а — 50 4- 100; предельная температура пере-
хода 4-70 °C.
4. С учетом выбранного типа транзистора уточним ток коллек-
тора в соответствии с (9.11)
22________
к«ас“ 0,92(12-0,9) ~ '16 А
5. Рассчитаем цепи смещения преобразователя. Зададимся
«нас ~ 2 и определим ток базы по формуле (9.13):
, 2-2.16
'вчас-—=0.086 А.
Зададимся 1/Б — 3 В. Тогда согласно (9.14) /?Б=(3 —
— 0,9)/0,086 = 24,4 Ом.
Выбираем резистор сопротивлением 27 Ом и уточняем ток базы
в соответствии с (9.14):
ГБ нас = (3 ~ О,9)/27 = 0,078 А.
Мощность, выделяемая на резисторах, \
PR(;=/L<ac«6 = (0-0W-27 = 0.164 BT.
Выбираем резисторы С2-23-0,25 = 27 Ом мощностью 0,25 Вт.
Сопротивление резистора смещения /?см определяем по форму-
ле (0.24). Падение напряжения иа базовом резисторе
<^Б= 'в наЛв“ 0,078-27 = 2.1 В;
/?см = 27-12/2,1 = 150 Ом.
Определяем ток. протекающий через резистор Rcm'.
/см=С/п/(ЯБ + «см)= 12/(27 Д- 150) =0,068 А.
394
Определяем мощность, выделяемую на резисторе RCM
РR см = ₽см = (0.068)2-150 =0,7 Вт
Выбираем резисторы С2-23-2-150 Ом мощностью 2 Вт
6. Определяем напряжение на половине коллекторной обмот-
ки трансформатора с учетом падения напряжения на транзисторе
в режиме насыщения
1/к == t7n —С/н0 „ас = 12 —0,9= 11,1 В.
Полученные значения напряжений и токов используются для
расчета трансформатора по методике, изложенной в гл. 3. Исходные
данные для расчета: /п = 1 кГц; электрические данные обмоток —
коллекторной •= 11,1 В, /к =• 2,16 А, базовой U— 3 В,
/Б = 0,078 А, вторичной U2 = 22 В, /2 — 1 А,
7. Для определения температуры нагрева транзисторов необ-
ходимо вычислить потери мощности в них. В режиме отсечки мощ-
ность потерь определяется по формуле (9.36):
Роте = 0,15-10~3-29,3 = 0,005 Вт
В режиме насыщения мощность потерь определяется-по фор-
муле (9.37):
Рнас = 2,16-0,9 = 1,94 Вт.
Коэффициент динамических потерь находим из табл. 9.1 для
преобразователя с насыщающимися трансформатором Кл — 0,5.
Тогда в соответствии с (9.38)
Т’т.дии = 2,16-29,3-20-10-"-10:'-0,5 = 0,64 Вт.
Общие потерн мощности в транзисторе в соответствии с (9.35)
Рк = 0,005 ф- 1,94 + 0,64 = 2,585 Вт
Полученная мощность потерь используется для расчета тепло-
вого режима транзисторов и выбора радиаторов по методике, из-
ложенной в гл. 13.
8. Зададимся длительностью фронта импульса преобразовате-
ля /ф = 10—5с и определим требуемую емкость сглаживающего филь-
тра по формуле (9.196):
С учетом возможного уменьшения емкости при температуре
—50 °C и технологических разбросов выбираем конденсатор
К52-2-5ОВ — 100 мкФ. Допустимая амплитуда пульсации при
fn — 2 кГц составляет Uc~ ~ '>2 В > 0,2 В.
Пример 2. Требуется рассчитать источник питания по следую-
щим исходным Данным.' входное напряжение питания 27 В с преде-
лами изменения от 23 до 34 В; режим работы длительный, непрерыв-
ный, при температуре окружающей среды от —10 °C до + 50 °C.
Выходные параметры ИВЭ приведены в табл. 9.4.
Ток нагрузки по выходным цепям в процессе работы не изме-
няется. Мощность, потребляемая источником питания от сети 27 В,
не должна превышать 2 Вт. В ИВЭ должна быть предусмотрена за
щита от короткого замыкаиня в нагрузке (по любой цепи); при этом
395
Таблица 9.4
Выходные параметры источника питания
Выходное напряжение. Un. В Ток нагрузки /н, мА Пульсация Допустимая суммарная нестабиль- ность &ин. %
6,3 100 10 10
10 50 10 7
10 20 10 10
10 5 15 5
3,2 1.0 15 5
потребляемая мощность не должна увеличиваться более чем до 5 Вт.
Амплитуда помех, наводимых на шины питающей сети 27 В не долж-
на превышать 30 мВ на сопротивлении 0,10 Ом. Масса и габариты
ИВЭ должны быть минимальными.
Выбор схемы и частоты преобразования. Важнейшими пара-
метрами для рассчитываемого источника питания являются КПД
и его массогабаритные характеристики Суммарная выходная мощ-
ность ИВЭ составляет
5
Рн = 2 = 6,3 0,1 4- 10 0,05 4~ 10-0,02 + 10 X
«=|
X 0,05 + 3,2-0,001 = 1,338 Вт.
При заданной входной мощности 2 Вт источник питания должен
иметь КПД не ниже
П > Рн/^вх = 1,338/2 = 0,67.
Как следует из рекомендаций табл. 9.3, выполнить такой мно-
гоканальный микромощный ИВЭ наиболее рационально по струк-
турной схеме ИС Н- ПН. Применение структуры РП может обеспе-
.396
чить требуемый КПД/НО нз-за необходимости применения по каж-
дому выходу сглаживающих LC-фильтров его масса и габариты бу-
дут больше, чем ИС 4 ПН. Структурная схема НС 4 ПН может
обеспечить минимальную массу и габариты, но КПД в ней будет не
выше 0,3—0,4. Поэтому для проектируемого ИВЭ выбираем струк-
турную схему’ ИС 4 ПН с входным импульсным стабилизатором
понижающего типа.
Для обеспечения минимальной массы н габаритов необходимо
выбрать высокую частоту преобразования.. Верхний предел се огра-
ничивается наличием силовых диодов и транзисторов, выпускае-
мых в малогабаритных корпусах. Кроме того, как показано в § 9.8,
повышение частоты ограничивается также схемой управления, в
которой используются аналоговые микросхемы, быстродействие
которых не позволяет повысить частоту свыше 200 кГц. В связи
с этим выбираем частоту ЗГ схемы управления /З.г = J50 кГц,
а частоту ИС н выходного усилителя мощности /„ ~ f3 г/2 —
= 150/2 = 75 кГц.
Принципиальная схема проектируемого ИВЭ приведена на
рис. 9.27* Она состоит из импульсного стабилизатора на транзи
сторе VT, с входным L,C,- и демодулнрующим С2С2-фильтрами
и преобразователя напряжения (усилителя мощности) на транзи
сторах К7’2, VT 3 с силовым выходным трансформатором TV Ко
вторичным обмоткам трансформатора подключены выпрямители на
диодах VD2—KDn со сглаживающими фильтрами С4 — Ся. Схема
управления СУ обеспечивает работу ИС и ПН в заданных режимах.
Расчет основных элементов схемы
I. Проводим расчет выпрямителей по методике, изложен-
ной в гл. 4. Выбираем диоды для цепи 6,3 В, 0,1 А типа 2Д510 А
с параметрами /Пр — 200 мА, (71|р = 1,1 В, 170бр = 50 В.
Для остальных выпрямителей выбираем диоды КД522Б с пара-
метрами /Пр = 100 мА, (7ир =1,1 В, t/обр = 75 В.
2. Определяем напряжение на вторичных обмотках трансфор-
матора 172; с учетом падения напряжения на диодах выпрямителя
U2i = ив1 + и4-5 = У5-6 = 6,3 4 1,1 = 7,4 В (индексы
обозначают номера выводов обмоток трансформатора в схеме на
рнс. 9.27). Для цепей с выходным напряжением (/„ = 10 В U2i —
= 10 + 1.1 = 11,1 В, U/e-17 =
= {/,?_ la = 3,2 т 1,1 = 4,3 В.
3. Определяем выходную мощ-
ность трансформатора питания, все
обмотки которого выполняются с
отводом от средней точки:
P2=V2 £ Uil; = 1,41 (7,4-0,1 4
х= 1
4 11,1 -0,05 4 11,1-0,02 4
4 11,1 -0,005 4 4,3-0,001) = 2,2 Вт
* Схема разработана совместно
с И. Г. Фильцером.
tv.
6,38; ЮОмА
108;
50А
VDs,VD7
10 В;
20мА
ЮВ;
5мА
Рис. 9.27 Схема многоканального
стабилизирующего преобразователя
3,28; 1мА
397
Полученные данные и с польз у ются для расчета трансформатора
по методике, изложенной в гл. 3.
4. Зададимся КПД трансформатора т]т = 0,9 и выходным на-
пряжением импульсного стабилизатора UCh — 19 ± [ Ви опре-
деляем ориентировочно ток коллектора силовых транзисторов
Рг 2,2
/ ' »----------= ---------------=0,135 А.
К Пт^снтм 0,9(19-1)
5. Определяем напряжение, прикладываемое к запертому тран-
зистору по формуле (9.10):
^КЭ^2,4</Сн^=2,4.(19+1)=48В.
Для выбранной частоты преобразования /ц = 75 кГц и полу-
ченным значениям тока и напряжения, а также с учетом требований
минимальной массы и габаритов устройства выбираем для преоб-
разователя транзистор КТ943В с параметрами maJC == 5 А;
UK3max ~ 100 В; ^БЭ = ~~1.5 В; ^КЭнас ~ 110 В; Л21э~ 10
-4- 200.
6. Уточняем значение тока коллектора силовых транзисторов
в режиме насыщения по формуле (9.25), задавшись значением
г)п = 0,85:
2 2
1К няр =---'-----= 0.152 А
Кнас 0,85(18 — 1)
Ток базы транзистора в режиме насыщения
^Кнас 0,152
/Бнае=^-------= —— = 0.0152 А.
п21этМ |и
7. На силовые транзисторы усилителя мощности поступает воз-
буждение от схемы управления с напряжением 1/в = 4 В. Задаем-
ся коэффициентом насыщения йпас — 1,3 и определяем сопротив-
ления резисторов в цепи базы, которые обеспечат режим насыщения
силовых транзисторов по формуле (9.26):
(4 — 1.5) -10
„ ----=126 Ом
R1 1,3-0,152
Мощность, рассеиваемая на резисторе,
PR = /Б нас Я, = (0.0152)2- 126 ~ 0,03 Вт.
Выбираем резистор С2-23-0,125-120 Ом.
8. Задаемся длительностью фронта выходного напряжения пре-
образователя /ф = 10-® с и определяем требуемую емкость конден-
саторов сглаживающих фильтров для обеспечения заданных пуль-
саций по формуле (9.19 б). Для цепи 6,3 В с током нагрузки 0,1 А
и заданной пульсацией Ю-2 В требуется емкость
0,1-7,4-10-®
С4 ----—— --------= 11,2 мкФ
Ю-2-6,3
В связи с тем, что частота пульсации выпрямленного напряже-
ния = 2/п = 2-75-Ю3 = 150 кГц, для сглаживающих фильтров
необходимо использовать керамические конденсаторы. С учетом
398
возможного изменения емкости в диапазоне температур выбираем
конденсатор типа КЮ-47 25В — 6,8 мкФ и включаем два конденса-
тора параллельно. Остальные конденсаторы рассчитываются и вы-
бираются по такой же методике:
Сз — К10-47-25В = 6,8 мкФ; С6 — КЮ-47 25 В = 4,7мкФ;
С, - К10 47 25 В = 1,0 мкФ; С„ - КЮ 47 25 В = 0,47 мкФ.
9. Расчет входного импульсного стабилизатора проводится по
методике, изложенной в гл. 8. Регулирующий транзистор VT\
выбирается из условий обеспечения тока > 0,152 А и напряже-
ния (7КЭ = Un тах = 34 В С целью уменьшения номенклатуры
элементов выбираем в качестве регулирующего транзистор КТ943В,
При выбранном- выходном напряжении стабилизатора UCli =
~ 19 ±1 В коэффициент заполнения = Uc н Uп тах =
± 18/34 = 0,53.
10. Рассчитаем параметры сглаживающих фильтров ИС. Вход-
ной /.^(-фильтр рассчитывается из условия обеспечения заданно-
го уровня пульсации 3 10-2 В, наводимой на шины пита-
ния. В соответствии с (8.32)
_ Un maxU-Vmn.) _ 34 (1-0,53) _
1 1 i6fnun~ 16.(75.103)2-3 1 0-2
= 0,6-10—8 с2.
Для обеспечения режима непрерывных токов через дроссель
его индуктивность должна выбираться из условия (9.46)’
34 (I —0,53)
L.min> ---1:——=0,7-10-1 Гн.
1т‘ 2-75-WO, 152
Методика расчета дросселя фильтра по требуемой индуктивно-
сти приведена в гл. 3.
Определяем требуемую емкость фильтра
0,6Ю-«
С, > -------= 8,5 мкФ
0,7. Ю-3
В качестве С; используем малогабаритный конденсатор типа
К52 1Б. Учитывая возможные изменения емкости в диапазоне тем-
пературы, а также от частоты, выбираем емкость с запасом Cs —
= 10 мкФ (К52 1Б 50 В = 10 мкФ).
Задаемся уровнем пульсации на выходе импульсного стабилиза-
тора UCh = 5-Ю-3 В и определяем требуемые параметры демоду-
лирующего фильтра:
, „ 20 (1—0,53)
£ С =5'--------------------- 2 ) 0—8 с '2.
16 (75-103)2-5-iO—з
Индуктивность дросселя La определяется из условия обеспе-
чения непрерывного тока по формуле (9.46):
20(1-0,53)
limin > ..=0,38-10—3 Гн
. 2-75.103 0,152 .
.399
Требуемая емкость фильтра
С2 >
2,1.10-»-
0,38.10-»
= 55 мкФ.
Выбираем конденсатор с запасом емкости К52-1 Б-5ОВ= 68 мкФ.
II. Блокирующий диод VDX работает в режиме /11р — 0,152 А,
t/06p = 34 В. Выбираем малогабаритный высокочастотный диод
типа 2Д212А с параметрами: /пр — 1 А; (7пр = I В; (70бр = 200 В.
12. Для обеспечения защиты ИВЭ от перегрузки по току по-
следовательно в цепь питания преобразователя включен датчик то-
ка /?4 = 0,2 Ом, сигнал с которого снимается на схему управления.
Сопротивления остальных резисторов ИС приведены на рис. 9.27.
Переменный резистор /?р1 предназначен для установки уровня
срабатывания защиты по току, а резистор /?рг —- для установки
уровня выходного напряжения стабилизатора UClt, Конденсатор
Са — 2,2 мкФ керамический, включен для повышения устойчиво-
сти импульсного стабилизатора.
13. Схема управления проектируемым источником питания
Выполняется как многофункциональное устройство, принцип по-
строения которого показан на рис. 9.19. Она вырабатывает управ-
ляющие сигналы с широтно-импульсной модуляцией для ИС и
прямоугольное напряжение для возбуждения двухтактного усили-
теля мощности. В ней также реализованы функции защиты ИВЭ от
перегрузки по току и короткого замыкания, регулировки уровня
выходного напряжения ИС.
Схема управления содержит вспомогательный параметриче-
ский стабилизатор, схема которого приведена на рис. 9.28. Стаби-
лизатор питается от входного напряжения 27 В и обеспечивает на
выходе два напряжения: -Н8 В с током потребления не более 10 мА
для питания операционных усилителей СУ и +5 В с током потреб-
ления не более 5 мА для питания цифровых логических микросхем
СУ. Конденсатор С\ (см. рис. 9.28) обеспечивает плавный запуск
Рис. 9.28. Схема параметрическо-
го стабилизатора напряжения для
питания схемы управления им-
пульсным стабилизатором и преоб-
разователем напряжения
Рис. 9.29. Зависимость
изменения входного тока
от перегрузки на выходе
источника питания
400
Таблица 9.5
Зависимость КПД:от выходной мощности
. Вт к 0.5 0.7 1 . 0 1 3 2 0 2 5 3.0 4 0
П 0,52 0 58 0.66 0.71 0,72 0,75 0. 73 0. 7 t
схемы управления и, следовательно, всего стабилизирующего пре
образователя.
Конструктивно схема управления выполнена на бескорпусных
элементах по гибридно-пленочной технологии на .двух поликоровых
подложках размером 20 X 32 мм; потребляемая мощность не более
0.2 Вт в режиме максимальной нагрузки преобразователя.
14. Результаты экспериментальной проверки. На опытных об
разцах рассчитанного стабилизирующего источника питания изме-
рена зависимость КПД от выходной мощности. Результаты измере-
ний приведены в табл 9.5.
Как видно из табл 9.5, КПД ИВЭ при заданной выходной мощ-
ности составляет не менее 0,71.
Проверка защиты ИВЭ по току проводилась путем перегрузки
наиболее мощной выходной цепи 6,3 В; 0,1 А, измерялся входной
ток /вХ. [Результаты проверки приведены на рис. 9.29. При менее
чем двойной перегрузке по току входной импульсный стабилиза-
тор почти полностью запирается, ток потребления от входной сети
27 В составляет около 30 мА. При устранении перегрузки пронс
ходит автоматическое восстановление нормальной работы источим
ка питания.
Глава десятая
Источники питания с бестрансформаторным
входом
10.1. Основные структурные схемы и входные цепи
Общая структурная схема источника питания с бестрансформа-
торным входом (ИПБВ) приведена иа рис. I0.1, а, а ее разновидно-
сти — на рис. 10.1, б, в.
Напряжение сети в ИПБВ выпрямляется входным выпрямите-
лем с емкостным фильтром, а затем преобразуется инвертором в вы-
сокочастотное напряжение прямоугольной формы, которое транс-
формируется до требуемого значения, выпрямляется и фильтрует-
ся. Гальваническая развязка выходной цепи ИПБВ от входной пи
тающей сети осуществляется трансформатором инвертора.
Стабилизация выходного выпрямленного напряжения реали
зуется в инверторе методом широтно-импульсной модуляции млн
включением стабилизатора до инвертора или после него.
401
Рис. 10.1. Структурные схемы источников питания с бестрансформя
тбрным входом
о — общая схема построения ИПБВ; б — схема с регулируемым пре
образователем; в — схема с входным импульсным стабилизатором
Отсутствие в ИПБВ низкочастотного трансформатора питания
и дросселя входного сглаживающего ДС-фильтра существенно улуч
шает массогабаритные характеристики и увеличивает КПД. ИПБВ
рационально применять при выходной мощности свыше 15—25 Вт
На рнс. 10.1, б приведена структурная схема ИПБВ, выполнен
ная на базе регулируемого преобразователя РП, на рис. 10.1. в —
с использованием импульсного стабилизатора ИСН на входе и не-
регулируемого преобразователя НП. Одноканальные ИПБВ с пи-
танием от однофазной сети рационально выполнять по структурной
схеме на рнс. 10.1, б, а при питании от трехфазной сети с напряже
нием 380 В с нулевым проводом — по схеме на рис. 10.1 б или
10.1. в.
Если однокаиальные ИПБВ предназначаются для работы от
трехфазной сети без нулевого провода и напряжением 380 В с при-
менением нескольких включенных последовательно по питающему
напряжению ячеек, то такие ИПБВ следует выполнять по схеме на
рис. 10.1, б с РП. Многоканальные ИПБВ с питанием от однофазной
или трехфазной сети рационально выполнять по структурной схеме
на рис. 10.1, в с входным ИСН.
Особенности расчета входного выпрямителя и сглаживающего
фильтра. На рис. 10.2 приведены схемы входных выпрямителей,
которые наиболее часто применяются в ИПБВ. Общим для них яв-
ляется наличие резистора /?Огр, который предназначен для огра
ничения зарядного тока коиденсатора сглаживающего фильтра Св
при подключении ИПБВ к питающей сети
Сопротивление ограничительного резистора определяется не
ходя из допустимого напряжения импульса тока через диоды вы-
прямителя
г> max _ мл ц
Rorpmin — Z —rL — гп.я — — (Ю.1)
'пр.и.п
402
В формуле (10.1) при определении /?огр учитываются выход-
ное сопротивление питающей сети гс, активные сопротивления об-
моток дросселей rL фильтра защиты от индустриальных помех, а
также эквивалентное последовательное сопротивление электроли-
тических конденсаторов гн.а фильтра сетевого выпрямителя н вну-
треннее сопротивление диода на постоянном токе ги. Сопротивления
4,. Гц и гп.э могут быть взяты из технических условий на применяе-
мые дроссели, диоды и конденсаторы, значение г(. определяется
экспериментально и в первом приближении может быть принято
равным I
Ом.
г)
Рнс. 10.2. Схемы входных выпрямителей источников питания с бес-
трансформаторным входом:
a — nt — 2; б — т=1; в — т=6; г — т=3; д —схема ограничения
пускового тока
403
При выходной мощности 150—200 Вт и более на резисторе /?Огр
в процессе работы ЙПБВ рассеивается значительная мощность.
В этих случаях ограничительный резистор после заряда конденса-
тора фильтра необходимо шунтировать тиристором, как показано
на рис. 10.2, д, который во включенном состоянии поддерживает па-
дение напряжения на Rmp на уровне 1,5—2 В. В схеме после под-
ключения ИПБВ к питающей сети происходит заряд конденсатора
Со через ограничительный резистор /?Огр- сопротивление которого
выбрано в соответствии с (10.1). При этом, как правило, время за-
ряда Со не превышает половины периода напряжения сети. Под
действием напряжения на конденсаторе Со начинает работать пре-
образователь и на обмотках выходного трансформатора KV (в том
числе и на W2) появляется переменное напряжение, которое вы-
прямляется и через ограничительный резистор Я2 подается на уп-
равляющий электрод тиристора VS, в результате чего он откры-
вается и шунтирует резистор /?ргр.
Расчет амплитуды импульса тока через диоды выпрямителя
с емкостным фильтром в установившемся режиме по известным ме-
тодикам |1| дает значительно заниженное значение. Для определе-
ния амплитуды импульсов тока могут быть рекомендованы эмпири-
ческие соотношения, приведенные в табл. 10 1
Во всех случаях значения /пр.п должны уточняться экспери-
ментально. Выпрямленное напряжение при максимальной нагрузке
для схем на рнс 10.2, а. г может быть определено по формуле
Uo « 1,35(Д..
(10.2)
Емкость конденсатора фильтра сетевого выпрямителя Со ре-
комендуется выбирать исходя из максимально допустимой амплиту-
ды пульсаций на частоте следования импульсов напряжения на
выходе выпрямителя
0-.5Р,,
!1и mln Ic 1,1
(10.3)
В этом случае предполагается, что относительная амплитуда
пульсации на выходе ИПБВ. обусловленная пульсациями напря-
жения на С„. может быть уменьшена за счет фильтрующих свойств
ИСН или стабилизирующего преобразователя, входящего в состав
ИПБВ
Таблица 10.1
Значения амплитуды тока диода
для некоторых схем выпрямителей
Тип выпрямителя / 11 1?. II
Мостовой диодный выпрямитель С удвоением напряжения Одиотактнын трехфазный выпрями- тель е о с 777 НО* —' —1-
404
Для уменьшения пульсаций с частотой преобразования, наво-
димых на входную сеть, на. выходе двухтактного трехфазного вы-
прямителя рекомендуется устанавливать лакопленочный или бумаж-
ный конденсатор
10.2. Транзисторные усилители мощности
Наиболее часто в ИПБВ применяются однотактные транзи-
сторные усилители мощности (УМ), схемы которых приведены на
рис. 10.3 и двухтактные усилители мощности (рис. 10.4). На схе-
мах показаны также эпюры тока коллектора силовых транзисторов
усилителей
Среди однотактных УМ могут быть выделены УМ с прямым
(рис. 10.3. и, б) и обратным включением диода (рис. 10.3, в). Одно-
тактные УМ с прямым включением диода и размагничивающей об-
моткой 1Ур (рис 10.3. а) применяются в одноканальных ИПБВ мощ-
ностью до 70 Вт В этой схеме диод УО2, включенный между вы-
водом вторичной обмотки (У2 трансформатора ГУ и дросселем L,
отпирается при открывании транзистора ИГ и передает энергию в
нагрузку через сглаживающий ГСф-фильтр. Для ограничения ам-
плитуды импульса напряжения на коллекторе транзистора VT
После его запирания и обеспечения передачи в источник питания
практически всей энергии, накопленной магнитным полем транс-
форматора TV за время открытого состояния транзистора VT, при-
меняют размагничивающую обмотку
Число витков размагничивающей обмотки 1Ур определяется
по формуле
1У,
Ъ < ---------------------- (10 4)
0 7 КЭ. и тих _ ।
Щ max
Максимальное значение коэффициента заполнения
/ tV'»/UZP . г
1 Д Uf't/W'p ( O j)
Амплитуда импульсов коллекторного тока
’1Р»
^« = 7-------------- (10 0)
Ыо т in Yrna.v Ли
Для получения в схеме на рис 10.3, а Ymax 0,9, при кото
ром улучшается использование транзистора по коллекторному
току и повышается КПД, в УМ необходимо применять транзисторы
с "кэ и тех- 8 несколько раз превышающим Uo 1Пих. В связи с
этим схему на рис 10.3. а рекомендуется применять в ИПБВ.
рассчитанных на питание от сети с напряжением 115—127 В.
В мостовом однотактном УМ с прямым включением диода
(рис. 10.3, о) коллекторное напряжение транзисторов УТ,, УГ2
и напряжение на обмотке (У, трансформатора ГУ в режиме размаг-
ничивания сердечника ограничено уровнем, не превышающим (70.
В связи с этим утад. в этой схеме не должен превышать 0,5. Тран-
зисторы УГ[ и УГ2 включаются и выключаются одновременно, при
чем разброс их времени включения и выключения не сказывается
405
Рис. 10.4. Схемы двухтактных усилителей мощности
на работе усилителя. Схема управления мостовым однотактным УМ
должна иметь на выходе трансформатор. Ток /к тах транзи-
стора РТ| или УТ.г рассчитывается по формуле (10.6). Усилитель,
выполненный по схеме на рис. 10.3, б, рекомендуется для однока-
нальных ИПБВ с выходной мощностью до 150 Вт при питании
ИПБВ от однофазных или трехфазиых сетей переменного тока с на-
пряжением 220—380 В.
В однотактном УМ с обратным включением диода (рис. 10.3, а)
после открывания транзистора УТ происходит накопление энергии
в трансформаторе TV, причем диод VD в это время закрыт. После
закрывания транзистора УТ запасенная в трансформаторе энергия
открывает диод VD, заряжает конденсатор Сф и передается в на-
грузку. Прн изменении напряжения питания УМ нестабильность
напряжений на выходах всех выпрямительных каналов с емкост-
ными фильтрами практически одинакова. Поэтому УМ с обратным
включением диода целесообразно применять в многоканальных
407
ИПБВ с вы ходной мощностью до 100 Вт. Максимальный коэффициент
запвлнеиня для УМ на рис. 10.3, я определяется по формуле
O'^K3iiiiw~^"'""v
у„,„•' ..................... . (10.7)
*' О 7 / ' II 'II- 1
'° Кэ II шит ичт"с ; u»niin
Амплитуда импульсов тока транзистора
Uо т I и Ут" X Ии
Следует отмстить, что импульсы коллекторного тока транзи-
стора VT в схеме на рис. 10.3, а имеют прямоугольную форму, в то
время как в схеме на рис. 10.3, я — треугольную. Вследствие это-
го при одинаковых выходной мощности, у и г|„ амплитуда коллектор-
ного тока силового транзистора VT в схеме на рнс 10.3, я в 2 ра-
за больше, чем в схеме на рис. 10.3. а.
Улучшенная схема однотактного УМ приведена на рис. 10.3, г-
Она выполнена на основе однотактиого мостового УМ. При одно-
временно открытых транзисторах VT4 и У7'2 происходит накопле-
ние энергии в трансформаторе TV н передача ее в нагрузку через
диод ИОц-и дроссель /. сглаживающего фильтра При закрытых
транзисторах VTt и VT., происходит передача накопленной в транс--
форматоре энергии в нагрузку через диод VD., и дроссель L.' Об-
мотки IF2 и U7" трансформатора TV имеют одинаковое число вит-
ков Диоды VD, и VD, ограничивают Иа уровне J,, амплитуду
импульса напряжения на обмотке трансформатора TV. возни-
кающего при размагничивании его сердечника
Схема на рис 10.3. г обладает преимуществами мостовых одно-
тактных УДА с прямым включением диода и двухтактных усилителен.
В ней на входе сглаживающего фильтра последовательность им-
пульсов имеет близкий к I. что уменьшает массу и объем
сглаживающего фильтра. Трансформатор УМ на рис 10.3. г имеет
лучший коэффициент использования магиитопровода, чем у одно-
тактиого мостового УМ с прямым включением диода. Схему ком-
бинированного усилителя на рис 10.3, г целесообразно .использо-
вать в одиоканальных ИПБВ мощностью до 150 Вт при питании от
сетей с напряжением 220—380 В Для нее значение /к рассчиты-
вается но формуле
I ,6Р„
^<i min Утях Лн
(10.9)
Максимальный коэффициент заполнения в данной схеме не
должен превышать 0.5.
На рнс 10.3, д приведена сдвоенная схема однотактного УМ
с прямым включением диода. Опа состоит из двух однотактных УМ
на транзисторах VT, и VT2 с прямым включением диодов VD.t н
VD4 и размагничивающими обмотками Ц7р| и И7Р2. Выходы вы-
прямителей обоих УМ объединены и подключены ко входу общего
сглаживающего фильтра /.Сф.
При сдвиге управляющих импульсов (7у1 и С'у2 иа входе каж-
дого усилителя на Т„/2 на входе ССф фильтра обеспечивается ре-
жим работы двухтактных схем УМ с утпх ® 1 В связи с этим при
одинаковых выходной мощности и частоте преобразования габариты
н масса ССф фильтра сдвоенного однотактного и двухтактного УМ
408
одинаковы, а суммарная масса трансформаторов сдвоенного одно-'
тактного усилителя на 30—40 % больше, чем у двухтактного.
Полумостовой усилитель (рис. 10.4, а) наиболее часто применя-
ется в ИПБВ. Транзисторы VT2 и VT2 открываются поочередно,
вследствие чего на первичной обмотке UZj трансформатора VT
действует переменное напряжение с амплитудой, близкой к U^2.
При равных по амплитуде и длительности полуволнах напряжения
иа обмотке UZ, напряжение в точке соединения конденсаторов С2
и С2 равно
Эпюра тока первичной обмотки трансформатора ИТ пока-
зана на рис. 10.4, а. Обмотки 1У3 и 1У4 и диоды VDt и VD2 служат
для устранения режима сквозных токов.
Основными преимуществами схемы являются отсутствие насы-
щения сердечника трансформатора из-за разбросов по длительности
и амплитуде импульсов разной полярности, простой и надежный
способ исключения сквозных токов за счет дополнительного управ-
ления транзисторами в зависимости от мгновенного значения и зна-
ка напряжения иа обмотках трансформатора, минимальные габа-
риты и масса трансформатора.
Максимальное напряжение па коллекторах транзисторов в по-
лумостовой. схеме равно напряжению питания Uo.
Амплитуда импульсов тока транзисторов при заданной выход-
ной мощности Рн определяется по формуле
2,2РН
/ Ки I ,
i п I max Ч и
(10.10)
Конденсаторы Clt С2 следует применять лакоплеиочные или
бумажные, допускающие работу на частоте /„ со значительной
амплитудой пульсаций. Минимальная емкость конденсаторов
Сх — С2
0.2/К.,
In Uc~
(10.11)
Электролитические конденсаторы допускают значительно мень-
шую амплитуду пульсаций, чем лакопленочные, поэтому при их
применении увеличиваются габариты фильтра. С целью уменьшения
напряжения пульсаций с частотой преобразования на конденсаторе
Са (рис. 10.4) па выходе сетевого выпрямителя между Со и кондеи
саторамн С,, С2 включают дроссель I.t, который обеспечивает также
значительное уменьшение напряжения помех иа входных зажимах
ИПБВ.
Полумостовой УМ целесообразно применять в одноканальных
ИПБВ с выходной мощностью до 500 Вт при питании от сетей с на
пряжением 380 В.
В мостовом усилителе (рис. 10.4, б) вместо конденсаторов де-
лителя напряжения установлены транзисторы VTlt VT.2, переклю-
чение которых осуществляется так, что через первичную обмотку
трансформатора TV протекает переменный ток. Амплитуда напря
жения на первичной обмотке трансформатора в мостовом усилителе
в 2 раза больше, чем у полумостового, вследствие чего при исполь
зовании транзисторов одинакового типа мостовой УМ обеспечивает
в 2 раза большую выходную мощность, чем иолумостовой. Ампли
туда импульсов коллекторного тока транзисторов определяется
по формуле (10.6). Сквозные токи в мостовом усилителе нельзя уст
ранить (как это сделано в полумостовом УМ на рис. 10.4, а), по
409
скольку, уменьшение до нуля напряжения на первичной обмотке
трансформатора TV может произойти при запирании только од-
ного из двух ранее открытых транзисторов. Для устранения сквоз-
ных токов в мостовом УМ вводится фиксированная пауза в управ-
ляющем напряжении.
Длительность паузы должна превышать максимальное время
запирания транзисторов. При несимметрии полуволн напряжения
на обмотках выходного трансформатора последний может работать
с насыщением, что приведет к увеличению импульсов коллектор-
ного тока транзисторов усилителя н потерь в них. Для исключения
этого необходимо или применить специальные схемы ограничения
насыщения трансформатора [2, 31 или ввести последовательное пер-
вичной обмоткой трансформатора лакопленочный или бумажный
конденсатор с минимальной емкостью
0.36/к„
С min ~7 7Т, • (10.12)
Г и и с~
При подключении УМ к электролитическим конденсаторам
фильтра сетевого выпрямителя амплитуда пульсаций на конденса-
торах, как правило, превышает допустимое значение. Для умень-
шения амплитуды пульсаций с частотой /п необходимо между элек-
тролитическими коиденсаторамн фильтра Св и УМ включить, как
показано на рис. 10.4, б пунктирной линией, LjCj-фильтр, в кото-
ром Cj — лакопленочиый или бумажный конденсатор, его мини-
мальная емкость
°,1/ки
Cimin 7 777 ' (Ю .13)
1пис~
Минимальная индуктивность дросселя
ис~ , / 1
Llmin> U"c2nfn у Г"-з + (2^аС^'
Мостовые усилители обычно применяют в одноканальных
ИПБВ с выходной мощностью более 500 Вт и питанием от сети пере-
менного тока с напряжением до 380 В. Для обеспечения запаса по
коллекторному напряжению используется последовательное вклю-
чение усилителей по питающему напряжению. На рис. 10.5 приве-
дены примеры такого включения двух полумостовых УМ с автома-
тическим выравниванием питающих напряжений иа каждом из них.
В схеме на рис. 10.5, а один полумостовой УМ выполнен иа транзи-
сторах VTlt VT2, конденсаторах Ср С2 и диодах VD3—VDt, а вто-
рой — на элементах VT3, VTt, С3, Ct и VD3-—VD3. Оба УМ вклю-
чены последовательно по отношению к источнику входного питаю-
щего напряжения 1/0 и работают на общий трансформатор TV с
двумя первичными обмотками ЧГ{и Wt, каждая из которых подклю-
чена к соответствующему УМ. Автоматическое выравнивание на-
пряжения питания на каждом УМ достигается за счет того, что кон-
денсаторы с большим напряжением, например С2 и С2 верхнего по
схеме УМ, разряжаются под действием коллекторных токов тран-
зисторов VTt и VT2, а конденсаторы с меньшим напряжением (С3
и С4) нижнего по схеме УМ заряжаются через диоды VD$ и VDt.
Последнее объясняется тем, что амплитуда напряжения иа обмотках
410
Wi и W“, имеющих равное число витков, превышает в рассматривав
мом случае напряжение на конденсаторе Са или С4, вследствие чего
через диоды VDa или VD6 протекают импульсы выравнивающего
тока.
Поскольку импульсы выравнивающего тока протекают через
первичную обмотку трансформатора и являются частью импульсов
коллекторного тока транзисторов УМ (в рассматриваемом примере
VTt и УТг), возникает необходимость ограничения их амплитуды,
что является существенным недостатком рассматриваемой схемы.
Для ограничения выравнивающего тока последовательно с первич-
,Рпс 10.5. Схемы последовательного включения полумостовых усили-
телей мощности
411
ними обмотками U'\ и IT" включают дроссели и L2. Для возвра-
щения в источник питания энергии, накопленной в дросселях, вве-
дены диоды VD-j, VD4, VDt. VDa. К недостаткам схемы можно от-
нести то, что из-за разбросов времени выключения транзисторов
может оказаться открытым только один из транзисторов УМ и че-
рез него потечет удвоенное значение тока коллектора. К достоинст-
вам схемы УМ на рис. 10.5, а следует отнести применение только
одного трансформатора с числом первичных обмоток, равных числу’
последовательно включенных УМ, одного выходного выпрямителя
(VD„, VD10) и сглаживающего фильтра (Гф, Сф).
На рис. 10.5, б показано последовательное включение двух по-
лумостовых УМ, каждый из которых нагружен на свой трансформа-
тор (ТР,, TV2). Крайние выводы вторичных обмоток трансформа-
торов TVlt TV2 через выпрямительные диоды VD$, VD, и VDa,
VDa объединены, а их средние выводы соединены между собой. В
этой схеме автоматическое выравнивание напряжений на каждом
усилителе обеспечивается за счет протекания тока первичной об-
мотки трансформатора только в том полумостовом УМ, который
находится под большим напряжением питания. Это обусловлено
большей амплитудой напряжения на его вторичной обмотке и про-
теканием тока нагрузки только через те выпрямительные диоды,
которые связаны с этой вторичной обмоткой. При этом происходит
разряд конденсаторов делителя полумостового УМ с большим на-
пряжением питания и заряд конденсаторов делителя полумостового
УМ с меньшим напряжением питания. Такой процесс протекает до
выравнивания напряжения питания на обоих усилителях. В процес-
се выравнивания напряжений на последовательно включенных УМ
коллекторный ток транзисторов УМ с большим напряжением пита
ния может вдвое превышать значение, которое установится после
выравнивания напряжений. Подобное явление возникает из-за раз-
бросов времени выключения транзисторов УМ, что приводит к про-
теканию суммарного тока первичных обмоток трансформаторов через
оставшийся еще включенным транзистор УМ и является недостатком
схемы.
В схеме на рис. 10.5, б не требуется включения линейных дрос-
селей последовательно с первичными обмотками трансформаторов и
соответствующих рекуперирующих диодов. Она наиболее часто
применяется в ИПБВ.
Формулы для расчета частоты преобразования /п, приведен-
ные в гл. 9, получены применительно к низковольтным преобразо
вателям и не учитывают специфику высоковольтных УМ, исполь-
зуемых в ИПБВ. Выбор частоты преобразования /п, кГц, в преобра-
зователях для ИПБВ проводится с учетом времени спада коллектор-
ного тока транзисторов УМ /сп, мкс, по следующим эмпирическим
формулам:
для двухтактного УМ
/п « 10//сп; (10.15)
для однотактного УМ
/п « 20//сп. (10.16)
Особенности расчета выходного трансформатора. Расчет транс-
форматора проводится по методике, изложенной в гл. 3, с учетом
особенности их работы в ИПБВ. Для трансформаторов усилителей
мощности рекомендуется применять магнитопроводы из ферриту.
412
НМ2000. На частотах 10—60 кГц они обладают малыми потерями и
достаточно высокой магнитной проницаемостью. Наиболее часто ис-
пользуются Ш образные и кольцевые магнитопроводы.
Кольцевые магнптопроводы обеспечивают повторяемость элек-
трических параметров трансформаторов в серийном производстве и
малую индуктивность рассеяния. Трансформаторы на Ш-образных
магнитопроводах отличаются высокой технологичностью и меньшей
трудоемкостью изготовления и наиболее предпочтительны при круп-
носерийном производстве.
Для трансформаторов полумостовых и мостовых УМ индукция
не должна превышать 0,2 Т, а для однотактных УМ с прямым вклю-
чением диода значение Вт — Во не должно превышать 0,15 Т. Луч-
шим магнитопроводом для УМ с обратным включением диода и
УМ смешанного типа, частота преобразования которых лежит в
диапазоне 10—60 кГц, являются магнитопроводы из пресс-пермал-
лоя типов МП-140 и МП-250, которые обладают малыми потерями в
диапазоне частот до 100 кГц.
Индуктивность первичной обмотки трансформатора УМ с об-
ратным включением диода
()0 i7)
2Рц
Для расчетов значение г|ц может быть принято равным 0,6.
Максимальное приращение индукции в магнитопроводе и чис-
ло витков первичной обмотки трансформатора связаны соотпоше-
ннем
ДВ= 104 /щпах1$с 1 • ( Ю • 1$)
Коэффициент трансформации трансформаторов УМ однотакт-
ного с прямым включением диода и мостового
И/
п “ де, ~ (1 • 1 Un -J- Q /цН~ Утах ^ир)/Утах Uomin • (10.19)
Для полумостового УМ значение п, полученное по формуле
(10.19), необходимо удвоить.
Коэффициент трансформации трансформатора однотактного
УМ е обратным включением диода
П ~ (1 Утах) Uu/Утах Uomin • (10.20)
Дроссели выходных сглаживающих фильтров ИПБВ изготов-
ляются также на магнитопроводе из МП-140 или МП-250. Рекомен-
дуется использовать также дроссели типа Д13, работающие на ча-
стотах до 100 кГц.
10.3. Режим работы силовых транзисторов
и их базовые цепи
Режим работы силовых транзисторов. Обеспечение безопасных
режимов работы мощных высоковольтных транзисторов является
основным условием надежной работы ИПБВ. Для этого транзисторы
должны не только работать в режимах, не превышающих предельно-
допустимые, но и иметь достаточные запасы по напряжению, току
й рассеиваемой мощности.
413
Рис. 10.6. Схемы включения
зисторов
форсирующих и смещающих цепей тран-
усилителей мощности
Уменьшение рассеиваемой мощности при включении транзи-
стора достигается за счет введения форсирующих цепей, которые
обеспечивают подачу иа время включения транзистора входного
базового тока с крутым фронтом, превышающего в 1,7—2,2 раза его
установившееся значение. Примеры включения форсирующей RC
цепочки показаны на рис. 10.6, а, б.
Потери мощности в транзисторах существенно возрастают, если
время нарастания коллекторного тока в них в 2 раза и более меньше
времени восстановления обратного сопротивления силовых диодов
выпрямителя на выходе УМ. В этом случае [12], как известно, обра-
зуется короткое замыкание выходной обмотки трансформатора и
коллекторный ток транзистора может в 1,5—3 раза превысить уста-
новившееся значение, а рабочая точка транзистора может выйти за
пределы области безопасных режимов. Для устранения этого явле-
ния необходимо в выпрямителях применять быстродействующие
силовые диоды (например, с барьером Шотки или с тонкой базой)
или включать последовательно с первичной обмоткой трансформа-
тора линейный дроссель с индуктивностью
L =s Utimax ^вос обр/^Ки- (10.21а)
Если дроссель включается последовательно со вторичной об-
моткой, то
Д ~ t/gm ^вос.обр/^нпгах (10.216)
Уменьшение рассеиваемой мощности при выключении транзи-
стора обеспечивается за счет удержания на коллекторе транзисто-
ра УМ небольшого напряжения на время спада коллекторного тока,
которое осуществляется с помощью параллельно подключаемых к
транзистору конденсатора или диода, как показано на рнс. 10.6, в
192]. На конденсаторе С, подключенном к коллектору транзистора
VT через цепочку Rlt VDlt при включенном транзисторе устанавли-
вается напряжение </кэ нас . Скорость нарастания напряжения на
коллекторе при закрывании транзистора, определяемая скоростью
заряда конденсатора С, выбирается меньше скорости спада коллек-
414
торного тока, что обеспечивает существенное снижение мощности
потерь иа транзисторе.
Емкость конденсатора рассчитывается по формуле
С ~ 0,5/tcnmax/Uomin
Сопротивление резистора выбирается из условия
R1 < tumin № ,2-С.
(10.22)
(10.23)
К недостаткам этого способа следует отнести дополнительные
потери мощности на резисторе Rv затягивание времени размаг
ничивания трансформатора в однотактиых УМ с прямым включе
иием диода и увеличение коллекторного тока при открывании тран-
зисторов УМ за счет тока заряда конденсатора.
Сдвиг между фронтами напряжения (7КЭ и тока /к во времени
при выключении транзистора в схеме на рис. 10.6, в обеспечивается
также за счет введения обмотки 1^2, диодов VD2 и VD3 и резистора
/?2. При открытом транзисторе VT через диод VD2 протекает ток
/Пр в прямом направлении под действием напряжения на обмотке
W.2 трансформатора TV, которое в несколько раз превышает на
пряжение (7КЭ нас транзистора VT. Ток /Пр ограничен резистором
/?2 и равен 0,1/Кнас Вовремя выключения транзистора увеличи
вается коллекторное напряжение на нем, вследствие чего через ди
од VD2, обмотку V72 и диод VD3 начинает протекать ток, равный
разности тока первичной обмотки W'j и коллектора тока VT.
В течение времени /вос оСр Диода VD2 напряжение на кол-
лекторе транзистора VT примерно равно сумме напряжений на об-
мотке IV72 и падению напряжения на диоде VD 3. Если /ВОс.обр дио-
да VD2 равно или больше времени спада /сп тока /к, то на коллек-
торе VT выделится незначительная мощность, а его рабочая точка
не выйдет из ОБР. Этот способ снижает в 15—20 раз мощность по-
терь на транзисторе при выключении.
Выбор диода VD2 необходимо производить с учетом параметров
и режима работы силового, транзистора TV. /вос.обр > 1.2 Ч- 1,5/сп,
а обратное напряжение тих (7КЭ и •
10.4. Устройства управления усилителями мощности
Задающие генераторы. Основой схемы управления транзисто
рами УМ является задающий генератор, который формирует им
иульсные напряжения для управления базовыми цепями транзи
сторов УМ. Генераторы выполняются на основе автогенераторов или
генератора тактовой частоты и синхронизируемого ими автогенера-
тора или триггера. На выходе ЗГ, предназначенного для работы с
полумостовыми или мостовыми УМ, включается трансформатор
Управление однотактным УМ от ЗГ может осуществляться и без
трансформатора. В зависимости от типа схемы управления выходное
напряжение ЗГ может иметь форму меандра, усеченного меандра с
паузой на нуле и несимметричного импульсного напряжения.
Задающие генераторы с выходным напряжением в форме меаи
дра могут выполняться с насыщающимся магнитным элементом, с
времязадающими RC цепями или последовательным ДС-контуром
Основы теории и методика расчета автогенераторов, исполь-
зуемых в качестве ЗГ в стабилйзирующих ИВЭ с транзисторными
415
преобразователями, изложены в главе 9. Наиболее простой схемой
ЗГ является генератор Роэра, схема которого приведена на рис. 10.7.
Частота колебаний генератора определяется по формуле (9.9). Ста-
бильность частоты зависит от напряжения питания Ua и индукции
насыщения сердечника трансформатора Bs.
На рис. 10.8 приведена схема ЗГ, выполненная на основе сим-
метричного мультивибратора. Здесь диоды VDt и VD2 служат для
развязки цепей коллекторных нагрузок транзисторов И7'1 и Тг
от цепей перезаряда времязадающих конденсаторов Ct к С2, что
уменьшает реакцию нагрузки на стабильность частоты. Перемен-
ный резистор служит для симметрирования полуволн выходного
напряжения, несимметрня которых обусловлена разбросом постоян-
ных времени (R3 + /?р) С\ н R4C2 и разбросом параметров тран-
зисторов. Диоды VDз и ГО4 служат для защиты перехода база —
эмиттер транзисторов VT\ и VT2 от отрицательных перепадов на-
пряжения, возникающих в точках соединения С\ н R3, Сг н Rt.
Частота следования импульсов генератора
1,4/7?!^. (10.24)
Схема на рис. 10.8 может работать на частотах до 200 кГц с
нестабильностью 5—10 %, ее целесообразно применять в ИПБВ
с выходной мощностью до 50 Вт.
Для более мофиых устройств рационально использовать схему
на рис. 10.9 (53J, в которой коллекторной нагрузкой транзисторов
мультивибратора VT2 и VT3 являются резисторы R, и /?]п, опре-
деляющие токи баз транзисторов VTr и VTt двухтактного усилителя
с трансформаторным выходом. Эта схема может использоваться как
автономный маломощный преобразователь на частотах до 200 кГц.
Через диоды VD., и VDe осуществляется управление транзистора-
ми V1\ и VTt. Частота преобразования определяется по формуле
(10.24). Если в транзисторах VT\ и VTt <пыкл > 0,1 мкс, то необ-
ходимо принимать меры по устранению сквозных токов.
Рнс. 10.7. Схема задающего
генератора с насыщающим-
ся трансформатором
Рис. 10.8. Схема задающего-*
генератора на мультивибра-
торе
416
Рис 10.9. Схема задающего генератора с повышенной выходной
мощностью
В схеме ЗГ на рис 10.9 вместо мультивибратора может при-
меняться триггер, синхронизируемый импульсами собственного
генератора тактовой частоты или импульсами внешней синхрониза-
ции Большая стабильность частоты реализуется в ЗГ с последо-
вательным ГСконтуром в цепи положительной обратной связи
(рис 10.10).
При работе генератора в
ГС-контуре, обладающем высокой
добротностью, протекает перемен-
ный синусоидальный ток. Пере-
ключение транзисторов происхо-
дит в момент времени, когда ток
в цепи ГС-контура снижается до
значения, при котором ранее от-
крытый транзистор выходит из
режима насыщения. Трансформа-
тор TV в схеме должен работать
в ненасыщенном режиме. К до-
стоинствам ЗГ следует отнести ее
простоту, достаточно высокую
стабильность частоты (порядка
I %).
Частота ЗГ определяется по
формуле
f = 1/2-л-УгС (10.25»
Схему с ГС-контуром рекомен-
дуется применять в ИПБВ с вы
ходной мощностью не более 200 Вт.
Рис. 10.10. Схема задающего
генератора с ГС-контуром
*4 Зак. 7'2Ь
417
Для получения управляющего прямоугольного напряжения с
паузой на нуле используется схема на рис 10.11. Здесь на транзи-
сторах УТ4и У7\ выполнен мультивибратор, а на транзисторах VT.S
и VTK — усилитель мощности с трансформатором TV, Транзисторы
VTt и VT* используются для формирования паузы на нуле в вы-
ходном прямоугольном напряжении. Длительность паузы опреде-
ляется длительностью управляющих импульсов (7у, синхронных
с импульсами мультивибратора. При поступлении управляющего
импульса Uv на базу транзистора VT* он открывается н через диоды
VD3 и VDt шунтирует переходы база—эмиттер транзисторов V7’s
и VTe, вследствие чего онн запираются. При этом первичная об-
.мотка трансформатора TV обесточивается и в выходном напряжении
появляется пауза На нуле. После отпирания VT.2 транзистор VTf
также отпирается и через диоды VDt и VD? шунтирует первичную
обмотку трансформатора TV, предотвращая тем самым развитие
паразитного колебательного процесса, возникающего вследствие
резкого спада тока в первичной обмотке трансформатора.
В однотактных преобразователях с усилением мощности приме-
няются ЗГ, схемы которых приведены на рис. 10.12, а и 10.13, о
1561.
Генераторы выполнены на основе одновибраторов, длитель-
ность импульсов на выходе которых может регулироваться за счет
изменения коллекторного тока управляющего транзистора VT}.
В схеме ЗГ введены элементы РГ2, С,, VDlt VD2, обеспечивающие
периодический запуск одновибратора с частотой следования им-
пульсов.
Схема на рис. 10.12, а работает следующим образом. Допустим,
что прн / = 0 транзистор VTS одновибратора лавинообразно от-
крылся, a VTa закрылся. Отрицательный перепад напряжения на
коллекторе, VTt заряжает каждый из конденсаторов С,, С2, между
Рис. 10.11. Схема задающего генератора прямоугольного напряжения
с паузой на нуле
4.18
которыми включен развязывающий диод
VD2. до напряжения, приблизительно
равного Полярности и значения
напряжений на С( и С2 таковы, что
транзисторы УТги VT 3 удерживаются
в закрытом состоянии. После оконча-
ния заряда конденсатор С( начинает
разряжаться через резистор R а, аС, —
через резистор R;, и коллектор транзи-
стора VTt.
Через интервал времени /„ напря-
жение на конденсаторе С.г уменьшится
до значения, при котором' транзистор
V1'3 открывается, a VTi закрывается,
что соответствует процессу формирова-
ния среза импульса. Этот процесс из-за
наличия положительной обратной связи
через конденсатор С2 протекает лавино-
образно и завершается уменьшением на-
пряжения на Сг до минимального зна-
чеи ян.
Через интервал времени "Гц напря-
жение на конденсаторе Ct уменьшится
до значения, при котором транзистор
РТа откроется, а РГд закроется. Это
вызывает лавинообразный процесс от-
крывания транзистора VT\, в результате
чего формируется отрицательный пере-
пад напряжения на коллекторе VTit
Рис. 10.12. Схема задаю-
щего генератора для од-
нотактиого усилителя
мощности (а) и эпюры
напряжений в точках
1—5 схемы (б—е)
соответствующий началу формирования импульса одновибратора.
Затем процессы в схеме повторяются. С помощью транзистора
14*
419
Рис. 10.13. Схема задающего генератора для мостового однотактного усилителя мощности (а) и
эпюры напряжений в точках 1—4 схемы (б, в)
УТЯ осуществляется форсированное запирание транзисторов VTe
и VT,.
Частота следования импульсов в схеме на рис 10.12, а при
С, С.:
f„ « 2.7 CSR.,. (10.26)
Максимальная длительность импульсов
зисторе VTS и С, С.,)
(при закрытом тран-
/„ 1ппх « 0.38 /?5С2
(10.27)
Схема на рис 10 12. а рекомендуется для однотактных ИПБВ
мощностью до 100 Вт с обратным или прямым включением диода и
размагничивающей обмоткой.
На рис 10 13. а приведена схема ЗГ. выполненная на тран-
зисторах типа р п р. которая рекомендуется для управления мо-
стовым однотактным усилителем ИПБВ (рис 10.3. б). Основу схе-
мы ЗГ составляет одновибратор с элементами автоматического за-
пуска (VT, — VT:,. VD,— VDf'j. аналогичный рис (0.12, а. На
рис 10 13. б. в приведены эпюры напряжений в точках схемы,
обозначенных соответствующими цифрами Отличие схемы от
рис 10 12. а состоит в том. что здесь введен эмиттерный повтори-
тель на транзисторе VTt. который позволяет увеличить сопротив-
ление резистора /?,. уменьшить емкость конденсатора С2 и тем са-
мым уменьшить минимальную длительность импульсов. Процессы,
протекающие в обеих схемах, практически одинаковы. Транзистор
ИГЯ, нагруженный на первичную обмотку 1И, трансформатора TV.
открывается на время действия импульса одновибратора и обеспе-
чивает формирование управляющего импульса на базах транзисто-
ров УМ. под действием которого они открываются. За время откры-
того состояния транзистора VT,, конденсатор С3 практически пол-
ностью разряжается Положительный перепад напряжения на кол-
лекторе транзистора ИГ„, который возникает при его запирании
после окончания импульса одновибратора, отпирает транзистор
VT,,. нагруженный на обмотку 1И2. Вследствие этого на базах тран-
зисторов ИГ,,,. ГГц УМ формируется отрицательный импульс на-
пряжения, обеспечивающий форсированное запирание транзисто-
ров УМ. Минимальная длительность запирающего импульса опре-
деляется экспериментально. Для транзисторов типов КТ809А,
КТ826А и КТ828А она составляет 1.5; 2,5 и 3.5 мкс соответственио
при амплитуде запирающего тока базы 0.87Б тах. Длительность за-
пирающего импульса в основном определяется постоянной времени
Cs. R,:.
^и>аял * (10.28)
Для исключения :паразитного колебательного процесса после
запирания транзистора УТЯ. который может привести к кратковре-
менному отпиранию транзисторов УМ на интервале времени между
отпирающими импульсами, к обмотке U72 через транзистор ИГ, под-
ключается демпфирующий резистор /?1а.
По. окончании действия запирающего импульса напряжение на
базах транзисторов УМ остается отрицательным за счет ЭДС само-
индукции. возникающей при размагничивании магиитопровода
трансформатора TV. и тока через обмотку U72. транзистор ГИ,
и резистор /?|В.
421
Длительность управляющи х импу льсов в схеме на рис 10.13, а
регулируется за счет изменения управляющего напряжения Uy.
которое вызывает изменение коллекторного тока транзистора УТ,
Частота следования импульсов определяется по формуле (10.26),
а длительность импульсов по формуле (10.27) прн закрытом тран
зисторе УТ,. Максимальный коэффициент заполнения в схеме на
рис. 10.12, а может достигать 0,8.
На рис. 10.14, а приведена схема ЗГ, выполненная иа цифро
вых микросхемах. Она рекомендуется для применения в ИПБВ
с выходной мощностью 100 Вт, УМ которых выполнен по однотакт
ной схеме. Эпюры напряжений . в точках 1. 2. 3 схемы приведены
на рнс. 10.14, б.
На инверторах DP/.1 и DDI.2 выполнен генератор такто
вой частоты, импульсы которого дифференцируются и поступают на
входы инвертора DD1.3. Последовательность отрицательных им
пульсов, длительность которых ие превышает 10 % периода, с вы-
хода инвертора DD1.3. через конденсатор Ся прикладывается к, пере
ходу база—эмиттер транзистора УТг. В результате за время дейст
вия импульса конденсатор Ся заряжается до напряжения пи-
тания (7И,
После окончания импульса напряжение на выходе инвертора
ДО/.З становится близким к напряжению питания и под дейст
вием напряжения на конденсаторе С;) транзистор УТ.г запирается
После запирания транзистора УТг напряжение на эмиттере тран
зистора УТа становится близким к напряжению питания й иачииа
ется стадия формирования импульса управлеиия транзисторами
УМ, Под действием тока через резистор н коллекторного тока
транзистора УТ, конденсатор С;1 начинает разряжаться и при умень-
шении напряжения на нем до значения, при котором начинает про
текать ток по переходу база — эмиттер транзистора УТ.,, он откро
ется, а УТЙ закроется, что соответствует моменту окончания управ
ляющего импульса. Изменением тока коллектора транзистора УТ,
регулируется длительность импульсов на выходе ЗГ. при закрытом
транзисторе УТ, она равна
Б1 0.7 • R„C
(10.29)
Период следования импульсов иа выходе тактового генератора
Гц « 2.7/?,С,. R, R-, 5/?4. (10.30)
Транзисторы УТ., и УТ. форсируют запирание транзисторов
УТ, и УТь.
Модуляторы длительности импульсов. Модуляторы длитель
ности импульсов (МДИ) вырабатывают последовательность импуль
сов, длительность которых изменяется в зависимости от изменения
входного сигнала цепи обратной связи.
Последовательность импульсов с выхода МДИ может быть ис-
пользована для непосредственного формирования сигналов управ
леиия транзисторами в однотактных УМ или для получения на вы
ходе ЗГ двух напряжений, сдвиг по времени между которыми изме-
няется в соответствии с входным управляющим напряжением. Чаще
всего с помощью МДИ на выходе ЗГ формируется напряжение с па-
узой иа нуле, длительность которой должна изменяться в соответст-
вии с входным управляющим напряжением.
По принципу действия МДИ разделяются на интегрирующие
и с управлением по амплитудному напряжению.
423
Рис. 10.14. Схема задающего генератора на микросхемах для однотактного усилителя мощности (а) и
эпюры напряжений в точках 1—3 схемы (6)
Рис. 10.15. Схема модулятора длительности импульсов интегрирую-
щего типа («) и эпюры напряжений в точках 1—3 схемы (б)
На рис. 10. 15, а приведена схема МДИ интегрирующего тина на
одновибраторе, а эпюры напряжения в характерных точках, обо-
значенных на схеме, приведены на рис. 10.15, б. ЛАаксимальная
длительность импульсов одновибратора получается при закрытом
транзисторе ИГ,
= 0,7/?.., С, < 0.8Г,, (10 31}
Минимальная длительность импульсов одновибратора
R R
* 0 7 с< (10 321
Если время выключения транзистора ИГ3 соизмеримо с дли-
тельностью импульса, рассчитанной по формуле (10.32), то его надо:
учитывать при определении т1п-
Un,
Рис. 10.16. Схема модулятора длительности импульсов интегрирую-
щего тина, обеспечивающая максимальный коэффициент заполнения
424
1
Рис. 10.17 Схема модулятора длительности импульсов интегрирую-
щего типа с разрядным транзистором (а) и эпюры напряжений в
точках 1—3 схемы (б)
Если требуется получить максимальную длительность импуль-
са, близкую к периоду колебаний Г,,, то необходимо использовать
схему МДИ, приведенную на рис. 10.16. В ней запуск одновибра
тора осуществляется с помощью вспомогательного транзистора
VT, который под действием положительных синхронизирующих
импульсов обеспечивает восстановление напряжения на конденса-
торе С| до значения, близкого к Um. Это препятствует появлению
сбоев в работе одновибратора при длительности импульсов, близкой
к величине периода. Напряжение вспомогательного источника Uni
должно быть не менее Un}.
Другая схема МДИ интегрирующего типа приведена иа
рис 10.17, а. Эпюры напряжений в точках схемы МДИ, обозначен-
ных цифрами /, 2 и 3, приведены иа рис. 10.17, б. На время дейст
вня синхроимпульса положительной полярности, длительность ко-
торого /с обычно выбирается не более 0,057’, транзистор VTt пере-
ходит в насыщенное состояние и конденсатор С\ через резистор R
диод VDt и переход база — эмиттер транзистора VT3 заряжается до
напряжения U„ — Ь 7/вэ). После окончания синхроимпуль-
са транзисторы 1/7'1. VT.t и VTt запираются и начинается процесс
формирования импульса Конденсатор Cs разряжается до напря-
жения, при котором открываются транзисторы VT3 н VTt и процесс
формирования импульса заканчивается. Конденсатор С2 — 0,1 Ct
ускоряет процесс отпирания транзисторов VT3 и КГ4. Максималь-
ная длительность импульсов достигается прн закрытом транзисто-
ре VT2
! hunajt ~ (10.33)
Сопротивление резистора Rs
Ri Js 5R2, a Rg 1,5/1.,।
дачи транзистора VT 3.
Минимальная длительность
необходимо выбирать из условия
где hli3min — коэффициент пере-
импульсов
'hlmfn
0.7С, R,
(10 34)
4 25
Максимальный коэффициент заполнения импульсов
IW.r ~ (10.351
Модуляторы интегрирующего типа следует применять в тех
случаях, когда необходимо реализовать высокие фильтрующие
свойства стабилизирующего транзисторного преобразователя, а дли-
тельность импульсов на выходе МДИ не требуется уменьшать до
нуля.
Модуляторы длительности импульсов с управлением по ампли-
тудному напряжению выполняются с применением генератора пило-
образного напряжения (ГПН) и нуль-органа.
На рис. 10.18, а приведена такая схема МДИ, а на рис. 10.18, б—
д — эпюры напряжений в ней. Здесь в качестве нуль-органа ис-
пользуется операционный усилитель DA. В ГПН входят конденса-
тор С], выпрямитель В и резистор Rp. При прямоугольной форме
напряжения UbK на резисторе Rp выделяется пилообразное напря-
жение (рис. 10.18, в), среднее значение которого равно амплитуде
напряжения на обмотке Wг. Если нелинейность выходного напря-
жения также не должна превышать 10%, то двойная амплитуда пи-
лообразного напряжения также не должна превышать 10 % амплиту-
ды импульсов на обмотке 1Г2- а величина RpCx должна быть не
менее 5ТП. Частота повторения треугольных импульсов на выходе
ГПН в 2 раза превышает частоту следования импульсов на обмотке
1^2. Двойная амплитуда импульсов на выходе ГПН при RpCt
5Т.. связана с амплитудой импульсов иа обмотке соотношением
24пил = ^"п/2/?р б?|. (10.35)
На рис. 10.19, и приведена схема ГПН. которая обеспечивает
на выходе симметричное пилообразное напряжение (рис. 10.19,в),
среднее значение которого при симметричном прямоугольном
Рнс. 10.18. Схема модулятора длительности импульсов с генератором
несимметричного пилообразного напряжения (а) и эпюры напряже-
ний (б—())
426
Рис. 10.19. Схема модулятора длительности импульсов с генератором
симметричного пилообразного напряжения (л) и эпюры напряжений
(б— г)
входном напряжении равно Нулю. Для обеспечения нелинейности
пилообразного напряжения, не превышающего 10 %, необходимо,
чтобы RpCf 5Ти. При этом двойная амплитуда выходного напря
Жения может быть Определена по формуле (10.36). Частота следо-
вания симметричных треугольных импульсов на выходе МДИ ра»
На частоте входного напряжения. В схемах МДИ на рис. 10 18 и
10.19 коэффициент заполнения управляющих импульсов может из-
меняться от 0 до 1
При выборе схемы МДИ следует исходить из того, что если
требуется получить коэффициент стабилизации ИПБВ, не превышаю
щий 30, то можно использовать как интегрирующий МДИ, так н с
управлением по амплитудному напряжению. При необходимости
обеспечить коэффициент стабилизации более 30 следует Применять
МДИ интегрирующего типа
Базовые цепи силовых транзисторов играют определяющую
роль в формировании траектории рабочей точки транзисторов УМ,
от которой зависят динамические потери мощности.
Схема базовой цепи иа рис. 10.20, а 11 7] используется в мощных
ИПБВ с мостовым илн полумостовым усилителем, Эпюры напряжений
в базовой цепи одного транзистора УМ приведены на рис. 10.20. б—г
Для управления транзисторами УМ используют два трансформато-
ра (ТV, и 7"УД, обмотки которых ( U72j и U722) соединяют через диоды
VDi и VD2 параллельно. Длительность открывающих импульсов
равна’времени перекрытия положительных полуволн прямоуголь-
ного напряжения Uax । и UBX 2. Изменяя время перекрытия положи-
тельных импульсов напряжения UBX 1 и Uax 2, можно изменять
длительность открывающих импульсов и обеспечить тем самым ши-
ротно импульсную модуляцию. При формировании управляющего
напряжения для другого транзистора из напряжений, сдвинутых
по времени относительно (7Вх 1 и UBX 2 соответственно на половину
периода, образуется последовательность управляющих импульсов,
427
сдвинутых на половину периода относительно последовательности
управляющих импульсов, образованной из UBx I и (7вх 2.
Из эпюр на рис. 10.20, бив видно, что по окончании поло-
жительного импульса UBK 2 следует отрицательный перепад управ-
ляющего напряжения 1/БЭ (рис. 10.29, г), который используется
для форсированного запирания транзисторов УМ.
Минимальное значение запирающего напряжения равно
Увх1.2 — О^пр, а максимальное (7Вх I + Uax 2. Амплитуды импульсов
Ubx 1 и иах 2 выбираются, как правило, равными, причем сумма
напряжений U' , + U' ,, не должна превышать 0,7(/ьк
ОЛ ( ОЛ 4 1 I1IUA
Минимальный ток базы
1 Emin ~ (^bxi + Uttxz —^БЭтах)/^! ( 10.37)
Сопротивление резистора R2 выбирается из условия
/?2 ~ Л|/(2 - 3), (10.38)
а емкость, форсирующего конденсатора
С, ~ 0,3510-6//?2 (10,39*
Амплитуда импульсов запирающего тока базы силовых траи
зисторов усилителя мощности зависит от многих факторов и долж-
на уточняться экспериментально. Оиа не должна превышать допу-
стимого значения для выбранного типа транзистора. Напряжения
U^x । и U^K 2 в схеме на рис. 10.20. а выбирают в пределах 1,8—
2,2 В, что обеспечивает надежное отпирание и запирание тран-
зисторов УМ при незначительных потерях мощности в цепях управ-
ления.
На рис. 10.21, й приведена схема базовой цепи транзисторов
УМ, рассчитанных на выходную мощность 70—200 Вт. Эпюры на-
пряжений в схеме приведены на рис. 10.21, б, в. Входное напряже- '
ние базовой цепи Uax формируется в однотактной схеме управле-
ния, которая должна обеспечивать протекание форсирующего за
и вхт
Рис. 10.20. Схема базовой цепи транзисторов мостовых и полумосто-
вых усилителей мощности
428
пирающего тока па начальном участке отрицательной полуволны
управляющего напряжения.
Диод ИО, служит для подключения перехода база—эмиттер
транзистора УМ непосредственно ко вторичной обмотке трансформа-
тора TV при отрицательной полуволне управляющего напряжения.
Амплитуда импульса положительной полярности (отпирающего
импульса) на входе схемы базовой цепи U ох выбирают в пределах
3.5 ч- 5 В. я амплитуду запирающих импульсов — в пределах
0,5—0.7USb mtii„ Емкость форсирующего конденсатора Cj рассчи-
тывается по формуле (10 39). Амплитуда импульсов запирающего
тока в этой схеме также определяется экспериментально. Для ог-
раничения запирающего тока последовательно с диодом, VD, вклю-
чают резистор.
На рис. 10.22. а приведена схема базовой цепи для мостовых
и полумостовых УМ, рассчитанных на выходную мощность 70
200 Вт; эпюры напряжений в ней приведены на рис. 10,22, б, в.
При поступлении иа вход импульса положительной полярности
(рис 10.22. б) транзистор У7"2 закрывается, поскольку сопротивле-
ния резисторов /?з и /?4 выбираются такими, чтобы напряжение
эмнттер — база VT2 было близко к нулю. При уменьшении напряже-
ния UHX до иуля транзистор VT2 открывается под действием напря-
жения на резисторе Т?4, который подключен к дополнительному ис-
точнику отрицательного напряжения, выполненному иа диоде VDi
Рис. 10.22. Схема базовой цепи транзисторов мостовых и полумосто-
вых усилителей мощностью 70—200 Вт
129
И конденсаторе Сг. Это обеспечивает форсированное запираиие
транзистора VTt. Коллекторный ток транзистора VT2, являющийся
Запирающим током для транзистора VTt (при Rt = 10/?2 и значе-
нии Д21 э транзистора У'Г2, равном 15) достигает в первый момент
времени значения, примерно равного значению отпирающего тока
транзистора VTX. На время действия на входе схемы отрицательных
импульсов конденсатор Сг заряжается до напряжения, примерно
равного UaK—Unp. Емкость конденсатора С2 рассчитывается по
формуле
Сг>и'кТп/4Цгис^. (10.40)
Для надежного запирания транзистора УТг резисторы R3
н Rt выбираются из условия
~ I-б'вэЛ'м <»° 41 ’
Ток подзаряда конденсатора С2 не должен превышать допу-
стимого значения /нр для диода VDX; при необходимости его можно
ограничить резистором, включенным последовательно с диодом
VDX. К достоинствам схемы на рис. 10.22, а следует отнести ее про-
стоту, наличие только одного трансформатора.
10.5. Цепи запуска, обратной связи и защиты
Цепи запуска. Цепи управления ИПБВ обычно выполняются
на микросхемах или низковольтных транзисторах, поэтому их пи-
тание организуется иногда от дополнительного низковольтного вы-
прямителя с отдельным маломощным трансформатором, одиако это
увеличивает габариты и массу блока. Наиболее рациональным яв-
ляется питание СУ от накопителя энергии, подключенного к выходу
выпрямителя сети, а затем, после запуска схемы, переключение цепи
питания СУ на выход ИПБВ.
На рис. 10.23, а приведена схема запуска ИПБВ, выполнен-
ная на конденсаторе Сг, стабилитроне VDX и транзисторах VTt
и УТг (59]. При подключении ИПБВ к питающей сети конденсатор
С[ заряжается до амплитудного значения Uc, а конденсатор С2
через резистор Rx заряжается до напряжения, при котором вклю-
чается стабилитрон VDt. При этом открываются транзисторы VT,
и УТ'.2 и напряжение подается в цепь питания СУ. Положительная
обратная связь через конденсатор С3 поддерживает этот процесс.
После окончания заряда конденсатора С3 транзистор VTX удержи-
вается в открытом состоянии за счет тока базы транзистора V7'2,
протекающего через диод VDt и резистор /?2. Диод VD3 защищает
также базу транзистора VT3 от шунтирования цепью питания до
появления напряжения в ней. На выходном трансформаторе TV
усилителя мощности размещается обмотка 1^’у для питания СУ
через выпрямитель В2 и сглаживающий фильтр С2. Для обеспечения
надежного запуска емкость конденсатора С2 выбирается из условия
обеспечения работы СУ в течение не менее 10 периодов работы пре-
образователя. После запуска преобразователя питание СУ осущест-
вляется от выпрямителя В2 с выхода ИПБВ. Напряжение на кон-
денсаторе С.,. прн котором происходит запуск преобразователя, ре-
430
Рис. 10.23. Схемы запуска ИПБВ;
а — инерционная; б — быстродействующая; в—инерционная с кон-
тролем минимального напряжения питания схемы управления
4.31
комендуется выбирать на 20—30% выше номинального напряжения
питания СУ Емкость конденсатора Сг рассчитывается по формуле
= 10Tn/e.y/0,3t/c.y. (10.42)
'где (7с,у. Льу ~~ напряжение и ток питания схемы управления
Сопротивления резисторов Rt и R.z рассчитываются по форму-
лам
(!0 43>
Обычно lR — 1,5 мА.
/?2 = УС ут«х/0,02/с.у (10 44)
Емкость конденсатора С:) выбирается обычно в пределах
0,01—0,047 мкФ, время запуска составляет 0.3 с
На рис 10.23, б приведена более быстродействующая схема
запуска, выполненная на основе параметрического стабилизатора
на стабилитроне VD, и высоковольтных составных транзисторах
средней мощности, например КТ506А. КТ826А с максимальным зна-
чением А2)э при /к = 0.1 ч- 0,2 А При установлении напряжения
на конденсаторе С, составной транзистор открывается под дейст
вйем тока базы, ограниченного резистором R 3, включается стабили
трон ED,, напряжение с которого подается на схему управления
После запуска ИПБВ проявляются напряжения на обмотках выход-
ного трансформатора TV, которые выпрямляются выпрямителями
В.2 и В3 с фильтрами С.2 и С.,.
Полярность напряжений на конденсаторах С., и Ся такова,
что составной транзистор под действием напряжения на конденса-
торе С2 закрывается и питание СУ осуществляется от выпрямителя
В3. Диод ИО2 защищает стабилитрон VDt от перенапряжений со
стороны конденсатора С;, после включения УМ.
Сопротивления резисторов Rt и R 3 определяются по форму-
лам:
/?| (Ю 45)
'l04G>
Обычно I— 3 мА
Емкость конденсатора С.2 определяется по формуле
С., « ЮГ,(10.47)
Емкость конденсатора С;1 рассчитывается из условия обеспечения
заданного уровня пульсаций в цепи питания СУ
При выполнении узлов запуска на дискретных элементах
меньшие массу и габариты имеет схема на рис 10.23, а, поскольку
в ней используются малогабаритные низковольтные транзисторы.
На рис. 10.23, в приведена схема запуска, в которой осуществляет-
ся включение и отключение питания СУ при определенных значе-
ниях напряжения питающей сети, что исключает возможность умень
шения тока баз транзисторов УМ до значений, при которых они вы-
ходят из режима насыщения. В схеме введены стабилитроны VD,
и VD2. к точке соединения которых подключен диод У£>4. От выпри
мнтеля Bt конденсатор Са заряжается до напряжения
</сг — Uyp | VDl U VDz)'№- Rj.'iBRi'V RfV Rg)
(10 48)
432
При этом напряжение на резисторе R3
UR3 = (.Uci~ UVD.-uVDi) + R^ + R3) (10.49)
При превышении напряжения на R3 значения, равного UVD3 +
+ ^бэУ'ЛЗ' транзистор VT.2 открывается и лавинообразно пере
водит в режим насыщения транзистор VTt, в результате чего на-
пряжение питания поступает на СУ и она начинает работать. Если
вследствие уменьшения напряжения питающей сети в процессе ра-
боты ИПБВ напряжение питания СУ уменьшится до значения, при
котором напряжение на резисторе R3 окажется меньшим UVD3 4-
+ UB3VT.2, то транзисторы У7'1 и VT.2 лавинообразно перейдут
в состояние отсечки, а СУ и, следовательно. ИПБВ прекратят ра
боту. Отключение питания СУ должно происходить при напряже-
нии. которое обеспечивает работу транзисторов УМ в режиме на-
сыщения при максимальной нагрузке и минимальной температуре.
Сопротивление резисторов /?,—/?4 определяются по формулам
= mln~UvD I ~Uvl> 2~~Uvi>3 БЭ vrz)/l Ri- (Ю-50)
R2 ~ (Uc.y m«x~~ U Vt>2~ Uvd U БЭ vw)l I RI max', (10.51)
+ lJE3VT2)llR3- (10 52)
10 ((^c y mln ^VDs)
R t =-------у------------- (10 53)
'с.у mtu
Обычно выбирают /R) — 1,5 мА. IR2 mux = 10 mA, /r3 — I mA.
Расчет параметров цепи обратной связи. Для обеспечения ус-
тойчивости ИПБВ как системы автоматического регулирования с
ШИМ необходимо рассчитать параметры цепи обратной связи с уче-
том инерционности отдельных звеньев. Структурная схема цепи
обратной связи ИПБВ с МДИ на базе ГПН приведена на рис. 10.24, а.
Рнс. 10.24. Струк-
турные схемы цепи
обратной связи
ИПБВ с МДИ на
базе ГПН (а) н
одновибратора (б)
и схема двухзвен-
ного выходного
ЕС-фильтра
433
, В нее входят генератор пилообразного напряжения (ГПН), форми*
рователь импульсов (ФИ), нуль-орган (НО), источник опорного
напряжения (ЙОН), а также УПТ и выходной LC фильтр с де-
лителем напряжения (ДН).
Узел гальванической развязки может быть включен как в цепь
аналогового сигнала (между выходом ИПБВ и входом нуль-ор-
гана), так и в цепь после формирователя импульсов. В первом слу-
чае коэффициент передачи узла гальванической развязки должен
учитываться при расчете параметров цепи обратной связи. Расчет
проводится в предположении, что на выходе ИПБВ применен одно-
эвенный LC-фильтр. Если используется двухзвениый фильтр
(рис. 10.24, в), то напряжение обратной связи С/0,с берется после
первого фильтра или с дополнительных обмоток дросселей второго
звена Число витков дополнительных обмоток в дросселях Д2 и L3
равны числу витков основных обмоток. В этом случае постоянная
составляющая напряжения Со<с равна выходному напряжению
ИПБВ, а переменная — переменной составляющей на выходе пер-
вого £|С|-фильтра. Такое включение двухэвенного фильтра
(рис 10.24, в) позволяет практически исключить влияние второго
эвена на устойчивость системы регулирования.
Расчет цепи обратной связи ИПБВ с МДИ на базе ГПН и
нуль-органа начинают с определения коэффициента связанного
С допустимым значением коэффициента пульсаций на выходе ИПБВ
kuи значением коэффициента пульсаций на выходе сетевого вы
прямителя ИПБВ kn„ следующим образом'
^'^по/О.ЗЛн н. (10,54)
Коэффициент 0,3 учитывает запас по напряжению пульсаций
на выходе ИПБВ. Поскольку значение статического коэффициента
стабилизации всегда меньше klt то определяет требуемый коэф-
фициент усиления цепи обратной связи. Это справедливо при ча-
стоте пульсаций иа выходе сетевого выпрямителя, не превышающей
0,1/н Если это условие не выполняется, то необходимо определить
коэффициент усиления цепи обратной связи с учетом его частотной
зависимости.
Относительная амплитуда пилообразного напряжения, приве-
денная к выходу ИПБВ
^иил ~ । Л1утах (10.55)
Задавшись коэффициентами передачи /<у ,п т и делителя на-
пряжения Кд.н находят амплитуду пилообразного напряжения на
входе нуль-органа
ИцнИ" Бдил ^Су.п.Т йд.н (10.56)
Формула (10.56) позволяет, задавшись (7ПИЛ, определить зна-
чение_/<уптКд.||. По графику на рис. 10.25 по полученному значе-
нию (7ПИЛ находят коэффициент Кы, который обеспечивает устой-
чивую работу ИПБВ. Для основного звена выходного фильтра двух-
тактного ИПБВ определяют произведение
LC^/Wf^ (Ю.57)
Для одиотактного ИПБВ результат произведения LC (10.57)
необходимо увеличить в 1,5 раза.
434
Минимальную индуктивность
дросселя Lmin определяют исходя
из условия обеспечения непрерыв-
ности тока
(^итахС Ymin))
l~mtn “ 7 ' -
In
(10.58)
Затем определяют емкость С
конденсатора фильтра.
На рис. 10.24. б приведена
структурная схема цепи обратной
связи ИПБВ с МДИ на базе одновиб-
ратора. Она содержит генератор так-
товых импульсов [ГТИ), одновиб-
ратор (ОВ), управляющий транзи-
стор VTlt узел гальванической раз-
вязки (УГР), УНТ. ИОН. ДН и
выходной ГС-фильтр.
Значение коэффициента kt для
схемы на рис. 10.24, б определяется
по формуле (10.54), а
Рис. 10.25. Зависимость до-
пустимой амплитуды пило-
образного напряжения от
параметров выходного
фильтра
Ко.с ~ mi„.
Определяется сумма
(10.59)
L
ДС/^п — Ко.с Но min
Утах п
fn Р
(10.60)
где Rn — сумма сопротивлений дросселя L и эквивалентного со-
противления импульсного источника, подключенного ко входу
ГС-фильтра.
В (10.60) для полумостового УМ р = 4, для мостового и одно-
тактного р = 2 и для импульсного стабилизатора nip = 1.
Максимальная крутизна регулировочной характеристики МДИ
находится по формуле
Д/с.
Зм.д.и — < ^о.с /п/У^ах. (10.61)
где &UCm — перепад напряжения на конденсаторе одновибра-
тора.
Параметры узлов структурной схемы на рис. 10.24, б связаны
с крутизной характеристики 5М.Д,И следующим образом:
Syrt
См,д.и ~ [ — Ку.Р.р /^у.п.т Кд.и- (10.62)
1 т ^vri "a
Из формулы (10.62) при найденном значении 5м.д.и можно оп-
ределить параметры одних узлов при заданных параметрах других.
Минимальная индуктивность дросселя фильтра находится из (10.58).
Емкость конденсатора выходного фильтра находится из (10.60).
Особенности расчета выходного фильтра. Рассчитанные по
формулам (10.57), (10.58) и (10.60) параметры выходного фильтра
435
обеспечивают получение коэффициента пульсаций &л.н на частоте
2/(. на выходе ИПБВ, не превышающего 0,3 kn.n (без учета пиковых
выбросов). Проверка достаточности полученного значения произве-
дения LC проводится по формуле
। ~Ут1и
16/* LC
(10.63)
Если полученное значение kn.n превышает О.ЗЛп.н, то необхо-
димо увеличить емкость или индуктивность выходного фильтра,
если оно меньше 0,ЗЛп.н, то можно уменьшить емкость конденса-
тора выходного фильтра. При уменьшении емкости необходимо со-
ответственно уменьшить и коэффициент усиления по цепи обратной
связи, что повлечет за собой ухудшение фильтрующих свойств ИПБВ.
Для уменьшения пульсаций на выходе ИПБВ с удвоенной ча-
стотой питающей сети может быть применена прямая инвариантная
связь, при которой иа вход МДИ вводится напряжение, пропорцио-
нальное напряжению пульсаций иа выходе сетевого выпрямителя
ИПБВ, действующее в противофазе с напряжением пульсаций на
выходе ИПБВ. Однако при уменьшении емкости выходного фильтра
ухудшается качество переходного процесса иа выходе ИПБВ при
скачкообразных изменениях тока нагрузки.
При частотах /п > 20 кГц и применении в фильтре алюминие-
вых электролитических конденсаторов, обладающих большим после-
довательным сопротивлением гп.а, необходимо учитывать коэффи-
циент пульсации fen.a, обусловленный последовательным эквивалент-
ным сопротивлением конденсатора
k
п.и ~
|1-?П||»)'.|.1>
2/„ LC
(10.64)
Если составляющая k'n н превышает значение 0,2£п н, то не-
обходимо параллельно включить несколько конденсаторов, что
существенно уменьшит гп.э.
Для сглаживания пиковых выбросов необходимо включить на
выход ИПБВ еще одно звено, состоящее из дросселя с индуктивно-
стью 0,05—0,1 от значения индуктивности дросселя основного зве
н-а, и керамического или пленочного конденсатора емкостью Г —
22 мкФ.
Если активное сопротивление дополнительного дросселя не
ухудшает заметно внутреннего сопротивления выпрямителя, то на-
пряжение обратной связи можно снимать с выхода основного зве-
на выходного фильтра. В противном случае необходимо применять
двухобмоточный дроссель, обмотки которого включаются по схеме
на рис. 10.24, в.
Цепи защиты
Защита от перегрузки по току и короткого замыкания исклю-
чает возможность превышения тока коллектора транзистора УМ
сверх допустимого значения как в установившемся, так и в пере-
ходном режимах работы ИПБВ.
Наибольшее распространение в ИПБВ получили схемы защи-
ты, принцип действия которых основан на уменьшении длительности
управляющих импульсов при перегрузке или коротких замыканиях
436
в нагрузке. Один из вариантов такой схемы защиты приведен па
рнс. 10.26, а. Импульсы напряжения с датчика тока Rt через рези-
стор /?2, с помощью которого устанавливается заданный порог сра-
батывания защиты, поступает на термокомпенсирующнй делитель
напряжения (резистор R3 и термистор R^. Его назначение — ис-
ключить температурную зависимость порога срабатывания защиты,
обусловленную температурной зависимостью входного напряжения
транзистора VTt. Конденсатор устраняет колебательный процесс
на вершине импульсов, поступающих сдатчика тока. Если амплиту-
да импульсов коллекторного тока транзисторов УМ начинает пре-
вышать заданное значение, то транзисторы VTt и УТ.; открываются
и импульсы коллекторного тока транзистора УТг заряжают конден
сатор С2. Напряжение на конденсаторе С2 через развязывающий ди-
од VDt поступает на базу транзистора VT3, который управляет дли-
тельностью импульсов одновибратора, входящего в состав СУ
Прн отсутствии напряжения на конденсаторе С2 в базе транзистора
VT 3 протекает ток, обусловленный фотодиодом оптопары VE, ко-
торая вместе со светоизлучающим диодом включена в цепь обратной
связи ИПБВ.
При перегрузке по току напряжение на конденсаторе С2 на
чииает превышать падение напряжения на диоде VDt и резисторе
Ra, вследствие чего ток коллектора транзистора VT 3 увеличивает
ся, а длительность импульсов одновибратора в СУ уменьшается.
Это приводит к уменьшению напряжения на нагрузке и ограничению
коллекторного тока транзисторов УМ. При коротком замыкании
на выходе ИПБВ амплитуда тока через транзисторы УМ ограничи
вается на допустимом уровне. Схема защиты на рис. 10.26, а реалиг
зует «плавный» запуск ИПБВ, защищает силовые транзисторы УМ
при насыщении выходного трансформатора. Она позволяет подклю-
чать к выходу ИПБВ конденсатор большой емкости, обеспечивая
его заряд ограниченным током. Емкость конденсатора С2 и сопро-
тивления резисторов Ri, Re определяются по формулам:
G /?7 = О,ЗТ’|1;
С2=207'п( — +-^ +
\ АВ Ад
(10 65)
(10 66)
I
а
где /Ц1э — коэффициент передачи транзистора VT2.
Защита от перенапряжения (рис. 10.26, б). Принцип действия
схемы заключается в принудительном пережигании предохраните-
ля FU с помощью тиристора У37 при возрастании напряжения на
выходе ИПБВ свыше заданного уровня. Включение тиристора У37
осуществляется током коллектора транзистора VT\ при возраста-
нии напряжения на базе транзистора ИТ^до значения, при котором
начинает протекать ток в его коллекторной цепи. Небольшое число
элементов, основная часть которых при нормальном выходном на-
пряжении находится в обесточенном состоянии, определяет высокую
надежность схемы защиты. Однако включение предохранителя
ухудшает надежность работы самого ИПБВ.
На рис. 10.26, в приведена схема защиты от перенапряжения
с предохранителем, рассчитанная на работу при низком выходном
напряжении. Схемы иа рис. 10.26, б, в отличаются только построе-
нием измерительной части схемы и наличием в схеме на рис. 10.26, в
дополнительного выпрямителя (диод VDt, конденсатор Ct), питаю-
щего источник опорного напряжения на стабилитроне УОЭ. Номи-
437
Рис. 10.26. Схемы защиты:
а — от перегрузки по току и короткого замыкания с управлением
длительностью импульсов; б •— от перенапряже-ния иа выходе при
выходном напряжении более 9 В; я — от перенапряжения на выходе
при выходном напряжении менее 9 В
438
нальный ток предохранителя выбирается равным току срабатыва-
ния защиты от короткого замыкания.
В некоторых случаях находят применение варианты схем за-
щиты от перенапряжения без предохранителя, в которых введена
вторая, дублирующая цепь обратной связи, настроенная на поро-
говое значение выходного напряжения. Они могут быть рекомендо-
ваны в случаях, когда применение предохранителя на выходе
ИПБВ недопустимо.
10.6. Методика и пример расчета
Требуется рассчитать источник питания с бестрансформаторным
входом по следующим исходным данным. Входное напряжение одно-
фазной сети 220i|| В, частота 50 ± 2 Гц, выходное напряжение
27 В. ток нагрузки —5 А, нестабильность выходного напряжения
при воздействии всех дестабилизирующих факторов ±5 %, ампли-
туда пульсаций 70 мВ, окружающая температура от +50 °C до
—50 °C, время установления выходного напряжения не более 0,5 с.
порог срабатывания защиты от короткого замыкания 6,5 + 0.5 А,
порог срабатывания защиты от перенапряжения на выходе 30 ± 1 В.
I. Выбираем мостовую схему входного выпрямителя напряже-
ния сети с ограничительным резистором (см. рис. 10.2, а). ИПБВ
выполняем на основе регулируемого преобразователя со схемой за-
пуска на рис. 10.23. в, которую выбираем в соответствии с заданным
временем выхода на режим. При заданной выходной мощности выби-
раем однотактный мостовой усилитель мощности.
2. Задаемся минимальной частотой преобразования /п m,n —
= 40 кГц и по формуле (10.16) находим /С1, транзистора УМ:
= 20/40 = 0,5 мкс.
3. Задаемся ii = 0,7, ym(IX = 0.45 и по формуле (10.6) находим
амплитуду тока транзисторов УМ. Из расчета находим и1)т,п~252 В и
1,127-5
/' =-----:--------=>1.85 А
Ки 252 0,45 0,7
4. По полученным данным выбираем транзисторы КТ809А
с параметрами: /сп = 0,3 мкс, /к „1ах — 5 А, 1>кэо гр = 200 В.
Определяем оптимальную частоту преобразования по формуле
(10.16)
f„ = 20/0,3 = 66,5 кГц.
Для обеспечения запаса принимаем /п = 50 кГц.
5. Определяем максимальное напряжение питания УМ *
max - 1 .41 ис тах = 1 ,41 • 242= 340 В .
В связи с тем, что для выбранных транзисторов КТ809А
^КЭОгр 200 В, необходимо включить последовательно два УМ
(см. рис. 10.5, б).
6. Выбираем схему управления на рис. 10.13, схему защиты
от короткого замыкания на рис. 10.26, а и от перенапряжения иа
выходе — на рис. 10.26, б.
Электрическая принципиальная схема ИПБВ приведена на
рис. 10.27.
439
Рис. 10.27. Электрическая схема источника питания
Для уменьшения амплитуды импульсов коллекторного тока по-
следовательно с выходными выпрямительными диодами К£>22, ИР##
введен линейный дроссель
7 Конденсатор С15 фильтра входного выпрямителя выбран ти-
па К50-29, с UCnl = 450 В и допустимой амплитудой пульсаций^
1УС^ = 22,5 В. Определяем емкость конденсатора С15 по формуле
(ЮД)
0,5-27-5
0,7-187-2-50-22,5
=228 мкФ
440
с бестрансформаторным входом
С учетом допустимых разбросов и температурных изменений
выбираем 13 параллельно включенных конденсаторов емкостью
22 мкФ; С15 = 13-22 = 286 мкФ.
8. Проводим расчет выпрямителя Bt по методике, изложенной
н;,,гл. 4. По результатам расчета выбираем диоды типа КД203А.,
Принимаем rL0.5 Ом, га — 0,03 Ом, тпэ — ' Ом, гс = ,
=• 0,8 Ом, /цр.ц.,1 = 75 А.
Определяем сопротивление резистора /?огр по формуле (10.1):
1 41-242
Яо _____:------- —0,5 —0,03—0,1 —0,8-= 3 Ом ,
'75
PR огр ~ (2/0 тах)2 ₽огр ~ (2-0,67)2.3^5,4 Вт
441
9. Емкость конденсаторов С17 и Си для двух последователь-
но включенных УМ, рассчитанная по формуле (10.11), должна быть
удвоена.
Максимальную амплитуду пульсации на конденсаторах выби-
раем из расчета спада вершины импульсов на коллекторе транзи-
сторов УМ на 10 %, т. е. на 12,5 В, Uc^ = 6,25 В:
„ 0,2-1,85
С17 = 2 =--——- =2,36 мкФ
50-103-6,25
Выбираем конденсаторы типа К73-16 емкостью 2,2 мкФ с
UCm = 250 В, для которых допустимая амплитуда пульсаций на
частоте 50 кГц составляет 18 В.
10. Минимальную индуктивность дросселя L3 рассчитываем
по формуле (10.14) при (7<'^ =- 0.17 В и Uc- — 12,5/2 = 6,25 В:
6,25
(6.28-50-103-28 IO6- 10-ep
= 20 мкГн.
0,17' 6.28-50-IO3
11. Выбираем коэффициент насыщения транзисторов VT,-,—
VT20 /?нас = 1,3 и определяем минимально допустимую амплитуду
импульсов базового тока
2/Кк ^на<-
2-1.85-1,3
= 0,48 Л
10
21 a min
12. Определяем сопротивление резисторов R за—R Напря-
жение на обмотках IV'з—№'6 трансформатора TVj принимаем равным
3.8 В. Для транзисторов КТ809 при 7’ — —50 °C. /г — 0,48 А и
/Ки = 3,7 А (2X1,85 А) - UttK,„ax = 1,8 В. a = 0,85 В.
С учетом этого получаем
min-^«х max
R:u =
1Г
В 1шп
Принимаем R3i -? R 37 = 4,1 Ом.
По найденному сопротивлению
3.8 —1,8
-------- —4,15 Ом.
0,48
базовых резисторов определя-
ем максимальную амплитуду импульсов тока базы силовых тран-
зисторов УМ
4/цГЗ max Kt min 3,8 — 0,85
Б max
= 0,72 A.
R3i 4,1
13. Принимаем напряжение питания схемы управления ису =•
= 15 В, падение напряжения на выходном транзисторе СУ UV3 ='
= 1 В и находим коэффициент трансформации TVt
uws 3.8
п - ------------—-------- = 0,27.
U с. у U кд 15 — 1
14. Амплитуда импульсов коллекторного тока выходного тран-
зистора СУ УТц
1'ул =. 4л/ G тах - 4-0,27 -0,72 =-0,78 А.
442
Максимальный ток питания СУ
, ~ , о/ • " зап _
'С-у тал = 'Ки Утах Т «и т
' 11
1,5
-0, 78-0,45-4-2-0,78--------- 0,47 А.
1 20
15. Определяем емкость конденсатора С14 для фильтрации на-
пряжения питания СУ и запуска ИПБВ
1 _ 1 0Т/г, V max
И uy.Di.o'+ uvl>\। + uvr>» — °-8гу<
10-20-10-« 0.47
»10 мкФ,
10-+- 8 + 4,7- 0,8-15
Учитывая большую амплитуду импульсов тока разряда С14.
выбираем конденсатор типа К73-I6-63B-10 мкФ ±10%
Сопротивление резистора /?2
^-У
15/КБО VT3
Емкость конденсаторов С, =» Св по формуле (10.26)
2,7
15
= 100 x6м
15-10-10-»
СУ~СЯ~---------1------= 540 пФ.
’ 50-10°.100-10°
Принимаем С, == Ся = 560 пФ. Выбираем конденсаторы типа
КМ-6А-М750-560 пФ ±5 %.
Сопротивление резистора /?14 определяем по формуле (10.27)
9-Ю-о
/?.,= ---------------= 42 кОм.
н 0.38-560-10-0
Принимаем /?14 = 43 кОм.
Задавшись /?Я1 = 1 кОм, найдем емкость конденсатора С19
-по формуле (10.28), принимая для КТ809А /и.аап Г,5-Ю~а с-
1,5-10-«
С,9 =---------^- 750 пФ.
19 2-1-I03
Выбираем конденсатор типа КМ-6А-М750-750 пФ ± 10 %.
16. Коэффициент трансформации трансформатора TV.2 (ТУЛ)
W
п=--
W
, '^вых + ^z.s + UL.6 ^пр VO23 .
min
Цп min Утах
1,1-27-1-0,5-1-0,25
-----= 0,54.
126
126-0,45
17 Индуктивность дросселя /.4 по формуле (10.21а):
88,5-0.3-10-°
/ (= ---:— --------= 5,3-10“° Гн.
5
443
Выбираем два дросселя типов ДМ-3,2-12, включенные парал-
лельно.
Индуктивность дросселя Ls по формуле (10.58)
5,4 (1 -- 0,345)
L6~ -----=0,7-10-’Гн.
50-10’
18. Находим значение /е4 по формуле (10.54), имея в виду, что
^н<> = miu 1
11,25
k, —---------’---------— 58.
1 0,3-252-2,6-10-’
19. По формуле (10.60) находим сумму
L 0,45-0,54
------f-CR„ =58 -------:-----=0, 14-10-’
2/?„ 2-50-103
Емкость конденсатора С24 находим по формуле (10.60):
0,7-10-’
0,14-10-’----:------
25 4
С2л— ------------------1--—960 мкФ
0.75
С учетом разбросов параметров конденсаторов и элементов це-
пи обратной связи выбираем С24 типа К50-29-63В-1000 мкФ. Вклю-
чаем два конденсатора параллельно; С24 = 2000 мкФ.
20. Найдем требуемое значение крутизны модуляционной харак-
теристики одновибратора по формуле (10.61) с учетом (10.59)
58-560-10~12-7-50-103
$м.д.и = ------ттт-т-г;-----=0.22-10-’.
252 (0,45)2
Принимая R4 = 22 кОм, R, = 3 кОм, hyiaVTl = ^0 (2Т201А),
найдем сопротивление резистора R48, исходя из коэффициента пере-
дачи оптопары К, = 0,01.
Л21э vn #4 К,
r48=
(«4 + ^21 э УП 5м.Д.и
30-22-103-!-10—2
— =-260 Ом.
(22-Ю3 + 30-3-10’) 0,22-10-’
Принимаем R4B — 270 Ом.
21. Коэффициент пульсаций с частотой /„ на конденсаторе С24
определяем по формуле (10.63)
1—0,35
k' =--------------—------------— 0,012 • 10-’
п и 16 (50-103)2 0.7-10-’2-10-’
Полученное значение меньше допустимого (0,8 • 10-’—0,3).
22. Коэффициент пульсаций на конденсаторе См, обуслов-
ленный га.д (гп э — 0,3 Ом при t — —50 °C), по формуле (10.64)
(1 —0,35)-0,3
ь " —2------1—-—:-----• 10-’
2-50-10’-0,7-10-’
444
Полученное значение в 4 раза превышает допустимое (0,8- 10“3).
Для уменьшения коэффициента пульсации, обусловленного ги.э.
на выходе ИПБВ необходимо включить дополнительный однозвен-
,,ь|й ГС-фильтр. Принимаем Le = 0,05 Ls и находим
fen.H__________________3. Ю-з
0,06*n.n «2 ~ 0.06.2.6-39.5-2.5-35
Выбираем конденсатор С2в типа К73-16-63-6,3 мкФ ± 10 %. Выби-
раем конденсаторы С25 и С2, типа К10-17-2а-Н90-1 мкФ. Выби-
раем 7-j — L2 — L з = 100- 10-° Гц.
Емкость конденсаторов Cn-C]2-Ce-C10-Ce-Cs выбираем по
0,033 мкФ, тип конденсаторов К75-10; выбираем Сг — 2,2 мкФ типа
К75-1О.
Емкость конденсатора С3 при /?в = 33 кОм по формуле (10.66)
1
33-Ю3
1
22-Ю3
----!----20-20-10-3 = 0,035 мкФ
30-3-103 ]
Выбираем конденсатор типа КМ-6А-Н30-0.033 мкФ.
23. Постоянную времени демпфирующих цепочек R зк, С20 и
R аз, С21 выбираем в пределах (0,04—0,06) • 10-в, причем емкость
конденсаторов С20, С21 выбираем по 470—750 пФ.
После сборки и настройки макета ИПБВ проверяем траекторию
рабочей точки транзисторов УМ в пределах ОБР и уточняем режимы
работы элементов.
ЧАСТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
И КОНСТРУИРОВАНИЯ ИСТОЧНИКОВ
ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
Г лава одиннадцатая
Основные вопросы проектирования источников
вторичного электропитания
11.1. Выбор структурных схем и функциональных узлов
Система вторичного электропитания (СВЭП) радиоэлектронной
аппаратуры может быть выполнена по одной из структур, характе-
ристики которых приведены в табл. 11.1.
Централизованная СВЭП применяется преимущественное боль-
ших стационарных комплексах, например в ЕС ЭВМ (17}. В состав
таких систем помимо источников электропитания, которые, как пра-
вило, являются одноканальными, входят различные вспомогатель-
ные устройства контроля и управления энергоснабжением, защиты
и сигнализации, приборы диагностики источников электропитания.
Достоинством централизованной СВЭП является удобство обслужи-
вания и эксплуатации. Недостатки: трудность передачи больших то-
ков (100—200 А) по проводам, необходимость резервирования бло-
ков, а также трудности миниатюризации ИВЭ, которые содержат
большое число элементов, резко отличающихся по своим габаритам
Таблица 11.1
Основные характеристики некоторых систем вторичного
электропитания
Структура СВЭП Особенности размещения ИВЭ . Выходные токн ИВЭ
Централизо- ванная Сгруппированы в от- дельные шкафы, разме- щаемые вне секций РЭА Десятки и сотни ампер
Децентрализо- ванная Непосредственно в при- борах и на платах функ- циональных узлов РЭА, которые они питают До нескольких ампер
Смешанная В секциях, шкафах нли устройствах РЭА, кото- рые они питают Единицы и десятки ам- пер
446
и массе, например интегральные микросхемы с планарными выво^
дами и электролитические конденсаторы большой емкости, имеющий
цилиндрическую конструкцию, и т.п.
Децентрализованная СВЭП применяется в основном в РЭА ле
тательных аппаратов, работающих от низковольтной сети постоян
ного тока, со сложной программой включения и выключения раз
личных приборов. Достоинством этой системы является возможность
миниатюризации входящих в нее ИВЭ за счет повышения частоты
преобразования и применения интегральных микросхем. Недоста
ток системы: необходимо иметь большое число многоканальных
источников питания (по числу функциональных приборов), отли
чающихся выходной мощностью и номиналами напряжений.
Смешанная СВЭП содержит как централизованные, так и де-
централизованные устройства электропитания. На рис. 11 I, а при-
ведена смешанная структурная схема системы электропитания на
основе источников питания с бестрансформаторным входом (ИПБВ)
Здесь ИПБВ является централизованным основным источником пи
тания аппаратуры, размещаемой в одном шкафу; он обеспечивает на
выходе напряжение 5 В при токе 15 А. Стабильность напряжения
поддерживается регулируемым преобразователем в ИПБВ Допол
иительные источники питания С£Ц, СВ2 выполнены в виде отдельных
модулей. Они имеют свои трансформаторы, подключаемые к ИПБВ
(/п — 20 кГц), выпрямители н выходные интегральные стабилиза
торы. Наличие таких модулей питания на определенные уровни
.напряжений (Д)н, Ун2) позволяют строить систему электролита
ния комплекса на унифицированных модулях питания с макснмаль
ным использованием ИВЭ по мощности.
На рис. 11.1, б приведена смешанная структурная схема систе
мы электропитания, работающей от сети 220 В, 400 Гц на основе
централизованного регулируемого выпрямителя (тиристорного ста
билизатора). В приборах РЭА, размещаемых в одном шкафу в ис-
точником электропитания, в зависимости от требуемого качества
питающих напряжений устанавливаются стабилизаторы непрерыв
кого.типа (СН) на токи нагрузки до 1 А или импульсные стабилиза-
торы (ИС) на токи 3—5 А. Это позволяет повысить КПД ИВЭ,
уменьшить их массу и габариты.
Рнс. 11.1. Структурные схемы системы электропитания:
а — на основе источников питания с бестрансформаторным входом;
б — на основе регулируемого тиристорного выпрямителя
447
Достоинством смешанной системы электропитания является ее
гибкость — возможность при унификации ИВЭ производить тре-
буемые изменения в системе электропитания с минимальной затратой
времени и материальных ресурсов.
При выборе структурных схем бортовых ИВЭ, работающих от
сети постоянного тока, необходимо учитывать особенности работы
аппаратуры, заключающиеся в том, что с целью экономии электро
энергии только небольшая часть приборов бортового комплекса ра-
ботает в дежурном режиме непрерывно, основная же часть аппара
туры включается на короткое время работы в сеансе связи. По
требляемая мощность в дежурном режиме не превышает единиц ватт
в то время как в сеансе связи аппаратура может потреблять сотни
ватт.
Дистанционное управление бортовой аппаратурой наиболее
просто реализуется включением и отклточением напряжения пита-
ния. При этом если такая функция реализуется в схемах управления
ИВЭ логическими сигналами, то отпадает необходимость в приме-
нении электромеханических реле и дистанционных переключателей,
что существенно сказывается на массе комплекса в целом. Для ком-
мутации аппаратуры по заданной программе необходимо, чтобы каж-
дый коммутируемый прибор или комплекс приборов имели свой
автономный блок питания. Задача рационального выбора числа де-
централизованных ИВЭ решается при разработке ТЗ на систему
электропитания комплекса.
Важной задачей, которая решается на этапе проектирования
ИВЭ, является организация теплообмена. Для стационарных и
перевозимых комплексов вводится принудительное охлаждение —
обдув источников электропитания как наи-более теплонагруженных
приборов. Для малогабаритных бортовых ИВЭ рационально исполь-
зовать централизованный теплообменник или организовать отвод
теплоты иа корпус изделия с помощью тепловых труб [103].
Источники электропитания для современной РЭА являются
стабилизирующими устройствами. Они поддерживают на нагрузке
питающее напряжение с определенной точностью при воздействии
всех дестабилизирующих факторов: изменении входного напряжения
питания, тока нагрузки, температуры окружающей среды. В связи
с этим выбор наиболее рациональной структуры схемы при оптими-
зации ИВЭ определяется в основном способом стабилизации выход-
ного напряжения, при котором в наибольшей мере удовлетворяются
все остальные заданные требования. Основные характеристики и
рекомендуемые области применения некоторых типов стабилизато-
ров и стабилизирующих источников электропитания приведены в
табл. 11.2.
Основным преимуществом стабилизаторов напряжения с не-
прерывным регулированием является возможность получения вы-
ходного напряжения с малыми пульсациями и малым динамическим
внутренним сопротивлением. Импульсные стабилизаторы позволяют
получить минимальную массу и габариты, высокий КПД устройства,
однако пульсации и внутреннее динамическое сопротивление их зна-
чительно хуже, чем в непрерывных стабилизаторах. Кроме того,
импульсные стабилизаторы являются источником помех, наводимых
иа шины первичного электропитания и выходные цепи. Стабилиза-
торы с непрерывным регулированием, не создают импульсных помех
и ие искажают форму кривой тока ,питающего напряжения.
448
Зак. 726
оТ Таблица 11.2
Основные характеристики некоторых типов стабилизаторов напряжения и стабилизирующих источников
питания и области их применения
Тил стабилизатора или преобразователя Схема стабили- затора Достоинства Недостатки Рекомендуемые области применения
Транзисторные непре- рывные стабилизаторы: а) с последовательным Рис. 1.4 Высокая стабильность В цепях с высокими тре-
Значительные потери
включением РЭ относи- тельно нагрузки: напряжения; малая пульсация; отсутствие помех; сравнительно простая схема мощности на РЭ; низкий КПД при широких пре- делах изменения вход- ного напряжения и ма- лых значениях выходно- го напряжения бованиями по стабиль- ности и пульсации вы- ходного напряжения, при широких пределах изменения тока нагрузки
б) с параллельным включением РЭ относи- тельно нагрузки Транзисторные импульс- ные стабилизаторы: Рис. 1.5 Неизменность входного потребляемого тока; по- вышенная устойчивость РЭ к перегрузкам по току и короткому замы- канию Пониженное значение КПД при низких выход- ных напряжениях В цепях с выходными напряжениями от 10 до 50 В при токах нагрузки до нескольких ампер
а) понижающие £ Рис. 1.10 Возможность работы при широких пределах изменения входного на- пряжения; сглаживание пульсации и входных помех демодулнрующим Z-C-фильтром; малый Большое ’ внутреннее сопротивление; боль- шой уровень излучаемых помех В цепях с выходными напряжениями 5—30 В при токах нагрузки до нескольких ампер' _
Продолжение габл. 11.2
& о Тип стабилизатора или преобразователя Схема стабили- затора Достоинства Недостатки Рекомендуемые области применения
б) повышающие Рис. 1.11 ток через конденсатор фильтра Незначительные изме- Повышенная- пульсация В цепях, где требуется
в) инвертирующие Рис. 1.12 нения тока, потребля- емого от сети; выходное напряжение выше вход- ного Выходное напряжение выходного напряжения; повышенное значение тока через конденсатор фильтра Повышенное напряже- повысить уровень вы- ходного напряжения по сравнению с входным В цепях, где необходи-
Магнитно-транзисторные стабилизаторы с включе- нием РЭ на стороне пе- ременного тока: а) с дросселем насыше- Рис. 6.1 имеет обратный знак по отношению к входному Простой регулирующий ние на регулирующем транзисторе и диоде; повышенная пульсация выходного напряжения Повышенная пульсация мо изменить полярность выходного напряжения по отношению ко вход- ному В мощных устройствах с
НИЯ б) с транзисторами Рис. 6.5 элемент; простая схема управления; высокая на- дежность Незначительное искаже- выходного выпрямлен- ного напряжения; иска- жение формы потребля- емого тока Повышенная пульсация повышенными требова- ниями к надежности при питании от одно- фазной сети частотой 400 Гц В устройствах с выход-
< ние формы потребляемо- го тока; малые габариты и масса РЭ выходного напряжения ной мощностью до 300 Вт при питании от однофазной и трехфаз- ной сети частотой 50 Гц
СП в) с регулируемым трансформатором' Рис.6. 10 Минимальное искаже- ние формы потребляемо- го тока; повышенное быстродействие
- г) с двумя регулирую- щими элементами Рис. 6.19 Малые потери мощно- сти на регулирующих транзисторах; высокая стабильность; малые уровни пульсации
Тиристорные стабили- - заторы Рис. 7.1 Совмещение функций выпрямления и регули- рования; уменьшенное число требуемых сило- вых диодов
Транзисторные стабили- зирующие преобразова- тели:
а) с входным импульс- ным стабилизатором (ИС+ПН) Рис. 9.16 Прямоугольная форма напряжения без паузы на выходе преобразова- теля; простые емкост- ные фильтры на выходе выпрямителей
й
Повышенные потери В устройствах с выход-
мощности на регулиру- ющих транзисторах ной мощностью 300— 600 Вт при питании от однофазной или трех- фазной сети частотой 50, 400 Гц
Два регулирующих эле- мента; сложная схема управления При широких пределах изменения входного на- пряжения питания
Сложная схема управ- ления; повышенный уро- вень помехи В одноканальных уст- ройствах с выходными напряжениями от не- скольких десятков до со- тен вольт при токе в не- сколько ампер
Двойное преобразова-
ние энергии постоянного
тока; повышенный уро-
вень помех по входным
цепям питания; стабиль-
ность выходных напря-
жений при изменении
тока нагрузки до 0,5/я
не более 3—7%
В многоканальных ИВЭ
с выходной мощностью
до 30 Вт, при незначи-
тельных (на 20—30%)
изменениях тока нагруз-
ки и стабильностью вы-
ходных напряжений 5—
7%
to Тип стабилизатора или преобразователя Схема стабили- затора Достоинства
б) регулируемый преоб- разователь (РП) Рис. 9.17, а; Рис. 10.1, в Совмещение функций преобразования и стаби- лизации напряжения; повышенный КПД; ми- нимальное число сило- вых транзисторов
в) с входным вольтдо- бавочным стабилизато- ром (ВДС+ПН) Рис. 9,18, в Регулируется только часть входной мощно- сти; прямоугольная фор- ма напряжения на вы- ходе преобразователя
Окончание табл. 11.2
Недостатки Рекомендуемые области применения
Пауза на нуле в выход- ном напряжении преоб- разователя; необходи- мость применения в вы- ходных выпрямителях LC-фильтров; повышен- ная и изменяющаяся ам- плитуда выходного на- пряжения преобразова- теля Сложная схема управле- ния силовыми транзи- сторами; увеличенное число силовых транзи- сторов В одноканальных ИВЭ средней и повышенной мощности, работающих от сети постоянного то- ка с напряжением 27 В; в ИПБВ при питании от сети 220/380 В частотой 50, 400 Гц В многоканальных ИВЭ с повышенной выходной мощностью (100—200 Вт) при питании от сети по- стоянного тока с напря- жением 27—60 В
11.2. Унификация и функционально-модульное
проектирование
Разработка ИВЭ проводится по техническим заданиям, которые
разработчики приборов РЭЛ обычно выдают после того, как ими
выбрана элементарная база для функциональной аппаратуры, оп-
ределены структурные схемы формообразования комплекса, линии
и параметры взаимной связи. Общими для всех ТЗ на разработку
ИВЭ являются условия эксплуатации, заданные в тактико-техни-
ческих требованиях на аппаратуру, выбранная система первичного
электропитания (переменного или постоянного тока), ее параметры:
номинальное значение входного напряжения питания и пределы его
изменения, частота сети переменного тока, число фаз, уровни воз-
можных импульсных и синусоидальных помех по шинам питания по-
стоянного тока и др.
Общие сведения обычно излагаются в руководящем техни-
ческом материале (РТМ) на проектирование комплекса РЭА, где
указывается также выбранная базовая несущая конструкция (БНК),
структура построения комплекса, особенности конструкции прибо-
ров. Кроме РТМ на комплекс выпускаются ограничительные пере-
чни разрешенных для применения изделий электронной техники,
материалов и покупных комплектующих изделий. Эти исходные
данные позволяют провести унификацию ИВЭ. Если БНК не из-
меняется, то разработанные унифицированные ИВЭ могут исполь-
зоваться в ряде однородных комплексов РЭА.
Достоинством применения унифицированных ИВЭ является
значительное сокращение сроков разработки аппаратуры, сниже-
ние ее стоимости и повышение надежности за счет большой серии
приборов, которые проходят испытания на предприятиях при их
изготовлении. Недостатком применения унифицированных ИВЭ
является некоторое увеличение габаритов комплекса РЭА за счет
того, что не все блоки питания могут быть полностью нагружены на
расчетную выходную мощность или некоторые потребители будут
использовать ИВЭ с лучшими, чем требуется, выходными парамет-
рами. Эти недостатки несущественны для стационарной аппаратуры
работающей от сети переменного тока, но для микроэлектронной
аппаратуры летательных аппаратов, работающих от сети постоян-
ного тока, являются важными и должны учитываться при унифи-
кации таких ИВЭ.
Для стационарной РЭА, работающей от сети переменного тока
унифицированные ИВЭ выполняются в виде одноканальных при-
боров. Порядок их проектирования следующий.
1. По результатам анализа технических заданий выбирается шка-
ла номиналов напряжений н токов с учетом требуемых пульсаций н
стабильности выходных напряжений. При этом необходимо стре-
миться, чтобы количество типономнналов было минимальным.
2. Выбирается структурная схема построения системы и ис-
точников вторичного электропитания, обеспечивающих заданные
параметры и требуемое качество питающих напряжений. Это наи-
более трудная творческая задача; при ее решении учитывается на-
копленный опыт разработки ИВЭ, наличие технического задела,
результаты выполненных научно-исследовательских работ и др.
Известны системы электропитания, выполненные на основе приме-
нения ИВЭ с транзисторными стабилизаторами, тиристорными регу-
лируемыми выпрямителями.
453
Применение ИВЭ с бестраисформаторным входом позволяет
получить лучшие удельные массогабаритные характеристики, осо-
бенно при питании от сети переменного тока с частотой 50 Гц, чем
традиционные ИВЭ с входным трансформатором. Например, унифи-
цированные ИВЭ для ЭВМ [17], выполненные на основе ИПБВ, име-
ют удельную мощность 30—40 Вт/дм3, в то время как этот показа-
тель для традиционных блоков питания ие превышает 15—
25 Вт/дм3.
3. Выбирается перспективная элементная база, которая позволит
применять разработанный ряд унифицированных ЙВЭ в радио-
комплексах в течение 5—10 лет.
4. Разрабатываются электрические принципиальные схемы при-
боров унифицированного ряда ИВЭ. В их состав кроме основной
схемы должны входить функциональные узлы защиты элементов
ИВЭ от коротких замыканий в нагрузке, а также защиты потреби-
теля от перенапряжений на выходе ИВЭ, элементы сигнализации
и др. В некоторых случаях предусматриваются возможности повы-
шения и понижения выходного напряжения ИВЭ, необходимые для
профилактических проверок аппаратуры.
5. Выбираются размеры конструкции блоков питания на осно-
ве БНК и прогрессивная технология изготовления, рассчитанная на
автоматизацию производства.
Одноканальные унифицированные ИВЭ используются в основ-
ном для построения централизованной системы вторичного электро-
питания. Для децентрализованной и смешанной СЭВП необходимы
унифицированные ИВЭ с более гибкой структурой построения, в
которых к основным унифицированным блокам питания могут быть
подключены дополнительные субблоки и модули, размещаемые не-
посредственно с аппаратурой, которую они питают.
Унифицированные ИВЭ для микроэлектронной и бортовой ап-
паратуры летательных аппаратов, работающей от сети постоянного
тока с напряжением 27 В, должны обеспечивать требования ТЗ по
обеспечению широкой шкалы выходных напряжений высокого ка-
чества и одновременно иметь минимальную массу и габариты, мак-
симальный КПД. Кроме того, ИВЭ должны осуществлять дистанци-
онное включение и отключение аппаратуры по логическим коман-
дам, например ТТЛ-уровнями. Эти требования определяют схему
построения таких ИВЭ — они в основном должны быть многока-
нальными и выполняться по децентрализованной структуре, при
которой каждый функционально законченный прибор РЭА имеет
свой источник питания.
В состав современных комплексов РЭА входят различные слож-
ные аналоговые и цифровые устройства — радиопередатчики, при-
емники, преобразователи информации, вычислители и т. п., для нор-
мальной работы которых требуется широкая шкала постоянных на-
пряжений от 2 до 30 В, гальванически развязанных друг от друга
и от первичной сети электропитания, со стабильностью от 0,5—1
до 5—7 %. Потребляемая мощность функциональных приборов
РЭА также колеблется в широких пределах — от единиц ватт в
непрерывном режиме до сотен ватт и даже киловатт в импульсном
режиме работы. Кроме того, ИВЭ должны позволять проводить гиб-
кую перестройку, связанную с необходимостью увеличения токов
нагрузки или введения новых номиналов напряжений питания при
модернизации аппаратуры или разработке новых комплексов. От-
меченные требования определяют сложности, которые возникают
при унификации ИВЭ.
454
Рис. 11.2. Структурная схема четырехканального унифицированного
источника питания
Одним из способов унификации бортовых ИВЭ является исполь-
зование одноканальных модулей, выполненных на бескорпусных по-
лупроводниковых приборах и гибридных ИМС [71].
Многоканальные бортовые ИВЭ выполняются путем набора од-
ноканальных модулей питания на требуемую шкалу выходных на-
пряжений и токов. Достоинством такого способа унификации яв-
ляется низкая стоимость и хорошая отработка изделий в процессе
их производства. Основной недостаток — неизбежное увеличение
массы и габаритов ИВЭ за счет неполного использования модулей
по мощности. Кроме того, в маломощных модулях питания (Рн С
5 Вт) после нерегулируемого транзисторного преобразователя
включен компенсационный стабилизатор непрерывного действия,
на котором выделяется значительная мощность при изменении вход-
ного напряжения от 22 до 34 В. В зависимости от условий эксплуа-
тации для отвода теплоты требуется подключение дополнительных
радиаторов, что значительно увеличивает габариты и массу уст-
ройств.
Более гибкая система унификации ИВЭ для микроэлектронной
аппаратуры приведена на рис. 11.2(15]. В ее состав входят два типа
узлов: входной транзисторный преобразователь напряжения (без
трансформатора питания), к которому подключается определенное
число выходных каналов, например четыре, каждый из которых за-
канчивается импульсным стабилизатором. Входной преобразователь
напряжения выполняется на определенную мощность; он содержит
ряд вспомогательных функциональных узлов: ограничители тока
включения ОТ, трансформатор и выпрямитель для цепей управле-
ния ВФ, входной фильтр Ф. Выходная силовая цепь инвертора И
заканчивается транзисторами с открытым коллектором.
Трансформаторы питания, осуществляющие гальваническую
развязку выходных напряжений друг от друга и от напряжения пер-
вичной сети, размещаются в выходных каналах, содержащих также
выпрямитель со сглаживающим фильтром и импульсный стаби-
лизатор ИС, рассчитанный на определенный уровень выходного на-
пряжения и ток нагрузки. К одному преобразователю ПН могут
быть подключены несколько выходных каналов, суммарная мощ-
ность которых не превышает установленной мощности преобразо-
вателя. Импульсные стабилизаторы должны позволять их парал-
лельное соединение для увеличения тока нагрузки и последова-
тельное соединение для увеличения выходного напряжения.
455
Рис. 11.3. Структурная схема источника питания из унифицирован-
ных модулей
Гибкая перестройка унифицированных ИВЭ такого типа может
быть реализована только за счет подключения дополнительных ста-
билизаторов напряжения (непрерывных или импульсных), уста-
навливаемых в блоке питания или непосредственно в аппаратуре,
которую он питает. Хотя использование импульсных стабилизато-
ров существенно повышает КПД таких унифицированных ИВЭ,
но качество выходных напряжений не всегда удовлетворяет предъяв-
ляемым требованиям, а режим работы преобразователя, работающе-
го при широких пределах изменения входного напряжения питания
не может быть оптимальным. Кроме того, унифицированные ИВЭ
такого типа с фиксированным числом выходных каналов также сни-
жают возможности их применения без увеличения массы и габари-
тов аппаратуры.
Более перспективной является система построения бортовых
ИВЭ из унифицированных функциональных модулей, число типов
которых должно быть минимальным. Анализ технических требова-
ний, предъявляемых к такого вида ИВЭ, а также накопленный опыт
разработки [35, 40, 41, 61] показывают, что достаточно иметь не-
сколько типов унифицированных основных и вспомогательных мо-
дулей, чтобы проектировать многоканальные источники питания с
высокими массогабаритными и энергетическими характеристиками.
На рис. 11.3 приведена структурная схема, поясняющая прин-
цип функционально-узлового метода проектирования ИВЭ из уни-
фицированных модулей питания*. В состав ИВЭ входят два типа
основных модулей: стабилизирующие преобразователи (модули
типа СП), выполненные без выходного трансформатора, и модули с
выходным трансформатором; выпрямители со стабилизаторами не-
прерывного действия (модули типа СН) и выпрямители с фильтрами
(модули типа ВФ), а также два типа вспомогательных модулей —
ограничитель тока ОТ и модуль управления и контроля УК, под-
ключение которых показано пунктирной линией. Основные модули
питания СП, СН или ВФ всегда входят в состав блока питания, а
вспомогательные модули подключаются в зависимости от предъяв-
ляемых требований к системе и источникам вторичного электропи-
тания.
Частота в модулях стабилизирующих преобразователей выби-
рается максимальной, которую позволяют реализовать силовые
транзисторы и диоды, например 100 кГц. С целью повышения КПД
и уменьшения массы приборов модули преобразователей выполня-
ются на определенный диапазон выходной мощности. В качестве
* Модули питания разработаны совместно с В. В. Захаровым..
456.
Таблица 11.3
Основные характеристики некоторых модулей
питания
Условное обозначение Структурная схема Выходная мощность, Вт Объем, дм3
С/7, РП 10—20 0,10
СЛ, РП 20—40 0,15
СП3 ВДС-±ПН 40—100 0,3
примера в табл. 11.3 приведены основные характеристики некоторых
модулей из разработанного ряда, перекрывающие диапазон выход-
ной мощности от 10 до 100 Вт и работающие от постоянного напря
'жения 27tJ В.
Схемы управления модулями стабилизирующих преобразова-
телей выполнены на интегральных гибридно-пленочных микросбор-
ках. В них введены ряд дополнительных функций: активное отпи
рание и запирание силовых транзисторов, защита от перегрузки и
короткого замыкания в нагрузке, защита потребителя от превыше-
ния выходного напряжения, синхронизация частоты преобразования
от внешнего источника.
К модулям стабилизирующих преобразователей подключаются
выходные каскады, каждый из которых содержит трансформатор
питания, выпрямитель со сглаживающим фильтром или непрерыв-
ный стабилизатор, рассчитанные на ряд выходных напряжений и
токов с определенным уровнем пульсации. Набор таких выходных
каскадов может содержать одноканальные выпрямители, двухка-
нальные выпрямители, например ±6 В; ±12 В; ±15 В, или трехка-
нальные выпрямители, например +5 В и ±12 В; + 5 В и ±15 В, и
т.п. Применение таких многоканальных выпрямителей, подключав
мых на выход стабилизирующих преобразователей, характерно для
маломощных ИВЭ.
Модули выпрямителей с выходными стабилизаторами непрерыв-
ного действия (СН) обеспечивают высокое качество выходных на-
пряжений. Поскольку на вход стабилизаторов поступает выпрям-
ленное напряжение с малыми пределами его изменения (после
стабилизирующего преобразователя), потери мощности в РЭ стаби-
лизатора незначительны. Кроме того, для повышения КПД в стаби-
лизаторах применяется раздельное питание силовой цепи и схемы
управления, вводится защита от перегрузки и короткого замыкания,
а также ограничение рассеиваемой мощности на регулирующем
транзисторе. Вспомогательные модули: ограничитель тока ОТ вы-
полнен на максимальный ток включения 10 А, модуль управления и
контроля УК выполнен на индикацию четырех изолированных вы-
ходных напряжений, он имеет встроенный источник питания и схе-
му дистанционного включения и отключения ИВЭ логическим сигна-
лом ТТЛ-уровня. Масса каждого модуля 0,1 кг. Аналогичные вспо-
могательные модули могут быть выполнены с другими параметрами,
требуемыми для разрабатываемой системы вторичного электропита-
ния.
Масса унифицированных модулей питания зависит от их кон-
струкции и выбранной технологии изготовления. В модулях стаби-
457
лизирующих преобразователен, данные которых приведены в табл.
11.3, схемы управления выполнены в виде гибридно-пленочных
микросборок, заключенных в металлостеклянные корпуса, а сило-
вые дискретные элементы размещаются в негерметизированном кор-
пусе. как и выходные модули. Перспективным является применение
смешанной технологии, при которой слаботочные схемы управле-
ния выполняются по твердотельной полупроводниковой технологии,
а сильноточные — на бескорпусиых полупроводниковых приборах
с применением гибридно-пленочной технологии.
Методика проектирования ИВЭ из разработанного ряда
унифицированных модулей питания состоит в выборе по заданной
выходной мощности необходимого модуля стабилизирующего пре-
образователя и набора выходных модулей для обеспечения заданных
напряжений и токов нагрузки. Вспомогательные модули входят в
состав ИВЭ только в том случае, если выполняемые ими функции
указаны техническим заданием.
11.3. Особенности разработки конструкции
Основанием для разработки конструкции ИВЭ является схема
электрическая принципиальная с перечнем элементов и ТЗ на кон
струирование. Рационально составленная принципиальная схема
ИВЭ облегчает конструктору работу по составлению компоновоч
кого макета прибора, способствует размещению элементов без лиш
них связей, с наименьшей длиной соединительных проводников
Для этого в принципиальной схеме должны быть выделены основные
функциональные узлы: силовые цепи, через которые протекают
полные токи нагрузки, слаботочные цепи управления, вспомогатель-
ные цепи контроля и защиты.
Рациональность такого разделения электрической принципиаль-
ной схемы диктуется тем, что конструкция каждой функциональ-
ной части имеет свои особенности. Силовая часть конструируется с
учетом размещения мощных полупроводниковых приборов и сило
вых интегральных микросхем на теплоотводах, габаритные размеры
которых должны быть рассчитаны на обеспечение заданного перегре
ва элементов при максимальной рабочей температуре.
Схемы управления, как правило, размещаются на печатных пла-
тах с минимальной длиной проводов, чтобы устранить паразитные
связи и возможную генерацию, которая может возникнуть в замк
нутой цепи регулирования.
В техническом задании конструктору, кроме назначения ИВЭ
и его размещения в составе комплекса РЭА, должны быть указаны
требования, предъявляемые к конструкции ИВЭ, условия эксплуа-
тации, включая механические воздействия, температура окружаю
щей среды, способ охлаждения. Сведения о тепловых режимах ЭРИ
(особенно для мощных полупроводниковых приборов) должны со-
держать значения рассеиваемой мощности в непрерывном или по-
вторно-кратковременном режимах работы, длительности циклов.
По этим данным конструктор должен рассчитать радиаторы для
охлаждения элементов.
Силовые полупроводниковые приборы могут иметь индивидуаль--
ные радиаторы или размещаться на общем теплоотводе. В последнем
случае каждый из них, как правило, должен быть электрически
изолирован от общего радиатора.
458
Проверить тепловые режимы элементов можно расчетным путем
по разработанной конструкторской документации или опытным
путем после изготовления и испытания конструктивного образца,
т. е. на поздней стадии разработки. Поэтому, если на ранней стадии
конструирования источников питания при выборе теплоотводов и
способа охлаждения будут допущены грубые ошибки, это приведет
к переработке конструкции всего прибора, увеличению сроков
разработки и изготовления аппаратуры.
Конструкция ИВЭ должна обладать определенной преемст-
венностью за счет целесообразного использования готовых или ра-
нее разработанных узлов и деталей; это дает существенный эконо-
мический эффект. Технологичность конструкции — основное тре-
бование производства. Разрабатываемый блок или модуль пита-
ния будет технологичным, если ои полностью удовлетворяет тех-
ническим и эксплуатационным требованиям и может быть изго-
товлен наиболее экономичными технологическими процессами, ос-
военными на предприятии. Конструкция приборов должна также
быть ремонтопригодной, удовлетворять требованиям простоты и
безопасности обслуживания.
Источники питания стационарной аппаратуры выполняются
в виде сменных блоков на принятой для данного комплекса БНК.
которая подчиняется определенному модульному размерному раст-
ру для соответствующего конструктивного уровня — унифици-
рованной ячейки, блока или шкафа. Особенности разработки кон-
струкции таких устройств связаны с наличием в них мощных теп-
ловыделяющих полупроводниковых приборов и источников по-
мех, которые необходимо подавлять в местах их возникновения.
Особенно это относится к ИВЭ, использующих тиристорные регу-
лируемые выпрямители, к источникам питания с бестрансформа-
торным входом. Вопросы обеспечения тепловых режимов полу-
проводниковых приборов рассмотрены подробно в гл. 13, а подав-
ление помех — в гл. 12. Отметим здесь только некоторые взаимо-
связанные вопросы, которые решаются на этапе разработки кон-
струкции приборов.
В источниках питания с бестрансформаторным входом им-
пульсный стабилизатор или регулируемый преобразователь яв-
ляются источниками помех, для подавления которых необходимо
применять специальные меры. Одной из них является введение в
конструкцию прибора замкнутого электромагнитного экрана в
форме параллелограмма, стенки которого для отвода теплоты могут
быть перфорированы. Внутренняя полость экрана обычно разде-
ляется перегородкой на две части. В одной из них размещаются
силовые элементы, создающие большой уровень помех — тран-
зисторы усилителя мощности, диоды выходного выпрямителя и
дроссель выходного фильтра. Тепловыделяющие элементы разме-
щаются на радиаторе, который является одновременно стенкой
кожуха.
Во втором отсеке размещаются узлы с минимальным уровнем
помех: платы печатного монтажа с узлами управления, запуска и
защиты, конденсаторы фильтра и диоды сетевого выпрямителя и
другие.
Кроме экранирования в ИВЭ с импульсным регулированием и
преобразованием энергии принимаются дополнительные меры по-
давления помех за счет рациональной конструкции приборов, а
именно;
459
Рнс. Н.4. Конст-
рукция унифициро-
ванного модуля
питания:
/ — основание; 2 —
печатные платы; 3 —»
мощные тепловыде-
ляющие элементы;
4, 5 — выводы (изо-
лированные от кор-
пуса); 6' — маломощ-
ные электрорадио-
элементы
скручивание прямого и обратного проводов, по которым про-
текают большие импульсные токн, и их экранирование;
введение электростатического экрана между первичной и вто-
ричной обмотками трансформатора усилителя мощности, который
соединяется с отрицательной шиной сетевого выпрямителя;
подключение лакопленочного конденсатора емкостью 0,01 —
0,22 мкФ параллельно той диагонали выпрямителя сети, к кото-
рой подводится переменное напряжение, с целью уменьшения ам-
плитуды колебаний, возникающих в момент запирания диодов вы-
прямителя;
введение экранирующих прокладок между транзисторами
усилителя мощности и радиатором, которые соединяются с от
рицательной шиной выпрямителя и уменьшают емкость паразит
ной связи.
Источники и модули питания бортовой аппаратуры обычно
конструктивно размещаются вместе с функциональной аппарату-
рой, которую они питают. Для уменьшения массы и габаритов
таких ИВЭ целесообразно совмещать элементы конструкции при-
бора с теплоотводом. Пример такого выполнения конструкции
модуля питания показан на рис. 11,4. Модуль выполнен в алю-
миниевом корпусе, на основании I которого размещаются тепло-
выделяющие элементы 3. В мощных полупроводниковых приборах
один из выводов обычно соединен с корпусом. Поэтому установка
их на общее металлическое основание производится через электро-
изоляционные прокладки, Слаботочные элементы 6 и цепи управ-
ления размещаются на печатных платах 2. Электрическая связь
между верхней и нижней платами осуществляется через эластич-
ный плоский кабель. Входное и выходные напряжения выведены
через изолированные выводы 4, 5, размещенные на противополож-
ных боковых стенках модуля.
Корпус модуля питания, являясь одновременно и радиатором,
обеспечивает отвод теплоты от мощных полупроводниковых при-
боров. Кроме того, при установке модуля питания в корпус при-
бора масса последнего используется как дополнительный теплоот-
вод.
В конструкциях источников электропитания могут быть ис-
пользованы и другие решения, обеспечивающие передачу теплоты
от тепловыделяющих элементов иа корпус прибора.
На рис. 11.5 показан пример выполнения печатных плат на теп-
лоотводе. На пластине I из алюминиевого сплава с помощью тепло-
проводного клея ВК-9 укреплены печатные платы 2. Переход с
одной печатной платы на другую осуществляется через изолиро-
ванные штыри 3. Мощные тепловыделяющие элементы 4 устанавли-
460
ваются непосредственно на металлическую пластину / через прорези
в печатной плате. Для электрической изоляции от общего тепло-
отвода мощных полупроводниковых приборов, у которых один из
выводов соединен с корпусом, применяются изоляционные про-
кладки из теплопроводного материала, например анодированного
алюминия, устанавливаемые с применением теплопроводной пасты
КПТ-8.
Конструкция одной из ячеек питания открытого типа для МЭА
показана на рис. 11.6 [51. Основанием ячейки служит печатная пла-
та /, на которую наклеена металлическая рамка 2 с установленными
на ней микросборками 3. На поле печатной платы и металлической
рамке выделены зоны 4 для установки дискретных элементов, вхо-
дящих в состав ИВЭ. Электрические соединения ячейки осуществля-
ются через контактные площадки (или выводы), которые размеща--
ются на контактном поле 5. Габаритные и присоединительные раз-
меры ячеек унифицированы, это позволяет производить их монтаж
и герметизацию в составе МЭА с наименьшими потерями полезного
объема.
Ячейки с микросборками помещаются в герметичный объем,
заполненный сухим газом с избыточным давлением 30 кПа, что га-
рантирует только истечение газа из герметического объема и исклю-
чает проникновение влажного воздуха во внутрь его.
Массогабаритные характеристики ИВЭ, выполняемые по тон-
ко- или толстопленочной технологии с применением бескорпусных
элементов, ИМС и гибридных ИМС существенно зависят от вы-
бранного способа герметизации прибора. Объясняется это тем, что
комплектующие элементы ИВЭ имеют различную высоту, например,
гибридные ИМС на поликоровой подложке не превышают 3—4 мм,
в то время как трансформаторы, дроссели и конденсаторы сглажи-
вающих фильтров могут иметь высоту 10—15 мм. Вследствие это-
го плотность упаковки элементов получается низкой —- не более
0,2—0,5 эл/см3. Для сравнения отметим, что плотность упаковки
в цифровых устройствах МЭА составляет 10—30 эл/см3
Рис. 11.5. Конструкция печатной
платы ИВЭ на теплоотводе:
! — алюминиевая пластина: 2 — пе-
чатные платы: 3 — проходные изоля-
торы; 4 — тепловыделяющий полупро-
водниковый прибор; 5 — стенки кор-
пуса
Рис. 11.6. Конструкция ячейки пи-
тания микроэлектронной аппарату-
ры:
/ — печатная плата; 2 — металличе-
ская рамка: 3 — микросборкй Откры-
того типа; 4 — зовы для установки
дискретных элементов; 5 — контактные
площадки
461
Рис. 11.7. Удельные характеристики некоторых типов ИВЭ.
I— Un-27 В. гибридно-пленочный (РП + CHI. /к-50 кГц; 2 — (Уч = 27 В. «а
дискретных ЭРИ (РП + СН); /п-50 кГц; 3- ИПБВ; (Л--220 В; /с = 50 Гц
fn = 20 кГц; 4 —и I- =220 В; 3 фазы: /с=400 Гц (ВР); 5 - (Ус =220 В. 3 фазы
/.--50 Гц (ВР): 6 - Uc = 220 В. 1 фаза. /<- = 400 Гц (ВР); 7 - Uc = 220 В. I фаза
/с = 50 Гц (ВР). ВР — выпрямитель регулируемый
Возможны два способа компоновки ИВЭ для МЭА: 1) ячейки
питания размещаются и герметизируются в одном корпусе с функ
циональным прибором, который они питают; 2) из герметизованных
ячеек набирается отдельный блок питания. Первый способ явля
ется предпочтительным; он обеспечивает высокие удельные харак
теристики источников питания (более 100 Вт/дм3) и функциональ
ную законченность приборов. Во втором случае удельные харак-
теристики ИВЭ значительно ниже (40—50 Вт(дм3). Кроме того,
возникает проблема соединения ИВЭ с другими приборами через
гермосоединители и кабели, параметры которых ухудшают электри-
ческие характеристики выходных питающих напряжений: увели-
чивается падение напряжения на соединительных проводах, а
паразитные индуктивности и емкости кабеля увеличивают пульса-
цию постоянных напряжений и могут явиться причиной возникно-
вения генерации в ИВЭ.
При сравнении различных типов ИВЭ и оценке качества спро- '
ектированных приборов пользуются удельными показателями. ’
Вт/дм3 или Вт/кг На рис. 11.7 приведены графики зависимости "
удельного объема от выходной мощности для некоторых типов ИВЭ.
Графики построены по результатам анализа данных ряда разрабо- '
тайных приборов за последнее время. Следует отметить, что удель-
ные показатели, определяемые по графикам иа рис. 11.7, являются
весьма ориентировочными; они иллюстрируют тот факт, что срав-
нивать между собой можно только однотипные ИВЭ, работающие
в одинаковых условиях эксплуатации.
462
11.4. Обеспечение надежности на этапе разработки
приборов
Источники вторичного электропитания должны в течение опре-
деленного времени сохранять свои параметры в пределах, заданных
требованиями ТЗ, обеспечивая бесперебойную работу РЭА, которую-
они питают. Надежность ИВЭ обеспечивается всеми мероприятиями,
выполняемыми на этапах разработки, изготовления и эксплуата-
ции приборов. При этом основы надежности закладываются на эта-
пе разработки мероприятиями, без выполнения которых трудно-
рассчитывать на создание надежных источников питания.
Основными причинами ненадежной работы ИВЭ являются не
только катастрофические отказы элементов, но также неправильно
заданные требования к качеству выходных питающих напряжений,
при которых РЭА не может обеспечить требуемые тактико-техничес
кие характеристики, ошибки, допущенные человеком при производ-
стве и.эксплуатации приборов и т.п. Хотя в некоторых случаях раз-
работчик и не отвечает формально за многие из этих причин отказов,
он, как правило, может оказать решающее влияние на обеспечение
высокой надежности разрабатываемых им приборов, если позаботит-
ся об этом на раннем этапе при проектировании ИВЭ.
Можно сформулировать следующий план обеспечения надеж-
ности ИВЭ при нх разработке:
I) разработка технических требований к выходным параметрам
ИВЭ с учетом заданных условий эксплуатации;
2) выбор структурной схемы устройства, в которой наиболее
просто реализуются заданные технические требования;
3) . выбор элементной базы и облегченных режимов работы;
4) разработка конструкции, обеспечивающей безошибочность
действий человека с аппаратурой в процессе ее производства и
эксплуатации;
5) испытания макетов в процессе эскизного проектирования.
Разработка технических требований к источникам питания ве-
дется заказчиком с участием разработчика ИВЭ. При этом разра-
ботчик нередко знает значительно, больше, чем заказчик, не только
о том, как выполнить требования ТЗ, но и как нужно их сформу
лировать, чтобы прибор был надежным. Поэтому разработчик ИВЭ
должен не только формально, но и по существу чувствовать себя
ответственным за надежность разрабатываемого устройства. Нередко
при согласовании ТЗ возникают противоречия между заказчиком
и разработчиком, разрешить которые можно только достигнув взаи
мопонимания. Заказчик должен четко сформулировать условия
эксплуатации ИВЭ, возможные режимы работы аппаратуры и тре-
бования к питающим напряжениям, их стабильности, допустимым
уровням пульсации. Необоснованно завышенные требования к па-
раметрам усложняют электрическую схему прибора, снижают на-
дежность ИВЭ. Разработчик при согласовании ТЗ должен учитывать
специфику работы ИВЭ в комплекте. Например, при согласовании
допустимой пульсации в ИВЭ с высокочастотным преобразованием
энергии необходимо учитывать узкие пики, устранить которые
значительно проще на маломощном входе потребителя с помощью
простого развязывающего фильтра, чем на сильноточном выходе
ИВЭ.
Перспективным для повышения надежности является установ-
ка интегральных стабилизаторов непосредственно у потребителя.
463
При этом достигается защита аппаратуры от воздействия помех,
исключается влияние соединительных кабелей на качество питаю-
щих напряжений
Выбор структурной схемы ИВЭ должен производиться с уче-
том обеспечения надежности. Для этого разработчик должен ввести
в схему ряд функциональных узлов, которые могут быть не ука-
заны в ТЗ. например защита силовых элементов ИВЭ от возможных
коротких замыканий в нагрузке, защита потребителя от превыше-
ния и понижения выходных питающих напряжений и т.п. При вы-
боре структурной схемы ИВЭ надо максимально использовать имею-
щийся научно-технический опыт, применять проверенные и испы-
танные функциональные узлы, новые технические решения должны
быть исследованы и проверены на макетах.
Выбор элементной базы в наибольшей мере влияет на надеж-
ность ИВЭ. Разработчик должен хорошо знать характеристики эле-
ментной базы, быть эрудированным в принципах работы с тем.
чтобы грамотно использовать элементы в разрабатываемых прибо-
рах. При выборе силовых полупроводниковых приборов для им-
пульсных ИВЭ необходимо учитывать наряду с частотными свой-
ствами их перегрузочную способность по току' и напряжению, так
как в переходных процессах коммутации такие режимы наиболее
опасны. При выборе полупроводниковых приборов для схем управ-
ления ИВЭ предпочтение нужно отдавать полупроводниковым ин-
тегральным микросхемам; они позволяют реализовать многие функ-
ции управления ИВЭ с меньшим числом элементов и паяных соеди-
нений.
Надежность элементов в значительной степени зависит от их
электрических и температурных режимов работы в составе ИВЭ
Для повышения надежности элементы необходимо использовать в
облегченных режимах, определяемых коэффициентами нагрузки
Коэффициент нагрузки — это отношение данного параметра эле-
мента в рабочем режиме к его максимально допустимому значению.
Коэффициенты нагрузки для ЭРИ в источниках электропитания
обычно устанавливаются по нескольким параметрам одновременно,
например, по напряжению, току, рассеиваемой мощности, темпера-
туре. В табл. 11.4 приводятся рекомендуемые значения коэффициен-
тов нагрузки для некоторых типов ЭРИ. наиболее часто используе-
мых в ИВЭ.
Меры, направленные на безошибочную работу человека с ап-
паратурой, должны предусматривать исключение возможных оши-
бок, которые может допустить человек в процессе производства или
эксплуатации ИВЭ, в результате чего блок питания или питаемая
от него аппаратура выйдет из строя. Типичными ошибками такого
вида являются: перемена полярности входного напряжения питания
постоянного тока, в результате чего в блоке питания возникает
короткое замыкание и «выгорает» входной каскад ИВЭ; перемена
местами входного и выходного соединителей, от чего «выгорают»
выходные цепи блока питания; отключение блокировки или системы
охлаждения мощных высоковольтных ИВЭ и т.п.
Для устранения таких ошибок разработчик на этапе проекти-
рования должен так развести цепи напряжения питания, чтобы мон-
тажник или оператор не смог перепутать плюс с минусом. Кроме
того, необходимо предусмотреть блокировку и сигнализацию, чтобы
без включения системы охлаждения нельзя было включить мощ-
ный выпрямитель и т. п.
464
Таблица 11.4
Рекомендуемые коэффициенты нагрузки для некоторых типов
элементов, используемых в источниках электропитания
Элементы и их параметры Коэффициент нагрузки
Резисторы: по напряжению rto мощности Конденсаторы: по напряжению • по реактивной мощности Выпрямительные диоды и тиристоры по прямому току по обратному напряжению по температуре перехода Стабилитроны: по максимальному току стабилизации по минимальному току стабилизации Транзисторы; по току коллектора по напряжению коллектор — эмиттер по рассеиваемой мощности по температуре перехода о,7—о,а 0,3—0.7 0,7—0,8 0,8—0,9 0,7—0,8 0,7—0,85 0,7—0,8 0,7—0,8 1,3-1,5 0,7—0,8 0,7—0,8 0.7—0,8 0,7—0,8
Если позволяет конструкция, то входное и выходное напряже-
ния питания ИВЭ необходимо вывести на два раздельных соедини
теля, отличающиеся между собой габаритами или конструкцией,
чтобы их невозможно было перепутать при стыковке.
Испытание макетов в процессе эскизного проектирования поз
воляет экспериментально подтвердить правильность принятых ре
щеиий по обеспечению заданных технических требований по ТЗ.
измерить режимы работы элементов, определить температуру на
грева силовых полупроводниковых приборов и проверить доста
точность принятых мер по обеспечению допустимых температурных
режимов элементов.
Лабораторно обработочные испытания конструктивного маке-
та ИВЭ обычно проводятся автономно. Основная задача этих испы
таний по обеспечению надежности состоит в том, чтобы выявить
«слабые места» в схеме ИВЭ, в конструкции и устранить их на ран
нем этапе разработки, до выдачи задания на конструирование опыт
ных образцов ИВЭ. Разработчик должен составить программу ис-
пытаний, включив в нее не только проверку выполнения требований
ТЗ, но и определить работоспособность в более жестких режимах
с целью выявления имеющихся запасов.
Результаты испытаний должны фиксироваться в протоколах
или в специальном журнале и оформляться отчетом. Разработчик
должен тщательно анализировать полученные результаты и прини
мать по ним решения об изменении схемы или доработке конструк
дин.
Кроме автономных испытаний необходимо провести совместные
отработанные испытания макета ИВЭ с приборами РЭА, для питания
которых они предназначены. Цель таких испытаний состоит в про
465
верке правильности заданных параметров по ТЗ, уточнении токов
потребления по каждой выходной цепи, определении помех по вход-
ным шинам питания, наводок и помех от ИВЭ, а также других
взаимных влияний, определяющих надежность аппаратуры.
При разработке ИВЭ с особо жесткими требованиями по надеж-
ности возникает необходимость их резервирования. Такую задачу
приходится решать при разработке необслуживаемой аппаратуры
с длительным сроком службы или при разработке автоматов, которые
должны выполнять возложенные на них функции при одном отказе
любого комплектующего элемента. Одним из возможных способов
построения источников питания такой аппаратуры является по-
элементное резервирование. Однако при этом возрастают потери
мощности в блоке питания, возникают трудности проверки резерви-
рованных элементов. Более рациональным является поканальное по-
строение аппаратуры, при которой каждый резервируемый объем
функциональной РЭА выполняется со своим автономным источником
питания. При этом включение и выключение аппаратуры, а также
проверка резерва осуществляются подачей на ИВЭ входного на-
пряжения питания.
Обычно аппаратура повышенной надежности выполняется трех-
канальной с мажоритарным элементом, обеспечивающим работо-
способность при исправных любых двух каналах с автономными
источниками питания в каждом канале. Габариты и потребляемая
мощность такой аппаратуры существенно возрастают. Улучшить
массогабаритные и энергетические характеристики можно за счет
двухканального построения аппаратуры, из которых один канал
является рабочим, а второй находится в «холодном» резерве. В этом
случае источники питания также выполняются автономными для
каждого канала, а переключение каналов осуществляется специаль-
ным автоматом. Питание этого автомата нельзя осуществлять ни от
первого, ни от второго каналов, так как в момент переключения
каналов он вообще будет обесточен. Для питания такого автомата
выполняется отдельный маломощный ИВЭ, обычно трехканальный
Глава двенадцатая
Подавление электромагнитных помех
в источниках вторичного электропитания
Источники вторичного электропитания содержат цепи с изме-
няющимся во времени током. Большинство ИВЭ являются источ-
никами электромагнитных помех (ЭМП), интенсивность и спектраль-
ные характеристики кото-рых зависят от скорости и степени изме-
нения тока (напряжения), конструкции помехоизлучающих элемен
тов, монтажа межузловых соединений и контуров заземления. Вы-
сокий уровень регулярных импульсных помех создают инверторы,
конверторы, импульсные стабилизаторы напряжения переменного
и постоянного тока
Электромагнитная совместимость (ЭМС) источников вторим
ного электропитания в РЭА обеспечивается на этапе их проектиро-
вания прогнозированием возможных источников ЭМП, снижением
уровня ЭМП в местах их возникновения, подавлением помех, излу
466
Рис. 12.1. Структурные схемы распространения кондуктнвных помех
по симметричному (а) и несимметричному (б) путям. Эквивалентные
сопротивления: Ze.n — сети питания ИВЭ; Zy — утечки от корпуса на
шину заземления; Zt2 — нагрузки ИВЭ; Zcl, Zc2, Zm, Z20 — нагрузки
в цепи несимметричных помех
чаемых в пространство, и помех, передаваемых по проводам пита
ния, сигнализации и управления, выполнением монтажных соеди
нений с учетом требований помехоподавления, снижением воспри-
имчивости к помехам от ИВЭ в аппаратуре, т. е. помехозащищен-
ностью ее. Удельные массогабаритные показатели устройств поме-
хоподавления не должны существенно снижать характеристики
всей системы электропитания.
Распространение ЭМП по проводам (кондуктивные помехи), про-
исходит по симметричному (рис. 12.1. а) и несимметричному (рис
12 1.5) путям. Распространение ЭМП в окружающее ИВЭ простран-
ство (помехи излучения) проявляется в виде электрического, маг
иитиого и электромагнитного поля в ближней или дальней зоне
приема помех. Особенностью ИВЭ является преимущественное про-
явление электрического и магнитного поля в ближней зоне, в то
же время кондуктивные помехи могут распространяться на десятки
и сотни метров от источника помех.
12 .1. Методы подавления электромагнитных помех
Схемотехнические методы подавления ЭМП используются на
начальных стадиях проектирования ИВЭ при выборе схемы и элек-
трических режимов работы элементов, при размещении их н соеди-
нении с корпусом.
Выбор схемы построения ИВЭ. Относительно низкий уровень
ЭМП обеспечивают:
двухтактные схемы преобразователей напряжения с незави-
симым возбуждением и поочередной коммутацией транзисторов |3|;
тиристорные ИВЭ с включением ключевого элемента прн пере-
ходе фазы сети через нуль;
импульсные стабилизаторы постоянного тока, не инвертирую-
щие полярность;
инверторы с насыщающимися трансформаторами, использую-
щие коррекцию асимметрии переключения (87];
преобразователи с амплитудно-импульсным преобразованием
тока треугольной формы.
Применение элементов в схеме ИВЭ должно предусматривать
выбор транзисторов с граничной частотой коэффициента пере-
дачи тока, не превышающей времени обратного восстановления
диода в контуре переключения;
467
выбор выпрямительных диодов с минимальным временем вое
становления обратного сопротивления;
плавную характеристику насыщения сердечника дросселя вы-
ходного фильтра импульсного стабилизатора постоянного тока;
незначительное снижение магнитной проницаемости сердечника
дросселя при увеличении тока в его обмотке;
минимальную емкостную связь между обмотками в трансфор-
маторе преобразователя напряжения;
- использование во входных и выходных фильтрах конденсато-
ров с малым эквивалентным последовательным сопротивлением.
Электрические режимы элементов и узлов ИВЭ. Скорости на-
растания и спада тока при формировании импульса переключения
должны быть ограничены. Это достигается использованием следую-
щих схемных решений.
включением последовательно с ключевым транзистором индук
тивности Ln т, значение которой определяется по формуле
п.т ^ф (wo Н’ (12.1)
включением параллельно коммутирующему диоду конденса-
тора Си„ емкость которого выбирается из условия J88)
(Лф/гн In (| Сд Сш (0,16Тф/ги) Сд, (12.2)
где Тф — длительность фронта переключающего импульса; Сд —
общая емкость диода.
В переключающих транзисторах коэффициент избыточности
тока базы /г|)ас •= /g//B max выбирается так, чтобы ои не превышал
значения, определяемого условием минимальных потерь на пере-
ключение (3|.
Входной LC фильтр ПН или ИСН должен ограничивать импульс-
ное потребление тока от питающей сети в соответствии с заданным
коэффициентом пульсации тока #пп t и выбранной скважностью Q.
Индуктивность фильтра при входной емкости Спх.ф и частоте преоб-
разования /„ должна выбираться из условия
^-их.ф ® (' ~ I /Q)/fn вх.ф • (12.3)
Некоторые примеры схемотехнических решений, предусматри-
вающие снижение уровня ЭМП от ИВЭ, приведены в табл. 12.1.
Конструктивное размещение элементов ИВЭ должно предусмат-
ривать
взаимную компенсацию магнитных потоков в контуре переклю-
чения, например, применение бифилярного монтажа цепей с им-
пульсным током;
поузловое экранирование элементов схемы ИВЭ в силовом кон-
туре;
снижение паразитных емкостных связей между корпусом и
элементами с импульсным током.
Подключение узлов с импульсным током должно осуществлять-
ся наикратчайшим монтажным соединением. Необходимо разделять
цепи постоянного и импульсного тока при соединении этих цепей в
отдельных конструктивно определенных точках, исключать неконт-
ролируемое присоединение к общей шине, цепи с импульсным током
монтировать с учетом возможных путей распространения ЭМП.
В табл. 12.2 приведены примеры конструктивного размещения и
монтажного соединения некоторых элементов ИВЭ.
468
Табл иц a 12.1
Основные выражения для схем подавления переходных процессов
в некоторых силовых узлах ИВЭ источников вторичного
электропитания
^Огр 0 * ® ^та х
469
Окончание табл. 12.2
Схема
Расчетная формула
7?,. |Ом| = 0,1 (4(3,2 Ус )'+50Шр тах
(^Р тих
В табл, г2.1 обозначено;
Umax — амплитуда переменного напряжения дросселя (трансформато-
ра), U’pmax — максимальное напряжение на дросселе (трансформаторе) в
момент размыкания ключа; Ri — выходное сопротивление источника напря-
жения.
Таблица 12.2
Примеры конструктивного размещения и монтажного соединения
некоторых элементов источников вторичного электропитания
Взаимная компенсация
магнитных потоков при
размещении элементов
ИВЭ иа плате (подлож-
ке)
470
Окончание табл Г2.2
Уменьшение емкостных
связей
Разделение цепей посто-
янного и импульсного
тока
471
Рис. 12.2. Схема разводки
трех нагрузок; Ша — шина
заземления общих проводов
источника вторичного элек-
тропитания
Соединение с корпусом должно
исключать случайный монтаж. Точки
соединений с корпусом целесообраз-
но предусматривать в чертежах
ИВЭ. При выполнении монтажа эле-
ментов следует придерживаться сле-
дующих основных правил:
исключать образование замкну-
тых контуров заземлений с большой
площадью;
общие провода необходимо объ-
единять шиной, обеспечивающей ми-
нимальное сопротивление между
точками подключения;
ИВЭ постоянного тока, предназ-
наченные для нескольких потреби-
телей. должны использовать ра-
диальную схему разводки парами
проводов (рис. 12.2):
ИВЭ необходимо заземлять.
металлические корпуса
все сигнальные заземления не должны подключаться к контуру
Заземлений силовых импульсных цепей.
Заземление ИВЭ в системе электропитания осуществляется в
самом ИВЭ непосредственно на его выходных (входных) зажимах
или вне ИВЭ у потребителя. В первом случае фильтрация заземляю*
щего провода не требуется, во втором — по входным и выходным
цепям следует устанавливать фильтры. Все другие соединения с
Землей должны отсутствовать, а подключение к корпусу устройства -
необходимо делать через общие шины электропитания, как это по-
казано на рис. 12.2 (шина ZZ/0).
12 .2. Помехоподавляющие фильтры
Серийно выпускаемые помехоподавляющие фильтры (ППФ) и
помехоподавляющие конденсаторы предназначены для подключе-
ния к готовому оборудованию. Однако требование подавления помех
в местах их возникновения вызывает необходимость разработки
ППФ для встраивания их в ИВЭ. Выбор типа фильтра зависит от
соотношения сопротивления источника помех и его нагрузки, а
также от вида ЭМП (симметричные или несимметричные помехи).
В табл. I2.3 приведены рекомендации по применению ППФ и их
основные схемы.
Расчет полных сопротивлений при анализе ЭМП кондуктивного
типа по функциональной схеме на рис. 12.3 в большинстве практи-
ческих случаев можно свести к расчету реактивных составляющих,
полученных в результате спрямления экспериментальных частот-
ных зависимостей полных сопротивлений или расчетных частотных
Рис. 12.3. Функциональная схема конту-
ра подавления помех, Z<, Zu, Zl, Zc,
Z„ — сопротивления источника помех,
линии, ЛС-фильтра и нагрузки
472
Таблица 12.3
Применение помехоподавляющих фильтров при различных
соотношениях сопротивления источника
и нагрузки электромагнитных помех
Тип фильтра Сопротивление Схемы фильтров
источника нагрузки Несимметричные помехи Симметричные помехи Симметричные и несимметричные помехи
Емкостный Высокое Высокое О . о 1 'О
Г-образный, с ин-
дуктивным вхо-
дом
Низкое Высокое
473
Г-образный, с ем-
костным входом
Высокое Низкое
Окончание табл. 12.3
Тнп фильтра Сопротивление Схемы фильтров
источника нагрузки Несимметричные помехи Симметричные помехи Симметричные и несиммет- ричные помехи
П-образный Высокое Высокое , т : 1
л i • 1 : “1
Т-образный Низкое Низкое —
л-звенный Высокое Высокое зли -т
Примечание. Для симметричных помех: = ^'общ = ^‘‘,2; АЛЯ симметричных и несимметричных помех: ^-общ =
= 2i-’ Собщ^С/^ — симметричные, ^ойщ=£-. Собщ = С — несимметричные
Рис. 12.4. Примеры спрямления частотных характеристик полных со-
противлений:
а — конденсатора; б — дросселя; в — внутреннего сопротивления
сети; г — нагрузки
характеристик внутреннего сопротивления ИВЭ, его нагрузки и
элементов ППФ — емкости конденсатора С и его собственной ин-
дуктивности Lo, индуктивности дросселя L и его собственной ем-
кости Со.
На рис. 12,4 приведены примеры спрямления частотных харак-
теристик полных сопротивлений методом равных площадей выше
прямой (вертикальная штриховка) и ниже прямой (горизонтальная
штриховка). По наклонам прямых и их пресечениям определяются:
составляющие внутреннего сопротивления сети
Li = 0,16 AXL /А/; С, = 0,16/ДХс. А/. (12.4)
составляющие нагрузки
LH = 0,16 АХ, /А/; '-и Сн = 0,16/АХг А/; и (12.5)
значения элементов ППФ
L = 0,16 AXL/A/; С — 0,16/АХс А/; (12.6)
. La = 0,16 АХ, /А/; '-о Со = 0,16/АХг А/; -о (12.7)
резонансные частоты, при которых происходит перемена вида
реактивности,
/р=0,16 (1аСр)-0.5, (]2 8)
где а и Р — индексы пересекающихся спрямленных графиков.
475
При отсутствии экспериментальных частотных характеристик
полных сопротивлений контур помехоподавления строится по рас-
четным данным, исходя из схемотехнических решений ИВЭ, его на-
грузки и ППФ, элементы которого оцениваются с помощью частот-
ных характеристик конденсаторов и дросселей с учетом их паразит-
ных параметров (номограммы на рис. 12.5 и 12.6). Номограммы поз-
воляют определить частоты собственных резонансов дросселя и
конденсатора и принять решение об использовании выбранных эле-
ментов ППФ в заданном диапазоне частот.
В § 12.5 приведен метод экспериментального определения мо-
дулей полных сопротивлений конденсаторов и дросселей и вычисле-
ния по результатам измерения значений паразитных параметров
Lo и Сд.
Проверка граничной частоты резонанса контура помехоподав-
ления является важным этапом расчета ППФ. Критерием правиль-
ного выбора следует считать непревышение ее значения нижнего
предела частоты заданного диапазона помехоподавления.
В табл. 12.4 приведены данные по схемам замещения для основ-
ных типов ППФ и ход решения по номограммам на рис. 12.7 и 12.8
Определение граничной частоты производится для нескольких ва-
риантов ППФ. Пользование номограммами предусматривает приме-
нение в исходных данных сложение емкостей (рис. 12,7) или сложе-
ние индуктивностей (рис. 12.8). Линии связи элементов контура по-
давления помех представляются индуктивностью Ья,
Расчет помехоподавляющего контура проводится по следующим
исходным данным: диапазон частот подавления помех, в котором
обеспечивается максимальный коэффициент ослабления fn—f02;
минимальный коэффициент ослабления помех Komin ПРИ минималь-
ном пределе частотного диапазона /н.п; рабочий ток и напряжение,
вид тока, падение напряжения на дросселе фильтра; конструктив-
ные требования и требования по технике безопасности. Порядок
расчета помехоподавляющего контура следующий.
1. В заданном диапазоне частот производят оценку полных со-
противлений нагрузки ZH и внутреннего сопротивления ИВЭ Z,-.
При этом вычисляют параметры схемы замещения С,-, L;, Сн, LH по
формулам (12.4), (12.5).
2. В заданном диапазоне частот определяют порядок значений
сопротивлений ZH, используя параметры Сн или L„ и Z;, а также па-
раметры С, или Lf. При этом могут применяться номограммы на
рис. 12.5 н 12.6.
3. По табл. 12.3 выбирают принципиальную схему ППФ, удов-
летворяющую определенному виду помех (симметричные или несим-
метричные помехи).
4. По табл. 12.4, используя данные пп. 1 и 2, а также требова-
ния по удаленности нагрузки от ИВЭ, выбирают схему замещения
контура подавления помех.
5. По графику на рис. 12.9 определяют индуктивность проводов
линии питания заданного диаметра и длины /.
6. Определяют возможность использования в качестве помехо-
подавляющего элемента блокировочного конденсатора. По формуле
из табл. 12.4, соответствующей выбранной схеме замещения, оп-
ределяют значение емкости конденсатора, а с помощью номограммы
на рис. 12.5 принимают решение о целесообразности его использо-
вания, ориентируясь на практическую возможность осуществления
необходимой для заданного частотного диапазона собственной ин-,
дуктивности конденсатора.
476
Рис. 12.5. Частотная характеристика дросселей
Рис. 12.6. Частотная характеристика конденсато-
ров-
00
Рис. 12.7. Номограмма резонансной частоты контура подавления помех по исходным значениям ем-
костей
Рис. 12.8. Номограмма резонансной частоты контура подавления помех по исходным значениям ин-
дуктивностей
(0
Основные характеристики и схемы замещения контуров подавления
Эквивалентная схема помехоподанленпя. Коэффициент ослабления Ко Соотноше- ние пол- ных сопро- тивлений Схема замещения. Емкость фильтра
•> 2 3
1. Конденсатор, включенный непосредственно
7-С бл
Za.
7'С бл
«оС„
Х0 (^-нЧ-^-i)
4л'/||.п LH Li
2. Конденсатор, включенный на
Z« ^л)
^Сбл (2н+2(+^л)
Ко(14-Сн/С;).
4л^.1,
480
Таблица 12.4
помех
Граничная частота резонанса контура помехоподавлення /р Номограмма
№ рисунка. Ход решения Параметры номограммы
4 5 6
на выходе ИВЭ и на входе нагруз> СИ
Резонанс отсутствует —
0.16 (Z.„ Сг,л)~08 Рис. С 12.7 k С — Сбл Z. — L„
0.16|Д/(Сбл + Сн)Г°-5 с=сбл+ c„ L <= L,
ftp
1 LtLH \-0.5 0,16 -7-7-7- Рис. ^2 12.8 > r- t« - 1
h ftp
входе нагрузки после линии л 1аГ/ 1-0-5 0, 1о 1 ЬЛ 1 1 С> + Сбл + Сн ] Рис. Г Сг 12.7 Ci ’“СблЦ-Си CS = C(. Z. — Ln
Cj ftp
16 Зак 726
481
I * I
^Л £н
2С бл •£<) ^-л ^-н ,,-r^Y1) - z\ См 4= 5сн 1_г £HCf Д' —U—L_ ° L ьл
3. Конденсатор, включенный на
_____________
2С бл )
482
Продолжение табл. 12.4
4 5 1 6
( CiCrm 0.5 0.16 Ал— ’ 1 \ Ci + С бл / Рис. r c2 12.7 "\Z г- P П «Г- bs O\ Pi Й
C, ftp
0,16 (Сбл °'5 Рис. C 12.7 t-. 11 г ?
выходе ИВЭ до линии и нагрузки / Сбл Сн \ — о • 5 °’16 Г" с Jr Рис. 4 12.7 C' P ° ii 'll ’ll p- о Q to о z to
Ct ftp
0, 16 (L^+l,,)|-°-5 Рис. c 12.7 k C — Cqji ^л+
1 о..16 (L; СблГ °'5 ftp C = Cqjj L-^Lt
n .cf/ СблС1< °'5 Рис. C c2 12.7 \© x s; 'J U -J II || 11 и и
Cl ftp
16'
483
4. Конденсатор, включенный
ечГ] «5 -Ж 5 т гчП <—с—т-(^ е bi U* 2Л1 « ~ ^Л2 Ln1 Ко< = = Гн ~ 6л
2 14- Zjh 2 С бл 2Н ; 2 С бл « f-Л, с Ко Г.
Продолжение табл. 12.4
4
5
6
после части линии до нагрузки
о . СблСн \-o.5 О.ш ьЛ2 1 \ ^бл“г^н / Рис. с сг 12.7 \4 > г с Л и а О О to Д СЛ
с, Ъ
0,16 |Сбл (4-Лла)| Рис. С 12.7 е> Ч II -4 li i
• ъ
включенный на выходе ИВЭ и bxoj A .Л, (СФ + СН)С* I-»5 о. 16 L(h ” 1 L Сф-|-сн-|-с^ ] хе на груз к Рис. f ^2 и 12.7 \4 г~ ri II" .. «* — Н и о е -9 + Р
/ С,Сф \-0.5 О.»6 Ц ' X \ ь i 4 С ф / Г- р Р « II II
Г, f;p
о, i6|Ui 4-Дф) (Сф-ьсн)]-05 Рис. С 12.7 к £ = +^н L ~L^ 4*
fa
L ф EnQ Л'о’< 1 4~ Lj 4я2^.„ 0 Lh 'L„) -Ф
486
Продолжение табл. 12.4
< I 5 I 6
Рис. 12.8
о,1бкф'--"</-| + Лф) У0,5 L 4- А г -4- £ф J L ч С ^-1 — “Ь ^ф С-Сф
h flp
включенный на выходе ИВЭ до линии и нагрузки
/ СфС„ у-0.5 о, 16 1 \ c<j>+с,( / Рис С с2 12.7 Xi & S 4 U U >J II II II — M ^1 0
С, 6/>
Рис. 12.Z
0.16 |Сф(/..„4- /-п)|-0Л с С=СФ L — Z-ji+ LH
ггр
Рис. 12.8
а а; + £ф)«.и+1лП-°'5 0,1616* L Lt + ^-ф + Ln + Ln j t tz С —Сф Ci — Lt + Lф Li = LH -f- Lji
487
ZH (-Z^-hZi)
4ЗД
К О t-Ц
1 + ^-ф/ /-Л
Продолжение табл. 12.4
включенный иа выходе ИВЭ и на входе нагрузки
о.1б(дф 1 ф с,],+сн / — 0,5 Рис. С Сг 12.7 и" С II И II Си"’
Ър
0,16 |Сф (£ф + 1ц)|“ -0.5 Рис. А 12.7 с-сф £ — £ф 4"^ н
f?p
U. ID 1 С.к — 1 А СФ+ С„ ) -0.5 Рис. С Сг Ts 12.7 А 3 U К II II -* N sj и <J
Ьр
включенный после линии ( сфсн \ И Сф + cJ -0,5 Рис. С ^2 12.7 V о п II 'll е" Р е*
С, fV
^С1 —
^С1
zcl <z-
] / К‘> (Ci ~Ь £")
|/
Z Ltp
I ^С2' ()
I____
2л/к. u
С'н'С^-ф С/«Сф1 С, f f.Q] ф _ Сф1 _ _ С$2
1 2л/н. н V -
С f-<^ Лф Ск«сф2 ц г Еп(Э/ -Сф?:: Сф2
1 2W и 14 /л О £Н Еф
♦90
П родолжение табл. 12.4
4 5 6
0,16 |(£ф 4-tH) СфГ °’5 Рис. С Л 12.7 к С=Сф £ =s £,|) £()
flp
л \г Ь- ^Ф 1—0.5 L С + ^-.Ч + ^-ф 4~^,l J Рис 1 L 2.8 S.C О II II е1 + + г Ss*
Ч f>p
на выходе ИВЭ и входе нагрузки 0 Ifi// СФ1СФ2 \-°.5 и. 10 1 Сл, \ Сф| + ^ф2 / Рис С Сг !2.7 .ё S е U II II И . . и и -J
Ci fip
491
10. П-образный фильтр, включенный
~ ^С2
Zti:
ZCi *
2л •?/_(],
Z.4 tqj
I Г Хо(1+Сн/С;)
/н.п у ^-ф
11. Т-образный фильтр, включенный
Zz2
^Сф
~ ^/.21
4-Ф«г„:
Z„»Zz.2
£ф2'
Ко
4лг/н.иЧ
zLizH
^Сф (^1.1 +гн)
^/.ф =
~^L\ ~
~Zl.l
Ко
4^.пЧ
492
Окончание табл. 12.4
после линии на входе нагрузки
Рис 12.7
О.ФИф -- 1 \ "b / С Сг г, е> о || 7i и р е?
С, fgp
на выходе ИВЭ и входе нагрузки
О .«// СЧ|С" У0'5 O.lb Ljj | \ ф Сф + с„ j Рис. 12.7 II Г р Д Г II II е S' о г> ” II х ®
f
С,
0.16 |СФ (Лф 4-Ди)| ~~0 5 Рис С 12.7 С=Сф
г \ - L — 1-ф -|- /.и
7. При использовании индуктивно-емкостного фильтра по номо
грамме на рис. 12.10 и исходным данным Ко тах, и /02 необходимо
определить произведения LC и Д0С0, соответствующие наклонным
прямым, как это предусмотрено ходом решения номограммы на
рис. 12.11, а:
задаваясь значением индуктивности L так, чтобы получить с
помощью нижней половины номограммы на рис. 12.10 при пересе-
чении графика L в точке, соответствующей частоте /01, значение Со,
которое обеспечивается на практике. При этом необходимо опреде-
лить значение емкости из произведения LC, а при частоте /02 ана-
логичным приемом отметить значение £0 и оценить возможность ее
практической реализации;
подставляя исходные значения Аот,-„, /ни и значение L —
в формулу емкости фильтра, приведенной для выбранной схемы
змещения в табл. 12.4, находим значение емкости Сф и выбираем из
двух значений С и Сф наибольшее.
8. По номограмме на рис. 12.7 или 12.8 используя полученные
в результате расчета параметры, определяем граничную частоту
резонанса контура подавления помех /гр, значение которой не долж-
но превышать частоты f„.u. Ход решения номограммы и значения ее
параметров приведены в табл. 12.4.
Пример 1. Требуется рассчитать контур подавления помех в
ИВЭ по следующим исходным данным: максимальный коэффициент
ослабления помех КОтах~ 60 дБ; диапазон частот, в котором
обеспечивается тах /01'—/02 ~ 5-у70 МГц; минимальный коэф-
фициент затухания контура Komin = 40 дБ при минимальном пре-
деле диапазона частот = 1 МГц; помехи распространяются по
несимметричному пути; нагрузка подключена к ИВЭ проводом
длиной 0,5 м, диаметр провода 0,5 мм.
1. Анализ частотной характеристики внутреннего сопротивле-
ния ИВЭ и нагрузки показал, что они могут быть представлены па-
раметрами С( — 0,1 мкФ и — 50 мкГн.
Рис. 12.9. Номограмма индуктивности медного провода круглого се-
чения
494
Рис. 12.10. Номограмма типовой характеристики ослабления электро-
магнитных помех для Г-образного LC-фильтра
495
Рис. 12.11. Ход решений номограммы на рис. 12.10 fol =O,16(LCo)_OJ5;
/ог=О.16(ДоС}-°’5
2. Определим возможность использования блокирующего кон-
денсатора:
выбираем схему замещения п. 2.2 табл. 12.4;
для выбранной схемы замещения и заданным значениям С,=
= 0,1 мкФ и KOmin — 100 (40 дБ) определяем емкость блокирую-
щего конденсатора:
ССл = KOmi„ С, = 100 • 0,1 = 10 мкФ;
по номограмме на рис. 12.5 для диапазона частот 5 — 70 МГц
конденсатор емкостью 10 мкФ должен иметь собственную индуктив-
ность порядка 10-6 мкГн, что не может быть выполнено для кон-
денсаторов большой емкости.
3. Расчет индуктивно-емкостного ППФ: по номограмме на рис.
12.5 для заданного диапазона частот 5—70 МГц по параметру за-
мещения сети С(- = 0,1 мкФ определяем реактивное сопротивление
ХС( — 0,35 4- 0,02 Ом. Аналогично по номограмме на рис. 12.6 по
параметру замещения нагрузки £н ’=• 50 мкГн определяем реактив
ное сопротивление
Х/н = 1,5 • 103 — 2 - 104 Ом.
4. Ориентируясь иа полученное соотношение сопротивлений
сети и нагрузки по табл. 12.3 выбираем Г-образиый фильтр с ин-
дуктивным входом для несимметричных помех.
5. Определяем элементы ППФ по номограмме на рис. 12.10:
по заданным Ка тах ==• 60 дБ, /01 == 5 МГц, foi — 70 МГц на-
ходим значения произведений LC = 1 мкГн • мкФ и LoC0 — 6 X
X 10-9 мкГн • мкФ;
по заданному Ко тщ = 40 дБ при частоте /н.п ~ 1 МГц оп-
ределяем прямую, соответствующую произведению LC = 3,5 мкГнХ
X мкФ. При этом новое значение частоты fn — 3 МГц.
6. Задаваясь индуктивностью L =• 10 мкГн, определяем
С =3,5. 10 =0,35 мкФ;
по номограмме на рис. 12.10 для частоты /ot = 3 МГц и С =
= 0,35 мкФ находим Lo— 10-2 мкГн, а для частоты /02 = 70 МГц
н L = 10 мкГн — значение Со = 0,5 пФ;
496
определяем емкость Сф по формуле п, 6.2 табл 12.4 и заданным
значениям 100 (40 дБ) и fu.u~ 1 МГц. Принимаем L ==•
== Сф 10 мкГц
/<о min (1 "h ^-ф/ Гц)
Сф 4л2 f2 / „
л 'н п
100.1,2
40.1-10
— 0.3 мкФ
Выбираем большую из емкостей С и Сф С — 0,35 мкФ
6. По заданной длине проводов ИВЭ — нагрузка и их диаметру
(0,5 м и 0,5 мм) по рис. 12.9 определяем индуктивность проводов ли-
нии питания Сл — 2 • 0.85 — 1,7 мкГц. Множитель «2» учитывает
обратный провод.
7. По номограмме на рис. 12.7 и ее параметрам С = Сф =
= 0,35 мкФ и L = С,] + Сн — 1.7 4- 50 « 52 мкГн проверяем гра
ничную частоту резонанса контура подавления помех в соответствии
с ходом решения, приведенным в п. 6.2 табл 12.4
Частота =0,1 МГц. Требование = l МГц выпол-
няется.
Определена? диапазона частот подавления ЭМП по известным
параметрам ППФ осуществляется по номограмме на рис. 12.10.
При этом производится оценка максимального коэффициента ослаб-
ления Катах- На рис. 12.11, в показан ход решения поставленной
Задачи.
Пример 2. Даны параметры индуктивно-емкостного ППФ-
Л = 10’ мкГи , С= 10 —4 мкФ . Со = 1 пФ. Ltl = 10“2 мкГн.
Требуется определить границы частотного, диапазона, в котором
осуществляется максимальное ослабление помех.
1. По заданным параметрам вычисляем произведение:
ГС = 10* -10~4 = 1 мкГн-мкФ;
Z.,, С„ = 10'2 l -IO_fi== 10“8 мкГн-мкФ
2. По номограмме на рис. 12.10 в соответствии с рис. 12.11,8
определяем fOi = l,5 МГц, 150 МГц. Значение Ка тах= 40 дБ.
Параллельное включение блокирующих конденсаторов увеличи-
вает частотные пределы помехоподавления, если подключаемый кон-
денсатор более высокочастотный, чем основной. На рис. 12.12 при-
ведена эквивалентная схема включения конденсаторов и спрямлен-
ные частотные характеристики полного сопротивления цепи. Резо-
нансная частота параллельно включенных конденсаторов лежит
между резонансными частотами ft. f2 конденсаторов С(. С2 и равна
/р=0,16 (Го.-, С;,)-°-5. (12.9)
где Z-oa —- -f-Z.o2. Са=С1 Са/(С1 + С2).
Модуль полного сопротивления на частоте резонанса /а
Гр; г С»
Гы Сг + ДОэ СЛ
(12.10)
Обычно Lai < LOi. Сч < Ct. При этом fp = 0,16 (L01. С2) °’5.
^о.е—0,5 V Ь01/Сг.
497
Последовательное включение дросселей предусматривает увели-
чение полного сопротивления индуктивного элемента ППФ, На рис.
12.13 приведена эквивалентная схема включения индуктивно несвя-
занных дросселей и спрямленные частотные характеристики полно-
го сопротивления цепи.
Резонансная частота последовательно включенных дросселей
fp-0.1G (L., Сод)“0'5. (12.11)
где (Lt 4-/-2) > Сол ~ С014-С02- Модуль полного сопротивле-
ния на частоте резонанса
ZO2 = O.5KZ-,/C„:, . (12 12)
Взаимная индуктивность близко расположенных дросселей уве-
личивает полное сопротивление цепи. При включении однотипных
дросселей
= 0.1(1 (Z.C„)-0'5 и Zc/ =0,25
где L = Л| = L-i, Со ~ Св| С$2.
Поглощающие фильтры применяются в диапазоне частот свы-
ше 20—50 МГц. Они используют магнитопровод тороидального типа
с внутренним диаметром, согласованным с диаметром провода, под-
ключаемого к входным или выходным зажимам ИВЭ. Материалом
магнитопровода являются никель-цинковые ферриты с низкой на-
чальной магнитной проницаемостью и альсифсровые магнитоди-
электрические материалы.
Включение поглощающего фильтра в контур подавления ЭМП
эквивалентно применению последовательной индуктивности. Гн
1101].
£=0,2ро Л !п -у- IO- 9 (12.13)
ДВ u
где р0 — lim мкГн/м — обратная магнитная постоянная; п
длина магннтопровода, м; D, d — внешний и внутренний диаметры
магннтопровода.
Рис. 12.13. Частотные характери
етики двух последовательно вклю-
ченных дросселей
Рис, 12.12. Частотные характе-
ристики двух параллельно
включенных конденсаторов
498
Рис. 12.15. Функциональная схема
активного помехоподавляющего
фильтра
Рис, 12.14, Схема сетевого по-
мехоподавляющего фильтра
Помехоподавляющие фильтры в сети переменного тока (сете-
вые фильтры — СФ) имеют ряд особенностей, отличающие их от
ППФ в цепи постоянного тока Расчет и выбор элементов СФ дол-
жен предусматривать:
наличие в цепях симметричных и несимметричных путей рас-
пространения ЭМП и безопасное значение тока утечки через емкость
фаза — корпус, подключаемую в контур несимметричной помехи
1891:
/у.,.= 1,1(/с{|1/а.С(лс Сф.к + С113)21+ 4/?*} °'5
где .!/(.. <ос — напряжение и частота сети; R — сопротивление тела
человека; Сф.к. Сиз — емкость фаза — корпус и емкость изоляции
фазы; пс —- число параллельно включенных конденсаторов в СФ
рассматриваемого ИВЭ. Сопротивление R лежит в пределах 20—
50 кОм;
допустимое падение напряжения рабочего тока из условий по
терь в дросселе фильтра.
Входная емкость фильтра, подключаемая между фазами для
ослабления симметричных ЭМП. не Должна создавать излишнюю
реактивную мощносте. в первичном источнике питания.
Выбор схемы СФ и его элементов, расчет коэффициента ослаб-
ления ЭМП проводится по методике, изложенной выше с использо-
ванием табл. 12.3 и номограмм на рис. 12.5—12.10. Расчет ведется
раздельно для несимметричных и симметричных помех. При этом
два двухобмоточных дросселя включаются так, чтобы в одном из
них подключение обмоток было согласным для несимметричных
помех и встречным — для симметричных (рис. 12.14)*.
В сетевых фильтрах эффективно применяются четрехвыводные
конденсаторы типа К73-21 и пленочные конденсаторы типа К73-17,
а в качестве магнитопроводог! — пермаллой МП-140, ферриты
600НН. 200ВНРП. Конструктивные"! расчет дросселя и всего СФ
проводится с учетом необходимого экранирования от внешних по-
лей
Активные помехоподавляющие фильтры (ЛППФ) эффективно
используются в низкочастотном диапазоне (ниже I—5 МГц). так
как масса и объем пассивных ППФ в этом диапазоне существенно
возрастают. Применение АППФ позволяет использовать методы гиб-
ридно-пленочной н полупроводниковой технологии, обеспечивает
создание импульсных ИВЭ, удовлетворяющих требованиям ЭМС в
РЭА.
* Схема фильтра разработана Г. С. Векслером.
499
Частотные характеристики коэффициента ослабления активных
помехоподавляющих фильтров
Таблица 12.5
си 2 с Схема входной цепи Эквивалентная емкость Интервал частот Коэффициент ослабления Логарифмическая амплитудно-час- тотная характеристика
1 f 1 " ь* *8<у Sp Ку твх £ £ V Л к* зГ* ё ё 0)2 та.ф твх W Та,ф твх/тк.ф Ка w/ r-Д L_L1 Li LA_^ V^K.fp ^oi ^аг °
2
a S р К
к. ф
w< 1 Мк.Ф
О) а .ф
Я та.ф/тк.ф
^01 &Q2 &
s
ем «е. Ж £ С Схема входной цели Эквивалентная емкость Интервал частот
3 4=г, ъ[1 . a Sp Ху У1 -|- ш2 if Т1>иТ|>Тк.ф
'>< 1 / Т) 1 1 — <Ш< Т, ОТ! I 1 — <ш< OTj Тк.ф 1 (О> Тк.ф
G> У(1+<о2а2т;)( 1+ш2т2ф) тК-ф-->т| ^>U Tj
1 /тк.ф 1 1 <10 < ТК.Ф Tj I ! — <ы< Т1 . «Т1 1 W > от, .
Продолжение табл. /2.5
Коэффициент
ослабления
•Логарифмическая амплитудно-
частотная характеристика
соата.ф
со- а Та,ф
w а та.ф Tj/Тк.ф
та.ф/^к-Ф
Окончание табл. 12.5
ф =г £ = Схема входной цепи Эквивалентная емкость Интервал частот Коэффициент ослабления Логарифмическая амплитудно- частотная характеристика
*$Р Ку 1/1 4" <о21{ Т1 4 Т2^->ТК-Ф 1 со < Tt4T2 1 1 «о< Т1 + 1а Т, 1 1 <ш< Т1 тк.ф 1 О)Та-ф та,ф/ ("Ч + тз) <*>та.ф Ti/(Ti 4- т2)
шТ/[ 14- СО2 (Г14-т2)2|Х и> >• ТК.ф та Ф Ti/Тк.ф (Ti+Ta)
х (1 + ш3т= ф) Тк.ф>Т! +Т2 1 СО < тк.ф 1 1 <со< Ткф т1 + г2 1 1 Тс + Тг “ т, 1 ш > — Ti та.ф та.ф^тк.ф та-ф/11> Тк.ф (Tt-{-T2) та.ф /тк.Ф (тг4"тз)
Примечания: гк«Сийк га.ф=5р *у Сдр. т,= С,«,. т2=С, Кг. и-Rs/(«,i/?,), «»,= 1/к^р С, . о02-= I / / U Сн
АППФ с параллельным регулирующим элементом (рис 12.15)
отличаются от активных сглаживающих фильтров входными це-
пями усилителя обратной связи Z,. Z2, определяющими вид частот-
ной характеристики коэффициента ослабления ЭМП При анализе
АППФ необходимо учитывать собственную емкость дросселя Со и
собственную индуктивность L,, конденсатора, включенного парал-
лельно нагрузке.
Коэффициент ослабления АППФ Кя .ф =“ <о2£дрСэкв. где
Сэкн — частотно-зависимый модуль эквивалентной емкости фильтра.
В табл. 12.5 приведены значения СЗКв и логарифмические ампли-
тудно-частотные характеристики коэффициента Ма.ф- который
определяется крутизной регулирующего элемента 5р. коэффициентом
усиления усилителя Mv. соотношением постоянных времени
входной цепи тнх. т,. т2 й наибольшей постоянной времени в кон-
туре обратной связи т1(.ф. Постоянная времени тя.ф ~ SpKyLnP
характеризует эффективность АППФ.
Из табл. 12.5 видно, что для всех логарифмических, ампли-
тудно-частотных характеристик (ЛАЧХ) характерно снижение
коэффициента ослабления с ростом частоты выше резонансной часто-
ты дросселя <о1П 1 ф//.дрС0 и прекращение влияния АППФ на
подавление ЭМП на частоте выше резонансной частоты конденса-
тора <i)ll2 — l/~l/LuClt. где проявляется лишь сглаживающее свой-
ство пассивной части АППФ (пунктирный график)
ЛППФ позволяет получить значения эквивалентной емкости
порядка десятков и сотен микрофарад, а с помощью его входных це-
пей = формировать необходимые ЛАЧХ коэффициента ослабления
и обеспечивать устойчивую работу. Влияние .внутреннего сопротив-
ления источника ЭМП Z,- и нагрузки Zu оценивается дополнитель-
ным коэффициентом ослабления, модуль которого для АППФ с
входной цепью №1 в табл. 12.5
Л'к.ф (<•>) = У1 + <*'! тк Т,А. / а>С; RH }/ । +<»2 4<.ф .
где ши — SpKy/?„, С,- и R,t — выходная емкость источника ЭМП
и нагрузка АППФ. В низкочастотном диапазоне /<к.ф (<<>) = 1/<о X
>< С,/?н. На частоте ю > 1/тн.ф влияние помехоподавляющего кон-
тура снижается в соответствии с зависимостью /Сц.ф (w) —
= SP МуТох/О)С,-т1(.ф. В высокочастотном диапазоне при со > 1/ти,
учитывая соотношение постоянных времени твх к тн = Сн/?н,
можно определить интенсивность возрастания /<,<<!> (ш) с ростом
частоты по формуле Кк.<1>= ытдН 1/ 1 + + w2tbx. где
^дн ~
Коэффициент ослабления помехоподавляющего контура опре-
деляется суммой Ао(<1') — /<а.ф (со) 4- А'ц.ф (си).
12.3. Экранирование в источниках вторичного
электропитания
При экранировании ИВЭ материал и толщина стенок экрана
выбираются так. чтобы не было излишнего увеличения массы, ухуд-
шения теплового режима, усложнения обслуживания. Электри-
чески негерметичные экраны, т. е. экраны, содержащие щели, .раз-
меры которых выше допустимых, резко теряют свою эффективность
503
Рис, 12.16. График расчетного коэффициента
и восполнение ее не может быть обеспечено за счет применения ма-
териала с высокой проводимостью или путем увеличения толщины
стенок экрана. По этой же причине в ИВЭ не нашли широкого при-
менения многослойные экраны.
Незамкнутые экраны имеют простое конструктивное исполне-
ние, практически ие ухудшают тепловой режим ИВЭ. если воздуш-
ный конвективный поток или направление обдува происходит вдоль
плоскости экрана. Эффективность незамкнутого экрана на частоте /,
кГц, определяется коэффициентом электромагнитной связи К3.с^
дБ, контуров с эквивалентным радиусом г3. см. ориентировочно оп-
ределяемым по конструкции излучателя и приемника ЭМП |102|.
Кэ.с = 101g |(/eMr;)df)2 f II , (12.14)
где d — толщина материала экрана, см. kM — безразмерный коэф-
фициент, определяемый по графику на рис. 12.16 по удельному со-
противлению выбранного материала экрана.
Замкнутые экраны. Эффективность экранирования электричес-
кого и магнитного полей в относительных единицах определяется
соотношени ими
ЭЕ~ Е'/Е.г, Эм =. Щ/Н.,. (12.15)
где и Я, — действующая напряженность электрического и маг-
нитного полей при отсутствии экрана; Е2нН{ — тоже при наличии
экрана.
Эффективность экранирования, выраженная в децибелах:
Эс - 201g (Е,/Е.2); = 201g [Н./Н,). (12.16)
Расчет эффективности экранирования проводится по номограм-
мам на рис. 12.16—12.19. построенным по зависимостям 199]. Эф-
фективность экранирования электрического поля медных экранов:
сплошного (рис. 12.17)
ЭЕ = 5.7. 10* Л>7°-м /- '-08 ехр (2лт///Нц);
сетчатого (рис. 12.18)
Э^=6-10* (7?э/)"°-83 d„ S~0-5 exp |ads/(S-ds)|;
из фольги (рис. 12.19)
=2.7- 10- (7?н ^о-5
504
Здесь приняты следующие обозначения: f — частота, при которой
определяется эффективность экранирования, МГц; R:) =ч 0,63 X
з______
X V'V'a— внутренний эквивалентный радиус экрана, м, V3 =
объем экрана, м®; d — толщина материала экрана, м; ти — наиболь-
шая длина щелей в экране м; ds, S — диаметр проволоки и ее шаг
для сетчатого экрана, м.
Эффективность экранирования электрического поля метали-
эированной поверхностью (рис. 12.20)
Э” =3,5-103 (/?э р-0.83 (<3й р?м)-0-5
Рис. 12.17, Номограмма эффективности экранирования сплошного
медного экрана
505
Параметрами материала металлизации являются: QM — расход
металла, кг/м2; р — удельное электрическое сопротивление. Ом • м.
— плотность, кг/м3.
Эффективность экранирования магнитного поля медным экраном
в децибелах Эм~ пЭ Е, или Эм = 201g (лЭ£), где п — показатель
эффективности экранирования магнитной составляющей поля
п = Г(1 + Г2) (1 + г8)-0-5. (12.17)
м; /, МГц. Частотная
п приведена на рис. 12.21. Эффективность
Функция Г = 0,02/?э/. Размерность: R
зависимость показателя
506
Рис, 12.19. Номограмма эффективности экранирования экрана из
фольги
экранов, выполненных из алюминия, латуни, бронзы, рассчитыва-
ется по эффективности медных экранов с использованием коэффи-
циента
К6 = 1,14 • 10~а р-о.Ч
На рис. 12.22 приведена зависимость коэффициента от удель-
ного электрического сопротивления материала экрана р.
Эффективность стальных н пермаллоевых экранов рассчиты-
вается с учетом коэффициента /(* = ftep-o,s5.
507
На рис. 12.23 приведена зависимость коэффициента k& от удель-
ного электрического сопротивления р при постоянных значениях
относительной магнитной проницаемости рг.
На частотах свыше 20 МГц необходимо пользоваться поправоч-
ным коэффициентом, учитывающим электрическую негерметичность
замкнутого экрана
km = (14-10-2тн/)“.
Длина щели тн принимается наибольшей по сравнению с дру
гими для рассматриваемого экрана. На рис. 12.24 приведена час-
тотная зависимость коэффициента km
Снижение эффективности экранирования перфорацией учи-
тывается множителем ka — (а — D)2/a\ где D — диаметр отверстий;
а — расстояние между их центрами (рис. 12.26).
На рис. 12.25 показана зависимость коэффициента kn от пара-
метров перфорации. i
Расчетные формулы для различных типов экранов приведены
в табл. 12.6. Последовательность расчета эффективности экрани-
рования изложена в следующих примерах.
Пример 3. Определить эффективность экранирования для замк-
нутого экрана из алюминиевой фольги.
Рис. 12.20. Номограмма эффективности экранирования металлизиро-
ванной поверхностью
508
Рис. 12.21. График показателя эффективности экранирования магнит
кого поля
Рис. 12.22. График расчетного
коэффициента для материалов
с Цг= 1
Рис. 12.23. График расчетного
коэффициента для материалов
С Цг 1
509
Рис. 12.24. Графики поправочного коэффициента эффективности эк
ранирования в высокочастотном поле
Исходные данные: частота, на которой ослабляется магнитная
составляющая поля, f = 30 МГц; объем экрана == 350 см3
толщина фольги d — 0,02 мм; наибольшая длина щели т„ 20 мы
I Определяем эквивалентный радиус экрана
3 3 ________
/?., =0,63|/ 1/а =0,63 V 350 10 — 6 =4,3- 10 — L' м
2 По номограмме на рис. 12.19 в соответствии с ходом решения
приведенным на ноле номограммы, по заданным значениям d и /
определяем эффективность экранирования электрической составляю-
щей поля для медной фольги Э* =1,3- 105 (102 дБ).
3. По графикам на рис. 12.24 и значениям f = 30 МГц и т„ —
— 20 мм определяем поправочный коэффициент km — 0,94.
4. По удельному электрическому сопротивлению алюминия
р = 2,8 • 10“8 Ом • м из графиков на рис. 12.22 определяем попра
вочный коэффициент К6 — 0,82.
5. По графикам иа рис. 12.21 и значениям f и R3 находим пока-
затель п =- 2,5 • 10-2
Рис. 12.25. Графики коэффициента снижения эффективности экрана
роваиия перфорацией
510
Таблица 12.6
Эффективность экранирования замкнутых экранов
Тип экрана Материал экрана Электрическое поле Магнитное поле Томограмма
Сплошной Медь '1т Эр д/гт ЭЕ Рис. 12 17
Алюминий, латунь бронза *6 Эр k-m Эр
Сталь, пермаллой 3Е nk& k7n 3g
Перфори- рованный Медь Эр пкв km 3g Рис. 12.17 "
Алюминий, латунь, бронза km 3g nk^ kn km ЭЕ
Сталь, пермаллой Эр ^11 E
Сетчатый Медь km ЭСр nkm Эр Рис. 12.18
Алюминий, латунь, бронза кт Эр nkft km 3C£
Сталь Эр nk& 5E
Из фольги Медь Эр nkm Э| Рис. 12.19
Алюминий ^6 Эр n^m Э*
Металлизи- рованный См. номо- грамму иа рис. 12.20 Э'р sk] СЪ E 3 Рис. 12.20
511
Рис. 12.26. Параметры
перфорации
= 0,75 мм. Эффективность
6. Искомая эффективность экрани-
рования магнитной составляющей поля
для экрана из алюминиевой фольги оп-
ределяем по формуле из табл. 12.6:
Э* = nk6 km Э*=2,5.10~2-0,82 X
X 0.94-1,3-103=2,6-10» (68 дБ)
Пример 4. Определить допустимое
значение показателя электрической не-
герметичности тндля сплошного экрана
из стали Э46 ио следующим исходным
данным: эквивалентный радиус экрана
/?э=0.02 м; толщина стенки d =
экранирования на частоте 100 МГц
должна быть ЭС£ — 103.
I. Для стали Э46 по справочным данным относительная маг-
нитная проницаемость р,. = 750; удельное сопротивление р =55 к
X Ю-8 Ом • м.
2. По графикам на рис. 12.23 находим значение коэффициента
kf> - 0,075.
3. По формуле эффективности экранирования сплошного сталь-
ного экрана (табл. 12.6) определим значение ЭЕ для медного экрана;
при этом по графикам на рис. 12.24 для частоты /=з 100 МГц при-
мем ориентировочно пределы коэффициента km =. 0.75—0.95:
Эе= 3^!kbkm « 10»/(0,75 4- 0,95) • 0.075 ~ (1,4 ч-1,8) х
X Ю4.
4. По номограмме на рнс. 12.17, используя значения ЭЕ, [, R3,
определяем отношение d/mH = 0,1 4-0,15. Ход решения принима-
ется противоположным указанным на номограмме направлениям
стрелок.
5. Допустимое значение электрической негерметичности экра
на при заданной толщине стенок d — 0.75 мм составит
тп = d/(0,1-4-0.15) = 54-7,5 мм.
Общая эффективность подавления ЭМП посредством ППФ.
встроенных в экранируемый ИВЭ, обеспечивается в случае, если ос-
лабление помех в проводах примерно равно эффективности экрани-
рования. При этом принимаются меры для уменьшения паразитных
связей между входом и выходом встроенного ППФ.
В связи с тем, что приведенные методы расчета эффективности
подавления кондуктивных помех и экранирования излучений от
ИВЭ являются приближенными, на частотах выше 200—300 МГц не-
обходимо иметь достаточный запас. При оценке границ уверенного
(с точки зрения точности) расчета можно использовать номограммы
на рис. 12.5 и 12.6 для элементов ППФ по их практической реали-
зуемости и неравенство f, МГц 50/Яэ> м Для контроля эквива-
лентного радиуса экрана при заданной верхней границе частот по-
давления помех излучения.
512
12.4. Электромагнитные помехи в гибридных
интегральных микросхемах и микросборках
Миниатюризация ИВЭ на основе гибридных интегральных мик-
росхем и микросборок привела к качественному изменению излу-
чаемых и передаваемых по проводам помех. Повысилась роль емкост-
ных связей между близко расположенными элементами, сократи-
лись расстояния от ИВЭ до ее нагрузки. В микросборках помехи
ослабляются металлическим корпусом.
Методы подавления помех, приведенные в § 12.1, в основном
применимы к ИВЭ, выполненным по гибридно-пленочной техноло-
гии; однако необходимо учитывать следующие особенности:
при установке иа подложку бескорпусных конденсаторов долж-
но быть обеспечено четырехпроводное соединение их с другими эле-
ментами схемы так, чтобы создать раздельные входные и выходные
импульсные цепи;
взаимное расположение элементов микросборки осуществля-
ется с учетом самокомпенсации Импульсных магнитных полей;
экранирование дросселей импульсных стабилизаторов и транс-
форматоров преобразователей должно предусматриваться в кон-
струкции корпуса микросборкн;
входные и выходные выводы микросборки попарно распола-
гаются так, чтобы соединения их с контактными площадками имели
минимальную площадь. Вход и выход модуля ИВЭ должны быть
разнесены или расположены на противоположных сторонах корпуса.
Оценка перекрестных помех внутри микросборки производится
по воздействию ннзкоомного силового контура импульсного ИВЭ
(активная цепь) на высокоомный контур управления (пассивная
цепь).
Прн этом определяются [85]: индуктивность проводника (ре-
зистора) L, мкГн
L <= 2 • 10~3/ [2,3 1g (2//6) -j- 0,225// + 0,51; (12.18)
взаимная индуктивность связи AfCB> мкГн, параллельных про-
водников одинаковой длины
МСв = 2 • 10~3 / [2,31g (2//а) — 1 — а/1] (12.19)
емкость связи Ссв, йФ, в пересечении проводников
Ссв - 0,05 (б! + е2) S/d. (12.20)
Здесь I и b длина и ширина проводника или резистора, см; а —
расстояние между осями проводников, см; ех, е2 — относительные
диэлектрические проницаемости окружающей среды и подлежки;
S — площадь взаимного пересечения, см2; d — толщина диэлектри-
ка, см.
Максимальное значение емкостной помехи от перепада напря-
жения в активной линии Д£/Л.а с длительностью фронта /ф при
воздействии на пассивную линию с эквивалентной нагрузкой в
виде параллельно включенных емкости Ся,экв и активного сопротив-
ления Ян.экв [ЮП-'
Ссв /?н. экв
/ф
Д1/Л.а 1 — exp X
max ~
X
/ф
^Н.ЭКв (Ссв4*Сн экв)
(12.21)
17 Зак. 726
513
Максимальное значение индуктивной помехи в пассивной цепи
с внутренним сопротивлением RBii и эквивалентной нагрузкой
^и. экв от екачка тока в активной цепи Д/а с длительностью
фронта
Д/а
(12.22)
ULmaX МеЕ М(ЯвнД?И.ЭИв)-Н]
. Пример 5- Требуется оценить индуктивную перекрестную поме-
ху для гибридного импульсного ИВЭ по следующим исходным дан-
ным: длина и ширина проводников I — 5 см, Ь = 0,7 мм; расстоя-
ние между проводниками а = 1 мм; отношение внутреннего сопро-
тивления.и эквивалентной нагрузки пассивной линии RBnlRH, 9ИВ =
== 0,5; скачок тока в активной линии и длительность его фронта
А/а ~ 5 А, /ф = 0,3 мкс.
1. Взаимная индуктивность связи проводников
МСв ==- 2 • Г0~3 • 5 12,3 1g (2 • 5/0,1) — 1 - 0,1/5] = 3,6 х
X 10-2 мкГн.
2. Максимальное значение индуктивной помехи на эквивалент-
ной нагрузке пассивной лннин по формуле (12.22)
-3-6-Ю-8------------------= -0,14 В.
0,3.10-6(0,5+1)
Пример 6. Требуется оценить значение емкостной помехи от
пересечений проводников по следующим исходным данным: пло-
щадь взаимного пересечения S = 0,25 см2; толщина диэлектрина
d = 0,3 мм; диэлектрическая проницаемость среды и подложки
е1 = 1> е2 — 6. Эквивалентные параметры нагрузки в пассивной
линии Ск.зкв = 40 пФ, Ян.экв = 500 Ом. Перепад напряжения и
его фронт в активной линии Д1/Л.а = 27 В, 1$ = 0,2 мкс.
1. Емкость связи в пересечении проводников
Сев = 0,05 • (1 + 6) • 0,25/0,03 = 0,27 пФ.
2. Максимальное значение емкостной помехи на эквивалентной
нагрузке пассивной линии по формуле (12.21)
0,27-10"12-500
—’------------- 27 1 —
V С max
exp
0,2-IO-6
0,2-10G
= 0,018В.
500 (0,27-|-40) 10~12
Эффективность экранирования корпуса микросборки с учетом
электрической негерметичности за счет выводов определяется по
номограмме на рис. 12.17. Длина щели экрана mB = nBd0.B, где
яв — число выводов, d0,B — диаметр отверстий под выводы.
Пример 7. Требуется определить эффективность экранирования
корпуса типа К-159 на частотах 1 и 100 МГц для магнитной состав-
' ляющей поля по следующим исходным данным: внутренний объем
корпуса Уэ = 12,3 см3; материал корпуса — сплав 47НД; число
выводов пв — 44 (4 вывода не учитываются, так как они располо-
жены на одной линии с другими выводами); диаметр отверстий ДЫ-
, .Водой do.в == 1»1 мм; средняя толщина стенок d == .1 мм.
514
,1. Определим величину та = 44 1,1 — 48,5 мм.
. . 2. Параметры номограммы d!ma = 1/48,5 = 0.02;
з __________________________________
/?э =0,63 V 12,3-10-6 =1,43-10“2 м.
3. Для сплава 47НД находим удельное электрическое сопротив-
ление р = 45 • 10~8 Ом • м и относительную магнитную проницае-
мость рг 160.
4 По графикам на рис. 12.23 определяем коэффициент feg =
=0,13.
5. По графикам на рис. 12.24 находим значение коэффициента
km — I и 0,75 для частот 1 и 100 МГц сответствеино.
6. По графикам на рис. 12.21 определяем коэффициент п ==
= 3 • 10-4 и 3 • 10-2 для частот 1 и 100 МГц соответственно.
7. По номограмме на рис. 12.16 пределяем эффективность экра-
нирования электрической составляющей поля медным сплошным
экраном:
для ft == 1 МГц ЭЕ ==- 1,3 • 10е (124 дБ), для f-> — 100 МГц
ЭЕ~ 104 (80 дБ).
8. По формуле из табл. 12.6 для стального сплошного экрана
определяем эффективность экранирования магнитной составляющей
поля:
для Л = I МГц; Эм = kr6nkm ЭЕ = 0,13 • 3 • 10~4 • IX
X 1.3 • 10е = 51 (34 дБ); для = 100 МГц Эм = 0,13 • 3 х
X 10~2 • 0,75 • 10* = 29 (29 дБ)-
12.5. Измерение электромагнитных помех
Кондуктнвные ЭМП измеряются на всех входных и выходных
контактах, включая цепи управления, сигнализации и др. Напря-
женность поля ЭМП измеряется иа заданном расстояний от ИВЭ,
как правило, со стороны передней панели. Методы испытаний, тех-
нические требования к приборам и нормы на ЭМП определяются
нормативными документами, которые распространяются на функцио-
нально законченные системы электропитания, стойки, блоки, узлы
и модули, непосредственно подключаемые к общей первичной сети.
Источники электропитания могут излучать уровни ЭМП выше
установленных норм, если объединяющие их устройства содержат
ППФ и экраны, обеспечивающие необходимое подавление ЭМП.
Последнее не распространяется на унифицированные ИВЭ.
Измерение напряжения ЭМП по симметричному пути распростра-
нения производится между зажимами на входе нли выходе,
а по несимметричному — относительно одного из зажимов и корпуса
устройства, содержащего ИВЭ, или нулевого провода сети (см. рис.
12.1).
Контроль ЭМП предусматривает применение измерительных
приборов (измерителей помех) с аттестованными техническими ха-
рактеристиками. Измерение ЭМП другими приборами (осциллогра-
фом, микровольтметром эффективного илн амплитудного значений,
спектрометром и др.) не может обеспечить получения данных для
сравнения с заданными нормами. В качестве примера иа рис. 12.27
17*
515
Рис. 12.27. Нормы на допустимые электромагнитные помехи по на-
пряжению (нулевой уровень соответствует напряжению 1 мкВ):
1, 3 — для радиоприемныхустройств; 2, 4 — для вычис-
лительных устройств; 5 —для телефонии и телеграфии
и 12.28 приведены нормы иа допускаемые уровни напряжения и
напряженности поля ЭМП помех для некторых типов функциональ-
ных приборов РЭА.
Основные приемы измерения помех заключаются в следующем.
Измерение напряжения ЭМП от ИВЭ должны проводиться в
экранированных помещениях или вне их прн условии, что уровни
посторонних помех на 10 дБ ниже допускаемых нормами значений.
Схемы измерения напряжения ЭМП приведены на рис. 12.29, а,
б. Они предусматривают подключение измеряемых ИВЭ к сетям
переменного или постоянного тока через эквивалент сети, регла-
ментирующий нагрузку при измерении помех в питающей сети или
лю (нулевой уровень соответствует напряженности 1 мкВ/м)
/—для радиоприемных устройств; 2 — для вычислительных устройств; 3 —
для телефонии и телеграфии
516
Рис. 12.29. Схема измерения электромагнитных помех источника
электропитания:
а — на входных зажимах; б — на выходных зажимах
ЭС —эквивалент сети: П — противовес: ИП — измеритель помех
используемый в качестве фильтра подавления помех в сети при
измерении на выходе ИВЭ.
Противовес, выполненный из медного, алюминиевого или брон-
зового листа толщиной не менее 0,5 мм, применяется при измерениях
на открытых площадках. При отсутствии противовеса корпус ИВЭ
и корпус эквивалента сети соединяются короткой шнной, длина ко-
торой в 5 раз н более меньше ширины.
ИВЭ, наибольшая сторона которого меиее 0,8 м и масса менее
50 кг, должен устанавливаться иа противовесе размером более
1 X 2 м, для крупногабаритных ИВЭ — не менее 2x2,5 м.
В диапазоне частот 0,01—30 МГц. при измерении напряжения
ЭМП используется эквивалент сети. Допускается применение проб-
ников напряжения при измерении помех: в наземных транспортных
средствах; в цепях сигнализации, связи и управления; в цепях, где
эквивалент сети влияет на режим ИВЭ или при использовании сети
400 Гц и более.
Рис. 12.30. Схема измерения напряженности поля электромагнитных
помех от источника электропитания
517
Таблица 12.7
Условия измерений напряженности поля электромагнитных помех
Диапазон частот, МГц Z, м h, М Положение диполя антенны Составляющая поля
0,01—0,15 1 1 Горизонтальное Магнитная
0,15—30 1 1 Вертикальное Электрическая
30—300 3 2 Вертикальное н Электрическая
горизонтальное
10 3 То же То же
' 300—1000 10 3 »
Измерение напряжения ЭМП на выходе ИВЭ производится по
схеме на рис. 12.29, б; при этом ЭМП измеряются также у заземлен-
ного вывода нагрузки.
На зажимах ИВЭ, связанных с автономной сетью и автономной
нагрузкой, допускается превышение на 10 дБ уровней ЭМП, уста-
новленных графиками на рис. 12.27, 12.28.
Измерение напряженности поля ЭМП производится в соответ-
ствии с рис. 12.30 при соблюдении расстояний и установке диполей
антенны измерителя помех согласно табл. 12.7. Крупногабаритные
ИВЭ располагаются иа противовесе.
Измерение напряженности поля целесообразно проводить на
объединительных устройствах ИВЭ (блок, секция, стойка); при этом
находится положение ИВЭ с наиболее интенсивным излучением.
Рис. 12,31. Схема измерения вносимого затухания фильтра и его эле-
ментов:
а — метод замещения фильтра; б — метод отношения напряжений;
ГС — генератор сигналов; РА — развязывающий аттенюатор; Pi/ — раздели-
тельное устройство; Ф (Э) — измеряемый фильтр (элемент); А — аттенюатор:
ЙРТ — источник рабочего тока; ИП — измерительный приемник
Рис. (2.32. Схема разделительного уст-
ройства:
С, — конденсатор емкостью 0,2—0.5 мкФ (Zc,<
<10 Ом); Ct — проходной .конденсатор емко-
стью 0,5—. I мкФ; L—дроссель (Zr. >500 Ом)
Измерение вносимого затухания фильтра ЭМП и его элементен
осуществляется в соответствии с ГОСТ 13661 —.79, который пред-
усматривает использование: метода замещения фильтра (элемента)
аттенюатором по схеме иа рис. 12.31, а; метода отношений напря-
жений на выходе схемы измерения (рис. 12.31,6).
Измерения проводятся на заданной частоте без рабочего тока
(в диапазоне 0,01 —100 МГц) н при наличии рабочего тока (в диа-
пазоне 0,01—30 МГц) по симметричной или несимметричной схеме
распространения ЭМП. При измерении с рабочим током применяется
разделительное устройство (рис. 12.32) и источник рабочего тока
соответствующего типа (постоянного, импульсного, переменного
напряжения) с выходными зажимами, изолированными от общей
схемы измерения.
Входное сопротивление ZBK схемы измерения вносимого зату-
хания и коэффициент стоячей волны напряжения определены
ГОСТ 13661 — 79. Собственные резонансные частоты дросселей и
конденсаторов fal, f02 определяются по самой низкой частоте в про-
цессе измерения вносимого затухания А, дБ.
Собственная индуктивность Lo, мкГн, конденсатора на частоте
f > 1О/о,2, МГц:
to = 0,08ZBX 10“ Л,г0/[
Собственная емкость дросселя, Со, пФ, иа частоте f > ЮДц
МГц:
с 8-Ю4
2вХ1ОЛ/20(
Для типовых дросселей (Д13, ДМ) ориентировочное значение
собственной емкости С» можно определить по табличным данным
индуктивности L н резонансной частоты fp=foi> используя номограм-
му на рис. 12.6. Прн этом ход решения номограммы принимается про-
тивоположным направлениями стрелок, показанных иа рис, 12.6.
Аналогично по резонансной частоте конденсаторов можно
ориентировочно определить собственную индуктивность конденса-
тора Ад. используя номограмуу на рис. 12.5. При этом производится
оценка индуктивности выводов по графикам на рис. 12.9.
5Г9
Глава тринадцатая
Обеспечение тепловых режимов источников
вторичного электропитания и их элементов
13.1. Основные сведения о тепловом режиме
аппаратуры
Источники электропитания, как правило, являются наиболее
теплонапряженной частью РЭА. Поэтому прн разработке ИВЭ при-
ходится уделять большое внимание их тепловому конструированию.
Тепловое конструирование включает в себя расчеты, выбор средств
обеспечения н экспериментальную отработку теплового режима
устройств и его необходимо проводить на всех этапах разработки,
начиная от технических предложений н эскизного проекта н кончая
выпуском рабочей документации.
Основой теплового конструирования являются расчеты тепло-
вого режима отдельных функциональных элементов и устройств в
целом.
Методы расчета теплового режима ИВЭ, как и других устройств,
входящих в РЭА, создаются в соответствии с закономерностями тео-
рии теплообмена 1105, 112, 111 и др.]. При этом чем больше расчет-
ная тепловая модель отражает особенности конструктивного ис-
полнения устройства, тем ближе результаты полученных расчетов
к оптимальному техническому решению при выборе средств обеспе-
чения теплового режима и конструктивному построению РЭА.
В настоящей главе изложены методы теплового расчета ИВЭ
с учетом особенностей их конструкции, что должно способствовать
более рациональному конструированию, повышению надежности
и улучшению массогабаритных характеристик ИВЭ.
Расчет теплового режима начинается с составления тепловой
модели. В настоящее время получили развитие две группы тепло-
вых моделей РЭА. В тепловых моделях первой группы все поверх-
ности разделяются на отдельные условно изотермические участки
(тела) — нагретые зоны и процессы переноса теплоты в них рассмат-
риваются так, как если бы они протекали между изотермическими
поверхностями.
В тепловых моделях второй группы нагретая зона, представ-
ляющая собой неоднородную систему многих тел, идеализируется в
виде однородного тела с некоторыми эффективными значениями ко-
эффициентов теплопроводности Лэ н теплоемкости сэ. Тепловые
модели первой группы исследуются прн помощи метода тепловых
схем, которые описывают с помощью неоднородных нелинейных
алгебраических уравнений. Обычно этот метод сводится к определе-
нию тепловых коэффициентов и решению системы алгебраических
уравнений. В тепловых моделях второй группы используются диф-
ференциальные уравнения теплопроводности. В более сложных
конструкциях тепловые модели могут содержать изотермические и
однородные тела.
Процесс переноса теплового потока Pi от изотермической по-
верхности i с температурой Т, к изотермической поверхности или
среде / с температурой Ту можно описать с помощью зависимости,
520
аналогичной по структуре процессам переноса электричества [105.
112].
Tt ~ Ti = F ijpi и-™ pi = (Ti - (13.1)
где Fij — коэффициент пропорциональности, являющийся в общем
случае функцией температур Тг и Т<.
В интегральной форме закон Ома для двух эквипотенциальных
поверхностей i и j имеет вид
<₽/ — <₽;= (13.2)
где <р; и <pj — потенциалы в точках i и /; Rij — электрическое со-
противление между поверхностями i и /; /г- — электрический ток,
проходящий через поверхность
Аналогия между тепловыми и электрическими параметрами вы-
глядит следующим образом: Т «-> <р, Рi <-> I
Если между изотермическими поверхностями отсутствуют стоки
или источники энергии (иапример, обусловленные эффектом Пельтье,
химическими реакциями и т.п.), то тепловой поток ие изменяется
на пути между этими поверхностями, т. е. Р(Г) — Р{ — const; / —
длина пути теплового потока. Тогда параметр Ftj будем называть
тепловым сопротивлением (по аналогии с электрическим со-
противлением), а обратную величину i/Rtj — atj— тепловой
проводимостью между i и j изотермическими поверхностями.
Если Р(Г)^= const, то функция Fij выражается более сложной за-
висимостью и ее тогда называют тепловым коэффициентом [105, 112].
В большинстве практических задач условие P(l) = const соблюда-
ется, поэтому расчет теплового режима РЭА сводится к определению
тепловых сопротивлений (тепловых проводимостей) Ри(а^) при
всех способах переноса теплоты: конвекции, излучения, кондукции
(теплопроводности) и их совместном проявлении. Овладев методами
расчета величин Rjj (в;;), читатель может самостоятельно рассчи-
тать тепловой режим интересующего устройства.
Перенос теплоты конвекцией между поверхностью твердого
тела S; и окружающей его газообразной или жидкой средой подчи-
няется закону Ньютона—Рихмана 1105, 112]:
РKic ==0'-Kic i — Л,). (13.3)
где Рк (с — тепловой поток от поверхности твердого тела к окружаю-
щей среде; aKic— коэффициент теплообмена между поверхностью
тела и средой; Гг и Тс — температура поверхности тела и среды.
Произведение акгс5г= oKic — тепловая проводимость между
телом i и средой; обратная величина l/«rKjc = RKic — тепловое со-
противление между телом i н средой.
Как видно из параметров, входящих в (13.3), расчет теплового
режима сводится к вычислению коэффицентов конвективного теп-
лообмена <хк для различных поверхностей изотермического тела:
ак^к = ак’ 1^ак^к рк' (13.4)
где SK — площадь поверхности изотермического тела — заданная
величина.
Коэффициент теплообмена конвекцией ак численно характе-
ризует мощность, рассеиваемую единицей поверхности твердого
тела при разности температур между телом и средой в 1 С. Коэф-
фициент теплообмена представляет собой сложную функцию боль-
шого числа параметров, существенно влияющих на процесс тепло-
521
обмена. « том числе, физические свойства среды, температуру тела
и среды, конфигурацию и размеры тела, скорость набегающего по-
тока. ускорение силы тяжести и др. (105. Ill, 112 и др.].
В табл. 13.1 и; 13.2 приведены основные формулы для расчета
коэффициентов конвективного теплообмена различных поверхно-
стей. которыми будем пользоваться при тепловых расчетах ИВЭ.
Перенос теплоты излучением. Для расчета мощности, передавае-
мой излучением в единицу времени от поверхности площадью S; на
другую поверхность площадью Sy или в окружающую среду, можно
пользоваться формулами (105. 112|.
P«tj = aniJ Sf (Ti — Tj) или Рп1) = (Т1 — Т,)1^«а- (13.а>
где Si — l/R/ii; — тепловая проводимость излучением
между телами i nJ; Ряц — тепловое сопротивление между ними;
a«O‘==enO Фг> f (Tit Tj) (13.6)
i— коэффициент теплообмена излучением между поверхностями i
И /’. — приведенная степень черноты; — коэффициент
облученности (угловой коэффициент, показывающий, какая часть
энергии, излучаемая телом i, попадает на тело /);
(Г, + 273)«—(Г.-Н-ЙТЗ)4
/(^,Т;)-«-----------, Вт/м’-К. (13.7)
где о = 5.67 • 10~в Вт/м® - К*.
Через f (Ti, Тj) обозначена функция от температур первой и второй
поверхностей. Ее значения приведены в табл. 13.3. Значения сте-
пени черноты некоторых технических материалов приведены в табл.
13.4.
Перенос теплоты коидукцией. К переносу теплоты коидукцией
относят процессы переноса теплоты теплопроводностью через эле-
менты конструкции аппаратуры (через стенки различной формы,
стержни и пластины). Характерной чертой стержней и пластин яв-
ляется малый перепад температур в поперечном сечении этих тел,
обычно его принимают равным нулю. Процесс переноса теплоты в
стенках отличается от процесса распространения теплоты в стерж-
нях и пластинах.В .стационарном режиме тепловой поток через
стенку неизменен, а в стержнях и пластинах через различные изо-
термические поверхности проходит разный по величине поток. Это
объясняется.тем. что при передаче теплоты коидукцией в стержне
или пластине происходит непрерывное рассеяние тепловой энергии
с поверхности этих тел в окружающую среду благодаря конвекции
и излучению.
Перенос теплоты коидукцией (теплопроводностью) можно также
записать в виде
Рп~-~5— ти=РцРп’ <'3-8’
Pij
где Рт. (/) = const.
Тепловые сопротивления для плоской /?п. цилиндрической и
шаровбй /?ш стенок:
б I 1 I I ‘ I А
Pnij — 777“ • РцЦ — а 4 • РшЦ — , « I ]•
ма 2лла 4 л А. \ at аг /
522
Табл и ц а 13.1
Формулы для расчета коэффициентов конвективного теплообмена
Способ отвода теплоты
Расчетная формула
Определяемые критерии и параметры
и диапазон их изменения
1.. Теплоотдача различных тел в не-
ограниченном пространстве при
естественной.конвекции:
а) неограниченный цилиндр
Т — Тс \1/8
</« /
б) плоская и цилиндрическая по-
прверхностн с различной ориен-
тацией:
вертикально ориентированная
поверхность высотой D или ци-
линдр диаметром D
.горизонтально ориентирован-
ная поверхность, обращенная
нагретой стороной вверх
горизонтально ориентирован-
ная поверхность, обращенная
-нагретой стороной вниз
вертикально ориентированная
плоская поверхность, цилиндри-
ческая поверхность или сфера
Gr Рг = 10-3-? 5-10-2
Gr— число Грасгофа, Рг — число
Прандтля. d — диаметр цилиндра
Г-Т,- < (840/</)3,-
d — высота поверхности или диаметр
цилиндра. '
Т-Т.. < (84O/D)3. .
О—наименьшая сторона поверхно-
сти
ак=Аз(Т-тс)У3
Т—Т,- > (840/D)3
Продолжение табл. 13.1
Способ отвода теплоты
Расчетная формула
Определяемые критерии и параметры
и диапазон их изменения
для горизонтально ориентиро-
ванной плоской поверхности,
обращенной нагретой стороной
вверх
для горизонтально ориентиро-
ванной плоской поверхности,
обращенной нагретой стороной
вниз
в) теплоотдача со штыря радиато-
ра
г) теплоотдача с внутренних по-
верхностей ребристого радиа-
тора
ак=1 .ЗА, (Г —Тг),/3
ак=0,7А, (Т-Тс)'/3
Nu X
«к= —
где Nu = L18(Gr Рг),/8
NuX
«к - б ,
6
6Gr6 —
где Nu6 =-----------— х
12,84 + Gre —
1 - IO3 с Gr Рг < 5 IO2.
d—эквивалентный диаметр штыря
6 gPAT6* б
„ 6
при Gr6 — < 22.
6 — половина межреберного расстоя-
ния, /— высота радиатора
Продолжение табл. 13.1
Способ отвода теплоты Расчетная формула Определяемые критерии и параметры и диапазон их изменения
2. Теплоотдача при вынужденном движении газа или жидкости вдоль плоской стенки или цилинд- рической поверхности, в том числе с наружной поверхности пластин радиатора: а) ламинарное движение газа или жидкости б) турбулентное движение газа или жидкости aB = Nu —. где Nu = 0,66 Re0,5, Re = —— V Nu A. «к — i где Nu = 0,032 Re0'8 Re < 105. Re — число Рейнольдса, / — длина стенки по направлению потока, о — скорость потока Re >105
3. Теплоотдача с внутренних поверх- ностей ребер радиатора при вы- нужденной конвекции: а) при ламинарном режиме СИ кэ сл ..... ., .... Nu X aK— , где d3 =——, Nu = 7,5 при RePrX / d3\0.04 5 X -p<5- Nu=7(RePr yl — эквивалентный диаметр, S„, — площадь живого сечения, У — омываемый периметр. За определяющую температуру Т при расчете Re и Nu принимают среднюю температуру воздуха в ка- нале радиатора
СЛ Окончание табл. 13:1
8* ' "" Способ отвода теплоты Расчетная..’формула Определяющие критерии и параметры и диапазон их изменения
б) при турбулентном режиме при 100>RePr>5, Nu — = 1 ,85 ( Re Рг — 1 при Re Рр х da X. > 100 Nu=O,OI8 Re0-8 при Re > 2200 где ДТе — перегрев воздуха в радиа- торе относительно 1\
4. Теплоотдача -в штыревых радиато- рах при. вынужденной конвекции NuX ак=— ; 4э Nu = 0.21 Re065 Расчетная скорость в живом сечении радиатора v₽=^ 1+—М, \ а — d3j dg — эквивалентный диаметр штыря, а—шаг радиатора
5. Теплоотдача при пониженном дав- лении окружающей среды: а) прн естественной конвекции для ограниченных цилиндров б) при естественной конвекции для вертикальных плит Примечание, Л2. — коэффи Hp \0.43 aKH 1 1 V tfpo / I H? V’5 «k.h= — \ ‘‘po ! циенты. зависящие -.от- физических 'параме 133 Па < Нр < 10,1-105 Па «к. н — коэффициент теплообмена при давлении Нр, а.к — коэффициент теплообмена При нормальном давлении, Wpoel.0I.J05 и Тс~о’С т-ров среды (см, табл 13.2)
Таблица 13.2
Значения коэффициентов .4Ь А2 и А3 для воздуха
т , ®с т' 0 10 20 30 40 60 : 80 юо 120 140 150
0.291 0,295 0,300 0,306 0,310 0,315 0,320
лг —— 1,40 1,38 1,36 1,34 1,31 1,29 1,27 1,26 1,25 1,245
А» 1.69 — 1.61 — 1,53 1.45 1,39 1,33 — — 1,23
где 6 — и2 — О) — толщина стенки; Sn — btb.2\ bt, b.2 — длина и
ширина плоской стенки; а — длина цилиндрической стенки; % — ко-
эффициент теплопроводности стенки..
Если плоская стенка состоит из А разнородных слоев и омыва-
ется газом или жидкостью с температурой на противоположных
поверхностях стенки Tci н TCj, то тепловой поток, протекающий
через стенку в стационарном режиме,
Р — (13.9)
где
I . х? 1
(1310)
и — коэффициенты теплообмена конвекцией от i и j среды к
поверхности тела;
о I V S4 I <
Ojj—СС; -j- ОС; оп.
4=1 "
Процесс переноса теплоты через стержни и пластины выража*
ется общей зависимостью 1105, 112|
Р = (Tj - Tc)/Fh (13.11)
где Fj — тепловой коэффициент, зависящий от положения изотер-
мической поверхности i, так как в этих телах тепловой поток не-
прерывно рассеивается в окружающую среду с поверхности тела,
т.е. Р = !(Г).
Отметим, что тепловой коэффициент и тепловое сопротивление
имеют одинаковые размерности. При вычислении тепловых коэф-
фициентов для стержней и пластин можно пользоваться 1105,
B2J.
Сложный теплообмен — перенос теплоты конвекцией, излуче-
нием и коидукцией. В большинстве случаев процесс переноса теп-
лоты от изотермической поверхности I к поверхности j происходит
одновременно при помощи двух или трех механизмов переноса теп-
лоты и вклад их бывает различен. Суммарный тепловой потри P,j
равен сумме тепловых потоков, переносимых конвекцией РНО>
.излучением Palj и кондукцией (^теплопроводностью) Рт^:
ij—; (13.12)
527
Таблица 13.3
Значения функции f(7\, Т
Т., °C Т). °C
5 i о 15 20 25 30 35
10 5.03
15 5,16 5.32 — — — — —
20 5.31 5.45 5.59 — — — —
25 5.45 5,59 5,76 5.90 — —
30 5.59 5.76 5,90 6,05 6,20 — —-
35 5.76 5.90 6,05 6,20 6.35 6,51 —
40 5,90 6.06 6.20 6,35 6,51 6.60 6.82
45 6.05 6,20 6,35 6.51 6.66 6.83 7.00
50 6,20 6.35 6.51 6.67 6.83 7.00 7.17
60 6,65 6.70 6,87 7,04 7.19 7,35 7.51
70 6.90 7,06 7,21 7.39 7.55 7.72 7,86
80 7.27 7,44 7.59 7,75 7,80 8.07 8.26
90 7.63 7.82 7,98 8,13 8.31 8.49 8.67
100 8.03 8, 19 8,37 8,53 8.72 8.91 9,09
ИО 8.43 8.60 8,79 8,97 9.15 9.33 9.51
120 8,85 9.02 9,20 9.40 9.56 9.77 9.98
130 9.30 9.49 9,65 9,88 10.01 10.22 10.41
140 9.75 9.95 10.12 10.30 10,50 10.72 10,90
150 10.20 10.39 10,57 10.77 10.96 11,16 11,37
Окончание табл. 13.3
Т. °C 7J. °с
40 45 50 60 70 80 90 100
10 — — —
15 — — — —— — — —
20 —. —— — —- — — —
25 — — — —— — — —
30 — — — — — — — —
35 — — — — -— — — —
40 — —ж — —• —— — —— ——
45 7,14 — —. — — — — —
50 7.35 7,50 — — — — — —
60 7,69 7,87 8,05 — 1 1 1 —— —-
70 8,05 8,24 8,42 8,80 — — ——
80 8,45 8,65 8,83 9,20 9,62 —
90 8,86 9,04 9,25 9,65 10,03 10,46 — —
100 9,28 9,46 9,66 10,08 10,49 11,91 11,36 —
ПО 9,71 9.90 10,10 10,51 10,93 11,38 11.82 12,30
120 10,17 10,35 10,56 11,01 11,42 11,87 12,31 12,80
130 10,62 10.81 11,02 11,42 11,90 12,37 12,82 13,32
140 11,10 11.31 11,51 11,94 12,40 12,89 13.40 13,85
150 11,57 11,79 12,00 12.44 12,90 13.38 13,87 14 38
5?8
ИЛИ
(13.13)
где । 1 1 1 (13.14)
Ru RKii '
<’О=акО' + а ,ч/у+ nTij' (13.15)
Rij— общее тепловое сопротивление; a/j — общая тепловая про-
водимость. Таблица 13.4
Степень черноты различных поверхностей
Температура. “С Степень
Материал и состояние поверхности черноты, е
Алюминий тщательно полирован- 200—600 0,04—0,06
ный Алюминий сильно окисленный 35—500 0,2—0,31
Алюминиевая фольга (без масла) — 0,09
Дюралюминий Д16 50—350 0,37—0,41
Силуминовое литье (в песчаной форме) 100—500 0,31—0,33
Силуминовое литье (в кокильной 100—500 0,16—0,22
форме) Анодированные алюминиевые >0,85
сплавы для радиаторов Сталь полированная 100 0,066
Сталь сильно окисленная 25 0,8—0,82
Латунь прокатанная 22 0,06
Латунь тусклая 50—350 0,22
Медь окисленная 50 (500) 0,6 (0 88)
Медь полированная 20 0,03
Окись магния —— 0,2
Никель технический чистый поли- — 0,07—0,09
рованный Никели, окисленный при 600 °C 0,37—0,48
Окись никеля 1 1 0,59—0,86
Титан — 0,63
Краски эмалевые, лаки различных 20—100 0,92
цветов
Краски матовые различных цве- 100 0.92—0,96
то В
Лак черный матовый 40—100 0,96—0,98
Краска защитно-зеленая 20 0,9
Краска бронзовая 100 0,51
Краска алюминиевая 100 0,28
Окиси металлов 0,4—0,8
Золото —- 0,1
Золото тщательно полированное — 0,02—0,03
Стекло и— 0,91—0,94
Резина твердая — 0,95
Резина мягкая, серая, шерохова- — 0,86
тая
529
13.2. Расчет и выбор радиаторов для мощных
полупроводниковых приборов и интегральных
микросхем
Надежность полупроводниковых приборов (ПП) и интегральных
микросхем (ИМС) во многом определяется их тепловым режимом.
При этом определяющим параметром является максимально допу-
стимая температура р-п перехода Тп. Для уменьшения температуры
перехода используют теплоотводы. Мощные ПП и ИМС обычно ох-
лаждаются с помощью внешних теплоотводов, часто называемых ра-
диаторами. В качестве радиаторов используют специальные метал-
лические теплоотводы с развитой поверхностью теплоотдачи, а
также несущие элементы конструкции ИВЭ (шасси, корпуса, стен-
ки кожухов и т.д.) 1112—114, 111, 115, 117 и др1.
Полная и упрощенная тепловые схемы конструкции радиатора
с установленными на нем ПП или ИМС приведены иа рнс. 13.1.
Температура перехода и корпуса ПП или ИМС, установленной на
радиаторе, в соответствии с упрощенной тепловой схемой определя-
ется из выражений
Тп = ТсЧ-А7'р
max "bPр (Дп.к‘+ (13.16)
7'и= тс 4- ДТр ma3C-|-Рр 7?и р, (13.17)
где АТр max = PpRp.Jg — максимальный перепад температур
между основанием радиатора и окружающей средой в месте крепле-
ния ПП или ИМС; Рр—мощность, рассеиваемая радиатором;
Лп.н== Л7’П1,/Рр— тепловое сопротивление переход— корпус ПП
(задается в технических условиях); ДТцд, — перепад темпера-
тур между переходом и корпусом; Р1(.р= А Гц.п/Рр — тепловое
контактное сопротивление корпус—радиатор; ЛТп.и — перепад
температур между корпусом и радиатором; g = (7'p — ТеУ(Рр max “*
— Тс) — коэффициент неравномерности температурного поля
по радиатору [1071, Тр — средняя поверхностная температура ра-
диатора; Тр max — температура радиатора в месте крепления ПП
или ИМС.
Значения коэффициентов неравномерности температурного поля
для наиболее распространенных типов радиаторов приведены на
рис. 13.2—13.4.
Введение коэффициентов неравномерности температурного по-
ля упрощает выбор конструктивных параметров радиаторов, так
как в этом случае исключается расчет тепловых коэффициентов Fp.e
Для пластин различных конфигураций и сводится к определению
теплового сопротивления между радиатором и окружающей средой
/?р.с-
Рис. 13.1. .Полная (а) и упрощенная (б) тепловые схемы, радиатора
с источником теплоты ...
530
Рис. 13.2. График
для определения
коэффициента не-
равномерности
Температурного по-
ли’ ’пластинчатого
радиатора (g —
отношение те м пе -
ратуры в месте
расположения ис-
точника теплоты
к температуре на
Краю радиатора,
I — определяю-
щий размер!
5
0,96
0,92
0,88
0,81
0,80
0,76
Рис. 13.3. График
для определения
коэффициента не-
равномерности
температурного по-
ля ребристого ра-
диатора
Рис. 13.4. График
для определения
коэффициента не-
равномерности
температурного
поля штыревого
радиатора
Таблица 13.5
Основные тепловые параметры некоторых типов элементов
Тип элементов Максимальная рассеивае- | мая мощность ^гаах» Вт I Предельно допустимая температура перехода тп- °С Предельно Допустимая температура корпуса 7-к, ”С Тепловое сопротив- . ление между переходом 1 и корпусом Я К/Вт Тепловое сопротивление между переходом и окру- жающей средой ₽п с. К/Вт Диапазон изменения температуры корпуса Т, , °C при Р к н max
2Д212А, Б 1 140 — 10 по .—
2Д213А, Б 10—12 140 — 1.5 70 —
2Д203А, Б, Г, 20 140 2.5 — —
КТ908А 50 150 125 2,0 — -60+4-50
КТ809А 40 150 125 2,5 —60++50
КТ819 100 150 125 1,25 41,6 —60++50
К142ЕН1.2 — 150 — 40 110 •—
К142ЕП1 — 150 40 НО -—
К142ЕН3.4 4 150 100 5 50 —60++ 100
К142ЕН5А, Б 10 165+10 100 1 — —60++ 100
2У202Д 20 — 70 — — —
2У202Н 1,5 — НО — _—
Справочные данные по допустимым температурам и тепловым
сопротивлениям перехода и корпуса для некоторых типов ЭРИ при-
ведены в табл. 13.5.
Тепловой расчет радиатора сводится к определению его тепло-
вого сопротивления Яр.с- которое не должно превышать некоторо-
го значения, определяемого в соответствии с (13.16), т.е.
Яр.с < Яр,с.доп- (13.18)
Если в технических условиях на ЭРИ указана допустимая тем-
пература перехода, то допустимое тепловое сопротивление радиа-
тора определяется по формуле
Яр.с, Дон ДТ’р.Доп Яр=- (Т'ц—ЯрЯц.р Тс),Рр,
где
АТр.ДоП Т'р.ДОП—Яс‘, Яп.р Яп.в+Як.р’,
Т'р.доп —Яр (/?ц,к 4-Як.р)|- (13.19)
Когда в технических условиях задана допустимая температура
корпуса, то
Яр.с. доп (Ян—Яр/?п;к)/Рр; (13.20)
Яр.доп (Р«~Яр Як.р)- (13.21)
532
Максимальный перегрев основания радиатора относительно
окружающей среды еще представляют в виде
ЛТ'р т«=Гр max-7’c«(Tp-7’c)/g=Op/g. (13.22)
Если на радиаторе установлен один элемент, то Рр™- Ра, если ие-
п
сколько, то Рр— S Pai- гДе п — количество ЭРИ. При этом допу-
<=|
стимое тепловое сопротивление радиатора /?р.с определяют для
ЭРИ, имеющего минимально допустимую температуру Т„.
При выборе радиаторов обычно возникают вопросы; какую мощ-
ность способен рассеять радиатор выбранной конфигурации и раз-
меров; как изменяется мощность рассеиваемая радиатором, в за-
висимости от числа ребер, высоты, их толщины, расстояния между
ними, состояния поверхности, а также условий теплообмена с окру-
жающей средой. Без решения этих вопросов трудно выбрать опти-
мальную конструкцию радиатора.
В общем случае мощность, рассеиваемую радиатором в окру-
жающую среду, можно определить по формуле (13.1). принимая во
внимание, что Fp.c — /?p.c/g:
Рр— ” или Рр = gffp.c (Тр—Т’с). (13.23)
Ор.с
Процесс конвективного и лучистого теплообмена различных
поверхностей радиатора, имеющих сложную конфигурацию, не
всегда может быть описан одинаковыми зависимостями. Тогда по-
верхность радиатора разбивают на п отдельных частей, тепловые
сопротивления которых Rp.ct, а фактически коэффициенты тепло-
обмена а;(/?р.с ,) = 1/а;.$(-, где S;- — поверхность t-й части радиа-
тора (заданная величина) описывается своими формулами для каждой
из простейших поверхностей радиатора. Тогда выражение (13.23)
примет вид
п
2 Тс). (13.24)
izsi I
Мощность Рр, рассеиваемая радиатором, может быть вычислена
по формуле (13.24), если известны коэффициенты теплообмена от-
дельных поверхностей радиатора аг и температура окружающей среды
в пространстве между ребрами.
Приближенно выражение (13.24) для определения мощности,
рассеиваемой радиатором,
/>р~|ак(Гр- Ггс)4- aJT-p- TJlSp. (13.25)
Здесь Г ic — температура среды между ребрами.
Расчет коэффициентов конвективного теплообмена отдельных
поверхностей радиатора проводится по формулам, приведенным в
табл 13.1.
Обычно в ИВЭ применяют радиаторы следующих типов: пла-
стинчатые, ребристые, штыревые, петельио-проволочные, а также
различного рода конструкции, получаемые гибкой, штамповкой
(типа «краб», «звездочка», «корзинка», «цанга», «крыльчатка»).
Конструкции некоторых типов радиаторов приведены иа рис. 13.5,
13.6, а. Рекомендации по их выбору даны в табл. 13.6 (114, 117 и др.].
533
<4
Рис. 13.5. Конструкции радиаторов:
а — пластинчатый; б — ребристый; в — штыревой
Рис. 13.6. Конструкция радиатора типа «краб»
534
Таблица 13.6
Рекомендации по выбору радиаторов
535
Тип радиатора и условия теплообмена Рассеивае- мая мощ-. иость. Вт Основные размеры радиаторов. м Примечание
Толщина основания Высота ребра (штыря; Размеры основания в плане й cs 4 v аг чзс a tt“s H^SO. Высота радиатора
Пластинчатый радиатор (естественная конвекция) Ребристый радиатор (односторонний и двусторонний): а) естественная конвекция б) вынужденная конвекция Штыревой радиатор (односторонний и двусторонний): а) естественная конвекция б) вынужденная конвекция Пластинчатый петельно-проволочный радиатор. Естественная конвекция: а) радиатор из алюминия б) радиатор из меди Радиатор «краб»: а) естественная конвекция б) вынужденная Конвекция До 5 От & до 2 0 До 100 От 5 до 20 100 1 5 60 80 100 1S 60 80 100 5—20 До 100 -Г ОФ <Л to into | |l |l СО СО Tj- m CM CM СО | ( «*> co eo «г cm Cm <30 Oo QO CO 1 1 III II 1 ww КЗ ю КЗ КЭ До 100X100 До 150X150 До 150X150 До 150X150 До 150X150 40X40 70X100 100X150 150X200 40X40 70X100 100X150 150X200 8-14 4- 6 5—9 5-9 7-8 7 — 8 10-12 10 — 12 7-8 7 — 8 10—12 10 — 12 0 — 3 0—3 15-24 15— 24 15—20 15-50 Ширину и длину радиатора лучше делать одинаковыми Размеры радиаторов для еди- ничного прибора не более 100X100. Толщина ребра 1— 2 мм Нижнее основание штыря 2.5— 3 мм. верхнее — 1 — 1.5 мм Дивметр проволоки 0.9 мм Продольный шаг проволочных 1 ебер 2—2.5 мм Диаметр проволоки 0.7 мм Ширина ребер 3-8 мм
Наибольшее распространение получили- пластинчатые, ребрис-
тые и штыревые радиаторы. Сравнение штыревых и ребристых ра-
диаторов показывает, что для блоков, масса которых ограничена,
рекомендуется применять штыревые радиаторы. Если габариты име-
ют решающее значение, применяют ребристые радиаторы. Шты-
ревой радиатор при естественной конвекции работает более эффек-
тивно при горизонтальном расположении штырей; при обдуве по-
ток газа должен быть направлен в торец .радиатора. Ребристый ра-
диатор в условиях естественной конвекции должен располагаться
ребрами вертикально, а при наличии обдува — боковой поверх-
ностью ребер по направлению потока газа, Если радиатор установ-
лен на горизонтальном шасси, то снизу необходимо предусмотреть
отверстия для прохода газа или поднять радиатор иад шасси на рас-
стояние (10—15) • 10~3м. Не рекомендуется применять ребристые
и штыревые радиаторы с высотой ребра (штыря) более 32 • 10— 3 м.
Петельно-проволочные радиаторы эффективнее оребренных и
штыревых в 1,5—2,3 раза по массовым и объемным характеристикам,
однако их применение ограничено сложностью технологии изготов-
ления.
Радиаторы типа «краб» имеют высокую эффективность, которая
достигается ступенчатым расположением ребер. Они расположены
так, что не излучают друг на друга лучистой энергии, геометрия лег-
ко обеспечивает естественное конвективное охлаждение, при обду-
ве не требует строго направленного потока газа.
При подборе покрытия на радиаторах должна обеспечиваться
степень черноты е не менее 0,85.
В качестве материалов рекомендуется применять алюминиевые
сплавы, которые обладают хорошей теплопроводностью и малой
плотностью, а также отвечают требованиям технологии изготовления.
При жестких требованиях к массе для радиаторов используют
магний; однако изготовление радиаторов из магниевых сплавов бо-
лее трудоемко.
В табл. 13.7 приведены наиболее распространенные материалы
для радиаторов, а также их свойства.
Таблица 13.7
Некоторые характеристики материалов, используемых
для изготовления радиаторов
Материал Марка Плотность, кг/м» Теплопровод- ность. Вт/(м-К)
Технический алю- АД1, АД, AM 2710 218—226
МИНИН АМЦ 2730 180
Алюминиевые АЛ2 2650 175
сплавы АЛ9 2660 151
Д16М 2780 192
Д16Т 2780 121
Медь Ml, М2, М3 8940 385
Латунь Л96 8850 80—140
Магниевые спла- МА-1 116
ВЫ МА-3 МА-8 1700—1800 65 124
ВМ-65-1 109
.,536
Важное значение для обеспечения нормального теплового ре-
жима ЭРИ, устанавливаемых иа радиаторах, имеет значение тепло-
вого контактного сопротивления (ТКС) соприкасающихся поверхно-
стей ЭРИ и радиатора /?к.р [см. (13.16), (13.17)1, которое определя-
ется в основном следующими факторами: контактным давлением, ше-
роховатостью, неплоскостиостью и волнистостью, наличием раз-
личных прокладок и смазок, теплофизическими свойствами и тем-
пературой контактирующих поверхностей и проводимостью в тонких
газовых щелях. При расчетах рационально пользоваться экспери-
ментальными значениями ТКС, однако в первом приближении
пользуются и расчетными значениями.
Поверхность контакта радиатора должна иметь шероховатость
поверхности не более 2,5. Для уменьшения контактного сопротив-
ления поверхности покрывают обычно теплопроводной пастой КПТ-
8 (X = 0,7 Вт/м • К), полиметилсилоксаиовой жидкостью с вязко-
стью от 200 до ЮООСп (Х= 0,12—0,16) Вт/м- К, устанавливают
на клей—герметик «Эластосил 11—01» (Х = (0,7—1,0) Вт/м • К).
По опытным данным смазка контактных поверхностей в 2—2,5
раза уменьшает ТКС и влияние шероховатости контактных поверх-
ностей, а также влияние случайных факторов (затяжка винтов,
попадание пыли, наличие заусенцев).
Усилие затягивания винтов, крепящих ЭРИ к радиатору,
должно соответствовать требованиям, указанным в технических усло-
виях иа элементы. Если момент силы затягивания ие указан, то
рекомендуется для винтов М3 — не менее 14,7 Н • м ±10%, а для
винтов М4 — не менее 39,2 Н • м ±10 %. При меиьшем усилии
затяжки винтов ТКС резко возрастает.
Применение электроизоляционных прокладок между поверхно-
стями ЭРИ и радиаторами вносит дополнительное тепловое сопро-
тивление в зону контакта, вследствие чего повышается температура
ЭРИ. Поэтому, выбирая способ его крепления, приходится идти иа
компромисс между требованиями, предъявляемыми к электрической
изоляции, и ТКС. В табл. 13.8 приведены удельные тепловые со-
противления некоторых электроизоляционных прокладок для полу-
проводниковых приборов.
Расчетные зависимости и рекомендации по выбору радиаторов
позволяют рассчитать геометрические размеры радиатора при за-
данной мощности, рассеиваемой ЭРИ (проектный расчет) или при
известных геометрических размерах определить мощность, рассеи-
ваемую радиатором для заданной допустимой температуры перехода
ПП или корпуса ПП (ИМС), т.е. провести проверочный расчет.
Методику и порядок проектного и поверочного расчетов про-
иллюстрируем иа конкретных примерах.
Пример 1. Рассчитать тепловой режим диодов 2Д212А и 2Д213А
с мощностью рассеяния Р = 0,8 Вт каждый. Диоды работают в
условиях естественной конвекции при температуре окружающей
среды Тс = 45 °C и нормальном давлении.
Из табл. 13.5 находим:
для диода 2Д212А — /?п,с = 110 К/Вт, Тп. доп = 140 °C;
для диода 2Д213А — R„.c — 60 К/Вт, Льдов— 140°С.
1. Определяем температуру перехода диода 2Д212А
Т'п = Л + Rn.cP = 45 4- 110 • 0,8 = 133 °C.
537
Таблица 13.8
Удельное тепловое сопротивление некоторых электроизоляционных
прокладок для полупроводниковых приборов
Материал прокладки Толщина ггрокладки, 6* mkxIO1 м Удельное тепло- вое сопротивле- ние прокладки,. . RyXl0‘ К-м2/Вт
Без прокладки 1,14—1,52
Без прокладки, с пастой КПТ-8'’ 0,38—0,76
Без прокладки, со смазкой ЦИАТИМ — 1,14—1,33
Без прокладки, поверхность теп- лоотвода оксидирована, лак УР-231 —— 6,85
Без прокладки, поверхность теп- лоотвода оксидирована, лакокра- сочное покрытие —- 7.0
Без прокладки, со смазкой ПМС-200 — 1,14
Слюда двухслойная (2X30), (2X25). (2X20), (2X15) без па- сты 60, 50, 40, 30 3,23; 2,39; 2,24; 1,98
Слюда двухслойная с пастой КПТ-8 между всеми контактными поверхностями 60, 50, 40, 30 1,52; 1,1.4; 1,03; 0,83
Капроновая сетка с пастой КПТ-8 35, 150 9,12; 7,5
Лавсановая сетка <10 4,34
Лавсановая сетка с пастой КПТ-8 Алюминиевая прокладка, глубоко оксидированная: 200 7,98
без пасты 1000 8,75
с пастой КПТ-8 1000 3,42
Триацетатная пленка с пастой КПТ-8 50 2,85
* Данные табл. 13.8 относятся к следующим условиям: давление и влаж-
ность окружающей среды — нормальные; чистота поверхностей контакта
1.8—0.8: усилие затяжки винтов крепящего фланца (3 шт.) 58.9-? 78,5 Н-м;
температура в зоне контакта 50 — 120 °C.
2 Определяем температуру перехода диода 2Д213А
Тп = Т'с + Rn.c Р = 45 +- 70 0.8 = 101 °C.
В заданных условиях и режимах работы оба диода могут рабо-
тать без радиатора.
Пример 2. Определить размеры пластинчатого радиатора для
транзистора КТ809А мощностью рассеяния Р — 5 Вт, работающего
при температуре окружающей среды Тс = 50°С в условиях ес-
тественной конвекции и нормальном давлении. Транзистор уста-
новлен с помощью пасты КПТ-8 иа вертикально ориентированный
пластинчатый радиатор. Степень черноты радиатора ер = 0,9 (про-
ектный расчет).
U38
. Из табл. 13.5 находим: /?п.к = 2’5 К/Вт, /?к.р = Яи.т =
0,4 К/Вт, Гп =150 "С.
1. Задаемся высотой пластины D — 0,05 м. •
2. По графику на рис. 13.2 для D — 0,05 м определяем коэффи-
циент неравномерности температуры пластинчатого радиатора
g — 0,99.
3. Определяем допустимую среднюю поверхностную темпера-
туру радиатора и его перегрев по формуле (13.19):
Ур-доп =g 1Та-Р (/?п,к + /?к.р)]=0.99 [150-5 (2,54-0,4)1= 135° С;
АГр.доп = 1 35 — 50 = 85° С.
4. Для вертикально ориентированной поверхности высотой
D — 0,05 м по формуле, приведенной в табл. 13.1, рассчитываем
коэффициент теплообмена при естественной конвекции
Ту-Те
0,05
где Л.2(7'т) = 1,28— по табл. 13.2;
для средней арифметической температуры
Гт = 0,5 (Гр 4- Гс) = 0,5 (135 4- 50) = 92,5 °C,
Закон движения 1/4 выбирался из условия (Гр — Гс) sg (840/jD)3;
здесь размерность D в миллиметрах (табл. 13.1).
5. Вычисляем коэффициент теплообмена излучением по формуле
(13.6)
ал.р.е — ^п.р.е Фр.с / (Гр, Гс)— 0,9*1*11,3=10,2 Вт/м2* К,
где 8П = ер = 0,9; Фр.е— 1 — на основании [112J. Значение функ-
ции I (Гр, Гс) = / (135,50) — 11,30 Вт/м2 • К взято из табл. 13.3.
6. Определяем суммарный коэффициент теплообмена
«•= ак.р.с+ал.р.с— 6,424- 10,2 = 16,62 Вт/м2* К.
7. Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиа*
тора
S = Р/аДГр.дор - 5/(16,62 85) = 0,00355 м2.
8. На основе рекомендаций табл. 13.6 задаемся толщиной пла-
стины 6 — 0,003 м и вычисляем ширину пластины
„ S—2D6 0,00355- 2*0,05-0,003
В = —Г = ---------------1---------= 0,0307 м.
2(04-6) 2(0,054-0,003)
Размеры пластины радиатора для заданных исходных данных
принимаем следующие:
D X В х 6 = 50 х 31 х 3 мм.
Пример 3. Рассчитать размеры радиатора для тех же исходных
данных, что и в примере 2, но при давлении окружающей среды
0,532 • 105 Па (400 мм рт. ст.).
В предыдущем примере необходимо пересчитать значение ко-
эффициента теплообмена ак для условий работы при пониженном
давлении и уточнить дальнейший расчет (начиная с п. 4 примера 2).
Значение коэффициента теплообмена излучением от давления не
'зависит и остаётся прежним. ’’ '
.539
1. Определяем коэффициент теплообмена при естественной кон-
векции при давлении Яр = 400 мм рт. ст. (см. табл. 13.1)
(Н f 400
7Г" =6'421^Г — 4,67 Вт/м2-К,
Про / \ /ЬО ]
где ак = 6,42 Вт/м2 • К — значение, полученное в предыдущем
примере (см. п. 4) при нормальном давлении.
2. Уточняем значение суммарного коэффициента теплообмена
а = ак н + ал = 4,67 + 10,2 — 14,87 Вт/м2 • К.
3. Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиа-
тора
S = Р/аДГр.дОП= 5/14,87 • 85 = 0,00396 м2.
4. Вычисляем ширину пластины радиатора
S—2D& 0,00396 — 2.0,05 0,003
В =--------— = —11---------------!--- = 0,04 м.
2(D + 6) 2(0,054-0,003)
Размеры пластины радиатора при давлении Н — 5,32 • 104 Па
D х В % & — (50 х 40 х 3) мм.
Пример 4. Рассчитать размеры радиатора при исходных данных,
оговоренных в примере 2, ио при условии, что радиатор находится в
вакууме.
1. В вакууме коэффициент теплообмена конвекцией ак — 0.
Поэтому суммарный коэффициент теплообмена
а = ал = 10,2 Вт/м2 • К.
2. Уточняем площадь теплоотдающей поверхности радиатора
S = Р/аДГр.доп = 5/10,2 • 85 = 0,00578 м2.
3. Определяем ширину пластины радиатора
S —2D6 0,00578 — 2.0,05-0,003
В =-------— = --------------’--------=-0,0517 м.
2(04-6) 2(0,054-0,003)
Размеры пластины радиатора, работающего в условиях вакуума
DXB=50x 52 x3 мм.
Пример 5. Поверочный расчет. Определить мощность, рассеи-
ваемую ребристым радиатором, при следующих геометрических раз-
мерах: высота D = 0,101 м; ширина В =0,101 м; высота ребра =
= 0,02 м; толщина ребра Ь = 0,001 м; шаг а = 0,01 м; толщина
основания ft = 0,005 м; число ребер п = И; температура окружаю-
щей среды 7*,. —50°С; степень черноты еп — 0,9. Теплообмен
происходит в условиях естественной конвекции при нормальном
давлении.
540
Ь Определяем площади i = х частей поверхности радиатора:
Si = (п — 1) aD = (11 — 1) 0,0' • 0,101= 1,01- 10~2 м2;
S2 = 2 (п — 1) HiD = 2 (11 — 1) 0,02 • 0,101 =4,04 • 10~2 ма;
S3 = 2HD = 2 • 0,025 • 0,101 = 0,505 • 10-2 м2;
S4 =«*(£> + 2/Л) + 2(Я - Я,) В = И • 0,001 (0,10/4-
+ 2 • 0,02) + 2 (0,025 — 0,02) 0,1 = 1,65 • 10~2 м2;
S5 = BD = 0,101 • 0,101 = 1,01 • 10-2 м2:
5
S = S S, = 8,3 -10-2 м2.
£=1
2. В первом приближении задаемся средней поверхностной темпе-
ратурой радиатора ТР=76°С.
3. Определяем среднюю арифметическую температуру
Тт = 0,5 (Тр + Тс) = 0,5(76 + 50) = 63 °C. (13.26)
4. Определяем температуру окружающей среды между ребрами
по формуле 1105)
Т/с = Тр-(Тр - Тс) Л4 (^), (13.27)
*'де М (|) — критерий, учитывающий повышение температуры ок-
ружающей среды между ребрами Т ic относительно температуры
в пространстве, достаточно удаленном от радиатора. Для воздуха
Значения критерия М (I) приведены в табл. 13.9.
Значения I определяется по формуле
(Тп — Тс)1/4
5 = Л4(Т„,) (а- 6)(мм)-----, (13.28)
D /4 (мм)
где Я4 (Тт) — параметр, учитывающий свойства окружающей
среды при температуре Тт (для воздуха этот параметр представлен
в табл. 13.10); а, b и D — в миллиметрах.
Таблица 13.9
Зависимость критерия М от параметра £
£ 0 0,2 0,5 0,8 1,0 1,5
м 0 0,095 0,245 0,390 0,480 0,680
Окончание табл. 13.9
g 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5
м 0,815 0,895 0,935 0,960 0,980 0,990
541
Таблица 13.10
Зависимость параметра А4 от температуры Тт
Тт. °C 0 10 20 30 40 50 60
At 0,395 0,375 0,36 0,35 0,335 0,325 0,315
Окончание табл. 13.10
тт. °C 70 80 100 120 140 160
0,303 0,293 0,280 0,260 0,250 0,235
Проводим численный расчет температуры Т ic:
а) из табл. 13.10 определяем Л4 (63 °C) = 0,311;
б) по формуле (13.28) рассчитываем
(76 — 50)'14
£=0,311 (0,01— 0,001) • 10® —----------=1,985;
(0,1Ь1-10»)1/<
в) из табл. 13.9 определяем М (1,985) — 0,81;
г) по формуле (13.27) рассчитываем искомое значение темпе-
ратуры
Tic = 76 - (76 - 50) • 0,81 = 55 6С.
5. Рассчитываем коэффициент теплообмена конвекцией для 1-х
частей поверхности радиатора:
а) для поверхностей Si и S2 по формуле, приведенной в табл. 13.1,
/ (Г —Тс) \,/4 / (76—55) \,/4
аК1,г = Д2^ о ) =1’3(~о'ю1 ) = 4,92 Вт/м2-К,
где Л2 (65,5 °C) = 1,3 при Tim = 0,5 (Тр + Tic) = 0,5 (76 +
+ 55) = 65,5 °C;
б) для поверхностей Ss, S4, Ss при Т ic — Те — 50 °C и Тim —
~ Tm — 63 °C (см. п. 3 примера) по формуле из табл. 13.1 опре-
деляем
/ 76—50' \
«кз « 5=1.31--------- = 5,18 Вт/м2.К.
к \ 0.101 / ’ •
6. Определяем коэффициент теплообмена излучение^ для «-х
частей поверхности радиатора:
а) для поверхностей St и S2 по формуле (13.6) '
а л 1.2 = епФр.с f (Тр, Тс) = 0.9 • 0,0476 • 8,6 » 0,378 Вт/м8- К,
S42
где коэффициент облученности определяется по формуле
Фр сг4= —2— = —21®!--------= 0,0476,
VpcU a + 2D 0,014-2-0,101
а выражение f (76 °C, 50 °C) = 8,6 Вт/м2 - К — по формуле (13.7);
б) для поверхностей Sa, S4, S6 с учетом соотношения «Рр.сзл.з33
— 1 по формуле (13.6) определяем
ал.3,4,5 = 0,9 • 1 • 8,6 = 7,75 Вт/м» • К.
7. Рассчитываем мощности, рассеиваемые i-ми частями
поверхности радиатора, и суммарную рассеиваемую мощность
радиатора по формуле (13.25):
5 5
2 Г«щ5Н7’р-'^) + «л15Н’’р-‘Гс)],
1=1 1=1
откуда
Pt = 4,92 • 1,01 • 10-2 (76 — 55) 4- 0,378 • 1,101 • 10~2 х
(76 — 50) = 1,14 Вт;
= 4,92 • 4,04 • 10-2 (76 — 55) 4- 0,378 • 4,04 10~2 х
X (76 - 50) = 4,59 Вт;
Ра = 5,18 0,505 • 10-2 (76 — 55) + 7,75 • 0,505 • 10~2 х
X (76 — 50) = 1,57 Вт;
=5,18- 1,65 10-2 (76 — 55) + 7,75 • 1,65 • 10~2 х
X (76 — 50) = 5,13 Вт;
Р6 = 5,18 • 1,02 • 10-2 (76 — 55) + 7,75 • 1,02 • 10~2 х
X (76 — 50) = 3,26 Вт;
Pv.= 1,14 + 4,59 4- 1,57 4- 5,13 4- 3,14 = 15,59 Вт.
Аналогично производится расчет для других значений средней тем-
пературы поверхности радиатора, из которого можно получить теп-
ловую характеристику радиатора в виде Р — f (Тр).
. Теперь предположим: что на этом радиаторе установлены ЭРИ
мощностью Р — 15,59 Вт; определим их температуру.
а) Пусть на радиаторе с помощью пасты КПТ-8 установлен
транзистор КТ809А, рассеивающий мощность Р — 15,59 Вт; трг-
да температуру перехода определим по формуле (13.16) .
7'с4“ АТ’р mdx4~Pp (/?it.n4~/?i(.p)— Т’р тах4-7’р (7?п.к4" 77к.р) ==
= 764-15,59 (2,54-0,4) = 121,2° С.
б) Пусть на радиаторе установлены транзисторы КТ809А (Рр =
= 5,59 Вт) и КТ908А Рр-= 10 Вт); тогда для транзистора КТ809А
. . . Тп = 76 4- 5,59 (2,5 4- 0,4) = 92,1 °C;
для транзистора КТ908А
Тп = 76 4- 10 (2,54-0,4) - 105 *С.
543
13.3. Расчет тепловых режимов при конструировании
гибридных интегральных микросхем и микросборок
При расчете тепловых режимов конструкции гибридных ИМС
и микросборок независимо от технологии их изготовления могут
быть представлены двумя моделями, изображенными на рис. 13.7
(108, 109, 111]. Первая модель соответствует корпусированным
ИМС и микросборкам, вторая — бескорпусным. Учитывая, что в
обеих моделях основная доля теплоты передается от подложки к
корпусу или от теплоотводящей шины в окружающую среду, при
расчете их тепловых режимов можно воспользоваться единой теп-
ловой моделью и тепловой схемой, которые приведены иа рис. 13.8
и 13.9. Тепловая модель иа рис. 13.8 представляет собой двухслой-
ный прямоугольный параллелепипед с размерами llt 12 и 1Я = Лп +
+ hK, где Лп — толщина подложки, Лк — толщина слоя клея или
компаунда. Если в микросборке подложки припаиваются к корпусу,
то, пренебрегая тепловым сопротивлением контакта, тепловую мо-
дель можно рассматривать как однослойный параллелепипед, со-
стоящий только из подложки толщиной l3 — ha. Источники теп-
лоты размещаются произвольно иа верхней большой стороне парал-
лелепипеда. Температура корпуса (теплоотводящей шины) микро-
сборки считается изотермической поверхностью с температурой Тк.
При расчете теплового режима микросборок с заданной топо-
логией определяют температуру пленочных и дискретных бескорпус-
ных элементов (резисторов, конденсаторов, транзисторов, диодов
и др.), расположенных на поверхности подложки, сравнивают по-
Рис. 13.7. Модели конструкций корпусированной (а) и бескорпусной
(б) микросборок:
/ — корпус (теплоотводящая шина); 2—подложка: 3 — клей или компаунд;
4 — выводы
Рис. 13.8. Тепловая модель микросборки
544
лученные температуры элементов с допустимыми температурами Tig,
указанными в ТУ, а затем делают заключение о приемлемости тепло-
вого режима элементов. При расчете пленочные элементы заменяют
плоскими источниками теплоты, дискретные представляют плоскими
источниками теплоты с той же мощностью и внутренним тепловым
сопротивлением между переходом и поверхностью подложки. Ис-
точники теплоты представляют в виде плоских прямоугольников с
размерами 2ДХ х 2Д2, параллельных осям х и у на тепловой модели
(см. рис. 13.8).
В гибридных ИМС и микросборках, как правило, иа поверхно-
сти подложки плотно друг около друга расположено большое число
элементов, поэтому при разработке топологии необходимо учиты-
вать взаимодействие их тепловых полей.
Предполагая, что система линейна, для определения темпера-
туры i-го элемента применяют принцип суперпозиции тепловых
полей
п
Ti = TK + ^ii + ^i=TK+ 2J (13.29)
I — 1
где dgj — собственный перегрев, обусловленный только мощио-
п
стью i-ro источника; Офг = У, Оу, — фоновый перегрев от всех -
7=1 „
остальных источников теплоты; uji — фоновая составляющая пе-
регрева i-ro элемента, обусловленная /-м источником теплоты; п —
число источников теплоты.
При практических расчетах фонового перегрева вводится по-
нятие о зонах влияния или зонах тепловой защиты, за пределами
которых влияние фоновой составляющей температурного поли
пренебрежимо мало. Другими словами, зона тепловой защиты опре-
деляет расстояние, за пределами которого тепловым влиянием со-
седних ЭРИ можно пренебречь (рис. 13.10). Размеры зоны тепловой
защиты можно определить по результатам поверочного теплового
расчета топологии по приведенной ниже методике. Приближенно эти
Рис. 13.10. Схе-
ма конструкций
зон защиты
9
18 Зак. 726
545
Рис. 13.11. Гра-
фики для опре-
деления шири-
ны зон защиты:
а — при дву-
сторонней за-
щите; б — при
защите по пе-
риметру
размеры можно также оценить с помощью графиков, приведенных
иа рис. 13.11 UO8J.
Ширина эоны защиты зависит от геометрических размеров по-
верхности подложки, занятой навесными элементами, приведенной
толщины подложки и максимально допустимой удельной мощности
рассеяния пленочных резисторов.
Параметры а и фт, обозначенные иа графиках, находятся из
соотношения а — Uh, 0Т = P'JPq, где I — меньший размер зоны,
занимаемый навесными элементами, — Лп + Лк — приве-
денная толщина подложки; Ро — удельная мощность рассеяния
пленочных резисторов; Р„ — максимально допустимое значение
удельной мощности рассеяния пленочных резисторов, при которой
обеспечивается нормальный тепловой режим навесных элементов.
С помощью рис. 13.11 через параметры а и 0Т находят значение
коэффициента 6, а затем определяют ширину зоны защиты /9-=
= 6/°. Если при выбранной конструкции микросборки размеры
зон защиты не удовлетворяют требованиям топологии, то применя-
ют дополнительные конструктивные меры, в том числе используют
материалы подложки и компаундов с более высокой теплопровод-
ностью, специальные методы монтажа (например, размещение мощ-
ных бескорпусных транзисторов непосредственно иа металлическом
основании корпуса) нли применяют более интенсивные средства
охлаждения.
В качестве материалов для корпусов получили распространение
алюминиевые сплавы, ковар н пластмассы, для подложек — ситалл,
поликор, бериллиевая керамика (табл. 13.11).
Пример. Рассчитать тепловой режим элементов фрагмента то-
пологии микросборки (рис. 13.12) для двух вариантов конструкций
подложки: а) из поликора; б) из ситалла. Толщина йп = 0,5 • 10~3 м;
элементы установлены на корпус с помощью клея толщиной =
= 0,1 • 10—3 м. Исходные данные следующие.
Керамический резистор Я3: мощность Р = 50-10~3 Вт; размеры
в плане 2Aj — 3,5 • 10~а м; 2Д2 = 3,0 • 10~3 м; плотность теп-
лового потона qa = PHl^ • 2Д2 = 0,477 • 104 Вт/м2.
Бескорпусной транзистор УТ2типа 2Т625АМ-2: Р = 250 • 10—3Вт;
2ДХ = 1,0 • 10-3 м; 2Д2 = 3 10-3 м; Ро = 8,33 • 104 Вт/м2; R -
= 35 К/Вт.
Керамический конденсатор С7 типа КЮ-17: 2Aj = 1,5-10-® м,
2Д2 = 1,5 • 10-3 м:
а) . Определяем собственный перегрев перечисленных элемен-
тов, установленных на подложке из поликора 1п = 30 Вт/м • К,
с помощью клея Хк = 1,5 Ву/м • К).
546
' Таблица 13.1 i
Материал Теплопро- водность, Вт/м-К
Снталл 1,22—1,46
Поликоо 25—37,7
Ковар Бериллиевая 15—21 220
керамика Компаунды и 0,2—1,0
клеи Пластмассы 0,2—1.0
Рис. 13.12. Фрагмент топо- ,
логии микросборки
сопротивление единицы площади
I. Определяем суммарную
толщину подложки и клея
l»~ ha + hK= (0,5 + 0.1)X
X ю-а= 0,6 • 10~3 м.
2. Рассчитываем тепловое
годложки
0,5-10—3 0,1.10~3
гт = Ли/Хп+йкАк =---------4- -——0,083.10~Зма-К/Вт
оО 1,0
3. Вычисляем масштабный коэффициент К/ Для двухслойной
Пластины:
К L ~ (^п + M/(*n + A« ^af^-к) —
0,6-10-3
= ---------------------------- =0,24.
0,5-10-34-0,1 (1,5/0,3>-10—»
4. Определяем значения функций у (6t 62 7Q) с помощью
графиков на рис. 13.13. предварительно вычислив относительные
размеры пленочного R3, и навесных С7, VT3 элементов 62 и &\KL,
F2KlI109L
Примечание. Свойства функции, которые необходимо
знать при расчете температурных полей элементов на подложке,
у (г, <?) = sign г sign gy(| г |, |g|); у (г, q) = у (q, г).
Функции signr и signg учитывают знак параметра. Они равны
4-1, если знак параметра положителен, и нулю, если параметр равен
< улю.
5. Определяем максимально возможный перегрев, элементов
&il max “ Рт i ~
6. Рассчитываем собственный перегрев элементов 0^ —
= тах у (г. q). Результаты расчета по пп. 4—6 приведены в
табл. 13.12.
б) . Определить собственный перегрев тех же элементов, уста-
новленных на подложке из ситалла Хп = 1,5 Вт/м • К с по-
мощью клея Хк = 0,3 Вт/м • К.
18*
547
У
0,50
0,35
0,30
0,35
0,30
0,25
0,20
0,15
0,10 0,15 0,20 0,25 0,30 0,35 &
Рис. 13.13. Зависимость у-функ-
ции от параметров q и г:
а — <7=04-0,1; б—</=0,14-0,4;
в— </ = 0,44-1,0; г — <7=1,04-
4-4,0
548 , ,
Таблица 13.12
расчет собственных перегревов элементов фрагмента топологии,
установленных на подложке из полик-ора
Элементы < !L «•о fl I® в, KL baKL V (б, Kf, 62 К/.) к g о. Q ' ф
«3 5,8 5 1.4 1,2 0.82 0.396 0,325
VT3 1,66 5 0.4 1,2 0,515 6,92 3,57
с- 2,5 2.5 0.6 0.6 0,52 0 0
Порядок и расчет аналогичен предыдущему:
; 1. /, = (0.5 + 0,1) 10-:< - 0,6 10~3 м:
2. гт - 0,5 • 10-3/1,5 4- 0,1 • 10—=*/0,3 - 0.67 • 10~3 м2 К/Вт:
3. KL - 0,6 IO-3/10,5 • 10~я -I- 0.1 (1,5/0,3) 10~3| = 0,6.
Остальные вычисления сведены в табл. 13.13.
Транзистор VT2 на этой подложке имеет собственный перегрев
33,6 К и может создать заметную фоновую составляющую перегрева
для соседних элементов R3 и С7. Поэтому следующим этапом рас-
чета проверим тепловое влияние транзистора VT2 на соседние эле-
менты R3 и С7.
4. Определяем фоновые составляющие перегревов $фц и Ффу*
в центре резистора R3 с координатами x3i = 0,15 • 10~3 м, t/of —
— 3,5 • 10~3 м, н в центре конденсатора С7 с координатами xok =
— —1,5 • 10~3 м, уок — —0,75 • 10~3 м (координаты сняты из
фрагмента топологии на рис. 13.12).
Таблица 13.13
Расчет собственных перегревов элементов, установленных
на подложке нз ситалла
Элементы < II до—А 2//3 1О д2 KL 7 У »д рУ ‘9) Л О н е S Ф О - зГ
R3 2,9 2,5 1.74 1,5 0,88 3,19 2,8
VT2 0,83 2,5 0,498 1,5 0,60 56 33,6
1,25 1,25 0,75 0,75 0,60 0 0
549
Таблица 13,14
Результаты расчётов фоновых, перегревов резистора /?2
и конденсатора C-i от теплового влияния транзистора VT2 '.
Резистор R, Конденсатор
Jo=Jo//3=O, 15-10-3/0,6-10~3 = 0,25
у0=уо/ /З=3.5.10-э/0,6- 10~3 = 5,82
91=6»+1^1 = 2,94-0,25-3,15
?2= - | Т9 | = 2,9-0,25 =2,65
г1=б;+|^ 1=2,54-5,82=8,32
г2=б2—|уо|=2,5-5,82 = -3,32
«Л/<£=3,15-0,6-= 1,86
</2/<£ = 2,65-0,6= 1,59
г^К!= 8,32-0,6 = 4,98
rtKL — —3,32 0,6 = 1,99
sign <?2= +1
sign r2 = —1
TOhA'i,; rlAL)=0,96
vteAL;^At)=o,9
r1 A/,) =9.93
V (<7т Л /+ г2А/.)=0,93
‘®4>ji=55,7 у (0,96 - 0,9 + 0,93-
—0,93)= 0,835 °C
x0=-1,5-Ю-’/О.б- 10-a=
=—2,5
70=—0,75-10-3/0.6-10-» =
= — 1,25
</, = 1,25 + 2,5 = 3,75
<?2=l,25-2,5=-1,25
G =1,25+1,25= 2,5
r2= 1,25—1,25 = 0
</, ^£=3,75-0,6=2.25
<?2A/=-l,25-0,6=-0.75
rt Kt =2.5-0,6= 1.5
r2/<£ = 0
sign + = — 1
sign r2 —°
7 = 0,91
у =0
7=0.71
7= 0
/?т/= 55,7
«ф/*=55,7 у- (0,91-
-0,71)=2,8 °C
Порядок расчета н их результаты указаны в табл. 13.14.
5. Определяем суммарные перегревы элементов, установленных
на ситалловой подложке относительно корпуса микросборки:
3,13-+ 0,835= 3,965 К;
®Ут2 ” + 9'в/н’=х 33,6 -+ 35 • 250 • 10-а = 42,35 К;
2>8 К-
550
Из примера видно, что собственные и фоновые перегревы эле-
ментов, установленных на подложке нз поликора, значительно мень-
ше перегрева элементов, установленных на подложке из ситалла.
13.4. Расчет тепловых режимов при конструировании
модулей питания
Принцип построения ИВЭ нз функциональных модулей явля-
ется наиболее прогрессивным. Конструктивно модули питания вы-
полняются на металлическом основании, на котором устанавливают-
ся наиболее мощные ЭРИ, н печатных плат, закрепленных на осно-
вании с помощью стоек нз изоляционного материала. Для мощных
ЭРИ иа основании предусмотрены посадочные места с фланцами.
Модуль питании своим металлическим основанием, как правило;
устанавливается на массивные элементы конструкции блока или
устройства, в состав которых он входит. Для создания надежного
теплового контакта между основанием н конструкцией блока нано-
сят теплопроводный клей или компаунд.
В зависимости от назначения н условий эксплуатации модули
питания могут быть открытого типа или закрыты перфорированными
кожухами. Имеются разновидности модулей с корпусными микро-
сборками, тогда в платах делают соответствующие вырезы под теп-
лоотвод, от которого рассеиваемая мощность непосредственно пере-
дается к основанию.
В модулях питания будем выделять нагретые зоны в виде метал-
лического основания с установленными на нем мощными ЭРИ, плат
с остальными ЭРИ и кожуха, среднюю поверхностную температуру
которых будем отождествлять со средней поверхностной темпера-
турой основания, платы или кожуха.
В табл. 13.15 показаны типичные тепловые модели и соответст-
вующие тепловые схемы модулей питания, для которых там же при-
ведены зависимости для расчета тепловых режимов.
Прн расчете теплового режима модуля питания определяются
средние поверхностные температуры: металлического основания
Т1у платы / (Т2) и платы 2 или кожуха (Т3). Температуры конструк-
ции блока (Тк) и окружающей среды (Тс) считаем заданными.
Определив с помощью зависимостей в табл. 13.15 перечисленные
температуры, можно рассчитать перегревы наиболее термокрн-
тичных ЭРИ модуля питания (Та). Методику теплового расчета
модулей питания рассмотрим на конкретном примере.
Пример. Рассчитать тепловой режим модуля питания (см.
табл. 13.15, схема б), работающего в условиях естественной конвек-
ции при температуре окружающей среды Тс— 45 °C и нормальном
давлении. На металлическом основании 1 установлены четыре дио-
да 2Д213Б с мощностью рассеяния 2 Вт каждый (Pi = 2 4 =
— 8 Вт). МощиостьЭРИ, рассеиваемая на плате2, равна Р2 — 1,5 Вт
(в состав модуля входит трансформатор, влияние которого на теп-
ловой режим основания и платы не учитываем). Размеры основания:
длина Zj == 0,1 м, ширина Z2 = 0,05 м; размеры платы: Zj = 0,06 м,
12 — 0,05 м; расстояние между платой и основанием Ь = 0,014 м.
Модуль питания через слой клея (ZiK = 0,0005 м, Хк = 0,3 Вт/м К)
крепится основанием к конструкции блока. Поверхность контакта
с конструкцией блока 51к = 0,002 мг. Температура конструкции
блока Тк = 50 °C.
551
g* ' - - - ТаблицаЛЗЛб
to .
Типичные тепловые модели и соответствующие тепловые схемы модулей питания и зависимости для расчета
их теплового режима
Тепловая модель Тепловая схема Расчетные зависимости Примечание
а) Ы 4^-2 ’4^4=43^’ 1 — металлическое основание 2 — плата Pi Ъ Ъг тг Rzc Ьс •• II. t I Ы W ~ bs ы ~ 3 3 ,ж О О 8 Г~ л Л 15 » II II 3 £ II + 3 -~ t Q в а 2 || ~ ’•£ «S' Q И 1 й 8 ~ II ?. II з II II 2 <= “Э-|- Ь и? а 1 О’5 -Г 1“ 11 QIQ £ « । и а О 4- а + л» 11 Т~ 3, - - И ь а 0 + II £ Модуль питания не име- ет теплового контакта с конструкцией блока Рд,- и /?э, — мощность и теп- ловое сопротивление t-ro элемента, установленно- го на основании или плате.
6) d К — конструкция блока р’ тг ^\.г Tj, Т2, Dt, Dit D—см. а); а11=а12-|“ + ^1с + о'1к; а12~—а12; -f-o'ic Тс + O'Ik Тк\ t*2i=—Ci2; «22“ = 0'is4_0'2c; Ь.2 — Р2~|-ог2С Тс; Модуль питания метал- лическим основанием за- креплен на конструкций блока (здесь Гк —за- данная величина)
Продолжение табл. 13.15
Расчетные зависимости Примечание
D, D~ D, &i а13 Оц а1} bi ai3 = fej ацз а^з ; D3= Оз1 Ь2 а23 ; Ь3 азз а3з а31 b3 aS3 °U а12 а11 °12 а13 Z)3 = а31 Озз b2 ; D — Оз1 азз а2з > а31 а33 ^3 Озз Озз а11 = 01к + °'18; °13= —СТ12; 013= —<*13! &1=/>14"<т1к Т'к; °з1=—Си; 022 = ^13 4* 4"ст23> Озз——азз‘< Ьз—Р3; а31 — —<т13; Оз2 = — &33г а33 — а33 4" °’1з4‘ ^зс; &3 — — озс Тс' Модуль питания с кожу- хом
Окончание табл. 13.15
Расчетные зависимости Примечание
Л> Т*’ D3, D—см.. ъ) °п fli2 == — Oj2; Cis =0; &j = = Рi + <Tik Т’к; с21==~®13; ^22 ~ О’тЗ Н“ 0"2зН“ ^2с1 ваз ~ — —®зз; bi=PiH-ffm тя; вз1 = 0; в3а = —(Tjj; вз3~02з-|_О’зс; ^з = = Рз+стЗС T'ci <Ti2 = a12 Sx= 1"" )•' '' ", 2 (в" | -4* ( 1 \ /к \ Л )п / 6 \ /вл где (—— . относится к клею, 1 — 1 — \ л /к \ Л /п прокладке В модуле питания меж* _ ду основанием 1 и пла- той 2 приклеена тонкая изоляционная прокЛад«. ка (например, текстоли- товая) к
1. Определяем площади поверхности основания и платы;
’ =» 1^ — од . 0,05 = 0,005 м’; $4 = .0,06 • 0,05 =*= 0,003 м».
।
: 2. В первом приближении задаемся конвективными и лучйсты-
i ми составляющими коэффициентов теплообмена между платой и
: основанием с окружающей средой и между ними
<*hicb — ®kscb~®ki2 — 7Вт/м2 - К; осцэсв —®н»1 —3,5 Вт/м2* К;
«Л12 = 5 Вт/м2К; осд1с = <Хл2сн — 1 Вт/м2.К, <Хл2СВ=^8Вт/м2-К,
Индексами «в» и «и» здесь обозначают верхнюю и нижнюю сто-
роны платы.
Примечание. Порядок значений коэффициентов тепло-
обмена и формулы для их определения взяты из 1112} и далее рас-
считываются в п. 6 настоящего примера.
3. Определяем соответствующие тепловые проводимости;
о1С = (ак1С + «лю) = (7 +1).0,005- 0,04 Вт/К,
°2с = (ак2Св + ак2СН +аЛ2СВ + аЛ2Сн)
=•(7 + 3.5+ 8+1) 0,003 ==-0,0585 Вт/К;
ак12 ак21 ^2 _
°12— _ +аЛ12<>1-=-
аК12 Oj -f- «K2j Oj
7.0,005.3,5-0,003
--------------------+5-0,005= 0,033 Вт/К;
7-0,005 + 3,5.0,003 . ’
fcKSllt 0,3 0,002
о1к=-Ш= • =1,2 Вт/К.
ок 0,0005
4. Определяем коэффициенты, входящие в матрицы для опре-
деления температур 1\ и Т2;
«и = <Ti2 + о1С -f- <т1К = 0,033 + 0,04 + 1,2 = 1,273 Вт/К;
«12 — —«12= —0,033 Вт/К; b1 — Pi + о1СТс + ОщТк — 8 +
+ 0,04 - 45 + 1,2 50 = 69,8 Вт; а22 = —Си = — 0,033 Вт/К;
«22 = «12 + о2с = 0,033 + 0,0585 = 0,0915 Вт/К; Ь2 —. Р2 +
+- ОасТ’с = 1,5 + 0,0585 • 45 = 4,13 Вт; D2 = &i«2a — ^2aia —
= 69,8 • 0,0915 - 4,13 (—0,33) = 6,536 Вт®/К; D2 = «п*2 — a2i х
X bi = 1,273 • 4,13 - (—0,033) • 69,8 = 7,57 Вт«/К, D = «п х
X «22 — «21 «12 = । -273 • 0,0915 — (—0,033) (— 0,033) =
= 0,1166 Вт’/К
5. В первом приближении вычисляем значения средних поверх-
ностных температур основания / и платы 2:
Ti = Di/D = 6,53«/0,1166 = 56 ”С; Г4=. 7,57/0,1166 = 65 °C.
6 Уточняем значения коэффициентов теплообмена по результа-
там расчета темнератур, полученных в п. 5;
555
а) . С помощью данных табл. 13.2 определяем коэффициенты Aj
и А'г для своих характерных температур:
А 2 = 1,325 при 7\ == 0,5 (56 + 45) = 50,5 °C;
1,32 при Т2 = 0,5 (65 + 45) = 55 °C;
б) . Рассчитываем значения конвективных составляющих коэф-
фициентов теплообмена между поверхностями и окружающей сре-
дой (см. табл. 13.1):
/ т__т„ ч1/4
I Л Л / * "С |
аК1СВ~ак12— 1,ОЛа1 I —
/ 56 —45 \1/4
= 1,3-1,3251-------- =6,67Вт/м®К;
\ 0,05 )
[ 65 — 45 \1/4
аи2СВ= 1,30-1,32 —- = 7,7Вт/м®-К;
V 0,05 /
О 7Л ( Т~Те У/4
аК21 = ак2сн — о,<^*21 . I =
\ I ' '
65—45 \1/4
= 0,7-1,321——— =4,12 Вт/м®-К;
в) . Рассчитываем лучистые составляющие коэффициентов теп-
лообмена между основанием и платой н окружающей средой по фор-
муле (13.6).
Функции температур
/ (А, Тс) = f (56, 45) = 7,66 Вт/м2 • К;
f (Т2, Тс) = f (65, 45) = 8,03 Вт/м®-К;
f (А- А) = f (65, 55) = 8,4 Вт/м® • К
(см. табл. 13.3).
Коэффициенты облученности
Ф)Св = Ч>2СН = Ы (Ь + 2/2) =
= .0,014/(0,014 + 2 - 0,05) = 0,123,
где 12 = 0,05 м — длина стороны пла-
ты; <р12 — 0,68 при l-Jb =0,05/0,014=
= 3,57 и VG = 0,1/0,05 = 2 (см.
рис. 13.14).
Коэффициенты теплообмена:
®Л1СВ = 8n4Pic f (А, Тс) =
Рис. 13.14. Зависимость
коэффициента облучен-
ности параллельных
плоских пластин с раз-
личным соотношением
сторон:
1 — Ц1, >1; 2 — fe/(,=2; 3 —
4 — пластины круг-
лой формы
= 0,9 • 0,123 • 7,66 = 0,848 Вт/м® - К;
®лгсв ~ ВцФгв f (А. А) =
= 0,9 • 1 • 8,03 = 7,22 Вт/м® • К;
®ласн — 8пФ2сн f (А> А) =
= 0,9 • 0,123 • 8,03 = 0,89 Вт/м® • К;
®Л12 — 8пФ12 f (А» А) ~
= 0,9 • 0.68 • 8,4 = 5,15 Вт/м® • К.
556
7. Уточняем значения тепловых проводимостей:
<Чс = («ню + аЛ1с) S1 = (6.67 + 0,848) • 0,005 = 0,0376Вт/К;
°2С — («к2СВ + аК2СН + аЛ2СВ + ®Л2Сн) ^2 —
=(7,7 + 4,12-1-7,22 + 0,89) 0,003 = 0,06 Вт/К;
Цщ2 -Sj <*к21 $2 , о
°12~ „ о । „ о Т “Л12 =
аЮ2 °1 "Г аК21
6,67-0,005*4,12*0,003
° -6767-0,005 + 4,.2-0,003 +5,15-0,005 = 0,0347 Вт/К;
<т1к = 1,2 Вт/К-
8. Уточняем значения коэффициентов, входящих в матрицы:
ап = 0,0347 + 0,0376 + 1,2 = 1,272 Вт/К; а12= —0,0347 Вт/К;
Ьх = 8 + 0,0376 • 45 + 1,2 - 50 = 69,7 Вт; а21 = —0,0347 Вт/К;
а22 = 0,0347 + 0,06 = 0,0947 Вт/К; Ь2 - 1,5 + 0,06-45 = 4,2 Вт;
D, = 69,7 • 0,947 - 4,2 (—0,0347) = 6,74 Вт+К; D2 = 1,272 х
X 4,2 — (—0,0347) • 69,7 = 7,76 Вт®/К; D = 1,272 • 0,0947 —
— (—0,0347) • (—0,0347) = 0,121 Вт+К2.
9. Вычисляем значения средних поверхностных температур
основания и платы во втором приближении:
Л - 6,74/0,121 = 55,7 °C; Т2 = 7,76/0,121 = 64 °C.
10. Определяем тепловое сопротивление контакта RK между ме-
таллическим основанием и корпусом диода 2Д213Б (диоды установ-
лены через анодированную прокладку из алюминиевого сплава тол-
щиной 0,0005 м и пасту КПТ-8 толщиной 0,0002 м):
„ 26К 6П 2-0,0002.4 0,0005-4
d __ — ---- I — * 73 V/Вт
к *к$д ХпЯд 0,7я0,0142 100л0,0142
Здесь 6К, Хк, 6П, Хп и 5Д соответственно, толщина и теплопро-
водность слоя пасты КПТ-8, прокладки из алюминиевого сплава
и площадь посадочной поверхности днода.
11. Рассчитываем температуру перехода диодов 2Д213Б
Т5, = 7д = Т1+Р1'(Яп.к + Як.т)==55,7 + 2(1,5 + 3.73) = 66,2°С,
W /?п.к ~ 1.5 K/Вт—из табл. 13.5.
13.5. Охлаждение элементов и блоков
с использованием тепловых труб
Тепловая труба (ТТ) обычно представляет собой герметичный
коитейиер, внутренняя поверхность стенок которого покрыта ка-
пиллярной структурой (КС) (рнс. 13.15). Капиллярная структура
заполняется рабочей жидкостью, обычно после вакуумирования
тепловой трубы. Часть внутреннего объема тепловой трубы, не за-
нятая КС и заполненная насыщенным паром рабочей жидкости, на-
зывается паровым каналом. Несмотря на конструктивную простоту
тепловых труб, передача теплоты в инх осуществляется в результате
557
Под tod Под tod
теплоты 2 3 11 теплоты i
Рис. 13.15. Схема простейшей тепловой трубы:
/ — корпус: 2 — капиллярная структура; 3 — поток жидкости; 4 — поток пара:
5 — штенгель
взаимодействия комплекса сложных физических процессов, без рас-
чета которых невозможно проектирование этих устройств-
Работа тепловой трубы происходит следующим образом.
Теплота, подведенная к тепловой трубе, поглощается в виде скрытой
теплоты парообразования при испарении жидкости в зоне подвода
теплоты из КС в паровой канал. Поглощенная теплота переносится
паром, движущимся по паровому каналу, в зону отвода теплоты,
где происходит ее выделение прн конденсации пара иа поверхности
жидкости, находящейся в КС. Восполнение испарившейся в зоне
подвода теплоты жидкости осуществляется в результате переноса
жидкости по КС из зоны конденсации под действием капиллярных
сил.
В качестве КС используют различные пористые материалы:
одно- и многослойные металлические сетки, металловолокнйстые
спечеииые структуры, зернистые материалы (порошки), различного
рода резьбовые профили (канавки), выполненные на внутренних
поверхностях стенок тепловых труб, и др. Во всех конструкциях
тепловой контакт КС со стенками тепловой трубы должен быть наи-
лучшим. В качестве теплоносителей используют воду, ацетон, ам-
миак. фреоны, спирты. Особенно перспективно их использование в
Рис. 13.16. Типовые схемы систем охлаждения с применением тепло-
вых труб:
/ — охлаждаемое изделие; 2 —тепловая труба; 3 — оребрение; 4 — коммути-
рующий элемент; 5 — теплоотвод
55Я
современных ИВЭ, проектируемых на базе комплексной микроминиа-
тюризации.
На рис. 3.16 приведены типовые схемы систем охлаждения на
основе теплоНых труб [103].
Разработчику важно уметь проводить расчеты тепловых режи-
мов ИВЭ, когда в состав их конструкций входят тепловые трубы.
Приведем методику, с помощью которой можно приближенно рас-
считать тепловой режим ИВЭ, когда параметры и конструкция теп-
ловой трубы уже известны. Если задачу расчета ограничить опре-
делением средних поверхностных температур, то тепловую модель
системы ИВЭ—ТТ можно представить в виде, совокупности изотер-
мических тел. Для простоты будем считать ИВЭ одиночным изотер-
мическим телом. Тепловая модель и тепловая схема этой системы
приведены иа рнс. 13.17, а, б. Здесь тепловая труба условно разби-
вается иа три изотермических участка: испарительный, транспорт-
ный, кондеисациоииый. Между ИВЭ и изотермическими участками
тепловой трубы выделяют следующие тепловые сопротивления, со-
ставляющие цепь передачи теплоты в системе: /?^вэ — между по-
верхностью ИВЭ (не контактирующей с тепловой трубой) и окружаю-
щей средой; — в месте контакта ИВЭ с поверхностью теп-
ловой трубы иа испарительном участке; Я"н, 7?“н, /?*н — КС со-
ответственно иа испарительном, коидеисациониом и транспортном
Рнс. 13.17. Тепловая модель (а) и тепловая схема (б) системы ох
лаждеиия с использонанием тепловой трубы:
1 — ИВЭ; 2 — тепловая труба; 3 — теплоотвод
участках; ₽“неши и 7?*неши — межДУ стенкой тепловой трубы со-
ответственно иа конденсационном и транспортном участках и окру-
жающей средой.
В соответствии с представленной на рис. 13.17, б схемой пере-
грев ИВЭ н стационарном тепловом режиме описывается с помощью
следующего выражения:
пИВЭ р^'
^ИВЭ=ГИВЭ—ТС = ^ИВЭ ИВЭ . рТТ ’ ( • )
^внешн “г * внешв
559
где
•пИВЭ _рИВЭд, пи .
пвнешн Ас ТАвнешн»
ТТ пИ I (^вн~ь^внешн) (^вн ~Ь ^внешн)
°внеши = °вн "г ( к к \,(рт , пт
вн “ А внешн/ т\цвиТ п виешн.
Теплообменом транспортного участка тепловой трубы с окружающей
средой обычно можно пренебречь, поэтому принимают 1//?внешн = 0.
Тогда
^внешн = ^тт 4" ^внешн ’ (13.31)
где /?тт = /?“н + С = -Т~-1Ф...- :
Лф отг
SH Г»К
„ ВИ ^вн
‘J’T’T ‘и“—"
Sbh + Sbh
6ф, Хф — толщина и эффективная теплопроводность КС; S"H,
S“H — площади поверхности испарительного и коидеисациоиного
участков тепловой трубы; STT — эффективная поверхность тепло-
передачи тепловой трубы.
Тепловое сопротивление /?тт = (Тя — Тн)/Ртт для сконструи-
рованной тепловой трубы является величиной известной. У каждого
изготовлеиного образца тепловой трубы значение /?тт проверяется
экспериментально и записывается в паспорт. При этом измеряются
величины Ти и Тк — температуры иа поверхности испарительного
и коидеисациоиного участков и Ртт — мощность, передаваемая
тепловой трубой. Мощность Ртт — Рц%э> если передача теплоты в
окружающую среду с поверхностей ИВЭ помимо тепловой трубы
незначительна и ее можно не учитывать. На практике зто условие,
как правило, соблюдается, поэтому из тепловой схемы иа рис. 13.17,б
можно исключить тепловое сопротивление Тогда перегрев
ИВЭ
®ИВЭ ~ Т'ивэ — Тс — Р ИВЭ (^внешн + #ТТ + ^виешн)- (13.32)
Таким образом, здесь перегрев ИВЭ складывается из перепадов
температур в месте контакта поверхности ИВЭ с тепловой тру-
бой (РИвэ Я"нешн) по Длине тепловой трубы (РИвэ /?тт) и между
поверхностью радиатора тепловой трубы (поверхностью конденса-
ционного участка) и окружающей средой (РИвэ ^внешн)- Послед-
ним выражением и будем пользоваться при оценочных расчетах
ИВЭ, установленного на поверхности тепловой трубы.
Пример. Рассчитать перегрев ИВЭ, установленного иа поверх-
ности тепловой трубы, имеющей оребрение, по следующим исходным
бед
данным: мощность, рассеиваемая ИВЭ, Ривз = 20 Вт; площадь
поверхности ИВЭ, контактирующая с тепловой трубой (площадь
испарительного участка) 5“нешн = 16 • 10-*м*. ИВЭ установлен
иа тепловой трубе с помощью пасты КПТ-8 (толщина слоя пасты
6П = 0,5 • IO-® mv Хп = 0,7 Вт/м‘ К). Конструктивные параметры
тепловой трубы и ее оребрения известны. Тепловое сопротивление
тепловой трубы /?тт = 0,2 K/Вт. Охлаждающая среда — воздух,
давление 1,01 • 105 Па (760 мм рт. ст.), скорость обдува о = 4 м/с,
максимальная температура Тс = 60сС. Параметры оребрения:
толщина 2 • 10~3 м, высота Н — 20 • 10-3 м, длина по направ-
лению обдува D = 0,04 м, расстояние между ребрами а =2 • 10~3 м,
число ребер п «= 25. Ребра выполнены из алюминиевого сплава и
запрессованы на поверхность конденсационного участка тепловой
трубы.
1. Определяем тепловое контактное сопротивление между по-
верхностями ИВЭ и тепловой трубы
„ 6П 0,5-Ю-з
*внешя=7"$" = 0,7-16-10-* =0’446К/Вт-
Лп °внешн
Расчет а“яешн проводим по формулам табл. 13.1.
2. Определяем число Рейнольдса
где v = 18,97 • 10-в м2/с — коэффициент кинематической вязкости
воздуха при Тс= 60°C.
3. Рассчитываем критерий Нуссельта (при Re < 106)
Nu = 0,66 Re0’5 = 0,66 (0,843 • IO*)015 = 60,6.
4. Вычисляем коэффициент теплообмена между ребрами
1 2 9- IO-2
авнешн = ^и “Г =60,6—7-------=44Вт/м2-К,
внешн D 0,04
где % = 2,9 • 10-2 Вт/мК — теплопроводность воздуха при Тс =
=* 60 °C.
5. Определяем суммарную площадь поверхности ребер
S“ = 2nHD=* 2 • 25 • 20-10~3 • 0,04 = 0,04 м2.
6. Вычисляем тепловое сопротивление между поверхностью
оребрения тепловой трубы н окружающей средой
Rвнешн = авнешн ^внеши ~ ^4 • 0,04 = 1,76 К/Вт.
7. Рассчитаем перегрев ИВЭ
^ИВЭ = ^ИВЭ (^внешн ~Ь ^ТТ внешн)
= 20(0,446-}-0,24-1,76)=48,12° С.
8. Определяем искомую среднюю массовую температуру ИВЭ
гивэ = Гс + $ивэ = 60 4- 48,12 = 108,12 °C.
561
Как видно из примера, основной перегрев получается на участ-
ке' контакта ИВЭ с тепловой трубой н при теплообмене оребренной
пойерхностй с окружающей средой, в то время кай перегрев по
длине теплрвой трубы в данном’ случае /’ивэ^ТТ ~ %® ‘ ~
13.6. Охлаждение источников электропитания
с использованием плавящихся рабочих веществ
Плавящиеся рабочие вещества — теплоаккумуляторы, обла-
дающие значительными эндотермическими эффектами при фазовых
Или химических превращениях, получили применение в таких ИВЭ,
Которые работают кратковременно, с длительными перерывами меж-
ду повторными включениями или используются в разовых «пиковых»
включениях. При этом время перерыва между включениями ИВЭ
должно быть таким, чтобы рабочее вещество успело полностью
затвердеть к началу следующего цикла включения аппаратуры
П04].
Способ охлаждения считается локальным и обычно испольву-
ется для отвода теплоты от наиболее теплонапряженных ЭРИ, на-
пример мощных транзисторов, диодов и микросхем. Применение
плавящихся рабочих веществ в устройствах охлаждения ИВЭ поз-
воляет в ряде случаев получить заметный выигрыш в массе и габв-
рнтах теплоотводов. Обычно решение о выборе способа охлаждения
принимается после сравнении параметров систем охлаждения- В дан-
ном случае наиболее наглядным является сравнение массы и раз-
меров типовых металлических радиаторов, рассчитанных на работу
в стационарном режиме, и устройств с плавящимися рабочими ве-
ществами с учетом времени включения в одном цикле. На рис. 13.18
приведена кривая, разделяющая две области значений рассеиваемой
мощности Р в зависимости от времени работы источника теплоты
в одном цикле включения тц. Область 1 показывает, что применение
плавящихся веществ дает выигрыш в массе и размерах охлаждаю-
щих устройств; область// — где выгоднее применять типовые радиа-
торы из алюминиевых сплавов.
Перечень некоторых рабочих веществ, которые могут быть ре-
комендованы для использования в устройствах охлаждения ИВЭ, и
их теплофизнческие сиойства приведены в табл. 13.16.
Окончательное решение о выборе способа охлаждения с исполь-
зованием плавящихся веществ следует принимать иа основе тепло-
вого расчета. Основные исходные данные, необходимые для его про-
ведевия: мощность, рассеиваемая ЭРИ и блоком ИВЭ; длительность
цикла рвботы тц; длительность паузы между включениями тп;
условия теплообмена с окружающей средой; предельно допустимая
температура корпуса устройства к концу цикла работы ИВЭ 7’ц.доп-
Рнс. 13.18. Области целесообразного при-
менения устройств с плавящимися вещест-
вами и металлических радиаторов прн крат-
ковременной работе источников теплоты
562
Рис. 13.19. Типовые схемы охлаждающих
устройств с использованием плавящихся
веществ:
/ — источники теплоты; 2 — корпус; 3 — рабо-
чее вещество
Рис. 13.20. Расчетная тепловая схема устройства:
5 — координата границы раздела твердой и жидкой фаз рабочего вещества;
/•—корпус; 11— жидкая фаза; 111 — бесконечно тонкий слой вещества на гра-
нице раздела фаз: IV — твердая фаза
Расчет теплового режима охлаждающего устройства про-
водится после определения объема рабочего вещества. В первом
приближении объем выбранного вещества определяется по формуле
^ивэт«
Рв(г + ст(7’кр—7’с)4~С;к(7'ж.доп—
где рв, г, ст, еда, Гкр.Тщ.доп — соответственно плотность, удель-
ная теплота плавления, теплоемкости твердой и жидкой фаз, тем-
пература плавления и допустимая средняя массовая температура
жидкой фазы вещества (можно принимать ст = ск — с); тц — время
разового включения ИВЭ. После этого выбирается рациональная
форма и определяются размеры устройства в первом приближения
(рис. 13.19). Затем составляется его тепловая расчетная схема
(рис. 13.20).
Методику теплового расчета н порядок его проведения покажем
на конкретном примере*. Здесь приведев более доступный ана-
литический метод расчета, основанный иа закономерностях теории
мгновенного регулярного режима. Из методики исключены расчеты
для промежуточных толщин расплава с координатой 5 и приведены
формулы только при полном расплавлении вещества в устройстве,
т.е. при § = I. Более точные расчеты приведены в [104].
Пример. Требуется определить среднюю массовую температуру
корпуса охлаждающего устройства, выполненного из алюминиевого
с сплава, на котором установлены с хорошим тепловым контактом
тепловыделяющие элементы ИВЭ с общей рассеиваемой мощностью
₽Ивэ ~ Вт. Устройство прямоугольной формы заполнено кри-
сталлическим азотнокислым никелем. Масса вещества 6 = 0,885 кг.
* Методика теплового расчета разработана совместно с В. В. Ан-
тоновым.
563
I
Таблица 13.16
Теплофизические свойства некоторых плавящихся рабочих веществ
Рабочее вещество Теплоемкость. ДжДкг-Ю Плотность, кг/м3 Теплопро- водность Вт/м-К Темпера- тура плавления гпл> °с Теплота плавления, Дж/кг Коэффи- циент объемного расшире- иия. К-1
жидкой фазы твердой фазы жидкой фазы твердой фазы
Воск Парафин 2680 2350 760 780 0,27 40-56 156 0,00106
Элаидиновая кислота 2180 1550 850 860 0,16 45 214 0,00097
Пальмитиновая кислота 2730 1800 845 855 0,17 63 214 0,00102
Кристаллический азотнокислый 2140 1800 1980 2050 0,56 56,7 155 0,0008
никель Гидрофосфат натрия — — — — 36 426 .
Гидрат окиси бария 1050 1220 2000 2180 0,244 78 308 0,00018
Кристаллический сернокислый 1470 1000 1320 1450 0,605 32,6 334 0,0007
натрий Кристаллический углекислый нат- 2350 2100 1350 1460 0,487 34 328 0,0009
рий Нитрат лития — 30 300
Нафталин 1300 1300 —— — — 80 157 —г
Дифеиил — — — — 69,5 120
Сплав Вуда 170 170 65 35
Примечание. Наиболее часто применяются парафин,
эксплуатационными свойствами (в основном это устойчивая
мость).
воск, сплав Вуда, нафталин, дифинил. обладающие лучшими
обратимость процесса превращения и коррозионная совмести-
Площадь контакта внутренних стенок корпуса с рабочим веществом
SK = 0,016 ма. Параметр, характеризующий теплосодержание стен-
ки' корпуса: (ср6)к = 2,1 • 104 Дж(ма • К), где с, р, 6—теплоем-
кость, плотность и эквивалентная толщина стенки корпуса устрой-
ства. Теплообменом в цикле включения ИВЭ пренебрегаем,. т.е.
1//?кс — 0. Температура окружающей среды Тс — 20 °C. Свойства
вещества приведены в табл. 13.16. 1
1. Составляем эквивалентную одномерную расчетную тепловую
модель охлаждающего устройства (см. рис. 13.20).
2. Определяем удельную рассеиваемую мощность ИВЭ
= РИВЭ/5К— 30/0,016 = 1850 Вт/ма.
3. Рассчитываем условную толщину слоя рабочего вещества
I = 67pBSK= 0,885/2050 0,016 = 0,027 м.
4. Определяем значение удельного теплового потока, подво-
димого к границе слоя жидкой фазы с корпусом по формуле
f 8 Г 2А + В
?2ср -( 1 - у[arCtg У4ЛС-Ва ~
S 1)
-гс‘6УПс=^'1)’
для чего сначала рассчитываем параметры, необходимые для вы-
числения коэффициентов А, В, С:
л]_ (cpS)K<7i __ (920-2750-0,0083) _р
6гХрв 6-155000-0,56-2015 ’ ’
col 1970-2015-0,027
ф = —-—= ----------------------=5,1.
(срв)к 900-2750-0,0083
Определяем коэффициенты
В ~ —Зф
565
Удельный тепловой поток
( 8
9гср = I860 р — у—_ X
Г ___________2-26 — 24,4
X arctg у4.2 6#94 4 _ 24 42 ~
— 24,4 Ъ
— arctg ; . ТТГХ-. I} = 1767 Вт/м1 2 *
Т/4-2,6-94,4 — 24,42 JJ '
5. Вычисляем среднюю массовую температуру корпуса охлаж-
дающего устройства в конце периода плавления
, ^4-фср—(ф —фср)(1—Ф) , „„ о
'к =Г"Р +-------------/=56.7 4-
18604- 1767—(1860—1767) (1-4-5,1)
4----------------5--------Л-L, о,027 = 130,4° С.
' 2-0,56
6. Определяем среднюю массовую температуру жидкой фазы
вещества в конце периода плавления
7’жв=7’кр+ (Зфер4-2фСр Ф—2ф ф) яь56,7-|-
О Л.
0,027
4- ----’--(3-17674-2-1767-5,1-2 1860-5,1) =91,6“ С.
г 6-0,56 ’ ’ '
7. Рассчитываем удельную тепловую нагрузку на рабочее ве-
щество в период времени, предшествующий началу плавления, по
формуле
р- урП [2у1 /2 х (Гкр —Гс)
1
где D « 3 (с|>«к) — (Тнр - Те) -4- -Ь 31Х (Тнр - Тс)«= 3 X
срв
566
X 920 • 2750 • 0.0083 • 0.14 • IO-« (56.7 - 20) 4- I860 0.027* 4-
+ 3 • 0.027 • 0.56 (56,7 — 20) '= 3.35 Вт,
отсюда
3,35—Уз.35« —12-1860-0,027»-0,56(56,7 — 20)
!!»«=: ..... ............................. т ।
= 1285Вт/м«.
8. Рассчитываем среднюю массовую температуру твердой ф зы
вещества в начале периода плавления
1285-0,027
г2=7,кр - -“~=56.7-—-4---------=36“ С.
в р ЗА 3-0,56
9. Вычисляем время плавления на всю глубину слоя веиестеа
тПЛ= ~ |(фв)к (т"-Лф)+^в/(Г^-7^)Н-рв/г,| =
= 1920-2750-0,0083(130,4 — 56,7)4-1970-2015-0.027-
• (91,6 — 36) 4-2015 • 0.027 • 1550001 = 8570 с.
10. Определяем искомую среднюю массовую темгературу кор-
пуса в зависимости от продолжительности циклов включения тц
(1200 с, 2400 с, 3600 с) и до полного расплавления (тп = 8570'с):
ф \1
I 4“ ’ ' Тц 11 (Тц
тп /J
«56,74-
|71 + 7зср—(71 — 7гср)
Т„ = 7КО 4- -------------------—
. 2А,тп
/ 5.1 VI
18604-1767—(I860 —1767) И 4- тц 1 0,027тц
— 2.0,56-8570 :
отсюда Тк (1200 с) = 68,4 “С; Тк (2400 с) = 79,7 “С;
Тк (3600 с) - 90,5 °C и Тк (тп) = Тк (8570 с) = 130,4 °C.
П р и м е ч а н н е. В данном примере была заведомо в та
завышенная толщина сдоя вещества R, чтобы показать днн «ику
роста температуры корпуса устройства в завнсикости от ко t. и -
ты границы раздела жидкой и твердой фаз £.
Если после проведения ресчета по п. 10 время полного ра г -
лення тп при заданном значении толщины слоя вещества R .Чет
I . евыпать продолжите/ юсть работы в цикле тц, т.е. тп > , то
) роводят повторный расчет с * еньшей толщин ,й сл >я вещест a R
до выполне ня условия тп = тц. Затем уточняют ра ы устр ста
в плане, соответствующие вычисленному объему вещества V по
формуле (13.33).
Расчет температуры тепловыделяющих элементов ИВЭ, уста-
новленных на корпусе устройства, об! чно осуществляют по фс у-
лам для стационарного режима Т и$э—Ти 4- PaRa,
567
где- Pi, значение температурь! корпуса устройства, определённое
по формуле, приведенной в п. 10 настоящего параграфа; Рд — мощ-
вост», рассеиваемая Элементом; Rg—тепловое сопротивление меж-
ду характерной поверхностью элемента и корпусом устройства.
13.7. Экспериментальная отработка теплового режима
источников вторичного электропитания
После того как ИВЭ разработан, всегда возникает вопрос о
соответствии его теплового режима допустимому. Тепловой режим
считается допустимым, если температуры на всех элементах равны
или ниже заданных по техническим условиям на эти элементы. Это
соответствие устанавливается экспериментальными исследованиями
с замерами температур в критических зонах непосредственно на
корпусах теплонапряженных элементов нли окружающей среды в
районе их расположения.
Критические зоны ЭРИ чаще всего недоступны для измерения
температуры. Поэтому тепловой режим в критических зонах задают
таким образом, чтобы число зон было минимальным и они были
доступны для измерений, а по результатам измерений можно было,
в случае необходимости, рассчитать тепловой режим в интересующих
критических зонах. Оценку температурного режима ЭРИ произво-
дят по температуре поверхности (корпуса) илн окружающей среды
в зависимости от требований технических условий на ЭРИ.
Если хотя бы у одного ЭРИ измеренное значение температуры
больше заданного в технических условиях, то тепловой режим при-
бора считается необеспеченным н его конструкцию необходимо До-
рабатывать.
В качестве чувствительных Элементов для измерения темпера-
туры применяют стеклянные термометры, термопары, термометры
сопротивления, термокраскн (термонидикаторы). Все эти средства
имеют достаточно малую инструментальную погрешность, и область
нх применения определяется свойствами объектов измерения и по-
грешностью метода измерений.
Для определения температуры поверхности рекомендуют про-
изводить измерения:
а) медь-константановымн н медь-нихромовыми микротермопа-
рами с диаметром термоэлектродов 0,03—0,15 мм;
б) с пленочными медь-никелевыми термопарами, напыленными
на контролируемую поверхность;
в) терморезнсторами бусннковского исполнения;
г) имитаторами полупроводниковых микроэлементов, которые
моделируют тепловой режим микросхем и одновременно позволяют
контролировать температуру их кристаллов.
Наиболее распространенным н универсальным чувствительным
элементом является термопара (за исключением измерений в полях
СВЧ высокой интенсивности). Обычно применяют хромель-копелв-
вые н хромель-алюмелевые термопары стандартных градуировок
и термоэлектродных проводов диаметром 0,03—0,5 мм.
Термопары для измерения температуры газа в блоках закрепля-
ют на растяжках из нити, концы которых закрепляют иа деталях
блока или ЭРИ, а также на специальных стойках из теплоизоляци-
онных материалов. Для уменьшения лучистого нагрева чувстви-
тельные элементы экранируют материалами с малой степенью чер-
ноты, например алюминиевой фольгой нлн полиэтилентерефталат-
568
ной пленкой, причем экран..не,должен касаться чувствительного
элемента.
Термопары для измерения температуры поверхности корпусов
ЭРИ устанавливают с помощью клеев или компаундов, например
клея БФ-4, герметика «Эластосил 11-01»; стяжных хомутов, пружин-
ных зажимов, липкой ленты, ниток и других средств.
Если допускается повреждение объекта исследований, то при
использовании термопар крепить рабочие спан следует пайкой,
сваркой илн зачеканкой, так как эти способы крепления обеспечи-
вают наименьшую погрешность. Для зачеканкн рабочего спая ми-
ниатюрной термопары рекомендуют делать канавку длиной 1—2 мм
и глубиной 0,5—0,8 мм. При пайке рекомендуют сначала рассвер-
лить отверстие диаметром 0,6—0,8 мм и глубиной около 1 мм, за?
тем вложить в него рабочий спай термопары и запаять.
При экспериментальной отработке теплового режима ИВЭ мож-
но использовать инфракрасные радиометры, точнее, их разновид-
ность — тепловизоры, с помощью которых можно осуществлять
качественный и количественный анализ температурного поля кон-
струкции блока. Обычно его следует применять при выявлении зон
наибольшего перегрева различных ЭРИ.
После того как проведена подготовительная работа, связанная
с ознакомлением с технической документацией на испытуемый
ИВЭ. выявлением всех наиболее термокритичных зон, выбором ме-
тодов и средств измерения н способов крепления чувствительных
элементов, вскрытием блока и размещением чувствительных эле-
ментов в нем, монтажом проводов с обязательной маркировкой и
Выводом их на коммутационные устройства, ИВЭ собирают, помеща-
ют в испытательной камере и проверяют его на нормальное функцио-
нирование. После этого ИВЭ готов к экспериментальной отработке
теплового режима.
Измерения температур рекомендуется проводить приблизи-
тельно в следующем порядке:
включенный ИВЭ выдерживают до достижения равновесного
теплового режима при заданной температуре окружающей среды,
признаком которого является постоянство температуры во времени
в точках измерения
проверяют основные контролируемые параметры ИВЭ;
производят измерение температуры последовательно во всех
точках, в том числе и температуру окружающей среды в камере.
Исследование теплового режима следует производить при тем-
пературе окружающей среды, равной предельно допустимой. Если
этого сделать нельзя, то испытывают при приемлемой температуре
окружающей среды. Пересчет измеренных температур при одном
и том же давлении и составе газовой среды приближенно рассчиты-
вают по формуле
Т = Tt-\- ДГ. (13.34)
где Т( — измеренное значение температуры; ДГ — разность меж-
ду температурой окружающей среды в условиях эксплуатации
и при измерениях Tj.
По результатам испытаний составляется отчет и делается за-
ключение о соответствии теплового режима отдельных ЭРИ и ИВЭ
в целом допустимому по техническим условиям на них.
569
Список литературы
1. Проектирование стабилизированных источников электропи-
тания радиоэлектронной аппаратуры/Л. А. Краус, Г. В. Гейман,
М. М. Лапиров-Скобло, В. И. Тихонов. — М.: Энергия. 1980. —
288 с.
2. Источники электропитания на полупроводниковых прибо-
рах. Проектирование к расчет/Под ред. С. Д. Додика к Е. И. Галь-
перина. — М.: Советское радио, 1969. — 448 с.
3. Моин В. С., Лаптев Н. Н. Стабилизированные транзисторные
преобразователи. — М.: Энергия, 1972. — 512 с.
4. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и
Интегральным схемам/Под ред. Н. Н. Горюнова. 3-е изд. — М.:
Энергия, 1972. — 569 с.
5. Источники вторичногоэлетропитания/С. С. Букреев. В. А. Го-
Ловацкий, Г. Н. Гулякович и др. Под ред. Ю. И. Конева. — М.:
Радио н связь, 1983. — 280 с.
6. Справочник по преобразовательной тех нике/Под ред.
И. М. Чиженко. — Киев: Техника, 1978. — 447 с.
7. Полупроводниковые приборы: диоды, тиристоры, оптоэлек-
тронные приборы. Справочиик/Под общ. ред. Н. Н. Горюнова. —
М.: Энегронздат, 1982. — 744 с.
8. Ромаш Э. М. Источники вторичного электропитания радио-
электронной аппаратуры. — М.: Радио и связь, 1981. — 224 с.
9. Додик С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного
напряжения я тока — М.: Советское радио, 1980. — 344 с.
10. Алексенко А. Г., Коломбет Е. А., Стародуб Г. И. Приме-
нение прецизионных аналоговых ИС. — М.: Советское радио,
1980. — 224 с.
11. Хорвиц П., Хилл У. Исукусство схемотехники, т. 1: Пер. с
англ. — М.: Мир, 1983. — 598 с.
12. Ромаш Э. М. Транзисторные преобразователи в устройствах
питания радиоэлектронной аппаратуры. —М.: Энергия. 1976. —
175 с.
13. А. с. № 970610 (СССР). Двухтактный преобразователь на-
пряжения/А. М. Михеев. В. А. Попов, Э. М. Ромаш. —Опубл, в
Б. И.. 1982, № 40.
14. Иваичук Б. Н., ЛипмаиР. А., Рувинов Б. Я. Тиристорные
н магнитные стабилизаторы напряжения. — М.: Энергия, 1968. —
117 с.
15. Гулякович Г. Н. О создании микроэлектронных унифици-
рованных источников питания. — ЭТвА/Под ред. К>. И. Конева. —
М.: Советское радио, 1981. вып. 12, с. 137—141.
16. Розенблат М. Г,, Михайлов Г. X. Источники калиброванных
напряжений постоянного тока. — М.: Энергия, 1976. — 208 с.
17. Мкртчяи Ж- А. Электропитание электронно-вычислитель-
ных машин. — М.: Энергия, 1980. — 206 с.
18. Аналоговые интегральные микросхемы. Справочник/
Б.П. Кудряшов, Ю. В. Назаров, Б. В. Тарабрин и др. — М.: Радио
й связь, 1981.— 160 с.
'570
19. Интегральные микросхемы. Справочник/Б В Тарабрин,
Л. Ф. Лунин, Ю. н; Смирнов и др. Под ред. Б. В Таоабрина. —
М.: Радио и связь, 1984. - 528 с. р и
20. А. с. № 418947 (СССР). Тиристорный стабилизатор напря-
жения постоянного тока/Г. П. Затикян. — Опубл в Б И 1974
№ 10. ...
21. А. с. 598051 (СССР). Стабилизированный источник во”
стоянного напряжения/Г. П. Затикян, С. В. Левинзон — Onv6n
в Б. И. 1978, № 10. ' У
22. Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные полупровод-
никовые преобразователи и стабилизаторы постоянного напряжения.
— Л.: Энергия, 1970. — 188 с.
23. Хусаинов Ч. И. Высокочастотные импульсные стабилиза-
торы постоянного напряжения. — М.: Энергия 1980. — 90 с.
24. Ануфриев Ю. А., Гусев В. Н., Смирнов В. Ф. Эсплуатацнон-
ные характеристики и надежность электрических конденсаторов, —
.М.: Энергия, 1976. — 224 с.
25. Мощные диоды с барьером Шотки и особенности их приме-
нения во вторичных источниках питания/Е. А. Альперович, В. К. Во-
ронин, Э. Е. Вольфсон и др. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. —
М.. Радио и связь, 1981, вып. 12, с. 37—42.
26. Высоковольтные высокочастотные диоды для вторичных ис-
точников питания/В. Г. Воронин, А. П. Грибачев; И. П. Крикунов
и др. — ЭТвА/Под ред. Б. И. Конева. — М.: Советское радио 1980,
вып. 11, с. 149—152.
27. Коссов О. А. Усилители мощности на транзисторах в режи-
ме переключения — М.: Энергия, 1971. — 431 с.
28. Полянин К. П. Полупроводниковые интегральные микро-
схемы электропитания аппаратуры. —ЭТвА/Под ред. Ю. И. Ко-
нева. — М.: Советское радио, 1978. вып. 10, с. 30—54.
29. Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М. Основы преоб-
разовательной техники. — М.: Высшая школа, 1980. — 340 с.
30. Выпрямление полупроводниковым диодом переменного на-
пряжения прямоугольной формы повышенной частоты/Г. С. Най-
вельт, Э. М. Ромаш, Г. П. Вересов, И. К. Васильева. — Полупро-
водниковые приборы и их применение/Под ред. Я. А Федотова. —
М.: Советское радио, 1969. вып. 22, с. 185—203.
31. Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Спра-
вочннк/К- М. Брежнева, Е. И. Гантман, Т. И. Давыдова и др./Под
ред. Б. Л. Перельмана. —М.. Радио и связь, 1981. — 656 с.
32. Транзисторы/А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов
и др./Под общ. ред. А. А. Чернышева. — 2-е изд., перераб. и доп —
М.: Энергия, 1980. — 144 с.
33. Гусев В. Г., Гусев Ю. М. Электроника. —М.: Высшая шко'
ла, 1982. — 340 с.
34. Бертииов А. И., Кофман Д. Б. Тороидальные трансформа-
торы статических преобразователей. — М.: Энергия, 1970. — 96 с.
35. Найвельт Г. С., Фильцер И. Г, Интегральные схемы управ-
ления импульсными высокочастотными источниками питания. —
Полупроводниковая электроника в технике связи/Под ред. И. Ф.Ни-
колаевского.— М.: Радио и связь, 1982, вып. 22, с. 181 —185.
36. Иванов-Цыганов А. И. Электротехнические устройства ра-
диосистем. — М.: Высшая школа, 1979. — 304 с.
37 Головацкнн В. А. Транзисторные усилители и стабилизато-
ры постоянного иаиряжеиия. —• М.: Советское радио, 1974. — 158 с
571
38. Полянин К. П. Интегральные стабилизаторы напряжения-—
М.: Энергия, 1979, — 190 с.
39. Электропитание устройств связи/О- А. Доморацкий,
А. С. Жерненко, А. Д. Кратиров н др. — М.: Радио и связь, 1981_-
320 с.
40. Найвельт Г. С., Фнльцер И. Г. Микросхемы управления для
многоканальных стабилизирующих преобразователей постоянного
напряжения. — Полупроводниковая электроника в технике связи/
Под ред. И. Ф. Николаевского. •— М.: Радио и связь, 1985, вып. 25,
с. 117—123.
41, Найвельт Г. С., Фнльцер И. Г. Маломощные многоканаль-
ные стабилизирующие преобразователи на гибридных микросхе-
мах. — Полупроводниковая электроника в технике связи/Под ред.
И. Ф. Николаевского. — М.: Радио н связь, 1985, вып. 25, с. 124—
128.
42. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. — М.: Выс-
шая школа, 1982. — 496 с.
43. А. с. № 305465 (СССР). Стабилизатор низких напряжений/
В. А. Комаров, В- И. Тихонов, А. С. Христианов. — Опубл, в Б. И.
1979, № 18.
44. А. с. № 828375 (СССР). Кольцевой автогенератор/И. Г. Филь-
иер, В. И. Махов, Г. С. Найвельт, А. В. Киселев. — Опубл, в Б.И.
1981, № 17.
45. Шило В- Л. Линейные интегральные схемы. — М.: Совет-
ское радио, 1974. — 311 с.
46. А. С. № 905804 (СССР). Стабилизатор постоянного тока/
В. В. Тихонов, А. С. Христианов, М. А. Баукин. — Опубл, в Б. И.
1982. Xs 6.
47. Вальян Р. X. Трансформаторы для радиоэлектроники. —
М.: Советское радио, 1971. — 214 с.
48. Каретникова Е. И., Рычина Т. А., Ермаков А. И. Трансфор-
маторы питания и дроссели фильтров для радиоэлектронной аппа-
ратуры. — М.: Советское радио, 1973. — 180 с.
49. Белопольский И. И., Репин А. М. Христианов А. С, Стаби-
лизаторы низких и милливольтиых напряжений. — М.: Энергия,
1974. - 159 с.
50. Щтильман В. И. Микроэлектронные стабилизаторы напря"
жения. — Киев: Техника, 1976. — 166 с.
51. А. с. № 970588 (СССР). Предоконечный каскад блока уп-
равления мощным переключающим транзистором/И. Г. Фильцер,
Г. С. Найвельт, А. В. Киселев — Опубл, в Б. И. 1982, № 40.
52. Белопольский И. И,, Тихонов В. И. Транзисторные стабили-
заторы иа повышенные и высокие напряжения. —М.: Энергия,
1971. - 78 с.
53. А. с. № 509962 (СССР). Двухтактный транзисторный ивер"
тор/Л. Н. Шаров. —Опубл, в Б. И., 1976, X» 13.
54. Журавлев А. А., Мазель К- Б. Преобразователи постоянного
напряжения на транзисторах. — М.: Энергия, 1974. — 89 с.
55. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник/
В. Л. Аронов, А. В. Баюков, А. А. Зайцев и др. Под
общ. ред. Н. Н. Горюнова. М.: Энергоиздат, 1982. — 904 с.
56. А. с. № 828338 (СССР). Стаблизированный конвертор/
Л. Н. Шаров. — Опубл, в Б. И., 1981, X» 17.
57. Вопросы оптимального проектирования магнитно-транзи-
сторных преобразователей напряжения/Г. С. Найвельт, И. К- Ва-
572
сильева, Д. Б. Кофман, С; А. Кузнецов. — В кв.: Магнитные эде.
менты непрерывного действия. — М.: Наука, 1972, с, 31—37.
58 ,. А. с. М 694957 (СССР). Стабилизированный источник пи.
тания Ю. Г. Дычко, В. А. Попов. — Опубл, в Б. И., 1979, № 40.
59. А. с. № 483777 (СССР). Понижающий коивертор/j]. Н. Ша-
ров — Опубл, в Б. И.; 1975, № 33.
60. Динамические потери в преобразователе напряжения с пе-
реключающим транеформатором/И. К. Васильева, Г. П. Вересов,
Г. С. Найвельт, Э. М. Ромаш. — Полупроводниковые приборы в
технике электросвязи/Под ред. И. Ф. Николаевского. — Связь
1971, вып. 7, с. 36—43.
61. Найвельт Г. С., Захаров В. В. Сравнительный анализ вы-
сокочастотных стабилизирующих преобразователей постоянного на-
пряжения. — Полупроводниковая электроника в технике связи/Под
ред. И. Ф. Николаевского. — М.: Радио и связь, 1983, вып. 23,
с. 159—163.
62. Гулякович Г. Н., Горбач А. В. Модульный принцип кон-
струирования ВИП с применением гибрндно-пленочных сборок. —
ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Сов. радио, 1977, вып. 10,
с. 46—54.
63. Росляков В. В. Анализ процесса запуска двухтактного тран-
зисторного преобразователя с самовозбуждением, работающего на
активную нагрузку. — Полупроводниковые приборы и их приме-
иение/Под ред. Я. А. Федотова. — М.: Советское радио, 1964,
вып. 12, с. 189—213.
64. Росляков В. В. К вопросу самовозбуждении двухтактного
транзисторного преобразователя напряжения. — Полупроводнико-
вые приборы и их применение/Под ред. Я. А. Федотова. — М. Со-
ветское радио, 1966, вып. 16, с. 197—227.
65. Найвельт Г. С., Росляков В. В., Ромаш 3. М. Влияние ха-
рактера и величины нагрузки на работу транзисторного пре-
образователя напряжения. — Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи/Под ред. И. Ф. Николаевского. — М.: Связь,
1969, вып. 4, с. 222—240.
66. А. с. № 860233 (СССР). Стабилизированный конвертор,
(В. В. Захаров, А. Ф. Сукач, Г. С. Найвельт. —Опубл, в Б. И.
1981, № 32.
67. А. с. № 758425 (СССР). Стабилизированный конвертор/
В. В. Захаров, А. Ф. Сукач. И. К. Васильева и др. Опубл, в Б. И.,
1980, № 31.
68. Сергеев Б. С. Генератор прямоугольных импульсов. —
ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1976, вып. 8,
с. 216—221.
69. Опадчий Ю. Ф., Картаев П. И. Однотактные стабилизиро-
ванные преобразователи малой мощности. —ЭТвА/Под ред.
Ю. И. Конева. — М,: Советское радио, 1971, вып. 9, с. 147—153.
70. Мелешии В. И. Энергетические соотношения в ключевых
преобразователях постоянного напряжения. — ЭТвА/Под ред.
Ю. И. Коиева. — М.: Советское радио, 1977, вып. 9, с. 83—98.
71. Степанов Ю. Б., Лукин А. В., Опадчий Ю. Ф. Функциональ-
ные узлы интегрально-гибридных ВИП. — ЭТвА/Под ред. Ю. И.Ко-
нева. — М.: Сов. радио, 1980, вып. 11, с. 16—24.
72. Сергеев Б. С. Анализ влияния индуктивности трансформато-
ра тока на базовую цепь однотактиого преобразователя напряже-
ния — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1976,
вып. 8, с. 100—106
73. Лукин А. В. Анализ работы преобразователя напряжения с
внешним управлением при высокой частоте преобразования. —
ЭТвА/Под ред. Ю. Й. Конева, -г- М.: Советское радио, 1980, № И.
с. 95—100.
74. А. с. № 428519 (СССР). Трехфазный управляемый выпрями-
те ль/Г. П. Затикян. — Опубл, в Б. И., 1974, № 18.
75. А с. № 301802 (СССР). Шестифазный источник питания/
A. F. Вилепкин, Ю. Н. Шуваев. —опубл, в Б. И., 1971, № 14.
76. А. с. № 547017 (СССР). Многофазный выпрямитель Ю. Н. Шу-
ваев, А. Г. Виленкин. — Опубл, в Б. И., 1977, №6.
77. Шуваев Ю. Н. Камеиомосткий Я .А. Секционированные
низковольтные выпрямители. Полупроводниковая электроника
в технике связи/Под ред. И. Ф. Николаевского. — М.: Связь, 1977,
вып. 18, с. 93—104.
78. Дноды и тиристоры/ А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Ц. Га-
лахов и др. Под общ. ред. А. А. Чернышева. — 2-е изд. перераб. и
Доп. — М.: Энергия, 1980, — 176 с.
79. Справочник по радиоэлектронным устройствам, Т.2/Р. Г. Вар*
ламов, С. Д. Додик, А. И. Иванов-Цыганов и др. Под ред-
Д. П. Линде. — М.: Энергия, 1978. — 328 с.
80. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры/
А. Г. Алексенко, С. С. Бадулин и др. Под ред. Б. Ф. Высоцкого. —
М.: Советское радио, 1977. — 352 с.
81. Китаев В. Е., Левнизон С. В. Электрическая защита полу-
проводниковых источников питания. — М.: Связь, 1967, — 160 с.
82. Михайлов А. С. Измерение параметров ЭМС РЭС. — М..
Связь. 1980. — 200 с.
83. Васильева И. К., Кузнецов С. А., Кофман Д. Б. Расчет по-
терь в стали при несинусоидальной форме кривой напряжения пи-
тания. — Электротехника, 1970, № 11, с. 46—49.
84. Динамические характеристики магнитных материалов в
звуковом диапазоне частот/С. А. Кузнецов, К. М. Тулепов,
В. М. Кондрашов и др. — В кн.: Магнитные цифровые
элементы —М.: Наука, 1968, с. 232—240.
85. Конструирова> не и расчет БГИС, микросборок и аппарату-
ру на их основе/Г. В. Алексеев, В. Ф. Борисов, Т. Л. Воробьева
др. Под ред. Б. Ф. Высоцкого. — М.: Радио и связь, 1981, — 215 с
86. Резисторы: Справочник/Ю. Н. Андреев, А. А. Антонян,
Д. М. Иванов и др. Под ред. И. И. Четверткова. — М.: Энерго-
издат, 1981. — 352 с.
87. Юрченко А. И., Головацкий В. А., Картаев П. И. Транзи-
сторные преобразователи с непосредственным контролем режима
перемагничивания сердечника трансформатора. — ЭТвА/ По ред.
JO. И. Конева. —М.: Советское радио. 1978, вып. 10, с. 118—122.
88. Горбач А. В. Резонансные явления в импульсном стабили-
заторе. Полупроводниковые приборы в технике электросвязи/Под
ред. И. Ф. Николаевского. — М.: Связь, 1974, вып. 13, с. 143—148.
89. Лившиц Д. М. Техника безопасности при подавлении радио-
помех в электроустройствах. — Электротехника, 1969, № 8, с. 384.
ДО. Глибицкий М. М., Мезенииа И. С. Способ ограничения одно-
стороннего насыщения трансформатора транзисторного преобра-
зователя. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио,
1978. вып. 10, с. 122—124.
91. Мелешии В. И., Опадчий Ю, Ф. Симметрирование транзи-
сторных преобразователей напряжения с внешним управлением. —
ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1974, вьт. 6,
е. 50—55.
92. Охотников В. А., Фомичев В. В. Методы снижения мощности,
рассеиваемой в высоковольтных транзисторах преобразователей
напряжения промышленных сетей. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Коне-
ва. — М.: Советское радио, 1980, вып. 11, с. 100—105.
93. Мелешии В. И., Опадчий Ю. Ф. Устойчивость установивше-
гося режима импульсного стабилизатора напряжения. — ЭТвА/Под
ред. Ю. И. Конева. —М.: Советское радио, 1976, вып. 8, с. 69—80.
94. А. с. № 178891 (СССР). Управляемый выпрямитель/М. И. Ла-
пиров-Скобло, Г. П. Затикян. —Опубл, в Б. И., 1965, № 4.
95. А. с. №817913 (СССР). Стабилизированный конвертор
В. В. Захаров, А. Ф. Сукач, Г. С. Найвельт. — Опубл, в Б. И.,
1981, № 12.
96. Машуков Е. В., КоиевЮ. И. Силовые МДП-ключи—ЭТвА/
Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1975, вып. 7, с. 21 —
25.
97. Захаров Ю. К. Сравнительный анализ двухтактного и оДНо-
тактного стабилизированных преобразователен постоянного напря-
жения. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское рад»',
1980, вып. 11, с. 24—30.
98. Опадчий Ю. Ф. Стабилизированные маломощные ВИП на
основе однотактных преобразователей. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Ко-
нева — М.: Советское радио, 1980, вып. 11, с. 30—43.
99. Полонский Н. Б. Конструирование электромагнитных экра-
нов для радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Советское радио,
1979. — 216 с.
100. Рекомендации по типовым схемам подавления индустри-
альных радиопомех от электроустройств различного назначения. —
М.: Связь, 1979. — 48 с.
101. Пономарев М. Ф. Конструирование и расчет микросборок
и микроэлементов ЭВА. — М.: Радио и связь, 1982. — 288 с.
102. Волгов В. А. Детали и узлы РЭА. — М.: Энергия, 1977. —
656. с.
103. Алексеев В. А., Арефьев В. А. Тепловые трубы для охлаж-
дения и термостатирования радиоэлектронной аппаратуры. — М.:
Энергия, 1979. — 128 с.
104. Алексеев В. А. Охлаждение радиоэлектронной аппарату-
ры с использованием плавящихся веществ. — М.: Энергия, 1975. —
88 с.
105. Дульнев Г. Н., Тарновский Н. Н. Тепловые режимы элект-
ронной аппаратуры. — Л.: Энергия, 1971. — 248 с.
106. Серийные интегрально-гибридные вторичные источники
питания/Е. И. Каретникова. Ю. И. Конев, А. В. Лукин и др.—
ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1981, вып. 12,
с. 13—20.
107. Степанов Ю. Б., Лукин А. В. Высокочастотный интеграль-
но-гибридный унифицированный источник питания. — ЭТвА/Под
ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1978, вып. 10, с. 87—93.
108. Конструирование и расчет больших гибридных интеграль-
ных схем, микросборок и аппаратуры на их основе/ Г. В. Алексеев,
В. Ф. Борисов, Т. Л. Воробьева, и др. Под ред. Б. Ф. Высоцкого. —
М.: Радио и связь, 1981. — 216 с.
109. Ермолаев Ю. П., Пономарев М. Ф., Крюков Ю. Г. Конст-
рукции и технология микросхем/Под ред. Ю. П. Ермолаева.— М.:
Советское радио, 1980. — 256 с.
575
ПО. Векслер Г. С. Сглаживающий фильтр с параллельным
транзистором, управляемым с выхода. — Радиотехника, 1966,'№ 12.
с. 58—61.
111. Роткоп Л. Л., Спокойный Ю. Е. Обеспечение тепловых
режимов при конструировании радиоэлектронной аппаратуры. —
М.: Советское радио, 1976. — 230 с.
112. Дульнев Г. Н., Семяшкин Э. М. Теплообмен в радиоэлект-
ронных аппаратах. — М.: Энергия, 1968. — 359 с.
113. Давидов П. Д. Анализ и расчет тепловых режимов полупро-
водниковых приборов. — М.: Энергия, 1967. — 243. с.
114. Аксенов А. И., Глушкова Д. Н.,. Иванов В. И. Отвод теп-
ла в полупроводниковых приборах. — М.: Энергия, 1971. — 175 с.
115. Скрипников Ю. Ф. Радиаторы для полупроводниковых
приборов. — М.: Энергия, 1973. — 48 с,
116. Ромаш Э. М., Кузнецов С. А. Транзисторные преобразова-
тели с иенасыщающнмся трансформатором. — ЭТвА/Под ред.
Ю. И. Конева —М.: Советское радио, 1973, вып. 5, с. 83—88.
117. Обеспечение тепловых режимов изделий электронной тех-
ники/А. А. Чернышев, В. И. Иванов. А. И. Аксенов и др. — М.:
Энергия, 1980. — 216 с.
118. А. с. № 254584 (СССР). Непрерывно-импульсный стабили-
затор постоянного напряжеиия/Б. В. Горбачев. — Опубл, в Б. И.,
1969, № 32.
119. А. с. № 259180 (СССР). Непрерывно-ключевой стабилиза-
тор постоянного иапряжения/Горбачев Б. В., Ю. М. Лысяков. —
Опубл, в Б. И., 1970, № 2.
120. Файншмидт Л. И., Скрынников В. П. Применение микро-
схемы К142ЕП1 в ключевых стабилизаторах постоянного напряже-
ния. — ЭТвА/Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Советское радио, 1978,
вып. 10, с. 74—79.
ГРИГОРИИ СОЛОУОНОВИЧ НАЙВЕЛЬТ
Климентии Борисович мазель
ЧИНГИЗ ИДРИСОВИЧ ХУСАИНОВ И ДР
источники электропитания радиоэлектронной АППАРАТУРЫ
Заведующий редакцией Ю. Н. Рысев. Редактор Г. Н. Астафуров
Переплет художника Н. А. Пашуро. Художественный редактор
Т. И. Бусарова. Технический редактор Т. Н. Зыкина. Корректор Т. Л. Кускова
ИБ № 40
Сдано в набор 15.03.85. Подписано в печать 23.07.85 Т-15949
Формат 84Х1081/з2« Бумага киижио-журн. № 2. Гарнитура литературная.
Печать высокая. Усл. печ. л. 30,24. Усл. кр.-отт. 30.24. Уч.-нзд. л. 35,02.
Тираж 120 000 экз. (l-й завод 1—60 000 экэ.) Изд. № 19918. Зак. Ns 726.
Цена 2 р. 10 к.
Издательство «Радио и связь» 101000 Москва. Почтамт, а/я 693
Московская типография № 4 «Союзполиграфпрома» при Государственном
комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли.
Москва. И-41. Б. Переяславская, 46