Е. А. Москатов
Источники питания
Киев, "МК-Пресс"
СПб, "КОРОНА-ВЕК"
2012

ББК 31.264.5
М82
УДК 621.314
Москатов Е. А.
М82 Источники питания. — К.: "МК-Пресс", СПб.: "КОРОНА-ВЕК",
2011.—208 с, ил.
ISBN 978-5-7931-0846-1 ("КОРОНА-ВЕК")
ISBN 978-966-8806-71-1 ("МК-Пресс")
В книге даны расчетные соотношения, принципиальные схемы и описания
принципа действия различных выпрямителей, сглаживающих фильтров,
стабилизаторов напряжения и тока, импульсных преобразователей, а также электропи-
тающих систем, выполненных на их основе. Подробно рассмотрены компоненты,
из которых изготавливают современные источники питания. Приведены основные
теоретические положения и рекомендации по конструированию как
традиционных, так и специальных электропитающих устройств.
Материал будет интересен радиолюбителям, научно-техническим работникам и
студентам технических специальностей.
ББК 31.264.5
Москатов Евгений Анатольевич
Источники питания
Гпавный редактор: Ю. А. Шпак
Подписано в печать 20.05.2011. Формат 70 х 100 1/16.
Бумага газетная. Печать офсетная. Усл. печ. л. 16,8. Уч.-изд. л. 13,6.
Тираж 1000 экз. Заказ
СПД Савченко Л.А., Украина, г.Киев, тел./ф.: (044) 362-04-38; e-mail: info@mk-press.com.
Свидетельство о внесении субъекта издательского дела в Государственный реестр издателей,
производителей и распространителей издательской продукции: серия ДК №51582 от 28.11.2003г.
Отпечатано ООО "Друкарня Рута" (свидетельство ДК №4060 від 29.04.2011 р.)
32300, Хмельницкая обл., г. Каменец-Подольский, ул. Кн. Кориатовичей, 11
ISBN 978-5-7931-0846-1 ("КОРОНА-ВЕК")
ISBN 978-966-8806-71-1 ("МК-Пресс")
© Москатов Е. А., текст, иллюстрации, 2012
© 'МК-Пресс'4, оформление, 2012

Содержание
ПРЕДИСЛОВИЕ 7
ПЕРЕЧЕНЬ УСЛОВНЫХ ОБОЗНАЧЕНИЙ И ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИЙ 8
ВВЕДЕНИЕ 11
ГЛАВА 1. ОБЩЕЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЕ ОБ ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ 12
1.1. Классификация источников питания 12
1.2. Требования к источникам вторичного питания 13
1.3. Параметры источников питания 14
1.4. Знакомство с первичными источниками питания 16
1.4.1. Электрохимические гальванические элементы и батареи /6
1.4.2. Топливные элементы 16
1.4.3. Биохимические элементы 17
1.4.4. Термоэлектрические генераторы 17
1.4.5. Термоэлектронные генераторы 18
1.4.6. Солнечные батареи 18
1.4.7. Атомные батареи 19
1.5. Аккумуляторы 20
1.5.1. Основные сведения об аккумуляторах 20
1.5.2. Свинцово-кислотные аккумуляторы 21
1.5.3. Щелочные аккумуляторы 22
1.5.4. Литий-ионные аккумуляторы 23
1.5.5. Литий-полимерные аккумуляторы 24
1.5.6. Краткий обзор некоторых перспективных типов аккумуляторов 24
1.5.7. Ионисторы 25
ГЛАВА 2. КОМПОНЕНТЫ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ 27
2.1. диоды, стабилитроны, стабисторы, transil 27
2.1.1. Диоды 27
2.1.2. Стабилитроны истабисторы 31
2.1.3. Transit 32
2.2. Конденсаторы 33
2.3. Моточные компоненты 35
2.3.1. Общие теоретические положения 35
2.3.2. Представление о дросселях, трансформаторах и о принципе их действия. 37
2.3.3. Материалы магнитопроводов моточных компонентов 38
2.3.4. Причины ухудшения параметров ферритовых магнитопроводов 40
2.3.5. Основные критерии выбора магнитопроводов для моточных компонентов 42
2.3.6. Потери в магнитопроводах компонентов, работающих на низких
частотах. Токи Фуко 44
2.3.7. Потери в магнитопроводах компонентов, работающих на высоких
частотах. Магнитная вязкость 45
2.3.8. Обмоточные провода 45
2.3.9. Скин-эффект 46

2.3.10. Расчет мощности добавочных потерь для однослойной тороидальной
катушки. 48
2.3.11. Эффект близости 50
2.3.12. Кольцевой и концевой эффекты и эффект внешнего проводника 50
2.3.13. Литцендрат и транспозиции 51
2.3.14. Эффект зазора 52
2.3.15. Индуктивность рассеяния обмоток трансформаторов 53
2.4. Дроссели 54
2.4.1. Сглаживающие дроссели 55
2.4.2. Немагнитные зазоры 57
2.4.3. Дроссели переменного тока 59
2.4.4. Магнитные усилители 59
2.5. Трансформаторы 60
2.5.1. Низкочастотные линейные трансформаторы 61
2.5.2. Расчет низкочастотных линейных трансформаторов малой мощности... 62
2.5.3. Высокочастотные импульсные трансформаторы 64
2.5.4. Расчет высокочастотных импульсных трансформаторов 65
2.5.5. Автотрансформаторы 72
2.5.6. Трансформаторы тока 72
2.5.7. Планарные трансформаторы 73
2.5.8. Пьезоэлектрические трансформаторы 74
2.5.9. Параметрические трансформаторы 75
2.5.10. Управляемые потоком феррорезонансные трансформаторы 76
2.6. Пояс Роговского 77
2.6.1. Расчет пассивной интегрирующей цепи для пояса Роговского 78
2.7. Транзисторы 79
2.7.1. Биполярные транзисторы 80
2.7.2. MOSFET. 83
2.7.3. IGBT. 87
2.8. Тиристоры 90
ГЛАВА 3. ВЫПРЯМИТЕЛИ 94
3.1. Основные сведения 94
3.2. Однополупериодный выпрямитель 95
3.3. двухполупериодные выпрямители 97
3.3.1. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой 97
3.3.2. Мостовой выпрямитель 98
3.4. Удвоитель напряжения 99
3.5. Однофазный умножитель напряжения 100
3.6. Синхронный транзисторный выпрямитель 102
ГЛАВА 4. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ 104
4.1. Основные теоретические сведения 104
4.2. Емкостный фильтр 105
4.3. Индуктивный фильтр 105
4.4. Индуктивно-емкостный фильтр 106
4.4.1. Расчет индуктивно-емкостного фильтра 106
4.5. Активный транзисторный фильтр 108
4.5.1. Расчет активного транзисторного фильтра. 109

ГЛАВА 5. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА 112
5.1. Основные понятия 112
5.2. Параметрические стабилизаторы напряжения и тока 112
5.2.1. Параметрический стабилизатор напряжения 112
5.2.2. Параметрический стабилизатор тока 113
5.3. Компенсационные стабилизаторы 114
5.3.1. Компенсационный стабилизатор напряжения 115
5.3.2. Интегральные компенсационные стабилизаторы напряжения 117
5.4. Импульсные стабилизаторы 118
5.4.1. Принцип действия импульсных стабилизаторов напряжения 119
5.4.2. Повышающий стабилизатор 120
5.4.3. Понижающий стабилизатор. 120
5.4.4. Инвертирующий стабилизатор 121
ГЛАВА 6. ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ 122
6.1. Основные сведения 122
6.2. Импульсные преобразователи с задающими генераторами 123
6.2.1. Основные положения и знакомство с контроллерами задающих
генераторов 123
6.2.2. Однотактный прямоходовый преобразователь 124
6.2.3. Квазидвухтактный двухтранзисторный прямоходовый преобразователь 125
6.2.4. Однотактный обратноходовой преобразователь 126
6.2.5. Двухтактный полумостовой преобразователь 127
6.2.6. Двухтактный мостовой преобразователь /29
6.2.7. Двухтактный преобразователь с отводом от середины обмотки
трансформатора 131
6.2.8. Резонансные и квазирезонансные преобразователи 132
6.2.9. Многофазные преобразователи 134
6.2.10. Симметрирование перемагничивания сердечников трансформаторов.... 135
6.2.11. Обмотка и дроссель групповой стабилизации 136
6.3. Автогенераторные преобразователи 138
6.3.1. Основные сведения об автогенераторных преобразователях 138
6.3.2. Запускающие цепи 138
6.3.3. Однотактный автогенераторный преобразователь 139
6.3.4. Двухтактный автогенераторный преобразователь Ройера. 140
6.3.5. Двухтактный автогенераторный преобразователь Енсена 143
6.4. Тиристорные преобразователи 144
6.4.1. Несколько слов о тиристорных инверторах 144
6.4.2. Последовательный тиристорный инвертор тока 145
6.4.3. Параллельный тиристорный инвертор тока 146
6.4.4. Параллельно-последовательный тиристорный инвертор тока 148
6.4.5. Тиристорный преобразователь напряжения Мак-Муррея 149
6.4.6. Последовательный резонансный полумостовой тиристорный инвертор.. 150
ГЛАВА 7. СПЕЦИАЛЬНЫЕ И ПРАКТИЧЕСКИЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ... 152
7.1. Корректор коэффициента мощности 152
7.2. Печь индукционного нагрев а 153
7.3. Сварочный аппарат 153
7.3.1. Конструкция сварочного аппарата 158

7.3.2. Наладка 158
7.4. Двухтактный импульсный источник питания с выходной мощностью
не более 2 кВт 158
7.4.1. Конструкция 165
7.4.2. Настройка и регулировка. 166
7.5. Источник питания с мощностью нагрузки до 600 Вт для УМЗЧ 166
7.5.1. Назначение компонентов 168
7.5.2. Марки компонентов и возможные замены 169
7.5.3. Настройка и регулировка 170
7.6. Оптический источник питания 171
ГЛАВА 8. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ 172
8.1. Предостережение по использованию симудяторов 172
8.2. Измерение некоторых параметров магнитопроводов 173
8.2.1. Нахождение магнитной проницаемости 173
8.2.2. Измерение индукции насыщения и напряженности поля магнитопровода 173
8.3. Способы охлаждения компонентов типовых источников питания 175
8.4. Способы охлаждения компонентов специальных источников питания... 176
8.5. Средства и системы защиты источников питания 177
8.6. Требования к монтажу источников питания и электромагнитные
помехи 180
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 184
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ 198

Предисловие
Перед вами книга, отражающая основы дисциплины "Источники питания".
Помимо разделов курса, она включает в себя многочисленные дополнительные
сведения и, кроме теории, содержит принципиальные схемы некоторых практических
устройств. Материал книги изложен кратко, чтобы не увеличивать объем за счет
сведений, которые можно найти в других изданиях. Все особенности
проектирования источников питания и их компонентов охватить в одной книге невозможно,
поэтому текст сопровождается многочисленными ссылками на литературу. В списке
литературы перечислены издания, которыми следует пользоваться как при изучении
курса, так и при решении практических задач.
Все рассмотренные в книге схемы даны сугубо для изучения принципа
действия электропитающих устройств. Описанные конструкции не предназначены для
повторения, а собранные устройства могут вообще не работать или работать не
правильно. Может также последовать выход из строя компонентов, и не исключены
убытки иного характера. В случае нарушения правил техники безопасности
возможно поражение электротоком, которое способно нанести вред здоровью или даже
привести к смертельному исходу. Во всех этих и других случаях автор книги не
несет какой-либо ответственности за действия или бездействие читателей. Все
действия читатели осуществляют по своей воле и желанию и на свой страх и риск.
Я заранее приношу извинения за возможные неточности и ошибки, избежать
которых в изданиях подобного рода почти невозможно, и надеюсь, что книга
"Источники питания" будет для вас полезной. В случае возникновения вопросов, а
также для высказывания отзывов и пожеланий можно воспользоваться соответственно
форумом и гостевой книгой на сайте автора http: //moskatov.narod.ru.
Автору иижеиеру Евгений Москатов

Перечень условных
обозначений и принятых
сокращений
Асоге — внешний диаметр магнитопровода, мм
В — магнитная индукция, Тл
Всоге — внутренний диаметр кольцевого магнитопровода, мм
Вэфф — эффективная индукция магнитопровода, Тл
С — емкость конденсатора, Ф
Ссоге — высота магнитопровода, мм
cos ср — коэффициент мощности
Сел — число слоев провода в обмотках
Ск — емкость колебательной системы, Ф
Сф — емкость конденсатора сглаживающего фильтра, Ф
d — диаметр одной жилы в проводе с учетом толщины изоляции, мм
dK — расстояние между обкладками конденсатора, см
Dnp — эквивалентный диаметр многожильного провода, мм
е — основание натурального логарифма
E(t) — электродвижущая сила
f — частота, Гц
F0 — резонансная частота фильтра, Гц
Fh — частота потребляемого нагрузкой тока, Гц
Н — напряженность магнитного поля, А/м
Нэфф — эффективная напряженность магнитного поля, А/м
h2i — статический коэффициент передачи тока для конкретной схемы
включения транзистора
'o(t) — ток через силовую шину пояса Роговского, А
16 — ток базы транзистора, А
1г — ток через первичную обмотку, связанный с потерями в магнитопроводе на
гистерезис, А
1к — ток коллектора транзистора, А
1н — постоянный ток через нагрузку, А
[подм — ток подмагничивания или намагничивания сердечника, А
1ст — ток через стабилитрон, А
1эфф — эффективный ток, А
J — плотность тока, А/мм2
кб — коэффициент близости
кз.ос — коэффициент заполнения обмотки проводом в осевом направлении
кп коэффициент пульсации напряжения
km — коэффициент заполнения окна магнитопровода
кс — коэффициент сглаживания фильтра
кт — коэффициент теплопроводности материала охладителя, Вт / (°С • см2)
кф — коэффициент формы напряжения или тока
L — индуктивность обмотки, Гн
Ьз — протяжеость немагнитного зазора, мм

Lcp — усредненная длина витка провода, м
Ьср.л — длина средней линии, см
Lk — индуктивность колебательной системы, Гн
Ьф — индуктивность дросселя сглаживающего фильтра
m — число фаз питающей сети или число, отражающее, во сколько раз частота
основной гармоники выше, чем частота питающей сети
М — масса магнитопровода, г
N — число жил в проводе
Ракт — активная мощность, В А
Рвихр — мощность потерь на вихревые токи, Вт
Рг — мощность потерь на гистерезис, Вт
Ядин — динамическое сопротивление, Ом
Рзг — мощность, отдаваемая задающим генератором, Вт
Рк — мощность, рассеиваемая коллектором транзистора, Вт
Рн — мощность, потребляемая нагрузкой, Вт
Ром — мощность омических потерь в обмотке, Вт
Рполн — полная мощность, ВАР
Руд — удельная мощность полных потерь в магнитопроводе для конкретного
значения индукции и частоты, Вт/кг
q — число немагнитных зазоров на пути прохождения магнитного потока
Q — коэффициент сглаживания одного звена фильтра
q3 — полный заряд затвора, Кл
Qk — заряд конденсатора, Кл
Qi — общий коэффициент сглаживания всех звеньев фильтра
г — внутреннее сопротивление, Ом
R — сопротивление резистора, Ом
Rac/Rdc — коэффициент добавочных потерь
Rbh — внутреннее сопротивление, Ом
гдин — динамическое сопротивление, Ом
гдиф — дифференциальное сопротивление стабилитрона, Ом
Якр — тепловое сопротивление транзистора корпус-радиатор, °С / Вт
Rh — сопротивление нагрузки, Ом
RnK — тепловое сопротивление переход - корпус транзистора, °С / Вт
Rnc — тепловое сопротивление переход - окружающая среда, °С / Вт
S — площадь обкладки конденсатора, см2
Sc — площадь сечения, см2
So — площадь окна магнитопровода, см2
Sb — сечение провода вторичной обмотки, мм2
Sn — сечение провода первичной обмотки, мм2
Т — период повторения импульсов, мкс
TKU — температурный коэффициент стабилизации напряжения, % / °С
Токр — максимальная температура окружающей среды, °С
Тн — температура нагрева, °С
Тп — максимальная температура перехода транзистора, °С
U~bx — амплитуда напряжения пульсации на входе фильтра, В
U-вых — амплитуда напряжения пульсации на выходе фильтра, В
ивх.макс — входное максимальное напряжение, В
Ubx.mhh — входное минимальное напряжение, В
Ubx.hom — входное номинальное напряжение, В
Узи — напряжение затвор-исток, В

Uk — напряжение на обкладках конденсатора, В
инас — напряжение насыщения ключевого транзистора, В
ин.ампл — амплитуда напряжения на нагрузке, В
ин.макс — максимальное выходное напряжение, В
Uh.mhh — минимальное выходное напряжение, В
Uh.hom — номинальное выходное напряжение, В
Uct — напряжение стабилизации, В
V — объем магнитопровода, см3
W — число витков обмотки
Ф — магнитный поток
т — длительность импульса, мкс
у — коэффициент заполнения импульсов
Д — глубина проникновения тока в толщу проводника, мм
Д1ст — приращение тока через стабилитрон, А
ДТокр — изменение температуры окружающей среды, °С
Дивх — приращение входного напряжения, В
Дивых — приращение выходного напряжения, В
AUct — приращение напряжения стабилизации, В
8 — диэлектрическая проницаемость
х] — коэффициент полезного действия
ц — относительная магнитная проницаемость, Гн/м
Цо — магнитная постоянная вакуума, равная 4 • п • 1 (Г7 Гн/м
цз — магнитная проницаемость материала немагнитного зазора, Гн/м
|хм — магнитная проницаемость сердечника, Гн/м
цэкв — эквивалентная магнитная проницаемость магнитопровода с
немагнитным зазором, Гн/м
цэфф — эффективная магнитная проницаемость магнитопровода, Гн/м
Е — число звеньев фильтра
я — число Пи с бесконечным числом знаков после десятичной запятой:
3,14159265358979...
р — удельное электрическое сопротивление материала, Ом • м
рф — плотность феррита, г/см3
X— относительная ширина многожильного провода в осевом направлении
\|/ и ф — параметры в формуле Доуэлла
— потокосцепление, Вб
со — круговая частота, радиан / с
(Do — собственная круговая частота фильтра, радиан / с
£ — скважность импульсов
€ — длина обмотки пояса Роговского, м
Со — протяженность тороидального магнитопровода вдоль осевой линии, м
€у — расстояние, на которое смещается луч вдоль ординаты, см
€х — расстояние смещения луча по абсциссе, см
КПД — коэффициент полезного действия
УГО — условное графическое изображение
ЭДС — электродвижущая сила

Введение
Общеизвестно, что любые электронные устройства, выполненные на активных
компонентах, от простейших радиоприемников до компьютеров и
радиолокационных станций нуждаются в источниках питания. Любые потребители электроэнергии
от источников питания или их компонентов в дальнейшем будем называть
нагрузкой. Источник питания должен отдавать электрическую энергию определенного
качества в нагрузку в течение установленного промежутка времени. Под качеством
электроэнергии подразумевают требуемое для нормального штатного
функционирования нагрузки напряжение или ток, которые могут флюктуировать в
определенных пределах, а также прочие параметры, установленные техническим заданием на
изделие. Отклонение от заданных параметров за регламентированные пределы
недопустимо, поскольку это может привести к выходу из строя нагрузки или к сбою
в ее работе.
Для обеспечения нормального функционирования определенной нагрузки
необходим подходящий источник питания, т.е. нагрузка диктует выбор источника
питания. Нагрузки некоторых современных устройств от источников питания требуют
обеспечения напряжений от единиц до тысяч вольт при токах от долей ампер до
тысяч ампер. При этом могут быть жестко лимитированы коэффициент полезного
действия, стоимость, надежность, габариты и пр. Частота преобразования современных
импульсных источников питания для аппаратуры широкого потребления обычно
лежит в диапазоне от 25 кГц до 4 МГц. Для специальной аппаратуры частота
преобразования может быть как больше, так и меньше. Например, преобразователи
напряжения на кораблях могут работать на частоте 400 Гц, а преобразователи
некоторых автономных летательных аппаратов — на частоте до 6 МГц и даже выше.
Источник питания обязан отвечать поставленным в техническом задании
требованиям, которые зачастую противоречивы. Например, могут быть заданы весьма
незначительные габаритные размеры при большой выходной мощности и высоком
коэффициенте полезного действия. Обеспечить выполнение этих требований при
использовании простых схемотехнических решений непросто, а иногда и невозможно.
По этой причине возникает необходимость значительно усложнить источник
питания, что оправдывается его высокими показателями и параметрами. Именно из-за
этого импульсные источники питания практически полностью вытеснили линейные.
Схемотехника современных источников питания бывает довольно сложной, а число
компонентов источника питания может превышать число компонентов нагрузки.

ГЛАВА
Общее представление об
источниках питания
1
1.1. Классификация источников питания
Все существующие источники питания относят к одной из двух групп: первичного
и вторичного электропитания [18, с. 5]. К источникам первичного электропитания
относят системы, перерабатывающие химическую, световую, тепловую,
механическую или ядерную энергию в электрическую [18, с. 5]. Например, химическую
энергию преобразует в электрическую солевой элемент или батарея элементов, а
световую энергию — солнечная батарея. В состав источника первичного электропитания
может входить не только сам преобразователь энергии, но и устройства и системы,
обеспечивающие нормальное функционирование преобразователя. Зачастую
непосредственное преобразование энергии затруднено, и тогда вводят промежуточное,
вспомогательное преобразование энергии. Например, энергия внутриатомного
распада на атомной электростанции может быть преобразована в энергию перегретого
пара, вращающего турбину электромашинного генератора, механическую энергию
которого преобразуют в электрическую энергию.
К источникам вторичного электропитания относят такие системы, которые из
электрической энергии одного вида вырабатывают электрическую энергию другого
вида. Так, например, источниками вторичного электропитания являются инверторы
и конверторы, выпрямители и умножители напряжения, фильтры и стабилизаторы.
Классифицируют источники вторичного электропитания по номинальному
рабочему выходному напряжению. При этом различают низковольтные источники
питания с напряжением до 100 В, высоковольтные с напряжением более 1 кВ и
источники питания со средним выходным напряжением от 100 В до 1 кВ [92, с. 18].
Любые источники вторичного электропитания классифицируют по мощности
Рн, которую они способны отдать в нагрузку. При этом выделяют пять категорий:
микромощные (Рн < 1 Вт);
маломощные (1 Вт < Рн < 10 Вт);
средней мощности (10 Вт < Рн < 100 Вт);
повышенной мощности (100 Вт < Рн < 1 кВт);
большой мощности (Рн > 1 кВт) [92, с. 17].
Источники питания могут быть стабилизированными и нестабилизированными.
При наличии цепи стабилизации выходного напряжения стабилизированные
источники обладают меньшей флюктуацией данного параметра, относительно нестабили-
зированных. Поддержание неизменным выходного напряжения может быть
достигнуто различными способами, однако все эти способы можно свести к
параметрическому или компенсационному принципу стабилизации. В компенсационных
стабилизаторах присутствует цепь обратной связи для отслеживания изменений
регулируемого параметра, а в параметрических стабилизаторах такая обратная связь
отсутствует.

1.2. Требования к источникам вторичного питания
Любой источник питания по отношению к сети обладает следующими основными
параметрами [92, с. 19]:
минимальное, номинальное и максимальное питающее напряжение или
относительное изменение номинального напряжения в сторону повышения или
понижения;
вид питающего тока: переменный или постоянный;
число фаз переменного тока;
частота переменного тока и диапазон ее флюктуации от минимума до
максимума;
коэффициент потребляемой от сети мощности;
коэффициент формы потребляемого от сети тока, равный отношению первой
гармоники тока к его действующему значению;
постоянство питающего напряжения, которое характеризуется
неизменностью параметров во времени.
По отношению к нагрузке источник питания может обладать теми же
параметрами, что и по отношению к питающей сети, и дополнительно характеризоваться
следующими параметрами:
амплитуда пульсации выходного напряжения или коэффициент пульсации;
величина тока нагрузки;
тип регулировок выходных тока и напряжения;
частота пульсации выходного напряжения источника питания, в общем
случае не равная частоте переменного тока питающей сети;
нестабильность выходных тока и напряжения под воздействием любых
факторов, ухудшающих стабильность.
Кроме того, источники питания характеризуются:
КПД;
массой;
габаритными размерами;
диапазоном температур окружающей среды и влажности;
уровнем генерируемого шума при использовании вентилятора в системе
охлаждения;
устойчивостью к перегрузкам и к ударам с ускорением;
надежностью;
длительностью наработки на отказ;
временем готовности к работе;
устойчивостью к перегрузкам в нагрузках, и, как частный случай, коротким
замыканиям;
наличием гальванической развязки между входом и выходом;
наличием регулировок и эргономичностью;
ремонтопригодностью.

Все рассмотренное выше можно было отнести к эксплуатационным,
функциональным и конструктивно-технологическим требованиям [56, с. 12].
1.3. Параметры источников питания
Независимо от внутреннего устройства источника питания и принципа действия,
его характеризуют электрические параметры, отнесенные к входу и выходу.
К входным параметрам относят:
минимальное ивх.мин, номинальное Ubx.hom и максимальное ивх.макс
напряжения питания, В;
частоту питания, Гц;
предельные отклонения входного сетевого напряжения от номинального
значения в сторону увеличения и уменьшения [19, с. 7]:
номинальный потребляемый ток при типовом токе через нагрузку и
напряжении на нагрузке, А;
коэффициент мощности, потребляемой устройством от питающей сети:
где Ракт — активная мощность, потребляемая источником питания;
Рполн — полная потребляемая мощность, включающая сумму активной и
реактивной составляющих.
О косинусе угла сдвига фаз можно вести речь, только если ток и напряжение
обладают синусоидальной формой. Если же она отлична от синусоидальной формы,
то говорить о "cos ср" некорректно.
К выходным параметрам относят:
номинальную величину тока нагрузки, А;
номинальное выходное напряжение Uh.hom, В;
максимальное ин.макс и минимальное Uh.mhh выходные напряжения, В;
предельные отклонения выходного напряжения, связанные с различными
дестабилизирующими факторами, такими как нестабильность входного
напряжения, флюктуация температуры, изменение частоты питающей сети для
линейного источника питания и прочее:
коэффициент пульсации выходного напряжения:
где 1Квых — амплитуда переменного напряжения пульсации на выходе
источника питания, выраженная в вольтах;

выходное динамическое сопротивление, выраженное в омах и равное
отношению изменения постоянного выходного напряжения к изменению
выходного тока;
коэффициент полезного действия, равный отношению мощности нагрузки
к потребляемой от сети мощности, и ряд других параметров.
Некоторые нагрузки источников питания могут потреблять не постоянный,
а переменный ток. В этом случае дополнительно важно знать частоту переменного
тока и скважность. Скважностью в общем случае называют отношение периода
повторения последовательности импульсов к сумме длительностей всех импульсов
в течение периода. Величину, обратную скважности, называют коэффициентом
заполнения импульсов.
Рассмотрим формулу для нахождения скважности для случая, если
длительности всех импульсов в течение периода одинаковы:
где ^ — скважность;
Ти — величина периода, с;
tw —длительность одного импульса, с;
пи — число импульсов в течение периода.
Если в течение периода имеется лишь один импульс, то формула приобретает
следующий вид:
При этом, если имеем один прямоугольный импульс, и он занимает ровно
половину периода, то скважность равна 2, и такую импульсную последовательность
называют меандром. Ток через нагрузку течет в течение строго половины периода.
Если число импульсов в течение периода более одного, то импульсная
последовательность меандром быть не может.
В двухтактных импульсных источниках питания с ШИМ или ЧИМ и
полумостовыми, мостовыми или push-pull преобразователями имеем последовательность
прямоугольных импульсов с паузой на нуле, называемой "dead time". При этом в
течение периода имеем два разнополярных импульса. Формула скважности имеет вид:
Если пауза на нуле отсутствует, то через ключевые транзисторы протекает
сквозной ток, а скважность равна 1. При этом ток через нагрузку в течение
длительности периода протекает постоянно. Скважность меньше 1 быть не может.
Синусоидальная форма напряжения или форма типа меандра недопустимы при
ШИ или ЧИ регулировании в высокочастотных полумостовых, мостовых или push-
pull преобразователях, работающих в нерезонансном режиме. В течение периода
к первичной обмотке импульсного трансформатора должны быть приложены два
разнополярных импульса прямоугольной формы. О затронутых в этой теме
источниках питания будет сказано позже.

1.4. Знакомство с первичными источниками питания
1.4.1. Электрохимические гальванические элементы и батареи
Гальванический элемент — это неподзаряжаемый химический источник
электроэнергии, в котором энергия окислительно-восстановительной реакции
преобразовывается в электрическую. Для увеличения выходного напряжения
гальванические элементы объединяют в батареи, состоящие не менее чем из двух
электрохимических элементов питания, заключенных в едином корпусе, поэтому называть
элемент питания "батарейкой" — ошибочно.
Всякий гальванический элемент или батарею элементов характеризует
электроемкость, выраженная в ампер-часах, которая равна произведению длительности
разряда на ток разряда. Электроемкость зависит от температуры окружающей среды:
при уменьшении температуры электроемкость падает [64, с. 282]. Наиболее
распространены марганцово-цинковые гальванические элементы и батареи с солевым
электролитом, марганцово-цинковые элементы со щелочным электролитом и ртут-
но-цинковьте элементы. Конструкция гальванических элементов обычно или галет-
ная, или имеет форму стакана.
Простейший солевой марганцово-цинковый элемент имеет тонкостенный
цинковый корпус, выполняющий функцию отрицательного электрода. Внутри корпуса
расположен угольный вывод положительного электрода, к которому присоединяют
металлический наконечник для удобства токосъема. Объем между электродами
заполняют электролитом из хлористого аммиака или раствора нашатыря с
наполнителем из муки, сулемы или крахмала и деполяризатором из перекиси или двуокиси
марганца. Ток через электроды обеспечен упорядоченным движением электронов,
а внутри гальванического элемента — переносом ионов в результате химической
реакции цинкового стакана с электролитом. В результате реакции выделяется
водород, который связывает перекись марганца [179, с. 252]. ЭДС обычного солевого
марганцово-цинкового элемента в начале разряда достигает 1,4.. 1,6 В [6, с. 269].
1.4.2. Топливные элементы
Принцип действия топливных элементов основан на химической реакции
окислителя и топлива, в результате которой непосредственным путем получают
электроэнергию [179, с. 263]. Подобную реакцию можно наблюдать при сгорании топлива
в специальных печах, однако в топливных элементах
окислительно-восстановительная реакция не сопровождается выделением дыма и пламени. Реагенты, в качестве
которых часто используют водород и кислород, с заданной скоростью подают от
специальных насосов к электродам, погруженным в электролит из раствора едкого
кали [64, с. 294]. Электроды, которые обычно изготовляют из никеля, в реакции не
участвуют, и поэтому они не требуют постоянных замен [64, с. 295]. На
отрицательном электроде, к которому подают восстанавливаемый водород, образуются
электроны. Вокруг положительного электрода, к которому подводят окисляемый
кислород, возникают ионы. Уравнение химической реакции можно записать в
следующем виде [6, с. 281]:
где Рр — тепло, выделяемое в процессе реакции.
Катализатором реакции может служить серебро, никель или рений [6, с. 281].

Реакция протекает до тех пор, пока к электродам подводят реагенты,
вырабатывающие разность потенциалов между электродами 1..2 В. Течение в электролите
ионов компенсирует протекание электрического тока через нагрузку, вызванного
движением электронов. Если прекратить подачу окислителя и восстановителя,
реакция будет прервана.
Наиболее распространены топливные элементы конструкций Давтяна, Юсти,
Бишофа, Бэкона и некоторых других, о которых можно прочитать в книге [179, с.
265].
Достоинства топливных элементов: высокий КПД, в отдельных случаях
достигающий 75%, и, следовательно, высокая экономичность; отсутствие выделения огня
и отработанных газов [6, с. 282]. Кроме того, топливные элементы могут выдержать
довольно длительные перегрузки по току.
1.4.3. Биохимические элементы
Биохимические элементы — это разновидность топливных источников питания
[179, с. 267]. Различие между ними заключается в способе преобразования вещества
для получения энергии. Химическую реакцию в биохимических элементах
обеспечивают ферменты, жирные кислоты, бактерии, простейшие организмы и прочие
органические структуры. При этом преобразование неэлектрической энергии в
электрическую в процессе химической реакции может быть непосредственным или
косвенным.
Биохимические элементы непосредственного преобразования наиболее
совершенны, так как у них минимальны затраты перерабатываемого сырья [179, с. 267].
В биохимических элементах косвенного преобразования органическое сырье
выделяет такие вещества, из которых в процессе окислительно-восстановительной
реакции получают электрическую энергию.
Биохимические элементы могут быть использованы для получения
электроэнергии в космических аппаратах, в которых по определенным причинам не
развертывают солнечные батареи, например: при выполнении задач на теневой стороне
планеты или спутника. В таком применении биохимические элементы
конкурентоспособны с атомными батареями при отдаваемой мощности примерно до 400 Вт.
1.4.4. Термоэлектрические генераторы
Известно, что чем выше температура кристалла полупроводника, тем выше
в нем концентрация носителей заряда, т.е. возрастает количество дырок и
электронов. При температуре выше абсолютного нуля на границе полупроводников р-типа
и n-типа проводимости возникает термо-ЭДС в случае, если область р-типа имеет
более высокую температуру, нежели чем область n-типа, вследствие
термодиффузии носителей зарядов [64, с. 296].
Если полупроводник обладает электронным типом проводимости, то его
участок, обладающий наименьшей температурой, будет насыщен электронами, а
наименее нагретый участок будет содержать повышенную концентрацию дырок.
Область р-типа будет обладать отрицательным зарядом, а область n-типа станет
положительно заряженной [6, с. 283].
Если нагреть участок электронно-дырочного перехода, а к областям термопары
проводимостей р-типа и n-типа прикрепить выводы и подключить к ним нагрузку,
то через нее потечет ток. На этом принципе действия зиждется работа
полупроводниковых термоэлектрических генераторов. Локальный нагрев может быть
осуществлен от распада ядерного топлива, от солнечных лучей, от окислительно-

восстановительной реакции горючих газов и жидкостей. КПД наиболее мощных
полупроводниковых термоэлектрических генераторов может достигать 10%, а
удельная мощность может составлять до 25 Вт/кг [6, с 284]. Самые мощные
разработанные полупроводниковые термоэлектрические генераторы обладают выходной
мощностью до десятков киловатт [64, с. 296].
К достоинствам полупроводниковых термоэлектрических генераторов относят
низкую стоимость, высокую надежность и длительный срок эксплуатации.
1.4.5. Термоэлектронные генераторы
Принцип действия термоэлектронных, или, говоря иначе, плазменных
генераторов основан на явлении термоэлектронной эмиссии с поверхностей разогретых
катодов, выполненных из металлов, в газе или в вакууме. Обычно нагрев получают
в результате распада ядерного топлива, в качестве которого можно использовать
окись урана UO2. Подобно электронным лампам, в термоэлектронных генераторах
под действием ускоряющего поля анода к нему летят эмитированные с катода
электроны и бомбардируют его.
Если бы у анода была такая же температура, что и у катода, то первая же
порция прилетевших к нему электронов стала бы последней [179, с. 277]. Для
обеспечения постоянного движения электронов анод необходимо охлаждать [6, с. 284], для
чего используют специальные жидкости. При этом, если между катодом и анодом
подключить нагрузку, то по ней потечет электрический ток. Разница температур
катода и анода может составлять от 300 до 3000 градусов. При этом, чем
существеннее разница температур анода и катода, чем интенсивней скорость движения
электронов, и чем выше концентрация носителей заряда в потоке электронов, тем
больше будет ЭДС выходного напряжения термоэлектронного генератора [179, с. 277].
При протекании тока через нагрузку около катода возникает пространственный
отрицательный заряд, из-за которого электроны перестают лететь к аноду, и
термоэлектронный генератор перестает исполнять свои функции. Для того чтобы работа
не была нарушена, в лампу помещают цезий, пары которого заполняют область
между катодом и анодом. При попадании атомов цезия на разогретый катод валентные
электроны цезия переходят в металл катода [179, с. 278]. Это преобразует атомы
цезия в ионы, заряженные положительно, которые отталкиваются на небольшое
расстояние от поверхности металла катода. Таким образом они нейтрализуют
пространственный отрицательный заряд.
Разработанные термоэлектронные генераторы обычно способны отдать в
нагрузку мощность до нескольких десятков киловатт. КПД термоэлектронных
генераторов обычно составляет от 10% до 20%. К недостаткам термоэлектронных
генераторов относят высокую стоимость, особенно если нагрев осуществляют с помощью
ядерного топлива.
1.4.6. Солнечные батареи
Солнечная батарея — это прибор для непосредственного фотоэлектрического
преобразования энергии излучения в электрическую энергию, состоящий из набора
элементарных фотодиодов, определенным образом соединенных между собой.
Основой бюджетного фотоэлектрического преобразователя служат кремниевые
фотодиоды. Принцип действия солнечной батареи основан на явлении внутреннего
фотоэффекта под воздействием падающей на рабочую поверхность лучистой энергии
[64, с. 297].

В качестве полупроводника кремний был выбран не случайно, а в связи с тем,
что максимум его спектральной характеристики расположен при длине волны
примерно в 0,75 мкм, что близко к максимуму спектральной характеристики
солнечного света [6, с. 285].
Для удобства размещения фотодиодов в солнечной батарее их изготовляют
обычно либо прямоугольной, либо гексагональной формы [6, с. 286]. Используемые
в солнечной батарее фотодиоды имеют прозрачный электрод, через который на
электронно-дырочный p-n-переход поступает свет. При облучении полупроводника
фотоны света отдают энергию валентным электронам [179, с. 271], в результате чего
генерируются носители заряда, и между областями электронного и дырочного типов
проводимостей возникает разность потенциалов.
Солнечные батареи часто используют в автономных системах, которые обычно
долгое время не требуют обслуживания оператором (космические аппараты,
морские бакены, автоматические устройства радионавигации и пр.). Даже в некоторые
микрокалькуляторы встроены миниатюрные солнечные батареи, от которых
заряжаются встроенные аккумуляторы.
Достоинства солнечной батареи:
малая масса и габариты;
невысокая стоимость по сравнению, скажем, с топливными элементами,
термоэлектронными генераторами и атомными батареями;
простота конструкции;
длительный срок эксплуатации.
Недостатки:
невозможность вырабатывать ночью такую же выходную мощность, как
днем, что требует использования аккумулятора или ионистора, который
заряжался бы днем для поддержания работы нагрузки в темноте;
резкая зависимость выходной мощности от угла падения лучей на
светочувствительную поверхность, что вынуждает использовать автоматические
системы ориентирования в пространстве;
невозможность получить мощность с квадратного метра солнечной батареи
более 0,1 кВт, используя дешевые материалы;
быстрая деградация фотоэлементов в условиях повышенного радиационного
фона и проникающей радиации.
КПД солнечных батарей, составленных из кремниевых фотодиодов и
выпускаемых для широкого потребления, обычно достигает 8%, не более. У
специализированных солнечных батарей, фотодиоды которых выполнены из арсенида галлия,
КПД достигает 20%. Солнечные батареи из фотодиодов на основе сульфата кадмия,
выпускаемые в виде тонких гибких пленок, предназначены для электропитания
аппаратуры космических станций и спутников.
При увеличении температуры окружающей среды выходное напряжение
солнечной батареи падает по линейному закону примерно на !4% / ° [179, с. 271].
1.4.7. Атомные батареи
Атомной или, говоря иначе, ядерной батареей, называют устройство, в энергия
распада радиоактивного вещества непосредственно преобразуется в электроэнергию
[64, с. 300], [179, с. 272]. Атомные батареи состоят из набора атомных элементов.

Простейший атомный элемент питания представляет собой металлический
цилиндр, для защиты от излучения покрытый свинцом, в который через слой изоляции
из полистирола помещено радиоактивное вещество: стронций-90. К
металлическому цилиндру прикрепляют вывод отрицательного напряжения, а другой вывод
положительного напряжения подсоединяют к стронцию. Между выводами возникает
электрическое напряжение величиной до десяти киловольт, обусловленное
радиоактивным распадом стронция. Чем короче период полураспада, тем больше
максимальный отдаваемый ток и тем короче продолжительность работы атомного
элемента. Ток нагрузки обычно не превышает 30 мкА, а срок эксплуатации может
достигать 25 лет.
Были разработаны миниатюрные атомные элементы высотой 1 мм и диаметром
16 мм, предназначенные для питания наручных часов и слуховых аппаратов [64, с.
302], [179, с. 273]. В качестве радиоактивного вещества выступает прометий-147,
который облучает фосфор, начинающий испускать свет. Излучение фосфора
попадает на полупроводниковый фотоэлемент, обеспечивающий ток нагрузки до 2 мкА
и вырабатывающий ЭДС примерно в 1 В [179, с. 273]. Долговечность такого
элемента достигает трех лет.
К источникам питания относят и атомные электростанции: сложные комплексы
оборудования, содержащие автоматические системы регулирования и защиты.
В них тепловая энергия распада нагревает жидкость, циркулирующую по
замкнутому кругу, которая переходит в парообразное состояние и приводит в движение
турбину электрогенератора. Мощность крупных атомных электростанций может
достигать сотен мегаватт, что достаточно для электроснабжения края или области. При
правильном использовании атомные электростанции представляют собой одни из
наиболее экологически чистых комплексов для получения электроэнергии, а при
неправильной эксплуатации — одни из наиболее губительных для природы.
1.5. Аккумуляторы
1.5.1. Основные сведения об аккумуляторах
Аккумуляторы — это вторичные источники питания, которые могут
накапливать и отдавать электроэнергию посредством химических реакций в течение
определенного времени. Ток зарядного устройства, подключенного к разряженному
аккумулятору, вызывает химическую реакцию веществ в аккумуляторе. При
подключении заряженного аккумулятора к нагрузке химическая энергия преобразовывается
в электрическую, в результате чего по нагрузке течет ток.
Аккумуляторы, как и электрохимические элементы питания и батареи,
характеризуются энергоемкостью (Ср), т.е. способностью отдавать в нагрузку
определенный ток в течение заданного интервала времени, что можно записать следующим
образом:
где Ip — ток разряда, А;
tp — длительность разряда, ч.
Выражение энергоемкости заряда аккумулятора можно записать аналогичным
образом:

где 1з — ток заряда, А;
t3 — длительность заряда, ч.
В общем случае энергоемкости заряда и разряда отличаются друг от друга.
Даже если к заряженному аккумулятору не подключена нагрузка, он теряет
энергоемкость, что называют саморазрядом. Скорость саморазряда аккумулятора зависит от
типов электролита и электродов, от температуры среды. Температура незначительно
влияет на электродвижущую силу элементов аккумулятора.
Аккумуляторы (в том числе неиспользуемые) со временем портятся. Поскольку
для конкретного применения напряжения одного элемента аккумулятора обычно
недостаточно, элементы часто объединяют в аккумуляторные батареи.
1.5.2. Свинцово-кислотные аккумуляторы
Свинцово-кислотные аккумуляторы нашли широкое применение в источниках
бесперебойного питания. Пластины таких аккумуляторов выполнены из свинца
и его двуокиси, а роль электролита играет серная кислота. Пластины, выполненные
из металлического свинца <РЬ>, имеют отрицательный заряд, а пластины, покрытые
двуокисью (перекисью) свинца <РЬС>2>, — положительный заряд. Их чередуют
таким образом, чтобы между пластинами из свинца располагались пластины с
покрытием из двуокиси свинца. Пластины помещают в контейнер (обычно из пластика)
и заливают водным раствором кислоты <H2SC>4>. Напряжение одного элемента
такого аккумулятора составляет примерно 2 В.
Во время разряда аккумулятора в результате реакции происходит выход водь»,
а на пластинах обоих типов образуется сернокислый свинец <PbSC>4>. Из-за
разбавления водой раствора серной кислоты падает ее концентрация и разность
потенциалов между выводами. Поскольку сернокислый свинец обладает низкой удельной
проводимостью, возрастает внутреннее сопротивление аккумулятора.
Глубокий разряд или постоянные частичные разряды свинцово-кислотных
аккумуляторов недопустимы, потому что при этом возникает сульфатация пластин,
она обширна, на их поверхности возникают белые кристаллы сернокислого свинца,
которые не растворимы в электролите серной кислоты. Сульфатация также
возникает при недостаточном уровне раствора кислоты, когда пластины лишь частично
заполнены электролитом и пр. Глубокая сульфатация приводит к повышенному
выделению газа в аккумуляторе, ввиду чего он может, при отсутствии защитного
устройства, взорваться. Следует отметить, что неглубокая сульфатация всегда
сопровождает функционирование работоспособного аккумулятора, в то время как
глубокая сульфатация может привести к полному выходу устройства из строя.
Для заряда свинцово-кислотного аккумулятора его пластины в соответствии
с полярностью подключают к зарядному устройству. Возникает обратная
химическая реакция:
в результате чего из электролита поглощается вода, увеличивая концентрацию
кислоты, на отрицательной пластине выделяется металлический свинец, а на
положительной — его двуокись.
Достоинства свинцово-кислотных аккумуляторов: долговечность, небольшая
стоимость, надежность, низкое внутреннее сопротивление и отсутствие эффекта
"памяти".

Недостатки:
большая масса;
использование ядовитых веществ;
невозможность разряда аккумулятора при температуре ниже -40 °С и заряда
при 0 °С;
невозможность хранения устройства в разряженном состоянии;
в отдельных случаях — выделение газов при неправильной эксплуатации;
значительный саморазряд, достигающий 1% в течение 24 часов [212, с. 282].
1.5.3. Щелочные аккумуляторы
Щелочные аккумуляторы, по сравнению со свинцово-кислотными, обладают
рядом достоинств, а именно:
примерно постоянная плотность электролита;
большая скорость заряда;
возможность миниатюризации;
могут функционировать при более низких температурах.
В качестве электролита щелочных аккумуляторов используют щелочи: раствор
гидроксида калия (едкое кали <КОН>) или раствор едкого натра <NaOH>.
Материал обкладок и конструкций щелочных аккумуляторов разнообразен. Так,
например, производят серебряно-цинковые, никель-кадмиевые, никель-железные,
серебряно-кадмиевые и прочие аккумуляторы. Принцип действия щелочных
аккумуляторов аналогичен принципу действия кислотных аккумуляторов.
Корпусы никель-железных и никель-кадмиевых аккумуляторов изготовляют из
железа, покрытого слоем никеля с целью уменьшения коррозии, а корпусы
серебряно-цинковых аккумуляторов — из пластмассы. Отрицательно заряженные пластины
серебряно-цинковых аккумуляторов выполняют преимущественно из окиси цинка,
а положительно заряженных — из восстановленного серебра. Электролит —
раствор едкого кали. Разность потенциалов одного серебряно-цинкового
аккумуляторного элемента составляет около 1,5 В.
Корпусы никель-железных аккумуляторов электрически подключают к
отрицательным электродам, а никель-кадмиевых — к положительным. Покрытие
положительно заряженных пластин никель-кадмиевых аккумуляторов изготавливают из
1М.(ОН)з (гидрата окиси никеля). Отрицательно заряженные пластины выполняют из
смеси кадмия и железа. Пластины отрицательно заряженных электродов
располагают между положительно заряженными пластинами.
При заряде никель-кадмиевых аккумуляторов атомы калия реагируют с
гидратами металлов отрицательных электродов, что можно записать так:
а на положительном электроде происходит следующая реакция:
Разность потенциалов, вырабатываемая одним никель-кадмиевым
аккумуляторным элементом, составляет около 1,25 В [64, с. 291].

Во время разряда аккумулятора на нагрузку возникает обратная реакция:
К достоинствам никель-кадмиевых аккумуляторов можно отнести большее
число циклов заряда-разряда (иногда более тысячи) и возможность функционирования
при более низкой температуре, чем у свинцово-кислотных аккумуляторов.
Никель-кадмиевые аккумуляторы важно полностью разряжать перед очередным
зарядом, поскольку в противном случае на электродах возникают кристаллы
кадмия, что приведет к потере емкости. Это явление называют "памятью".
1.5.4. Литий-ионные аккумуляторы
Литий-ионные аккумуляторы (Li-ion), по сравнению с никель-кадмиевыми,
обладают значительно лучшими энергетическими показателями (более чем в два раза
выше энергетическая плотность), обладают низкими саморазрядом и внутренним
сопротивлением (обычно не превышает 3% в месяц) и не имеют эффекта "памяти".
Кроме того, литий-ионные аккумуляторы при надлежащем обращении безопаснее
свинцово-кислотных. Благодаря этим достоинствам, они нашли широкое
применение в сотовых телефонах, ноутбуках, переносных радиостанциях и пр.
Первый промышленный литий-ионный аккумулятор был изготовлен компанией
"Sony" в 1991 году, хотя опыты по созданию батарей с использованием лития были
начаты Г. Н. Льюисом (G. N. Lewis) еще в далеком 1912 году. Общим недостатком
первых литий-ионных аккумуляторов была взрывоопасность, поскольку появлялись
дендриты, и в дальнейшем возникало короткое замыкание электродов,
сопровождаемое обильным тепловыделением. Из-за этого от использования металлического
лития пришлось отказаться, а положительные электроды стали выполнять из литий-
кобальт оксида (LiCoC>2), несмотря на то, что это существенно уменьшило
энергоемкость.
Отрицательные электроды литий-ионных аккумуляторов компании "Sony"
изготовляют из кокса. Другие фирмы для этого чаще используют графит. Между
электродами располагают сепаратор (обычно — пористый полипропилен).
Литий-ионные аккумуляторы заключают в герметичные корпуса, чтобы воздух
не попадал внутрь, поскольку в противном случае произойдут химические реакции
с материалами электродов и электролитом, в результате чего аккумулятор будет
испорчен. Электролит этих аккумуляторов — жидкий, органический.
При заряде литий-ионных аккумуляторов на поверхности отрицательных
электродов происходит интеркаляция ионов лития с графитом или коксом, а на
положительном электроде — деинтеркаляция лития из оксида в электролит. Реакцию на
положительных пластинах запишем так:
а на отрицательных пластинах так:
При разряде реакции протекают в обратном направлении. Таким образом, ни
при заряде, ни при разряде не выделяется химически чистый литий — он постоянно
фигурирует в роли ионов и оксидов.
Литий-ионные аккумуляторы допускают от 500 до 1000 циклов заряда-разряда.
Отдельные приборы могут питать аппаратуру при температурах от -40 до +60 °С.
Внутреннее сопротивление литий-ионных аккумуляторов обычно находится в диа-

пазоне от десятков до нескольких сотен миллиом. Напряжение, вырабатываемое
одним элементом литий-ионного аккумулятора, составляет около 3,6 В.
Основные недостатки литий-ионных аккумуляторов:
недопустимость глубокого разряда, что вызывает выход аккумулятора из
строя;
старение, в результате которого уже через два-три года аккумулятор теряет
больше половины емкости, даже если не используется.
Короткое замыкание клемм электродов заряженного литий-ионного
аккумулятора приводит к обильному тепловыделению в аккумуляторе, в результате чего
может последовать взрыв. Во избежание этого в корпусы некоторых разновидностей
литий-ионных аккумуляторов встраивают специальные системы защиты, которые
отслеживают температуру и напряжения на электродах, при необходимости
ограничивая токи разряда и заряда.
1.5.5. Литий-полимерные аккумуляторы
В литий-полимерных аккумуляторах (Li-polymer), в отличие от литий-ионных,
отсутствуют сепараторы и жидкий электролит. Вместо них используется гелевый
гомогенный электролит с солями лития или сухой композиционный полимер с
солями лития (обычно на основе полиэтиленоксида), или же неводный раствор солей
лития.
Литий-полимерные аккумуляторы характеризуются низким саморазрядом и
обладают примерно в 4,5 раза большей энергоемкостью, чем никель-кадмиевые
аккумуляторы такой же массы. Они обычно допускают от 500 до 600 циклов
заряда-разряда.
Широко распространены малогабаритные литий-полимерные аккумуляторы
пуговичной формы толщиной всего 1 мм. Кроме того, данные аккумуляторы имеют
наименьшую массу относительно рассмотренных выше аккумуляторов и не
перезаряжаемых элементов питания при одинаковой энергоемкости. Последнее
определило ареал внедрения литий-полимерных аккумуляторов: КПК, пейджеры, мобильные
телефоны, ноутбуки, и, особенно, радиоуправляемые модели.
Недостатки литий-полимерных аккумуляторов:
более низкая энергетическая плотность, чем у литий-ионных аккумуляторов;
высокое внутреннее сопротивление, из-за которого литий-полимерные
аккумуляторы не могут обеспечивать большие токи разряда;
быстрая деградация, по причине которой литий-полимерные аккумуляторы
через два-три года теряют большую часть энергоемкости даже при хранении.
Литий-полимерные аккумуляторы не могут работать при отрицательных
температурах окружающей среды и взрываются при нагреве сверх 70 °С, что может
вызвать пожар.
1.5.6. Краткий обзор некоторых перспективных типов
аккумуляторов
Кроме рассмотренных выше, существуют и другие типы аккумуляторов: свин-
цово-водородные, свинцово-оловянные, цинк-воздушные, лантан-фторидные, ли-
тий-фторные и др.
Цинк-воздушные аккумуляторы обладают большой энергетической
плотностью. Положительный электрод выполняют из цинка, отрицательный электрод —

это воздух, а электролит таких аккумуляторов — гидроксид калия. Энергоемкость
данных аккумуляторов достигает примерно 3,3 А • ч.
Лантан-фторидные аккумуляторы обладают очень большой удельной энергией
на единицу массы, превышающей 1000 Вт • ч / дм3. Положительный электрод лан-
тан-фторидных аккумуляторов покрыт химически чистым лантаном, отрицательный
электрод содержит фторид висмута, а электролитом является фторид лантана.
Недостаток таких аккумуляторов заключается, в том числе, в ядовитых используемых
материалах.
Литий-фторные аккумуляторы обладают большой удельной энергией на
единицу объема, достигающей почти 6000 Вт • ч / кг. Положительный электрод литий-
фторных аккумуляторов покрыт металлическим литием, отрицательный электрод —
это газ фтор, а в качестве электролита выступает кристаллический фторид. Литий-
фторные аккумуляторы вырабатывают постоянное напряжение около 6 В.
Недостаток таких аккумуляторов заключается в наличии очень ядовитых веществ.
1.5.7. Ионисторы
Первые ионисторы были разработаны в 1960-х годах в США. В 1978 году
в СССР был создан первый отечественный ионистор К58-1. Затем были выпущены
ионисторы марок К58-15, К58-16 и др. Ионистор (он же ultracapasitor, supercapasi-
tor, gold capacitor) — это специальный полярный прибор электрохимического
действия с двойным электрическим слоем {electric double layer capacitor), обычно
обладающий очень большой емкостью.
В отличие от конденсаторов, в ионисторах нет специально введенного
диэлектрического слоя между электродами. Вместо этого электроды ионисторов
выполняют из веществ, которые обладают взаимно противоположными типами носителей
зарядов. Обычно электроды выполняют из активированного угля или вспененного
углерода, чтобы получить как можно большую площадь поверхности, между
которыми размещают сепаратор.
Как сепаратор, так и электроды находятся в электролите. Электролит может
быть апротонным, твердым кристаллическим, выполненным на основе растворов
щелочей или кислот. Апротонный электролит позволяет создавать ионисторы
наиболее высокой электроемкости, однако внутреннее сопротивление таких приборов
велико. Твердый кристаллический электролит (например, рубидий-серебро пентай-
одистый <RbAg4J5>) позволяет создавать ионисторы с малым саморазрядом, с
высокой энергоемкостью, с возможностью работы при низких температурах.
Электролиты растворов таких кислот как H2SO4, позволяют создавать ионисторы с малым
внутренним сопротивлением, но низким рабочим напряжением, которое ограничено
примерно 1 В. Ионисторы с электролитами на основе растворов сейчас практически
не изготовляют. Ионисторы с электролитом из растворов кислот и щелочей
содержат токсичные соединения.
Сепаратор не задерживает ионы электролита и необходим сугубо для
предотвращения замыкания электродов. Всю систему размещают в герметичном корпусе.
Некоторая часть электронов покидает электроды, которые от этого приобретают
положительный заряд. Находящиеся в электролите отрицательные ионы
притягиваются положительно заряженным электродам, в результате чего и возникает
электрический слой. Двойной электрический слой, образованный анионами и катионами,
может обладать толщиной всего в одну молекулу: обычно 1 ..5 нм.
Известно, что чем меньше расстояние между электродами и чем больше
площадь электродов, тем больше емкость. Поверхность электродов может составлять

ориентировочно 2000..4000 см2/г для ионисторов емкостью в десятки фарад. Иони-
сторы обладают исключительно высокой емкостью, составляющей у отдельных
компонентов несколько тысяч фарад, что является их бесспорным достоинством.
Обычно ионисторы способны функционировать в температурном диапазоне от
-40 до +70 °С. При большей температуре ионисторы обычно разрушаются. Иони-
сторам не страшен глубокий разряд, а вот включение в неверной полярности они не
выдерживают и выходят из строя.
Число циклов заряда-разряда ионисторов может составлять 500 000 - 1 000 000
раз. Если рабочее напряжение ионисторов не превышает 0,5 от номинального, то
при таком режиме работы отдельные ионисторы способны функционировать в
течение примерно 100 000 часов.
Ионисторы не требуют обслуживания, способны работать как на постоянном,
так и на пульсирующем токе. Недостатком всех разновидностей ионисторов
является малое номинальное напряжение, составляющее единицы вольт. Для увеличения
номинального напряжения отдельные ионисторы соединяют последовательно.
Поскольку напряжения на соединенных в батарею ионисторах несколько отличаются,
их приходится выравнивать, включив параллельно каждому ионистору резисторы.
Ток через каждый выравнивающий резистор должен превышать ток утечки иони-
стора как минимум в несколько раз. Типичный ток утечки маломощных
ионисторов — десятки микроампер.
При коротком замыкании выводов ионисторов они могут быть выведены из
строя только из-за теплового действия тока ввиду повышения температуры сверх
максимально допустимой. Если температура компонента гарантированно не
превысит максимально допустимую, то такому ионистору короткое замыкание не
страшно. Если через ионистор будет протекать пульсирующий ток высокой частоты, то
для такого тока ионистор обладает высоким внутренним сопротивлением, что
обуславливает выделение в нем тепла, которое может разрушить компонент. На
постоянном токе внутреннее сопротивление ионисторов обычно составляет от единиц
миллиом до десятков ом.
Ионисторы используют в устройствах запуска электродвигателей, стартерах,
как резервные источники электроэнергии на случай внезапного отключения
электроэнергии (UPS). Для этих целей обычно применяют мощные ионисторы, ток
которых достигает 1 кА. В маломощных устройствах, таких как телефоны, часы,
фонарики, КПК, микрокалькуляторы и др., ионисторы используют вместо
аккумуляторов или вместе с ними.
Также, ионисторы запасают энергию от солнечных батарей и ветряных
генераторов, чтобы при отсутствии света или ветра продолжать обеспечивать нагрузку
электроэнергией.

ГЛАВА
Компоненты источников
2
питания
2.1. Диоды, стабилитроны, стабисторы, transil
2.1.1. Диоды
Диодом называют компонент, имеющий электронно-дырочный p-n-переход,
который обладает свойством односторонней проводимости. Это значит, что ток
протекает через идеальный диод в прямом включении без потерь и не течет при
обратном включении диода. Идеальный диод выдерживает бесконечно большой прямой
ток и бесконечно большое обратное напряжение. Это отражено на вольтамперной
характеристике идеального диода, изображенной на рис. 2.1.
Рис. 2.1. Вольтамперная характеристика идеального диода
Кроме того, инерционность идеального диода равна нулю. Создать на практике
идеальный диод невозможно. В прямом включении падение напряжения на
реальном диоде невелико, и мало дифференциальное сопротивление. В обратном
включении на диоде падает почти все приложенное к нему напряжение.
Дифференциальное сопротивление реального диода велико и многократно превышает
сопротивление диода в прямом включении.
Полупроводниковые диоды, диодные сборки и выпрямительные столбы
производят на основе кремния, германия, селена, арсенида галлия и других веществ.
Следует отметить, что селеновые столбы недолговечны, со временем деградируют, и их
параметры ухудшаются.
В простейшем случае выпрямительные диоды малой мощности изготовляют
следующим образом. На полупроводник с n-типом проводимости помещают
подготовленный материал акцепторной примеси, в качестве которой используют бор,
индий, алюминий и некоторые другие вещества. К исходному полупроводнику и к
материалу примести подключают выводы и по ним пропускают импульсы тока,
которые могут, в зависимости от мощности создаваемого диода, достигать величины
в несколько ампер.
Вывод от кристалла из полупроводникового материала называют анодом, а
вывод от области, легированной акцепторной примесью, именуют катодом. В резуль-

тате действия тока примесь проникает вглубь полупроводника, образуя электронно-
дырочный p-n-переход. Для защиты от негативного воздействия окружающей среды
p-n-переход заключают в стеклянный, керамический или металлический корпус,
который герметизируют и маркируют.
Металлическими корпусами обычно снабжают мощные диоды, которые
предназначены для монтажа на охладители. Керамическими и стеклянными корпусами
снабжают диоды малой и средней мощности. Микроминиатюрные диоды,
предназначенные для монтажа в гибридные интегральные микросхемы, изготавливают без
корпусов. Для защиты от влаги на полупроводниковые кристаллы таких
бескорпусных диодов наносят слой защитного лака или компаунда.
Типовая вольтамперная характеристика реального диода показана на рис. 2.2.
Рис. 2.2. Вольтамперная характеристика реального диода
Рассмотрим основные параметры диодов.
1пр — прямой ток через диод, зависящий от площади p-n-перехода
(размерность — амперы). Прямой ток различают двух видов: постоянный и
импульсный. Импульсный ток обычно в несколько раз превышает постоянный,
поскольку за время паузы кристалл полупроводника успевает остыть.
Unp — падение напряжения на диоде в прямом включении (размерность —
вольты). Прямой ток через реальный диод начинает течь при небольшом
прямом напряжении, составляющим для кремниевых диодов примерно
0,5.. 1,2 В, а для германиевых — ориентировочно 0,2..0,6 В. Кроме этого,
падение напряжения на диоде в прямом включении зависит от силы прямого
тока.
1обр — ток через диод в обратном включении, являющийся, в основном,
следствием протекания неосновных носителей заряда (размерность —
амперы). Пока частота значительно меньше максимально допустимой, обратный
ток чрезвычайно мал и обычно составляет тысячные доли процента от
величины прямого тока. Однако с ростом частоты обратный ток возрастает, и на
определенной частоте сравнивается с прямым током, т.е. p-n-переход теряет
свойство односторонней проводимости. Кроме того, обратный ток через диод
возрастает при повышении температуры кристалла. Максимальная частота
различна для диодов конкретных марок и зависит от технологии
изготовления, конструкции и материала кристалла полупроводника. Так, например,
диоды из арсенида галлия обычно более высокочастотны, чем кремниевые,
а обратный ток кремниевых диодов обычно на несколько порядков меньше,
чем у диодов на основе германия.
Uo6p — обратное напряжение, приложенное к диоду (размерность —
вольты). Обратное напряжение указывают двух типов: постоянное и импульсное.

Постоянное обратное напряжение обычно немного меньше импульсного.
Максимальное обратное напряжение диода ограничено электрическим
пробоем p-n-перехода. Электрический пробой обратим, т.е. после уменьшения
обратного напряжения свойства диода восстановятся. Электрический пробой
начинает развиваться не в глубине полупроводника, а на его поверхности.
Для увеличения максимального обратного напряжения диодов со стороны
поверхности полупроводниковой структуры на границу слоя проводимости
р- или n-типа вводят диэлектрический материал, в качестве которого,
например, используют стекло. Диэлектрический материал проникает сквозь
полупроводниковые слои в подложку, окантовывая рабочую область кристалла
диода и повышая напряжение электрического пробоя. Если кристалл
полупроводника разогреется сверх максимально допустимой температуры, то
электрический пробой перейдет в тепловой, который необратим. При
одинаковых размерах кристаллов полупроводников и при прочих равных условиях
германиевые диоды обладают меньшим обратным напряжением, чем
кремниевые.
Важным параметром диодов является быстродействие. Чем оно выше, тем
меньше инерционность, и тем на более высоких частотах может работать диод.
Инерционность связана со временем рассасывания носителей заряда и с емкостью
диода. Степень инерционности отражает длительность времени обратного
восстановления. Время обратного восстановления — это промежуток времени, в течение
которого прекращается протекание обратного тока в связи с рекомбинацией
электронов и дырок в р-п-переходе.
Частота тока через диоды сетевых однофазных мостовых выпрямителей
составляет удвоенную частоту питающей сети, т.е. 2 • 50 Гц или 2 • 60 Гц. Для
нормального функционирования таких выпрямителей достаточно использовать
низкочастотные диоды. Через диоды в импульсных источниках питания могут течь токи
высокой частоты, обычно достигающей несколько сотен килогерц и даже выше. Для того
чтобы на таких частотах p-n-переходы сохранили свойство односторонней
проводимости, необходимо использовать быстродействующие диоды с длительностью
обратного восстановления от 75 не до 200 не и менее.
Чем больше носителей заряда будут участвовать в рекомбинации и чем меньше
будет время обратного восстановления, тем больше будет величина обратного тока.
Резкое увеличение обратного тока вызывает появление существенных
высокочастотных помех, спектр излучения которых может простираться до нескольких
десятков мегагерц. Если устройство чувствительно к наводкам, то, возможно, будет
недостаточно выбирать диоды только по времени обратного восстановления, а
потребуется использовать диоды с минимальным обратным током или придется зашунти-
ровать диод демпфирующей RC-цепью [150, с. 166]. Уменьшив число носителей
заряда, рекомбинирующих в течение времени обратного восстановления, можно
снизить обратный ток.
Рассмотренный выше способ изготовления диодов не применяют в
производстве мощных ультрабыстрых высоковольтных диодов, а для снижения инерционности
между полупроводником n-типа и областью р-типа выращивают слой собственного
полупроводника кремния, получая диод структуры p-i-n.
Собственным полупроводником называют химически чистый полупроводник
без примесей, однако во время производства p-i-n-диодов в собственный
полупроводник все-таки вводят малое количество примеси п-типа [150, с. 164].

Диоды структуры p-i-n отличаются высоким быстродействием, однако из-за
введения кремниевой прослойки сопротивление диода в прямом включении выше,
чем у диодов с p-n-переходом, следовательно, несколько больше падение
напряжения в прямом включении.
Отдельные современные полупроводниковые диоды, выпускаемые
промышленностью, допускают обратное напряжение до 30 кВ и прямой ток до нескольких
тысяч ампер, однако диоды с такими параметрами чрезвычайно дороги. Чем лучше
параметры диодов, тем выше их стоимость, поэтому следует выбирать диод для
конкретного устройства в соответствии с решаемой задачей.
Если в цепь необходимо включить диод, который характеризуется меньшим
максимальным прямым током, чем ток, текущий в цепи, то можно включить
несколько однотипных диодов параллельно, соединив последовательно с каждым из
них по резистору. Схема включения диодов в параллель с использованием
выравнивающих токи резисторов показана на рис. 2.3.
Рис. 2.3. Схема параллельного включения диодов
Внутренние сопротивления диодов различны от экземпляра к экземпляру. Если
соединить диоды параллельно без резисторов, то токи через диоды будут сильно
различаться. Самый большой ток потечет через диод с минимальным прямым
сопротивлением, и поэтому он первым сгорит от перегрузки по току, а последним
выйдет из строя диод с наибольшим сопротивлением в прямом включении. Во
избежание порчи компонентов, последовательно с диодами включают
выравнивающие ток резисторы сопротивлением от 0,5 Ом для сильноточных цепей до 5 Ом для
слаботочных цепей. Чем выше сопротивление выравнивающих резисторов, тем
меньше различие в токах через диоды, но тем больше тепловыделение в резисторах
и ниже КПД.
Если в цепь необходимо включить диод, а приложенное к диоду обратное
напряжение превосходит максимальное значение, то можно включить несколько
однотипных диодов последовательно, зашунтировав каждый из них высокоомным
резистором. Схема последовательного включения диодов с использованием
шунтирующих резисторов показана на рис. 2.4.
Сопротивления диодов в обратном включении от экземпляра к экземпляру
разнятся, поэтому, если бы параллельно диодам не были включены шунтирующие
резисторы, то к диоду с самым большим обратным сопротивлением было бы
приложено наибольшее обратное напряжение, и он был бы пробит. Благодаря
шунтирующим резисторам пробой не развивается. Сопротивление шунтирующих
резисторов должно быть обязательно меньше сопротивления диодов в обратном включе-

нии. Обычно величина сопротивления, в зависимости от используемых диодов,
лежит в диапазоне 68..470 кОм.
Рис. 2.4. Схема последовательного включения диодов
Промышленность выпускает диодные сборки с наборами однотипных диодов,
обладающих прецизионными идентичными параметрами. При включении диодов
таких сборок последовательно или параллельно шунтирующие или выравнивающие
резисторы могут не понадобиться. Однако диоды этих сборок обычно рассчитаны
на прямые токи до нескольких десятков миллиампер и обратные напряжения до
нескольких десятков вольт, что исключает возможность их работы в цепях с
большими прямыми токами и высокими напряжениями.
2.1.2. Стабилитроны и стабисторы
Полупроводниковый стабилитрон — это плоскостной диод, предназначенный
для стабилизации напряжения за счет электрического пробоя. Стабилитроны
изготавливают следующим образом. В кристаллы кремния n-типа проводимости
сплавным или диффузионно-сплавным методом вводят высокие концентрации
акцепторных примесей, в качестве которых часто используют алюминий, получая, таким
образом, электронно-дырочные p-n-переходы. Затем кристаллы полупроводников
заключают в герметичные стеклянные, пластиковые или металлические корпуса.
Вольтамперная характеристика стабилитрона в прямом включении не
отличается от вольтамперной характеристики обычного диода, что отражено на рис. 2.5,
а вот вольтамперная характеристика стабилитрона в обратном включении имеет
одну особенность: обратное напряжение при электрическом пробое практически
неизменно в широком диапазоне токов, что позволяет использовать стабилитроны
в качестве стабилизаторов напряжения.
Рассмотрим основные параметры стабилитронов:
напряжение стабилизации Uct — это падение напряжения на обратно
включенном стабилитроне при протекании через него номинального тока 1ст;
минимальный ток стабилизации — такой ток, при котором в р-п-переходе
возникает электрический пробой;
максимальный ток стабилизации — это такой предельный ток, при
протекании которого электрический пробой не переходит в тепловой, и при котором
мощность, рассеиваемая в стабилитроне, меньше максимально допустимой;
максимальная мощность рассеивания — это такая предельная мощность, при
которой электронно-дырочный p-n-переход стабилитрона не разрушается от
перегрева;
дифференциальное сопротивление — это отношение изменения напряжения
стабилизации к изменению тока стабилизации: гдиф = ДУст / Д1ст, причем

дифференциальное сопротивление составляет обычно от долей ома для
низковольтных стабилитронов до тысяч ом для высоковольтных стабилитронов;
температурный коэффициент стабилизации напряжения — это отношение
изменения напряжения стабилизации к номинальному напряжению
стабилизации и к флюктуации температуры окружающей среды:
Рис. 2.5. Вольтамперная характеристика стабилитрона
Стабилитроны могут быть рассчитаны на напряжение стабилизации от
нескольких вольт до сотен вольт. Так, например, стабилитрон марки MMSZ4678 обладает
напряжением стабилизации в 1,8 В ±5%, максимальной мощностью рассеяния
0,5 Вт, выполнен в SMD-исполнении и заключен в корпус SOD 123. Стабилитрон
типа 1 N5388В имеет напряжение стабилизации 200 В ±5%, способен рассеять
мощность в 5 Вт и выполнен в корпусе DO201.
Мощные стабилитроны, рассчитанные на токи до нескольких ампер, должны
быть закреплены на охладителях. Стабилитроны некоторых типов выпускают дву-
анодными. Такие стабилитроны позволяют ограничивать напряжения как
положительной, так и отрицательной полярностей.
Стабисторы — это маломощные диоды, предназначенные для стабилизации
низкого напряжения от долей до единиц вольт, и использующие для этого прямую
ветвь вольтамперной характеристики. С целью повышения напряжения
стабилизации стабисторы могут быть включены последовательно.
Чаще всего стабилитроны и стабисторы используют в параметрических
стабилизаторах напряжения и в ограничителях амплитуд импульсов.
2.1.3. Transil
Для защиты компонентов источника питания от чрезмерного повышения
напряжения часто используют специальные полупроводниковые проборы,
называемые transil. Аббревиатуру "transil" расшифровывают как "transient voltage
suppressor", т.е. подавитель напряжения в переходном процессе. Используют transil для
поглощения выбросов энергии, например, выработанной индуктивностью моточных
компонентов. Чаще всего они служат для защиты полупроводниковых компонентов
от пробоя, вызванного существенным повышением напряжения.
Особенности transil — это возможность поглощения значительной энергии
в импульсе, достигающей для transil некоторых марок 1,5 кВт, и чрезвычайно высо-

кое быстродействие. Так, многие transil способны "срезать" импульсы напряжения
длительностью всего в несколько пикосекунд.
Вольтамперная характеристика transil аналогична вольтамперной
характеристике стабилитрона, причем некоторые transil, как и стабилитроны, изготовлены с
двусторонней направленностью, т.е. ограничивают напряжение как положительной, так
и отрицательной полярностей.
Как и в случае с диодами, допустимо последовательное включение transil, если
каждый из них шунтирован высокоомным резистором.
Основные параметры transil:
максимальный пиковый ток в импульсе;
максимальное рабочее напряжение;
напряжение при максимальном пиковом токе;
падение напряжения в прямом включении;
ток утечки;
паразитная емкость компонента и прочее.
Диоды transil заключают в такие же корпуса, как и мощные стабилитроны или
диоды. Промышленность выпускает широкую номенклатуру transil. Некоторые
transil рассчитаны на напряжения от единиц до сотен вольт и на прямые
импульсные токи до сотен ампер.
2.2. Конденсаторы
Электрический конденсатор — это компонент, который используют для
накопления заряда. Его основным параметром является емкость, т.е. отношение величины
заряда Qk к напряжению на обкладках конденсатора Uk, что можно записать в виде
формулы: С = Qk / Uk. При этом, если заряд выразить в кулонах, а напряжение —
в вольтах, то емкость будет в фарадах.
Конденсаторы могут быть подстроечными, переменной и постоянной емкости.
Емкости подстроечных конденсаторов и конденсаторов переменной емкости можно
изменять в определенных пределах путем вращения органа регулировки. Емкость
подстроечных конденсаторов можно изменять всего несколько раз, поскольку они
не рассчитаны на многократную регулировку, в отличие от конденсаторов
переменной емкости.
В простейшем случае конденсатор образован двумя обкладками из токопрово-
дящего материала, в качестве которого часто используют алюминий, ниобий, тантал
или сплавы двух последних веществ, а между обкладками должен быть проложен
слой диэлектрика. Диэлектрик может быть выполнен из тефлона
(политетрафторэтилена), фторопласта, майлара (полиэтилентерефталата), слюды, керамики, стекла
или других диэлектрических материалов.
Диэлектрики конденсаторов относят к одной из пяти групп:
жидкостные, например, маслонаполненные;
газонаполненные, в том числе заполненные инертными газами, воздушные
и вакуумные;
оксидные, например, оксидно-полупроводниковые, электролитические;
твердые органические диэлектрики, например, фторопласт, или полиэтилен-
терефталат;

твердые неорганические диэлектрики, например, керамика, стеклоэмаль,
стеклокерамика.
Емкость конденсатора, выраженную в пикофарадах, можно вычислить по
следующей формуле:
где S — площадь одной обкладки, имеющей форму пластины, см2;
dK — расстояние между обкладками конденсатора, см;
г — диэлектрическая проницаемость.
Для получения наибольшей емкости конденсатора проницаемость материала
диэлектрика должна быть максимальна, расстояние между обкладками должно быть
мало, а размеры обкладок должны быть велики.
Для уменьшения габаритов конденсаторов некоторых типов сворачивают в
бобины обкладки и диэлектрики, образованные пленками или окислами, и рулон
заключают в тонкостенный корпус-стакан. К компонентам бобинной конструкции
относят, например, алюминиевые электролитические конденсаторы. Диэлектрик
оксидных конденсаторов может быть жидким или твердым.
Перечислим основные параметры конденсаторов:
номинальная емкость и допустимый диапазон ее отклонения;
номинальное напряжение на обкладках;
тангенс угла потерь, равный отношению активной мощности, выделяющейся
в конденсаторе, к реактивной мощности;
максимальный переменный ток;
паразитное сопротивление выводов и обкладок (ESR);
паразитная индуктивность (ESL);
ток утечки;
диапазон рабочих частот;
время наработки на отказ при заданном коэффициенте нагрузки на
компонент и температуре;
надежность;
масса, габариты и пр.
Тангенс угла потерь зависит от типа диэлектрика, напряженности поля,
температуры и прочих факторов. Для конденсаторов, работающих в колебательных
системах резонансных и квазирезонансных импульсных источников питания,
сварочных аппаратов, важен максимальный переменный ток, который может выдержать
компонент, поскольку величина тока может достигать десятков ампер. Предельно
допустимая величина переменной составляющей напряжения, выражаемая в
процентах от номинального рабочего напряжения, является важным параметром
конденсаторов, что обязательно нужно учесть, например, при расчете компонентов
фильтра. Этот параметр конденсаторов зависит от частоты питающей сети, и с
ростом частоты он снижается. Емкости электролитических конденсаторов зависят от
температуры, причем при отрицательных температурах они значительно
снижаются.
Мощность потерь в диэлектрике конденсатора можно вычислить согласно
формуле:

где С — емкость конденсатора, Ф;
F — частота, Гц;
U — эффективное напряжение на обкладках конденсатора, В;
tg 5 — тангенс угла потерь в диэлектрике (справочный параметр на конкретную
марку конденсаторов).
Простейшую эквивалентную схему конденсатора можно представить как
последовательное соединение емкости, паразитного сопротивления ESR обкладок и
выводов и паразитной индуктивности ESL. Параллельно емкости конденсатора
находится паразитное сопротивление диэлектрика.
При протекании через конденсатор переменного тока на ESR падает
напряжение, и в конденсаторе выделяется тепло. Чем больше величина ESR, тем
существеннее мощность потерь в конденсаторе. Перегрев, вызванный выделением тепла,
может привести к разрушению конденсатора. С целью снижения ESR конденсаторы
относительно небольшой емкости включают параллельно друг другу, обеспечивая
тем самым заданную емкость.
На низких частотах примерно до килогерца величина ESL обычно
незначительна, и ее допустимо не учитывать. На большой частоте величина ESL относительно
велика, и при протекании через конденсатор импульсов тока на ESL образуются
выбросы ЭДС самоиндукции. При этом выброс импульсного напряжения приложен
обратной полярностью к конденсатору, что может привести к разрушению,
например, электролитического конденсатора, диэлектрик которого чувствителен к
обратному напряжению.
Керамические конденсаторы некоторых типов способны работать на частотах
в сотни мегагерц и при этом обладают низкими значениями ESL и ESR, однако
емкости таких конденсаторов невелики и не превышают сотен нанофарад.
Алюминиевые электролитические конденсаторы обычно могут работать на частотах до
нескольких десятков килогерц и обладают очень большими величинами ESL и ESR
при емкостях до тысяч микрофарад. Если требуется иметь конденсатор большой
емкости, который можно использовать на высокой частоте, то его можно составить
из двух рассмотренных выше конденсаторов, включенных параллельно.
2.3. Моточные компоненты
2.3.1. Общие теоретические положения
В окружающем пространстве простирается магнитное поле. Его можно харак-
теризировать индукцией В, и напряженностью Н [125, с. 5]. Индукция отражает
плотность магнитного потока [175, с. 6]. Величины напряженности и индукции,
которыми обладает магнитное поле, связаны друг с другом магнитной
проницаемостью ц, т.е. параметром, учитывающим среду, в которой находится поле, что видно
из формулы:
где jio — магнитная постоянная вакуума.
Если магнитная проницаемость вещества меньше единицы, то его называют
диамагнетиком, а если несколько больше единицы — парамагнетиком.
Материалы, магнитная проницаемость которых значительно или многократно
превышает единицу, называют ферромагнетиками. К таким веществам относят же-

лезо, никель, кобальт, а также многочисленные материалы, изготовленные на их
основе, например: ферриты, пермаллои, трансформаторные стали и многие другие.
Существуют также антиферромагнетики, асперомагнетики, гелимагнетики, микто-
магнетики, сперомагнетики и другие вещества, однако в источниках питания их
используют крайне редко, и поэтому в данной книге они рассмотрены не будут.
Согласно гениальной догадке известного французского ученого Андре-Мари
Ампера (Andre Marie Ampere), магнитные свойства различных веществ являются
порождением молекулярных токов, протекающих в материалах [175, с. 10]. При
этом Ампер полагал, что любой магнит состоит из большого количества маленьких
магнитов. В дальнейшем было установлено, что эти молекулярные токи создают
электроны. Электроны перемещаются не только вокруг ядра атома (т.е. обладают
орбитальным моментом), но и вращаются вокруг собственной оси (спиновой
момент).
Слово "spin" в английском языке означает "поворот, вращение, кружение".
Если спины подавляющего большинства электронов расположены в одном
направлении, то вещество имеет ферромагнитные свойства. Если же спины одних электронов
будут противоположны спинам других электронов, и таких взаимно
скомпенсированных пар будет подавляющее большинство, то вещество не будет обладать
ферромагнитными свойствами. Таким образом, от ориентации спинов зависит
поведение вещества в магнитном поле.
Если ферромагнетик поместить в переменное магнитное поле, то при перемаг-
ничивании различным значениям напряженности поля будет соответствовать
меняющаяся величина индукции. Изменение индукции происходит по замкнутой
кривой, которую называют петлей гистерезиса. Графическое представление петли
гистерезиса показано на рис 2.6.
Рис. 2.6. Предельная петля гистерезиса
Предположим, что напряженность увеличивается от нуля все больше и больше,
индукция возрастает линейно, и зависимость практически линейна. При
определенной величине напряженности рост индукции замедляется, начинается загиб кривой,
которая перестает быть линейной. Прекращение возрастания индукции называется
насыщением, а величина индукции, соответствующая этому моменту, — индукцией
насыщения.
При еще большей напряженности индукция начинает очень медленно
увеличиваться, что характерно для глубокого насыщения. При дальнейшем увеличении
напряженности индукция продолжает медленно возрастать, однако это уже не имеет
отношения к гистерезису.

Площадь кривой гистерезиса отражает величину потерь в ферромагнетике. Чем
шире петля гистерезиса, тем больше потери. Если снять магнитное поле, то
индукция не станет равной нулю, а будет несколько больше нуля. Величина индукции,
которой обладает ферромагнетик при отсутствии внешнего магнитного поля,
называется остаточной индукцией.
Для того чтобы размагнитить материал, требуется приложить внешнее
магнитное поле, противоположное по направлению относительно предыдущего.
Предельной петлей гистерезиса (см. рис. 2.6) называют такую зависимость
величины магнитной индукции от изменения напряженности поля, при которой
напряженность поля меняется от +Ннас до -Ннас (в точке начала насыщения
магнитопровода) и от -Не до +Нс. Частная петля гистерезиса расположена всегда внутри
предельной петли гистерезиса. В тех моточных компонентах, магнитопроводы
которых не входят в насыщение, перемагничивание сердечников происходит по
частным петлям гистерезиса.
Рабочей индукцией называют максимальное значение магнитной индукции в
частной петле гистерезиса. Величина частной петли гистерезиса зависит от
намагниченности сердечника, от магнитной нагрузки на него. Если магнитопровод не
входит в насыщение, то рабочая индукция всегда меньше индукции насыщения.
В дальнейших темах будут описаны такие моточные компоненты как
трансформаторы. Пока достаточно знать, что при увеличении мощности нагрузки,
подключенной к вторичной обмотке двухобмоточного трансформатора возрастет
рабочая индукция частной петли гистерезиса магнитопровода. Если попробовать
снимать чрезмерно большую для конкретного трансформатора мощность, то можно
ввести его магнитопровод в насыщение. При этом рабочая индукция станет равна
индукции насыщения.
Знание кривой гистерезиса конкретного материала позволяет сделать
заключение о возможности применения его в источнике питания.
2.3.2. Представление о дросселях, трансформаторах и о
принципе их действия
Моточные изделия — это компоненты, которые выполняют путем укладки
обмоток. Обмоткой называют совокупность витков провода, основным параметром
которой является индуктивность, и по которой протекает электрический ток.
Обмотку, к которой подводят ток, будем называть первичной, а обмотки, с которых
снимаем или можем снимать ток, — вторичными. Обмотки могут быть
расположены или не распложены на магнитопроводе.
Магнитопровод — это изделие из вещества, способного переносить магнитный
поток. Магнитный поток Ф можно вычислить по формуле Ф = Sc • В, где Sc —
площадь сечения, а В — магнитная индукция материала магнитопровода. Чем больше
площадь сечения или индукция, тем больше магнитный поток.
Если по обмотке пропускать переменный ток, то возникнет переменное
магнитное поле. Чем больше сила тока, протекающего через витки обмотки, тем больше
порожденное им магнитное поле, и тем больше магнитный поток.
Магнитный поток, определяемый током всех витков обмотки, называют пото-
косцеплением которой исчисляют в веберах. Если все витки обмотки одинаково
воздействуют на поток, то формула потокосцепления имеет вид:
где W — число витков в обмотке.

Если рассмотренную катушку индуктивности использовать в качестве
индуктивного сопротивления, то получим простейший дроссель. Если на магнитопровод,
кроме обмотки, по которой протекает переменный ток, намотать дополнительную
обмотку, то получим простейший трансформатор.
Замыкающийся в магнитопроводе магнитный поток взаимодействует с витками
вторичной обмотки. При этом изменяющийся магнитный поток наводит в них ЭДС
[64, с. 6], а найти величину ЭДС можно по формуле
где W2 — это число витков во вторичной обмотке.
Чем больше витков будет содержать вторичная обмотка, тем большая ЭДС
в ней будет наведена, и тем большее будет на ней переменное напряжение. Если
число витков в обмотках не одинаково, и к обмотке с большим числом витков
прикладывают напряжение, то трансформатор называют понижающим. Если
прикладывают напряжение к обмотке с меньшим числом витков, то трансформатор
называют повышающим.
2.3.3. Материалы магнитопроводов моточных компонентов
Не всякий материал можно использовать в качестве магнитопровода. В выборе
материала обычно помогает знание формы его кривой гистерезиса. Например, если
кривая гистерезиса ферромагнетика имеет узкую вытянутую форму, то это
указывает на то, что такой материал можно использовать в качестве магнитопровода нена-
сыщающегося трансформатора. Если кривая гистерезиса имеет прямоугольную
форму, то такой материал можно использовать в магнитопроводе насыщающегося
трансформатора.
Магнитные материалы, которые используют для производства
магнитопроводов, подразделяют на три категории: диэлектрические, полупроводниковые и
проводниковые [125, с. 6]. К магнитно-диэлектрическим материалам относят альсифе-
ры, пресспермы, карбонильное железо и другие вещества. К
магнитно-полупроводниковым материалам относят ферриты, а к магнитно-проводниковым —
трансформаторную сталь, пермаллои, аморфные металлы.
Магнитно-диэлектрические или, как их еще называют, порошкообразные
материалы представляют собой результат прессования под высоким давлением
диэлектрических и ферромагнитных порошков [175, с. 7]. Диэлектриком обычно
выступает бакелитовая смола или стеклоэмали [125, с. 7]. В итоге каждая частичка
ферромагнетика оказывается заключенной в оболочку из диэлектрического вещества,
в результате чего велико электрическое сопротивление материала, широк диапазон
допустимых рабочих частот и малы удельные потери на высокой частоте.
Типичным представителем магнитных диэлектриков является альсифер.
Название данного материала — аббревиатура из первых букв латинских названий
веществ, составляющих данный сплав: aluminium, silicium, ferrum. Отличительная
особенность альсифера — отрицательный относительный температурный
коэффициент магнитной проницаемости [125, с. 7] и возможность работы в сильных
магнитных полях с напряженностью до 2000 А/м и даже более при отсутствии
выраженного насыщения [191, с. 37]. Благодаря первой особенности, альсифер можно
использовать для температурной стабилизации индуктивности, а благодаря
второй — применять его в высокочастотных дросселях, ток через которые может
составлять от десятков до сотен ампер. Среди распространенных альсиферов
отечественного производства можно выделить материалы марок ТЧК-55, ТЧ-60, ТЧ-90, ВЧ-
32 и др. Их магнитная проницаемость зашифрована в обозначении и достигает не-

сколько десятков. Например, для альсифера ТЧК-55 проницаемость составляет от
48 до 58 (примерно 55), для ВЧ-22 она может быть от 19 до 24 (примерно 22) и т.д.
К типичным полупроводниковым магнитным материалам относят ферриты.
Они напоминают керамику, имеют преимущественно черный цвет, хрупки и
тверды. Их изготавливают из порошка, называемого шихтой, металла (обычно
двухвалентного) и наполнителя путем прессования в формах и последующего спекания
при температуре 800.. 1400 °С [125, с. 12]. В качестве двухвалентного металла может
выступать цинк, никель, медь, кобальт, цинк, железо, кадмий и пр. [125, с. 12].
Наполнителем служит вода, камфара, парафин или другие вещества.
Благодаря технологии изготовления, электрическое сопротивление ферритов
велико (хотя ниже, чем у диэлектриков), очень широк диапазон допустимых
рабочих частот и малы удельные потери на высокой частоте. Ферриты чаще всего
используют в качестве магнитопроводов импульсных трансформаторов.
На территории России широко распространены отечественные марганец-
цинковые ферриты марок 1000НМ, 1500НМ, 2000НМ, 3000НМ, 4000НМ, 6000НМ
и никель-цинковые ферриты 200НН, 400HR 600НН, 1000НН, 2000НН, 150ВЧ,
50ВЧ2. Цифры в маркировке ферритов указывают на магнитную проницаемость,
а буквы говорят о химическом составе.
Чем выше частоты, на которые рассчитаны ферриты, тем обычно ниже их
магнитная проницаемость [54, с. 11]. Указанные выше ферриты предназначены для
эксплуатации в слабых магнитных полях до 800 А/м, и потому в маломощных
источниках питания их использовать можно, а в мощных — не следует ввиду
снижения магнитных параметров.
Для эксплуатации в сильных магнитных полях (на это в обозначении указывает
буква "С") разработаны отечественные ферриты 2500НМС1, 2500НМС2, 3000НМС
и 2500НМС1. Никель-цинковые ферриты обладают меньшим удельным
сопротивлением, чем марганец-цинковые, и потому способны работать на более высоких
частотах. Поэтому при изготовлении мощных высокочастотных трансформаторов
с магнитопроводами из марганец-цинковых ферритов для снижения потерь
рекомендуют набирать магнитопроводы из частей, прокладывая между ними тонкие
слои изоляции.
Импортные ферриты обычно обладают лучшими магнитными параметрами, чем
отечественные, в частотности, — меньшими удельными потерями. По этой причине
до появления отечественных ферритов с лучшими параметрами и меньшей
стоимостью желательно пользоваться импортными, например, производства "Cosmo fer-
rites" или "Epcos".
Материалы для производства изделий из проводниковых магнитных
сердечников — это или вспененные в вакууме аморфные металлы и сплавы, или
выполненные в виде пластин или лент из железоникелевого сплава, называемые
пермаллоями, или трансформаторные стали. Аморфные сплавы обладают низкими потерями
на перемагничивание и способны работать в качестве магнитопроводов
трансформаторов на частотах примерно до 200 кГц. Наиболее известны магнитопроводы из
аморфных сплавов, изготовленных компанией "Гаммамет" [203].
В отличие от ферритов и альсиферов, у проводниковых материалов были
достигнуты исключительно высокие показатели магнитной проницаемости, которая,
в частности, для аморфного сплава ГМ501 может достигать 600 000 [205].
Магнитопроводы из пермаллоев обладают магнитной проницаемостью до 200 000 и могут
работать на частотах вплоть до нескольких десятков килогерц.
Магнитопроводы компонентов, которые работают на частотах 50 Гц, 60 Гц или
400 Гц, обычно — стальные, а используемую сталь называют трансформаторной

или электротехнической. Сталь изготавливают холоднокатаной (например, марок
Э320, ЭЗЗОА и т.д.) или горячекатаной (например, Э43, Э43 и т.д.). Магнитопрово-
ды, выполненные из ленты холоднокатаной трансформаторной стали марок Э310-
Э360, способны функционировать в диапазоне частот до нескольких килогерц.
С повышением частоты в трансформаторной стали возрастают потери, и
увеличивается нагрев магнитопровода, что ограничивает максимальную частоту.
2.3.4. Причины ухудшения параметров ферритовых
магнитопроводов
Магнитопроводы, которые хранили на складах, со временем теряют магнитные
свойства, даже если температура была постоянна и отсутствовала намагниченность.
Параметры магнитопроводов начинают ухудшаться сразу же после изготовления
ферромагнитного изделия [175, с. 20]. Изменение магнитной проницаемости
образца со временем без каких-либо внешних воздействий на материал называют дезак-
комодацией. Скорость деградации зависит от температуры образцов. Вначале она
велика, а затем снижается, причем становится все меньше.
Резко ухудшить параметры магнитопроводов можно путем температурного,
магнитного или механического воздействия. При сильном намагничивании
параметры ферритов ухудшаются, однако, если убрать источник магнитного поля, то со
временем ферриты могут вернуться к исходному состоянию, что является
проявлением дезаккомодации.
Старение протекает тем интенсивнее, чем выше температура ферритов, при
условии, что температура нагрева образцов ниже точки Кюри. Если нагреть ферриты
до температуры выше точки Кюри, то их магнитные параметры резко и
многократно уменьшатся, и в результате такого воздействия материалы будут необратимо
испорчены.
Механическая деформация образцов зависит от направления вектора
приложенной к образцу силы сжатия или растяжения относительно направления вектора
магнитного поля и вызывает изменения магнитных параметров. На практике для
вычисления воздействия механической деформации используют модуль Юнга и
коэффициент Пуассона. Обычно для ферритов модуль Юнга составляет 0,45 • 108..
2,15 • 108 кПа, а коэффициент Пуассона — 0,22..0,40.
Сильная вибрация и удары необратимо снижают начальную магнитную
проницаемость ферритов. Это явление называют шок-эффектом. Особенно ярко оно
проявляется при механической обработке никель-цинковых ферритов и, в меньшей
степени, — ферритов других типов. Феррит — как человек: если по нему бить, он
теряет свои свойства, поэтому механической обработки ферритов следует по
возможности избегать, а в тех случаях, когда без нее обойтись невозможно, она должна
быть осуществлена путем шлифовки с порошкообразными абразивными
веществами. Если индуктивные компоненты с ферритовыми магнитопроводами сильно
притянуть крепежными винтами к шасси, то параметры магнитопроводов могут
ухудшиться.
Кроме перечисленных факторов, магнитные параметры могут быть ухудшены
из-за окислительно-восстановительных реакций ферритов с кислородом воздуха
[175, с. 23]. Никель-цинковые ферриты меньше подвержены старению по
сравнению с марганец-цинковыми. Ухудшение параметров ферритов приводит к
уменьшению индукция насыщения, снижению магнитной проницаемости и увеличению
удельных потерь.

Однажды автор этой книги купил десять новеньких отечественных
тороидальных магнитопроводов одной партии из феррита 2000НМ1-А, изготовленные всего
за три месяца до покупки. В результате измерения тесламетром он обнаружил, что
индукция насыщения почти всех образцов составляет от 0,42 Тл до 0,56 Тл. Через
год измеренная величина индукции насыщения этих магнитопроводов оказалась
всего 0,31..0,35 Тл, а еще через шесть лет от былой индукции насыщения почти
у всех магнитопроводов осталось всего 0,26 Тл. Не удивляйтесь, если, купив
магнитопровод со справочной величиной индукции насыщения в 0,45 Тл из феррита
2500НМС1, вы можете обнаружить после измерения фактическую индукцию
насыщения всего в 0,3 Тл и, что бывает редко, даже меньше. Это вовсе не брак, а
обычное дело, результат процесса старения.
Из этого следует, что, даже измерив величину индукции насыщения,
обязательно необходимо ввести запас, учитывающий снижение индукции со временем,
поскольку наш источник питания будет эксплуатироваться не неделю и не месяц. Если
рабочую индукцию принять близкой к индукции насыщения, а индукция
насыщения со временем снизится до уровня рабочей индукции, то магнитопровод войдет
в насыщение, при котором резко упадет индуктивность обмоток. Если такой
индуктивный компонент работал в преобразователе напряжения, то обмотку и ключевые
транзисторы может спасти только быстродействующая электронная защита от
перегрузки. Если защиты нет, то случится авария. Кроме того, на величину индукции
насыщения феррита влияет форма сигнала, подаваемого на обмотку,
расположенную на магнитопроводе. Так, при меандре индукция меньше, чем при сигнале
синусоидальной формы.
Если необходимо использовать феррит, состаренный естественным путем, а
индукция насыщения неизвестна, то можно, если позволяет точность расчета,
предположить значение индукции насыщения в 0,21 Тл для отечественного феррита, и в
0,27 Тл для аналогичного импортного феррита. По мнению автора книги, лучше
подстраховаться на этапе проектирования, чем устранять последствия
"неожиданности" во время эксплуатации изделия. Впрочем, величину запаса каждый
конструктор выбирает сам, исходя из требований надежности, стоимости и расчетного
времени наработки на отказ.
В справочных данных на иностранные ферриты не указывают сведения об
ухудшении магнитных параметров не потому, что зарубежные ферриты не стареют, а
потому, что знать динамику снижения магнитных параметров обычно не требуется.
Это объясняется тем, что современную бытовую аппаратуру широкого применения
рассчитывают на определенный и весьма короткий жизненный цикл. Зачастую для
телевизоров, видеомагнитофонов, компьютеров срок эксплуатации не превышает
пяти лет, и производителей не заботит, какая проницаемость или индукция будет
у феррита, скажем, через 30 лет, когда уже не будет ни завода-изготовителя, ни
фирмы, выпустившей прибор, ни, возможно, потребителя, купившего этот прибор.
К сожалению, в некоторой аппаратуре широкого потребления малы запасы по
величине индукции насыщения. Вот пример из опыта ремонта различных моделей
телевизоров "Grundig", у которых импульсные трансформаторы в источниках
питания выполнены на магнитопроводах П-образной формы. Спустя несколько лет
эксплуатации, ферриты импульсных трансформаторов значительно теряют магнитные
свойства и перегреваются из-за возросших удельных потерь. В результате токи
через ключевые транзисторы становятся больше максимально допустимых, и
транзисторы выходят из строя. Ремонт в данном случае заключается в замене
трансформатора или в его перемотке

Магнитная проницаемость ферритов снижается в течение многих лет после
изготовления магнитопровода. Статистические сведения и графики снижения
магнитной проницаемости со временем от нескольких тысяч секунд до 10 лет даны в книге
[175, с. 68-78]. Из графиков видно, что типичное снижение магнитной
проницаемости за 10 лет может достигать примерно 45% и даже больше. Отечественные не
состаренные ферриты, выполненные на основе марганца и цинка, марок 4000НМ,
3000НМ, 2000НМ при хранении теряют от 5% до 10% [125, с. 13] от значений
магнитных параметров в год. Причем, чем старше феррит, тем медленнее в нем идут
процессы деградации, и примерно через десятилетие параметры феррита больше
практически не изменяются. За десятилетие хранения магнитная проницаемость
импортных ферритов, произведенных фирмами "Epcos" и "Cosmo ferrites" может
снизиться примерно на 20%.
Технологии изготовления ферритов производители совершенствуют, что очень
отрадно. Большинство современных импортных ферритов на заводах-изготовителях
искусственно старят, поэтому допустимо в первом приближении считать, что
параметры состаренных ферритов стабильны во времени. Магнитные параметры таких
ферритов со временем уменьшаются, но этот процесс протекает значительно
медленнее относительно не состаренных ферритов. У радиолюбителей может
возникнуть соблазн в домашних условиях состарить феррит, но делать это ни в коем
случае не следует, поскольку, кроме снижения магнитных параметров, на скорость де-
заккомодации это не повлияет. Ничто не состарит надежней, чем время, и лучше,
чем создатель.
2.3.5. Основные критерии выбора магнитопроводов для
моточных компонентов
Магнитопроводы моточных изделий выбирают в соответствии с
целесообразностью для конкретного применения. Так, в аппаратуре широкого применения
(плеерах, телевизорах, магнитофонах и т.п.) критерием оптимальности может выступать
минимальная стоимость магнитопровода и обмоточного провода, экономичность
в производстве. В метеорологических зондах, в самолетах и других летательных
аппаратах критерий оптимальности может заключаться в получении моточных
компонентов минимальной массы. В специальной аппаратуре критерием оптимальности
может быть специфический показатель. Например, к изделию, функционирующему
в роботе при воздействии проникающей радиации, может быть предъявлено
основное требование высокой радиационной стойкости.
Тороидальные (ring core) трансформаторы без зазора позволяют получить
высокую индуктивность обмоток при малых расходах материала магнитопровода и
небольших габаритах изделия, что является достоинством [125, с. 26]. Кроме того,
тороидальные трансформаторы без зазора во время работы устройств создают очень
малые поля рассеяния, в результате чего их целесообразно использовать в
чувствительной к наводкам аппаратуре. Недостаток тороидальных трансформаторов
заключается в трудоемкости изготовления и, как следствие, — низкой технологичности
[64, с. 313], что повышает стоимость производства моточного изделия. Наружная
обмотка тороидального трансформатора может быть защищена от повреждений,
например, слоем покровной изоляции.
Тороидальные (TN core) магнитопроводы с зазором, как и тороидальные
магнитопроводы без зазора, позволяют выполнять моточные компоненты небольших
габаритов, израсходовав минимум материалов. Однако поля рассеяния тороидальных

магнитопроводов с зазором несколько больше, чем тороидальных магнитопроводов
без зазора.
Чашечные (pot core) или, как их еще называют, горшкообразные
магнитопроводы хороши для слаботочных, сигнальных цепей. Как и тороидальные
магнитопроводы, они обладают небольшими полями рассеяния, благодаря экранированию
обмотки сердечником, если боковые стенки не имеют существенного немагнитного
зазора, однако поля рассеяния тороидальных магнитопроводов без зазора обычно
меньше. Кроме того, чашечный сердечник защищает обмотки от механических
повреждений. Чашечные магнитопроводы технологичны, в производстве
выполненные на них моточные компоненты дешевле тороидальных. Некоторые чашечные
магнитопроводы имеют подстроечник, благодаря чему можно, не разбирая
моточный компонент, изменять индуктивность обмоток. Недостатком чашечных
сердечников является больший объем и большее количество материала магнитопровода
относительно тороидальных магнитопроводов.
Моточные компоненты с Ш-образными магнитопроводами технологичны,
однако обычно имеют большие поля рассеяния по сравнению с компонентами с
тороидальными или чашечными сердечниками. В Ш-образных сердечниках можно без
сложностей организовать немагнитный зазор. Часть обмотки закрыта Ш-образным
магнитопроводом, что защищает ее от механических повреждений.
Для того чтобы уменьшить поля рассеяния Ш-образных магнитопроводов,
часто все три керна охватывают одним витком медной или латунной ленты, у которой
спаивают начало и конец. Центральные керны Ш-образных магнитопроводов, на
которых размещают обмотки, могут обладать круглым (ETD core) или
прямоугольным сечениями (Е core).
Обмотки располагают на диэлектрических гильзах, которые повторяют сечения
магнитопроводов. При укладке одного и того же числа витков на гильзу Ш-образно-
го магнитопровода с круглым керном требуется меньшая длина обмоточных
проводов, чем при укладке обмоток на гильзу Ш-образного магнитопровода с
прямоугольным керном такой же площади сечения. При укладке первых слоев обмоток на
острые грани гильзы Ш-образного магнитопровода с прямоугольным керном
следует следить за состоянием изоляционного покрытия провода диаметром примерно от
0,5 мм и более, поскольку от перегиба оно может быть повреждено. Кроме того,
обычно обмотки Ш-образных магнитопроводов с круглым керном могут быть
уложены на гильзу более плотно, чем на прямоугольную гильзу.
П-образные (U core) стержневые сердечники более технологичны, чем
тороидальные. По сравнению с тороидальными моточными компонентами, изделия с П-
образными сердечниками обладают большими полями рассеяния, что является
недостатком. Обмотки, закрывающие (и экранирующие) места соединения U-образ-
ных половинок магнитопровода, как правило, располагают на обоих стержнях.
Моточные компоненты, выполненные на стержневых сердечниках в виде
прутов с круглыми (rot core) или прямоугольными (plate core) сечениями, обычно
обладают высокой технологичностью, но характеризуются очень большими полями
рассеяний.
Компании-производители выпускают гораздо более широкий сортамент
магнитопроводов. Описывать все разновидности сердечников нецелесообразно,
поскольку для этого существуют справочники и проспекты фирм-производителей.

2.3.6. Потери в магнитопроводах компонентов, работающих на
низких частотах. Токи Фуко
Впервые в 1824 году вихревые токи обнаружил французский ученый Доминик
Франсуа Араго (Arago Dominique Francois), а исследование этих токов провел
другой французский физик: Жан Бернар Леон Фуко (Jean Bernard Leon Foucault).
Именно в честь последнего вихревые токи называют токами Фуко.
Переменное электромагнитное поле наводит токи Фуко в любом
электропроводящем материале. Эти токи протекают по замкнутым кольцевым траекториям в
таком направлении, в котором они оказывают наибольшее противодействие причине
их возникновения. Чем меньше сопротивление материала и чем больше скорость
изменения магнитного потока, тем большей величины могут быть токи Фуко, а чем
больше токи Фуко, тем больше оказываемое ими тепловое действие. В печах
индукционного нагрева металл расплавляют благодаря тепловому действию токов Фуко.
В магнитопроводах и в обмоточных проводах токи Фуко стараются по возможности
уменьшить.
Вихревой ток в магнитопроводах, выполненных из пластин или лент, можно
найти по формуле [65, с. 12]:
где U — напряжение, приложенное к обмотке, В;
Ьср.л — длина средней линии магнитопровода, см;
Sc — площадь сечения, см2;
W — число витков обмотки;
8л — толщина ленты или пластины, см;
р — удельное сопротивление металла магнитопровода, Ом • см.
Магнитопроводы компонентов, работающих на низких частотах в десятки герц,
часто выполняют из пермаллоев или трансформаторных сталей. Если бы магнито-
провод был сплошным, то токи Фуко в нем были бы велики, в магнитопроводе
выделялось бы много тепла, которое могло бы привести к выходу моточного
компонента из строя от перегрева.
Для значительного ослабления пагубного влияния токов Фуко магнитопровод
выполняют не сплошным, а из набора тонких электрически изолированных друг от
друга пластин или ленты. Пластины обычно имеют Ш-образную форму, а при
надевании таких пластин на катушку их обычно укладывают в перекрышку.
Металлические ленты обычно навивают по форме кольца для создания
тороидального магнитопровода. Для удобства надевания катушки с обмотками это
"кольцо" может быть рассечено на две части, и тогда такой магнитопровод называют
разрезным.
Изоляция может быть образована слоем окисла или лака. Толщина пластин или
ленты для компонентов, работающих на частоте бытовой сети 50 Гц, составляет
обычно 0,3..0,4 мм, для компонентов, работающих на частоте 400 Гц — 0,05..0,1 мм,
а для компонентов, работающих на частоте 1 кГц — 0,02..0,05 мм. Чем выше
частота, тем тоньше должна быть толщина металла, однако изготовить пластины или
ленты толщиной менее 0,02 мм крайне затруднительно, поэтому для изготовления
моточных компонентов, работающих на более высоких частотах, металлические
магнитопроводы не используют.

2.3.7. Потери в магнитопроводах компонентов, работающих на
высоких частотах. Магнитная вязкость
В моточных изделиях, работающих на высокой частоте, можно наблюдать спад
эффективной проницаемости и магнитной индукции в процессе перемагничивания
сердечника, что происходит вследствие магнитной вязкости. Магнитной вязкостью,
или, говоря по-другому, магнитным последействием называют запаздывание
изменения магнитной индукции при изменении напряженности поля [175, с. 23]. В
результате проявлений магнитной вязкости ухудшаются магнитные параметры
феррита при прохождении высокочастотных или импульсных токов через обмотку
компонента. Возвращение к исходному состоянию зависит от материала
магнитопровода и для одних материалов длительность релаксации составляет сотни пикосекунд,
а для других — несколько часов [175, с. 23].
Магнитной релаксацией применительно к ферритам называют процесс, в
результате которого возникает термодинамическое равновесие в веществе, благодаря
установлению равновесия между спинами электронов и кристаллической решеткой.
При механическом воздействии на феррит скорость изменения индукции может
быть значительно выше, и магнитная вязкость может быть меньше, чем при
отсутствии сдавливания [175, с. 24].
Подытоживая, следует подчеркнуть, что магнитная индукция и проницаемость
ферритов магнитопроводов в импульсных источниках питания в результате
магнитной вязкости снижается, что обязательно необходимо учесть, введя запас по
указанным параметрам во время проведения расчетов трансформаторов и дросселей.
2.3.8. Обмоточные провода
Обмотки трансформаторов и дросселей обычно выполняют из провода и
иногда — из проволоки круглого или реже прямоугольного сечений. Проволока — это
тонкий и длинный металлический прут, не покрытый изоляцией. Покрытую
изоляцией проволоку называют проводом.
Конкретный тип изоляции выбирают, исходя из напряжения между витками и
обмотками. Например, изоляция может быть осуществлена трансформаторным
маслом, шелком, фторопластом, эмалью или другими диэлектрическими веществами.
Трансформаторное масло используют в моточных компонентах высокого
напряжения и очень большой мощности, начиная примерно от 30 кВт. Гильзы, на которых
располагают обмотки, обычно цилиндрической или прямоугольной формы.
Цилиндрическая форма превосходит прямоугольную, поскольку при укладке обмоток
отсутствуют резкие изгибы проводов, и изоляция проводов в местах перегиба не
приходит в негодность.
Обмоточные одножильные провода покрывают одним или двумя слоями
изоляции из эмали (так изготавливают провода марок ПЭЛ, ПЭВ и ПЭТВР), а для
увеличения пробивного напряжения их иногда дополнительно заключают в шелковую
оплетку (так получают провода ПЭЛШО, ПЭЛШД). Одножильные провода малого
диаметра используют, в основном, в низкочастотных моточных изделиях, например:
в силовых линейных трансформаторах, подключаемых к сети 220 В переменного
тока. Диаметр круглого одножильного провода можно вычислить по формуле [136],
[245, с. ПО, 111]:

где 1эфф — эффективный ток через провод, А;
J — плотность тока, А/мм2.
На высокой частоте обмотки обычно содержат мало витков, и все витки можно
уместить в один сильно разреженный слой. В таком случае более предпочтителен не
медный или алюминиевый обмоточный провод, а посеребренная проволока. При
этом витки укладывают с интервалом для предотвращения смещения и замыкания
соседних витков. Также используют многожильные провода из скрученных между
собой особым образом жил, покрытых изоляцией. На более высокой частоте
(особенно в случае необходимости пропускания большого тока) обмотки выполняют из
посеребренной медной ленты [12, с. 33].
Мощность потерь в проводах обмоток, через которые протекают
синусоидальные или несинусоидальные токи высокой частоты, будет больше мощности потерь
в этих же проводах в случае, если через обмотку пропускают постоянный ток [177,
с. 54]. Отношение мощности потерь на переменном токе к потерям на постоянном
токе называют коэффициентом добавочных потерь или коэффициентом
вытеснения тока и обозначают RAc/Rdc- Добавочные потери представляют собой
арифметическую сумму потерь на скин-эффект, эффект близости, концевой эффект, эффект
внешнего проводника и эффект зазора.
Диаметр круглого одножильного провода, по которому протекают импульсные
токи с высокой частотой, с учетом добавочных потерь можно найти по следующей
формуле [128, с. 57]:
где т — длительность импульсов;
F — частота импульсов;
кб — коэффициент близости [128, с. 57], учитывающий перераспределение
плотности тока по сечению проводника;
Д — глубина проникновения тока в толщу проводника.
Считают, что наиболее поддаются аналитическому анализу скин-эффект и
эффект близости. Рассмотрим все указанные эффекты.
2.3.9. Скин-эффект
Эффект, в результате которого ток в сечении неравномерен и вытесняется к
поверхности проводника, называют скин-эффектом или, по-другому, поверхностным
эффектом (по-английски — "skin effect").
Рассмотрим проводник с круглым сечением, по которому течет постоянный ток
или ток низкой частоты. Магнитное поле, вызванное протеканием тока, в сечении
проводника образует концентрические траектории, симметричные в радиальном
направлении и расположенные как в толще проводника, так и вокруг него. Сила тока
одинакова на любой глубине проводника, а потери в проводнике, в основном,
зависят от величины его сечения и удельного сопротивления.
Если через тот же проводник пропускать ток высокой частоты, то возникающее
вокруг проводника переменное магнитное поле индуцирует в проводнике ЭДС,
которая препятствует приложенному воздействию. У центра проводника магнитное
поле максимально и выталкивает протекающий через проводник высокочастотный
ток к поверхности, т.е. туда, где магнитное поле минимально.

В толще проводника возникают контуры, по которым течет вихревой ток или
завихрения напряжения с высокой частотой. Этот вихревой ток вытесняет к
поверхности ток через проводник. Величина тока, текущего через проводник, уменьшается
по экспоненциальному закону к центру проводника. В результате наибольшая
плотность тока будет у поверхности проводника, а в глубине проводника она будет
незначительной.
Глубиной проникновения тока называют расстояние между поверхностью
проводника и таким расстоянием к центру проводника, на котором плотность тока
через проводник снижается в "е" раз по сравнению с плотностью тока на поверхности
проводника. Под символом "е" понимают основание натурального логарифма, т.е.
ток протекает и под поверхностным слоем, и у центра проводника, однако величина
этого тока многократно меньше тока у поверхности.
Глубину проникновения тока в толщу проводника в миллиметрах можно найти
по формуле [235, с. 6]:
где р — удельное электрическое сопротивление материала проводника, зависящее
от температуры (удельное сопротивление меди при температуре 15°С
составляет 0,0175 • 10~6 Ом • м [92, с. 75]; при температуре 70°С — 0,0210 • 10"6 Ом • м,
а при температуре 100 °С — 0,0235 • 10~6 Ом • м);
к — число Пи;
f — частота, в МГц;
ц — относительная магнитная проницаемость, отражающая во сколько раз
проницаемость материала проводника больше магнитной проницаемости вакуума;
Цо — магнитная постоянная вакуума, равная 4 • к • 10"7 Гн/м.
Поскольку удельное сопротивление медного проводника возрастает при
повышении температуры, согласно формуле можно заключить, что глубина
проникновения тока при увеличении температуры и при прочих одинаковых условиях станет
больше. Другими словами, при нагреве проводника глубина проникновения тока
увеличится, уменьшится плотность тока, и в итоге температура проводника станет
меньше.
Потери на вихревые токи в проводнике тем ниже, чем выше удельное
сопротивление материала. Если высокочастотный ток, который мы хотим пропустить
через проводник, невелик, то целесообразно использовать не медный провод, а
алюминиевый. Не исключено, что значительно снизятся потери на вихревые токи,
несмотря на увеличение омических потерь.
На низкой частоте и на постоянном токе для минимизации потерь в обмотках
обычно используют относительно толстый провод, и чем сечение провода будет
больше, тем меньше будут потери в обмотках ввиду того, что их омическое
сопротивление станет меньше, а добавочные потери останутся ничтожными. Сечения
проводов обмоток высокочастотных компонентов не должны быть значительно
большего диаметра, чем глубина проникновения тока в толщу проводника, что
является принципиальным отличием. Так, при использовании толстого провода на
высокой частоте радиус проводника многократно больше глубины поверхностного
слоя, и потери в обмотке будут намного больше, чем при использовании
относительно тонкого провода. Потери на вихревые токи возрастают намного быстрее, чем
падают потери на омическое сопротивление.

Внутри проводника от его центра к поверхностному слою будут течь вихревые
токи, разогревающие проводник. Причем, чем больше сечение одножильного
проводника и чем выше частота, тем больше будет сила вихревых токов, и тем сильнее
будет нагрев. Разогрев проводника, не приводящий к разрушению компонента,
в данном случае не слишком вреден, поскольку потери на скин-эффект с ростом
температуры провода снижаются ввиду увеличения удельного сопротивления.
Предположим, частота очень высока (например, более 4 МГц), а генератор
способен отдавать мощность в десятки киловатт. С увеличением диаметра провода рас-
тег выделение тепла в нем, и при определенном, очень большом диаметре
(например, несколько сантиметров) индуктивный компонент может выйти из строя от
перегрева, вызванного вихревыми токами. Сделаем вывод: может найтись настолько
высокая частота и столь большой диаметр одножильного провода, при которых
моточное изделие сгорит из-за теплового действия вихревых токов.
По этой причине обмотки индуктивных компонентов, работающих на высоких
частотах, обычно выполняют одним из следующих способов:
специальным многожильным проводом с большим числом изолированных
друг от друга жил для получения большой площади сечения;
проводники выполняют из тонкой металлической ленты, причем толщина
ленты не должна превышать глубину проникновения тока;
используют тонкостенную серебряную или посеребренную трубку для
пропускания больших токов. Обычно внутри трубки прокачивают жидкостный
охладитель, причем жидкость обязательно должна обладать
диэлектрическими свойствами на частоте пропускаемого тока.
Потери на вихревые токи не всегда вредны. Например, на тепловом действии
вихревых токов основан принцип действия печей индукционного нагрева (о таких
печах будет рассказано позже).
Явление скин-эффекта можно наблюдать не только при создании магнитного
поля самим проводником при пропускании через него переменного тока, но и при
помещении проводника во внешнее переменное магнитное поле.
2.3.10. Расчет мощности добавочных потерь для однослойной
тороидальной катушки
В результате вытеснения токов на высокой частоте увеличивается отношение
полного сопротивления проводника на переменном токе к сопротивлению потерь на
постоянном токе. Как нам уже известно, это отношение называют коэффициентом
добавочных потерь и обозначают Rac/Rdo Расчет коэффициента добавочных
потерь для сигнала синусоидальной формы был предложен Доуэллом (Dowell) в
августе 1966 года [255].
Предположим, мы хотим найти коэффициент добавочных потерь Rac/Rdc Для
катушки с однослойной обмоткой, намотанной на тороидальный магнитопровод
проводом круглого сечения. Для этого проведем следующие несложные вычисления
по упрощенной методике, выведенной автором данной книги.
Найдем эквивалентный диаметр многожильного провода Dnp в обмотке, мм:
где d — диаметр одной жилы в проводе с учетом толщины изоляции, мм;
N — число жил в проводе.

Для одножильного провода Dnp = d, а для многожильного эквивалентный
диаметр будет вычислен по приведенной выше формуле.
Вычислим незаполненный, остаточный внутренний диаметр кольца Ьост после
выполнения обмотки, мм:
где Ьмагн — внутренний диаметр магнитопровода, мм;
Ииз — толщина изоляции, проложенной между проводом обмотки и магнито-
проводом для защиты изоляционного покрытия провода от повреждения
острыми кромками магнитопровода, мм.
Определим длину средней линии Ьср.л слоя обмотки, мм:
Вычислим коэффициент заполнения обмотки проводом в осевом направлении
кз.ос:
где W — число витков обмотки.
Найдем относительную ширину провода % в осевом направлении для
многожильного провода:
где А — глубина проникновения тока в толщу проводника, мм.
Если провод одножильный, то в формулу вместо d записываем Dnp.
Если х> 4, то коэффициент добавочных потерь можно сразу найти по
упрощенной формуле [38, с. 187]:
где Сел — число слоев обмотки (в нашем случае однослойной обмотки равно 1).
Если % < 4, то для вычисления коэффициента добавочных потерь можно сначала
найти параметры ф и \|/ для подстановки в формулу Доуэлла [177, с 57]:
Теперь можно вычислить коэффициент добавочных потерь по формуле Доуэлла
для провода круглого сечения:
Если бы провод был прямоугольного сечения, то формула Доуэлла приняла бы
следующий вид [177, с. 57]:

Теперь, если известны омические потери в обмотке, можно найти мощность
потерь на вихревые токи [38, с. 147], [128, с 15, 65], [25, с 158]:
Рвихр = Ром • (Rac/Rdc - 1)5
где Ром — мощность омических потерь в обмотке.
На этом простейшая методика расчета коэффициента добавочных потерь
окончена.
Коэффициент добавочных потерь катушки, состоящей из нескольких витков
провода, всегда больше 1. Чем больше коэффициент добавочных потерь, тем
больше потери в обмотке. Если обмотка высокочастотного индуктивного компонента
содержит много слоев, то потери в обмотке могут стать катастрофическими, и
компонент сгорит от перегрева. На высокой частоте потери на вихревые токи в
обмотках доминируют над другими видами потерь в них, и поэтому при проектировании
индуктивных компонентов, функционирующих на частотах от 500 кГц и выше,
необходимо обязательно вычислить коэффициент добавочных потерь и учесть потери.
2.3.11. Эффект близости
Эффект близости (по-английски — "proximity effect") заключается в
перераспределении высокочастотных токов в проводниках, расположенных в
непосредственной близости друг от друга, ввиду векторного сложения их магнитных полей.
Эффект близости, как и скин-эффект, — это следствие возникновения магнитного
поля и протекания вихревых токов. Наиболее остро он проявляется в многослойных
высокочастотных катушках в виде колоссального увеличения потерь.
Если взять два проводника, разместить их близко друг к другу и пропустить
через них токи в одном направлении, то наибольшая плотность токов будет на
противоположных друг от друга краях проводников. Если поменять направление
протекания тока в одном проводнике, то можно будет наблюдать максимальную
плотность токов на наиболее близких друг к другу краях проводников.
Величину эффекта близости учитывают коэффициентом близости, который
обозначают символами "кб". Чем ближе друг к другу расположены проводники, тем
сильнее проявляется эффект близости. Чем больше слоев в обмотках, тем пагубнее
последствие эффекта близости.
2.3.12. Кольцевой и концевой эффекты и эффект внешнего
проводника
Кольцевой эффект — это частный случай эффекта близости. Он обусловлен
теми же причинами, что и скин-эффект. Если скрутить провод в спираль и пропустить
через него высокочастотный ток, то на наружной стороне спирали плотность тока
в проводе будет минимальной, а на внутренней стороне — максимальной. В
результате кольцевого эффекта ток течет, в основном, через внутреннюю поверхность
катушки, что приводит к неравномерному прогреву провода.
Концевой эффект проявляется в повышенном тепловыделении на крайних
участках обмоток многовитковых катушек ввиду неравномерного градиента
магнитного поля. Этот эффект зависит от геометрии магнитопровода и обмоток. Перегрев
провода и гильзы на краях обмотки и выход из строя по этой причине
трансформатора или дросселя — вот действие потерь на концевой эффект.
Если рядом с проводником, по которому течет высокочастотный ток, поместить
экран или металлическую арматуру, то в них, согласно закону электромагнитной
индукции, начнет течь ток, противоположный по направлению вызвавшему его то-

ку. Этот эффект получил название эффекта внешнего проводника и представляет
собой частный случай эффекта близости. Из-за эффекта внешнего проводника
возникает тепловыделение в электростатических экранах и в металлических изделиях,
вокруг токоведущего проводника.
2.3.13. Литцендрат и транспозиции
Известно, что провод обмоток, через который течет ток высокой частоты, с
целью значительного уменьшения потерь на скин-эффект лучше взять не толстым
одножильным, а выполнить из большого количества свитых специальным образом,
значительно более тонких жил-проводников. При этом очень важно, чтобы длина
всех жил была одинакова, иначе через них будут течь циркулирующие токи,
разогревающие провод. Каждая жила многожильного провода должна находиться на
одинаковом расстоянии от его центра, в противном случае через ту часть жил, что
расположена ближе к центру провода, ток течь практически не будет.
Для того чтобы сделать распределение токов через жилы более равномерным,
свивая жилы, их перекладывают определенным образом друг относительно друга,
т.е. осуществляют транспозицию [38, с. 161]. Транспозицией также является
вариант укладки проводов обмоток на магнитопровод. Так, например, широко
распространено выполнение первичной обмотки трансформаторов push-pull
преобразователей намоткой одновременно в два провода.
Разработаны различные варианты транспозиций. Например, широко известны
транспозиции де-Бюда, общая транспозиция, групповая транспозиция,
транспозиция Пунга, Палуева и ряд других. Выбор конкретной транспозиции зависит от числа
жил и типа укладки. Если число жил не меньше пяти и обмотка винтовая, то можно
применить общую транспозицию. Данная транспозиция будет совершенной в том
случае, если у двух проводов получены полные сопротивления одинаковой
величины. Если число жил меньше 16, можно то использовать транспозицию К. К. Палуева
[38, с. 161]. Если число жил больше 16, то обычно применяют транспозицию де-
Бюда. К наиболее интересным транспозициям можно отнести транспозицию Пунга,
в которой жилы постоянно, на протяжении всего провода непрерывно переплетены
по ходу обмотки [38, с. 161]. Описанные транспозиции — совершенные, а все
остальные — несовершенные, т.е. через жилы протекают циркулирующие токи.
Литцендрат — это специальный многожильный провод, жилы которого имеют
одинаковую длину на любом отрезке провода и переплетены между собой таким
образом, что невозможно установить, какая из них расположена ближе к центру
провода, а какая дальше. Снаружи переплетенные жилы помещают в оболочку из
шелка или синтетики. Учитывая все предъявляемые к литцендрату требования,
можно сделать вывод, что такой провод в домашних условиях изготовить
практически невозможно. В домашних условиях можно скрутить между собой ряд
изолированных проводов, но такая "косичка" не будет литцендратом.
Пайку литцендрата необходимо проводить так, чтобы была пропаяна каждая
жилка. Если хотя бы одна жила окажется непропаянной, то в ней резко возрастут
потери, а жил может быть много (иногда — несколько сотен). Например, выпускают
литцендрат с 1075 или 615 жилами при диаметре жил 0,071 мм. К типичным прово-
дам-литцендратам относят провода марок ЛЭШО и ЛЭЛО.
Несмотря на то, что литцендрат позволяет значительно снизить потери на скин-
эффект, его применение не является панацеей, и, начиная примерно с 3 МГц, его
эффективность падает [150, с. 207]. Дело в том, что большое количество
расположенных вплотную друг к другу изолированных жил резко увеличивает потери на эф-

фект близости, и эти потери могут стать гораздо больше по сравнению с потерями
на скин-эффект. Однако до частоты ориентировочно в 0,5 МГц [150, с. 207]
эффективность литцендрата велика, и его применение наиболее целесообразно.
2.3.14. Эффект зазора
В магнитопроводы некоторых моточных компонентов для обеспечения
нормального функционирования должен быть введен немагнитный зазор. Например,
зазор вводят в дроссели, в трансформаторы однотактных импульсных источников
питания, в которых не предусмотрены обмотки и диоды рекуперации, и т.д.
Величина зазора может составлять от нескольких микрометров для самых маломощных
компонентов до нескольких сантиметров для наиболее мощных изделий. Зазор
можно ввести в Ш-образный, П-образный или чашечный магнитопровод, причем
обмотка может быть выполнена как поверх зазора, что, например, можно наблюдать
при использовании чашечного магнитопровода, так и вне зазора, например, на
соседнем керне Ш-образного магнитопровода.
Было замечено, что если обмотка не расположена поверх зазора, и через нее
протекает большой ток, то возникает повышенное тепловыделение. Это явление
называют эффектом зазора. Суть этого эффекта сводится к следующему. Через
участок магнитопровода с зазором протекает магнитный поток, часть которого
замыкается в магнитопроводе, а часть теряется на выпучивание из сердечника. В
результате этого нагреваются окружающие металлические детали, электромагнитные экраны
и арматуры крепления моточного компонента ввиду наведения в них токов. Если на
участке магнитопровода с зазором будет размещена обмотка, то, благодаря ее
экранированию, поток рассеяния будет значительно меньше, и потери от эффекта зазора
уменьшатся [177, с. 49]. Расчет потерь от эффекта зазора был представлен в книге
[177, с. 49-54].
Предположим, что в магнитопроводе присутствует немагнитный зазор.
Магнитный поток Ф через сердечник будет равен сумме магнитного потока через зазор
и магнитного потока выпучивания Фв из зазора [177, с. 50]. Магнитный поток через
зазор равен произведению площади сечения зазора S3 на магнитную индукцию Вз,
а магнитный поток в сердечнике можно найти согласно выражению:
где Sc — площадь сечения магнитопровода;
В — магнитная индукция магнитопровода.
Сделаем вывод: если площади сечения магнитопровода и зазора равны, то
магнитная индукция в зазоре будет настолько меньше, чем в магнитопроводе,
насколько большим будет поток выпучивания.
Мощность потерь, обусловленную эффектом зазора для случая, когда обмотка
закрывает, экранирует зазор, можно вычислить согласно выражению [177, с. 52, 53]:

где а — расстояние между центром обмотки и поверхностью керна магнитопровода;
с — длина экранирующей обмотки, вдоль керна сердечника;
b — ширина керна магнитопровода;
f — частота;
W — число витков обмотки;
Im — комплексная амплитуда тока, протекающего по обмотке, А;
5 — величина немагнитного зазора;
у — удельная проводимость материала сердечника;
цо — магнитная постоянная вакуума;
С — половина длины сердечника.
Точность расчета по указанной формуле составляет примерно 20% [177, с. 54].
Для снижения потерь можно создать ряд немагнитных зазоров, равномерно
расположенных под обмоткой. Потери от наличия одного зазора станут ниже
примерно в число введенных зазоров, возведенное в третью степень. Следовательно,
даже три-пять зазоров дадут существенное снижение потерь.
Нельзя не отметить, что в любом феррите магнитные домены отделены друг от
друга немагнитными промежутками, называемыми стенками Блоха [175, с 13].
Толщины стенок Блоха по сравнению с размерами магнитных доменов невелики, но
они образуют распределенный по всему материалу магнитопровода зазор. Поэтому
некорректно говорить, что в магнитопроводе цельной неразъемной конфигурации
из феррита нет зазора, поскольку распределенный зазор присутствует всегда.
Иногда ферритовые тороидальные сердечники без специально введенного
немагнитного зазора можно встретить в микромощных дросселях. При правильном
расчете и сборке магнитного компонента сердечник такого микромощного дросселя
не входит в насыщение, благодаря стенкам Блоха. В последние годы
промышленностью освоен выпуск магнитопроводов из аморфного железа, например,
тороидальной формы, в которых специально выполнен распределенный зазор существенной
величины. Такие магнитопроводы можно использовать в сглаживающих дросселях
и трансформаторах однотактных импульсных источников питания, не вводя
дополнительный немагнитный зазор.
2.3.15. Индуктивность рассеяния обмоток трансформаторов
Полной индуктивностью рассеяния трансформатора называют паразитную
индуктивность, на эквивалентной схеме включенную последовательно с
индуктивностью первичной обмотки трансформатора, зависящую от конструкции моточного
компонента и коэффициента трансформации и не зависящую от электрических
параметров цепи, в которую включен трансформатор. Другими словами, полная
индуктивность рассеяния трансформатора представляет собой сумму индуктивности
рассеяния первичной обмотки и индуктивностей рассеяния вторичных обмоток,
помноженных на возведенные в квадраты соответствующие коэффициенты
трансформации.
Для двухобмоточного трансформатора это можно записать следующим образом
[205, с. 237]:
где Lsl — индуктивность рассеяния первичной обмотки, Гн;
Ls2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки, Гн;
Wl — число витков первичной обмотки;
W2 — число витков вторичной обмотки.

Индуктивность рассеяния — это конструктивный параметр моточного
компонента. Если магнитная связь между обмотками велика, они плотно уложены одна на
другую, коэффициент заполнения магнитопровода близок к единице, то,
пренебрегая концевым эффектом, приведенную к первичной обмотке индуктивность
рассеяния можно найти согласно простому выражению [9, с. 85], [44, с 77], [92, с. 75],
[205, с. 237]:
где h — высота обмоток, м;
D — усредненный диаметр обмоток, м;
Ьд — суммарная толщина диэлектрических промежутков между обмотками, м;
dl —диаметр провода первичной обмотки, м;
d2 — диаметр провода вторичной обмотки, м.
Оперировать диаметрами dl и d2 можно в том случае, когда первичная и
вторичная обмотки уложены в один слой. Если обмотки многослойные, то вместо
суммы dl + d2 в числитель следует подставить суммарную толщину проводов слоев
обеих обмоток без учета их изоляционного покрытия.
В моменты прекращения протекания тока по первичной обмотке
трансформатора возникают импульсы ЭДС самоиндукции, обусловленные запасенной в
индуктивности рассеяния энергией, которые могут привести к выходу из строя ключевого
компонента. Для того чтобы купировать указанные выбросы, используют
демпферы. Простейшие демпфирующие цепи лишь поглощают энергию выбросов,
переводя ее в тепло. Демпферы с рекуперацией возвращают энергию в сеть питания
преобразователя.
Для уменьшения индуктивности рассеяния необходимо использовать для
обмоток как можно более тонкие провода минимальной длины, их необходимо
равномерно укладывать на магнитопровод, желательно чередовать обмотки, шаг укладки
провода должен быть минимальным. Если обмотки чередуются, то это позволяет не
только снизить полную индуктивность рассеяния, но и уменьшить межобмоточные
емкости. С целью понижения индуктивности рассеяния обмотки можно выполнить
из плоских лент, однако в этом случае емкость обмоток станет довольно высокой.
Индуктивность рассеяния не всегда вредна. Некоторые резонансные или
квазирезонансные преобразователи рассчитаны таким образом, чтобы индуктивность
рассеяния и емкость первичной обмотки импульсного трансформатора образовывали
колебательный контур. В результате вредные паразитные параметры станут
полезными, будет сокращено число силовых компонентов, однако существенно возрастет
сложность расчета преобразователя и станет сложнее повторить изделие.
Дросселем, или, говоря иначе, электрическим реактором называют статическое
устройство, которое используют для запасания энергии магнитного поля и в
качестве индуктивного сопротивления на пути протекания переменного тока [173, с. 134].
Дроссели применяют в составе резонансных контуров квазирезонансных
импульсных источников питания, в сглаживающих и полосовых фильтрах, в антенных
контурах, в импульсных модуляторах, в ограничителях переменного тока и во многих
других цепях. Условное графическое обозначение дросселей не отличается от
обозначения катушек индуктивности, однако с практической точки зрения дроссели за-
2.4. Дроссели

частую менее добротны и стабильны по сравнению с катушками индуктивности, и,
как правило, через обмотки дросселей протекают во много раз большие токи.
Дроссель может представлять собой ферромагнитный или
магнитно-диэлектрический магнитопровод, на котором размещена обмотка, а может и не иметь
сердечника. Дроссели без магнитопроводов обычно используют на высокой частоте при
очень большой напряженности магнитного поля, поскольку в таких условиях из-за
магнитной вязкости параметры магнитопроводов ухудшаются настолько, что
использовать их становится нецелесообразно.
Возможные конструкции дросселей:
броневая, если они выполнены на Ш-образных магнитопроводах;
стержневая, если они содержат стержневые магнитопроводы;
тороидальная, если обмотки уложены на магнитопроводы в форме колец;
планарная.
Планарные дроссели выполняют на печатных платах, причем обмотки
представляют собой концентрические дорожки из невытравленной медной фольги, а
магнитопровод может быть впрессован или иным способом закреплен в пластине
печатной платы из стеклотекстолита или гетинакса.
По назначению дроссели классифицируют на сглаживающие, дроссели
переменного тока и магнитные усилители. Магнитные усилители также называют
дросселями насыщения [173, с. 135].
2.4.1. Сглаживающие дроссели
Сглаживающим дросселем называют моточный компонент, который
предназначен для уменьшения пульсаций постоянного напряжения. Такие дроссели чаще
всего включают на выходе выпрямителей и используют в составе сглаживающих
LC-фильтров. К важнейшим параметрам сглаживающих дросселей относят ток
подмагничивания, индуктивность, номинальную частоту и энергоемкость.
К особенности работы сглаживающих дросселей можно отнести протекание
через обмотку тока, который обладает обычно большой постоянной и небольшой
переменной составляющими. Соответственно магнитный поток в сердечнике дросселя
состоит из переменного магнитного потока и большого по величине постоянного
магнитного потока. Как следствие, магнитопровод работает в режиме с подмагни-
чиванием сердечника постоянным током. Чем больше будет постоянный ток, тем
существеннее станет подмагничивание, и тем меньше будут магнитная
проницаемость сердечника и индуктивность обмотки.
Для значительного ослабления пагубного влияния подмагничивания в магнито-
проводе на пути прохождения магнитного потока размещают немагнитный зазор
или, в некоторых редких случаях, несколько немагнитных зазоров. Немагнитный
зазор реализуют вложением между половинками разборного магнитопровода
прокладки из стеклотекстолита, текстолита, гетинакса, слюды, эпоксидного компаунда
или других материалов. Также можно зафиксировать половинки магнитопровода на
небольшом расстоянии друг от друга, не прокладывая между ними каких бы то ни
было материалов, реализовав тем самым воздушный зазор [103, с. 33].
Если после сложения половинок Ш-образного магнитопровода зазор между
ними для конкретных целей будет недостаточен, то его можно увеличить путем
шлифования центрального керна. Такой способ может быть реализован в
радиолюбительской практике, при макетировании источника питания или при изготовлении
одного опытного образца, однако он совершенно неприемлем для серийного или

массового производства, несмотря на то, что изготовление зазоров можно
автоматизировать и выполнять, например, промышленным лазером.
Ток намагничивания или подмагничивания сердечника можно найти согласно
выражению [9, с. 13]:
где В — магнитная индукция, Тл;
Ьср.л —длина средней линии магнитопровода, м;
цд — изменение магнитной проницаемости (например, в результате флюктуации
температуры);
цо — магнитная постоянная вакуума, Гн/м;
W — число витков обмотки, уложенной на магнитопровод;
Н — напряженность поля подмагничивания, А/м.
Требуемую протяженность немагнитного зазора можно вычислить согласно
выражению [179, с. 308]:
где 1подм — ток, протекающий по обмотке, А.
Найденная протяженность зазора учитывает распределенный зазор,
обусловленный стенками Блоха. Если немагнитных зазоров одинаковой величины будет
несколько, то полученную протяженность следует поделить на число зазоров, чтобы
узнать величину каждого.
Индуктивность дросселя, на пути магнитного потока которого размещены п
зазоров, можно найти по формуле:
где ¥ — потокосцепление, Вб;
Ф — магнитный поток;
Ьз. 1 — величина первого немагнитного зазора, м;
Ьз.2 — протяженность второго немагнитного зазора, м;
Ьз.п — величина n-го немагнитного зазора, м;
цм — магнитная проницаемость сердечника, Гн/м;
|хз. 1 — магнитная проницаемость материала первого зазора, Гн/м;
цз.2 — магнитная проницаемость материала второго зазора, Гн/м;
цз.п — магнитная проницаемость материала n-го зазора, Гн/м;
Sc — площадь сечения керна магнитопровода, м2.
Если в простейшем случае немагнитный зазор на пути потока в сердечнике
всего один, то индуктивность дросселя можно вычислить согласно выражению [177, с.
139]:
где цэкв — эквивалентная магнитная проницаемость сердечника с зазором, Гн/м.

Зная необходимую индуктивность дросселя и некоторые конструктивные пара
метры, можно по следующей формуле вычислить требуемое число витков его
обмотки [18, с. 34, 36]:
где кс — коэффициент заполнения сечения магнитопровода ферромагнитным
материалом, причем для ферритов кс примерно равен 1, а для сталей и пермаллоев
всегда несколько меньше 1.
Методики расчетов сглаживающих дросселей, а также расчетные формулы,
даны в книгах [18, с. 51-53], [21, с. 230-237], [103, с. 34-37].
2.4.2. Немагнитные зазоры
Немагнитные зазоры вводят в высокостабильные эталонные катушки
индуктивности, в сглаживающие дроссели и в трансформаторы однотактных импульсных
источников питания.
Рассмотрим случай, когда через обмотку дросселя, магнитопровод которого не
имеет зазора, протекают однополярные импульсы, что имеет место в некоторых
дросселях и трансформаторах. В исходном положении напряженность поля и
рабочая индукция отсутствуют. Подавая на обмотку дросселя первый импульс из
последовательности импульсов, мы несколько увеличиваем напряженность поля; до
определенной величины возрастет значение рабочей индукции. Разницу между этой
величиной и "нулем" назовем приращением индукции АВ.
Когда первый импульс прекратится, рабочая индукция уменьшится, образовав
частную кривую гистерезиса, но не вернется в исходное положение, а установится
на уровне остаточной индукции Вг, которая будет близка к половине индукции
насыщения феррита.
Когда на обмотку подается второй импульс, рабочая индукция возрастает от
уровня остаточной индукции Вг на величину приращения индукции АВ, и рабочая
индукция окажется больше, чем в случае первого импульса. По окончании второго
импульса рабочая индукция опять уменьшится до уровня выше остаточной
индукции Вг. Таким образом, рабочая индукция становится все больше и больше, но
увеличиваться до бесконечности она не может, поскольку максимально возможная
индукция равна индукции насыщения.
В момент равенства индукции насыщения и рабочей индукции магнитопровод
может резко потерять и магнитную проницаемость, и индуктивность обмотки, а ток,
протекающий через обмотку, катастрофически возрастет. Сделаем вывод:
магнитопровод сглаживающего дросселя без зазора может войти в насыщение, и чем ниже
остаточная индукция, тем лучше.
Если теперь в рассмотренный магнитопровод ввести зазор, то кривая
гистерезиса изменит свой наклон в сторону приближения к оси напряженности поля. В
результате уровень остаточной индукции станет существенно ниже прежнего уровня
до введения зазора и при пропускании последовательности импульсов через
обмотку дросселя магнитопровод не войдет в насыщение. Остаточную индукцию можно
уменьшить и другими способами, например, введением размагничивающей
обмотки.

После введения зазора магнитная проницаемость, которую будем называть
эквивалентной, стала меньше. Вычислить эквивалентную магнитную проницаемость
можно по следующей формуле:
где цз — магнитная проницаемость материала, из которого выполнен немагнитный
зазор;
Ьср.л — длина средней линии;
Ьз — величина зазора или, другими словами, длина магнитного потока через
зазор;
ц — относительная магнитная проницаемость;
jno — магнитная постоянная вакуума;
В — магнитная индукция.
При определенной длине немагнитного зазора, называемой оптимальной,
эквивалентная магнитная проницаемость может стать незначительно меньше, чем до
введения зазора. Для более глубокого понимания вопроса можно прочитать
страницы 70-75 книги [191].
Немагнитные зазоры позволяют уменьшить многие виды нестабильностей,
например: нестабильность магнитной проницаемости. Следует сказать, что только при
введении немагнитного зазора можно создать эталонную катушку индуктивности
с ферромагнитным сердечником, однако при этом величина зазора не должна быть
меньше нескольких миллиметров. Если материалом зазора выступает текстолит, ге-
тинакс, слюда и некоторые другие распространенные материалы, и величина зазора
невелика и составляет примерно 0,05..0,8 мм, то при изменении температуры и
некоторых иных факторов величина зазора будет флюктуировать, и стабильность
магнитных параметров может быть хуже, чем до введения зазора. При этом следует
учесть, что коэффициент линейного расширения ферритов составляет примерно от
5 • 10'6 1/град до 10-10'6 1/град.
В магнитопроводы импульсных трансформаторов мощных однотактных
преобразователей обычно вводят немагнитные зазоры величиной обычно 0,5..4 мм. Столь
существенные немагнитные промежутки снижают магнитную проницаемость
сердечника и приводят к большому потребляемому току при минимальной мощности
нагрузки. При этом ток холостого хода может достигать нескольких ампер в ИИП
мощностью примерно в 10 кВт. Столь большой потребляемый ток при
минимальной мощности нагрузки приводит к бесполезному разогреву компонентов и
снижению КПД. Уменьшить этот ток можно, применив более узкий немагнитный зазор,
однако в этом случае магнитопровод трансформатора может войти в насыщение при
максимальной мощности нагрузки.
Для того чтобы ток холостого хода мощного преобразователя был относительно
мал, как у однотактных преобразователей средней мощности, и чтобы
преобразователь мог надежно функционировать при максимальной выходной мощности,
применяют немагнитные зазоры специальной формы. Немагнитный зазор образуют
тонкой прокладкой диэлектрического материала в доли миллиметра. Плоские
поверхности половинок магнитопровода стачивают под углом, чтобы они прилегали
с противоположных сторон к диэлектрической прокладке не всей плоскостью,
а лишь участком небольшой протяженности.

При минимальной мощности нагрузки такой зазор выполняет свои функции
аналогично зазору в трансформаторе однотактного преобразователя средней
мощности. Однако, если нагрузку увеличивать, ферромагнетик наиболее близкой к
немагнитному зазору области магнитопровода начнет входить в насыщение. При
насыщении магнитная проницаемость феррита резко снижается, и вошедшая в
насыщение область магнитопровода ведет себя, как немагнитный зазор. Чем больше
будет нагрузка, тем шире становится эквивалентный зазор, благодаря чему при
максимальной выходной мощности не возникает насыщение всех участков
рассмотренного импульсного трансформатора однотактного преобразователя. К недостатку
описанного способа можно отнести необходимость механической обработки
магнитопровода, что затрудняет серийное изготовление.
2.4.3. Дроссели переменного тока
Дроссели переменного тока используют с целью создания индуктивного
сопротивления протеканию переменного тока, т.е. основным параметром дросселя
переменного тока является индуктивность. Магнитный поток, протекающий через
сечение магнитопровода, обусловлен током через обмотку дросселя и приложенным
к ней напряжением. В магнитопроводы дросселей переменного тока, как и
сглаживающих дросселей, вводят немагнитные зазоры. Кривая намагничивания дросселя
с зазором значительно сильнее напоминает прямую линию, чем при отсутствии
зазора.
К дросселям переменного тока относят дроссели колебательных систем
резонансных и квазирезонансных источников питания, о которых пойдет речь в
следующих разделах книги.
2.4.4. Магнитные усилители
Магнитные усилители представляют собой особые дроссели, которые изменяют
индуктивное сопротивление исполнительной обмотки при создании
подмагничивания управляющей обмоткой. Управляющая обмотка, по сравнению с
исполнительной, потребляет незначительную мощность, именно этим обусловлено название
магнитного усилителя. От того, каким будет подмагничивание, зависит величина
насыщения магнитопровода, а, следовательно, — и индуктивное сопротивление
обмоток. Подмагничивание осуществляют постоянным током. Таким образом,
сердечники магнитных усилителей функционируют с заходом в область насыщения, а
сами магнитные усилители представляют собой нелинейные компоненты, которые
можно использовать в стабилизаторах. В сердечники магнитных усилителей
немагнитные зазоры не вводят.
С целью снижения влияния напряжения мощной обмотки на управляющую
обмотку конструкцию магнитного усилителя выполняют следующим образом. На
центральном керне Ш-образного магнитопровода размещают обмотку управления,
а мощную обмотку образуют из двух полуобмоток, которые соединяют встречно
и располагают на двух боковых кернах магнитопровода. Управляющая обмотка
может состоять из нескольких тысяч витков провода. Таким образом, она содержит
значительно большее число витков, чем исполнительная обмотка. Обмотка
управления и мощная исполнительная обмотка могут быть гальванически изолированы
друг от друга.
В качестве материала магнитопровода мощного магнитного усилителя может
быть использована трансформаторная сталь. Для менее мощного магнитного
усилителя рекомендован пермаллой. Коэффициент усиления компонента с магнитопрово-

дом из пермаллоя достигает 10 000, а с трансформаторной сталью,
соответственно, — 1 ООО.
К достоинствам магнитных усилителей относят отсутствие механически
вращающихся узлов, высокую надежность и долговечность, высокий КПД,
возможность пропускания через исполнительную обмотку очень больших токов в сотни
и даже тысячи ампер. К недостаткам магнитных усилителей относят повышенные
массу и габариты, ухудшение параметров магнитопровода со временем, а значит —
изменение рабочих режимов.
Магнитные усилители используют для изменения выходного напряжения
выпрямителей, подобно тиристорным регуляторам. Автору известен случай
применения магнитных усилителей в инверторном сварочном аппарате. В том устройстве не
было мощных ключевых транзисторов, а стояли магнитные усилители в цепях
импульсного тока. Магнитные усилители внедрены в отдельные низкочастотные
устройства автоматики и регулирования, в том числе — ив некоторые источники
питания.
2.5. Трансформаторы
Трансформатором называют обычно статическое устройство, которое способно
преобразовывать посредством электромагнитного поля одно переменное
напряжение в другое переменное напряжение или одну систему напряжений в другую
систему напряжений. Обмотка, к которой прикладывают колебание, называют
первичной, а обмотки, с которых снимают колебания, — вторичными. Различные
трансформаторы способны функционировать в диапазоне частот от нескольких герц до
гигагерц.
Трансформатор обычно представляет собой сборочную единицу из
магнитопровода, на который намотаны обмотки. Некоторые высокочастотные трансформаторы,
работающие на частотах от десятков мегагерц и выше, не имеют магнитопровода,
а пьезокерамические трансформаторы не имеют ни магнитопровода, ни обмоток.
Разработаны опытные образцы специальных трансформаторов, например:
трансформатор, помещенный в стеклянный баллон с вакуумом, параметры
магнитопровода которого изменяют при бомбардировке электронным потоком. В результате от
напряжения на управляющем электроде зависит интенсивность электронного
потока, благодаря чему напряжения на вторичных обмотках можно плавно
регулировать, не используя отводы или делители напряжения.
Трансформаторы классифицируют по следующим признакам:
по мощности — маломощные, средней мощности и мощные;
по функциональному назначению — гальванически развязывающие,
силовые, сварочные и пр.;
по числу фаз — однофазные, трехфазные, шестифазные, двенадцатифазные
[21, с. 8];
по виду исполнения — герметичные, залитые компаундом и пр.;
по частотному диапазону — низкочастотные, в том числе работающие на
промышленных частотах 50 Гц или 60 Гц; средиечастотные (от 400 Гц) и
высокочастотные;
по величине напряжения на обмотках — понижающие и повышающие;
по типу межобмоточной связи — автотрансформаторы, в которых обмотки
имеют между собой и электрическую, и магнитную связь; и трансформаторы

сугубо с магнитной связью между обмотками (т.е. обмотки гальванически
изолированы друг от друга).
Обычно трансформаторы не содержат подвижных частей, т.е. представляют
собой статические устройства, однако существуют вращающиеся трансформаторы.
Вращающимся трансформатором называют угломерное устройство, которое
служит для преобразования собственно угла или функций угла поворота ротора в
напряжение. Под функцией будем понимать синус или косинус угла.
Вращающиеся трансформаторы могут быть линейными, синусно-косинусными,
масштабными, а также — фазовращателями, преобразователями координат,
передатчиками и приемниками углов, т.е. выполнять функции сельсинов. Вращающиеся
трансформаторы широко используют в следящих и угломерных системах бортовой
авиационной автоматики и робототехники, в бытовых видеомагнитофонах.
Рабочая частота вращающихся трансформаторов обычно составляет от 400 Гц
до 4 кГц. К типичным вращающимся трансформаторам можно отнести компонент
марки ВТ-2А, представляющий собой контактную двухполюсную машину из
четырех обмоток. Вращающиеся трансформаторы в источниках питания применяют
исключительно редко.
2.5.1. Низкочастотные линейные трансформаторы
Линейный трансформатор представляет собой изделие из магнитопровода, на
котором расположено не менее двух обмоток. Изоляция проводов выдерживает
напряжение примерно до нескольких сот вольт, в зависимости от марки и технологии
изготовления. Такое напряжение может быть ниже требуемого техническим
заданием и нормами техники безопасности, поэтому для увеличения электрической
прочности вводят дополнительную изоляцию. Между магнитопроводом и обмотками
должен быть проложен слой изоляции.
При использовании броневых, стержневых и магнитопроводов некоторых
других конструкций обмотки располагают на каркасе из диэлектрического материала,
который называют гильзой, а гильзу с уложенными обмотками насаживают на керн
магнитопровода. После этого трансформатор окончательно собирают, скрепляя
половинки магнитопровода вместе путем стягивания специальной обоймой,
кронштейном или склеивания друг с другом.
При использовании тороидального, или говоря иначе, кольцевого
магнитопровода на магнитопровод наматывают ленту из изоляционного материала или
покрывают магнитопровод диэлектрическим компаундом, после чего прямо на
магнитопровод укладывают провода обмоток. Между обмотками с целью повышения
пробивного напряжения прокладывают слой изоляции, называемый межобмоточным.
К обмотке может быть приложено большее напряжение, чем выдерживают
изоляции двух механически соприкасающихся проводников. Для того чтобы не
произошло пробоя, между каждым слоем обмотки прикладывают изоляцию, называемую
межслоевой.
Особенность низкочастотных линейных трансформаторов — большое число
витков в обмотках, которое может составлять не одну тысячу, а следовательно,
присутствует значительный расход обмоточного провода. Коэффициент заполнения
окна магнитопровода медью обычно высок, и в редких случаях может достигать 0,8.
Магнитопроводы рассматриваемых компонентов изготавливают обычно из
трансформаторного железа, холоднокатаной или горячекатаной стали или пермаллоя.

Основные параметры:
амплитуда номинального переменного напряжения, приложенного к
первичной обмотке, и возможное ее отклонение в сторону увеличения и
уменьшения, В;
амплитуда номинального переменного напряжения на вторичных
обмотках, В;
номинальные токи через вторичные обмотки, А;
полный максимальный ток через первичную обмотку, А;
номинальная частота, Гц;
число витков первичной обмотки и вторичных обмоток;
индуктивности первичной и вторичных обмоток, Гн;
коэффициент трансформации, равный отношению переменного напряжения
вторичной обмотки к напряжению первичной обмотки, или числа витков
вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки;
КПД трансформатора и пр.
Достоинства:
простота реализации;
низкочастотный спектр излучения наводок в окружающее пространство;
большая тепловая инерция, т.е. при коротком замыкании в нагрузке или иной
перегрузке пройдет довольно длительное время, прежде чем трансформатор
выйдет из строя. Следовательно, несложно реализовать систему защиты.
Допустим, может быть достаточно плавкого предохранителя.
Недостатки: большие масса и габариты, необходимость затратить много
дорогой меди. К недостаткам можно также отнести гул с частотой преобразования,
незначительный при правильной сборке трансформатора.
2.5.2. Расчет низкочастотных линейных трансформаторов
малой мощности
Методики расчетов маломощных линейных трансформаторов низкой частоты
и формулы для вычислений даны во многих изданиях, например, в книгах [18, с. 42-
51], [21, с. 180-182], [43, с. 27-30], [56, с. 66-72], [103, с. 26-31] и некоторых других.
Рассмотрим пример упрощенного расчета параметров низкочастотного двухоб-
моточного трансформатора малой мощности, используемого в простейшем
линейном источнике питания, который отличается низкой стоимостью при невысоких
технических характеристиках.
Выпишем исходные данные:
UnepB — синусоидальное напряжение сети переменного тока, приложенное
к первичной обмотке трансформатора, В;
Вампл — амплитуда индукции в магнитопроводе трансформатора, Тл;
f — частота переменного тока, Гц;
cos ф — коэффициент мощности;
кс — коэффициент заполнения поперечного сечения сердечника материалом
магнитопровода;
km — коэффициент заполнения окна магнитопровода обмотками;
кф — коэффициент формы напряжения питающей сети;

Uh — напряжение на вторичной обмотке трансформатора, В;
1н — ток, протекающий через нагрузку трансформатора, А.
Вычислим мощность Рн, которую потребляет нагрузка от единственной
вторичной обмотки линейного трансформатора [43, с. 27], В • А:
Оценим КПД (т|) трансформатора по следующей эмпирической формуле,
выведенной автором книги:
где f — частота питающей сети, выраженная в Гц.
Оценим плотность тока J в обмотках трансформатора по эмпирической
зависимости от мощности нагрузки, выведенную автором этой книги (выражена в А/мм2):
Найдем конструктивный параметр магнитопровода (So * Sc) трансформатора
[43, с. 27], [92, с. 91], см4:
где Sc — площадь сечения, см2;
So — площадь окна магнитопровода, см2;
Вампл — амплитуда индукции в сердечнике трансформатора, Тл;
кс — коэффициент заполнения сечения сердечника материалом
ферромагнетика;
km — коэффициент заполнения окна магнитопровода обмотками;
кф — коэффициент формы напряжения питающей сети, равный 1 при
прямоугольной форме напряжения, или 1,1 для напряжения синусоидальной формы.
Рассчитаем число витков в первичной обмотке Wnepe трансформатора и
округлим его в большую сторону [56, с. 70], [103, с. 20]:
Аналогично, найдем число витков вторичной обмотки Wbtop трансформатора
[103, с. 20]:
Вычислим активный ток 1г, протекающий через первичную обмотку
трансформатора, обусловленный потерями в ферромагнетике [43, с 28], А:
где М — масса магнитопровода, кг;
Руд — удельная мощность потерь в магнитопроводе, Вт/кг.
Рассчитаем ток через первичную обмотку, вызванный намагничиванием
сердечника [43, с. 28], [92, с. 98], А:
где В — индукция в точке перегиба кривой гистерезиса, Тл;

q — число немагнитных зазоров на пути прохождения магнитного потока в
сердечнике (для трансформаторов со стержневыми и броневыми магнитопровода-
ми q = 2);
Ьз — длина немагнитного зазора в магнитопроводе, см;
Н — напряженность поля в точке загиба кривой гистерезиса при приближении
ее к области насыщения [92, с. 98, 108];
Lcp — усредненная длина витка провода, м;
WnepB — число витков первичной обмотки, требуемое для создания заданной
индукции в магнитопроводе.
Определим ток первичной обмотки, вызванный потреблением электроэнергии
нагрузкой [43, с. 28], А:
Вычислим полный ток 1перв.макс, потребляемый трансформатором от
питающей сети [43, с 28], А:
Рассчитаем сечение провода в первичной Sn и вторичной Sb обмотках
трансформатора [56, с. 71], [103, с. 29], мм2:
2.5.3. Высокочастотные импульсные трансформаторы
Импульсные трансформаторы используют обычно совместно с
преобразователями с целью согласования напряжений, инвертирования фазы импульсов,
измерения параметров сигнала или для осуществления гальванической развязки цепей друг
от друга [54, с. 17].
Особенность высокочастотных импульсных трансформаторов для сетевых
преобразователей заключается в импульсном характере тока, протекающего через
обмотки и небольшом числе витков в обмотках.
Коэффициент заполнения окна магнитопровода высокочастотного импульсного
трансформатора медью обмоток обычно мал, и зачастую составляет 0,15..0,25 [245,
с. 111]. Это обусловлено тем, что обмотки содержат мало витков, а между
обмотками необходимо прокладывать значительный объем изоляции, в связи с обычно
довольно высокими межобмоточными и межслойными напряжениями [132, с. 25].
Высокочастотные импульсные трансформаторы зачастую содержат магнитопроводы из
ферритов или аморфных сплавов.
Основные параметры импульсных трансформаторов — те же, что и у линейные
трансформаторов, но присутствует и ряд дополнительных параметров:
индуктивность рассеяния, мкГн;
паразитная емкость первичной обмотки, вторичных обмоток и проходная
емкость, пФ;
резонансная частота трансформатора, МГц;
сопротивления или проводимости обмоток, соответственно, Ом или См;
температура перегрева, °С;

номинальная частота (для ИИП с фиксированной частотой преобразования)
или номинальный диапазон частот (для преобразователей источников
питания с ЧИ-регулированием).
Достоинство: малый расход меди, небольшие масса и габариты.
Недостатки: низкая тепловая инерция и очень быстрое насыщение
магнитопровода при перегрузке, не превышающее миллисекунд, что не позволяет обойтись
плавким предохранителем для организации защиты. Необходима
быстродействующая электронная система защиты, состоящая как минимум из нескольких
компонентов. Велик высокочастотный спектр излучений в окружающее пространство,
который сложно подавить до заданного уровня. Избавиться от излучений иногда
непросто даже при использовании экранов. В экранах должны быть предусмотрены
вентиляционные отверстия, через которые, при ошибках конструктором в расчетах,
может проникать незначительная часть вредных излучений.
2.5.4. Расчет высокочастотных импульсных трансформаторов
Расчет импульсного трансформатора однотактного преобразователя можно
выполнить согласно алгоритму из книги [245, с. 107-122].
Упрощенная методика расчета высокочастотных импульсных трансформаторов
для двухтактных преобразователей напряжения и формулы для вычислений даны
в статье [136]. Полный расчет, учитывающий геометрию и параметры
магнитопровода, потери на поверхностные эффекты и пр. рационально выполнить в авторской
специализированной программе "Design tools pulse transformers 4.0.0.0". Размер ее
дистрибутива — 834 Кбайт. Программа распространяется по лицензии "donation-
ware" и предназначена для работы в операционных системах Microsoft Windows0 98
Second Edition, Millennium, 2000, XP и Vista.
Загрузить новую версию программы и справку по программе можно со
страницы http://moskatov.narocL ru/Design_tools_pulse_transformers.html.
Запишем формулы упрощенного расчета высокочастотного импульсного
трансформатора для преобразователя двухтактного полумостового импульсного
источника питания по представленной далее методике, разработанной автором книги. Пусть
магнитопровод будет ферритовым тороидальным, а трансформатор — двухобмо-
точным, работающим на активную нагрузку.
Параметры:
Асоге — внешний диаметр магнитопровода, мм
Всоге — внутренний диаметр кольцевого магнитопровода, мм
Ссоге — высота магнитопровода, мм
ип.ном — фиксированное постоянное напряжение, питающее
преобразователь, В
инас — напряжение насыщения каждого ключевого транзистора, В
Вэфф — эффективная индукция магнитопровода с запасом, учитывающим
старение, Тл
|иэфф — эффективная магнитная проницаемость магнитопровода с учетом
запаса
Руд — удельная мощность полных потерь в магнитопроводе для выбранного
значения эффективной индукции и частоты следования импульсов, Вт/кг
F — частота преобразования, кГц
£ — минимальная скважность импульсов

NnepB — число жил в литцендрате первичной обмотки
Nbtop — число жил в литцендрате вторичной обмотки
ин.ампл — амплитуда напряжения на вторичной обмотке, В
1н.ампл — амплитуда тока, протекающего через нагрузку, А
J — плотность тока в обмотках, А/мм2
Тн — температура нагрева обмоток и магнитопровода, °С
Условно предполагаем, что обе обмотки имеют одинаковую температуру
нагрева. Запишем расчетные соотношения.
Находим площадь сечения магнитопровода Sc в квадратных сантиметрах:
Вычислим площадь окна магнитопровода So в квадратных сантиметрах:
где п — число Пи.
Рассчитаем длину средней линии магнитопровода Ьср.л в сантиметрах:
Находим коэффициент заполнения импульсов у через минимальную
скважность
Вычисляем период повторения импульсов, мкс:
где F — частота, кГц.
Находим длительность т каждого импульса двухтактной последовательности
[128, с. 40, 57], [205, с. 105, 157], мкс:
Вычислим коэффициент формы импульсов кф:
Рассчитаем минимальную глубину проникновения тока А в толщу металла
проводника [128, с. 40, 57, 73, 81], [235, с. 6]. Предположим, что температура нагрева
проводов обмоток составляет 100°С При такой температуре удельное
сопротивление меди р = 0,0235 • 10"6 (Ом • м). Итак, теперь можно найти минимальную глубину
проникновения тока, выраженную в миллиметрах:
где Цо — магнитная постоянная вакуума.
Находим амплитуду мощности, которую потребляет нагрузка, в вольт-амперах:
Вычислим эффективную напряженность магнитного поля Нэфф в
магнитопроводе трансформатора [173, с. 118], [245, с. 119], А/м:

Номинальная амплитуда напряжения на первичной обмотке импульсного
трансформатора двухтактного полумостового преобразователя иперв.ном.ампл [136], В:
иперв.ном.ампл = (Ш.ном 12)- инас,
где инас — падение напряжения на ключевом транзисторе в состоянии насыщения.
Определим эффективное номинальное напряжение в вольтах на первичной
обмотке импульсного трансформатора [245, с. 108]:
иперв.ном.эфф = иперв.ном.ампл • Vy.
Определим эффективное выходное напряжение вторичной обмотки, В:
ин.эфф = ин.ампл • Vy.
Находим эффективную величину импульсов тока, протекающего через
нагрузку, А:
1н.эфф = 1н.ампл • л/у.
Рассчитаем эффективную номинальную мощность нагрузки в вольт-амперах по
следующей формуле:
Рн.эфф = 1н.эфф • ин.эфф.
Вычислим число витков первичной обмотки трансформатора и округляем его
в большую сторону до целой части в соответствии с материалами [122, с. 36]
и [136]. Поскольку магнитопровод ферритовый, коэффициент заполнения сечения
магнитопровода материалом kc = 1. Если бы магнитопровод был из пластин или
ленты, то коэффициент заполнения сечения магнитопровода материалом был бы
меньше 1.
WnepB = 10 • иперв.ном.ампл / (4 • Вэфф • £ • Sc • F • kc),
где Вэфф — эффективное значение индукции материала магнитопровода, Тл;
Sc — площадь сечения магнитопровода, см2;
F — частота следования импульсов, кГц.
Если бы преобразователь работал не при фиксированном постоянном
напряжении питания, а в диапазоне питающих напряжений, то вместо амплитуды
номинального напряжения, приложенного к первичной обмотке, следовало бы внести
в формулу максимальную амплитуду напряжения на первичной обмотке
импульсного трансформатора.
Максимальная индуктивность первичной обмотки [136], [205, с. 268], мГн:
Ьперв = 10 • WnepB2 • цэфф • цо' Sc / Ьср.л.
Вычислим число витков вторичной обмотки трансформатора и округлим его до
большего целого [245, с. 110]:
Wbtop = WnepB • ин.ампл / иперв.ном.ампл.
Находим индуктивность вторичной обмотки точно так же, как и для первичной
обмотки [136], мГн:
Ьвтор =10- Wbtop2 • цэфф • Цо • Sc / Ьср.л.
Определим эмпирически КПД трансформатора по формуле, выведенной для
данной книги Анатолием Алексеевичем Одородько:

Находим амплитуду используемой мощности трансформатора Рисп,
учитывающую его КПД, Вт:
Используемая мощность отражает мощность, потребляемую от преобразователя
на питание нагрузки и на нагрев трансформатора из-за потерь в нем.
Определим амплитудные значения прямоугольной и треугольной
составляющих тока первичной обмотки, а также их сумму.
Найдем амплитудное значение прямоугольной составляющей тока,
протекающего через первичную обмотку импульсного трансформатора 1перв.пр.ампл, А:
Амплитудное значение треугольного тока первичной обмотки 1перв.тр.ампл, А:
Треугольная составляющая тока — это ток холостого хода импульсного
трансформатора. Максимальный ток первичной обмотки в данном случае является
алгебраической суммой прямоугольной и треугольной составляющих тока, поскольку
трансформатор работает при одном фиксированном переменном напряжении, а не
в диапазоне питающих напряжений.
Вычислим полный максимальный ток первичной обмотки 1перв.макс.ампл
импульсного трансформатора, А:
Находим эффективное максимальное значение тока первичной обмотки
1перв.макс.эфф, А:
Определим диаметры жил в проводах обмоток, зная плотность тока, которую
мы приняли одинаковой и для первичной обмотки, и для вторичной. Вычислим
диаметр каждой жилы в проводе первичной обмотки dl, мм:
Найдем диаметр каждой жилы в проводе вторичной обмотки d2, мм:
Вычислим эквивалентный диаметр многожильного провода в первичной
обмотке Dnp.nepe, мм:
Рассчитаем эквивалентный диаметр литцендрата вторичной обмотки Эпр.втор,
мм:
Найдем длину провода и коэффициент близости первичной обмотки
трансформатора. Задаем толщину межобмоточной изоляции Ьмо в 0,3 мм, а между магнито-
проводом и первичной обмоткой проложим слой изоляции hr толщиной 0,5 мм.

Учитывая наличие изоляции, найдем внутренний диаметр кольца, пригодный
для размещения обмотки, мм:
где hr — толщина изоляции "гильзы".
Суммарная толщина меди и изоляции первого слоя обмотки равна сумме
эквивалентного диаметра литцендрата и толщины изоляции между обмоткой и магнито-
проводом, мм:
Найдем длину одного витка в слое первичной обмотки, мм:
Вычислим длину средней линии последнего слоя первичной обмотки, мм:
Определим общую длину провода в первичной обмотке, мм:
Вычислим не занятую обмоткой часть окна магнитопровода, мм:
Найдем коэффициент заполнения медью обмотки в осевом направлении,
учитывая предположение, что первый же слой первичной обмотки оказался
единственным:
Рассчитаем относительную ширину провода первичной обмотки в осевом
направлении, мм:
Определим параметры ср и у для формулы Доуэлла:
Рассчитаем коэффициент добавочных потерь в первичной обмотке по формуле
Доуэлла для провода круглого сечения:
Только что мы сделали упрощение, в результате которого не стали учитывать
размагничивающее действие вихревых токов.
Формула Доуэлла предназначена для вычисления добавочных потерь при
условии протекания гармонического тока по проводу. В связи с тем, что через
первичную обмотку трансформатора протекает не гармонический ток, а импульсы тока,
для получения верного результата необходимо выполнить разложение в ряд Фурье
[177, с. 56]:

где n — номер гармоники;
Inepe эфф.п — эффективная сила импульсов тока n-й гармоники;
Rac/RdcH — коэффициент добавочных потерь на частоте п • 2 -я / т.
Найдем омическое сопротивление первичной обмотки в омах, учитывая, что
длина провода дана в метрах, а диаметр жилы — в миллиметрах:
Яом.перв = (р • Ьвит.перв • 4 • 106) / (я • dl2 • Nnepe).
Вычислим мощность потерь в первичной обмотке на омическое сопротивление,
Вт:
Ром.перв = 1перв.макс.эфф2 • RoM.nepB.
Рассчитаем мощность потерь на вихревые токи в литцендрате первичной
обмотки, Вт:
Рвихр.перв = Ром.перв - (Rac/Rdc - 1 )•
Приступим к расчету длины провода, коэффициента близости и мощности
потерь во вторичной обмотке.
Найдем суммарную толщину меди первичной обмотки и всех слоев изоляции,
мм:
Ивсех = Ьвсех + Ьмо,
где Ьмо — толщина межобмоточной изоляции, мм.
Определим оставшийся внутренний диаметр кольца, пригодный для
размещения вторичной обмотки, мм:
Ьост = Ьост - 2 • Ьмо.
Рассчитаем суммарную толщину меди и диэлектрика всех намотанных ранее
слоев обмотки и изоляции, мм:
Ьвсех = Ьвсех + Dnp.BTop.
Вычислим длину одного витка в слое вторичной обмотки, мм:
Ьп.сл.втор = Асоге - Всоге + (2 • Ссоге) + я • (Ьвсех + 0,5 • Dnp.BTop).
Найдем длину средней линии слоя вторичной обмотки, мм:
Ьср.л.втор = я • (Ьост - Dnp.BTop).
Определим общую длину провода вторичной обмотки, мм:
Ьвит.втор = Ьп.сл.втор • WBTOp.
Вычислим не занятую вторичной обмоткой часть окна магнитопровода, мм:
Ьост = Ьост - 2 • Dnp.BTop.
Предположим, в результате расчета определили, что вторичная обмотка
занимает всего один слой.
Найдем коэффициент заполнения медью вторичной обмотки в осевом
направлении:
кз.ос = (Dnp.BTop • Wbtop) / Ьср.л.втор.
Рассчитаем относительную ширину провода вторичной обмотки в осевом
направлении, мм:

Найдем параметры <р и \|/ для вторичной обмотки, вычислив гиперболические
синусы и косинусы:
Вычислим коэффициент добавочных потерь по формуле Доуэлла для круглого
провода вторичной обмотки:
Как и в предыдущем случае, выполним разложение в ряд Фурье.
Найдем омическое сопротивление вторичной обмотки, Ом:
Вычислим мощность потерь во вторичной обмотке на омическое
сопротивление, Вт:
Рассчитаем мощность потерь на вихревые токи в литцендрате вторичной
обмотки, Вт:
Определим величину мощности потерь во всех обмотках трансформатора на
вихревые токи, Вт:
Найдем суммарную мощность потерь во всех обмотках на омическое
сопротивление, Вт:
Рассчитаем объем V тороидального магнитопровода, см3:
Найдем массу М магнитопровода, выраженную в граммах, приняв типовую
плотность феррита рф = 4,5 г/см3 [173, с 133]:
Вычислим мощность потерь на гистерезис, Вт:
Зная все мощности потерь, рассчитаем уточненное значение КПД импульсного
трансформатора:
Эмпирическое и вычисленное более точно значения КПД не должны
значительно отличаться друг от друга.

Найдем площадь заполнения медью первичной и вторичной обмоток окна
магнитопровода, мм2:
Вычислим суммарную площадь заполнения окна тороидального
магнитопровода трансформатора изоляцией Би, мм2:
Рассчитаем суммарную площадь заполнения окна магнитопровода медью и
изоляцией, мм2:
Если занимаемая изоляцией и медью площадь будут меньше, чем площадь окна
магнитопровода, то обмотку можно уместить в окно магнитопровода.
Найдем коэффициент заполнения окна магнитопровода медью и изоляцией km:
Если km = 0,3..0,5, то это указывает на сложность размещения меди обмоток
и изоляционных слоев в окне магнитопровода, на трудность крепления
кронштейном или арматурой изготовленного трансформатора вследствие слишком малого
диаметра окна. Если km = 0,55..0,9, то велика вероятность, что изготовить
трансформатор будет невозможно или, как минимум, затруднительно. Считают
нормальным, когда при мощности нагрузки примерно до 15 Вт коэффициент km - 0,15,
а при мощности нагрузки более 15 Вт коэффициент km ~ 0,1.
На этом расчет можно считать оконченным.
2.5.5. Автотрансформаторы
Автотрансформатором называют такой трансформатор, обмотки которого не
только имеют электромагнитную связь друг с другом, но и соединены электрически.
Любой автотрансформатор имеет не менее трех выводов. Автотрансформатор
способен отдать большую мощность в нагрузку без разрушения в долговременном
режиме, чем трансформатор такой же конфигурации и с таким же магнитопроводом,
но без электрической связи между обмотками. Это обстоятельство объясняется тем,
что в автотрансформаторе часть энергии передают в нагрузку, благодаря
магнитному полю, а другую часть энергии переносят сугубо электрическим путем [12,
с. 500]. Следовательно, при заданной неизменной мощности нагрузки
автотрансформатор будет иметь меньшие габариты и магнитопровод меньшего типоразмера
по сравнению с обычным трансформатором, и на изготовление автотрансформатора
будет затрачено меньше обмоточного провода. Эти достоинства
автотрансформаторов чрезвычайно важны для мощных установок силовой электроники.
Автотрансформаторы не имеют гальванической развязки между обмотками,
поэтому, с точки зрения техники безопасности, их запрещено использовать для
питания паяльников от осветительной сети переменного тока напряжением 220 В, а
также— медицинской аппаратуры [54, с 24].
2.5.6. Трансформаторы тока
Трансформатором тока называют электрический датчик, предназначенный для
считывания переменного тока и получения сигнала, практически не сдвинутого по
фазе относительно измеренного тока и обладающего информацией о его величине.

Выходной сигнал трансформатора тока должен практически линейно
соответствовать измеряемому току.
Первичную обмотку измерительного трансформатора тока образуют одним или,
реже, несколькими витками провода и включают последовательно в цепь с током,
который надлежит измерить. Зачастую роль первичной обмотки играет шина
большого сечения, на которую надевают магнитопровод с уложенной на него вторичной
обмоткой. Магнитопровод следует выбрать таким, чтобы он не вошел в насыщение.
Обычно в качестве материала магнитопровода используют аморфные металлы или
нанокристаллические сплавы.
Вторичную многовитковую обмотку выполняют обмоточным проводом малого
диаметра. Коэффициент трансформации может достигать нескольких тысяч.
Вторичных обмоток может быть несколько. Примером служит устройство ТОЛ-10-1-7
(опорный измерительный трансформатор тока, имеющий три вторичных обмотки).
Напряжение вторичной обмотки может быть высоким, что накладывает требования
использования качественной изоляции с высоким напряжением пробоя и
соблюдения норм техники безопасности при обслуживании такого трансформатора
квалифицированным персоналом.
Между первичной и вторичной обмоткой часто прокладывают слой изоляции
для обеспечения гальванической развязки. В отдельных случаях напряжение
гальванической развязки может достигать тысяч киловольт.
К выходу трансформатора тока обычно подключают прецизионный резистор и с
этого резистора снимают напряжение, соответствующее току через первичную
обмотку. Если используют высокоомный резистор или если вовсе не подключают
резистор, а снимают напряжение непосредственно с вторичной обмотки, то выходной
сигнал будет пропорционален dl/dt, и такой трансформатор тока может быть
дифференцирующим.
Трансформаторы тока классифицируют по следующим признакам:
закрытого и открытого исполнений;
низкого (до 1 кВ) и высокого (более 1 кВ) номинальных напряжений;
по месту внедрения — для использования внутри устройств, для работы
в помещениях и на открытом воздухе.
К достоинствам трансформаторов тока относят простоту организации
гальванической развязки, незначительное тепловыделение и высокую повторяемость
параметров от экземпляра к экземпляру. Трансформаторы тока используют в
измерителях величины тока и в системах защиты источников питания от перегрузок и
коротких замыканий в нагрузках.
2.5.7. Пленарные трансформаторы
Стремление к снижению габаритов трансформаторов, а также — профиля
устройства, вынуждает конструкторов осваивать все более высокие частоты и
использовать новые конфигурации давно известных сборочных единиц. На частотах от 200
кГц до 10 МГц и даже выше импульсные трансформаторы и дроссели рационально
выполнять в виде планарных компонентов.
Планарный трансформатор представляет собой печатную плату или ее участок,
в который впрессован или иным образом вмонтирован ферритовый магнитопровод
с вытравленными вокруг него концентрическими дорожками из медной фольги,
выполняющими функции обмоток. Магнитопровод может быть, например, Ш-образ-
ным. В этом случае половинки магнитопровода пропускают в пазы на плате и за-

крепляют кронштейном из диэлектрического материала. Поскольку частота
высокая, длина дорожек может составлять, например, от одного до двадцати
сантиметров. Если длин дорожек на поверхности печатной платы не достаточно для
обеспечения требуемых индуктивностей, применяют многослойные печатные платы,
причем планарные обмотки могут быть размещены в каждом их слое.
Поскольку обмотки выполняют одна над другой, величина магнитной связи
может быть большой [54, с. 27]. Если каждую фольговую обмотку, проложенную
одна над другой, сдвинуть в противоположные стороны на расстояние, суммарно
равное их ширине, то этим можно снизить емкость такой обмотки.
Поскольку толщина фольги дорожек мала, потери на скин-эффект в обмотках
тоже малы, и в планарном трансформаторе потери на скин-эффект обычно меньше
этих потерь в трансформаторе с обмотками из провода эквивалентного сечения
круглой или квадратной формы [54, с. 27].
Преимущества планарных трансформаторов:
малая масса и габариты;
малые потери на скин-эффект и эффект близости;
низкий профиль компонента;
высокое напряжение пробоя, исчисляемое сотнями вольт;
высокая удельная мощность и повторяемость параметров от экземпляра к
экземпляру.
Обмотки планарных трансформаторов удобно чередовать между собой с целью
снижения потерь в них. Ввиду обладания высокой повторяемостью основных и
паразитных параметров, планарные трансформаторы целесообразно использовать
в колебательных контурах квазирезонансных и резонансных источников питания
[56, с. 77].
2.5.8. Пьезоэлектрические трансформаторы
Среди недостатков рассмотренных ранее трансформаторов можно выделить
нетехнологичность и сложность реализации при высоких напряжениях,
прикладываемых к обмоткам и снимаемых с обмоток. Использование пьезоэлектрических
трансформаторов позволяет устранить эти недостатки.
Пьезоэлектрический трансформатор представляет собой квадратный или
прямоугольный брусок, цилиндрический стержень или керамический материал другой
формы, обладающий прямым и обратным пьезоэффектом, в который вожжены
пленочные электроды, выполняемые обычно из серебра [56, с. 81]. Емкость входных
электродов обычно составляет несколько нанофарад, в то время как емкость
выходных электродов достигает обычно лишь несколько пикофарад. Таким образом,
пьезоэлектрический трансформатор не содержит обмоток и не имеет магнитопровода.
Для того чтобы снять с выходов такого трансформатора несколько напряжений, на
заготовку необходимо нанести соответствующее число пар электродов.
Для достижения пьезоэффекта материал должен быть поляризован. Различают
поперечно-поперечную, продольно-продольную и поперечно-продольную
поляризации [56, с. 82]. Корпуса пьезоэлектрических трансформаторов, в случае
небольшого тепловыделения в них, выполняют из органического стекла или иной
пластмассы.
Конструкция пьезоэлектрического трансформатора с продольно-поперечной
поляризацией и с прямоугольной формой пластинки была запатентована
американцем Розеном в далеком 1956 году. Если приложить к одной паре электродов пере-

менное напряжение, то пластинка, чаще всего изготовляемая из титаната бария,
изогнется и вызовет механическое колебание, которое распространится вдоль нее [48,
с. 237]. Данная деформация пластинки на другой паре электродов из механического
колебания будет преобразована в электрическое напряжение. Если форма пластинки
прямоугольная, то на широких ее гранях возникнет низкое напряжение, а на узком
торце пластинки — высокое напряжение.
К важнейшим достоинствам пьезоэлектрических трансформаторов следует
отнести многократно меньшие габариты при высоком напряжении порядка 10 кВ по
сравнению с трансформаторами, имеющими обмотки, а также меньшие потери на
частотах в несколько мегагерц ввиду отсутствия потерь на эффект близости, скин-
эффект и пр. Кроме того, пьезоэлектрические трансформаторы обладают высоким
напряжением гальванической развязки и нечувствительны к наводкам.
Мощность пьезоэлектрических трансформаторов обычно невелика и составляет
от долей до нескольких десятков ватт. Частота приложенного к
пьезоэлектрическому трансформатору напряжения — такая же, как и частота снимаемого с него
напряжения. Обычно частота напряжения составляет от 30 кГц до 10 МГц [54, с. 26].
Коэффициент трансформации зависит от соотношения размеров широкой и
узкой сторон для случая пластины прямоугольной формы и может составлять от
нескольких сотен до нескольких тысяч. КПД пьезоэлектрического трансформатора
может в редких случаях достигать 96%. Время наработки на отказ обычно
составляет примерно 15 ООО часов.
Пьезоэлектрические трансформаторы применяют в медицинской,
измерительной и телевизионной аппаратуре, в приборах ночного видения, в маломощных
озонаторах, системах подсветки мониторов и других устройствах, в которых при
минимальных габаритах требуется получить высокое напряжение. Благодаря тому, что
масса пьезоэлектрических трансформаторов мала и не превышает десятков грамм,
а габариты трансформатора при мощности нагрузки в 30 Вт не превышают
примерно 32x32x3 мм при удельной мощности около одного ватта на грамм, их
используют в летательных аппаратах [107].
При монтаже пьезоэлектрические трансформаторы закрепляют мягкими
пенопластовыми или резиновыми прокладками. Материал прокладок обязательно
должен быть таким, чтобы механические колебания не сильно затухали из-за потерь
в арматуре крепления. Если в цепь с постоянной составляющей напряжения
необходимо установить пьезоэлектрический трансформатор, то его следует подключать
в строгом соответствии с полярностью электродов, поскольку иначе он может быть
разрушен или необратимо потеряет свои свойства.
Промышленность выпускает различные марки пьезоэлектрических
трансформаторов, среди которых, например, можно отметить компоненты производства
витебского завода радиодеталей "Монолит" марок ТП-РМ 200402, ТП-РМ 2005015
иТП-РМ 350502 с габаритными размерами 20x4x2 мм, 20x5x15 мм и 35x5x2 мм
соответственно.
2.5.9. Параметрические трансформаторы
Параметрический трансформатор — это статическое многофункциональное
устройство, преобразовывающее энергию, благодаря параметрической связи из
первичной обмотки во вторичную обмотку [84, с. 36].
Рассмотрим простейший параметрический трансформатор. Возьмем две
половинки U-образного магнитопровода и соединим их вместе так, чтобы торцы
соприкасались друг с другом не по широким, как обычно, а по узким сторонам. Таким об-

разом, одна U-образная половинка повернута относительно другой на 90° [84, с. 18].
На обоих половиках магнитопровода разместим по обмотке, одна из которых будет
первичной, а другая — вторичной. Если к первичной обмотке параметрического
трансформатора приложить переменное напряжение, то магнитный поток,
проходящий через обе половинки магнитопровода, вызовет появление ЭДС во вторичной
обмотке [84, с. 40]. Величина напряжения на вторичной обмотке зависит от
величины магнитного потока и становится тем больше, чем интенсивнее поток.
Теперь представим не просто две одинаковые U-образные половинки
магнитопровода, а импульсный трансформатор, степень насыщения магнитопровода
которого необходимо узнать. Материал магнитопровода датчика должен быть близок
к материалу магнитопровода трансформатора.
На магнитопровод трансформатора прикрепим U-образный магнитопровод
с вторичной обмоткой. При этом зазор, если он имеется, не должен быть закрыт.
Чем больше будет величина потока в магнитопроводе трансформатора, и чем ближе
он будет к насыщению, тем большая часть потока отклонится в магнитопровод
датчика, и тем большее напряжение будет на его вторичной обмотке.
С вторичной обмотки параметрического трансформатора можно снять сигнал
для аварийного отключения источника питания и подать его, например, на вход
запрета импульсов контроллера задающего генератора или на регулирующее
устройство. Таким образом, параметрический трансформатор можно использовать для
защиты компонентов источника питания от перегрузок по току и короткого
замыкания. Кроме того, параметрические трансформаторы иногда используют в
высоковольтных установках (например, в разрядных реакторах озонаторов) для
стабилизации напряжения, заменяя транзисторы или тиристоры, причем сотрудники
компании "Sony" еще в 1980 году предложили использовать параметрические
трансформаторы для стабилизации напряжений [132, с 14]. Примеры расчетов различных
параметрических трансформаторов даны в книге [84].
К достоинствам параметрических трансформаторов относят высокую
надежность, низкую стоимость, малую массу и габариты. К недостаткам можно отнести
необходимость затрат меди для обмоток.
2.5.10. Управляемые потоком феррорезонансные
трансформаторы
Употранс* т.е. управляемый потоком феррорезонансный трансформатор — это
моточный компонент, в котором во время функционирования возбуждаются
колебания, и скоростью изменения потока в магнитопроводе и степенью
подмагничивания сердечника которого можно управлять.
Последовательно с питающей сетью переменного тока включают неполярный
конденсатор и первичную обмотку употранса. К вторичной обмотке употранса
подключают выпрямитель и сглаживающий фильтр. Обмотку управления соединяют
с линейным или импульсным регулирующим устройством. Выпрямленное
постоянное напряжение с выхода сглаживающего фильтра подают на регулирующее
устройство, которое управляет потоком в магнитопроводе путем изменения величины
подмагничивания ферромагнетика. Таким образом, простыми и дешевыми
средствами осуществляют стабилизацию постоянного выходного напряжения без
использования мощных тиристоров, транзисторов или других дорогих силовых
компонентов, что является важнейшим достоинством употрансов.
Магнитопровод употранса — точно такой же, как у обычного трансформатора,
работающего на той же частоте. Если частота питающей сети — промышленная (50

или 60 Гц), то магнитопровод выполняют из трансформаторного железа или стали,
и он имеет те же габариты, что и обычный силовой линейный трансформатор. Если
же частота питающей сети составляет десятки килогерц, что имеет место после
основного импульсного преобразователя, питающего многочисленные нагрузки
и вспомогательные преобразователи, то малогабаритный и легкий употранс может
выполнять функции локального стабилизатора напряжения с высокой
перегрузочной способностью.
Рассмотрим принцип действия простейшего однофазного употранса. При
включении системы через конденсатор протекает нарастающий ток по первичной
обмотке употранса, вводя U-образный магнитопровод, на котором расположены
первичная и вторичная обмотки, в состояние насыщения. Конденсатор при этом
заряжается. После того как конденсатор зарядился, ток через первичную обмотку престает
течь, и рабочая индукция в магнитопроводе уменьшается относительно индукции
насыщения. Насыщение ферромагнетика прекращается. После перемены
полярности напряжения питающей сети ее напряжение складывается с напряжением на
обкладках конденсатора и прикладывается к первичной обмотке употранса [84, с. 33],
что приводит к насыщению ферромагнетика. Конденсатор разряжается, после чего
начинает перезаряжаться и процесс повторяется.
При подаче энергии на управляющую обмотку, расположенную на ином U-об-
разном магнитопроводе, который повернут на 90° относительно соседнего,
снижается скорость изменения потока в ферромагнетике соседнего магнитопровода. А на
керне соседнего сердечника расположены первичная и вторичная обмотки, и в
результате уменьшается напряжение на вторичной обмотке [84, с 33]. При
уменьшении постоянного выходного напряжения система регулирования уменьшает
подмагничивание сердечника, а выходное напряжение возрастает, чем достигается
стабилизация.
Основной недостаток употрансов заключается в технической сложности
реализации и настройки. Цель настройки состоит в подборе такого режима работы, при
котором колебания не будут срываться. Другой недостаток заключается в том, что
при коротком замыкании в нагрузке магнитопровод входит в глубокое насыщение,
и значительна мощность, потребляемая от питающей сети [84, с. 33].
Более подробную информацию об употрансах, а также о других специальных
трансформаторах, можно найти в книге [84].
2.6. Пояс Роговского
Пояс Роговского — это моточное изделие, предназначенное для бесконтактного
измерения скорости изменения магнитного потока. Название компонент получил
в честь немецкого ученого-физика Вальтера Роговского (Walter Rogowski).
Пояс Роговского используют для нахождения величины переменного тока или
пульсации постоянного тока [149]. Конструктивно он представляет собой соленоид,
обычно лишенный магнитопровода, к выводам которого подключен постоянный
резистор, играющий роль нагрузки. Форма пояса Роговского может быть
произвольной. Например, известен вариант, выполненный планарным способом на печатной
плате.
Простейший пояс Роговского представляет собой пустотелую катушку
тороидальный формы из большого количества витков тонкого провода, намотанного
перпендикулярно оси пояса с постоянным шагом в одном направлении, причем вывод
обмотки возвращают обратным витком по периметру катушки назад, к началу.
Последнее делают для минимизации паразитной индуктивности, благодаря компенса-

ции магнитных полей [149]. Выполненная рассмотренным способом обмотка пояса
Роговского обладает низкой паразитной емкостью.
Для удобства укладки провода обмотку располагают на диэлектрическом
каркасе, который выполнен из материала с магнитной проницаемостью примерно в
единицу. Это необходимо для обеспечения линейной зависимости магнитного потока
от напряженности поля [149].
Первичная обмотка пронизывает насквозь пояс Роговского и при этом образует
единственный виток, однако в некоторых автогенераторных ИИП с насыщающимся
трансформатором используют пояс Роговского для контроля и ограничения тока
стоков или коллекторов переключательных транзисторов, для чего обмотку пояса
располагают ортогонально остальным обмоткам [84, с. 25]. В таком случае
магнитопровод пояса Роговского состоит из ферромагнитного материала. Для удобства
крепления отдельные пояса Роговского выполняют в виде гибкого соленоида,
которым оборачивают сильноточную шину, а затем фиксируют.
При протекании переменного тока через силовую шину на вторичной обмотке
вырабатывается сигнал, пропорциональный не измеряемому току, а производной
тока по времени dl/dt [149]. Для получения искомого напряжения необходимо
выполнить интегрирование, что просто реализовать пропусканием сигнала через
пассивный фильтр нижних частот или фильтр на операционном усилителе,
включенном как интегратор. Другим распространенным способом является
самоинтегрирование на сумме внутреннего сопротивления пояса Роговского и сопротивления
нагрузки, а также — на индуктивности обмотки соленоида, однако точность в этом
случае оказывается более низкой, чем в рассмотренном выше случае.
Амплитуда напряжения на вторичной обмотке пояса Роговского мала, что
приводит к низкой помехозащищенности компонента. Окружающие обмотку
переменные магнитные поля приводят к искажению результатов измерения, а постоянные
магнитные поля вредного влияния не оказывают. Чтобы защитить пояс Роговского
от переменных магнитных полей, его помещают в заземленный электромагнитный
экран, а выводы обмотки исполняют экранированным сигнальным проводом.
Пояс Роговского без ферромагнитного сердечника способен выполнять свои
функции на высокой частоте, допускает при использовании специальной изоляции
гальваническую развязку до 100 кВ и более при величине измеряемых токов
примерно от 50 А до 500 кА и даже больше. Работа в таких режимах возможна
благодаря отсутствию ферромагнитного сердечника, который неизбежно вошел бы в
насыщение. Это обстоятельство определяет область использования в сварочных
аппаратах, электролизерах, фильтрах очитки газов, печах индукционного нагрева и других
силовых установках.
Меньшие токи поясом Роговского измерить возможно, но значение
погрешности будет более существенным, поэтому в преобразователях малой и средней
мощностей применяют датчики Холла, низкоомные резисторы, трансформаторы тока,
параметрические трансформаторы и другие компоненты.
2.6.1. Расчет пассивной интегрирующей цепи для пояса
Роговского
Пусть требуется вычислить значение тока через силовую шину и найти
напряжение после интегратора на выходе Г-образной интегрирующей RC-цепи, зная
число витков обмотки и данные диэлектрического каркаса или магнитопровода.
Полагаем, что частота невысока и паразитной емкостью обмотки можно пренебречь
ввиду ее незначительного влияния на работу устройства.

Найдем ток через вторичную обмотку пояса Роговского:
где E(t) — величина напряжения ЭДС, вырабатываемого на вторичной обмотке, В;
г — внутреннее сопротивление обмотки пояса Роговского, Ом;
R — сопротивление постоянного резистора RC-цепи, Ом.
Вычислим напряжение на конденсаторе, что входит в RC-цепь, по следующей
формуле:
где С — емкость конденсатора, Ф;
L — индуктивность обмотки пояса Роговского, Гн;
Ь(0 — подлежащий измерению ток, протекающий через силовую шину,
представляющую собой первичную обмотку датчика, А;
W — число витков в обмотке пояса.
Для того чтобы выразить напряжение на конденсаторе RC-цепи в более
удобной форме, обратимся к двум следующим формулам.
где Rh — сопротивление резистора нагрузки интегрирующей цепи, включенного
параллельно конденсатору.
Индуктивность обмотки пояса Роговского можно рассчитать согласно
выражению:
где Цо — магнитная постоянная вакуума;
ц — относительная магнитная проницаемость магнитопровода или
диэлектрического каркаса, причем в последнем случае она весьма близка к единице;
Sc — площадь сечения магнитопровода пояса, м2;
£ — длина обмотки пояса Роговского, м.
После преобразований получим для напряжения на конденсаторе RC-цепи
следующую запись:
Последняя формула является искомой, поскольку включает в себя число витков
обмотки, данные каркаса и ток через шину первичной обмотки.
2.7. Транзисторы
Транзисторами называют активные полупроводниковые приборы, способные
усиливать мощность, используемые для генерирования или усиления сигналов.

Транзисторы классифицируют по рассеиваемой мощности: маломощные;
средней мощности; большой мощности. Классификация транзисторов по частоте
подразумевает их разделение на группы низкочастотных, среднечастотных,
высокочастотных и сверхвысокочастотных.
Существуют различные группы транзисторов: биполярные, полевые, IGBT, од-
нопереходные, фототранзисторы и другие. В линейных источниках питания
биполярные транзисторы используют в качестве регулирующих элементов
компенсационных стабилизаторов напряжения и активных фильтров. Биполярные транзисторы
целесообразно использовать в автогенераторных импульсных источниках питания,
частота преобразования которых лежит в звуковом диапазоне, а также в
импульсных источниках питания с задающими генераторами, вырабатывающими
импульсные последовательности с частотами примерно до 50 кГц.
В импульсных стабилизаторах в качестве переключательных элементов широко
используют MOSFET. В преобразователях сетевых импульсных источников
питания с задающими генераторами, вырабатывающими управляющие импульсы с
частотой до мегагерца включительно, используют MOSFET.
При высоком напряжении, приложенном к ключу, ориентировочно
превышающим 400 В, частоте примерно до 100 кГц и мощности от нескольких киловатт
применяют IGBT.
Маломощные однопереходные транзисторы используют в запускающих цепях
автогенераторных импульсных источников питания.
Фототранзисторы в составе транзисторных оптронов широко применяют в
цепях широтно-импульсной стабилизации напряжения или тока импульсных
источников питания, сварочных аппаратов и др.
2.7.1. Биполярные транзисторы
Исторически первыми из внедренных в производство
и серийно выпускаемых были биполярные транзисторы.
Биполярные транзисторы — это полупроводниковые
приборы, состоящие из двух p-n-переходов, имеющие не
менее трех выводов и способные усиливать мощность
сигналов. Условное графическое изображение (сокращенно
УГО) биполярного транзистора структуры p-n-р дано на
рис. 2.7.
В кристалле полупроводника организуют три области типов p-n-р или п-р-п,
к каждой из которых присоединяют выводы. Центральную узкую область называют
базой, а относительно широкие боковые области — эмиттером и коллектором.
База транзистора обладает всегда противоположным типом проводимости,
нежели коллектор и эмиттер. При этом область базы может обладать либо дырочным,
либо электронным типами проводимостей, а концентрация примесей в базе много
меньше, чем в эмиттерной области транзистора. Участок между коллектором и
базой представляет собой коллекторный переход, а участок между эмиттером и базой
является эмиттерным переходом.
Биполярные транзисторы могут быть включены по схеме с общей базой, с
общим коллектором или общим эмиттером, в зависимости от того, какой из выводов
транзистора соединен с общим проводом.
Ток коллектора биполярного транзистора зависит от тока базы, что позволяет
транзисторному каскаду усиливать сигналы. Величину тока базы можно найти,
воспользовавшись простейшей формулой [92, с. 50]:
Рис. 2.7. УГО биполярного
транзистора

где Ik — ток коллектора биполярного транзистора,
h.2i — статический коэффициент передачи тока для конкретного варианта
включения транзистора.
Следует запомнить, что управление биполярными транзисторами осуществляют
током.
Биполярные транзисторы могут работать в ключевом или в динамическом
режиме. В последнем случае к входу транзисторного каскада подсоединен источник
сигнала, а к выходу подключена нагрузка, обладающая конечным сопротивлением.
При этом коллекторный переход биполярного транзистора заперт, а эмиттерный
отперт, и транзистор в динамическом режиме может усиливать сигнал, поступающий
на его базу. Мощность потерь, которая выделяется в транзисторе,
функционирующем в динамическом режиме, а также тепловыделение существенно больше, чем
в транзисторе, работающем в ключевом режиме.
В ключевом режиме транзистор почти все время находится в состоянии либо
отсечки, либо насыщения. В состоянии отсечки ток через коллектор транзистора
стремится к нулю, напряжение коллектор-эмиттер стремится к напряжению
питания, и мощность, которая выделяется в транзисторе, близка к нулю. В состоянии
насыщения ток через коллектор транзистора максимален, напряжение коллектор-
эмиттер стремится к нулю, и мощность, рассеиваемая в транзисторе, близка к нулю.
Во время насыщения ток коллектора транзистора почти не зависит от величины
тока базы [181, с. 30], следовательно, в этом состоянии транзистор не обладает
усилительными свойствами.
Во время переключения из отсечки в насыщение и наоборот транзистор
находится в линейном режиме. При этом в транзисторе выделяется мощность потерь, во
много раз превосходящая мощность потерь в режиме отсечки или насыщения.
Величина тока через участки коллекторного перехода во время переключений будет
неравномерна, и в кристалле полупроводника транзистора возникают места
локального перегрева, что способно привести к выходу транзистора из строя за счет
вторичного пробоя полупроводниковой структуры [245, с. 38].
Для уменьшения мощности, которая выделяется в транзисторе во время
переключения, с целью предотвращения теплового пробоя используют различные
демпфирующие цепи из диодов, дросселей, конденсаторов и других компонентов [48,
с. 76], формирователи оптимальной траектории переключения транзисторов,
применяемые для того, чтобы рабочая точка находилась в области безопасной работы
биполярного транзистора. Следует отметить, что цепи формирования оптимальной
траектории переключения и форсирующие цепи необходимы не только биполярным
транзисторам в мощных преобразователях, но также и при использовании MOSFET
и IGBT.
Если ток коллектора одного биполярного транзистора меньше требуемого, то
транзисторы можно включить параллельно, соединив базы между собой, объединив
друг с другом коллекторы, и включив в цепи эмиттеров каждого транзистора
выравнивающие токи резисторы сопротивлением 0,1 ..2,2 Ом в зависимости от
величины тока, или многообмоточный дроссель. Выравнивающие резисторы должны
обладать сопротивлением, которое в два-три раза превышает сопротивление
транзистора в состоянии насыщения. На выравнивающих ток резисторах будет
рассеиваться тепло, а значит, будет потеря КПД.
Многообмоточный дроссель позволяет выровнять токи эмиттеров,
незначительно снизив КПД, что является его основным достоинством. К каждому эмиттеру

должна быть подключена своя обмотка дросселя. Для уменьшения выбросов ЭДС
самоиндукции дросселя каждую обмотку следует шунтировать диодом или
стабилитроном. Для достижения высокой надежности биполярные транзисторы, как
и любые другие, не следует эксплуатировать в предельных режимах.
Перечислим основными параметры биполярных транзисторов:
максимально допустимый постоянный ток коллектора, А;
напряжение насыщения коллектор-эмиттер, В;
максимально допустимый импульсный ток коллектора, А;
длительность спада тока коллектора транзистора, мкс;
максимально допустимое постоянное напряжение коллектор-эмиттер, В;
обратный ток коллектора транзистора, мкА;
максимально допустимая мощность рассеивания, Вт;
статический коэффициент передачи тока при заданной схеме включения
транзистора;
максимально допустимое постоянное напряжение эмиттер-база, В;
максимально допустимый постоянный ток базы, А;
предельная частота усиления по току, МГц;
максимальная температура кристалла полупроводника, °С.
Обычно импульсный ток коллектора в несколько раз больше максимально
допустимого постоянного тока коллектора. Максимальная температура кристалла
германиевых транзисторов лежит в диапазоне 50..80°С, а кремниевых транзисторов —
110..180 °С.
Низковольтные биполярные транзисторы одной ценовой группы с одинаковым
током коллекторов обладают значительно большей предельной частотой усиления
по току и большим статическим коэффициентом усиления по току, чем
высоковольтные транзисторы.
Для надежного переключения некоторых биполярных транзисторов через базы
необходимо пропускать токи до нескольких ампер, что уменьшает КПД, но
увеличивает помехозащищенность.
Поскольку скорость движения электронов выше, чем скорость движения дырок,
транзисторы структуры n-p-п обладают лучшими частотными свойствами, чем
транзисторы структуры p-n-р. Можно приобрести высокочастотные, мощные,
высоковольтные биполярные транзисторы, однако их стоимость будет значительно выше,
чем аналогичных по параметрам MOSFET.
В случае применения биполярных транзисторов в резонансных
преобразователях ИИП можно добиться использования в колебательном контуре их
индуктивности выводов и емкости корпуса. В таком случае это будут уже не паразитные
элементы, а полезные. Частота преобразования резонансного ИИП с биполярными
транзисторами может достичь 150 кГц, т.е. стать значительно больше, чем обычно.
К основному достоинству биполярных транзисторов с максимальным
напряжением коллектор-эмитгер выше 400 В следует отнести более низкое напряжение
насыщения, чем у MOSFET и IGBT, и, следовательно, — меньшие потери в
статическом режиме. Кроме того, биполярные транзисторы дешевы и стоят меньше, чем
MOSFET и IGBT.
К недостаткам биполярных транзисторов следует отнести малый статический
коэффициент усиления по току и низкую предельную частоту мощных
высоковольтных транзисторов в преобразователях по нерезонансным топологиям, и, соот-

ветственно, большие токи баз. Используя потенциально-токовое управление или
автоматические системы регулирования тока базы, можно значительно снизить ток,
потребляемый транзистором от устройства управления.
Снижают быстродействие биполярных транзисторов емкости между
электродами, емкость корпуса. Инерционность носителей зарядов также не позволяет
добиться высокого быстродействия. Увеличить предельную частоту работы ключа можно
с помощью шунтирующего транзистора, формирующей импульсы индуктивности
и других методов, однако разработанные схемотехнические решения [192]
подразумевают наличие многочисленных дополнительных компонентов, благодаря
которым удается добиться увеличения максимальной частоты преобразования до
нескольких раз.
2.7.2. MOSFET
MOSFET, или, что одно и тоже, МДП-транзисторы — это
управляемые полем полупроводниковые приборы, имеющие не менее
трех выводов, и способные регулировать протекающий через них ток
сугубо за счет тех носителей зарядов, которые являются основными
для используемого материала полупроводника. Аббревиатура
MOSFET означает "Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor".
Условное графическое изображение MOSFET показано на рис. 2.8.
Напряжение управления подводят к электроду, называемому затвором,
осуществляющему управление MOSFET. При приложении напряжения к затвору
MOSFET возникает электрическое поле. Важно запомнить, что управление MOSFET
осуществляют напряжением. Вывод MOSFET, с которого стекают носители заряда,
называют стоком, а вывод, с которого истекают носители заряда, — истоком.
Подключение MOSFET может быть реализовано по схеме с общим стоком, общим
истоком или общим затвором. Чаще всего MOSFET, что используют в качестве
ключей в импульсных преобразователях, включают по схеме с общим истоком.
Различают MOSFET с каналами n-типа и р-типа. Каналом называют участок
кристалла полупроводника, по которому перемещаются основные носители заряда,
обеспечивающие протекание тока через сток и исток транзистора. При прочих
равных условиях быстродействие n-канальных MOSFET выше, чем у р-канальных [150,
с. 178]. Кроме того, транзисторы с каналом р-типа обладают большей площадью
кристалла, чем MOSFET n-типа при условии, что их токи стока одинаковы.
К основным параметрам MOSFET относят:
напряжение насыщения, В;
внутреннее сопротивление сток-исток в состоянии насыщения, Ом;
максимальное напряжение сток-исток MOSFET в состоянии отсечки, В;
заряд затвора, нКл;
емкость затвора, пФ;
максимально допустимое напряжение затвор-исток, обычно составляющее от
±20 В до ±30 В;
длительности фронта и спада импульсов при переключении из отсечки в
насыщение и наоборот, не;
крутизна стокозатворной характеристики, отражающая приращение тока
стока, при приращении управляющего затвором напряжения на один вольт при
заданном напряжении сток-исток, выражаемая в мА/В;
Рис. 2.8. уго
MOSFET

температура кристалла полупроводника, °С и пр.
Область затвора изолирована от канала слоем диэлектрика, в результате чего
входное сопротивление MOSFET чрезвычайно велико и может достигать 1010 Ом.
Следовательно, постоянный ток через омическое сопротивление затвора ничтожен,
и его можно не учитывать.
Чаще всего MOSFET используют в ключевом режиме, и ток затвора носит
импульсный характер. В этом случае от управляющего устройства через затвор
MOSFET будет течь ток, величина которого зависит от частоты, заряда затвора и
прочего, причем мощные MOSFET обладают довольно большой емкостью затвор-исток.
Для того чтобы уменьшить напряжение насыщения MOSFET, снизив
сопротивление сток-исток, между затвором и истоком прикладывают большее напряжение,
чем необходимо для открывания транзистора, однако оно меньшее, чем
максимально допустимое для конкретной марки компонента.
Вычислить мощность, потребляемую MOSFET от задающего генератора,
можно, воспользовавшись следующей формулой [191, с. 129]:
где f— частота следования импульсов, Гц,
Q3 — полный заряд затвора, Кл,
Ызи — напряжение затвор-исток, В.
Для вычисления мощности от системы управления мы оперируем зарядом
затвора, а не емкостью между затвором и истоком MOSFET, поскольку эта емкость не
является постоянной величиной. При наибольшем напряжении сток-исток
транзистора она может быть на порядок меньше, чем при отсутствии напряжения,
приложенного между стоком и истоком.
Рассмотрим в качестве примера HEXFET power MOSFET марки IRFPS40N50L
фирмы International Rectifier. Этот компонент допускает максимальный постоянный
ток стока 46 А при температуре 25 °С и напряжении затвор-исток 10 В; способен
выдержать максимальное напряжение сток-исток в 500 В; обладает полным зарядом
затвора 380 нКл и максимальным сопротивлением сток-исток в состоянии
насыщения 0,1 Ом при напряжении затвор-исток 10 В и при токе стока 28 А; имеет типовую
входную емкость 8110 пФ и типовую выходную емкость 11200 пФ на частоте
1 МГц при напряжении сток-исток 25 В.
Найдем потребляемую данным транзистором от задающего генератора
мощность при напряжении затвор-исток 16 В на частоте 1 МГц:
Согласно закону Ома, потребляемый от задающего генератора ток одним
транзистором достигает примерно 370 мА, что может обеспечить не всякая
управляющая микросхема. Если управляющая микросхема не может отдать необходимую
мощность, то между выходом задающего генератора и входом ключевого каскада
располагают буферный каскад: драйвер затвора.
Драйвер затвора может быть выполнен на дискретных низковольтных
высокочастотных биполярных транзисторах с граничной частотой в сотни мегагерц или на
низковольтных MOSFET. Драйвер может быть реализован и на специализированной
микросхеме.
Если транзисторы будут работать в составе мостового преобразователя, то
одновременно два транзистора будут потреблять энергию от задающего генератора, и,
следовательно, в нашем примере он должен отдавать мощность примерно в 12 Вт.
Из рассмотренного примера можно сделать вывод, что хотя управление MOSFET

осуществляют напряжением, от системы управления будет потребляться мощность,
величину которой обязательно необходимо учесть.
Если ток стока одного MOSFET меньше необходимого, то допустимо включить
транзисторы параллельно, для чего их стоки соединяют вместе, истоки объединяют
друг с другом, а последовательно с каждым из затворов включают постоянные
резисторы, обладающие низким сопротивлением ориентировочно 4,7..22 Ом. Не
подсоединенные к затворам выводы резисторов соединяют друг с другом. Такой вариант
параллельного соединения MOSFET допустим, только если взяты компоненты
одной марки и одной серии.
Между всеми электродами любого транзистора, тиристора, симистора или
электронной лампы присутствуют паразитные емкости, в зависимости от конструкций
корпусов и прочих факторов составляющие от единиц пикофарад до нанофарад.
Между затвором и стоком любого MOSFET имеется емкость. До включения
MOSFET она разряжена и входное сопротивление транзистора, как мы знаем, очень
велико. Во время включения MOSFET емкость затвор-сток начинает заряжаться,
образуя делитель напряжения, и начинает возрастать напряжение затвор-исток
вплоть до напряжения сток-исток. Если максимальное напряжение сток-исток
больше предельного напряжения затвор-исток, что имеет место у всех
высоковольтных MOSFET, то транзистор, возможно, будет выведен из строя. Во избежание
повреждения MOSFET параллельно выводам затвор-исток включают стабилитрон
или transil, защищающий вход транзистора от пробоя.
Внутри любого MOSFET параллельно выводам сток-исток включен паразитный
p-n-переход, образованный технологическим низкочастотным биполярным
транзистором в диодном включении, соединенным со стоком и истоком [191, с. 122].
Наличие встроенного низкочастотного транзистора — это издержки технологии
изготовления MOSFET. Поскольку данный паразитный компонент низкочастотен,
параллельно выводам сток-исток MOSFET желательно включить быстродействующий
внешний диод.
Не следует полагать, что любые встроенные оппозитные диоды в MOSFET
являются паразитными. В некоторые MOSFET специально интегрируют
дополнительный быстродействующий диод, о чем обязательно укажут в техническом описании.
Стоимость MOSFET со встроенным быстродействующим диодом будет выше, чем
у MOSFET только с паразитным диодом.
База паразитного транзистора соединена с коллектором через паразитную
емкость величиной до нескольких пикофарад, а эмиттерный переход паразитного
транзистора закорочен очень маленьким сопротивлением. На низкой частоте
паразитный транзистор ведет себя, как диод, но если скорость нарастания напряжения на
паразитном транзисторе велика, что может случиться при функционировании
MOSFET на высокой частоте, ввиду наличия емкости коллекторного перехода
напряжение база-коллектор биполярного транзистора может стать достаточным для его
отпирания.
Паразитный транзистор отпирается, сопротивление между выводами стока и
истока MOSFET станет близким к нулю и через транзистор потечет ток, который
способен вывести MOSFET из строя. Во избежание разрушения MOSFET следует не
допускать его слишком быстрое переключение, для чего последовательно с
затвором MOSFET включают низкоомный постоянный резистор, называемый затворным,
сопротивлением примерно 2..22 Ом. Чем меньше его сопротивление, тем быстрее
происходит включение MOSFET, тем меньше динамические потери при включении,
но тем больше шансов, что паразитный транзистор откроется.

Для разрядки затворной емкости параллельно выводам затвора и истока
включают постоянный резистор сопротивлением ориентировочно от 470 Ом до 4,7 кОм.
Причем, чем меньше сопротивление, тем быстрее будет протекать процесс
выключения транзистора, но тем больше потери на нагрев этого резистора во время
включения MOSFET, и тем больший ток должен отдавать задающий генератор.
Предположим, изначально MOSFET находится в состоянии отсечки. При
поступлении импульса от устройства управления через затворный резистор начинает
заряжаться емкость затвор-исток. Только после того, как напряжение затвор-исток
достигнет определенного порогового значения, начнет уменьшаться сопротивление
сток-исток MOSFET и, ввиду наличия емкости между затвором и стоком, скорость
нарастания напряжения на затворе снизится, что будет длиться до полного
отпирания транзистора. Это явление носит название "эффект Миллера" по фамилии
ученого, изучавшего данный процесс. Емкость затвор-сток имеет особое название:
"емкость Миллера" [173, с. 66].
Когда MOSFET вошел в режим насыщения, емкость между затвором и стоком
зарядилась и не оказывает влияния до момента переключения транзистора в
состояние отсечки. Во время выключения емкость между затвором и истоком разряжается
через резистор, включенный между затвором и истоком, до тех пор, пока
напряжение на ней не станет ниже порогового. После этого скорость уменьшения
напряжения снижается, ввиду разряжения емкости между затвором и стоком, и этот процесс
будет продолжаться до полного запирания MOSFET.
Основное достоинство MOSFET заключается в высоком быстродействии ввиду
отсутствия неосновных носителей заряда, благодаря чему MOSFET многих марок
допустимо эксплуатировать при частоте преобразования примерно до 2 МГц в
импульсных преобразователях с ШИ-регулированием и даже на более высокой
частоте в резонансном режиме, использующим в колебательном контуре паразитную
емкость и индуктивность выводов.
Потери на переключение у MOSFET обычно меньше, чем у биполярных
транзисторов. К достоинству можно отнести высокое входное сопротивление. При
нагревании полупроводникового кристалла MOSFET сопротивление сток-исток
увеличивается, а ток стока уменьшается, в результате чего нагрев кристалла может
снизиться. Таким образом, при повышении температуры кристалла транзисторы
MOSFET осуществляют саморегулирование, в отличие от биполярных
транзисторов. У транзисторов MOSFET отсутствует вторичный пробой, а, значит, они могут
нормально функционировать в более широкой области безопасной работы, чем
биполярные транзисторы [ 191, с. 119]
К важнейшему недостатку MOSFET с максимальным напряжением сток-исток
более 400 В следует отнести более высокое напряжение насыщения, чем у
биполярных транзисторов, а значит — большие тепловые потери в статическом режиме.
Именно этот недостаток заставил разработчиков обратить внимание на IGBT. Кроме
того, недостатками MOSFET являются наличие паразитного биполярного
транзистора и необходимость использования дополнительных компонентов,
предупреждающих его отпирание. Схемотехника драйверов затворов MOSFET зачастую
сложнее, чем у цепей форсированного переключения биполярных транзисторов. При
отсутствии демпфирующих цепей во время переключений MOSFET в окружающее
пространство распространяются электромагнитные излучения с более широким
спектром, чем у биполярных транзисторов.
Дополнительную информацию о MOSFET и их паразитных параметрах можно
почерпнуть в литературе [25, с 82-85] и [150, с 176-200], в замечательной книге

[191, с. II7-152], а также в многочисленных документах на сайтах
фирм-производителей.
2.7.3. IGBT
IGBT — это комбинированный полупроводниковый прибор с не менее чем
тремя выводами (затвор, коллектор и эмиттер), в корпусе которого объединены два
транзистора: маломощный полевой и мощный биполярный р-п-р-структуры, —
соединенные между собой определенным образом и выполненные на единой
подложке. Аббревиатура IGBT означает "Insulated Gate Bipolar Transistor"
[54, с. 86], что переводится как "биполярный транзистор с
изолированным затвором". Управление IGBT осуществляют приложением
напряжения между затвором и эмиттером, а между коллектором и
эмиттером пропускают ток, который надлежит коммутировать. Условное
графическое изображение IGBT показано на рис. 2.9.
Основные параметры IGBT:
максимальный постоянный ток коллектора, А;
максимальный импульсный ток коллектора, А;
максимальное напряжение коллектор-эмиттер, В;
максимально допустимое напряжение затвор-эмиттер, обычно составляющее
±20 В;
полный заряд затвора, нКл;
емкость затвор-эмиттер, пФ;
длительность включения, мкс;
длительность выключения, мкс;
напряжение насыщения, падающее между коллектором и эмиттером
транзистора, В;
предельная температура кристалла, °С и пр.
По быстродействию изготавливаемые IGBT подразделяют на четыре категории
по скорости переключения, а именно [173, с. 82]:
standard speed — для диапазона частот 1 ..3 кГц (буква S);
fast speed — для частот 3.. 10 кГц (буква F);
ultra fast speed — для частот 10..75 кГц (буква U);
warp speed — для частот 75.. 150 кГц (буква W).
Так, IGBT марки IRG4RC10S относят к категории "standard speed", марки
IRG4PC50F — к категории "fast speed", типа IRG4PC40U — к категории "ultra fast
speed", a IRG4PF50W — к "warp speed". Транзисторы категории "standard speed"
обладают меньшим быстродействием, чем мощные высоковольтные биполярные
транзисторы, а категорий "fast speed" и "ultra fast speed" примерно соответствуют
высоковольтным биполярным транзисторам.
Чем выше частота следования импульсов, тем меньше максимальный ток
коллектора IGBT. Например, IGBT марки IRG4PC50W, согласно информации с сайта
производителя, может работать на частоте до 150 кГц. Фирмой заявлен
максимальный ток коллектора в 55 А при температуре 25°С и 27 А при 100°С. Согласно
графику типовой зависимости тока коллектора от частоты, для данных транзисторов
IRG4PC50W при 100 Гц ток достигает 84 А; при 1 кГц — 80 А; при 7 кГц — 60 А;
при 20 кГц — 40 А; при 70 кГц — 20 А; при 100 кГц — всего лишь 15 А.
Рис. 2.9. уго
IGBT

Если в конце наименования транзистора указаны буквы "PbF", то это означает,
что, согласно технологии, при изготовлении данного компонента не использовали
свинец (аббревиатура "PbF" означает "plumbum free"). Например, к транзисторам,
созданным по такой технологии, можно отнести IGBT марки IRG4PF50WPbF.
Встроенный в некоторые IGBT оппозитный диод всегда специально
интегрирован в корпус транзистора и обладает достаточно высоким быстродействием.
Обычно интегрированный оппозитный диод выполнен по технологии FRED.
Включать в параллель IGBT не принято, однако, если по каким-либо причинам
этого избежать не представляется возможным, коллекторы транзисторов
объединяют друг с другом, последовательно с каждым затвором включают низкоомный
затворный резистор, и объединяют свободные выводы затворных резисторов;
последовательно с каждым эмиттером IGBT включают низкоомный выравнивающий ток
резистор, а неподключенные выводы выравнивающих резисторов соединяют между
собой.
Во время включения транзистора заряжается емкость между коллектором и
затвором, что может привести к разрушению IGBT вследствие превышения
максимального напряжения затвор-эмиттер. Во избежание этого между затвором и
эмиттером включают transil или стабилитрон с целью ограничения напряжения на
заданном уровне.
Рассмотрим принципиальную схему, которая отражает упрощенное устройство
IGBT [191, с. 155] и учитывает паразитные компоненты [173, с. 79] (рис. 2.10).
На этом рисунке Rbh — внутреннее сопротивление, а буквы "3", "К" и "Э"
означают соответственно затвор, коллектор и эмиттер. К затвору подключен
маломощный МДП-транзистор, обеспечивающий высокое входное сопротивление IGBT,
а к коллектору IGBT выводом эмиттера подключен биполярный транзистор р-п-р-
структуры, который управляет протекающим через IGBT током. Остальные два
изображенных на рисунке транзистора являются паразитными, причем паразитный
биполярный n-p-n-транзистор и полезный биполярный p-n-p-транзистор образуют
структуру тиристора.
При протекании через коллектор IGBT импульсного тока большой величины
и при приложении между затвором и эмиттером напряжения с высокой скоростью
нарастания du/dt возможно нерегулируемое отпирание тиристорной структуры,
приводящее к неуправляемому протеканию тока коллектора. Пока напряжение не будет
снято или пока полярность не станет противоположной, тиристор будет открыт.
Следовательно, IGBT потеряет управляемость. Чтобы этого не произошло,
принимают ряд технологических мер, в том числе ограничивают коэффициент усиления
Рис. 2.10. Упрощенное внутреннее устройство IGBT

полезного мощного p-n-p-транзистора, принуждая полезный полевой транзистор
с входа IGBT управлять большим током базы биполярного транзистора, что
является недостатком. Нагрузив дискретный MOSFET на мощный дискретный
биполярный транзистор, можно получить подобный результат. Несмотря на усилия,
затраченные специалистами заводов-изготовителей на улучшение выпускаемых IGBT,
напряжение насыщения коллектор-эмиттер этих компонентов выше, чем у
аналогичных биполярных транзисторов.
Включается IGBT аналогично MOSFET. Также схожи и процессы выключения
этих транзисторов, но только до того момента, когда в процессе разряжения затвора
начинает участвовать емкость между затвором и коллектором. Носители заряда во
встроенном полезном p-n-p-транзисторе рассасываются дольше, чем разряжается
паразитная емкость затвор-эмиттер, в результате чего некоторое время после
выключения IGBT продолжает протекать ток коллектора, носящий затухающий
характер. Задержка выключения IGBT особо неприятна в ключах двухтактных
преобразователей, поскольку требуется выставлять больше время паузы на нуле, чтобы не
совпадали длительности интервалов при рассасывании носителей заряда одного
транзистора и включении другого. Чем больше пауза на нуле, тем меньшую часть
периода будут занимать импульсы, и тем больше будет амплитуда тока,
протекающего через коллекторы IGBT при условии коммутации нагрузки, потребляющей
неизменную мощность.
Для ускорения процесса рассасывания носителей заряда параллельно выводам
коллектор-эмиттер IGBT устанавливают специальные демпфирующие цепи из
диодов, конденсаторов, мощных постоянных резисторов и т.д. Эти цепи потребляют
энергию, снижая КПД преобразователя. Улучшить ситуацию можно, применяя
регенеративные демпферы, число компонентов и сложность которых значительно
превосходит эти показатели у обычных демпферов.
IGBT используют в качестве электронных ключей в преобразователях
сварочных аппаратов, печей индукционного нагрева, их применяют в фильтрах очистки
газа, электролизерах, регуляторах вращения электрических двигателей и в прочих
мощных устройствах.
Достоинством IGBT является меньшее напряжение насыщения, чем у MOSFET,
которые выдерживают высокое напряжение сток-исток, превышающее 400 В. При
напряжении коллектор-эмиттер более 600 В и коммутируемой мощности от
нескольких киловатт IGBT имеют преимущества и над биполярными транзисторами, и
над MOSFET. Мощные силовые модули 1GBT отдельных марок могут работать при
очень больших токах коллекторов, превышающих 1 ООО А, и напряжениях
коллектор-эмиттер, достигающих 6 кВ, однако стоимость таких модулей намного
превышает тысячу евро, что следует отнести к недостатку. Мощные тиристоры,
предназначенные для использования в силовых цепях, пока являются конкурентами IGBT,
обладая большими максимальными токами и более высокими обратными
напряжениями.
Мы знаем, что входное сопротивление IGBT, как и у MOSFET, велико, однако
это достоинство неоднозначно. Зарядив затвор, его необходимо на что-то разряжать.
Без внешних компонентов разряд затвора будет проходить через очень высокое
входное сопротивление, а значит длительность выключения будет чрезвычайно
большой: секунды. Для того чтобы быстро снять заряд с затвора, параллельно
выводам затвор-эмиттер IGBT или затвор-исток MOSFET включают постоянные
резисторы с сопротивлением от сотен ом до нескольких тысяч ом. Сопротивление этого
внешнего резистора примерно соответствует входному сопротивлению
электронного ключа на IGBT или MOSFET, которое в результате получается меньшим или та-

ким же, как у электронного ключа на биполярном транзисторе. Таким образом,
достоинство высокого входного сопротивления эфемерно.
К недостаткам IGBT относят продолжение протекания тока коллектора после
прекращения подачи между затвором и эмиттером напряжения отпирающего
импульса, а также уменьшение напряжения насыщения коллектор-эмиттер при
увеличении температуры. От характерной величины предельного напряжения коллектор-
эмиттер зависит типовое напряжение насыщения IGBT: более высоковольтный
транзистор обладает большим напряжением насыщения, что необходимо учитывать
при выборе компонентов.
Еще одним недостатком IGBT является обычно более высокое напряжение
насыщения по сравнению с биполярными транзисторами. Максимальная частота, на
которой могут функционировать warp speed IGBT, намного ниже, чем у MOSFET.
Низковольтные высокочастотные и сверхвысокочастотные биполярные
транзисторы более быстродействующие, чем IGBT любых категорий, но даже между
высоковольтными биполярными транзисторами и IGBT сохраняется конкуренция при
напряжении коллектор-эмиттер около 400 В и токе коллектора до нескольких десятков
ампер. Так, обычные биполярные n-p-n-транзисторы марок 2SC4106 и 2SC4161
допускают максимальное напряжение коллектор-эмиттер при заданном токе
коллектора и разорванной цепи базы в 400 В, выдерживают максимально допустимый ток
коллектора в 70 А, обладают статическим коэффициентом передачи тока в схеме
с общим эмиттером не менее 15 и граничной частотой коэффициента передачи тока
в 20 МГц и заключены в типовые корпуса ТО-220АВ.
Биполярные n-p-n-транзисторы BUX98A выдерживают максимальное
напряжение коллектор-эмиттер при заданном токе коллектора и разорванной цепи базы
в 450 В, обладают максимально допустимым током коллектора в 300 А, имеют
граничную частоту коэффициента передачи тока в 5 МГц и статический коэффициент
передачи тока не менее 8, и способны рассеять мощность до 250 Вт, и выполнены
в корпусе ТО-204АА.
Биполярные n-p-n-транзисторы MJW16212 выдерживают максимальное
напряжение коллектор-эмиттер при заданном токе коллектора и разорванной цепи базы
в 800 В, обладают максимально допустимым током коллектора в 100 А и способны
рассеять мощность до 150 Вт.
Учитывая стоимость IGBT и биполярных транзисторов, выбор между ними при
постоянном напряжении коллектор-эмиттер от 300 В до 500 В может быть непрост
и не всегда в пользу IGBT. Себестоимость IGBT выше, чем MOSFET с
аналогичными параметрами, что также является недостатком.
Наиболее полные сведения о IGBT даны в книгах [173, с. 76-88] и особенно —
в [191, с. 153-177].
2.8. Тиристоры
Первые серийно изготавливаемые тиристоры были созданы фирмой General Electric
в 1957 году. С тех пор тиристоры широко используют в силовой аппаратуре,
например: в импульсных преобразователях для печей индукционного нагрева,
электропоездах (локомотивах), устройствах дистанционного управления турбинами и пр. В
связи с тем, что в силовых тиристорах рассеивается значительная мощность, их
обычно монтируют на радиаторы, зачастую — с водяным охлаждением.
Тиристором называют четырехслойный полупроводниковый компонент
структуры р-n-p-n, имеющий три p-n-перехода. Внешнюю область n-типа проводимости
и вывод от нее именуют катодом, внешнюю область р-типа и соответствующий вы-

вод — анодом. Внутренние р- и n-области называют базами тиристора. К одной из
баз (например, к внутренней р-области) подключают вывод, называемый
управляющим электродом.
Следует заметить, что у тиристоров всегда есть анод и катод, а управляющий
электрод может и отсутствовать (динисторы). Материалом для изготовления
тиристоров служит кремний. Наиболее распространены динисторы, триодные
тиристоры, симисторы, запираемые тиристоры, фототиристоры и др.
Динисторы (диодные тиристоры) имеют всего два вывода: анод и катод. Они
переходят в открытое состояние в том случае, если приложенное к указанным
выводам напряжение превышает некоторое напряжение открывания. Для запирания
динисторов необходимо уменьшать приложенное к ним напряжение до тех пор,
пока сила тока через них не станет ниже силы тока удержания.
Тиристоры (триодные тиристоры или тринисторы) — это частично
управляемые приборы. Если к выводам анод-катод приложить постоянное напряжение,
меньшее, чем максимально допустимое для конкретной марки прибора, то тиристор
будет закрыт до тех пор, пока по управляющему электроду не потечет ток (т.е. пока
между управляющим электродом и катодом не подадут отпирающее напряжение).
При этом тиристор перейдет в открытое состояние, и через него потечет прямой ток.
Прямой ток через триодный тиристор течет от анода к катоду, но не наоборот.
Если триодный тиристор был открыт, то уже не нужно тратить мощность на
поддержание его работы в этом состоянии. Для закрытия триодного тиристора
недостаточно обесточить управляющий электрод. Дополнительно необходимо
уменьшить ток, протекающий через открытый тиристор, до уровня ниже тока удержания
или же поменять полярность напряжения анод-катод, приложив к этим выводам
небольшое обратное напряжение [72, с. 35].
В качестве примера обычного триодного тиристора можно указать
отечественный прибор Т173-1250. Он допускает повторяющееся импульсное напряжение в
закрытом состоянии 3 кВ, максимально допустимый действующий прямой ток 2 кА
и прямой ударный неповторяющийся ток в течение 10 мс 30 ООО А. Корпус
тиристора Т173-1250 — таблеточной формы, металлокерамический, масса— 1,6 кг.
С целью уменьшения потерь от протекания токов через управляющие
электроды триодных тиристоров и снижения длительностей переходов тринисторов из
закрытого состояния в открытое на управляющие электроды подают импульсы
специфической формы, близкой к прямоугольной (рис. 2.11).
Рис. 2.11. Импульс управления тиристором
Фронт каждого импульса должен быть как можно более крутым, а его
амплитуда раза в два превышать усредненную амплитуду импульса. Именно этот начальный
всплеск отпирает тиристор, а весь оставшийся импульс, который обычно длится
несколько десятков микросекунд, необходим для поддержки процесса отпирания,
чтобы не позволить тиристору снова перейти в закрытое состояние. Срез импульса
может быть крутым, но главное, чтобы сигнал уменьшался, переходил уровень нуля

и для облегчения перехода в закрытое состояние на управляющий электрод
тиристора был подан небольшой запирающий сигнал, амплитудой примерно 0,5..2 В.
Если скорость нарастания напряжения dU/dt на запертом тринисторе превысит
определенный порог, то он может перейти в открытое состояние. Во избежание
этого параллельно выводам анод-катод тиристоров традиционно включают
демпфирующие RC-цепи.
Симисторы обладают пятислойной структурой, и, в отличие от триодных
тиристоров, проводят прямой ток анод-катод в обоих направлениях при подаче на
управляющий электрод отпирающего сигнала. Вольтамперная характеристика симисто-
ров симметрична. Симисторы часто используют в регуляторах мощности. При этом
нагрузки включают последовательно с симисторами. К сожалению, обычно падение
напряжение на открытом симисторе больше, чем на открытом триодном тиристоре
одной мощности, одной ценовой группы и в целом при прочих равных условиях.
Запираемые тиристоры можно переключать в запертое состояние путем подачи
на управляющий электрод прибора сигнала противоположной полярности, что
приведет к рассасыванию носителей зарядов в базах. Однако для запирания таких
тиристоров необходимо подать на управляющий электрод очень большой обратный ток,
часто превышающий прямой ток анод-катод запираемого тиристора. К счастью,
длительность пропускания обратного тока много меньше длительности нахождения
запираемого тиристора в открытом состоянии. Например, запираемым тиристором
является прибор 110RKI120, допускающий в закрытом состоянии максимальное
импульсное повторяющееся напряжение 1,2 кВ и максимальный средний в течение
периода прямой ток 110 А.
Фототиристоры обладают управляющим электродом, так же как и триодные
тиристоры, однако, в отличие от последних, могут быть переведены в открытое
состояние подачей света на специальное окно в корпусе фототиристора.
К основным параметрам тиристоров относят:
ток включения тиристора, т.е. ток, протекающий через нагрузку, такой силы,
что тиристор переходит в открытое состояние, А;
ток удержания, т.е. ток, протекающий через анод-катод тиристора, который
достаточен для того, чтобы прибор самопроизвольно не перешел в закрытое
состояние, А;
постоянный отпирающий ток, протекающий по управляющему электроду
тиристора и достаточный для перевода его в открытое состояние, А;
импульсный отпирающий ток, А;
импульсный запирающий ток, т.е. обратный ток управляющего электрода,
который необходим для перевода запираемого тиристора в закрытое
состояние, А;
постоянный максимально допустимый ток в прямом включении,
протекающий через анод-катод тиристора, А;
импульсный максимально допустимый ток в прямом включении прибора, А;
постоянное отпирающее напряжение тиристора, приложенное между
управляющим электродом и катодом, В;
постоянное запирающее напряжение, В;
импульсное запирающее напряжение, В;
постоянное максимально допустимое напряжение анод-катод закрытого
тиристора, В;

максимальное импульсное напряжение, приложенное к выводам анод-катод
запертого прибора, В;
длительность включения тиристора, мкс;
длительность выключения, мкс;
предельно допустимая скорость нарастания напряжения на тиристоре и пр.

ГЛАВА
3
Выпрямители
3.1. Основные сведения
Устройство, предназначенное для преобразования переменного напряжения в
постоянное, называют выпрямителем. Согласно классификации [72, с. 39],
выпрямители могут быть однотактными и двухтактными. Среди однотактных выпрямителей
различают однополупериодные и двухполупериодные устройства. Двухтактные
выпрямители подразделяют на однофазные и трехфазные.
Однотактные однополупериодные выпрямители могут быть однофазными или
трехфазными, а однотактные двухполупериодные выпрямители бывают
двухфазными или шестифазными.
Двухтактные однофазные выпрямители могут быть выполнены по мостовой
схеме, также называемой схемой Греца, или по схеме удвоения напряжения,
которую еще называют схемой Латура. Двухтактные трехфазные выпрямители могут
быть организованы по мостовым схемам звезды или треугольника.
Многофазные выпрямители, выполненные, в частности, по схеме Ларионова,
обычно позволяют обойтись без сглаживающего фильтра [91, с. 15] или требуют
фильтр с конденсаторами небольшой емкости.
Выпрямители могут быть выполнены на кремниевых, германиевых или
селеновых диодах, на транзисторах, электронных газонаполненных (тиратроны,
газотроны, игнитроны или экситроны) и вакуумных лампах (кенотроны). Выпрямители на
кремниевых диодах целесообразно применять в диапазоне выпрямляемых
напряжений ориентировочно от нескольких вольт до десятков киловольт. Чем ниже
напряжение, тем меньше КПД выпрямителя [144], поскольку на каждом его диоде будет
падать напряжение, величина которого, зависящая от материала и типа диода,
обычно лежит в диапазоне 0,5.. 1,8 В.
Если напряжение нагрузки исчисляется несколькими вольтами, и сила тока
нагрузки составляет десятки ампер, что является типичным для современных
процессоров, то мощность потерь в выпрямителе может быть даже больше, чем мощность
нагрузки. При низком выпрямляемом напряжении и большой мощности нагрузки,
составляющей, например, сотни ватт, для того, чтобы в компонентах выпрямителя
не выделялась чрезмерная бесполезная мощность потерь, используют управляемые
выпрямители [144].
Управляемые выпрямители выполняют на биполярных транзисторах, на
MOSFET, на тиристорах и пр. Во время насыщения мощных современных
транзисторов падение напряжения сток-исток MOSFET может составлять около 10..50 мВ,
благодаря чему КПД низковольтных управляемых выпрямителей значительно
превосходит КПД выпрямителей на диодах, выполняющих ту же функцию [144]. Более
того, если требуется выпрямить напряжение величиной 0,5 В, то это можно
осуществить только управляемым выпрямителем.
Если на затворы MOSFET (или других активных компонентов) подают сигналы
управления от выпрямляемого напряжения, то такой управляемый выпрямитель на-

зывается синхронным. Если управление транзисторами не связано напрямую с
выпрямляемым напряжением (например, затворы MOSFET подключены к задающему
генератору), то такой выпрямитель синхронным не является.
Если требуется выпрямить напряжение в сотни киловольт, что бывает
необходимо для проведения физических экспериментов, то для этих целей используют
электронные лампы, называемые кенотронами.
Существуют и другие выпрямители с большим числом фаз, например, с 12-ю,
называемые многофазными [54, с. 28].
Выпрямители могут работать на одну из семи характерных идеализированных
нагрузок [5, с. 15], [6, с. 24]:
активная нагрузка, обладающая только сопротивлением;
активно-индуктивная нагрузка, обладающая сопротивлением и
индуктивностью;
активно-емкостная нагрузка, имеющая сопротивление и емкость;
индуктивно-емкостная нагрузка, имеющая емкость и индуктивность;
нагрузка с противоположно направленной ЭДС, в которой сила тока
ограничена индуктивностью;
нагрузка с противоположно направленной ЭДС, в которой ток ограничен
величиной активного сопротивления;
смешанная нагрузка, состоящая из активного сопротивления, емкости и
индуктивности.
Нагрузка большинства выпрямителей — смешанная, поскольку всегда
присутствует индуктивность проводов и емкость между ними. Активная,
активно-индуктивная, активно-емкостная и индуктивно-емкостная нагрузки — это теоретические
абстракции, используемые для упрощения расчетов выпрямителей и фильтров.
Аккумуляторы и электродвигатели постоянного тока являются такими нагрузками,
которые можно отнести к типу с противоположно направленной ЭДС.
Мощные выпрямители, работающие в силовых промышленных установках,
обеспечивают питанием сети трехфазного тока.
Рассмотрим некоторые основные типы выпрямителей.
3.2. Однополупериодный выпрямитель
Простейший однополупериодный однофазный выпрямитель представляет собой
включенные последовательно компоненты: диод, нагрузка и источник переменного
напряжения. Данное устройство является простейшим из известных выпрямителей.
Принципиальная схема однополупериодного однофазного выпрямителя
переменного тока изображена на рис. 3.1.
Рис. 3.1. Однополупериодный однофазный выпрямитель

Известно, что сопротивление диода в прямом включении близко к нулю, а в
обратном включении — велико и стремится к бесконечности. Когда на вторичной
обмотке трансформатора напряжения TV1 в одну половину периода возникает
напряжение, положительной полярностью приложенное к катоду диода, он не проводит
прямой ток, и на диоде падает обратное напряжение, амплитуда которого примерно
в три раза может превышать выпрямленное номинальное напряжение, падающее на
нагрузке. Ток через нагрузку очень мал и равен обратному току диода.
Когда напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV1 в другую
половину периода сменится на обратное, и напряжение отрицательной полярностью
будет приложено к катоду диода, через него потечет прямой ток. В течение одного
полупериода через нагрузку будет течь номинальный ток, направление которого
отмечено на рис. 3.1 стрелкой, а на диоде будет падать небольшое напряжение от долей
вольта до нескольких вольт.
Импульсы напряжения на нагрузке и тока через нагрузку занимают
длительность половины периода и направлены в одну сторону [6, с. 13]. В связи с тем, что
в течение периода через нагрузку протекает один импульс тока, данный однополу-
периодный выпрямитель имеет одну фазу выпрямления [6, с. 13].
Параллельно нагрузке включают конденсатор, который сглаживает пульсации
выходного напряжения. Частота первой гармоники пульсации выпрямленного
напряжения равна частоте сети. Первая гармоника обладает самой низкой частотой
и самой большой амплитудой, а остальные гармоники имеют более высокие
частоты. Чем выше номер гармоники, тем меньшую амплитуду напряжения пульсации
можно ожидать.
Поскольку от трансформатора потребляется ток только в течение одного
полупериода, в магнитопроводе возникает подмагничивание, которое увеличивает
потери в ферромагнетике и, следовательно, ухудшает КПД.
Однополупериодные однофазные выпрямители используют в маломощных
выходных выпрямителях источников питания телевизионных приемников и
компьютерных источников питания. Ток через нагрузку таких выпрямителей обычно
составляет от единиц миллиампер до ампера, а напряжение на нагрузке может
достигать от десятков вольт до нескольких сотен вольт. Однополупериодные
выпрямители хорошо подходят для получения постоянного напряжения, при питании от
импульсных однотактных преобразователей, которые вырабатывают в течение
каждого периода всего по одному импульсу.
Достоинства однополупериодных выпрямителей: исключительная простота и
использование всего лишь одного диода.
Недостатки:
высокое обратное напряжение на диоде;
подмагничивание трансформатора, вынуждающее использовать
магнитопровод больших габаритов;
низкий КПД;
повышенная пульсация выпрямленного напряжения;
низкая частота пульсаций.
Низкая частота пульсаций вынуждает использовать накопительный
сглаживающий конденсатор большой емкости.

3.3. Двухполупериодные выпрямители
3.3.1. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой
Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой состоит из двух однопо-
лупериодных выпрямителей, включенных так, что в течение одного полупериода
ток нагрузки проходит через один вентиль, а в течение другого полупериода —
через второй вентиль. Принципиальная схема двухполупериодного однофазного
выпрямителя переменного тока со средней точкой вторичной обмотки представлена на
рис. 3.2.
В течение одного полупериода к катоду диода VD1 приложено положительное
напряжение относительно среднего вывода вторичной обмотки трансформатора
TV1, а к катоду диода VD2 приложено отрицательное напряжение. Диод VDI будет
закрыт, и через него будет течь небольшой обратный ток, а диод VD2 будет открыт,
и через него будет течь весь ток нагрузки. Направление протекания тока через
нагрузку показано на рис. 3.2 стрелкой.
В течение второго полупериода к катоду диода VD1 будет приложено
отрицательное напряжение, а к катоду диода VD2 — положительное напряжение
относительно среднего вывода вторичной обмотки трансформатора TV1. Диод VD1 будет
открыт, и через него будет протекать маленький обратный ток, в то время как диод
VD2 будет закрыт, и через него будет протекать весь ток нагрузки в ту же сторону,
что и в течение предыдущего полупериода.
Таким образом, один диод половину периода закрыт, и на нем падает обратное
напряжение, в два раза превосходящее напряжение на нагрузке, а другой диод в это
время открыт. В течение периода через нагрузку протекают два импульса тока,
следовательно, частота пульсации в два раза выше частоты питающей сети, а число фаз
устройства равно двум.
Импульсы протекающего через нагрузку тока и приложенного к нагрузке
напряжения имеют форму односторонне направленных импульсов, следующих один
за другим. К закрытым диодам будет приложено обратное напряжение, в два раза
превышающее напряжение на одной вторичной полуобмотке трансформатора TV1.
Для исключения подмагничивания сердечника число витков вторичных
полуобмоток трансформатора TV1 и вырабатываемые переменные напряжения на них
должны быть одинаковы.
Двухполупериодные однофазные выпрямители со средней точкой применяют
в мощных низковольтных установках, в которых токи нагрузок составляют
ориентировочно от единиц до сотен ампер.
Рис. 3.2. Двухполупериодный однофазный выпрямитель со средней точкой

Достоинства выпрямителя:
удвоенная частота пульсации по сравнению с частотой питающей сети;
возможность размещения диодов на одном охладителе без изолирующей
прокладки;
высокий КПД;
средний ток через каждый диод в два раза меньше тока нагрузки;
лучшее сглаживание выпрямленного напряжения по сравнению с однополу-
периодным однофазным выпрямителем;
отсутствие подмагничивания трансформатора.
Недостаток: невозможность работы без трансформатора, имеющего средний
вывод вторичной обмотки. К недостатку двухполупериодного однофазного
выпрямителя, в сравнении с однополупериодным однофазным выпрямителем, можно
отнести наличие двух выпрямительных диодов вместо одного. Это же обстоятельство
можно отнести к достоинству, если сравнивать с мостовым выпрямителем,
поскольку требуется всего два диода, а не четыре.
3.3.2. Мостовой выпрямитель
Однофазный мостовой выпрямитель состоит из источника переменного
напряжения, нагрузки и соединенных определенным образом четырех диодов, два из
которых объединены между собой анодами, а два — катодами. Другое название
однофазного мостового выпрямителя — выпрямитель Греца, по фамилии ученого.
Принципиальная схема двухполупериодного мостового однофазного
выпрямителя переменного тока показана на рис. 3.3.
Рис. 3.3. Мостовой выпрямитель
В один полупериод к катоду диода VD1 и аноду диода VD2 подведено
напряжение положительной полярности, а к катоду диода VD3 и аноду диода VD4 —
напряжение отрицательной полярности. Диоды VD1 и VD4 будут закрыты, и через
них будет протекать лишь небольшой обратный ток, в то время как диоды VD2
и VD3 будут открыты, и через них будет протекать ток нагрузки.
В течение второго полупериода к катоду диода VD1 и аноду диода VD2
приложено напряжение отрицательной полярности, а к катоду диода VD3 и аноду диода
VD4 — напряжение положительной полярности. Диоды VD1 и VD4 будут открыты,
и через них будет течь весь ток нагрузки, а через диоды VD2 и VD3 будут течь
маленький обратный ток, поскольку они будут закрыты. Направление протекание тока
через нагрузку будет таким же, как и во время предыдущего полупериода.
Через нагрузку за длительность периода протекают два импульса тока, а значит,
число фаз выпрямителя равно двум, а частота пульсации выпрямленного
напряжения в два раза выше частоты сети. Однонаправленные импульсы тока через нагруз-

ку следует один за другим. По вторичной обмотке ток протекает как в первом, так
и во втором полупериоде, и, следовательно, подмагничивание сердечника
трансформатора TV 1 отсутствует.
Однофазные мостовые выпрямители наиболее универсальны. Их используют
в источниках питания малой, средней и иногда — даже большой мощности при
выпрямленных напряжениях от десятков до сотен вольт [92, с. 124].
Достоинства:
удвоенная частота пульсации относительно частоты питающей сети;
простая конструкция двухобмоточного трансформатора и возможность
работы без трансформатора;
средний ток через каждый диод в два раза меньше тока нагрузки;
обратное напряжение на диодах примерно равно напряжению на вторичной
обмотке трансформатора TV1;
нет подмагничивания ферромагнитного сердечника трансформатора.
Недостатки:
наличие четырех выпрямительных диодов;
невозможность размещения диодов на одном охладителе без изоляционных
прокладок;
более низкий КПД по сравнению с двухполупериодным однофазным
выпрямителем со средней точкой, что обусловлено потерями в четырех диодах
против потерь в двух.
3.4. Удвоитель напряжения
Симметричный удвоитель напряжения или, по фамилии ученого, выпрямитель Ла-
тура — это устройство, представляющее собой два последовательно включенных
однополупериодных выпрямителя. Оно предназначено для питания нагрузки
постоянным напряжением. Принципиальная схема симметричного удвоителя
переменного напряжения дана на рис. 3.4.
Рис. 3.4. Удвоитель напряжения
Пусть в течение одного полупериода к катоду диода VD1 и к аноду диода VD2
приложено положительное напряжение. Диод VD1 будет закрыт, и обратный ток
через него будет мал, а диод VD2 будет открыт, и через него будет течь ток,
заряжающий конденсатор С2.
В течение второго полупериода к катоду диода VD1 и к аноду диода VD2 будет
приложено отрицательное напряжение. Диод VD1 будет открыт, и через него будет
течь ток, заряжающий конденсатор С1, а в это время диод VD2 будет закрыт.
Напряжение на нагрузке будет в два раза больше, чем на одном конденсаторе, ввиду

того, что конденсаторы включены последовательно. Емкость конденсаторов
выбирают так, чтобы в течение периода они не сильно разрядились. Если ток нагрузки
невелик и высока частота питающей сети, то емкость конденсаторов С1 и С2 может
быть небольшой.
Реакция нагрузки рассматриваемого удвоителя — емкостная. Наиболее
рационально использовать симметричный удвоитель напряжения для обеспечения
высокого выпрямленного напряжения, составляющего от сотен вольт до нескольких
киловольт, при мощности нагрузки примерно до 100 Вт и при небольшом токе
нагрузки от единиц до сотен миллиампер.
Чем выше частота питающей сети, тем ниже внутреннее сопротивление
удвоителя напряжения и тем выше его эффективность. При протекании через диоды
одинаковых постоянных составляющих тока подмагничивание сердечника отсутствует.
Пульсация на каждом из конденсаторов С1 и С2 равна частоте сети переменного
тока, а частота пульсации на нагрузке равна удвоенной частоте питающей сети [5,
с. 54].
Достоинства:
отсутствие подмагничивания магнитопровода трансформатора TV1;
возможно функционирование удвоителя напряжения без трансформатора.
Недостаток: при неравной величине потребления нагрузкой тока в течение
полупериодов или при наличии неодинаковых емкостей конденсаторов С1 и С2 не
исключено возникновение пульсаций выпрямленного напряжения с частотой
питающей сети. По этой причине емкость конденсаторов необходимо выбирать с
существенным запасом с учетом неравномерного уменьшения емкостей при старении
конденсаторов, а параллельно с каждым конденсатором желательно включить по
резистору с одинаковыми номинальными сопротивлениями, которые будут выравнивать
напряжения на конденсаторах.
3.5. Однофазный умножитель напряжения
Умножители напряжения используют для получения из относительно низкого
переменного напряжения питающей сети в несколько раз более высокое
выпрямленное напряжение. Увеличить напряжение можно в определенное целое число раз, что
отражает коэффициент умножения. Принципиальная схема однофазного
умножителя переменного напряжения с коэффициентом умножения 5 показана на рис. 3.5.
Рис. 3.5. Умножитель напряжения
Поскольку выходное напряжение рассматриваемого умножителя напряжения
в пять раз выше входного, говорят, что коэффициент умножения равен 5.

Изучим принцип действия умножителя напряжения, пренебрегая падением
напряжения на диодах в прямом включении. Напряжения на вторичной обмотке
трансформатора могут быть неравны условно при положительной и при отрицательной
полярности, что имеет место в трансформаторе блока строчной развертки, и
поэтому при описании принципа действия будем указывать эти два напряжения,
соответственно как U1 и U2, отдельно. На вход умножителя с вторичной обмотки
трансформатора TV1 поступает переменное напряжение, причем положительное
напряжение U1 приложено к конденсатору С1, а отрицательное — к катоду диода VD1
и конденсатору С2. Конденсатор С1 заряжается через открытый диод VD1 до
напряжения U1.
При смене полярности напряжения на вторичной обмотке трансформатора TV1
диод VD1 заперт. Ток течет по цепи от вторичной обмотки трансформатора TV1,
через конденсатор С2, диод VD2, конденсатор С1 и притекает во вторичную
обмотку трансформатора. Конденсатор С2 заряжается до напряжения, равного сумме
обратного напряжения U2 на вторичной обмотке трансформатора TV1 и напряжения
на заряженном конденсаторе С1, т.е. Ul + U2.
При новой смене полярности питающего переменного напряжения диод VD2
закрывается, а диод VD3 открывается, и через него заряжается конденсатор СЗ.
К правой обкладке конденсатора СЗ приложена сумма напряжений на заряженном
конденсаторе С2 и на вторичной обмотке трансформатора, т.е. Ul + (Ul + U2), а к
левой обкладке приложено напряжение -U1 с заряженного конденсатора С1.
Поскольку оба приложенных к обкладкам конденсатора напряжения направлены
встречно, конденсатор СЗ заряжается до разности напряжений: UC3 = Ul + (U1 +
+ U2)-UI =U1 +U2.
При очередной смене полярности переменного напряжения на вторичной
обмотке трансформатора TV1 диод VD3 закрывается, а диод VD4 открывается. Через
открытый диод VD4 заряжается конденсатор С4. К правой обкладке конденсатора
С4 приложено напряжение заряженных конденсаторов С1 и СЗ, а к левой —
напряжение на конденсаторе С2 и напряжение U2 с вторичной обмотки трансформатора
TV1. Эти два напряжения направлены встречно, поэтому напряжение на
конденсаторе С4 можно найти следующим образом: UC4 = Ul + Ul + U2 - (Ul + U2 - U2) =
= U1 + U2.
При следующей смене полярности переменного напряжения на обмотке
трансформатора TV1 диод VD4 закрывается, а диод VD5 открывается, и через него
заряжается конденсатор С5. Напряжение на конденсаторе С5 — это разность между
приложенными к его обкладкам напряжениями Ul + UC2 + UC4 и UC1 + UC3, что
можно записать в виде формулы: UC5 = Ul + Ul + U2 + Ul + U2 - (Ul + Ul + U2) =
= U1 +U2.
Как видим, к конденсаторам С2, СЗ, С4 и С5 приложено напряжение Ul + U2,
а напряжение, приложенное к нагрузке умножителя, равно сумме напряжений на
конденсаторах С1, СЗ и С5 ввиду того, что они включены последовательно.
Напряжение на нагрузке будет равно: URh = Ul + U1 +U2 + U1 +U2 = 3U1 + 2U2.
Обычно конструктивно умножители напряжения представляют собой
соединенные определенным образом диоды и конденсаторы, залитые эпоксидным
компаундом и выполненные в виде монолитного компонента.
Умножители напряжения используют для получения высокого напряжения,
которым, например, питают второй анод кинескопа телевизионного приемника с
электронно-лучевой трубкой. В таких умножителях напряжения обычно применяют
пять диодов и четыре конденсатора или пять конденсаторов и шесть диодов. Кроме
того, умножители напряжения в телевизорах вырабатывают напряжение, подавае-

мое на фокусирующий электрод кинескопа. С этой целью в корпусе умножителя
напряжения предусмотрен специальный вывод.
Зачастую в каскадах строчной развертки телевизоров используют не отдельные
умножители напряжения, а высоковольтные трансформаторно-выпрямительные
блоки. Такие блоки содержат залитые компаундом диоды, конденсаторы и
строчный трансформатор. Использование монолитного умножителя напряжения вместо
высоковольтного трансформатора позволяет повысить надежность изделия ввиду
отсутствия внешних соединений высоковольтных цепей и меньшего напряжения
между обмотками трансформатора.
Достоинство умножителя напряжения: напряжение на всех конденсаторах,
исключая первый, равно сумме напряжений на вторичной обмотке трансформатора
при его положительной и отрицательной полярности.
Недостатки:
требуется большое количество диодов, число которых зависит от желаемого
коэффициента умножения;
необходимо использовать запасающие энергию конденсаторы;
частота пульсации выходного напряжения равна частоте питающей сети.
Дополнительную информацию о различных умножителях напряжения можно
найти в книге [179, с. 112-118].
3.6. Синхронный транзисторный выпрямитель
Синхронный транзисторный выпрямитель - это устройство, выполненное на
транзисторах, которые переключаются синхронно со сменой полярности напряжения
питающей сети. Оно предназначено для преобразования переменного напряжения
в постоянное. Синхронные выпрямители целесообразно использовать для
получения постоянного напряжения в источниках питания компьютеров с процессорами
класса Intel Core2Duo, AMD Athlon 64x2 или более современными.
Принципиальная схема простейшего синхронного выпрямителя переменного
напряжения, выполненного на MOSFET, показана на рис. 3.6.
Рис. 3.6. Синхронный выпрямитель

Фазировки вторичных обмоток трансформатора TV1 помечены точками.
Амплитуды напряжений на обмотках, с которых снимаются сигналы переключения
затвор-исток MOSFET, должны быть одинаковы и могут составлять 7.. 12 В, а диаметр
проводов этих обмоток может составлять 0,07 мм.
Обмотки, с которых снимают напряжения между истоками и нагрузкой,
должны быть взаимно симметричны, а также рассчитаны на одно и то же переменное
напряжение примерно 2,5 В. Они могут быть выполнены проводом диаметром 0,8 мм.
Транзисторы VT1, VT2 с n-каналом можно применить марок IRFZ46N, IRFZ45,
IRF7463 или аналогичные с минимальным сопротивлением сток-исток в состоянии
насыщения.
При частоте 7..50 кГц, напряжении на нагрузке 2 В и силе тока через нее 1,5 А
КПД синхронного выпрямителя достигает 97%, что превышает примерно на 35%
КПД диодного выпрямителя [144]. Однако при напряжении нагрузки 5 В КПД
синхронного транзисторного выпрямителя меньше, чем у диодного выпрямителя
примерно на 30% [144].
Ток холостого хода данного синхронного выпрямителя не превышает 0,5 мА.
Тепловыделение в MOSFET при токе нагрузки менее 2 А столь мало, что
транзисторы допустимо не закреплять на охладителях. Если с рассматриваемого
синхронного выпрямителя требуется получать ток силой 6 А, то транзисторы необходимо
закрепить на охладителе с суммарной площадью охлаждающей поверхности не
менее 30 см2. Благодаря тому, что выводы стоков MOSFET соединены между собой,
транзисторы можно закрепить на общем охладителе без изоляционной прокладки.
Рассмотренный синхронный выпрямитель не имеет защиты от перегрузки по
току нагрузки, и транзисторы выйдут из строя, если в нагрузке случится короткое
замыкание. Для защиты такого выпрямителя необходимо использовать
быстродействующую электронную систему защиты, которая, предположим, может посылать
сигнал запрета импульсов на задающий генератор, обесточивающий нагрузку [144].
Достоинства синхронного транзисторного выпрямителя:
высокий КПД выпрямителя при низком напряжении сети в несколько вольт;
меньшие потери тепла по сравнению с диодными выпрямителями, что часто
позволяет обойтись небольшими дешевыми охладителями или вовсе не
использовать радиаторы.
Недостатки синхронного транзисторного выпрямителя:
более высокая стоимость полупроводниковых компонентов по сравнению
с диодным выпрямителем;
наличие двух ключевых транзисторов и, иногда, —дополнительных обмоток
управления транзисторами.
Сравнительные зависимости КПД от напряжения питания, из которых следует
превосходство выпрямителя на MOSFET относительно выпрямителя на биполярных
транзисторах, а того — над диодным выпрямителем, даны в работе [144].

ГЛАВА
Сглаживающие фильтры
4
4.1. Основные теоретические сведения
Для снижения пульсаций напряжения используют фильтры, которые сглаживают
напряжение, обладающее и постоянной, и переменной составляющими. По этой
причине такие фильтры называют сглаживающими. Чаще всего сглаживающие
фильтры используют совместно с выпрямителями.
Эффективность фильтров выражают коэффициентом сглаживания пульсаций,
равным отношению коэффициентов пульсаций на первой гармонике до фильтра
и после него. Коэффициент пульсаций до фильтра равен отношению амплитуды
напряжения пульсации на частоте первой гармоники к величине усредненного
входного напряжения. Коэффициент пульсаций после фильтра равен отношению
амплитуды напряжения пульсации на частоте первой гармоники к величине постоянного
напряжения, приложенного к нагрузке. Чем больше коэффициент сглаживания
пульсаций, тем выше эффективность фильтра.
Фильтр должен обладать такой величиной коэффициента сглаживания
пульсаций, чтобы могла нормально функционировать конкретная нагрузка. Напряжение
питания задающих генераторов передатчиков, усилителей высокой частоты
приемников, микрофонных усилителей и многих других устройств должно обладать очень
низким коэффициентом пульсаций (ориентировочно менее 0,007%). Получить такое
качество напряжения питания непросто.
Принцип действия емкостных сглаживающих фильтров основан на создании
низкого сопротивления переменному напряжению пульсации и высокого
сопротивления постоянной составляющей напряжения. При этом схемотехника, с помощью
которой добиваются указанных свойств, может быть различной. Сглаживающие
фильтры могут быть выполнены сугубо на реактивных компонентах (например, LC-
фильтры) или содержать активные компоненты.
В маломощных сглаживающих фильтрах, обеспечивающих ток через нагрузку
в несколько миллиампер, применение громоздких, тяжелых и дорогих дросселей
нецелесообразно, поэтому вместо них используют резисторы. Примером может
служить RC-фильтр, принципиальная схема которого изображена на рис. 4.1.
Рис. 4.1. Г-образный RC-фильтр
Активные электронные фильтры могут быть выполнены на лампах или на
транзисторах. Фильтры могут быть однозвенными или многозвенными. Коэффициент

сглаживания пульсаций многозвенного фильтра равен произведению всех
коэффициентов сглаживания отдельных каскадов.
4.2. Емкостный фильтр
Емкостный фильтр представляет собой конденсатор, включенный параллельно
нагрузке [212, с. 208]. Во время протекания тока через нагрузку конденсатор запасает
энергию в электрическом поле и отдает ее, если ток не протекает. Чем больше
емкость конденсатора и чем выше сопротивление нагрузки, тем дольше будет
продолжаться процесс разряда конденсатора и тем эффективней будет фильтр. Для
обеспечения правильного функционирования фильтра сопротивление нагрузки должно
быть значительно больше емкостного сопротивления конденсатора.
Коэффициент сглаживания емкостного фильтра можно найти по приближенной
формуле:
где Rh — сопротивление нагрузки;
m — число, которое отражает, во сколько раз частота основной гармоники выше
частоты питающей сети или, иначе, число фаз питающей сети;
я — число Пи;
f — частота питающей сети;
Сф — емкость конденсатора сглаживающего фильтра.
Емкостные фильтры используют обычно в маломощных или в высоковольтных
устройствах.
Индуктивный фильтр представляет собой дроссель, установленный
последовательно с нагрузкой [6, с. 56]. В магнитном поле дросселя во время протекания через
обмотку тока запасается энергия. Если изменится величина силы тока, то накопленная
энергия уйдет на наведение в обмотке дросселя ЭДС, которая будет препятствовать
изменению тока. При этом пульсация тока будет сглажена.
Индуктивные фильтры просты, но обладают очень существенным недостатком,
из-за которого их не применяют в радиоэлектронной аппаратуре: при резком
изменении сопротивления нагрузки выброс напряжения ЭДС самоиндукции на обмотке
может оказаться значительно больше напряжения питания, вследствие чего
нагрузка может быть выведена из строя.
Коэффициент сглаживания индуктивных фильтров зависит от сопротивления
нагрузки. Для обеспечения нормальной работы устройства сопротивление нагрузки
должно быть значительно меньше индуктивного сопротивления дросселя фильтра.
Коэффициент сглаживания индуктивного фильтра можно вычислить по
следующей приближенной формуле:
где Ьф — индуктивность дросселя сглаживающего фильтра.
Вычислить индуктивность дросселя рассмотренного фильтра, зная
коэффициент сглаживания, можно по следующей формуле [43, с. 51]:
4.3. Индуктивный фильтр

где Q — коэффициент сглаживания;
Rh — сопротивление нагрузки, Ом;
соп — круговая частота пульсации, радиан / с.
Индуктивные фильтры рационально использовать для сглаживания пульсаций в
мощных многофазных выпрямителях.
4.4. Индуктивно-емкостный фильтр
Индуктивно-емкостные фильтры состоят из включенных определенным образом
реактивных компонентов, причем сглаживание пульсаций обеспечивают и дроссель,
и конденсатор. В зависимости от способа включения дросселей и конденсаторов
такие фильтры могут быть П-образными, Г-образными и Т-образными.
Принципиальная схема сглаживающего Г-образного индуктивно-емкостного фильтра второго
порядка изображена на рис. 4.2.
Рис. 4.2. Индуктивно-емкостный фильтр
Сопротивление нагрузки Г-образного индуктивно-емкостного фильтра должно
быть значительно больше емкостного сопротивления конденсатора фильтра и
намного меньше индуктивного сопротивления дросселя. От величины емкости
конденсатора фильтра зависит ток его заряда, и, следовательно, — потребляемый
фильтром ток в переходном процессе [212, с 213].
На индуктивном сопротивлении обмотки дросселя выделяется практически вся
пульсация напряжения, которая приводит к разогреву дросселя из-за наличия
активного сопротивления. Активное сопротивление провода обмотки дросселя
должно быть по возможности мало для снижения тепловыделения.
Обмотки сильноточных низкочастотных дросселей могут быть выполнены
одножильным проводом, а высокочастотных дросселей — плоской лентой или лит-
цендратом. Дроссель фильтра обычно выбирают из типового ряда по каталогам
фирм-производителей, однако не исключено изготовление компонента вручную по
рассчитанным значениям индуктивности обмотки и диаметру провода.
Магнитопровод дросселя выбирают, опираясь за знание частоты пульсаций.
Например, для частоты 100 Гц оптимально использовать магнитопровод из
трансформаторного железа или пермаллоя, а для частоты 100 кГц следует использовать
магнитопровод из феррита.
Индуктивно-емкостные фильтры подключают к выпрямителям средней
мощности.
4.4.1. Расчет индуктивно-емкостного фильтра
Рассмотрим методику расчета индуктивно-емкостных фильтров. Расчет
устройства будем вести так, чтобы фильтр обеспечивал индуктивную реакцию. Пусть
заданы следующие исходные данные:

U-вх — амплитуда напряжения пульсации на входе фильтра, В;
1Квых — амплитуда напряжения пульсации на выходе фильтра, В;
1н — постоянный ток, протекающий через нагрузку, А;
Rh — сопротивление нагрузки, Ом;
J — плотность тока, протекающего по обмотке дросселя, А/мм2;
Fn — частота пульсации, Гц;
m — число фаз источника питания;
Н — число звеньев LC-фильтра.
Найдем коэффициент сглаживания всех звеньев фильтра:
Вычислим диаметр провода обмотки дросселя:
Найдем круговую частоту пульсации:
Определим коэффициент сглаживания одного звена LC-фильтра:
Вычислим минимальную индуктивность дросселя, при которой сохраняется
индуктивная реакция фильтра, по следующей формуле [103, с. 67], [197, с. 324]:
Определим минимальную емкость конденсатора фильтра:
Найдем резонансную частоту фильтра:
Вычислим собственную круговую частоту фильтра:
Если нагрузка неизменна и в результате расчета оказалось, что коэффициент
сглаживания одного звена меньше 3, то резонансных явлений в реактивных
компонентах не будет, и расчет можно закончить.
Если коэффициент сглаживания одного каскада больше 3, то необходимо
выполнить проверку на предмет невозможности возникновения резонанса в
реактивных элементах. Если условие соо < 0,5 • m • am истинно, и нагрузка фильтра неизмен-

на, то резонансные явления отсутствуют [197, с. 324]. В противном случае
необходимо изменить номиналы реактивных компонентов.
Если нагрузка потребляет импульсный ток со скважностью от 2 до 3, то
условием отсутствия резонансных явлений будет выполнение неравенства Fo < 0,5 * Fh, где
Fh — частота потребляемого нагрузкой тока.
В результате расчета мы определили:
Qi — общий коэффициент сглаживания всех звеньев фильтра;
d — диаметр провода обмотки дросселя;
Q — коэффициент сглаживания одного звена фильтра;
Сф — минимальную емкость конденсатора фильтра;
Ьф — минимальную индуктивность дросселя фильтра;
Fo — резонансную частоту фильтра;
wo — собственную круговую частоту фильтра.
По вычисленной в результате расчета величине емкости необходимо выбрать
конденсатор. Амплитуда напряжения, проложенного к конденсатору, не должна
превышать его номинального напряжения. С этой целью электрический
конденсатор следует выбирать с учетом запаса, с большим напряжением, чем вырабатывает
выпрямитель в режиме холостого хода при максимальном повышении напряжения
питающей сети. Запас подразумевает увеличение номинального напряжения
конденсатора (обычно 15-30%) с целью облегчения работы компонента. Этот запас
необходим для обеспечения надежной работы конденсатора при перенапряжениях,
которые возникают во время включении выпрямителя.
Расчет пассивных реактивных Г-образных LC-фильтров можно выполнить в
авторской специализированной программе "LC-filter 5.0.0.0". Размер ее дистрибутива
составляет 751 Кбайт. Программа распространяется по лицензии "donationware"
и предназначена для работы в операционных системах Microsoft Windows0 98
Second Edition, Millennium, 2000, XP и Vista.
Загрузить новую версию программы, исходные тексты и справку можно со
страницы http: //moskatov. narod. ru/LC_f ilter, html.
4.5. Активный транзисторный фильтр
Активные транзисторные фильтры обладают малыми массой и габаритами по
сравнению с LC-фильтрами, функционирующими на низких частотах, поскольку не
содержат массивного сглаживающего дросселя. Активные электронные фильтры, как
правило, значительно эффективнее фильтров, выполненных на реактивных
компонентах. На рис. 4.3 показана принципиальная схема активного транзисторного
фильтра с биполярным п-р-п-транзистором.
Рис. 4.3. Активный транзисторный фильтр

Выполненная на компонентах R6 и Сб цепь фильтрует переменное напряжение,
подаваемое на базу транзистора VTI, включенного по схеме эмиттерного
повторителя. При фиксированном токе базы у транзистора токи через коллектор и эмиттер
мало зависят от напряжения на коллекторе. При этом рабочая точка должна быть
расположена на плоском участке выходной характеристики транзистора.
Токи коллектора и эмиттера транзистора VT1 будут почти постоянными, значит
ток через нагрузку почти не будет содержать переменной составляющей, а
выходное напряжение фильтра, прикладываемое к нагрузке, будет иметь малую
переменную составляющую.
Выходное сопротивление фильтра мало, следовательно, режимы работы
компонентов фильтра практически не меняются при использовании различных нагрузок.
Коэффициент подавления пульсаций рассматриваемого фильтра зависит от того,
насколько эффективно будет сглаживание RC-цепи.
Переменная составляющая входного напряжения выделяется на транзисторе,
приводя к его нагреву. В связи с тем, что резистор R6 включен между базой и
коллектором транзистора, имеется автоматическое смещение, которое стабилизирует
положение рабочей точки на характеристиках транзистора при флюктуации
температуры. По этой причине при изменении температуры рассматриваемый активный
транзисторный фильтр работает устойчиво.
При большом токе через нагрузку можно применить составной транзистор,
который может быть собран по схеме Дарлингтона. Общий коэффициент усиления
составного транзистора равен произведению коэффициентов усиления входящих в его
состав отдельных транзисторов. Например, если для одного транзистора
статический коэффициент передачи тока составляет 80, а для другого — 30, то общий
коэффициент передачи тока равен 2 400.
Применяя составной транзистор, можно увеличить коэффициент сглаживания
пульсации активного транзисторного фильтра. У составного транзистора ток базы
меньше, чем у входящего в его состав силового транзистора, что позволяет
увеличить сопротивление резистора R6 и уменьшить емкость конденсатора Сб в цепи
базы. Минимально допустимое напряжение конденсатора Сб должно быть равно
входному напряжению фильтра плюс величина амплитуды напряжения пульсации,
причем с учетом запаса по напряжению.
4.5.1. Расчет активного транзисторного фильтра
Выполним расчет активного транзисторного фильтра, включающего резистор
R6, конденсатор Сб и биполярный транзистор VTI, функционирующий в линейном
режиме. Активный фильтр уже был представлен на простейшей схеме, показанной
на рис. 4.3.
Перечислим исходные данные для вычислений:
hi|б — значение hi|б транзистора, Ом;
И2|Э — значение h2p транзистора VT1, Ом;
И22э — значение И22э транзистора, Ом (параметры Ьцб, И21э и Ь22э находят по
типовым характеристикам транзистора, приведенным в справочнике);
U~bx — амплитуда пульсации первой гармоники на входе фильтра, В;
U-вых — амплитуда пульсации первой гармоники на выходе фильтра, В;
Ынас — минимальное напряжение коллектор-эмиттер транзистора, В;
Uh — напряжение на выходе фильтра, В;

1н — номинальный ток нагрузки, А;
Токр — максимальная температура окружающей среды, °С;
Тп — максимальная температура перехода транзистора, °С;
Rnc — тепловое сопротивление переход-окружающая среда, °С / Вт;
RKp — тепловое сопротивление корпус транзистора-радиатор, °С / Вт;
RnK— тепловое сопротивление переход-корпус транзистора, °С / Вт;
кт — коэффициент теплопроводности материала охладителя, Вт / (°С • см2);
f — частота пульсации напряжения, Гц;
m — число фаз источника питания фильтра.
Теперь приведем расчетные формулы. Запишем заданный коэффициент
сглаживания, единиц:
Определим напряжение на входе фильтра с учетом пульсации напряжения, В:
Найдем допустимое напряжение коллектор-эмиттер транзистора, которое он
должен с запасом выдерживать, В:
Вычислим максимальную мощность, которую допустимо рассеивать на
коллекторе транзистора, не установленного на охладитель, Вт:
Рассчитаем мощность, рассеиваемую коллектором транзистора, Вт:
Если рассеиваемая коллектором мощность Рк меньше мощности, которую
способен рассеять транзистор без охладителя Рк.макс, то транзистор не требуется
закреплять на охладителе. В противном случае транзистор необходимо закрепить на
радиаторе, площадь охлаждающей поверхности которого, выраженную в
квадратных сантиметрах, следует рассчитать по формуле:
Если максимальная температура перехода Тп оказалась меньше либо равна
Токр - (Рк • (RnK + RKp)), то следует применить другую марку транзистора с более
высокой максимальной температурой перехода или же скорректировать исходные
данные, уменьшив максимальную температуру окружающей среды. Можно также
уменьшить тепловое сопротивление переход-корпус транзистора или тепловое
сопротивление корпус транзистора-радиатор. Это можно достигнуть лучшей
притиркой транзистора к охладителю, применением теплопроводящей пасты и плотным
прижатием транзистора к радиатору.
Определим ток базы транзистора VT1 [103, с. 76], мА:
Найдем сопротивление резистора R6 сглаживающей RC-цепи, подключенного
к базе транзистора, кОм:
Рассчитаем емкость конденсатора Сб сглаживающей RC-цепи при условии, что
число фаз равно единице [6, с. 95], мкФ:

Вычислим величину сопротивления Ьпэ транзистора [6, с. 95], Ом:
Определим уточненный коэффициент сглаживания фильтра с рассчитанными
номиналами компонентов RC-цепи [6, с. 95], единиц:
где сопротивление резистора R6 выражено в килоомах, а емкость конденсатора Сб
дана в микрофарадах.
Если уточненный коэффициент сглаживания фильтра оказался меньше, чем
заданный, то необходимо использовать транзистор с лучшей проводимостью, т.е. с
меньшим значением Ь22Э.
Рассчитаем выходное динамическое сопротивление фильтра [6, с. 96], Ом:
Поскольку потребляемый активным фильтром ток практически равен току
нагрузки, КПД фильтра можно найти по формуле [103, с. 74], %:
Расчет активных транзисторных фильтров можно ускорить, используя
авторскую специализированную программу "Active filter". Размер дистрибутива
программы составляет 767 Кбайт. Программа распространяется по лицензии "donation-
ware" и предназначена для работы в операционных системах Microsoft Windows0 98
Second Edition, Millennium, 2000, XP и Vista.
Загрузить новую версию программы, исходные тексты и справку по программе
можно со страницы http: //moskatov.narod. ru/Active_f ilter.html.

ГЛАВА
Стабилизаторы напряжения
и тока
5
5.1. Основные понятия
Поддержание какого-либо параметра неизменным называется стабилизацией.
Процесс стабилизации осуществляют специальные устройства, называемые
стабилизаторами. Схемотехнически стабилизаторы могут сильно отличаться друг от
друга. Их именуют по называнию величины, которую они поддерживают постоянной.
Так, например, стабилизатор напряжения стабилизирует напряжение, стабилизатор
тока — ток, а стабилизатор частоты — частоту. В источниках питания применяют
стабилизаторы напряжения и тока.
В качестве основного параметра стабилизаторов напряжения выступает
коэффициент стабилизации напряжения, который можно найти по формуле:
где AUbx — приращение входного напряжения, В;
11вых — выходное напряжение, В;
Ubx — входное напряжение стабилизатора, В;
ДЫвых — приращение выходного напряжения, В.
Другим важным параметром стабилизаторов напряжения является выходное
динамическое сопротивление, выражаемое в омах:
где Д1вых — приращение тока, протекающего через нагрузку, А.
5.2. Параметрические стабилизаторы напряжения и тока
5.2.1. Параметрический стабилизатор напряжения
Для создания параметрических стабилизаторов напряжения широко используют
стабилитроны и стабисторы. Стабилитроны применяют в обратном включении при
напряжении пробоя от нескольких вольт и выше, а стабисторы — в прямом
включении при напряжении до нескольких вольт. Простейшим параметрическим
стабилизатором является цепь последовательного соединения токоограничивающего
резистора и стабилитрона. Принципиальная схема параметрического стабилизатора
напряжения показана на рис. 5.1.
Выходное напряжение параметрического стабилизатора напряжения равно
напряжению пробоя стабилитрона. Если выходное напряжение нас не устраивает, то
для того, чтобы его изменить, требуется применить другой стабилитрон.
Параметрические стабилизаторы напряжения имеют низкий КПД, и их используют при
мощности нагрузки вплоть до нескольких ватт. Если требуется получить большой

коэффициент стабилизации, включают два или три параметрических стабилизатора
последовательно. Большее число каскадов использовать не рационально.
Коэффициент стабилизации напряжения рассматриваемого устройства можно
найти по формуле [181, с. 110]:
где истаб — падение напряжения на стабилитроне, постоянное выходное
напряжение стабилизатора, В;
Ubx — постоянное входное напряжение, В;
Rr — сопротивление балластного резистора (см. рис. 5.1);
гдин — динамическое сопротивление используемого стабилитрона, Ом.
Достоинства параметрических стабилизаторов напряжения: простота
реализации, малая масса и габариты, надежность устройства. Недостатки: отсутствие
возможности плавной регулировки выходного напряжения и низкая точность
выходного напряжения, связанная с технологическим разбросом напряжения пробоя
стабилитронов.
Расчет параметрических стабилизаторов на полупроводниковых и
газоразрядных стабилитронах можно выполнить согласно методикам из статей [196] и [137].
Для ускорения вычислений можно воспользоваться авторской специализированной
программой "Parametric stabilizer" [137]. Ее дистрибутив составляет 782 Кбайт.
Программа распространяется по лицензии "donationware" и предназначена для работы
в операционных системах Microsoft Windows0 98 Second Edition, Millennium, 2000,
XP и Vista. Загрузить новую версию программы, исходные тексты и справку можно
со страницы http: //moskatov. narod. ru/Parametric_stabilizer. html.
5.2.2. Параметрический стабилизатор тока
Для организации параметрических стабилизаторов тока часто применяют
полевые транзисторы. Простейший параметрический стабилизатор тока можно
выполнить всего на одном полевом транзисторе, соединив затвор с истоком. При этом ток
стока довольно стабилен и почти не меняется при флюктуации напряжения сток-
исток полевого транзистора.
Поскольку параметры полевых транзисторов от экземпляра к экземпляру даже
в пределах серии неодинаковы, заранее знать величину тока стабилизации не
представляется возможным. Для того чтобы ток стабилизации можно было выставить
более точно, между затвором и истоком включают резистор, падение напряжения на
котором регулирует ток стока.
Принципиальная схема параметрического стабилизатора тока представлена на
рис. 5.2.
Рис. 5.1. Параметрический стабилизатор напряжения

Рис. 5.2. Параметрический стабилизатор тока
Если стабилизированный ток превышает сотню миллиампер, то полевой
транзистор может потребоваться установить на охладитель. Выходное сопротивление
параметрического стабилизатора тока примерно соответствует дифференциальному
сопротивлению использованного полевого транзистора [243, с. 179].
Параметрические стабилизаторы тока обладают теми же достоинствами, что
и параметрические стабилизаторы напряжения.
5.3. Компенсационные стабилизаторы
Компенсационный стабилизатор напряжения — это устройство, поддерживающее
постоянным напряжение на нагрузке регулирующим прибором, управляемым
сигналом, который получают в результате сравнения выходного напряжения
стабилизатора с эталонным напряжением. Разностный сигнал после сравнения напряжений
обычно мал, и его необходимо увеличить, прежде чем подавать на регулирующий
прибор, что реализует усилитель постоянного тока.
Компенсационные стабилизаторы могут быть как линейными, так и
импульсного принципа действия. В качестве регулирующего прибора в стабилизаторах с
выходным напряжением ориентировочно до 0,5 кВ используют транзисторы, а в
стабилизаторах с более высоким стабилизированным напряжением обычно применяют
электронные лампы. Стабилизаторы, выполненные на лампах и на транзисторах,
обладают одной и той же схемотехникой.
Регулирующий прибор может быть включен параллельно нагрузке, и тогда
говорят, что стабилизатор — параллельного типа, или же он может быть соединен
последовательно с нагрузкой, что соответствует стабилизатору последовательного
типа. Последовательно с регулирующим прибором в стабилизаторах параллельного
типа включают балластный резистор, который служит ограничителем
потребляемого тока. В линейных компенсационных стабилизаторах рабочая точка
регулирующего прибора не выходит из активного режима.
Оба типа линейных компенсационных стабилизаторов обеспечивают большой
коэффициент стабилизации (до нескольких десятков тысяч) и обладают низким
выходным динамическим сопротивлением. Самое главное — они не создают
высокочастотных импульсных помех и наводок, что может стать решающим фактором
в выборе между линейным и импульсным стабилизатором для питания
чувствительной нагрузки.
Преимущество линейных компенсационных стабилизаторов последовательного
перед линейными стабилизаторами параллельного типа заключается в несколько
более высоком КПД, который может достигать 70% и менее, а недостаток — в
боязни даже кратковременной перегрузки по току, в результате чего регулирующий
прибор может выйти из строя (как следствие, необходимы цепи электронной
защиты).

Достоинство линейных компенсационных стабилизаторов параллельного типа
заключается в постоянстве потребляемого тока, в то время как ток через нагрузку
можно варьировать в широких пределах [6, с. 146], а также — в устойчивости к
перегрузкам и короткому замыканию в нагрузке. Недостаток — низкий КПД, который
обычно не достигает 40%.
КПД линейных компенсационных стабилизаторов можно существенно
увеличить (примерно до 90%), если выполнить начальную стабилизацию в импульсном
преобразователе (например, за счет ШИ-регулирования), а затем — окончательную
компенсационным стабилизатором. При этом разница между входным и выходным
напряжением компенсационного стабилизатора будет незначительна, и на
регулирующем приборе будет падать небольшое напряжение.
Об импульсных преобразователях речь пойдет в следующем разделе книги.
5.3.1. Компенсационный стабилизатор напряжения
В качестве примера рассмотрим принципиальную схему широко
распространенного компенсационного стабилизатора напряжения с последовательным
включением регулирующего прибора (рис. 5.3).
Рис. 5.3. Компенсационный стабилизатор напряжения
Компенсационный стабилизатор обладает следующими основными
техническими характеристиками:
диапазон флюктуации входного постоянного напряжения — 21..38 В;
пределы регулирования резистором R8 выходного постоянного
напряжения— 18..35 В;
допустимый ток нагрузки — 0..3,3 А;
ток срабатывания системы защиты — 3,35 А;
длительность срабатывания защиты от перегрузки по току — 16 мкс;
выходное динамическое сопротивление — 0,036 Ом;
коэффициент стабилизации напряжения — примерно 950;

КПД при максимальном входном и выходном напряжении и наибольшем
токе нагрузки достигает 85%;
КПД при максимальном входном и минимальном выходном напряжении
и наибольшем токе нагрузки составляет 43%.
Опишем назначение узлов и компонентов этого "классического" устройства. На
компонентах Rl, R2, VD1 и VT1 собран стабилизатор тока. Резисторы R3 и R4
определяют положения рабочих точек соответственно транзисторов VT3, VT4 и
обеспечивают устойчивое функционирование стабилизатора при флюктуации
температуры окружающего воздуха [72, с. 118]. Компоненты VT2, VT3 и VT4 включены
таким образом, что образуют составной транзистор Дарлингтона. Для управления
большим током через выводы коллектор-эмиттер транзистора VT4 достаточно
протекания небольшого тока базы транзистора VT2. Ограничивающий ток резистор R6
и стабилитрон VD2 образуют параметрический стабилизатор образцового
напряжения. Резисторы R7, R8 и R9 составляют делитель выходного напряжения
компенсационного стабилизатора. Резистором R8 устанавливают величину
стабилизированного напряжения, приложенного к нагрузке. Транзистор VT5 усиливает разностный
сигнал опорного напряжения, падающего на стабилитроне VD2, и выходного
напряжения стабилизатора [244, с. 190]. Конденсатор С1 повышает устойчивость
усилителя постоянного тока, однако, в принципе, он может отсутствовать.
Допустим, что выходное напряжение стабилизатора в силу какой-либо причины
увеличилось. В результате этого возрастет ток базы транзистора VT5, включенного
по схеме с общим эмиттером, и увеличится отпирающее его напряжение
база-эмиттер. Ток коллектора транзистора VT5 станет больше, а ток через базу составного
транзистора Дарлингтона VT2 уменьшится, в результате чего рабочая точка
транзистора VT4 сместится ближе к области отсечки, и выходное напряжение
стабилизатора возвратится к номинальной величине [179, с. 227].
Система защиты от перегрузки по току работает следующим образом. Если ток,
протекающий через нагрузку, превысит ток срабатывания системы защиты, то на
резисторе R5 будет падать постоянное напряжение, величина которого будет
больше порога зажигания светодиода оптрона U1. В результате фотодинистор оптрона
U1 перейдет во включенное состояние, соединив через небольшое собственное
сопротивление базу транзистора VT2 с локальным общим проводом. Составной
транзистор Дарлингтона перейдет в состояние отсечки. Емкостная нагрузка
рассмотренного стабилизатора напряжения недопустима, поскольку ток заряда конденсатора
приведет к срабатыванию системы защиты.
Транзистор VT1 марки MPS404 можно поменять на КТ209К; транзисторы VT2
и VT5 — на КТ602БМ; компонент VT4 — на прибор КТ801Б. Очевидно, что чем
больше будет падение напряжения на регулирующем приборе, тем большая в нем
будет выделяться мощность и тем более эффективным должен быть его охладитель.
Для худшего, с энергетической точки зрения, случая эксплуатации при
максимальном входном и минимальном выходном напряжениях и при наибольшем токе
нагрузки транзистор VT4 марки 2N3055 необходимо закрепить на охладителе с
полной площадью поверхности в 600 см2. Стабилитрон VD1 можно заменить одним из
приборов: ZY8,2, 1N5344B, BZX85C-9V1, BZV85C-9V1, 1N5346B, Д814Б, — а
стабилитрон VD2 — поменять на 1 N4742A, BZV49-C12V, ZMY12, BZX85C-12V,
BZV85C-12V, ZY12, 1N5349B, ZY13, 1N5350B илиД814Д.
Компенсационный стабилизатор напряжения, изготовленный в точном
соответствии с принципиальной схемой и из исправных деталей, должен начать работать
сразу, без налаживания.

5.3.2. Интегральные компенсационные стабилизаторы
напряжения
Рассмотрев компенсационный стабилизатор напряжения, выполненный на
дискретных компонентах, можно сделать заключение, что он содержит значительное
число компонентов и соединений между ними, что снижает общую надежность,
а устройство занимает существенный объем. Ввиду указанных недостатков в
настоящее время компенсационные стабилизаторы на дискретных компонентах в области
малых и средних мощностей полностью вытеснены стабилизаторами в
интегральном исполнении.
Все или почти все многочисленные компоненты интегральных стабилизаторов,
которых может быть в отдельных случаях несколько тысяч, заключены в корпус
микросхемы. В микросхеме предусмотрено лишь несколько выводов для
подсоединения шин питания и реализации сервисных функций, несмотря на сложное
внутреннее устройство стабилизатора. Например, широко распространены
стабилизаторы всего с тремя выводами: для входа, для выхода и для подключения к общему
проводу.
При необходимости увеличения рассеиваемой мощности к интегральной
микросхеме стабилизатора можно прикрепить охладитель. Для этой цели в пластиковом
корпусе микросхемы иногда предусматривают металлическую площадку, которая
имеет хороший тепловой контакт с полупроводниковым кристаллом. Если
регулирующий прибор, встроенный в интегральный стабилизатор, неспособен отдать в
нагрузку требуемую мощность, к микросхеме допустимо подключить внешний
транзистор.
Если нагрузка интегрального стабилизатора обладает индуктивной реакцией
(например, дроссель, вентилятор и пр.), то при отключении устройства в нагрузке
может возникнуть импульс ЭДС самоиндукции, который способен привести к
пробою регулирующего транзистора. Во избежание этого между выходным и общим
проводом подсоединяют диод, включенный в обратном направлении.
К выходу интегральных стабилизаторов напряжения не следует подключать
конденсаторы большой емкости, поскольку, если в стабилизатор встроена система
защиты от короткого замыкания, она отключит микросхему при перегрузке по току,
вызванной зарядом емкости, а если система защиты отсутствует, то может быть
выведен из строя регулирующий транзистор.
Производители микросхем по-разному смотрят на применение выходных
конденсаторов. Одни компании так изготовляют интегральные стабилизаторы, что
влияние конденсатора минимально. Другие компании пошли путем полного отказа от
использования выходного конденсатора, разработав специальные системы
снижения пульсаций напряжения на нагрузке.
Компенсационный стабилизатор может обладать высоким КПД и рассеивать
небольшую мощность, если выходное напряжение будет незначительно отличаться
от входного, и для нормального функционирования регулирующего транзистора
будет достаточно небольшого падения напряжения. Такие экономичные
стабилизаторы получили название LDO (low drop out), т.е. устройства с низким падением
напряжения между входом и выходом. Падение напряжения на LDO-стабилизаторе
обычно не превышает 0,5 В. Использование LDO-стабилизаторов наиболее
целесообразно при низком выходном напряжении, не превышающем несколько вольт.

5.4. Импульсные стабилизаторы
Общим недостатком линейных стабилизаторов в случае существенной флюктуации
входного напряжения является низкий КПД и повышенное тепловыделение.
Мощные линейные стабилизаторы, обеспечивающие ток нагрузки от нескольких ампер
и более, обладают большими массой и габаритами. Для существенной компенсации
указанных недостатков применяют импульсные стабилизаторы.
Импульсным стабилизатором напряжения называют устройство, которое
поддерживает неизменным напряжение на нагрузке за счет регулирования
компонентом, работающим в ключевом режиме. Импульсные стабилизаторы, как и линейные,
бывают параллельного и последовательного типов. В качестве ключевого
компонента чаще всего используют транзисторы.
Поскольку рабочая точка регулирующего прибора почти все время находится
в области насыщения или отсечки, минуя активную область, в транзисторе рассева-
ется мало тепла, а значит, КПД импульсного стабилизатора высок.
Стабилизация реализована путем изменения длительности импульсов или
управления частотой их следования. Соответственно, различают широтно-импульсное
(ШИ) или частотно-импульсное (ЧИ) регулирование. Иногда импульсные
стабилизаторы работают в смешанном широтно-частотно-импульсном режиме (ЧШИ).
В стабилизаторах с ШИ-регулированием частота следования импульсов
постоянна, а длительность импульсов непостоянна. В стабилизаторах с ЧИ-регулирова-
нием длительность импульсов неизменна, а варьируют частоту.
После регулирующего прибора напряжение имеет импульсную форму, а значит
непригодно для непосредственного питания нагрузки. Прежде чем подать
напряжение на нагрузку, его необходимо сгладить, для чего на выходе всех импульсных
стабилизаторов устанавливают сглаживающие индуктивно-емкостные фильтры.
Фильтры могут быть многозвенными, П-образными, Г-образными и других видов.
Усредненное напряжение, приложенное к нагрузке, можно найти по формуле
[64, с. 241]:
где Ти —длительность периода, с;
tn — длительность импульса, с;
Rh — сопротивление нагрузки, Ом;
I(t) — величина тока, протекающего через нагрузку, А.
В зависимости от индуктивности сглаживающего дросселя ток через LC-фильтр
может перестать течь к началу очередного импульса (тогда говорят о режиме
работы с разрывным током) или продолжать течь, и в этом случае подразумевают режим
работы с неразрывным током.
Если нагрузка требовательна к пульсациям напряжения, то предпочитают
режим неразрывных токов, мирясь с обычно большими затратами провода обмотки
дросселя. Если величина пульсации выходного напряжения несущественна, то
целесообразна работа в режиме разрывных токов.

5.4.1. Принцип действия импульсных стабилизаторов
напряжения
В общем случае импульсный стабилизатор состоит из импульсного
преобразователя, содержащего регулирующий прибор; задающего генератора, управляющего
преобразователем; сглаживающего фильтра, уменьшающего пульсации выходного
напряжения, и устройства сравнения, вырабатывающего разностный сигнал между
выходным и опорным напряжениями.
Соединение основных блоков отражено на структурной схеме импульсного
стабилизатора напряжения, показанной на рис. 5.4.
Рис. 5.4. Импульсный стабилизатор напряжения
Выходное напряжение стабилизатора подают на устройство сравнения с
образцовым напряжением и на выходе устройства получают сигнал, пропорциональный
разности этих напряжений. Разностный сигнал сразу же подают на задающий
генератор или вначале увеличивают его усилителем постоянного тока.
При ШИ-регулировании в задающем генераторе аналоговый разностный
сигнал преобразуют в импульсы с фиксированной частотой и изменяемой
длительностью, а при ЧИ-регулировании длительность импульсов постоянна, а в зависимости
от параметров сигнала изменяют частоту генерируемых импульсов.
Выработанные задающим генератором импульсы управления поступают на
компоненты преобразователя, регулирующий транзистор которого работает в
ключевом режиме. Варьируя частоту или ширину импульсов генератора, можно
изменять напряжение на нагрузке. В зависимости от параметров импульсов управления,
преобразователь корректирует величину выходного напряжения, стабилизируя его.
Теоретически в стабилизаторах с ШИ- и ЧИ-регулированием пульсации
напряжения на нагрузке могут полностью отсутствовать [64, с. 244].
При релейной стабилизации сигнал, управляющий преобразователем
напряжения, вырабатывается триггером. При подаче постоянного напряжения на вход
стабилизатора ключевой транзистор преобразователя открыт, и возрастает выходное
напряжение. Устройство сравнения вырабатывает разностный сигнал, который,
достигая определенного верхнего порога, изменит состояние триггера, и он переключит
регулирующий транзистор в состояние отсечки. Выходное напряжение
стабилизатора начнет снижаться. При достижении нижнего порога устройство сравнения
вырабатывает разностный сигнал, который вновь переключит триггер, и
регулирующий транзистор войдет в состояние насыщения. Напряжение на нагрузке
стабилизатора начнет возрастать. Таким образом, при релейной стабилизации выходное
напряжение постоянно флюктуирует, и его среднее значение соответствует
номинальному напряжению. Порог срабатывания триггера устанавливают корректировкой
амплитуды напряжения на выходе устройства сравнения.
Релейные стабилизаторы обладают более высоким быстродействием по
сравнению со стабилизаторами с ШИ- и ЧИ-регулированием, что является достоинством

[64, с. 244]. Теоретически при релейной стабилизации всегда в выходном
напряжении будут присутствовать пульсации, что относят к недостаткам.
5.4.2. Повышающий стабилизатор
Повышающие импульсные стабилизаторы используют совместно с нагрузками,
напряжение питания которых больше, чем входное напряжение стабилизаторов.
Гальванической развязки нагрузки и питающей сети нет. За рубежом повышающие
стабилизаторы носят название "boost converter". Рассмотрим рис. 5.5, на котором
изображены основные компоненты такого стабилизатора [64, с. 242].
Рис. 5.5. Повышающий стабилизатор
Приложим отпирающее транзистор VT1 напряжение управления между
затвором и истоком. Транзистор входит в состояние насыщения, и ток течет по цепи от
+Ubx, через накопительный дроссель L1, открытый транзистор VT1, -Ubx. При этом
в магнитном поле дросселя L1 накапливается энергия. Ток через нагрузку может
обеспечить только разряд конденсатора С1.
Снимем отпирающее напряжение управления с транзистора VT1. Транзистор
перейдет в состояние отсечки, на выводах дросселя L1 возникнет напряжение ЭДС
самоиндукции, причем оно будет включено последовательно с входным
направлением и приложено через диод VD1 к нагрузке. Ток потечет по цепи +Ubx, дроссель
L1, диод VD1, нагрузка, -Ubx. В это время магнитное поле дросселя L1 отдает
энергию, а конденсатор С1 энергию запасает для поддержания напряжения на нагрузке
после того, как транзистор VT1 войдет в насыщение. Дроссель L1 служит только
для запасания энергии и не участвует в фильтрации напряжения.
Снова подадим отпирающее напряжение на транзистор VT1, который
откроется, и рассмотренный процесс повторится сначала.
5.4.3. Понижающий стабилизатор
Понижающие импульсные стабилизаторы — это мощные и, в то же время,
компактные устройства электропитания нечувствительной к наводкам нагрузки
постоянным напряжением неизменной величины. Гальваническая развязка между входом
и выходом в понижающих импульсных стабилизаторах отсутствует. За рубежом
понижающие стабилизаторы называют "chopper". Выходное напряжение в таких
стабилизаторах всегда ниже входного. Включение важнейших компонентов
понижающего импульсного стабилизатора показано на рис. 5.6 [64, с. 242].
Приложим напряжение управления между затвором и истоком транзистора
VT1. Транзистор войдет в состояние насыщения, и потечет ток по цепи от +Ubx,
через сглаживающий дроссель L1, нагрузку, -Ubx. Ток в прямом направлении через
диод VD1 не протекает.

Рис. 5.6. Понижающий стабилизатор
Уберем напряжение управления, отпирающее ключевой транзистор, и он войдет
в состояние отсечки. ЭДС самоиндукции сглаживающего дросселя L1 будет
препятствовать изменению тока. Ток потечет по цепи от дросселя L1, через нагрузку,
общий провод, диод VD1, и вернется в дроссель. Конденсатор С1 разряжается и при
этом поддерживает выходное напряжение.
Подадим отпирающее напряжение между затвором и истоком ключевого
транзистора VT1. Транзистор перейдет в насыщение, и процесс повторится сначала.
5.4.4. Инвертирующий стабилизатор
Инвертирующие импульсные стабилизаторы применяют для питания нагрузок
фиксированным напряжением, полярность которого противоположна полярности
входного напряжения. Величина выходного напряжения инвертирующего
стабилизатора может быть как больше напряжения питающей сети, так и меньше в
зависимости от того, как стабилизатор отрегулирован. Гальваническая развязка питающей
сети и нагрузки отсутствует. В иностранной литературе инвертирующие
импульсные стабилизаторы называют "buck-boost converter". Выходное напряжение в таких
стабилизаторах всегда ниже входного.
Включение основных компонентов инвертирующего стабилизатора [64, с. 242]
изображено на рис. 5.7.
Приложим напряжение управления, отпирающее транзистор VT1, между его
затвором и истоком. Транзистор открывается, и ток течет по цепи от +Ubx, открытый
транзистор VT1, дроссель LI, -Ubx. В это время магнитное поле дросселя L1
запасает энергию.
Уберем напряжение управления затвор-исток с ключевого транзистора VT1,
который от этого закроется. Ток потечет по цепи от дросселя L1, через нагрузку, диод
VD1, и снова вернется в дроссель L1. Энергия, запасенная в конденсаторе С1 и в
магнитном поле дросселя L1, в это время расходуется на питание нагрузки.
Опять подадим отпирающее транзистор VT1 напряжение управления между
затвором и истоком. Транзистор войдет в насыщение, и цикл повторится.
Рис. 5.7. Инвертирующий стабилизатор

ГЛАВА
Импульсные
преобразователи
напряжения
б
6.1. Основные сведения
Преобразование энергии в линейных источниках питания происходит в
большинстве случаев на довольно низкой частоте в 50 Гц или 60 Гц. Из-за этого велики масса
и габариты таких источников питания. В случае, при котором выдвинуто
требование обеспечения большой мощности нагрузки при малых габаритах и массе,
необходимо увеличить частоту преобразования энергии. Для этой цели применяют
преобразователи напряжения, рабочая частота которых выше, чем частота питающей
сети. Например, выпускают специальные преобразователи, функционирующие на
частоте 400 Гц.
Для достижения высокого КПД электронный ключ коммутирует,
кратковременно подключая к сети постоянного тока, трансформатор. В качестве основного
компонента электронного ключа чаще всего используют полупроводниковые
компоненты: транзисторы или тиристоры. В специальных источниках питания с частотой
преобразования более 4 МГц или функционирующих в условиях повышенной
радиации, в качестве ключей обычно применяют электронные лампы.
Через первичную обмотку трансформатора протекают импульсы тока, и в связи
с этим источник питания называют импульсным. В современных импульсных
источниках питания (ИИП), встроенных в бытовую аппаратуру, почти всегда частота
преобразования превосходит различимую человеческим ухом, т.е. она выше 20 кГц.
Это нужно для того, чтобы пользователь не слышал раздражающий свист
эксплуатируемого аппарата.
Запомним важные термины [72, с. 9]. Инвертором называют преобразователь,
потребляющий от питающей сети постоянный ток и отдающий в нагрузку
переменный ток, а конвертором — преобразователь, потребляющий постоянный ток и
обеспечивающий питание нагрузки постоянным током. В силу традиции, сварочные
аппараты, имеющие импульсные преобразователи, с выходом и постоянного, и
переменного токов, называют инверторами, что, впрочем, некорректно.
Преобразователь, трансформатор которого отдает в нагрузку ток один раз в
течение длительности периода, называют однотактным, а преобразователь, у
которого ток протекает через обмотку трансформатора два раза в течение периода, —
двухтактным. Нагрузкой трансформаторов преобразователей обычно служат
выпрямители.

6.2. Импульсные преобразователи с задающими
генераторами
6.2.1. Основные положения и знакомство с контроллерами
задающих генераторов
Для управления переключением преобразователей чаще всего используют
специальные устройства: задающие генераторы. Образно выражаясь, если импульсный
трансформатор является "сердцем" ИИГТ, то задающий генератор — это его "мозг".
Задающие генераторы вырабатывают импульсы малой мощности, поступающие на
цепи управления ключевыми компонентами, изменяют параметры импульсов в
соответствии с сигналами от датчиков и регулирующих органов. Основные
достоинства задающих генераторов — это простота и гибкость управления
преобразователем. Функции, выполняемые задающими генераторами, могут быть строго
фиксированы (реализованы аппаратно), но возможно также и программирование откликов
на возмущающие воздействия сигналов с датчиков (заданы программно).
Недостатки задающих генераторов — это потребление ими энергии,
поступающей обычно от вспомогательного источника питания, а также довольно большое
количество компонентов устройства.
Задающие генераторы могут быть реализованы полностью на дискретных
компонентах, на дискретных компонентах и контроллерах (или специализированных
микропроцессорах) или только на контроллерах без дополнительных цепей обвязки.
Контроллеры представляют собой микросхемы, воздействие на выводы
которых приводит к строго фиксированному отклику. У контроллеров, как правило,
немного выводов, и они обеспечивают реализацию лишь основных функций. Не
всякий контроллер пригоден для работы в импульсном источнике питания, а только
такой, возможности которого позволяют выполнить требования, поставленные перед
ним. Так, контроллер однотактного ИИП не следует использовать в двухтактном
источнике питания.
Контроллеры ИИП почти всегда позволяют реализовать стабилизацию
напряжения, приложенного к нагрузке, для чего в них встроены источники опорного
напряжения и усилители напряжения ошибки. В некоторых контроллерах
предусмотрена дополнительная возможность стабилизации тока, протекающего через
нагрузку. Обычно в контроллерах предусмотрен вывод, при подаче на который сигнала от
датчика тока будет инициирован запрет на генерацию импульсов, чем будет
обеспечена реализация системы защиты от перегрузки по току.
К наиболее распространенным контроллерам для однотактных ИИП можно
отнести микросхемы марок SCI 101, UC3844, UC3823, а к контроллерам для
двухтактных ИИП — компоненты марок TL495, UC3825, SG2524 и другие.
Некоторые микросхемы для ИИП представляют собой компоненты,
содержащие в одном корпусе и задающий генератор, и ключевые транзисторы.
Использование таких монолитных приборов очень удобно ввиду минимизации числа
компонентов "обвязки", однако мощность таких интегрированных компонентов не
превышает примерно 300 Вт в связи со сложностью отвода тепла от
полупроводникового кристалла. К таким микросхемам относят компоненты марок L6590, TNY253-
TNY255, VIPerlOOA, ТОР227 и пр.

6.2.2. Однотактный прямоходовый преобразователь
Изучим принципиальную схему однотактного однофазного прямоходового
преобразователя (рис. 6.1), которую за рубежом называют "forward".
Пусть в течение прямого хода ключевой транзистор VT1 открыт, через
первичную обмотку трансформатора TV1 протекает ток, создающий магнитное поле в
сердечнике. На вторичной обмотке наводится напряжение, которое подведено к
нагрузке, выпрямляемое диодом VD1 и сглаживаемое конденсатором С1. Через
нагрузку в течение прямого хода протекает ток. В течение обратного хода полярность
напряжения на вторичной обмотке трансформатора TV1 становится
противоположной. При этом выпрямительный диод VD1 закрыт, и ток через нагрузку
обеспечивает конденсатор С1.
Для того чтобы снизить остаточную индукцию и уберечь магнитопровод
однотактного прямоходового преобразователя от захода петли гистерезиса в область
насыщения, в нем на пути магнитного потока обычно создают немагнитный зазор.
Если этой меры будет недостаточно или введение зазора недопустимо из-за снижения
магнитной проницаемости, на магнитопроводе можно уложить дополнительную
обмотку рекуперации, подключенную к источнику питания преобразователя через
диод, благодаря чему в течение обратного хода энергия, запасенная в магнитном
поле, возвратится в источник питания.
На выводах сток-исток или коллектор-эмиттер ключевого транзистора
однотактного прямоходового преобразователя во время работы возникают импульсы
напряжения прямоугольной формы. Импульсы тока, протекающие через первичную
обмотку трансформатора, имеют форму прямоугольной трапеции, причем амплитуда
тока плавно возрастает от фронта до спада импульса. Форму можно представить как
прямоугольник, на который поместили прямоугольный треугольник. Такую же
форму имеют импульсы тока, протекающие по первичным обмоткам двухтактных
полумостовых, мостовых и push-pull преобразователей.
Однотактные прямоходовые преобразователи обладают мощностью примерно
от единиц ватт до киловатта.
Их достоинства:
наличие всего одного ключевого транзистора;
магнитопровод импульсного трансформатора имеет меньшие габариты, чем
магнитопровод трансформатора однотактного обратноходового
преобразователя при прочих одинаковых условиях эксплуатации и близких режимах
работы.
Рис. 6.1. Однотактный прямоходовый преобразователь

Недостатком однотактного прямоходового преобразователя является
подмагничивание сердечника трансформатора, вызванное несимметричным циклом перемаг-
ничивания петли гистерезиса. Из-за этого КПД такого преобразователя обычно
меньше, чем у двухтактных преобразователей с симметричным перемагничиванием
импульсного трансформатора.
Принципиальная невозможность использования эффективных систем
симметрирования в однотактных преобразователях является недостатком. Предельную
петлю гистерезиса магнитопровода однотактного прямоходового преобразователя
используют меньше чем наполовину. Частота пульсации выходного напряжения
равна частоте преобразования. Если случится перегрузка по току в нагрузке,
компоненты однотактного прямоходового преобразователя может спасти только
быстродействующая система защиты, в противном случае они будут выведены из строя.
К закрытому ключевому транзистору приложено удвоенное напряжение
питания преобразователя и напряжение индуктивного выброса, что накладывает
некоторое ограничение на выбор компонента.
6.2.3. Квазидвухтактный двухтранзисторный прямоходовый
преобразователь
В устройствах с мощностью нагрузки до десяти киловатт (например, сварочные
аппараты) применяют однотактные прямоходовые преобразователи с двумя
ключевыми транзисторами. Принципиальная схема квазидвухтактного однофазного
прямоходового преобразователя, которую за рубежом называют "forward two transistor",
показана на рис. 6.2.
Рис. 6.2. Квазидвухтактный двухтранзисторный прямоходовый преобразователь
В течение прямого хода между затворами и истоками ключевых транзисторов
одновременно прикладывают отпирающее напряжение, и через первичную обмотку
трансформатора TV1 протекает ток по цепи +Ubx, транзистор VT2, обмотка
трансформатора TVI, транзистор VTI, -Ubx. Ток вторичной обмотки трансформатора
проходит через диод VD2, а конденсатор С1 фильтрует выпрямленное напряжение,
которое поступает на нагрузку. Диоды VD1 и VD4 в течение прямого хода заперты.
Для синхронного управления ключевыми транзисторами напряжение на их
затворы допустимо подавать с маломощного гальванически развязывающего транс-

форматора или можно применить драйвер затворов, предназначенный для
указанной цели.
В течение обратного хода транзисторы VT1 и VT2 находятся в режиме отсечки,
диоды VD1 и VD4 открыты, и через них первичная обмотка трансформатора
подключена к источнику питания преобразователя. В результате на вторичной обмотке
трансформатора возникает напряжение обратной полярности, по причине чего диод
VD2 закрыт, а диод VD3 открыт, и через него в нагрузку протекает ток. Таким
образом, через нагрузку протекает ток и в течение прямого хода, и в течение обратного
хода. Следовательно, частота пульсации выходного напряжения на конденсаторе С1
равна удвоенной частоте преобразования.
Для обеспечения нормального функционирования в магнитопровод
квазидвухтактного прямоходового преобразователя обычно вводят немагнитный зазор.
Частная петля гистерезиса магнитопровода квазидвухтактного прямоходового
преобразователя близка к предельной петле, что является несомненным достоинством.
6.2.4. Однотактный обратноходовой преобразователь
Рассмотрим принципиальную схему однотактного однофазного
обратноходового преобразователя, или, как ее называют в иностранной литературе, "flyback",
изображенную на рис. 6.3.
Как видим, отличие этой схемы от принципиальной схемы однотактного
прямоходового преобразователя заключается в другой фазировке обмоток импульсного
трансформатора. В течение прямого хода диод VD1 выходного выпрямителя
практически не проводит электрический ток, и энергия не поступает в нагрузку, а
запасается в магнитном поле трансформатора TV1, как в дросселе. При обратном ходе
ключевой транзистор VT1 закрыт, выпрямительный диод VD1 открыт, а энергия,
накопленная в магнитном поле, расходуется на питание нагрузки.
В магнитопровод однотактного обратноходового преобразователя обычно
вводят зазор для уменьшения остаточной индукции с целью недопущения насыщения
ферромагнетика. Предельную петлю гистерезиса однотактного обратноходового
преобразователя используют менее чем наполовину, ввиду чего велики габариты
магнитопроводов трансформаторов. Если нагрузка к ИИП не подключена, то
выходное напряжение может стать недопустимо высоким, что способно вывести из строя
компоненты источника питания. Для того чтобы обратноходовой ИИП мог быть
включен без номинальной нагрузки, внутри него размещают неотключаемую
нагрузку, на которой рассеивается незначительная мощность.
Рис. 6.3. Однотактный обратноходовой преобразователь

Напряжение на нагрузке вторичной обмотки трансформатора однотактного
преобразователя можно найти по формуле:
где Ubx — входное напряжение, В;
W1 — число витков первичной обмотки;
W2 — число витков вторичной обмотки;
£ — скважность импульсов.
Напряжение, прикладываемое к выводам сток-исток или коллектор-эмиттер
запертого ключевого транзистора, составляет:
Форма импульсов напряжения на ключевом транзисторе — прямоугольная со
ступенькой; форма импульсов тока, протекающих через первичную обмотку, —
треугольная.
Однотактные обратноходовые преобразователи используют при отдаваемой
в нагрузку мощности примерно от единиц ватт до сотен ватт.
Достоинства однотактного обратноходового преобразователя:
наличие одного переключательного транзистора;
отсутствие разрушения компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке.
К недостаткам относят:
подмагничивание сердечника импульсного трансформатора;
отсутствие возможности применения систем симметрирования перемагничи-
вания;
наличие более крупного магнитопровода трансформатора, чем в аналогичном
однотактном прямоходовом преобразователе.
Частота пульсации выходного напряжения равна частоте преобразования.
Напряжение на закрытом транзисторе практически достигает суммы выходного
напряжения, помноженного на величину, обратную коэффициенту трансформации,
и напряжения питания преобразователя.
6.2.5. Двухтактный полумостовой преобразователь
Изучим принципиальную схему двухтактного полумостового преобразователя,
носящего международное называние "half bridge" (рис. 6.4).
Рис. 6.4. Двухтактный полумостовой преобразователь

Пока на затворы транзисторов не поступило напряжение, они закрыты.
Напряжение в средней точке емкостного делителя, выполненного на конденсаторах С1
и С2 одинаковой емкости, составляет половину от постоянного напряжения,
питающего преобразователь.
Подадим от задающего генератора на затвор транзистора VT2 отпирающее
напряжение. По цепи +Ubx, конденсатор С1, обмотка трансформатора TV1,
транзистор VT2, -Ubx потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора TV1 возникнет
напряжение, которое будет выпрямлено диодной сборкой VD1 и сглажено
конденсатором СЗ. Транзистор VT1 все это время был закрыт.
Подадим запирающее напряжение на затвор транзистора VT2 и отпирающее
напряжение на затвор транзистора VT1. Ток потечет по цепи +Ubx, транзистор VT1,
обмотка трансформатора TV1, конденсатор С2, -Ubx. На вторичной обмотке
трансформатора TV1 появится напряжение противоположной полярности относительно
предыдущего такта, которое выпрямит диодная сборка VD1 и сгладит конденсатор
СЗ. Затем постоянное напряжение с конденсатора СЗ будет приложено к нагрузке.
Транзистор VT2 в течение второго такта закрыт.
Как видим, ток через нагрузку протекает в течение обоих тактов. Частота
пульсации выходного напряжения в два раза выше частоты преобразования, что
позволяет использовать конденсатор СЗ сглаживающего фильтра с небольшой
номинальной емкостью. Частная петля гистерезиса магнитопровода трансформатора
полумостового преобразователя близка к предельной петле гистерезиса.
Пока нагрузка не соединена с ИИП, к каждому конденсатору емкостного
делителя напряжения приложена половина от постоянного напряжения, питающего
преобразователь. Если емкость конденсаторов делителя напряжения будет
недостаточно велика, то при максимальной нагрузке в течение каждого полупериода
конденсаторы будут существенно разряжаться, и напряжение на них превысит половину
напряжения питания преобразователя.
Напряжение, приложенное к первичной обмотке импульсного трансформатора
полумостового преобразователя, можно вычислить по формуле, В:
где Un — постоянное напряжение, питающее преобразователь, В;
инас — напряжение насыщения одного ключевого транзистора, В.
Емкость каждого конденсатора делителя напряжения можно вычислить по
следующей формуле [91 с. 234], [92, с. 363]:
где С — емкость конденсатора, Ф;
1перв.макс — амплитуда полного тока через первичную обмотку
трансформатора, А;
F — частота преобразования, Гц;
AUc — изменение напряжения на конденсаторе за длительность времени
прохождения через него импульса полного тока 1перв.макс, В.
Величина приложенной к конденсатору переменной составляющей напряжения
не должна превышать максимально допустимую справочную величину для
компонента данной марки и типа. Важно помнить, что номинальная емкость многих
конденсаторов на высокой частоте и при низкой температуре окружающей среды
существенно уменьшается.
Полумостовые преобразователи нашли широкое применение при выходной
мощности от нескольких ватт до нескольких киловатт.

Достоинство полумостового преобразователя заключается в низком обратном
напряжении, приложенном к каждому ключевому транзистору в состоянии отсечки,
примерно равном постоянному напряжению питания преобразователя. Это
позволяет использовать полумостовые преобразователи при высоком питающем
напряжении. Полумостовые преобразователи могут быть включены без нагрузки, и при этом
не будет опасности повреждения компонентов. Частота пульсации равна удвоенной
частоте преобразования.
Если емкости конденсаторов делителя напряжения строго одинаковы,
ключевые транзисторы идентичны друг другу, и петля гистерезиса материала
магнитопровода не содержит дефектов, то можно полагать, что подмагничивание
сердечника импульсного трансформатора отсутствует. Такая картина возможна только в
идеале. Так, например, в реальном полумостовом преобразователе емкости
конденсаторов в делителе напряжения всегда отличны друг от друга и, следовательно,
несимметрично перемагничивание трансформатора. Однако степень несимметрии обычно
много меньше, чем в магнитопроводах трансформаторов однотактных
преобразователей. Одним из простейших способов уменьшения подмагничивания сердечника
полумостового преобразователя является включение неполярного конденсатора
между импульсным трансформатором и средней точкой емкостного делителя
напряжения.
К недостаткам относят наличие двух конденсаторов в делителе напряжения,
разрушение компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке при отсутствии
системы защиты, меньший КПД, чем достижимый в мостовом преобразователе.
6.2.6. Двухтактный мостовой преобразователь
Рассмотрим двухтактный мостовой преобразователь, который в англоязычных
странах называют "bridge" (его принципиальная схема показана на рис. 6.5).
Рис. 6.5. Двухтактный мостовой преобразователь
Предположим, на затворы ключевых транзисторов VT2 и VT3 от задающего
генератора подано отпирающее напряжение. Ток потечет по цепи +Ubx, транзистор
VT3, обмотка трансформатора TV1, транзистор VT2, -Ubx. На вторичной обмотке
трансформатора TV1 будет индуктировано напряжение, которое выпрямит диодная
сборка VD1 и сгладит конденсатор С1, а затем постоянное напряжение будет
приложено к нагрузке. Таким образом, в течение первого такта транзисторы VT1 и VT4
находятся в состоянии отсечки, а транзисторы VT2 и VT3 — в состоянии
насыщения.

Подадим на затворы транзисторов VT2 и VT3 запирающие напряжения, а на
затворы транзисторов VT1 и VT4 — отпирающие напряжения. По цепи +Шх,
транзистор VTI, обмотка трансформатора TV 1, транзистор VT4, -Ubx потечет ток. На
вторичной обмотке трансформатора TV1 индуцируется напряжение, которое поступит
на выпрямитель, выполненный на диодной сборке VD1, на конденсатор фильтра С1,
с которого будет поступать на нагрузку.
В течение второго такта транзисторы VT2 и VT3 находились в состоянии
отсечки, а транзисторы VT1 и VT4 — в состоянии насыщения. Через нагрузку
протекает ток и в первый, и во второй такты, благодаря чему частота пульсации
напряжения на конденсаторе С1 в два раза превышает частоту преобразования. В
магнитопроводе трансформатора мостового преобразователя индукция варьирует от
минимального значения до максимальной величины. Благодаря этому частная петля
гистерезиса близка к предельной петле гистерезиса, и наиболее полно использованы
магнитные свойства сердечника трансформатора.
Напряжение на первичной обмотке импульсного трансформатора мостового
преобразователя можно найти согласно выражению, В:
где Un — постоянное напряжение, питающее преобразователь, В;
инас — падение напряжения на ключевом транзисторе в состоянии
насыщения, В.
Мостовые преобразователи способны отдавать в нагрузку мощность до
десятков киловатт и в отдельных случаях — даже большую.
Достоинства:
высокий КПД;
возможность функционирования при очень большой мощности нагрузки;
к закрытым ключевым транзисторам приложено обратное напряжение,
равное постоянному напряжению питания каскада преобразователя.
Мостовые преобразователи можно использовать при высоком напряжении
питания и допустимо включать без нагрузки, не прибегая к каким-либо ухищрениям.
Пульсация выходного напряжения обладает частотой, которая в два раза превышает
частоту преобразования. Подмагничивание сердечника импульсного
трансформатора мостового преобразователя возникает при применении неидентичных ключевых
транзисторов, различии в потреблении нагрузкой тока в течение полупериодов и от
многих других причин.
Для снижения последствия кратковременного подмагничивания в сердечники
трансформаторов мощных преобразователей мостового и полумостового типов,
а также преобразователей с трансформаторами, имеющими среднюю точку
первичной обмотки, часто вводят немагнитные зазоры. Это увеличивает треугольную
составляющую тока первичной обмотки (ток холостого хода), однако позволяет
нагружать ИИП на динамичную нагрузку. Кроме этого, для уменьшения
подмагничивания последовательно с импульсным трансформатором мостового преобразователя
включают неполярный конденсатор, обладающий емкостью, наименьшую величину
которой можно найти по формуле [92, с. 410]:
где 1с.и — импульсный ток стока транзистора, А;
Un — напряжение пульсации на конденсаторе, В;

Fn — частота пульсации, Гц.
Для двухтактных преобразователей (полумостового, мостового и
преобразователя с трансформатором, имеющим среднюю точку первичной обмотки)
разработаны эффективные электронные системы симметрирования перемагничивания. Их
актуальность проявляется при больших мощностях нагрузки от нескольких киловатт,
сопротивление которой изменяется в широких пределах (например, дуга в
сварочных аппаратах).
К недостаткам мостовых преобразователей относят наличие четырех ключевых
транзисторов и, если отсутствует система защиты от перегрузки, — выход из строя
компонентов ИИП при коротком замыкании нагрузки.
6.2.7. Двухтактный преобразователь с отводом от середины
обмотки трансформатора
Рассмотрим принципиальную схему двухтактного преобразователя с
трансформатором, имеющим вывод от средней точки первичной обмотки (рис. 6.6). Такие
преобразователи в иностранной технической литературе называют "push-pull".
Рис. 6.6. Push-pull преобразователь
Предположим, на затвор ключевого транзистора VT1 подано отпирающее
напряжение, а транзистор VT2 в это время находится в режиме отсечки. Потечет ток
по цепи +Ubx, средняя точка первичной обмотки трансформатора TV1, транзистор
VTI, -Ubx. На вторичной обмотке импульсного трансформатора TV1 возникнет
напряжение, поступающее на выпрямитель с конденсатором сглаживающего фильтра,
а с него выпрямленное напряжение будет приложено к нагрузке.
Снимем напряжение с затвора транзистора VT1, а между затвором и истоком
транзистора VT2 приложим отпирающее напряжение. Ток потечет по цепи +Ubx,
средняя точка первичной обмотки трансформатора TV1, транзистор VT2, -Ubx. На
вторичной обмотке трансформатора TV1 появится напряжение, которое после
выпрямителя и емкостного фильтра поступит на нагрузку.
Частота пульсации выпрямленного напряжения в два раза превышает частоту
преобразования. Частная петля гистерезиса близка к предельной петле, благодаря
чему рационально используют магнитные параметры сердечника трансформатора.
Величину напряжения на первичной обмотке трансформатора
рассматриваемого преобразователя можно найти по формуле, В:
где Un — напряжение питания преобразователя, В;
инас — напряжение насыщения транзистора, В.

Преобразователи со средней точкой в первичной обмотке трансформатора
используют обычно при низком напряжении питания и выходной мощности примерно
от ватта до киловатта.
Достоинства:
высокий КПД;
возможность функционирования при большой мощности нагрузки.
Преобразователи со средней точкой в первичной обмотке трансформатора
можно использовать при высоком напряжении питания, и их допустимо включать, не
подсоединяя нагрузку к источнику питания. Частота пульсации выходного
напряжения рассматриваемого push-pull преобразователя составляет удвоенную частоту
преобразования.
К недостатку преобразователей со средней точкой в обмотке трансформатора
относят высокое напряжение на закрытых ключевых транзисторах (примерно
составляет удвоенное напряжение питания плюс напряжение индуктивного выброса).
Высокое обратное напряжение вынуждает применять высоковольтные транзисторы,
номенклатура которых ^же, чем низковольтных транзисторов. Кроме того, как
известно, напряжение насыщения высоковольтных транзисторов велико и, в
зависимости от их марки и типа, может достигать примерно 3.. 12 В, в результате чего КПД
сетевого бестрансформаторного push-pull преобразователя ниже, чем у других
двухтактных преобразователей сетевых ИИП.
Симметрирование перемагничивания трансформаторов push-pull
преобразователей сетевых ИИП осуществить непросто. При коротком замыкании в нагрузке,
если отсутствует устройство защиты по току, компоненты источника питания выйдут
из строя.
6.2.8. Резонансные и квазирезонансные преобразователи
Преобразователь называют резонансным в том случае, если колебательный
контур, обеспечивающий коммутацию ключей при нулевом токе или напряжении,
обладает той же самой резонансной частотой, что и частота преобразования.
Преобразователь называют квазирезонансным, если резонансная частота
колебательного контура не соответствует частоте преобразования. После того, как через
колебательный контур квазирезонансного преобразователя пропустят ток или
приложат к нему напряжение, в нем возникнет резонанс на собственной частоте. Ее
обычно выбирают более высокой, чем частота преобразования, поскольку при этом
силовые компоненты функционируют на повышенных частотах, и их можно
выбрать с небольшими габаритами и номиналами.
Колебательным контуром называют замкнутую цепь, содержащую
компоненты, обладающие индуктивностью и емкостью. В качестве этих компонентов обычно
используют соответственно дроссели и конденсаторы. Собственную частоту Fo
резонансного колебательного контура можно найти по формуле Томпсона:
где Ск — емкость колебательной системы, Ф;
Ьк — индуктивность контура, Гн.
В реальном колебательном контуре неизменно присутствуют потери, поэтому
вырабатываемые свободные колебания всегда будут затухающими. Часть
запасенной в колебательном контуре энергии расходуется на нагрев изоляции и металла

проводов и обкладок, а также на излучение в окружающее пространство.
Собственная частота колебательного контура зависит не только от индуктивности катушки
и емкости конденсатора, но и от сопротивления потерь.
В зависимости от способа соединения одной катушки индуктивности и одного
конденсатора различают последовательные и параллельные простейшие
колебательные контуры. Если катушка индуктивности и конденсатор включены
последовательно, то контур называют последовательным, а если включены параллельно —
то, соответственно, называют параллельным.
Во время резонанса последовательного колебательного контура затраты
энергии станут минимальны, а амплитуда тока через компоненты будет максимальна.
Амплитуда тока зависит от добротности реактивных компонентов: чем выше
добротность, тем больше сила тока. При равенстве частоты преобразования и
собственной частоты последовательного колебательного контура на катушке индуктивности
и на конденсаторе возрастает напряжение, т.е. можно наблюдать резонанс
напряжений.
При резонансе в параллельном колебательном контуре токи через конденсатор
и катушку индуктивности максимальны, а потребляемая контуром энергия
минимальна. При равенстве собственной частоты колебательной системы и частоты
преобразования ток через компоненты параллельного контура будет максимальным, и,
таким образом, наблюдаем резонанс токов.
Резонансный контур размещают либо последовательно с первичной обмоткой
импульсного трансформатора, либо между его вторичной обмоткой и выходным
выпрямителем. В случае размещения конденсатора резонансной системы после
вторичной обмотки импульсного трансформатора можно ожидать значительного
увеличения амплитуды напряжения пульсации на низковольтной нагрузке.
Регулирование величины протекающего тока через резонансный контур
осуществляют изменением величины паузы "dead time" между импульсами, обладающими
фиксированной длительностью и периодом, или отстройкой частоты
преобразования от резонансной частоты контура. Первый способ используют при ШИ-регули-
ровании, второй — при ЧИ-регулировании. ЧИ-регулирование обычно не
используют, поскольку при отстройке частоты от резонансной резко возрастают потери,
падает КПД преобразователя. Кроме того, управление может быть осуществлено
изменением фазы колебаний.
Импульсные источники питания с резонансными и квазирезонансными
преобразователями целесообразно использовать для питания чувствительной к
пульсациям и наводкам аппаратуры. Резонансные и квазирезонансные преобразователи
особенно хороши при использовании в системах освещения, а наибольшей
эффективности можно достичь при фиксированной, постоянной нагрузке.
Достоинства резонансных и квазирезонансных преобразователей заключаются
в узком спектре излучаемых наводок ввиду пониженной скорости нарастания
напряжения на силовых компонентах и близкой к синусоидальной форме тока,
протекающего через электронные ключи и обмотки трансформатора и резонансного
дросселя преобразователя. Благодаря этому, резонансные и квазирезонансные
преобразователи можно использовать для питания чувствительной к помехам
аппаратуры (например, медицинской, измерительной и др.), которую нельзя питать от
обычного импульсного источника питания.
При наличии мягкой коммутации потери при переключении в силовых
транзисторах можно свети к минимуму, из-за чего КПД источника питания может быть
выше, чем у ИИП с нерезонансным преобразователем. Достоинством является
возможность использования в качестве компонентов колебательного контура паразит-

ных элементов, например: емкости сток-исток транзисторов и индуктивности
рассеяния импульсного трансформатора.
Учитывая, что скорость нарастания напряжения между стоком и истоком или
коллектором и эмиттером ключевых транзисторов резонансных и квазирезонансных
преобразователей значительно меньше, чем в преобразователях нерезонансньгх
топологий, иногда удается обойтись без демпфирующих цепей.
К недостаткам относят высокую сложность расчета компонентов
преобразователя, в особенности — импульсного трансформатора и колебательного контура.
После проведения расчета и сборки изделия "в железе" необходима корректировка
и настройка колебательной системы в резонанс.
Мы говорили о том, что в резонансных и квазирезонансных преобразователях
с переключением при нулевом токе ток, протекающий через переключательные
транзисторы и обмотки дросселя и трансформатора, обладает практически
синусоидальной формой. Если мощность нагрузки постоянна, то амплитуда этого
синусоидального тока должна быть существенно больше (вплоть до нескольких раз), чем
амплитуда импульсов тока прямоугольной или трапецеидальной формы в
преобразователях многих обычных ИИП. Чем больше ток через транзисторы и обмотки
импульсного трансформатора и резонансного дросселя, тем больше мощность потерь
на проводимость и тепловыделение в этих компонентах, и, следовательно, тем ниже
КПД источника питания с резонансным или квазирезонансным преобразователем.
По этой причине мощный ИИП с резонансным или квазирезонансным
преобразователем с переключением при нулевом токе обычно обладает меньшим КПД, чем
аналогичный ИИП с нерезонансным преобразователем. Резонансные и
квазирезонансные преобразователи с переключением при нулевом токе используют в ИИП с
мощностью не более 0,5 кВт.
В резонансных или квазирезонансных преобразователях с переключением при
нулевом напряжении на компонентах преобразователя велико напряжение,
зависящее от добротности колебательной системы. В бестрансформаторном импульсном
источнике питания, который питают от бытовой сети 220 В переменного тока, во
время резонанса напряжение на компонентах последовательного колебательного
контура может достигать нескольких киловольт, что накладывает серьезные
ограничения на применяемую элементную базу. Например, ключевые транзисторы
должны быть высоковольтными, но известно, что напряжение насыщения
высоковольтных транзисторов велико и, следовательно, из-за повышенной мощности
потерь на проводимость существенно тепловыделение в этих компонентах и невелик
КПД источника питания.
Квазирезонансные и резонансные преобразователи с переключением при
нулевом напряжении применяют в ИИП с мощностью обычно не менее 0,5 кВт.
6.2.9. Многофазные преобразователи
До этого момента мы рассматривали только однофазные преобразователи.
Эффективность однофазных преобразователей при больших токах нагрузки и низком
выходном напряжении невелика. Для увеличения эффективности используют
многофазные преобразователи.
Многофазным преобразователем называют систему из ряда идентичных
преобразовательных блоков, каждый из которых включается циклично на небольшой
промежуток времени по сравнению с периодом и отдает энергию в нагрузку, единую
для всех преобразователей [48, с. 247]. Наложения фаз работы блоков недопустимы
[150, с. 50].

Сигналы управления, поступающие на все преобразователи, вырабатывает
общий многофазный задающий генератор, а включение каждого преобразовательного
блока происходит после выключения предыдущего. При этом величина импульсов
тока, которые потребляет от сети многофазный преобразователь, примерно
постоянна в течение периода, и нагрузка между блоками распределена равномерно.
Частота пульсации выпрямленного напряжения многофазного преобразователя
значительно превышает частоту пульсации однофазного преобразователя, благодаря чему
можно использовать малогабаритные компоненты в выходном сглаживающем
фильтре.
К достоинствам многофазных преобразователей можно отнести:
близкий к единице коэффициент мощности, потребляемой от питающей сети;
малую массу и габариты сглаживающего фильтра ввиду высокой частоты
пульсации напряжения;
возможность повышения надежности за счет резервирования путем введения
избыточности числа применяемых блоков.
На основе многофазного преобразователя можно создать систему,
аппроксимированное выходное напряжение пульсации которой может быть близким к
синусоидальному [48, с. 269], а помехи от такого ИИП будут малы. Причем, чем больше
задействовано идентичных преобразовательных блоков, тем ближе будет огибающая
напряжения напоминать синусоиду, и тем меньше будет коэффициент нелинейных
искажений выходного напряжения.
Недостатки заключаются в обилии задействованных компонентов и сложности
организации системы.
6.2.10. Симметрирование перемагничивания сердечников
трансформаторов
Известно, что сердечник трансформатора двухтактного преобразователя не
должен быть подмагничен постоянным током, и недопустимо несимметричное пе-
ремагничивание ферромагнетика. Подмагничивание приводит к снижению КПД,
перекосу частного цикла петли гистерезиса и порой даже — заходу ее в область
насыщения [182, с. 58], что сопровождается значительным (иногда многократным)
увеличением тока первичной обмотки трансформатора.
Ток подмагничивания ограничен сопротивлением первичной обмотки
трансформатора, и он тем больше, чем выше приложенное напряжение [245, с. 39]. По
этой причине последствия подмагничивания импульсных трансформаторов сетевых
высоковольтных источников питания более тяжелы по сравнению с
низковольтными ИИП [245, с. 39]. Кроме того, чем выше магнитная проницаемость материала
магнитопровода и выше частота, тем плачевнее последствия подмагничивания.
Подмагничивание возникает во многих случаях, например: при отсутствии
симметрии импульсов тока положительной и отрицательной полярностей,
протекающих через первичную обмотку [191, с 355], при работе на нагрузку, потребляющую
различные по величине токи в течение длительностей полупериодов.
Последствия подмагничивания можно облегчить, применив ферромагнетик
с протяженной петлей гистерезиса [182, с 61] и введя немагнитный зазор в
сердечник трансформатора, тем самым уменьшив его магнитную проницаемость. При
малой мощности преобразователя допустимо применить магнитопровод с габаритами
большими, чем необходимо для режима без подмагничивания, однако это
нецелесообразно в преобразователях большой мощности, работающих, например, в свароч-

ных аппаратах. Устранить подмагничивание можно путем регулирования
длительностей импульсов, вырабатываемых задающим генератором, отдельно для
положительной и отрицательной полярностей. В качестве датчика степени насыщения
магнитопровода может служить параметрический трансформатор. Величину тока через
обмотку легко измерить трансформатором тока или токовым шунтом.
При использовании параметрического трансформатора можно уменьшить
габариты импульсного трансформатора. При достижении петлей гистерезиса начала
насыщения в один полупериод сигнал с параметрического трансформатора поступит
на задающий генератор, который прекратит подачу на задействованный ключевой
транзистор оставшейся части импульса. Во втором полупериоде при начале захода
петли гистерезиса в область парапроцессов аналогичным образом будет обрезан
импульс управления, и ток через ключевой транзистор не возрастет до
разрушающей величины. В этом случае запас задействованной рабочей магнитной индукции
над индукцией насыщения можно принять совсем небольшим по сравнению с
преобразователем без системы ограничения размаха петли гистерезиса или вовсе не
учитывать. Таким образом, магнитопровод трансформатора можно взять менее
крупным, что является важным достоинством для разработчика мощных
преобразователей.
6.2.11. Обмотка и дроссель групповой стабилизации
Дроссель групповой стабилизации — это моточный компонент, содержащий не
менее двух обмоток, обладающих магнитной связью друг с другом, который
включают после выходного выпрямителя с целью выравнивания напряжений на
нагрузке. Кроме выравнивания выходного напряжения, дроссель групповой стабилизации
выполняет его фильтрацию от пульсаций.
Стабилизацию напряжений осуществляют за счет ШИ-регулирования, а
указанный дроссель представляет собой лишь один из компонентов системы
стабилизации и служит только для выравнивания выходных напряжений. Между дросселем
групповой стабилизации и выпрямителем не должны быть включены
сглаживающие конденсаторы, поскольку в этом случае о стабилизации нельзя будет вести
речь.
Обмотки дросселя групповой стабилизации обязательно должны быть
соединены с нагрузками и включены синфазно. Важно соблюдать фазировку обмоток,
поскольку в случае ошибки произойдет не выравнивание выходных напряжений, а их
рассогласование, что недопустимо. Если входные напряжения ИИП одинаковы, то
обмотки дросселя групповой стабилизации должны обладать одинаковым числом
витков и их желательно выполнить намоткой одновременно в два провода.
Дроссель групповой стабилизации допустимо эксплуатировать при небольшом
изменении токов нагрузок каждой обмотки и только при заранее оговоренных
характерах нагрузок. Одно дело — нагрузка, обладающая индуктивной реакцией,
и совсем другое — емкостной.
К обмоткам дросселя групповой стабилизации приложены напряжения,
обладающие постоянной и переменной составляющими. Выравнивание напряжений на
нагрузках обеспечено наличием переменных составляющих, которые зависят,
например, от скважности импульсов.
Пусть сигнал с одного из выходов ИИП поступает на задающий генератор,
обеспечивающий ШИ-стабилизацию. Если ток через одну из нагрузок стал больше,
чем был, выходное напряжение на данной нагрузке станет меньше, и возрастет
магнитный поток в дросселе, что приведет к появлению на всех других обмотках ЭДС.

Переменные напряжения этих ЭДС будут направлены встречно по отношению к
напряжениям, которые уже были на обмотках. В результате произойдет взаимная
компенсация, благодаря которой выходные напряжения, приложенные ко всем
нагрузкам, станут меньше. На задающий генератор придет сигнал о снижении
напряжения на нагрузке. В результате он увеличит длительность вырабатываемых
импульсов, что приведет к повышению напряжений на всех нагрузках, и они станут
примерно соответствовать номинальным величинам. С наибольшей точностью
напряжение станет близким к номинальному на той нагрузке, сигнал с которой был
послан на цепь обратной связи задающего генератора. Степень выравнивания
выходных напряжений невелика, и лучшие образцы описанных дросселей при
оптимальной настройке могут обладать коэффициентом стабилизации до 10, но не более.
Расчет и корректировка собранного дросселя групповой стабилизации должны
быть произведены скрупулезно, поскольку иначе в определенном режиме возможно
не выравнивание и сглаживание напряжений, а аварийное их увеличение. Это
явление может быть следствием наличия резонанса индуктивности и емкости обмоток
и монтажа, так как указанные реактивные компоненты образуют колебательный
контур. Колебательный контур способен войти в резонанс на основной или кратной
частоте преобразования.
Дроссели групповой стабилизации используют практически во всех источниках
питания компьютеров вплоть до изделий высших ценовых категорий. Кроме того,
дроссели групповой стабилизации внедряют в различные бюджетные источники
питания, нагруженные на приборы, не требующие высокой стабильности выходных
напряжений.
Достоинства: небольшой занимаемый объем, возможность обеспечения
выравнивания напряжений на нескольких нагрузках. Наилучшие результаты можно
получить при использовании дросселей групповой стабилизации для выравнивания
всего двух выходных напряжений при примерно одинаковых токах идентичных
нагрузок. Если число обмоток будет больше двух, и если токи через них существенно
отличаются друга от друга, то эффективность дросселя групповой стабилизации будет
мала.
Недостатки использования дросселя групповой стабилизации:
низкий коэффициент стабилизации;
преобразование пульсаций напряжения из одной обмотки в другую, что
следует учесть при проектировании сглаживающего фильтра.
Предположим, необходимо выровнять выходные напряжения на нескольких
десятках одинаковых нагрузок, причем коэффициент стабилизации задан небольшим:
всего 2..3. В таком случае можно использовать не дроссель групповой
стабилизации, а обмотку групповой стабилизации.
Обмотка групповой стабилизации — это выполненная отдельно или наиболее
нагруженная рабочая обмотка импульсного трансформатора, с которой снимают
сигнал напряжения обратной связи и подают его на соответствующий управляемый
вывод задающего генератора. Если ток через одну из нагрузок станет больше, то
напряжение на обмотке групповой стабилизации будет меньше. Возрастет
длительность импульсов, выработанных задающим генератором, и все выходные
напряжения станут больше. Таким образом, может быть достигнута некоторая стабилизация
при условии, что токи через все нагрузки примерно одинаковы.

6.3. Автогенераторные преобразователи
6.3.1. Основные сведения об автогенераторных
преобразователях
В автогенераторных преобразователях сигнал с выхода возвращается на вход и,
благодаря положительной обратной связи, возникает самовозбуждение, или, говоря
иначе, автогенерация. Ключевые транзисторы в автогенераторных преобразователях
чаще всего включают по схеме с общим эмиттером или истоком, реже — с общим
коллектором или стоком и наиболее редко — с общей базой или общим затвором
[72, с. 308].
К достоинству автогенераторных преобразователей относят малое число
компонентов. Недостатками являются сложность стабилизации выходного напряжения
и организации защиты от перегрузки по току нагрузки, большая сложность
настройки и регулировки по сравнению с преобразователями, содержащими
задающий генератор, поскольку режимы работы многих компонентов (если не
большинства) зависят от флюктуации параметров каждого из них. Разброс параметров этих
компонентов влияет на работоспособность изделия, что может затруднить
организацию серийного производства.
Достижимая частота простейших автогенераторных преобразователей
значительно ниже, чем у преобразователей с задающими генераторами, ввиду низкого
КПД на высокой частоте из-за завала фронтов импульсов, поступающих на
управляющие выводы ключевых транзисторов с импульсного трансформатора.
6.3.2. Запускающие цепи
После включения источника питания и поступления питающего напряжения на
компоненты преобразователя необходим начальный "толчок" для инициализации
процесса автогенерации. Этот "толчок" реализует запускающая цепь. На
управляющий вывод ключевого транзистора должно быть подано достаточное напряжение,
чтобы компонент перешел из состояния отсечки в насыщение, на выходе
преобразователя появилось импульсное напряжение, которое, поступая на его вход,
приведет к генерации. После того как возникнет автогенерация, запускающая цепь не
должна принимать участия в работе преобразователя и по возможности не должна
потреблять в это время энергию, но если автогенерация по какой-либо причине
будет сорвана, запускающая цепь, если выдвинуто такое требование, обязана вновь
запустить процесс вырабатывания импульсов.
Запускающие цепи выполняют либо сугубо на пассивных компонентах, либо на
комбинации пассивных и активных компонентов. Чаще всего запускающие цепи
включают следующие компоненты: RC-цепи ударного возбуждения или динисторы,
или биполярные транзисторы, или однопереходные транзисторы.
Простейшая запускающая цепь состоит из соединенных последовательно
компонентов: ограничивающего ток резистора сопротивлением от 100 Ом до 1 кОм
и конденсатора емкостью от 22 нФ до 0,33 мкФ, включенных между базой или
затвором ключевого транзистора и шиной постоянного напряжения, питающего
преобразователь [72, с. 307]. В момент включения преобразователя в сеть заряжается
конденсатор запускающей цепи, и в это время к управляющему выводу ключевого
транзистора прикладывается отпирающее напряжение. От этого транзистор
открывается, и возникает автогенерация.

По окончании процесса заряда конденсатора запускающая цепь не влияет на
работу преобразователя. Если автогенерация сорвана, рассмотренная запускающая
цепь не возобновит работу преобразователя.
6.3.3. Однотактный автогенераторный преобразователь
Однотактный автогенераторный преобразователь — это релаксационный
генератор, содержащий один ключевой транзистор. Изучим работу такого
преобразователя на примере практического импульсного источника питания, описание которого
было опубликовано в статье [135]. Его принципиальная схема показана на рис 6.7.
Рис. 6.7. Принципиальная схема однотактного автогенераторного преобразователя
Основные технические характеристики:
напряжение питающей сети — 220 В +10% -15%;
максимальный ток через нагрузку — 70 мА;
выходное напряжение — 9 В;
максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку, — 0,63 Вт;
размах пульсации выходного напряжения — 130 мВ;
частота преобразования — 50..58 кГц.
Данный микромощный источник питания предназначен для обеспечения
питанием микрокалькуляторов, игрушек, некоторых видов часов, получающих энергию
от батарей типа "Крона" и других устройств, а габариты ИИП столь малы, что он
может быть размещен в спичечной коробке. В режиме холостого хода тепловой
режим ИИП наиболее тяжел, а наиболее легок он при максимальной нагрузке.
Импульсный трансформатор TV1 выполнен на магнитопроводе в форме тора
типоразмером К 16x10x4,5 из феррита М2000НМ1. Обмотка I содержит 100 витков
провода диаметром 0,14 мм; обмотка II состоит из восьми витков провода
диаметром 0,1 мм; а обмотка III имеет 25 витков провода диаметром 0,35 мм [135]. Для
надежной гальванической развязки обмотка III изолирована от других обмоток слоем
майларовой, лакотканевой или фторопластовой изоляции.
Полярный конденсатор С5 — специальный высокочастотный. Если в наличии
только алюминиевый электролитический конденсатор подходящей емкости, то его
также можно использовать, зашунтировав керамическими конденсатором с малым
тангенсом угла потерь и низкими значениями ESL и ESR.

Во время включения ИИП в питающую сеть резистор R6 создает смещение на
базе транзистора VT1, необходимое для отпирания транзистора, которое приводит
к началу протеканию тока коллектора. Ток коллектора, протекая через первичную
обмотку трансформатора TV1, вызывает появление напряжений на всех обмотках.
Появление напряжения на обмотке положительной обратной связи II дает еще
большее открывание транзистора VT1, в результате чего он входит в режим насыщения,
и ток коллектора становится максимальным. Все это время ток через диод VD1 и,
соответственно, через нагрузку не течет.
Когда транзистор вошел в режим насыщения, напряжение на обмотках II и III
уменьшается, и транзистор выходит из режима насыщения. Поскольку напряжение
база-эмиттер транзистора снизилось, ток коллектора уменьшился, а напряжение на
первичной обмотке I возросло, транзистор VT1 входит в режим отсечки. При этом
диод VD5 оказывается в прямом включении, и через него протекает в нагрузку ток,
для получения которого тратится энергия, запасенная в магнитном поле
трансформатора за время прямого хода. Таким образом, рассматриваемый однотактный
преобразователь ИИП является обратноходовым. Когда транзистор войдет в режим
отсечки, и ток через первичную обмотку трансформатора снизится почти до нуля,
вновь начнется отпирание транзистора.
Напряжение нагрузки стабилизировано благодаря компоненту VD6.
Демпфирующая цепь СЗ, R3, VD3 купирует импульс ЭДС самоиндукции первичной
обмотки трансформатора. В ключевом транзисторе VT1 тепла выделяется не много, и
поэтому его допустимо не устанавливать на охладитель. Транзистор можно заменить
компонентом одной из марок КТ602А, КТ602Б, КТ605А или КТ605Б.
Достоинства однотактного автогенераторного преобразователя — это
небольшое число компонентов и наличие всего одного ключевого транзистора.
Недостатки:
подмагничивание сердечника трансформатора TV1 постоянным током;
низкий КПД устройства;
изменение частоты преобразования при флюктуации тока через нагрузку,
в результате чего мощность однотактных автогенераторных
преобразователей обычно не превышает нескольких десятков ватт [6, с. 213].
6.3.4. Двухтактный автогенераторный преобразователь
Ройера
Автогенераторный преобразователь Ройера содержит один импульсный
трансформатор, магнитопровод которого работает с заходом петли гистерезиса в область
насыщения. Для снижения потерь в магнитопроводе трансформатора его материал
должен обладать прямоугольной петлей гистерезиса. Сигналы коммутации,
поступающие на управляющие выводы переключающих транзисторов, берут с того же
трансформатора, в котором присутствует первичная обмотка, подключенная к
переключающим транзисторам, а также вторичная обмотка, по которой протекает ток
нагрузки. В этом и заключается особенность данной разновидности
преобразователей.
Во вторичной обмотке трансформатора вырабатывается напряжение
прямоугольной формы, которое выпрямляют, фильтруют и прикладывают к нагрузке.
Ознакомиться с практическим источником питания с автогенераторным
преобразователем Ройера можно в материале [146].

Частоту преобразования автогенератора Рой ера можно найти по следующей
формуле [4, с. 7]:
где Un — постоянное напряжение питания преобразователя, В;
Ынас — напряжение насыщения ключевого транзистора, В;
W1 — число витков первичной обмотки трансформатора;
Внас — индукция насыщения магнитопровода, Тл;
Sc — площадь сечения сердечника, м2;
кеч — коэффициент заполнения сечения магнитопровода ферромагнетиком.
Обратим внимание на рис. 6.8, на котором изображена практическая схема ИИП
с автогенераторным преобразователем Ройера, имеющего максимальную мощность
нагрузки до 15 Вт.
Рис. 6.8. Принципиальная схема автогенераторного преобразователя Ройера

Основные технические характеристики:
напряжение питающей сети переменного тока — 220 В (+20 % -20 %);
частота преобразования — 6,5..7,5 кГц;
постоянное выходное напряжение — 15 В;
максимальный выходной ток — не более 1 А;
ток холостого хода — не более 20 мА;
наибольший КПД при максимальной мощности нагрузки — 70 %.
CI, R3, VS1 — запускающая цепь, обеспечивающая асимметрию при
включении преобразователя. При запуске автогенераторного преобразователя Ройера к базе
транзистора VT2 через указанную цепь прикладывается положительное
напряжение. Транзистор VT2 открывается, что вызывает начало протекания тока через
первичную обмотку I трансформатора TV1 и появление напряжений на всех обмотках.
Когда магнитопровод трансформатора VTI входит в насыщение, напряжение на
обмотках уменьшается, и транзистор VT2 закрывается. При этом полярность
напряжений на обмотках трансформатора изменяется и становится противоположной,
транзистор VT1 открывается, и через первичную обмотку I трансформатора TV1
снова начинает протекать ток. При насыщении магнитопровода трансформатора
транзистор VT1 закрывается, а транзистор VT2 открывается, и процесс повторяется.
Конденсатор СЗ — алюминиевый электролитический. Трансформатор TV1
изолирует выходные цепи источника питания от входных цепей, а также задает частоту
преобразования. Если для его магнитопровода нет дефицитного феррита с
прямоугольной петлей гистерезиса, то можно воспользоваться тороидальным магнито-
проводом типоразмером К32х]8х7 или К32х20х6 из распространенного феррита на
основе марганец-цинка марки М2000НМ-А, М2000НМ1, М2000НМ1-17, М2000НМ
-39 или аналогичной, однако КПД преобразователя при этом может быть немного
ниже. Изменять число витков в обмотках не требуется.
Обмотки II и III содержат по восемь витков диаметром 0,3 мм; обмотка I
состоит из 352 витков провода диаметром 0,45 мм; обмотку IV образуют 33 витка
диаметром 0,85 мм. Провод может быть использован марок ПЭВ, ПЭТВ или ПЭВ-2.
Обмотки II и III наматывают одновременно в два провода.
Выходной фильтр не должен обладать емкостной реакцией, а индуктивность
дросселя L1 не должна быть меньше 450 мкГн, поскольку иначе автогенерация
будет затруднена и может не развиваться. Автогенерация в рассматриваемом
преобразователе начнется в момент включения устройства в питающую сеть, как при
отсутствии нагрузки, так и при подключенной нагрузке.
Для предотвращения пробоя ключевых транзисторов VT1 и VT2 параллельно
выводам коллектор-эмиттер обязательно следует включить демпфирующие
сверхбыстродействующие импульсные диоды или защитные диоды transil. Чем выше
напряжение питания преобразователя, тем актуальнее это требование.
В качестве ключевых транзисторов VT1 и VT2 можно применить компоненты
марок КТ812А, КТ840А, 2Т704А, 2Т704Б, КТ809А, BU508AF (типы компонентов
приведены в порядке увеличения температуры их корпусов при работе в данном
источнике питания). Транзисторы марки BU208 будут разогреты больше, чем
компоненты всех указанных марок. Транзисторы в установке на охладители не
нуждаются.
Выполнить расчет параметров двухтактных автогенераторных
преобразователей Ройера, содержащих насыщающийся трансформатор, для импульсных
источников питания можно в программе "Converter 5.0.0.0". Загрузить новую версию про-

граммы, исходные тексты и справку можно с официальной Internet-страницы
http://moskatov.narod.ru/Converter.html. Дистрибутив программы —
размером 793 Кбайт. Программа распространяется по лицензии "donationware" и
предназначена для работы в операционных системах Microsoft Windows0 98 Second
Edition, Millennium, 2000, XP и Vista.
Достоинства автогенераторных преобразователей Ройера — небольшое число
использованных компонентов и возможность защиты деталей ИИП от перегрузки
по току нагрузки плавким предохранителем.
К недостаткам относят:
понижение частоты преобразования при увеличении мощности нагрузки;
амплитуда импульсов тока коллекторов или истоков ключевых транзисторов
в моменты коммутации может превышать средний ток в 3-20 раз, поэтому
в маломощных преобразователях приходится использовать довольно мощные
транзисторы. Вследствие этого мощность двухтактных автогенераторных
преобразователей Ройера, как правило, невелика и не превышает нескольких
десятков ватт у самых мощных устройств этого типа.
6.3.5. Двухтактный автогенераторный преобразователь
Енсена
В автогенераторном преобразователе Енсена переключательный и
гальванически развязывающий импульсные трансформаторы разнесены — это две различные
детали, в чем и заключается главное отличие от автогенераторного преобразователя
Ройера. Магнитопровод переключательного импульсного трансформатора работает
с заходом петли гистерезиса в область насыщения, а магнитопровод гальванически
развязывающего импульсного трансформатора не должен входить в насыщение.
Напряжение сигнала положительной обратной связи с ненасыщающегося
трансформатора поступает через ограничивающий ток резистор на насыщающийся
маломощный трансформатор, вызывая перемагничивание его сердечника с частотой
преобразования.
Рассмотрим рис. 6.9, на котором представлена практическая схема ИИП с
автогенераторным преобразователем Енсена.
Рис. 6.9. Принципиальная схема автогенераторного преобразователя Енсена

Основные технические характеристики:
напряжение питающей сети — 220 В;
выходное напряжение — 2 х 50 В;
максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку, — 500 Вт;
частота преобразования — 8,5 кГц;
максимальный КПД — не менее 92%.
Теперь поговорим о моточных компонентах...
Импульсный ненасыщающийся трансформатор TV1 выполнен на трех
сложенных вместе кольцах типоразмером К45х28*8 из феррита М2000НМ1-17. Обмотка I
имеет 131 виток провода диаметром с учетом изоляции 0,8 мм. Обмотка II с
отводом от середины состоит из 45 + 45 витков провода диаметром 0,89 мм. Обмотка III
имеет 13 витков провода диаметром 0,46 мм. Между обмотками необходимо
проложить слои изоляции из майлара или тефлона.
Насыщающийся переключательный трансформатор TV2 выполнен на феррито-
вом кольце типоразмером К20х10х5 из материала М2000НМ-А. Все три обмотки I,
II, III содержат по семь витков провода диаметром 0,46 мм. Провода обмоток
следует равномерно уложить на тороидальный магнитопровод.
Каждый переключающий транзистор VT1 и VT2 необходимо закрепить на
охладителе с площадью охлаждающей поверхности 150 см2. Транзисторы марки
BU50BAF можно заменить приборами КТ812А, КТ812Б, КТ828А, КТ834А или
КТ840А.
Полярные конденсаторы С4 и С5 должны быть специально предназначены для
работы на повышенных частотах.
Защиты от перегрузки по току нагрузки в данном импульсном источнике
питания нет. Плавкий предохранитель по цепи нагрузки использовать не следует,
поскольку он не успеет защитить компоненты от разрушения.
Расчет импульсного трансформатора TV1 можно выполнить точно так же, как
для аналогичного ненасыщающегося трансформатора для импульсного
преобразователя с задающим генератором.
Достоинство: возможность получения большой выходной мощности (примерно
до киловатта) при небольшом числе задействованных компонентов.
Недостатки:
повышение частоты преобразования при увеличении мощности нагрузки, что
может затруднить фильтрацию выходного напряжения;
сложность организации стабилизации напряжения, приложенного к нагрузке,
и реализации системы защиты от перегрузки при недопустимом увеличении
выходного тока.
6.4. Тиристорные преобразователи
6.4.1. Несколько слов о тиристорных инверторах
В силовой преобразовательной технике при мощностях нагрузок от десятков
киловатт и выше традиционно используют тиристорные инверторы. Эксплуатация
тиристорных преобразователей наиболее целесообразна при напряжениях питания
инверторов от единиц до десятка киловольт и токах от сотен ампер и выше, хотя
позиции тиристоров все интенсивнее отвоевывают IGBT.

Триодные тиристоры, в отличие от транзисторов, не являются полностью
управляемыми приборами. Для того чтобы отпереть триодный тиристор, необходимо
подать импульс тока от задающего генератора на выводы катода и управляющего
электрода. Для запирания триодного тиристора недостаточно прекратить подачу
отпирающего импульса. Для этого следует или уменьшить ток через тиристор ниже
тока удержания, или поменять полярность напряжения на выводах анод-катод
прибора [181, с. 35]. Исключение составляют запираемые тиристоры, которые можно
закрывать, подавая на управляющие электроды соответствующие импульсы. Для
запирания триодных тиристоров в преобразователях используют реактивные
компоненты: конденсаторы и дроссели. Накопленная в них энергия идет на запирание
ранее открытых тиристоров.
Для подавления колебательных процессов, возникающих при переключении
тиристоров, параллельно выводам анод-катод включают демпфирующие RC-цепи.
При переходе электронного ключа в состояние отсечки импульс ЭДС
самоиндукции, обусловленный наличием запасенной энергии в паразитных индуктивностях,
должен быть поглощен RC-цепью.
Вычислить ориентировочные значения сопротивлений и емкостей компонентов
демпфирующих RC-цепей можно согласно формулам:
где Uo6p.a — максимальная амплитуда напряжения на закрытом тиристоре, В;
1обр.а — максимальная амплитуда обратного тока, протекающего через
закрытый тиристор, А;
а также:
где Inp.a — максимальная амплитуда прямого тока, протекающего через открытый
тиристор, А;
Uk3 — напряжение, приложенное к тиристору при коротком замыкании
(относительных единиц);
со — круговая частота, радиан / с.
Трансформаторы описанных ниже инверторов (последовательного,
параллельного, параллельно-последовательного, преобразователя Мак-Муррея) должны
функционировать в линейном режиме без захода петли гистерезиса в область
насыщения.
6.4.2. Последовательный тиристорный инвертор тока
Последовательный тиристорный инвертор тока содержит конденсатор,
включенный последовательно с нагрузкой или трансформатором, к которому
подключена нагрузка. Схема устройства показана на рис. 6.10. Дроссель на входе (в цепи
питания) преобразователя необходим для сглаживания импульсов тока, которые
протекают через одновременно включенные тиристоры.
Предположим, изначально тиристоры VS2 и VS3 находятся в открытом
состоянии, а тиристоры VS1 и VS4 закрыты. Обкладка конденсатора С1, соединенная с
тиристорами VS1 и VS2, заряжена отрицательно. Подключенная к тиристорам VS3
и VS4 обкладка заряжена положительно. Ток течет по цепи +Ubx, дроссель L1, ти-

ристор VS3, конденсатор CI, первичная обмотка трансформатора TV1, тиристор
VS2, -Ubx.
Рис. 6.10. Последовательный тиристорный инвертор тока
Подадим отпирающие импульсы между управляющими электродами и
катодами тиристоров VS1 и VS4. Тиристоры VS1 и VS4 переходят в открытое состояние,
и все четыре тиристора находятся в проводящем состоянии. Конденсатор CI
начинает разряжаться, и токи его разряда будут противоположны токам, протекающим
через тиристоры VS2 и VS3. В момент времени, когда токи через тиристоры VS2
и VS3 станут равны нулю, эти тиристоры закроются. Ток потечет по цепи +Ubx,
дроссель LI, тиристор VS1, первичная обмотка трансформатора TV1, конденсатор
СI, тиристор VS4, -Ubx. Напряжение на выводах конденсатора СI теперь имеет
обратную полярность, в соответствии с которой происходит его заряд.
Приложим отпирающие импульсы между управляющими электродами и
катодами тиристоров VS2 и VS3, в результате чего они перейдут в открытое состояние.
Все четыре тиристора будут открыты, происходит разряд конденсатора СI, и
направление токов разряда таково, что токи через тиристоры VSI и VS4 станут равны
нулю. Тиристоры VS1 и VS4 переходят в закрытое состояние, а тиристоры VS2
и VS3 будут открыты. Далее процесс повторится.
Напряжение на первичной обмотке трансформатора TV1 допустимо вычислить
согласно выражению:
где Ubx — постоянное напряжение питания преобразователя, В;
coscpH — коэффициент мощности нагрузки.
При отсутствии нагрузки последовательного тиристорного преобразователя
возможен аварийный режим, когда все тиристоры остаются в открытом состоянии.
По этой причине включение данного преобразователя без нагрузки или с
недостаточной нагрузкой недопустимо. Нагрузочная характеристика преобразователя
является почти неизменной при существенных флюктуациях мощности нагрузки.
6.4.3. Параллельный тиристорный инвертор тока
Рассмотрим однофазный параллельный тиристорный инвертор тока мостового
типа, схема которого показана на рис. 6.11.

Рис. 6.11. Параллельный тиристорный инвертор тока
Допустим, тиристоры VS1 и VS4 изначально были в состоянии насыщения,
обкладка конденсатора CI, электрически соединенная с тиристорами VS1 и VS2, была
заряжена положительно, а обкладка, подключенная к тиристорам VS3 и VS4, —
отрицательно (см. рис. 6.11). Ток течет от положительного полюса источника питания
через дроссель LI, тиристор VS1, первичную обмотку трансформатора TV1,
тиристор VS4 и возвращается в источник питания.
Подадим отпирающие импульсы положительной полярности на управляющие
электроды тиристоров VS2 и VS3, которые включены в диагональ моста. Тиристоры
VS2 и VS3 открываются, и все четыре тиристора находятся в проводящем
состоянии. Конденсатор CI начинает разряжаться. Направление токов его разряда
противоположно токам через тиристоры VS1 и VS4, и в момент, когда токи будут
скомпенсированы, тиристоры VSI и VS4 перейдут в запертое состояние. Таким образом,
ток теперь будет протекать по цепи от +1!вх, через дроссель L1, тиристор VS3,
первичную обмотку трансформатора TV1, тиристор VS2, -Ubx. К конденсатору С1
приложено напряжение противоположной полярности (на рис. 6.11 полярности
обозначены знаками в скобках), и происходит его перезаряд.
Подадим отпирающие импульсы на управляющие электроды тиристоров VS1
и VS4, которые переходят в открытое состояние. При этом все четыре тиристора
открыты. Начинает происходить разряд конденсатора С1. Направление токов разряда
противоположно направлению токов, протекающих через тиристоры VS2 и VS3.
В тот момент, когда, благодаря компенсации, токи через тиристоры VS2 и VS3
будут нулевыми, они перейдут в запертое состояние. Тиристоры VS 1 и VS4 будут
открыты, а компоненты VS2 и VS3 — закрыты. Далее процесс повторяется.
Емкость конденсатора С1 допустимо определить согласно выражению:
где Рн — активная мощность, потребляемая нагрузкой, Вт;
Uc — напряжение на обкладках конденсатора С1, В;
со — угловая частота напряжения на обкладках конденсатора С1;
фн — угол сдвига фаз между током, протекающим через конденсатор С1 с
первичной обмоткой трансформатора TV1, и током только первичной обмотки
трансформатора;

Р — угол сдвига фаз между напряжением на обкладках конденсатора С1,
имеющим теоретически синусоидальную форму, и током, протекающим через
конденсатор С1 и первичную обмотку трансформатора TV1.
Напряжение на первичной обмотке трансформатора TV1 можно найти по
формуле:
где Yh — проводимость нагрузки (модуль), См.
Нагрузка параллельного тиристорного инвертора тока должна иметь емкостный
характер, а ток, протекающий через конденсатор С1 и первичную обмотку
трансформатора TV1, должен опережать напряжение, приложенное к конденсатору С1.
Иначе только что перешедшие в запертое состояние тиристоры вновь откроются,
и возникнет аварийная ситуация, когда непредусмотренный ток потечет через
тиристоры, нарушив работу преобразователя.
Функционирование преобразователя без нагрузки недопустимо, что
представляет недостаток параллельного инвертора. Нагрузочная характеристика
преобразователя — круто падающая, наклон которой, а также форма импульсов на вторичной
обмотке трансформатора TV1 зависят от проводимости нагрузки, индуктивности
дросселя L1 и емкости конденсатора С1 [91, с. 283]. Целесообразна работа
параллельного тиристорного инвертора тока на фиксированную неизменную нагрузку.
6.4.4. Параллельно-последовательный тиристорный инвертор
тока
Параллельно-последовательный тиристорный инвертор тока сочетает
достоинства как последовательного, так и параллельного преобразователей. Его схема
показана на рис. 6.12.
Рис. 6.12. Параллельно-последовательный инвертор тока
Принцип действия параллельно-последовательного инвертора тока
существенно не отличается от принципа действия рассмотренных ранее инверторов
последовательного и параллельного типов. Параллельно-последовательный инвертор
обладает довольно "стабильной" нагрузочной характеристикой и может быть в
отдельных случаях включен без нагрузки. Чем больше коэффициент мощности нагрузки
параллельно-последовательного инвертора, тем незначительнее станет изменение

нагрузочной характеристики при флюктуации снимаемой мощности от минимума
до максимума.
6.4.5. Тиристорный преобразователь напряжения Мак-Муррея
Преобразователь Мак-Муррея имеет LC-контур, предназначенный для
запирания тиристоров, реактивные компоненты которого в определенные моменты
соединяют друг с другом посредством тиристоров, находящихся в это время в открытом
состоянии. Соответствующая схема показана на рис. 6.13.
Рис. 6.13. Преобразователь напряжения Мак-Муррея
Предположим, изначально тиристор VS I был в открытом состоянии, а тиристор
VS2 — в закрытом. Обкладка конденсатора СI, подключенная к тиристору VS2,
заряжена положительно, а соединенная с тиристором VS I — отрицательно. Ток течет
по цепи +Ubx, полуобмотка трансформатора TV1, тиристор VS1, дроссель LI, -Ubx.
Подадим отпирающий импульс положительной полярности на управляющий
электрод тиристора VS2. Тиристор VS2 переходит в открытое состояние, и
конденсатор CI начинает разряжаться. Направление тока его разряда, протекающего по
цепи от положительно заряженной обкладки конденсатора СI, через открытый
тиристор VS2, тиристор VS1, отрицательно заряженную обкладку конденсатора CI,
противоположно току, протекающему через тиристор VS1. В результате тиристор
VS1 переходит в закрытое состояние. Конденсатор CI начинает перезаряжаться,
причем этот процесс не может быть мгновенным из-за включенного
последовательно с ним, благодаря открытому тиристору, дросселя Ы. Напряжение на обкладках
конденсатора СI равно удвоенному напряжению питающей сети (2 • Ubx) плюс
напряжение индуктивного выброса ЭДС самоиндукции. Через диод VD4 происходит
рекуперация энергии, т.е. возвращение в питающую сеть энергии ЭДС
самоиндукции полуобмотки трансформатора TV1. Часть тока в результате запаса энергии
циркулирует по цепи от дросселя LI, через диод VD4, открытый тиристор VS2 и
возвращается в дроссель LI. При дальнейших переключениях запасенная энергия
возрастала бы, приводя к росту циркулирующего тока. Во избежание этого к части по-

луобмотки трансформатора TV1 подключен диод VD3. Через диод VD3 происходит
рекуперация накопленной в дросселе L1 энергии в питающую сеть.
Подадим отпирающий импульс на управляющий электрод тиристора VS1, в
результате чего он переходит в открытое состояние. Происходит разряд конденсатора
С1, который инициирует запирание тиристора VS2. Далее процесс повторится.
Благодаря наличию диодов VD2, VD3 нагрузочная характеристика
преобразователя Мак-Муррея довольно "жесткая". Преобразователь может быть включен без
нагрузки и способен питать индуктивную нагрузку.
6.4.6. Последовательный резонансный полумостовой
тиристорный инвертор
Последовательный резонансный тиристорный инвертор, схема которого
изображена на рис. 6.14, по сравнению с параллельными инверторами обладает
важным достоинством: он может работать на более высокой частоте преобразования
ввиду меньших потерь в тиристорах на этих частотах.
Рис. 6.14. Последовательный резонансный тиристорный инвертор
Конденсаторы С1 и С2 образуют емкостный делитель напряжения.
Индуктивности полу обмоток дросселя L1 и емкости конденсаторов С1 и С2 представляют
резонансный контур, собственная частота которого равна частоте импульсов
управления. Если бы эти частоты отличались друг от друга, что обычно имеет место на
практике, то преобразователь следовало бы называть квазирезонансным.
Если добротность контура 0 будет мала, то преобразователь не сможет
функционировать, а если она будет большой, то к компонентам колебательного контура,
первичной обмотке трансформатора TV1, тиристорам будет приложено
напряжение, которое намного больше необходимого. На практике обычно добротность
колебательной системы выбирают от 1 до 4 [243, с. 164]. Емкости конденсаторов С1
и С2 должны быть по возможности близкими.
Допустим, тиристор VS1 открывается, а тиристор VS2 закрыт. Ток течет по
цепи: +Ubx, тиристор VS1, верхняя по схеме полуобмотка дросселя L1, первичная
обмотка трансформатора TV1, заряжающийся конденсатор С2, -Ubx и по другой цепи:
положительно заряженная обкладка конденсатора С1, тиристор VS1, верхняя по
схеме полуобмотка дросселя L1, первичная обмотка трансформатора TV1,
отрицательно заряженная обкладка конденсатора С1. Конденсатор С1 разряжается, а кон-

денсатор С2 заряжается. Поскольку емкости этих конденсаторов в теории
одинаковы, через первичную обмотку трансформатора TV1 протекает в два раза больший
ток, чем через каждый из конденсаторов. Частота тока, протекающего по нагрузке
Rh, зависит от параметров компонентов колебательного контура. Форма импульсов
тока в течение полупериода близка к половине синусоиды. В конце полупериода ток
через тиристор VS 1 уменьшается до нуля, и он закрывается. Заметьте: переход
тиристора в состояние отсечки происходит при нуле тока.
Приложим отпирающий импульс между управляющим электродом и катодом
тиристора VS2, который переходит в открытое состояние. Ток течет по цепи: +1!вх,
заряжающийся конденсатор С1, первичная обмотка трансформатора TV1, нижняя
по схеме полуобмотка дросселя L1, тиристор VS2, -Ubx и по второй цепи:
положительно заряженная обкладка конденсатора С2, первичная обмотка трансформатора
TV1, нижняя по схеме полуобмотка дросселя L1, тиристор VS2, отрицательно
заряженная обкладка конденсатора С2. Форма импульсов тока и в течение второго
полупериода близка к половине синусоиды. В конце полупериода ток через тиристор
VS2 уменьшится до нуля, и тиристор закроется. Переменное напряжение на чисто
активной нагрузке Rh будет почти синусоидальной формы. Далее процесс
повторится.
Индуктивность колебательной системы определяют по формуле [243, с. 164]:
где Rh — сопротивление нагрузки, Ом;
0 — добротность колебательной системы;
со — круговая частота, радиан / с.
Емкости конденсаторов С1 и С2 находят согласно выражению [243, с. 164]:
Ввиду переключения тиристоров при нуле тока в них выделяется небольшая
мощность потерь, что является достоинством.

ГЛАВА
Специальные и практические
источники питания
7
7.1. Корректор коэффициента мощности
Полная мощность, которую потребляют от питающей сети подавляющее
большинство источников питания, значительно превышает активную мощность. В
результате необходимо увеличивать сечение подводящих проводов и применять более
мощные питающие устройства, чем можно было бы при равенстве полной и активной
мощностей. Полная мощность никогда не может превышать активную мощность.
Они равны лишь в идеале. Отношение активной мощности к полной мощности
называют коэффициентом мощности, а устройства, приближающие коэффициент
мощности к единице, — корректорами коэффициента мощности.
Согласно ОСТ 45.188-2001, источники питания, которые отдают в нагрузку
более 300 Вт, должны обладать коэффициентом мощности не менее 0,95, для чего
между питающей сетью и их входами устанавливают корректоры коэффициента
мощности. Кроме того, благодаря корректорам коэффициента мощности, можно
значительно снизить коэффициент гармоник потребляемого от сети тока. Современные
корректоры коэффициента мощности могут быть двух разновидностей: пассивными
и активными.
Пассивные корректоры коэффициента мощности содержат соединенные
определенным образом реактивные компоненты, например: дроссели, включенные
последовательно с вторичными источниками питания, и фазосдвигающие
"косинусные" конденсаторы, подключенные параллельно питающей сети. Поскольку частота
работы дросселей такая же, как у питающей сети, их габариты и масса велики.
Ориентировочная величина индуктивности дросселей — около 50 мГн. При размещении
дросселя до сетевого выпрямителя необходимо выбрать вентили с высоким
обратным напряжением, поскольку в противном случае импульсом ЭДС самоиндукции
дросселя, возникающем при отключении корректора коэффициента мощности от
питающей сети, они могут быть пробиты. Выброс напряжения можно ограничить на
заданном уровне, зашунтировав обмотку дросселя стабилитроном или transil.
Пассивные корректоры коэффициента мощности не содержат преобразователей
напряжения и потому не создают пульсаций с частотой коммутации. Благодаря
этому, пассивные корректоры коэффициента мощности можно использовать совместно
с чувствительной к высокочастотным излучениям аппаратурой, например,
радиоизмерительной или медицинской. В этом заключается единственное достоинство
пассивных корректоров коэффициента мощности.
Нагрузка пассивных корректоров коэффициента мощности должна быть
неизменна, а с лучшими образцами можно достичь коэффициента мощности до 0,98 при
работе на резистивную нагрузку. Во всех остальных случаях коэффициент
мощности будет ниже. Пассивные корректоры коэффициента мощности рекомендуют
применять совместно с источниками питания небольшой мощности не более 50 Вт.
Благодаря преобразованию энергии на высокой частоте, габариты и масса
активных корректоров коэффициента мощности невелики. Обычно активные
корректоры коэффициента мощности строят на основе повышающего импульсного преоб-

разователя, а микросхемы для их задающих генераторов на данный момент широко
распространены и доступны.
В моменты коммутаций ключевого транзистора импульсный преобразователь
генерирует пульсации, которые могут проникнуть в питающую сеть. Во избежание
этого между активным корректором коэффициента мощности и питающей сетью
включают помехоподавляющие фильтры высокочастотных помех.
Электромагнитная совместимость активных корректоров коэффициента
мощности хуже, чем у пассивных корректоров, и не со всякой нагрузкой возможна
совместная работа. Нагрузку активных корректоров коэффициента мощности обычно
допустимо менять в широких пределах без существенного снижения коэффициента
мощности. Обычно активные корректоры коэффициента мощности используют
вместе с мощными источниками питания (Рн > 50 Вт).
Следует заметить, что после введения в источник питания корректора
коэффициента мощности в нем будет выделяться тепло, а общий КПД системы может
уменьшиться.
7.2. Печь индукционного нагрева
Для закаливания изделий, получения высококачественных сталей и сплавов, а также
для плавки цветных металлов используют тигельные печи индукционного нагрева.
Такие печи могут обладать вместимостью от нескольких сотен граммов до десятков
тонн. Принцип действия печи индукционного нагрева основан на выделении тепла
вследствие протекания вихревых токов, благодаря чему разогревается подлежащий
расплавлению материал. Вихревые токи протекают из-за наличия мощного
переменного магнитного поля, для чего необходим соответствующий генератор.
Рассмотрим частный случай печи индукционного нагрева. В емкость,
изготавливаемую из жаропрочного материала, называемую тиглем, помещают подлежащий
расплавлению или закаливанию материал. Снаружи на тигель надевают индуктор,
по которому пропускают переменный ток. Индуктор представляет собой трубку из
электропроводящего металла, например, меди. Специальный насос системы
охлаждения выкачивает жидкость из трубки, которой она заполнена. Индуктор
подключают к специальной колебательной системе, призванной снизить реактивный ток,
потребляемый от генератора. Колебательную систему подключают к генератору,
который можно отнести к вторичным источникам питания.
Генератор представляет собой импульсный преобразователь с цепью
стабилизации тока. Регулируя ток через колебательную систему, изменяют температуру
расплава. Ключи преобразователя могут быть выполнены на тиристорах, IGBT или
электронных лампах. В том случае, если используют тиристорные ключи или ключи
на IGBT, частота преобразования обычно составляет 500..2400 Гц. Если ключи
выполнены на электронных лампах, которые обладают значительно лучшими
частотными свойствами, частота преобразования может составлять до 5,28 МГц (из
типового ряда частот) для плавки и литья металлов и от 13,58 МГц для обработки
материалов, не проводящих электрический ток. Чем тоньше подлежащий закалке
материал, тем выше должна быть частота преобразования.
7.3. Сварочный аппарат
Рассмотрим малогабаритный сварочный аппарат для ручной сварки,
предназначенный для подключения в бытовую сеть переменного тока и ориентированный для
эксплуатации дома, в гараже или на даче. Прототипом данного аппарата выступает

устройство, описанное в статье [148]. Аппарат содержит минимальное число
компонентов в связи с отсутствием необязательных сервисных функций.
Принципиальная схема сварочного аппарата изображена на рис 7.1.
Элементная база представлена, в основном, импортными компонентами.
Рис. 7.1. Сварочный аппарат

Технические характеристики аппарата:
напряжение питающей сети переменного тока — 220 В±20%;
число фаз питающей сети переменного тока — 1;
частота питающего напряжения — 50 Гц;
частота преобразования — 50 кГц;
вид сварочного тока — постоянный;
выходное напряжение без нагрузки — не более 80 В;
выходное напряжение при максимальном токе через дугу — 27 В;
пределы регулирования тока дуги — 30.. 140 А;
максимальная мощность нагрузки — не более 3,8 кВА;
максимальная активная входная мощность — не более 4,6 кВА;
максимальная полная входная мощность — не более 5,5 кВА;
максимальный коэффициент полезного действия — 80%;
масса аппарата без сварочных кабелей — не более 6 кг;
продолжительность включения (цикл сварки 10 минут) — 100%;
рекомендованная температура окружающего воздуха 40..+40°С;
рекомендованный диаметр сварочных электродов — 1,6..3,0 мм.
Рассмотрим назначение, марки и замены компонентов.
FU1 — автомат защиты, который обесточит аппарат в случае аварийной
ситуации;
SA1 — выключатель питания, состоящий из двух секций, соединенных
параллельно, и рассчитанных на протекание тока силой до 15 А при напряжении 250 В.
На компонентах CI, TV1, VD1-VD4 собран вспомогательный линейный
источник питания, обеспечивающий работу задающего генератора. Дискретные диоды
VD1-VD4 можно применить марки 1N5401 или использовать диодную сборку
КВРС302, KBL402 или их аналог.
Окукленные керамические конденсаторы С2-С4, Сб, С7, С9, С16 и С20,
обладающие небольшими паразитными сопротивлениями и индуктивностями, можно
использовать марки ОСМК10-506 или К10-506. Электролитические конденсаторы
С1, С10-С15 могут быть любой марки при условии максимально допустимой
рабочей температуры 105°С. Например, пригодны конденсаторы фирм CapXon, Elzet,
Jamicon, Samwha и других. Конденсаторы С5, С8, С17-С19 — марки MER.
Низкочастотный линейный трансформатор напряжения TV1 должен быть
способен отдать в нагрузку мощность до 7 Вт. Номинальное переменное напряжение на
его вторичной обмотке должно составлять 22 В при приложенном к первичной
обмотке напряжении 220 В.
Постоянные резисторы R1-R9, R13, R15, R20-R25 допустимо использовать
марок С2-14, С2-23, С2-29, С2-ЗЗН, С2-34, МЛТ, ОМЛТ или MF. Резистор R10 можно
применить марки ПЭВ-20 или С5-35В. Этот резистор ограничивает импульс тока
заряда конденсаторов емкостного делителя напряжения, предотвращая разрушение
диодной сборки VD7 марки КВРС3510. Подстроечные резисторы Rl 1 и R19 могут
быть марок СПЗ-19а или 3329Н-1 фирмы Bourns. Постоянные резисторы R12, R14
и R16 должны обладать минимальной паразитной индуктивностью. Они составлены
из включенных параллельно безындукционных углеродных резисторов с
мощностью каждого по 1 Вт. Переменный резистор R17, которым осуществляют
регулирование тока дуги, можно применить марки 3370, PTV09, PTD или подобный.

Вентилятор Ml марки А2123-НВТ фирмы Sunon можно поменять на А2123-
HBL, A2123-HST, A2123-HSL, A2175-HBL, А2175-НВТ, А2179-НВТ или А2179-
HBL.
Резисторы Rl, R2 и R5, R6 задерживают процесс перехода соответствующих
ключевых транзисторов из состояния отсечки в состояние насыщения и наоборот.
Резисторы R3, R4 и R8, R9 снимают заряды с емкостей затвор-исток и затвор-
эмиттер соответствующих транзисторов VT1, VT2 и VT3, VT4.
Диоды Шоттки VD5, VD6 марки 31DQ10 можно поменять на приборы SB2100,
SB3100 или SB5100. Эти диоды выполняют рекуперацию энергии, запасенной
в магнитном поле трансформаторов TV2 и TV3, обратно в источник питания.
Транзисторы с каналом n-типа VT1 и VT2 буферного каскада можно поменять
на MOSFET марок IRF530NS, 1RF540N, 1RFI1310N, IRFP140, IRFR3910, IRFU3910,
IRL3215, IRL520NS, IRL530N, IRL540L, IRLU120N или аналогичных.
Согласующие импульсные трансформаторы напряжения TV2 и TV3
необходимо изготовить по возможности с идентичными параметрами. Первичные обмотки
каждого из этих трансформаторов имеют отвод от середины и содержат 40 + 40
витков провода диаметром 0,35 мм. Провод меньшего диаметра использовать не
следует. Вторичные обмотки состоят из 37 витков такого же провода.
Магнитопроводы Ш-образной формы фирмы Epcos взяты марки Е34/14/9, в которых на пути
магнитного потока предусмотрен немагнитный зазор величиной 0,05 мм.
Реле К1, благодаря инерционности срабатывания, позволяет подключить
емкостный делитель напряжения к сетевому выпрямителю с задержкой, достаточной для
частичного заряда емкостей конденсаторов. Реле можно применить любого типа
с напряжением срабатывания 18..24 В, коммутируемым напряжением 250 В и током
одной контактной группы не менее 10 А.
Диодная сборка VD7 выпрямляет переменный ток, а емкостный делитель
напряжения С10-С15, С17, С18 фильтрует выпрямленное напряжение. В среднюю
точку емкостного делителя напряжения включен один из выводов первичной
обмотки импульсного трансформатора TV4. Диодную сборку VD7 марки КВРС3510
можно поменять на МВ4010, МВ5010 или КВРС5010. Резисторы R24, R25 снимают
заряд с конденсаторов делителя напряжения после отключения сварочного аппарата
от питающей сети.
Диод VD8 купирует импульс ЭДС самоиндукции обмотки реле К1,
возникающий при отключении сварочного аппарата, таким образом защищая интегральный
стабилизатор напряжения DA1 от электрического пробоя. Этот диод можно
поменять на приборы BYDI100, BYV28-100, ES3B, MUR420 или UF301.
Стабилитроны VD9 и VD10 ограничивают напряжение затвор-эмиттер IGBT
VT3 и VT4 на безопасном уровне. Данные стабилитроны можно поменять на
приборы марок 1N5353B или 1N5355B.
Микросхема DA1 марки 7818 стабилизирует выпрямленное и сглаженное
напряжение, снимаемое с конденсатора С1, и обеспечивает питание задающего
генератора. Ее можно поменять на приборы КР1180ЕН18А или КР1180ЕН18Б.
Светодиод HL1 совместно с ограничивающим ток резистором R7 образуют
цепь индикации работы сварочного аппарата. Светодиод марки КИТТД36Е1-Ж
можно поменять на один из приборов АЛ307ГМ, АЛ307НМ, АЛ307ПМ, КИПД02В-1Л,
КИПД02Г-1 Л, КИПД14В-Л, КИПД14Г-Л или аналогичный.
Мощные ключевые транзисторы VT3 и VT4, как и микросхему DA2, аналогами
лучше не заменять.

Демпфирующие диоды VD11 и VD12 марки HFA08TB60 допустимо поменять
на HFA08TB60S, HFA25TB60, RHRG3060, FES16JT, DSEI12-06A, BYC10-600 или
15ЕТН06.
Трансформатор тока ТА1 имеет Ш-образный магнитопровод марки Е32/16/11.
Первичная обмотка состоит из одного витка монтажного провода сечением 15 мм2,
который совершает полный виток вокруг центрального керна магнитопровода.
Вторичная обмотка с отводом от середины образована 70 + 70 витками провода
диаметром 0,35 мм. Не следует использовать провод меньшего диаметра. Магнитный зазор
обеспечен более коротким центральным керном относительно боковых кернов.
Резистор R12 необходим для преобразования импульсов тока в импульсы,
пропорциональные напряжению. Конденсатор С4 сглаживает импульсы на вторичной
обмотке трансформатора тока ТА1, не допуская срабатывания системы защиты по
амплитудному значению напряжения сигнала перегрузки. Компоненты Сб, С7
и R13 составляют П-образный фильтр, подавляющий напряжение пульсаций.
Диоды VD13 и VD14 образуют двухполупериодный выпрямитель сигнала
перегрузки по току. Их можно поменять на диоды 1N4933, ВА604, ES1B, ER1B,
MURS110, SF11, SF12 или UF4002.
RC-цепи С5, R14 и С8, R16 уменьшают скорость нарастания напряжения на
соответствующих мощных диодах VD15 и VD16.
Диоды VD15 и VD16 марки 150EBU04 выполняют функцию двухполупериод-
ного высокочастотного выпрямителя импульсного напряжения прямоугольной
формы. Допустимо произвести их замену на одну диодную сборку марки
UFB200FA40 из двух изолированных друг от друга диодов, или на два силовых
модуля М1ДЧ-320, Ml ДЧ-400-10 или М1ДЧ-400-14, состоящих из одного быстро
восстанавливающегося диода.
Импульсный трансформатор TV4 выполнен на тороидальном магнитопроводе
R102x65,8x15,0 мм фирмы Epcos. Материал магнитопровода N30 или N82.
Первичная обмотка состоит из 40 витков литцендрата сечением 15 мм2, а вторичная
обмотка с отводом от середины содержит 15 + 15 витков литцендрата сечением 45 мм2.
Резистор R17 служит для регулирования тока дуги. Компоненты R17, R20 и R23
играют роль делителя напряжения. Конденсатор С9 и резистор R20 образуют RC-
фильтр напряжения, поступающего на вывод 3 микросхемы DA2, который
использован для стабилизации тока. Цепь С20 и R22 снижает скорость изменения
напряжения на выводе 3 микросхемы DA2.
Двуанодные transil VD17 и VD18 ограничивают импульсы напряжения,
возникающие вследствие наличия ЭДС самоиндукции дросселя L1 при отпускании
сварочного электрода.
Компоненты С16, К2, R15, R21 образуют устройство защиты сварочного
аппарата от перегрева. Пока температура терморазмыкателя К2 не достигла
необходимой для срабатывания, он электрически соединяет резистор R21 с выводом 7
микросхемы DA2. К выводу 8 микросхемы DA2, ответственному за прекращение
генерации импульсов, подведено напряжение только от системы защиты по току.
Конденсатор С16 шунтирует напряжение наводок, которое индуцировано на провода,
соединяющие терморазмыкатель с задающим генератором, тем самым повышая
помехоустойчивость устройства. Как только компонент К2 разомкнет цепь, вывод 8
микросхемы DA2 будет подключен к делителю напряжения, образованному
резисторами R15 и R21, в результате чего микросхема DA2 перестанет генерировать
импульсы управления ключевыми транзисторами.
Дроссель L1, обеспечивающий падающую нагрузочную характеристику,
выполнен на ферритовом магнитопроводе типоразмером Е65/32/27 производства фир-

мы Epcos. Материал магнитопровода должен быть N27. Сечение литцендрата,
которым выполняют обмотку, должно составлять примерно 80 мм2. Индуктивность
дросселя, зависящая от величины немагнитного зазора, должна составлять
примерно 150 мкГн. Зазор на пути магнитного потока должен составлять 1,4..2 мм.
7.3.1. Конструкция сварочного аппарата
Диодная сборка VD7, мощные ключевые транзисторы VT3 и VT4,
выпрямительные диоды VD15 и VD16 закреплены через прокладки из бериллиевой керамики
или, в крайнем случае, из слюды на ребристом двухстороннем радиаторе HS135-
250. Данный охладитель, изготовленный фирмой "Kinstein Co., Ltd.", предназначен
для систем воздушного охлаждения и обладает заявленной теплопроводностью 1,7
°С/Вт/дюйм. Его длина — 250 мм, ширина — 122 мм, высота — 60 мм. На этом же
охладителе установлен компонент К2, представляющий собой терморазмыкатель
марки KSD с биметаллической пластинкой, которая размыкает электрический
контакт при температуре 100°С Для уменьшения теплового сопротивления место
установки компонентов на охладителе желательно смазать не проводящей
электрический ток термопастой КПТ-8.
Каждый из транзисторов VT1 и VT2 буферного каскада необходимо закрепить
на миниатюрных охладителях марки HS203 или KG-436. Интегральный
стабилизатор напряжения DA1 следует установить на ребристый охладитель марки HS205.
Конденсатор С2 следует монтировать как можно ближе к микросхеме DA2, а все
соединения компонентов должны быть минимальной длины.
Шунт R18 представляет собой отрезок плоской шины, которым соединяют
среднюю точку вторичной обмотки трансформатора TV4 с клеммой отрицательного
выходного напряжения сварочного аппарата. Материал шунта — нержавеющая
сталь.
7.3.2. Наладка
Настройка сварочного аппарата аналогична рассмотренной в [148], и
заключается в установке частоты преобразования в 50 кГц резистором R11 и регулировке
порога срабатывания защиты по току резистором R19. Регулирование диапазона
тока дуги выполняют подбором сопротивлений резисторов R17, R20 и шунта R18.
7.4. Двухтактный импульсный источник питания
с выходной мощностью не более 2 кВт
Описанный далее импульсный источник питания был разработан для эксплуатации
совместно с оконечным каскадом усилителя мощности звуковой частоты. Источник
питания имеет два раздельных независимых выхода, обладает системами
стабилизации выходных напряжений и защиты компонентов аппарата от перегрузки по
току. Принципиальная схема устройства изображена на рис. 7.2.
Его основные технические характеристики:
переменное напряжение питающей сети — 220 В ± 20%;
постоянное выходное напряжение— 102 В и 102 В;
максимальный ток одного выхода — 19,6 А;
максимальная мощность нагрузки — 2 кВт;
частота преобразования — 45 кГц.

Рис. 7.2. Импульсный источник питания мощностью 2 кВт

Рассмотрим назначение компонентов и возможные их замены.
Предохранитель FU1, отключающий от сети в случае отказа компонентов
источник питания, был использован марки Н520РТ-15А/250В. Предохранитель
оформлен в стеклянный баллон и имеет проволочные выводы.
Конденсатор С2 фильтрует постоянное опорное напряжение +5,1 В на выводе
16 микросхемы DA1, которое подают на неинвертирующий вход 2 усилителя
ошибки этого контроллера.
Резистор R1 и конденсатор СЗ задают частоту преобразования. Кроме того,
емкость конденсатора СЗ влияет на минимальную длительность паузы на нулевом
уровне между двуполярными импульсами (dead time) на выходе задающего
генератора. Данные компоненты должны быть термостабильными.
Конденсатор С4 необходим для "мягкого" запуска контроллера DA1.
Варистор RU1 защищает входные компоненты источника питания от
недопустимого повышения напряжения питающей сети. Целесообразно использовать вари-
сторы марок B72210-S301-K101, B72214-S301-K101, B72214-S321-K101, В72220-
S301-K101, B72220-S321-K101, В72232-В321-К1 илиТЛ^20471.
Цепь из компонентов С8, R3 и R5 включена между инвертирующим входом 1
и выходом 3 усилителя ошибки микросхемы DA1.
Контроллер DA1 марки UC2825, допускающий эксплуатацию при температуре
от -25°С до +85°С, можно поменять на зарубежные микросхемы UC1825, UC3825
или на отечественный прибор КР1156ЕУ2Р. Следует учесть, что диапазон
температур, в котором могут работать микросхемы-заменители, будет другим, чем у ИМС
UC2825. Все указанные микросхемы обладают квазикомплементарным оконечным
каскадом, который допускает втекающий и вытекающий ток силой до 1,5 А. В
данном случае умощняющий каскад между задающим генератором и
переключательными транзисторами VT3 и VT4 не нужен.
Постоянные выходные напряжения источника питания позволяют
стабилизировать цепи, выполненные на компонентах С1, С7, R2, R4, R6, R25, R27, U1, U2, VD21
и VD28. Стабилизация осуществлена по принципу ШИМ. Постоянные резисторы
R25 и R27 ограничивают ток, протекающий по светодиодам оптронов U1.2 и U2.2.
Резисторы R2 и R6 образуют перестраиваемый делитель постоянного напряжения,
прикладываемого к инвертирующему входу 1 усилителя сигнала ошибки
контроллера DA1. Вращением движка подстроечного резистора R2 регулируют скважность
импульсов, поступающих на транзисторы преобразователя с выхода задающего
генератора, что приводит к корректировке напряжений на обмотках трансформатора
TV2. Подстроечные резисторы R2 и R22 можно использовать марок 3329Н-1, СПЗ-
19а или аналогичных.
Конденсатор С1 и RC-цепь С7, R4 замедляют изменение напряжения на
инвертирующем входе 1 усилителя ошибки и повышают помехоустойчивость каскада
стабилизатора. Пульсации в напряжении питания каскада стабилизатора уменьшает
RC-фильтр, который выполнен на компонентах С13 и R13.
Напряжение электрического пробоя стабилитронов VD21 и VD28 должно быть
незначительно (примерно до 2 В) меньше ожидаемых постоянных выходных
напряжений источника питания. Стабилитроны VD21 и VD28 марки 1N5378B можно
поменять на приборы BZX85C-100V или ZY100.
Если напряжение на конденсаторах С23, С24 по какой-либо причине возросло,
то светодиод оптрона U1.2 начнет излучать интенсивнее, и фототранзистор U1.1
приоткроется. Сопротивление коллектор-эмиттер фототранзистора U1.1
уменьшится, и U 1.1 шунтирует резистор R6 делителя напряжения. В результате на
инвертирующий вход 1 усилителя ошибки микросхемы DA1 будет подано меньшее напря-

жение, чем прежде; возрастет скважность импульсов, генерируемых контроллером
DA1, коэффициент заполнения импульсов уменьшится, и постоянные напряжения
на обоих выходах импульсного источника питания понизятся. Напряжение на
конденсаторах С23 и С24 вернется к исходному значению.
Керамические или, что хуже, пленочные конденсаторы С5, CI 1 и двухобмоточ-
ный дроссель L1 уменьшают амплитуду высокочастотных пульсаций,
генерируемых преобразователем, которые, проникнув в питающую сеть, могли бы вызвать
помехи окружающим устройствам.
Дроссель L1 выполняют на двух сложенных вместе тороидальных
магнитопроводах типоразмером КЗ5 * 25 * 7 из МО-пермаллоя марок МП-60, МП-100, МП-140
или МП-250. Обмотки I и II наматывают в два провода до заполнения окна
магнитопровода. Провод обмоток — одножильный марки ПЭВ-2, ПЭТВ, или ПЭЛШО
диаметром примерно 2,0 мм с учетом изоляции. Для удобства намотки можно
использовать не одножильный провод, а несколько более тонких изолированных
проводников эквивалентного диаметра.
Конденсатор С9 и резистор R9 образуют сглаживающий RC-фильтр. С него
отфильтрованное напряжение подают на вывод 13 микросхемы DA1, с которого
положительное напряжение поступает на коллекторы оконечных биполярных
транзисторов контроллера. Желательно, чтобы конденсатор С9 был танталовым или
собранным из нескольких керамических конденсаторов. В любом случае, его
паразитная индуктивность и паразитное сопротивление должны быть как можно меньше.
Диоды Шоттки VD1-VD4 защищают оконечный каскад микросхемы DA1 от
выхода из строя по причине пробоя напряжением ЭДС самоиндукции, которое воз-
никаег на обмотке I согласующего импульсного трансформатора TV1 при резком
прекращении протекания по ней тока. Диоды VD1-VD4 марки 1N5822 можно
поменять на приборы 10MQ60N, 10MQ100N, 30BQ060, MBR360, MBRS360T, SB2100,
SB360, SB3100, SK36, SK36B, SR360, SS36, SX34 или SX36.
Резисторы R7 и R8 ограничивают выходной ток оконечного каскада
микросхемы DA1.
Импульсный трансформатор TV1 выполняют на одном Ш-образном
магнитопроводе производства Epcos типоразмером ЕЗО/15/7 из феррита N87 или N27. Все
три обмотки содержат по 38 витков одножильного провода марки ПЭВ, ПЭВ-2,
ПЭТВР или ПЭЛШО диаметром 0,33 мм с учетом изоляции. Обмотки должны быть
по возможности идентичны и их желательно укладывать на магнитопровод
одновременно.
Диодная сборка VD5 и емкостный делитель напряжения, составленный из
конденсаторов С25, С26, С29 и СЗО, образуют выпрямитель напряжения питающей
сети. Керамические конденсаторы С29 и СЗО шунтируют по высокой частоте
алюминиевые электролитические конденсаторы С25 и С26, чем предупреждают их
перегрев и разрушение. Резисторы R28 и R29 снимают заряды с конденсаторов С25, С29
и С26, СЗО соответственно. Диодную сборку VD5 марки BR2510W допустимо
поменять на сборки GBU25M, КВРС2510, КВРС3510 или МВ4010.
Между диодной сборкой VD5 и конденсаторами делителя напряжения
установлен каскад, выполненный на компонентах R18, R19 и VS1, ограничивающий ток
заряда конденсаторов С25, С26, С29, СЗО, без которого сборка VD5 была бы пробита.
После включения источника питания в сеть до запуска преобразователя
конденсаторы С25, С26, С29 и СЗО заряжаются через резистор R18, который ограничивает
силу тока, протекающего через диодную сборку VD5. Резистор R19 необходим для
предупреждения самопроизвольного включения тиристора VS 1. После того как
конденсаторы делителя напряжения частично зарядятся, будет запущен импульсный

преобразователь, в результате чего возникнет напряжение на всех обмотках
трансформатора TV2. Импульсное напряжение с обмотки V этого трансформатора
выпрямляют диоды VD31-VD34, включенные мостом, а конденсатор С32 сглаживает
пульсации напряжения. Постоянное напряжение величиной около 12 В с
конденсатора С32 поступает на шесть вентиляторов М1-М6, а также на интегрирующую
цепь, образованную резистором R21 и конденсатором С15. Эта цепь необходима
для замедления включения тиристора VS1. Сопротивление резистора R21 не должно
существенно превышать 200 Ом, поскольку это уменьшит силу тока, подаваемого
на управляющий электрод тиристора VS1, что снизит надежность каскада.
Отпирающий постоянный ток управления тиристора марки TYN840 не должен
быть меньше 35 мА. Тиристор TYN840 изготовленный фирмой STMicroelectronics
заключен в типовой корпус ТО-220АВ и выдерживает постоянное обратное
напряжение до 600 В, максимальный постоянный ток в открытом состоянии при
температуре корпуса +95°С силой до 25 А.
Перешедший в открытое состояние тиристор VS1 шунтирует резистор R18, и
большая часть тока, потребляемая преобразователем, протекает по тиристору.
Диоды VD31-VD34 марки MUR820 можно поменять на BYW29E-150, BYW80-200 или
SF54.
Резисторы R10 и Rl 1 необходимы для предупреждения защелкивания
переключательных транзисторов VT3 и VT4. Постоянные резисторы R14, R15 и R16, R17
образуют два делителя напряжения, в средние точки которых подключены базы
биполярных транзисторов VT1 и VT2. Благодаря стабилитронам VD12, VD13 и VD14,
VD15 не возникает пробой транзисторов VT3 и VT4 из-за превышения напряжения
затвор-исток сверх максимально допустимой величины во время включения
импульсного источника питания. Стабилитроны VD12-VD15 марки 1N5354B можно
поменять на стабилитроны марки 1N5353B. Вместо четырех стабилитронов VD12-
VD15 допустимо использовать два двунаправленных transil марок SMBJ15CA,
P4SMAJ15CA или SMBJ16CA, но ни в коем случае — не варисторы и не газовые
разрядники.
Форсирование запиранием мощных переключательных транзисторов VT3 и VT4
реализуют цепи С16, R14, R15, VD6, VD8, VD10, VT1 и С17, R16, R17, VD7, VD9,
VD11, VT2. Работают форсирующие цепи следующим образом. Пусть на вторичной
обмотке II согласующего трансформатора TV1 будет присутствовать импульс такой
полярности, что положительное напряжение будет подано на резистор R10, а
отрицательное — на эмиттер переключательного транзистора VT3. Через диод VD8
прямой ток не потечет. Биполярный транзистор VT1 структуры p-n-р будет закрыт,
поскольку на его базу будет подано положительное напряжение относительно его
эмиттера. Ток потечет по цепи от вторичной обмотки трансформатора TV1, через
резистор R10, диоды VD6, VD10, на затвор транзистора VT3, а с эмиттера этого IGBT —
опять на вторичную обмотку трансформатора TV1. Затворная емкость IGBT VT3
заряжается, и транзистор открывается.
Подадим напряжение отрицательной полярности на резистор R10, а
положительной — на эмиттер IGBT VT3. Через диоды VD6, VD10 потечет пренебрежимо
малый обратный ток. Биполярный транзистор VT1 будет открыт, поскольку на его
базу будет подано отрицательное напряжение относительно его эмиттера. Ток будет
течь по цепи от вторичной обмотки согласующего трансформатора TV1, эмиттер-
затвор транзистора VT3, эмиттер-коллектор открытого транзистора VT1, диод VD8,
резистор R10 и поступит на вторичную обмотку трансформатора TV1.
Конденсаторы С16 и С17 ускоряют запирание соответствующих транзисторов
VT3 и VT4.

Биполярные транзисторы VTI и VT2 структуры p-n-р марки ZTX751 можно
поменять на импортные компоненты ВС327-25 или ВС327-40 (корпусы ТО-92),
выпущенные фирмой "Philips Semiconductors", или отечественные приборы КТ644Б,
КТ685В, КТ685Г.
Диоды VD6-VD11 марки BYW80-200 допустимо поменять на приборы BYV28-
100, BYW29E-150, MUR420, SF34 или SF54.
Транзисторы VT3 и VT4 марки IRG4PC50W фирмы "International Rectifier
Holdings Inc." можно заменить на IGBT с каналом n-типа без встроенного диода
IRG4PC50WPBF или IGBT со встроенным диодом: 1RGP35B60PD, IRGP50B60PD1.
При использовании IGBT VT3 и VT4 с интегрированными в корпус оппозитными
диодами нет необходимости в установке демпфирующих диодов VD16 и VD17.
Диоды VD16 и VD17 марки 15ETX06S можно поменять на 15ЕТН06, BYC10-
600, DSEI12-06A, FES16JT, HFA25TB60 или RHRG3060.
Система защиты от перегрузки по току выполнена на компонентах С12, С14,
С19, С20, R12, R20, R22, R24, ТА1, VD19 и VD20. Трансформатор тока ТА1 — это
датчик силы тока, который протекает по переключательным транзисторам VT3
и VT4. На постоянном резисторе R24 возникают импульсы, пропорциональные току
в первичной обмотке трансформатора ТА 1, а керамический конденсатор С20
уменьшает скорость изменения напряжения. Резистор R24 должен быть
безындукционным. Диоды VD19 и VD20 образуют двухполупериодный выпрямитель, выходное
напряжение с которого запасает конденсатор С19. Диоды VD19 и VD20 марки
MUR120 можно поменять на ES1B, ER1B, ER1D, FYR120, MURS110, MURS120,
SF12, SF14, SF15, SF22 или SF24. Резисторы R20 и R22 — это делитель напряжения
сигнала о перегрузке. На компонентах С12, С14, R12 реализован П-образный
фильтр напряжения, поступающего на вывод 9 микросхемы DA1, который отвечает
за блокировку по току.
Трансформатор тока ТА1 выполняют на одном Ш-образном сердечнике
изготовленном фирмой Epcos типоразмером ЕЗО/15/7 из феррита N87 или N27.
Вторичная обмотка содержит 100 + 100 витков одножильного провода марки ПЭЛ, ГТЭВ,
ПЭВ-2 или ПЭТВР диаметром 0,33 мм с учетом изоляции. Полуобмотки должны
быть по возможности одинаковыми; их размещают одновременной намоткой в два
провода. Первичная обмотка — это один виток литцендрата ЛЭЛО или ЛЭШО,
состоящий из 175 жил, каждая из которых имеет диаметр 0,1 мм. Для увеличения
напряжения пробоя изоляции на литцендрат первичной обмотки рекомендовано
надеть отрезок стеклотканевой трубки.
Вспомогательный источник питания задающего генератора собран на
компонентах Сб, С10, С18, С21, С22, DA2, R23, VD18, VD23-VD26. При включении
импульсного источника питания переменные напряжения на обмотках трансформатора
TV2 отсутствуют. Постоянный резистор R23, ограничивающий ток, и стабилитрон
VD18 образуют параметрический стабилизатор выпрямленного напряжения сети.
Напряжение электрического пробоя стабилитрона VD18 должно быть обязательно
меньше, чем максимально допустимое напряжение на входе интегрального
стабилизатора DA2, но больше (с учетом всех флюктуации), чем максимально возможное
постоянное напряжение на выходе выпрямителя VD23-VD26 во время работы
источника питания по окончании всех переходных процессов.
Постоянное напряжение с параметрического стабилизатора поступает на вход
интегрального стабилизатора напряжения, представленного микросхемой DA2.
Постоянное напряжение величиной 15 В с выхода интегрального стабилизатора
поступает на фильтрующие конденсаторы Сб, СЮ, С18 и цепи питания задающего
генератора. После того как микросхема начнет вырабатывать импульсы, поступающие

на согласующий трансформатор TV1, цепи форсирования переключения
транзисторов VT3, VT4, и, наконец, — на переключающие транзисторы, на обмотках
трансформатора TV2 возникнут переменные напряжения.
Напряжение с обмотки II трансформатора TV2 выпрямляется диодами VD23-
VD26, а пульсации постоянного напряжения сглаживается конденсаторами С21
и С22. Теперь, после запуска преобразователя, основную роль в обеспечении
питания задающего генератора будет играть вспомогательный выпрямитель, а не
параметрический стабилизатор. Интегральный стабилизатор напряжения DA2 марки
7815 допустимо поменять на микросхемы L7815CV, 78S15CV или КР142ЕН8В.
Микросхему DA2 необходимо закрепить на охладителе с площадью рабочей
поверхности примерно 25 см2. Емкость конденсатора С18 не должна быть большой,
поскольку в противном случае микросхема интегрального стабилизатора DA2, если
она не обладает защитой от перегрузки, может быть выведена из строя током заряда
этого конденсатора.
Стабилитрон VD18 марки 1N5364BG допустимо поменять на ZY33, 1N5363B
или ZY30. Диоды VD23-VD26 марки BYW80-200 можно заменить приборами
BYW29E-I50, MUR420, MUR820 или SF54. Керамические конденсаторы С6 и СЮ
должны обладать как можно более низкими паразитными параметрами
индуктивности и сопротивления. Желательно, чтобы конденсатор С18 был танталовым.
Импульсный трансформатор TV2 выполняют на двух сложенных вместе Ш-об-
разных магнитопроводах производства фирмы Epcos типоразмером Е80/38/20 из
феррита N87 или N27. Обмотки I, III и IV выполнены литцендратом марок ЛЭШО
или ЛЭЛО, состоящим из 175 жил с диаметром каждой 0,1 мм. Обмотки II и V
выполнены одножильным проводом марки ПЭВ-2, ПЭЛШО или ПЭТВ диаметром
примерно 0,64 мм с учетом изоляции. Обмотки I и III содержат по 13 + 13 витков
провода, обмотка II — два витка, обмотка IV — 14 витков, и обмотка V — один
виток. Обмотки отделяют друг от друга слоями изоляционного материала, например,
тремя слоями майларовой ленты. Хорошо себя зарекомендовала самослипающаяся
изоляционная лента из этиленпропиленовой резины и ПВХ. Первой на
магнитопровод укладывают обмотку IV, затем — обмотки I и III, и только после этого —
остальные. Такая очередность укладки позволяет снизить потери в трансформаторе.
Цепь из постоянного резистора R26 и конденсатора СЗ 1 — демпфирующая.
Резистор R26 должен обладать как можно меньшей паразитной индуктивностью.
Подходящий резистор можно составить из трех постоянных резисторов МЛТ или
аналогичных, соединенных параллельно, мощностью по 2 Вт каждый сопротивлением
270 Ом или 330 Ом.
К обмоткам I и III трансформатора TV2 подключены двухполупериодные
выпрямители импульсного напряжения, образованные диодами VD22, VD27 и VD29,
VD30 соответственно. Выпрямленные постоянные напряжения сглаживают два LC-
фильтра, состоящие из компонентов С23, С24, L2 и С27, С28, L3. С каждого выхода
источника питания может быть получен ток до 19,6 А при условии, что мощность
нагрузки не превысит 2000 Вт. Диоды VD22, VD27, VD29, VD30 марки 80EBU04
можно поменять на приборы HFA30PA60C, HFA50PA60C, 30ЕРН06, 30ЕТН06,
DSEI30-06A или, в крайнем случае, 150EBU04.
Каждый из дросселей L2 и L3 выполняют на двух сложенных вместе кольцевых
магнитопроводах типоразмером К45 * 28 * 7 из МО-пермаллоя марок МП-250, МП-
140, МП-100 или МП-60. Обмотки каждого дросселя, содержащие по 10 витков
провода, выполняют литцендратом марок ЛЭЛО или ЛЭШО, состоящим из 175 жил
диаметром 0,1 мм.

Вентиляторы Ml-Мб, изначально разработанные для охлаждения
вычислительных систем на базе Pentium 111 / FC-PGA, можно взять марок N24/MPCA или N3-
5/MES фирмы "Evercool Thermal Со." или аналогичные. В случае использования
охладителей не от компьютерной техники можно рекомендовать вентиляторы
ЕС6015Н12S, ЕС6015Н12С, ЕС601 ОН 12С, ЕС5020М12S А, ЕС5015 НН12В,
EC12025M12SA, EC8025M12SA, EC9225M12SA, G1-486, G1-486, JF0515S1M,
JF0615B1H, JF0615S1H, JF0615S1L, JF0620S1H, KF0715S1HR, YM1205PHS1 и
подобные с напряжением питания 12 В постоянного тока.
7.4.1. Конструкция
Конденсаторы Сб и СЮ следует монтировать как можно ближе к выводу 15
микросхемы DA1. Конденсатор С9 необходимо установить по возможности близко
к выводу 13 контроллера DA1.
Частотозадающие компоненты (резистор R1 и конденсатор С1) следует
располагать как можно ближе к соответствующим выводам 5 и 6 микросхемы DA1, иначе
из-за чересчур протяженных печатных дорожек может возникнуть ситуация, при
которой задающий генератор может начать вырабатывать сигнал со столь
различными длительностями разнополярных импульсов положительной и отрицательной
полярностей, что возникнет значительное подмагничивание сердечника
импульсного трансформатора TV2. В этом случае только система защиты по току может
спасти компоненты преобразователя от разрушения.
Под микросхемой DA1 и компонентами ее "обвязки" следует оставить невыт-
равленную фольгу на одном слое двухсторонней печатной платы и электрически
соединить ее с выводами 10 и 12 микросхемы DA1. Если не избежать размещения
задающего генератора в непосредственной близости от сильноточных компонентов
преобразователя (в особенности моточных), то желательно детали задающего
генератора поместить в электромагнитный экран, соединенный с ножками 10 и 12
контроллера DA1. Все электрические соединения следует делать как можно более
короткими.
Диодную сборку VD5, тиристор VSI, переключательные транзисторы VT3 и VT4
следует установить на раздельные охладители с вентиляторами от процессоров
персональных компьютеров. Диоды выходных выпрямителей монтируют через
изоляционные прокладки на два точно таких же охладителя: компоненты VD22 и VD27
крепят на один охладитель, a VD29 и VD30 — на другой. Если вместо четырех
дискретных диодов VD22, VD27 и VD29, VD30 использовать две сборки из двух
диодов, размещенных в одном корпусе, то нет необходимости в изоляционных
прокладках. Прокладки также не нужны, если применить диоды VD22, VD27, VD29,
VD30 в таких теплопроводящих пластиковых корпусах, которые не будут иметь
электрический контакт с металлом охладителей. Все компоненты, устанавливаемые
на охладители, желательно монтировать с применением термопасты марки КПТ-8
или аналогичной, которая не проводит электрический ток.
На выводы диодов VD22, VD27, VD29 и VD30 допустимо надеть по
миниатюрному ферритовому колечку, что до определенной степени заменяет RC-цепочки,
которые можно включить параллельно этим диодам. Если использованы Hexfred-дио-
ды марок HFA30PA60C, HFA50PA60C или подобные, то ни ферритовые колечки, ни
RC-цепочки не нужны.

7.4.2. Настройка и регулировка
Первым делом проверяют монтаж и фазировку обмоток II и III трансформатора
TVI. Ошибка в фазировке может привести к выходу аппарата из строя.
Настройку источника питания начинают при отключенном от питающей сети
аппарате и выведенных в средние положения движках подстроечных резисторов R2
и R22. В соответствии с полярностью на конденсатор С21 от лабораторного блока
питания подают постоянное напряжение величиной 18..25 В. Подбором резистора
R1 добиваются частоты генерации микросхемы DA 1 примерно в 45 кГц.
Перед включением источника питания в сеть помните правила техники
безопасности. Часть компонентов источника питания находится под высоким
напряжением, которое опасно для жизни. Любые регулировки можно проводить только
после отключения устройства от сети. Затем медленно подавая на вход источника
питания переменное напряжение с ЛАТР, следят за потребляемым без нагрузки током.
Он не должен превышать ориентировочно 200 мА. Существенно больший ток
говорит о неисправности: ошибках в монтаже или неполадках в деталях. Нельзя
размыкать у включенного аппарата цепь оптоэлектронной обратной связи системы
стабилизации напряжения, поскольку это может привести к выходу из строя светодиодов
оптронов U1.2 и U2.2 из-за существенно возросшего выходного напряжения.
Отсоединив лабораторный источник питания, следует проверить напряжения
в характерных точках устройства. При номинальном сетевом напряжении 220 В
переменного тока постоянное напряжение на конденсаторе С21 должно лежать в
пределах 19..28 В, а постоянное напряжение на конденсаторе С32 должно быть
примерно равным 12 В. Постоянное напряжение между выводами 15 и 10 микросхемы
DA1 должно составлять 15 В. Если это так, то подстроечным резистором R2 в
небольших пределах регулируют выходные напряжения источника питания.
Следующая стадия настройки заключается в корректировке системы
срабатывания защиты от перегрузки по току. Для этого, подключив к обоим выходам
одинаковые эквиваленты нагрузки общей мощностью 2 кВт, вращением движка под-
строечного резистора R22 добиваются срабатывания системы защиты, что можно
отметить по резкому снижению выходных напряжений. Чем меньше будет
используемое сопротивление резистора R22, тем при меньшем токе будет срабатывать
защита.
Последняя стадия работ заключается в проверке температуры нагрева
компонентов при максимальной нагрузке в долговременном режиме.
Для подавления помех источник питания желательно поместить в
электромагнитный экран (лучше двухслойный из меди и пермаллоя), а также снабдить
дополнительным фильтром выходного напряжения. Кроме того, при необходимости не
исключено использование мощных дополнительных стабилизаторов постоянного
выходного напряжения.
7.5. Источник питания с мощностью нагрузки до 600 Вт
для УМЗЧ
Вторичный импульсный источник питания, о котором далее пойдет речь,
потребляет энергию от аккумулятора и предназначен для питания оконечного каскада
усилителя мощности звуковой частоты (УМЗЧ). Источник питания обладает
защитой от перегрузки по току нагрузки. Двуполярное постоянное выходное напряжение
стабилизировано, благодаря автоматическому регулированию по методу широтно-

импульсной модуляции. Принципиальная схема вторичного импульсного источника
питания изображена на рис. 7.3.
Рис. 7.3. Импульсный источник питания мощностью 600 Вт

Основные технические характеристики:
диапазон постоянного входного напряжения — 12.Л 8 В;
максимальный входной ток — 65 А;
максимальная мощность нагрузки — 600 Вт;
стабилизированное выходное напряжение — 60 + 60 В;
частота преобразования — 30 кГц.
7.5.1. Назначение компонентов
Предохранитель FU1 защищает аккумулятор, который питает устройство, от
перегрузки в случае нарушения работы в преобразователе электропитающего
устройства. Диод VD1 инициирует срабатывание предохранителя FU1 в случае, если
была изменена полярность напряжения питающей сети постоянного тока.
Конденсатор С1 и резистор R3 устанавливают частоту импульсов, которые
вырабатывает задающий генератор. Емкость конденсатора С1 влияет на длительность
пауз между импульсами на нулевом уровне (dead time).
Компоненты С2, Rl, R2, R4-R6, R9, R25, Ul, VD5 обеспечивают стабилизацию
постоянного выходного напряжения источника питания. Помехоустойчивость
данной системы стабилизации увеличивает RC-цепь С2 и R4. Резисторы Rl, R5 и R9
образуют перестраиваемый делитель напряжения.
Конденсаторы СЗ, С5-С9 представляют емкостный фильтр пульсаций
напряжения. Керамические конденсаторы С5-С9 с низким паразитным сопротивлением
и малой паразитной индуктивностью шунтируют по высокой частоте алюминиевый
электролитический конденсатор СЗ, предупреждая его разрушение. Керамический
или танталовый конденсатор С4 сглаживает пульсации в постоянном напряжении,
которое возникает на выводе 16 микросхемы DА1.
Микросхема DA1 вырабатывает двухтактную последовательность импульсов
с частотой, равной половине частоты внутреннего генератора. Резисторы R8, R12 —
коллекторные нагрузки встроенных в микросхему DA1 биполярных транзисторов
оконечного каскада.
Ограничивающий ток резистор R13 и стабилитрон VD2 играют роль
параметрического стабилизатора напряжения, который питает микросхему DA1.
Исполнительная часть системы стабилизации выходного напряжения, собранная на
компонентах Rl, R5, R9, U 1.1, получает питание стабильным напряжением. Танталовый
конденсатор С12 фильтрует подводимое к задающему генератору напряжение
питание от пульсаций.
Конденсаторы С14-С17 и высокочастотный дроссель L1 представляют
сглаживающий LC-фильтр, очищающий напряжение питания задающего генератора
и драйверной микросхемы DA2. Керамические конденсаторы С15—С17 замыкают
высокочастотные пульсации.
Микросхема DA2 необходима для умощнения импульсов, вырабатываемых
микросхемой DA1.
Затворные резисторы R16 и R17 замедляют процесс отпирания и запирания
ключевых транзисторов VT1 и VT2, что необходимо для обеспечения их
управляемости. В транзисторы VT1 и VT2 марки IRLS4030-7PPbF встроены специальные
диоды, электрически подключенные параллельно паразитным p-n-переходам,
благодаря чему нет необходимости во внешних оппозитных диодах.
Компоненты С11,С13, R14, R15, R18nR19 образуют цепь защиты от
перегрузки по току электропитающего устройства. Во время работы преобразователя через

шунтирующий резистор R19 протекает ток. Чем больше сила тока, тем выше
падение напряжения на этом резисторе. Резистор R19 служит датчиком тока,
протекающего через ключевые транзисторы VT1 и VT2. Однополярные импульсы поступают
с компонента R19 на делитель напряжения, выполненный на резисторах R15 и R18,
который необходим для корректировки системы защиты по току. Конденсаторы
СП, С13 и постоянный резистор R14 выполняют функцию П-образного фильтра,
который подавляет помехи в сигнале о перегрузке.
Цепи из компонентов С18 и R20, С19 и R21, С20 и R22, С21 и R23, С22 и R24
предназначены для подавления затухающих колебательных процессов.
Диодные сборки VD3 и VD4, состоящие из двух диодов с общим катодом,
выпрямляют импульсное напряжение на вторичных обмотках трансформатора TV1.
Компонент L2 — это дроссель групповой стабилизации, выравнивающий
выходные напряжения источника питания.
На реактивных компонентах С23-С28, L3 и L4 собран фильтр двуполярного
выходного напряжения аппарата.
7.5.2. Марки компонентов и возможные замены
Контроллер DA1 марки SG1524 можно заменить на SG2524 или SG3524,
разница между которыми заключается в различных температурных диапазонах
эксплуатации.
ИМС DA2 марки IR2113 можно поменять на IR2110, IR2110S, IR2113S,
HIP2500IP или HIP2500IB.
При максимальной мощности нагрузки ИИП в 600 Вт и напряжении питающей
сети 12 В через предохранитель FU1 протекает ток силой примерно 65 А. Сообразно
этому выбирают плавкую вставку. Помните (в том числе — при выборе сечения
подводящих и монтажных проводов), что ток силой 60 А способен привести к
расплавлению медной проволоки диаметром 1,4 мм.
Дроссель L1 выполняют на Ш-образном магнитопроводе Е25/10/6 из материала
ЗЕ2 фирмы Ferroxcube. Индуктивность дросселя составляет 300 мкГн. Диаметр
провода обмотки с учетом изоляции — 0,57 мм.
Дроссель L2 обладает двумя идентичными обмотками, каждая из которых
обладает 15 витками литцендрата ЛЭЛО или ЛЭШО, состоящего из 175 жил диаметром
0,10 мм. Обе обмотки укладывают на сердечник одновременно в два провода.
Дроссель L2 содержит отечественный магнитопровод типоразмером КП44 х 28 х 7,2 из
МО-пермаллоя МП-140-4.
Дроссели L3 и L4 выполняют на точно таких же отечественных сердечниках,
как и дроссель L2. Обмотки содержат по 30 витков одножильного провода ПЭВ-2,
ПЭТВ или ПЭЛШО диаметром 1,61 мм с учетом изоляции.
Подстроечные резисторы R5 и R18 могут быть импортными марок 3362W-
333LF, PVZ3A333, SH-083, SH-085 или отечественными серий СПЗ-38а, СПЗ-386,
СПЗ-39А, СПЗ-39НА, СП5-2, СП5-3, СП5-ЗВ, СП5-16ВА, СП5-22.
Резисторы R16, R17, R19-R24 должны обладать как можно меньшей
паразитной индуктивностью.
Токоизмерительный резистор R19 составлен из набора постоянных резисторов
открытого исполнения PWR4413 фирмы Bourns сопротивлением 0,01 Ом, которые
разработаны для эксплуатации в тяжелых условиях. Каждый из этих резисторов
мощностью 1 Вт способен пропускать без разрушения импульс тока силой до 50 А,
а мощностью 5 Вт — силой до 78 А.

Импульсный трансформатор TV1 имеет тороидальный магнитопровод R50
фирмы Epcos с типоразмером R50 х 30 х 20 мм из феррита N87. Обмотка I
трансформатора содержит 4 + 4 витка литцендрата ЛЭШО или ЛЭЛО, обладающего 175
жилами диаметром 0,10 мм. Обмотку I, как и остальные обмотки, размещают
равномерно, укладывая в два провода. Обмотки II и III с отводами от середин состоят
из 21 +21 витка литцендрата ЛЭШО или ЛЭЛО, образованного 70 жилами
диаметром каждой 0,10 мм. Обмотки отделяют одну от другой тремя слоями майларовой,
лакотканевой или фторопластовой изоляции.
Оптрон U1 марки РС367С допустимо поменять на FOD817C, Н11А817,
LTV817, РС816, PC817,TLP521 и др.
Диод VD1 может быть любой, допускающий обратное напряжение не менее
25 В и выдерживающий неповторяющийся импульс тока в прямом включении
силой более 150 А.
Стабилитрон VD2 марки 1N5347B, который обладает напряжением
электрического пробоя 10 В и мощностью 5 Вт, можно поменять на ZY10.
Диодные сборки VD3 и VD4 марки BYV44-500, в которых заключены по два
диода с общим коллектором, можно поменять на сборки марки HFA30PA60C или
можно использовать дискретные диоды 15ЕТН06, 15ETX06S, 30ЕРН06, 30ЕТН06,
HFA25TB60 или RHRG3060. Сборки VD3 и VD4 закрепляют на раздельных
охладителях марок HS151-30 или HS151-50. Если диоды будут смонтированы на единый
охладитель, то их следует закрепить через диэлектрические прокладки из слюды
или бериллиевой керамики во избежание электрического контакта, не
предусмотренного принципиальной схемой.
Стабилитрон VD5 марки 1N5380B с напряжением электрического пробоя 120 В
и мощностью 5 Вт можно поменять на ZY120 или аналогичный прибор.
Ключевые транзисторы VT1 и VT2 марки IRLS4030-7PPbF разрешено поменять
на FBI 80S А10. Транзисторы надлежит установить на раздельные охладители
HS 114-50, HS 118-50, HS 144-50, HS 145-100 или подобные.
7.5.3. Настройка и регулировка
Настройку следует начинать с тщательной проверки монтажа выключенного
устройства. Движки резисторов R5 и R18 устанавливают в среднее положение,
нагрузку к выходу аппарата не подсоединяют, и под контролем измерительных
приборов включают источник питания. Постоянный ток, который протекает через
предохранитель FU1, не должен превышать нескольких сотен миллиампер. Если это не
так, то причиной может быть слишком низкая магнитная проницаемость сердечника
трансформатора TV1 или его механическое повреждение, или наличие коротко-
замкнутых витков, или протекание сквозного тока через ключевые транзисторы, или
ошибка в монтаже. Причиной может также быть разбалансировка магнитопровода
трансформатора TV1, вызванная протеканием по обмоткам разнополярных
импульсов, длительности которых в положительную и отрицательную полярности будут
существенно отличаться друг от друга. Частота преобразования должна составлять
примерно 30 кГц.
К источнику питания подключают два идентичных друг другу эквивалента
нагрузки. Один из них подключают между общим проводом и клеммой +60 В, а
другой — между общим проводом и клеммой -60 В. Вращая подстроечник резистора
R5, устанавливают постоянное выходное напряжение аппарата на уровне 60 + 60 В.
Резистором R18 регулируют порог ограничения тока, протекающего через резистор
R19, ключевые транзисторы и первичную обмотку импульсного трансформатора

TV1. Ограничение должно начинаться при токе примерно 70..80 А. Теперь источник
питания включают в питающую сеть и контролируют температуру нагрева его
компонентов в долговременном режиме.
7.6. Оптический источник питания
Известно, что солнечные батареи используют для непосредственного
преобразования лучистой энергии Солнца в электрическую энергию. Однако источником
излучения может быть далеко не только Солнце, но и лазеры, мощные светодиоды,
лампы накаливания и пр. Источник питания называют оптическим, если он содержит
согласованные по рабочей частоте источник света, фотоэлектрический
преобразователь и прозрачную для излучения среду между ними.
Оптические линейные источники питания используют, в основном, в
устройствах, в которых напряжение изоляции между входом и выходом достигает от
десятков киловольт до сотен мегавольт при ничтожно малой выходной мощности.
Источник и приемник излучения разнесены друг от друга на промежуток,
заполненный диэлектрической оптически прозрачной средой, в качестве которой, в
простейшем случае, может быть воздух. Стекло и органическое стекло — это наиболее
распространенные материалы для выполнения оптически прозрачной изоляции.
Другое важнейшее достоинство оптических источников питания заключается
в исключительно высокой частоте преобразования, многократно превышающей
частоту преобразования напряжения любого импульсного источника питания,
благодаря чему от оптического источника питания можно питать самую чувствительную
аппаратуру, работающую на более низких частотах. Отметим, что частота для
видимого света составляет примерно 1015 Гц. Преобразование может быть
осуществлено не обязательно в области оптического диапазона, видимой человеческим
глазом. Для инфракрасного излучения частота преобразования превышает 1 ТГц (тера-
герц), а при использовании преобразователя ультрафиолетового излучения частота
лежит выше 1 ПГц (петагерц).
К недостаткам оптических источников питания относят малую выходную
мощность, ограниченную возможностями приемника и преобразователя излучений,
в отдельных случаях достигающую нескольких ватт, а также низкий КПД, обычно
непревышающий 1%.
Оптические источники питания обычно используют в высоковольтных
измерительных устройствах и в аппаратуре для физических экспериментов. Источники
питания никакого другого типа не способны отвечать специфичным требованиям,
которым удовлетворяют оптические источники питания. В некоторых прикладных
областях они незаменимы.

ГЛАВА
Проектирование источников
питания
8
8.1. Предостережение по использованию симуляторов
С целью многократного ускорения вычислительных операций, уменьшения
трудозатрат на макетирование устройств и экономических потерь на сгоревшие в
результате макетирования компоненты многие разработчики пользуются симуляторами
электрических цепей, такими как Microcap, Switcher CAD и др. Такой подход к
проектированию аппаратуры обладает рядом важнейших достоинств, а симуляторы
являются ценными помощниками, однако для анализа некоторых цепей симуляторы
не годятся.
В настоящее время очень большой популярностью у разработчиков
радиоустройств пользуется разработанный в конце 1970-х годов алгоритм SPICE,
аббревиатура которого означает "Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis" [47,
c. 33]. Он хорош для анализа низкочастотных цепей любой мощности и практически
любой сложности и среднечастотных цепей малой мощности, однако данный
алгоритм не учитывает температуры нагрева, геометрию токоведущих шин и
компонентов, потери на скин-эффект, краевой эффект, эффект близости, глубину
проникновения тока в толщу проводника, потери на гистерезис в магнитопроводах
индуктивных компонентов, потери на токи Фуко, на вихревые токи в проводах обмоток
и многое другое. По этой причине для анализа высокочастотных цепей, да к тому же
если анализируемое силовое устройство работает в импульсном режиме, алгоритм
SPICE совершенно неприемлем. Например, с помощью SPICE даже не стоит
пытаться проанализировать силовой каскад импульсного источника питания с
частотой преобразования 5 МГц, поскольку результаты в общем случае совершенно не
будут соответствовать истинным. Участились случаи, когда разработчики пытаются
проанализировать такие цепи в указанном симуляторе, получают ложные
результаты расчета, и после изготовления оказывается, что устройство неработоспособно,
а дорогостоящие компоненты в момент включения вышли из строя. Тогда
разработчик садится вновь за тот же симулятор и ищет свою ошибку в исходных данных, не
задумываясь, что использует симулятор не по назначению.
При использовании любого симулятора следует представлять его возможности
и учитывать требования к точности анализа. Так, например, крупные
фирмы-изготовители ферритовых изделий разработали и выложили в свободное пользование
специализированные программы, учитывающие эффекты, наиболее остро
проявляющиеся на высокой частоте. Такие программы позволяют с многократно более
высокой точностью, чем универсальные симуляторы, рассчитывать каскады с
индуктивными компонентами. Недостатком таких программ является возможность выбора
в исходных данных только ферромагнитных изделий, выпускаемых
фирмой-производителем программного обеспечения.
Для расчета любого индуктивного компонента или каскада с этим
компонентом, необходимо знать магнитную проницаемость, индукцию, удельные потери,
а также габаритные размеры магнитопровода. Удельные потери в материале магни-

топровода можно найти в справочнике, габаритные размеры можно измерить
линейкой или тоже найти в справочнике. Трудность может возникнуть только с
магнитной проницаемостью и индукцией насыщения, поскольку эти параметры почти
всегда наиболее сильно отличаются от справочных сведений. Ввиду этого можно
рекомендовать задавать данные параметры, используя существенный запас
относительно справочных данных, если это позволяет точность расчета, или измерять их.
В том случае, если магнитопровод трансформатора выполнен из отечественного
феррита, и он должен функционировать на частотах 30.. 100 кГц при протекании
через обмотки трансформатора импульсных токов, можно рекомендовать задаться
величиной индукции не более 0,625 от величины индукции насыщения. Для
импортных ферритов можно ограничиться меньшим запасом.
8.2. Измерение некоторых параметров магнитопроводов
8.2.1. Нахождение магнитной проницаемости
Экспериментально найти магнитную проницаемость тороидального
магнитопровода можно следующим образом. На образец ферромагнетика равномерно по
всей длине наматывают пробную обмотку, состоющую из ряда витков провода,
число витков которого обозначим буквой W. Чтобы точность определения
магнитной проницаемости была высокой, число витков должно быть ориентировочно не
менее 40.
На следующем этапе измеряют индуктивность пробной обмотки и
рассчитывают магнитную проницаемость по следующей формуле:
где L — измеренная индуктивность катушки, мкГн;
W — число витков;
Асоге — внешний диаметр магнитопровода, мм;
Всоге — внутренний диаметр кольцевого магнитопровода, мм;
Ссоге — высота магнитопровода, мм.
Выводы обмотки и соединительные провода, ведущие к измерительному
прибору, обладают индуктивностями, что необходимо учесть при измерении.
Паразитную индуктивность следует найти и вычесть из общей измеренной индуктивности
катушки. Для минимизации паразитной индуктивности выводов их длина должна
быть минимальна, желательно не более нескольких миллиметров.
8.2.2. Измерение индукции насыщения и напряженности поля
магнитопровода
Наиболее просто измерить индукцию насыщения образца магнитопровода с
помощью специализированного прибора: тесламетра. Промышленность выпускает
тесламетры, принцип действия которых основан на использовании ядерного
магнитного резонанса, баллистического гальванометра, преобразователя Холла и пр.
Однако тесламетры — это довольно дорогие измерительные приборы, и к тому
же — весьма дефицитные. Не все разработчики могут себе позволить специальное
оборудование и часто используют известный способ измерения, для которого не
требуется тесламетр. Рассмотрим его.

Измерить индукцию насыщения и напряженность поля магнитопровода можно
с помощью электронно-лучевого осциллографа, причем измерение может быть
выполнено с погрешностью, не превышающей нескольких процентов.
Принципиальная схема стенда изображена на рис. 8.1.
Рис. 8.1. Схема измерительной установки
Резистор Rl обычно выбирают сопротивлением 0J..1 Ом [44, с. 44]. Для того
чтобы его наличие существенно не влияло на измеряемые параметры петли
гистерезиса, этот резистор следует использовать с как можно меньшим сопротивлением.
Однако, чем меньше сопротивление резистора Rl, тем меньшее падение
напряжение на нем, а, значит, для измерений может потребоваться высокочувствительный
осциллограф. Спаянные выводы резистора RI, первичной обмотки трансформатора
TV1 и провода к пластине горизонтального отклонения луча могут быть заземлены
и электрически объединены с цепью, соединяющей выводы вторичной обмотки
трансформатора TV1, конденсатора CI и провода к пластине вертикального
отклонения луча.
Трансформатор TV1 — это образец с искомыми магнитными параметрами.
Переменное напряжение на его первичной обмотке пропорционально напряженности
магнитного поля:
где Rl — сопротивление резистора Rl;
Н — мгновенная напряженность поля магнитопровода, А/м;
£о — протяженность тороидального магнитопровода вдоль осевой линии, м;
Wl — число витков в первичной обмотке.
Ток первичной обмотки трансформатора, протекая через резистор Rl, создает
на нем падение напряжения, которое пропорционально напряженности магнитного
поля в образце. Это падение напряжения подводят к пластинам осциллографа,
отклоняющим луч в горизонтальной плоскости. Во вторичной обмотке
трансформатора возникает ЭДС величиной Е = —с!Ф • W2 / dt. Для того чтобы сигнал на пластинах
осциллографа, отклоняющих луч в вертикальной плоскости, был пропорционален
магнитной индукции Ф/S, напряжение, снимаемое с вторичной обмотки
трансформатора, следует проинтегрировать. Интегрирование может быть выполнено RC-
цепью, как изображено на рис. 8.1, или с помощью операционного усилителя,
включенного как интегратор. Чтобы паразитные сопротивления не вносили
существенной погрешности, сопротивление резистора R2 должно быть принято весьма
высоким и превышать на порядки реактивное сопротивление конденсатора CI.
Напряжение на выводах конденсатора СI, пропорциональное магнитной индукции в
сердечнике, можно найти по формуле:

Перед проведением измерений следует отградуировать каналы осциллографа.
От генератора на вертикально и горизонтально отклоняющие пластины подают
среднеквадратические напряжения Uy и U» известных величин и вычисляют
масштабные коэффициенты.
Коэффициент масштабирования тх, выраженный в В/см, для горизонтально
отклоняющих пластин вычисляют согласно выражению:
где €х — расстояние смещения луча по абсциссе, см.
Аналогичным образом, можно найти коэффициент масштабирования ту в В/см
для вертикально отклоняющих пластин по формуле:
где £у — расстояние, на которое смещается луч вдоль ординаты, см.
Достоинство такого способа измерения заключается в возможности визуального
контроля петли гистерезиса. Образец может быть исследован на высокой частоте,
если это позволит полоса пропускания примененного осциллографа. Зная индукцию
насыщения магнитопровода и напряженность поля, легко можно вычислить
магнитную проницаемость по известной формуле
где В — магнитная индукция, Тл;
Н — напряженность поля, А/м;
Цо — магнитная постоянная вакуума, Гн/м.
Недостатки состоят в необходимости собирать макетную установку, состоящую
из нескольких компонентов, и в наличии довольно большой погрешности
измерения, основной вклад в которую вносит погрешность осциллографа и погрешность
визуального считывания показаний.
8.3. Способы охлаждения компонентов типовых
источников питания
При работе источника питания его компоненты нагреваются. Нагрев мощных
компонентов может быть столь велик, что без дополнительного отведения тепла от их
кристаллов использовать устройство невозможно. Для отвода тепла от компонентов
используют теплоотводы, а для уменьшения температуры нагрева применяют
охладители, называемые также радиаторами. Охлаждение компонентов источников
питания может быть естественным и принудительным. Принудительное охлаждение
осуществляют вспомогательными техническими средствами, например:
вентиляторами для ускорения циркуляции воздуха, насосами систем жидкостного
охлаждения, в которых тепло переносят вода или масло. При естественном охлаждении
технические средства, увеличивающие интенсивность теплообмена, не используют.

Тепло может быть отведено от разогретых компонентов конвекцией, кондукци-
ей, излучением или комбинацией этих способов [92, с. 521, 522]. Теплообмен, при
котором корпус компонента или охладитель нагревает более холодный
окружающий воздух, и его нагретые массы поднимаются вверх, называют конвекцией.
Конвекция тем интенсивнее, чем больше разность температур нагретого тела и воздуха,
чем выше скорость циркуляции вещества, переносящего тепло, и чем эффективнее
охладитель. Также она зависит от ориентации в пространстве.
Передача тепла через конструктивные элементы устройства — это кондукция.
Теплообмен кондукцией может осуществляться через боковины, пластины, стенки
[92, с. 522].
Передачу энергии в окружающее пространство путем распространения волн от
предмета называют излучением. Интенсивность излучения зависит от степени
черноты охладителя. Так, например, темные матовые и черненые поверхности имеют
наибольшую степень черноты 0,92..0,98 и лучше всего излучают энергию. Светлые
и полированные поверхности обладают степенью черноты 0,04..0,08 и хуже всех
годятся для теплообмена путем излучения.
Охладители могут иметь различную форму и конструкцию. Широко
распространены игольчатые, пластинчатые, ребристые, жалюзийные радиаторы,
охладители типа "краб" [173, с. 424]. Эффективность охладителя не прямо пропорциональна
его габаритам. Иногда небольшой охладитель эффективнее несколько более
крупного радиатора, а бывает и наоборот.
Для максимальной эффективности системы охлаждения должны быть
соблюдены следующие правила:
плита, к которой крепится корпус компонента, должна быть достаточно
толстой, чтобы тепло распространилось к самым дальним участкам теплоотвода;
под корпусом компонента в теплоотводе не должно быть лишних отверстий,
а тепловое сопротивление между корпусом компонента и теплоотводом
должно быть минимальным, для чего используют теплопроводящие пасты,
такие как КПТ-8;
компонент должен быть прикреплен в том месте теплоотвода, при
нахождении в котором все наиболее отдаленные части охладителя прогреты
равномерно;
ребра радиаторов должны быть параллельны направлению перемещения
воздушных масс;
для наилучшего излучения охладитель должен быть черным или темным
матовым, для чего металл красят или покрывают лаком соответствующего
цвета.
Теплообмен посредством одного вида передачи энергии встречается редко.
Чаще всего используют сложный теплообмен, т.е. образованный всеми тремя видами
передачи энергии. При этом общий поток отвода тепла равен сумме потоков от
конвекции, кондукции и излучения [92, с. 527].
8.4. Способы охлаждения компонентов специальных
источников питания
Случается, что закреплять компонент непосредственно на охладителе неудобно
(например, в случае отсутствия места для радиатора при плотной компоновке
источника питания или если тепловыделяющий компонент — в бескорпусном исполнении).

Тогда между компонентом и охладителем размещают теплопровод, по которому
передается тепло. В качестве теплопровода обычно используют тепловые трубы, что
позволяет внести существенный вклад в микроминиатюризацию силовых устройств.
Тепловая труба — это замкнутый сосуд, стенки которого изнутри покрыты
наполнителем с капиллярной структурой. Он заполнен жидким переносчиком тепла,
имеющим зону испарения и зону конденсации [181, с. 220]. Тепловые трубы
обладают в сотни раз большей теплопроводностью, чем металлы. В качестве
капиллярной структуры могут выступать волокнистые вещества, порошки, металлические
сетки [92, с 558] и пр., а тепло может переноситься спиртом, эфиром, водой и
некоторыми другими веществами.
В зоне нагрева происходит испарение переносчика тепла, по паровому каналу
вещество переносится в зону охлаждения, в которой конденсируется в жидкость,
а она, в свою очередь, по капиллярной структуре возвращается в зону нагрева [181,
с 220]. Зона переноса может быть теплоизолирована от окружающей среды. К
металлизированному участку тепловой трубы в зоне испарения приклеивают или
прижимают нагретый компонент, а к металлизированному участку трубы в зоне
конденсации присоединяют охладитель.
В настоящее время тепловые трубы используют на материнских платах
компьютеров для отвода тепла, а также в специальных импульсных источниках питания
мощностью от сотен ватт до десятков киловатт. Примеры расчетов тепловых труб
приведены в справочнике [92, с. 559-562].
Многие современные ракеты оснащены бортовым компьютером,
прокладывающим оптимальный курс полета. Вычислительная система получает энергию от
источника питания. Важнейшие требования к источнику питания такого
летательного аппарата — это малые вес и габариты, высокая надежность в течение полета
и обеспечение всех заданных параметров бортовой сети. При этом источник
питания работает кратковременно, обычно — от нескольких минут до нескольких часов.
После попадания ракеты в цель повторное использование источника питания не
требуется — он уже выполнил поставленную перед ним задачу.
Поскольку металлические охладители обладают крупными недостатками в виде
большой массы и габаритов, то вместо них или совместно с миниатюрными
радиаторами используют испаряющиеся вещества, поглощающие энергию при
протекании химических реакций или физических преобразований. Капсула с веществом
откупоривается при старте ракеты. Источник питания и летательный аппарат в целом
будет нормально функционировать до тех пор, пока испаряющееся вещество
полностью не исчерпает свои охлаждающие возможности, поэтому масса вещества
должна быть достаточна и рассчитана на все время перелета.
Охлаждение иных специальных источников питания может быть организовано
плавящимися веществами, которые после остывания восстанавливают свое
исходное состояние, т.е. служат аккумуляторами тепла. В качестве плавящихся веществ
обычно используют кристаллический азотнокислый никель, кристаллический
углекислый натрий, кристаллический сернокислый натрий, гидрат окиси бария,
пальмитиновую кислоту и пр. Пример расчета системы охлаждения плавящимся веществом
дан в справочнике [92, с. 563 - 568].
8.5. Средства и системы защиты источников питания
Выпущены многочисленные узкоспециализированные труды, посвященные
электрической защите источников питания, например, издания [1] или [104]. Мы же за-

тронем лишь самые основные и часто используемые средства и системы защиты
источников питания.
К важнейшему требованию, выдвигаемому техническим заданием к источнику
питания, является наличие системы защиты от перегрузок. Даже кратковременная
перегрузка по току или короткое замыкание шин нагрузки способно привести к
аварии, перегреву, воспламенению и, в итоге, — к пожару. Если в ключевом каскаде
ток коллектора IGBT или стока MOSFET превысит предельное значение или если
напряжение коллектор-эмиттер или сток-исток превысит максимальное допустимое
в конкретном случае, рабочая точка транзистора покинет участок внутри области
безопасной работы транзистора, и произойдет его выход из строя.
В случае отсутствия системы защиты от аварийного режима при насыщении
магнитопровода трансформатора резко падает индуктивность обмоток, ток через
которые во много раз возрастает. В результате переключающий компонент и
устройства, включенные последовательно с шиной питания (корректор коэффициента
мощности, фильтр помех и пр.), вполне вероятно выйдут из строя. Аварийный
режим возникает при "защелкивании" IGBT, при чрезмерном повышении напряжения
питающей сети и во многих других случаях. Следовательно, системы защиты от
перегрузки являются важными атрибутами современных источников питания. Они
необязательны лишь в некоторых случаях.
Тепловые инерции работающих в ИИП диодов и транзисторов малы, и
разрушения полупроводниковых кристаллов могут произойти в течение микросекунд, а в
отдельных случаях — даже быстрее. По этой причине при использовании
самоблокирующихся реле, герконов, плавких предохранителей или полупроводниковых
самовосстанавливающихся предохранителей разрушение компонентов может
произойти раньше, чем отработает система защиты ввиду несоразмерности
быстродействия средств защиты и тепловой инерционности защищаемых компонентов.
Другими словами, разработчик должен применять ту систему защиты, которая
сообразна поставленной задаче. Любая система защиты должна отрабатывать
всякую перегрузку, пока эксплуатируют источник питания, должна обладать
требуемым быстродействием, в неактивном состоянии не должна влиять на качество
электроэнергии, потребляемой нагрузкой. Она также, по возможности, не должна
потреблять много энергии на собственные нужды и должна содержать минимальное
число компонентов [1, с. 13]. К тому же, если это необходимо, система после
срабатывания и устранения перегрузки должна автоматически возвращаться в исходное
состояние.
Рассмотрим классификацию систем электрической защиты. Разнообразные
варианты защиты подразделяют по принципу реализации на три типа [1, с. 12]:
пассивные системы, компоненты которых получают энергию от
возмущающего воздействия,
активные системы, вырабатывающие сигнал о перегрузке, который
отрабатывает система защиты, питающаяся от вспомогательного источника
питания;
схемотехнические системы, при использовании которых компоненты
устройства автоматически регулируют свое состояние, самостоятельно
предотвращая разрушение.
Аварийный режим может быть связан с отказом компонентов внутри источника
питания или вызван внешними факторами, такими как нештатное изменение
напряжения питающей сети.

К компонентам, которые осуществляют защитную функцию, относят
стабилитроны, transil, запираемые и незапираемые тиристоры, IGBT, MOSFET, биполярные
транзисторы, варисторы, термисторы, бареттеры, различные предохранители и
автоматы с биметаллическими пластинками, реле, герконы, газовые разрядники и пр.
Контактные защитные устройства (например, контакторы, реле,
предохранители) обладают низкой надежностью, и их быстродействие оставляет желать лучшего,
однако на замкнутых контактных устройствах защиты падает незначительное
напряжение, а значит в них выделяется мало тепла [131, с 143].
Бесконтактные устройства защиты, выполненные на полупроводниковых
компонентах, обладают, как правило, высокой надежностью и быстродействием, но на
них падает повышенное напряжение относительно контактных устройств,
следовательно, выделяется существенная мощность, часто вынуждающая применять
охладители.
Для защиты от пробоя управляющего электрода недопустимо возросшим
напряжением параллельно выводам затвор-исток MOSFET или затвор-эмиттер 1GBT,
работающим в ключевом режиме, включают стабилитроны и transil.
Для защиты ключевых IGBT и биполярных транзисторов от пробоя обратным
напряжением, вызванным, например, действием ЭДС самоиндукции моточных
компонентов, параллельно выводам коллектор-эмиттер также включают transil или
стабилитроны.
Для уменьшения скорости нарастания напряжения на MOSFET, чересчур
большая величина dU/dt которого способна привести к порче транзистора, между
выводами сток-исток включают более быстродействующий оппозитный диод, чем
паразитный р-n переход этого транзистора, или последовательно с выводами сток-исток
MOSFET включают внешний диод [150, с. 193]. При этом падение напряжения на
оппозитном диоде в прямом включении должно быть обязательно меньше, чем на
паразитном диоде.
Параллельно обмотке трансформатора импульсного однотактного ИИП
включают диод или стабилитрон, чтобы "срезать" индуктивный выброс напряжения. Во
время включения бестрансформаторного источника питания для защиты диодов
сетевого выпрямителя от импульса тока заряда конденсатора, который расположен
в емкостном сглаживающем фильтре, последовательно с питающей сетью
устанавливают термистор, сопротивление которого велико в холодном состоянии и низко
в разогретом.
Для защиты компонентов преобразователя импульсного источника питания от
пробоя при аварийном повышении напряжения питающей сети последовательно
с сетевым проводом монтируют плавкий предохранитель или автомат защиты по
току, а после предохранителя параллельно подводящим сетевым проводам
устанавливают варистор. Сопротивление варистора нелинейно.
Варистор — это специальный резистор, сопротивление которого резко
уменьшается при увеличении приложенного к нему напряжения сверх лимитированного
значения. Вольтамперная характеристика варистора симметрична. В случае
кратковременного повышения сетевого напряжения внутреннее сопротивление варистора
резко и многократно уменьшается, и он шунтирует входные шины источника
питания, поддерживая напряжение на заданном уровне. Если перенапряжение будет
длительным, то варистор очень быстро перегреется и выйдет из строя. При этом
существенно возросший ток, протекающий через варистор, инициирует
срабатывание предохранителя, который разомкнет цепь питания аппарата. Существуют
варисторы с участком отрицательного сопротивления на вольтамперной характеристике.
Такие приборы называют негисторами.

В качестве датчиков насыщения трансформаторов используют пояс Роговского,
параметрические трансформаторы или датчики Холла. Датчики Холла посылают
сигнал в задающий генератор на вывод ограничения скважности или запрета
генерирования импульсов микросхемы. О гальваномагнитных датчиках можно
прочитать в материале [104, с. 68].
Если необходимо измерить ток через ключевой транзистор однотактного ИИП
малой или средней мощности, последовательно с выводом эмиттера IGBT или
биполярного транзистора, или истока MOSFET зачастую включают низкоомный
постоянный резистор сопротивлением 0,05..2 Ом, служащий измерителем величины тока.
При протекании тока через транзистор на резисторе будет падать напряжение,
которое снимают и подают на устройство управления. В резисторе выделяется
бесполезная мощность потерь, поэтому чаще используют трансформатор тока.
Последовательно с импульсным трансформатором преобразователя ИИП с
целью защиты от перегрузки по току устанавливают трансформатор тока, служащий
датчиком. Он выполнен на ферритовом сердечнике. Импульсное напряжение
сигнала перегрузки с вторичной обмотки трансформатора тока выпрямляют, фильтруют
и подают на вывод отключения управляющей микросхемы задающего генератора.
Для замедления переключения транзисторов, тиристоров и других компонентов
параллельно их выводам анод-катод, сток-исток, коллектор-эмиттер и т.д. включают
RC-цепи из резистора и конденсатора, включенных последовательно. При этом RC-
цепочки снижают скорость нарастания напряжения, защищают компоненты от
импульсов напряжения при переключениях, купируют затухающие колебательные
процессы.
Системы защиты разнообразны, и решение о применимости определенных
вариантов устройств защиты следует принимать сообразно конкретным задачам.
8.6. Требования к монтажу источников питания
и электромагнитные помехи
Монтаж источников питания должен быть выполнен в соответствии с частотой
преобразования энергии. Так, монтаж линейных источников питания разительно
отличается от монтажа высокочастотных импульсных источников питания. Если частота
преобразования лежит выше звуковой, то несоблюдение требований к монтажу
может привести к печальным последствиям в виде неустойчивой работы источника
питания, вплоть до полной неработоспособности.
В зависимости от величины токов, протекающих по цепям, необходимо выбрать
сечение монтажного провода, а также ширину дорожек печатной платы. Сила
потребляемых токов некоторыми устройствами (например, цифровыми
многопроцессорными системами обработки радиосигналов) может достигать сотен ампер при
постоянных напряжениях в несколько вольт. На слишком тонком проводе может
падать повышенное напряжение, что снизит КПД устройства и приведет к
существенному образованию наводок, которые могут улавливаться чувствительными
сигнальными цепями, в результате чего работа импульсного источника питания может
быть нарушена.
Помехи распространяются от их источника как через поле в окружающее
пространство, так и через электрические цепи [245, с. 154]. Для борьбы с помехами,
распространяющимися через эфир, используют заземленные электромагнитные
оплетки, соединенные с общим проводом экраны Фарадея; скручивают пары прово-

дов, по которым текут противоположно направленные и равные по величине токи
с целью частичной взаимной компенсации излучений.
Помехи, распространяющиеся через общий провод, называют симметричными
или дифференциальными, а помехи, проходящие через шины питания вне общего
провода, — синфазными [25, с. 258]. Каждый из этих двух видов помех должен,
если это требуется, подавляться соответствующим фильтром. В частности, для
уменьшения синфазных помех на входе устройства между фазным проводом и
заземленным устанавливают Y-конденсаторы, а для снижения дифференциальных помех
используют Х-конденсаторы, которые включают между фазными проводами [56,
с. 369]. Данные конденсаторы должны обладать низкими показателями ESL и ESR.
Кроме того, Х-конденсатор должен выдерживать напряжение питающей сети и
испытательное напряжение в 2,5 кВ, а Y-конденсатор, исходя из соображений техники
безопасности, должен быть рассчитан на испытательное импульсное напряжение не
менее 5 кВ, поскольку его пробой может привести к поражению электрическим
током. Например, Y-конденсатор может быть керамическим дисковой формы, а X-
конденсатор — пленочным.
Для лучшего подавления помех, кроме конденсаторов, в фильтрах используют
дроссели, а сами фильтры могут состоять из двух каскадов. Дроссель синфазных
помех обычно выполняют двухобмоточным, причем фазировка обмоток должна
быть такова, чтобы направление токов, текущих через обмотки, было
противоположным. Обмотки желательно уложить на магнитопровод одновременно в два
провода, а число витков обеих обмоток должно быть одинаковым.
Наведенные в магнитопроводе дросселя ЭДС обмоток одинаковы по величине
и направлены встречно друг другу, благодаря чему синфазные помехи взаимно
компенсируются. Такой дроссель синфазных помех еще называют симметрирующим.
Для подавления дифференциальных помех используют один или два однообмоточ-
ных дросселя, включенных последовательно с фазным проводом. В качестве
материалов магнитопроводов рассмотренных дросселей обычно используют порошковое
железо, альсиферы, пресспермы или ферриты. Петля гистерезиса магнитопроводов
дросселей не должна заходить в область насыщения, для чего в их магнитные
системы при необходимости следует ввести немагнитные зазоры.
Паразитную емкость между ключевым транзистором и охладителем можно
снизить, поместив между ними экран-фольгу, электрически соединенную с общим
проводом и изолированную с обеих сторон от транзистора и охладителя слюдяными
или керамическими прокладками. Чувствительные цепи и компоненты следует
размещать как можно дальше от источников излучений. Дорожки печатной платы, по
которым протекают большие импульсные токи, должны быть как можно короче
и шире, поскольку дорожки такой конфигурации обладают минимальной
паразитной индуктивностью.
При разводке печатной платы следует оставить как можно больше фольги,
соединенной с общим проводом. Если плата двусторонняя, то фольгу желательно
одной из сторон использовать в качестве экрана, электрически соединив ее с общим
проводом.
Если транзисторы необходимо закрепить на охладителе, расположенном
отдельно от платы, то пару проводов от коллектора и эмиттера или стока и истока
следует скрутить между собой.
Монтажные провода и выводы компонентов должны быть по возможности
минимальной длины. Следует избегать появления паразитных контуров, образованных
дорожками и компонентами, по которым будут течь токи, и которые не были учте-

ны при трассировке печатной платы, поскольку замкнутые паразитные контуры
являются источниками электромагнитных излучений.
Если силовой импульсный трансформатор имеет Ш-образный магнитопровод,
то для снижения поля рассеяния все три его керна целесообразно охватить снаружи
витком из широкой и тонкой медной ленты, конец и начало которой необходимо
спаять между собой для образования короткозамкнутого витка [132, с. 41].
Электролитические алюминиевые конденсаторы с повышенными паразитной
индуктивностью и паразитным сопротивлением, через которые протекают
импульсные токи большой величины, следует шунтировать высокочастотными
керамическими конденсаторами. Например, шунтировать следует электролитический
алюминиевый конденсатор, входящий в первое звено фильтра выпрямителя
импульсного напряжения, от которого получает энергию нагрузка. Электролитический
алюминиевый конденсатор фильтра выпрямленного сетевого напряжения, от которого
потребляет импульсный ток высокочастотный преобразователь, также следует
шунтировать керамическим, полимерным или, что хуже, пленочным конденсатором
с низкими показателями ESL и ESR.
Спектр наводок, генерируемых импульсным источником питания, тесно связан
со скоростью нарастания напряжения во время работы в ключевом режиме
компонентов. Этими компонентами могут быть, например, ключевые транзисторы и
диоды выходного выпрямителя импульсного напряжения. Для снижения излучаемых
наводок уменьшают скорость нарастания напряжения на ключевых транзисторах,
для чего электроды сток-исток шунтируют RC-цепочками. Следует отметить, что
образующие RC-цепь резистор и конденсатор должны обладать низкими
паразитными индуктивностями.
Скорость нарастания напряжения на ключевых транзисторах зависит от их типа
и марки. Например, высоковольтные ключи на MOSFET способны переключаться
быстрее ключей на высоковольтных биполярных транзисторах. Следовательно, при
отсутствии демпфирования и использовании MOSFET величина и спектр
излучаемых помех будет больше и богаче. Для сужения спектра излучаемых полей можно
/использовать не ШИМ- или ЧИМ-преобразователь, а квазирезонансный или
резонансный преобразователь, предпочтительно с переключением при нуле напряжения.
При использовании в выходном импульсном выпрямителе диодов, в которых
велика скорость рекомбинации носителей заряда, в окружающее пространство
будут излучаться высокочастотные помехи. Для их ослабления параллельно каждому
диоду включают RC-цепочку или надевают на любой из выводов каждого диода
маленькое ферритовое колечко, которое обладает индуктивностью, препятствующей
быстрому изменению величины тока через диод.
Диоды сетевых выпрямителей для снижения помех иногда шунтируют
керамическими конденсаторами емкостью 1..22 нФ, а RC-цепи допустимо не использовать
в случае применения диодов, изготовленных по технологии FRED (обладают
длительным периодом обратного восстановления, в течение которого происходит
плавная рекомбинация носителей заряда).
При монтаже MOSFET и IGBT необходимо не допускать воздействия на них
статического электричества, для чего монтажник должен воспользоваться
заземляющим браслетом, паяльником с заземленным корпусом и антистатической
одеждой.
Источники питания могут быть предназначены для эксплуатации в широком
диапазоне климатических и механических воздействий. Например, на источник
питания могут оказывать воздействие удары, вибрации, атмосферные осадки,
перепады температур. Кроме того, изоляция проводов и корпуса некоторых компонентов

могут стать объектом питания грибков и микроорганизмов, что особенно актуально
в корабельной аппаратуре, эксплуатирующейся в тропических районах. Под
влиянием дестабилизирующих факторов режимы работы компонентов могут
измениться, а предельные режимы эксплуатации некоторых компонентов выйдут из
регламентированных пределов. Все вредные воздействия должны быть отражены в
требованиях технического задания и учтены разработчиком источника питания.

Список литературы
1. Агапов М. В., Пихута А. В. Электрическая защита полупроводниковых
источников питания. - М.: "Советское радио", 1966. - 168 с, ил.
2. Александров Ф. И. и Сиваков А. Р. Импульсные полупроводниковые
преобразователи и стабилизаторы постоянного напряжения. - Л.: Энергия, 1970. - 188 с,
ил.
3. Антик И. В. О выборе условно положительных направлений напряжений и
токов при анализе работы трансформаторов. "Электричество", 1985, №11, с. 59-
60.
4. Апаров А. Б. и др. Транзисторные преобразователи для низковольтных
источников энергии. / Апаров А. Б., Еременко В. Г., Негневицкий И. Б. - М.: Энергия,
1978.-96 с, ил.
5. Артамонов В. В. Маломощные выпрямители. (Основы теории и расчет). - М.:
Связь, 1970.-240 с, ил.
6. Артамонов Б. И., Бокуняев А. А. Источники электропитания радиоустройств:
учебник для техникумов. - М.: Энергоиздат, 1982. - 296 с, ил.
7. Бабис Р. С. Циркулирующие токи в многоходовых винтовых обмотках
трансформаторов. "Электричество", 1972, №2, с 56-63.
8. Бабис Р. С, Лейтес Л. В. Расчет сопротивлений короткого замыкания пары
ходов многоходовой винтовой обмотки трансформатора. "Электротехническая
промышленность". Аппараты высокого напряжения, трансформаторы, силовые
конденсаторы. 1971, вып. 10, с. 21-25.
9. Балбашова Н. Б. Миниатюрные импульсные трансформаторы на ферритовых
сердечниках. -М.: Энергия, 1976. - 120 с, ил.
10. Бальян P. X., Обрусник В. П. Оптимальное проектирование силовых
высокочастотных ферромагнитных устройств. - Томск: Изд-во Томского университета,
1987.- 168 с, ил.
11. Бальян P. X., Сивере М. А. Тиристорные генераторы и инверторы. - Л.:
Энергоиздат, Ленинградское отделение, 1982. - 223 с, ил.
12. Бальян P. X. Трансформаторы для радиоэлектроники. - М.: Изд-во "Советское
радио", 1971.-720 с, ил.
13. Бамдас А. М., Савиновский Ю. А. Дроссели переменного тока
радиоэлектронной аппаратуры (катушки со сталью). - М.: Советское радио, 1969. - 248 с, ил.
14. Барзилович В. М. Высоковольтные трансформаторы тока. - М., - Л.: ГЭИ, 1962.
- 248 с, ил.
15. Бас А. А. и др. Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным
входом / А. А. Бас, В. П. Миловзоров, А. К. Мусолин. - М.: Радио и связь, 1987.
- 160 с, ил.
16. Бачурин Н. И. Трансформаторы тока. - М., - Л.: Энергия, 1964. - 376 с, ил.
17. Белицкая М. С, Лиманов Е. А. Трансформаторы постоянного тока и
напряжения. - М., - Л.: Энергия, 1964. - 236 с, ил.

18. Белопольский И. И. Источники питания радиоустройств. Учебник для
техникумов. Изд. 3-е, переработанное. - М.: "Энергия", 1971. - 312 с, ил.
19. Белопольский И. И., Гейман Г. В., Краус Л. А., Лапиров-Скобло М. М., Тихонов
В. И. Проектирование источников электропитания радиоаппаратуры. - М.:
Энергия, 1967. - 304 с, ил.
20. Белопольский И. И., Каретникова Е. И., Пикалова Л. Г. Расчет трансформаторов
и дросселей малой мощности. - М.: Энергия, 1973. - 400 с, ил.
21. Белопольский И. И., Пикалова Л. Г. Расчет трансформаторов и дросселей малой
мощности. - М., - Л.: Госэнергоиздат, 1963. - 272 с, ил.
22. Белопольский И. И. и Тихонов В. И. Транзисторные стабилизаторы на
повышенные и высокие напряжения (регулируемые по цепям переменного тока). -
М., "Энергия", 1971.-80 с, ил.
23. Бенедиктов Г. Л., Гой А. И. К расчету импульсного трансформатора для работы
в режиме малой скважности. «Вопросы радиоэлектроники», сер. 12, 1964, вып.
29.
24. Бертинов А. И., Кофман Д. Б. Тороидальные трансформаторы статических
преобразователей. - М.: Энергия, 1970. - 96 с, ил.
25. Браун М. Источники питания. Расчет и конструирование.: Пер. с англ. - К.:
"МК-Пресс", 2005. - 288 с, ил. (Brown Marty. Power supply cookbook. Second
edition. - Elsever science, 2001).
26. Булатов О. Г. и др. Тиристорно-конденсаторные источники питания для
электротехнологии. / О. Г. Булатов, А. И. Царенко, В. Д. Поляков. - М.: Энергоатом-
издат, 1989.-200 с, ил.
27. Булатов О. Г., Царенко А. И. Тиристорно-конденсаторные преобразователи. -
М.: Энергоиздат, 1982. - 216 с, ил.
28. Булгаков Н. И. Расчет трансформаторов. Госэнергоиздат, 1950.
29. Буль Б. К. Основы теории и расчета магнитных цепей. - М., - Л.: Энергия, 1964.
- 464 с, ил.
30. Бунин А. Г., Виногреев М. Ю. Об одном методе расчета индуктивностей
круговых колец прямоугольного сечения. "Электричество", 1985, №4, с. 52-55.
31. Бунин А. Г., Виногреев М. Ю. Расчет распределения токов в трансформаторах с
многопараллельными винтовыми обмотками в установившихся режимах.
"Электромеханика", Изв. вузов. 1985, №4, с. 77 - 85.
32. Бунин А. Г., Виногреев М. Ю., Конторович Л. Н. Расчет распределения токов и
напряжений в обмотках трансформаторов. "Электротехника", 1977, №4, с 8-11.
33. Бунин А. Г., Конторович Л. Н. Расчет импульсных напряжений в обмотках
трансформаторов с учетом влияния магнитопровода. "Электричество", 1975,
№7, с. 50-54.
34. Вавин В. Н. Трансформаторы напряжения и их вторичные цепи. - М.: Энергия,
1967.-102 с, ил.
35. Васильев Д. В. Расчет трансформаторов. Ленинградская
военно-электротехническая академия РККА им. С. М. Буденного, 1933.
36. Васильев Д. В. О потерях в железе для трансформаторов и других
электромагнитных механизмов. "Электричество", 1935, №15.

37. Васильева И. К. и др. Расчет потерь в стали при несинусоидальной форме
кривой напряжения питания. "Электротехника", 1970, №11.
38. Васютинский С. Б. Вопросы теории и расчета трансформаторов. - Л.: Энергия,
1970.-432 с, ил.
39. Васютинский С. Б., Нагаенко Г. П. Определение сопротивлений индуктивно
связанных однослойных обмоток, работающих в широком диапазоне частот.
"Электричество", 1965, №12, с 49-52.
40. Васютинский С. Б., Пиотровский Л. М. Учебное пособие по расчету
трансформаторов. Издательство Ленинградского политехнического института, 1955.
41. Векслер Г. С Расчет электропитающих устройств. - Киев: Техника, 1978. - 208
е., ил.
42. Векслер Г. С. Электропитание спецаппаратуры. - Киев: Издательское
объединение "Вища школа", 1975. - 376 с, ил.
43. Вересов Г. П. Электропитание бытовой радиоэлектронной аппаратуры. - М.:
Радио и связь, 1983. - 128 с, ил.
44. Вдовин С С Проектирование импульсных трансформаторов. - 2-е изд., пере-
раб. и доп. - Л.: Энергоатомиздат. Ленинградское отделение, 1991. - 208 с, ил.
45. Видмар М. Трансформаторы. - М., - Л.: ГНТИ, 1931. - 592 с, ил.
46. Вонсовский С. В., Шур Я. С. Ферромагнетизм. - М.; - Л.: ГИИТЛ, 1948. - 816 с,
ил.
47. Володин В. Я. Современные сварочные аппараты своими руками. - СПб.: Наука
и техника, 2008. - 304 с, ил.
48. Высокочастотные транзисторные преобразователи / Э. М. Ромаш, Ю. И. Драбо-
вич, Н. Н. Юрченко, П. Н. Шевченко. - М.: Радио и связь, 1988. - 288 с, ил.
49. Гайно Е., Москатов Е. Полумостовой квазирезонансный блок питания. - Радио,
2004, №6, с. 35, 36.
50. Гайно Е., Москатов Е. Мощный импульсный источник питания. - Радио, 2004,
№9, с. 31,32.
51. Гайно Е., Москатов Е. Импульсный источник питания мощностью 20 Вт. -
Радио, 2004, №11, с. 30,31.
52. Гайно Е., Москатов Е. Импульсный источник питания паяльника и дрели. -
Радио, 2005, №3, с. 30-32.
53. Гайно Е., Москатов Е. Радиолюбительские расчеты на компьютере. - Радио,
2005, №6, с. 55, 56; №7, с. 55, 56.
54. Гарматюк С. С, Панычев А. И. Устройства электропитания: Учебное пособие. -
Таганрог: Изд-во ТРТУ, 2004. - 140 с.
55. Гедзберг Ю. М. Импульсные блоки питания телевизоров и их ремонт. - М.:
ДОСААФ, 1989.-92 с, ил.
56. Гейтенко Е. Н. Источники вторичного электропитания. Схемотехника и расчет.
Учебное пособие. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2008. - 448 с. (Серия "Библиотека
инженера").
57. Гельперин Б. Б. Добавочные потери в обмотках трансформаторов от
несовершенства транспозиций. «Вестник электропромышленности», 1936, №6, с 22-25.

58. Гельперин Б. Б. Добавочные потери в обмотках трансформаторов от
несовершенства транспозиций. "Вестник электропромышленности", 1954, №5, с. 14-17.
59. Гельперин Б. Б. О наивыгоднейших размерах меди обмоток трансформатора для
получения минимального окна. "Электричество", 1935, №15.
60. Гоголицын Л. 3. Влияние скорости нарастания фронта входного импульса в
импульсных трансформаторах. "Радиотехника", 1959, №11.
61. Гоголицын Л. 3. Высоковольтный импульсный трансформатор с кольцевым
сердечником. - Изв. вузов. "Радиоэлектроника", 1973, №3.
62. Гольдфайн И. А. Векторный анализ и теория поля. - М.: Наука, 1968. - 128 с.
63. Григорова Г. С, Суханов В. М., Шафир Ю. Н. Оптимальное расположение
транспозиций для многопараллельных обмоток мощных трансформаторов.
Электромашиностроение и электрооборудование. - Киев: Техника, 1973, с. 121-
126.
64. Грумбина А. Б. Электрические машины и источники питания электронных
устройств: Учебник для техникумов. - М.: Энергоатомиздат, 1990. - 368 с, ил.
65. Грязнов Н. М. Трансформаторы и дроссели в импульсных устройствах. - М.:
Радио и связь, 1986. - 112 с, ил.
66. Дачев А. Потери от циркулирующих токов в обмотках трансформаторов с
транспозицией де-Бюда при произвольном числе параллельных ветвей.
"Электричество", 1975, №5, с 78 - 82.
67. Дачев А. П. Способ перестановки одноходовых однослойных обмоток
сверхмощных трансформаторов. "Электротехника", 1968, №7, с. 23-26.
68. Дачев А. П. Циркулирующие токи в обмотках трансформаторов с аксиально
расположенными параллельными ветвями. Доклад на научно-технической
конференции СЭВ. - М.: Электро-72, 1972.
69. Дель Г. В., Кутявин И. Д. Об определении основных размеров трансформаторов.
"Известия вузов", "Электромеханика", 1963, №5.
70. Дискин С И., Харинский А. Л. Силовые маломощные трансформаторы с
обмотками из алюминиевой фольги. "Электропромышленность и приборостроение",
1960, №19.
71. Дмоховская Н. И. Расчет импульсного трансформатора для импульсов
произвольной формы. - Изв. ЛЭТИ, 1964, вып. 52.
72. Домеников В. И., Казанский Л. М. Стабилизированные источники
электропитания судовой радиоэлектронной аппаратуры. - Л., "Судостроение", 1971, 400 с,
ил.
73. Дружинин В. В. Магнитные свойства электротехнической стали. -М.: Энергия,
1974.
74. Дружинин В. В., Бурдакова Ю. П. О соотношении потерь на гистерезис и
вихревые токи в электротехнической стали. "Электричество", 1956, №8.
75. Дружинин В. В., Куренных Л. К. О сравнении кривых намагничивания
электротехнической стали, снятых в постоянном и переменном полях. "Электричество",
1962, №4.
76. Дульнев Г. Н. Тепло- и массообмен в радиоэлектронной аппаратуре. - М.:
Высшая школа, 1984. - 247 с, ил.
77. Дымков А. М. Трансформаторы напряжения. - М., - Л.: ГЭИ, 1963. - 192 с, ил.

78. Дымков А. М., Кибелъ В. М., Тишенин Ю. В. Трансформаторы напряжения. -
М.: Энергия, 1975. - 200 с, ил.
79. Ермолин Н. П. Как рассчитать маломощный силовой трансформатор. Госэнер-
гоиздат, 1961.
80. Ермолин Н. П., Ваганов А. П. Расчет маломощных трансформаторов. - М., - Л.:
Госэнергоиздат, 1957. - 144 с, ил.
81. Ермолин Н. П. Расчет трансформаторов малой мощности. - Л.: Энергия, 1969.
82. Ермолин Н. П., Швец Г. Г. Расчет силовых трансформаторов. - Л.:
Ленинградский электротехнический институт им. В. И. Ульянова (Ленина), 1964. -250 с,
ил.
83. Жучков В. Расчет трансформатора импульсного блока питания. "Радио", №11,
1987, с 43.
84. Задерей Г. П., Заика П. Н. Многофункциональные трансформаторы в средствах
вторичного электропитания. - М.: Радио и связь, 1989. - 176 с, ил.
85. Золотухин И. В. Физические свойства аморфных металлических материалов. -
М.: Металлургия, 1986. - 176 с, ил.
86. Иванов-Цыганов А. И., Хандогин В. И. Источники вторичного электропитания
приборов СВЧ. - М.: Радио и связь, 1989. - 144 с, ил.
87. Ионов И. П. Магнитные элементы дискретного действия. - М.: Высшая школа,
1968.-280 с, ил.
88. Исаев Э. А. Полупроводниковые преобразователи напряжения. - М.: Воениздат,
1962.- 112 с, ил.
89. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев, В. А. Головацкий, Г. Н.
Гулякович и др.; Под редакцией Ю. И. Конева. - М.: Радио и связь, 1983. - 280
с, ил.
90. Источники вторичного электропитания / В. А. Головацкий, Г. Н. Гулякович, Ю.
И. Конев и др.; Под редакцией Ю. И. Конева. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.:
Радио и связь, 1990. - 280 с, ил.
91. Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Проектирование и
расчет. Под ред. Додика С. Д. и Гальперина Е. И. -М.: Советское радио, 1969. -
448 с, ил.
92. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры: Справочник / Г. С.
Найвельт, К. Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др.; под ред. Г. С. Найвельта. - М.:
Радио и связь, 1986. - 576 с, ил.
93. Ицхоки Я. С. Импульсные трансформаторы. - М.: Советское радио, 1950. - 745
с, ил.
94. Ицхоки Я. С. Импульсные устройства. - М.: Советское радио, 1959. - 728 с, ил.
95. Ицхоки Я. С Минимальный объем импульсного трансформатора.
"Радиотехника", 1957, №10.
96. Калантаров П. Л., Цейтлин Л. А. Расчет индуктивностей. Справочная книга. -
Л.: Энергоатомиздат, 1986.
97. Каменномостский Я. А. Анализ выражения потерь и магнитной проницаемости
от индукции и частоты. "Заводская лаборатория", 1963, №3.
98. Каменномостский Я. А. Влияние частоты на основные электромагнитные
параметры трансформаторов. "Электротехника", 1964, №3.

99. Каретникова Е. И., Рычина Т. А., Ермаков А. И. Трансформаторы питания и
дроссели фильтров для радиоэлектронной аппаратуры. -М.: Советское радио,
1973.-171 с, ил.
ЮО.Кауфман М., Сидман А. Г. Практическое руководство по расчетам схем в
электронике: Справочник. В 2-х томах. Том 1: Пер. с англ. / Под ред. Ф. Н.
Покровского. - М.: Энергоатомиздат, 1991. - 368 с, ил.
101.Киреев В. Т. Влияние некоторых технологических факторов на магнитные
свойства сердечников. Сборник трудов XI Всесоюзного совещания по магнитным
элементам. Изд-во "Советское радио", 1968.
102.Китаев В. Е. и др. Электропитание устройств связи. Под ред. В. Е. Китаева.
Учебник для вузов. - М.: Связь, 1975. - 328 с, ил.
ЮЗ.Китаев В. Е., Бокуняев А. А. Проектирование источников питания устройств
связи. Учебное пособие. - М., Связь, 1972. - 200 с, ил.
104.Китаев В. Е. и Левинзон С. В. Электрическая защита полупроводниковых
источников питания. -М.: Связь, 1977. - 160 с, ил.
Юб.Кифер И. И. Испытания ферромагнитных материалов. - М, - Л.:
Госэнергоиздат, 1962. - 544 с, ил.
Юб.Кифер И. И. Характеристики ферромагнитных сердечников. Изд-во "Энергия",
1967.
107.Климашин В. М., Никифоров В. Г., Сафонов А. Я., Казаков В. К. Новые области
применения пьезотрансформаторов. Компоненты и технологии, 2004, №1, с 56
-60.
108.Косенко С Расчет импульсного трансформатора двухтактного преобразователя.
«Радио», №4, 2005, с 35 - 37, 44.
109.Костиков В. Г., Никитин И. Е. Источники электропитания высокого напряжения
РЭА. - М.: Радио и связь, 1986. - 200 с, ил.
1 Ю.Кризе С. Н. Выходные трансформаторы. - М., - Л.: ГЭИ, 1953. - 32 с, ил.
Ш.Кризе С Н. Расчет маломощных силовых трансформаторов и дросселей
фильтров. Госэнергоиздат, 1950.
П2.Кузнецов В. К., Оркин Б. Г., Русин Ю. С. Трансформаторы усилительной и
измерительной аппаратуры. - Л.: Энергия, 1969. - 152 с, ил.
ПЗ.Куневич А. В., Подольский А. В., Сидоров И. Н. Ферриты. Энциклопедический
справочник в 5-ти томах. - СПб., Лик, 2004.
114.Лейтес Л. В. Добавочные потери. Энергетика за рубежом. Трансформаторы. -
М.: Госэнергоиздат, 1960, выпуск 5, с. 148-168.
П5.Лейтес Л. В. О добавочных потерях в обмотках трансформаторов. "Вестник
электропромышленности", 1960, №10, с. 23 - 27.
Пб.Лейтес Л. В., Пинцов А. М. Схемы замещения многообмоточных
трансформаторов. -М.: Энергия, 1974. - 192 с, ил.
117.Лейтес Л. В. Токи в параллельных ветвях обмоток трансформаторов и
реакторов. "Электричество", 1966, №2, с. 36-42.
118.Лейтес Л. В. Токи в параллельных ветвях обмоток трансформаторов и
реакторов. "Электричество", 1973, №4, с. 73 - 77.
П9.Лейтес Л. В. Эквивалентные схемы многообмоточных трансформаторов. - М.:
Информстандартэлектро, 1968.

120.Лейтес Л. В. Электромагнитные расчеты трансформаторов и реакторов. - М.:
Энергия, 1981.-392 с, ил.
Ш.Мазель К. Б. Теория и расчет выпрямителя, работающего на емкость, с учетом
индуктивности рассеяния трансформатора. - М.: Госэнергоиздат, 1957.
122.Мазель К. Б. Трансформаторы электропитания. - М.: Энергоиздат, 1982. - 80 с,
ил.
123.Манькин Э. А., Морозов Д. Н., Алферова А. В. Добавочные потери на вихревые
токи в обмотках трансформаторов. "Электротехника", 1965, №10, с. 16-19.
124,Марквардт Е. Г. Электрические расчеты трансформаторов. - М., - Л.: ОНТИ
НКТП, 1938.-136 с, ил.
125.Матвеев Г. А., Хомич В. И. Катушки с ферромагнитными сердечниками. - М.:
Энергия, 1967. - 64 с, ил.
!26.Матханов П. Н. К инженерному расчету мощных импульсных трансформаторов.
"Радиотехника", 1951, №5.
127.Матханов П. Н. Проектирование импульсных трансформаторов на большие
мощности. - Изв. ЛЭТИ, 1959, вып. 37.
128.Матханов П. Н., Гоголицын Л. 3. Расчет импульсных трансформаторов. - Л.:
Энергия. Ленинградское отделение, 1980. - 112 с, ил.
129.Матханов П. Н., Петров Ю. А. Расчет цепи, корректирующей спад импульса в
импульсных трансформаторах. - Изв. ЛЭТИ, 1961, вып. 46.
130.Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. 2-е
издание, исправленное и дополненное. - М.: Издательский дом "Додэка-ХХ1", 2001.
- 608 с, ил.
131 .Микроэлектронные электросистемы. Применения в радиоэлектронике / Ю. И.
Конев, Г. Н. Гулякович, К. П. Полянин и др.; Под ред. Ю. И. Конева. - М.: Радио
и связь, 1987. - 240 с, ил.
132.Митрофанов А. В., Щегол ев А. И. Импульсные источники вторичного
электропитания в бытовой радиоаппаратуре. - М.: Радио и связь, 1985. - 72 с, ил.
133.Мкртчян Ж. А. Электропитание электронно-вычислительных машин. -М.:
Энергия, 1980. - 208 с, ил.
134.Моин В. С. Оптимальный расчет трансформатора преобразовательной
установки. "Электротехника", 1967, №4.
135.Москатов Е. Импульсный ИП в спичечной коробке. - Радио, 2005, №6, с. 26, 27.
136.Москатов Е. Методика и программа расчета импульсного трансформатора
двухтактного преобразователя. - Радио, 2006, №6, с. 35-37.
137.Москатов Е. Расчет параметрических стабилизаторов. - Радиомир, 2006, №7, с.
22-25.
138.Москатов Е. ИИП на 190 Вт. - Радиомир, 2006, №11, с 13 - 16.
139.Москатов Е. Импульсный источник питания мощностью 1,1 кВт. - Радиомир,
2007, №1, с. 10-12; №2, с. 10.
140.Москатов Е. ИИП мощностью 100 Вт на ШИ контроллере Kl 156ЕУ2Р. - Радио,
2007, №5, с. 32-34.
141.Москатов Е. Малогабаритный ИИП для компьютерных периферийных
устройств. - Радио, 2007, №7, с. 29, 30.

142.Москатов Е. Импульсный источник питания для УЗЧ. - Радиомир, 2007, №7, с.
14, 15; №8, с. 12, 13.
143.Москатов Е. Вторичный ИИП с самовозбуждением для высоковольтной
нагрузки. - Радиолюбитель, 2007, №7, с 18, 19.
144.Москатов Е. Выпрямители на транзисторах. - Радио, 2007, №8, с. 34, 35.
145.Москатов Е. Импульсный источник питания для УМЗЧ. - Радио, 2007, №10, с.
36-39.
146.Москатов Е. ИИП на 70 Вт с насыщающимся трансформатором. -
Радиолюбитель, 2007, №10, с. 20-23; №11, с. 26-27.
147.Москатов Е. Зарядное устройство для автомобильных аккумуляторов. - Радио-
мир, 2008, №2, с. 10-12; №3, с. 10-12.
148.Москатов Е. Простой сварочный аппарат мощностью 4,3 кВт. - Радиолюбитель,
2008, №9, с. 16-20; №10, с. 15-20; №11, с. 14-17.
149.Москатов Е. Слово о поясе Роговского. - Радиолюбитель, 2008, №11, с. 34-35.
150.Мэк Р. Импульсные источники питания. Теоретические основы проектирования
и руководство по практическому применению / Пер. с англ. - М.: Издательский
дом "Додэка-ХХГ, 2008. - 272 с, ил. (Серия "Силовая электроника").
151.Намитоков К. К. и др. Влияние растягивающих напряжений на магнитные
свойства электротехнических сталей. "Энергетика и электротехническая
промышленность", Киев, 1964, №1.
Ш.Наседкин Л. П. Исследование теплового режима теплостойких маломощных
трансформаторов. «Известия вузов», "Электромеханика", 1963, №5.
153.Наседкин Л. П. Оптимальные соотношения теплостойких маломощных силовых
трансформаторов. "Известия вузов", "Электромеханика", 1964, №3.
154.Наяшков И. С, Карасев В. В. Расчет полей рассеяния трансформаторов.
"Вестник электропромышленности", 1963, №4, с 8-13.
155.Немцов М. В. Справочник по расчету параметров катушек индуктивности. - М.:
Энергоатомиздат, 1989. - 192 с, ил.
156.Нейман Л. Р. Поверхностный эффект в ферромагнитных телах. Госэнергоиздат,
1949.
157.Никитский В. 3. Маломощные трансформаторы. -М.: Энергия, 1968. - 88 с, ил.
158.Норденберг Г. М. Трансформаторы для радиоэлектронной аппаратуры. - Л.:
Энергия, 1970.-240 с, ил.
159.0птимизация полупроводниковых преобразовательных устройств. Сборник
научных трудов. - К.: Наукова думка, 1979. - 188 с, ил.
160.Орехов В. Н. и др. Низковольтные сильноточные источники вторичного
электропитания РЭА / В. И. Орехов, М. Е. Куцко, В. Н. Груздев. - М.: Радио и связь,
1986.-104 с, ил.
161.Парселл Э. Электричество и магнетизм. -М.: Наука, 1975. -440 с, ил.
162.Пентегов И. В. Определение оптимальных размеров трансформаторов.
«Известия вузов», "Электромеханика", 1960, №8.
163.Петров Г. Н. Трансформаторы, т. 1. Основы теории. Энергоиздат, 1934.
164.Петров Г. Н. Проблемы повышения частоты и трансформаторостроение.
"Электричество", 1936, №2.

165.Петров Г. Н. Электрические машины. Ч. 1. Введение. Трансформаторы. -М., -
Л.-.ГЭИ, 1956.-224 с, ил,
166.Петров Г. Н. Расчет индуктивных параметров рассеяния
микротрансформаторов. Труды МЭИ, 1962, вып. 38.
167.Поливанов К. М. Ферромагнетики. - М., - Л.: ГЭИ, 1957. - 256 с, ил.
168.Попов И. Н., Генов С. И. Определение оптимальных размеров силовых
трансформаторов. Изд-во "Энергия", 1967.
169.Порто Д. Н. К вопросу о тепловом режиме маломощных трансформаторов.
"Вестник электропромышленности", 1958, №2.
ПО.Порто Д. Н., Назарова Г. Н. Тепловые свойства и критерий оценки конструкций
маломощных силовых трансформаторов. "Вестник электропромышленности",
1960, №6.
171.Постников И. М. Выбор оптимальных геометрических размеров в
электрических машинах. Госэнергоиздат, 1952.
172.Преображенский А. А. Теория магнетизма, магнитные материалы и элементы. -
М.: Высшая школа, 1972.
ПЗ.Проектирование источников электропитания электронной аппаратуры: Учебник
/ О. К. Березин, В. Г. Костиков, Е. М. Парфенов и др.; Под ред. В. А. Шахнова. -
3-е изд., перераб. и доп. - М.: Изд-во МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2005. - 504 с, ил.
174.Рабинович С И. Условия соразмерности и КПД трансформаторов.
"Электричество", 1946, №6.
175.Рабкин Л. И., Новикова 3. И. Катушки индуктивности на ферритовых
сердечниках. - Л., "Энергия", 1972. - 142 с, ил.
176.Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах / Под ред. Т. М.
Агаханяна. - М.: Советское радио, 1975.
177.Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания /
А. Н. Горский, Ю. С. Русин, Н. Р. Иванов, Л. А. Сергеева. - М.: Радио и связь,
1988.-176 с, ил.
178.Рогацкин М. А., Амромин А. Л. Зависимость тока параллельно соединенных
катушек трансформаторов от их геометрических размеров. "Электротехническая
промышленность". Аппараты высокого напряжения, трансформаторы, силовые
конденсаторы. 1972, №1, с. 25, 26.
179.Рогинский В. Ю. Электропитание радиоустройств. - Л.: Энергия, 1970.-320 с,
ил.
180.Рогинский В. Ю. Расчет устройств электропитания аппаратуры электросвязи. -
М.: Связь, 1972.-360 с, ил.
181.Ромаш Э. М. Источники вторичного электропитания радиоэлектронной
аппаратуры. - М., "Радио и связь", 1981. - 224 с, ил. - (Массовая радиобиблиотека;
выпуск 1035).
182.Ромаш Э. М. Транзисторные преобразователи в устройствах питания
радиоэлектронной аппаратуры. - М., "Энергия", 1975. - 176 с, ил.
183.Русин Ю. С. К определению сопротивления обмоток с учетом влияния эффекта
близости и поверхностного эффекта. "Электросвязь", 1965, №2.
184.Русин Ю. С. К расчету паразитных параметров широкополосных
трансформаторов. "Радиотехника", 1967, № 1.

185.Русин Ю. С. Определение перегрева трансформаторов и дросселей. «Известия
вузов», "Электромеханика", 1965, №12.
186.Русин Ю. С. Определение собственной емкости обмоток. "Радиотехника", 1964,
Т. 19, №2, с. 64-66.
187.Русин Ю. С. Трансформаторы звуковой и ультразвуковой частоты. - Л.:
Энергия, 1973. - 152 с, ил.
188.Русин Ю. С. и др. Электромагнитные элементы радиоэлектронной аппаратуры:
Справочник / Ю. С. Русин, И. Я. Гликман, А. Н. Горский. - М.: Радио и связь,
1991.
189.Русин Ю. С, Чепарухин А. М. Проектирование индуктивных элементов
приборов. - Л.: Машиностроение, 1981. - 172 с, ил.
190.Севернс Р., Блум Г. Импульсные преобразователи постоянного напряжения для
систем вторичного электропитания: Пер. с англ. под ред. Л. Е. Смольникова. -
М.: Энергоатомиздат, 1988. - 294 с, ил.
191.Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному. - М.: СОЛОН-
ПРЕСС, 2006. - 416 с, ил. (Серия "Библиотека инженера").
192.Сергеев Б. С Схемотехника функциональных узлов источников вторичного
электропитания: Справочник. - М.: Радио и связь, 1992. - 224 с, ил.
193.Сидоров И. Н., Биннатов М. Ф., Шведова Л. Г. Индуктивные элементы
радиоэлектронной аппаратуры: Справочник. - М.: Радио и связь, 1992. - 289 с, ил.
194.Сидоров И. Н., Мукосеев В. В., Христинин А. А. Малогабаритные
трансформаторы и дроссели: Справочник. - М.: Радио и связь, 1985. - 416 с.
195.Сидоров И. Н., Скорняков С. В. Трансформаторы бытовой радиоэлектронной
аппаратуры: Справочник. - М.: Радио и связь, 1999. - 332 с, ил.
196.Соколов А. Расчет на ПМК параметрического стабилизатора, "Радио", №12,
1990, с. 60-61.
197.Справочная книга радиолюбителя-конструктора: В 2-х книгах. Книга 1. А. А.
Бокуняев, Н. М. Борисов, Е. Б. Гумеля и др.; под ред. Н. И. Чистякова. - 2-е
издание, исправленное. - М.: Радио и связь, 1993. - 336 с, ил. - (Массовая
радиобиблиотека; выпуск 1195).
198.Справочник по радиоэлектронным устройствам. В 2-х томах. Т. 2 / Варламов Р.
Г., Додик С. Д., Иванов-Цыганов А. И. и др.; Под ред. Д. П. Линде. - М.:
Энергия, 1978. - 328 с, ил. (Радиоэлектроника).
199.Справочник по электротехническим материалам / Под ред. Ю. В. Корицкого -
М.: Энергия, 1974.
200.Справочные материалы по расчету выпрямительных устройств и электронных
стабилизаторов напряжения и тока. Составил Мазель К. Б. - Министерство
радиопромышленности СССР, 1967. - 108 с, ил.
201 .Стародубцев Ю. Н., Белозеров В. Я. Магнитные свойства аморфных и нанокри-
сталлических сплавов. - Екатеринбург: Изд-во Уральского университета, 2002. -
384 с.
202.Стародубцев Ю. Н., Зеленин В. А., Белозеров В. Я., Кейлин В. И.
Аппроксимация кривой намагничивания и удельных магнитных потерь в магнитомягких
магнитных материалах. "Электротехника", 1997, №7, с. 48-51.

203.Стародубцев Ю., Кейлин В., Белозеров В. Магнитопроводы ГАММАМЕТ.
«Радио», 1999, №6, с. 48-50.
204.Стародубцев Ю. Н. Магнитные потери на вихревые токи при постоянном под-
магничивании. "Электричество", 1979, №9, с. 75-76.
205.Стародубцев Ю. Н. Теория и расчет трансформаторов малой мощности. - М.:
ИП РадиоСофт, 2005. - 320 с, ил.
206.Судзуки К., Фудзимори X., Хасимото К. Аморфные металлы. - М.:
Металлургия, 1987.-328 с, ил.
207.Тейлор-Джонс Е. Теория индукционной катушки. -М., - Л.: ОНТИ, 1935. - 168
с, ил.
208.Тихомиров П. М. Расчет трансформаторов. - М.: Госэнергоиздат, 1953.
209.Тихомиров П. М. Расчет трансформаторов. - М.: Энергия, 1976. - 544 с.
210.Трамбицкий А. В. Расчет трансформаторов. ГОНТИ НКТП, 1938.
211.Транзисторные схемы автоматического управления. Проектирование и расчет.
Под редакцией Ю. И. Конева. - М.: Советское радио, 1967. - 280 с, ил.
212.Трошанов Н. А. Электропитание радиоустройств. -М.: Морской транспорт,
1963.-315 с, ил.
213.Туровски Я. Местные перегревы в трансформаторах. "Известия вузов",
"Электромеханика", 1961, №12, с. 53-58.
214.Тюрин Е. П. Оптимальная геометрия и рабочие свойства силовых
трансформаторов повышенной частоты. "Электротехническая промышленность", 1965, вып.
256.
215.Тюрин Е. П. Трансформаторы повышенной частоты с медными и
алюминиевыми обмотками. "Электротехника", 1966, №6.
216.Угримов Б. И. Краткий учебник электротехники. -М.: Л.: Государственное
издательство, 1927. - 397 с.
217.Устройства электропитания мощных радиосистем. Под ред. А. А. Ткачева. - М.:
Энергия, 1972. - 168 с, ил.
218.Федосеев Д. Н. Технология изготовления силовых трансформаторов и
дросселей, применяемых в радиотехнике. - М., - Л.: ГЭИ, 1959. - 156 с, ил.
219.Ферриты и магнитодиэлектрики. Справочник под общей редакцией Н. Д.
Горбунова, Г. А. Матвеева. - М., Изд-во "Советское радио", 176 с, ил.
220.Функциональные устройства систем электропитания наземной РЭА / В. В.
Авдеев, В. Г. Костиков, А. М. Новожилов, В. И. Чистяков; под редакцией В. Г.
Костикова. - М.: Радио и связь, 1990. - 192 с, ил.
221.Хныков А. В. Теория и расчет многообмоточных трансформаторов. -М.:
СОЛОН-Пресс, 2003. - 100 с, ил.
222.Хэг Б. Электромагнитные расчеты. ОНТИ, 1934.
223.Циркулирующие токи от осевой составляющей поля рассеяния в параллельных
ветвях обмоток трансформаторов / Т. О. Богданова, А. Г. Крайз, Л. В. Лейтес, В.
М. Языков. "Электричество", 1969, №5, с. 74-79.
224.Цыкин Г. С Трансформаторы низкой частоты. - М.: Связьиздат, 1950. - 418 с,
ил.

225.Черкасов В. Н. Теория теплового режима трансформаторов малой мощности.
"Известия вузов", "Приборостроение", 1963, №3.
226.Черкасов В. Н. Метод теплового расчета трансформаторов малой мощности.
"Известия вузов", "Приборостроение", 1963, №3.
227.Черне X. И. Индуктивные связи и трансформации в электрических фильтрах.
Основные вопросы теории. - М.: Связьиздат, 1962. - 316 с, ил.
228.Чернышев Е. А., Чернышева Н. Г. Магнитные измерения на постоянном и
переменном токе. Стандартгиз, 1962.
229.Чернышев Е. Т., Чечурина Е. И., Чернышева Н. Г., Студенцов Н. В. Магнитные
измерения. - М.: Изд-во стандартов, 1969. - 248 с.
230.Четти П. Проектирование ключевых источников электропитания: Пер. с англ. -
М.: Энергоатомиздат, 1990.-240 с, ил.
231.Чечерников В. И. Магнитные измерения. - М.: Изд-во МГУ, 1968. - 388 с, ил.
232.Шапиро С. В. Тиристорные и магнитно-тиристорные агрегаты питания
электрофильтров очистки газа / Шапиро С. В., Серебряков А. С, Пантелеев В. И. - М.:
"Энергия", 1978.-112 с, ил.
233.Шафир Ю. Н. Определение транспозиций и циркулирующих токов в винтовых
обмотках мощных трансформаторов. "Электротехника", 1976, №4, с. 11-14.
234.Шафир Ю. Н. Оптимизация транспозиций в многоходовых многорядных
винтовых обмотках. "Электротехника", 1975, №4, с. 17-20.
235.Шафир Ю. Н. Распределение тока в обмотках трансформаторов. - М.:
Энергоатомиздат, 1992. - 192 с, ил.
236.Шафир Ю. Н., Рогачевский В. И. Методы расчета распределения тока в
обмотках трансформаторов и реакторов. "Электричество", 1983, №8, с. 18-24.
237.Шафир Ю. Н. Циркулирующие токи в многоходовой многорядной винтовой
обмотке трансформатора. "Электротехника", 1974, №4, с. 51-54.
238.Шимони К. Теоретическая электротехника. - М.: Мир, 1964. - 775 с, ил.
239.Шмелев К, Д., Королев Г. В. Источники электропитания лазеров / Под общей
редакцией В. М. Вакуленко. - М.: Энергоиздат, 1981. - 168 с, ил.
240.Шницер Л. М. Нагрузочная способность силовых трансформаторов.
Госэнергоиздат, 1953.
241.Штафль М. Электродинамические задачи в электрических машинах и
трансформаторах. "Энергия", 1966.
242.Шустов М. А. Практическая схемотехника. Книга 3. Преобразователи
напряжения. 2-е изд., стер. - М.: Издательский дом "Додэка-XXI", "Альтекс", 2007. -
192 с, ил. (Серия "Практическая схемотехника").
243.Электропитание устройств связи: Учебник для вузов / А. А. Бокуняев, Б. В.
Горбачев, В. Е. Китаев и др.; Под ред. В. Е. Китаева. - М.: Радио и связь, 1988. - 280
с, ил.
244.Электропитание устройств связи: Учебник для вузов / О. А. Доморацкий, А. С.
Жерненко, А. Д. Кратиров и др. - М.: Радио и связь, 1981. - 320 с, ил.
245.Эраносян С А. Сетевые блоки питания с высокочастотными преобразователями.
- Л.: Энергоатомиздат. Ленинградское отделение, 1991, - 176 е., ил.

246.Blanken P. G., "A lumped winding model for use in transformer models for circuit
simulation". IEEE transactions on power electronics, vol. 16, No. 3, May, 2001.
247.Blanken P. G. and J. J. L. M. van Vlerken, "Modeling of electromagnetic systems",
IEEE Trans. Magn., vol. 27, pp. 4509-4515, Nov. 1991.
248.Buntenbach R. W., "Analogs between magnetic and electrical circuits", Electron
Prod., vol. 12, No. 5, pp. 108-113, Oct. 1969.
249.Carsten В., "High frequency conductor losses in switchmode magnetics", in proc 1st
int. high-frequency power conv. conf. HFPC'86, Virginia Beach, VI, May 28-30,
1986, pp. 155-176.
250.Carsten В., "Switchmode design and layout techniques", APEC 97 tutorial.
251.Dallago E., Sassone G., and Venchi G., "High-frequency power transformer model for
circuit simulation", IEEE Trans. Power Electron., vol. 12, pp. 664-670, July 1997.
252.Dauhajre A. A. and Middlebrook R. D., "Modeling and estimation of leakage
phenomena in magnetic circuits", in Proc Rec 17th Annu. IEEE Power Electron Spec
Conf. PESC86, Vancouver, ВС, Canada, June 23-27, 1986, pp. 213-226.
253.de Leon F. and Semlyen A., "Detailed modeling of eddy current effects for
transformer transients", IEEE Trans. Power Delivery, vol. 9, pp. 1143-1150, Apr. 1994.
254.de Leon F. and Semlyen A., "Time domain modeling of eddy current effects for
transformer transients", IEEE Trans. Power Delivery, vol. 8, pp. 271-280, Jan. 1993.
255.Dowell P. L., "Effects of eddy currents in transformer windings", Proc. Inst. Elect.
Eng., vol. 113, No. 8, pp. 1387-1394, Aug. 1966.
256.Duerdoth W. Т., "Equivalent capacitances of transformer windings", Wireless Eng.,
pp. 161-167, June 1946.
257.EI-Hamamsy S. A. and Chang E. I., "Magnetics modeling for computeraided design
of power electronic circuits", in Proc. Rec. 20th Annu. IEEE Power Electron Spec.
Conf. PESC'89, Milwaukee, WI, June 1989, pp. 635-645.
258.Hamill D. C, "Gyrator-capacitor modeling: A better way of understanding magnetic
components", in Proc. IEEE Appl. Power Electron Conf. APEC '94, Orlando, FL,
Feb. 1994, pp. 326-332.
259.Hamill D. C, "Lumped equivalent circuits of magnetic components: The gyrator-
capacitor approach", IEEE Trans. Power Electron., vol. 8, pp. 97-103, Apr. 1993.
260.J. J. L. M. van Vlerken and Blanken P. G., "Lumped modeling of rotary transformers,
heads and electronics for helical-scan recording", IEEE Trans. Magn., vol. 31, pp.
1050-1055, Mar. 1995.
261.Karnopp D. C. and Rosenberg R. C, System Dynamics: A Unified Approach. New
York: Wiley, 1975.
262.Ludwig G. W. and El-Hamamsy S. A., "Coupled inductance and reluctance models of
magnetic components", IEEE Trans. Power Electron., vol. 6, pp. 240-250, Apr. 1991.
263.Meara К. O., "Proximity losses in AC magnetic devices", PCIM Magazine, December
1996.
264.PROXY - Proximity effect analysis, КО Systems, Chatsworth, С A, 818-341-3864.
265.Roters H. C, Electromagnetic Devices. New York: Wiley, 1941.
266.Urling A. M., Niemela V. A., Skutt G. R., and Wilson Th. G., "Characterizing high-
frequency effects in transformer windings - A guide to several significant articles", in

Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. APEC '89, Baltimore, MD, March 13-17,
1989, pp. 373-385.
267.Vlach J., Computerized approximation and synthesis of linear networks. New York:
Wiley, 1969, pp. 194-206.
268.Weinberg L., Network analysis and synthesis. New York: McGraw-Hill, 1962. E. C.
Cherry, "The duality between interlinked electric and magnetic circuits and the
formation of transformer equivalent circuits", Proc. Phys. Soc. Lond. B, vol. 62, pp. 101—
111, Feb. 1949.

Предметный указатель
F
FRED, 182
Р
р-n переход, 28
s
SPICE, 172
т
Transil, 32
А
Аккумуляторы
лантан-фторидные, 25
литий-ионные, 23
литий-полимерные, 24
литий-фторные, 25
никель-железные, 22
никель-кадмиевые, 22
свинцово-кислотные, 21
серебряно-кадмиевые, 22
серебряно-цинковые, 22
цинк-воздушные, 24
щелочные. 22
Альсифер, 38
Аморфные сплавы, 39
Б
Батарея
атомная, 19
солнечная, 18
электрохимическая, 16
в
Варистор, 179
Выпрямитель, 94
Греца, 94, 98
двухполупериодный, 94
двухполупериодный со средней точкой, 97
двухтактный, 94
двухфазный, 94
классификация. 94
Ларионова, 94
Латура, 94, 99
многофазный, 95
мостовая схема звезды, 94
мостовая схема треугольника, 94
мостовой, 94, 98
однополупериодный, 94, 95
однотактный, 94
однофазный, 94
синхронный, 95, 102
трёхфазный, 94
удвоитель напряжения, 94, 99
умножитель напряжения, 100
управляемый, 94
шестифазный, 94
г
Гальваническая развязка, 72
Генератор
термоэлектрический, 17
термоэлектронный, 18
Гистерезис, 36
Глубина проникновения тока, 47
Д
Дезаккомодация, 40
Диамагнетик, 35
Динамическое сопротивление, 112
Диод, 27
Драйвер затвора, 84
Дроссель, 38, 54
насыщения, 55
переменного тока. 55. 59
сглаживающий, 55
Дроссель групповой стабилизации, 136
з
Задающий генератор, 123
Зазор, 52, 57
Запускающая цепь, 138

и
Излучение. 176
Инвертор, 122
Индуктивность, 37
Индуктивность рассеяния, 53
Индукция, 35
Индукция насыщения, 36, 174
Ионистор, 25
Источник вторичного электропитания, 12
Источник первичного электропитания, 12
к
Кенотрон, 95
Ключевой режим, 81
Конвекция, 176
Конвертор, 122
Конденсатор
ESL, 35
ESR, 35
алюминиевый электролитический
конденсатор, 35
диэлектрики, 33
керамический, 35
переменной емкости, 33
подстроечный, 33
постоянной ёмкости, 33
электрический, 33
Кондукция, 176
Контроллер, 123
Корректор коэффициента мощности, 152
Коэффициент
вытеснения тока, 46
добавочных потерь, 46, 48
Пуассона, 40
стабилизации, 112
Литцендрат, 51
л
м
Магнитная вязкость, 45
Магнитная проницаемость, 35, 173
Магнитная релаксация, 45
Магнитное поле, 35, 37
Магнитное последействие, 45
Магнитный поток, 37, 52
Магнитный усилитель, 55, 59
Магнитопровод, 37
броневой, 55
магнитные свойства, 40
П-образный, 41,43, 52
разрезной, 44
стержневой, 55
тороидальный, 42, 44, 48, 55
чашечный, 43, 52
Ш-образный, 43, 44, 52. 73
Многослойные печатные платы, 74
Модуль Юнга, 40
Моточные изделия, 37
н
Нагрузка, 11
Напряжённость поля, 35, 174
Насыщение, 36, 81
Негистор, 179
о
Обмотка групповой стабилизации, 137
Обмотки
вторичные, 37, 60
обмотка, 37
первичная, 37, 60
Оптический источник питания, 171
Остаточная индукция, 37
Отсечка, 81
Охладители, 176
п
Парамагнетик, 35
Пермаллой, 36, 39
Печь индукционного нагрева, 153
Плотность магнитного потока, 35
Плотность тока, 47
Поляризация, 74
Потокосцепление, 37
Пояс Роговского, 77
Преобразовател ь
push-pull, 131
автогенераторный, 138
Енсена, 143
квазирезонансный, 132
Мак-Муррея, 149
многофазный, 134
мостовой, 129
напряжения, 122
обратноходовый, 126

параллельно-последовательный, 148
параллельный тиристорный, 146
полумостовой, 127
последовательный резонансный
тиристорный, 150
последовательный тиристорный, 145
прямоходовый, 124
резонансный, 132
Ройера, 140
Провод, 45
Проволока, 45
Пьезоэффект, 74
р
Распределенный зазор, 53
Реактор, 54
с
Сварочный аппарат, 153
Сельсин, 61
Скважность, 15
Стабилизатор
LDO, 117
импульсный, 118
инвертирующий, 121
интегральный, 117
компенсационный, 12, 114, 115
напряжения, 112
параметрический, 12
параметрический стабилизатор
напряжения, 112
параметрический стабилизатор тока, 113
повышающий, 120
понижающий, 120
тока, 112
частоты, 112
Стабилизация, 12, 112
Стабилитрон, 31,112
Стабистор, 112
Стабисторы, 32
Сталь
горячекатаная, 40
трансформаторная, 36, 39
холоднокатаная, 40
электротехническая, 40
Стенки Блоха, 53
т
Тепловая труба, 177
Тиристор
динистор, 91
запираемый, 92
симистор, 92
тиристор, 91
тринистор, 91
фототиристор, 92
Ток
вихревой, 44, 47, 153, 172
Фуко, 44, 172
циркулирующий, 51
Точка Кюри, 40
Транзисторы
IGBT, 87
MOSFET, 83
биполярные, 80
канал, 83
классификация, 80
МДП, 83
Транспозиция
де-Бюда, 51
общая, 51
Палуева, 51
Пунга, 51
совершенная, 51
транспозиция, 51
Трансформатор, 38, 60
автотрансформатор, 72
вращающийся, 61
импульсный, 64, 73
линейный, 61
параметрический, 75
планарный, 73
повышающий, 38
понижающий, 38
пьезоэлектрический, 74
тока, 72
употранс, 76
ф
Феррит
марганец-цинковый, 39, 40
механическая обработка, 40
никель-цинковый, 39,40
технология изготовления, 39
феррит, 36
Ферромагнетик, 35

Фильтр
LC-фильтр, 55
активный транзисторный фильтр, 108
ёмкостный фильтр, 105
индуктивно-ёмкостный фильтр, 106
индуктивный фильтр, 105
Формула Доуэлла, 49
ш
Шихта, 39
э
Эквивалентная магнитная проницаемость, 58
Элемент
биохимический, 17
гальванический, 16
топливный, 16
Эффект
близости, 50, 172
внешнего проводника, 51
зазора, 52
кольцевой, 50
концевой, 50
краевой, 172
Миллера, 86
поверхностный, 46, 172
скин-эффект, 46
шок-эффект, 40

Издательство "МК-Пресс" представляет
Авраменко Ю.Ф.
Транзисторы в SMD-исполнении. Том 1
ISBN 966-8806-25-5
544 стр., мягкая обложка
Этот справочник продолжает новую серию "Элементная база", в которой представлены
технические данные на современные полупроводниковые приборы и интегральные схемы
ведущих производителей, и содержит в себе справочные данные на биполярные транзисторы в
SMD-исполнении. Справочник предполагается как издание из 3-5 томов, в которое будут
включены биполярные и полевые транзисторы, предназначенные для поверхностного монтажа. При
составлении этого тома использовалась техническая документация следующих производителей:
HITACHI, NEC, PANASONIC, RENESAS, ROHM, SANYO и TOSHIBA.
Авраменко Ю.Ф.
Транзисторы в SMD-исполнении. Том 2
ISBN 978-966-8806-12-4
640 стр., мягкая обложка
Справочник продолжает новую серию «Элементная база», в которой представлены
технические данные на современные полу-проводниковые приборы и интегральные схемы ведущих
производителей. Второй том содержит в себе справочные данные на биполярные транзисторы в
SMD-исполнении, транзисторные сборки разных структур, транзисторные ключи для работы в
цифровых схемах и их наборы.
При составлении этого тома использовалась техническая документация следующих
производителей: NEC, PANASONIC, SANYO и TOSHIBA.
Книги издательства "МК-ГТресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

Издательство "МК-Пресс" представляет
Безверхний И.Б.
TV-приемники на шасси VESTEL 11АКхх
(+CD)
ISBN 978-966-8806-11-7
304 стр., мягкая обложка
В данной книге рассмотрены телевизионные приемники на основе шасси 11АК20,
11АК30 11АК36 и РТ92 турецкой компании VESTEL. Сегодня на базе этих шасси десятки
различных производителей поставляют на рынок под различными торговыми марками сотни
моделей телевизоров. Подробно описаны: элементная база, схемы, сервисные режимы, регулировка
и ряд вопросов практического характера. Отдельная глава посвящена современным
видеопроцессорам производства PHILIPS. В приложении представлены справочные данные на
современные видеопроцессоры различных производителей.
Книга предназначена для работников сервисных служб занимающихся ремонтом
телевизоров, студентов радиотехнических специальностей ВУЗов, техникумов (колледжей),
учащихся ПТУ и курсов радиомехаников, а также квалифицированных радиолюбителей.
Оуэн Бишоп
Настольная книга разработчика роботов
(+CD)
ISBN 978-5-7931-0504-0
400 стр., мягкая обложка
Эта книга представляет собой справочное руководство для тех, кто хочет научиться
проектировать и конструировать роботов. Благодаря представленным в ней пошаговым
инструкциям, вы быстро освоите методики создания забавных и захватывающих роботов. На основании
своего обширного практического опыта автор открывает важные аспекты программирования,
электроники и механики, характерные для робототехники. Поскольку все проекты основаны на
использовании всемирно популярных микроконтроллеров PIC, методики программирования
осваиваются быстро и безболезненно. Данное руководство — идеальный вариант для новичков в
сфере робототехники. Оно будет также полезно тем опытным разработчикам, которые хотят
расширить свои познания в области программирования роботов.
Книги издательства "МК-Пресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

Издательство "МК-Пресс" представляет
Авраменко Ю.Ф.
Мобильные телефоны LG.
Ремонт и обслуживание. Том I (+CD)
ISBN 978-966-8806-29-2
576 стр., мягкая обложка
Книга составлена на основании сервисной документации LG Electronics. в ней подробно
рассмотрены схемотехнические решения современных мобильных телефонов на базе БИС
обработки аналоговых и цифровых сигналов производства ANALOG DEVICES. Представлены
сведения о работе всех функциональных устройств телефонов стандарта GSM. На прилагаемом к
книге компакт-диске, приводятся электрические принципиальные схемы на рассмотренные
модели и справочные данные на элементную базу ведущих производителей интегральных схем
для систем беспроводной связи. Книга рассчитана на широкий круг специалистов,
занимающихся сервисным обслуживанием мобильных телефонов.
Авраменко Ю.Ф.
Мобильные телефоны LG.
Ремонт и обслуживание. Том II (+CD)
ISBN 978-966-8806-32-2
576 стр., мягкая обложка
Книга составлена на основании сервисной документации LG Electronics. в ней подробно
рассмотрены схемотехнические решения современных мобильных телефонов на базе БИС
обработки аналоговых и цифровых сигналов производства ANALOG DEVICES. Представлены
сведения о работе всех функциональных устройств телефонов стандарта GSM. На прилагаемом к
книге компакт-диске, приводятся электрические принципиальные схемы на рассмотренные
модели, а также сервисная документация на мобильные телефоны производства SAMSUNG и
NOKIA. Книга рассчитана на широкий круг специалистов, занимающихся сервисным
обслуживанием мобильных телефонов.
Книги издательства "МК-Пресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

Издательство "МК-Пресс" представляет
Крид Хадлстон
Проектирование интеллектуальных
датчиков с помощью Microchip dsPIC
(+CD)
ISBN 978-966-8806-38-4
320 стр., мягкая обложка
На страницах этой книги раскрыты способы применения популярных цифровых
контроллеров сигналов Microchip dsPIC, в которых вычислительный потенциал мощных цифровых
процессоров сигналов удачно объединен с возможностями микроконтроллеров PIC.
Рассматриваются вопросы не только программирования, но и проектирования электронного оборудования.
Таким образом, читатель получает полное представление о процессе создания интерфейса для
трех конкретных типов датчиков: температуры, давления/нагрузки и расхода. Эта практичная,
легкая в восприятии книга раскрывает реальные проблемы, возникающие в повседневной
работе разработчиков, и показывает решения, позволяющие реализовать все сильные стороны
такого мощного средства, как интеллектуальные датчики.
Авраменко Ю.Ф.
Качественный звук — сегодня это
просто
ISBN 966-8806-27-1
286 стр., мягкая обложка
В книге максимально подробно приведены все рекомендации разработчиков -
инженеров NSC, как правильно построить усилительный тракт на основе мощных ОУ. Современный
подход, основанный на рекомендациях инженеров AD и TI, к топологии печатной платы, к
выбору «правильных» пассивных компонентов для звуковоспроизводящего тракта поможет
реализовать основной принцип: как можно меньше ухудшить качество записи. Большое количество
примеров построения качественных УМЗЧ будет наглядным пособием для реализации собственной
конструкции в короткие сроки с небольшими материальными затратами и главное, с
предсказуемым результатом.
Книги издательства "МК-Пресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

Издательство "МК-Пресс" представляет
Санджая Маниктала
Импульсные источники питания от А до Z
(+CD)
ISBN 978-5-903383-59-7
544 стр., мягкая обложка
Эта книга основывается на десятилетнем авторском опыте проектирования источников
питания. Здесь читатель найдет наглядное и доступное введение в курс "Источники питания";
изложение основ без пугающего математического анализа; полную и, в то же время, уникальную
по своей простоте методику проектирования импульсных преобразователей и их магнитных
компонентов; подробный расчет всех видов потерь в импульсных источниках питания; описание
основных схемотехнических решений импульсных источников, исчерпывающее исследование
аспектов контроля и измерения паразитных электромагнитных излучений, связанных с работой
импульсных преобразователей.
Г.-Й. Берндт, Б. Каинка
Измерение, управление и
регулирование с помощью макросов
VBA в Word и Excel (+CD)
ISBN 978-5-7931-0504-0
256 стр., мягкая обложка
Эта книга представляет новый подход, согласно которому весь диапазон задач
измерения, управления и регулирования реализуется средствами популярного программного пакета
Microsoft Office. Хотя это звучит необычно, с помощью приложений Word и Excel можно получить
прямой доступ к аппаратному обеспечению, что делает их универсальными и простыми в
использовании инструментами.
В книге показано, как с помощью макросов VBA реализовать управление цифровыми
мультиметрами, релейными картами и ПК-интерфейсами, организовать взаимодействие с
микроконтроллерными системами и многое другое на основе стандартного последовательного
интерфейса RS232.
Книги издательства "МК-Пресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

Издательство "МК-Пресс" представляет
Кубов В.И.
Исследование схем импульсных
источников питания в SwCAD/LTspice
(+CD)
ISBN 978-5-7931-0560-6
208 стр., мягкая обложка
В книге рассматривается моделирование импульсных преобразователей с индуктивными
элементами и трансформаторами в пакете SwCADIII/LTspice от известного изготовителя
микросхем Linear Technology. В ходе изложения материала параллельно изучаются приемы работы с
пакетом и исследуются особенности конкретных схем. Большое внимание уделяется вопросам
теоретического анализа процессов коммутации в индуктивных элементах и трансформаторах.
Даются практические рекомендации по построению импульсных источников питания.
Марти Браун
Источники питания. Расчет и
конструирование
ISBN 966-8806-01-8
288 стр., мягкая обложка
В книге поэтапно показано проектирование широкого набора источников питания. С ее
помощью каждый, кто обладает базовыми познаниями в области электроники, сможет
проектировать и создавать сложные источники питания. Кроме общих промышленных подходов к
конструированию, системно представлено проектирование линейных, импульсных и
квазирезонансных источников питания. Сложные вопросы, наподобие магнетизма и контроля
электромагнитных помех, разъясняются простым и доступным языком.
Издание является практическим пособием, организованное таким образом, чтобы как
опытные, так и начинающие разработчики могли быстро найти и применить требуемую им
информацию. В книгу включена информация о проектировании выходных каскадов, о выборе ИС
контроллера и других функциях, имеющих отношение к источникам питания, наподобие
управления импульсными источниками питания, потери электрического сигнала, отключения
внешнего напряжения и др. Кроме того, рассмотрены методики формирования сигналов, уменьшения
основной потери, демпферы и квазирезонансные преобразователи.
Книги издательства ^МК-Пресс" можно заказать:
по адресу: 04209, г.Киев, а/я 42,
по телефону/факсу: (044) 362-04-38
или по e-mail: info@mk-press.com
Посетите наш Internet-магазин: http://www.mk-press.com

ББК 31.264.5
М82
УДК 621.314
Москатов Є. А.
М82 Джерела живлення. — К.: "МК-Пресс'\ СПб.: "КОРОНА-ВЕК",
2011.—208 с.іл.
ISBN 978-5-7931-0846-1 ("КОРОНА-ВЕК")
ISBN 978-966-8806-71-1 (иМК-Пресс")
У книзі наведені розрахункові співвідношення, принципові схеми та описи
принципу дії різних випрямлячів, згладжуючих фільтрів, стабілізаторів напруги та
струму, імпульсних перетворювачів, а також систем електроживлення, виконаних на їх
основі. Докладно розглянуто компоненти, з яких виготовляють сучасні джерела
живлення. Наведені основні теоретичні положення та рекомендації щодо
конструювання як традиційних, так і спеціальних пристроїв електроживлення.
Матеріал буде цікавий радіолюбителям, науково-технічним працівникам та
студентам технічних спеціальностей.
ББК 31.264.5
Головний редактор: Ю. О. Шпак
ISBN 978-5-7931-0846-1 ("КОРОНА-ВЕК")
ISBN 978-966-8806-71-1 ("МК-Пресс")
© Москатов Є. А., текст, ілюстрації, 2011
©"МК-Пресс", оформлення, 2011

В книге даны расчетные соотношения, принципиальные
схемы и описания принципа действия различных выпрямителей,
сглаживающих фильтров, стабилизаторов напряжения и тока,
импульсных преобразователей, а также электропитающих
систем, выполненных на их основе. Подробно рассмотрены
компоненты, из которых изготавливают современные источники
питания. Приведены основные теоретические положения и
рекомендации по конструированию как традиционных, так и
специальных электропитающих устройств.
Материал будет интересен радиолюбителям, научно-
техническим работникам и студентам технических
специальностей.