Text
                    

• РАДИО И СВЯЗЬ m источники ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

СПРАВОЧНИК источники ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ Под редакцией Г. С. НАЙВЕЛЬТА МОСКВА „РАДИО И СВЯЗЬ,, 1986
ББК 32 844 И 91 УДК 621.396 6.001.24 Г. С. НАЙВЕЛЬТ, К. Б. МАЗЕЛЬ, Ч И. ХУСАИНОВ Г. П. ЗАТИКЯН Л Н. ШАРОВ, С. А КУЗНЕЦОВ, В А. АЛЕКСЕЕВ, Л М КИСЕЛЕВ, В. И ТИХОНОВ, Ю Н ШУВАЕВ Рецензенты: д-р техн наук Ю. Й. Конев, капд. техн, паук Л. А. Краус Редакция литературы по электронной технике Источники электропитания радиоэлектронной И 91 аппаратуры: Справочник / Г С. Найве.тьт, К. Б.Ма- зель, Ч. И. Хусаинов и др.; Под ред. Г. С. Напвель- та, — М Радио и связь, 1986. — 576 с , ил. В пер.: 2 р. 10 к 120 000 экз. Приведены справочные данные по элементной базе, используе- мой в источниках питания, проанализирована схемотехника и дана методика расчета магнитных элементов, выпрямителей и сглаживаю- щих фильтров, стабилизаторов напряжения с непрерывным и импульс- ным регулированием, тиристорных и магнитно транзисторных стабю» лнзатороа, транзисторных преобразователей напряжения, блоков пита- ния с бестрансформаторным входом Рассмотрены вопросы конструи- рования микросборок, модулей и блоков питания с учетом отвода теплоты и подавления радиопомех. Для специалистов, занимающихся разработкой радиоэлектронной аппаратуры. 2402020000—060 И 046(01)—86 ББК 32.844 14 © Издательство «Радио и связь», 1985
Оглавление Предисловие редактора .......................... 7 % Перечень принятых сокращений и условных буквенных обозна- чений элементов и их электрических параметров . 8 Классификация Основные термины и определения .... 16 ЧАСТЬ ПЕРВАЯ ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Глава первая. Общие характеристики источников вто- ричного электропитания ................................. 19 1.1. Требования, предъявляемые к источникам вторичного электропитания ......................................... 19 1.2. Параметры источников вторичного электропитания . 24 1.3 Типовые структурные схемы источников втор чиого элек- тропитания 28 Глава вторая. Характеристики и режимы работы элемен- тов источников вторичного электропитания ............... 39 2.1 . Полупроводниковые диоды........................... 39 2.2 Полупроводниковые стабилитроны ... 45 23 Тиристоры ... ... . .47 2.4 Транзисторы 50 2.5 . Интегральные микросхемы ...........................54 2.6 Конденсаторы....................................... 56 Глава третья. Трансформаторы и дроссели фильтров 59 3.1. Конструкции трансформаторов и дросселей фильтров . . 59 3 2. Основные расчетные соотношения для трансформатора 73 3.3. Расчет тепловых режимов........................... .79 3 4. Уравнения мощности н оптимизация электромагнитных нагрузок.............................................85 3.5. Расчет однофазных трансформаторов...................90 3.6. Расчет трансформаторов статических преобразователей напряжения .........................................105 37. Дроссели сглаживающих фильтров ................... 116 Глава четвертая Выпрямители и сглаживающие филь- тры . . ...............121 4 1 Общие сведения о выпрямительных устройствах . . .121 3
4 2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром .... 122 4 3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром . . . 136 4.4. Расчет выпрямителя при питания от источников напряже- ния прямоугольной формы . . ..............143 4.5. Многофазные низковольтные выпрямители..............152 4 6. Сглаживающие фильтры ..............................160 ЧАСТЬ ВТОРАЯ ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА Глава пятая. Стабилизаторы постоянного напряжения и тока с непрерывным регулированием.......................166 5.1 Параметрические стабилизаторы.......................166 5.2. Компенсационные стабилизаторы..................... 170 5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах..............183 5 4. Интегральные стабилизаторы напряжения . . . . 190 5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов напря- жения н тока............................................200 5.6. Применение стабилизаторов постоянного напряжения . . 208 Глава шестая. Магннтно-транзисторные стабилизаторы 209 6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором ..._. 209 6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием по цепи переменного тока...................................... 214 6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока .... 222 6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим трансформа- тором ............. ... 224 6.5. Энергетические характеристики и особенности построе 1ия цепи обратной связи ....................................227 6.6 Стабилизаторы с двумя регулирующими элементами . 234 6.7. Контроль выходных параметров, защита и области приме нения магнитно-транз'исторных стабилизаторов .... 239 6.8. Методика и примеры расчета . . ..............244 Глава седьмая. Тиристорные стабилизаторы . . 251 7.1. Основные схемы тиристорных регуляторов, выбор и рас- чет их элементов . .............................251 7 2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой выходно- го напряжения, расчет их основных элементов . . . 263 7.3. Требования предъявляемые к устройствам управления и оптимизация режима работы входных цепей тиристоров 271 7.4. Управление тиристорами с помощью фазосдвигающпх и RC цепей . . ..........................277 4
7.5. Управление тиристорами с помощью магнитных усили- телей ...................................................281 7.6. Управление тиристорами с помощью полевых транзисто- ров и за счет «вертикального» смещения фазы . . .291 7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов и стабили- заторов .............................—..................296 7.8. Методика и пример расчета .... .... 302 —— часть третья ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Глава восьмая Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения...............................................306 8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов . . 306 8.2. Способы стабилизации напряжения и схемы управления 310 8.3. Стабилизаторы понижающего типа......................320 8.4. Стабилизаторы повышающего типа......................328 8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа . .... 334 8.6. Специальные схемы и области применения импульсных стабилизаторов .... .................... 339 Глава девятая. Транзисторные преобразователи постоян- ного напряжения . ... ..............346 9.1. Одиотактиые преобразователи . .................346 9.2. Двухтактные преобразователи с самовозбуждением . . 350 9.3. Цепи запуска двухтактных автогенераторов .... 357 9.4. Двухтактные преобразователи с независимым возбужде- нием .......................................... . 36b 9.5. Энергетические характеристики преобразователей . . . 368 9.6. Стабилизирующие преобразователи постоянного напря- жения ...............................................’. 371 9.7. Устройства управления стабилизирующими преобразова- телями ..................................................380 9.8. Области применения преобразователей и выбор силовых элементов для повышения частоты..........................387 9.9 Методика н примеры расчета . . 392 Глава десятая Источники питания с бестрансформатор- ным входом ... . ... . 401 10.1. ^сковные структурные схемы и входные цепи . . . 401 10.2. Транзисторные усилители мощности...................405 10.3. Режим работы силовых транзисторов и их базовые цепи 413 10.4. Устройства управления усилителями мощности . . .415 5
10.5 Цепи запуска, обратной связи и защиты . . - 430 10.6 Методика и пример расчета . . . . . . 439 ЧАСТЬ ЧЕТВЕРТАЯ ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И КОНСТРУИРОВАНИЯ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Глава одиннадцатая Основные вопросы проектирова- ния источников вторичного электропитания ............. 446 11.1. Выбор структурных схем и функциональных узлов . . 446 11.2. Унификация и функционально модульное проектирование 453 113. Особенности разработки конструкции . . . .' ‘ . 458 11 4 Обеспечение надежности на этапе разработки приборов 463 Глава двенадцатая. Подавление электромагнитных по- мех в источниках вторичного электропитания . 466 12.1. Методы подавления электромагнитных помех .... 467 12.2. Помехоподавляющие фильтры .... 472 12.3. Экранирование в источниках вторичного электропитания 503 12.4 Электромагнитные помехи в гибридных интегральных микросхемах и мнкросборках..............................513 12.5. Измерение электромагнитных помех...................515 Глава тринадцатая Обеспечение тепловых режимов источников вторичного электропитания н их элементов . . 520 13.1. Основные сведения о тепловом режиме аппаратуры . . 520 13.2. Расчет и выбор радиаторов для мощных полупроводни- ковых приборов и интегральных микросхем .... 530 13.3. Расчет тепловых режимов при конструировании гибрид- ных интегральных микросхем и микросборок .... 544 13 4 Расчет тепловых режимов при конструировании модулей питания ............................................... 551 13 5. Охлаждение элементов и блоков с использованием теп- ловых труб..............................................557 13.6. Охлаждение источников электропитания с использовани- ем плавящихся рабочих веществ...........................562 13.7 Экспериментальная отработка теплового режима источ- ников вторичного электропитания ....................... 568 Список литературы........................................570
Предисловие редактора Источники вторичного электропитания радиоэлектронной апла ратуры за последние годы существенно изменились. Это вызвано не- прерывным стремлением уменьшить их массу и габариты, повысить КПД за счет применения наиболее рациональных схем использова иия высокочастотного преобразования энергии постоянного тока, экономичных импульсных методов регулирования, интегральных микросхем. Повысились также требования к питающим напряже- ниям. Номинальные значения напряжений теперь составляют еди- ницы или десятки вольт при токах нагрузки в десятки и даже сотни ампер. Это привело к созданию разнообразных структурных схем построения источников вторичного электропитания, каждая из ко- торых находит применение в конкретных условиях. Основная цель настоящего справочника — обобщить н система- тизировать сведения по построению и расчету источников вторичного электропитания для радиоэлектронной аппаратуры различных клас сов, работающей от сети переменного тока или от автономных источ- ников электроэнергии постоянного тока, дать справочный материал по типовым схемам основных функциональных узлов методике их расчета и проектирования При этом для различных типов источни- ков электропитания приводятся обоснование и выбор наиболее ра- циональной структурн и схемы элементной базы, выбор оптималь- ных схемотехнических решений отдельных функциональных узлов. Рассматриваются вопросы обсспечеиня тепловых режимов силовых элементов, микросборок, модулей и блоков электропитания, подав- ления радиопомех в местах их возникновения При изложения ма- териала даются необходимые для понимания пояснения без строгих доказательств, выводов формул н соотношений. Расчеты, в основном проводятся по упрощенным формулам, ко- торые позвол-яют быстро выбирать основные элементы схемы, опре- делять их режимы работы с достаточной для инженерной практики точностью (в пределах 10—20%). Расчеты по точным, но более гро- моздким формулам требуют большей трудоемкости и все же не дают полного совпадения с экспериментальными данными из-за техноло- гических разбросов параметров элементов. При необходимости при- менения более точных формул в ряде случаев даются ссылки на ис- точники. В основу Справочника положены результаты обобщения опыта разработки, производства и эксплуатации источников электропита- ния, накопленного в ряде организаций и предприятий, представлен- ных коллективом авторов Главы 1, 2, 9 и 11 написал Г.С. Найвельт, гл. 3 — С.А Кузне- цов, гл. 4 — К Б. Мазель, гл. 5 — Г С Найвельт и Ч. И Хусаинов совместно, гл. 6 — В. И. Тихонов, гл. 7 — Г П. Затикян, гл 8 — Ч. И. Хусаинов, гл. 10—Л. Н. Шаров, гл. 12 — Л М Киселев, гл. 1.3—В А. Алексеев, § 4, 6 — Ю Н. Шуваев Отзывы о книге просим присылать по адресу 101000, Москва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь». 7
Перечень принятых сокращений и условных буквенных обозначений элементов и их электрических параметров Сокращения АППФ — активный помехоподавляющнй фильтр БМ — броневой магнитопровод БНК — базовая несущая конструкция БТ — броневой трансформатор В — выпрямитель ВАХ — вольт-амперная характеристика ВДС — вольтдобавочный стабилизатор ВР — выпрямитель регулируемый ВСН — входной (централизованный) стабилизатор напряжения ВФ — выпрямитель с фильтром ДН — дроссель насыщения ЗГ — задающий генератор И — инвертор ИВЭ — источник вторичного электропитания ИМС — интегральная микросхема ИОН — источник опорного напряжения ИПБВ — источник питания с бестрансформаторным входом ИС — импульсный стабилизатор ИСН — импульсный стабилизатор напряжения ИЭ — измерительный элемент КПД — коэффициент полезного действия КСН — компенсационный стабилизатор напряжения МДИ — модулятор длительности импульсов МУ — магнитный усилитель МЭА — микроэлектронная аппаратура НС — непрерывный стабилизатор “ НЭ — нелинейный элемент ОС — обратная связь ОТ — ограничитель тока ПН — преобразователь напряжения ПП — полупроводниковый прибор ПСН — параметрический стабилизатор напряжения ППФ — помехоподавляющнй фильтр ПТ — полевой транзистор ПУ — пороговое устройство ПУС — промежуточный усилитель РП — регулируемый преобразователь РТМ — руководящий технический материал РЭ — регулирующий элемент РЭА — радиоэлектронная аппаратура СВЭП — система вторичного электропитания СМ — стержневой магнитопровод СН — стабилизатор напряжения непрерывного регулирования СУ — схема управления 8
СТ — стержневой трансформатор СФ — сетевой фильтр ТКС — тепловое контактное сопротивление ТМ — тороидальный магнитопровод ТР — тиристорный регулятор ТСГ1 — трансформаторы статических преобразователей ТТ — тепловая труба УК — узел контроля и управления УМ — усилитель мощности УС — устройство сравнения сигналов УПТ — усилитель постоянного тока Ф — фильтр ФСН — формирователь синхронизирующих напряжений ФСЦ — фазосдвигающая цепь ЧИМ —частотно-импульсный модулятор ЧП — частотный преобразователь ШИМ — широтно-импульсный модулятор ЭМП — электромагнитные помехи ЭМС — электромагнитная совместимость ЭРЭ — электрорадиоэлемент Условные буквенные обозначения на принципиальных электрических схемах (ГОСТ 2.710-81) Д — устройство, субблоки, модули питания С — конденсаторы DA — микросхемы интегральные аналоговые DD — микросхемы интегральные цифровые; К — реле L — дроссели фильтров, катушки индуктивности R — резисторы постоянные RP — резисторы переменные S — выключатели ТА — трансформатор тока TV — трансформатор напряжения TS — магнитные усилители VD — диоды, стабилитроны VE — оптопары US — тиристоры VT — транзисторы Условные обозначения параметров Напряжение и ЭДС Uc Ucmax, Ucmin UDTnaX, ^nmin Un, U0 max- U mitt, Uq ср Uh, Un max, Up т,п — напряжения питающей сети пере- менного тока (номинальное, мак- симальное и минимальное) — напряжения сети постоянного то- ка (номинальное, максимальное и минимальное) — выходные напряжения выпрями- теля (номинальное, максимальное, минимальное н среднее значения) — выходные напряжения стабилиза тора (номинальное, максимальное и минимальное) 9
^н, ^И. ДОП t/ox </лр ^прср ^«ор ^обр и. ^обр и max ^С'Г* Д^С'Г ^От 1'с~ ЫУг. Ы/х Е t'l. , ^icp- ^2. ^2mi ^-гср U,. 1/2, Ulni> Utm UK 11 к- мк а. нк-р <4» Д(/с. АУ„ Д17о, дгн 6t/CT — изменения выходного напряжения стабилизатора от изменения его входного напряжения, темпера- туры окружающей среды и напря- жения дополнительного источни- ка питания напряжение холостого хода вып- рямителя — постоянное прямое напряжение днода — среднее за период значение пря- мого напряжения при заданном среднем токе через выпрямитель- ный диод — пороговое напряжение выпрями- тельного диода — амплитуда обратного напряжения, максимально допустимая ампли- туда обратного напряжения днода — напряжение стабилизации стаби- литрона, его изменение — пульсация первой гармоники вып- рямленного напряжения — амплитуда напряжения на кон- денсаторе — допустимая амплитуда пульсации конденсатора иа данной частоте — активное и реактивное падения напряжения на обмотках транс- форматора электродвижущая сила (ЭДС) — ЭДС первичной и вторичной об- моток трансформатора (действую- щее, амплитудное и среднее зна- чения) — напряжения первичной н вторич- ной обмоток трансформатора (действующие и амплитудные зна- чения) — напряжение короткого замыкания трансформатора — относительные значения напряже- ния короткого замыкадня, нх ак- тивная и реактивная составляю- щие — активная составляющая напряже- ния короткого замыкания транс- форматора (абсолютное, значение) — изменения входного питающего переменного и постоянного нап- ряжен ин — изменения напряжения выпрями- теля, стабилизатора — временная нестабильность напря- жения стабилитрона 10
^вил т ^КЭ> ^КЭ тах> ^КЭ и max ип~ U пил /пр. /пр д /пр-ср. /пр ср max /при. /дР и max /обр, Л?бр max I<1j lomax, /о min Лт. Л. /1 ср /jmi /з> /гср /ох. га. /р /ст. /ст min. /ст max / вил т. /уд- т /отнр тах> /откр- ср max /ц max /б. /б нас — напряжение включения тиристора — напряжение коллектор-эмиттер транзистора, его максимальное, импульсное максимальное значе- ния — напряжение пульсации на часто- те преобразования — амплитуда пилообразного напря- жения Ток — постоянный прямой ток, действующее значе- ние прямого тока диода — среднее, максимально допустимое среднее значение выпрямленного тока — импульсный прямой ток, максимально до- пустимый импульсный прямой ток диода — постоянный и максимальный обратный ток диода — выпрямленный ток, его максимальное и ми- нимальное значения — амплитудное, действующее и среднее значе- ния тока первичной обмотки трансформатора — амплитудное, действующее и среднее зна- чения тока вторичной обмотки трансформато- ра — ток холостого хода трансформатора, его ак тинная и реактивная составляющие — ток стабилитрона, его минимальное и мак- симальное значения — ток включения, удержания тиристора — максимальные амплитудное и среднее зна- чения тока открытого тиристора — ток коллектора транзистора, его максималь- ное значение — ток базы, ток базы в режиме насыщения транзистора Сопротивление, проводимость Ru и /?к-р /^п с /?н /?Р с /?и. /?К.С /?с-с — тепловое сопротивление переход-корпус полупро- водникового прибора — тепловое контактное сопротивление корпус-радиа- тор — тепловое сопротивление переход-среда полупро- водникового прибора — сопротивление нагрузки — тепловое сопротивление радиатор — окружающая среда — тепловые сопротивления катушки (трансформато- ра, дросселя) — тепловое сопротивление катушка — окружающая среда — тепловое сопротивление сердечник — окружающая среда 11
Rr — тепловое сопротивление гильзы катушки — сопротивление обмотки дросселя фильтра Го, гп -г- внутреннее сопротивление выпрямителя, ставили Г О ДИН. ГН дин затора по постоянному току Г дин гдиФ Zc ГК- ГЭ ГБ xL, X, — внутреннее динамическое сопротивление вы- прямителя, стабилизатора — динамическое, дифференциальное сопротивление выпрямительного диода — дифференциальное сопротивление стабилитрона — внутреннее сопротивление транзистора — последовательное сопротивление'потерь диода — последовательное эквивалентное сопротивление конденсатора (сопротивление потерь) — полное сопротивление конденсатора — сопротивление обмоток трансформатора приведен- ное к фазе вторичной обмотки — сопротивление первичной, вторичной обмоток трансформатора — сопротивление коллектора, эмиттера транзистора — сопротивление базы транзистора — реактивные сопротивления индуктивности, емко- сти Ор.с Р пр-ср Р обр.ср Р вос.обр Рт Pep max г, Ру-и max т, Ру.ср max т ?К’ max Рг ^уд Ре, Рм, Ртр Pt. Р2 Рз Р», Pl Рос Рр ги — тепловая проводимость между радиатором и окру- жающей средой Мощность — средняя прямая рассеиваемая мощность выпрямительного диода — средняя обратная рассеиваемая мощность выпрямительного диода — рассеиваемая мощность диода при обрат ном восстановлении — рассеиваемая мощность тиристора — максимально допустимая средняя рассеи- ваемая мощность тиристора — максимально допустимая импульсная, средняя мощность на управляющем элект роде тиристора — мощность потерь, максимальная мощность потерь в транзисторе — габаритная мощность трансформатора — удельные потери в магннтопроводе — потери в стали, меди катушки и трансфор- маторе — мощность первичной, вторичной обмоток трансформатора — мощность обмотки, имеющей отвод от средней точки — мощность потерь в выпрямителе дросселе фильтра — мощность потерь в цепи обратной связи — мощность, рассеиваемая радиатором — мощность нагрузки выпрямителя, стаби- лизатора 12
Время и частота J — частота fc. fc max — частота питающей сети, ее максимальное значение — частота преобразования — частота пульсации выпрямленного напряжения Мс — круговая частота питающей сети *вос обр — время обратного восстановления диода тэфф — эффективное время жизни неравновесных носителей заряда в базе диода <вил /выил — время включения, выключения транзистора Тп' — период преобразования /р — резонансная частота *«> та.ф> М — постоянная времени звена пассивного фильтра, активного фильтра', контура обратной связи е филь- тром тт — постоянная времени транзистора /рас — время рассасывания заряда биполярного транзисто- ра /р д — время рассасывания заряда выпрямительного диода Температура Т Тк, тп Т'с» Тс max Т'е min ДТс Д^И-Т А к п max &и- ср Т’п.к ' Р max ЛТр а b с, h d, D fwt lc la S • «о GK, Gc, Gt Gu Wlt — температура — температура корпуса, перехода полупроводни- кового прибора температура окружающей среды, ее максималь- ное и минимальное значения, °C — изменение температуры окружающей среды — перепад температуры в катушке трансформато- ра — поверхностное превышение температуры катуш- ки (перегрев) — максимальное превышение температуры в ка- тушке — среднее превышение температуры в катушке — температура поверхности катушки — средняя поверхностная температура радиатора максимальная температура радиатора в месте крепления полупроводникового прибора — перегрев радиатора Размеры и масса — обозначения геометрических размеров разрезных магннтопроводов — внутренний и наружный диаметры тороидаль- ного магнитопровода — средняя длина витка обмотки и магнитной сило- вой линии — немагнитный зазор в магннтопроводе — сечение стали, меди обмотки и площадь окна трансформатора, магнитного усилителя - масса катушки, магнитопровода, трансформатора — масса источника электропитания — число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора 13
W’o Vc, VK nT. nK. flc> Пг 6 ft, лс 6P гн- гвк «3 la S "c ^nep- — число витков ив 1 В напряжения — объем магнитопровода, катушки трансформатора - поверхность охлаждения трансформатора, ка- тушки сердечника, гильзы - толщина магнитного материала толщина зазора между обмотками высота обмотки и высота секции обмотки транс- форматора — толщина гильзы трансформатора — радиус наружный, внутренний катушек, при- веденный к цилиндрической форме — число зазоров в магиитопроводе трансформатора — длина зазора в магиитопроводе — число стержней магнитопровода — число параллельно включаемых конденсаторов — число диодов, включаемых параллельно, после- довательно Магнитные величины В, Вт В —индукция, максимальная индукция, индукция насы ще ия Н, Нт —напряженность магнитного поля, его максимальное значение Ls I-2 — индуктивность рассеяния, первичной вторичной об- моток трансформатора Функциональные коэффициенты, характеристики /<ст — коэффициент стабилизации Кп 01 — коэффициент пульсации по первой гармони- ке п — коэффициент трансформации kr — коэффициент приведения сопротивления ко вторичной обмотке трансформатора kL — коэффициент приведения индуктивности рассеяния ко вторичной обмотке трансфор- матора а1(1 ун — температурные коэффициенты напряжения стабилизатора, %/°С и мВ/°С соответственно k0 — коэффициенты заполнения стали и окна маг- нитопровода т]в, т]т т]и, — КПД выпрямителя, трансформатора, преобра- t]CT, т]п зователя, стабилизатора, источника питания — коэффициент формы переменного напряжения <рн — угол между током н напряжением в нагрузке ф, — угол между током и напряжением на первич- ной стороне трансформатора kn t — коэффициент перепада температуры в ка- тушке трансформатора kK — температурный коэффициент увеличения сопротивления обмотки ас, ап — коэффициент относительного изменения на пряжения питающей сети переменного, по- стоянного тока в сторону повышения 14
bc, btl — коэффициент относительного изменения пи- тающего напряжения сети переменного постоянного тока в сторону понижения Ло, Ве, — вспомогательные коэффициенты при расчете Do, ft? выпрямителей А?нас — коэффициент насыщения транзистора fenulI — коэффициент динамических потерь преобра- зователя у — коэффициент заполнения импульсов Q — скважность вф. Qct — коэффициент сглаживания пульсации фильт- ра, стабилизатора й110, Лцэ — входное сопротивление, статический коэф- фициент передачи тода транзистора в схеме ОЭ ц.г — коэффициент усиления транзистора по на- пряжению У21э — статическая • крутизна прямой передачи транзистора в схеме ОЭ р — удельное электрическое сопротивление мате- риала обмотки трансформатора, дросселя / — плотность тока в обмотке трансформатора, дросселя vM у — кратность изменения напряжения на маг- нитном усилителе КнР — коэффициент нагрузки транзистора по мощ- ности Кр — относительный коэффициент потерь мощно- сти в транзисторе Мп — коэффициент переключения тиристора Л‘в1 — коэффициент передачи по напряжению вы- прямителя — коэффициент, характеризующий схему вы- прямления /Сп.а — коэффициент передачи измерительного эле- мента йр т — коэффициент, характеризующий отношение мощности регулирующего трансформатора к мощности цагрузкн а — отношение сопротивлений дросселя и на- грузки в импульсном стабилизаторе Ко Komin, Котах —коэффициент ослабления помех, его мини- мальное и максимальное значения ^a.ф — коэффициент ослабления помех активным фильтром Sr, — крутизна регулирующего элемента Кэ.с — коэффициент электромагнитной связи кон- туров фильтра- X — коэффициент теплопроводности с — теплоемкость а,- — коэффициент теплообмена конвекцией Ку.п.т> Кы.у — коэффициент усиления усилителя постоян- ного тока, магнитного усилителя 15
Классификация. Основные термины и определения Электропитание радиоэлектронной аппаратуры осуществляется средствами вторичного электропитания, которые подключаются к источникам первичного электропитания, преобразуют их перемен- ное или постоянное напряжение в ряд выходных напряжений раз- личных номиналов как постоянного, так и переменного тока с харак- теристиками, обеспечивающими нормальную работу РЭА в задан- ных режимах. Для выполнения этих задач в состав средств вторич- ного электропитания входят как сами источники питания, так и ряд дополнительных устройств, обеспечивающих их работу в составе комплекса РЭА. Ниже на рис. 1 приведена структурная схема классификации средств вторичного электропитания в соответствии с ГОСТ 19157— 73, иа которой показаны входящие составные части: системы вто- ричного электропитания, источники вторичного электропитания, блоки управления, распределеиия и сигнализации и входящие в них функциональные узлы. Здесь также показаны (пунктирной линией) источники входной электроэнергии переменного и постоян- Класснфнкация средств вторичного электропитания РЭА 16
кого тока, которые хотя и не входят в состав средств вторичного электропитания, но их характеристики оказывают существенное влияние иа структуру построения системы вторичного электропита- ния и расчет ее составных частей. При классификации средств вторичного электропитания исполь- зованы термины, определенные Государственными стандартами, а также часто встречающиеся в научно-технической литературе Средства вторичного электропитания — составная часть любой радиоэлектронной аппаратуры, которая входит в нее и, используя энергию от систем энергоснабжения промышленной частоты нли ав- тономных источников питания, формирует необходимые для работы комплекса РЭА питающие напряжения с требуемыми параметрами. Система вторичного электропитания — совокупность функцио- нально связанных источников вторичного электропитания, устройств управления , коммутации, распределения, защиты, контроля н сиг налнзацни, предназначенная для подключения к системам или авто- номным источникам энергоснабжения н обеспечивающая по за- данной программе электропитанием все цепи радиоэлектронной ап- паратуры. По выходной мощности системы вторичного электропитания раз- деляются на три группы: малой мощности — до 200 Вт, средней мощности — от 200 до 2000 Вт и большой мощности — свыше 2000 Вт Источники вторичного электропитания составляют основу всех средств и систем электропитания РЭА. Это устройства, предназна- ченные для преобразования входной электроэнергии переменного нли постоянного тока и обеспечения электропитанием отдельных цепей радиоэлектронной аппаратуры. Они могут состоять из блоков питания или комплекта функциональных узлов (субблоков); в свою очередь, в состав блока питаиня входит ряд функциональных узлов различного назначения Блок вторичного электропитания (блок питания) — источник вторичного электропитания, выполненный в виде единой конструк ции. Комплект функциональных узлов — источник вторичного эле- ктропитания состоящий из двух и более функциональных узлов, встраиваемых непосредственно в радиоэлектронную аппаратуру, но не объединенных в единую конструкцию. Функциональные узлы источников вторичного электропитания— устройства, выполняющие одну или несколько определенных электрических функций (выпрямление, фильтрацию стабилизацию н др.) в составе ИВЭ или системы вторичного электропитания. Функ- циональные узлы ИВЭ характеризуются рядом признаков: условия- ми эксплуатации, выполняемыми функциями, входными и выходны- ми параметрами, элементной базой Источники вторичного электропитания классифицируются по следующим основным признакам По виду входной электроэнергии — на ИВЭ, работающие от сети переменного напряжения (однофазной или многофазной), ИВЭ, работающие от сети постоянного напряжения, и ИВЭ, работающие от сетей переменного и постоянного напряже ний По выходной мощности — мнкромощные источни ки питания с выходной мощностью до 1Вт, малой мощности (от 1 до 10 Вт), средней мощности (от 10 до 100 Вт), повышенной мощности (от 100 до 1000 Вт) и большой мощности (свыше 1000 Вт). 17
По виду выходной электроэнергий — на ИВЭ с выходом на переменном токе (однофазные и многофазные), ИВЭ с выходом на постоянном токе н комбинированные — с выхо- дом иа переменном и постоянном токе. По' номинальному значению выходного напряжения — низкое (до 100 В), среднее (от 100 до 1000 В), высокое (свыше 1000 В). По степени постоянства выходного на- пряжения — псстабнлизнрующне и стабилизирующие ИВЭ. По допустимому отклонению номинала выходного напряжения — низкой точности (свыше 5%), средней (от I до 5%), высокой (от 0,1 до 1%) и прецизионные (менее 0,1%). По пульсации — ИВЭ с выходом на постоянном токе делятся па три группы: с малой (менее 0,1%), средней (от 0,1 до 1%) и большой (свыше 1%) пульсациями выпрямленного выходного напряжения. По числу выходов питающих и а п р я ж е- н н-й — одноканальные ИВЭ, имеющие один выход, н многоканаль- ные, имеющие два и более выходов питающих напряжений. По способу стабилизации напряжения — ИВЭ с непрерывным регулированием и ИВЭ с импульсным регу- лированием. По методу стабилизации напряжен и я— параметрические и компенсационные стабилизаторы источников вторичного электропитания. В параметрическом стабилизаторе от- сутствует цепь обратной связи и стабилизация выходного напряже- ния осуществляется за счет использования не. «нейных элементов, входящих в его состав, в компенсационном — за счет воздействия изменения выходного напряжения (тока) па его-регулирующее уст- ройство через цепь обратной связи. Компенсационные стабилизаторы могут выполняться с последо- вательным или с параллельным включением РЭ относительно nai руз- кп.
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ ОБЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ, ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ Глава первая Общие характеристики источников вторичного электропитания 1.1. Требования, предъявляемые к источникам вторичного электропитания Характеристики входной электроэнергии При проектировании и расчетах ИВЭ учитываются следующие основные параметры источников входной электроэнергии 1. Номинальное напряжение питающей сети переменного тока С/с или постоянного тока Ua, В. 2. Предельные значения отклонения напряжения питающей се- ти переменного тока Ucmax и ^cmini постоянного тока Ua тах и Uamin, В, или относительное изменение питающей сети в сторону повышения °с = (^с max ^с)/^с! (l.la) сп = (^п max — (1 16) в сторону понижения ^с=(^с — UC mln)lUc,\ (1.2а) ba = (Un—UB min)/Un (1.26) Изменение входного пнтзющего напряжения сети переменного токз ДУс = Uс max—-Ucmin (Дс + ^с)^с (13а) и постоянного тока Д(7П — max— Un min = (Лп + ^п) (1.36) 3. Провалы и выбросы напряжения питающей сети, их амплиту- да, %, и длительность, с. 4. Частота питающей сети fc и пределы ее изменения fc тах и Ac min- Гц. 5. Число фаз питающей сети переменного тока. 6. Искажение формы кривой входного синусоидального напря- жения, которое учитывает наличие высших гармоник в кривой по- требляемого тока и характеризуется коэффициентом искажения 19
формы,%, определяемым как отношение первой гармоники тока сети к действующему значению тока /е.д. потребляемого от сети источ- ником питания . Лч Лф=—^--100 (1 4) 7 с. л При синусоидальном напряжении и токе = 1 Прн расчетах напряжение входной сети можно считать синусоидальным, если иска- жение формы кривой не превышает 6—7%. 7. Уровень и частота модуляции напряжения питающей сети. Этот параметр необходимо учитывать при расчетах сглаживающих фильтров в ИВЭ, работающих от сети с повышенной частотой (400, 1000 1 ц). Уровень низкочастотной модуляции может достигать 0,5—1%, а частота равна л/60, где п — частота вращения вала генератора нлн электромашинного преобразователя [ 1J. 8. Уровень помех по входным шинам питания. Эти помехи осо- бенно ощутимы в автономных системах единого питания ограничен- ней мощности постоянного тока, в которых от одного источника пита- ются одновременно радиоэлектронная аппаратура, электромоторы, реле, контакторы н другие электромеханические устройства Синусо- идальные помехи могут составлять 1—3% от (7П, а частота помехи от 50 Гц до 150 кГц. Импульсные помехи могут достигать 5—10% от Un, а длительность импульсов от 1 —10 мкс до 100 мс, частота повто- рения — от единиц до десятков килогерц. Эти помехи должны учи- тываться при расчетах входных и выходных фильтров. Технические требования К источникам вторичного электропитания предъявляются сле- дующие специальные технические требования, которые указываются в техническом задании на разработку. Электрические требования 1 Номинальное значение выходного питающего напряжения постоянного тока и допуск на точность его установки в вольтах дол- жны выбираться из следующего ряда. 0,25; 0,4 0,6; 1,2; 2,4, 3,0; 4 0; 5,0, 6 0 (6,3)- 9,0 (10); 12 0 (12,6); 15; 20 24; 27; 30 40 48 60; 80 100 (125); 150; 200; 250 (300); 400 (500); 600; 800, 1000; 1250; 1500; 2000; 2500; 3000, 4000; 5000; 6000; 8000; 10000; 12000; 15000; 20000, 25000. Номинальные значения напряжений переменного тока в воль- тах действующего значения должны выбираться из ряда 1,2; 2,4; 3,15; 5,0; 6 0 (6,3); 12 (12,6); 15, 24; 27; 36, 40, 60; 80; 110 (115); 127; 200- 220; 380. Напряжения, указанные в скобках, применять, не рекоменду- ется, прн необходимости их применение должно быть согласовано в установленном порядке. Практически номинальные значения выходного напряжения оп- ределяются элементной базой проектируемого комплекса РЭА и ог- раничиваются небольшим числом номиналов напряжений, напри- мер, для аппаратуры на интегральных микросхемах (аналоговых и логических) используются напряжения 5, 6, 9, 12, 15 В Для пери- ферийных и ыходиых устройств ЭВМ, а также некоторых видов 20
радиоаппаратуры на транзисторах этот ряд дополняется напряже- ниями 20, 27, 40 В. Допуск на точность установки поминала напряжения опреде- ляется выбранной элементной базой и требованиями к выходным па- раметрам РЭА. 2. Значение тока нагрузки по каждой выходной цепи питающе- го напряжения и характер его изменения в пооцессе работы. При им- пульсном потреблении тока указываются его параметры: амплитуда, длительность импульса, длительность фронта, частота повторения Для унифицированных ИВЭ широкого применения номинальные значения тока выбираются из установленного ряда по ГОСТ 18275— 72. Для ИВЭ частного применения значение тока нагрузки п ’каждой цепи определяется техническим заданием. 3. Переменная составляющая (пульсация) выходных напряже- ний постоянного тока задается в процентах от номинального напря- жения илн в абсолютных значениях; прн этом должно быть указано, в каких значениях измеряется пульсация; действующих, амплитуд- ных или по двойной амплитуде (от пика до пика). Это требование весьма существенно для современных ИВЭ с высокочастотным им- пульсным преобразованием энергии, с импульсным регулированием или с тиристорными регулируемыми выпрямителями, в которых под видом пульсации скрываются трн ее составляющие: собственно пуль- сация выпрямленного напряжения, кратная основной частоте, шумы С широким спектром частот, а также узкие пнковые выбросы. Коэффициент пульсации выходных напряжений постоянного то- ка определяется требованиями аппаратуры и задается из следующе- го ряда: 0,01; 0,02; 0,03; 0,05; 0,1; 0,2; 0,3; 0,5; 1; 2; 3; 5%. 4 Суммарная нестабильность выходного напряжения при воз- действии всех дестабилизирующих факторов задается в процентах от номинального напряжения:'0,1; 0,5; 1,0; 2,0; 3,0; 5,0; 10%. Для контроля параметров ИВЭ в процессе их изготовления и испытаний задаются частные нестабильности выходного напряжения: нестабильность по напряжению — допустимое изменение выход- ного напряжения при заданных пределах изменения входного напря- жения питающей сети и неизменном токе нагрузки; прн этом указы- вается характер изменения сети — плавный или скачкообразный; нестабильность по току — допустимое измЩ ение выходного на- пряжения при заданных пределах изменения тока нагрузки и не- изменном входном напряжении питающей сети. Этот параметр определяет внутреннее сопротивление ИВЭ при медленных измене- ниях тока При импульсном потреблении тока указывается допусти- мое динамическое внутреннее сопротивление или частотная хар ктё ристика; температурная нестабильность (ТКН) — допустимое изменение выходного напряжения при изменении температуры окружающей среды в заданных пределах. Обычно температурная нестабильность задается совместно е частными нестабильностями по напряжению и току. Нестаб! льности и пульсации выходных постоянных напряже- ний являются важнейшими параметрами, которые оказывают суще- ственное влияние на массогабаритиые характеристики ИВЭ, по- скольку для их реализации требуется применять сложные схемно- технические решения, большее число элементов. В качестве примера в табл 1 1 приведены типовые требования к качеству потребляемой энергии для некоторых видов приборов РЭА. 21
Таблица 11 Типовые требования к напряжениям питания Вид аппаратуры Напряже нне В Вид пот- ребляемо- го тока Неста- бильность Пульсации. % (амплитуд- ное значе- ние) Радиоприемные устройства: 5; 6 Постоя н- входные каскады 3—5 0,1—0,01 иый УПЧ 6 То же 3—5 0,5—1 выходные каскады 12; 15 > 5—10 0,2—1 Маломощные радиоперсдаю щис устройства' 5 9 задающие генераторы » 5 1—2 усилители мощности Приборы вычислительной тех- 12; 24 » 10 1—2 нкки ПЗУ 5; 9 Импульс - ный 5-7 1—2 арифметические устройства 5; 12 » 7—10 1—2 устройства отображения ин- 5; 12; » 10 1—2 формации 27 периферийные устройства 20; 27 > 10 1—2 Приборы автоматики ц телеме- 5,6; Постоя н- 5—10 1—2 ханики ±15 ный Операционные усилители ±15 То же 10 0,5—1 5. Коэффициент полезного действия ИВЭ или потребляемая мощность от источника первичной энергии в различных режимах работы: непрерывном, повторно-кратковременном нли импульсном. Значение КПД зависит от многих факторов: уровня выходного на- пряжения и мощности, способа регулирования и требуемой точности, гальванической развязки от входной питающей сети и др. Обобщен- ные данные КПД для ИВЭ с выходным напряжением до 100 В и мощностью до 100 Вт приведены в табл 1.2. Таблица 12 Типовые значения КПД для стабилизирующих источников вторичного электропитания Способ стабилизации Значения выходного напряжения, В До 2,4 От 2,4 до 5 От б до 15 Свыше 15 Непрерывный 0,25—0,35 0.35—0,4 0,4—0,5 0,5-0,55 Импульсный 0,4—0.45 0,45—0,55 0,65-0,75 0,7—0,8 Комбинирован- ный 0,3—0,35 0,35—0,45 0,45—0,55 0,55—0,65 22
6. Гальваническая развязка выходных цепей пдтания от шин источника входной электроэнергии. 7. Частота преобразования, ограничение по ее выбору, необхо- димость регулировки частоты преобразования в заданных пределах и возможность синхронизации ее от внешнего задающего генератора или соседнего источника питания (для ИВЭсо статическими преобра зователями). 8. Электрическая защита потребителя от превышения выходного напряжения, допустимый уровень превышения питающего напряже- ния 9. Электрическая защита источника питания от перегрузки или короткого замыкания в нагрузке, автоматическое восстановление работоспособности источника питания при снятии перегрузки или короткого замыкания в нагрузке Для источников питания с выходом иа переменном токе указы- ваются дополнительные требования, характеризующие специфику их работы: 1. Характер стабилизации выходного напряжения по какому значению переменного напряж ния должно осуществляться регули роваине — действующему, среднему или амплитудному. 2. Допустимое искажение формы кривой выходного напряже- ния 3. Характер нагрузки ее коэффициент мощности (cos <р) Эксплуатационные требования 1 Надежность — значение вероятности безотказной работы в течение заданного промежутка времени или среднее значение време- ни наработки иа отказ. Для резервированной аппаратуры задаются способы резервирования ее источников питания - наличие горяче- го или холодного резерва или троирование при мажоритарной систе- ме построения необслуживаемой аппаратуры с длительным сроком службы. 2. Время готовности источника питания или время выхода его на режим, когда выходные напряжения достигают заданного уровня 3. Способы дистанционного управления источником питания, сигналы на его включение и отключение, а также порядок включения и отключения источников питания или отдельных цепей выходного напряжения. 4. Способы сигнализации о неисправностях в источниках пита- ния, телеметрии выходных напряжений или контроля их уровня. 5. Режим и длительность работы — непрерывный, повторно кратковременный или импульсный. 6. Работоспособность в условиях воздействия механических факторов: вибрации, ускорения, ударов, транспортирование различ- ными видами транспорта иа заданные расстояния. 7. Работоспособность в условиях воздействия климатических факторов: максимальной и минимальной температуру, давления, влаги или после воздействия термоциклов заданных режимов и про- дол жнтел ьиости. 8. Безопасность и простота обслуживания, особенно для высо ковольтиых источников питания и ИБЭ медицинской аппаратуры. 9. Ремонтопригодность источников писания и требования к ре- монтно-диагностическим стендам 10. Требования и объем эксплуатационной документации на пс точники питания. 23
Конструктивно технологические требова! ия Конструкция источников питания должна быть совместимой с аппаратурой, для которой они разрабатываются. Кроме того, к ИВЭ предъявляются ряд специфических конструктивно-технологи- ческих требований, основными из которых являются следующие. 1 Масса устройств электропитания должна быть минимальной. 2. Способ охлаждения ИВЭ используется принятый для комп- лекса в целом, указывается наличие обдува или централизованного теплоотвода («холодной балки») — тепловой трубы или других средств обеспечения теплового режима элементов 3. Технологичность конструкции и преемственность конструк- тивных решений 4. Требования по уннфнкации и стандартизации. 5. Конструкция ИВЭ должна исключать возможность случайно- го сдвига органов регулирования При повороте органа регулирова- ния по часовой стрелке должно происходить увеличение регулируе- мого параметра: напряжения, частоты и т.п. Некоторые перечисленные требования являются взаимно-проти- воречивыми. Например, для обеспечения высокой надежности необ- ходим;© уменьшать коэффициенты нагрузки элементов, снижать тем- пературу нагрева полупроводниковых приборов за счет увеличения массы и габаритов теплоотводов, что приводит к увеличению массы и габаритов ИВЭ в целом. Основной и наиболее трудной задачей разработчика при проектировании ИВЭ является отыскание компро- миссных решений, при которых наряду с обеспечением заданных электрических требований удовлетворялись бы требования по снижению массы приборов. 1.2. Параметры источников вторичного электропитания Вторичные источники питания характеризуются рядом элект- рических, эксплуатационных и массогабаритных параметров, кото- рые обеспечивают нх работоспособность в составе радиоэлектрон- ных комплексов. Электрические параметры разделяются на статичес- кие, измеряемые при медленном изменении во времени возмущающих факторов (входного напряжения питания, тока нагрузки, темпера- туры и т д.), и динамические, измеряемые при быстром изменении во времени возмущающих факторов (например, при скачкообразном включении напряжения питания импульсном изменении тока на- грузки). Ниже приводятся основные параметры ИВЭ. 1 Номинальное выходное напряжение выпрямителя Uo и пре- делы его изменения верхний UOmax и нижний Uomin, В мальное изменение напряжения выпрямителя Д1/о Uо гпах — Uo min — (а0 ^о) Vo, где (Uo max Uo) , (Uo Vo min) “• V. "• 2 Номинальное выходное напряжение стабилизатора и пределы его изменения верхний UHwaxn ннжний 17н rain. мальное изменение выходного напряжения стабилизатора ДЬ/П — Un max Uh min Макси- (1.5) UK В Макси (1 6) 24
3. Пределы регулировки выходного напряжения стабилизатора: верхний рв таХг нижний UH per mint В. 4. Номинальное значение тока нагрузки выпрямителя 10, А, и пределы его изменения максимальное /Отох н минимальное /omfn. 5. Номинальное значение тока нагрузки стабилизатора и пре- делы его изменения: максимальное 1итах и минимальное lnmin 6. Нестабильность выходного напряжения, которая определя- ется как отношение изменения выходного напряжения Д1/п к иоми нальиому значению выходного напряжения стабилизатора U„ при заданных изменениях входного напряжения или тока нагрузки. Коэффициент нестабильности (нлн нестабильность) по напряже- нию 6(/и, %, определяется при заданном изменении входного пита ющего напряжения на величину Д (7ВХ и /и = const: (Д17н){/ ' - —100 (17) ‘'н Коэффициент нестабильности по току 6 Un определяется при за- данном изменении тока нагрузки на величину Л/ц = /Нтох — — inmin при Uo = const: (Д1/н)7 =---------100, ' (1.8) где индексы <17» и «/» означают, что изменения выходного напряже- ния Д(7Н измерены при изменении входного напряжения питания н выходного тока нагрузки соответственно. 7. Наряду с коэффициентом нестабильности для характеристи- ки стабилизирующих свойств ИВЭ используется коэффициент стаби- лизации по напряжению КСт< который показывает, во сколько раз относительное изменение входного напряжения больше относи- тельного изменения выходного напряжения при неизменном токе нагрузки Д^о/Уо " Д(/„/(Ун (1.9) Следует отметить, что при определении коэффициента стабили- зации по отношению к изменению выпрямленного напряжения Uo из-за внутреннего сопротивления выпрямителя коэффициенты а0 > Qc и 0 fcc. 8. Амплитуда переменной составляющей (пульсации) напряже- ния: на входе фильтра U'o~, на его выходе на выходе стаби- лизатора ии~. Значение пульсации задается коэффициентом пульсации ka, который выражается в относительных единицах, например на входе выпрямителя *'п0 нлн в процентах А' = f/°~--ioo n° UI Для уменьшения пульсации на выходе выпрямителя включается сглаживающий фильтр, действие которого можно характеризовать коэффициентом фильтрации кф ф, который определяется, как отно- шение значений пульсации на входе и выходе фильтра кф ф = = Uo.jUo~ или стабилизатора кф.Ст — 25
Коэффициент фильтрации не учитывает падения напряжения на активном сопротивлении фильтрующего звена. Более точно сгла- живающее действие фильтра оценивается коэффициентом сглажива- ния пульсации q, который определяется как отношение коэффи- циентов пульсаций на входе н выходе выпрямителя: 9Ф = *по/Л1ю (1.10а) или на входе и выходе стабилизатора ?ст — ^но/н ( Об) Здесь kno = — коэффициент пульсации на выходе вы- прямителя Лп.к = UuZi Un — коэффициент пульсации иа вы- ходе стабилизатора Для большинства сглаживающих LC-фильтров низковольтных выпрямителей активным сопротивлением дросселя можно пренеб- речь и тогда ^Ф ф ~ *7ф (I -11) 9 Внутреннее сопротивление постоянному току выпрямителя г0 и стабилизатора г„, которое определяет изменение выходного на- пряжения выпрямителя Д{/0 или стабилизатора &UU при медленном изменении тока нагрузки на величину Д/о или Д/к, соответственно равны. г0= Д^/Д/ (1 12а) г„ = Д(/н/Д/„. (1.126) 10 Внутренние динамические сопротивления выпрямителя гв д|1н и стабилизатора гк.д|1н, которые определяют импульсные изме- нения выходного напряжения выпрямителя Д(701, и стабилизатора Д(/„ „ при импульсном изменении тока нагрузки выпрямителя Д/Ои или стабилизатора Д7п.ц соответственно при постоянном входном на- пряжении дин = Д0/он'/Д^ои" (1.13а) гв.лии — ^ии.н/Д/„ |,. (I 136) 11. Температурный коэффициент напряжения а„. %/°C (ТКН) показывает изменение выходного напряжения стабилизатора при изменении температуры окружающей среды Тс иа 1° С: или уи, мВ/°С Ун =• Д^ц/ЛГс (1 146) Значение Д7'с определяется по заданной максимальной Тстах и минимальной Tt. ,nin температурам окружающей среды• ЛТ’с = 7\. шях—T^cmin- (1-1о) 12. Суммарная нестабильность выходного напряжения стабп- лнзато| a 0L'u,%. прн одновременном воздействии всех возмущающих факторов определяется как сумма соответствующих коэффициентов нестабильности для каждого фактора с учетом знака его изменения: б1/11-ви11(У>+6</11(О+а11Д7\.. (I 16) 26
13. Коэффициенты полезного действия выпрямителя т)в, стаби- лизатора 7)ст> преобразователя т)п определяются как отношение по- лезной мощности, отдаваемой в нагрузку, к мощности, потребляе- мой от источника входной электроэнергии Цв—PoiP С» Лст==^>Лп=^>н/^> П- (1-17) 14. Коэффициент мощности х является энергетической характе- ристикой стабилизирующих ИВЭ, потребляющих энергию от источ- ника переменного тока. Он зависит от коэффициента искажения фор- мЫ кривой тока k$, косинуса сдвига фазы cos <р между первыми гар- мониками тока и напряжения питающей сети и определяется как отношение активной мощности Р, потребляемой от первичной сети, к полной мощности Ps: х = Р/Ра — Аф cos q>. (1.18) Значение Аф определяется по формуле (1.4). 15 Время готовности источника питания определяется интер- валом времени между моментом подачн входного напряжения и мо- ментом, после которого параметры ИВЭ удовлетворяют заданным требованиям с учетом установленных допусков. Процесс установ- ления выходного напряжения в стабилизирующих источниках пита- ния может быть апериодическим или колебательным. Прн колеба- тельном характере установления выходного напряжения обязатель- ным является ограничение амплитуды перерегулирования, которая не должна превышать максимально допустимого значения выходного напряжения. Эксплуатационные и массогабарнтные параметры источников вторичного электропитания 1. Надежность — определяется как вероятность безотказной работы Р (/) в течение заданного промежутка времени tp P(t) = e~^ Р, (1.Ю) где — суммарная интенсивность отказов электрорадноэлсмен- тов схемы ИВЭ с учетом их коэффициентов нагрузки и условий экс- плуатации. 2. Время непрерывной работы /р указывается в ТЗ. В зависимо- сти от заданного времени непрерывной работы решается вопрос о ре- зервировании системы вторичного электропитания для выполнения заданной надежности всего комплекса. РЭА. 3. Масса источника питания G„, его объем Уи и габаритные раз- меры характеризуют ие только показатели его конструкции; по ним можно судить, какую часть массы и объема комплекса РЭА занимают ИВЭ. 4. Удельные параметры источников питания характеризуются выходной мощностью Ри, Вт, приходящейся на единицу массы Си. кг, илн объема VH, дм3. Удельная мощность ум, Вт кг, отнесенная к массе fM-P„/G„. (1.20а) Удельная мощность у,., Вт дм3, отнесенная к объему: То - Рч Уи. (1.206) 27
Следует отмстить, что сравнивать по удельным показателям мож- но только идентичные приборы, разработанные для одинаковых ус- ловий эксплуатации, питающиеся от входной сети с одинаковыми ха- рактеристиками. 1.3. Типовые структурные схемы источников вторичного электропитания Выпрямители К простейшим источникам питания относятся выпрямители и трансформаторы, в которых выходное выпрямленное или.перемен- ное напряжения изменяются при изменении входного напряжения питания или тока нагрузки. В источниках вторичного электропитания находят применение нерегулируемые и регулируемые выпрямители, выполняемые на полупроводниковых приборах: диодах, тиристорах или транзисто- рах. Выпрямители нерегулируемые выполняются на полупроводнико- вых диодах по структурной схеме, приведенной на рис. 1.1. Здесь на первичную обмотку трансформатора TV подается переменное на- пряжение питающей сети 17с, а вторичная обмотка, рассчитанная с определенным коэффициентом трансформации для получения требуе- мого выпрямленного напряжения (70, подключена к диодам выпрями- теля В, соединенным по определенной схеме. Фильтр Ф сглаживает пульсации выпрямленного' напряжения до требуемого уровня. Выходное постоянное напряжение (70 на рис. 1.1 не регулирует- ся внешними органами; оно может быть незначительно уменьшено или увеличено скачком за счет соответствующей перепайки отводов обмоток трансформатора, если они предусмотрены в нем. Трансфор- матор в схеме выпрямителя не только устанавливает требуемый уро- вень выпрямленного напряжения, но и обеспечивает гальваническую развязку и электрическую изоляцию выходных цепей от первичной сети питания. Выпрямители регулируемые выполняются на тиристорах. На рис. 1 2 приведена структурная схема регулируемого выпрямителя, в состав которой входят силовой трансформатор TV, на вход которого подается переменное напряжение питающей сети Uc, регулирующие вентили — тиристоры ВР, схема управления включением тиристоров СУ и сглаживающий фильтр JP Регулирование выходного напряже- ния Uo достигается за счет изменения угла включения тиристоров При этом с увеличением угла включения выходное выпрямленное на- пряжение уменьшается. Фазирование угла включения тиристоров осуществляется от переменного напряжения входной сети питания. Таким образом, на рис. 1.2 тиристоры выполняют одновременно две Рис. 1.1 Структурная схема не- регулируемого выпрямителя Рис. 1.2. Структурная схема регулируемого выпрямителя 28
функции: преобразуют переменное напряжение в постоянное и ре- гулируют уровень выходного напряжения Тиристорные регулируемые выпрямители применяются в источ- никах питания для получения выпрямленных напряжений больше 5-j-10 В при токах нагрузки от единиц до десятков ампер. Стабилизаторы напряжения и тока Напряжение источников входной электроэнергии переменного или постоянного тока, от которых питаются ИВЭ в силу разных причин имеют широкие пределы изменения номинала: ±20—30%. Кроме того, в процессе работы изменяется ток, потребляемый зп- ларатурой. Поэтому большинство ИВЭ содержат в своем составе ста- билизаторы напряжения и тока как простейшие параметрические, так и более сложные — компенсационные. Непрерывные стабилизаторы Параметрический стабилизатор осуществляет стабилизацию выходного напряжения за счет свойств вольт-амперных характерис- тик нелинейного элемента, например стабилитрона, стабистора, дросселя насыщения. Структурная схема параметрического стаби- лизатора приведена на рис. 1.3. В ней нелинейный элемент НЭ подключен к входному питающему напряжению 170 через гасящий резистор /?г, а параллельно НЭ включена нагрузка У?ц. При изме- нении входного напряжения 170 ток через нелинейный элемент НЭ увеличивается, в результате чего возрастает падение напряжения на гасящем резисторе так, что выходное напряжение на нагрузке оста- ется постоянным. Стабильность выходного напряжения в параметри- ческом стабилизаторе определяется наклоном вольт-амперной харак- теристики НЭи является невысокой. Кроме того, в параметрическом стабилизаторе нет возможности плавной регулировки выходного на- пряжения и точной установки его номинала. Непрерывный последовательный стабилизатор выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.4, в которой регулирую- щий элемент РЭ — транзистор, включенный последовательно с на- грузкой Ru. При изменении входного выпрямленного напряжения Оо или тока нагрузки в измерительном элементе НЭ, в который вхо- дит сравнивающий делитель и источник опорного напряжения, вы- деляется сигнал рассогласования, который усиливается усилителем постоянного тока У ПТ и подается на вход регулирующего элемен- та РЭ, изменяя его сопротивление по постоянному току таким обра- зом, что выходное напряжение <7Н на нагрузке Йи сохраняется по- стоянным с определенной степенью точности. Измерительный эле- Рис 1.3. Структурная схе- ма параметрического ста- билизатора напряжения Рис 1.4. Структурная схема не- прерывного последовательного стабилизатора 29
Рис. 1.6. Структурная схема стаби лизатора с регулированием на стороне переменного тока Рис. 1.5. Структурная схема не- прерывного параллельного ста билизатора мент ИЭ выделяет также сигнал переменной составляющей (пульса- ции) выпрямленного напряжения н сглаживает ее регулирующим элементом РЭ ца весьма малого уровня. Непрерывный параллельный стабилизатор выполняется по структурной схеме приведенной на рис. 1 5, в которой регулирую- щий элемент РЭ — транзистор, включенный параллельно нагрузке Ра Здесь выходное напряжение 1/я поддерживается постоянным за счет изменения тока, протекающего через регулирующий элемент РЭ. Например, при увеличении входного напряжения Uo возраста- ет ток через РЭ, за счет этого увеличивается падение напряжения на гасящем резисторе Rr иа приблизительно такую же величину, а вы ходное напряжение UB остается стабильным С определенной степенью точности. Прн изменении тока нагрузки стабильность выходного напряжения поддерживается за счет того, что сумма токов разветвле иия, протекающих через параллельно соединенные регулирующий элемент РЭ и нагрузку Ра, остается неизменной. Магнитнс-п лупроводниковые стабилизаторы с регулированием иа стороне переменного тока выполняются по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.6. Здесь регулирующий элемент стабилиза- тора РЭ включен в первичную обмотку трансформатора TV, иа вход которого подается переменное напряжение питающей сети Uc а слежение ведется за выходным постоянным напряжением 17н, по- лучаемым после выпрямителя В и фильтра Ф Прн изменении вход- ного напряжения Uc или тока нагрузки сигнал рассогласования, выделенный измерительным элементом ИЭ через схему управления СУ, подается на регулирующий элемент РЭ, который уменьшает или увеличивает среднее (или действующее) значение напряжения па первичной обмотке трансформатора TV таким образом, что выходное напряжение Ua остается стабильным с определенной степенью точ- ности. В качестве регулирующего элемента в этой схеме может ис- пользоваться дроссель насыщения, транзистор или тиристор. Если в качестве РЭ применен дроссель насыщения или тиристор, включенный в диагонали диодного моста, то стабилизация выходного напряжения 1/н осуществляется изменением среднего значения пере- менного напряжения, поступающего на первичную обмотку транс- форматора TV. Это изменение реализуется за счет вертикальной от- сечки части синусоиды напряжения питающей сети Uc, т. е. измене- нием угла включения (отсечки) Транзистор в качестве регулирующего элемента РЭ в схеме иа рис 1 6 может р ботать в линейном или в импульсном режимах, из* меняя среднее значение переменного напряжения на первичной об- 30
Рис 1.7. Структурная схема стабилизатора переменного на- пряжения на первичной обмотке транс- мотке трансформатора TV так, что выходное напряжение UH остается стабильным. В линейном режиме транзистор под действием сигнала управления изменяет свое выходное сопротивление от- секая верхнюю часть синусоиды входного питающего напряже- ния Uc При работе в импульс- ном режиме транзистор изменяет скважность коротких импульсов, заполняющих каждый полупернод синусоиды входного напряже- ния, изменяя тем самым среднее значение переменного напряжения форматора. Стабилизаторы с регулированием на стороне переменного тока находят применение в ИВЭ, потребляющих входную энергию пере- менного тока промышленной или повышенной частоты для получения низких илн высоких напряжений повышенной или большой мощно- сти. Недостатком стабилизаторов такого типа является сравнитель- но большие внутреннее сопротивление н пульсация выпрямленного напряжения. Стабилизаторы переменного напряжения используют также принцип регулирования па стороне переменного тока. Структурная схема такого стабилизатора приведена на рис 1.7. Здесь регулирую- щий элемент РЭ, в качестве которого может быть использован дрос- се ль насыщения, тиристор или транзистор, включен в первичную об- мотку трансформатора TV, а измерительный элемент ИЭ следит за выходным переменным напряжением Ucr. Цепь обратной связи за- мыкается через схему управления СУ. Стабилизация выходного перемени >го напряжения может осуществляться по среднему или действующему значению в зависимости от выбранного типа измери- тельного элемента. Стабилизатор с двумя регулирующими элементами выполня- ется по структурной схеме, приведенной иа рнс, I 8 Здесь сочетаются два типа рассмотренных выше структур: стабилизатор с регулированием по цепи переменного тока (см. рис 1.6), выполненный на регулирующем элементе РЭ{ и схеме управле- ния СУ, и непрерывный последовательный стабилизатор (см. рис. 1.4), выполненный иа регулирующем элементе РЭ2 с измери- тельным элементом ИЭ и усилителем постоянного тока УПТ. Рис. 1.8. Структурная схема стабилизатора с двумя per лирующимн элементами (РЭ{ включен на стороне переменного тока, РЭ2 — в це- пи постоянного тока последовательно с нагрузкой) 31
Рис 1.9. Структурная схема тиристорного стабилизатора Отличием в работе гервого стабилизатора является то, что его измерительный элемент ИЭГ подключен не на выход выпрямленного напряжения, снимаемого после выпрямителя В и фильтра Ф, а сле- дит за падением напряжения иа регулирующем транзисторе РЭ2 Непрерывного стабилизатора поддерживая напряжение эмиттер- коллектор РЭ2 постоянным при изменении входного напряжения питающей сети Uc или при изменении тока, протекающего через на- грузку /?„. Этим достигается существенное уменьшение мощности потерь на регулирующем транзисторе РЭ2, уменьшаются габариты его радиатора. Тиристорный стабилизатор выполняется по структурной схе- ме, приведенной на рис. 19В качестве регулирующего элемента в стабилизаторе используются регулируемый выпрямитель ВР на ти- ристорах. В отличие от регулируемого выпрямителя на рис. 1.2 здесь введен измерительный элемент ИЭ, подключенный к выходно- му напряжению С/н, за которым осуществляется слежение в замкну- той цепи регулирования. В тиристорном стабилиз ггоре осуществля- ется фазовое управление стабилизацией выходного напряжения. Синхронизация управляющих сигналов осуществляется с часто- той переменного входного напряжения, подаваемого от трансфор- матора TV на схему управления СУ. При увеличении, например, входного напряжения питания воз- растает уровень сигнала, поступающего от измерительного элемента ИЭ на схему управления СУ, в которой происходит задержка вклю чения тиристора на определенный угол, отсекая вертикальную часть входной синусоиды так, что среднее значение выходного выпрям- ленного напряжения UK остается постоянным с определенной точ- ностью. Импульсные стабилизаторы Импульсный последовательный стабилизатор (понижающего ти- па) выполняется по структурной схеме, приведенной на рис 1 10, а, в которой регулирующий элемент РЭ и дроссель фильтра L включе- Рис. 1.10 Структурная схема импульсного последовательного стаби лизатора (понижающего типа) 32
ны последовательно с нагрузкой /?н. В качестве РЭ используется транзистор, работающий в режиме переключений, при котором он поочередно находится в режиме насыщения (когда ои полностью от- крыт) или в режиме отсечки (когда он полностью закрыт). При от- крытом транзисторе в течение времени ta (рис. 1.10, б) энергия от входного источника постоянного тока Ua (или выпрямителя с выход- ным напряжением 1/0) передается в нагрузку через дроссель L, в котором накапливается избыточная энергия. При закрытом транзис- торе в течение времени /л накопленная в дросселе энергия через диод VD перед ется в нагрузку. Период коммутации (преобразования) равен Tn ~ "t ^п- Частота коммутации (преобразования): til 'Т' (I 21) Отношение длительности открытого состояния транзистора, при котором генерируется импульс напряжения длительностью t„ к пе- риоду коммутации Гц называется коэффициентом заполнения: 1и/^п 4-^п) = Gi/ti (1-22) Иногда при расчетах удобно пользоваться скважностью: <2 = l/T = Tn/f„ = (tH4-/n)//II = l//„ fn. (1 23) В импульсном стабилизаторе регулирующий элемент РЭ преоб- разует (модулирует) входное постоянное напряжение Ua (1/0) в се- рию последовательных импульсов определенной длительности и час- тоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L и конденсатора С демодулнрует их опять в постоянное напряжение Uu. При изменении входного напряжения (7И (Uo) или тока в иа грузке в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной связи (рнс 10, а) состоящей из измерительного элемента ИЭ н схе- мы управления СУ, длительность импульсов изменяется таким об- разом, что выходное напряжение U„ остается стабильным с опреде- ленной степенью точности. Импульсный режим работы позволяет значительно уменьшить мощность потерь в регулирующем элементе и тем самым повысить КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты В этом состоит решающее преимущество импульсных стабилизато- ров перед непрерывными стабилизаторами. Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управле- ния регулирующим транзистором м гут выполняться с шнротно-им пульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсиой модуляцией (ЧИМ) или релейного типа. В ШИМ стабилизаторах в процессе рабо- ты изменяется длительность импульса t„, а частота коммутации ос- тается неизменной в ЧИМ стабилизаторах изменяется частота ком- мутации, а длительность импульса остается постоянной в релей- ных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения измени ется и длительность импульса и частота это является их основным недостатком, ограничивающим применение. Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа) выполняется по структурной схеме, приведенной на рнс. 1.11, в ко- торой регулирующий элемент РЭ (транзистор) подключен параллель- но нагрузке /?и и также работает в импульсном режиме. Диод VD 2 Зак 72S 33
Рис. 1.11. Структурная схема им- пульсного параллельного стабили- затора (повышающего типа) Рнс. 1.12. Структурная схе- ма импульсного параллель- ного инвертирующего стаби- лизатора блокирует нагрузку RB и конденсатор фильтра С от регулирующего элемента РЭ. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от ис- точника питания UD протекает через дроссель L, запасая в нем энер- гию. Диод VD прн этом отсекает (блокирует) нагрузку и ие позволя- ет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий транзистор. Ток в нагрузку этот промежуток времени поступает только от конденсатора С В следующий момент, когда регулирую- щий транзистор закрыт, ЭДС самоиндукции дросселя L суммирует- ся с входным напряжением и энергия дросселя отдается в нагрузку; при этом выходное напряжение оказывается больше входного напря- жения питания l/n (1/0). В отличие от схемы на рис. 1 10 здесь дрос- сель ие является элементом фильтра а выходное напряжение стано- вится больше входного иа величину, определяемую индуктивностью дросселя L и скважностью работы регулирующего транзистора, оп- ределяемой по формуле (1.22) Схема управления стабилизатором на рис. 1,11 построена та- ким образом, что прн повышении, например, входного напряжения питания Un ((70) уменьшается длительность открытого состояния /и регулирующего транзистора на такую величину, что выходное напряжение U„ остается неизменным с Определенной степенью точности. Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор вы- полняется по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.12 В отличие от предыдущей схемы здесь параллельно нагрузке Rn включен дроссель L, а регулирующий элемент РЭ включен после- довательно с нагрузкой. Блокирующий диод отделяет конденсатор фильтра С н нагрузку RB от регулирующего элемента. Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования) полярности выходного стабильного напряжения (7Н относительно по ляриости входного напряжения питания. Из рассмотренных схем наибольшее применение находит после- довательный импульсный понижающий стабилизатор (рнс 1.11), в котором сглаживание пульсации осуществляется VDLC-фильт ром В стабилизаторах повышающего типа (рис 111 и рис 1 12) дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного посте явного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации дости- гается только за счет увеличения емкости конденсатора С. Это при- водит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в це- лом. 34
Транзисторные преобразователи В источниках питания, потребляющих энергию от источников постоянного тока, например аккумуляторов, солнечных батарей и Т. п . транзисторный преобразователь является основным функ- аномальным узлом, преобразующим один номинал входного напря- жения постоянного тока в ряд постоянных напряжений различных номиналов н полярности, гальванически развязанных друг от друга и от шин первичного питания Транзисторный преобразователь является также центральным функциональным узлом в источниках питания с бестраисформаторным входом ИПБВ) потребляющих энергию от сети переменного тока промышленной частоты При этом в источниках питания находят применение как однотактный, так и двухтактные транзисторные преобразователи. Однотактный преобразователь выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 1.13. Здесь транзистор VT, работающий в режиме переключений с трансформатором TV и цепью положитель- ной обратной связи ОС, образуют автогенератор (блокинг-генера- тор). Последний преобразует входное постоянное напряжение пита- ния Uа в прямоугольные импульсы определенной длительности и частоты Прн открытом транзисторе к первичной обмотке трансфор- матора прикладывается входное напряжение питания Ua\ в тран- сформаторе запасается энергия, которая прн закрытом транзисторе поступает на вход выпрямителя В Фильтр Ф сглаживает пульсацию выпрямленного напряжения Ue на нагрузке Ru- Двухтактный преобразователь выполняется по структурной схеме, приведенной на рнс. 1.14 на транзисторах VTt и VTt, к кол- лекторам которых подключена первичная обмотка трансформатора TV. Источник входного напряжения питания UD подключается к эмиттерам транзисторов и среднему выводу первичной обмотки тран- сформатора При включении напряжения питания 1/п в автогенераторе воз- никают колебания и постоянное напряжение Un преобразуется в переменное напряжение прямоугольной формы, которое затем вы прямляется выпрямителем В и сглаживается фильтром Ф В источ- никах питания находят применение два типа двухтактных автогене- раторов с насыщающимся и неиасыщающимся силовым трансформа- тором В автогенераторах с насыщающимся силовым трансформатором переключение транзисторов осуществляется за счет смены полярно- сти напряжения на обмотках трансформатора в момент насыщения сердечника В этих преобразователях цепь обратной связи ОС (ба- зовые обмотки) находится на общем магиитопроводе трансформатора питания. Частота преобразования определяется параметрами транс- форматора н напряжением иа его первичной (коллекторной) обмот- ке. Основным недостатком таких преобразователей является резкое Рис. 1 13 Структурная схема олнотактного преобразователп 2*
Рис. 1.14. Структурная схема двухтактного преобр зователя увеличение тока через открытый транзистор в момент его насыщения, что вызывает дополнительные потерн мощности в транзисторах. В автогенераторах с ненасыщай>щимся силовым трансформато- ром переключение транзистора осуществляется за счет введения в цепь обратной связи ОС дополнительных элементов, которые пере- ключают транзистор до насыщения трансформатора. В качестве та- ких переключающих элементов может использоваться маломощный переключающий трансформатор, дроссель насыщения или /?С-цепи. Двухтактные преобразователи с насыщающимся и иенасыщаю- щимся трансформатором ввиду нх простоты и высокой надежности широко используются в источниках питания с выходной мощностью до нескольких десятков ватт. Преобразователь с усилителем мощности выполняется по струк- турной схеме, приведенной иа рис 1.15. Здесь в преобразователь входят два функци знал иных узла: усилитель мощности УМ и зада- ющий генератор ЗГ, который управляет режимом переключения транзисторов усилителя мощности. Трансформатор TV, выпрями тель В и фильтр Ф, обеспечивающие постоянное напряжение Uo в нагрузке, подключаются к усилителю мощности, который обычно выполняется по двухтактной или мостовой схеме на мощных тран- зисторах. В качестве задающего генератора, который управляет переключением силовых транзисторов усилителя мощности, исполь- зуются рассмотренные выше двухтактные преобразователи с само- возбуждением. В высокочастотных преобразователях используются' автогенераторы на операционных усилителях или на логических элементах с внешними RC цепями, задающими частоту преобразова- теля до 200 кГц и выше. Достоинством преобразователей с усилителем мощности явля- ется отсутствие влияния изменения нагрузки и входного питающего Рнс. 1.15. Структурная схема преобразователя с усилителем мощно сти 36
Рис. 1 16, Структурная схема преобразователя с входным стабилиза- тором напряжения напряжения на частоту преобразования, в них также просто органи- зуется управлеине работой силовых транзисторов по любому тре- буемому закону В транзисторных преобразователях, выполненных по рассмот- ренным структурным схемам, выходное напряжение (7, изменяется при изменении входного питающего напряжения t/n или тока на- грузки. Стабилизация выходного напряжения реализуется в специ- альных схемах стабилизирующих преобразователей. Преобразователи с входным стабилизатором напряжения вы- полняются по структурной схеме, приведенной иа рис. 1.16. Центра лизованиый стабилизатор СНи на вход которого подается напряже ине питающей сети постоянного тока Un, обеспечивает стабильное напряжение Unl, от которого питается преобразователь ПН. Источ- ник, выполн нный по структурной схеме на рис 1.16 может быть однокаиальным или многоканальным Выходное напряжение {7оХ после выпрямителя Вх и фильтра Ф имеет точность не лучше 3—5%. Для получения более высокой стабильности (0,1 — 1%) после выпря- мителя включается непрерывный стабилизатор (СН2) по второй цепи (В2 Ф2) Преобразователи с входным стабилизатором широко примени ются в многоканальных ИВЭ. При этом в зависимости от выходной мощности применяются различные типы стабилизаторов. Преобра- зователи с входным непрерывным стабилизатором используются прн выходной мощности от долей до единиц ватт. Стабильное напря- жение питания С/П1 < Un, вследствие этого на регулирующем тран- зисторе стабилизатора падает значительное напряжение; КПД та- кого стабилизирующего преобразователя ие выше 0,5. Преобразователи с входным импульсным стабилизатором используются при выходной мощности от единиц до десятков ватт; оии имеют более высокий КПД (0,6—0,8). В большинстве маломощ- ных ИВЭ применяются импульсные последовательные стабилизато- ры в которых выходное напряжение Um < Ua. В более мощных преобразователях (до сотни ватт и более) в качестве входного исполь- зуется импульсный стабилизатор повышающего типа или вольтодо бавочный стабилизатор (ВДС). В этих устройствах Um > Un, сле- довательно. потребляемый преобразователем ток меньше по сравне- нию с понижающим стабилизатором при одинаковой выходной мощности Преобразователи с входным стабилизатором генерируют пере меиное напряжение прямоугольной формы, что позволяет существен- но уменьшить массу и габариты сглаживающих фильтров. Эго осо- бенно важно для многоканальных ИВЭ с маломощными выходными цепями. Регулируемый преобразователь выполняется по структурной схеме, приведенной иа рис I 17, о, в которой реализуется одиовре- 37
менио две функции — преобразование и стабилизация напряжения. Преобразователь, состоящий из задающего генератора ЗГ и усили- теля мощности УМ, управляется схемой СУ, в состав которой входит широтно импульсный модулятор (ШИМ) Выходное прямоугольное переменное спряжение преобразователя имеет паузу на нуле / (рис. 1.17, б), изменением которой и достигается стабильность по среднему значению выходного выпрямленного напряжения. Изме- рительный элемент ИЭ включен по одной выходной цепи (В2, Фя). При возрастании выходного напряжения UH2, например за счет увеличения входного напряжения 1/п или уменьшения тока нагруз- ки выделенный в ИЭ сигнал поступает в схему управления СУ, где ШИМ увеличивает длительность паузы tB так, что выходное на- пряжение 1/и2 ос ается стабильным с определенной степенью точ- ности. Наличие паузы с переменной длительностью в выходном напря- жении преобразователя определяет требования к сглаживающему фильтру выпрямленного напряжения, который должен начинаться с индуктивности в каждой выходной цепи Наличие LC-фильтров, а также то, что слежение ведется только за одной выходной цепью оп- ределяют область рационального применения регулируемых преоб- разователей в одиоканальных ИВЭ или в многоканальных ИВЭ, имеющих одну мощную выходную цепь, за которой ведется слежение, и две три маломощных цепи, иа выходе которых устанавливаются непрерывные стабилизаторы Регулируемый преобразователь с бестрансформаторным входом. Структурная схема которого приведена иа рис 1 18, работает от сети переменного тока, напряжение которой Uc подается непосредствен- но иа выпрямитель Bt с фильтром Ф, без входного силового транс- форматора; за счет этого существенно уменьшается масса и габариты ИВЭ Выпрямленное напряжение Ut преобразуется стабилизирую- щим преобразователем СП который работает иа высокой частоте: 38
Рис. I 18 Структурная схема регулируемого преобразователя с бсс- трансформаторным входом 20—60 кГц. поэтому трансформатор TV, обеспечивающий требуе- мый уровень выходного напряжения, имеет малую массу и габариты. Стабилизация выходного напряжения реализуется в преобразова- теле СП например, с помощью ШИМ. Глава вторая Характеристики и режимы работы элементов источников вторичного Электропитания 2.1. Полупроводниковые диоды Основные параметры Полупроводниковые диоды в ИВЭ ис- пользуются для выпрямления переменного напряжения в постоян ное. При этом диоды работают в широком диапазоне напряжений и токов — от долей вольта до десятков и сотен киловольт и от единиц микроампер до сотен ампер Частотный диапазон выпрямленных переменных напряжений также очень широкий — от промышлен- ной частоты в ИВЭ работающих от стационарных сетей энерго- снабжения до десятков и сотен килогерц в ИВЭ с промежуточной частотой преобразования. Вследствие этого в источниках электро- питания используется большое количество различных типов диодов, позволяющих преобразовывать переменные напряжения в постоян- ные с минимальными потерями и при минимальных габаритах и массе устройств Выпрямительные свойства силовых диодов характеризуются ря- дом параметров, определяющих токи н напряжения в прямом и об ратном направлениях Эти параметры определяются вольт-амперной характеристикой (ВАХ) диода, приведенной на рис. 2 1 Прямая ветвь ВАХ характеризуется следующими параметрами по напряже- нию: </пр — постоянное прямое напряжение —значение постоянно- го напряжения иа диоде, обусловленное постоянным прямым током диода; 1/Пр ср — среднее за период значение прямого напряжения при заданном среднем прямом токе через диод; </пор — пороговое напряжение значение постоянного прямого напряжения выпрями- тельного диода в точке пересечения с осью напряжений прямой ли- нии, аппроксимирующей ВАХ в области больших токов (А Б на рис. 2 I) 39
Параметры прямой ветви ВАХ по току: /пр — постоянный пря мой ток диода; /Пр.ср —среднее за период значение прямого тока, /пр-д —Действующий прямой ток выпрямительного диода; /пр и.п — повторяющийся импульсный прямой ток — наибольшее мгно- венное значение прямого тока выпрямительного диода, включая по- вторяющиеся переходные токи, /впер—средний выпрямленный ток диода за период, учитывающий прямой и обратный токи выпря- мительного диода. Наклон касательной АБ иа рис. 2.1 определяет динамическое сопротивление диода в прямом направлении Гдин К/цр—//пор) /пр- (2 О Прямая ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется также дифференциальным сопротивлением ^диф АС'пр/Л/11р (2.2) представляющим собой отношение малого приращения напряжении диода (Л(/лр) к малому приращению прямого тока (Л/1|р)внем при заданном режиме по току в прямом направлении Обратная ветвь ВАХ выпрямительного диода характеризуется следующими параметрами 1/Oop — обратным напряжением — зиа чением постоянного напряжения, приложенного к диоду в обратном направлении, (/обр и — рабочим импульсным обратным напряже- нием — наибольшим мгновенным значением обратного напряжения диода без учета повторяющихся и иеповторяющихся переходных напряжений; ио^р и max—максимальным импульсным обратным напряжением — наибольшим мгновенным значением обратного на- пряжения диода, включая повторяющиеся переходные напряжения; //проб — пробивным напряжением диода — значением обратного напряжения, вызывающего пробой переход диода, при котором об- ратный ток достигает заданного значения, /орр — постоянным об- ратным током диода; /обр-и — импульсным обратным током диода— значением обратного тока диода, обусловленным повторяющимся импульсный обратным напряжением; /обр.ср — средним обратным током — средним за период значением обратного тока выпрямитель- ного диода Рис 2.1. Типовая вольт амперная характеристика выпрямительного диода 40
Рис. 2.2. Токи через выпрями- тельный диод в прямом и об- ратном направлениях В ИВЭ с высокочастотным преобразованием энергии исполь- зуются импульсные или высокоча стотные силовые диоды, которые кроме статических параметров, определяемых по ВАХ, характе- ризуются параметрами опреде- ляющими их инерционные свойст- ва при переключении диода с пря- мого тока ив обратное напряже- ние (рис. 2.2). В момент времени когда происходит смена поляр- ности входного напряжения из-за инерционности носителей заряда, диод еще некоторое время остается открытым и через него в обрат- ном направлении протекает обратный ток /Обр.и> значение которого зависит от характера нагрузки выпрямителя и длительности фронта входи го переменного напряжения Интервал времени — /2 на* зывается временем рассасывания неосновных носителей заряда в базе диода, a tt— t3 — временем обратного восстановления диода Время обратного восстановления диода fB0C. обр является ос- новным параметром выпрямительных диодов характеризующим их инерционные свойства Ойо определяется как время переключения диода с заданного прямого тока (/ПР1) иа заданное обратное напря- жение от момента прохождения тока через нулевое значение до мо- мента достижения обратным током заданного значения (/<>бР1)- Для ориентировочных расчетов можно принять ^вос обр — Тэфф In (1 +^пр/^обр.и)> (2 3) где тэфф — эффективное время ^кизни неравновесных носителей за- ряда диода, которое характеризует скорость убывания концентрации неравновесных носителей заряда диода вследствие рекомбинации как в объеме тоС, так и на поверхности полупроводника тпов и опреде- ляется из соотношения 1 /тэфф = 1 /тов + 1 /тпов (2 4) Мощность, рассеиваемая диодом в схеме выпрямителя, состоит из мощности потерь в прямом направлении Рпр Ср, мощности потерь в обратном направлении Добр.ср и мгновенной мощности Рв0С Обр» рассеиваемой при обратном восстановлении диода- = Рпр ср + ^обр ср+^во обр- (2.5) Потери мощности в диоде в прямом направлении в соответствии с аппроксимацией иа рнс 2 1 /’пр cp=0.5Znp Ср 1/пр Ср (1 4-(/пор/tAip.ср) (2 6) При приближенных расчетах с погрешностью не более 10—20% в сторону завышения статические потери в диоде в прямом направ- лении могут вычисляться по формуле /’пр ср ~ ^пр ср f пр ср- (2 7) Потери мощности в диоде в обратном направлении ориентиро- вочно определяются по формуле Робр ср — /обр {^обр (2.8) 41
Потерн в диоде иа этапе восстановления обратного сопротивле- ния определяются по формуле Рпос. обр ~ 0 5/пр Ср(/Пр ср Тэфф f. (2 9) Для ряда силовых диодов в справочных данных указывается максимальная частота выпрямленного переменного напряжения, выше которой диоды использовать не рекомендуется без снижения прямого тока вследствие увеличения потерь мощности. Мощность потерь Рд. определяемая по формуле (2.5), является максимальной постоянной или средней за период мощностью, рассеи- ваемой диодом, при которой он может длительно работать, не изме- няя своих параметров за счет повышения температуры его перехода Тп. Для кремниевых диодов Та == 150—200 °C. Связь между пре- дельно допустимой температур й перехода ТПтах, при превышении которой диод теряет свои выпрямительные свойства, температурой корпуса Тк и выделяемой мощностью для выпрямительных диодов, устанавливаемых на радиатор, определяется по формуле Рд ~ (^п max ^кН^п-к- (2 10) Для маломощных диодов, работающих без радиатора Ра ~ Септах — Pc) RuC (2 Н) Температура окружающей среды Тс обычно известна а Тк легко измерить Тепловые сопротивления приводятся в справочной литера- туре например 14,71 Разновидности диодов и диодных сборок В выпрямителях сов ременных ИВЭ используются, в основном, кремниевые полупро- водниковые диоды По назначению их можно разделить на три груп- пы: малой, средней и большой мощности. Выпрямительные диоды малой мощности выпускаются промыш- ленностью на прямые токи от десятка миллиампер до 300 мА Обрат - ное напряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до 1200 В а обратные токи - от десятка микроампер до 300 мкА Обыч ио маломощные диоды применяются в выпрямителях без дополни- тельных теплоотводов Тиши ими представителями этого класса яв- ляются диоды 2Д106Л, для которых /пр Ср = 0,3 А, t/ocP ~ 100 В 2Д237Б с /цр.ср = 0,3 A, = 400 В и др. Выпрямительные диоды средней мощности выпускаются про- мышленностью на токи от 0,3 до 10 Л. Большой прямой ток в этих диодах достигается увеличением размеров кристалла Обратное на- пряжение этих диодов лежит в диапазоне от десятков вольт до 800 В, а обратные токи—до 300 мкА Теплота, выделяемая в диодах сред ней мощности от протек иия прямого и обратного токов, уже не мо- жет быть рассеяна корпусом диода, поэтому оии устанавливаются на теплоотводящие радиаторы Мощные выпрямительные диоды выпускаются промышленно- стью на токи 10, 25, 40 й т. д до 1000 А и обратные напряжения до 3500 В. Конструкция корпуса таких диодов рассчитана на установку их на радиатор В выпрямителях с мощными диодами может приме ннться воздушное или жидкостное охлаждение. При выборе силовых диодов для выпрямителей необходимо учи тыв ть также инерционные свойства диодов особенно это относится к ИВЭ с преобразователями работающими на высокой частоте (50—100 кГц и выше) В настоящее время промышленность выпус кает ряд высокочастотных диодов и диодных сборок, параметры ие- 42
Таблица 21 Основные параметры некоторых импульсных и высокочастотных диодов и диодных сборок Тип диода или сборки к сх ю о < р< а •*. СО о. с: 'обр “А ^юос-обр* мкс Схема соединения 2Д510А 50 0 2 1,1 0,01 0,004 Рис 2.4 а КД522А 50 0 1 1.1 0 002 0,004 Рис. 2.4 а КДС523А 50 0 02 1 0 005 0,004 Рис 2.4, б 2Д906А 75 0 1 1 0 002 0 002 Рис 2.4, з 2Д212А 200 1 1 0 05 0,3 Рис 2 4, а 2Д213Б 200 10 1 2 0 2 0 17 Рис. 2 4, а КД220А 400 3 1,2 0 1 0,5 Рис. 2.4, а КД220Б 600 3 1,2 0,1 0 5 Рис. 2.4, а КД220Г 1000 3 1.2 0.1 0 5 Рис 2.4, а КД219А 15 10 0 6 20 0 03 Рис 2 4, а КД219Б 20 10 0,6 20 0 03 Рис. 2.4, а К542НД1 50 0 5 1,2 0,1 1.0 Рис. 2 4, з К542НД2 50 0 5 1.2 0,1 1.0 Рис 2.4, е К542НДЗ 50 0,5 1 2 0,1 1.0 Рис 2 4, ж К542НД4 50 0 5 1 2 0 1 1 0 Рис 2 4 в К542НД5 50 0,5 1,2 0,1 1.0 Рис. 2 4, д которых из них приведены в табл. 2 1. Среди иих следует отметить диоды с барьером Шотки (КД219). Достоинством диодов с барьером Шотки является то, что одновременно с высоким быстродействием у иих прямое падение напряжения йдвое меньше, чем у диффузион- ных кремниевых диодов Недостатком их является малое обратное напряжение и большие обратные токи прн максимальной рабочей температуре. Типовые характеристики диодов с барьером Шотки приведены иа рис. 2.3, из которых видно, что при токе 1А прямое падение на- пряжения составляет 0,5—0,4 В в диапазоне температур от —60 до +125° С (рис. 2.3, а), обратный ток изменяется от 0,012 до 10 мА (рис. 2.3, б) Следует отметить, что величина обратного тока в диодах с барьером Шотки также зависит от прямого тока. В связи с этим при расчетах выпрямителей и режимов работы диодов с барь- ером Шотки иеобх димо учитывать потерн мощности в прямом и об- ратном направлениях Наряду с выпуском множества типов диодов промышленность выпускает ряд сборок, представляющих собой конструктивно закон- ченные элементы, в которых размещено различное число полупро- водниковых диодов, .соединенных по определенной схеме. Наличие диодных сборок позволяет оптимизировать конструкцию улучшать массогабарнтные н эксплуатационные характеристики ИВЭ Среди диодных сборок различают диодные матрицы, выпрямительные бло- ки и высоковольтные столбы Дкодиые матрицы — это выпрямительные сборки, используемые, в основном, в низковольтных маломощных выпрями- телях на токи порядка 0,1 А при обратном напряжении не более 50 В 43
Рис. 2.3. Вольт-амперные характеристики диодов с барьером Шоткк: а — в прямом направлении; б — в обратном направлении Электрические параметры некоторых диодных матриц, наиболее часто применяемых в ИВЭ, приведены в табл. 2.1, а схемы соедине- ний диодов в них показаны на рис. 2.4. Диодные матрицы 2Д906А КДС523А выпускаются в пластмассовых малогабаритных корпусах, а диодные матрицы К542НД1-5 — в металлокерамическом корпусе. Выпрямительные блоки — это сборки диодов, соединенных в однофазную или трехфазную мостовую схему; они используются в выпрямителях средней мощности на токи I—3 А при обратных напряжениях до 600 В. Высоковольтные столбы выполняются из после- довательно соединенных диодов и предназначаются для работы в вы- соковольтных выпрямителях; они выпускаются на обратные напря- жения до' 15 кВ и выпрямленные токи до 1А °—й о с------й о о--- М 1 СИ----о о Й— °—ы—° °—Й—।—й----------° °—Й— а) - В) | В) е) й—о й—о Й—<> Й~О о--Й--° °-й—Г~° о—Й о—й о--Й—-° о-Й— в—Й---о °- й * ° Я) г) Рнс 2 4 Схемы диодных сбо рок 44
2.2. Полупроводниковые стабилитроны В полупроводниковых стабилитронах областью стабилизации напряжения является обратная ветвь ВАХ (рис. 2.5), когда прило- женное обратное напряжение, достигнув определенного значения, вызывает пробой р-п перехода. Значение тока пробоя ограничивают при помощи активного внешнего резистора так, чтобы рассеиваемая в стабилитроне мощность не превышала допустимой Режим огра- ниченного пробоя характеризуется тем, что в области изменения то- ка пробоя от /ст min Д° /ст max (Рис- 2.5) напряжение </ст иа стаби- литроне мало изменяется. Полупроводниковые стабилитроны выпускаются, на напряже- ние стабилизации от единиц до сотен вольт прн токах стабилизации от долей миллиампер до нескольких ампер. Производственный раз- брос напряжения стабилизации составляет обычно 5 или 10% номи- нального значения UCT для различных типов стабилитронов. Важным параметром стабилитронов является температурный коэффициент напряжения стабилизации (ТКН) «н, %°С, который оп- ределяется как отношение относительного изменения напряжения стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей среды при постоянном значении тока стабилитрона: Шет Uc-tbT •100, (2.12) где Д1/Ст = — 4/ст1 — разность напряжений стабилизации, измеренных при температурах Т2 и Тг соответственно (ДТ = Tt— — 7\). Для низковольтных стабилитронов (1/ст = 3,3 — 5,6 В) ТКН имеет отрицательное значение, а для стабилитронов с l/CT > 6В зна- чение а„ имеет положительный знак. При напряжениях стабилиза- ции около бВвц имеет переменный знак. Прямая ветвь ВАХ кремнневык диодов и стабилитронов имеет отрицательный ТКН. Поэтому для приборов с </Ст 6 В может быть введена термокомпенсация их положительного ТКН путем последо- вательного включения в прямом иаправленни диодных переходов, размещаемых в одном корпусе со стабилитроном. Для термокомпен- сироваииых стабилитронов ТКН составляет 0,0005—0,01%. Временная нестабильность напряжения стабилизации 6(/Ст — величина, показывающая дрейф напряжения стабилитрона за опре- деленное время работы; она определяется отношением максималь- ного изменения напряжения стабилизации от своего начального ус- тановившегося значения за определенный интервал времени к на- чальному установившемуся значению напряжения стабилизации. Большое число типов стабилитронов, выпускаемых промышлен- ностью, позволяет прн проектировании ИВЭ выбрать необходимый прибор, наиболее полно удовлетворяющий требованиям, предъяв- ляемым к электрическим параметрам и конструкции разрабатывае- мой аппаратуры. Стабилитроны, используемые в ИВЭ, можно раз- делить иа две группы общего назначения и термокомпенсироваи- иые (прецизионные). Основные справочные данные некоторых типов стабилитронов общего назначения приведены в табл. 2.2, где кроме напряжения и тока стабилизации даны значения дифференциального сопротивле- ния стабилитрона гст при заданном токе стабилизации и максималь- ной постоянной или средней мощности Реттах- рассеиваемой на ста- 45
Рис. 2.5. Вольт-ампериая характери- стика стабилитрона Рис. 2.6. Вольт-ампериая характери- стика стабистора билитроне, при которой обеспечивается заданная надежность. В табл. 2.2 приведены также данные стабисторов. Стабисторы — полупроводниковые стабилитроны, в которых об- ластью стабилизации является прямая ветвь ВАХ (рис. 2.6). В ди- апазоне изменения прямого тока от некоторого значения /ст. т|П Д° fctmax напряжение иа стабисторе 1/ст остается неизменным с оп- ределенной точностью. Эти приборы используются в цепях, где не- обходимо получить напряжение стабилизации I—2 В при токах до 100 мА Таблица 2.2 Электрические параметры некоторых типов стабилитронов и стабисторов общего назначения Тип ста- билитрона {А В ст* 7^. мА СТ’ гст %. %/°c P . Вт *от тая’ mln max 3 О при /ст. мА 2CI07A 0.7±0.07 1 100 7 10 — 0.3 0.3 2CI13A 1.3 ±0.13 1 100 12 10 —0.3—0.4 0,3 2CI19A 1.9±0.9 1 too IS 10 -0,4- 0,5 0.3 2С133А 3.3±0.3 3 Bl 65 10 — 0.11 0.3 2СМ139Б 3.9±0.4 3 26 60 10 — 0.1 0.3 2С147В 4.7±0.2 1 26.5 150 5 -0,07 o.os 2С156В 8. 6±0,3 1 22.4 100 6 0.07 0.1 2С162В 1 6.2±0.4 0.5 3 IS 3 ±0.06 0,021 2С16ВХ 6.8±0.3 0.5 3 200 0.5 ±0.05 0.02 2С175Ж 7.5±0.4 3 17 40 4 0.065 0.125 2С213Б 13±0,66 3 10 25 6 0,075 0,126 Д814А 7 — 8.5 3 40 6 6 0.07 0.34 Д814В 9— 10.6 3 32 12 S 0.09 0,34 ДВ17Г 100±|0 5 60 82 50 0.18 6,0 2С980А 180±1В 2.6 28 220 26 0.16 5.0 Д815В 8.2±1.23 69 960 1 1000 ±0.09 8.0 ДВ15Г 10±1 26 800 2.7 600 0.1 8.0 Д815Ж 18± 1.8 25 460 3 600 0.14 8.0 2С147Т-1 4,7±0.2 1 10.6 220 3 — 0.08 0. 06 2CI66T-1 5.6±0 3 1 9 160 3 — 0.04 0.05 2CI6BK-I 6.8±0.3 0.5 3 220 0.6 ±0.01 0.02 46
Таблица 2.3 Параметры некоторых типов термокомпеисироваииых прецизионных стабилитронов Тип стабн литрона 1/ст в /ст, мА «ст- У./’С 64/ст, мВ/ч Р ст max' Вт min max Д818Е 9 ±0,45 3 23 ±0,001 10/2000 0,3 КС191Л 9,1 ±0,47 5 15 0,002 0,5/5000 0,15 КС191М 9 1±0,47 5 16 0,001 0,5/5000 0,15 КС191Н 9 1±0,47 5 15 0,0005 0.5/5000 0,15 По назначению стабилитроны можно разделить на стабилитро- ны малой, средней и большой мощности. Стабилитроны малой мощности рассеивают мощность 0,1 — 0,3 Вт; они выпускаются на дискретный ряд напряжений стабили- зации от 3,3 до 100 В в корпусах различной конструкции и исполь- зуются, в основном, как источники опорного напряжения в компен- сационных стабилизаторах Эго наиболее обширный класс приборов, насчитывающий более сотни типов. Стабилитроны средней мощности (0,3—5) Вт выпускаются с на- пряжением стабилизации от 3,3 до 180 В и используются в пара- метрических стабилизаторах или в цепях ограничения выбросов на- пряжения. Стабилитроны большой мощности (Рст 8 Вт) выпускаются иа напряжение 5—20 В и предназначаются, в основном, для исполь- зования в параметрических стабилизаторах Термокомпенсированные прецизионные стабилитроны предназ- начаются для использования в качеств источников опорного напря- жения в компенсационных стабилизаторах, в которых требуется по- лучить точность стабилизации выходного напряжения не хуже 1% в широком диапазоне изменения температуры окружающей среды. Они также находят широкое применение в различных измеритель- ных устройствах как источники эталонного напряжения. Основные параметры некоторых типов термокомпенсирован- ных прецизионных стабилитронов приведены в табл. 2.3. Для термокомпенсированных стабилитронов важнейшим пара- метром (Кроме ТКН) является величина дрейфа напряжения стаби- лизации 6(/ст При этом различают быстрый дрейф в течение време- ни от нескольких секунд до 5—10 мин после включения и медленный дрейф в течение сотен и тысяч часов непрерывной работы Результаты проведенных исследований 19,16] показывают, что кратковременный дрейф для термокомпенсированных стабилитронов составляет ± (0,001) -г 0,0001) %, а длительный дрейф не превышает ± (0,1 ± 0,001) % за 1—3 годэ? 1.3. Тиристоры Тиристор — это четырехслойиый р п-р-п полупроводниковый прибор (рис 2.7, а, б), который используется в ИВЭ в качестве элект- ронного ключа. Он включается при подаче иа управляющий элект- 47
род УЭ короткого положительного импульса при условии, что иа анод А подано положительное по отношению к катоду К напряжение. Статические ВАХ тиристора приведены иа рнс. 2 7, в. В открытом состоянии прямой ток через тиристор ограничивается сопротивле- нием нагрузки. Закрывается тиристор изменением полярности анод- ного напряжения и уменьшением тока удержания до значения мень- ше /уд.т В настоящее время существуют также полностью управ- ляемые тиристоры, которые запираются подачей отрицательного импульса иа УЭ, однако из-за значительной мощности управления такие тиристоры ие находят широкого применения в ИВЭ. Из рассмотрения статических ВАХ на рис. 2,7 в видно, что ти- ристор можно привести в открытое состояние путем увеличения при- ложенного к нему прямого напряжения до критического значения ^вкл т ®ез воздействия на управляющий переход (/у = 0) Тирис тор может также перейти в открытое состояние и при меньшем значе- нии напряжения, чем т» если скорость его нарастания доста- точно высока Однако такое включение тиристора нежелательно, по- этому тиристоры шрмальио работают при входном синусоидальном напряжении, скорость нарастания котор го составляет несколько десятков вольт за микросекунду. Для тиристора различают параметры, относящиеся к цепи ос- новного тока и цепи управления Основная цепь тиристора, кроме параметров прямого тока аналогичных параметрам силовых полу- проводниковых диодов, характеризуется напряжением включения 1/вкл т> током включения /вкл т, а также током удержания /уд т, минимальное значение которого определяется режимом цепи управ- Рис. 2 7 Тиристор а — полупроводниковая структура б — условное графическое обо значение; в — вольт амперная характеристика- I — открытое состояние; 3 — участок отрниательвого двффереицхалыгого со- противления. 3 — закрытое состояние; 4 — непроводящее состояние в обрат яом йворавлерин 5 — область пробоя в обратном вапрпвленмм 48
ления. В свою очередь, цепь управления (как р-п переход) ха- рактеризуется напряжениями и токами в прямом и обратном на правлениях. Общая мощность Рт, рассеиваемая иа тиристоре, состоит из мощности потерь в прямом и обратном направлениях по основной це- пи и на управляющем электроде Рт~Рср max т + ^у.ер max т 3) Надежность тиристоров в ИВЭ как любого полупроводникового прибора обеспечивается выбором безопасных электрических и теп- ловых режимов работы. Максимально допустимые токи по основной цепи определяются конструкцией тиристора. Нагрев тИристора зависит от падения на- пряжения и деГствующих значений токов по основной цепи и управ- ляющему электроду. Отношение между максимальным значением по- стоянного тока в открытом состоянии и его средним значением Л>ткр max/Лэткр ср-max = 1 157 (2 14) должно учитываться при расчете режимов работы Обеспечение теп- ловых режимов тиристоров и их расчет проводятся но вычисленным потерям мощност-и (2 13) по методике, изложенной в гл. 13. Максимально допустимое напряжение (прямое и обратное) ограничивается областью электрического пробоя тиристора, поэтому номинальное рабочее напряжение должно выбираться с запасом Уцом т в (0,6 -г- 0,7) (7вкл у. (2.15) Для увеличения максимально допустимого обратного напряже- ния управляющий электрод тиристора соединяют через резистор с катодом, или он должен находиться под отрицательным потенциа- лом по отношению к катоду Для обеспечения надежной работы но- минальное обратное напряжение на тиристоре не должно превышать (0,6-т-0,7) Uo6p-maxT Прямое напряжение включения (Хвкл.т (рис. 2.7, в) является критическим напряжением, при котором тиристор, имеющий предель- ную температуру корпуса переходит в открытое состояние прн от- сутствии тока управляющего электрода. Превышение этого напря- жения может привести к разрушению структуры тиристора. Поэ- тому перевод тиристора из запертого состояния в проводящее не ре- комендуется производить увеличением прилагаемого к нему напря- жения при отсутствии тока управляющего электрода. Существенное, влияние иа устойчивость к самооткрываиию тиристора за счет уве- личения напряжения Пвкл , или скорости его нарастания dUtKnI d оказывает также соединение управляющего электрода с катодом через резистор сопротивлением нескольких сетей ом. Качество и надежность работы тиристоров существенно зависят от режима работы цепи управления, входные вольт-амперные ха- рактеристики которой имеют большой разброс от образца к образцу одного и того же типа приборов Кроме того, ток и напряжение уп- равления (как и в любом полупроводниковом приборе) изменяется при изменении температуры перехода Поэтому для каждого типа тиристоров существует граница минимальных значений напряже- ния отпирания 1/у.оТ т И тока /уотт. выше которых тиристор на- дежно включится в диапазоне измеиеиия температуры от минималь- ного до максимального значений В справочных данных обычно приводится максимально допусти- мая средняя мощность управления Ру.ср max т> хотя тиристоры, как 49
правило, управляются короткими импульсами и для цепи управле- ния необходимо зиать допустимую импульсную мощность Ру.и тах т, которая превышает среднее значение мощности. Для прямоугольных управляющих импульс* в 7'п Ру .и max т = ^>у-ср max т ". • (2-Ю) •и у гДе 7'п — период повторения; /и.у — длительность импульса уп- равления. При синусоидальном управляющем импульсе Ру и max т ~ ^fy.cp max т- (2.17) Кривые допустимой мощности совместно с областью границы отпираний Uy от-Т1 /у.от-т позволяют построить нагрузочные пря- мые и определить выходные параметры источника сигнала управле- ния. При расчетах цепи управления рабочая точка при всех услови- ях эксплуатации должна находиться внутри области семейства вход- ных вольт-амперных характеристик. , 2.4. Транзисторы Основные параметры. В современных источниках электропита- ния транзисторы нашли широкое применение; оии используются для усиления сигналов постоянного и переменного тока, генерирования колебаний синусоидальной или прямоугольной формы или в каче- стве силовых ключей для преобразования постоянного тока в пере- менный В слаботочных цепях управления ИВЭ используются мало- мощные транзисторы общего применения, а для силовых цепей ИВЭ разработано много типов специальных мощных транзисторов, кото- рые могут пропускать и коммутировать токи от единиц до несколь- ких десятков ампер, надежно работать при напряжениях до 1000 В. Транзистор может быть включен в схему ИВЭ одним из трех способов: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) или общим ко- лектором (ОК) в зависимости от того, какой вывод берется общим для входного и выходного сигнала. В каждой схеме включения транзис- тор характеризуется рядом параметров, определяющих его физичес- кие свойства, режимы эксплуатации или максимально допустимые режимы. Из большого числа параметров отметим только важней- шие, которые наиболее часто используются при расчетах ИВЭ. Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмит- тером характеризует отношение постоянного тока коллектора к по- стоянному току базы при заданных постоянном обратном напряже- нии коллектор-эмиттер и токе эмиттера в схеме ОЭ. ^21Э = ^к/^Б- (2-18) Напряжение насыщения коллектор-эмиттер 17КЭиас — напря- жение между выводами коллектора и эмиттера в режиме насыщения при заданных токах и /Б. Коэффициент насыщения транзистора — отношение тока базы в режиме насыщения /Биас к току базы иа границе насыщения Кпас = 7в иас/^Б- (2.19) 60
Рис. 2.8. Импульсный режим работы т анзисто а — входное напряжение; б — входной ток; в — ток коллекто- ра; г — напряжение на коллек- торе Одним из основных парамет- ров транзистора в режиме экс- плуатации является постоянный ток, протекающий через коллек- торный переход /g и его макси- мально допустимое значение ^Ктах- В импульсном режиме транзистор способен пропустить импульсный ток /Ки и его макси- мально допустимое значение /к я тях, которые зависят от час- тоты повторения и длительности импульса. По постоянному напряжению транзистор характеризуется сле- дующими параметрами* 1/кэ — постоянное напряжение, прило- женное между выводами коллек- тора и эмиттера. Если это напри- жение измеряется прн заданном токе коллектора и /в = О, то оно обозначается l/^эо и ег0 гранич- ное значение </кэогр> котоРое больше максимально допустимого напряжения ^кэтах, или мак- симально допустимого импульс- ного напряжения коллектор эмит- тер п тях- Ток коллектора и напряжение на нем определяют максимал ио допустимую мощность рассеяния Рк (2.20) К max К max КЗ max ' * Частотные свойства трап истора характеризуются граничной частотой /гр, при которой модуль коэффициента передачи тока в схе- ме ОЭ экстраполируется к единице. Существенное влияние иа час- тотные характеристики транзистора оказывает емкость коллектор- ного перехода Ск — емкость между выводами базы и коллектора транзистора при заданных обратном напряжении коллектор-база и токе эмиттера При работе в режиме переключений (например, в импульсных стабилизаторах, статических преобразователях) транзистор харак- теризуется рядом временных параметров, сущность которых видна из рис. 2.6, иллюстрирующих режим переключения схемы с ОЭ. Прн подаче на вход транзистора отпирающего сигнала 1/вкл (рис. 2.8, а) ток в его коллекторе (рис. 2.8, в) из-за инерционности носителей появляется не сразу, а спусти некоторое время, называ- емое временем задержки /вд, а затем за время нарастания £вр ток коллектора достигает своего максимального значения /к нас, а иа. пряжение насыщения ^эвве (Рис- 2-8, становится минимальным. Интервал времени, являющийся суммой времени задержки и нарас- тания, составляет время включения транзистора ^вкл — ^вд+^пр' (2 20 51
При запирании транзистора, когда иа его входе изменилась по* лярность входного напряжения и тока (рнс 2.8, а, б), транзистор еще некоторое время /рас* обусловленное рассасыванием носителей заряда, ие выходит из режима насыщения (рнс. 2.8, в, г), а затем ток коллектора спадает до нуля. Интервал времени между моментом по- дачи на базу запирающего импульса и моментом, когда напряжение на коллекторе достигло своего установившегося значения, называ- ется временем выключения транзистора ^вынл= ^рас ^сп ( 22) Кроме отмеченных характерно ик при расчетах усилительных каскадов и функциональных узлов ИВЭ используются системы пара- метров тран исторов Наиболее часто в расчетах используются ft- параметры Для наиболее часто используемой схемы ОЭ, кроме уже отмеченного параметра 13 в этой системе в режиме большого сиг- нала определяется входное сопротивление транзистора й11э. Следует отметить, что для мощных биполярных транзисторов, применяемых в силовых каскадах ИВЭ, характерным является ма- лое входное сопротивл ние ft11э которое затрудняет согласование его со слаботочной схемой управления Для устранения этого недостат- ка в сил 1ых цепях ИВЭ (особенно в регулирующих элементах им- пульсных и непрерывных стабилизаторов напряжения) применяют- ся составные транзисторы. При больших токах особенно перспектив- ным является применение соста ных транзисторов, выпускаемых промышленностью в одном корпусе Параметры двух типов таких транзисторов приведены ниже. 2Т825А (р-Я-р) 2Т827А (п-р-п) Максимальная мощность К тах» Вт 125 125 Максимально допустимый IК max, А ..... ТОК, 20 20 Постоянное напряжение лектор-эмиттер, 1/кэ, В КОЛ- 80 100 Стати еский коэффициент редачн тока ft2ig- - • • пе 500—18000 750—17 000 Напряжение насыщения лектор-эмиттер, Uкэ нас , Е кол- 2 2 Вольт-амперные характеристики и область безопасной работы. Вольт амперные характеристики содержат полезную информацию о параметрах транзистора, которые необходимы для расчетов схем ИВЭ, но не всегда приводятся в справочниках. Между тем усреднен- ные ВАХ входят в качестве обязательного приложения к техничес- ким условиям и по ним можно определить необходимые параметры В качестве примера на рис. 2.9 приведены выходная и вх дна я ВАХ транзистора с ОЭ, по которым определяются его параметры Статический коэффициент передачи на- пряжения По выходным ВАХ (рис 2.9, а) при заданном токе коллектора JK2=const определяются падения напряжения иа тран- зисторе (/КЭ1 и //Кэ2 при соответствующих токах базы /Б2 и /В1
Рнс. 2.9. Типовые вольт-амперные характеристики транзистора: а — выходная: б — входная Затем по входным характеристикам (рис. 2.9, б) для полученных зна- чений напряжений и 1/КЭ2 при токах базы /Б1 и /Б2 определя- ются значения входного напряжения 1/ЭБ1 и Б2- Коэффициент усиления по напряжению Рт — 1 /Л2 о — ^КЭ2 ^КЭ1 I ^ЭБ2~ ^ЭБ! |/K2 = eonst (2.23) Следует отметить, что характеристики /Б = f (t/3B) при (/Кэ > >0 достаточно близко расположены друг к другу прн {/КЭ1 и ^КЭ2’ поэтому с достаточной для практических расчетов точностью опре- деление и ПЭБ2 можно вести по одной из кривых 1/кэ1 или ^кэг- Статическая крутизна прямой переда ч и в схеме с ОЭ определяется по выходным характеристикам на рнс 2 9, о при </КЭ| = сопь( и изменении тока от /К1 до /К2. Опре- деляем значения входных токов /Б1 и /Б2, которым на входных ха- рактеристиках рис. 2 9, б соответствуют напряжения иэБ) и УэБ2 Статическая крутизна ZK2~~ZK1 21Э и _____и иЭБ2иЭВ1 РКЭ1 =const (2.24) Входное сопротивление транзистора — — отношение напряжения на входе транзистора к входному току при заданном постоянном обратном напряжении коллектор-эмит- тер, определяется на рнс. 2.9, б по касательной в точке А ЛУ-.В Л|1Э=-7Г~- (2.25) ШБ Дифференциальное сопротивление к о л- лекториого иерехода определяется через выходную ироводимость транзистора гк = 1/Л„. (2.26а) 53
Рис. 2.10. Область безопасной работы транзистора КТ809А: I — в статическом режиме 7/ — в импульсном режим Внутрен н ее со п р от и в ле н и е транзистора оп- ределяется как Л| |а П = Нт-Г-^’- (226б> "21Э Выбор режимов ра- боты транзистора по по- стоянному току произ- водится с учетом области безопасной работы (ОБР), которая строится в координатах /к, Множество значений то- ка коллектора 7^ = =/ (1/цэ) лежит в обла- сти, ограниченной осями координат, прямыми ~ ^Ктах " иКЭ= = Укэо гр и кривой максимально допустимой мощности рассеяния. В качестве примера иа рис. 2.10 приведена ОБР для транзистора КТ809А. Часть ОБР. обозначенная цифрой I, ограничивает допустимые режимы работы транзистора в статическом режиме, а цифрой II — импульсные ре- жимы работы при длительности импульса ти 300 мкс и скваж- ности Q > 7. В любых режимах работы транзистора (в том числе и в переход- ных) рабочей точка должна возможно ближе располагаться к осям координат и яе выходить за пределы ОБР. Эго условие необходимо учитывать прн выборе режимов транзистора по току для импульсных ИВЭ (импульсных стабилизаторов напряжения, статических преоб- разователей), в которых через транзистор в момент коммутации проходят большие импульсы тока. Амплитуда тока не должна выхо- дить за пределы ОБР и превышать значение Ij^umax. 2.5. Интегральные микросхемы В источниках питания широкое применение находят интеграль- ные микросхемы (ИМС) как общего применения — дифференциаль- ные и операционные усилители, компараторы и др., так и специаль- ные ИМС, разработанные для ИВЭ. Операционный усилитель (ОУ)—это усилитель с большим ко- эффициентом усиления и непосредственными связями, применяется в основном в качестве активного элемента в цепях с обратными связя- ми, например в усилителях постоянного тока (УПТ) стабилизато- ров напряжения с непрерывным или импульсным регулированием. Использование ОУ позволяет существенно улучшить качество стабя- 54
лнзаторов за счет повышения динамических свойств стабилизаторов, уменьшить их массу и габариты за счет исключения выходных кои* денсаторов большой емкости. Например, в непрерывном стабилиза- торе, описанном в 15], с выходным напряжением 17 В при токе на- грузки 0,5 А в УПТ использованы два ОУ типа К140УД1 с допол- нительными обратными связями для повышения граничной частоты и улучшения качества переходного процесса. Стабилизатор без вы- ходного конденсатора обеспечивает = 10s, а при изменении тока нагрузки скачком от 0,25 до 0,5 А изменение выходного напряжения не превышает 5—8 мВ при длительности переходного процесса 0,5 —1 мкс, что превосходит характеристики аналогичного стабили затора с выходным конденсатором Сн = 103 мкФ. Операционные усилители находят также широкое применение в схемах управления ИВЭ с высокочастотным преобразованием (50— —100 кГц); ОУ здесь применяются для формирования прямоуголь- ного н треугольного сигналов в широтно-импульсных модуляторах, в УПТ [23, 35]. К специальным интегральным микро-схемам ИВЭ относятся микросхемы стабилизаторов (см. гл. 5) и ИМС типа К142ЕП1, содер- жащая набор функциональных узлов, выполненных в одном кристал- ле с размерами 1,7X1,7 мм, из которых с помощью подключения внешних элементов и соединений можно организовать схему управ- ления импульсным стабилизатором релейного типа или схему за- щиты ИВЭ от превышения или понижения выходного напряжения. Принципиальная схема ИМС типа К142ЕП1 приведена на рис. 2.11. Источник опорного напряжения выполнен на стабилитроне У£>1, напряжение которого через эмиттерный повторитель УТ, и делитель R2, R3 поступает на вывод 9 Диод VD2 включен для тер- мокомпенсации опорного напряжения Усилитель постоянного тока выполнен по дифференциальной схеме иа транзисторах УТП ,VTtt, в качестве коллекторной нагрузки используется токостабилизирую- щий двухполюсник на транзисторах УТои V7\„. Дифференциальный УПТ имеет два независимых входа (выводы 12 и 13), не соединен Рис 2U Микросхема К142ЕП1 55
ные с опорным напряжением (вывод 9). Это позволяет прн одной Я той же полярности входного сигнала за счет перемены входов УПТ изменить фазу выходного управляющего напряжения. Такие пере- ключения требуются при построении импульсных стабилизаторов положительного или отрицательного напряжений или импульсных стабилизаторов инвертирующего типа. Модулятор длительности импульсов выполнен иа транзисторах VTt, VTt, образующих триггерную схему, на вход которой посту- пает результирующий сигнал от двух источников- пос оянного тока от УПТ через эмиттериый повторитель VTB н пилообразного иапря жеиия, которое формируется из прямоугольного иаг ряжения внеш- ними элементами и подается через развязывающие диоды VD3 — — VDt Суммирование сигналов происходит иа резисторе /?1в. Модулированный сигнал управления силовым регулирующим эле ментом выведен через инвертирующий каскад — транзистор VTB с общим коллектор м Транзисторы и VT9 образуют составной каскад с макси- мальным током 0,2 А который можно использовать для раскачки внешнего регулирующего транзистора при значительных токах на- грузки. Основные параметры микросхемы К142ЕП1: Максимальное коммутируемое напряжение 40 В Максимальный ток коммутации ... 0,2 А Ток закрытой микросхемы................... 0,2 мА Напряжение сиихроиизации . 2—4 В Опорное напряжение....................... 1,7- 22 В Чувствительн сть ... . 5 мВ Температурный коэффициент опорного на пряжения................................. 0,05%/°С Максимальная частота коммутации 100 кГц Длительность нарастания и спада импуль- са выходного тока 0 2 мкс Примеры применения микросхем типа К142ЕП1 приведены в гл. 5 и 8 2.6. Конденсаторы Электрические конденсаторы в ИВЭ используются в большин- стве функциональных узлов — в сглаживающих фильтрах выпрям- ленного напряжения, как накопители энергии в импульсных стаби- лизаторах и регулируемых преобразователях, в блокировочных п времязадающих цепях и др В низкочастотных цепях применяются электролитические конденсаторы большой емкости, а при высокой частоте преобразования — керамические конденсаторы Конденсаторы в составе ИВЭ находятся под воздействием по- стоянного и пульсирующего напряжения. Часть этой .энергии рас- сеивается внутри конденсатора, повышая его температуру Актив- ная мощность потерь в коидепсаторе РСа ж 2nfU^C3 tgfi = РСр tgfi, (2 27) где tg6 — тангенс угла потерь; Сэ — эквивалентная емкость; РСр — реактивная мощность потерь конденсатора РСр=2л/1/1_Сэ. (2 28) S6
Рис 2.12. -Номограммы для определения допустимой пульсации иа конденсаторах типа К52 1Б Реактивная мощность, на которую нагружается конденсатор, не должна превышать допустимого по ТУ значения, с тем чтобы тем- пература конденсатора в процессе эксплуатации при заданной тем- пературе окружающей среды ие превышала предельно допустимого значения Эти ограничения устанавливают максимально допустимое значение переменной составляющей (пульсации) данной частоты, которая может быть приложена к конденсатору. При этом сумма по- стоянного напряжения Uc„, приложенного к конденсатору и пере- менкой составляющей U~, ие должна превышать номинального на- пряжения UCm, на которое рассчитан конденсатор: UCm UCn + + Допустим е значение пульсации U~ при определенной частоте приводится в ТУ на конденсаторы При иесииусридальной нлн им- пульсной форме переменного напряжения для промежуточных час- тот допустимое значение пульсации определяется по номограммам, построенным на основе проведенных расчетов потерь мощности для различных типов конденсаторов В качестве примера иа рис. 2.12. приведены такие номограммы для конденсаторов типа К52 1Б (24]. Пример Требуется определить допустимое значение пульсации иа конденсаторе типа К52-1Б емкостью С=68 мкФ при воздействии импульсов с дли ельностью фронта т = 10—< с и частотой повторе- ния f = 1 кГц Ход решения показан иа номограммах пунктирной линией, начало по рис. 2.12, б при f = 1 кГц, ответ по рис. 2 12, = 1,4 В Если к конденсатору приложено напряжение иесинусоидальной формы то мощность потерь можно определять по действующему то- ку /Сд, протекающему через конденсатор (3] ^Са ~ ^Сд гн-0' (2 29) где гв э — последовательное экпипялеитное сопротивление конден- сатор а 57
Допустимое значение тока /Сд через конденсатор зависит от допустимой температуры нагрева и геометрических размеров кор пуса конденсатора н обычно приводится в технических условиях или справочных данных (24] Полное сопротивление конденсатора %с. характеризующее его работоспособность на высоких частотах. (2.30) где L — индуктивность токопроводящих частей конденсатора Емкостное сопротивление конденсатора Хг — 1/2 п/Са с рос- том частоты уменьшается, а индуктивное Х{ — 2nfL возрастает. Резонансная частота определяется из условия Х(. = XL и равна /р = «с |/2л Д/LCit. Конденсатор работает эффективно только на частотах f < /р. Минимальное значение Zc определяется на резонансной частоте и численно равно эквивалентному последовательному сопротивлению Гц.а Эффективным способом увеличения резонансной частоты и уменьшения гп э является параллельное подключение к электроли- тическому конденсатору большой емкости другого конденсатора — керамического или пленочного небольшой емкости, но имеющего зиа чительно большую резонансную частоту. Пульсация на выходе та кой пары конденсаторов уменьшается в 5—10 раз по сравнению с включением только одного электролитического конденсатора Уменьшение полного сопротивления в конденсаторах достига- ется также за счет уменьшения индуктивности L. С этой целью высо- кочастотные конденсаторы выполняются с четырьмя выводами (К53-25, К50 33) или с контактными площадками (K10-I7, К10 47 и др ) Значения ru , обычно не приводятся в нормативно-технической документации па конденсаторы. Для ориентировочных расчетов можно пользоваться усредненными данными приведенными в табл. 2 4 полученными экспериментально в нормальных условиях при исследованиях некоторых типов конденсаторов 111 23, 24]. Следует отметить, что сопротивление гц.а зависит от температу- ры: при повышении температуры око уменьшается, а при пониже- нии увеличивается. Например, для конденсаторов К50-24 160В- 10 мкФ при 25°C гп.э = I Ом, при 70°Сг„.э = 0,3 Ом а при — 40 “С Таблица 2.4 Последовательное эквивалентное сопротивление некоторых типов электролитических конденсаторов Тип кондсн* сатора га ». Ом Тип кондек сатора Гп 8. Ом К52-1Б 0 1—0,4 К53-25 1—3 К52-1О 0.5—1.0 К53-1 0,4-0,7 К50-33 0,05—0,08 К 50 6 0 4 0.7 58
rn.8 = 4 Ом Это является одной нз причин существенного повыше- ния пульсации иа выходе сглаживающих фильтров ИВЭ прн пони- женной температуре окружающей среды При использовании конденсаторов в высокочастотных ИВЭ не- обходимо учитывать, что емкость некоторых типов конденсаторов существенно уменьшается с увеличением частоты [8 231 Глава третья Трансформаторы и дроссели фильтров 3.1. Конструкции трансформаторов и дросселей фильтров Трансформаторы малой мощности (ТММ) и дроссели фильтров по конструктивному выполнению магнитопровода делятся иа три группы броневые; стержневые и тороидальные Броневые и стерж- невые ТММ применяются на частотах 50—1000 Гц, тороидальные — — На частотах 400 Гц — 100 кГц и выше На частотах до 1 кГц ТММ выполняются однофазными н трехфазными, ив более высоких час тотах — преимущественно однофазными. Основными элементами конструкции ТММ являются магнито- провод (сердечник) и обмотки. Кроме того, ТММ могут иметь уста- новочную арматуру, теплоотводы от сердечника и катушек, влаго- защитное покрытие и подсоединительные элементы Магинтопроводы ТММ в зависимости от технологии изготовле- ния делятся иа пластинчатые, ленточные и прессованные. Наиболее широкое распространение в настоящее время получили ленточные и прессованные магнитопроводы, позволяющие лучше использовать свойства магнитных материалов На рис. 3.1 приведены конструкции основных видов магинто- проводов ТММ броневого типа — БТ (ШЛ ШЛО, ШЛМ), стержие- а 59
Таблица 31 Основные данные ыагннтопроводов типа ШЛ Типоразмер магнито* провода ШЛ axb Размеры, мм Средняя длина Магниткой сило- вой ливни 1с, см Активное сечение стали Sc kc, см* 1_________ Площадь окна 30. см* Прсизве денне Vc “• Масса маг- вмтопрово- ДВ ос. г с h ШЛ6Х6.5 ШЛ6Х8 ШЛ6Х10 ШЛ6Х12.5 6 15 5,1 0,3 0,37 0,47 0,58 0,9 0,35 0,43 0,54 0,675 13 16 20 25 Д1Л8Х8 ШЛ8Х10 Ш Л 8X12.5 ШЛ8Х16 8 20 6.8 0,5 0,63 0,79 1,02 1.6 1,02 1,28 1.6 2,05 29 36 45 57 шлюх ю ШЛЮХ 12,5 шлюхю ШЛ 10X20 10 25 8,5 0,8 1.0 1,28 1 6 2,5 2,5 3,12 4,0 5,0 57 71 91 113 ШЛ 12X12,5 ШЛ 12X16 ШЛ 12X20 ШЛ12Х25 12 30 10.2 1.21 1,55 1,93 2.42 3.6 5,4 6.9 8,65- 10,8 100 130 165 205 ШЛ16Х16 ШЛ 16X20 ШЛ 16X25 ШЛ 16X32 16 40 13,6 2,07 2.6 3,24 4,15 6,4 16,6 20,5 25,6 32.6 235 295 370 470 ШЛ20Х20 ШЛ20Х25 ШЛ20Х32 ШЛ20Х40 20 50 17.1 3,28 4,1 5,24 6,55 10 40,0 50,0 64,0 80,0 460 575 735 920 ШЛ25Х25 ШЛ25Х32 ШЛ 25X40 ШЛ25X50 25 62,5 21,3 5,14 6.56 8.2 10,3 16 98,0 125,0 156,0 195,0 900 1150 1440 1800 60
Окончание табл. 31 Типоразмер ма иитопрово- да ШЛ ах 6 Размеры мм Средняя Длина магнитной сило- вой линии 1е, см Активное сечение стали Sc ke, см* Площадь окна So. см» Произве- дение s0\.««' Масса маг- нитол ро во- да Ос, г С h ШЛ32Х32 ШЛ32Х40 ШЛ 32X50 ШЛ 32X64 32 80 27,7 8,46 10,6 13,2 16,9 26 261,0 328,0 410,0 523,0 1900 2370 2970 3800 ШЛ 40X40 Ш Л 40X50 ШЛ 40X64 ШЛ40Х80 40 100 34,2 13,2 16,5 21,2 26,5 40 640,0 800,0 1025,0 1280,0 3720 4650 5960 7430 Примечания I. Обозначения размеров магнитопроаода a, b, с, h соответствуют рис. 3.1. 2 Активное сечение стали н масса магнитопровода рассчитаны для лен- ты толщиной 0,08 мм. Для магинтопроводов нз ленты другой толщины эти параметры определяются по формулам ; =SC.T *с/°- 85: сс=ССт‘с/°-в8- Значение Ьс выбирается из табл 3.22 индекс «т» указывает, что данный параметр взят нз табл 3.1. Таблица 3.2 Основные давние магинтопроводов типа О Л нз железо-иикелевых сплавов Типоразмер магннтопровода ол аю-ъ Средняя длина маг нитной си- ловой ли- нии см Активное се чеяне стали «с ^с’ См1 Площадь ок- на 30, см* Произве- дение so sc- см* Масса магии - топровода °с- г Коэффици- ент запол- нения ок- на. ko ОЛ6/8-2.5 2,2 0,015 0,282 0f007 0,28 0,06 ОЛ8/Ю-2.5 2,83 0,015 0,5 0,0125 0,36 0,07 ОЛЮ/12-2,5 3,46 0,015 0,785 0,0196 0,44 0,07 ОЛ 12/14 3 ОЛ 12/14-4 4,08 0,024 0,03 1,13 0,034 0,045 0,67 1,05 0,07 0,08 ОЛ14/17-3 ОЛ14/17-4 4,87 0.036 0 045 1,54 0,069 0,092 1,4 1,84 0,10 0 11 61
Окончание табл. 3.2 Типоразмер магни- топровода ОЛ d/D — b Средняя длина маг- нитной си- ловой ли- нии 1с см Активное се ченме стали $с *с. см’ Площадь ок- на SQ, см* Пронзве дение S S„, см* п с* Масса магии топровода °С-Г Кеэффиц ент эапол нения ок- иа. ko ОЛ 16/20-3 ОЛ 16/20-4 ОЛ 16/20-5 5,65 0,048 0,06 0,075 2,0 0,121 0,16 0,20 2.1 2,83 3,55 0,115 0,13 0.14 ОЛ 18/23-4 ОЛ 18/23-5 6,45 0,08 0,1 2.55 0,25 0,32 4,1 5,1 0,15 0,155 ОЛ20/25-5 ОЛ20/25-6.5 7,06 0,1 0,13 3,14 0,39 0,51 5.5 7,25 0,155 0,16 ОЛ20/28-5 ОЛ20/28-6.5 7,55 0,16 0,195 3.14 0,63 0,81 9,5 12,4 0.165 0,165 ОЛ22/30-5 О Л22/30-6,5 8,17 0,16 0,208 3,32 0,765 0,99 10,3 13,5 0,167 0,175 ОЛ25/35-5 ОЛ25/35-6.5 9,42 0,2 0 26 4.9 1,23 1,60 15,0 19,2 0,182 0,185 ОЛ25/40-5 ОЛ25/40-6.5 10,2 0,3 0,39 4,9 1,84 2.40 24,0 31,5 0.19 0,195 ОЛ28/40-8 ОЛ28/40-Ю 10,7 0,384 0,48 6.1 2,95 3,70 32,5 40,5 0,20 0,205 ОЛ32/45-8 ОЛ32/45-Ю 12.1 0,416 0,52 8,0 4,15 5,20 40,0 50,0 0,20 0,20 ОЛ32/50 8 6Л32/50-10 12,9 0,575 0,72 8,0 5,70 7,10 59,0 74 0 0,20 0,22 ОЛ36/56-8 ОЛ36/56-Ю 14 4 0,64 0.8 10,2 8,20 10,20 73,0 92,0 0,23 0,23 ОЛ40/56-12,5 ОЛ40/56-16 15.1 0,797 1,02 12,5 12,50 16,00 96,0 123 0,25 0,25 ОЛ40/64 12,5 ОЛ40/64-16 16,3 1,13 1,44 12,5 18,00 24,20 155 200 0,27 0,27 ОЛ45/70-16 18,05 1.5 15,9 32,00 230 0,3 ОЛ50/70-20 ОЛ50/70-25 | 18,85 Г. 5 1,88 19,6 39,30 49,00 240 300 0,3 0Л Примечания- I. Обозначения размеров магнитопровадов d, b. D соответствуют рис 3.1. 2. Активное сечение стали и масса магкитопровода рассчитаны для лея ты толщиной 0.05 мм с плотностью ?т=В.5 г/смэ. Для лент другой толщины и плотности эти параметры определяются по формулам SC=SC тАс/0.8, О^я =GC Twftc у/0,8 ут. Значение Ас выбираются из табл. 3.22, индекс <т» ука зывает, что данный параметр взят из табл 3.2.
Таблица 3.3 Основные данные магнитопроводов типа К из ферритов Типоразмер маглитопровода KDxzfXb Sc. см» 'с* с“ So. см» Сс- г so Sc. CM* К4Х2.5Х2 0 015 1,02 0,049 0,06 0,0007 К5Х2,0Х1,5 0,0225 1.1 0,031 0,14 0,0007 K5X3XL5 0 015 1,26 0,07 0,12 0,001 K7X4XI.5 0,0225 1,73 0,125 0,24 0,0028 К 7X4X2 0,03 1.73 . 0 25 0,32 0,0038 К10X6X2 0,04 2,51 0,282 0,59 0,0112 К10X6X3 0,06 2,51 0,282 0,86 0,017 К 10X6X4,5 0,09 2,51 0,282 1,3 0,025 К 12X5X5.5 0,192 2,67 0,196 2,83 0,038 К12Х8ХЗ 0,06 3,14 0,502 1 12 0,03 К16Х8Х6 0,24 3,77 0,502 4.9 0,12 К 16ХЮХ4.5 0;|35 4,08 0,785 3,1 0,106 К 17,5X8,2X5 0,232 4,04 0 528 5,1 0,122 K20XI0X5 0,25 4,71 0,785 6,4 0,196 K20XI2X6 0,24 5,03 1 13 6,7 0,27! К28Х16Х9 0,54 6,91 2,01 20 1,085 КЗ IX 8,5X7 0,438 7,78 2,69 19 1,178 К32Х16Х8 0,64 7,54 2 01 26 1,286 К32Х20Х6 0,36 8,17 3,14 17 1,130 К32Х20Х9 0,54 8,17 3,14 25 1,696 К38Х24Х7 0,49 9,74 4,52 27 2,215 К40Х25Х7.5 0,562 10,2 4,91 32 2,759 К40Х25ХП 0,825 10,2 4,91 46 4,05 К45Х28Х8 0,68 11,47 6 15 43 4,182 К45Х28Х12 1,02 11,47 6 15 62 6,273 вого типа — СТ (ПЛ, ПЛВ), тороидального типа — ТТ (ОЛ, К) трехфазиого (ЗТ). Конструкции магнитопроводов и основные разме ры а, в, с, h нормализованы, выбранные для рядов магнитопроводов соотношения размеров х — c/h, у = Ыа, г = Л/я обеспечивают оп- тимальные массогабаритные характеристики или стоимость ТММ. Основные конструктивные данные некоторых типов магнитопро- аодов приведены с табл. 3 1—3.3. Магнитные материалы в основном определяют массогабаритные и энергетические характеристики ТММ. Высокая индукция насыще иия В, и малые удельные потерн Руд в материале магнитопровода позволяют-выполнить ТММ с меньшими габаритами и массой, а также с более высокими КПД. На частоте 50 Гц в ТММ применяются электротехнические ста ли толщиной 0,35 0,5 мм, например, Э411, Э412 и др , а иа частотах 400—1000 Гц и выше — ленточные магннтопроводы из стали марок 3421, 3422 и др. толщиной 0,05—0,15 мм (табл 3 4, 3 5). Сплавы прецизионные магиитомягкие применяются в ТММ иа частотах до 50—100 кГц, где они имеют меньшие удельные потери и напряженность магнитного поля при сравнительно высокой индук- ции насыщении (0,75—1,5 Тл). 63
Наибольшее применение для ТММ иа повышенных частотах находят сплавы 34НКМП, 50НП. 68НМ, 79НМ, 80НХС с толщиной ленты 0 05—0 01 мм. Железо-никель-кобальтовые сплавы 47НК, 47НКХ. 64Н, 40НКМ после отжига в поперечном магнитном поле имеют линей- ный участок основной кривой намагничивании и неизменное значе- ние магнитной проницаемости при напряженности постоянного Таблица 3.4 Удельные потери и магнитная индукция для некоторых марок электротехнической листовой стали иа частоте 50 Гц Марка стали Толщине листа им Вт/кг т т лт-т Н. А/м тп 1.0 1 ’’5 1 ’7 100 | 250 | 2500 3411 (Э310) 0 35 0 80 1,75 2 50 —. — 1,75 3412 (Э320) 0 35 0,70 1,50 2,50 —— — 1,85 3413 (ЭЗЗО) 0 5 0,80 1 75 2,50 — — 1,85 0,35 0 60 1 30 1 90 — — 1,85 3413 (ЭЗЗОА) 0,5 0,70 I 50 2,20 1 6 1,7 1,88 0,35 0 50 1,10 1,60 1,6 1,7 1 88 3415 0,35 0 46 1 03 1,50 1,61 1,71 Таблица 3.5 Удельные потерн и магнитная индукция для некоторых марок электротехнической ленточной стали на частоте 400 Гц Марка стали Толщина ленты, ИИ руя. Вт/кг Вт- Т «Ж- Т Нт А/м 1.0 1.5 40 во | 400 | 2500 3421 0340) 0 15 10 0 23 0 0 50 0 8 1 30 1,70 0,08 10 0 22,0 0 40 0 75 1,25 1 70 0,05 10 0 21.0 0,40 0,75 1,25 1,70 3422 (Э350> 0,15 9 0 20 0 0,60 0,95 1,40 1.75 0 08 8.5 19 0 0 55 0 90 1,35 1 75 0 05 8 5 19 0 0 55 0 90 1,35 1 75 3423 (Э360) 0,15 8,0 19,0 0,80 1,10 1,55 1,82 0,08 7.5 17 0 0 80 1,05 1,50 1 82 0.05 .— 17 0 0 80 1 65 1 50 1 82 3424 (Э360А) 0,15 — 18 0 0 80 1.10 1,55 1 82 0 08 — 16 0 0,80 1,10 1,55 1,82 0,05 7.5 16.0 0,80 1,10 1 55 1,82 342S 0 15 — 17 0 1 10 1,35 1 65 1,82 0 08 — 15 0 1 05 1 30 1 65 1 82 0,05 — 15.0 1.05 1,30 1.65 1.82 Примечание В твбл 34 в ЗБ п скобках указаны марки стали до •ведения ГОСТ 21127 75. ГОСТ 21427 4 7S и ГОСТ 21427 1 75 >4
3 Зак. 726 65
Продолжение табл. 3.6 Магнитная индукция Вт *Г 0 3 0,5 1 .0 0,3 0.5 | 1.0 0.3 0.5 1.0 0 3 0,5 | 1 .о. 47НК 0,02 2,5 250 6,0 450 25 900 4 250 11 460 46 920 7,5 260 20 470 85 940 15 280 45 490 200 980 40НКМ 0,02 1 150 3 250 12 480 1 8 150 5 250 22 480 3 150 9 250 42 530 6 5 180 22 310 100 600 • 20 кГц 50 кГц 75 кГц 100 кГц Мвгиитная индукция Вт. Т 0,5 0,65 1.0 0,5 0,65 1.0 | 0,5 0.65 1.0 0.5 0,65 1 .0 34НКМП 0,02 120 47 170 50 300 55 350 65 500 70 800 80 560 78 800 90 — 85 95 ПО 0,05 135 65 210 70 420 80 480 73 700 77 85 — 1 1 — — — 50НП 0,02 135 80 200 88 350 95 430 96 630 94 — — — -Т- — — — Окончены табл. З.б Магнитная индукция Вт, Т 0,2 0,3 0,5 0,2 | 0,3 о,5 0,2 0,3 | 0.5 0,2 0,3 0,5 79НМ 0,02 8,5 19 54 30 70 180 60 135 370 80 180 500 8 И 20 12 17 30 13 18,5 34 14 20 38 0,01 5_0 10,5 28 16 33 90 27 55 150 37 80 220 5 5 7,5 14 8,5 13 22 10 15 23 11 16 24 47НК 0,02 20 42 122 — — — — — — —• — — 120 190 320 — >м> — — — — — — 40НКМ 0,02 6 0 16 50 24 56 170 — — — 70 150 400 — 230 360 — 330 500 — — — 550 800 1500НМЗ — 30 80 — 80 230 — 165 420 — 240 650 — 40 65 — 40 65 — 45 70 — 45 70 — 2000НМ1 — 26 80 — 97 300 — 140 400 — 330 900 — 40 100 —* 40 100 — 40 100 — 40 100 — 2000НМЗ — 23 70 — 60 1 161 — 90 250 — 150 400 — 40 70 — 40 1 75 — 50 80 — 55 85 — Примечание. Для каждой марки'материала при данной частоте и магнитной индукции в таблице в виде дроби при- ведены в числителе значения удельных потерь, в знаменателе напряженности магнитного поля. Например, для материала /9НМ с толщиной ленты 0,02 мм прн частоте 20 кГц и индукция Bm=0,5 Т находим: удельные потери 54 Вт/кг; напряженность поля
магнитного поля до 600—800 А/м; они применяются для тороидаль- ных трансформаторов статических преобразователей (ТСП) на час- тотах 10—50 кГц. Значения удельных потерь и напряженности магнитного поля в зависимости от индукции Вт на частотах 1 —100 кГц для некоторых материалов приведены в табл. 3.6. Ферритовые сердечники применяются для ТСП на частотах 20—100 кГц и выше; оии значительно дешевле сердечников из пер- маллоевых сплавов. К недостаткам ферритов относится значительное изменение индукции насыщения от температуры. В диапазоне тем- ператур от—60 до+125°; индукция насыщения изменяется иа ± 30% В диапазоне температур от — 60 до + 200 °C наиболее часто применяются прецизионные термостабильные ферриты 2000 НМЗ 2000 НМ1, 1500НМЗ. 1500НМ2. 1500НМ1. 1000НМЗ, 700НМ. Сердечники нз магиитодиэлектриков на основе молибденового пермаллоя (МП-60, МП 140, МП-160) применяются в дросселях иа частотах 50—100 кГц. Магнитная проницаемость их мало изменяет- ся с ростом напряженности поля до 2000 А/м; работают они в интер- вале температур от —60 до +85 °C. Сердечники из магнитодиэлектриков и ферритов имеют малую частотную зависимость Вт — f (Нт) на частотах до 100 кГц, одна- ко потери на перемагничивание в них прр этом значительны. Магнитопроводы из пермаллоевых сплавов, ферритов и магнн- тодиэлектрнков существенно изменяют свои свойства прн механиче- ских воздействиях, пропитке н заливке. Поэтому для обеспечения стабильности магнитных характеристик применяется защита сердеч- ников герметичными каркасами с заполнением их демпфирующими эластичными компаундами. Рекомендации по применению магнитных материалов на часто- тах до 100 кГц приведены в табл 3.7. Т а б л и ц а 3.7 Рекомендуемые толщины магнитных материалов для ТММ на повышенные частоты, мм Материал Частота f, кГц 1 — 2 ! 2-6 6-10 10—20 20-50 50—100 34НКМП 0. 1 0.05 0 05— 0,02 0.02 40НКМП 0.1—0,05 0.05 0.05 — 0 02 5 ОНП 0. I 0 05—0.02 0.02 — 68НМП 0.1—0.05 0.05 0.02 — —— 79НМ 0. 1 0,05 0.05 0,02 0.02 — 47НК 0. 1 0.02 0 02 0,02 0.02—0.01 0.01 40НКМ о. I 0.02 0 02 0,02 0,02 0.02 — 0 01 3422 0,08— 0 05 0,05 — —— —— 0350) 3423 0 08 0.05 0,05 0360) I500HM3 + + + 2000НМ1 — + + + + 2000НМЗ — — — + + Примечание. Знаком <+> обозначен рекомендуемый диапазон на стот для применения ферритов различных марок 68
Рнс. 3.2 Схема размещения обмоток в окне магннтопровода: а — на каркасе, б — на гильзе: f—межслойиаи изоляция: 1 — межобмоточная и оляция, 3— наружная изо- ляция; 4 — концевая изоляция / Конструкция катушек. Обмотки броневых и стержневых ТММ выполняются в виде катушек с каркасной или бескаркасной намот- кой. Используется, как правило, рядовая многослойная намотка об- моток на каркасе или гильзе прямоугольной формы. Рядовая намот- ка производится по всей высоте каркаса (гильзы) или секциями на его части. Секционная намотка* применяется в высоковольтных тран- сформаторах и при намотке низковольтных ТММ медной или алюми нневой фольгой. Обмотки малогабаритных броневых или стержневых ТММ на- матываются непосредственно на предварительно изолированный маг- ннтопровод. При этом сердечник имеет продольный разрез по высоте окна. Схема размещения многослойной обмотки в окне магнито- провода броневого или стержневого типа приведена на рнс. 3.2. В тороидальных ТММ обмотки укладываются на изолированный к защищенный магинтопровод. В низковольтных ТММ намотка-вы полняется обычно по всему периметру сердечника непрерывно, а в высоковольтных — секциями. Изоляция обмоток включает в себя изоляцию внтковую, меж- слоевую. межобмоточную и наружную от магнитопровода и элемен тов конструкции. Обмоточные провода для ТММ используются круглого или пря- моугольного сечений из меди с изоляционным покрытием. Иногда применяется также медная или алюминиевая фольга. Наиболее часто применяются провода с эмалевой изоляцией, которые имеют малую толщину изоляции, высокую электрическую прочность и стойкость к воздействию пропиточных лаков и компаундов Провода с эмалевой изоляцией работают при температурах до 200 °C Характеристики не- которых типов обмоточных проводов с эмалевой изоляцией приве- дены в табл. 3 8, данные некоторых марок медных проводов — в табл 3.9. 69
Таблица 38 Характристики обмоточных проводов с эмалевой изоляцией Мариа провода Характеристика провода Предельные размеры, мм Рабочая температура, °C Ресурс, ч Пробивное напряжение, В Провода медные, .круглого сечения, изолированные ла- ком ВЛ-931: ПЭВ-1 ПЭВ-2 с изоляцией уменьшенном толщины с изоляцией нормальной толщины 0 0,02-5-2,5 0 0,06-5-2,5 105 20000 100—1700 400-2300 ПЭТВ Провода эмалированные, нагревостойкис, нагрево- прочные с изоляцией лака- ми ПЭ-939, ПЭ-943 на ос- нове полиэфиров 0 0,06-^2,5 130 200 20000 500 650—2800 ПЭТ-155 Провода медные, круглые, изолированные теплостой- ким лаком ПЭ-955 на поли- эфнрнмидной основе 0 0,06-5-2,5 155 20000 200-3300; 1250—4400 П НЭТ-и мид. Провода из медной никели- рованной проволоки с эма- левым покрытием на основе нолинмндов 0 0,064-2,5 220 — ПЭВП Провода медные, прямо- угольного сечения, покры- тые поливинилацеталевыми эмалями 0,5X2,83-5-1,95X4.4 105 20000 175—250 © © ее е© е© © ©ее © ее © © ©© © © © © е © е ©рр©ррррррреррррр OOOpVl'-jVj 0>0>ф 0> СЛ СП СЯС1 сл "><**» Ы W Ы Ы ЮМ» »о to to — *— Т- ~ — *>- — © ©о © р UON*№4bK>04BlW-I04A - ООСЛШ>-<0'ЗслСО>-©СОаО'Ч0>СЛ,<ьСОЮ—©©ОО-ЧОТСЛ totow85<5iwia>-»j ®®®®ggggggg -4cnw — <5~4©cj!Wbo>^ тимииооиойаф >«к0^>-осп0>с>)слше Диаметр провода по меди, мм □ О сз Ха X ю ь» □ га $ •о сз я о х з X х я х Ш я га □ □ w о ъ X р X' X □ ь 2 Е Z о с Таблица 39 Основные данные обмоточых проводов круглого сечения
Окончание табл. 3.9 Диаметр провода по меди, мм Сечение провода, мм1 Диаметр провода с изоляцией, мм Сопротивление постояиному току, Ом/м ПЭВ-2 пэтв пнэт имид псд. псдк пэлшо 0.86 0,5809 0,95 0 95 0,92 1,13 1.01 0,0297 0.90 0,6362 0,99 0 99 0.96 1,17 1,05 0,0270 0,93 0,6793 1,02 1 02 0.99 1,20 1,08 0,0253 0,96 0,7238 1,05 1 05 1.02 1,23 1.П 0,0238 1,00 0,7854 1,11 1 11 1.06 1,29 1.16 0,0219 1.04 0,8495 1.15 1 15 1,12 1,33 1.20 0,0202 1,08 0,9161 1.19 1,19 1,16 1,37 1.24 0,0188 1.12 0,9852 1,23 1 23 1.20 1.41 1.28 0,0175 1.16 1,0568 1,27 1 27 1.24 1.45 1,32 0,0163 1,20 1,1310 1,31 1 31 1.28 1,49 1,36 /0,0152 1,25 1,2272 1,36 1 36 1.33 1,54 1.41 0,0140 1,30 1.3270 1.41 1.41 1,38 1,59 1.46 0,0132 1,35 1.4314 1.46 1 46 — 1,64 1.51 0,0123 1 40 1,5394 1,51 1 51 — 1,69 1,56 0,0113 1 45 1,6513 1.56 1.56 — 1.74 1.61 0,0106 1,50 1,7672 1.61 1,61 1 79 1,68 0,00993 1,56 1,9113 1.67 1,67 1,85 1.74 0,00917 1,62 2,0612 1,73 1,73 1.91 —— 0,00850 1 68 2,217 1,79 1,79 1,98 — 0.00791 1 74 2,378 1,85 1,85 2,04 — 0,00737 1.81 2,573 1,93 1.93 —— 2 11 — 0,00681 1 88 2 776 2 00 2,00 — 2 18 — 0.00631 1 95 2,987 2,07 2.07 2 25 — 0.00587 2 02 3,205 2,14 2,14 — 2 32 0,00547 2 10 3.464 2,23 2,23 — 2,40 — 0,00506 2,26 4,012 2,39 2,39 — 2,62 —— 0,00437 2 44 4,676 2,57 * 2.57 — 2,80 — 0,00375 Выводы катушек трансформаторов и дросселей выполняются монтажным проводом. Марка провода выбирается исходя нз рабочей температуры ТММ и напряжения или потенциала обмотки. Изоляционные материалы обеспечивают электрическую изоля- цию в ТММ н защиту нх от внешних воздействий. Для межслоевой, межобмоточной и наружной изоляции наиболее часто используется бумага и пленка, а для пропитки и заливки - различные лаки, эма- ли и компаунды. Применяемые для ТММ электроизоляционные бумаги обладают высокой впитывающей способностью, достаточной механической к электрической прочностью в пропитанном состоянии и являются ос- новными материалами для броневой (ВТ) и стержневой (СТ) конст- рукции ТММ прн температурах до 105—130 °C. Прн более высо кнх температурах в Качестве межслоевой и межобмоточной изоляции используются пленки, стеклоткань и стеклослюдиннт. Однако при- менение пленок ухудшает пропитку, снижая теплопроводность об- моток. Значительно лучшим изоляционным материалом является 72
мнкалентная бумага, которая обладает наивысшей впитывающей способность о. Для пропитки и заливки ТММ прн температуре до 130° С в ос- новном применяется лак ФЛ-98, а при температурах 130—155°С— — полиэфирные, кремнеорганическне и эпоксидные компаунды и лаки. 3.2. Основные расчетные соотношения для трансформатора Рабочий процесс в ТММ рассмотрим на примере трансформатора, схема которого приведена на рис. 3.3. Прн наличии нагрузки RH на вторичкой обмотке трансформатора и напряжении питания Ut на его первичной обмотке, в магнитопроводе появляется результи- рующий магнитный поток Фо, который индуктирует в обмотках ЭДС, В Е = 4^/W'SmSc10-> (3.1) где Лф — коэффициент формы. Приложенное к первичной обмотке напряжение уравновешива- ется ЭДС Е, ЭДС, наведенной потоком рассеяния, который замыкает- ся в основном по воздуху вокруг обмоток и в канале между ними, и активным паде- нием напряжения в обмотке U1 —Ei + Цг, -J-/,*,. (3.2) Для контура вторичной обмотки 1/2-=£г—— /гхг- (3.3) Соответствующая выражениям (3.2), (3.3) схема замещения трансформатора представлена на рис. 3 4 Основные параметры трансформатора первичные и вторичные напряжения и ЭДС. ток холостого хода, падения напряжения и по- тери в обмотках, потерн в магннтопроводе определяются из рассмот- рения режимов холостого хода и короткого замыкания, а при испы- таниях — нз опыта холостого хода и опыта короткого замыкания. В режиме холостого хода энергия, затрачиваемая в трансфор- маторе, расходуется на создание основного потока (намагничиваю- щая мощность Qc), потерн встали магнитопровода Рс н потери в пер- вичной обмотке от тока холостого хода /ох. Рис. 3.4. Схема замещения трансформатора малой мощности 73
Ток холостого хода содержит активную /оа и реактивную /ор составляющие н определяется из выражения + (3 4а) где /ор = QJU-i ~ (3.4 6) /оа = PdUi (3.4 в) Определяющее значение для ТММ имеет реактивная составляю- щая тока холостого хода, достигающая при малой мощности и час- тоте 50 Гц 50% и более от тока 1Х При повышенных частотах с уве- личением мощности трансформатора значение тока холостого хода и его реактивной составляющей снижаются В режиме короткого замыкания намагничивающая состав- ляющая первичного тока и индукция в магиитопроводе ничтожно малы и затрачиваемая в трансформаторе энергия идет на покрытие потерь в обмотках катушки PK~UKXli^^i = llrl + l2iri = llrK. (3.5) Прн опыте короткого замыкания на первичную обмотку транс- форматора подается напряжение /7К1, прн котором по первичной и вторичной обмоткам протекает номинальный ток. Относительное значение напряжения короткого замыкания, ха- рактеризующее падение напряжения в обмотках трансформатора, и его активная ик.а и реактивная «к.р составляющие определяются по формулам /1 ги' "к = =» u , a cos ф„4- «1(р sin <ря + икрСО5фн as'ri<Pn 200 (3 6) и Р «к.а = -77£-= —-=O.Oljpfc„UZo/ir> (3.7) С/1 г! где гк = У Гк + Хи — полное сопротивление короткого Замыка- ния; W# — число витков на ольт, kcx — коэффициент, характери- зующий схемное выполнение обмоток ТММ: /j Хц /1 "кр = U, ~ U, (3 8) Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора Ls зависит от геометрических размеров трансформатора; с увеличением габари- тов и мощности индуктивность рассеяния возрастает. В ТММ реактивная составляющая падения напряжения на низ- кой частоте мала, составляет доли процента от Uv Увеличение нк.р происходит с ростом частоты и мощности в низковольтных трансфор- маторах В высоковольтных трансформаторах с ростом канала рас- сеяния между обмотками значение ик.р также возрастает. Активная составляющая напряжения пк а с уменьшением разме- ров ТММ мощности и частоты возрастает и может до тнгать десят- ков процентов прн f = 50 Гц и мощности 50—100 Вт. Таким образом, в ТММ преобладает автивпая составляющая падения напряжения, т е. «к ~ ик а. 74
Индуктивность рассеяния Ls, Гн, для различных типов намотки определяется по следующим формулам- для рядовой многослойной намотки по всей высоте окна магнн- топровода h т \ 3 ) (3.9) для чередующейся намотки секциями 1.256-U/g 1WKPJ , о, + оа £а_ ----------------- 6о+--------- «С \ 3 (3.10) для тороидальной намотки по .всему периметру сердечника (3.U) где т — число стержней магинтопровода; тх — число секций намот- ки; Кр, КР1 эмпирические коэффициенты, зависящие от типа на- мотки Кр — 0 84-0,9 для слоевой и тороидальной намоток, КР1 = = 0,9—1 0 для чередующейся намоткн секциями Неравномерное распределение i итков по всей высоте намотки может привести к появлению дополнительных радиальных полей рассеяния и увеличению индуктивности рассеяния. Потерн мощности в трансформаторе складываются из потерь в обмотках, потерь в сердечнике и потерь в изоляции. Последние сле- дует учитывать в основном для высоковольтных трансформаторов прн повышенной частоте. Потери в обмотках зависят от активного сопротивления прово- да обмоткн, плотности тока, частоты и температурного режима. Вли- яние частоты иа увеличение потерь в обмотках ТММ сказывается на частотах в несколько десятков килогерц и выше. В общем виде потерн в обмотках катушки: Pk = /2pVkM«. (3.12) где р = р0 [1 + 0,004 (Т — Го)(; р0 = 0,0175 Ом-мм2/м для. меди при То = 15 СС; — коэффициент, учитывающий увеличение со- противления провода на повышенных частотах за счет вытеснения тока к поверхности проводника Значения приведены в табл. 3.10, Таблица 3.10 Значения коэффициента увеличения сопротивления провода Ьн и глубина проникновения электромагнитного поля До в зависимости от диаметра провода и частоты 1, кГц 10 20 50 100 150 200 500 1000 Дс мм 0.663 0.47 0.295 0.21 0. 17 0, 15 0.091 0,066 kjf для 0,2 . .. 1 004 1,13 разлнч — — — 1,03 1.11 1 2 1 64 2,13 ных d, 0.8 — — 1 07 1.3 1,49 1,66 2 41 3,3 мм 1.0 — 1,003 1.2 1,51 1,77 1,98 2,94 4,06 1,5 1.013 1,16 1,58 2,08 2,49 2,82 4,29 5,94 75
где также указаны глубины проникновения электромагнитного поля До в материал проводника для различных частот. Снижение влияния поверхностного эффекта может быть достиг- нуто при выборе диаметра провода, исходя из условия d 2Де и намотки несколькими параллельными проводами. Потери в магнитопроводе. Удельные потери в магнитно-мяг- ких материалах нормируются для фиксированных значений индук- ции при низких частотах напряжения синусоидальной формы В об- щем случае удельные потери в стали определяются по формуле ’Г S6. (3-13) где flP = В/В„, fa = ///в — относительные значения магнитной индукции и частоты В f—значения магнитной индукции и частоты, для которых ведется расчет удельных потерь; Вн, /в — нормирован- ные значения индукции и частоты, —удельные потерн в материа- ле сердечника прн частоте /н и индукции ВП. В табл. 3.11 приведены значения коэффициентов а, р и Руд для синусоидальной и прямо угольной формы напряжений при частоте до 100 кГц |83, 84] По- тери в магннтопроводе при переменном напряжении несниусоидаль- ной формы определяются по формуле Гс — Гуд1 Тф 'с — Руд Gc, (3.14) где РуЯ1 — потери в стали от первой гармоники переменного напря- жения; уф — коэффициент добавочных потерь, определяемый по формулам табл 3 12 На рис. 3 5 приведены зависимости коэффициентов добавочных потерь уСп от угла а" для трапецеидальной формы кривой иапря жения (от — 0 — прямоугольная форма, а'=90° — треугольная) и от угла а0 для прямоугольного напряжения с паузой на нуле. Рис. 3.5 Зависимости коэффициента добавочных потерь от формы кривой напряжения питания а — трапецеидальная; б — прямоугольная с паузой на нуле 76
Таблица 3.11 Удельные потери в магнитно-мягких материалах при нормированных значениях магнитной индукции и частоты и значения эмпирических коэффициентов -а и р Марка материала Толщина ленты, мм Удельные потерн Руд1, Вт/кг а 5 Форма кривой напряжения синусои- дальна» прямо» угольная 0 1 2 7 2 2 1,65 1.7 34НКМП 0 05 0,02 2.2 3 8 2 3 4 1.4 1 15 1,65 1.3 0,01 — — — — 0,01 5,2 4,6 1,45 1.3 40НКМП 0,05 0,02 2,8 3,0 2,4 2 8 1.5 1,4 1.3 1,4 0,01 6,9 6,1 1,3 1,3 0,1 5 4,5 1,4 1,5 50НП 0,05 0,02 4.5 2,8 4,0 2,6 1,3 1.3 1,4 1,4 0,01 3,6 3.3 1,2 1.3 0,1 1.4 1.2 1 65 2,0 79НМ 0,05 1.0 0,9 1.5 2 0 0,02 0,85 0,8 1 4 2,0 0,01 0,7 6,65 1,26 1,9 68НМП 0,05 2,2 1,9 1.55 1.7 80НХС 0,1 1.4 1,25 1.7 2,0 0,05 1.2 1.0 1,5 2,0 Электротехниче- ская сталь 0,08 26 22 1.4 1,8 2000НМ1 21 1 25 2 6 2000НМЗ — — 23 1.1 2,4 2500HMCI — — . 24 1,05 1,45 Примечание. Значения Руд. приведены для сплавов 31НКМП, 40НКМП 60НП 79НМ, 68НМП н 80НХС прн Вв=0.5 Т. /в = | кГц. для электротехнической стали прн Вк-1 Т fB-l кГц, для ферритов 2GOOHMI 2000НМЗ и 2500HMCI при Вв—0,2 Т. /н—20 кГц 77
Примечание. 4=3, 5,7,9 м т. д. — порядковые номера высших гармонических составляющих; Р,— удельные потери при нормированных значениях магнитной индукции и частоты (см. табл. 3,6). ________________ 78
Коэффициент полезного действия ТММ равен отношению отда- ваемой мощности к потребляемой от сети: Цг la cos у» Р2 5 l/g/а cos <ри-|-Ртр Р« + Ртр где Ртр = Рс 4- Рк — потери в трансформаторе. 3.3. Расчет тепловых режимов Основными источниками теплоты в ТММ н дросселях являются потерн в обмотке н магннтопроводе, причем потери в м а гни топ р оводе являются внешним источником теплоты по отношению к катушке (обмотке); соответственно потери в катушке будут внешним источни- ком теплоты по отношению к Магиитопроводу Собственные потери в катушке и магннтопроводе являются внутренними источниками теплоты в отношении иагрева этих элементов конструкции В зависимости от условий теплообмена с окружающей средой трансформаторы и дроссели могут быть разделены иа два типа: ТММ и дроссели, теплообмен которых с окружающей средой осуществляется через обмотку и сердечник, т. е. элемент стержне- вой броневой конструкции; ТММ и дроссели, магиитопровод (или обмотка) которых полно- стью закрыт обмоткой (илн магнитопроводом) и теплообмен с окру- жающей средой осуществляется только через обмотку (или магнито- провод). К иим относятся электромагнитные элементы тороидаль- ной и кабельной конструкций. Для расчета тепловых режимов используе :я схеме замеще- ния ТММ или дросселя, приведенная иа рис. 3 6В ней распределен- ные тепловые параметры заменены сосредоточенными электромаг- нитными параметрами. Потери в катушке Рк и магнитопроводе Рс представлены как источники тока, параллельно которым включены тепловые сопротив- ления обмотки RK (нли /?к для внешнего источника теплоты), тепло- вые сопротивления обмоткн — окружающая среда RO.K и тепловые сопротивления перехода окружающая среда — магнитопровод Rrj.c. Тепловой поток от катушки к магнитопроводу (или наоборот) про- ходит через сопротивление пере хода (гильзы) RT. Для тепловой схемы замещения на рис. 3.6 п _----------------------- , йо-к+йк s___________Rn.c________ ЯО-с + Як 4-/?г+Яо н (3.16) где п' — коэффициент, характе- ризующий составляющую тепло- вого потока между катушкой и магнитопроводом от потерь в ка тушке; s — коэффициент харак Рис. 3 6. Тепловая схема заме- щения трансформатора 79
теризующнй составляющую теплового потока между магнитопрово- дом и катушкой от потерь в стали. Тепловой поток между катушкой и магнитопроводом Рк с—?к п' — Рс S=s — vs) (3.17) и может быть положительным или отрицательным. При положительном рк.с часть потерь в катушке отводится в ок- ружающую среду через магнитопровод, а при отрицательном потери мощности в магиитопроводе отводятся в окружающую среду частич- но и через поверхность катушки, создавая в катушке дополнитель ный перепад температур рк,с /?к. Максимально нагретая область будет расположена в зоне на границе раздела между катушкой и сердечником. В тороидальных ТММ и дросселях отсутствует теплообмен сер дечника непосредственное окружающей средой, поэтому в тепловой схеме замещения на рис. 3.6 можно принять /?0,с=1 оо. Тогда s= 1 и п = 0, а весь тепловой прток от сердечника проходит через об мотку, создавая в ней дополнительный перепад температур PCRK Максимально нагретая область обмотки будет находиться на грани- це с сердечником. Для трансформаторов кабельного типа s = 0 и п — I Расчетные зависимости для определения перегрева обмоток по отношению к температуре окружающей среды и коэффициент пере- пада температур в кату1пке Лц.т = 1 + Д7’,(.т/7’11.1( приведены в табл. 3.13. Расчет теплового сопротивления RK для катушек с внутренним источ инком теплоты при отводе ее через наружную цилиндрическую по верхность т. е. при отрицательном значении рк с, для броиецых стержневых и тороидальных трансформаторов, производится по фор- муле 4 Х V,, (3.18) Тепловое сопротивление катушки при положительном значении Рк-с п_____±_ Я"' 4XU„ (3 19) Тепловое сопротивление катушки для потока, идущего со сторо- ны внутренней поверхности. 13Я” Сопротивления на границе катушка — окружающая среда RK.c и сердечник окружающая среды Ro с; /?о к — 1 /аН (^К> Ro с “ 1 /&С (3 2 ) где Пк и Пс поверхности охлаждения катушки и сердечника Тепловое сопротивление перехода сердечник—катушка (гильзы) = '3.22) Л/1 р 80
Формулы для расчета перегрева трансформаторов 81
Приведенные размеры катушек определяются из выражений Для тороидальных трансформаторов S,n = VK//C, а для броневых н стержневых Sm = aKfw. Типовые значения тепловых сопротивлений для ТММ различ- ных конструкций приведены в [47]. Коэффициент теплоотдачи ат может быть представлен как сумма коэффициентов теплоотдачи конвекцией а1(, Вт/см2 °C, и луче- испусканием ал, Вт/см® °C. Коэффициент теплоотдачи конвекцией „ —Т’с ) 1 / И , л_ 4 ‘ по» а1(=0,9Л---------- I/ -77--10 (3 23) \ h /г По где h — высота катушки для броневой и стержневой конструкций, м, h = 2гя — для 1 ороидальной конструкции, м; А — коэффици- ент, зависящий от физических параметров среды, Вт/м 4- °C (рис. 3.7); Т„—температура поверхности катушки. Коэффициент теплоотдачи лучеиспусканием где — степень черноты тела; Сч = 5,67 — коэффициент лучеис- пускания абсолютно черного тела. Рис. 3.7. Зависимости коэффициентов Л“<р(Гп) и ал —<₽(Т«) 82
Зависимости коэффициента теплоотдачи лучеиспусканием от температуры окружающей среды прн Гп — const приведены на рис. 3.7. При наличии обдува со скоростью v коэффициент теплоотдачи возрастает и определяется по формуле «о = «т (> + 0,51/t). Расчет коэффициента теплопроводности производится в сле- дующей последовательности Определяется средняя условная теплопроводность обмотки Хср без учета межслоевой изоляции; (3.25) W Хпр = 2,3 Вт/см °C — для лаковой изоляции провода. Эквивалентная толщина прослойки между проводами заполнен- ная воздухом или пропиточным лаком (компаундом) [112] при рядо- вой и шахматной укладке провода катушек соответственно: (3 266) Последнее выражение справедливо и для тороидальной намотки Коэффициент теплопроводности обмотки X Вт/см- °C с уче- том наличия равномерно распределенной по объему обмотки меж- слоевой изоляции X =--------^+Ч+.6_СД---------. (з. 27) ^из/^ср-Ь^иа Хиз {- Осл/Хсл Коэффициенты теплопроводности прослойки между проводами Хц3 и межслойиой изоляции Хсл выбираются из табл 3 14, где даны основные теплофизические характеристики ряда материалов Значе- ние коэффициента теплопроводности для непропитаиных катушек равно (1,0—2,0)-10~3 Вт/см С, для катушек с пропиткой лаками н компаундами X = (2-7-5) 10~8 Вт/см- °C прн наличии межслоевой изоляции Поверочный расчет тепловых режимов Перегрев катушки транс- форматоров и дросселей броневой и стержневой конструкции опре- деляется по формуле [47] ДГ„ =-----------------Pc/t~P1< - (3.28) Пс -.Г у-[-0,6 + л7 V 1 +о 2W/C Нк j Перегрев обмотки тороидальных трансформаторов к «т Пк (3 29) 83
Таблица 3.14 Основные теплофнзнческие характеристики материалов для трансформаторов Материал Степень черноты 8т Коэффициент тепло проводности %, Вт/см-’С Удельная теплоем- кость, с. Дж/г «С Алюминий: 2.08 0,816 окисленная поверх- 0,2—0,31 — — кость полированная власти 0,04—0,06 — — иа фольга 0,03 — —- Бумага: сухая — 1,0-10-’ 1,1—1,5 пропитанная маслом — 1,5-10-’ 1.7 пропитанная лаком — 1,7-10-’ 1,5—2,0 Воздух — 3,0- ю-« 1.0 Вода — 0,6-10-’ 4.2 Гетииакс, текстолит — (2,3—3,0)-10-’ 0,3—0,4 Лакоткаиь — 2,5-10-’ 2,0 Лавсановая и фторопла- — — 2,0 стовая пленка Лаковая изоляция об- —- 2,3-10-’ — моточного провода Медь шлифованная 0,03 3,7 0,39 Медь окисленная при 0,57 Т=600°С Масло — 1,0-10-® 1,8 Краски и лаки: матовые 0,96—0,98 2,5-10-’ — серые, черные 0,87—0,9 — — защитно еленые 0,9 —• — алюминиевые 0,28—0,7 —W — Компаунды: пропиточный 2,5-10-’ 2,0 заливочный — 1,5-10-’ 2,0 Пенопласты: — 0,06-ю-8 —- Сталь: шлифованная 0,5—0,6 0,2—0,5 0,48 окисленная 0,82 — — оцинкованная 0,28 — — Слюда — (4,5—5,7)-10-’ Электрокартон — 1,7-10-* 1,5 84
3.4. Уравнения мощности и оптимизация электромагнитных нагрузок При расчетах ТММ в уравнениях габаритной и выходной мощно- сти необходимо учитывать наличие обмоток со средней точкой (рис. 3.8). Трансформатор с любой схемой обмоток приводится к двухобмоточному с помощью расчетных формул (табл. 3.15). Связь габаритной мощности с электромагнитными нагрузками и геометрическими размерами магнитопровода определяется из выра- жения Рг = 20Аф/Вт$сАс$оАо/. (3.30) Выходная мощность трансформатора S k Рг = 40Лф fjBm Sc kc -^-2- -Ртр, (3.31) где А>сх = Ар + 1/^2 (1 — Ар) + характеризует распределение окна сердечника между первичной и вторичными обмотками. При наличии обмоток со средней точкой Ах = 2, k2 — 2, при их отсут- ствии kt ~ 1, А2 — 1. Зависимости коэффициента Асх от Ар приведе- ны на рис. 3.9. Коэффициент Ар = SP2/(SP2 + SPs) характе- ризует отношение выходной мощности обмоток без средней точки К суммарной выходной мощности. Основной задачей расчета трансформаторов является получение нзилучших удельных мзссогабаритных или энергетических характе- ристик при выполнении заданных требований к его параметрам. Кри- териями расчета ТММ являются: заданный перегрев обмоток, паде- ние напряжения в обмотках, КПД и ток холостого хода. Расчет на заданный перегрев обмоток проводится для трансформаторов повы- шенной частоты (400 и 1000 Гц), а также частоты 50 Гц при мощности более 50 Вт и трансформаторов статических преобразователей с час- тотой преобразования свыше 1 кГц. Расчет трансформаторов на за- данное падение напряжения в обмотках проводится в основном для ТММ, работающих на частоте 50 Гц с выходной мощностью до 50 Вт, а также трансформаторов статических преобразователей мощностью до 30 Вт при частоте преобразования до 5 кГц. Ограничение падения напряжения задается также для трансформаторов с повышенными требованиями к стабильности выходных напряжений. Рис. 3.8. Электрическая схема трансформатора Рис. 3.9. Зависимости Асх— =Ф(АР); П1 = 1—для обмот- ки без средней точки: Л|=2 — для обмотки со средней точкой 85
Расчетные соотношения для магнитной индукции, плотности тока определения мощности при заданных условиях расчета в обмотках и Таблица З.Гб габаритной Параметры Перегрев обмоток | Падение напряжения на обмотках | Ток холостого хода Вт по кривым Вт=ф (Нт) Магнитная индукция Bm Т Вн vAT'k.cp а,т П 11/₽ (l+v)GcPyJU/“ Для витых ников ’ k;lc ' разрезных сердеч- Вт =0.9 но k0 ]аг ф0 10_2 & Ас ^3 Плотность тока у, А/мм2 0 707 АТ’к.ср ®п»Вт (1 + v) Ат GK 40Лф/Вт iSe “к Р^сх ц‘ Рг (4Ьф fBmP 0, ДТУср (1 + V) GK 50рАсх *о
£ Окончание табл. 3.16 Параметры Перегрев обмоток Падение напряжения на обмотках Ток холостого хода Габаритная МОЩНОСТЬ Рг, В-А ЮАф ДГК gp <хт х X V BL X v Pl pkR Ye „ , Фв фо фр.С X a3 т V Фи Фс 800^| Р B^k^kouK <р3фо as РЙсх Ф/О) в -Г— йсх % I2 Sc S2 — 10 Й <з Входящие параметры Оптимальное значение V— 2/0 мо- жет быть ограничено условиями расчета или значением индукции насыщения, тогда v определяется по формуле _Рс V = = Ртр—Р с Рс am К’Ср ^т—Рс Фс ф/- фо ф( О) й{ = 1 + 1 +(/o)s /3 = (1 4- 3)-10-», см * Таблица 3.17 Формулы для безразмерных функций связи <pf геометрических параметров трансформаторов с базовым размером а Г еоиет- рический параметр Связь с базовым размером Значения <р( для различных типов трансформато ров Броневой Стержневой Тороидальный Трехфазный Ф1 /с»фг а 2 (х4-г + л/4) 2 (х4-г4-л/4) л (х4-1) Зх-)-2г 4-4,4 Ф/MZ /цу ^»ф;у/ О ях + 2у 4- 2 лх/24-2у4-2 л [(0,5x4-!/) (Х24- 4-2x4-2)-2у(х4-1)]/х2 2 \ 4 / Фа Sc 5свф; 0s У У У У Фо So So = Фо о2 хг XZ П 2 4 Х хг/2 Фпк пк /7к = Фп к а2 « 2 [лх (х +?)+ 4” 2] 2 ~(х + 2г) + + (х+г) (у-|-2)| л И2х24-4х 4-4( ,5x4- 4- у 4- 0,5 "Игх2 4- 4х 4- 4) 2 [0,5лх (0,5x-f- +z) + (x4-z)J Фп с Пе /7с = Фп.са2 2 [у (2х+г+3) + +2x4-24-2] 2 [у (х4-4)+2х4-4] 0 2 (2x4-3) (г/4-2)/3 Фн Ук Ук —фк а® 2хг (лх/24-^4-1) 2хг (ях/44-у4-1) 0,5л (0 5х-|-У) (*®4- -4-2x4-2)—лу (х4-1) хг (лх/4-|-у4-1) Фс Ус Ус —Фс а® 2у(х4-г-Н) 2у(х4-г4-2) л{/ (х4-1) у (4х4-3г4-6)/3 Примечания 1. Безразмерные коэффициенты у=Ыа, х — h/a. eg 8. Обозначения размеров а, Ь, с. h соответствуют рис. 3.1.
Особенностью ТММ частоты 50 Гц является значительный ток намагничивания. Индукцию в сердечнике таких ТММ необходимо выбирать с учетом ограничения тока холостого хода Оптимальные значения электромагнитных нагрузок (индукции И плотности тока) при указанных выше критериях расчета опреде- ляются по формулам табл. 3 16, где приведены также уравнения, свя- зывающие габаритную мощность с заданными параметрами расчета и геометрическими размерами ТММ через функции связи с базовым размером магнитопровода (табл. 3.17). 3.5. Расчет однофазных трансформаторов Расчет однофазных ТММ ведется, как правило, на допустимое превышение температуры При этом не исключаются ограничения по напряжению короткого замыкания и току холостого хода, исходя из условий работы. Исходными данными для расчета трансформатора являются: назначение, условия работы и требуемый срок службы; напряже- ние и частота / питающей сети, электрическая схема трансформатора; действующие напряжения вторичных обмоток: без средней точки Utl, U33,..., U3i; со средней точкой С/м, 07. £/31-; токи вторич- ных обмоток: без средней точки /21, /22.../а{, со средней точкой /м, /да,. , /3i (в нагрузке); допустимое напряжение короткого за- мыкания ик или значение тока холостого хода /ох (при наличии огра- ничений по этим параметрам) Расчет трансформатора состоит из следующих этапов: выбор кон- структивного исполнения, типа магнитопровода, расчетных крите- риев; расчет габаритной мощности, определение типоразмера маг- нитопровода; выбор электромагнитных нагрузок: индукции, плот- ности тока; электрический расчет трансформатора; конструктивный расчет трансформатора; поверочный расчет тепловой расчет. Выбор конструктивного исполнения, типа магиитопровода «г расчетных критериев производится исходя из условий работы и за- данного срока службы. Конструктивное исполнение ТММ может быть открытым, защищенным или закрытым. Для частоты 50—400- Гц применяется броневая или стержневая конструкция магнитопрово- да на частоте 1 кГц и выше — в основном тороидальная. При отсут- ствии ограничений по напряжению короткого замыкания нлн току холостого хода расчет ведется на заданную температуру перегрева ТММ которая не должна превышать допустимой для провода обмо- ток и изоляции. Для броневой и стержневой конструкции магиитопровода при окружающей температуре 60 °C перегрев обмоток принимается 50— 55 °C Расчет габаритной мощности. Выбор типоразмера магиитопро- вода. Габаритная мощность ТММ определяется в зависимости от электрической схемы рассчитываемого трансформатора по формулам, приведенным в табл 3.15 При этом КПД выбирается по графику иа рис. 3.10 в зависимости от суммарной выходной мощности SP2 = ХРи +‘2РзЬ где = </ai4i++ - - + Uiihi', ZP3l = unr3i + + .. + U3lI3l 90
Таблица 3.18 Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа (/ = 50 Гц; ДТ„ cp~55QC, сталь 3412 (Э 20) — толщина 0,35 мм; 3421 (Э310) — толщина 0,2 мм) Типоразмер магнитопровода, ШЛ aXb Рг. В-А В , Т тп W'o. виток/В “к- % f. А/мм* ШЛ12X12,5 2,0 1,5 22,7 12 1.5 ШЛ 12X16 4 0 1,5 17,7 12 1 7 ШЛ 12X20 6 0 1 5 14 2 12 2 0 ШЛ 12X25 8,0 1,5 11.4 12 2,2 ШЛ16Х16 13 1,6 12,4 12 2 0 ШЛ 16X20 20 1,6 9 9 12 2,2 ШЛ 16X25 28 1,6 7,9 12 2 5 ШЛ 16X32 38 1,6 6,2 12 3,0 ШЛ20Х20 45 1 6 7,85 11,5 2,5 Ш Л 20X25 60 1 6 6,26 10,5 2,7 ШЛ20Х32 75 1,6 4 9 9,0 . 2,7 ШЛ20Х40 98 1,6 3,9 8.0 2,6 ШЛ25Х25 125 1.6 5,0 9 0 2 4 ШЛ25Х32 150 1,6 3 9 7,5 2,4 ШЛ25Х40 190 1,6 3,15 6.5 2,3 Ш Л 25X50 230 1,6 2,5 5,5 2,2 ШЛ 32X32 280 1.6 3,0 7,0 2.3 ШЛ 32X40 350 1,6 2,42 5,5 2,2 ШЛ32Х50 440 1.6 1,95 4.5 2,1 ШЛ32Х64 540 1,6 1.5 4,0 2,0 ШЛ40Х40 640 1,6 1,95 4,5 2,0 ШЛ40Х50 770 1.6 1,55 4 0 1,9 ШЛ40Х64 920 1.6 1,20 3.0 I 8 ШЛ40Х80 1100 1,6 0,97 3,0 1 8 Выбор типоразмера магиитопровода производится из табл. 3.18—3.21 по найденному значению габаритной мощности Рг и заданным условиям расчета (частота, перегрев). При условиях рас- чета, отличающихся от указанных в табл 3.18—3.21, выбор типо- размера магиитопровода производится из табл. 3.1—3.3 по значе- нию произведения Sn5c: S°S^-^^mkokc • <3 32> Значения ke, ’ и Вт выбирают из графиков на рис. 3.11 — 3.13, значения Sc, Gc, 1С определяют из табл 3 1 — 3 3 для выбранного типоразмера магнитопровода. Коэффициент kc выбирают из табл, 3.22 в зависимости от толщины ленты. Выбор электромагнитных нагрузок — магнитной индукции Вт н плотности тока j вроизводнтся поданным табл. 3.12—3.15 или рас четным путем по формулам табл. 3.16. При этом Вт < 1,6 Т для f = 50 Гц; Вт < 1,4 Т для f = 400 1000 Гц. 91
При ограничении падения напряжения в обмотках плотность тока определяют по формулам табл. 3 16 по заданному значению па- дения напряжения Электрический расчет трансформатора 1. Число витков иа вольт ЭДС, индуктируемой в обмотке тран- сформатора 4Лф Вт fSc kc Значение Вт не должно превышать выбранного при максиму ме напряжения первичной сети Таблица 3.19 Расчетные данные ряда трансформаторов броневого типа (/=400 Гц, &ТК ср=55°С, сталь 3422 (Э320) толщиной 0,15—0,08 мм) Типоразмер магнитопровода. ШЛ аХЬ ₽г. В-А В , т т’ «'а. внток/В /. А/мм’ ШЛ6Х6.5 3,0 1,4 13,5 15 5,8 ШЛ6Х8 5,0 1.4 11 0 15 6 8 ШЛ6ХЮ 7,0 1,4 8 6 15 7,9 ШЛ 6X12,5 8,0 1.4 7 13 7,5 ШЛ8Х8 14 1,4 8,1 14 7 0 ШЛ8ХЮ 17 1 4 6,4 11,5 6,5 ШЛ8Х12.5 20 1 4 5 I 9 6,2 ЩЛ8Х16 23 1,3 4,3 8 5 6 2 ШЛ10Х10 32 ‘ 1,4 5,0 9,5 6,0 ШЛ10Х12.5 37 1,4 4,0 7,5 5,5 1ПЛ10Х16 44 1.3 3,4 6 7 5 4 ШЛ 10X20 50 1,3 2 7 5 5 5 0 ШЛ 12X12,5 60 1.3 3.6 6,0 4 5 ШЛ12Х16 70 1.3 2,8 4 5 4,0 ШЛ12Х20 80 1 2 2 45 4 3 4,0 ШЛ 12X25 89 1,2 1,95 3,4 3,6 ШЛ16Х16 140 1.2 2 3 4 3 5 ШЛ 16X20 160 1 2 1 8 3 3 0 ШЛ 16X25 170 1,1 1.6 2,5 2,9 ШЛ 16X32 205 1 0 1,35 2,5 3,0 ШЛ20Х20 270 1,1 1,6 2,8 2,8 ШЛ 20X25 310 1 0 1.4 2 6 2 8 ШЛ20Х32 350 1,0 1.0 2 2,5 ШЛ20Х40 440 0,9 0,95 2 2,8 ШЛ25Х25 530 1.0 1,1 2 2,3 ШЛ25Х32 580 0,9 0,95 1 8 2,2 ШЛ25Х40 670 0,7 1 0 2,4 2 6 ШЛ25Х50 820 0,6 0,92 2,8 3,0 92
Таблица 3 20 Расчетные данные ряда трансформаторов стержневого типа прн перегреве\ТИ ор = 55’С, /=5О Гц, сталь 3412 (Э320) толщиной 0,35 мм; /=400 Гц, сталь 3422 толщиной 0 08—0,15 мм | Рг- в А ir QO —-to — — CM CM О со о со чг со о юсо СО сю СП — О О О to со со 00 О — — — см X 3 co см co oo •*r ЧГСО CM СМ — СМ СО СМ — 0*0 — —4 Ю О to см со со ю to СО со о г- MF rt* жг со о S м X X < ю CM О Ю ь- t-Sr-co ою оь- со to to *е* О СО см со со со О 00 со -Ф СО см см см Е CD CD CO CO юю юю ю emo ю Ю to со со см см рг. В.А | Ю ТГ Ю co О ООО о CD о со ь- — — см см NOCOO Ю со СП см ©ооо а> ю — г- — см coco «к. % | torn ю ю аааа saas хг чг -е» xt- СМ СМ смсм •о 1 | /, А/мм» | tOlOtOtO — -и « со со со со —« — e-ч — СМ СМ смсм см" см см см см см смсм Е Ч ю юю ю —4 WM — WM to to to IO <© СО со со lOtOtQlO сосососо^ ев 1 I ¥-<?XD IfU Сояоаиохмнли ПЛ8Х125—12,5 ПЛ8Х 12,5—16 ПЛ8Х 12,5-20 ПЛ8Х 12,5-25 ПЛ10Х12 5—20 ПЛ 10X12 5—25 ПЛ 10X12,5—32 ПЛ 10X12,5-40 ПЛ 12,5X16—25 ПЛ 12,5X16—32 ПЛ125Х16—40 ПЛ 12,5X16-50 ПЛ 12,5X25-30 ПЛ 12,5X25-40 ПЛ 12,5X25—50 ПЛ 12,5X25-60 93
£ Окончание табл. 3.20 Типоразмер магкитолровода, ПЛ aXb—h f»50 Гц /=400 Гц В_, Т /. А/мм’ «Л Pr. В-А В—, т 7П /, Д/мм* “к- % рг, В.А ПЛ 16X32—40 1,65 3 2 21 0 66 0 1,15 2 2 2,8 240 ПЛ 16X32—50 1 65 3 1 20 3 80 0 1 1 2,0 2,6 290 ПЛ 16X32—65 1,65 3,0 19 7 100,0 1,1 2 0 2,6 350 ПЛ 16X32-80 1 65 3,0 19,7 123 1 05 1,9 2 4 400 ПЛ20Х40—50 1 65 2,8 15,7 160 0,95 1,9 2,5 480 ПЛ20Х40—60 1,65 2 6 14 6 176 0 90 1,8 2,3 540 ПЛ20Х40-80 1,65 2,5 14,0 230 0,88 1,7 2,2 620 ПЛ20Х40-100 1,65 2,4 13,5 280 0,85 1,7 2,2 720 ПЛ25Х50-65 1,65 2,2 9 5 340 0 8 1,6 1,9 910 ПЛ25Х50-80 1,65 2,0 8 6 380 0 78 1,5 1 8 10 0 ПЛ25Х50—100 1,65 1,8 7 8 430 0 6 1,4 1,7 1250 ПЛ25Х50-120 1,65 1,7 7,3 485 0 74 1,4 1,7 1450 ПЛ32Х64—80 1,65 1,7 5,8 700 0,73 1,4 1,5 1800 ПЛ32X64—100 1,65 1 6 5 4 820 0,7 1,4 1,5 2100 ЯЛ32Х64—130 1,65 1 5 5 1 1030 0,67 1,3 1,4 2500 ПЛ32X64—160 1,65 1,5 5 1 1270 0 65 1,3 1,4 3000 Таблица 3.21 Расчетные данные ряда тороидальных трансформаторов (Л7к.ср = 55е'С, сталь 3423 (Э360) толщина 0,08 мм) Типоразмер магяитопровода, ОЛ d/D—b кГц />3,4 кГц /=5 кГц GTP- г to А/мм* “к* % В-А в„, тп т /• А/мм* “к' % РГ’ В-А В_, 7 /. А/мм* “к- % Рг, В-А ОЛ 10/16-5 1,5 14 21 .3,4 4,6 1,3 11,5 8,5 5,8 0 8 11,2 6 5 7,0 8 0 ОЛЮ/16-6,5 1,5 12 16 1 2 10 7,5 7 5 0,7 10 0 5 5 9,0 10,0 ОЛ 12/20—5 1.5 10 16 7,0 1,2 8,2 7,0 7,5 0,7 8,3 5,4 9,5 14,0 ОЛЮ 20—6 5 1,5 9,5 10,5 9,2 1,0 8,0 5 3 12,5 0 65 7,7 4,3 6,0 17,0 ОЛ 12/20-10 1,5 7.3 7,5 12 0 0,9’ 7.0 4,8 16 0 0 6 7,0 3,8 22,0 22,0 ОЛ 16/26-6 5 1,5 7,0 7,5 18,0 1,0 6,0 4.0 26 0 0,6 6,0 3,1 32,0 30 0 ОЛ 16/26—10 1,5 6,0 4,8 24 0 0,9 5,5 3,4 32,0 0,5 5 7 2,7 40,0 40,0 ОЛ 16/26—12,5 1,4 5,5 4.0 28,0 0,8 5,3 3,2 36,5 0,45 5,3 2,5 45,0 48,0 ОЛ20/32-8 1,5 5,5 3,7 38,0 1,0 5 0 3,1 51,5 0,55 5,0 2,4 63,0 56,0 ОЛ20/32—10 1,5 5,0 3,5 46,0 0,9 4,8 2 8 62 0 0 52 4,8 2 3 75 0 63,5 ОЛ20 32 12,5 1,4 4,7 3,2 53,5 0 8 4 6 2,5 70 0 0 5 4,6 2,0 86 0 75,0 ОЛ25/40—10 1 5 4 2 3,0 79 0 0,85 4,2 2,3 107 0,5 4,2 1 130 107 ОЛ25/40—12,5 1,4 4,1 2,7 98,0 0,75 4,1 2,1 125 0,45 4,1 1,7 150 114 ОЛ25/40-16 1,25 4 0 2,5 105 0,7 4,0 2,0 139 0 4 4,0 1 5 170 148 ОЛ 5/40-20 1,1 3 9 2 2 114 0,65 3,8 1,8 155 0 37 . 3,8 1,4 190 176 ОЛ32/50-16 1 2 3 5 2 1 185 0,65 3,6 1,6 220 0,4 3 6 1,3 295 246 ОЛ32/50—20 1,15 3,5 2,0 207 0,6 3,4 1,5 260 0,38 3,5 1,1 340 287 ОЛ32/50-25 1,0 3 4 1,8 236 0,55 3,3 1.4 285 0,35 3,2 1,1 365 339 6Л40/64—20 1,1 3,1 1,6 370 0,55 3,1 1,3 450 0,32 3,0 1.0 540 505 g ОЛ40/64—25 1,0 3,0 1,5 430 0,5 3 0 1,2 540 0,3 2,8 0,9 620 590
Рис. 3.10. Зависимости КПД трансформаторов от суммарной выход- ной мощности: J — броневых и стержневых трансформаторов с магннтопроводом настали 3411 (Э310). 3412 (Э320) с толщиной ленты 6=0.35 мм. /=50 Гц; 2 — тех же транс- форматоров с магннтопроводом из стали 3423 (Э360). 6=0.08 мм /=400 Гц; *— тороидальных трансформаторов с магннтопроводом из стали 3423 (Э360) 6-»0.08 мм. f = 1000 Гц: 4 — тех же трансформаторов с магннтопроводом нз стали 3423 0360). 6=0.08 мм. /“5000 Гц Рис. 3 11 Зависимости = для трансформаторов. / броневых и стержневых с напряжением до 100 В /=50 Гц; 2 — тех же трансформаторов с напряжением до 300 В. f~50 Гц; 3 — тех же трансформа- торов с напряженнем до 300 В, /“400 Гц; 4 — тороидальных с напряжением до 300 В. /=1000 Гц* 5 — тороидальных с напряжением до 300 В. /“5000 Гц 96
Рис 3 12 Зависимости плотности тока от суммарной выходной мощ пости трансформаторов при ДГкср = 50 °C- I - броневых и стержневых с магннтопроводом из стали 3412 0320) /—50 Гц, 2 тех же трансформаторов с магнитопроводом нз стали 3423 ( 3360) /— *=400 Гц. 3 тороидальных с магннтопроводом из стали 3423 (33601. /—I 5 кГц. 4 тороидальных с магннтопроводом из сплава 34НКМП f- = I-S-5 кГц; 5 тороидальных с магннтопроводом из стали 3423 (3360) /— -I т-5 кГц, ЛГиса^ВОС Рис 3 13. Зависимости магнитной индукции в магннтопроводе от сум маркой выходной мощности трансформаторов при Д7кср = 50 °C I броневых и стержневых с магннтопроводом из стали 3412 (3320) /—50 Гц 2 — стержневых с магннтопроводом нз стали 3423 ( 3360) /—400 Гц. 3 броне вых с магннтопроводом hi стали 3423 (3360) /—400 Гц. 4 - броневых с маг китопроводом нз стали 3423 (3360). /-1000 Гц 5. «. 7 тороидальных с маг нитопроводом нз стали 3423 (3360). /-4О0 Гц. /—(000 Гц и /-2500 Гц соответ ственио * Зак 726 97
Таблица 3 22 Значения коэффициентов заполнения сталью магнитопроводов Толщина ленты, мм 0,35 0,15 0,1— 0,08 0,05 0,02 Коэффициент заполнения, kc 0,93 0,9 0,85 0 75-0,8 0,65-0,7 2 Падение напряжения в обмотках определяется по формуле (3.7) Коэффициент k х определяется из рис 3 9, lw — по формулам табл. 3.17. 3. Число витков первичной и вторичной обмоток (1/и \ 1 —fr w^=w«u2> “н 2 , (Мы \ 1 +'2Г (3.34) [ Вт у \ В„ ) 4. Активная составляющая тока холостого хода определяется по формуле (3 4в), в которой Рс as Р f Gc 5. Реактивная составляющая тока холостого хода определяется по формуле (3.46) нлн по формуле _ "т 'с IFj + / ор 0,8Вт пя 1а КТ IF! (3.35) Значение Нт в формуле (3 46) определяется по графикам иа рнс. 3.14 н 3 15, в формуле (3.35) из данных табл. 3.6; 1а—О для то- роидальных трансформаторов, /3 = 0,002 см для броневых и стерж- невых трансформаторов. яа = 2. 6. Ток холостого хода определяют по формуле (3.4а). 7. Ток первичной обмотки трансформатора Г ! YPi \г /,=Лпр,|/ + (3 36) 8. Сечение н диаметр провода l-й обмотки определяют по форму- лам Qt ~ = 1,13 V^. (Марка обмоточного провода с требуемой теплостойкостью изо- ляционного покрытия выбирается из табл 3.9 с сечением, близким к расчетному. По выбранному сечению провода уточняют плотность тока в обмотках, напряжение короткого замыкания и число витков. Конструктивный расчет трансформатора. 1 Испытательное напряжение иисп между обмотками и обмо- ток по отношению к деталям конструкции выбирается в зависимости от рабочего напряжения 1/р или потенциала обмоток по рис 3.16 98
Рис. 3.14. Зависимости Вт=<р(Нт) для магнитопроводов броневого и стержневого типов. [=50 Гц, сталь 3412 (Э320): 1 — ШЛ12. ПЛ12Х16. ПЛ 12x25; 2 — ШЛ16; 3 - ШЛ20. ПЛ16Х32. ПЛ20Х40. ПЛ25Х50 4 - ШЛ25; 5 - ШЛ32. ШЛ40. ПЛ32Х64. ПЛ4ОХ4О 2 . Выбор межслоевой и межобмоточной изоляции ТММ броне- вой и стержневой конструкций производится по данным табл. 3.23— 3.24 Рекомендации по выбору межслоевой изоляции из пленок для тороидальных трансформаторов приведены в табл. 3.25, число слоев межобмоточной изоляции при применении пленочных материалов выбирается из расчета 800 В на слой (по испытательному напряже- нию), но не менее двух слоев для обеспечения необходимой механи- ческой прочности. Рнс. 3.15. Зависимости Bm=<p(/7m) Для магнитопроводов броненого и стержневого типов /=400 Гц, сталь 3423 (Э360) I- ШЛ6. ПЛ6Х12.5; 2—ШЛ8. ПЛ8Х125. ПЛ 1Г1Х12.5; 3 — ШЛЮ; 4 IU.1I2 ПЛ12Х12. ПЛ 12x25; 5—ШЛЮ. 6 - ШЛО. ПЛ16Х32 ПЛ2ОХ4О; ПЛ25 '><» 7—ШЛ25, ПЛ32Х64. ПЛ40Х40; в — ШЛ32. ШЛ40 4*
Таблица 3323 Выбор межслоевой изоляции броневых и стержневых ________________трансформаторов________________ Диаметр провода мм 1?або ее напряжение между слоями, В Марка и толщина изоляцион- ного материала Число слоев До 0,2 До 60 Конденсаторная бумага КОН-2 0,022 мм 1 От 0,2 до 0,74 До 80 Телефонная КТН 0,05 мм, намоточная ЭН-50 0,05 мм 1 Свыше 0,8 До 100 Кабельная К-120 0.12 мм. пропиточная ЗИП 0,11 м 1 Таблица 3.24 Выбор межобмоточной и концевой изолвцни броневых __________и стержневых трансформаторов_________ Испытатель- ное напря- жение, кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляции АЛ, мм Испытатель- ное напря- жение, кВ Число слоев кабель- ной или пропиточной бумаги Ширина кон- цевой изо- ляция АЛ, мн между обмотками наружно!) изоляции между обмотками наружной изоляции 0.5 2 2 6,0 10 8 10 1.5 2 2 — 8.0 12 10 13 2.0 3 2 — 10 15 12 16 3,0 5 4 3— 4 12 17 14 18 4.0 7 6 6 14 20 16 20 5.0 8 6 8 15 25 20 22 Т а б л н ц а 3.25 Выбор межслоевой изоляции тороидальных трансформаторов Марка и толщина изоляционного материала Рабочее напряже- ние между слоями. В Число слоев Диаметр провода мм ^29 0.29-0.6Б 0.55—0,8 Свыше 0,8 Пленка нз фторопла- До 600 1 2 3 — ста-4. 0,04 мм Пленка электроизо- До 500 1 2 3 — ляцяоиная ПЭТФ-20, 0.02 мм Мнкалентная бумага До 300 1 2 4 2 с пропиткой, 0,02 мм Лакоткань ЛШС-2, До 300 — — 1 1 0,11 мм Стеклоткань, 0,11 мм До 200 — — 1 1 ______ 100
Число слоев межобмоточ- ной изоляция из мнкалентной бумаги определяется по табл. 3.26. 3. Расчет размещения об- моток в окяе магиитопроводе броневой и стержневой конст- рукции: а) высота слоя намотки 7-й обмотки, Асл. мм: Асл as h — 2 (ДА + бщ + Да), (3.37) где ДА — выбирается по табл. 3.24; 6щ — толщина щеч- ки каркаса; Д3 — зазор между каркасом и магнитопроводом (Д3 =0, бш = 0 — прн бес- каркасном исполнении). Для каждой следующей обмотки высота слоя умень- шается на 0.5—1 мм для ис- ключения возможного сброса витков; б) число витков в слое i-й обмотки Асл I ^у 1ГСЛ=—--------; (3.38) “из I Рнс. 3.16. Зависимости испыта- тельного напряжения от рабочего напряжения трансформаторов (амплитудные значения) коэффициент укладки провода Ау выбирается из табл. 3.27; в) число слоев i-й обмотки ncnJ = W'J/W'CJI; (3.39) г) толщина i-й обмотки О|“(Лсл i ^ив 1_Кпсл I I) ®сл 1) ^рйВ (3.40) Коэффициент разбухания Араз находят по графикам рнс. 3.17; д) толщина* катушки с учетом межобмоточной изоляции 63 1 । Таблица 3.26 Выбор межобмоточной изоляция из микалеитиой бумаги в тороидальных трансформаторах Испыта тельное напряже- ние. кВ 0.5 1.5 2,0 3.0 4.0 5.0 0 0 8.0 10.0 2.0 Чн ло слоев 2 4 5 6 8 10 12 15 17 20 101
Рнс. 3.17. Зависимость коэффициента разбухания от диаметра провода и отношения bja Зазор между катушкой н магннтопроводом должен быть в пре- делах 0,5—1 мм. Для стержневой конструкций зазор между обмот- ками должен быть в пределах 1 —1,5 мм. 4. Расчет размещения обмоток в окне магннтопровода торои- дального типа. ' Размещение обмотки в окне магннтопровода можно представать в виде трапеции, если развернуть сеченне обмотки по внутреннему диаметру магннтопровода (рнс. 3.18). Расчет производится в той же последовательности, что для броневых н стержневых трансформато- ров; при этом вместо йсл1 определяется средняя длина намоточного слоя 1-й обмотки. Для первичной и i-й обмоток ,зл2) (i — I /-1 \ <1вн1 — _ । — У। 263 п/ I (3 43) 1 t / где dBH1 ~ d — 2бг — 2at — 263 — внутренний диаметр после на- мотки первичной обмотки; а/ ев allPrt/PTll-, alt = (dBin—^ост)/2— ориентировочная толщина намотки вторичных обмоток. Толщина Таблица 3.27 Зиачеиня коэффициентов укладки провода обмоток для броневых и стержневых трансформаторов Диаметр провода, мм Коэффициент укладкн, kj Диаметр провода, мм Коэффициент укладкн. Менее 0,2 0,2-0,5 0,5—0,8 0.9 093 0.95 0.8—1,0 Более 1,0 0.9 0,85
цамоткн i-й обмотки уточняется при расчете размещения вторич- ных обмоток по формуле (3.40). Значения коэффициентов k?, Араз и величина остаточного дна- метра d0CT после намотки выби- раются из табл 3.28—3.30. После полной намотки обмо- ток dOcT = dB — 2 о* должен быть ие менее принятого по табл. 3.30. Проверочный расчет транс- форматоров малой мощности. 1 . Средняя длина витка i-й обмотки: а) Рис. 3.18. Развернутое сечение обмоток тороидального транс- форматора по внутреннему диаметру магннтопровода для ТММ броневой и стержневой конструкций lwt = 2 (X* + 5') + 2Мраз. О 44) где Л' и Б' — наружные размеры по периметру гильзы; А1= 2 °1-|+ 2 вз(Г-1) + °»/2 I — расстояние от гильзы до середины i-й обмотки; б) для ТММ тороидальной конструкции lwi = 2 (а + Ь) + 2л rt. (3.45) где п — бг + Л|. 2 . Сопротивление i-й обмотки при нормальной и повышенной температуре, Ом, 57g i 10~3, (3 46) где kK =» 1 + aR (Тс + ДТК - 20 °C); = 1 при Тс = 20 °C и Д7„ = 0. 3 . Падение напряжения в обмотках Д1/ — ItRir- Т а б л и ц а 3.28 Значения коэффициентов укладки провода обмоток для тороидальных трансформаторов Таблица 3.29 Значения коэффициентов разбухания обмоток для тороидальных трансформаторов Диаметр провода, мы Козффвцвеят у кладки. ft» До 0,8 0,75—0,8 Свыше 0,8 0,8 Днаыетр провода мм Коэффициент разбухания • Лра» До 0.16 1,25 От 0.16 1.2 до 0.8 Свыше 0.8 1.25 103
Таблица 330 Допустимый остаточный диаметр окна после намотки обмоток Внутренний диаметр магни- то проаода из специальных сплавов, мм Допустимый остаточный диаметр после намотки, не меиес, мм Внутренний диаметр магнито провода из элек- тротехнической стали нс менее, мн Допустимый остаточный диаметр после намотки ие меиее мм 12 6 10 5 14 7 12 6 16 8 16 8 18 8 20 10 20 9 25 12 22 10 29 13 25 11 32 14 28 11—12 40 16 32 12—13 50 18 36 14 64 20 40 15 4 Уточненное число витков первичной и вторичной обмоток w, = W'o (У, — Д1/1); Wt ~ uz0 (U( + ДТЛ). (3.47) 5 Потерн в медн обмоток определяются по формуле (3 5) 6 КПД трансформатора определяется по формуле (3 5). 7 Уточненное значение тока первичной обмотки определяется по формуле (3.36) 8 . Масса меди каждой нз обмоток, г. GK Wl4i 10-». (3 48) 9 Коэффициент заполнения кна магнитопровода медью -------- (3 49) 10 Масса изоляции обмоток, г Gh3~1^Н У ИЗ ( Ло) Лиз; (' S0) Ук г?----— или рассчитывается по формулам табл. 3.17 Аиз =» Ym^o = 0,7 — коэффициент укладки изоляции- уИз ~ 1 г/смя. 11 . Масса трансформатора Gt — Gc 4- 0H + GHa (3 51) Тепловой расчет трансформатора. При расчете ТММ на магннто- проводе унифицированного ряда с использованием расчетных табл 3 18—3 21 выполняется поверочный тепловой расчет ТММ по мето- дике, изложенной а§3 3. Перегрев катушки ТММ броневой и стерж иевой конструкции рассчитывается по формуле (3.28), для торо- идальной конструкции — по формуле (3 29) Полученное значе-' вие температуры перегрева не должно превышать предельно допус тимого 104
3.6. Расчет трансформаторов статических преобразователей напряжения По сравнению с силовыми ТММ трансформаторы статических преобразователей (ТСП) имеют ряд отличий, вызванных несннусои- дальной формой напряжения и тока обмоток, повышенной частотой преобразования (до сотен килогерц) и используемыми при этом спе- циальными магнитными материалами. В магнитно-транзисторных ав- тогенераторах перемагничивание магиитопровода трансформатора происходит по предельному циклу, с заходом в область насыщения В ТСП возможно также подмагничивание сердечника; их обмотки мо- гут выполняться со средней точкой иа первичной и вторичной сторо- не, что приводит к различию между полезной н габаритной мощно- стью трансформатора Учет отмеченных особенностей при расчетах позволяет проектировать оптимальные трансформаторы, имеющие минимальные массу н габариты или максимальный к. п. д. Схема замещения для мгновенных значений тока н напряжения ТСП приведена на рнс. 3.19, нз которой находится ток холостого хода трансформатора: «ох=-------- (3.52) G тэ где т = + Гс^ _ — электромагнитная постоянная вре- с П меин первичной обмотки трансформатора. Действующее и среднее значения тока холостого хода определя- ются по формулам Л>хд= —~ (3.53) 1 гузл^э/п lox .ср = Z 7 (3 54) '1 4тэ tn В усилителях мощности трансформатор при перемагничивании магиитопровода работает без захода в область насыщения, поэтому = const и определяется по формуле __ Wf Вт hkc ц 2лЯт . D ,пт (3.55) При перемагинчнванин магиитопровода ТСП по предельному ги- стерезису цикла с заходом в область насыщения (рис. 3.20) в схе- мах автогенераторов магнитная проницаемость материала магнито- провода резко уменьшается, что приводит к снижению индуктивно- сти первичной обмотки трансформатора и увеличению максимально- го значения тока холостого хода: ‘Ox max ~ гБ А21Э ^"ас- (3.56) Действующее значение тока первичной обмотки ТСП определя- ется по формуле 105
Рис. 3.19. Схема замещения трансформа- тора для статических преобразователей напряжения Рис. 3.20. Перемагничивание магннто- прово.ча ТСП и изменение тока холосто- • го хода С ростом частоты относительная величина тока холостого хода уменьшается, составляя на частотах в десятки килогерц несколько процентов. Это позволяет выбирать провод первичной обмотки ТСП по действующему значению тока, найденному по токам нагрузки на вторичной стороне трансформатора , 2 Рг 11 ----. (3.58) И Л1 t]n^i Среднее значение падения напряжения в обмотках ТСП при ак- тивной нагрузке определяется по формуле Л^ср = /ДГ1 + »ягг)+ ——. (3.59) ri Ъ Первое слагаемое (З.Б9) представляет падение напряжения иа активном сопротивлении обмоток Д1/г = /н оно снн* * жается с увеличением частоты и мощности (рис. 3 21) Второе слага- емое — падение напряжения иа индуктивности рассеяния обмоток; оно зависит от LB и скорости изменения тока dl/dt иа этапе формиро- вания фронтов прямоугольного напряжения Поскольку длитель- ность этапа формирования фронта мала, то величина L^iildt практи- чески мало влияет на среднее значение выходного напряжения Индуктивность рассеяния первичной обмотки Ln в тороидальных ТСП может быть сведена к минимуму при намотке первичн й обмот- ки по всему периметру и ближайшим ее расположением к магннто- проводу. Снижение индуктивности рассеяния вторичной обмотки до- стигается также намоткой ее по всему периметру магнитопровода. Учитывая малую толщину межобмоточной изоляции i ТСП при инзком напряжении, небольшое число витков обмоток на повышен ной частоте преобразования, влиянием падения напряжения на ии дуктиввостн рассеяния иа среднее значение выходного напряжения, ТСП можно пренебречь 106
Выбор оптимальных значений индукции трансформаторов уси лителей мощности аналогичен выбору индукции для обычных ТММ н производится в зависимости от принятых критериев расчета по формулам табл. 3.15. При этом, если получили Вт > 0,75 Bs, прини- мается Вт = 0,75 Ва. Для ТСП повышенной частоты расчет про- водится иа заданный перегрев обмоток, при котором обеспечиваются минимальные массогабаритные характеристики трансформаторов при высоком КПД. Для автогенераторов с насыщающимся силовым трансформато- ром индукция при расчете принимается равной индукции насыщения Вт — Ва. Стабильность частоты преобразования при изменении температуры обеспечивается применением магннтопровода из мате- риалов, у которых значение Bs не зависит от температуры, как, на- пример, пермаллой 79НМ, 34НКМП и др. Ферриты, у которых ин- дукция насыщения зависит от температуры, в преобразователях с на- сыщающимся трансформатором не рекомендуется применять. Отличительной особенностью в режиме работы ТСП является возможность его подмагничивания постоянной составляющей тока за счет несимметрни схем преобразователей напряжения [116] Прн отсутствии подмагничивания магнитопровод перемагничивается по симметричному частному циклу петли гистерезиса в пределах от 4- Вт до — Вт (рис. 3.22) относительно рабочей точки 0, лежа- щей в начале координат. Подмагничивание ТСП постоянным током /п приводит к смеще- нию рабочей точки О в положение О' на основной кривой намагни- чивания, соответствующей напряженности постоянного поля //0 и индукции Во. При этой же индукции Вт магнитопровод начинает перемагничиваться по несимметричному гистерезисному циклу от (+Вт + Вв) до (— Вт + Во) с заходом в область насыщения. Это приводит к появлению пиков тока иа первичной стороне ТСП, нарушению режима работы транзисторов преобразователя, увеличе- нию потерь в ТСП и транзисторах, увеличению массы и габаритов ТСП из за необходимости снижения Вт и увеличения среднего пе- риметра магннтопровода для снижения Но Рис. 3.22. Перемагничнва ине магннтопровода ТСП при наличии подмагничива ния Рнс. 3.21. Зависимости падения на- пряжения в обмотках от мощности ТСП для различных частот 107
Для исключения насыщения ТСП необходимо, чтобы (So + Вт) < Ва. (3.60) При этом индукция Вт должна выбираться нз условия Вт/Ва < 0,6 + ]/ 0.25-Д;А . (3.61) где < 0,25 Hl; Hr Ва — соответствуют значениям напряжен- ности поля и индукции в точке перегиба кривой намагничивания, а Н{, =± JnWsflCa где W'e — число витков, соответствующих значе- нию индукции Ва. Влияние постоянного подмагничивающего поля сказывается в меньшей степени на ТСП, выполненных на сердечниках с линейным участком намагничивания и постоянной магнитной проницаемостью (сплавы 40НКМ, 64Н, 47НК). Режим перемагничивания магннтопровода ТСП может быть оп- ределен с использованием кривых одновременного намагничивания Но — <р (Нт) прн Вт = conat, приведенных на рис. 3.23, о — д для некоторых материалов. Прн выбранном значении Вт и извест- ном значении Но нз рнс. 3.23 определяется значение Нт. Далее оп- ределяется Во = BmHjHm (3.62) и проверяется выполнение условия (3.60). Основными причинами, вызывающими подмагничивание ТСП, являются: различие длительностей импульсов прямоугольного на- пряжения преобразователя и чисел витков полуобмоток трансформа- тора, несимметрия плеч выходных выпрямителей, различное значе- ние U-кз нас силовых транзисторов преобразователя и др. Основными способами борьбы с подмагничиванием ТСП является: выбор магни- топровода с линейной характеристикой намагничивания, намотка по- луобмоток со средней точкой двумя проводами, а также симметриро- вание прямоугольного напряжения в схеме преобразователя. Расчет трансформаторов статических преобразователей прово- дится с у етом особенности их работы в схеме преобразователя. В ос- новном в преобразователях применяются тороидальные трансформа- торы, которые в зависимости от частоты преобразования выполняют- ся иа сердечниках из железо никелевых сплавов или феррита. Важ- ным требованием к ТСП является обеспечение минимальной массы. Расчет ТСП обычно ведется на заданную температуру перегрева (60—60 °C). В ряде случаев вводятся ограничения по падению на- пряжения в обмотках. Выбор типоразмера магнитопровода осуществляется по габа- ритной мощности. При этом удобно пользоваться заранее рассчитан- ным рядом трансформаторов иа унифицированных сердечниках; данные таких рядов приведены в табл. 3.31—3.34 для некоторых фиксированных частот. Расчет основных параметров ТСП для дру- гих частот проводится с использованием формул табл. 3 35. Действующее* значение тока вторичной обмотки со средней точ- кой h = /н?У2. (3.63) Электромагнитная постоянная времени трансформатора Та = Ьц/Г1- (3.64) 108
Ц^/см ;« 12 io 8 6 4 2 ° 2 Ч 6 8Пт,Ысц ЭК Гц Ч0НКМ-0,02нм г) МП-140 8) Рнс. 3.23. Зависимости Я0=ф(Л/т) при втп= га const I09
Таблица 3.31 Расчетные данные ряда ТСП с самовозбуждением на О-образных ленточных магнитопроводах, имеющих различную толщину ленты Типоразмер магннтопровода 34НКМП 7SHM 0,1 ии 0,05 мм 0.05 мм 0,05 мм /=. 1 кГц; Sm- ,4 Т /»2,4 кГц; Bm-1,4 Т f=5 кГц; Bm=1.4 Т f=10 кГц; Вт=0,7 Т А/мм* “к’ £ рг‘ В-А A/itu* “к* ₽г’ В-А а/мм* “к- % & А/мм* “к’ % рТ- В.А ОЛ 12/14-3 3,0 10 0,15 7,0 10 0,7 15,0 10 3 16 1Q 3 ОЛ 14/17-3 4,5 10 0,5 9,0 10 2,5 15,0 8 10 15 8 10 ОЛ 16/20-3 5,0 10 1,5 10 10 6,0 12,0 6 -15 12 6 15 ОЛ 18/23-4 6,5 10 5,0 10 7 15 9,0 3 30 10 4 32 ОЛ 20/25-5 6,7 10 8,0 9,5 7 23 8,0 3 40 8,5 3 48 О Л 20/25-6.5 7,3 10 12,0 8,5 6 28 7,5 2 50 8,0 2,5 60 ОЛ20/28-5 7,8 10 15,0 8,0 5 34 6,5 2 60 7,5 2,0 70 ОЛ20/28-6.5 8,0 10 20,0 7,5 5 43 6,0 1,5 76 7,0 1,8 85 О Л22 /30-5 7,7 10 20,0 7,0 4 40 6,0 2 65 6,5 2,0 90 ОЛ22/30-6.5 8,0 9 27,0 6,5 3 50 5,5 1,5 80 6,5 1,5 100 ОЛ25/35-5, 6,8 10 29,0 6,3 3 60 5,0 1,5 100 6,0 1,5 115 ОЛ25/35-6.5 6,5 8 37,0 5,8 2,5 72 4,5 1,0 И5 5,5 1,2 140 ОЛ25/40 5 6,9 7 43,0 5,5 2,5 83 3,7 0,8 120 5,2 1,2 150 ОЛ25/40-6.5 6,0 6 54,0 5,0 2,0 100 2,5 0,4 105 4,7 1,0 180 О Л 28/40-8 5,5 6 65,0 4,8 1,5 126 2,7 0,5 145 4,5 0,8 220 ОЛ28/40-Ю 5,5 5 89,0 4,5 1,3 145 1,5 0,3 95 4,1 0,6 250 ОЛ32/45-Ю 5 3,5 115 4,0 1,2 220 1,8 0,3 168 3,8 0,5 350 Таблица 3.32 Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбужденней на О-образных ленточных магнитопроводах из материала 34НКМП различной толщины ленты ______ Типорммер магнлтопровода 0,1 мм 0,0S мы 0,02 мм 1 кГц; вт-1,1 Т /п“« кГц fn~!0 кГц /, А/мм* нк' % вГа В_, Т ш а/мм* % В-А В . т к/ш1 «к- % РР В-А ОЛ 12/14-3 3,0 10 0,15 1,0 14,3 10 2,7 1,о 21,3 9,0 7,0 ОЛ 14/17-3 4,0 10 0,6 1,0 15,0 9,5 8,0 1,0 14,5 5,0 14,0 ОЛ16 20-3 4,6 10 1,5 1,0 12,5 7,0 13 1,0 11,8 з,Ь 22,0 ОЛ 18/23-4 6,3 10 5,0 1,0 9,3 4,0 27 1,0 8,5 2,0 44 ОЛ20/25-5 6,5 10 8,0 1,0 8,4 3,0 40 1.0 7,4 1,5 63 ОЛ 20/25-6,5 7,1 10 10,0 1.0 7,8 2,5 50 1.0 6,6 1,5 74 О Л 20/28-5 7,6 10 15,0 1.0 7,1 2,0 58 0.9 5,7 1.0 74 ОЛ 20/28-6,5 7,6 10 19,0 1.0 7,0 1,6 75 0,9 5,2 0,8 88 ОЛ 22/30-5 7,5 10 19,0 1,0 6,6 2,0 67 0,9 6,3 1,5 90 ОЛ 22/30-6,5 7,9 9,0 25,0 1.0 5,9 1.5 81 0,9 4,9 1,0 97 О Л 25/35-5,0 6,7 8,5 30,0 1,0 5,7 1,5 100 0,9 4,8 1.0 125 ОЛ 25/35-6,5 6,5 7,0 39,0 1.0 5,1 1,0 118 0,8 4,0 0,5 135 О Л 25/40-5 6,2 7,0 44,0 1,0 4,7 1,0 130 0,6 4,0 1,5 143 О Л 25/40-6,5 6,0 5,5 56,0 1,0 4,0 0,8 144 0,6 4,2 1.0 165 ОЛ28 40-8 5,6 5,0 67,0 1,0 4,0 0,8 180 0,6 4,1 1.0 200 ОЛ28. 40-10 5,5 4,0 87,0 0,9 3,7 0,7 200 0,6 3,6 0,6 220 ОЛ 32/45-10 4,9 3,5 115 0,9 3,5 0,6 285 0,5 4,0 1,0 315 ОЛ 32,50-8 4,8 3,5 120 0,9 3,1 0,6 280 0,5 3,8 1,0 330 ОЛ 32/50-10 4,7 3,2 125 0,9 3,0 0,5 335 0,5 3,5 0,8 410 ОЛ36/56-8 4,5 3,0 163 0,8 2,8 0,5 340 0,5 3,4 0.8 400 О Л36/56-10 4,4 2,7 205 0,8 2,5 0,4 390 0,45 3,1 0,5 450 О Л40/56-12,5 4,0 2,0 305 0,8 2,8 0,4 530 0,4 2,5 0,5 700
Таблица 3 33 Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на О-образных ленточных магнитопроводах из материала 40 НКМ; толщина ленты 0,02 мм Типоразмер магиитопровода fn=io кГц. Bm=0,6 Т fu=20 кГц: fim=0,G т fn=50 кГц Ст₽- г / А/мм* “к • К В Г’ В-А /. А/мм* и , % к’ /в рг- В. А т /. А/м.м2 % рг В А ’ ОД 12/14-3 15 4 0 3 15 2 5.5 0,6 14 0.8 12,5 5 ОД 14/17-3 15 3 0 9 15 1,5 16 ‘0.6 14,5 0,6 36 8 ОД 16/20-3 13 2 3 15 12,5 1.2 28 0.6 Л 0,4 57 Г1 ОД 18/23-4 10,5 1..2 33 10 0.7 60 0.6 8,0 0,2 115 20 ОЛ20/25-5 9,5 1 0 49 9 0.5 85 0.6 7,2 0,15 165 27 ОД 20/25-6.5 9,0 0 7 60 8,5 0,35 ПО 0,45 7,9 0,15 180 31 ОД 20/28-5 8.3 0.6 70 8,0 0,25 120 0,45 7,0 0,12 200 35 ОЛ22/30-5 8,7 0,7 80 8,2 0,3 140 0,45 7,3 0,12 225 43 ОД22/30-6.5 8,0 0,5 100 7,3 0,25 170 0,45 6,5 0,1 зоб 50 ОЛ25/35-5 7.7 0,6 140 7,0 0.25 240 0,45 6,2 0 1 400 65 ОЛ25/35-6.5 6,9 0.4 170 6 1 0.2 290 0,4 6,0 0 1 450 75 ОЛ25 40-5 6,8 0.4 200 6,0 0,15 320 0 4 5 7 0 1 500 86 ОД 25/40-6,5 6,7 0.3 260 5,4 0,1 380 0,35 5 4 0,1 550 97 ОЛ28/40-8 6,5 0,3 295 5,0 0.1 385 . 0,35 5,0 0,06 650 НО ОЛ28/40-Ю 6,0 *0 2 330 5,0 0,1 410 0,35 4,8 0,06 800 125 ОД 32/45-10 5,5 0.2 510 4.5 0.1 600 0,35 4 2 0,05 1000 140 ОЛ32/50-8 5.3 0 2 525 4.3 0,1 630 0,35 4,0 0,05 1100 150 Т а б.л н ц а 3.34 Расчетные данные ряда ТСП с независимым возбуждением на кольцевых магнитопроводах из ферритов марок 2000НМ1, 2000НМЗ Типоразмер магиитопровода fn=10 кГц; Bm=0.2 Т fn=50 кГц fn=IOO кГц /, А/мм’ “к- % а. ш в„, т тп а/мм’ “к- % РГ' В-А Я . т тп h А/мм1 «к. % я К5ХЗХ1.5 3,0 10 0,02 0,2 14,0 10 0,3 0,2 14,5 5,5 0,6 К7Х4Х2 4,0 10 0,08 0,2 17,5 8,5 1,3 0,2 14,5 3,5 2,1 КЮХ6Х2 4,2 10 0,25 0,2 13,0 6,0 3,5 0,2 11 0 2,5 5,6 KI0X6X3 5,5 10 0 5 0,2 13,0 4,5 5,5 0,15 11,0 2,5 7,0 КЮХ6Х4.5 7,0 10 1,0 0.2 н.о 3,0 7,5 0,15- 10,5 1,9 9,0 К12Х5Х5.5 12,5 9,5 2,5 0,2 10,0 1,5 10,0 0,42 10,0 1,3 11 0 К16ХЮХ4.5 11,0 8,7 8,0 0,2 8,5 1,2 28,0 0,12 9,0 1,1 34,0 KI6X8X6 11,0 10 8,0 0,2 10,0 2,7 30,0 0,12 10,0 2,4 35,0 K17.5X8.2X5 11,0 8,5 9,0 0,2 8,5 1,3 30,0 0,12 8,5 1,2 ’ 34 0 К20ХЮХ5 9,6 7,8 12,0 0,2 8,0 1,2 42,0 0,12 8,5 1,1 51,0 К 20X12X6 11,5 10 22,0 0,2 9,5 1,8 77,0 0,12 10,0 1,5- 94,0 K28XI6X9 9,0 5,0 66,0 0 18 7,5 1 0 210 0,1 8,0 1,° 250 КЗ IX 18,5X7 8,5 6,0 72,0 0 18 7,5 1.2 250 0,1 7,5 1,0 260 К32Х16Х8 8,0 4,0 82 0 0,18 . 7,5 ’ 1,8 310 0,1 7,0 0,7 305 К32Х20Х9 7,6 4,0 100 0,15 7,0 1.0 300 0,1 7.5 0,9 410 К38Х24Х7 6,8 5,0 1-32 0,15 6,0 1,2 400 0,1 6,5 1,0 540 К40Х25Х7.5 6,3 4,4 160 0,15 5,7 1,0 470 0,1 6,0 0,9 630
Таблица 3..35 Изменение основных параметров ТСП с увеличением частоты Основные параметры ТСП с 1 нсммым 1 возбуждением» < Вв т в ТСП с самовозбуждением, в„—в, ТП 0 Габаритная мощность t h = /П-а/₽) х -в / * з *Д1 г *01 Ьрз • -в 0 + vl) *оЗ *Д2 У *01 *Я1 Плотность то- ка, / 11 if *01 *Д1 71 У *о» *Я2 •в /~О ~Ь*1) *О1 *Д| Г (1 + Vs) kgl Ьц2 Магнитная • индукция, В дтэ i-a/e вт. 1 ml 1 Напря- жение коротко- го замы кания «к.р f «О1 KR2 1 / 0+Vl) *03 *Я1 г ( 1 + Vj) Й01 Ада ик.а . =)~ (I-a/P) х WK-ai X 1/ » *оз *Я2 •_ 1 -1 / *O1 *R2 Г Йол kRi кпд, Пх 1—1=3» • РГ “t>« 1 в* Примечания: I. Зваком * обозначены относительные изменения расчетных параметров трансформатора при максимуме габаритной мощноств каждого типоразмера магннтопровода. 2. Индексы «|> н «2» соответствуют значениям параметров трансформа- тора прн частотах / н ft- Выбор влектромагнитных нагрузок — индукцию Вт и плотность тока находят из табл. 3.31—3.34 по расчетному значению РТ для выбрацного типоразмера магннтопровода; КПД трансформатора оп- ределяется по графикам на рис. 3.24. Если для трансформаторов усилителей мощности, выполняемых на ленточных сердечниках Вт > 075 ВЙ, то принимается Вт = 075 Bt. Для ферритов с уче- том изменения Ва от температуры выбирается Вт < 0,175 Т для 2000НМ1 и 2000НМЗ, а для 2500НМС1 — Вт < 0.25 Т. Для авто- генераторов с насыщающимся трансформатором принимается Вт = 114
«= Bs. Для сплавов 34НКМП н БОНП Bs — 1,45 Т, а для 79НМ Bs — = 0,75 Т. Электрический расчет проводят в следующей последовательно- сти. 1. Определяют число витков на один вольт We по формуле (3.33). 2. Напряжение короткого замыкания ик — по формуле (3.7). 3. Число витков первичной и вторичных обмоток—по формулам (3.34). 4. Ток первичной обмотки предварительно определяется без учета тока холостого хода по формуле (3.58) 5. Действующие значения токов вторичных обмоток со средней точкой — по формуле (3.63). 6. Выбор сечения и диаметра провода обмоток производится как и при расчете однофазных ТММ. Конструктивный расчет. Выбор межслоевой н ♦межобмоточ- ной изоляции, расчет размещения обмоток в окне магннтопровода производятся аналогично однофазным ТММ. Рекомендуемый порядок размещения обмоток ТСП: ближайшей К магнитопроводу размещается первичная (коллекторная) н базовые обмотки, затем поверх них размещаются остальные обмотки. Обмот- ки со средней точкой выполняются двумя проводами. Все обмотки укладывают в целое число слоев равномерно по периметру магиито- провода. Поверочный расчет проводят в следующей последовательности. 1. Индуктивность первичной обмотки определяют по формуле (3.55). Напряженность магнитного поля Нт, соответствующая ин- дукции Вт, выбирается из табл. 3.6 нли по кривым намагничивания. 2. Электромагнитную постоянную времени ТСП — по формуле (3.64). 3. Действующее значение тока первичной обмотки — по фор- муле (3.57). 4. Среднее значение тока холостого хода — по формуле (3.54). 5. Сопротивление обмоток — по формуле (3.46). 6. Падение иапряжеиия в обмотках Д1/ = ltRty 7. Уточняют число витков первичной н вторичных обмоток по формулам (3.47). Рис. 3.24. Зависимости КПД трансформатора от суммарной выход- ной мощности 115
8. Определяют потери в меди обмоток по формуле (3.5), поте* ри в стали по формуле (3.14). 9. КПД трансформатора по формуле (3.15). Дальнейший расчет массы обмоток, изоляции и тепловой рас* чет проводятся аналогично однофазным ТММ 3.7. Дроссели сглаживающих фильтров Расчет сглаживающих дросселей, как и трансформаторов, про- водится на задаииое превышение температуры обмоток или задан- ное падение напряжения. Первое условие расчета обеспечивает ми- нимальную массу или объем дросселя, а второе — задаииое измене- ние напряжения, иа выходе выпрямителя при изменении тока на- грузки. » Расчет сглаживающего дросселя заключается в выборе конст- рукции, типоразмера и материала магнитопровода, определении дан- ных обмоток, при которых обеспечиваются заданные параметры: ин- дуктивность дросселя L, ток подмагничивания /(, допустимое зна- чение переменной составляющей напряжения иа заданной час- тоте пульсаций /. При этом перегрев дросселя или сопротивление обмотки не должны превышать заданные. Индуктивность дросселя определяется по формуле 1,26ргвф V’Sc АсЮ-8 1с (3.65) Объем магиитопровода дросселя определяется из выражения Lit 108 (3.66) Напряженность постоянного магнитного поля и значение магнитной проницаемости рГВф, принимаемые при расчете дросселей с магннтопроводом из электротехнической стали и магнитодиэлект- рика МП140, приведены в табл. 3.36. При расчете дросселей удобно пользоваться зависимостями, свя- зывающими объем магиитопровода с индуктивностью дросселя и то- ком подмагничивания /о- На рнс. 3.25 для тех же материалов маг- нитопровода, что н в табл. 3.36, представлены зависимости Vc = — <р (L/J) при перегреве обмоток не более 50 °C. Таблица 3.36 Значения р, и Яо для электротехнической стали магннтодналектрика МП140 Материал магиитопровода и»»* На. А/см Стали электротехнические Магнитодиэлектрнк МП 140 100—300 25-75 80—20 80—25 116
Рис. 3.25. Зависимость произведения LIS и плотности тока j <п объема стали магиитопровода Ve дросселя: /—сталь 3412 (Э320). 0.35 ми броневой <БМ] и стержневой (СМ) ыагвнто- нроводы; 2 — сталь 3423 (Э360) 0 15—0 08 им броневой и стержневой магни- тов роводы Базовый размер сердечника находят нз выражения •/-------- (3.67) Для броневой н стержневой конструкций фу = 2у (х + z -J-1); Фу = 2у (х + z + 2) соответственно. По найденному значению Vc н базовому размеру а выбирается требуемый магнитопровод. Выбрав плотность тока / по кривым иа рис. 3.25, в зависимости от значения Vc определяют напряженность постоянного магнитного поля по формуле (3.68) Необходимое число витков обмотки дросселя определяют из вы- ражения «7= 10* ___________________ 1 >26p.r эф Sc kc (3 69) Предварительно по кривым ргэф = ф (Л/о) на рнс 3 26 опреде- ляют значение Ргаф- Оптимальное значение немагнитного зазора /а в магннтопроводе дросселя 6poi евой или стержьевой конструкций выб/рается с уче- том режима работы магнитной системы. Суммарное действие посто явной и переменной составляющих напряженности магнитного поля не должно приводить к насыщению магиитопровода, поскольку при этом резко уменьшится магнитная проницаемость и индуктивность дросселя, т е. долж/ о выполг яться условие В = Ва -f- Вт < В„ 117
Поскольку относительное значение эффективной магнит- ной проницаемости магннто- провода прн наличии зазора можно выразить формулой I Мгаф —Рг . , . ►С"Г Hr *3.0ПТ (3.70) ГАе ^а’иГ>н~'> а /=а 1.41рол_ = (с+^а.спт» то оптимальная длина воздуш- ного зазора /а.опт может быть определена по формуле (а.шп ic/ргзф (3.71) Рнс. 326. Зависимости я 1Я от напряженности постоянного подмагничивающего поля для раз- личных материалов магннтопро- вода: 1 — сталь 3423 (Э360), 0.08 ММ, 2 — сталь 3423 (Э360). 0,16 мм, 3 — сталь 3412 03201, 0.35 мм; 4 — МП 140 дукции Вт составляющей напряжения в магннтопр воде по Графики для определения оптимального воздушного за- аора (в процентах от /с) в за- висимости от напряженности магнитного поля ff0 приведены на рнс. 3.26. Прн расчете режима маг- нитной цепи дросселя опреде- ляют значение магнитной ин- заданной величине переменной U 4Аф fS0 Ac W (3.72) н расчетное значение магнитной индукции в зазоре Во от постоян- ной составляющей напряженности магнитного поля Прн расчете дросселя фильтра для импульсных стабнлиэат ров напряжения необходимо знаняе величины пульсации напряжения на входе фильтра, зависящей от угла регулирования ар и типа стабили- затора. С учетом принятых на рис. 3;27 обозначений для регулируе- мого преобразователя и вольтдобавочного стабилизатора, относи тельная величина пульсации напряжения на яходе фильтра опре- деляется на выражения A^~ = ^oi_/^Ol.p. <зм> Для формы кривой напряжеиня иа рнс. 3.27, а « 2 Ди_ =----------sin av, (3 75) Л — Ctp 118
а для рис. 3.27, б 2 (ft—I) sin ctp MJ~ —'-------------_ . (3.76) ft (л—ap) + ap где ft — VI Unp. Зависимость — <p (ap) представлена иа рнс. 3.28. Требуемая индуктивность дросселя фильтра для схемы регули- руемого преобразователя определяется по формуле Ucn sin ap L = ---------------• (3.77) (л—ap) л^0 mtn где l/Cp = (I — «р/л) U. Для схемы вольтдобавочного ст билизатора (А—1) sin ap 1/ср L -------------------------- (3 78) (ft (п—ap)+ap( nflo mtn [ap ( 1 \1 I —----( 1 — — J U Л V k J J Методика расчета. Исходные данные- индуктивность дросселя L, Гн; ток подмагничивания /в, А; переменная составляющая на- пряжения и^,. В; частота [, Гц; рабочий потенциал обмотки l/р. В; температура окружающей среды 7'с, °C, перегрев катушки АТ^, ’С. Прн работе в цепях с ШИМ дополнительно указывается вид стаби- лизации (по рис. 3.27) и угол ар Расчет проводится в следующей последовательности. I) . Определяют произведение L/J и по найденному значению на- ходят >бьем стали сердечника по кривой на рис. 3.25. Выбирают кон- Рис 327. Форма напряжения на вхо де фильтра. я — импульсного стабилизатора, б — вольтдобавочного стабилизатора Рис. 3.28. Зависимости Д£/_ от угла регулирования ар; а — для импульсного стабилизатора; б — для вольтдобавочного стабилиза- 119
структивиое исполнение дросселя и материал магинтопроиода с уче- том рабочей частоты Затем по формуле (3.67) определяют базовый размер сердечника о при предельных значениях коэффициента у. По найденным значениям Ус и о из табл 3.1 определяют предвари- тельно типоразмер магннтопровода. Для выбранного типоразмера по графикам на рис. 3 25 определяют плотность тока /. 2) . С учетом рабочего потенциала обмоток предварительно вы- бирают значение коэффициента заполнения окна проводом обмотки kD. Прн наличии межслоевой изоляции kD < 0,3, а прн ее отсутствия - Ао > 0,3. 3) . Определяют напряженность постоянного магнитного поля Но нз выражения (3.68), по графикам на рнс 3.28 в зависимости от Но для выбранного материала магннтопровода определяют значе- ние рг эф н длину немагнитного зазора в пр центах от 1а. 4) . Чйсло витк в обмоткя дросселя определяют по формуле (3.69), диаметр провода обмоткн — по формуле d » 1,13 V I0/i Далее рассчитывают размещение обмоткн в окне магннтопровода. Если обмотка не размещается в окне магннтопровода, то расчеты повторяют для магнитопровода с большим значением Ус или при свободном размещении обмотки на меньшем типоразмере магнито- провода 5) . Определяют сопротивление обмоткн дросселя по формуле (3.46) н падение напряжения на обмотке. Находят потерн в обмотке дросселя по формуле (3 5). 6) Пр 'Веряют режим работы магнитной цепи дросселя. По фор- мулам (3 72) н (3.73) пределяют значения Вт и Во Прн необходимо стн определяют А1/~ по формуле (3.75) нлн (3.76). Для найденного значения Вт определяют потерн в магннтопр >воде (В \2 Yc Ac Vc IO"3 “it ! 7) . Поверочный тепловой расчет дросселя проводится по форму лам (3.28) или (3.29) в зависимости от выбранной конструкции Расчет дросселя на заданное сопротивление обмотки имеет ряд отличий от изложенного выше Если заданное активное сопротивле- ние rL значительно меньше полученного прн расчете иа допустимый перегрев, то необходимо уменьшить плотность тока и увеличить объ- ем магнитопровода Прн этом следует стремиться к сохранению значе- ния v sss 1, поскольку это условие обеспечивает минимум массы Для выбора типоразмера магнитопр вода прн заданном значе- нии rL определяют его конструктивную постоянную о SC К,------— = 6,7-Ю-3 А0-7Т~, (3 79) Рг8ф ‘С lW де xL = UrL — постоянная времеян дросселя; Se, 5С в квад ратных сантиметрах, /с, lw в сантиметрах Полученное значение конструктивной постоянной KL сравни вают с аналогичным значением для магннтопровода, выбранного прн расчете на заданный перегрев. Если значение конструктивной постоянной при расчете на заданное сопротивление больше, то даль- 120
нейший расчет ведется с использованием большего типоразмера маг- нитопровода, соответствующего полученному значению KL. Диа- метр провода обмотки дросселя определяют по формуле / d = 1,13 I/ -------. (3.80) •' rL Дальнейший расчет дросселя выполняется по методике, исполь- зуемой прн заданном значении перегрева обмоткн. Глава четвертая Выпрямители и сглаживающие фильтры 4.1. Общие сведения о выпрямительных устройствах Выпрямительные устройства используются для преобразования переменного напряжения питающей сети в постоянные напряжения треб\ емой величины. Выпрямительное устройство в большинстве случаев состоит нз трансформатора, преобразующего переменное напряженве питаю- щей сети в более высокое или низкое, полупроводниковых диодов. осуществляющих выпрямление переменного напряжения, н сглажи- вающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрямленного на- пряжения. Основным элементом выпрямительного устройства является ди- од, который представляет собой нелинейный прибор. Сопротивление днода для тока протекающего в прямом направлении, в сотнн-тысячн раз мень- ше, чем для тока, протекающего в обрат- ном направлении В настоящее премя в основном применяются кремниевые по- лупроводниковые дноды. Для работы выпрямителей принци- пиальное значение имеет характер на- грузки, включенной на выходе выпря- мителя, т. е схема сглаживающего фильтра. На рнс 4.1 показаны формы токов в фазе двухполупернодной схемы выпрямителя со средним выводом об- мотки при питании от сети переменно- го напряжения синусоидальной формы (рис. 4.1, а) Форма тока прн работе на фильтр, начинающийся с емкости, пока- зана на рис 4 1, б, на фильтр начинаю- щийся с индуктивности — на рис. 4 I, а; на активную нагрузку без фильтра — на рис. 4.1, а. В первом случае форма тока представляет собой верхнюю часть синусоиды с продолжительностью менее полупериода во втором — прямоуголь- Рис. 4.1. Формы напря- жения (о) н токов (б, в, г) в фазе двухполупе- риодной схемы выпрями- теля со средним выво- дом вторичной обмотки 121
ную форму с продолжительностью, равной полуперноду, в третьем — полусннусоиду. Разные формы токов в фазе и их продолжитель- ность приводят к тому, что методы расчета выпрямителей с различ- ным характером нагрузки существенно различаются. Выпрямители, работающие на фильтр, начинающийся с емко- сти (с емкостной реакцией), используются в широком диапазоне вы- прямленных напряжений и мощностей. Трансформаторы этих вы- прямителей имеют большую габаритную мощность по сравнению с выпрямителями с индуктивным фильтром. К недостаткам выпрямите- лей с емкостным фильтром относится большая амплитуда тока через диод. Выпрямители с индуктивным фильтром применяются в широком диапазоне выпрямленных напряжений при мощностях от десятков ватт до нескольких киловатт и притоках свыше IA. Такие выпрями- тели' имеют меньшее внутреннее сопротивление по сравнению с вы- прямителями с емкостным фильтром, что уменьшает зависимость выпрямленного напряжения от тока нагрузки. Применение индук- тивного фильтра ограничивает импульс тока через днод. Недостат- ком выпрямителей с индуктивным фильтром являются перенапряже- ния, возникающие на выходной емкости и на дросселе фильтра при включении выпрямителя н при скачкообразных изменениях тока нагрузки,* что представляет опасность для элементов самого выпря- мителя и его нагрузки. Выпрямители без сглаживающего фильтра применяются срав- нительно редко в тех случаях, когда пульсация напряжения на на- грузке не имеет существенного значения. Сглаживающий фильтр также часто отсутствует в схемах многофазных выпрямителей, име- ющих малую пульсацию выпрямленного напряжения. 4.2. Расчет выпрямителя с емкостным фильтром Расчет выпрямителя сводится к выбору схемы и типа диодов, расчету режима работы диодов, определению параметров трансфор- матора и сглаживающего фильтра. Исходные данные для расчета ^выпрямителя должны содержать следующие параметры: напряжение питающей сети 1/с; число фаз питающей сети т; частоту питающей сети /с; выпрямленное напряже- ние Uo\ выпрямленный ток /0; коэффициент пульсации на входной емкости фильтра (Со) АП01 = "г°/~ 100%, где Un~ — амплитуда первой гармоники пульсации на входной емкости фильтра. Выбор схемы. При работе выпрямителя с емкостным фильтром обычно используют схемы, приведенные иа рис. 4.2. Выбор схемы вы- прямителя зависит от ряда факторов, которые должны учитываться в зависимости от требований, предъявляемых к выпрямительному устройству. К таким факторам относятся выпрямленное напряжение и мощность, частота пульсации выпрямленного напряжении, число диодов, обратное напряжение иа диоде, коэффициент использования мощности трансформатора, напряжение вторичной обмотки. По- вышенная частота пульсации позволяет уменьшить размеры сглажи- вающего фильтра. При увеличении коэффициента использования мощности трансформатора, который равен отиошеиню выпрямленной мощности к габаритной мощности трансформатора, габариты по. следнего уменьшаются, а КПД выпрямителя, как правило, возраста 122
a) В) Рнс. 4.2. Схемы выпрямителей е емкостным фильтром 123
ет. Это следует учитывать прн выборе схем для выпрямителей новы» шейной мощности. При выборе схемы для высоковольтных выпрямителей необходи- мо учитывать, что снижение иапряжеиия вторичной обмотки транс- форматора позволяет уменьшить межслойную изоляцию и, следова- тельно, размеры трансформатора. Сравнительные данные парамет- ров различных схем выпрямителей приведены в табл. 4.1. Частота пульсации выпрямленного напряжения = т/с; значения т указаны в табл. 4.1. Однополупериодную схему (рис. 4.2, а) обычно применяют при выпрямленных токах до нескольких десятков миллиампер н в тех случаях, когда не требуется высокой степени сглаживания выпрям- ленного напряжения. Эта схема характеризуется плохим коэффи- циентом использования мощности трансформатора. Двухполупериодную схему со средним выводом вторичной обмот- ки (рис. 4.2, б) применяют в низковольтных выпрямителях. По срав- нению с однофазной мостовой она позволяет уменьшить вдвое число диодов и тем самым понизить потери. Однофазная мостовая схема (рис. 4.2, в) характеризуется вы- соким коэффициентом использования мощности и поэтому может быть рекомендована для использования в устройствах повышенной мощности прн выходных напряжениях от десятков до сотен вольт. Симметричная схема удвоения напряжения (рис. 4.2, г) пред- ставляет собой последовательное соединение двух однополупериод- иых схем н применяется при повышенных выпрямленных напря- жениях (до 1—2 кВ) в устройствах различной мощности при небольших токах. Несимметричные схемы с умножением напряжения применяют- ся при очень малых токах нагрузки, т. е. в режиме, близком к холос- тому ходу. Одна нз таких схем показана на рис. 4.2, д В этой схе- ме выпрямленное напряжение почти в & раз больше амплитуды на- пряжения вторичгой обмотки трансформатора, так как коэффициент умножения Аумв, равный числу диодов или конденсаторов, в дан- ном случае равен 5. Увеличение или уменьшение выпрямленного на- пряжения достигается соответственно добавлением или исключени- ем нужного числа каскадов, каждый из которых состоит из одного ДЯоДа и одного конденсатора. В схемах умгожения частота пульса- ции f = fc; обратное напряжение иа диоде и напряжение иа всех конденсаторах (кроме первого С/) рьвцо удвоенному амплитудному значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. При не- четном числе каскадов по вторичкой обмотке протекает постоянный ток, вызывающий вынужденное намагничивание трансформатора. Трехфазная однотактная схема (рис. 4.2, е, ж) имеет малое паде- ние напряжения иа диодах и поэтому ьожет быть использована для выпрямления низких напряжений при повышенных мощностях (свыше 500 Вт). Схема характеризуется плохим коэффициентом ис- пользования мощности трансформатора, сравнительно большим об- ратным напряжением иа диоде и наличием вынужденного намагни- чивания трансформатора, которое вызывает увеличение потерь в магнитопроводе. Поэтому трехфазная схема не и. ходит широкого пименения. Трехфазная мостовая схема (рис. 4 2, а, «), н' ыв ем я иногда шестнфазиой мостовой, обладает наилучшим коэфф* циентом исполь- зования мощности трансформатора, и ан» еиыпим обратным напряже- нием на дгоде и высоксй частотой пульсации выпрямленного напря- жения. Схема применяется в широком диапазоне выпрямленных иа- 124
Формулы для расчета выпрямителя с емкостным фильтром ад ад ад <□ kJ о ад о kJ ад к! ’h ад «и «0 о ад CQ ад||” eslr^ ад ад «ь н к + е X + е X + е сч + е Ji ► и + е + _е & с5 е Ji сч СЧ h + & Э N 4S * X л ч* 1© 5S м* <ф о IO ГО сч м* ю СО О о о со 0> СО 1© »© со в й *• о £ « ад о •ч. с 1© СО II к? -h е 1© СО* й о Ч. **- « о о ч. СО сч » « сч’ « ад -?h с »*м 1© Й к“ ^|<о о 5 « £ -?|<О и <18»Л О |с» kJ сч « >. кГ сч 1О й £ кТ 1 1 к к ° э 1 ч м i t > «ч сч *8 > ь? сч U5 и ]<о ад е 1О й & м <и О Й Ф С ч» К?|«Э ^|« о •*4 S сч сч со СО со <О i Схема выпрямителя g Q 8*1 и-* II h 5 п 2 я О я 8*°. *1 0» .й за h н |1 £ *»* R СО 0 е S • ««1 «м* 3 g и _ 5 S со *—* К и 5 S ”. S3 “d ё<£ Is* 3 0 т 1 0 « § Ям «Г®1* я 3s! ел S~ о. а t- Ч 1 ! 0 h е-З *г «< 3 3 £•» Н я 3-. 0 я П ef 1 i 0 я . Я 1 "за «3 я 3 , я Я я О >^адГ a о схм* и., н CXi Д <в ® Ч «си 6 & 1 а 5 0 42. Я Я й 3 1 1 я » 1 ₽• Л И 125
Продолжение табл. 4.1 Схема выпрямителя It ;пр.д h pr Pt рш Форма тока в фазе вторичной обмотки Однополупериодная (од- нофазная) Рнс. 4J, а Do /о Do io n Vil-1% 2Pe 2,15Po ЗЕ» W»rm А. . 0 X 2Х Двухполупериодная, со средним выводом Рнс. 42, б Ч n — °0 2 л/jT/T 1.8P0 2,15P0 3Ej №гш lf\a 1 0 X 2Х Я» Однофазная мостовая (Гре- на) Рис. 4.2, в D° 2 n Io 1.5P0 1,5P0 ЗЕ» 4N*rm О \J Удвоения напряжения (Ла- тура) Рнс. 42, г- Do/о 1/2 Do /о nit l,5P0 1,5PO 3Ej у 9 X\J Окончание табл. 4.1 Схема выпрямителя /> *ПР-Д /« РГ Pt рт Форма тока в фазе вторичной обмотки Трехфазная (звезда — звез- да) Рнс. 4.2,а 2Р0 2,16Р0 ЗЕ« №гщ 0 X 2Х Трехфазная (треугольннк — звезда) Рнс. 42, ж °*-Г л|/*/я—Q 2Р0 2,15Ро 3ES 0 X 2Х Ларионова (звезда — звез- да; треугольннк — звезда) Рнс. 42, з, и D А Л /1 1,2Р0 1,25Ро 9Е« .ла. у 9 X\JV Ларионова (звезда — тре- угольннк; треугольник — треугольннк) Dp /о зУ~ D.±-V-T л/1 1,2Р0 1,26Р0 ЗЕ| 4№гш П рам е ч ан и е. Формулы для расчета Pt и Pt приближенные. 3
Рнс. 4 3. Область изменения прямой ветви вольт-амперной характеристики диода пряжений н мощюстей. Вторич ную обмотку трансформатора не рекомендуется соединять в тре- угольник из-за появления урав- нительных токов, возникающих при асимметрии фазных напря женин. Для расчета схем выпрямите лей необходимо знать следующие параметры диодов: максимально допустимый средний выпрямлен ный ток /1Р.ср та».' максимально допустимый импульсный ток /Пр-и. та»: максимально допу- стимое импульсное обратное на- пряжение {/обр-н max» прямое падение напряжения иа диоде U„p. измеренное на постоянном токе или дифференциальное (внутреннее) сопротивление диода Гдиф. определяемое по статиче- ским вольт-амперным характери- стикам (ВАХ), максимальная ча- стота выпрямляемого напряже- ния /та». максимальный обрат- ный ток при максимально допустимом обратном напряжении на диоде /обр max При повышении окружающей температуры прямое падение иа пряжения на кремниевых диодах уменьшается,, обратный ток уве- личивается, а допустимое значение выпрямленного тока снижается. Если /пр.Ср max < ^пр-ср. то дноды нужно включать парал- лельно. Для определения минимального числа диодов /Уцар. которое можно включить параллельно без выравнивающих элементов |42], следует воспользоваться вольт-ампернымн характеристиками вы бранного, диода, показывающими область возможного изменения прямой ветви ВАХ при заданной температуре (рис. 4.3) Такне ха- рактеристики приводятся в справочниках и технических условиях иа диоды Минимальное число параллельно включаемых диодов опреде- ляют по формуле Л пар = (/пр.ср /пр.ср тах~Ы)' z (4 1а) где /пр ср среднее значение тока, протекающего через парал- лельно включенные диоды; kj = /цр.ср//пр ср та» — коэффициент нагрузки днода по току (обычно fej = 0,64-0,8); Д/ — определяет ся графически по вольт-амперным характеристикам иа рис. 4.3 Полученное по формуле (4.1а) дробное значение А/Пар следует округлить до ближайшего целого числа Если //обр-и та» < t/обр-и. то Диоды следует включать после- довательно. Число последовательно включенных диодов в фазе (пле- че) выпрямителя определяют по формуле N ^обр и >бр и max (4 16) 128
При последэвателоном соединении диодов их необходимо шун- тировать выравнивающими резисторами. Диоды с обратным током до 100 мкА рекомендуется шунтировать резисторами нз расчета 70 кОм на каждые 100 В амплитуды фактического обратного напря- жения. приходящегося на один днод, а диоды с обратным током свы- ше 100 мкА — из расчета 10—15 кОм на каждые 100 В обратного на- т жжения. Сопротивление шунтирующего резистора гш> кОм: <А>бр и 100 А/ПОСЛ (4 2) где R — 70 или 10—15 кОм. Падение напряжения на диоде (/„□, измеренное на постоянном (не пульсирующем) токе, составляет 0,9 — 1 В для кремниевых дио- дов и около 0,5—0,6 В для диодов с барьером Шотки. При последо- вательном включении диодов падение напряжения на них и диф- ференциальное сопротивление пропорционально увеличиваются. Для определения значений /пр.ср> ^обр-и* /пр.и в выбранной схеме следует использовать точную (для /пр.ср) и приближенные формулы из табл. 4.1. После окончания расчета значения 1/обр-и н /пр.и уточняют. Дифференциальное (внутреннее) сопротивление диода можно оп- ределить по формуле (2.2) или по приближенной формуле гдиф—^пр/3/пр.ср- (4-3) Для N последовательно включенных диодов дифференциальное со- противление будет в N раз больше. Сопротивление обмоток трансформатора, приведенное к фазе вторичной обмотки, можно определить до расчета трансформатора по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее 20 мА) Г ’ ——- kp Uo I» f с Вт । sfc Вт у Uol, ' (4 4) где kr — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (табл. 4.1); s — число стержней трансформатора, несущих обмотки; для трансформатора с магннтопроводом броневого типа s = 1, стержне вого (П-образного) s = 2, трехфазиого $ = 3; Вт - магнитная ин- дукция в магннтопроводе трансформатора, Т. Для двухполупериодной схемы фазой выпрямителя является половина вторичной обмотки. Рекомендуемые значения Вт для различных типов трансформа- торов приведены в гл. 3. Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то сопро- тивление гт 2 (4 5) где гт — сопротивление, рассчитанное пр формуле (4.4); Р2 — пол- ная мощность вторичной обмотки для рассчитываемого выпрями- теля, В-А (табл 4.1) 5 Зак. 726 129
Если для рассчитываемой схемы выпрямителя используется стандартный трансформатор, то сопротивление, приведенное ко вто рнчной обмотке, определяют по формуле / V г7 — и ' 0.6) куда подставляют известные для выбранного трансформатора значе- ния; г3 — сопротивление фазы вторичной обмотки; г, — сопротив- ление первичной обмотки; U2 — напряжение фазы вторичной об- мотки; — напряжение первичной обмотки. Активное сопротивление фазы выпрямителя г определяют по формуле из табл. 4 1. Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, приведен- ную к фазе вторичной обмотки, определяют до расчета трапсформа тора по приближенной формуле (для выпрямленных токов не менее 20 мА): L ~k _______±________1/ (4 7) 3 l(p 1) / f вт V sfcBm ,47) где kL — коэффициент, зависящий от схемы выпрямителя (табл. 4 1); р — число чередующихся секций обмоток; если вторич- ная обмотка наматывается после первичной (илн наоборот), то р = 2; если первичная обмотка наматывается между половинами вторич- ной обмотки (или наоборот), то р — 3. Если трансформатор имеет дополнительные обмотки, то приб- лиженно индуктивность рассеяния L, / ₽2 \ Ч = *+— • <4-8> - \ * г / где Ls — индуктивность рассеяния, рассчитанная по формуле (4.7). Если витки одной фазы вторичной обмотки расположены на двух стержнях (s = 2), как это бывает в схемах удвоения напряже- ния и мостовой, то полученное значение L3 следует уменьшить в 2 раза. Для двухполупернодной схемы со средним выводом при s = = 2 формула (4.7) дает правильный результат только при параллель- ном включении катушек первичной обмотки. Значение индуктивности рассеяния для стандартных трансфер маторов в справочных данных не приводится. В этом случае индук- тивность рассеяния желателык измерить на мосте, позволяющем разделить индуктивную и активную составляющие. Для определе- ния Lt измеряют индуктивную составляющую со стороны фазы вто- ричной обмоткн (фазы выпрямителя) при закороченной первичной обмотке. Определяют тангенс угла ф, характеризующего соотношение между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямите- ля tg ф = 2nfcLjr. (4 9) Угол ф находят из табл 4.2. Определяют основной расчетный коэффициент A -Itr/mUt, (4.10) где т число фаз выпрямления (табл. 4.1), которое равно числу имзульсов тока через емкость фильтра Со за период. 130
Некоторые значения tg у Таблица 1.2 0 0. 18 0.27 0.36 0 47 0.58 0.7 0.84 1 1.19 1.43 ф° 0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 tg Ф 1.73 2,15 2,75 3,27 3,73 4,33 5,15 5.67 6,3 7,12 8. 14 Ф° 60 65 70 73 75 77 79 80 81 82 83 Для симметричной схемы удвоения в (4.10) следует подставлять (/(/2. а для несимметричных схем умножения UJkyMll и т = I В зависимости от найденных значений Ло и <р находят вспомо- гательные коэффициенты Во, Do, Fo по графикам на рнс. 4 4 — 4 6 соответственно. В зависимости от значений Хо. <f и I. 2. 3 или 6 находят соответственно коэффициенты Н01, Н02, Нез или Нм по графикам на рис. 4.7—4.10. Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Ег по формулам табл. 4 1, уточняют значение обратного напряжения по точной формуле из табл 4 1 и проверяют условие ^оОр п < UnGp итак Рис. 4 4 Г рафик коэффициента So 5* 131
Определяют действующее значение тока вторичной обмотки 1а по формуле из табл. 4.1 Действующее значение тока вторичной об- моткн в несимметричных схемах умножения рассчитывают по при блнженной формуле /2~3/0 (4 11) Определяют импульсный прямой ток через диод по формуле табл. 4 1 н проверяют условие /„p.H</np. и max- Рис 4 6. График коэффициента Г( 132
0,02 О,ОН 0,060,080.10,12 0,14 0,16 0,180,20 Л« Рнс. 4.8. График коэффициента Ню 133
Входную емкость фильтра Со, мкФ определяют по формуле. //0 (1, 2. 3. 6)-100 с°-—7~7— |,|а Для схемы удвоения напряжения в формулу (4.12) следует под- ставлять значение Wol; тогда она дает значение емкости одного из двух конденсаторов схемы (С01 или С0!. мкФ). Для схем умножения при (\ = 2С и Сг = С3 ...= Ск = С, мкФ с х *УМ"'° ’ (4 |3) '-'01 С «п<>1 Рнс. 4 10. График коэффициента Wot. Значение задаваемое в начале расчета, не должно превышать 10%, так как при Лцо| > 10%’возрастает ошибка при определении параметров выпрямителя. Одновременно значение 1/01^= Апо11/0/100 не должно превышать максималь- но допустимого, указанного в ТУ па выбранные конденсато- ры для данной частоты пульса- ции f.-.. Во избежание необхо- димости применения конден- саторов очень большой емко- сти рекомендуется выбирать k,iei не менее 2—3% Рабочее напряжение кон- денсаторов Uс должно быть не менее Ег ~\/2; в схеме Ла- рионова при соединении вто- ричной обмотки в звезду — 134
нс менее Ег"|/б, а в несимметричной схеме умножена л — нс ме- нее 2£jl/2. При выборе конденсаторов следует учитывать зави- симость их емкости от температуры н частоты. Внешнюю (нагрузочную) характеристику выпрямителя, т. е. за- висимость выпрямленного напряжения от тока нагрузки рассчиты- вают по формуле 1/0 = Ег У2 cos Ф- (1.14) Задаваясь различными значениями /0. определяют коэффициент У» = /« г/тЕг. (4 15) Значения "|/2 cos ф находят в зависимости от коэффициента у0 н угла <р по графику па рис. 4.11. Подставляя У2 cos ф в формулу (4 14). находят UB для различных значений /0. Для схемы удвоения напряжения полученные по формуле (4 14) значения следует удвоить Очевидно, что при холостом ходе выпрямителя (/0 = 0) cos ф = — I н Uox — Ег в схеме Ларионова при соединении вторич- ной обмотки в звезду С/Ох ~ Е2УзУ2 ~ Е1'[/б Мощность, выделяемую на одном днодс, определяют по форму- ле (2.G) или ориентировочно из выражения Лпр.ср ~ ^пр.д^днф* G) Мощность Рш, выделяемую на резисторе гш, шунтирующем один диод, определяют по формулам табл. 4.1 в зависимости от схемы выпрямителя. Коэффициент трансформации определяют по формуле п = Ег/и{. (4 17) Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора /, (без учета тока холостого хода) определяют по формулам табл 4.1. При соединении первичной обмотки в треугольник ток линии равен /.Уз. О 0.01 0,02 0,030,000,050,060,07 0,080,090,10,110,12 0,13 0,140,15 у0 Рис. 4.Н. График коэффициента ) 2 cos ф 135
Габаритную мощность трансформатора определяют по формулам табл. 3.14 или из выражения Р Ui Z»+t7*/*+t/3At+--- .. где UI — произведение действующих значений напряжения (или ЭДС) и тока каждой обмотки. 4.3. Расчет выпрямителей с индуктивным фильтром Исходные данные для расчета должны содержать: напряжение питающей сети Uc; число фаз питающей сети т; частоту питающей сети fc, выпрямленное напряжение 1/0; ввырямленный ток /е. Коэффициент пульсация на входе фильтра knn является по- стоянной величиной для выбранной схемы выпрямителя (см. табл. 4.3). Выбор схемы. Для работы на индуктивный фильтр чаще всего используются схемы выпрямителей, приведенные на рис. 4.12: двухполупериодная (рнс. 4 12, а), однофазная мостовая (рис. 4.12, б) Рис. 4.12. Схемы выпрямителей с индуктивным фильтром 136
I го Ef S ч ю Формулы для расчета выпрямителя с индуктивным фильтром ' «3 сч 137
Окончание табл. 4 3 138
Рис. 4 13. Двенадпатифазпыс схемы выпрямителей трехфазная (рис. 4.12, в, г), трехфазная мостовая (схема Ларио- нова, рис 4.12, д, е). В некоторых случаях применяют двенадцатифазную схему, со- стоящую из двух схем Ларионова, включенных последовательно (рис. 4.13, а) или параллельно (рис 4 13, б). Трансформатор, питаю- щий выпрямитель, имеет две системы вторичных обмоток, одна из которых включена звездой, а вторая — треугольником. В резуль- тате фазы линейных напряжений вторичных обмоток Д^и (72Л ока- зываются сдвинутыми между собой па угол 30' и вся система в целом п о л у ч а етс я д вен а дца ти фа з и о и. Коэффициент пульсации на выходе этой схемы составляет 1,4 % полного выпрямленного напряжения. Однако такой малый уровень пульсации будет обеспечен только при полном равенстве фазовых напряжений на первичной обмотке трансформатора, что иа практике встречается далеко нс всегда. Для того чтобы обе половины выпрямителя давали одинаковые напряжения, фазные напряжения вторичных обмоток, соединенных в треугольник 1/1$, должны быть в ~[/3 раз больше фазных напряже- ний обмоток, соединенных в звезду Д^ф. В остальном эта схема рав- ноценна обычной схеме Ларионова Прн выборе схемы выпрямителя следует руководствоваться со- ображениями, приведенными в § 4.2 для схем с емкостным фильтром. Выбор вентилей. Для выбора вентилей определяют значения /пр.ср. Добр и и Aip-и по формулам табл 4.3. При этом в формулу для (70бр.и подставляют значение 1,2 Uu вместо пока неизвестного значения 1/11Х. После расчета выпрямителя значение Добр и Уточ- няют. В остальном следует-использовать указания по выбору типа и числа вентилей, приведенные в § 4.2. Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к ф'азе вторичной обмоткн, определяют по приближенной формуле (4.4) 139
Таблица 44 Ориентировочные значения падения напряжения на дросселе фильтра Вт (при /с = 50 Гц) ДОL (при /с — 4°0 Гн) 10—30 (0 2—0,14) и0 (0,07—0,05) Uo 30—100 (0 14—0,1) и0 (0,05—0,035) и0 100—300 (0,1—0,07) и0 (0,035—0,025) Uo 300—1000 (0,07—0,05) UQ 0,025—0,018) Uo 1000—3000 (0,05—0,035) Uo 0,018—0,012) Uo 3000—10 000 (0,035—0,025) Uo ’ (0,012—0,009) Uo или (4 5) Значения индукции Вт находят по методике гл. 3. значе- ния kr, РгиРг —из табл 4 3. Индуктивность рассеяния обмоток трансформатора Lt, приве- денную к фазе вторичной обмотки, определяют по приближенным формулам (4.7) нлн (4 8). Значения kL находят из табл. 4.3. При использовании готового (стандартного) трансформатора нужно измерить rlt ггм L, н вычислить значение гт по формуле (4.6). Определяют падения напряжения на активном BUr и реактив- ном сопротивлениях трансформатора по формулам табл. 4.3 Определяют падение напряжения на диодах в выбранной схеме выпрямителя 1/пр.сх по формулам табл. 4.3 Определяют ориентировочное значение падения напряжения на дросселе Д1/L в зависимости от выпрямленной мощности по табл. 4 4 Определяют выпрямленное напряжение прн холостом ходе 1/ох по формуле (7ох = 6/о-( ДПГ+Д{/д.-|-1/пр.сх4"• (4.19) Уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму- лам табл. 4 3 н проверяют условие Одобри < ^обр иглах- Определяют ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Et по формулам табл 4 3. Определяют действующее значение тока вторичной обмотки /2 и, если требуется, действующее значение тока через днод /Пр.д по формулам табл. 4.3. Определяют минимально допустимое значение индуктивности дросселя фильтра по формуле 2(/ох _ (тг— 1) mnfc /0 (4.20) Если выпрямитель должен работать в диапазоне токов от /о mtn до 1отах< то при расчете в формулу (4.20) следует подставлять зна- чение /11т,-п. Внешняя характеристика выпрямителя, т. е. зависимость вып- рямленного напряжения от тока нагрузки, представляет собой пря- мую линию и строится по двум точкам 1) Uo = Uox; /0 = 0; 2) /ц- 140
1Л го Sf X чэ го Формулы для расчета выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра И < ст со О •*-. К о о 5) о СМ •*? .О о **. СМ »0 о о со 6/о fc © и < э и" к U О •"« н к. ‘Л’ р U ►Л* см и- о сч | еп в5 X CS Ю из ю" со ео со к. «« es 1Г ь- см 1П CD CD tn <м CD X А В *>• с< э о fc 1 о СМ о ►-4 Ш О © ш о_ иодо^ 11 и СО > Uj II ||" 2 1ц - <М П II II к Ц. и? - о IIк и \ 23 —« е» • UJ °* II и к и \ ° 1ц‘ ~ И и к ю к. о - UJ ~ II О а в •*. э ^|сч -к ^|сО со Е см см со CD <D К 5 f- к го ЕС СП го •& о 2 и К X Ef Ф СХ го Е1 О- Ф ь го •3 го ф Ф ГО М ГО ф го X X X о U >» ф £-~ Схема выпрями X ef О К го о X О Ф к го X fl О X к го СП о н о о S го 1 го М ГО Х-ч Ф ГО ° Го го '— ф со ГО 1 го EI ГО х-ч О со СО Г1 го ф со (звезда — — треугольнн S’ о CJ с 6 X го X го го К 1 го 1 й * 2 х S । го . . О i х X ГО X го X О «о X ч о X «=( О 5.S сэ Еч ю о X м о е-5 х S.S F— >» х £ «2 с. > Примечание. Формулы для расчета \Ur н ДУ» приближенные. 141
Окончание та^л 4 5 О 157 ь & • см 1 L0 5,7 сС О CU 1Л СО о о. о см “dis' 1 О 8 О о, Ю О ^С-< СО “с/б^ I £ ем Q. со о О. ш о 1,057% о е СМ »/И| 1 ‘ [ 1,1lnZ0 е е со о о е см со о Л* с о Edu/ о U0 О,785/о О S о о О 1Л с о СО U0 О о **w СО ш о *— о — ID о Ю СО О о **ч о CD ш о о СМ со о о О UJ о СМ см см 1 1 1VOX *7)11'1’ 0,855 £/ох •-Ч п С И э 1 к о’ к к Ь и р. с см С С Й р- и см Схема выпрямителя Однополупериодная (однофазная) Двухполупериодняя со средним вы водом Однофазная мостовая (Греца) Трехфазная (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) Ларионова (звезда — звезда; тре- угольник — звезда) Ларионова (звезда — треугольник, треугольник — треугольник) 142
Если выпрямитель имеет сглаживающий фильтр типа LC, то при уменьшении тока нагрузки /0 внешняя характеристика откло- няется от прямой линии в сторону увеличения напряжения в точке, соответствующей критическому току нагрузки, который равен /J2 прн условии, что L = Lmin. При дальнейшем уменьшении тока /й выпрямленное напряжение растет, достигая при /0 = 0 значения Et]/2 (или Ef "(/б в схеме Ларионова при соединении вторичной обмотки звездой). Мощность Рш, рассеиваемую на резисторах, шунтирующих по- следовательно включенные диоды, можно определить по формулам табл 4.1. Справедливость использования формул табл. 4.1 обуслов- лена тем, что при холостом ходе режим работы выпря- мителя с индуктивным фильтром не отличается от режима выпрями- теля с емкостным фильтром. Значения Рш, рассчитанные по форму- лам табл. 4 1, дают максимальную рассеиваемую мощность, соот- ветствующую режиму холостого хода выпрямителя. Мощность, выделяемую на диоде, определяют по формуле (2.6) или ориентировочно по формуле (2 7). Коэффициент трансформации л определяют по формуле (4 17). Действующее значение тока первичной обмотки 11 определя- ется по формулам табл. 4.3 При соединении периичной обмотки тре- угольником ток линии /л = /j Значение габаритной мощности двухобмоточного трансформато- ра определяют по формулам табл. 4 3, а многообмоточных — по фор- муле (4.18). Значения коэффициента пульсации выпрямленного напряжения по первой гармонике kuoi на входе сглаживающего LC-фильтра (до дросселя) указаны в табл. 4.3 для каждой схемы выпрямления. Расчет выпрямителя с активной нагрузкой без фильтра Выпрямители с активной нагрузкой без фильтра применяются в ИВЭ сравнительно редко. Работа без фильтра возможна при малых коэффициентах пульсации, т. е. когда используются многофазные схемы выпрямителей Порядок расчета выпрямителя без фильтра остается таким же, как и для выпрямителя с индуктивным фильтром. Расчетные форму- лы приведены в табл. 4 5; формулы для расчета значений А1/г и ДС/Я являются приближенными. Ток в фазах вторичных обмоток от- личается по форме, но совпадает по длительности с током в фЬзах выпрямителя с индуктивным фильтром. 4.4. Расчет выпрямителя при питании от источников напряжения прямоугольной формы Переменное напряжение прямоугольной формы получается па выходе транзисторных преобразователей (см гл. 9, 10). Нерегули- руемые двухтактные преобразователи вырабатывают переменное на- пряжение прямоугольной формы без паузы иа нуле между импуль- сами (рис. 4.14, а}. В этом случае амплитудное, действующее^ сред- нее (выпрямленное) значения напряжения равны между собой. В ре- гулируемых преобразователях с ШИМ выходное переменное напря- жение прямоугольной формы имеет регулируемую паузу на нуле (рис. 4.14, б). Стабилизация выходного напряжения в таких преоб- 143
Рис. 4 14 Формы напряжения статического преобразователя разователях осуществляется регулированием длительности прямо- угольных импульсов, амплитуда которых изменяется в зависимо- сти от напряжения питающей сети и тока нагрузки Регулируя дли- тельность импульсов, можно осуществить стабилизацию выходного напряжения по среднему (выпрямленному) или по действующему значению напряжения. Для стабилизации напряжения выпрямителя регулируемый преобразователь должен быть стабилизирован по среднему значе- нию а питаемый от него выпрямитель должен работать иа индуктив- ный фильтр. Расчет выпрямителей, работающих от источников напряжения прямоугольной формы, имеет свои особенности. В расчетные форму- лы входят угол 2 а, соответствующий интервалу времени между им- пульсами и скважность л 180° Q~ л—2а ~ 180° 2а° ‘ (4’21) Некоторые соотношения между значениями Q и а даны в табл. 4.6 Рассмотрим порядок расчета выпрямителя, на вход которого подается напряжение прямоугольной формы с регулируемой пау- зой на нуле. Исходные данные для расчета выпрямителя: напряжение пита ющей сети t/c (среднее значение) частота питающей сети (частота преобразователя) /с, (fn); выпрямленное напряжение Ua; выпрям- ленный ток /0; пределы нзм-еиения угла 2 а или скважности Q Выбор схемы. В двухтактных регулируемых преобразователях чаще всего используются двухполупериодная схема со средним вы водом вторичной обмотки (рис. 4 12 с) и мостовая схема (рнс 4 12 б), иногда однополупериодная схема выпрямителя без фильтра Выбор диодов Значения /Пр ср и Цэбр.и для выбранной схемы определяют «о формулам табл. 4 7, а значение /Пр.и — по графикам для формы ока диода в этой же таблице. В формулу для С/рбр.и следует подставлять значение 1,1 Ut вместо неизвестной/до расчета значения 1/0 после расчета значе- ние t/oOp in уточняют. Число параллельно или последовательно включенных диодов определяют по формуле (4.1а) или (4.1 б) соот- ветственно. Сопротивление обмоток трансформатора гт, приведенное к фазе вторичной обмотки, рассчитывают по формуле (4.4). Зна- чение kr находят из табл 4 7. Значение Вт выбирают, учитывая частоту преобразования fn по рекомендациям, приведенным в гл 3.
Таблица 46 Соотношения между Q и а а» 0 2 4 6 8 10 12 14 16 Q 1,000 1,025 1,050 1,075 1 10 1.13 1,16 1,19 1,22 V~Q 1,000 1,012 1,025 1,037 1 049 1 063 1 077 1,091 1.105 V~2Q 1,414 1.431 1 449 1 466 1,483 1,503 1 523 1 543 1,562 Продолжение табл 4.6 . а" 18 20 22 24 26 28 30 32 34 Q 1.25 1,29 1 33 1,37 1.41 i ,45 1,50 1,55 1,61 V o’ 1.120 1,136 1.153 1,170 1.187 1 204 1,225 1 245 1 269 V~2Q 1,584 1,606 1.630 1,654 1.678 1,702 1,732 1 760 1,794 Окончание табл. 4.6 а° 36 38 40 45 50 55 60 Q 1,67 1,73 1 80 2,00 2,25 2,58 3 00 V~Q 1.292 1 315 1 342 1.414 1.500 1 606 1,732 1.827 1,859 1,898 2 000 2,120 2,271 2.449 145
Формулы для расчета выпрямителей при питании от источников Параметры Схема выпрямителя Однополулериодная m ~ 1 Без фильтра ЭДС фазы вторичной о< Фор «а ЭДС 0 Г га Среднее значение £2СР Г 2т Q => «'ОХ Действующее значение Et Ток вторичной обмотки Форма тока 7t-2a Среднее значение /1ср VW -'° Действующее значение /2 Ток диода t * Форма тока Е #-2а 146
Таблица 47 напряжения прямоугольной формы 147
Параметры Схема выпрямителя Однополу периодная /п=1 Без фильтра Ток диода I Среднее значение /пр.ср 2Q Действующее значение Л1Р.Д Амплитуда обратного нап- ряжения иа диоде (7обр.и SQt'ox <1> х X Выпрямленное на пряже Форма напряжения Г p? J. Среднее значение Uох ^2m 2Q Действующее значение ^ох.д ^2m = b'oxV2Q VW Ток первичной обмотки Форма тока _g it-гл Среднее значение /1ср = — - Q Q Действующее значение y™_, «/.V2Q I- kr 5,9 Примечание. Под средним (выпрямленным) значением переменною полупериода (без учета знаков): 90° Я О =----------—----------; 90° - а° я—2а 148
Окончание табл. 4 7 и характер его на>рузки Диухполупсрнолная со средний выводом m = 2 Однофазная мостовая гн«=2 Без фильтра Индуктивный фильтр Без фильтра Индуктивный фильтр to iT" о|э II ьэ|о" •А 2 ^2ГП ,ч 2Q 2 /о 2 —2-'« г -./<? V2Q “У 2 /« I / Q 1 2 V Q II •Е£ А1/£± 2 V Q 2<?t/ox 149
Рис. 4.15. График коэффициента Ml (для т=2) Рис. 4.16. График коэффициента пульсации k„0 при прямоугольной форме питающего напряжения Падение напряжения на активном сопротивлении обмоток транс- форматора для схем, указанных в табл. 4 7, определяют по формуле Л(/г = /огт. (4 22) Падение напряжения на диодах в выбранной схеме определяют по формулам (/Пр.сх = O'lip Для одно- и двухполупериодных схем и ^пр сх — 2 Г'пр ДЛЯ мостовой схемы. Падение напряжения на дросселе фильтра ориентировочно мож- но определить по табл. 4.4. Если частота/п лежит в пределах 1 — — 10 кГц, то значение hUL для частоты 400 Гц следует уменьшить иа 25—50% соответственно; при более высоких частотах значением &UL можно пренебречь. Выпрямленное напряжение при холостом ходе определяют по формуле (4.19), полагая AUa = 0 уточняют амплитуду обратного напряжения на диоде по форму- лам табл 4 7 и проверяют условия 1/Обр.и < ^обр и тал> /пр-ср < < /,,р. ср. max: /пр и < /п'р и max- Определяют наибольшие дейст- вующие значения ЭДС и ток« вторичной обмотки трансформатора £' и Г, по формулам табл. 4.7 при Qmax и Qmin соответственно. Определяют минимально допустимую индуктивность дросселя фильтра l.min=UBML/l„ /о. 0.23) где коэффициент М, находят нз графика на рис. 4.15. Нагрузочная характеристика представляет собой прямую ли- нию и строится по двум точкам; 1) UB — 170х; /о ~ б, 2) Uo- /0. Мощность Рщ. выделяемую на резисторах, шунтирующих по- следовательно включенные диоды, определяют по формулам табл. 4 1. _. Мощность, выделяемую на диоде, определяют по формуле (2./). Коэффициент трансформации определяют как отношение сред- них значений напряжении n=UBK/Ur. (4.241 150
Наибольшее действующее значение тока первичной обмотки оп- ределяют по формулам табл. 4 7 Коэффициент пульсации иа выходе выпрямителя, т. е. отноше- ние амплитуды k-н гармоники переменной составляющей выпрям- ленного напряжения UOk к определяют по формуле = 4 Q sin km (90 — a.°)/nkm (4.25) или но графику на рис 4 16, где т — I соответствует однополупе- риодной, а т — 2 —двухполупериодной и мостовой схемам. Отрицательные значения Лпол на рис. 4.16 означают, что на чальные фазы этих гармоник сдвинуты на 180°относительно гармо ник с положительными значениями Для расчета фильтра не пользуют абсолютные значения ftno*- Пример расчета Требуется рассчитать выпрямитель, питаемый от стабилизирующего преобразователя напряжения с ШИМ по сле- дующим исходным данным: Uc ср = 115 В частота преобразователя /п = 5 кГц; ил = 6 В 10 = ЮЛ; 2 am/n = 20°, 2 атпх = 60°. По формуле (4.21) находим 180°__________180° <?nla.r- |8o°—2amaA. 180°—60° “1,J’ 180° 180° Q„; „ =-----------=------------ =1,125. 180° — 2am6„ 180°—20° Ввиду низкого выпрямленного напряжения целесообразно выб рать двухполупериодную схему выпрямителя со средним выводом вторичной обмотки. Из табл. 4.7 находим /прср=~^------y-=5A;t/o6p.ii®2QmLl.,y°-2.1,15.1,1.6 19,8 В. /пр.» — /о = Ю А Выбираем кремниевый диод типа 2Д213А, имеющий /цр.и = = 10 А; (7цР - IB ^Л)бр-и max 200 В > 1/обр и1 f пр и max = 100 А > /цр.и- Для кольцевого магнитопровода из материала марки 50НП при fn — 5 кГц выбираем индукцию Вт = IT По формуле (4.4) и табл 4 7 находим б 4 Г 1 ч. 10» 1 г -6 6------------- 1 / —-------= 0,0024 Ом. 1 10-5-10М V 6-10 По формуле (4.22) bUr = 10 0,0024=0,024 В t/np.Cx == 1 в- Для Ра ~ 6-10 = 60 Вт из табл 4 7 находим ДУ, ~ (I — 0,35) 0,04 t/0 = (1 — 0,35)0,04 • 6 = 0,156 В. По формуле (4 19) 1/ох = 6 + 0.024+1+0,156 7,18 В Уточняем значение 1/оСр. и ~ 2 1,5-7,18 = 21,5 В <Z £/<>бр- И max- 151
Наибольшее действующее значение ЭДС вторичной обмоткн Е’г будет при Qmax, а наибольшее действующее значение тока вторич- ной обмотки /2 — при Qmin Используя формулы табл. 4 7, нахо- дим 2 I ^min + I _ Ю / 1.126+ 1 V Qmin ' 2 V 1,125 Значение L,ntn находим из (4.23) для — 60° По графику иа рис. 4 15 М — 0,14, откуда 6 l mtn —------— 0,14» 20- 10-е Ги т‘ 5 103.10 Мощность, выделяемая на одном диоде (2 7), Рар. ср — ! X X 10/2 = 5 Вт. Радиатор для диодов рассчитывают по методике, из- ложенной в гл 13 7,18 По формуле (4.24) п = -гт=- = 0,0625. I 10 Из табл 4 7 п/в О 0625-10 /, = — = ——_ » 0,59 А. V& 1/М25 Коэффициент пульсации на входе фильтра по первой гармонике (т = 2, k = I) находим из графика на рис. 4 16 для 2а = 60°: ЛП01 = 0 8 (80 %). 4.5. Многофазные низковольтные выпрямители В низковольтных ИВЭ целесообразно использовать многофазные однотактные двухполупериодные выпрямители" шестифазные, две- надцатифазные, восемиа^атифазные, двадцатичетырехфазные и т. д. [5]. В таких выпрямителях для улучшения удельных объемно- массовых и энергетических характеристик применяются сглаживаю- щие LC-фильтры с несколькими независимыми дросселями (77). Включение нескольких дросселей фильтра вместо одного приводит к увеличению длительности и снижению амплитуды импульсов то- ка, протекающего через диоды и обмотки трансформаторов, что обес- печивает уменьшение потерь мощности в ннх, повышение КПД вы- прямителя и коэффициента использования трансформаторов по мощности. Многофазные выпрямители могут быть выполнены с числом фаз выпрямления т — 6, 12, 18, 24 и т. д. и числом независимых дрос- селей фильтра р — 1, 2, 3, 4 6 8, 9, 12 и т. д. Эти схемы получа ются из простых выпрямителей со средней точкой, работающих па раллелыю на общую нагрузку через собственный дроссель фильтра; Обычно в качестве простых выпрямителей используются двухполу- периодиые, трехфазиые, четырехфазиые (со сдвигом векторов напря жения на 90°) или Шестнфазные выпрямители. Число дросселей фильтра р равно числу фаз выпрямления составного выпрямителя т, деленному на число фаз простого выпрямителя 152
Для построения многофазных выпрямителей с числом фаз т не- обходимо создание многофазной системы векторов напряжений вто- ричных обмоток, сдвинутых иа угол 2 л/m Для этого используется сочетание трансформаторов с соедииеиием первичных обмоток в тре- угольник и звезду При необходимости первичные обмотки транс- форматоров предварительно соединяются в зигзаг. Многофазные вы- прямители могут быть выполнены на трехфазных трансформаторах с общим для всех фаз магннтопроводом или иа группах из трех одно- фазных трансформаторов Для увеличения числа фаз выпрямления необходимо увеличи- вать число трехфазиых трансформаторов. На рис. 4.17 приведена схема двенадцатнфазного выпрямителя с двумя трехфазиыми транс- форматорами TVX и TVt и четырьмя дросселями фильтра — Lt. Трансформаторы выполнены с двумя первичными обмотками и В7? в каждой фазе, которые соединены в зигзаг, а затем в треуголь- ник. Вторичные обмотки трансформаторов соединены в 12-фазную звезду. Число витков первичных обмоток трансформаторов TVt и TVg определяется по формулам 2 /2л л \ Wl=—7=-sin ——+— W'1 = 0,816W',; * V3 \ 3 тJ 1 2 л 7=-sin — W'1=0 299W'1, (4.26) У 3 m где — число витков эквивалентной первичной обмотки, соответ- ствующее напряжению питающей сети. Соотношение числа витков и напряжений Первичных обмоток трансформаторов, определяемое формулами (4 26), обеспечивает сдвиг по фазе векторов напряжений вторичных обмоток, равный 30°. Восемнадцатнфазиый выпрямитель, схема которого приведена на рис. 4.18, содержит три трехфазных трансформатора TVr — TVg, причем трансформатор TVt выполнен с одной первичной обмоткой в каждой фазе а трансформаторы TV2 н T’U8 — с двумя первич- ными обмотками и W2, которые соединены в зигзаг, а затем в тре- угольник Число витков первичных обмоток трансформаторов TVt и TVa определяется по формулам 2 /2л 2л \ w-= yFin (“+5ТГ‘-°’742и7': (4 27) sin — -=0,3951^ . У 3 т Эти соотношения обеспечивают сдвиг по фазе векторов напря- жений вторичных обмоток, соединенных в восемнадцатифазную звез- ду, равный 20°. По такому же принципу, используя соединение первичных об- моток трансформаторов в зигзаг, могут быть построены многофазные -выпрямители с числом фаз выпрямления т = 24, 36, 48 и т д. В секционированных низковольтных выпрямителях [77] обес- печивается уменьшение потерь мощности в диодах за счет их парал лельн го соедннеиия В таких выпрямителях диоды целесообразно 153
устанавливать с коэффициентом нагрузки по среднему значению то- ка не более 0,2—0,4, а прн необходимости увеличения выходного то- ка использовать параллельное оеди |ение нескольких маломощных диодов вместо одного мощного. При этом уменьшаются среднее и ам- плитудное значения тока, протекающего через диод, что приводит к уменьшению потерь мощности в диодах, и, следовательно, к умень- шению объема и массы радиаторов и повышению КПД выпрямителя Рис 4 17. Схема двеиадцатифазного выпрямителя с трехфазными трансформаторами и четырьмя дросселями фильтра 154
Рис. 4.18. Схема восемнадцатифазного выпрямителя с трехфазными трансформаторами н шестью дросселями фильтра 1 в целом. Например, в выпрямителях, собранных на диодах типа 2Д213А, в двухполупериодном со средней точкой, рассчитанном иа ток нагрузки 10 А, в шестифазном выпрямителе при р— 2 и /0= =20 А и двенадцатифазном "при р = 4 и /0 = 40 А при увеличении числа параллельно включенных диодов М от 1 до 4 потери мощности уменьшаются примерно на 22%. Параллельное соединение диодов позволяет уменьшить паде- ние напряжения на них и, тем самым, уменьшить габаритную мощ- ность трансформаторов. Например, при Uo = 5В,’ /0 = 15-?60 А, ш = 6-4-24 при увеличении V вт 1 до 4 габаритная мощность транс- форматоров уменьшается на 10 15%. Выравнивание токов параллельно включенных диодов в низко- вольтных выпрямителях достигается за счет активного сопротивле- ния обмоток многообмоточного дросселя фильтра, активного сопро- 155
тивлеиия и индуктивного сопротивления рассеяния обмоток много- обмоточного трансформатора. Основные расчетные соотношения для однотактных двухполу- периодиых выпрямителей с соединением первичных обмоток транс- форматоров в зигзаг с числом фаз выпрямления т = 2, 6 12, 18 и 24 и числом независимых дросселей фильтра р=1, 2 3, 4, 6, 8, 9 и 12 при N = 1 приведены в табл 4.8. Здесь приняты дополни тельно следующие обозначения: 1L — среднее значение тока, про- текающего через каждый дроссель фильтра; fn —действую- щее значение н частота основной гармоники напряжения пульсации иа дросселях фильтра; = С/01 /0 — условная выпрямленная мощность выпрямителя без потерь. Как видно из табл 4.8, при одинаковом числе фаз выпрямления наибольший коэффициент использования трансформаторов по мощ- ности имеют составные многофазные выпрями ели, образованные из трехфазиых выпрямителей со средней точкой, т е. шестифазный выпрямитель с двумя дросселями фильтра, двенадцатифазиый с четырьмя, восемнадцатифазный с шестью и двадцати четырехфаз- иый с восемью дросселями фильтра. По сравнению с соответствую- щими по числу фаз многофазными выпрямителями со средней точ- кой коэффициент использования трансформаторов по мощности, равный отношению Р0^Рг, приведенному в табл. 4 8 для различных схем, в многофазных выпрямителях с несколькими дросселями фильтра больше соответственно в 1,22; 1,68; 2 04 и 2,34 раза. В многофазных выпрямителях с несколькими дросселями фильтра обеспечивается уменьшение потерь мощности в диодах по сравнению с выпрямителями других видов. Например, при исполь- зовании диодов типа 2Д213А (N = 1) прн /0 = 15 А; т <= 6, р — 2; /0 - 30 А, т = 12, р = 4, /о = 45 А; т = 18, р - 6; /0 = 60 А. т = 24, р = 8 потери мощности в диодах этих выпрямителей соот- ветственно в 1,19; 1,57; 1,94 и 2,32 раза меньше по сравнению с со- ответствующими по току нагрузки н числу фаз выпрямителями со средней точкой (с одним дросселем фильтра) Коэффициент пульсаций для идеальных выпрямителей с не- сколькими независимым» дросселями фильтра при наличии коиден саторов иа их выходе рассчитывается по формуле kuOl = 2р/т2 (т* — 1)ш’ ЛСФ (4.28 В реальных выпрямителях вследствие изменения формы криво- выпрямлеиного напряжения из-за индуктивности рассеяния обмо- ток трансформаторов, а также несимметричности трехфазиого пи тающего напряжения и разброса параметров диодов коэффициент пульсаций существенно увеличивается: для выпрямителей при т = = 6 в 3—4 раза, при т = 12 — в 6—7 раз, при т = 18 — в 9— 10 раз, при т — 24 —- в 12—14 раз Минимальная индуктивность каждого дросселя фильтра рас считывается по формуле / . ->__________2р2 Uo*______ м 29) т"1> l(m/p)‘-1] лкос /о ш!п Значение выпрямленного напряжения при холостом ходе 1/м в зависимости от напряжения на нагрузке UB и падения напряже- ния иа элементах выпрямителя определяется по формуле (4.19) 156
Расчетные соотношения в схемах многофазных выпрямителей Число фаз зыпряилеяия т сч Число дросселей фильтра р <о — со ь N Q СО 00 ч}- О — СП OJ — — <0 ч* ед 04 О СО О — OOOOOCO — — О — О СО — in т?- ю - Ь _ ч4* Г-* ._ 04 ш СО-0|(£)СОЬО — тГ — ч$« СО О О СП ООООООСЧ — — О -* о со о <*э со in ь со ь- с со ** ОООСОСО — — О1СЧ_^С» _ — О) 04 N — 04WCON04-*COO СО 4У о со О ООООООСЧ — —<О О со — С4 — о> — — г- о со in о -' 2? 3 _ zz S2 04 N0404inb-(DO-C4O СЧ CD О СО OJ oooooo’oi — — о —* о сп — - 0,715 0,289 0,408 0,403 0,513 0,451 2,02 1/12 1 0,0099 1 12 0,014 11,84 1,80 со со — CD Tt* <Q о 1Л 00 Ь- — СО СО СО О ч$* ч$* Ю СО СЪ СО Ю СО СО — 04M(DON^'^'^-^ С4 С СО 04 — О О О О О со о ОС- еч m сп со m со — ! У2 О О О) О CD 04 N С4 Ш со Ь- СОСЧч^ОСПЬ-О'"-"'- — СООШ — О О О О О О OJ О OCD — - — СО ь о о О Г- ^<оьюоо«<0<£| xt* то — ь-т^тть-соо^ — Oz —« сооют 00000001” О О Г" — сч -* ь? о т — г- — О СП О xf 04 г- о о т — Ь- — — -tf* — OJO— CD — о ооосо о от — CU t* о S со О. га К У И Я е I—« м $ о S .= о « - ь в i s $ О 9- е, О s М х a- Rr,sss^e,gJ'^'^§u^ -Г-Го, в. о, i> -? < м^1 -ад -ад 157
Окончание табл 4 8 Число фаз выпрямления m см Число дросселей фильтра р е» « iD - CD CO N Ф О СО п — ЮООСОтГСЧхГ^СЧСЧ о ю ь- — ООФООЬ- — СЧ^Ч- — СЧ OQOOO — о о о о о со • о о о о U3 из сч сч из из си г* £2 __ Юда О ь. с» Ф с> ф N 2 2 ™ СО О — фСОС--С>СЧОД~*О0 СО О СО ООООООСЧ — — о — О СП о о "ф со й - л со г- ф ф да: $2 . coco—• со тг сч сч тг q> _ __ о ь*о — сооо^счечсоо о *>* о °о °о оооооосч — — О — О СП о хГ U3 — СЧ ХР — — СО О Й 00 ^ОФЮСОСЧСПЧ- О СП тГ Ь- — — Ю^-СООСЧ-^О СО О'О «•>>* г. о оооооосч — — о — о —* — СО •ЧГ ю 1О со г- b- со LD СЧ со вл СЧ — со О0 Ч53 да ф СЧ _ Ф О — Г-.—«тГСОиЗОСЧСООСОООО ' СЧ оооооосч — —-о — о — — сч о> из U3 Tf тг ю Г- СЧ О> со СЧ — ’’Г О О ©□> СЧ TJ* О СЧ О 00 Ь- — СЧТГЮ-^ОСЧСЧО сч — о - *о ------- — - со оооооосч — —* о — о — — - из из СП М* СП 00 сч ©0 СЧ C0t3* оооооососч — ^ о Ооочг г^ечсчсчсосоосч — о —« о -со ООООООСЧ^н о О У-• сч ОС 05 СО сч — о> — г- сч t— — CD — ь- — со *а> со чт оо г- о —• ю — о — с ь- «5 - —*о>^ о> сч о-оо '-к - О- — ооооосо — —<о— о—о сч из Ю CD из О СИ _ С4- ср из да Й N Ф ч- ® оо о. О СО из ООО'-’ОоОГ О’-Ф - СО СО О СП оо оооооосч — — О— О оо о СО Ч* СЧ — о CD — CD — о ср N тгсооизооизооо -г о сч сч г* — — из со ю о — соососоо - о оооооосч — — о— о — — Сч ср сч Ь- Ф СЧ Ф СЧ V- со сч СЧ Ю СО со г- — со QO>r- г- — сч’^изизо — счосчозо -со о о о о о о сч — — — — о — — - — СЧ — из со сч сч со со со — СО со со — со — оо о осчг- г^ечсосо^соо — — о ^оо о -о -из- оооооосч— о о— СЧ Параметры И = ° X И г ° . О -С* О « -* ь- s О 2 $. да да х J58
Падение напряжения на диодах определяется по формуле ^пр = ^пор + тдиф Io/PN. (4.30 Падение напряжения иа трансформаторах Д1/тр складывается из падения напряжения иа активном сопротивлении гт и падения напряжения на индуктивности рассеяния La обмоток трансформато- ров Д^тр = ('т+тыс La/2pn) 1е. (4.31) Ориентировочные значения активного сопротивления гт и ин- дуктивности рассеяния обмоток трансформаторов Ls, приведенных к фазе вторичной обмотки, определяются по предварительным зна- чениям Uex и /о по следующим формулам: 4 гт = kr-Р———----1/sfc Вт Jt]T kc ko/Шф U0T /0; (4.32) fc Вт kc Io г « ®^Чт *о ^ох 1 L»=kL „ „ f „ «' —• —44.33) пстф(сВткс1в у^с вт JriTkc кв/тфиох10 где пс — число секций в трансформаторе; тф— число фаз трансфор- маторов (для однофазных трансформаторов тф = 1, для трехфаз- иых тф = 3). При расчете гТ н La берется предварительное значение (70х = = (1,14-1,4)(/0 при Uo — 3-?15 В, причем большее значение ко- эффициента относится к меньшим значениям Uo. Значения коэффициентов kr и kL, связывающих гт и Ls с дру- гими параметрами трансформаторов и зависящих от схемы выпрями- телей, для всех m-фазных однотактных двухполупериодных выпря- мителей с р независимыми' дросселями фильтра приведены в табл. 4.8. Падение напряжения на активном сопротивлении обмоткн всех дросселей фильтра bUL = rLlJp. (4 34) Ориентировочное значение активного сопротивления обмотки каждого дросселя фильтра Практическая схема двенадцатифазного выпрямителя с че- тырьмя дросселями фильтра, выполненная по схеме на рис 4.17, имеет следующие параметры, напряжение 5 В, ток нагрузки 10— 30 А, коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения не более 0,01 прн питании от трехфазной сети 200 В, 400 Гц. В схеме исполь- аоваиы два трехфазных трансформатора, выполненные на трехфаз- ных ленточных магиитопроводах типа ТЛЮ X 16-26 из стали мар- ки 3421; толщина ленты 0,15 мм Число витков первичных обмоток W'i = 490 IT* = 180, провод ПЭВ-2 диаметром 0,28 мм; число вит- ков каждой вторичцой обмоткн №2 — — 17, провод ПЭВ-2 диа- метром 1,32 мм. В выпрямителе использовано 12 диодов типа 2Д213Л (KOj^- + VDU), расположенных иа общем теплоотводящем радиаторе с мощностью рассеяния не меиее 28 Вт. 159
Дроссели фильтра —Lt выполнены на броневых ленточных ыагиитопроводах типа ШЛ6Х8 и имеют 33 витка; провод ПЭВ-2 диаметром 1,12 мм. Индуктивность каждого дросселя не меиее 0,1 мГи. В сглаживающем фильтре использовано 12 конденсаторов типа К53-1А-6, ЗВ-100 мкФ. Масса элементов выпрямителя составляет 1,2 кг, объем выпрямителя (по габаритным размерам элементов) — 0,8 дм3, т. е. удельная мощность выпрямителя по массе состав- ляет 125 Вт/кг и по объему 187 Вт/дм3. КПД выпрямителя равен 0,73. 4.6. Сглаживающие фильтры Общие сведения. В большинстве случаев переменная состав- ляющая выпрямленного Напряжения (пульсация), действующая на выходе выпрямителя, недопустимо велика для потребителей. Сгла- живающий фильтр, который включается между выходом выпрями- теля и нагрузкой, предназначен для уменьшения пульсации. Наиболее широко применяются сглаживающие фильтры, со- стоящие иэ индуктивности и емкости (типа LC) или из сопротивле- ния и емкости (типа RC). Эти фильтры могут быть однозвеиными или двухзвенными. Возможно также применение комбинированных двухзвенных фильтров (одно звено типа LC, другое — типа RC). Основные схемы фильтров показаны иа рис. 4.19. Иногда находят применение полупроводниковые и электронные сглаживающие фильтры [5]. Все сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом сглаживания q, который в соответствии с формулами (1.10, 1.11) можно представить как отношение амплитуды первой гармоники пульсации иа входе фильтра Uoi~ к амплитуде первой гармоники Li L2 — 0 02f-“ u0 c,= HrOI о ~ ^2 = K02 knit a иг1~ Uaz Лп2Г Uo c, ^nOI Рис. 4.19. Основ- ные схемы сглажи- вающих фильтров Кс» ^n*f 002 h<i2t 160
пульсации на выходе первого звена Uu~ или на выходе второго зве- на фильтра- или . (4 36) Фильтры типа LC. Во избежание резонансных явлений рекомен- дуется выбирать для однозвениого фильтра q > 3 Необходимым условием, обеспечивающим сглаживающее действие, является сле- дующее соотношение между сопротивлением нагрузки RH и емкост- ным сопротивлением выходного конденсатора фильтра (Ct или С2). Rti Э> l/mWcCj. (4.37) Коэффициент сглаживания определяют из выражения q = m^LCI - 1. (4.38) Если на выход схемы удвоения напряжения включается LC- фильтр, то т — 2. При rL <S RH q ~ ^noi/^nit (4.39) t/,.~ где feull ~ -rf— • 100 — коэффициент пульсации на выходе фильт- С* о ра, %. Необходимое произведение LC определяют по формуле (4.38): при /с = 50 Гц LCt « 10 (q + l)/m2; (4.40) при fc = 400 Гц LCt ~ 0,16 (q + l)/m2, (4.41) где Cj — в микрофарадах, L — в геири. Выбор емкости и индуктивности фильтра. При емкостном фильт- ре рекомендуется С2 — (0,5 — 2)Се. При индуктивном фильтре Вы- прямителя L выбирается из условия L Lmin 1см- (4.20)]. При выборе типа конденсаторов необходимо убедиться, что амп- литудное значение пульсации нв емкости, выраженное в процентах от рабочего напряжения конденсатора, не превышает допустимого значения, указанного в ТУ на выбранные конденсаторы Для двухзвеииого фильтра 9 = (/о1~/(/а1~=91 ~ Лцщ/йдц, (4-42) где qt, qa — коэффициенты сглаживания первого и второго звена соответственно; f knai = ЮО — коэффициент пульсации на выходе вто- рого звена фильтра Если Z.J = Lt = L и С2 = Ct = С, то необходимое произведе- ние LC одного звена: Z.C=s (4.43) Применять двухзвеииый LC-фильтр целесообразно, когда q > > 16, так как при этом произведение суммарной индуктивности дросселей на суммарную емкость конденсаторов двухзвенного фильтра будет меньше произведения LC одиозвеиного фильтра, име- ющего такой же коэффициент сглаживания 6 Зек. 726 161
Иногда дроссели фильтра выполняются с дополнительной (ком- пенсационной) обмоткой, которая позволяет в 2—4 раза увеличить коэффициент сглаживания при включении ее встречно с основной обмоткой (рис. 4.20). Прн этом произведение LC определяют, под- ставляя в соответствующие формулы вместо д значение д' = д/2—4. Число витков компенсационной обмотки должно быть равно «’'осн = 0 44) д' где IV'och — число витков основной обмотки дросселя. Дроссель с компенсационной обмоткой рекомендуется приме- нять во втором звене двухзвениого фильтра Основным недостатком таких дросселей является влияние величины и характера нагрузки выпрямителя на сглаживающее действие фильтра Перенапряжения на элементах фильтра возникают при включе- нии выпрямителей или сбросе нагрузки Выпрямитель с емкостным фильтром При сбросе нагрузки конденсаторы заряжаются до амплитудного значения напряжения, подаваемого па выпрямитель, т. е. до UCm — ЕД/2, для схемы Ла- рионова при соединении вторичной обмотки в звезду UCm — Выпрямитель с индуктивным фильтром. При сбросе нагрузки напряжение иа конденсаторах достигает значения / L12 иСт~]/ (4 45) При включении выпрямителя напряжение иа конденсаторах достигает значения ( *UCm \ иСт=и°{1 + —йГ)- <4-46) Зависимость MJCmlUa от коэффициента затухания фильтра бф дана иа рис 4 21 еф <?ф + 0ф . (4 л7) 21/1 + 4 где бф — (rL + r^/Rn, (4 48) <2ф = У1/С7/*н (4.4» Внутреннее сопротивление выпрямителя г0 = At/о/Д/о = (l/ox- (4.60) Если UCm превышает допустимое для выбранных конденсато- ров значение, то иногда в мощных выпрямителях последовательно с дросселем фильтра включают пускойое добавочное сопротивление Гдоб, которое, суммируясь с г0, увеличивает значение бф н тем са- мым уменьшает перенапряжение при включении. Обычно пусковое сопротивление включают в цепь первичной обмотки трансформатора выпрямителя Тогда для расчета вф пусковое сопротивление должн
Рис. 4.20 Включение дросселя с компенсационной обмоткой Рис. 4.21 График для расчета ерснапряжсний на сглаживаю- щем фильтре быть пересчитано во вторичную обмотку через квадрат коэффициен- та трансформации гдоо = гдо0| л*. После включения выпрямителя гдоб должно быть закорочено. При включении выпрямителя все выпрямленное напряжение Uox оказывается приложенным к обмотке дросселя фильтра, изо- ляция которой должна быть рассчитана на эту величину При включении выпрямителя, работающего на LC-фнльтр, ток через диоды может в несколько раз превышать установившееся зна- чение выпрямленного тока /с. Наибольшее значение тока прн вклю чении (сверхток) определяют по формуле /OCB=/of/ + -^7^)’. (4.51) \ 'о ) где отношение Д/Осв /0 определяют по графику иа рис. 4 22 в зави- симости от коэффициентов еф (4 48) и <?ф (4.49). Расчет фильтра при импульсной нагрузке. Е ли форма тока на- грузки имеет вид, изображенный на рнс. 4.23, то при индуктивном фильтре выпрямителя элементы фильтра должны удовлетворять трем условиям. индуктивность дросселя L должна быть не меньше Lm,-n (4.20); произведение LC1 должно быть не меиее необходимого для по лучения заданного, коэффициента сглаживания q (4 38); должно выполняться условие где 6И—допустимый коэффициент искажения импульса тока на- грузки (обычно Ьк — 0,14-0,2); Д/о = 1Втах ~ 1°т1п (см- Рнс- 4.23). Наибольшее искажение импульса тока нагрузки будет при сов- падении частоты первой гармоники тока с собственной частотой фильтра. •Метод расчета перенапряжений и сверхтоков с помощью гра фиков на рис. 4 21 и 4 22 разработан В М. Лавровым и Е И 1ойх- барг 6* Я
W3 2 3 Ч 5678910'* 2 3 4 5678910'’ 2 3 4 5678910 Оф Рис. 4.22. График для расчета сверхтоков в сглаживающем LC фильтре В тех случаях, когда частота питающей сети поддерживается с достаточно большой точностью (0,5—1 %), можно применить «фильтр-пробку» (рис. 4 24), настроенный иа частоту первой гармо- ни и пульсации mfc. Коэффициент сглаживания такого фильтра (для первой гармоники пульсации) q « m2 nfczKClt (4.53) где zK = UCKrL = /?реа; Ск = 2,5 • lO*/m2f2L, мкФ. Фильтры типа RC. При малых выпрямленных токах (не более 10 15 мА) иногда применя уг фильтры типа RC. Рис. 4 24. «Фильтр- пробка» ис. 4.23. Идеализированная форма тока выпрямителя при импульсной нагрузке 164
Коэффициент сглаживания однозвенного /?С-фильтра Я = ^по ^П1 At/ф \ t/о! Г (4.54) де Д1/ф = /0/?ф = 1/0 —' Un — падение напряжения на сопротнв- л нии фильтра Кф1, Un — напряжение иа выходе фильтра. Связь коэффициента сглаживания с параметрами фильтра вы- ражается, как Я minfcRc^Ci. (4 55) Необходимое произведение RC: при fc = 50 Гц RaC, ж 3 при fc = 400 Гц ЛфСх « 0,4 • 10Vm, где Ct — в микрофарадах Сопротивление фильтра R$n = Д£/ф//0 выбирается по допусти- мому значению падения напряжения. Мощность, выделяемая иа сопротивлении фильтра Рф = ДС/ф/0. Коэффициент сглаживания двухзвенного фильтра Я = <719а- Если ₽фЕ = /?ф2 н Ci = Cs, то Лф1 ^*1 /?ф* ~ Уя m2nfc (4 56) (4.57)
ЧАСТЬ ВТОРАЯ ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ТИРИСТОРНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА Глава пятая Стабилизаторы постоянного напряжения и тока с непрерывным регулированием 5.1. Параметрические стабилизаторы Электропитание маломощной аппаратуры с небольшим преде- лом изменения тока потребления обычно осуществляется от парамет- рических стабилизаторов напряжения (ПСН). Кроме того, эти ста- билизаторы широко используются в качестве ясточинков опорного напряжения (ИОН) в компенсационных стабилизаторах напряжения и тока. Для стабилизации постоянного напряжения в ПСН применяют- ся элементы с нелинейной ВАХ. Одним из таких элементов является кремниевый стабилитрон, ВАХ которого показана на рис. 2.5. Основная схема одиокаскадного ПСН приведена на рис. 5.1. В этой схеме при изменении входного напряжения UBX на ±Аб/Их ток через стабилитрон VD изменяется на Д/Ст, что приводит к не- значительным изменениям напряжения иа стабилитроне (на ±Д1/Н). а следовательно, и иа нагрузке. Значение Дб/„ зависит от Дб/пх, сопротивления ограничивающего резистора RB и дифференциально- dUCT го сопротивления стабилитрона rCT — -&]—. Коэффициент стаби- лизации (по входному напряжению) схемы ПСН на рис. 5.1 ДГ^вх Un________Ro ДС/ц t/вх ^nx Rh (5 О Внутреннее сопротивление стабилизатора определяется в ос- новном дифференциальным сопротивлением стабилитрона. На рис. 5.2 приведены зависимости гст маломощных стабилитронов от напряжения стабилизации для различных токов стабилизации /ст. Из графиков видно, что прн увеличении /ст дифференциальное со- противление уменьшается и достигает минимального значения для стабилитронов с напряжением стабилизации 6—8 В. Температурный коэффициент напряжения ан стабилитрона оп- ределяет величину отклонения выходного напряжения ПСН при изменении температуры. На рис. 5.3 приведена зависимость ан от напряжения стабилизации Для приборов с t/CT > 5,5 В при повы- шении температуры напряжение иа стабилитроне возрастает Поэ- ;г>
X R0 Рнс. 5.1 о Схема однокас- кадного параметриче- ского стабилизатора отметить, что термоком тому температурная компенсация в этом случае может быть достигнута включе- нием последовательно со стабилитроном диодов в прямом направлении (VD2, VD3 на рис. 5.4, а). Однако при этом возрастает внутреннее сопротивление ПСН за счет дифференциальных сопро- тивлений термокомпенсирующих дио- дов в прямом направлении гДИф, кото- рое зависит от выбранного типа диода и режима его работы В качестве при- мера на рис 5.5 приведены зависимо- сти гд],ф от прямого тока для некоторых типов диодов и стабилитронов, включен- ных в прямом направлении. Необходимо пенсированиый ПСН имеет повышенное значение гст и пониженный коэффициент стабилизации. На рис. 5.6 приведены зависимости температурного коэффициента от величины прямого тока для ста- билитронов типа Д814 и диода Д310, которые могут быть использо- ваны для температурной компенсации. Если требуется повышенная стабильность выходного напря- жения ПСН. то применяются двухкаскадные или мостовые схемы стабилизаторов, приведенные на рис. 5.4, б, в, г. Предварительная стабилизация напряжения в двухкаскадном ПСН (рис. 5.4, 6), осуществляемая с помощью элементов Rel, VDt и VD2, позволяет получить достаточно высокий коэффициент ста- билизации выходного напряжения. /?0, ^<>2 Ксик Кет, КС12 — + . • (5-2> О'вх ГСП Г 'CT2J UCT3T" 'СТ4 Т 'стб/ где Кел- Кт — коэффициенты стабилизации первого и второго каскадов; гСт1 — гСтз — дифференциальные сопротивления стабили- тронов VDt VD3, гст4 гст6—дифференциальные сопротивления диодов ED4, EDb. Температурный уход напряжения иа нагрузке и внутреннее сопротивление двухкаскадного ПСН такие же, как в схеме на рис. 5.4, а. гст, Ом 5 10 15 UCX,B Рис. 5.2. Зависимость диффе реициальиого сопротивления стабилитронов от тока Рис. 5 3. Зависимость темпера- турного коэффициента ста- билитронов от напряжения ста- билизации 167
Повышение коэффициента стабилизации в мостовых схемах (рис 5.4, в, г) достигается за счет компенсирующего напряжения, возникающего иа резисторе Rt или стабилитроне VDt при измене- ниях входного напряжения. Коэффициент стабилизации при /?н = — const: для схемы рис 5.4 в Кет , ^вх (гст/^з — Rt/R\) (5.3) где Ua — напряжение иа нагрузке RH; Рис. 5.4. Схемы параметрических стабилизаторов напряжения с улуч- шенными характеристиками а — с термокомпенсир5тощими диодами VD2, VD3, б — двухкаскад ного стабилизатора; в — мостового стабилизатора с одним стабилит- роном, г — мостового стабилизатора с двумя стабилитронами; д — стабилизатора с эмиттериым повторителем, е — с токостабилизирую щим двухполюсником, ж — с токостабилизирующими транзисторами различной проводимости п-р-п н р п р 168
Рис. 5.5. Зависимось дифферен цнальиого сопротивления ста- билитронов и диодов от прямо го тока ун,мв/С Рис. 5.6. Зависимость темпера- турного коэффициента диода и стабилитронов от прямого тока для схемы на рнс. 5.4, г *'СТ ъ I'-' / l/нх —''ста/Яг) где Гец и гСт2 — дифференциальные сопротивления стабилитронов VD, и УГ>2. В мостовых параметрических стабилизаторах теоретически ко- эффициент стабилизации может быть бесконечно большим, если выбрать элементы исходя иэ условий: для рис. 5.4, в rCT/R3 — R^R^ а для схемы иа рис. 5 4, г гст2/Rt=rCTjR Внутреннее сопротив ление для схемы на рис. 5 4 в rH = гст + Rs, а для схемы на рис 5.4, г Гц = гСц + 'ста- Величина отклонения выходного напряжения мостовых схем ПСН при измерениях температуры зависит от ан стабилитронов, а для схемы на рис. 5 4, в еще от температурного коэффициента рези- сторов Rt и Rt Соответствующим подбором стабилитронов и ре- зисторов можно уменьшить температурный уход напряжения ста- билизации. Особенностью мостовой схемы на рис. 5 4, г ПСН явля- ется возможность получения низких выходных напряжений при не- большом температурном уходе за счет применения стабилитронов с мало отличающимися температурными коэффициентами. Следует отметить, что относительно высокая стабильность вы- ходного напряжения в схемах ПСН иа рис 5”4, б —г достигается за счет значительного ухудшения КПД по сравнению со схемой на рнс 5 1 Повысить стабильность выходного напряжения ПСН без ухудшения КПД позволяет схема иа рис. 5.4, е аа счет применения в ней источника тока, выполненного иа транзисторе VT, стабилитро- не VDt (вместо которого могут быть включены два днода, поел до- вательно соединенных в прямом направлении) и резисторах R и Rd Это позволяет стабилизировать ток, протекающий через стаби литрон VDt и тем самым резко уменьшить отклонения напряжения иа нагрузке при больших изменениях входного напряжения Тем пературный уход и внутреннее сопротивление’той схемы П Н прак- тически такие же, как в схеме на рис. 5 1 169
Максимальная выходная мощность рассмотренных схем ПСН ограничивается предельными значениями тока стабилизации и рас- сеиваемой мощности стабилитрона. Если использовать транзистор в режиме эмиттерного повторителя со стабилитроном в базовой цепи (рис. 5.4, д), то мощность нагрузки может быть увеличена. Коэф- фициент стабилизации ПСН на рис. 5.4, д: В t/я I + Вгст /До U вх а внутреннее сопротивление /?, + ргст//1д,:, (5 5) (5.6) ‘ пе “ = и(№+ -н ад- и«-.ww \Коь'ст гк «о/ /"б. гэ, r„, hila — соответственно сопротивления базы, эмиттера, коллектора и коэффициент передачи тока в схеме ОЭ транзистора. Однако такой ПСИ при Ucr > 5,5 В по температурному уходу уступает стабилизаторам, приведенным па рис. 5.4, а—г. На рнс. 5.4, ж приведена схема ПСИ с дополнительными транзис- торами различной проводимости Для нее характерным является высокая Стабильность выходного напряжения и возможность одно- временного подключения двух нагрузок /?н1 и /?ц2 к различным ши- нам входного напряжения. По коэффициенту стабилизации и тем- пературному уходу эта схема незначительно превосходит схему па рис. 5.4, е, а внутренние сопротивления rCTi и гсг2 определяются стабилитронами VDX и VD2 соответственно. 5.2. Компенсационные стабилизаторы Последовательные стабилизаторы В отличие от параметрических компенсационные стабилизато- ры напряжения (КСН) обеспечивают необходимую стабильность напряжения иа нагрузке при помощи цепи отрицательной обратной связи, воздействующей на регулирующий элемент (РЭ). В зависи- мости от схемы включения РЭ компенсационные стабилизаторы раз- деляются на последовательные и параллельные, структурные схе мы которых приведены на рис I 4 и 1.5 соответствен ио В состав КСН любого типа входят следующие основные функцио- нальные узлы, регулирующий элемент устройство сравнения (УС), усилитель постоянного тока (УПТ). Регулирующий элемент в КСН выполняется, как правило, иа составных транзисторах, схемы которых показаны иа рис. 5.7. Чи- сло включаемых транзисторов зависит от их коэффициентов переда чи тока и заданного тока нагрузки стабилизатора Для схемы на рис. 5 7, а, состоящей из двух транзисторов, статический коэффициент передачи тока составного каскада ^S10 " ^2 bi Ла1э2, (5.7) а напряжение насыщения ^КЭнас = ^КЭ11а(.г +^/ЭБ1 (5 8) >70
Рис. 5.7 Регулирующие составные транзисторы а — нз двух транзисторов; б — из трех транзисторов; в — с дополни- тельным питанием для составного транзистора; г — с дополнитель- ным питанием для одного проходного транзистора, д — из двух тран- зисторов с различной проводимостью; е — из двух транзисторов с различной проводимостью и дополнительным питанием Для схемы нз трех транзисторов (рис. 5.7, б) ^21э — ^21э1 ^21331 (5.9) ^КЭиас — ^КЭнасЗ + 1 + ^ЭБ2 • (5. Ю) В формулах (5.7) и (5.10) индексами 1, 2, 3 обозначены соответ- ствующие параметры транзисторов VTlt VTt и V'T’j. Напряжение коллектор—эмиттер (в режиме насыщения) в схе- ме рнс. 5.7, в за счет включения вспомогательного источника £в и резистора R такое же, как и в схеме иа рис 5.7, а а статический коэффициент передачи тока определяется из выражения (5.9). По коэффициенту передачи тока схема иа рнс. 5.7, г состав- ного транзистора эквивалентна схемам на рис 5.7, б, в, а напряже- ние насыщения в ней меньше, чем в других схемах, и определяется коэффициентом насыщения транзистора V7\ При расчете коэффициента стабилизации КСН удобно пользо- ваться коэффициентом усиления по напряжению рт (при постояи ном коллекторном токе /1( = const) [1], который определяется по входным и выходным характеристикам транзисторов, как показано в гл 2 Для составного транзистора, состоящено из двух транзисто- ров (рис. 5.7, о), коэффициент усиления ЦТ = ЦТ1 Ht2/(Mti + Ht2). (5.11) 171
для составного транзистора из трех транзисторов (рис. 5.7 б) Ртзз = Рт1 Ртз/(Нт1 Мт1 Ртэ + Ртз Цтз) (5 12) Кроме коэффициентов усиления транзисторы характеризуются входным йпэ, внутренним г;т и коллекторным гк сопротивлениями которые определяются по формулам гл 2. Для составного транзистора, состоящего из трех транзисторов, значения Л113, г<т и гк соответственно равны: ЛцэЭЗ= ^1131 ^219» Л21аа4-Лцэз Ла1а3-|-й11ээ, (5.13) г ii = Цтзз ^назз/Агхэзз! (5.14) 1/гк = ।/rKi+1/rKi+1/гцз (5 15) На рис. 5.7, д, е приведены схемы составных транзисторов, имеющих структуры п-р-п н р-п-р. Применение транзисторов раз- личной структуры позволяет согласовать вход регулирующего эле- мента с выходом схемы управления при различных полярностях напряжения питания Схемы сравнения и усилители постоянного тока выполняются иа транзисторах Поэтому оии одновременно с формированием сиг- нала рассогласования осуществляют его предварительное усиление. На рис. 5.8 приведены основные схемы сравнения, выполненные иа одном транзисторе, а иа рис. 5.9 — дифференциальные схемы срав- нения на двух транзисторах * Каждая схема содержит делитель напряжения (например, RP, R3, RB — иа 5 8, а—в, д, е и R&, RB, RP на рис. 5.9, а, б, источник опорного (эталонного) напряжения Uoa (в устройствах сравнения низковольтных КСН — рис. 5.8, д — их два 1/оп1 и который обычно выполняется на стабилитроне, и один или два дополнитель- ных источника напряжения ЕДОП, необходимых для обеспечения нормального режима работы транзисторов Иногда питание тран- зисторов осуществляют от выходного напряжения КСН, что позво- ляет исключить Едоп (такие соединения иа рнс. 5 8 и 5 9 показаны пунктирной линией). В тех случях, когда предварительного усиления недостаточно для получения заданного коэффициента стабилизации, включают дополнительные каскады усиления На вход этих УПТ поступает усиленный сигнал рассогласования, а выход соединяется с базой регулирующего транзистора. В схемах иа рис. 5.8, а—в выходное напряжение стабилизатора больше опорного причем схемы на рис. 5 8, а, б могут быть выпол- нены без источника дополнительного напряжения Схемы иа рис 5 8, г—е применяются в низковольтных КСН, в которых выходное напряжение меньше опорного (1/ц< t/on). В тех случаях, когда требуется высокая температурная ста- бйльиость КСН и малый временной дрейф (особенно прн низких выходных напряжениях), применяют более сложные диффереици альиые схемы (рис. 5 9) , нз которых при t/H > l/оп предпочтитель- ней является схема на рис 5 9, а и прн UR < Uoa схемы иа рис. 5.9. г, д. Типовые схемы стабилизаторов напряжения с последовательным включением РЭ приведены иа рис 5.10 В этих схемах конденсатор Со.с предиазиачен для повышения устойчивой работы КСН за счет уменьшения коэффициента усиления УПТ по переменному иапря жеиию, а конденсатор Сн — для улучшения переходных хзракте 172
ристнк и повышения степени устойчивости КСН. Резисторы, соеди- няющие минусовую шину источника питания Un с базами регули- рующих составных транзисторов, предназначаются для компенса- ции обратных токов транзисторов (иапрнмер, R3, Rt на рис 5 10, б). Минусовая шина дополнительного источника напряжения Едоп может быть соединена с различными точками КСН; с эмиттером ре- гулирующего транзистора, с его коллектором или с минусовой ши- ной Ua (последний случай включения Едоп показан иа рис. 5 10, а пунктирной линией). Если источник дополнительного питания под- соединяется к эмиттеру регулирующего транзистора, то напряжение 173
Едоп должно быть больше напряжения Эмиттер—база составного транзистора, которое в зависимости от числа (обычно 2—3) транзис- торов лежит в пределах (1,6—2,4) В При этом, чтобы нестабильность выходного напряжения была минимальной при изменениях напря- жения дополнительного источника, достаточно выбрать Едоп " = (4—8) В. При объединении минусовых шии Еяоп и Ua дли обес печения нормальной работы стабилизатора необходимо повысить напряжение дополнительного источника на величину выходного напряжения, что ухудшает КПД (особ< ино при повышенных UKj Если источник дополнительного питания подсоединяется минусовой Рис. 5 9 Дифференциальные схемы сравнения 174
шиной к коллектору регулирующего транзистора, то к нестабиль- ности выходного напряжения от изменения £доп добавляется еще нестабильность от изменения </п. величина которой может изменять- ся в больших пределах. Поэтому первая схема включения минусо- вой шниы £допс эмиттером регулирующего транзистора (рис. 5. Ю.а), является наиболее целесообразной. С целью повышения коэффициента стабилизации КСН часто применяют взамен £дОП токостабилизирующий двухполюсник (ТД) (на рис 5 10 д. е обозначен пунктирный линией), выполненный иа транзисторе VTlt резисто ах Rt и стабилитроне VDt Иногда в стабилизаторах вместо VD, включают один нли два диода в пря- мом направлении Применение ТД вместо £доп приводит к небольшому у сличе- нию минимально допустимого входного напряжения иа КСН. Для повышения качества выходного напряжения в УПТ ста- билизатора применяются операционные усилители (DA иа рис. 5.10, ж), которые обладают большим коэффициентом усиления и малым температурным уходом. Питание операционного усилите- ля может осуществляться непосредственно от выходного напряже- ния стабилизатора. Можно также питать операционный усилитель от дополнительного источника (на рис 5.10.x показан пунктирной линией) £допз> ио в этом случае нет необходимости включать согла- сующий каскад иа отдельном транзисторе У7\ (иа рис. 5.10, х он обведен пунктирной линией). Основными показателями качества выходного напряжения КСН являются коэффициент стабилизации Кст по изменению напряже- ния питания иа, внутреннее сопротивление гв, нестабильности от изменения напряжения дополнительного источника S l/н.доп и тем- пературы б</н.т- Величины Кеч « гн для схем на рис. 5.10 равны К ст — ДУд и* „ иа ' (5.16) Г»т + П> (I + Gi.t) ГИ ~Z. (5 17) Рт Кн где £ца. Пт» Рт — входное и виутреииее сопротивление, а также ко- эффициент усиления по напряжению составного транзистора, г0, гт.д, г/у — соответственно внутреннее сопротивление источника пи- тания 1/п. токового датчика ТД и транзистора УПТ, Кп — коэффи- циент передачи цепи обратной связи, равный произведению коэф- фициентов передачи УПТ и делителя выходного напряжения; ГЙ.Т—------- —‘У. —для схем на рис. 5 10, д, е гч д (*u»+riy)+«iie г1у и г„ т = О — для остальных схем Нестабильность выходного напряжения КСН при изменениях напряжении дополнительного источника, питающего коллекторную цепь транзистора (но не стабилитрона), равна дОП = А£дОп/'Кн- (5.18) Величина температурной нестабильности 6(/н.т определяется в основном температурным уходом напряжения эмиттер—база тран- зистора первого каскада УПТ, источника опорного напряжения н 175
делителя выходного напряжения. Для получения минимального значения 6t/R.T необходимо: в делителе выходного напряжения применять термостабиль иые резисторы (например, ПТМН, С5-22, C2-3I); первый каскад УПТ выполнять иа дифференциальном усилите» ле с использованием двух транзисторов, выполненных на одном кристалле (например, К1НТ591) или операционных усилителей, применять тсрмокомпенсироваиные стабилитроны типа Д818Е, КС196Г. Обеспечить малое значение 61/r.t можно также применением термочувствительных резисторов в делителе выходного напряжения или р-п переходов. Однако прн этом требуется многократная регу- лировка, а иногда и подбор элементов, что значительно увеличивает трудоемкость регулировки стабилизаторов и поэтому такой метод термокомпеисации применяется редко. Методика и пример расчета. Проведем расчет стабилизатора последовательного типа (рис. 5.10, а) со следующими исходными Рис. 5.10. Типовые схемы стабилизаторов постоянного напряжения 176
данными: номинальное напряжение питающей сети Uc = 220 В; частота /с = 50 Гц; пределы изменения напряжения сети ас = = Ьс = 0,1, номинальное выходное напряжение 1/и — 12 В; до- пустимые установочные отклонения Д1/н = ±1 В; номинальный ток нагрузки /и = 0,7 А; пределы изменения тока нагрузки /Нт<-П = = 0,5 А и /иглах — 1 А. коэффициент стабилизации при нзмеиеиии напряжения сети Хст > 500, внутреннее сопротивление гн 0,7 Ом; амплитуда пульсации выходного напряжения ия~ 3 мВ; температура окружающей среды 7’с тах= 60 °C, 7ст1-„ = = —10 °C, максимальный температурный уход напряжения = = 0,12 В; в£/н.дои= 0,05 В. 1. Выбираем в качестве регулирующего элемента VTt {рис. 5.10, а) транзистор типа KT8I7A с параметрами (31 ): 1цтих == = 3 А; иКЭтих = 25 В РКтах = 14 Вт, 25, /КБ — = 0,4 мА. При заданном токе нагрузки /н тах 1 А принимаем 177
Рис 5.11. Статические характеристики транзистора КТ817А: а — входная; б — выходная напряжение насыщения на транзисторе 1/КЭиас — 3 В, а максималь- ный уровень пульсаций входного напряжеиня Un~ = 0,15 В. 2. Определяем входное напряжение питания Un max — (^КЭиасо+^в~ + ^и + А^н) (1 + вс)/(1 —Ьс} = — (3+0,15+12,6+1) (1+0,!)/(! — 0,1) = 20,6В; ^п = ^пшах/О+«в)«’20,6/(1+0,1) = 18.5 В; (/ц mtn e 0 —Ьс)“ 18,5(1 —0,1) = 16,8 В. Расчет выпрямителя для получения требуемого напряжения питания Un и сглаживающего фильтра для получения пульсации </щ« при заданном токе нагрузки /н ща* производится по методикам, изложенным в гл. 4. Максимальная мощность, рассеиваемая на регулирующем тран- •'^торе, /*т тахж(^в max—^я—А(/н) /и max — (20,6—12,6—!) 1 = 7 Вт. 3. По входным и выходным характеристикам транзистора КТ817А (см. рнс. 5.11) определяем: </8Б2 — 0,8 В; Л ^ЭБ 2 = - 0,04 В; Д(/кэ = 6 В; рт2 = Л1/^ЛОав = 6/0,04 = 150; *11 .2 “ W Ua2 ~ W = 0,1/(1,5 10-» - 0,3 • IO"’) =' = 83 Ом. Максимальные значении коллекторного тока, напряжения кол- лектор — эмиттер (в момент включения) и рассеиваемой мощности для составного транзистора V7\ соответственно равны: /ц I /и max/^uaimin” 1/25 = 0,04 А; ^K8l max“20,6 В; ^К^^ттах/Лиитщ =>7/25=0,28 Вт. Выбираем в качестве составного транзистора КТ6ОЗБ с параметрами: Чтах - 0.3 А > 0,04 А; Ц- , = 30 В > 20,6 В; Рк = = 0.4 Вт (при Тстлж = 60 °C) >0.28 Вт, */КЗда1С1 = 0,25 В; А21 si min ~ 60; 1/8Б : = 0.7 В; Лцэ । = 300 Ом; /КБ 01 — 0,03 мА; 178
BTl = 600 Ток базы транзистора VTt /Б| = /К,/Л21 «I min = _ 0,04/60 = 0.7 мА. 4 Принимаем схему составного транзистора без вспомогатель кого источника питания (рис 5 7» а) Минимальное напряжение на регулирующем элементе ^КЭ нас = ^КЭ нас! "Ь ^ЭВ2 =®>25+0.8 = 1 ,05 В Уточняем значения напряжения питания, рассеиваемой иа траи знсторах мощности, а также ртп. ЛПэ, по приведенным выше форму лам: Uumax = (1.05 + 0.15 + 12,6 +!).(! + 0.1)/ (1 - 0.1) = = 18.1 В. UB = 18.1 (1 0.1) = 16,3 В. UBmin = 16.3/ (1 + 0.1) = 14.8 В; РК2 = (18,1 — 12,6 — 1)1 » 4.5 Вт; /’к | — (^п max—(/н — А^н—^ЭБг) та*/^21 аг mln = = (18,1 — 12,6 —1—0,8)-1/25 =0,15 Вт; Итг Вт» 150-600 Вт г> = —' — =------------~ 120; Втг+Втг 150 + 600 — А(|Э( + Лцаа mln =300 83-60 = 5,3 кОм; т — Вт2г Aiia/^jiai mln'hiiat mtn = 120-5300/60-25 — 425 Ом 5- Максимальное значение напряжения 1/-вых.у равно (/выху = //н* А6/н"Г(/эб|+^ЭБ2 = 12,6+1+0,7+0,8= 15,1 В, 6. Проводим расчет цепи обратной связи: а) выбираем стабилитрон типа Д818Б с параметрами: 1/ст.т|П = = 7,65 В. Uqt niax = 9 ® ^стт/п = 3 мА, /<7 щах = 53 мА Гдиф — = 18 Ом; а„ = 1,8 мВГС. б) принимаем £дОП 0 4 (t/„ + Д1/н) = 0.4 (12,6 + 1) = = 5,45 В; Еаов + (/„ + Д(/я = 5,45 + 12,6 4 1 « 19 В > > l/цых.у (Увых 15.1 В) и выбираем в качестве VTt транзис- тор КТ312Б с параметрами: С/КЭЗтлх =35 В; /КЗ(шис-= 30 мА, ат3 = 2 мВ/°С; Л2| ,3 т(п «= 25. 1/ЭБ 3 “ 0,8 В; гэ3 = 50Ом; гЭБ 3 = = 1 кОм; йцВ2= 1 кОм, Втг= 1000; в) принимаем коллекторный ток транзистора VTt равным /КЗ = 2’8 “А > /Б । = 7вых.у “ “А и вычисляем /?1 = (Ддоп+(7н 1 At/н—(7вых у)/(/к 3 +/вых-у) = (19,0—15,1)/(2,8-10-»+0 7-10-в) = 1,1 кОм; Rs e =-------12,6-1-9-----= 1з кОм; Icrmln — 7r3 3 10—*—2,8-10—• 179
г) определяем ток базы транзистора КГЯ и сопротивления ре- зисторов делителя напряжения: 'бз = 7^з/ЛИ83mtn — 2,8/25яг0,1 мА 'дел—10/бз = 1 мА; о < "ст min + "эбз _ 7,65+0,8 7 2 кОм" " lRen(l + W«/U„) 10—3 (1-f-1/12,6) Uh — Д"н—Uст max "эБЗ 12,6—1—9—0,8 •Rb =------_ . - ---- X Rt < ист шах + ^ЭБЗ X 7 2. Ю-з ~ |;з кОм; 9+0,8 U„ 12,6 RP>-------—— Rt — Rn= ----——1300 — 7200 =4,1 кОм. 'де 10 3 Принимаем RP = 4,7 кОм; д) коэффициент передачи по напряжению __ UСт min ^2ta3 min R К _ U» Л11ЭЗ + Й21ЭЗ пПП (Гэз + ^диф) 7,65 25-103______5д 12,6 ’ 103 + 25(50+18) “ ’ ’ где Ян = "вых-у/'вых. у = 15,1/0,7-10-3 = 22 кОм; R.RH l,l-103.22-103 к Rt + Ян .1,1-103+22.103 е) для повышения устойчивости КСН выбираем Сос = 0,1 мкФ. Емкостное сопротивление на частоте 100 Гц равно Хс~ 2л/Сос ~ 6,3.100.0,1.10-е =16 КОМ’ Это сопротивление, образующее отрицательную обратную связь но переменному напряжению, уменьшит коэффициент передачи Ка цепи обратной связи на частоте 100 Гц не более чем в 2 раза, т. е. 3. 7. Определяем значения Кст, гн, С/н~ н ДЕдоП (принимаем г„ — 2 Ом)- = 5,9-120 UH 12,6 Кст = Кн ЦТ22 - = 5,9-120 —= 550 > 500; С/ д I t) O f t т г© 425 - 2 rH = —=--------------Л__ =о 6 Ом <0,7 Ом; gT22 Ки 120-5,9 1/11~=;1/11~/Ки~|хте2 = 0,15/3-120 = 0,42 мВ < 3 мВ; ДЕдоП = 51/и.допКи=0,05-5,9 - 0,295 В. 180
8 Определяем температурную нестабильность выходного нап- ряжения КСН, учитывая ан = 1,8 мВ/°С, ан т = —2 мВ/°С, ан п — = —1 мВ/°С: U., 4- Д1/н 6 (^н.т+ = .. ( + а i ан.т ± ан.д) (Тс max—7'с) = С'ст min 12,6+ 1 —----—— (1,8—2 — I) (60— 20) = — 2,13-10“*-40 — 85мВ<120мВ; 7,65 б(/н.т = 2,13 • 10“3 (Тс+Гс m/п) = 2,13 • 10“3 (20 + 10) = = 64 мВ < 120 мВ, где ан.д — общий температурный коэффициент резисторов R,P Rit R6 делителя напряжения. Знак смннус» в полученном результате для 6l/H.T+ означает уменьшение выходного напряжения с повышением температуры. 9. Вычисляем С/„—At7„ «2 — / 'КБ 02 12,6 — 1 0,4-Ю-з ~ 30 кОм. 10. Определяем номинальное н минимальное значения КПД стабилизатора: = Цн 1„ = 12,6-0,7 = п Л ^п/н+^с.у 16,3-0,7 + 0,083 ' ‘ = (<Л,-ДЦн) /н mnx _ (12.6-1)-! _ м Чт‘П Ult тах 1п тах + Рс.у 18.1-1+0,083 ’ ’ где Р ~ <£доп "+ (^Б I + ^н (^КБ 02 + ст.min ~ - 'кз + /дел) = (5-45 + 12.6) (0,7 + 2,8) 10“3 + 12,6 х X (0,4 +3 — 2,8 + 1)10“3 ~ 83 мВт потребляемая схемой управления мощность Параллельные стабилизаторы Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллельным включением РЭ приведены на рнс. 5.12. В качестве гасящего уст- ройства в этих стабилизаторах применяются резистор (Rt на рнс. 5.12, а, б) или при высоких требованиях к стабильности вы- ходного напряжения стабилизатора применяется ТД (обведен пун- ктирной линией на рис 5.12, в), имеющий большое внутреннее со- противление гтд При напряжениях 1/в> 3 В и токе нагрузки /н< 3 А приме- няется регулирующий составной транзистор с объединенными кол- лекторами (см. рнс. 5 7, а, б), так как включение дополнительного источника Ддоп (см. рис. 5.7, в, г) для уменьшения минимального падения напряжения на переходе коллектор — эмиттер силового трвнзистора не повышает КПД стабилизаторов параллельного ти- па. Для уменьшения мощности потерь на регулирующем транзис- торе иногда последовательно с ним включают резистор Ra (рнс. 5 12, в), который не влияет ив общий КПД стабилизатора. Коэффициент стабилизации КСН зависит от коэффициента пе- редачи пени обратной связи н коэффициента усиления рт регули- 181
Рис 5.12. Типовые схемы стабилизаторов напряжения с параллель- ным включением регулирующего транзистора рующего элемента, его внутреннего сопротивления г,,, сопротив- ления гасящего резистора. Для стабилизаторов иа рис. 5.12, а, б (5.19) Для схемы на рнс 5.12, в Кст = Мт ^н гтл Uu/(ri т + Яз) 1/ц. (5.20) Внутреннее сопротивление стабилизаторов на рис. 5.12, а, б равно г„ = Пт^Рт^н. (5.21) а для схемы рис. 5.12, в г„ = (Пт + «зУМтКи- (5.22) Нестабильность выходного напряжения от изменения на- пряжения дополнительного источника £nou Для схем на Рис- 5.12, а, в соответственно равна 5 Дц.дон = Д(/ст/^п. 5 (Льдоп^АДдоп/Ки, (5.23) 182
а для схемы рис. 5-12,6 ®^Льдоп = А 1/ст (1/н — ^эб^С^ст + ^эб)’ (5.24) где Д (Уст = Л ЕдОП гст/Кн R3. Факторы, влияющие иа температурную нестабильность выход- ного напряжения КСН параллельного типа, и пути уменьшения 5 17ц.т те же, что и в КСН последовательного типа. 5.3. Защита в транзисторных стабилизаторах В транзисторных стабилизаторах наиболее часто применяются три вида защиты: от повышения выходного напряжения; от пони- жения выходного напряжения; от пзрегрузки по току или корот- кого замыкания в нагрузке. Защита от превышения н понижения выходного напряжения реализуется за счет введения в стабилизатор дополнительных уст- ройств сравнения (УС) и исполнительного элемента. Устройство сравнения имеет такое же схемное построение, как в КСН последо- вательного или параллельного типов. В качестве исполнительного элемента применяется реле или полупроводниковый прибор (тран- зистор, тиристор) Практические схемы защиты от превышения на- пряжения приведены на рнс. 5.13. В схеме на рис. 5.13, а прн превышении выходного напряжения КСН значения Uu тах, установленного резистором ЧР, открывается транзистор VT и срабатывает реле 5Л, которое одновременно сни- Рис. 5.13. Схемы защиты в транзисторных стабилизаторах от превы- шения выходного напряжения 183
мает своими контактами 1—2 напряжение питания Ua со входа КСН н блокирует контактами 3—4 коллектор транзистора VT Недостат- ком схемы является ее инерционность, определяемая временем сра- батывания реле (обычно несколько миллисекунд). В схеме на рнс. 5.13, б защита от превышения напряжения осу- ществляется за счет шунтирования входа КСН тиристором У£>1- Однако при этом происходит сгорание нити предохранителей илн пробой тиристора или же снятие напряжения Ua внутренней схе- мой защиты по току источника питания 1/п, если он ее содержит. Схема защиты от понижения напряжения строится аналогично схеме защиты от превышения напряжения с небольшим отличием в сравнивающем устройстве, которое содержит дополнительно два каскада усиления или выполняется в виде дифференциального уси- лителя В схеме на рис 5.14 а в рабочем состоянии КСН транзис- торы КТ2н УТЯ открыты, a V7\ — закрыт При понижении выходно- го напряжения до порога срабатывания защиты UHmtn транзисто- ры УТ2 и К73 закрываются, VTt открывается и включается реле ХЛ, которое снимает напряжение питания со входа КСН В схеме на рис. 5.14. б прн номинальном напряжении 4/н тран- зистор VT-i закрыт, а КТ2 открыт. При понижении напряжения до порога срабатывания защиты транзистор VTt закрывается, a V7, открывается н выдает сигнал на вход 3 исполнительного элемента (ИЭ), который выключает входное напряжение КСН. В схемах нв рис. 5.14, а, б введен конденсатор С для исключения ложного сраба- тывания схемы защиты в момент подачи напряжения питания 1/п. Схема ИЭ приведена на рис. 5.14, в. В качестве сравнивающего устройства схемы защиты от превы- шения или понижения напряжения могут применяться интеграль- ные микросхемы стабилизаторов серин К142ЕН характеристики которых приведены в §5.4, илн интегральные микросхемы управле- ния импульсными источниками электропитания серин К142ЕП1, параметры которой приведены в гл. 2 В схеме защиты от превышения выходного напряжения, при- веденной на рнс 5.15, а [39], используется микросхема типа К142ЕН2 (ОЛ) Напряжение на стабилитроне VD должно быть не менее суммы падений напряжений на резисторе R3 и переходе эмит- тер коллектор (выводы 16, 13) регулирующего транзистора микро- схемы. При номинальном выходном напряжении КСН регулирую- щий транзистор микросхемы открыт, а внешний транзистор VT за- крыт. В случае превышения Un допустимого уровня регулирую- щий транзистор микросхемы закрывается, напряжение питания 1/п через резистор Rt поступает на транзистор VT, который открывает- ся и включает реле ХЛ Конденсатор С необходим для исключения возбуждения микросхемы На рис 5.15, б [38] приведена схема защиты с использованием микросхемы типа К142ЕП1 (РЛ) и исполнительного элемента, вы- полненного по схеме 5.14. На базу (вывод 12) правого трвизистора (КТ12 на рнс 2 11) дифференциального усилителя микросхемы по- ступает внутреннее опорное напряжение (вывод 9) а иа базу левого транзистора (КГц) через делитель RP, Rit Re выходное напряжение КСН Внешний транзистор V7\ предназначается для подачи стаби- лизированного напряжения питания иа микросхему При номиналь- ном напряжении Un транзистор УТ12 микросхемы открыт, а внутрен- ние транзисторы VT3 — Vl\ микросхемы и внешний транзистор VT2 закрыты. В случае превышения U„ допустимого уровня КТг2 за- крывается, a VT2— VTt и внешний транзистор VT2 открываются. 184
что приводит к срабатыванию исполнительного элемента и выклю- чению напряжения на входе КСН. На рис. 5.16, а приведена схема защиты от понижения напря- жения, выполненная на микросхеме К142ЕН2; она содержит мини- мум дополнительных элементов: конденсатор С введен для исклю- чения возбуждения микросхемы, резистор R1 — для компенсации обратного тока силового транзистора микросхемы н делитель /?а, Лв RP — для установки порога срабатывания защиты. При пони жении напряжения 1/н силовой транзистор микросхемы открывает- ся и через его переход коллектор — эмиттер (выводы 1С, 13) на об- SA Рнс. 5.14 Схемы защи- ты в транзисторных ста- 4 билнзаторах от пониже- -о пия выходного напряже- ния 185
мотку реле 5Л поступает напряжение Uu и реле своими нормально замкнутыми контактами снимает напряжение пнтання Ua со входа КСН Схема защиты от понижения напряжения, выполненная на микросхеме К142ЕП1, приведена на рис. 5 16, б. Она отличается от схемы па рис. 5.15 б только включением базы транзисторов нффе' ренцналыюго усилителя микросхемы и наличием дополнительного конденсатора С для исключения ложного срабатывания защиты в момент подачи напряжения пнтання Ua Работает схема рис. 5.16, б аналогично схеме на рнс. 5.15. б, только в ней в нормальном рабо- чем состоянии внутренний транзистор в микросхеме DA (К142ЕП1) з крыт, а УТ10 — открыт. Защита от перегрузки по току в стабилизаторах может быть выполнена с ограничением на постоянном уровне /к.а, превышаю- щем значение /Ном (Рнс 5.17, а), или же с резким уменьшением тока потребления до /к.3о в режиме короткого замыкания (рнс. 5.17,6). Рис 5.15. Защита от превышения выходного напряжения транзистор- ных стабилизаторов выполненная с применением интегральных мик росхем' а — типа KI42EH2. б — типа К142ЕП1 «86
RD Рнс. 5.16. Защита от понижения выходного напряжения транзистор- ных стабилизаторов, выполненная с применением интегральных мик- росхем: а — типа KI42EH2; б — типа К142ЕП1 В первом случае режим перегрузки по току характеризуется боль- шей мощностью, выделяемой на регулирующем транзисторе КСН. Поэтому в таких случаях обычно выключают напряжение пнтання на входе КСН, например при помощи реле. Во втором случае по- требляемая от источника Un мощность значительно меньше мощно- сти, выделяемой на силовом транзисторе КСН при /,1оМ. Поэтому выключение напряжения питания U„ в такой схеме не обязгггсльно. На рнс. 5.18, а, б приведены схемы защиты по току с ограниче- нием на постоянном уровне /н.з н последующим выключением иапря- а) Рис. 5.17. Характеристики схем защиты стабилизаторов: а без ограничения мощности иа регул ирующием элементе; б — с ограниче- нием мощности на регулирующем элементе 187
ження питания В схеме на рнс 5 18 а для управления КСН может быть применена одна из схем, показанных на рис 5.10 а—г, ж Резистор Ri является датчиком тока, а делитель /?2, RP служит для установки порога срабатывания 1К.В. В рабочем состоянии КСН транзистор V7\ закрыт. При регрузке по току V7\ открывается и подает одновременно запирающее напряжение на базу регулирую- щего транзистора VT2, VT3 КСН н на обмотку реле которое включается и снимает питание со входа стабилизатора Защита с малым потреблением тока может быть осуществлена и по схеме на рис. 5.19. Здесь при номинальном токе иа рузки нап- ряжение на базе транзистора VTS равно сумме падений напряже- ний на р зисторе R^ (Датчик тока) и переходе эмнттер — база тран- зистора VTt, с одной стороны (открывающий транзистор потенциал), и на резисторе R2, связанный через R3 с минусовой шиной питания, с другой стороны (закрывающий потенциал). В случае перегрузки потоку увеличивается падение напряжения иа Ri и транзистор VTt открывается, шунтируя переход эмиттер—база составного транзис- тора (КТ,, VT стабилизатора и тем самым уменьшая егс выходное напряжение Падение напряжения UH приводит в свою очередь. Рис. 5.18. Стабилизаторы напряжения с встроенной защитой по току н выключением входного напряжения пнтаиня 188
Рис. 5.19. Стабилизатор напряже- ния с встроенной защитой по току и уменьшением мощности рассея- ния на регулирующем транзисторе к уменьшению отрицательного потенциала, поступающего на базу через резистор R3, что позволяет поддерживать тран- зистор VT3 в открытом состоя- нии при небольшом токе на- грузки /,. а о- В качестве уст- ройств управления КСН может быть использована одна из схем, приведенных на рнс. 5-10. Методика и пример расчета. Проведем расчет схемы защи- ты транзисторного стабилиза- тора на рис. 5.13, а после- дующим исходным данным. Входное напряжение питания Ua — 15 ± 1,5 В, номиналь- ное выходное напряжение ста- билизатора — 10 В, точность установки —Д1/н = 0,5 В, измене- ние температуры окружающей среды ДТС— 30 °C. Защита должна срабатывать при выходном напряжении 1/н тах = 11 В 1 . Выбираем реле ХА типа РЭС 9 РСЧ.524 204П2 с параметра- ми: рабочее напряжение обмотки Un = 8 3 В, UVmax 13 < < (Ua — А^ц) — 15 — 1,5 = 13,5 В; сопротивление обмотки — /обм = 9,6 кОм; напряжение и ток через контакты t/K= 64-30 В, /к = 0,14-0,8 А, максимальный ток через обмотку /Обм mat — ~ //ртах/^обм 1 9 500 = 1,36 мА 2 Выбираем стабилитрон VDa типа 2С147А с параметрами. Ucr.min =4,2 В > (UB + Д(/п - Unmax) = (15 + 1,5 - 13) = — 3 5 В; (/ст max— 5 2 В (vn — — (/р min) (15 — 1,5 — 8 3) = 5,2 В, гдиФ = 56 Ом; /ст min = 5 мА. /ст max ~ 58 мА > (/ст min ' /обм max) = (3 + 1 36) — 4,36 мА ан = 4,2 мВ/ С. 3 Выбираем транзистор VT типа КТ608Б с параметрами. ^КЭ max = 60 в > ((/„ + Д1/п - u„mtn) = (15 + 1,5 - 4,2) - — '12,3 В /к „1ае — 400 мА > /^ тах — 1 36 мА’ й21 э т1п 40» (7эв = 0,88; ат = 2 мВ С; U эвтах = 4 В > ((/нтах Un - ьив) = (И — 10 — 0,5) = 1.5 В 4 Вычисляем ток базы транзистора V Т ' /б /обм max/^zi э min 3 40 4 МкА Определяем сопротивление резисторов Un — & U»—Ucr max _ Ю—6,5 5,2 /ст min 3 3 UCt min~(-USB = 1,4 кОм; 4,2-1-0,8 20 3 4 10-е 8 20 /г D Принимаем 1,2 кОм, /?3 = 6 2 кОм 7 2 кОм. U« max Uer max+ (/дБ — =7----—----—1)б,8-103 = 5,6 кОм / 3 \ 5,2+0,8 / 189
Сопротивление резистора RP 77------- R3 — Ra — R3 — x uст min X 6800 — 5600 6800 = 5,3 кОм ' Принимаем RP = 6,8 кОм. 5 Определяем температурную погрешность напряжения сра- батывания защиты, %: , I д «н+«т) А ir.nliz _ Л^нтох- (/cmin + l/3B •|0°%- (4,2 + 2) 30-Ю-з л л п = * --------• 100 = 3,72% . 4,2 + 8 6 . Выбираем диод VDt типа КД5ЮА с параметрами /Пр = = 200 мА > /обр = 1,36 мА и 1/обр = 50 В > Ua + Ы/а = = 16,5 В 5.4. Интегральные стабилизаторы напряжения В источниках электропитания находят применение два вида ни тегральных стабилизаторов: гибридные интегральные стабилизато- ры напряжения (ГИСН) и полупроводниковые микросхемы стаби- лизаторов, которые принято называть просто интегральные стаби лнзаторы напряжения (ИСН) Гибридные интегральные стабилизаторы выполняются на бес- корпусных интегральных микросхемах н полупроводниковых при борах, которые размешаются на диэлектрической подложке, на ко- торой- методом тонкопленочной или толстопленочной технологии наносятся резисторы, соединительные проводники. На подложке размещаются также входящие в стабилизатор дискретные эле- менты—бсскорпусные конденсаторы, переменные резисторы н др ГИСН выполняются в виде законченных устройств на фиксирован- ные уровни выходных напряжений, например 5, 6. 9, 12, 15 В Используя мощные бескорпусиые транзисторы н маломощную схе- му управления, выполненную по гибридно-пленочной технологии, выполняются стабилизаторы на большие токн, например до 5 А (91 Электрические схемы ГИСН не отличаются от схем стабнлнза- торов на дискретных полупроводниковых приборах, а методы гиб- ридно-пленочной технологии и идентичность процессов позволяют получать стабилизаторы с лучшими параметрами, чем полупровод- никовые интегральны стабилизаторы на одном кристалле. Номи- нальные выходные напряжения н стабильность ГИСН можно подо- гнать с точностью ±0 05 — 0,5 %, а ТКН меньше 0,001 %/°С. Од- нако надежность ГИСН значительно ниже, а стоимость значитель- но выше, чем ИСН Поэтому гибридные стабилизаторы находят ог- раниченное применение, в основном, в устройствах, которые изго- товляются малыми сериями Диэлектрические подложки ГИСН выполняются из материалов с хорошей теплопроводностью, поскольку в стабилизаторе, в основ ном в его регулирующем элементе, рассеивается значительная мощ- ность Толстопленочные ГИСН выполняются обычно на подложках нз керамики, тонкопленочные — на подложках из поликора илн ситалла. Перспективными для ГИСН являются подложки из бе- риллиевой керамики илн металлические подложки, выполненные из сплавов алюминия по специальной технологии 190
Рнс. 5.20. Принципиальная электрическая схема интегральных стаби- лизаторов К142ЕН1 и К142ЕН2 Микросх-емы ИСН имеют малую массу н габариты, высокую надежность, низкую цену, что обеспечивает им широкое внедрение в РЭА. Промышленность выпускает два вида ИСН. с регулируемым выходным наприжеинем и с фнксир ванным выходным напряжени- ем . Интегральные стабилизаторы с регулируемым выходным напри* хешем. В микросхемах ИСН с регулируемым выходом отсутствует делитель напряжения и элементы частотной коррекции, которые необходимо подключать с внешней стороны микросхемы на печатной плате в составе ИВЭ. Среди таких ИСН наибольшее распростране- ние получили маломощные микросхемы типа К142ЕН1, К142ЕН2 н стабилизаторы средней мощности типа К142ЕНЗ н К142ЕН4, ос- новные параметры которых приведены в табл. 5.1 [28]. Микросхемы типа К142ЕН1 отличаются от К142ЕН2 только уровнем максималь- но допустимого входного напряжения н, как следствие, пределами установки выходного напряжения. Микросхемы типа К142ЕНЗ от- личаются от К142ЕН4 только минимальным падением на регули- рующем транзисторе. Эти различия являются следствием разбросов параметров, возникающих прн изготовлении микросхем, и необхо- димостью повышения процента выхода годных микросхем прн серий ном производстве. Интегральные стабилизаторы типа К142ЕН1, К142ЕН2 вы пол неяы на кристалле размером 1,7 х 1.7 мм по одной принципиальной электрической схеме, которая приведена иа рис. 5.20, а их классн фикационные параметры устанавливаются прн технологической раз- браковке в процессе производства. Типовая схема включения ИСН типов К142ЕН1, К142ЕН2 прн малых токах нагрузки приведена на рис. 5.21. Делитель выходного напряжения Rt, Rt выбирается из условия, чтобы ток через него протекал не менее 1,5 мА. Сопротивление резистора Rg нижнего 191
плеча делителя, кроме того, определяется уровнем опорного напря- жения н составляет обычно 1,2 кОм. Регулировка выходного напря- жения осуществляется потенциометром Rt Для исключения влияния соединительных проводов на динами- ческие параметры стабилизатора при импульсном изменении тока нагрузки резисторы делителя должны подключаться непосредствен- но к нагрузке. Туда же подключается выходной конденсатор Св, повышающий устойчивость стабилизатора и снижающий уровень пульсации выходного напряжения. На рис. 5.21 условно показано такое подключение указанных элементов к нагрузке /?н- Для по" вышения устойчивости включается также конденсатор Ск «0,1 мкФ. Конденсатор Соп шунтирует выход опорного напряжения от наводок Таблица 5.1 Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения Параметры Тип микросхемы K142EHI KU2EH2 К142ЕНЗ KI42EH4 Максимальное входное на- 20 40 60 60 пряжение. I7.x max, В Минимальное входное на- 9 20 9.5 9,5 пряжение 1/«х т.п, В Пределы установки выход- ного напряжения, В 3—12 0,15 12—30 0,15 3-30 3—30 1,0 Максимальный ток нагруз- 1.0 КН /н max, А Минимальное падение на 4 4 3 4 пряжения на регулирую- щем транзисторе, В Максимальный ток потерь, 4 4 10 10 мА Нестабильность по напря- жению при температуре корпуса от —60 до +125 °C, Кот, %/В для групп: 0,5 0,1 0,1 А Б В, Г Нестабильность по току, КСТ. %/А для рупп 0,5 0,2 0,8 0,5 0,25 0,25 0,2 0,8 0,5 А Б 0,2 0,2 В 2.0 2,0 Г Относительный температур- 1.0 1,0 0,01 0,01 иы* коэффициент напряже- ния ая. %/С для групп: 0,01 А, Б 0.01 В, Г 0.05 0,05 192
Рис. 5.21. Типовая схема включения ИСН типов K142EHi, К142ЕН2 и помех со стороны других элементов ИВЭ в условиях печатного монтажа. Входной конденсатор СвХ может принадлежать сглаживающе- му фильтру выпрямителя, если выпрямитель размешается непосред- ственно около стабилизатора. Однако если микросхемы стабилиза- торов разнесены на значительное расстояние от выпрямителей, то на входных зажимах микросхем должны быть установлены дополни- тельные конденсаторы СвХ, которые исключают влияние помех со стороны входа стабилизатора. Узел защиты ИСН от перегрузки по току и короткого замыкания состоит из датчика тока Ri и делителя Ra, Ra, определяющего режим работы транзистора защиты УТ» (см. рис. 5.20) При этом ток через делитель выбирвется равным /д = 0,3 мА, a Ra — 2 кОм Напря- жение 1/53 транзистора защиты УТ» составляет-0,7 В, поэтому со- противление второго резистора в килоомах определяется по форму- ле R, - (<4 + 1/БЭ)//д = (U„ + 0,7) В/0,3 мА. (5.25) Зависимость выходного напряжения стабилизатора от тока на- грузки при действии схемы защиты показана на рнс. 5.17, б. Напря- жение на датчике тока Ri открывает транзистор защиты УТ» только при токе /н = /н.#: при этом ток /к.8 выбирается нз условия 7к.а 2,2/ном /н mQx. (5.26) а сопротивление резистора К1 = <'Бэ//к.в=0.7В//к.э. (5.27) Включение последовательно в выходную цепь .ИСН резистора Ri ухудшает его внутреннее сопротивление, поэтому сопротивление Ri выбирают минимально возможным; при этом с уменьшением Rt возрастает ток /к.8, который для микросхем KI42EH1, К142ЕН2 не должен превышать 150 мА. При перегрузке по Току или коротком замыкании в нагрузке- стабилнзатор под Действием схемы защиты не полностью закрыва- ется н через него протекает ток /И80 (см. рнс. 5.17, б). Поскольку к микросхеме в зто время приложено полное входное напряжение вах тах» то на ней при коротком замыкании выделяется мощность Р *= /к-во max- Эта мощность не должна превышать максималь- но допустимую, определяемую условиями эксплуатации, н на отвод 7 Зак. 726 193
ее от микросхемы, должен быть рассчитан радиатор. После устране- ния перегрузки по току или короткого замыкания в нагрузке ИСН автоматически возвращается в нормальное рабочее состояние. Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки и раздель- ным питанием составного регулирующего транзистора показана иа рис. 5.22 Здесь интегральный стабилизатор К142ЕН2Б исполь- зуется только для управления мощным регулирующим элементом РЭ, который выполнен на составных транзисторах V'T’j, VTS, VT3, Через внешний регулирующий элемент проходит полный ток на- грузки /н, значительно превышающий предельно допустимый ток микросхемы. Минимальное значение основного входного напряже- ния l/BX ! min, определяющее основные потерн мощности в стабили- заторе, выбирается из условия обеспечения минимального падения напряжения 1/кэ на регулирующем транзисторе VTt с учетом амп- литуды пульсации входного напряжения и уровня выходного напря- жения ^Bxi m/п =1/н~|-^о~"Ь ^КЭ mln- (5 28) В схеме стабилизатора на рнс. 5.22 введена также защита от перегрузки по току и короткого замыкания в нагрузке с ограниче- нием рассеиваемой мощности на регулирующем элементе в широком диапазоне изменения выходного стабильного напряжения UH- До* стнгается это введением резисторов Rt, Rt и стабилизацией рабочей точки срабатывания защиты с помощью прямосмещенных диодов Рис. 5.22. Схема стабилизатора с повышенным током нагрузки на основе ИСН типа К142ЕН2 J94
Рис 5.23 Принципиальная электрическая схема интегральных ста- билизаторов KI42EH3. KI42EH4 VDi—VD3. Сигнал перегрузки по току снимается с резистора Rul н поступает на вход защиты микросхемы К142ЕН2Б. которая запи рает РЭ. снижая ток в выходной цепи до /к /н Поскольку на- пряжение эмиттер—база РЭ определяется падением напряжения на диодах VDt-VD3 и делителем /?4 R„, оно не зависит от номинала выходного напряжения Un н срабатывание защиты стабилизатора определяется только падением напряжения на резисторе Rt0. При устранении короткого замыкания в нагрузке или перегрузки по току стабилизатор автоматически возвращается в рабочий режим. Интегральные стабилизаторы типов KI42EH3, KI42EH4 вы полнены на кристалле размером 2,2 к 2,2 мм Принципиальная электрическая схема приведена на рис. 5.23. Она значительно усложнена по сравнению со схемой стабилизаторов K142EHI, К142ЕН2 за счет Введения двухкаскадного дифференциального УПТ с текостабилизнрующими двухполюсниками, что существенно повысило стабильность по напряжению, а наличие мощного проход- ного транзистора обеспечило ток нагрузки ИСН до 1 А Типовая схема включения стабилизаторов KI42EH3, KI42EH4 приведена иа рис. 5.24. Назначение элементов: Rt — ограничительный резистор выключения микросхем внешним сигна- лом; Ra ограничительный резистор для регулирования порога срабатывания тепловой защиты в днапазоне температур корпуса микросхемы от |-65 до +145 °C, R3 — резистор-датчик сигнала 7* 195
Рнс. 5.24 Типовая схема включения ИСН типов К142ЕНЗ, К142ЕН4 для защиты микросхемы от перегрузки по току нли короткого за- мыкания в нагрузке; Ск — корректирующие конденсатор; совмест- но с выходным конденсатором Сн ои обеспечивает устойчивую рабо- ту стабилизатора (обычно выбирают Си — 0,01 мкФ); Ci — конден- сатор, блокирующий вход микросхемы по цепи дистанционного вы- ключения от наводок и помех со стороны монтажа. Резистор Ra, кОм, выбирают нз условия (0,037 Тк—6,65) (1- Q,OI55T„) (5.29) где Тн — температура корпуса микросхемы, °C. при которой долж- на срабатывать тепловая защита. Сопротивление ограничительного резистора кОм, опреде- ляется с учетом выбранного резистора Rt по формуле о lt/y^(»+e.4/?a)-/?,(».8+0.5/?а)1 ** > ll,8+/?a(l.2 + 0,2/?2)] ’ (5-3°) где 1/у — амплитуда управляющего импульса выключения. Значение управляющего напряжения может выбираться в диа- пазоне от 0,9 до 40 В Прн управлении от микросхемы с ТТЛ- выходом Uy составляет около 5 В. Сопротивление резистора датчика тока Rs, Ом, определяется но формуле 1,25-0,5 /н-0,023 (УвХ-1/н) Кя =-------------------------------. (5.31) 'и Ток поворота порога срабатывания защиты /н.а выбирается из условия /к.8^2/н; прн этом для микросхем К142ЕНЗ, К142ЕН4 значение /к,3 ие должно превышать предельно допустимого 1 А. Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на- пряжением. Существенным недостатком интегральных стабилиза- торов с регулируемым выходным напряжением является то, что прн их использовании в ИВЭ необходимо установить ряд внешних эле- ментов, масса н объем которых превышают саму микросхему. Даль- нейшим усовершенствованием интегральных стабилизаторов явля- 196
Таблица 52 Основные параметры интегральных стабилизаторов напряжения Тип микросхемы Выходное напряжение Uh. В Точность установки лун. % Максималь- ный ток нагрузки /и А Максималь- ное входное напряжение. В К142ЕН5А 5 ±2 8 15 К142ЕН5Б 6 ±2 8 15 ется разработка серии микросхем с фиксированным выходным на- пряжением, основные параметры которых приведены в табл*. 5.2 1281. Интегральные стабилизаторы с фиксированным выходным на- пряжением выполнены на кристалле размером 2 х 2 мм по одина- ковой топологии и принципиальной схеме, поэтому ряд их парамет- ров имеет одинаковые значения (табл. 5.3). Микросхемы стабилизаторов с фиксированным выходным нап- ряжением содержат встроенную защиту от перегрузки по току и тепловую защиту до максимально допустимой температуры крис- талла (175 °C), что существенно повышает надежность микросхем. Значение тока защиты ограничивается предельной мощностью рас- сеяния микросхемы и, следовательно, зависит от падения напряже- ния на регулирующем транзисторе. На рнс. 5.25 приведена типовая зависимость минимального падения напряжения от тока нагрузки и температуры корпуса микросхемы для интегральных стабилизато- ров с фиксированным выходным напряжением. Квк видно нз гра- фика, для токов нагрузки 0.5—1 А на стабилизаторе достаточно под- держивать напряжение около 2 В. Типовая схема включения ЙСН с фиксированным выходом при- ведена на рис. 5 26. Выходной конденсатор (Сн > 2,2 мкФ), как и в любом стабилизаторе напряжения, обеспечивает устойчивость при импульсном изменении тока нагрузки, снижает уровень пульсации. Входной конденсатор (С8Х > 0.33 мкФ) необходимо включить для устранения генерации прн скачкообразном включении входного на Таблица 53 Параметры фиксированных стабилизаторов напряжения Параметры Значение параметра Нестабильность по напряжению, Кет, %/В Нестабильность по току Ксг прн изменении тока от 0 ДО /н max, % Относительный температурный коэффициент напряже- ния а„, %/°С Минимальное падение напряжения на стабилизаторе, В Максимальный ток потребления микросхемой, мА 0,05 1 0 0,02 2.5 10 197
Рис. 5.25. Зависимость падения напряжении иа ИСН с фиксирован- ным выходным напряжением от температуры корпуса при различных токах нагрузки Рис 5.26. Типовая схема вклю- чения ИСН с фиксированным выходным напряжением пряжения UBK. Эта генерация возникает в стабилизаторе из-зв влия- ния паразитных индуктивности и емкости соединительных проводов, которые образуют контур ударного возбуждения. Характер установ- ления выходного напряжения в ИСН с фиксированным выходом при скачкообразном включении входного напряжения показан на рнс 5 27. При отсутствии входного конденсатора СвХ в .стабилиза- торе возникает высокочастотная генерация иа входе стабилизатора (кривая а), которая прекращается только при достижении выходно- го напряжения заданного уровня UH. Амплитуда высокочастотных колебаний может превышать максимально допустимое входное на- пряжение, что приводит к пробою перехода коллектор—эмиттер регулирующего транзистора. При включенном конденсаторе Свх Рис. 5.27 Характер установле- ния напряжения в ИСН с фик- сированным выходом а — без конденсатора Свв, б — с подключенным конденсатором С„ выходное напряжение UH па ста- билизаторе устанавливается по апериодическому закону (кривая б на рис. 5.27). Емкость конденсатора Свх выбирается равной 0,33—2,2 мкФ, а тип — керамический, с малым эквивалентным последовательным сопвотивлеиием; подключается он непосредственно к выводам мик- росхемы. Если стабилизатор в ИВЭ включается непосредственно после выпрямителя со сглаживаю- щим фильтром, последний конден- сатор которого подключен к мик- росхеме ИСН, то дополнительный входной конденсатор Свх можно не включать. Область безопасной работы. Для интегральных стабилизато- ров (как и для транзисторов) су- ществует область безопасной ра- боты (ОБР), ограничивающая ре- жимы и параметры, обеспечиваю- 198
nine заданную надежность приборов и условиях эксплуатации. К таким ограничениям относятся: максимальная мощность рассея- ния Рр max. максимальный ток нагрузки /„ тяж и максимально до- пустимое входное напряжение ив*тах- Мощность, рассеиваемая в ИСН, определяется, в основном, по- терями в регулирующем элементе Рр тах = max ^КЭр max. (5.32) где ^кэ р шах — максимальное падение напряжения на РЭ ^КЭр max — тах~^п min (5.33) Напряжение икт,п учитывает допуск выходного напряжения. Допустимая мощность рассеяния определяется конструкцией кор- пуса ИСН и условиями охлаждения. Мощность рассеяния должна быть такой, -чтобы температура кристалла Тп ИСН не превышала заданной с учетом температуры окружающей среды Тс и тепло- вого сопротивления ИСН. Если ИСН используется без допол- нительного теплоотвода, то температура перехода определяется но формуле Т„ ~ТС 4-Рр /?п.с. (5.34) При установке HGH на радиатор Т'и-Т'с + РрЯп.к. (5.35) Конструктивные размеры и тепловые параметры интегральных стабилизаторов, размещенных в стандартных корпусах, позво- ляют провести расчеты тепловых режимов работы ИСН по задан- ным условиям эксплуатации. Допустимая рассеиваемая мощность ИСН ограничивается не только конструкцией корпуса микросхемы, ио н максимально допустимым входным напряжением. Это видно из рис. 5 28, на котором приведена зависимость рассеиваемой мощ- ности интегральных микросхем стабилизаторов от температуры кор- Рис. 5 28. Зависимость мощности рассеяния интегральных стибид з торов от температуры корпуса Рис. 5.29. Область безопасной 199
nyca 128]. Из графикоа видно, что а диапазоне температру от —60 до +80 °C для микросхем К142ЕН5А, Б (7/вХтах— 15 В) мощность Рр тоах. = 10 Вт, в то аремя как для микросхем К142ЕН3.4 с ^вх max ~ 40 В Рр тах = 6 Вт. Область безопасной работы интегральных стабилизаторов стро* нтся в координатах тока нагрузки 7Я и падения напряжения иа ре- гулирующем транзисторе </КЭр. Пример ОБР для микросхем с вы- ходными напряжениями 9, 12 и 15 В при 7Я 80 °C приведен иа рнс. 5.29, оиа включает площадь 0MN, ограинчениую максималь- ным током нагруаки (линия MN 1Я тах = 1,5 А), максимально "до- пустимой мощностью рассеяния (кривая NP Рп тах = 8 Вт) и мак- симальным входным напряжением (отрезок OQ UBX max ~ 35 В). Как видно нз рнс. 5.29, при увеличении напряжении на стабилиза- торе ток нагрузки уменьшается. Лнинн А А', ББ’ и В В' ограничи- вают ОБР для микросхем с выходными напряжениями 9, 12 И 15 В соответственно. Прн выборе режима ИСН нужно стремиться уменьшить 7В и 1/КЭр так, чтобы рабочая точка находилась внутри ОБР, так как снижение Рр max приводит к уменьшению температуры нагреаа микросхемы и повышению ее надежности. 5.5. Специальные схемы транзисторных стабилизаторов напряжения и тока Двухполярные стабилизаторы [9]. К иим относятся стабилиза- торы, у которых плюс и минус выходного напряжения поступают в нагрузку относительно общей (нулевой или корпусной) шины. Как правило, двухполяриые КСН состоят из двух стабилизаторов, выполненных на транзисторах п-р-п и р-п-р структуры (рнс. 5.30). Причем использование а одном из стабилизатороа в качестве опор- ного напряжения аыходиого напряжения (в частности 1/Я1) другого стабилизатора позволяет обеспечить изменение иЯ1 и ия2 при воз- действии различных возмущений (t/ni> Т/п2« тока нагрузки, темпе- ратуры н т. п.) одного знака и почти равной величины, что имеет существенное значение для ряда потребителей,, например при пита- нии операционных усилителей. На рис 5.31 приаедеиа схема двухполяриого стабилизатора, управление которым выполнено иа ИСН типа К142ЕН2 128] Здесь в каче тве регулирующих элементоа использованы транзисторы VT2, VT3 одинаковой структуры. Основным стабилизатором явля- ется отрицательный, его напряжение устанавливается переменным резистором RP2 Регулировка положительного напряжения осуществляется резистором RPt. Структурная схема двухполярного интегрального стабилиза- тора типа К142ЕН6 |28] приаедеиа иа рис. 5.32. Оиа также содержит два регулирующих элемента РЭХ и РЭ2, включен- ных соответственно в плюсовую н мниусоаую шнны питания отно- сительно общего провода. Стабилизатор, включенный в ми-нусовуЮ шину питания, яв- ляется ведущим, его выходное напряжение устанавливается дели- телем 7?3, Rt, а источник опорного напряжения (ИСН) использу- ется также для стабилизатора положительного напряжения. Саязь обоих стабилизатороа осуществляется через общий делитель /?», Re Оба стабилизатора имеют раздельные узлы токовой защиты 200
VTS Рис 5.30. Схема даухполярного транзисторного стабилизатора Рнс 5.31. Схема двухполярного стабилизатора с управлением на ИСН типа К142ЕН2 201
T3l и T32 co своими датчиками Rt и R2 соответственно Узел теп- ловой защиты TI13 —- общин для обоих стабилизаторов. Стабилизатор KI42EHG выполнен* иа кристалле размером 2.2 X 2,2 мм и имеет следующие параметры: выходные напряжения ±15 В с возможностью регулировки внешним резистором RP от ±5 до ±25 В; максимальный ток нагрузки 0,2 Л; максимальное входное, напряжение 40 В коэффициент стабилизации по напряже- нию 0,005%/В; коэффициент стабилизации по току 0.02 % при сбро- се тока до нуля; температурный коэффициент не хуже 0 01 %/°С. Программируемые (адаптируемые) стабилизаторы В отдел ь- ных случаях требуется, чтобы выходное напряжение стабилизато- ра изменялось в соответствии с внешним сигналом, в качестве ко- торого могут быть температура окружающей среды, внешнее ли- нейно изменяющееся напряжение (или другой произвольной фор мы), временные дискретные команды и т. п Для получения термозавнеимого выходного напряжения КСН обычно применяют терморезисторы (7?й на рис 5.33) в цепи делите- ля выходного напряжения или диодные р-п переходы, включенные в цепи источника опорного напряжения (VT?,. VDb на рис. 5 33) На рнс. 5.34 приведена схема КСН, выходное напряженке ко- торого изменяется пропорционально внешнему управляющему сигналу иу. Эта же схема может быть применена для дискретного изменения напряжения на нагрузке путем шунтирования отдель- ных резисторов делителя /?1г—/?н, например контактами реле При высоких требованиях к температурной стабильности выходного напряжения в качестве дифференциального усилителя могут быть применены микросхемы 1УТ22! К140УД1 и т п. Рис. 5.32. Структурная схема двуполяриого интегрального стабилиза тора К142ЕН6 202
Рис. 5.33. Схема стабилизатора с термочувствительным резистором в цепи делителя Высоковольтные стабилизаторы При выходном напряжении более 100 В и небольших токах нагрузки (не более 0,5—1 А) исполь- зуют КСН, позаоляющий получить высокую стабильность напря- жения на нагрузке при изменениях напряжения питания, темпе- ратуры, тока нагрузки. Высоковольтные стабилизаторы обычно состоят из даух последовательно соединенных регулирующих тран- зисторов, каждый нз которых работает иа определенном участке входного напряжения. На рнс. 5.35 приведена схема стабилизатора на выходное на- пряжение 300 В и ток нагрузки 130 мА Суммарная нестабильность Рнс. 5.34, Схема стабилизатора с изменением выходного напряжения управляющим сигналом U-, 203
6(7 н при изменениях температуры от —10 до +50 °C и напряжения питания ±10 % не превышает 3 %. При номинальном напряже- нии питания и„ — 340 В транзисторы V7\ и VT 2 находятся в ре- жиме насыщения (который устанавливается резистором RP]), а ста- билизация UK при уменьшении Un на 10 % осуществляется регу- лирующими транзисторами VT3—VTg. При увеличении Un на 10 % от номинального значения транзисторы V7\ и VT2 переходят в ли нейный режим работы Прецизионные стабилизаторы [16] или высокоточные КСН (не- стабильность выходного напряжения от всех факторов менее 0,1 %) применяются обычно в измерительных устройствах (а качестве ис- точника эталонного напряжения) и очень редко в особых высоко- точных устройствах, выходные параметры которых во многом оп- ределяются качеством питающего напряжения В таких стабили заторах сравнивающее устройство всегда выполняется по схеме дифференциального усилителя на интегральных микросхемах с использованием прецизионных стабилитронов Д818Е нли КС196Г и высокостабильных резисторов типов ПТМН, С5 5, С5-14Т, СП-5-16ТА и др. В отдельных случаях первый каскад сравниваю- щего устройства (со стабилитроном, усилителем и делителем вы- ходного напряжения) помещается в термостат для уменьшения тем- пературной нестабильности выходного напряжения. На рис. 5.36, а приведена схема прецизионного КСН который обеспечивает: выходное напряжение — 12 В; ток нагрузки 0,25 А. нестабильность выходного напряжения не более 0,01 % при изме- нениях температуры на ±20 °C, входного напряжения питания на ±10 % и изменения тока нагрузки на 50 % при непрерывной ра- боте. В качестве усилителя постоянного тока применены микросхе- мы К140УД1,- а источником опорного напряжения служит стаби- литрон VDS типа КС196Г Грубая регулировка выходного напря- жения осуществляется переключением резисторов выходного дели теля переключателем 5, а точная установка — резистором RP. Ре- зисторы Ri, Rg, Rlb, Rit введены для создания искусственной сред- ней точки для операционных усилителей DAt и DAt, а цеп чкн Рис. 5.35. Схема высоковольтного транзисторного стабилизатора 204
a) Рнс. 5.36. Схемы преци знойных ствбилнзато ров напряжения а — на транзисторах; б— на интегральных микро схемах 205
/?10С2 и RuCf — для повышения устойчивости. Стабилизатор охва- чен несколькими цепями обратной связи, что обеспечивает высокую стабильность его параметров. Низковольтные прецизион- ные стабилизаторы рационально выполнять на интегральных мик- росхемах, поскольку при этом Удается получить не только высо- кую стабильность, но и умень- шить массу и габариты ИВЭ. Рис. 5.37 Структурная схема стабилизатора тока На рис 5.36, б приведена схема стабилизатора с выходным напряжением 2 В при токе нагрузки 0,1 Л, выполненная иа микросхемах DAt и DAt (типа К142ЕН1Б). Микросхема DAk обеспечивает стабильность выходного напряжения (/„, a DA2 создает напряжение смещения на выводе 8 микросхемы DAt, равное внутреннему опорному напряжению (около 2,6 В). Питание стабилизатора осуществляется от двух изолированных источников с напряжением Un и Uot. При этом значение напряже- ния Ultl зависит от Uu и падения напряжения U^3min микросхем DAt Unl = U„ + (/кэ т1п, а 6/02 определяется минимальным вход- ным напряжением микросхемы DA2. UB2 U^min- Нестабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки определяется микросхемой DAX, а по напряжению — микросхемами £>Д1 н £>А2 Поскольку по отношению к выходному напряжению Uu частные нестабильности микросхем имеют разные знаки, то суммарная нестабильность 6(/„ от воздействия входного напряжения оказывается малой н при определенных условиях мо- жет быть сведена к нулю. Стабилизаторы постоянного тока поддерживают постоянным ток, протекающий через нагрузку, как, например в токостабили- зирующнх двухполюсниках иа рис. 5.10, д, е (элементы VDt, Rt, Rt, V7\) или на рис. 5.12, в (элементы У7\, VT2, VDlt Rlt Rt). Внутреннее сопротивление токостабилизирующего двухполюсни- ка Пт + Вт R* D т д~ ₽ 4-п г Kl' «1 -г Вт 'ст (5.36) где г|Т, цт — внутреннее сопротивление и коэффициент усиления по напряжению транзистора (обычно составного при токах нагруз- ки более О, I А). Для стабилизаторов тока на рис 5.10 д, е следует отметить большое влияние Ra иа гт.д Этот резистор должен иметь малый уход сопротивления при изменениях температуры и от старения. Для получения более аысокой стабильности тока и большого внутреннего сопротивления выполняют стабилизаторы тока с при мененнем цепи обратной связи, как показано иа структурной схеме рис 5.37 (так называемые компенсационные стабилизаторы тока) Схема на рис. 5.37 представляет собой стабилизатор, поддержи- вающий неизменным напряжение иа эталонном резисторе /?эт На грузка может быть включена в коллекторную (/, 2) или эмиттерную (<?) цепь регулирующего транзистора VT. Поскольку схема стаби- лизирует ток эмиттера, то при включении 7?и в цепь коллектора 206
ток нагрузки будет отличаться от стабилизирующего тока па вели- чину тока базы. Достоинство включений /?„ в цепь коллектора VT состоит в возможности соединения одной из точек нагрузки с плю- совой или минусовой шиной Un. Внутреннее сопротивление стаби- лизатора тока на рис 5.37 определяется параметрами транзистора VT и равно: прн включении нагрузки в цепь коллектора [I, 2]- Un Ки Нт (гк4~^н)___________ (5 37) Л1(1+1/Й21э) (»н + Яп)+Ки Нт Un при включении нагрузки в цепь эмиттера tUn Кп Мт (Гк + ^п) ,г по» Л]* — (О. оО) Л1 (|’к + Лн) + ^Н Мт Un Практические схемы компенсационных стабилизаторов тока приведены иа рве. 5.38. Температурная нестабильность стабили- заторов тока: Рнс. 5.38. Практические схемы стабилизаторов тока 207
для схемы на рис 5.38, а + Д'кбо; (5.39) для схемы на рис. 5.38, б б/н = 6UH/Ra. (5 40) Аналогично определяется нестабильность тока нагрузки от изменения напряжения дополнительного источника питания доп~^н.доп/^о- (® 41) Следует отметить, что КПД стабилизаторов тока значительно меньше, чем у компенсационных стабилизаторов напряжения. 5.6. Применение стабилизаторов постоянного напряжения Основными критериями, определяющими выбор той нли иной схемы стабилизатора являются, требования к выходным электри- ческим параметрам; пределы изменения входного напряжения пи- тания; диапазон рабочих температур, требования к конструкции, массе и габаритам устройства, надежности Выбор типа нлн схемы стабилизатора, удовлетворяющей поставленным требованиям, яв- ляется сложной задачей; она решается путем принятия компромис- сных решений с учетом имеющихся в распоряжении разработчика элементов, стоимости и т. п. При выборе типа стабилизатора (прн прочих равных условиях) преимущество остается за микросхемами интегральных стабилиза- торов. Поэтому прн проектировании ИВЭ в первую очередь необхо- димо оценить возможность применения серийно выпускаемых про- мышленностью ИСН. Прн выходных напряжениях от 3 до 30 В и малых токах нагрузки (0,05—0,1 А) целесообразно использовать микросхемы K142EHI, К142ЕН2, а при токах до 1 А — К142ЕНЗ, KI42EH4. Дополнительное подключение мощного регулирующего транзистора прн использовании в качестве схемы управления ИСН, например К142ЕН1 (К142ЕН2), позволяет получить значительно большие токи нагрузки. Стабилизаторы с фиксированным выход- ным напряжением имеют минимальную массу и габариты по срав- нению с другими типами стабилизаторов, так как кроме входного н выходного конденсаторов небольшой емкости не требуют подклю- чения других анешннх элементов Разработка стабилизаторов постоянного напряжения на дис- кретных элементах целесообразна только тогда, когда основные параметры интегральных микросхем стабилизаторов не удовлетво- ряют требованиям, предъявляемым к ИВЭ При небольших токах нагрузки (единицы миллиампер) и не- высоких требованиях к КПД может быть применен параметричес- кий стабилизатор, обладающий минимальным числом элементов. Компенсационные стабилизаторы напряжения последователь- ного типа широко применяются прн средних токах нагрузки (50— 100 мА) и жестких требованиях к стабильности и пульсации выход- ного напряжения в статическом и динамическом режимах Прн не- больших пределах изменения входного напряжения питания КСН имеют достаточно высокий КПД. Причем, если имеется возможность обеспечить дополнительное напряжение питания, то его желатель- 208
но использовать с целью повышения КПД стабилизатора для умень- шения минимально допустимого напряжения на силоа м регулн рующем транзисторе. Компенсационные стабилизаторы параллельного типа по КПД уступают КСН последовательного типа н применяются в основном при малых изменениях тока нагрузки Достоинством этих стаби- лизаторов является неизменный входной ток КСН, т. е. отсутству- ет реакция первичного источника и входного фильтра на импульс- ные изменения тока иагрузкн стабилизатора Стабилизаторы тока малой мощности широко применяются как составная часть КСН для повышения их коэффициента стаби лнзацин. В остальных случаях мощные стабилизаторы тока ис- пользуют для электропитания специальных потребителей фоку- сирующих линз электронных микроскопов, переключающих дио- дов и т. п Из рассмотренных схем хорошими характеристиками обладает схема на рис. 5.38, б. Поскольку стабилизатор тока выпол- няется иа базе КСН, то при построении по структурной схеме на рнс. 5 37 могут быть использованы интегральные стабилизаторы К142ЕН Введение схем защиты в интегральных стабилизаторах повы- шает их надежность. Введение же схем защиты в состав стабили- заторов иа дискретных элементах не всегда повышает их надеж- ность иа-за наличия дополнительного числа элементов, паек илн выхода из строя элементов, приводящих к ложному срабатыванию защиты. Поэтому применение защиты в стабилизаторах на дискрет- ных элементах должно быть обосновано в каждом конкретном случае. Из рассмотренных схем защиты от превышения илн понижения напряжения заслуживают внимания схемы на рис. 5.13 а и 5.14 Достоинством схемы с реле является возможность гальваии 1еского отключения одной из шин потребителя, а схемы с исполнительным элементом (ИЭ) — высокое быстродействие, составляющее несколь- ко микросекунд При введении защиты по току выбор схемы зааисит от приме- няемого КСН Если используется интегральная микросхема К142ЕН то целесообразно применить встроенную в нее схему с аключеиием -внешних резисторов (рнс. 521, 5.24) При построении КСН иа ос- нове дискретных элементов могут быть нспользоваиы схемы иа ос- нове рис. 5.18, если требуется полное отключение нагрузки от источ- ника £/ц, или на основе рнс. 5 19 при жестких требованиях к быстро- действию защиты Глава шестая Магнитно-транзисторные стабилизаторы 6.1. Стабилизаторы с магнитным регулятором При проектировании стабилизирующих ИВЭ с низким выход ным напряжением (2,4—27 В) три тока нагрузки от десятков до нескольких сотен ампер широкое распространение получили стаби лизаторы напряжения с включением РЭ последовательно с первич вой обмоткой трансформатора. В таких стабилизаторах в качестве 209
РЭ используются магнитные усилители, регулирующие трансформа- торы, транзисторы и тиристоры. Известно много вариантов исполнения таких стабилизаторов. Наиболее простыми нз них являются стабилизаторы с магнитным усилителем (МУ) с внутренней обратной связью (рнс 6.1). В схеме стабилизатора на рис. 6 1, а внутренняя ОС в магнитном усилителе TS осуществляется диодами VDt, VDt, включенными последователь- но с рабочими обмотками В7Р. Действие МУ основано на изменении магнитной индукции В под воздействием тока подмагничивания МУ, что обусловливает изменение падения напряжения иы,у иа его рабо- чих обмотках. На рис. 6,1, б приведена схема стабилизатора, работаю- щего от трехфазной сети Здесь магнитные усилители TSi—TS9 включены в каждую фазу трансформатора TV последовательно с его первичными обмотками. Исходными данными при расчете и выборе МУ являются ха* рактеристики одновременного намагничивания МУ 2k$&B = *= f Ну) (рис. 6.2) и уравнение цепи переменного тока. Если принять для прямолинейного участка характеристики форму напряжения на МУ и на нагрузке (первичной обмотке трансформа- тора) синусоидальной, то для предельных режимов работы схемы с Рнс. 6.1. Однофазная (а) и трехфазная (б) схемы регулирования на магнитных усилителях 210
Рис 6.2 Зависимость 2^ФДВ= Рис. 6.3. Цекторная диаграмма —)(ЯУ) для магнитных усилите- рабочей цепи магнитного усили- лей с внутренней обратном связью теля (магнптопровод ШЛ, сталь 3425, толщина 0,15 мм, fc = 400 Гц) учетом векторных диаграмм на рис. 6.3 систему уравнений цепи регулирования можно записать в ш де (11 тах~ им.у пил + U~\ min + 2U™- У max Ulmin SU1 Ч’г: (6 - la) Ulmin = UH.y mi4 + ^lmar"l'2^M.y min ^Imax sin <Pi. (6. 16) Практические значения КПД н коэффициента мощности для трансформаторов нерегулируемых выпрямителей приведены па рис. 6.4 Через cos <р находится значение sin <р. Рис 6.4 Зависимость КПД н cos <р от мощности трансформатора при fc=50 н fc=400 Гц 211
По характеристикам 2Аф ДВ (см. рис. 6 2) для прямолинейно- го участка находится кратность изменения напряжения иа МУ: vM.y= ^м.у тох/^м.у mln= (2Йф Д£)тах/(2£ф ДВ)тщ. (6.2) Величина 2k$&B пропорциональна ЭДС рабочей обмотки МУ н зависит от качества стали магннтопровода. Величина (2АлДВ)твЛ. соответствует минимальному току МУ, . а (2АфДВ)т ,, — максимальному. Для выпрямителей без фильтров и стабилизаторов переменного напряжения, имеющих активный характер нагрузки (sin <р = 0), фазные напряжения на МУ и первичной обмотке трансформатора находятся из соотношений fl] / U* N~* _____иъ ц __v т / "cma 'w.y ~ </м.уфох—*м.у у ------у, у^*—»------- ’ 6,3) / , v2 II ____ы -в / с mln м.у стах «Лтах-Л'ы.у , *-----------(6.4) г гм.у ‘ м.у 1 Кратность изменения напряжения иа первичной обмотке транс- форматора VT (см. рис. 6.1) с учетом регулировки выходного напряжения {/н и сброса тока нагрузки Д/м определяется по формуле ^м.у—— max!(Un min— ЛЛ1 О- (6.5) Минимальное напряжение ид первичной обмотке трансформа- тора ^imin=(^H mln—A/h^J/Kbi. (6.6) где KBl— UH/Ui — коэффициент передачи по напряжению выпрями- теля. Магнитный усилитель обеспечивает регулирование прн измене- нии напряжения сети Д1/с и тока нагрузки Д/н в том случае, если выполняется условие VM у= ^м.у та*/^м.у min Uc max/Uc mln~t~Ulmax/Uimin. (6.7) Действующее значение тока фазы первичной обмотки трансформа- тора можно определить по выходной мощности стабилизатора Ри. С учетом КПД и cos «р схемы на рис. 6.4 ток первичной обмотки трансформатора Лф^н/^глПвСОЗф-УЗ- (6.8) Как видно из рис 6.1, а, каждая обмотка МУ работает в течение одного полупериода, поэтому действующее значение тока об- мотки МУ /м.у=Аф/1/2. (6.9) Среднее значение тока диода VDlt (VDg) внутренней ОС МУ связано с током 7м.у соотношением 7пр.ср=0«64/«.у. (6.10) Обратное напряжение иа диоде внутренней ОС не превышает 0,11/0. 212
Расчетная мощность МУ на фазу 11] определяется по формуле Рм у ~ "]/2 Um у max у (6.11) Заданные пределы регулирования МУ обеспечиваются прн объеме стали магннтопровода Ус — 1/2 {/м.у max ^м у 10* (2Аф &В)тах Н~ тах fc, (6.12) где тах — напряженность магнитного поля, определяемая по характеристикам на рнс. 6.2 Число витков каждой рабочей обмотки ^р=^м.у тех 10*/(2Аф &B)maxfcSc. - (6 13) Расчет цепи управления МУ проводится также По характерис- тикам рис. 6.2 При этом необходимо учесть, что в обмотке управ- ления МУ наводится из рабочей цепи напряжение переменного тока с широким спектром частот. Действующее значение этого напря Жени я Uy~ »(0,1-0,2)1/м.утох)Гу/1Гр. (6.14) Для нормальной работы УПТ напряжение Uy~ должно быть мень ше напряжения 1/кэ выходного транзистора УПТ, т е. й^у < (2-? 3) 1/^э )Ур/1/м.у тозс. (6.15) Исходя из мощности цепи управления и характеристик управления (рис. 6.2) задаемся максимальным и минимальным током управле- ния. -Число витков обмотки управления W'у= (Ду тах~~Ну mln) ^с/(^у max — {у mln) • (6.16) Обмотка смещения предназначена для выбора рабочей области МУ (см. рис. 6.2). Выбрав ток смещения, находим число витков этой обмотки й^см = (^у ^у mtn + ^mfn (с)Мсм- (6-1 ) По данным конструктивного и теплового расчетов МУ, который проводится аналогично методике расчета трансформаторов (см. гл 3), проверяется выполнение условий у max «Мс maxi м У mln Р Н ~ min’ (6.18) Усилительные свойства МУ как РЭ характеризуются коэффн циеитами усиления по напряж нню 11] Км.у = At/м у/^{у = (-^м у max (vM-y В й^у/ДДу vm у 1С (6.19) и мощности ’ , Криу = ЛРм.у/ДРу=КиЛ^у//?уЛ/’, (6 20) где Ry — сопротивление цепи управления МУ Внутреннее сопротивление МУ переменному току х„ у=](2*ф AB)max -(2АфДВ)т<П]/с«^Р Ю«/(*~ max — Н~ min* 1с- (6 21) 213
Постоянная времени МУ определяется его конструктивными дан- ными и коэффициентом усиления. тм.у=^Км.у/4/с«7р??у. (6.22) Выходные параметры стабилизаторов с МУ характеризуются следующими показателями: коэффициентом стабилизации по входному напряжению ^ст.м-у=^м.у^у п-тКн.э^щ. (6 23а) По коэффициенту стабилизации рассчитывается нестабильность вы- ходного напряжения б t/ц =~ (всЧ-^с)/^ст.м.у • (6,236) Внутреннее сопротивление стабилизатора Гц= б 1/н/Д/н= (Хм.у-|-г)/Км.у Ку.п.т^и.э- (6.24) В стабилизаторах с МУ кривые напряжения и тока на обмотках трансформатора и МУ вследствие нелинейности характеристик МУ отличаются от синусоидальной формы. Коэффициент формы кривой определяется отношением действующего значения напряжения к ₽го среднему значению ^ф.м.у—t'l/t'icpi (6.25) 21/2 Г V V где L/lcp——— I s’n (®*+Vi)+ <4 (a) Zj sin (Зю' + Фз) — среднее значение напряжения с учетом воздействия третьей гар- моники. При vM.y = 2—4 коэффициент формы крнаой Лф = 1,154-1,27. При расчете пульсаций выпрямителя коэффициент сглажива- ния фильтра должен быть увеличен на коэффициент Аф.м.у А = Аф.му^о~/1/и~, (6.2ва) а значение пульсации иа выходе стабилизатора б'н ~ у б'о (6.266) 6.2. Транзисторные стабилизаторы с регулированием по цепи переменного тока Однофазные стабилизаторы. Стабилизирующие ИВЭ с транзис- торным регулированием по цепи переменного тока могут обеспечи- вать стабилизацию как выпрямленного, так и переменного напря- жения от десятых долей вольта до нескольких десятков и сотен ииловольт [49, 52]. На рис. 6.5, а приведена типовая схема транзисторного стабили- затора с питанием от однофазной сети переменного тока. Основным звеном здесь является РЭ, который состоит из транзистора V7\ и диодного коммутирующего моста VZ>i—VDt. Одна диагональ моста включена между источником энергии и первичной обмоткой транс- форматора TVi, а вторая через диоды нагружена иа транзистор 214
Рнс 65. Однофаз- ная мостовая схе ма регулирования (а) и временные диаграммы токов и напряжении РЭ (б—С) V7\ Коммутирующий диодный мост РЭ выполняет функцию синх- ронного переключателя. В положительный полупериод (ин- тервал времени 0 — л) открыты диоды VDX, VDt и транзистор VTt, а в отрицательный полупериод (иитераал времени л — 2л) открыты VD2 VD3 и V7\ 215
Небольшие нелинейные искажения, обусловленные работой РЭ, позволяют уравнение цепи регулирования записать в виде (6 27) Режим работы тран нстора V7\ и коммутирующих диодоа VDt— VDt РЭ определяется по средним значениям напряжения и тока. При работе коммутирующих диодов на коллекторе транзистора V7\ получаем пульсирующее напряжение, постоянная составляющая которого • уКЭеР=А^с 21/2/я. (6.28) Действующее напряжение на РЭ, равное падению напряжения на коммутирующих диодах VDX— н переходе коллектор-эмит- тер транзистора V7\> равно l/р 8 = n(NUnp ср+^кэ. ср/2 V,2) = Wt7np + ^K3- (6 29) На рис. 6 5, б—е приведены временные диаграммы токов н на- пряжений на элементах РЭ и первичной обмотки трансформатора Напряжение на диоДах VDX—VD4 и транзисторе представляет собой синусоидальные кривые с небольшим уплощением верхней части синусоиды. Исходя из последовательного соединения РЭ с первичной об- моткой трансформатора, действующее значение тока транзистора VTt равно 'к="'к ср/21/2=Л (6.30) Среднее значение тока коммутирующего диода ^пр.ср=0,5ср=0,45/х (6.31) При полезной мощности в нагрузке Рн дейстаующее значение тока фазы трансформатора /хф определяется по формуле (6 8). Для определения мощности потерь в коммутирующих диодах н транзисторе РЭ при питании стабилизатора от однофазной сети переменного тока рассмотрим рис. 6 6 Потерн Мощности в транзис- торе VTt определяются по его выходным характеристикам. Опреде- лим значение коллекторного тока /^, по формуле (6 30) н на рис, 6 6 проведем через эту точку горизонтальную линию аа'. Минимальное напряжение на транзисторе 1/кэ т1а выбирается по семейству кол- лекторных характеристик /к = / (17кэ) и представляет собой отре- зок а—I. При номинальном выходном напряжении выпрямителя 1/в и токе нагрузки /н = const действующее значение напряжения иа первичной обмотке трансформатора t/x (см. рнс. 6.5) независимо от изменений напряжения сети Д1/с поддерживается практически не- изменным Поэтому при минимальном напряжении сети l/c m<n напряжение на РЭ минимально, а все подводимое напряжение Ue прикладывается к первичной обмотке трансформатора TVj 1/1 = Vc min— 1,1 \NUaJ> ср+^кэ ср min)- (6.32) Напряжение и ток в обмотках трансформатора в этом режиме имеют синусоидальную форму. 216
Рис 6 6 К определению режимов работы регулирующего транзисто- ра в цепи пульсирующего тока При повышении напряжения сети до Uc таз. на коллекторе тран- зистора напряжение возрастает до значения -^кэ=дус+1.1^кэ.сртщ, (6.33) а рабочая точка на семействе характеристик перемещается по линии аа в положение 2. В результате приращение напряжения на РЭ возрастает, а напряжение на первичной обмотке трансформатора поддерживается неизменным = Uc - (NUjip + Л1УКЭ). (6 34) Кривая тока нагрузки на этом участке характеристики имеет в верх ней части синусоиды уплощение, а кривая напряжении — иеболь шой срез (рнс 6.6) Максимальная мощность тепловых потерь на коллекторном переходе транзистора РК т= 1Д “с+ I• 11 (^КЭср mfa)l 'к & Потерн мощности в базе по сравнению с потерями иа коллекторе незначительны и в инженерных расчетах их можно не учитывать. Суммарная мощность потерь в РЭ PV-a — |А 4- •, 11 (№пр ср + ^КЭ ср mftjl • (6.36) 217
Из (6.8) и (G 35) видно, что потери мощности на коллекторе РКш и мо цность в Игл рузке Р„ связаны между собой соотношением РКа = 1^ <6-37) где Кр (Д1/с + 1.11 UK3 ср m£r )/1/1Пв cos q> — коэффициент, ха- рактеризующий отношение мощности, рассеиваемой иа коллекторе транзистора, к полезной мощности в нагрузке При изменении на пряжения сети Д 1/с = (0,05-?0,1)1/с коэффициент Кр ~ 0,18-^0,25. Мощность в нагрузке Рн. которую может регулировать тран- зистор К7'1: Рп < PKjnt^P < ^нРРКтях/^Р« (6.38) где КпР — коэффициент нагрузки транзистора по мощности. При уменьшении нагрузки до /н m,-n наклон динамической ха- рактеристики к оси Uкэ определяется сопротивлением фазы вы- прямителя и нагрузки, приаедеиным к первичной обмотке тринсфор- . матора: = (Nr 1Р 4- г,) + (г2+лгпр + R„) Ik"-, (6.39) Приведенное сопротивление Rn служит нагрузкой транзистора VTt. В результате изменения тока нагрузки амплитуда напряжения на коллекторе транзистора возрастает до значения ^КЭпшх ~Устах t'lmin • (6.40) При минимальном токе нагрузки рабочая область иа семействе ха- рактеристик транзистора (рис 6.6) ограничена точками 3 и 4. Эти точки характеризуют режим РЭ при /к min по максимальному ра- бочем} напряжению Граница области, определяемая допустимой мощностью рассеяния, изображается гиперболой 7ктях = — ^Kmaj/^KS- Снизу область ограничена характеристикой /КБ0. В статическом режиме обратное напряжение, приложенное к коммутирующим диодам, не преаышает амплитуды напряжения на транзисторе l^oGp.n п>ах = У^КЭтах- (6.4!а) В переходном режиме максимальное напряжение, приложенное к закрытому транзистору, равно амплитуде напряжения сети ^КЭтах ^обр.Нтах У^^Стях- (6.416) Значения 1/^3 max’ 7 к и РК max позволяют выбрать необходимый тип транзистора. Коэффициент усиления РЭ находится по формуле Кр э~ ^121а ^п/1^у4-Гр-|-Й21а Гд) , (6.42) где Ry — сопротивление цепи управления РЭ. В ИВЭ широкое применение кашли двухтактные схемы тран- зисторного регулирования по цепи переменного тока. На рис. 6.7 изображена схема РЭ, состоящего из двух транзисторов VTt и VTt, включенных по астречио-последовательиой сх-еме и зашунтирован- иых в непроводящем иаправленнн диодами и VDt. Ток первич- ной обмотки трансформатора протекает в один полупериод через диод и транзистор VTt, а другой — через VDt и VTi. При из- 218
Рис. 6.7. Двухтактная схема транзисторного регулятора менении полярности обратное напряжение к транзисторам ие при- кладывается. так как в этот момент они шунтируются диодами. Транзисторный регулятор, работающий в цепи переменного тока для уменьшения мощности потерь можно шунтировать резистором 7?i. При небольших изменениях тока нагрузки (иа 30-50 %) мож- но в 1,5—1,7 раза уменьшить рассеиваемую на РЭ мощность. Расчет схемы на.рнс. 6.7 ведется из условия работы элементов РЭ в течение одного полупериода. Вследствие симметрии на коллек- торе каждого транзистора VTy и VT2 имеем одиополупериодное пульсирующее напряжение, постоянная составляющая которого уКЭсч = д^с У2/л. (6.43) Действующее напряжение на РЭ определяется нз выражения (6.29). Значение тока коммутирующего днода и коллектора тран- зистора находится по формуле (6.31), а м шнюсть РЭ — (6.36). Мощ- ность, выделяемая на каждом транзисторе,* ^=0,5(Дис+1.П^КЭсрт<„)/к. (6.44) Трехфазные стабилизаторы. Регулирование выходного напря- жения при трехфазной сети может осуществляться как одним тран- зистором, включенным на выход коммутирующего моста, так н включением нескольких транзисторов последовательно с коммути- рующими диодами раздельно по фазам. На рис. 6.8, а, приве- дена схема, в которой регулирование по всем трем фазам осуществ- ляется одним транзистором VT2 [43] Транзистор подключен к вы- ходу коммутирующих диодов VDi—VDe, соединенных по трехфаз- ной мостовой схеме Управление транзистором V7\ осуществля- ется постоянным током Вход РЭ соединен с выводами первичной обмотки трехфазиого трансформатора Ток каждой фазы трансфор- матора TV в положительный и отрицательный полупериоды проте- кает через соответствующие диоды и транзистор, ие создавая вынуж- денного намагничивания магннтопровода трансформатора. Линейное напряжение на первичной обмотке трансформатора Uin Ucmin — Up-amin- (6.45) На рис. 6.8 б—е показаны временные диаграммы напряжений и токов РЭ. Поскольку в любой момент времени работают Два ком- мутирующих диода н транзистор VTt, то форма кривых напряжения и тока через каждые 60° представляет собой сумму мгновенных зна 219
Рис. 6.8 Трехфазная мостовая схема регулятора (а) и временные диа- граммы токов и напряжений (б—ж) чений напряжений и токов на этих элементах. На рис. 6.8, е приведены кри вые напряжения и тока, по- строенные путем суммиро- вания составляющих орди- нат. Обозначения основных параметров РЭ трехфаэиой схемы приведены со звез- дочкой, Действующее на- пряжение на РЭ l/р э —0,74 (NUav ср4" + ^КЭср) • (6.46) Ток фазы первичной обмотки трансформатора /1ф= 0,815/^. (6.47) Ток коллектора транзисто pa V7\ при трехфазной схе- ме регулирования связан с током фазы трансформатора (6 8) соотношением =^Kcp = /i*/° 8 5~ = 1,23/1ф. (6 48) Среднее значение тока, про- текающего через коммути- рующие диоды, /пр ср ~ 0 33/к*, (6 49) Напряжение коллектор—эмиттер, при котором рассеива- ется максимальная мощность на регулирующем транзисторе 1.35 (Лис-|-0.74(/кэ ср П(/П) (6 50) 220
я, ₽г VT, VD, VP* W 1 M VTiWiVBs К УПТ Рис. 6.9. Схема включения регулирующих транзисторов последова- тельно с коммутирующими диодами Полная мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе. р; = 1.66 (ДУС+0.74 укэ ср т {п ) /1ф (6 51) Суммарная мощность потерь в РЭ (рис. 6.8) при его работе в трех- фазиой цепи переменного тока .66|Л(/С4-0,74 (п(/пр.ср ^кэсрт<п)Н»Ф (6.52) Коэффициент Кр характеризующий отношение мощности, рассеи- ваемой иа коллекторе транзистора, к полезной мощности в нагрузке (6.37) для трехфазиой схемы к*Р= 1 ,бб;(дис+о,74икэ ср Т иу Лв с0$ Ф (6.53) При изменениях напряжения сети Д1/с-= 0,05-ь0,11/с, коэффици- ент Кр— 0,18:0,23 При уменьшении тока нагр/зки напряжение на первичной об- мотке трансформатора понижается до значения, определяемого по формуле (6.6) В этом режиме амплитуда напряжения коллектор— эмиттер транзистора ^КЭт = •. 35 (1/с тах — Uim m) "|/2" (6.54) На рис 6.9 приведена схема трехфазного транзисторного ре- гулятора напряжения В схеме последовательно с коммутирующи- ми диодами VDi—VDg включены транзисторы V7\—VTa, эмиттеры которых через выравнивающие резисторы R1—Rt соединены со вто- рой группой коммутирующих диодов VDt—VDt. Вход РЭ по каж- дой фазе соединен с выводами первичных обмоток трансформатора. Диаграммы напряжения и токов РЭ соответствуют кривым иа рис. 6 8, в— д. Напряжение коллектор—эмиттер транзисторов VTi— vT3 определяется нз выражения (6 50) Ток, протекающий через коммутирующие диоды н последовательно соединенные с ними тран- зисторы = О.ЗЗ/ц/О.815 = 0,4/|ф (6.55) Мощность, выделяемая на коммутирующих диодах и одном транзисторе определяется по формуле Рр, =1.351Д(/с+0,74(Л/(УПр+иКЭсрт^]^. (6.56) 221
Сравнивая мощности потерь на транзисторе для схем на рис. 68 и 6.9 имеем К икэ . 1,23/1Ф- _ Коэффициент Кр для схемы на рнс. 6.9 определяется из соот- ношения = о 4 (^Uc + 0.74UK3cpmin)/l 48 т)в cos <р (6.57) При изменении напряжения сети &UC = 0.05ч-0.1 Uc коэффициент Кр~ 0.057 -0.11 6.3. Стабилизаторы напряжения переменного тока Стабилизаторы на магнитных элементах. Для стабилизаторов с МУ характерным является искажение формы напряжения иа на- грузке Поэтому они чаще всего применяются в системах электро- привода. для стабилизации действующего значения напряжения на- кала мощных ламп т. е. там. где искажения формы иапря жения не играют существенной роли. Схемы построения и принцип работы МУ в стабилизаторах переменного напряжения аналогичны изложенному в § 6 1 На практике в этих стабилизаторах ис- пользуются схемы регулирования рис. 6 1 с подключением нагруз ки непосредственно на выход МУ или ко вторичным обмоткам транс- форматора. Вследствие искажения формы кривой напряжения ИЭ и цепь ОС ие обеспечивают одновременной стабилизации выходного иапря жения по среднему и действующему значениям Изменение коэффи циента формы кривой/гф МУ вызывает изменение действующего на пряжения Uc При этом среднее по модулю значение тока иагруз ки может не изменяться Когда 17с — const, изменение фо| мы кри вой напряжения нривэдит к изменению тока нагрузки. Поэтому в ИЭ таких стабилизаторов обычно применяются элементы с квадра тичной характеристикой. Транзисторные стабилизаторы переменного напряжения ис- пользуются для электропитания сиихронно-еледящих систем, индукционных датчиков. фазочувствительиых усилителей и другой аппаратуры, для которой необходимо получение синусои- дальной кривой выходного напряжения с малыми нелинейными ис- кажениями В отличие от магнитных стабилизаторов, которые име- ют фазовое управление, в транзисторных стабилизаторах регулнро ваиие напряжения осуществляется nj амплитуде (см рис. £.6) На рис 6 10 приведена схема стабилизатора переменного иа пряжения с питанием от однофазной сети Схема содержит РЭ (VTt VT2) понижающий трансформатор (ТУ2) и цепь ОС Принцип дейст вия н режимы силовой части схемы аналогичны рис. 6 5 При on ределении режимов коммутирующих диодов VDS, VDe и регулирую щих транзисторов можно использовать соотношения (6.29)—(6 44) Ценв ОС состоит из ИЭ (У£>0) и УПТ (УТз) Точность стабили зацпи входного напряжения по среднему и действующему значениям зависит от вносимых РЭ нелинейных искажений. При нестабиль- ности 0,5—2 % в качестве измерительного элемента используется 222
223
мостовая схема (V£>u), преобразующая переменное напряжение в постоянное пропорциональное действующему значению Действие остальных каскадов цепи ОС (как и в стабилизаторах постоянного тока) основано на принципе сравнения части выходно- го напряжения с опорным напряжением. Разность этих напряжений подается на усилитель цепи ОС который изменяет ток управления РЭ, поддерживая заданный уровень напряжения на выходе стаби- лизатора 6.4. Стабилизаторы напряжения с регулирующим трансформатором Для гальванической развязки выходных цепей стабилизатора от входного напряжения н обеспечения малых искажений формы кривой напряжения сети используются стабилизаторы с регулирую- щим трансформатором, который включается последовательно с пер- вичной обмоткой трансформатора питания TV, (рис. 6.11). Принцип регнлурования основан на изменении напряжения иа первичной обмотке трансформатора TV, за счет изменения сопротивления в цепи его вторичной обмоткн, которая через коммутирующие диоды VD,—VD, и транзистор VT, включена последовательно с нагрузкой ₽в стабилизатора. При изменении выходного напряжения в резуль- тате изменения тока нагрузки или напряжения сети измеритель- ным элементом ИЭ выделяется сигнал рассогласования, который усиливается УПТ и подается иа вход транзистора VT,, изменяя его сопротивление постоянному току, а следовательно, и сопротивление в цепи вторичной омбмотки TV, С изменением сопротивления на- грузки вторичной обмотки измениется сопротивление, приведенное к первичной обмотке TVt, а также Д1/ъ компенсируя Д1/с нли Д/н. Трансформатор TV, работает на линейном участке кривой намагни- чивания, минимальное напряжение иа его первичной обмотке вы- бирается из условия t/;mtn=(0.05 -г 0.07) Uc. (6 58) Напряжение яа трансформаторе TV, при минимальном напряжении сети Ucmln Ul—Ucmin linin' (6.59) Минимальное напряжение вторичной обмотки трансформатора TV, связано с выходным напряжением соотношением ^в», (6 60) где KBi = 1/н/U, — коэффициент, характеризующий схему выпря- мителя. Напряжение U, характеризует мощность трансформатора TV,t Uimax~Ucmax U,mln- (6.6!) Коэффициент трансформации трансформатора (6 62) Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора = /1т]в cos q/n (6 63) 224
TV. _____L Рис 6 11 Схема однофазного стабилизатора с регулирующим транс- форматором В схеме на рис. 6.11 через нагрузку стабилизатора RH про текает ток основного выпрямителя /0 и ток регулирующего тран- зистора /к (щ—А/^вз (6 64а) Сглаживание пульсаций выходного напряжения осуществляется LCh -фильтром и регулирующим транзистором У7\. Амплитудное значение коллекторного тока транзистора V7\ должно быть . lKm>U0~IR„. (6.646) Напряжение на переходе коллектор—эмиттер транзистора VTt ^КЭ“^спКвг + ^КЭт;п. (6 65) При сбросе тока нагрузки напряжение на транзисторе VT\ возраста- ет до значения ^КЭт =|(^cmox — Ulmin) — (6.66) Максимальная мощность регулирующего трансформатора TVt бу- дет прн Uc таж н номинальном токе нагрузки 7И: я: (Amax h (6 67 ) Этот же режим определяет и максимальную мощность транзистора VTt: = ^кэ 68) Оценивая соотношение мощностей Рг и Рп, получаем: Рг=Лр.тРн, где йр т~(А(А+ Д14 + D| cos «р—коэффициент, харак теризующий отношение мощности регули рующего трансформатора к полезн й мощности в нагрузке При изменении напряжения сети Д(/с == 0 054-0,lt/c коэффициент kp т = 0 24-0.5Ри. На рис 6.12, а приведена схема трехфазного стабилизатора (46), содержащая два одинаковых трансформатора 7"Vt и ТУг Напряже- ние стабилизатора поддерживается неизменным с определенной точностью за счет коммутации первичных обмоток трансформаторов TVt и TVj из треугольника в звезду или из звезды в треугольник. Начала первичных обмоток трансформаторов подключены к питаю- щей сети, а конЦы к РЭ, выполненному по трехфаэиой мостовой схеме регулирования (см рис 6 8) Вторичные обмотки 7'Р1 и TVt 8 Зак 726 225
соединены согласно-последовательно и в треугольннк, а точки последовательного соединения одноименных обмоток подключены к выпрямителю. К выходу стабилизатора подключена цепь ОС—ИЭ и УПТ, выход которого подключен ко входу РЭ. При подключении иа вход стабилизатора напряжения сети к первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напряже- ние 0,51/с. В этом режиме транзистор V7\ РЭ закрыт, а напряжение иа его переходе коллектор—эмиттер Ь/иэ="1/2 • Устах- Суммарное напряжение вторичных обмоток 1/2, поступающее на выпрямитель, геометрически складывается из напряжений разноименных об- моток (рис. 6.12, б), например У2 — 1/2аг + Уав1- При этом кривые напряжения У2 и У'г ^двинуты относительно друг друга на угол 2л/3, что обусловливает снижение суммарного напряжения У2 в 3 раз относительно номинального значения. Второй режим определяется при минимальном напряжении сети Ус min и номинальном токе нагрузки /н- Под воздействием цепи ОС транзистор V7\ РЭ открывается и первичные обмотки TVt и ТУ, из треугольника соединяются в звезду. Векторные диаграммы на рус. 6.12, б иллюстрируют переход соединения первичных обмоток из треугольника в звезду и изменения напряжения на РЭ и обмотках трансформаторов. Напряжение на РЭ в этом режиме минимальное и Рнс. 612. Схема стабилизатора с широкими пределами регулирова- ния (а) н векторные диаграммы напряжения на РЭ и обмотках трансформаторов (б) 226
определяется по выходным характеристикам транзистора на рис. 6.6. К первичным обмоткам трансформаторов прикладывается напря- жение' сети ф = ^\ф~(^ст/п—(7р.эт111)/2 ^/З. (6.69) Действующий ток фазы первичной обмотки находится но формуле (6 8) При соединении первичных обмоток трансформаторов TVt и TV2 в звезду напряжения на зажимах вторичных обмоток совпада- ют по фазе, а их суммарное значение равно номинальному Us = (7 гаг Ч" UiOi- '(6.70) На рнс. 6 12. б второй режим схемы показан пунктирной линией Трансформаторы TVt и TV2 н.меют одинаковые параметры Габарит- ная мощность каждого трансформатора равна половине мощности выпрямители. Прн напряжении сети Uc т1П напряжение на РЭ оп редсляется но формуле (6.50). Потери мощности на коллекторе тран- зистора н РЭ определяются по формулам (6.51) и (6 52) и в отличие от других схем не возрастают при глубоком регулировании выходно- го напряжения и тока 6.5 Энергетические характеристики и особенности построения цепи обратной связи В табл. 6.1 Приведены основные энергетические характеристики рассмотренных выше однофазных и трехфазных магнитно транзис- торных регуляторов при нх работе в статическом режиме. Табл 6.1 дает возможность при одинаковых изменениях напряжения сети Д(7с и мощности в нагрузке Ри сопоставить РЭ между собой по наи- более важным нх характеристикам: числу транзисторов н коммути- рующих диодов, действующему' н обратному напряжению на РЭ, току транзисторов и диодов, рассеиваемой и установленной мощно сти РЭ Выпускаемые промышленностью транзисторы на напряжения 250. 400. 700 и 1000 В при рассеиваемой мощности Рк = 604- 125 Вт позволяют при изменениях напряжения сети ДUc = 0 054-0.1 Uc создавать трехфазные транзисторные стабилизаторы с мощностью в нагрузке ₽„ = /’кяшх = 125 • °-65/ (0.25 -0.05) « 3204-1600 Вт, где Ки р — коэффициент нагрузки регулирующего транзистора Обес гечнвая такую мощность регулирования, транзисторные ста- билизаторы при Р„ 2 кВт имеют преимущества по сравнению с магнитными стабилизаторами Важным параметром стабилизатора является его КПД. Потери мощности в элементах зависят от режима работы и напряжений и токов в номинальном и максимальных режимах Полная активная мощность, потребляемая от сети стабилизатором (рис 6 5). равна Р —Рц РTV дЧ-^I. Ч"^о С Ч Р„ (6.71) Коэффициент полезного действия стабилизатора Чет - Р„1Р-Р,</(РК ^PJV+Pn+rL + Po сЧ-^н) (6.72* 8* 227
Основные энергетические характеристики магнитио-траизисторных Параметры Расчетные соотношения 1 1st ffe р Действующее напряжение иа коллекторе транзистора ^КЭ’ В — •,£7КЭ ср °-707^КЭ max Максимальное напряжение на коллекторе транзистора ^'кэ max, В — max (^н 4“ А/и г)1КВ1 Действующее напряжение на РЭ Uv », В 1 /~ V стах*1*— *-•»!/ Vi. у- -<4 т/П “-1 1,11 (l/цр. ср +^КЭ ср ) Действующий ток первичной обмотки транс- форматора Л. А Рн/^i П cos <р Действующий ток транзисто- ра /к, А /м.у=Л'У 2 /1 0,5/, Средний ток коммутирую- щего нод а Jf! Р ср# А 0,64/м.у 0.45/, 0.45/, Мощность, вы деляемая на транзисторе Р«. Вт ч- (Д^с + +1-,,УкЭсрт/п)Х х/к 0.5(At/c + + 1-,1УКЭср,л/п)х х /к Мощность ре- гулирующего Рр„ Вт 0.5—0,6Рн 0 18—0.25Рн 0,18—0,25Р„ 228
регуляторов Таблица 6.1 Расчетные соотношения ;; m Uc 5 и 15 1 м 1 I 1.35(Д1/с + 0,7ШКЭсрт(.п) ^КЭ ср min тих — (^н~Д7нг) Kbi 1 max ) X X Kbi К Vji - 1,35[Д с + 0 74 ({.'пр.ср -f-икэ ср т.п )] f/cmax-17. Рц/У 3 Ut qcos <p Ри/<7| t]bCos<₽ 0.4/,ф 1.23/1ф ^2^Кщ К 02 0,33/к 0.33/к 0.5/K 1,35(Д1/С4- +О.7^КЭер»1П)'к 1.35(Д{/С + +0-74 КЭср/ ил) Zl< (Д(/с КВ1 К в! +^кЭсртГп — —/ K 4-PTp 0 18—0.23Р„ 0,18—0,23Р„ 0 2—0.5Pu 229
Коэффициент полезного действия магнитно-транзисторных ста- билизаторов при Рц = 100 Вт примерно составляет: 60 % при 1/„ = = 5 В, 69 % при UH = |2 В и 73 % при 1/ц = 27 В. Значение коэффициента мощности транзисторных стабилиза- торов (рис. 6.5—6 9) определяется но графикам на рис. 6 4 или по формуле cos Ф = (Р2 + Рм + PcVUih- (6.73) Коэффициент мощности стабилизаторов с магнитным регулятором (рис 6.1) определяется из соотношения cos <р, = Ut cos ф/1/с (6-74) Особенности построения цепи обраткой связи. В стабилиза- торах с регулированием ио цепи постоянного тока гальваничес- кая развязка между сетью н нагрузкой осуществляется в транс- форматоре питания. В стабилизаторах с регулированием по цепи переменного тока (рис. 6.5—6.9) трансформатор охвачен цепью ОС. Поэтому для заземления одного нз выводов выходного напряже- ния стабилизатора необходимо гальванически разделить входную и выходные цепи. Кроме того, необходимо обеспечить запуск стаби- лизатора чтобы при включении напряжения сети РЭ полностью открылся. Рассмотрим особенности построения цепи ОС для магнитно- транзисторных стабилизаторов. Схемы НЭ и УПТ не отличаются от схем, рассмотренных в гл. 5. Прн выбранном опорном напряжении коэффициент передачи ИЭ (КИ э — с повышением 1/н по- нижается. Коэффициент передачи по напряжению выпрямителя КВ1 при этом увеличивается. Результирующий коэффициент пере- дачи Кц.аК1ц=^/ст (7н/(7ц i > (6.75) определяющий параметры цепи ОС стабилизатора, не зависит от (/н и характеризуется отношением напряжения опорного источника к первичному напряжению Ut. Коэффициент усиления входного каскада УПТ (У7'3) по схеме на рис. 6.5 .определяется по формуле 111 Ку-= Л21а 4-гб + ^2|э (^э + ^ст )], (6.76) где RK = Лца; Ra — R^R/JR* + Rb В стабилизаторах, где требуется высокая стабильность выход- ных параметров при изменении температуры окружающей среды, применяется дифференциальный усилитель (рис 6.13, д) Коэффи циент усиления дифференциального каскада УПТ (1/7'4, УТа) Куд= Ча «кЛЯ-Н- 2Ли»). (6 77) где =>[ э/7?оЛц э: ^д = Rio- Особенностью построения окоиечиого каскада усилителя яв- ляется введение гальванической развязки между входом РЭ и выходом стабилизатора’ практически это выполняется с помощью МУ, согласующего трансформатора или оптопары. Схема усилите- ля с трансформаторной связью показана иа рис 6 13, а Последова- тельно с первичной обмоткой трансформатора TV г включается око- нечный каскад УПТ Коэффициент трансформации TV2 выбирается из условия уменьшения входного потребляемого тока. 230
У правление РЭ может осу пествлкться постоянным нлн перемен- ным током. На рис 6 13. а вторичная обмотка ГУ2 подключается к переходу эмиттер—база транзисторов VT, и VTt через диоды УО3. VDt Небольшая часть витков обмоток трансформатора TVt н их малое coupon влей ie (доли ома) хорошо согласуются с входным со- противлением транзисторов На базу транзисторов УТ, и VTt по- даются синусоидальные импульсы скнфазпо с коллекторным напря жеикем. т е управляющий сигнал находится в фазе с напряжением питающей сети. Ток базы транзистора VT, (VTJ /ь =. >— Uc ' -- Рис. 6.13 Построение цепи обратной связи со звеном гальванической развязки: а — прн управлении с частотой тока питающей сети б — с промежу- точным преобразованием напряжения; в — с применением оптопар 231
Действующее напряжение половины вторичной обмотки W* сфазнровано с коллекторным напряжением транзистора и рав- но ы* (ипр+ иЭБ1 ). (6 78) Ток вторичной обмотки трансформатора TV2 It = 0,87б. (6.79) Обратное напряжение, приложенное к переходу эмиттер—база транзистора V7\ (УГ4) н дноду VD3 (VD4), равно амплитудному напряжению вторичной обмотки согласующего трансформатора. Расчет режимов работы транзистора VT3 и коммутирующих диодов VD3—VDe проводится по методике §6.2 В схеме цепи ОС рис. 6.13, б для гальванической развязки не пользован принцип двухзвениого преобразования постоянного напряжения. Схема содержит ИЭ, УПТ, автогенератор ЗГ и узел суммирования переменного и постоянного напряжений VTa, Rt, R3. Напряжение синусоидальных колебаний через цепочку R4, Ct подается иа суммирующий узел состоящий из резистивного дели- теля R2, Rs и транзистора Г7а, в коллекторную цепь которого вклю- чен согласующий трансформатор TV3. Вторичная обмотка TV2 че- рез выпрямитель нагружена на вход транзистора V7\ РЭ. Задаваясь падением напряжения иа резисторе Ry, найдем /?! = VR|//K2. (6 80> Необходимое смещение для транзистора УТа создается за счет ре- зистивного делителя /?а, R3. ток через который соизмерим с током коллектора транзистора 'R2='k2’ (68’> Работа преобразователя VT3, R4—R3 основана иа суммирова- нии уровней напряжений, поступающих от автогенератора ЗГ и УПТ. Сигнал управления на делителе R3, R3 ие превышает 4 В. Электропитание цепи ОС осуществляется от дополнительного вы- прямителя. На рис. 6.13 в приведена цепь ОС с использованием для галь- ванической развязки диодной оптопары, которая обеспечивает соп- ротивление изоляции до 10й- 1014 Ом напряжение развязки более 500 В при емкости связи менее 10~* пФ. В стабилизаторах с выходным напряжением до 1—2 кВ построе- ние сравнивающего делителя ие вызывает затруднений При стаби- лизации напряжений от единиц до десятков киловольт при токах нагрузки до 1 мА практическая реализация делителя усложня- ется из-за необходимости применения большого числа последова- тельно включенных резисторов и ограничения протекающего через делитель тока. Наиболее простым для стабилизаторов высокого напряжения является применение косвенного метода измерения выходного на- пряжения (рнс. 6.14, а). Здесь сигнал рассогласования по напряже- нию подается с делителя Ri, R3 выпрямителя В, а по току — с ре- зистора Rt Источником входного сигнала служит дополнительный выпря- митель В, нагрузочная характеристика которого идентична харак- 232
Рис 6.14. Схема стабилизатора (о) и нагрузочные характеристики основного н вспомогательного выпрямителей (б) теристике основного выпрямителя (рис. 6.14,6), а их отношение удовлетворяет условию U* = 1 = f (/и) = UJ Uи. где ил — напряжение вспомогательного выпрямителя. Поскольку ток первичной обмотки трансформатора в пределах линейной части кривой намагничивания магиитопровода пропор- ционален току нагрузки, то изменение напряжения на вспомогатель- ном выпрямителе н резисторе /?, можно представить в виде Д1/а = Al7Ht/a/(/n; AUR1 = А/к,/?, = Д/ЛвЛ- (6 82) Таким образом, стабилизация по входному напряжению осуществ- ляется за счет поддержания с высокой точностью напряжения вспомогательного выпрямителя, а по току — за счет изменения на- пряжения на этом выпрямителе, которое зависит от изменения тока РЭ протекающего через резистор Rt: АЦ>- Д1/Л1 = А/К1/?•*„> (6 83) Используя (6 83), находим Ri > Д1/а-'Д/К1 = А^К^/А/нКв, (6 84) Особенностью стабилизатора иа ряс. 6 14 является разделение це- пей управления и регулирования от цепей высокого напряжения Выходные параметры стабилизаторов с регулированием по це- ля переменного тока. Коэффициент стабилизации по входному на- пряжению для схемы на рис. 6.5 определяется по формуле Ксг =^р.Э ^(у.п.т Ки.э Кв, (6.85) Для схемы иа рис. 6.11 Кст — Кр.ъ Ку К» э (6 86) Внутреннее сопротивление стабилизатора по схеме на рис. 6.5 /’н = гКтох^в1/^Р » Ку.алКи.а (6 87а) Для схемы с регулирующим трансформатором на рис. 6.11 гн —^Kmo.r^Bl/nl ^Р-э ^У-п.т ^и.а« (6 876) В стабилизаторах с транзисторным регулированием по цепи пе- ременного тока (см рис. 6 5, 6 8, 6.9) фазные напряжения трансфор- матора питающего выпрямитель, имеют одинаковые амплитуды 233
без асимметрии и сдвига фаз между ними Поэтому в отличие от не- стабилизирова того выпрямителя при работе на нагрузку с емкост- ной реакцией в данных стабилизаторах первая гармоника пере- менной составляющей зависит от эквивалентного динамического сопротивления фазы выпрямителя и рассчитывается по формуле U„~ 4 100Н„//?:,.дСн (6 88) Эквивалентное динамическое сопротивление фазы выпрямите- ля определяется из выражения Я».п " ( rKmin + Гпр + '«) «2 + + rlip (6 ® Пульсация на выходе стабилизатора (рнс 6.11) l/н-» 1/о~/Кр.;,Ку.п.тКи.а (6.90) 6.6. Стабилизаторы с двумя регулирующими элементами Особенности построения стабилизаторов с двумя РЭ. Для ста- билизации напряжений с широкими пределами регулирования при высоких требованиях к пульсациям выходного напряжения и ди намической нестабильности применяются стабилизаторы с двумя ступенями регулирования напряжения 111. Функциональная схема стабилизатора напряжения с двумя РЭ приведена на рис. I 8 В таких стабилизаторах первая ступень P3t поддерживает ток или напряжение эмиттер—коллектор РЭ* В ка- честве РЭ| могут быть использованы МУ, транзисторы или тиристо- ры. включенные последовательно с первичной обмоткой трансфор- матора. Построение первой ступени стабилизации может быть вы полнено по схеме (см на рис. 6 I. 6.5 или 6.8) Вторая ступень стабилизации напряжения представляет собой стабилизатор непрерывного действии с последовательным илн параллельным включением регулирующего транзистора относитель- но нагрузки, который отрабатывает импульсные изменения напря женин сети и тока иа!рузки. обеспечивая безыиерци, ниую работу стабилизатора и служит дополнительным звеном фильтра для по- лучения малой пульсации выходного напряжения Магнитно-транзисторные стабилизаторы На рис. 6.15 приве Дена трехфазная схема стабилизатора с двумя регулирующими эле ментами последовательно-параллельного типа. Здесь в качестве РЭ( используются магнитные усилители ТЗ,—TS3 в качестве вто- рого РЭ* — параллельный транзисторный стабилизатор Рассмот рнм работу и 1 оследовательиость расчета схемы Вначале ведется расчет выходной ступени стабилизации РЭ* параллельно-транзисторного стабилизатора (VT, VT*. УОц УОц R3 Rh £ Сн) Элемент РЭ* (УТ,) управляет сигналом рассогла соваиия по цепи ОС В результате изменения Д1/г или А/н нэменя ется ток через VTt. Снимаемое напряжение с VTt сравнивается с напряжением стабилитрона Р1о, усиливается VT я и поступает на РЭ, (ГЗ,— TS3), который изменяет напряжение на первичных об- мотках трансформатора TV поддерживая ток через VTt е заданной точностью: 6(/|,= — Д/„г (6 91а) 234
235
Заданная нестабильность обеспечивается при сопротивлении фазы выпрямителя г> (6l/0 - 6UH)//0 (6.916) Элемент РЭХ помимо стабилизации сглаживает пульсации вы- ходного напряжения. Максимальное значение тока, протекающего через транзистор VTi- (6.9 а) Минимальный ток РЭ3 определяется минимальным значением пульсаций выпрямителя Uo ~ mir и током /ксо транзистора. (^o—min/^^H- \бо- (6.926) Сопротивление балластного резистора в цепи коллектора транзисто pa VTj находится из неравенства Яз< (^min-VK3m.„)/(2A/H4-/KImi.n). (6.93) По значениям t/K тах и определяется мощность рассеяния на регулирующем транзисторе VTt (6.94) Далее проводится расчет первой ступени стабилизации напряжения с РЭ на МУ по методике изложенной в § 6.1. Определяются режи мы работы элементов (TS, — TS3, VDt — VD3, VT3, VD10, Rt, Rs) и выходные параметры каскада: коэффициент стабилизации по фор муле (6.23а) нестабильность выходного напряжения 6Uu по форму- ле (6.236), пульсации Uo^ из соотношения (6.266), внутреннее со противление но формуле (6.24). Транзисторные стабилизаторы. Для стабилизации повышенных напряжений применяются последовательные транзисторные стаби лизаторы с двумя регулирующими элементами (рнс. 6.16). Здесь в качестве основного Р ) в цепи переменного тока используется траи зистор VTt Элемент РЭ2 (VT2) включен в цепь выпрямленного тока последовательно с нагрузкой Схема обладает достоинствами траи знсторных стабилизаторов и позволяет избавиться от громоздких LC фильтров. Построение транзисторного стабилизатора с РЭ в цепи пере- мснногр тока выполнено по схеме иа рис. 6.8. Методика расчета та- ких схем рассмотрена в § 6.2. Управление регулирующим транзистором VTt осуществляется по цепи ОС с помощью дифференциального усилителя VTt Поддер- жание минимального напряжения на транзисторе VT3 осуществля ется с помощью делителя, включенного параллельно его переходу коллектор—эмнттер, сигнал рассогласования с которого по цепи ОС поступает на перкый регулирующий элемент VTi Напряжение на регулирующем транзисторе VTt выбирают по его выходным ха- рактеристикам /к= I с учетом пульсации Uo~. которая опре- деляется по рис. 6.17, а Практически значение зависит от выходного напряжения и может быть определено по графику на рис. 6.17, б Для стабилизаторов с повышенным выходным иапря жением при определении необходимо учитывать погреш- ность установки выходного напряжения Д(/н уст- Так- Для стаби 236
237
Рис. 6.17. Зависимость пульсаций (70~ (а) и минимального напряже- ния коллектор—эмиттер транзистора РЭ (6) от выходного напряже- ния стабилизатора / — до 150 В. // — до 300 В лизаторов с (7Н до 300 В и точностью установки выходного напря- жения ±1 % погрешность становится соизмеримой с U Поэ- тому UK3m = UK.3min + U«~ + УСт • (6 .95) По величине нестабильности входного напряжения Д(/о находится максимальное напряжение на VT2: ^э„=икэ,тп + ^ио- <69с) Расчет остальных элементов непрерывного стабилизатора прово- дится по методике, изложенной в гл. 5. Выходные параметры стабилизаторов с двумя регулирующими элементами Выходные параметры магнитно-транзисториых стаби- лизаторов с двумя РЭ определяются действием двух ступеней регу- лирования. Однако они во многом зависят от схемы построения вто- рого РЭ (обычно транзисторного). Общий коэффициент стабилиза- ции по входному напряжению и внутреннее сопротивление для ста- билизаторов последовательно-параллельного типа (см. рис. 6.15) определяются из выражений К£т —Кст.м.у ^ет! (6.97) Ги**(/Кр.»^ ^з)/Кр 3Ку,и.т Км.я- (6.98) Для последовательной схемы (см рнс. 6 16) имеем (6.99) ^='Кр.,/К;.э'<у.и.тКи.э. (6.100) В стабилизаторах с двумя регулирующими элементами при исполь- зовании в первой ступени регулирования МУ (см. рис. 6 15) пульса- ции выпрямителя рассчитываются по формуле (6.266). Во второй ступени при транзисторном РЭ (см рис 6.16) пульсации выпрями- теля (?о~ определяются по методике, изложенной в гл. 4. После пас- сивного фильтра пульсации сглаживаются последовательной или 238
параллельной схемой транзисторного стабилизатора, а их значения определяются по формулам: для последовательного стабилизатора “ <Л)~/^р.Э ^у.п.т ^и.э» (6.101) для параллельного стабилизатора </ц~ = L/o—/(1 +^р.э^у-п.т Кп.а rj). (б 102) Учет влияния температурных воздействий на выходные пара- метры стабилизатора проводится по методике, изложенной гл. 5. 6.7. Контроль выходных параметров, защита и области применения магнитно-транзисторных стабилизаторов Нарушение нормальной работы ИВЭ сопровождается завыше- нием или занижением выходного напряжения по отношению к но- минальному. В стабилизаторах низкого напряжения (2,4—12 В)с транзисторным регулированием по цепи переменного тока при ко- эффициенте передачи напряжения выпрямителя Кп1 = 0,014-0.05 выход из строя РЭ вызывает увеличение выходного напряжения, пропорционального изменению напряжения сети до 1.1 —1.3 (7Н: 6U„ = U„ + (Д(/с + ^кЭшО.^в. = 2.4 + <22 + 4) 0.01 = 2.6 В. Значительные завышения выходного напряжения до 1.3—2.60/,, наблюдаются в стабилизаторах с регулированием по цепи постоян- ного тока: =UH + Д(/о + UK3min = 2.4 + 1 + 3 = 6,4 В. Такое увеличение UH недопустимо для микроэлектронной аппара- туры, поэтому в стабилизаторах применяется защита от перенапря- жений. Наиболее критична к повышению напряжения аппаратура, содержащая большее число микросхем Схемы контроля напряже- ния (тока) и защиты стабилизатора от перегрузок можно разделить на три основные группы' схемы, в которых контроль и защита осуществляется с помо- щью ограничения тока нагрузки; схемы, в которых контроль и защита ведутся по напряжению путем ограничения напряжения на переходах силовых транзисто- ров; комбинированные схемы защиты от перенапряжений и перегру- зок по току В основу защиты стабилизатора от перегрузок по току п ко- ротких замыканий положен принцип запирания РЭ с переходом от стабилизации к ограничению ток: (см рис. 6.13,6). В стабилиза- торе имеется резистор-датчик (У?д) тока перегрузки, включенный последовательно с нагрузкой При нормальной работе стабилизато- ра транзистор VT3 заперт и не влияет на его работу. При перегруз- ке илн коротком замыкания в нагрузке напряжение на резисторе /?д увеличивается и открывает транзистор VT3, который уменьша- ет напряжение на TV3 и ток базы транзистора V7\. От этого РЭ ста- билизатора переводится в режим ограничения тока за счет увели- чении его внутреннего сопротивления. С уменьшением тока нагруз- 239
ки до /и стабилизатор возвращается в исходное состояние. При сра- батывании защиты транзистор VTt РЭ закрывается и к нему при- кладывается напряжение определяемое по формуле (6 416) В процессе включения и отключения стабилизатора или за счет индуктивного характера нагрузки на РЭ наблюдаются перенапря- жения Для их ограничения параллельно переходу коллектор— эмиттер или коллектор—база включают шунтирующие диоды, RC- цепочки или стабилитроны, например (см рис. 6 16) Напря- жение стабилизации стабилит) она выбираетси нз неравенства ^Кэ < < (0 85 - 0,9) UK3 доп. (6 103) Болес эффективным является комбинированный метод защиты стабилизатора, сочетаюиц й в себе защиту от перегрузок по току и перенапряжений (рис. 6 18). Защита стабилизатора осуществля- ется путем применения в одном из плеч коммутирующего моста РЭ тиристоров, совмещая функции РЭ с защитой. В номинальном ре- жиме тиристоры VSi—VSa открыты и работают как диоды. При перегрузках по току или повышении напряжения схема контроля вырабатывает сигнал неисправности, который воздействует на оп топару VE и транзистор VTn в цепи управления тиристорами При этом прекращается подача управляющих импульсов иа тиристоры РЭ и они закрываются, разрывая нулевое соединение первичных обмоток трансформатора Т\\ Такой метод отключения стабилиза тора позволяет ликвидировать неисправности без дополнительных защитных устройств Время срабатывания защиты составляет по- ловину периода входной сети .питания. Применение традиционных способов контроля выходного на- пряжения в высоковольтных стабилизаторах ие всегда представля Рис 6.18 Комбинированная схема контроля и зашиты стабилизатора 240
Рис 619 Узел контроля выходного напряжения стабилизатора ется возможным Поэтому в высоковольтных ИВЭ используется схе- ме контроля выходного иаприження. в который УПТ выполнен по дифференциальной схеме (рис 6 19) с использованием двух его вы- ходов Здесь УПТ выполняет две функции усиливает сигнал ошиб- ки Д1/н и выдает сигнал исправности работы стабилизатора. Схема контроля состоит нз ИЭ (У1\), УПТ (V'T’,) и триггера (VTg) Входное напряжение (сигнал исправности работы стабилизатора) независи мо от его полярности через диодный мост У£>„ посту ,ает на усили- тель V7\. Далее напряжение поступает на триггер VTt, в выходную цепь которого включаетси элемент сигнализации или реле Кх. Защита от перегрузок в стабилизвторвх с двумя РЭ обычно осу- ществляется воздействием на первую ступень регулирования МУ (см рис. 6.15) или транзистор по схеме иа рис 6.16 В стабилизато- рах с МУ (см рис 6 I, б) в случае неисправности звкрывается тран- зистор УПТ, МУ н понижается выходное напряжение до безопасно- го значения Схемы защиты в стабилизаторах напряжении переменного то- ка (см рис. 6 10) мало отличаются от схем постоянного тока, а них также осуществляется воздействие через цепь ОС на РЭ Пусковые токи, возникающие в момент подключения нагрузки траисформа торов, двигателей, накала мощных ламп, ограничиваются за счет плавного увеличения выходного ивпряження Для этого в цепи об- ратной свяаи предусматриваются задерживающие RC цепочки При достижении номинального значения U№ схема увеличения напря- жения отключается и не влияет иа работу стабилизатора. Область применения магнитно-транзисторных стабилизаторов ограничивается их массогабаритиыми характеристиками. Кроме того, значения стабильности и пульсации в стабилизаторах с маг- нитным регулятором примерно на порядок хуже по сравнению с транзисторными Существенным недостатком МУ является искаже- ние ими до 20—27 % формы кривой питаюшего напряжения. Осо- бенно ощутимо это влияние для мвломощных сетей В этой связи МУ применяются в стабилизаторах средней и большой мощности к параметрам которых ие предъявляются повышенные требовании стабильности в пульсации. При этом они позволяют выполнять иа дежиые устройства электропитания с большой нагрузочной спо- собностью РЭ Однофазные транзисторные стабилизаторы (см рис 6 5, 6 10) находят применение для стабилизации переменного напряжения 241
и при питании высоковольтной аппаратуры. Основные энергети- ческие характеристики, приведенные в табл. 6.1, показывают, что области использования однофазных мостовых схем ограничивают- ся мощностью Ри < 150—300 Вт. Однофазная двухтактная схема (см. рис. 6.7) по сравнению с мостовой (рнс. 6.5) позволяет либо уве- личить выходную мощность стабилизатора в 2 раза, либо уменьшить массу и габариты РЭ за счет снижения рассеиваемой мощности иа каждом транзисторе и коммутирующих диодах. Трехфазные стабилизаторы по сравнению с однофазными обе- спечивают равномерную нагрузку фаз питающей сети и позволяют увеличить выходную мощность в единице объема до 2 кВт. Габарит- ная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.8 также на 18 % менвше. что повышает КПД стабилизатора до 75—80 %. Эти же схемы имеют и наименьшую постоянную времени регулирования при импульсном характере нагрузки. Метод раздельного регулирования по фазам (см. рис. 6.9) по сравнению с мостовой схемой иа рис. 6.8 позволяет при одинаковых изменениях напряжения сети увеличить выходную мощность ста- билизатора или уменьшить массу и габариты РЭ за счет снижения мощности потерь иа регулирующем элементе. Наличие в РЭ трансформатора (см. рис. 6.11) увеличивает массу и габариты стабилизатора, однако его выходные параметры Кст. ги. (/н~ находятся иа уровне транзисторных стабилизаторов с регу- лированием но цепи постоянного тока. Кроме того, регулирующий трансформатор обеспечивает гальваническую развязку источника энергии и нагрузки. Магнитно-транзисториые стабилизаторы последовательного ти- па с двумя РЭ (см. рис. 6.16) применяются при стабилизации повы- шенных напряжений с током нагрузки не более 3—5 А. Последова- тельно-параллельные схемы (см. рис. 6.15) применяются при стаби- лизации низких напряжений (5—27 В) стоками нагрузки /и^ 70-5- 100 А. Следует заметить, что энергетические показатели этих схем ниже, чем у стабилизаторов с одним РЭ. В табл. 6.2 приведены некоторые параметры для сравнения маг- нитно-транзисторных стабилизаторов напряжения при мощности в нагрузке Рк = 100-J-200 Вт. Элементная база и требования к вы- ходным параметрам сравниваемых стабилизаторов одинаковые: ДUu < 1 %; <0 15 %, Гс = 50 'С. Из табл. 6.2 видно, что наибольшее преимущество имеют ста» билизаторы с транзисторным РЭ. Перенос транзисторного РЭ из це- пи выпрямленного тока в первичную цепь переменного тока сохра- няет высокую стабильность выходного напряжения до 0,1—0.2 % надежность и простоту построения схем, повышает КПД, уменьша- ет массу и габариты стабилизатора, позволяет осуществлять стаби- лизацию любого уровня выходного напряжения. Недостатком схем с транзисторным РЭ в цепи переменного тока является усложнение сглаживающего фильтра при малом уровне пульсации выходного напряжения < 0,l-i-0,15 %. Сравним два метода регулирования: по цепям переменного и постоянного тока (рис 6.20). Для схемы на рис 6.20, а при номи- нальном выходном напряжении Ue (/н == const) действующее на- пряжение на первичной обмотке трансформатора Ui по формуле (6.32) не зависит от Д7/с и поддерживается неизменным. При этом (7И — Ue = KBl l-i — КВ1 242
Таблица 6.2 Сравнительные данные параметров магнитно-транзисторных стабилизаторов Параметры Схема стабилизатора с МУ (рнс. 6.1) с транзи- сторным РЭ (рнс 6.8) с регулиру- ющим транс- форматором (рис. 6.11) Минимальный ток нагрузки. f Н 111 11 0.1— 0,21 „ 0.01 —0,02/ы 0.2—0.3/н Пульсации, U,, _ % Г—3 0.1-0.5 0.05—0,15 Энергетический коэффици- ент Т] cos ф 0.5—0,66 0.65—0,78 0,6—0,78 Коэффициент искажения формы кривой питающего напряжения, % 15—27 5—7 5—7 Динамическая нестабиль- ность при Д/„ = 0,5/?ц ±(7-10) ±(2-3) ±(1.5-2) Постоянная времени регу- лирования, т, мс 100—200 0.5-2 0.1—0.5 Коэффициент, характери- зующий отношение мощно- стей Pv j//J„ 0.5—0.6 0.18—0,23 0.3—0,6 Габаритна» .мощность трансформатора Р;— 0.5(U,lt+ U2l„)= Ul„. (6.104) Для схемы иа рнс. 6.20. б действующее напряжение на первич- ной обмотке трансформатора определяется максимальным напряже- нием сети (/[ = Ucmax В этом случае — KelUi< Kpl i ~ Кщ/цУ-'. У- — (I + аг)/ (1 — Ьс): /Ср = = Соотпетственно увеличивается и габаритная мощность трансформа- тора р; - о.5 ((/,/, н- (/./,,) = ui„yJKP. (6.105) В стабилизаторах низкого напряжения (3 5 В Кр — 0.5 . 0.55) при изменениях напряжения сети А(7С — 0,Q5 —0,1 Ос габа- ритная мощность трансформатора по схеме на рис. 6.20, б увеличи- 243
вается в 2—2,4 раза. По мере увеличения выходного напряжения коэффициенты Ав( и Кр стремятся к 1 и мощность трансф рматора становится примерно равной Рг — Рг Принимая минимальное напряжение иа РЭ для обеих схем на рис. 6 20 одинаковым получаем расчетную мощность РЭ Л| Кщ4-^р.э min Ли» ^рЭ = — Д(7С /п КВ1 -Ц/р.а min ^н- (6.106) Отсюда видно, что рассеиваемая мощность на РЭ Рр э по схеме иа рнс. 6.20, а меньше при и !3ких напряжениях (3—27 В) и становит- ся соизмеримой Рр» ~ Рр.э. когда коэффициент передачи Кл1 -* -» 1, т е. при (/„ ж Ux 6.8. Методика и примеры расчета Пример 1. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим исходным данным* напряжение (7„ — 12 В ток нагрузки /н = = 1 4-10 A; Uc = (220 _Ь 11) В; /с = 400 Гц Ксг > 130: гн < «£0 01 Ом С/н~<0.1%*. Тс= —10-50 С. Учитывая требовании к выходным параметрам, выбираем схе- му стабилизатора с включением РЭ в первичную цепь трансформа- тора (рис. 6 21). Для выпрямителя используем трехфазную мостовую схему с емкостным фильтром С учетом формул гл. 4 имеем /пр.ср = в 3 34 А t/обр ир = 13 В Выбираем диоды КД201В* определяем мощность потерь в выпрямителе Рп — 18 Вт К первичной обмотке Рис 6 21. Схема стабилизатора напряжения 12 В 10 А
трансформатора ТТ2 приложено линейное напряжение, определяе- мое по формулам (6.45) и (6 46): 7/,= 209 — 0.74 (5 4- 1,7)= 204 В Ток фазы трансформатора по формуле (6.8) составит 120/204 • 0,75 • 0 93 Д/3 = 0.48 А В результате расчета трансформатора 7'1/2 имеем Рту= 14.1 Вт; г\ — 2,6 Ом, г2 = 0.014 Ом г = 0,24 Ом; п = 0.053; = 0,059. По формуле (6.48) находим значение тока коллектора транзис- тора VTt: /К= 0.48/0,815 = 0,58 А По формуле (6 49) ток коммутирующего диода РЭ равен /,,р ср = 0.33 -0,58 = 0 2 А. По формуле (6 50) напряжение на переходе коллектор—эмит- тер транзистора (/КЭ = 1.35 (22 4- 0.74 5) = 34.7 В По формуле (6.51) определяем мощность, выделяемую на КТ, Р* к = 166 <22 + 0 74 5) ’ °-48 = 20 4 Вт. мощность, выделяемую на регулирующем элементе, по формуле (6.52) р* э = 1.66 |22 4- 0.74 (1.8 + 5)| 0.48 = 21.5 Вт Амплитуда напряжения на РЭ при сбросе тока нагрузки по формуле (6 54) (/кэ„, = 19 • (231 - 167) - 122 В. где по формуле (6.6) </, min = (12 9 0.24)70.059= 167 В Выбираем для РЭ диоды Д237Б и транзистор КТ834А с парамет- рами: ft2|, ЮО. г6 = 127 Ом. г.,— 13 Ом По формуле (6.42) определяем коэффициент усиления РЭ Ар .,= 100 • 510/ (283 4- 127 4- 100 - 13) = 29, где по (6 39) Кп = (2 • 3.7 4- 2,6) 4- (0.014 4- 2 0,27 4- 1.2)/0Л59* = = 510 Ом /?у — гК8~ 283 Ом Переходим к расчету цепи ОС (рис 6 21). В стабилизаторе пре- дусмотрена гальваническая развязка РЭ и нагрузки с помощью трансформатора TV„ (типа ТИМ 176) Коэффициент передачи транс- форматора п3 — 0,33. Lc = 2 мкГн. г = 3 3 Ом Источник опорного напряжения иа стабилитроне VDtK (Д818Д) определяет коэффициент передачи ИЭ А„.,= 9/12-^0.75. 245
Усилитель постоянного тока выполнен иа транзисторной сбор- ке УГ4 (КТС622А). Коэффициент усиления дифференциального кас- када при сопротивлении в цепи коллектора R, = 3,9 к по формуле (6.77) Ку.а - 70 1,37/ (0,17 4- 2 • 1,47) = 30, где RK= Rt А11э/Я7 + А|1Э = 3.9 2,1/ (3,9 + 2.1) = 1,37 кОм; A||s = I 47 кОм: Л||э x30h2,JIK— 30 70/1 = 2.1 кОм; /?д = = 635 233/ (635 4- 233) — 170 Ом. .Усилительные свойства про- межуточного каскада определим но формуле (6 76): Ку — 70 1,8/11,37 -f 0,27 + 70 (17.5 + 18) 10-31 = = 20, где /?д = 1.37 кОм; гэ = 25//к — 25/1.43 = 17.6 0м. По форму- ле (6.85) найдем коэффициент стабилизации выходного напряжения Кст= 29 • 0.33 20 30 0.75 • 0,059 = 254 • — Относительная нестабильность выходного напряжения 6(/„ = (0(. -j- Ь,.)/Кст =(5 4- 5)/254 = 0,04 % Емкость конденсатора Сн определяется но формуле (6.88) из ус- ловия обеспечения заданных пульсаций на выходе стабилизатора, где Сн = 100HJR., яин~ = 100 15/0,75 0.11 = 20 • Ю3 мкФ, /?а.д = (50 4- 2 4.5 + 2.6) - 0.0592 4- 0,014 4- 2 - 0 3 = = 0.75 Ом; На— 15. Выбираем три включенных параллельно конденсатора К50-24-16 В = = 10 000 мкФ. Внутреннее сопротивление стабилизатора опреде- ляем по формуле (6.87): г» = 3490 • 0.0592/29 • 0.33 20 • 30 • 0.75 = 0.002 Ом. Коэффициент полезного действия ио формуле (6.72) при Uc— 220 В составит . т]ст = 120/ (12.8 4- 14 I 4- 18 4; 1 4- 120) = 72,3 % Пример 2. Требуется провести расчет стабилизатора но следую- щим исходным данным: выходное напряжение (/„-= 27 В: ток на- грузки 20—50 А. КСг 70; Гц 0.007 Ом; (/ц~^0,1 %; напряже- ние сети Uc— 380 ± 20 В; частота /с= 50 Гц, 7\. = 5=50иС. Для стабилизации повышенной мощности в нагрузке выбираем схему стабилизатора с регулирующим трансформатором (рис. 6.22), в которой используется кольцевая схема выпрямления. По заданным значениям Un, /„ и U„~ рассчитываем параметры выпрямителя и трансформатора Ток выпрямительного диода /1|р р “ 0,167 /0— 0.167 • 50= 8.4 А Обратное напряжение, приложенное к диоду. //обр.и р- 2,1 • Uo = 2.1 27.1 - 57 В Выбираем диоды КД201Б и определяем потери в выпрямителе _ C|ip/U 1 50 = 50 Вт. 246
Рис 622. Схема трехфазиого стабилизатора с регулирующим транс форматором Действующее значение напряжения к тока вторичной обмотки- Ut 0 43 Ua + Ultv - 0.43 27.1 + I = 12.7 В. - 0.58 /„= 0.58 50= 29 А В стабилизаторе сглаживание пульсаций выходного напряже- ния осуществляется £С-фнльтром и транзисторным фильтром VTt—VT3. Коэффициент пульсации на иходе LC-фильтра состав- ляет 5,7 % Принимая коэффициент сглаживания для LC-фильтра <7ф = 3, определяем критическую индуктивность . 2t/n 2-27 г „ L, п > --------------------=-----------------------= 0,05 мГи т (л>* - 1) юс l„ т it, 6 (6- — I) 2л•50 20 Выбираем для фильтра дроссель Д260 L — 0.15 мГн. /и= 50 А, rL = 19 Ю-4 Ом Произведение значений L и С для кольцевой схемы: LC = 10 (<}ф + 1)/т* 10 4/36 =1.11 Г • мкФ где С > LCILK^ kp => 1,11/0,05 • 10~я 0.09 -0.8 31 104 мкФ; kp — коэффициент разброса индуктивности дросселя Выбираем конденсаторы К50 24 63 В >= 2200 мкФ — 15 шт; вклю- чаем их параллельно. Мощность потерь в дросселе фильтра PL — l*rL = 501 • 19 10~4 = 4.8 Вт Определяем исходные данные для расчета трансформаторов. Действующее напряжение иа первичной обмотке TVt найдем по формуле (6.59) Un - 360 — 19= 341 В 247
По формуле (6.8) действующее значение тока фазы трансфор- матора 11 = 1350/Д/З • 341 • О 94 0,97 = 2,5 А, где =• 0,94, cos ф = 0,97. Определив сопротивление фазы выпрямителя г = 0,043 Ом, найдем по формуле (6 6) напряжение на первичной обмотке трансформатора при сбросе тока нагрузки: mtn = (27 - 30 0,043)/0 079 - 326 В, где КВ1 = 27/341 — 0,079. По формуле (6 60) находим минимальное напряжение иа вторичной обмотке трансформатора 7Vt: игг = (27 + 5 + 2 • 0,9) 0,74 = 25 В. Коэффициент трансформации регулирующего трансформатора TVt п = UM/Ui2 = 25/19 st I 32. Действующий ток вторичной обмотки с учетом (6 63) /2 — 2,5 • 0.935. • 0 97/1.32 • УЗ = 1 А. Мощность трехфазного регулирующего трансформатора с уче- том (6 67) Рт — (400 — 341) 2.5 -УЗ = 255 В А Приведем различные сочетания соединения обмоток основного и регулирующего трансформаторов, при которых обеспечивается сдвиг фазы выпрямленного напряжения 3(7 Траисформвтор ГК] Д/Д Д/Д Д/Д Трансформатор TV2 Д/Д Д/Д Д/Д При этом частота пульсаций иа выходе выпрямителя увеличивается до /я = 12/с, а их амплитуда уменьшается до 1,4 % Ток, протекающий через каждый диод и транзистор VTt (VTt, VTз)> с учетом (6 55) /пр=/к=0 4 Уз /^ = 0,4. Уз 1=0,69 А Проверяем выполнение неравенства (6 64, б) /Кт = ° 69 • 3 > //о~//?н = 0,51/0,54 = 0,94 А По формуле (6 65) определим иапряж иие коллектор—эмиттер транзистора VTt при = 34/25 — 1,35 (/кэ =• 40 1 32 1 35 + 5 = 75 В Мощность выделяемую иа транзисторе V7t, определяем по формуле (6 68)- Рк = 76 0,69 = 52,4 Вт Максимальное напряжение иа транзисторе VTt при сбросе тока на- -грузки по формуле (6 66) 1/Кэ<п = П400 — 326) • 1,32 • 1 35] — 27 = 105 В 248
Исходя из полученных данных для коммутирующего выпрямителя выбираем диоды КД201В, а для оконечного каскада УПТ — тран- зисторы КТ834А В качестве составного транзистора используется один из тран- зисторов сборки VTt Напряжение питания составного транзистора осуществляется от внутреннего источника, выполненного иа стаби- литроне У£>1» и резисторе Rt Общий коэффициент передачи тока базы составного транзистора Л,, э = Л2, 93h2( э4 = 120 70=8400. Входное сопротивление составного транзистора Л11 э.с = Лцм + Л81э (Л11Э1 + Rithlg)/N = 600 + 70 (1700 4- 0,27 х X !20)/3 — 41 кОм Коэффициент усиления составного транзистора по формуле (6.42)* Ку= 8400 189/ (3,56 • I03 + 270 + 8400 12) = 15, где Rn = К 4- (г, 4- rVD 4- RJKh In* = 10,3 4- (0,01 4-0 12 4- 4- 0 54)/0.079*1 1,32* = 189 Ом- Ry = 41 3,9/41 4- 3,9 = = 3 56 кОм гэ = 12 Ом Усилитель выполнен по дифференциальной схеме иа транзисторной сборке КТС622А Методика расчета этого каскада приведена в § 6 2. Коэффициенты передачи измерительного элемента и выходного де- лителя Кп в = 9/27 ₽ 0,33, Ку д = 30 Ко >ффицнеит стабилизации КСт = 0,76 -15 30 - 0,33 = 113 Внутреннее сопротивление стабилизатора по формуле (6 876): г„ = 331 • 0,079’/1,32* • 15 • 30 • 0,33 = 0,007 Ом Пульсация выходного напряжения по формуле (6 90) U„~ = 1.9/15 • 30 • 0,33= 0,013 %. Коэффициент полезного действия по формуле (6.72)- Чст= 1350/ (157 4- 29 4- 16 4- 50 4- 4.8 + 8,1 4- 1350) = = 83,5 % Пример 3. Требуется рассчитать стабилизатор по следующим исходным данным: t/„ — 0,8= 2 кВ, /„=0,1=0,15 А: Кст > > 100; гя < 60 Ом 1/„~ < 0.5 %; (/с 380 ± 20 В; /с = 50 Гц Поскольку заданы широкие пределы регулирования выходного напряжения, выбираем схему стабилизатора с РЭ в цепи перемен- ного тока (рис. 6 23). Особенностью схемы является применение двух трансформаторов с встречно-последовательным включением их первичных обмоток и согласно-последовательным вторичных Выпрямитель выполнен по трехфазной мостовой схеме с LC- фильтром Расчет выпрямителя ведется по методике изложенной в гл 4 /„р =52 мА; i/обр и-р53 1 »26 кВ Выбираем диоды КЦ102Б, включенные по два последовательно В плече. Находим Ра = 0.9 Вт; Ut = U't = 260 В /,= /j = = 0,126 A; /j = 0,35 А Р = 25 5 Вт; Т|в = 87 %; cos <р = 0 95 24»
Рис. 6.23. Схема стабилизатора с выходным напряжением I 2 кВ 0,15 А Коэффициент сглаживания LC-фильтра в соответствии с § 1.2* </ф ~ U0.JU„~ i 5 7/0.5 = 11.4 Для обеспечения в фильтре используется дроссель L, тина Д20 (L = 1,2 Гн. 1„ = 0.2 А) и два конденсатора С, ОМБГ-1500 В-2 мкФ, нключеииые параллельно. Режим работы транзистора VT} н коммутирующих диодов РЭ цределим но формулам (6.48)—(6.52): 7К = 1 23 0 35 = 0 43 А: '„₽ = 0-33 • 0.43 = 0,142 А, и*кэ =• - I 35 {40 4- 10) = 67,5 В; Р’к - 67.5 0,43 = 29 Вт; Рр ., = — 29,8 Вт Выбираем транзистор КТ812А и диоды КД2О2Р За счет изменения внутреннего сопротивления РЭ соединение первичных обмоток траиеферматоров TVt и TV2 изменяется по схеме А — X — А (см рис. 6 12, б) При этом значение выходного напряжения (/„ при /н = const плавно меняется в пределах. ^н min ~(</z + i/;)/l/3 KBj=(260-|-260)/0,43 l/з"—0,7 кВ mOx -=(l/i4-4/i)/KBS=(260 + 260)/0,43= 1,2 кВ. 250
При уменьшении выходного напряжения до 0,7 кВ (/„ = const) мощность, рассеиваемая иа транзисторе VT\ составит 1.35 Т/З (Д^с4-ПКЭт1л)7 к= 1,35 1/3 - (40 4-10) 0 246— 28,7 Вт. Несмотря на широкие пределы регулирования выходного напряже- ния, мощность потерь на РЭ ие возрастает. Методика расчета цепи ОС и выходных параметров стабилиза- тора аналогична расчету, выполненному в примере 1 Глава седьмая Тиристорные стабилизаторы 7.1. Основные схемы тиристорных регуляторов, выбор и расчет их элементов На рис. 7.1 приведены функциональные схемы тиристорных стабилизаторов постоянного напряжения. Общими элементами для обеих схем являются: трансформатор питания сглаживающий фильтр, делитель выходного напряжения, источник опорного на- пряжения, усилитель сигнала рассогласования и управляющее уст- ройство. служащее для управления фазой открывания тиристоров. Тиристоры в качестве управляемых элементов могут быть включены на выходе трансформатора (рис. 7.1, а) или на его входе (рис. 7.1, 6) Наиболее часто применяются стабилизаторы с включением тирис- торов в цепь вторичной обмотки трансформатора (рис. 7.1,а). при котором они выполняют одновременно функции выпрямления пе- ременного напряжения в постоянное и регулирующего элемента. Это позволяет получить выигрыш в габаритах и массе тиристорного стабилизатора. В ряде случаев рационально включение тиристоров на стороне первичной обмотки трансформатора (рис. 7.1.6) например в низ- ковольтных стабилизаторах с большими токами нагрузки. Так как падение напряжения иа тйристоре больше падения напряжения иа неуправляемом диоде, то с целью получения более высокого КПД в низковольтных стабилизаторах постоянного напряжения с уров- нем выходного напряжения соизмеримым с падением напряжения на тиристоре, необходимо располагать их иа стороне первичной об- мотки трансформатора. Для удоб тва анализа иа рис. 7.1 элементы функциональной схемы, находящиеся до сглаживающего фильтра и после усилителя сигнала рассогласования, объединены под общим названием «ти- ристорный регулятор» (ТР) Такое объединение элементов функцио- нальной схемы можно считать целесообразным, так как в тирис- торных стабилизаторах постоянного напряжения обычно рассмат- риваются среднее значение и форма напряжения на входе сглажи- вающего фильтра в зависимости от угла включения тиристоров С целью упрощения в дальнейшем схемы ТР будут представле- ны без устройств управления 251
На рис. 7.2 npi ведены основные схемы однофазных ТР. а на рис. 7.3 — трехфазных ТР с расположением тиристоров в цепи вторичной обмотки трансформатора. Для обеспечения работы иа индуктивную нагрузку в схемах включен «обратный» диод VD0. В схеме на рис. 7.2, в роль обратного диода при закрытых тиристорах выполняют диоды VDi и VD3 Схема на рис 7.2, а отличается от схем на рис. 7.2, б, в умень- шенным числом тиристоров и диодов, однако в ней трансформатор имеет большую габаритную мощность. Рис. 7.1 Функциональные схемы тиристорных стабилизаторов посто яниого тока* • — тиристоры включены во вторичную обмотку трансформатора б—тиристоры включены в первичную обмотку трансформатора 252
Рис. 7.2. Схемы однофазных тиристорных регулятороп (по функцио иальиой схеме на.рис 7 1,а) Схемы иа рис. 7.3 а, б отличаются между собой числом ти- ристоров и, следовательно, количеством управляемых фаз выпрям- ленного напряжения. Однако схема иа рнс. 7-3, б не находит широ- кого применения из-за больших габаритов устройства управления. Кроме того, неизбежная асимметрия фаз питающего напряжения, неравенство падений напряжений иа тиристорах, иесинфазюсть импульсов управления, подаваемых иа тиристоры исключают воз- Рнс 7.3. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов (по функцио- нальной схеме на рис. 7 1,а) 253
можность рассчитывать сглаживающий фильтр на удвоенную час тоту и тем самым лишают ее основиого преимущества по сравнению со схемой на рис 7.3 а. На рис. 7 4 и 7.5 приведены основные схемы однофазных н трех- фазных ТР в которых тиристоры расположены на стороне первич- ной обмотки трансформатора Схема на рис 7 4 о со встречно- и параллельно-включенными тиристорами по сравнению со схемами на рис. 7.4, б, в обладает относительно высоким КПД. Однако в ией к тиристорам в обратном направлении может быть приложена амп- литуда сетевого напряжения. Преимуществом схем на рис. 7 4, б. в является защищенность тиристоров от воздействия обратного сете- вого напряжения Схема на рис. 7.4, б по значению КПД занимает промежуточное положение в сравнении со схемами на рис. 7 4, а, в Режим работы тиристоров в трехфазной схеме на рис. 7.5, а при наличии пулевого провода не отличается от режима работы тиристоров в схеме на рис 7 4. а. При отсутствии нулевого провода (если не соблюдается идентичность вольт-амперных характеристик запертых тиристоров) выравнивание напряжений на запертых ти- ристорах можно осуществить путем шунтирования тиристоров ре- зисторами Рис 7.4 Схемы однофазных тиристорных регуляторов (по функцио нальной схеме иа рис 7.1.6) 254
Рис. 7.5. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов (по функцио- нальной схеме на рис. 7.1,6) Схема на рис. 7.5. и по тем же причинам, что и схема рнс. 7.3, б, не нашла широкого применения в ИВЭ. Более широкое распрост- ранение получила схема на рис. 7.5 б, так как в ней вдвое меньше тиристоров и относительно простое устройство управления Приведенные выше схемы ТР для стабилизаторов постоянного напряжения независимо от места включения тиристоров могут быть разбиты иа три группы однофазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери одним выпрямителем (рис 7.2 и 7 4) при этом форма выходного напряжения для 0 < а л имеет вид приведенный па рис. 7.6, а; трехфазные, ’с однотактиым управлением ТР и двухполупери- одным выпрямлением (рнс. 7.3, а и 7.5, 6); форма выходного на- пряжения для 0 < а < л имеет вид, приведенный на рис 7.6, 6; трехфазные, с двухтактным управлением ТР и двухполупери- одным выпрямлением (рис 7.3, б и 7 5, а); форма выходного напря- жения для 0 < а 2л/3 имеет вид, приведенный на рис. 7.6, в Основные уравнения для расчета рассмотренных схем ТР све- дены в табл. 1 Действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора определяется из условия обеспечения требуемого максимального напряжения иа выходе сглаживающего фильтра и максимального тока нагрузки при минимальном напряжении пи- 255
тающей сети. При этом максимальное значение напряжения иа вы- ходе сглаживающего фильтра, включенного после ТР. Uo max — max + № F ( г/. г т) max • Р О где Д1/ — суммарное падение напряжения на тиристорах и диодах, находящихся одновременно в проводящем состоянии Определив Uamax нз (7 I) а также рекомендуемое значение ми- нимального угла регулирования ат<„ для соответствующих групп ТР. можно рассчитать действующее значение напряжения на вто- ричной обмотке трансформатора У, т/п которое соответствует мини- мальному напряжению питающей сети Uc „ /п для данного типа ТР по формуле, приведенной в табл. 7 1. п. I Значение ат|П для со- ответствующих групп ТР можно ориентировочно принять для пер- вой группы 30°, для второй и третьей группы 10° и О^а ьЯ а-0 и ил л гл ил. и Ж а, п, dX <Л 3 W 3 д) 0 ах 3 X „ Ь <4 Оха к 2х at » З е) Рнс 7.6 Формы выходных напряжений регуляторов при различных углах открывания тиристоров- а, г—однофазных; б, д — трехфазных на рис. 7.3, в и 7.5,6; в, е — трехфазных на рис 7 3. 6 и 7 5, a 256
9 Зак. 726 25 7
Продолжение табл.'7.1 № п/п. j Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рис. 7.2 н 7.4) * « Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполупери одним выпрямлением (рнс. 7.3, а и 7,5. б) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис 7.3. б и 7.5, а) 4 Среднее значение тока через обратный диод 7пр. ер /л j 0 сс л л з/»/ , " V л 1 а — ~ ~ л 2л \ 3/3 3/и/ л \ л 2л — --г ; -г <•« < -г л \ 3'3 ' о 5 Действующее 1 зиа-чение тока через обратный ди- од /пр д о А Й Л * Я Л » |« Л f я 1. Ы | й 4 " ° Iя A a |w й х ' Й А I ь» 1 w а 1 W | й s 6 Коэффициент формы то ка через тиристор k$ Г- 2л I/ ; 0 < а< л V л—а -J— я V з ; о < а < — О , /" 2л л 1/ ; ~ <сс < л V я —а И 3 ; 0 < а < О / л л 2л / ~: Т" Т /2л 3 3 1/ — — а “ 3 7 Максимально допусти- мое постоянное прямое напряжение в закрытом состоянии тиристора ^пр закр m ах 2m U 2m Uim Продолжение табл. 7.1 е Б £ Параметры Однофазный ТР с двух- тактным управлением (рнс. 7.2 и 7.4) Трехфазный ТР с однотактным управлением и двухполу- периодным выпрямлением (рис. 7.3, а н 7.5, 6) Трехфазный ТР с двухтактным управлением (рис. 7.3. б н 7,5, о) 8 Максималь- но допу- стимое по- стоянное обратное напряжение на тиристо- ре (7обр т U2m (для схемы на рис. 7.6, a 2U2m) U^m Uim на диоде ^обр. и р U*m uim 9 Зависимость напряже- ния на нагрузке от угла отпирания тиристора ^оа иг Уъ (1 + cos а); Л 0 < а < л зи2 (1 -) соз а) И'Ул 0 а < л « * V ' „ 1 8 Х + е I „ v "Г "I, °. § X + * в Н I 1 V , 1 « К СО 1 см О 1 ь СО V е 10 Минимальное действу- ющее значение напряже- ния на вторичной об- мотке трансформатора при максимальном токе нагрузки C/2m<n П^/р max И 2 (l+cosamin) д max з (1 +C0S amJn) Я 1^* Up max 3cos amin 259
Окончание табл. 7.1 260
Номинальное и максимальное значения напряжения вторич-, ной обмотки трапсформаточа ^г = ^2т(П'Ф—*с); (7.2) Uiтпх~^2 П+«с)- (7.3) Для расчета сглаживающего фильтра, а также определения ко- эффициента передачи ТР, необходимо найти максимальное значение углаатаж отпирания тиристоров, которое будет соответствовать ми- нимальному напряжению на выходе сглаживающего фильтра и ми- нимальному току нагрузки при максимальном напряжении на вто- ричной обмотке трансформатора, определяемому по формуле (7.3). При этом минимальное напряжение на выходе сглаживающего фильтра Uo min —Uh т{п + rL~b гт) 7ц min (7.4) Определив значения напряжения UBmin по (7-4) и игтах по (7.3), можно определить максимальное значение угла отпирания ти- ристоров атозе по табл. 7.1, п. 11 для данного типа ТР. При работе ТР на индуктивную нагрузку ток вентилей и ток вторичной обмотки трансформатора имеют форму прямоугольных импульсов, ширина которых зависит от угла открывания а, а амп- литуда равна току нагрузки /и. Из табл. 7.1 видно, что в стабилизаторах напряжения при не- изменном токе нагрузки с увеличением угла открывания среднее и действующее значения токов вторичной обмотки трансформатора, тиристоров н диодов уменьшаются. Ток «обратного» диода VDO е увеличением угле а растет. Это объясняется тем, что при запертых тиристорах ток протекает через нагрузку за счет энергии, накоп- ленной в индуктивности фильтра. Цепь тока нагрузки при этом за- мыкается через «обратный» диод VD0 Таким образом, при работе ТР в схемах стабилизаторов напря- жения наибольшие значения токов трансформатора н тиристоров соответствуют минимальному углу отпирания amin. Поэтому опре- деление среднего и действующего значений токов тиристоров и дио- дов проводятся по формулам табл. 7.1 при amin. Наибольший ток «обратного» диода соответствует работе стаби- лизатора в режиме максимального напряжения питающей сети при минимальном выходном напряжении и максимальном токе нагруз- ки. При этом получаемое значение угла открывания а'тах всегда меньше атоа;. Поэтому наибольшее время проводимости «обратного» диода соответствует углу открывания обеспечивающему ми- нимальное выходное напряжение [при максимальных токе нагрузки и напряжении питающей сети: U'g min —UH min-b^U + 7ц max- (7-5) Определив Ug min, можно рассчитать значение а'тах по форму- ле, приведенной *в табл. 7.1, п. 12 для соответствующего типа ТР и определить среднее и действующее значения токов, протекающих через «обратный» диод (табл 7.1, пп. 4, 5). Дли нормального режима работы ТР необходимо рассчитать и обеспечить оптимальный температурный режим работы тиристоров и диодов. 261
Рис. 7.7. Графики зависимо- сти коэффициента пульса- ции Anoi от угла открыва- ния тиристоров: 1 — для ТР 1 ft группы (рис. 7.2 к 7.4) п 2 — для ТР 2-й группы (рнс. 7.3» а и 7.5,6); 3 — для ТР З-ft группы (рис. 7.3. б и 7.5, а) Наибольшее значение среднего тока через открытый тиристор опре- деляется при amin = О' 7откр. ср. т= Л: тах^т- (7.6) В справочных данных иа тири- сторы указывается максимально до- пустимое среднее значение тока прн работе в схеме однополупериодного выпрямления на активную нагруз- ку, что соответствует максимально допустимому действующему значе- нию тока Лэткр. max т= 1 • 57/от1;р ср. тах »• Максимально допустимое дейст- вующее значение тока не следует превышать, так как это вызывает чрезмерный перегрев прибора и при- водит к выходу его из строя. Прн выборе тиристора предельно допу- стимое среднее значение тока опре- деляется по формуле откр, ср max т = 1,57/откр. Ср таж Т/Аф, (7.7) где Аф — коэффициент формы ме, значения табл 7.1. Значения удовлетворять тока тиристора в используемом режи- которого для рассматриваемых схем приведены в токов, определяемые по формулам 7.6 и 7.7, должны условию ^откр. ср max т ^откр. ср.т (7-8) Мощность, рассеиваемая на тиристоре, ?ср. Т — Г^откр. т Л>кР- ср. Т* (7 9) Максимально допустимая мощность рассеяния зависит от темпера- туры корпуса тиристора и равна ?ср max т~ (Тп max т Т’к moi т)/7?п.и.т- (7- 10) Необходимо, чтобы Т’ср max т > Т’ер. т- (7.11) Максимальная температура корпуса тиристора в используемом ре- жиме Т'к max т = max т ^и. н. т ?ср-х. (7.12) По найденному значению температуры корпуса ТЙтахт и за- данной температуре окружающей среды Тс проводится расчет ра- диатора по методике, изложенной в гл. 13. Для расчета параметров сглаживающего фильтра необходимо знать значение переменной составляющей напряжения на его вхо- де, которое в процессе регулирования не остается постоянным и за- висит от угла открывания а. Для рассматриваемых схем ТР на 262
рис. 7.7 приведены зааисимости коэффициента пульсации на входе фильтра /гп01 в функции угла открывания а Коэффициент пульсации где I/ — среднее значение напряжении при угле открывания а. Графики на рис. 7.7 построены в предположении, что прн ин- дуктивном характере нагрузки в схеме ТР используется «обратный» диод. Как видно из рис. 7.7, значение коэффициента пульсации значительно возрастает с увеличением угла открывания Поэтому расчет фильтра' следует проводить прн значении коэффициента пуль- сации, соответствующем углу открывания тиристоров ато Рассмотренные выше схемы однофазных н трехфазных ТР для стабилизаторов постоянного напряжения позволяют регулировать выходное напряжение в широких пределах. Однако в.этих схемах коэффициент пульсации имеет сильно выраженную зависимость от угла открывания тиристоров. Это приводит, к увеличению массы и габаритов сглаживающего фильтра и снижению энергетических показателей ТР. 7.2. Тиристорные регуляторы со ступенчатой формой выходного напряжения, расчет их основных элементов Широкое распространение получили ТР со ступенчатой формой выходного напряжения, построенные по принципу вольтдобавки и обеспечивающие незначительные искажения формы напряжения на входе сглаживающего фильтра [29]. На рис. 7.8 и 7.9 приведены схемы однофазных, а на рис. О и 7.11 — трехфазных ТР, обеспечивающих ступенчатую форму вы- Рис 7 8. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча- той формой выходного напряжения и коэффициентом переключения АГП = 2 (а) и ЛГп=14-2 (б) 263
ходиого напряжения за счет подключения дополнительных комму- тирующих диодов VD,( к отводам вторичной обмотки трансформа- тора. Схема на рис 7.8, а работает следующим образом В начале каждого полупериода, когда тиристоры и VS, заперты, цепь нагрузки замыкается через коммутирующий диод VDK и диод VDt либо VDj. При этом напряжение Un иа входе сглаживающего фильтра будет иметь два значения: при запертом состоянии тиристоров l,ll(7s/2; при открытом состоянии тйристоров (70mox= I Поэтому схема на рис. 7.8, а имеет коэффициент переключения Мп—1 о тах/Mo nun — 2. При открывании тиристоров коммутирующий диод VDK запи- рается, так как к нему прикладывается напряжение обратной по- лярности. Наличие двух коммутирующих диодов VDKl и VDKt в схеме на рис 7.8, б дает возможность изменять коэффициент переключения от 1 до 2: AZn = I + l/g/t/a причем всегда Uj2 Ut. Схемы с коэффициентом переключения Na = 2, могут быть ис- пользованы в режиме максимального напряжения питающей сети, когда при отсутствии тока нагрузки необходимо обеспечить требуе- мое минимальное выходное напряжение Если требуется обеспечить регулирование выходного напряжения в широких пределах, то не- обходимо использовать схемы на рнс. 7.9, позволяющие изменять Рис. 7 9. Схемы однофазных тиристорных регуляторов со ступенча- той формой выходного напряжения и коэффициентом переключения от 1 до оо а — с уменьшенным числом отводов на вторичной обмотке транс- форматора; б — с уменьшенным числом диодов 264
Рис. 7.10. Схемы трехфазиых тиристорных регуляторов со ступенча- той формой выходного напряжения п фиксированным коэффициен- том переключения (а) н Na— 14-2 (б) Схема иа рнс. 7.9, а содержит меньшее число отводов на вто- ричной обмотке трансформатора и к ним не предъявляется требова- ние симметричности что упрощает технологию изготовлш ня транс- форматора. В низковольтных ИВЭ при значениях выходного напряжения ТР, соизмеримых с падением напряжения иа тиристорах н диодах, необходимо использовать схему иа рис. 7.9, б, которая имеет умень- шенное число диодов и обеспечивает при этом более высокий КПД. В рассматриваемых схемах при работе на нагрузку индуктив- но о характера нет необходимости в «обратном» диоде шунтирую- щем вход сглаживающего фильтра, так как при запертых тиристо- рах ток нагрузки ие имеет разрыва и замыкается через коммутирую- щие диоды На рис. 7.10 приведены два варианта трехфазных ТР. Здесь коммутирующ! е диоды служат также для обеспечения неразрыв- ности тока нагрузки Коэффициенты переключения: Na “ 1,5 для схемы на рис 7 10,в и Na— 1,5 — О.бС/гф/С^гф Дтя схемы иа рнс. 7.10, б, где 0 < 1/2Ф ^«Ф Трехфазиый ТР, схема которого приведена на рис. 7.10, б, поз- воляет изменять коэффициент переключения от 1 до 1,5 В схемах трехфазных ТР (рис 7 11) коэффициент переключения может быть изменен от 1 до со и определяется из выражения N — U2q>/U2$> где 0 < 1>2ф < и2ф 265
Приведенные выше ТР (рис. 7 11) выполнены ио лучевой схеме Это дает возможность реализовывать ИВЭ с повышенным КПД при относительно низком выходном напряжении, соизмеримом с оста- точным напряжением на диодах н тиристорах Схема ТР на рис. 7.11, а выполнена с однотактным управлением и уменьшенным числом диодов и тиристоров. Частота переменной составляющей напряжения на его выходе в 2 раза ниже, чем у ТР с двухтактным управлением на рнс. 7.11,6. Повышение частоты переменной составляющей выходного напряжения позволяет умень шить массу н габариты сглаживающего фильтра. Рис. 7 11. Схемы трехфазных тиристорных регуляторов со ступеича той формой выходного напряжения с коэффициентом переключения от 1 до со и с частотой переменной составляющей 3 f0 (в) и 6 f0 (6) 266
Рис. 7.12. Форма выходного напряжения ърехфазных тиристорных регуляторов: а —при б — при ап^а^л/3 В ТР, схемы которых приведены на рнс. 7.10 н 7.11, при работе на индуктивную нагрузку также нет необходимости в «обратном» диоде так как выходное напряжение, а следовательно и ток не имеют разрыва. Форма выпрямленного напряжения на входе фильтра при раз- личных углах открывания а рассмотренных схем ТР показаны на рис. 7.12 При значениях угла а, лежащих в пределах от нуля до ап, коммутирующие диоды заперты и не оказывают влияния на работу ТР. Как видно из рис. 7.12, б, характер работы существенно изме- няется при углах а > ап. При а > ап коммутирующие диоды открыты и схема рис. 11. а в этом интервале представляет собой трехфазный однополупериод- иын выпрямитель. Приведенные выше схемы ТР со ступенчатой формой выходно- го напряжения могут быть разделены на три группы: I) однофазные с двухтактным управлением (рис. 7.8 и 7 9); 2) тр хфазные с одиотактным управлением (рис. 7 10 и 7.11 с); 3) трехфазиые с двухтактным управлением (рис 7.11. 6). Основные расчетные соотношения схем ТР со ступенчатой фор- мой выходного напряжения приведены в табл. 7.2. Расчет ТР со ступенчатой формой выходного напряжения и вы- бор его основных элементов осуществляется в следующей последо- вательности. Напряженке вторичной обмотки трансформатора определяется исходя из двух основных предельных состояний ТР Первое пре- дельное состояние работы ТР, характеризующееся полностью за- пертыми тиристорами, которое имеет место при максимальном на- пряжении питающей сети, минимальном уровне выходного напря- жения и заданном минимальном токе нагрузки. Минимальное напряжение Uo ,n/n иа выходе ТР определяется по формуле (7.4). Затем по табл. 7.2, п. 9 можно определить тре- буемое значение напряжения на соответствующем отводе вторичной обмо ки трансформатора для дайной схемы ТР Второе предельное состояние работы ТР, характеризующееся полностью открытыми тиристорами (при <хт<л ~ 0), которое имеет место при минимальном напряжении питающей сети, максимальном уровне выходного напряжения и заданном максимальном, токе на- грузки Максимальное изпряжение на выходе ТР при этом опреде- 267
00 Т а б л и ц а 7.2 Параметры основных тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напряжения а в £ Параметры Однофазная двухтактно-управляемая Трехфаэная однотактно-управлясмая Трехфазная двухтактно- управля- емая (шести- фазная) Рис. 7.8,а Рис. 7,9,6 Рис. 7.8, б Рнс 7.9, а Рис. 7.10, о Рнс. 7.10, б Рис. 7.11 а Рис. 7.1 1. б 1 Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора /2 0,78/н 1 Л1/я 0,82/н 0,82/н 0,58/н 0.41/н 2 Среднее значение тока через тиристор /откр, ср, т 0,5/н 0,5/н 0,5/н 0,33/и 0,33/н 0,33/к 0,16/„ 3 Действующее значение тока через тиристор ^откр.д 0,78/н 0,78/н 0,78/н 0,58/и 0,?8/„ 0,58/» 0,4 1/н 4 Среднее значение тока через коммутирующий ДИОД /пр. ср /и 0,5/н 0.5/н /н о,зз/н о,зз/и 0,16/н 5 Действующее значение тока через коммутирую- щий ДИОД /пр. д /н 0,78/н 0,78/н /и 0,58/ц 0,58/н 0,41/ц Окончание табл 7.2 D/D W Параметры Однофазная двухтактно-управляемая Трехфазная однотакт на управляемая Трехфазная двухтактно- управля- емая (шести- фазная) Рис. 7.8, Рис. 7.9,0 Рнс. 7.8.6 Рнс. 7.9,а Рис. 7.10.а Рис. 7.10,6 Рис. 7.И,а Рис. 7.1 1,6 6 Амплитуда прямого на- пряжения иа тиристоре с/пр s нр 0,5У2т U'lrn U’lm U 2тф (/2гпф 1/2тф 1/2тф 7 Амплитуда обратного напряжения на тиристо- ре t/обр. т ^гт Uim Uzm Uim 2С/2тф на диоде (/обр и1, р игп Угт Uzm vim 8 Амплитуда обратного напряжения на комму- тирующих диодах (/обр я р 0,5(/2т Uim + + U2m Uim (либо U 2 m) Угтф VT С/тф (либо С/2тф) 3 (72гпф (либо (72тф) 2(/2тф (либо ^2тф + + //2тф) 9 ^/р mln 1+оС (при запертых тиристо- рах) С/г/2,22 c/;/i.n и;/i, и £/2ф/0,85 С/2ф 0Т85 г/2ф/0,85 С/2ф/0,74 10 (/р max 1 be ’при открытых тиристорах) U2/\,11 и2/\,11 (/г/1,11 УТ^2ф 0,74 У~3 Ц2ф 0,74 1/2ф/0,85 £/2ф/0,74
1,0 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 20 40 60 80 100 1'20 140 160 a a) Рис. 7.13 Графики зависимости коэффициента пульсации fcnoi от угла открывания тиристоров а и коэффициента переключения Nn тиристорных регуляторов со ступенчатой формой выходного напря- жения. а—для однофазных; б — для трехфазных тиристорных регуляторов лястся по формуле (7.1<). Затем из табл. 7.2, п. 10 определяется тре- буемое напряжение на полной вторичной обмотке трансформатора для данной схемы ТР. Как видно из табл. 7.2, для схем на рис. 7.8, а и 7 10, а необ- ходимо соблюдение следующих условий: ДОт.п > <4/2,22: U0max<U2l\ II — для схемы на рис. 7 8, а\ , Uornin ** ^2ф/0,85; 1^отох<1/3 (Лф/0,74 — для схемы на рис. 7.10, а. Расчет параметров и выбор остальных элементов схем произ- водится по табл. 7.2 аналогично рассмотренным ранее схемам ТР без ступенчатой формы выходного напряжения. Для однофазных схем ТР, приведенных иа рис. 7.8 и рис. 7 9, зависимости коэффициента пульсации йп01 согласно формуле/(7.13) Рис. 7.14 График зависимости максимального значения коэф- фициента пульсации от коэф- фициента переключения одно- фазных тиристорных регулято- ров со ступенчатой формой вы- ходного напряжения Рис. 7.15. График зависимости максимального значения коэф- фициента пульсации от коэф- фициента переключения тири- сторных регуляторов со сту- пенчатой формой выходного напряжения 270
от угла открывания а и коэффициента переключения \’и приведе- ны на рис. 7.13, а. Для трехфазных схем ТР, показанных на рис. 7.10 и 7.11, зависимости *п0, = F (a, ?Vn) приведены иа рис 7.13, б. Как видно из рис. 7.13, коэффициент пульсации на входе фильт- ра в схемах ТР со ступенчатой формой выходного напряжения в 2 раза меньше, чем в обычных схемах. Максимальное значение коэф- фициента пульсации в рассмотренных схемах зависит от коэффици- ента переключения Nn. Для однофазных схем со ступенчатой фор- мой выходного напряжения эта зависимость приведена на рис 7.14, в для трехфазиых — иа рис. 7.15. Этими графиками удобно поль- зоваться при расчете фильтра. 7.3. Требования, предъявляемые к устройствам управления и оптимизация режима работы входных цепей тиристоров Устройство управления (УУ) должно обеспечить надежное от- пирание тиристора с учетом разброса его входных характеристик [33, 42]. При этом нельзя превышать допустимую мощность рассея- ния иа управляющем переходе тиристора На сходных статистических характеристиках (рис. 7 16) нагрузочная линия должна распола- гаться выше заштрихованной области пусковых параметров не пересекая при этом гиперболу Ру.и.тахт соответствующую дан- ной длительности импульса управления. Нагрузочная линия строится по максимальному напряжению </х.у на выходе УУ в режиме холостого хода и максимальному току в режиме короткого замыкания па его выходе 1ар.утах~ где Rt — внутреннее сопротивление устройства управления, кото- рое должно обеспечивать импульс управления с высокой скоростью Рис. 7.16. Вольт-амперные характеристики входных цепей тиристо- ров 271
нарастания фронта. Необходимо, чтобы крутизна фронта импульса управления Sy и крутизна нарастания анодного тока удовлетворя- ли условию Sy > Sa. Высокая скорость нарастания тока управления особенно нуж- на, если тиристор работает в быстродействующих устройствах ком- мутации анодного тока, например при работе на емкостную нагруз- ку. Для обеспечения быстрого нарастания анодного тока при ра- боте на индуктивную нагрузку необходимо, чтобы импульсы УУ имели не только большую крутизну фронта, но и предельно допусти- мую амплитуду. При этом также необходимо, чтобы импульсы были достаточно узкие для обеспечения допустимого режима работы уп- равляющего перехода тиристора. Однако ширина импульса управ- ления должна быть достаточной, чтобы обеспечить необходимый анодный ток удержания /уд т для надежного включения тиристо- ра На рис. 7 17 приведены диаграммы анодного тока и форма тока импульса управления. Как видно из рис. 7.17, если ширина управ- ляющего импульса выбрана меньше TmJn. необходимой для дости- жения анодного тока значения тока удержания с учетом времени задержки, то тиристор вновь выключится. Для формирования импульсов управления с требуемыми пара- метрами широкое применение нашли формирователи импульсов, пик-трансформаторы, блоки иг-генераторы и др. Наличие таких до- полнительных устройств усложняет схему и приводит к снижению надежности всего устройства управления в целом Кроме того, фор- мирование длительности и амплитуды импульса управления при этом осуществляется без учета разброса параметров тиристоров. Практический интерес представляют несложные цепи, позволяю- щие оптимизировать параметры импульса управления для каждого заключается в том, то сам тири- стор формирует управляющий импульс с оптимальными па- раметрами. При этом началь- ная часть поданного на вход импульса служит для открыва- ния тиристора, а конечная — замыкается через мощную анодную цепь. Для пояснения принципа оптимизации рассмотрим схему каскадного включения тири- сторов (рнс. 718, п). При воз- действии на вход импульсов управления </у.т тиристор VS( открывается 'и обеспечивает подачу импульса управления на управляющий электрод ти- ристора kS2. Длительность импульса управления опреде- ляется временем включения тиристора VSs По окончании процесса переключения тири- стор US2 шунтирует анодную цепь питания тиристора KSt. Таким образом, ширина им пульса управления тиристора тиристора. Принцип оптимизации Рис 7.17. К определению ширины импульса управления 272
Рис 7.18. Каскадное включение тиристоров: а — без коммутирующего диода б — включение коммутирующего диода VDK при отсутствии кас- кадно включенного ти- ристора; в — включение коммутирующего диода VDK при наличии кас- кадио включенного тири- стора VSs находится в прямой зависимости от его времени включения и следовательно, тиристор VSi поставлен в режим самоформирования импульса управления по длительности. Для обеспечения работы устройства необходимо соблюдение сле- дующих условий D Uc Uy от т ^Л>тнр ri D ''огр . --«II /уотта (7.14) при Uc > Uy от-^откр-ti> где Uy. от.т — падение напряжения на открытом тиристоре Рассмотренный способ формирования импульса управления может быть использован в схемах без каскадного включения тирис- торов. На рис. 7.18. б приведена схема включения тиристоров, в ко- торой режим формирования импульса включения обеспечивается коммутирующим диодом VDK. При подаче импульса управления тиристор VS] открывается После окончания процесса переключения его цепь управления шунтируется коммутирующим днодом и открытым тиристором VSt. Использование коммутирующего диода VDK в схеме с каскадным включением тиристоров (рис. 7.18, в) дает возможность поставить в режим самоформирования каскадный ти- ристор VSj, что не обеспечивалось в схеме на рис 7.18. а. В схеме иа рис. 7.18, в Ro и R, определяются из соотношений Ro -°ст Аь Лг •от.т -----------—------*2, *откр maxт (7 15) 273
где /у. от.т^у т/п т—коэффициент кратности тока управления тиристора VSf k2 = /откр max- т^к.у — коэффициент кратности анодного тока тиристора lZst; /к.у — коммутационный ток управ- ляющего устройства после открывания тиристора VSt; Д(/ост — сумма остаточных напряжений иа тиристоре и диоде VDK; /откр. max. т— допустимый анодный ток тиристора; /ут!пт —ток, протекающий через управляющий переход тиристора после его открывания; Rj — внутреннее сопротивление устройства управле- ния. Коэффициенты I', и k2 свазаиы между собой следующей зави- симостью: =-Т77— ' А °Т~ — от. т] (7 16) ^О'ост L 'откр тох т / Формула (7.16) дает возможность построить зависимости kt = == F (Ла, Ux у) для любого типа тиристора, что значительно упро- щает выбор па >аметров управляющего устройства. В качестве примера на рис. 7 19 приведены зависимости k2 =- F (fr2, UT у) для тиристора КУ2О2 Рассмотрим порядок расчета цепи управления для схемы иа рнс. 7.18. б. I. Для определения коэффициента кратности анодного тока йа для тиристора VSt зададимся током /н.у из условия /к-у ^7откр тах т /к- 2. По графикам kt = F (k2, 1/х.у) выбранного типа тиристора (аналогично рнс. 7 19) определяем коэффициент кратности тока управления kt. Причем 1/х у входит в (7.16) в качестве параметра, выбираемого разработчиком 3. По выбранным значениям kt и k2 определяем Ro и Rt по фор- муле (7.15). 4. Выбираем диод VDK из условий /откр.тохт > /к.у. (7обр max t (7cm- На рис. 7.20 показана схема, в которой для создания ограниче- ния по напряжению резистор Ro заменен низковольтным стабили- троном или диодами, включенными в прямом направлении. Значе- ние порогового напряжения выбирается из условия U >= Л7/Огт. Рис. 7 19 График зависимости kl ОТ k2 И 1/х У для тиристоров КУ202 Рис. 7.20. Схема включения по- рогового элемента VD„ в цепь самоформирования управляю- щего импульса 274
Рис. 7.21. Схемы однополунериодных тиристорных регуляторов с са- моформнрованнем импульса управления: а — с диодом VD0 в цепи тока нагрузки; б — с диодом РОо в цени маломощного тнрнстора VT\ В этом случае необходимость в диаграммах = F (Аа, 1/х.у) отпа- дает. так как ток 1утщ. протекающий через управляющий переход тиристора VS1 после его открывания, равен нулю. Значения С7х.у и Ry (рнс. 7.20) определяются из следующих выражений: .. ОТ. К. Т ((7у.от. Т +WP») С'х.у > 1 у . ОТ И . т-' у. от* т (А. у — UVDn Rt = -------------- 'у. ОТ. II Т где /у. от-11-т — допустимая амплитуда управляющего импульса тока длительностью не более 50 мкс. На рис. 7.21 показаны схемы однополунериодных управляемых выпрямителей на тиристорах с использованием принципа самофор- мировапия импульса управления. Эти схемы отличаются от преды- дущих наличием «обратного» диода VDa, который исключает про- текание тока через управляющие переходы тиристоров при обрат- ной полярности напряжения питающей сети. Диод VD0 выбирает- ся нз условий: Аткр max Л|, ^Л>бр. и. п > Ucm — для схемы на рис 7.21, а, Аткр тазе > Ар- у max 2» ^обр max > &ст — для схемы на рис. 7.21,6. В мощных ИВЭ более предпочтительна схема, показанная на рис. 7.2I..6. На рис. 7.22 приведена схема реализации принципа самоформи- рования импульса управления в регуляторах переменного напря- жения. Здесь управление тиристором VSs осуществляется однооб- моточным дросселем насыщения ДН который обеспечивает повто- рение углов отпирания тиристора VS2 со сдвигом иа |80°. При полярности напряжения питания, соответствующей прямо- му напряжению тиристора VS2 до момента подачи иа его управляю- щий электрод импульса управления, происходит размагничивание ДН. В момент подачи импульса управления тиристор VS2 откры- вается и шунтирует ДН При этом изменение индукции в ДН прек- 275
Рис. 7.22. Схема однофазного двух полупериодиого тиристорного регуля тора с самоформироваинем импуль- сов управления по длительности Рис. 7.23. Самоформиро- вание импульсов управ- ления по амплитуде А — зона разброса отпира- ющих напряжений управле- ния 1/у.от.т ращается. При изменении полярности питающего напряжения ти- ристор VS2 запирается и питающее напряжение вновь приклады- вается к ЦП в момент его насыщения открывается тиристор VS8. Так как полное изменение индукции в сердечнике за период сетево- го напряжения (в установившемся режиме работы) должно быть равно нулю, угол отпирания тиристора VS3 всегда равен углу от- пирания тиристора VS2. После открывания тиристора VS3 ДН шун- тируется и сигнал управления снимается; этими обеспечивается самоформирование сигнала управления по длительности. Максимальный угол открывания тиристора VS3, «запоминае- мый» ДН'. 1 — атах — агссоз Нет J где 1/ди — напряжение насыщения ДН. Рассматриваемый способ самоформирования импульса управ- ления дает возможность ограничить не только его длительность, но и амплитуду. Для этого (как показано иа рис. 7.23) необходимо обеспечить крутизну фронта импульса управления Sy исходя из условия Sy = AL/у/Гвкя.т, где А1/у — заданное перерегулирование напряжения управления. Применение рассмотренного способа самоформирования управ- ляющих импульсов дает возможность использования тиристоров для переключения напряжения в цепях, где ток коммутации ниже тока удержания, не допуская перехода в линейный режим работы, который часто приводит к перегреву тиристора и выходу его нз строя При использовании цепей управления с самоформированием отпадает необходимость в балластных резисторах; обеспечивающих ток удержания в режиме полного сброса нагрузки; это приводит к повышению КПД цепей устройств управления 276
7.4. Управление тиристорами с помощью фазосдвигающих и /?С-цепей Фазосдвигающее управление (горизонтальное смещение фазы). На практике широкое распространение получили управляющие устройства, выполненные иа базе фазосдвнгающнх RC- или RL- цепен. Схема управления приведенная на рис. 7.24, построена на ба- зе фазосдвнгающей RC-цепи с синусоидальной формой выходного напряжения. Параметры элементов, входящих в схему, зависят от входных ВАХ тиристоров и частоты питающей сети. При непосредственном подключении входа тиристоров к выхо- ду фазосдвигающей RC-цепи «Выход ФСУ» (рис. 7 24) справедливы следующие 1__ 2л/сС < соотношения: Utm , „ . . Uvn . „ Utm 2Л --------А или 2л/с L < —-— —A; Ry t=.----------- где A, В — коэффициенты, зависящие от типа используемого ти- ристора; они прямо пропорциональны значению тока управления используемого тиристора Например, для тиристоров КУ202 может быть принято А = 10 и В = 0,2. Сопротивление регулирующего резистора определяется из ус- ловия 2л/сС или Rp > 2л/с AL. Напряжение U2m в приведенных выше соотношениях выбрано из условия обеспечения крутого фронта импульса управления. Од- нако при этом иа управляющем электроде тиристора может рассеи- Рнс. 7.24. Схема однофазного управляющего устройства с фазо- сдвигающей RC (RL) -цепью 277
ваться недог устимо большая мощность и увеличиваются габариты RC- либо RL-цепи. Поэтому между выходом ФСУ и входом тиристо- ров вводят усилители, которые одновременно служат для форми- рования фронта импульса управления. Применение усилителя по- зволяет также уменьшить потребляемую мощность с выхода фазо- сдвигающего устройства, что приводит к уменьшению его массы и габаритов. На рис 7.24 показан способ реалнзации усилителя и формиро- вателя, выполненного иа транзисторах VT| и VTa. Диоды VD, и VD,, резисторы ₽t и и стабилитроны VDa и УО4 служат для по- лучения прямоугольных однополярных импульсов, сдвинутых на угол 180°. Транзисторы УТ, и УТа работают в импульсном режиме н отпираются фазосдвигающим устройством со сдвигом по фазе на 180°. Трансформатор ТУа предназначен для гальванической раз- вязки цепей управления. Для выбора элементов усилительных каскадов (рис. 7.24) мож- но пользоваться следующими расчетными соотношениями: (O.2^O,3)U'2m>U„^Uxy. где Uam — амплитуда напряжения иа вторичной обмотке трансфор- матора TV,' Ucr — напряжение стабилизации VDa и VDt. Нагрузочная линия на входной ВАХ тиристоров определяется сопротивлениями резисторов ₽»=/?»= где /к,„ — максимальный ток коллектора транзисторов УТ, и УТа. Сопротивления базовых резисторов Ra и R, равны R,-----р (3-r5)Ux.y 21ЭЖШ где {7ВЫХ — амплитуда напряжения па выходе трансформатора ТУа. Стабилитроны в схеме на рнс. 7.24 обеспечивают постоянство амплитуды напряжения управления в интервале угла открывания тиристоров: а„ а 180 — д. где ап — угол потерь регулирования; 6—угол, соответствующий выключению стабилитрона:- U ст {. . 7?| \ а„ =агС sin -тут— I + — . На рис. 7.25 показана схема устройства управления для трех- фазного тиристорного регулятора. На диодах VD?—VD,, собран выпрямитель, который позволяет регулировать тремя фазами управ- ления с помощью одного переменного резистора Rv. Для использования приведенных выше схем управляющих уст- ройств в замкнутых системах автоматического регулирования необ- ходимо заменить переменный резистор Rv транзистором, на базу которого подается сигнал рассогласования с выхода ИВЭ. Управление тиристорами с помощью RC-цепей Управляющие устройства, выполненные на /?С-цепях (см. рис. 7.24), наиболее простые В них управление моментом появления импульса включе- 278
TVt VD, Ri Рнс. 7.25. Схема трехфазного управляющего устройства, выполнен- ного на фазосдвнгающнх ^С-цепих Рис. 7 26 Простейшая схема эднополупериодиого управляющего устройства, выполненного на' зарядной ffC-цепн (а) и диаграмма процесса управления (б) 279
u-ия тиристора осуществляется изменением постоянной времени за- ряда емкости. На рис. 7.26 приведена схема управления одиополупериодным управляемым тиристорным выпрямителем с помощью зарядной ЯС-цепи. Во время отрицательного полупериода питающего напря- жения тиристор VS заперт, а конденсатор С заряжается напряжением отрицательной полярности через диод VDt и нагрузку Ян Я Во время положительного полупериода напряжения сети тиристор остается запертым до момента появления на конденсаторе С нсоб ходимого положительного напряжения для его включения Угол открывания а, как видно из рис. 7.26. б. прямо пропорцио- нален времени перезаряда конденсатора (UCm — напряжение иа конденсаторе С) Диод VDj защищает управляющий переход ти ристора от обратного напряжения во время отрицательного полу- периода сетевого напряжения Для обеспечения условия атах « sb я постоянная времени заряда должна удовлетворять условию RC > 25 1//с. (7 17) Однако резистор R должен обеспечить необходимый ток спрям- ления тиристора FS. Это приводит к увеличению емкости С и умень- шению КПД устройства управления. Для избежания этих недостат- ков можи< ди д VDt заменить диннстором. В этом случае конденса- тор будет заряжаться до прямого напряжения включения дииистора и разряжаться на управляющий переход тиристора, обеспечивая на- дежное его открывание. Резистор R при этом должен быть рассчи тан иа ток включения дииистора, который существенно меньше тока спрямления тиристора. При включении дииистора вместо диода VDj имеет место поте- ря угля регулирования, значение которого соответствует мгновен- ному напряжению, равному прямому напряжению включения дн- нистора. На рис. 7.27 приведена схемаГ управляющего устройства, выпол- ненного на RC-цепях для однофазного двухполупериодиого тирис- торного регулятора. Диоды VDt и VDa служат для подключения конденсаторов Ct или С, к выходу управляющего устройства в за внсимостн от полярности полупериода питающего напряжения. Диоды VDb и VDt обеспечивают цепь разряда для конденсато- ров С, и С, через вторичные полуобмотки и U7, трансформатора TV. Резистор Ri служит для ограничения выходного тока и опре деляет нагрузочную линию упрг вляющего устройства. Выбор по- стоянной времени заряда RCi — RC2 производится согласно (7.17). На рнс 7 28 приведена схема однофазного двухполупериодиого управляемого тиристорного выпрямителя с использованием управ- ляющее устройства иа рис. 7 27 [21]. Диоды VD$ и VD? служат для развязки и коммутируют импульсы управления в зависимости от полярности напряжения вторичной обмоткн W2. Тиристор VS2 включен в цепь двухполупериодиого выпрямлен кого напряжения и открывается 2 раза за один период напряжения сети. Углы открывания при этом будут одинаковыми несмотря на то. что фронт сигнала управления вырабатываемого управляющим устройством, имеет форму близкую к экспоненциальной; это объяс няется равенством RC{ я RC2 С изменением температуры корпуса тиристора будет изме- няться также угол отпирания. Но при наличии сигнала обратной 280
Рнс. 7.27 Схема двухполупери- одного управляющего устройст- ва иа зарядных /?С-цепях Рнс, 7.28. Схема однофазного тиристорного регулятора с уп—► равляющнм устройством на за- рядных /?С-цепях связи U0.c, воздействующей на переменный резистор /?р, изменение угла будет скомпенсировано. В этой схеме стабилитрон VDt обеспе- чивает постоянным пороговый уровень напряжения управления. По цепи управления тиристора 1Лэа будет протекать ток при превы- шении напряжения на конденсаторе С, (либо С2) напряжения ста- билизации стабилитрона VDt. Таким образом, изменяя наклон экспоненты с помощью резис- тора Rp, можно изменять моменты отпирания тиристора VS,. С по- мощью диодного моста VDt—VDt имеется возможность управлять зарядным током конденсаторов С\ и Сг, переменным резистором Rp и осуществить разряд одного конденсатора во время заряда другого. 7.5. Управление тиристорами с помощью магнитных усилителей , Для управления тиристорами в однофазных и многофазных ИВЭ широко используются магнитные усилители (МУ), выполненные на сердечниках с прямоугольной петлей гистерезиса. Они позволяют управлять тиристорами с помощью сигналов постоянного и пере- менного тока небольшой мощности и обеспечивают в схеме управле- ния несколько электрически изолированных входов и выходов. На рис 7 29 приведены две схемы управления тиристорами при помощи однополупернодного магнитного усилителя TS, отличаю- щиеся взаимным включением резисторов Rp и Rn. Рабочая цепь МУ питается от сети переменного тока через разделительный трансфор- матор TV Диод VD обеспечивает работу МУ в режиме самоиасы- щеиия. Пока сердечник МУ ие насыщен, ток, протекающий через вторичную обмотку трансформатора TV, равен току намагничива- ния МУ Падение напряжения на резисторе Rn от тока холостого хода МУ не должно превышать допустимое значение иеотпирающего * напряжения на управляющем электроде тиристора. 281
Рис. 7.29. Схемы одиополупериодных тиристорных регуляторов с уп- равляющим устройством иа магнитных усилителях, отличающиеся взаимным расположением резисторов Rn и Rp Для увеличения допустимого значения порогового напряжения, которое обычно у тиристоров равно 0.1—0,25 В, в цепь управления вводят дополнительные пороговые элементы (днннсторы, стабили- троны, выпрямительные диоды и т. п.). При этом пороговое напря- жение диода равно его напряжению смещения в прямом направле- нии, при котором ток через прибор практически равен нулю Для обеспечения постоянства амплитуды напряжения управле- ния тиристором питание рабочей цепи МУ часто осуществляют от источника напряжения прямоугольной формы. В простейшем случае прямоугольность формы питающего напряжения может быть обес- печена при помощи кремниевых стабилитронов Однако рабочую цепь МУ можно питать и напряжением синусоидальной формы. На рис. 7.30 показан импульс управления синусоидальной фор- мы, который получается на резисторах Ra + Rp — для схемы иа рис. 7.29, а и на Rn — для схемы иа рис. 7.29, б. Импульс управле- ния характеризуется следующими параметрами: L/nop — иапря- Рис. 7 30 Параметры управля- ющего импульса синусоидаль- ной формы Рнс 7 31. Изменение нагрузоч- ной линии управляющего уст- ройства во времени 282
Рис. 7.32. Диаграммы расчета управляющих цепей иа магнитных уси- лителях для тиристора КУ202: а - для рис. 7.29, а; б — для рис. 7.29, б жен не отпирания дополнительного порогового элемента в цепи управления: Uu — напряжение иа выходе устройства управления, при котором обеспечивается требуемое напряжение на резистора /?п: ап — допустимый угол потери регулирования. При нарастании напряжения управления во времени нагрузоч- ная линия перемещается вправо, как показано на рис. 7.31. Каждая следующая прямая представляет собой нагрузочную линию управ- ляющего устройства в последующие моменты времени. Напряжение 1/х у и ток /пр у .max иа рис. 7 31 определяют оп- тимальное положение нагрузочной линии, перекрывающей область пусковых параметров тиристоров Поэтому диапазон изменения угла гарантированного открывания тиристора, при котором могут быть обеспечены требуемые значения (/х.у и /Пр-у.max- определяется неравенством au а л — ап. Для расчета управтяющего устройства тиристорами на МУ обозна- чим лу = t/дт sin ап (1/х.у + L/nop) • (7.18) Для схемы на рнс. 7.29, а пу > 1. Для расчета коэффициента лу на рис. 7.32, а приведены зави- симости Пу = / (ап, пост роенные по формуле (7 18) для тирис- торов КУ202 с напряжением холостого хода устройства управления 1/х У = 10 В и пороговым напряжением 1/пор — 0,2 В На рис. 7 33, а дана эквивалентная схема управляющего уст- ройства, показанного на рнс 7.29, а. Резисторы Rp и /?п выбира- ются из условий у /?Р < Пу - , /?п > Пу (/х у/(Пу— 1) ^пр у - max 'пр у max Наибольшее сопротивление резистора /?п ограничивается условием Rn < (Uy неот* т + ^ПОР)//ц, где /ц — ток намагничивания МУ 283
Максимально допустимая средняя мощность на управляющем электроде тиристора У ср. max т — Ur>m ^'у. от. т 7у. от. т T?J/4 (/у. от. т 7?р 7?п + Uy . от. т Яр + t/y. от. т Яп)2- (7.19) Для схемы на рнс. 7.33, бпу = I, поэтому U2m — (Ux.y+(7nOp)/sin ип. (7.20) Напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV в схеме иа рнс 7.29. б при заданных значениях 17х.у, С/Пор и ап выбирается согласно (7.20). Для тиристоров КУ202 зависимость U2m = f (ап) приведена на рис. 7.32, б Резисторы Rp и Rn для схемы на рис. 7.29, б выбираются из условия Яр ^х-уДпр.у max, Яп < (Uy. неот т4”(7цор)/7пр.у max- Максимальная средняя мощ1 ость, выделяемая да управляющем электроде тиристора в схеме на рис. 7.33, б, Яу.ср max Uy. от- т (у. от. т/4 (Яр 7у.От.т~|" ^у.от.т)2 (7.21) Как видно из формул (7.19) и (7.21), схема управления на рис. 7.29, а по сравнению со схемой иа рнс. 7.29, б в энергетическом отношении менее выгодна и требует увеличения габаритной мощно- сти МУ и трансформатора TV. Схема на рис. 7.29, б дает возможность реализовать управляю- щее устройство сравнительно низким напряжением питания без увеличения угла потери регулирования ап. Однако цепь управления может быть построена по другой схеме (рис. 7.29, а), если внутрен- нее сопротивление элементов управляющего устройства, например МУ, достаточно велико и может выполнять роль резистора Rp. Для уменьшения тока намагничивания и получения достаточно крутого фронта импульсов управления, МУ надо выполнить на сердечнике с узкой петлей гистерезиса и высоким коэффициентом прямоуголь- лости Для расчета МУ в схемах на рис. 7.29 достаточно определит * амплитуды питающего напряжения U2m и тока 1т: Im= (14m- (7пор)/Яр - для схемы иа рис. 7.29, о; /т = U2m (Яр + ЯП)/ЯРЯП — для схемы иа рис. 7.29, б. Схемы на рис. 7.29 могут использоваться в однофазных двухполу- периодных и трехфазиых тиристорных стабилизаторах. Рис. 7 33. Расчетные схемы входных управляющих цепей: а — для рис 7.29, а; б — для рис. 7.29. б I 284
Рнс. 7.34. Схема однофазного тиристорного регулятора с ведомой схемой управления Качество работы схем управления, выполненных на МУ, су- щественно зависит от разброса характеристик сердечников. Исполь- зование сердечников с разными магнитными характеристиками при- водит к нарушению равенства углов открывания тиристоров. На рис. 7.34 приведена схема однофазного мостового управляе- мого выпрямителя с ведомой схемой управления, качество работы которой не зависит от идентичности магнитных характеристик сер- дечников. В качестве ведомого элемента используется дроссель на- сыщения ДН. Выпрямитель работает следующим образом. Прн полярности напряжения питания, соответствующей прямому напря- жению тиристора VS2 до подачи иа его управляющий электрод сиг- нала управления (МУ TS не насыщен), оба тиристора (VSj и заперты и напряжение’между точками Л нВ равно 1/2. Прн этом под воздействием приложенного напряжения происходит размаг- ничивание ДИ. Прн подаче сигнала управления тиристор VS2 от- крывается, напряжение между точками Л и В снижается до нудя и изменение индукции в ДН прекращается. При изменении полярности питающего напряжения тиристор запирается и напряжение между точками А и В вновь становится равным U2. При этом под действием приложенного напряжения про- исходит намагничивание сердечника ДН и тиристор VSj открывает- ся Поскольку полное изменение индукции в сердечнике за период Должно быть равно нулю, угол отпирания тиристора VSj всегда равен углу отпирания тиристора VSa. Таким образом, ведомая схе- ма управления дает возможность осуществить равенство углов от- пирания тиристоров во всем рабочем диапазоне. При питании МУ напряжением синусоидальной формы мгно- венное значение тока управления, соответствующее разным углам отпирания, изменяется в широких пределах. Это может привести к появлению значительных начальных углов отпирания, для умень- шения которых необходимо увеличивать амплитуду питающего иа- 285
пряжения, что, в свою очередь, вызывает увеличение мощности рас- сеян <я на управляющем переходе тиристора. Ниже рассмотрены схемы управления трехфазиым тиристорным выпрямителем с помощью МУ, которые практически обеспечивают постоянство амплитуды напряжения управления тиристорами при изменении угла открывания от О до 120°. Это соответствует регули- рованию выходного напряжения от 100 до 25 % Однако, как пока- зала практика, при использовании таких схем глубина регулиро- вания может изменяться от 0 до 170°. На рис. 7.35 приведена схема управления трехфазным выпря- мителем без увеличения мощности управления [94]. Здесь отпира- ние тиристоров осуществляется тремя одиополупериодиыми магнит- ными усилителями TSlt Т8г и TS3. Рабочая обмотка U7p каждого МУ вклю |ена между соответствующей фазой напряжения вторичной обмотки трансформатора и плюсовой шиной силового выпрямитель- ного моста. Такое включение рабочих обмоток обеспечивает подачу напряжения на каждую из них в течение той части периода, когда соответствующая фаза имеет отрицательный потенциал относитель- но плюсовой шины выпрямителя При изменении полярности рабочая обмотка МУ шунтируется соответствующим силовым неуправляемым диодом VDt, VD3 либо VDb, смещенным в прямом направлении На рабочие обмотки МУ подается однополярное напряжение, что обес- печивает его работу в режиме самоиасыщення без диодов обратной связи. При таком включении рабочих обмоток МУ всегда автоматичес ки обеспечивается требуемая фазировка управляющего сигнала. Резистор /?,, служат для отвода тока намагничивания /р и ослаб- лении шунтирующего влияния силовых вентилей VDlt VDa и VDb на соответствующие рабочие обмоткн. Для предотвращения ложных срабатываний тиристоров от тока намагничивания МУ в схеме ис пользованы кремниевые стабилитроны VD3, VDt и VDt, которые обеспечивают требуемое значение порогового напряжении. Рис. 7 35. Схема трехфазного тиристорного регулятора с управляю- щим устройством на магнитных усилителях 286
Управление му Рис. 7.36. Схема трехфазиого тиристорного регулятора с управляю- щим устройством иа магнитных усилителях и транзисторной развяз- кой В схеме на рис. 7.36 для исключения влияния силовых неуп- равляемых вентилей VDt, VD3 и на характеристику управления МУ применены транзисторы VTt—VTS, работающие в режиме пе- реключений. При отрицательной полярности напряжения на диодах VD,— VDa транзисторы находятся в режиме насыщения. Прн изменении полярности транзисторы закрываются и обеспечивают Полное от- ключение соответствующей рабочей обмотки МУ иа весь его период управления. Так как в рассматриваемый схемах рабочие обмоткн МУ вклю- чены параллельно с диодами VDt—VDa, то обратное напряжение на диодах является напряжением питания МУ. Форма питающего напряжения МУ показана иа рнс. 7 37, от- куда видно, что напряжение питания воздействует иа рабочую об- мотку МУ в интервале от —л/3 до л. Однако этот диапазон полно- стью не может быть использован для отпирания тиристоров, так как в интервале —л/3 0 к катоду тиристора приложен положи- тельный потенциал. Таким образом, рабочий диапазон МУ в рассматриваемых схе- мах лежит в пределах 0 а я, причем при изменении угла а от Одо 120° амплитуда напряжения питания МУ остается практически неизменной, обеспечивается постоянство амплитуды напряжения 287
Таблица 73 Рнс. 7.37. Форма напряжения пи- тания магнитного усилителя в схе- мах па рис. 7.35 и 7.36 Основные параметры некоторых магнитных материалов Мате- риал Т т» Pit 5оНП 65НП 0,9—1,3 0,8—1.1 0,85—0.9 0 9—0 95 управления тиристорами и исключается потеря начального угла от шрання. При рассматриваемом способе управления, МУ должны рас- считываться на полное напряжение питания, т. е. иа максимальный диапазон изменения угла отпирани-я. Расчетная мощность МУ, необходимая для выбора магнитопро- вода, определяется из следующих выражений; Ррасч = ^х.у /пр.у mQX — для однофазных ТР, питаемых от источника напряжения с прямоугольной формой; ^расч=О 44 Um /др.у тах — для однофазных ТР, питаемых напряжением синусоидаль- ной формы; Ррасч = 0, 9Um /пр- у max — для трехфазных, одиотактно-управляемых ТР (см рис. 7.35, 7 36. 7.38), где Um — амплитуда напряжения питания Расчетная мощность МУ может быть также определена через его конструктивные параметры по следующей формуле: 810-2 Р расч — /с Ч/Рн Sm, G 22) где рп — коэффициент прямоугольности. Выбор рп и Вт определяется материалом магннтопровода и тре- бованиями, предъявляемыми к линейности характеристики входных ТР совместно с МУ Для уменьшения тока холостого хода и увеличения крутизны фронта импульса выходного напряжения магннтопровод следует выполнять из сплавов с мал' й динамической коэрцитивной силой и высокой прямоугольностыо петли гистерезиса (например, ira пер- маллоевых сплавов типа 50НП, 65НП, 79НМ и др.). Рекомендуемые значения 0П и Вт для некоторых материалов, применяемых на частотах 50—400 Гц, приведены в табл. 7.3. Прн максимальной мощности отдачи МУ плотность тока опре- деляется по формуле / 2,1 ~\/a^Td/pSM (7.23) 288
Исходя из значений плотности тока и параметров магнитопро- вода можно определить КПД т) — I —р/7ц/2Аф/ср,|Вт5с. (7.24) Коэффициент формы Аф принимает значения' л/2 при питании МУ си- нусоидальным напряжением (и прн работе иа активную нагрузку); 1/2 — прн питании МУ напряжением прямоугольной формы; ~]/з — В трехфазных однотактно управляемых ТР (см рнс. 7 35. 7.36, 7.38). Действующее значение напряжения питания МУ: Um y—Um/"}/ 2 Pt — для синусоидальной формы напряжения при известном зна- чении ит. I'M у •= 47х у/Рц — для прямоугольной формы при известном значении напря- жения источника Ux.y Для схем, приведенных на рис. 7 35, 7 36, напряжение питания МУ является заданным и равно линейному напряжению иа вторич- и й обмотке трансформатора Для работы в интервале от 0 до 2л/3 можно принять (7х.у — = O,8fjU2TK, что соответствует точке А на рнс. 7 37 Сопротивления резисторов У?Б Rn и определяются по фор- мулам О П -» !n‘Zigl3 11П Uy. HCIJT- г Kb-0,3 R„- 'пр.угяв-v 'г - р . ‘пр у max Допустимое значение коллекторного тока транзисторов должно выбираться из условия доп Лф-У те» Так как в рассмотренных схемах МУ питается от вторичной об- мотки трансформатора, то его габариты и КПД зависят от требуе- мых значений выходного напряжения стабилизатора и мощности импульсов управления. Наименьшее напряжение на выходе управляемого моста для схем на рнс. 7.35 и 7.36 ограничивается напряжением спрямления применяемых тиристоров. На рис 7.38 приведена схема управления на магнитных усили- телях 7S] TS2, TS3 с автономным питанием. В ией силовой управ- ляемый выпрямитель выполнен иа тиристорах VS2 и VS3 ко- торые включены в катодную группу с тремя диодами VDa, VD-, и УОц. Управление тиристорами осуществляется с помощью мало- мощного управляемого моста, который питается от отдельного трансформатора TVt Схема управления выполнена аналогично рис. 7.36. Отличие состоит в том что вместо тиристоров применены соответственно транзисторы VTt, VT3 и VT6 с диодами UD1% УО5 и VDt Такое сочетание транзисторов и диодов представляет собой имитацию тиристора, управляющий переход которого расположен со стороны анода. *0 Зак. 72Л 289
Стабилитроны VDt, VDf, VDI2 служат для создания порогового напряжения с целью предотвращения ложных отпираний транзис- торов VTj, VT3 и VTf, от тока намагничивания TSt, TS3 , TS3. Резистор У?р является нагрузкой маломощного управляющего моста и обеспечивает требуемый режим работы управляющих пере- ходов силовых тиристоров VSt. VSs и У53. Резисторы R2. R3. R} и Rp рассчитываются по следующим фор- мулам: (7СТ Uyym Rz < 1 — min "2l32min , /р. 'пр-у max O,8GL/2ym — UC3 f Uzym R-l*"" . ^2131 rnln‘ Pp«0,86 'np.ymax 'np.ymax где U3y m — амплитуда линейного напряжения вторичной обмотки трансформатора TVt', UC3 — напряжение стабилизации стабили- тронов VDt, VDB и VD13. При насыщении любого МУ открывается один из транзисторов УТ|, У7'3 или УТ5, что обеспечивает подачу сигнала управления на соответствующий тиристор VSi. VS2, VS3. Это позволяет выбирать Управление МУ Рис. 7.38. Схема трехфазного тиристорного регулятора с автономным управляющим устройством 290
параметры управляющего устройства независимо от выходного на- пряжения (/пЬ1х и производить унификацию управляющих устройств данного класса. 7.6. Управление тиристорами с помощью полевых транзисторов и за счет «вертикального» смещения фазы Управление с помощью полевых транзисторов. В тиристорных стабилизаторах широкое применение находят управляющие уст- ройства, выполненные иа полупроводниковых приборах. Наиболее простыми из них являются релаксационные генераторы на полевом транзисторе (ПТ) с управляющим р-п переходом 133, 421. На рис. 7.39 приведена схема релаксационного генератора на полевом транзисторе VT для управления тиристором VS, а на рис. 7.40 — его входная характеристика. При включении напря- жения + U конденсатор С заряжается через резистор R и в момент равенства напряжения Uc критическому напряжению UM он раз- ряжается через резистор /?2. При этом на эмиттере VT напряжение будет иметь почти пилообразную форму, а в точке Бг появится им- пульс напряжения, соответствующий разряду конденсатора. Период повторения импульсов управления T — RC 1п —--. I —а где а — коэффициент передачи транзистора VT. Сопротивление резистрра R выбирается в пределах от R' до R” из следующих соотношений: U - (/„ , . ———— > /м — условие возникновения колебании U — UN , . и _________Ч. < I— условие поддержания колебании, где /м — ток, соответствующий приложенному напряжению (/м (точка В); IN — ток, соответствующий минимальному напряжению UN (точка Р). Рис. 7.39. Схема релаксацион- ного генератора на полевом транзисторе для управления тиристором Рис 7.40 Входная вольт-ам- перная характеристика полево- го транзистора 10* 291
Рис. 7.41. Схема аналога поле- вого транзистора на базе п-р п и р-п'-р транзисторов Рис. 7.42. Схема релаксацион- ного генератора с линейным зарядом емкости н .формирую- щим усилителем Термостабилизацию обеспечивает резистор Rt, включенный в цепь базы /?1 — Б*/<Х(7м, где /?Б Б — сопротивление между базами BjBg транзистора VT. Резистор включается для ограничения тока через эмиттер и базу Б2 и для выделения выходного импульса управления; обыч- но R2 = 100 Ом. Следует отметить, что открывание VT можно осуществить при напряжении иэ1 на эмиттере Э (рнс. 7.39) меньшем его критичес- кого значения U3, соответствующем данному напряжению ДБ Б Для этого необходимо уменьшить напряжение ДБ Б . При некотором значении напряжения, меньшем 1/Б Б , напряжение ДЭ1 станет критическим и VT откроется. Этот принцип заложен в основу рабо- ты релаксационных генераторов на полевых транзисторах с синхро- низацией. На рис. 7.41 приведена схема подключения р-п-р и п-р-п тран- зисторов. которая эквивалентна полевому транзистору с управляю- щим р-п переходом и позволяет получить улучшенные вольт-ам- перные характеристики с повышенной мощностью. Уровень напря- жения открывания (аналогично напряжению U&) задается делите- лем R3, Rt Дополнительный резистор Rt служит для отвода обрат- ного коллекторного тока транзистора VTt. Одиако схема на рнс. 7.41 обладает худшей термостабнлыюстью порогового напря- жения по сравнению со схемой на рис. 7.39. Для повышения крутизны применяется схема с формировате- лем выходных импульсов (рис. 7 42). В ней используется линеари- зованный заряд емкости С током, стабилизированным с помощью транзистора V7"i. Это обеспечивает линейный закон управления мо- ментом игпираиия полевым транзистором. Напряжение на его эмит- тере 292
Рис 7.43 Схема релаксационного генератора, использующего «пьеде- стал» (о), и его диаграмма напряжений (б) Для увеличения коэффициента передачи релаксационного гене- ратора используется схема иа рис. 7.43, а; осциллограммы напря- жений в ией приведены на рис. 7.43, б. Линейность пилообразного напряжения и его наклон определяются цепью RiC. Управление моментом отпирания осуществляется с помощью переменного ре- зистора /?р, изменение уставки которого приводит к изменению по- тенциала высоты «пьедеста та». Диод VD служит для коммутации в момент достижения напряжения ut заданного «пьедестала». Даль- нейший заряд емкости идет только через резистор R>. На рис. 7.44 приведена схема управляемого выпрямителя со ступенчатой формой выходного напряжения на силовых тиристорах VSt, VS2, которые управляются с помощью релаксационного ге- нератора. выполненного иа ПТ. С помощью' диодов VDK формиру- ется вольтдобавка для получения ступенчатой формы выходного напряжения. Резисторы Rb, Re служат для получения развязки по входам тиристоров VSj, VS2. Схема устройства управлении отличается от схемы па рис. 7.42 наличием синхронизатора, выполненного на стабилитроне VDt; по- следний создает двухполупериодиое питание релаксатора с усечен- ной синусоидальной формой напряжения. Рис. 7 44. Схема однофазного тиристорного регулятора со стуиекча той формой выходного напряжения 293
t Рнс. 7.45. Схема релаксационного генератора, управляющего фазой импульсов управления с помощью сигнала обратной связи Рнс. 7.46. Принцип «вертикального» управления фазой открывания тиристоров С помощью делителя R2, R3 создается напряжение смещения на входе транзистора VTlt в эмиттере которого включен переменный резистор Rp, управляющий зарядным током конденсатора С, т. е. углом открывания тиристоров VSt и VSa Амплитуда напряжения иа вторичной обмотке W3 трансформа- тора TVi выбирают из условия UW2 (3-i-7)UCT VD . - На основе рис. 7.44 можно выполнить компенсационный ста- билизатор напряжения или тока. Для этого (как показано иа рис. 7.45) можно сигнал обратной связи с выхода стабилизатора по- давать на вход транзистора VTt, предварительно изъяв де; итель R2, R3 (P«c. 7.44) и заменив Rp постоянным резистором R Управление по принципу «вертикального» смещения фазы. Дру- гой широко распространенный способ управления тиристорами называется «вертикальным», принцип действия его показан на рис. 7.46. Момент подачи отпирающего импульса определяется авенством управляющего напряжения с уровнем а и опорного на- пряжения, имеющего форму пилообразной кривой, либо близкой к ней косинусоидальной кривой [42]. В момент равенства напряжений в схеме появляется импульс управления с крутым фронтом На рис. 7.47, а приведена транзисторная схема управления трех- фазным тиристорным выпрямителем, в которой реализован прин- цип «вертикального» смещения [20. 74[, а на рнс. 7.47, б —осцил- лограммы в ней. Транзисторы VTi, VT2, VT3 служат для сравнения напряжений управления Uynp с пилообразным напряжением па кон- денсаторах С], С2 и С3. В точке пересечения пилообразного напря- жения ис и напряжения управления L/y (рис. 7 47, б) происходит отпирание транзисторов VTt, VT3 либо VT3 и включение соответст- вующих тиристоров KSi, Й52 либо VSs. Наклон пилообразного напряжения зависит от постоянной времени RiC1, ₽3Ct, R3C3 и ли- нейного напряжения U2 на вторичной обмотке трансформатора TV. Диоды VD3, VDt, VDe служат для быстрого перезаряда конден- саторов Ci, С2, С3 в момент прямого смещения силовых диодов VDt, VD3. VD„ Сопротивления резисторов R2. Rt и Re рассчитываются по фор- муле 0 8G(7,m— Uy max R3= —------" ' у , (7- 25) ^np V max 294
и2 ти А В С vu2 -м- RZ -й- vr2 VDS -й- К ут3 VT, VS, C, к ^VD3 Фсг ^-VD^C3u^ •о а) ^вых ь>Ь ыЪ art и2т art Пгт иСп, иСт art Z/jjnp. S) и2т Ucm art 0,86 U^tn max г«е иу,пах~ макСИ* управляющее напря- прнчем >Ur - Ст мальное жение иа входе управляющего устройства; UCm — макси- мальное напряжение иа кон- денсаторе. Для практических расче- тов удобно пользоваться нор- мированной постоянной вре- мени зарядных цепей т = т/с, где т = RjCj = R gC2 == /?зСз- Нормированная постоян- ная времени определяется по формуле 1 Тк 7.26) ук — коэффициент кратно- отношения f72m/L/ymaA. разработчиком где стн выбирается ТР; тс— коэффициент, зави- сящий от схемы: тс = 2 — для однофазных ТР, тс — 3 — для трехфазиых ТР. Чем боль- ше значение ук, тем меньше потери угла регулирования. Графнческая*зависимость функции (7.26) приведена на рис. 7.48. В свою очередь, должно быть обеспечено условие (Лт > 1,2 ({7х.у + 17у max)- ft Рис. 7.47 Схема трехфазного ти- ристорного регулятора с транзис- торным управляющим устройством (а) и диаграммы напряжений (б) 295
Рнс. 7.48. Диаграмма зависи- мости нормированной постоян- ной времени т от коэффициен- та кратности ук отношения UzmJU у max Если требуемое выходное напряжение тиристорного ре- гулятора сравнительно мало. то при выполнении приведен- ных выше условий необходимое выходное напряжение будет обес- печиваться при относительно больших углах отпирания тиристо- ров. Это приведет к увеличению пульсации пых дпого напряже- ния, а также уменьшению коэффициента мощности. Для исключения указанных недостатков управляющее устрой- ство можно Построить с автономным питанием, не зависящим от уровня выходного напряжения основного тиристорного выпрямите- ля. 7.7. Практические схемы тиристорных регуляторов и стабилизаторов Трехфазный регулятор напряжения. На рис. 7.49 приведена схема трехфазиого регулятора переменного напряжения, который может быть использован для управления выходным напряжением мощного высоковольтного выпрямителя. Регулирующие элементы выполнены по встречно-параллельной схеме включения тиристоров У5,— У$3 (типа КУ202 f4) с диодами 4'0!—VDa (типа КД2.06Б). Управление тиристорами осуществляется тремя фазосдвигаю- щнмн /?С-цепями, составленными нз конденсаторов С4, СБ, Сй и пе- ременного резистора Rl0, подключенного к конденсат >рам через вы- прямительные диоды У0,3—УО20 Такое соединение дает возмож- ность осуществить одновременное управление тремя фазами с помо- щью одного переменного резистора Rl0. Для усиления сигналов управления иа выходе фазосдвигающих цепей служат транзисторы УТ,, УТ2 и VT3 , которые питаются от однофазных трансформаторов ТУ,, ТУ2 и ТУ3 через одиополупе- риодные выпрямители УО4, У£>Б и VDt. Сигналы управления с вы- ходов транзисторов УТ,— УТ3, обозначенные цифрами 1—6, посту- пают на входы тиристоров УХ,—У53, имеющих те же цифровые обозначения. Трансформаторы ТУ4, ТУ и ТУв выполнены с соотно- шением витков I 1 и служат для гальванической развязки управ- ляемых фаз регулятора. Цепи /?,, С,, Rt, С2 и Ra, С3 предназнача- ются для повышения помехоустойчивости регулятора. Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного тока иа 6,3 В, 5А. На рис. 7-50 приведена схема тиристорного стабилизато- ра, в которой ТР построен на тиристорах У5,. VS2, У53 (КУ202Б) и диодах УО„ УО3, VDe (КД202Р). Управляющее устройство выполнено па магнитных усилителях TSt, TS2, TS3 пороговых элементах — стабилитронах VD2, VD4, VD, и резисторах R,. R2, Ra для отвода токов намагничивания МУ 194]. Резисторы Rt н RB составляют делитель выходного напряжения, a Re и R, — делитель опорного напряжения С помощью нотенцно_ 296
Сеть 220В. 400 Гц Ozzv Рис 7 49 Схема трехфазиого тиристорного регулятора переменного напряжения 297
метра Р7 осуществляется регулировка выходного напряжения ста- билизатора. Источником опорного напряжения служит стабилитрон VDU (Д8 4А), который подключен к конденсатору через резистор С помощью диода РО10 конденсатор заряжается до амплитудного значения пульсации иа входе сглаживающего фильтра LiC4, которое всегда выше его среднего значения, равного выходному напряжению стабилизатора. Амплитуда пульсации на входе фильтра ЦС4 прак- тически равна амплитуде напряжения на вторичной обмотке транс- форматора TVt. Диод VD6 соамещает роль «обратного» и коммути- рующего д.юдов. В качестве усилителя сигнала ошибки использован транзистор У7\, коллекторной нагрузкой которого служат последовательно включенные обмотки управления магнитных усилителей, питаемые от дополнительного источника, выполненного на трансформаторе ТУ2, диодах VDe, VDB и фильтре С2. Резисторы /?1, R2 и R3 служат для отвода тока намагничивания магнитных усилителей TSj, TS2, TS3. Для предотвращения ложного срабатывания тиристоров необ- ходимо, чтобы пороговые напряжения стабилитронов VD2, VD4 и VD2 были больше падения напряжения иа Rlt R2 и R3 от токов на- магничивания TSlt TS2 и TS3.. Мощный тиристорный стабилизатор тока. Схема тиристорного стабилизатора тока иа 18 ± 5 А для питания соленоида, сопротив- ление которого изменяется от 1 до 4 Ом, приведена на рис. 7.51. Ре- гулирующий элемент стабилизатора выполнен на тиристорах VSi, PSj, VSB КУ202Н и диодах VDj, VD6, VD4 (типа КД206Б). Управ- ляющее устройство тиристорного стабилизатора построено на маг- нитном усилителе TS, который выполнен на трех сердечниках с рабочими обмотками й^р1, W'pz, Ю'рз с общей обмоткой управления V/y и общей обмоткой смещения 1УСМ 194]. Обмотка W? управляется падением напряжения на датчике тока АВ. Обмотка смещения питается от маломощного стабилизатора тока на транзисторе У71я, стабилитронах VD14—V£>ie и резисторах Рис 7.50. Схема тиристорного стабилизатора напряжения постоянно- го тока па 6, 3 В 5 А 298
299
Rm—Rs»- Входное напряжение иа него поступает от маломощного параметрического стабилизатора, выполненного на стабилитроне VDis (Д816В), резисторе R,» и трехфазном одиотактном выпрямите- ле VDt-VD10. Симисторы VS4, VS8, VS12 выполняют роль высоковольтного р-п-р транзистора и служат для переключения рабочих обмоток МУ прн оответствующей фазе напряжения сети В качестве пороговых элементов для исключения ложных сра батываннй силовых тиристоров от токов намагничивания МУ ис- пользуются стабилитроны VDa, VDb, VDlt (Д814А). Каскадио включенные тиристоры VS2 VSe, У5ц, (КУ202Е) и VSa, VST, VSU (КУ 101Е) позволяют управлять силовыми тиристо- рами ESi, VS6 н VSe с помощью малых токов, вырабатываемых уп- равляющим устройством. Это существенно уменьшает габариты маг- нитного усилителя Для повышения помехозащищенности применены RC-цепи (RjCj. RbCa и Др.), шунтирующие входы тиристоров Тиристорный стабилизатор напряжения постоянного тока. Ти- ристорный стабилизатор с выходном напряжением 27 В при токе 20 А (рис. 7 52) может быть исполь^ван для питания систем управ- ления, сигнализации и контроля работы радиоэлектронной аппара- туры, он имеет КПД 0,8 и удельную мощность 60 Вт/дм3. Регули- рующий элемент стабилизатора выполнен иа тиристорах VSi, VS3, (КУ202Е) и диодах VDj VD4. VD, (КД206А). выполняющих роль трехфазного управляемого выпрямителя. Управляющее устройство выполнено по «вертикалыюмут прин- ципу (74J иа транзисторах V7\ VT2, VTS (КТ208) и цепях RS,C2, R»Cb, RlbC8, пилообразные напряжения которых сравниваются с входным напряжением на резисторе R2a, общим для всех трех управ- ляемых фаз. Диоды VD2, VD6, VDs служат для перезаряда конденсаторов С2, С6, С8 соответственно. Каскадио включенные тиристоры VS2 VS4, VSe повышают чувствительность тиристорного стабилизатора и да- ют возможность уменьшить габариты управляющего устройства. Диоды VD3, VDe, VDB н резисторы Rg, R12, Rla защищают входы транзисторов V7\, VT2, /fa при перезарядке конденсаторов С2, Ч>, С» от напряжения обратной полярности. Для повышения поме- хоустойчивости применены RC-цепи, шунтирующие входы тиристо- ров. Усилитель сигнала ошибки выходного напряжения выполнен на транзисторах VZ4—VT2 Сигнал ошнбкя определяется сравнением напряжения на резисторе R28 делителя выходного напряжения с опорным напряжением иа стабилитроне VDU (Д814А) Нагрузкой предварительного усилителя VT2 являются базовые цепи выходного каскада, выполненного на транзисторах VTt—V76 Диод VD10 совместно с резистором R21 является внутренним источником напряжения смещения, необходимым для отвода обрат- ных коллекторных токов транзисторов VTt VT6 через R22 R23 и R2b соответственно. Конденсатор Си обеспечивает устойчивость сис- темы регулирования стабилизатора Диод VD12 включен для защи- ты транзистора V7, от напряжения обратной полярности во время переходных процессов, возникающих в стабилизаторе при измене- ниях входного напряжения или тока нагрузки. 300
Рис 7,52 Схема тиристорного стабилизатора постоянного напряжения 27 В, 20 А 301
7.8. Методика и пример расчета Требуется рассчитать тиристорный стабилизатор выпрямлен- ного напряжения по следующим исходным данным; напряжение трехфазной сети Uc — 220 В, /с = 50 Гц; ас = Ьс = 0,1; выходное напряжение 27 В; пределы регулирования выходного напряжения min = 24,3 В и l/Hmoi=29,7 В; максимальный и минимальный токи нагрузки /итак — 10 А и 7Hmi„ = 01 амплитуда пульсации на выходе сглаживающего фильтра Un~ = 1 В; максимальная тем- пература окружающей среды 7С = 50 °C. 1. Выбираем тиристорный регулятор по схеме на рис. 7 3, а. Задаемся падением напряжения в прямом направлении на каждом тиристоре — 2 В и иа диоде — 1 В, суммарное падение напряжения на ТР Д1/п = 3 В. 2. Для определения максимального напряжения на выходе ТР в режиме холостого хода (с учетом падения напряжения па сглажи- вающем фильтре, включенном на его выходе), предварительно за- давшись Кгс = 2,5 • 103, Йт = 1,4 Т, S = 3, Uo и 27, /0 яа 10 Л, вычислим сопротивление обмотки фазы трансформатора TV. По формуле (4.4) находим гп~ 2,5-103 27-10 10-50-1,4 3-50-1,4 27-10 «=0,12 Ом. Принимаем ориентировочно сопротивление дросселя rL = rTV. 3. Используя (7.1), найдем максимальное напряжение на вы- ходе тиристорного регулятора Уопи» = 29,7 + 3 + (0,12 + 0,12)10 = 35,1 В. 4. Выбираем минимальный угол регулирования cxm;n = 20° и находим действующее напряжение на вторичной обмотке трансфер* матора, соответствующее минимальному напряжению питающей сети по табл. 7.1, п. 10: л 1/2 -35,1 U2 т гп =------------------= 27,3 В m 3 (1 + cos 20°) 5. Номинальное напряжение на вторичной обмотке трансфор- матора по формуле (7.2) 27,3 1/2=----!--=30,3 В. 1-0,1 6. Максимальное напряжение иа вторичной обмотке трансфор- матора Uimax по формуле (7.3), а также минимальное выпрямлен- ное напряжение Uo тг-п по формуле (7.4): ^2та*= 30,3(1 + 0,1) = 33,3 В; Un min«“ 24,3 3= 27,3 В. 7. Так как наибольший ток через тиристор соответствует ми- нимальному углу открывания, то согласно табл. 7.1, п. 2: 10 откр.ср. т— £ =3,33 А. 302
8. Максимальные прямое и обратное напряжения на закрытом тиристоре по табл. 7.1, пп. 7, 8: Vnp. закр = £7обр- т =33,3 1^2 =46,9 В. 9. Выбираем тиристор КУ2О2Г с параметрами 1/пр заир max т = e ^обр max Т = 50 В, /Откр ср max т ® А ри а = 0). Для ти- ристора КУ202Г по формуле (7 7) находим максимально допустимое 1,57 • 10 среднее значение тока/;ткр ср maJe т= ~ -9А>'ОтКр Ср. т= = 3,33 Л 10. Определяем мощность рассеяния на тиристоре по формуле (.7 9) Р ср т 3,33 = 6 66 Вт Р ср max т “ 20 Вт Мощность РСр maT т зависит от тем1 ературы корпуса и пределяется по формуле (7.10). Если условие (7.11) выполняется, то из (7.12) определяется температура корпуса тиристора 7’к max т в заданном ре- жиме, а затем рассчитывается радиатор по методике, изложенной в гл. 13. 11. Силовые диоды VDi, VDt и VD3 (рис. 7.3) выбирают по обратному напряжению и среднему прямому току, полученным для тиристоров VSj, VS, и VS3. Выбираем диоды КД206 (1/Обр к п «=400 В. /ир— 10 A. l/up— 1,2 В) 7откр ср-т = 3 33 А </пр^» 10 А. По формуле (2 7) для диода находим мощность потерь Рпр. ср « «.2 3.33 « 4 Вт < Рпр. ср = 10 Вт. Полученное значение мощности потерь используется для расчета радиатора по методике, изложенной в гл 13 для заданной Т с 12. Для выбора «обратного» диода VDO (см. рис. 7.3) определяем напряжение Uomln по формуле (7 5) Up mln = 24,3 + 3 + (0,12 + 0,12) • 10 = 29,7 В и по табл. 7 1, п. 12 находим (п 1/2-29,7 \ „ а,' = arccos I —-————— i =70 inax I 3-33,3 ) По табл. 7.1, пп. 4, 5 определяем среднее значение тока 3-10 ’ 7пр-ср = дер (70 60) =0,83А и действующее значение тока |/ -2-9А 303
Выбираем диод КД206А к находим для него максимальную мощность рассеяния прн температуре корпуса 125 °C Pnp ср^ 112 0.83= 1 Вт /’ср mox в (• 5 Вт «Обратный» диод VD0 можно использовать без радиатора 13 Определяем действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора TV при а=0по табл. 7.1. п 1 /2 = 0,82 • 10 = 8,2 А. Определим габаритную мощность трехфазного трансформатора TV для найденных игтах и 1г Рг« УТ-1/2тах/2=Уз 33,3-8,2 = 473 В-А 14 Определяем максимальный угол открывания тиристоров по табл. 7.1, п 11 / л У 2 27,3 \ a.max = arccos ——------— 1 =78,56: I J • оо. о 1 15 . По рис. 7.7 для полученного значения amat находим коэф- фициент пульсации для 2-й группы тиристорных регуляторов (рис. 7 3, а и 7.5, 6): Лпо1~0.65 для атах = 78.5°; *ти=0,08 для ат,-„=20°. 16 . По формуле (7 13) пульсацию (по первой гармонике) на вхо- де сглаживающего фильтра: 65-27,3= 17 В; ^о1~п>.п = о.°8 35,9 — 2,8 В Максимальный коэффициент сглаживания <7 У — max 17 17 Выбираем схему управления тиристорами на рнс 7.47, а (74] Задаемся максимальным напряжением управления 1 30 зУТ Vymax~ з ^2m~ g 14,2 В Эпределяем номинальные сопротивления резисторов R2 = Rt = = Re по формуле (7.25), предварительно определив из справочных данных на тиристор КУ202 ток /np'ymai = 0,3 А. Ri = 0.86-30.,зУ 2 —14,2 = 74,7 ~ 75 Ом 0 3 Мощность рассеяния на /?2 304
Выбираем два резистора типа ОМЛТ-2-150 Ом ±10 % включенные параллельно 18 По формуле (7.26) рассчитаем постоянную времени зарядных цепей RiCi = R3Ca = Rt,C3 для принятых у1( = 3 и тс = 3‘ Выбираем Ri ~ Rз — R& = 2806 Ом типа ПТМН с точностью ± 1 % Мощность рассеяния на зарядных резисторах Выбираем резистор типа ПТМН-0,5-2800 ± 1 %. 19 . Выбираем конденсаторы С\ = С2 = С3 типа МБГО и оп- ределяем емкость Т 0.025-10» С, =—- =——— 8,9 = 10,0 мкФ R, 2800 Конденсаторы С£ — С2 = С3 работают в режиме однонаправленно- го перезаряда с частотой питающей сети и напряжением = = 14 2 В. У 20 . В качестве перезарядных вентилей VD2, VO4, VDC выбира- ем диоды типа Д226 с L/oBp и.р = 400 В и /np = 0,3 Л 21 Выбираем транзисторы VTt, VTt, VT3 типа КТ208М с до- пустимым импульсным коллекторным ТОКОМ ^КДОП^^п max ~
ЧАСТЬ ТРЕТЬЯ ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ Глава восьмая Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения В импульсных стабилизаторах напряжения (ИСН) регулирую* щий элемент (транзистор) работает в режиме переключений. В этом состоит основное отличие их от стабилизаторов непрерывного дейст- вия. В режиме переключения рабочая точка транзистора большую часть периода коммутации находится в области насыщении или от- сечки а зону активной области проходит с высокой скоростью толь- ко в моменты переключения. Причем значение средней за период ком- мутации мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе, намного меньше, чем прн его работе в непрерывном режиме. Поэтому импульсные стабилизаторы напряжения по сравнению с непрерыв- ными имеют более высокий КПД и в отдельных случаях лучшие мас- согабаритные показатели за счет уменьшения или исключения ра- диаторов для регулирующего транзистора. Недостатки импульсных стабилизаторов более сложная схема управления повышенный уровень шумов, радиопомех и пульсации выходного напряжения, а также худшие динамические характерис- тики. 8.1. Схемы силовых цепей импульсных стабилизаторов Регулирующие транзисторы По способу построения силовой части импульсные стабилизаторы постоянного напряжения как показано на рис. 1 10—1 12 разделяются иа три типа [3, 22, 23, 27|: с последовательно включенными регулирующим элементом, дросселем и нагрузкой (рис. 1 10) с дросселем, включенным последовательно с нагрузкой, и ре- гулирующим элементом, подключенным параллельно на!рузке (рис. 1.11); с дросселем, подключенным параллельно нагрузке и рсгули руюшим элементом, включенным последовательно с нагрузкой (рис. 1.12). Для более полного использования регулирующего транзистора (применяемого в качестве регулирующего элемента) по напряжению или ограничения напряжения на нем, что дает возможность исклю чить последовательное соединение нескольких транзисторов, при- 306
меняются дроссели с отводами, т. е их автотрансформаторное вклю- чение. В таких схемах (рис. 8.1 и 8.2) дроссель выполняется с отво- дом от части витков обмотки и включается как автотрансформатор с коэффициентом трансформации п = №г/ W'j. Причем п > 1 в схе- мах на рис. 8.1, а, 8.2, а, в и п < 1 в схемах на рис. 8.1, б, 8.2, б, г. Автотрансформаторное включение дросселя позволяет также изме- нять коллекторный ток транзистора. Схема управления (СУ) позволяет получить заданную стабиль- ность напряжения ии на нагрузке. Вход СУ во всех трех типах ИСН подсоединяется к нагрузке для формирования сигнала рассогласо- вания в цепи обратной связи, а ее выход к выводам эмиттер— база регулирующего транзистора для управления его включением и выключением. Стабилизация выходного напряжения ИСН при из- менениях напряжения питания или тока нагрузки осуществляется изменением скважности импульсов напряжения на входе сглажи- вающего фильтра, уменьшающего до заданного уровня пульсацию напряжения на нагрузке. В схеме ИСН первого типа (рис. 8.1) напряжение па нагрузке всегда меньше напряжения питания Un (понижающий стабилиза- тор). При открытом регулирующем транзисторе происходит переда- ча энергии от источника питания в нагрузку и одновременно с этим накапливается энергия в дросселе и конденсаторе- При закрытом транзисторе накопленная в дросселе и конденсаторе энергия посту- пает (для дросселя через диод) в нагрузку. Следует отметить, что наличие конденсатора Сн в этой схеме ие является принципиально необходимым. Однако при отсутствии кон- денсатора для получения малой пульсации выходного напряжения ИСН требуется большая индуктивность дросселя. Выходное напряжение ИСН второго типа (рис. 8.2, а, б) боль- ше напряжения питания Un (повышающий стабилизатор). Это обес- печивается за счет периодического подключения дросселя то к ис- точнику напряжения Un через насыщенный транзистор VT (при этом нагрузка питается энергией, ранее накопленной в конденсаторе С„), то к конденсатору Сн через диод VD (при этом транзистор закрыт, а в нагрузку и конденсатор поступает суммарная энергия источника питания и дросселя), В ИСН третьего типа (рис. 8.2, в. г) возможно получение и„ положительной полярности относительно плюсовой шины источни- ка питания или отрицательной полярности относительно минусовой 1 I н точника питания (полярно-инвертирующий стабилизатор). Причем значение выходного напряжения такого стабилизатора в зависимости от относительной длительности открытого состояния регулирующего транзистора может быть как больше, так и меньше напряжения Un. Накопление энергии в L и Си, а также передача энергии от этих элементов и источника питания в нагрузку проис- ходит аналогично схеме на рнс. 8 2, п, б. Входной фильтр. К первичному источнику пнтання обычно под- ключается большое число различных потребителей электроэнергии. Для уменьшения их взаимного влияния на. вход ИСН включают сглаживающие LBXCVK фильтры (рис. 8.2, б). Характерными осо- бенностями работы такого входного фильтра являются небольшое переменное напряжение на дросселе £вх (примерно на порядок меньше переменного напряжения иа дросселях L, рис. 1 10 - 1 12) и большие скачкообразные изменения тока ir (кроме случая работы входного фильтра на стабилизаторы повышающего типа), протекаю- щего через конденсатор СвХ. 307
L л) Рис. 8.1. Схемы силовой части стабилизатора понижающего типа Рис. 8.2. Схемы силовых каскадов импульсных стабилизаторов: а, б — повышающего ти- па; в, г — инвертирую- щего типа, д — входно- го фильтра, е—диаграм- мы напряжений и токов входного фил1 тра
На рнс. 8 2, е приведены временные диаграммы изменений то- ков и напряжения для элементов входного фильтра при его работе на ИСН понижающего и инвертирующего ти юв. На интервале вре- мени уТ через регулирующий транзистор стабилизатора протекает ток «н> равный сумме тока дросселя iL и разрядного тока /с конден- сатора При закрытом регулирующем транзисторе ИСН (интервал времени (1 — у)7) ток /н = 0 и происходит заряд конденсатора током дросселя iL — ic. Скачкообразные изменения напряжения на кон- денсаторе обусловлены его эквивалентным последовательным сопро- тивлением гп. Методика и пример расчета [23] Проведем расчет входного фильтра по следующим исходным данным напряжение питания Un — 27 В пределы его изменеииК Д(/ , — ±J В; среднее значение- тока нагрузки за время уТ /н.ср •= 1.5 А; изменение тока через дроссель ИСН при открытом регулирующем транзисторе Д/£ = = 0.2 А частота преобразования /п = 20 кГц: минимальная и мак- симальная относительные длительности открытого состояния регу- лирующего транзистора ymin = 0.6; ymax— 0,9; допустимая амп- литуда пульсации тока, протекающего через дроссель входного фильтра, /L = 0.05 А. 1. Определяем действующий ток через конденсатор СвХ: /сд=,иер Kvmin (1 ~УпЧп) = 1.51^0,6(1-0.6) = 0,73 Л. 2. С учетом /п = 20 кГц и UCmox > Unmax — 34 В выбираем конденсатор типа К52-1-68 мкФ — 50 В с допустимым импульсным током /С1 тах — 4 А и действующим током /С1 д= 0,25 А, сопротив- лением гп— 0.12 Ом и фактической емкостью на частоте/п— 20 кГц СВХ1 = 0,6 - 68 » 40 мкФ 3. Определяем число конденсаторов Nr — lr Jlr = 0,73/0,25 ~ 3 шт. С С Д С |Д 4. Вычисляем амплитуду импульсного тока через одни конден- сатор на интервалах времени уТ и (1 — у)Т max lYZ'l==(Zn.cp (1—Vmin)4 = (1,5(1-0,6)-| 0 21/3=0.27 Z< /с„1ах=4А, ZCmax (rl=/H cp Tmax/^c^1-5 0,9/3 = 0 45 A < 4A 5. Амплитуда пульсации напряжения па конденсаторе ----0 5/и ср ~ +?т<п (1 Ymfn) Свх1-[ц Л/с] — /VC =0,5-1,5 0 12 3 0,6 (1 — 0,6) 40-Ю—6-20- I03 3 = 0.1 В 6. Вычисляем индуктивность дросселя L = U, I, = 0,1/6,28 -20 103 • 0 05 » 0,017 мГн 309
В стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11) при боль- ших индуктивностях дросселя L, который постоянно подключей к источнику питания Un, входной ток может не превышать допусти- мого значения и тогда входной фильтр можно исключить Для схем на рис. 8.2, а б при л. существенно отличных от единицы возмож- ны большие пульсации входного тока, что приводит к необходимо- сти использования входного фильтра. Отличие временных диаграмм для данного случая от рассмотренных выше заключается только в наличии постоянной составляющей тока «н (показано пунктирной линией на рнс. 8.2, е) Приближенный расчет входного фильтра может быть проведен по изложенной выше методике после замены в формулах Гц.ср иа (/н,Ср — /110). где /,1о — постоянная составляющая тока нагрузки 8.2. Способы стабилизации напряжения и схемы управления В зависимости от способа стабилизации выходного напряжения импульсные стабилизаторы могут быть отнесены к одной и: трех импульсных систем регулирования: с широтно-импульсной модуля- цией (ШИМ): с частотно-импульсной модуляцией (Ч11М); релей- ная система регулирования (РСР). В ИСН с ШИМ (рис. 8.3. а) длительность импульсов напря- жения иф на входе сглаживающего фильтра при постоянной чатоте их следования обратно пропорциональна значению нап-ряжспия на нагрузке. В ИСН с ЧИМ (рис. 8.3, б) длительность импульсов напряжения является постоянной величиной, а интервалы между ними изменя- ются пропорционально (следовательно, частота обратно пропорцио- нальна) выходному напряжению ИСН. В релейной системе регулирования (рнс. 8.3, в) формирование импульсов происходит в моменты пересечения напряжением ин двух Рнс. 8.3. Изменения напряже- ния на входе сглаживающего фильтра стабилизатора в зави- симости от напряжения на на- грузке при широтно импульс- ной модуляции (а), частцтио- импульспой модуляции (б), и релейной системе регулнрова пия (о) 310
горизонтальных уровней, нижнего при формировании фронта и верхнего при формировании среза. Поскольку форма изменения ин в зависимости от напряжения питания и тока нагрузки может быть различной, то и частота в данной системе регулирования мо- жет изменяться в широких пределах. Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабили- заторами двух других типов имеют следующие преимущества: обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобра- зования независимо от напряжения первичного источника питания и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизмен- ной. что имеет существенное значение для ряда потребителей элект- роэнергии; реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опас- ность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН от общего первичного источника постоянного тока Кроме того, при работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, уси- литель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств. Недостатком ИСН с ШИМ в отличие от стабилизаторов релей- ного типа является более сложная схема управления, содержащая обычно дополнительный задающий генератор * Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных пре- имуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими не- достатками: сложность схемотехнического осуществления регулирования частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях напряжения питания и тока нагрузки; отсутствие возможности реализации отмеченных выше преи- муществ системы регулирования с ШИМ. Последний недостаток относится также к релейным (илн двух- позициониым) ИСН, которые характеризуются также сравнительно большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально м жет быть равна нулю, что невозможно в релейных стабилизато- рах по принципу их работы). Преимущество релейных стабилизаторов состоит в простой схе- ме управления. Структурное построение схем управления СУ для ИСН с тремя способами стабилизации напряжения приведено иа рис. 8.4. В об- щем случае каждая схема содержит делитель напряжения ДН, ис- точник опорного напряжения ИОН. сравнивающий элемент 1 н уси- литель рассогласования У В зависимости от способа стабилизации в состав СУ также входят: формирователь синхронизирующего напряжения ФСН, срав- нивающий элемент 2 и пороговое устройство ПУ для ИСН с ШИМ (рис. 8 4, а); частотный преобразователь ЧП для ИСН с ЧИМ (рис. 8 4, б); пороговое устройство для релейного ИСН (рис. 8 4, в). Во всех трех СУ в первый элемент сравнения поступают по- стоянное опорное напряжение Uon н пересчитанное выходное на- пряжение стабилизатора цст. Разность этих напряжений е посту- пает иа вход усилителя постоянного тока. В схеме на рнс. 8.4, а формирование модулированных по дли- тельности импульсов ии.у (f„) происходит в пороговом устройстве ПУ, на вход которого поступают разность усиленного сигнала рас- согласования еу и синхронизирующего напряжения н3.г Изменение 311
длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией его фронта или среза. При модуляции фронта (рнс. 8.5, а) линейно-изменяющееся напряжение синхронизации и3 г иа каждом периоде нарастает (ско- рость его изменения положительная). Поскольку пороговое устрой- ство в общем случае может обладать гистерезисом (2х0) и инерци- онностью (за счет времени рассасывания неосновных носителей в полупроводниковых приборах), то его срабатывание происходит че- рез Tj и т2 от моменте пересечения управляющего напряжения с го- ризонтальными прямыми и —х0. Длительности воздействия нв базу регулирующего транзистора ИСН управляющего импульса и паузы соответственно равны уаТ и yvT. Прн модуляции среза (рис. 8.5, б) напряжение и3.г иа каждом периоде спадает (скорость его изменения отрицательная). При мо- дуляции фронта и среза (рис. 8.5, в) напряжение синхронизации на каждом периоде.и нарастает и спадает. Этот вид модуляции по срав- нению с односторонней модуляцией (рис 8.5. а, б), позволяет реа лнзовать более быстродействующие ИСН. так как е этом случае мгновенное значение управляющего напряжения влияет на форми- рование фронта н среза. Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий связь между изменениями относительной длительности Ду импуль- сов на входе сглаживающего фильтра н напряжения Днн на нагруз- ке ^ШИМ = Ду Au„ Кди ку з.г (8.1) где Кя.н.. Ку — коэффициенты пе едачн делителя напряжения и усилителя рассогласования соответственно; 2(/m.ar — двойная амп- литуда синхронизирующего напряжения Поскольку значение относительной длительности у — tK/T им- пульсов на входе сг ажинающего фильтра ИСН физически не может Рис 8 4 Структурные схемы цепей управления а —с ШИМ; б — с ЧИМ; в — двухпознпионная (релейная) 312
313
Рис. 8.6. Характеристика Рис. 8.7. Формирование выходного шнротно-импульспого мо- напряжения порогового устройства дулятора в зависимости от усиленного сигнала рассогласования быть больше единицы и меньше нуля, то зависимость между у и пн имеет вид, показанный на рис. 8.6. В схеме управления релейного ИСН (см. рис. 8.4, в) усиленный сигнал рассогласования (рис. 8.7) поступает на вход порогового устройства, которое переключается так же, как в схеме с ШИМ. В схемах па рис. 8.4, а—в первые три звена (ДН, ИОН и У вме- сте с элементом сравнения /) схемы управления ИСН выполняют те же функции, что и аналогичные звенья в СУ непрерывных стабили- заторов. Поэтому схемотехнически они могут быть выполнены по рис. 5.8, 5.9. 314
Из существующих типов ФСН следует выделить схемы, пока- занные на рис 8.8. Если имеется источник переменного напряжения прямоугольной формы (например, напряжение иа дополнительной обмотке транс- форматора преобразователя), то лииейно-измеияющееся иапряже ине спадающего вида может быть получено при помощи простой схе- сы (рнс. 8.8, а), состоящей нз конденсатора С, мостового выпрями- теля VD и резистивного делителя напряжения Rt. R2 Сравнитель- но большая постоянная времени (Rt + /?2) С-цепн позволяет полу- чить на каждом полупериоде перезаряда конденсатора необходимую линейность изменения тока ic, а следовательно, и напряжения па резисторе Rt (рис 8.9, а). После мостового выпрямителя иапряже ние u3.r имеет двойную частоту и постоянную составляющую Uuo. Недостатком схемы на рис. 8.8, а является пропорциональная зависимость формы иэ.г от напряжения питания, что может прнвс- 315
сти прн быстрых изменениях ип1 к нарушению режима стабилизации в ИСН. Устранить недостаток можно дополнительным включе- нием транзистора VT, стабилитронов VDt и VDt, конденсатора Ct и резисторов Ra—R< (как показано на рис. 8.8, б). В этой схеме формирование линейно-изменяющегося напряжения нарастающего вида происходит следующим образом. В интервалах времени между импульсами иг (рис. 8.9, б) конденсатор С2 периодически заряжает- ся от Ua0 до (17п0 + 2(7т 8 г) через резистор Rs от источника на- пряжения, выполненного на стабилитроне VDS и резисторе R* В кратковременные моменты воздействия импульсов и2 на базу тран- зистора VT он открывается и конденсатор мгновенно разряжается до и„й через резистор R4, стабилитрон VD2 и переход коллектор- эмиттер насыщенного транзистора. Применение стабилитрона УО3 и режима быстрого перезаряда конденсатора дифференцирующей цепи позволяет исключить влияние нп1 и (7дОП на. параметры «а.г. * При наличии источника однополярных импульсов напряжение синхронизации может быть сформировано простейшей RC-цепью (рис. 8.8, в). В этом случае напряжение и3 г имеет треугольную фор му (рис. 8.9, в), при которой происходит модуляция фронта и сре- за управляющих импульсов. К недостаткам схем иа рис. 8.8, а—в относится обязательное наличие источника двуполярных или однополярных импульсов и„. Этого недостатка лишены схемы на рис. 8.8, г, д, которые работают в автоколебательном режиме при питании их постоянным напряже нием Un. В схеме на рис. 8.8, г для получения автоколебаний при- меняются операционный усилитель DA (например, 153УД1), рези- сторы R,—Rt и конденсатор С. Осциллограммы напряжений для этой схемы приведены па рис. 8.9, г. В течение времени 0—t, напря- жение икх на иеинвертирующем входе усилителя больше напряже- ния иа конденсаторе С, которое приложено к инвертирующему входу усилителя и является выходным напряжением «З.г генератора. В это же время происходит заряД конденсатора через резистор Rs, , который вместе с Rt через выходной транзистор усилителя подклю- чен к минусовой шнне Un. В момент времени 1г, когда и3 г начина- ет превышать нвх, выходное напряжение усилителя (7ВЫХ резко спадает до нн-ж него уровня. Происходит скачкообразное уменьшение напряжения ивх и начинается разряд конденсатора до UnB « (/вхв- Начиная с момента времени Т, когда происходит переключение опе- рационного усилителя и его напряжение нвых возрастает до верх- него уровня, весь процесс повторяется. В схеме ФСН на рис. 8.8, г синхронизацию можно осуществить подачей кратковременных импульсов положительной полярности Исинхр и большей частоты на иеннвертирующий вход операцион- ного усилителя через резистор R2. При этом увеличиваются постоян- ный уровень Une (пунктирные линии на рнс. 8.9, г) и частота на- пряжений В схеме на рис. 8.8, д содержатся почти все звенья схемы уп- равления. Здесь делитель напряжения выполнен на резисторах R? RB, источник опорного напряжения — Rlt. UDj, а функции сравни- вающих элементов, усилителя рассогласования и задающего гене- ратора выполняет симметричный мультивибратор (элементы Ra— R., С,, C2t VDg, VD3, VTt—VTJ. Транзисторы VT2 и V73 работают в линейном режиме и выполняют функцию регулирующих сопро- тивлений, от которых зависит длительность управляющих импульсов иу1 и иуз Значения коллекторных токов Й73 и V7S определяются выходным напряжением ип стабилизатора. 316
На рис. 8.9, д приведены временные диаграммы изменения на- пряжений иа конденсаторах С1 и С2 (соответственно uci и ис2) н переходах коллектор—эмиттер транзисторов VT\, У7\. В течение времени —f2 транзистор У7', открыт и конденсатор С2 через рези- стор /?в, днод VD2 и переход эмиттер-база VT\ заряжается почти до 1/п. Транзистор VTt остается закрытым напряжением uCf до тех пор, пока С1 полностью не разрядиться через Rt и переходы коллек- тор—эмиттер транзисторов VTt и УТ2. В момент времени /2 напря- жение ис падает до нуля, транзистор VTt открывается, а У7\ закрывается напряжением Длительности импульсов ну1 и ну2 определяются постоянной времени т2 ~ ₽кэзС4 и т, г» 7?кэЛ, где Rkb2 и Rk>3 — сопротивления переходов коллектор-эмиттер транзисторов УТ2 и У7’3. Длительность нарастания фронта импуль- сов Uyi и «у2 зависит от т3 = R2Ct и т4 = ReC2. Цепочки VD2, Ra и УО3, R& необходимы для защиты переходов эмиттер—база тран- зисторов УТ, и УТ4 от пробоя импульсом напряжения. В схеме с мультивибратором трудно осуществить синхрониза- цию; кроме того, при быстрых изменениях ии формирование необ- ходимой длительности управляющих импульсов происходит с за- паздыванием тзац ~ т2/2 длн Пух и тяап « т,/2 для иу2. Послед- ний недостаток существенно затрудняет применение данной схемы при высоких частотах коммутации (до 100—200 кГц) регулирующе- го транзистора ИСН. Схемы пороговых устройств (ПУ) для управления ИСН приведе- ны на рнс. 8.10. В качестве ПУ могут быть применены усилитель постоянного тока на одном или двух транзисторах,’операционный усилитель (ОУ), работающий в режиме компаратора, а также триг- гер. Для обеспечения высокой крутизны фронтов управляющих им- пульсов каждая схема содержит выходной транзистор (на рис. 8.10,6 их два — УТ, и УТ4). При использовании ПУ, показанных на рис. 8.10, б, в, в ИСН с ШИМ иа один из входов подается ня.г, а иа другой — усиленный сигнал рассогласования еу Если ПУ применяется в релейных ИСН, то напряжение г заменяется на постоянное (резисторы R3, Rt иа рис. 8.10, в). В схемах ПУ на рис. 8.10, о, г с одним входом сло- жение напряжений еу и и3.г осуществляется на резисторах Rt, R2. При-отсутствии и3,г. свободный вывод резистора R2 соединяется с минусовой шиной 1/п. Переключение тра.кзистора УТ, в схеме ПУ на рис. 8.10,° происходит в моменты равенства (еу 4- п3.г) « (17ст + ^эв)’ Применение в качестве ПУ дифференциального усилителя позволя- ет получить два выходных сигнала ип. у1 и иц. у2, находящихся в противофазе по отношению друг к другу. Формирование фронтов выходного напряжения ПУ в схемах на рис. 8.10, б. в происходит при еу « иа г, а в схеме на рис. 8.10, г определяется входной ха- рактеристикой триггера (рис. 8.11), в котором прн еу = 0 транзистор УТ, закрыт, a VT2 открыт. При возрастании входного напряжения до напряжения срабатывания '1/сраб триггера транзистор УТ, открывается, a УТ2 закрывается. Обратное срабатывание триггера происходит при уменьшении входного напряжения до напряжения отпускания UOTn. Проведем расчет схемы управления. Расчет делителя напряже- ния источника опорного напряжения и усилителя рассогласования проводится по формулам § 5.2 317
Формирователь синхронизирующего напряжения. Исходными данными для выбора типа элемента и его расчета являются: постоян- ная составляющая <7ПО н амплитуда Um З.г напряжения синхрониза- ции и3 г, напряжение питания Uu, частота [а н сопротивление на- грузки /?н.ф. Схема на рис. 8.8, а. Из условия обеспечения линейности син- хронизирующего напряжения выбирается Umn^^Um3r. С уче- том напряжения Um п выбирается тнп полупроводникового диода мостового выпрямителя. Для уменьшения шунтирующего влияния Дн.ф на напряженке п3.г принимается R2 — 0.!/?,,.ф и определяются Rt и С (с учетом неравенства Um п > С/пр + 4" ^п>а-г 4" <4о)- (Umu ^пр —з-г ---------й----------- 1 и по 1 Уп р) Rt ------------ 1_ ! 4f (Я14~Рг)-/?|4"/?з Рнс. 8.11. Входная ха- рактеристика триг- гера Шмитта где 1/11р — падение напряжения на диодах выпрямителя VjD. Пороговое устройство. Исходными данными для выбора типа элемента и его 318
расчета являются: постоянная составляющая Ull0 и амплитуда синхронизирующего напряжения Um 3 г, частота коммутации ре- гулирующего транзистора /п, напряжение питания Ua, сопротив- ление нагрузки R„.liy, максимальное напряжение рассогласова- ния еут усилителя постоянного напряжения и его выходное сопротивление /?ВЫ2.у, выходное напряжение ип.у нли выходной ток /п.у порогового устройства. Схема на рис. 8.10, б. Проведем расчет порогового устройства " по следующим исходным данным: Unn — 4 В 2Um зг = 2 В; f„ — — 50 кГц; /„ у = 50 мА Rlt „„ = 82 Ом; еуго — 8 В; /?ВЫ2.у “ = 3 кОм; Ua = 19 В. 1. Выбираем транзистор V7\ (1/Т4) типа КТ630Б с параметра- ми: УКЭ11Пих = 100 в > ^. = 19 В. /К1 = 1 А > /„ у - = 50 мА; /pBci = 0,1 мкс < (0,02 4- 0,1)// - 0,02/50-103 = 0,4 мкс; Л21 3 Imtn*” °0; ^КЭиас I °-2 В; ЯЭБ t < 3 кОм — максимально допустимое значение внешнего базового резистора. 2. Вычисляем Rt, базовый /Б( н коллекторный /К1 токи тран- зистора: • /?, < ({/п-(/КЭнас ,)//ц.у —/?и.и.у"(19 —( 45)/50-10 3- -82— 280 Ом; принимаем Rt — 240 Ом- • • к I = 1и» -укэ насн.у + /?.)=( 19 -0.2)/(82 + 240) - -57 мА < /к, IA. 'Б|= 'К./Л21,1 ,П/П-57 '0~3/8° = 0 7 мЛ 3. Выбираем транзистор VTt (VT s) типа КТ312Б с парамет рами: (УКЭ2 1Гах — 35 В > (Un — <7|10) — (19 — 4) = 15 В; /К2 тох = *= 30 мА > (3 4-5) /Б( — 5-0,7- 10-я — 3,5 мА; /рас j—0,1 мкс< < (0,02-т-0,1)//п = 0,4 мкс; 2 = 0,8 В; Л2| 9 2min““ 2® 4. Принимаем ток коллектора транзистора 1/7’2 равным /К2 — (2 5) /С1 — 2-0,7-10-3 = 1.4 мА, рабочее напряжение в режиме усиления (7КЭ = 3 В и вычисляем R2 — Rt,: Rs,^ (Uno — иЭБ2^21К2 = (4 — 0,8)/2-1.4-10-:1 = 1,1 кОм; R3 = (1,5 - 3)//K2 = 2,871,4-10-3— 2 кОм < /?ЭБ = 3 кОм; (Un - Ull0 - 2Um 3 r - 1/кэ)//К2 =(19-4-2- — 3)/1.4-10-3 и 6,8 кОм; /?2 (l/цо 4” 2L/m a г) /?вых.уЛеущ — 217rn>!.|.) = (4 + -I- 2)-3 - IO3/(8 - 4 - 2) = 9 кОм, принимаем /?2 = 10 кОм. Ток базы транзистора ИТ, и сопротивление резистора RB /Б2-Л<2/Л21 1-4-Ю-3/25 = 0.06 мА, /?н < (i/циЧ' 20/тз. г) Л, ।}., '== — (4 2)-25/1,7-10— 3 = 100 кОм. Принимаем /?а=36кОм 319
8 3. Стабилизаторы понижающего типа В зависимости от индуктивности дросселя, тока нагрузки, ча- стоты преобразования, входного и выходного напряжений все три типа импульсных стабилизаторов с LC фильтром независимо от способа стабилизации выходного напряжения могут работать в ре- жиме непрерывных или прерывистых токов, протекающих через дроссель [3, 23]. Временные диаграммы изменений токов и напря- жений в установившемся режиме для стабилизатора понижающего тип (см. рис. 1.10) приведены на рис. 8.12. Режим непрерывных токов дросселя В момент поступления им- пульса |апряжения ип у (рнс. 8.12. а) транзистор открывается и, поскольку диод VD из-за его инерционности не может мгновенно выключиться, все напряжение питания оказывается приложенным к переходу коллектор—эмиттер транзистора. Его коллекторный ток начинает резко возрастать до максимального значения 1к т, кото- рое зависит от скорости нарастания базового тока, коэффициента усиления и частотных свойств транзистора, а также от времени рас- сасывания неосновных носителей /рас д в базовой области силового диода. Практически уменьшить ток /Кш можно за счет увеличения постоянной времени тБ нарастания базового тока транзистора (на- пример, включением конденсатора параллельно переходу эмит- тер—база только иа время открывания транзистора). На рис. 8.13 приведены 112] зависимости oiносительной вели- чины выброса коллекторного тока Ктр, = транзистора от коэффициента Ктр,, — 1//IБ Л,, 3 для различных значений ТБ тэфф (где i э’ ^г> —статический коэффициент передачи тока транзистора и его ток базы в режиме насыщения', т,фф — эффектив- ное время жизни избыточных носителей в диоде) В пределе, если частотные свойства транзистора намного хуже импульсных свойств диода (но тэфф), то выброс коллекторного тока отсутствует. Рнс. 8 12. Диаграммы изменений напряжений и токов о ИСН пони- жающего типа в режимах непрерывных (а) н прерывистых (б) токов дросселя 320
Рнс. 8.13. Зависимости относительной величины выброса коллекторного тока Ктя *=/к m//g от относительной ве личины тока дросселя Ктр2=/ь//БЛг|» для различных значений тБ/т,фф Рнс. 8.14 Регулировоч- ные характеристики ста- билизатора понижающего типа С момента времени tt (рнс. 8.12, а) обратный ток диода умень- шается до /Обр> восстанавливается обратное сопротивление днода и коллекторный ток транзистора падает до значения 8 ИКЗ до напряжения насыщения 1/кэ нас . В течение времени <я—tB ток, протекающий через дроссель, увеличивается от lLmin ДО max’ а напряжение на дноде равно Un — ^кэнас' После окончания импульса «пу транзистор закрывается через время рассасывания /рас и ток дросселя начинает спадать через от- крытый диод до При этом напряжение «кэ = (Un — t/np). Затем весь процесс повторяется Статическая регулировочная характеристика (определяемая по формуле £/нШп = V (• — °)) стабилизатора понижающего типа (непрерывная линия на рис. 8 14) представляет собой прямую, на- клон которой зависит (без учета потерь в регулирующем транзисто- ре и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и на- грузки о = rL/RK [3, 27). Напряжение на нагрузке определяется относительной длительностью управляющих импульсов (при по- стоянном 1/п) и ие может быть больше напряжения питания, а ли- нейность данной характеристики улучшает условия устойчивой ра- боты ИСН При автотрансформаторном включении дросселя характер про- цессов видоизменится (на рис. 8.15, а б приведены временные диа- граммы, соответствующие схемам иа рис. 8.1, а, б): в моменты пе- реключения транзистора ток, протекающий через полуобмотки дрос- селя, будет изменяться скачкообразно, напряжение «кэ закры- того транзистора в зависимости от коэффициента трансформации будет больше (при п < 1) илн меньше (при п > 1) Uu, а выброс кол- лекторного тока т уменьшится нз-за наличия дополнительной индуктивности полуобмоток дросселя в контуре коммутации. Не- достатками автотрансформаторного включения дросселя являются: нарушение линейности регулировочной характеристики, фор- ма которой для различных и и о показана иа рис. 8.14 пунктирной линией: t И Зак. 726 321
повышенная пульсация выходного напряжения стабилизатора (по сравнению со схемой на рис. 1 10, для которой п= 1) из-за скачкообразного изменения тока, протекающего через конденсатор сглаживающего фильтра. Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима от режима непрерывных токов, дросселя для схемы на рис. 1.10 за- ключается в следующем. На интервале времени 4—/2 (см, рис. 8.12, б), когда регули- рующий транзистор закрыт, ток iL, протекающий, через дроссель и диод, спадает и в момент времени достигает нуля. На интервале времени —t3 транзистор по-прежнему закрыт, конденсатор Си раз- ряжается через нагрузку, а дроссель и диод оказываются электри- чески выключенными нз схемы. Причем в момент времени 12 напря- жение коллектор—эмиттер транзистора уменьшается от 1/п—(7ир до Un — Un. При поступлении отпирающего импульса uu.y тран- зистор открывается и его коллекторный ток начинает увеличи- ваться от нуля. Следует отметить, что в момент времени t3 выброс коллекторного тока т в данном режиме работы стабилизатора принципиально отсутствует из-за закрытого состояния диода в те- чение времени /2—13 Схемы на рис. 8.1, а, б также могут работать в режиме преры- вистых токов дросселя (для данного случая временные диаграммы на рис. 8.15 показаны пунктирной линией). Недостатками режима прерывистых токов являются нелиней- ность регулировочной характеристики, увеличение внутреннего со- противления и повышенная пульсация напряжения на нагрузке, так как на интервале времени t2—t3 (рис. 8.12, б и 8.15) дроссель не участвует в сглаживании переменного напряжения. Поэтому при проектировании ИСН режима прерывистых токов дросселя не- обходимо избегать. Методика расчета. Исходными данными для расчета ИСН явля- ются: напряжение Un и пределы его изменения At/,,; внутреннее сопротивление источника постоянного напряжения R„; номиналь- ное выходное напряжение стабилизатора U„ и допустимые пределы Рис. 8.15. Диаграммы изменений напряжении и токов в стабилизато- ре понижающего типа с автотрансформаторным включением дроссе- ля в режимах непрерывных ( ) и прерывистых (б) токов дросселя 322
Rr «г Рис 8.16. Схема релейного стабилизатора его регулировки Л1/н; максимальный 1Пгпах н минимальный токи нагрузки; допустимая амплитуда пульсации выходного напря- жения стабилизатора коэффициент стабилизации 7fCT и вну- треннее сопротивление гн, максимальный температурный уход на- пряжения 6Uu.t иа нагрузке; предельные значения температуры окружающей среды TCmin и ТСтах. На рис. 8.16 и 8.17 приведены схемы ИСН понижающего типа соответственно релейного типа и с широтно-импульсной модуляцией. Схема на рис. 1.10 [19, 23, 27, 46]. 1. Выбираем частоту преобразования fB и принимаем ориен- тировочно i]CT = 0,85 -j- 0,95. 2. Определяем минимальное и максимальное значения относи- тельной длителы ости (коэффициент заполнения) импульса напря- жения на входе фильтра: tmin ~ «4 — А^п)/Лст (Ц1 "Ь Д<А1). (8.2) Ттах = (Ц. + ДЦ|)/Пст (<4 ~ Ыи)- Рис. 817. Схема стабил!затора с широтно-импульсным модулятором 11* 323
3. Из условия-сохранения режима непрерывности токов дрос- селя определяем его минимальную индуктивность l-min (^и + АЬ/и) (I —Ymln)/2/n mtn fn- (8 3) 4. Вычисляем произведение LCH по заданному значению пуль- сации напряжения на нагрузке ДСн = (1/н-Дин)(1-ут1п)/16^/Й - (8.4) и определяем индуктивность дросселя (с током > /я тах) и ем- кость конденсатора из условия равенства их масс с учетом (8.3) и (8 4) 5 Амплитуда тока через конденсатор С„ равна (для релейных стабилизаторов проверка предельно допустимых параметров кон- денсатора проводится для /п = /п тах) fC m«x=(<;H-AUH) (1 -ymin)/2Lfa. (8.5а) Действующий ток через конденсатор ’c^'cmax/V^ (8.56) 6 Определяем среднее и предельные значения тока, протекаю- щего через дроссель, при Unmax и 1Нтах- ^/.ср = Л| max' IL min I» max max’ (8.6) IL max ^нтах~^~ max- 7 . Задаемся значением l^m = (I 2 -? 2) lLcp и с учетом ча- стоты преобразования выбираем регулирующий транзистор по току и напряжению 1Ктах>1Кт или max ^Lmaxi ^КЭ max >(Un + Al/n). j 8 Выбор импульсного днода проводится с учетом частоты пре- образования по прямому току и обратному напряжению > !L max’ ^обр м р > ^птаг=^п + Д^п- 9 . Вычисляем ток дросселя /L и коэффициенты и Ктр2: max—(^н +А^н) (1 —Утая)/2^7п, (8.7) КтР1=/Кт//БЛ21этож, K-TPt~lL/lsh2i3 тах, где h2tsmin’ Л21зтол’ /Б= !Б max/h2\3 mtn ~ предельные значения коэффициента передачи и базовый ток регулирующего транзистора. 10 По графикам на рис. 8.13 определяем тБ, а затем емкость конденсатора СБ « 1,6/Б тБ/Д(7ЭБ, включенного параллельно пе- реходу эмиттер—база транзистора (Л(/дБ — изменение напряже- ния эмиттер—база на входной характеристике транзистора, соот- ветствующее изменению базового тока йа /ри)- 324
Вил max — Тт In (8.8) ^выкл max — fpac max — тн’п 11. Определяем времена включения, выключения и рассасы- вания регулирующего транзистора (прн тБ < тт). I 4~Кнас min ТБ \ Кпас min \ 2т. ^аап + ^д тах/^из min ^зап Квас {к нас Л21Э max (^б+ ^зап) где хт « Л2 |Э₽КСК + 1/2л/гр; /к нас = /„ + (l/„ + А£/„) X X (1 — YmaxVfn2^-; /зап — запирающий транзисторный ток; тн — постоянная времени накопления заряда в базе насыщенного трап- J _ у эистора, Кнас = Б 2 э------——с — коэффициент насыщзння;/Гр. нас RK — граничная частота и внешнее сопротивление в цепи коллек- тора транзистора соответственно. 12. Потерн мощности на транзисторе определяются в основном потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере- ключения): К нас moJ КЗ нас Ymax. днн = 0’5^п (tAi+^n) (?Кт ^вкл+Уд max ^выкл)- РК = />К нас + РК дни- (8 9) 13. Потери мощности на дноде определяются потерями в пря- мом направлении и динамическими прн его выключении ^’д /« max ^пр ('—Ymin) + ^n X х (t/a + Л(^п) (Jxm — Z L min) 'вое. обр 6 (8-Ю) 14. По заданному значению Кст вычисляем коэффициент пере- дачи схемы управления ШИМ = (Кст — ')/(^п— Л^п) ® ") 15. Расчет схемы управления с учетом температурной неста- бильности 6Ц,.Т проводим по методике, изложенной в гл. 5. 16. Вычислим потери мощности в дросселе н определим КПД и внутреннее сопротивление стабилизатора PL “ Ч-еР Л Ст ~ hi max /(U„ i„ max -f-PTЧ-Рд + Р^ + ^с у) (8.12) ru—r3 Ymax/[l +Кшим Wn~Al/T)], где rL — сопротивление дросселя; гэ = RH + rL 4- гкэ; /?н> гкэ — соответственно сопротивление источника питания и перехо- да коллектор — эмиттер насыщенного транзистора. 325
Схемы рис. 8.1, а, б (прн /п = const). 1. В зависимости от напряжения питания и тока нагрузки вы- бираем коэффициент трансформации дросселя (n > I, если необ- ходимо уменьшить напряжение икэ, и п < 1, если необходимо уменьшить 1]^) по возможности ближе к оптимальному значению (по отношению к расчетной мощности транзистора) попт ~ — Са). 2. Выбираем частоту преобразования fu и Пст = 0,85 0,95. 3. Определяем предельные значения относительной длитель- ности импульсов напряжения на входе фильтра ________________U и-___________________ Ут‘П Пет [(£/и+Л</л)"-|-(<'н-Л<А.)(!-«)! ’ _________________Ц.+ ЛС'н_____________ Пет К^п’ д и) п _(^н + д1^и)(1— л)! 4 Из условия сохранения режима непрерывности токов дрос- селя определяем его минимальную индуктивность «Л14- &U„-UH+Wn) ym,n (ymin п 4- -1-2-2ут<-п) n-(UH-bU„) (1-Ym,„)8 2^li fn 5. По заданной амплитуде пульсации напряжения определяем емкое! ь конденсатора (с учетом сопротивления потерь конденсатора гп): для рис. 8.1, а С _ (24"-2/Н+Д/рУ Н_/п[2{/и~-<г„(п-1)] ’ . (^н— Mill) (1—Ymin) [3(1—Ymin)4~Y/n»n nJ fn L [Tmin (« — 0+1] Д/* — ^')(1—Ymin) П L~ fn L для рис. 8.1, 6 Ymjn 2/ц max [уг„,п (я —1)+1—2r>J— Д/j, [2yn><n X 1 2fn ' Tj \ * 2t/ ।_JYmjn (Л 1) + l]“^n ( 1 1 {^H max 2n + X (.1-n)- 1] + Д/" lYmin (1—П)—1]} »• ({^п + Д^п — ^н + Д^н) Yrnizi где A/l =---------------------—------------------- In ъ 326
6 Максимальная амплитуда и действующее значение тока че- рез С„ для рис. 8.1. а Л1 та.у (п В t/ц ЛЦ„ с",ах~ 2|Tnln(n-l)+l| + 2Lf„ 3 (Ym/n — Ц* ;г [Ут/п ** Н Vmin) ~t* У min (3 “^Ymtn) ""• Ц Х 2|Tmin(n-I)+l] __({/и—(1 Tmtn) Г______________ 'Сд— ,--- Т'ита* . |/ 3 цп I. )min (« ’)+1 (t/ц- Af/ц) Л yw<n " (I — Ymfn) + 3 (Vmtn— Уп 2(Vm/„(«-l)+l| для рис. 8.1,6 Ai max (I —я> (t/n4~At/n—t/H4~A(/»i) Vmfn Ста*- Ymjii(n_1)+| 2Lfn '"'""Д’ Тт/„(П-1)4-1 + I (f/ц-|-At/ц — Uh~\-&Uh) У min KT Lfn » 7. Определяем токн, протекающие через дроссель (ток i’L) h. ср ~ та*! 2/н max— Д\ Xmin Д/a 0 Ymin) f т{П 2 (Ymin rt4* 1 Tmfn) IL max L min «4-ДЛ. где &/t =;(l/n4-Л17п—^кЭняс—4'Д^н) Vm/n ' п« — ((^н — Д^н—k'np) (1 —Ymin)/^-/n- 8. Задаемся током 1Кт = (1,24-2) /Lcp и с учетом частоты преобразования выбираем.регулирующий транзистор по току н на- пряжению* max max (или то* > ^Кт)' ^КЭ та* -> ^114-Д^п + (^н4-Дун) (• —«)/«• 9. Выбор импульсного диода также проводится с учетом /п по прямому току и обратному напряжению rnp > lL тах!п' ^обр н.р > t'rf4" (^п4" Д^п~t'll) п- 10. Проводим вычисления по пп 9—16 методики расчета схе- мы на рис. I 10 с учетом: а) в выражении (8.7) lL = IL т{п',
б) при вычислениях по формуле (8 8) /к нас = IL тах , , причем lLmaxl вычисляется по формулам (8.13) после замены ^н max на Inmin'’ в) при вычислениях по формуле (8 9) заметить /н тах на (^т1пп+ lLmaxl " (U„ + ™ 1Ц, + + ((/„ + ли,,) (1 — п)/п], г) при вычислениях по формуле (8.10) заменить 1Нтах на ULmtn + Л/»/2) и (U„ 4- Д(/п) иа (l/H + (Un + Д</„ - U„)/n]. 8.4. Стабилизаторы повышающего типа Временные диаграммы изменений токов и напряжений для ста билизатора повышающего типа (см. рис. 1.11) приведены иа рис 8 18. Режим непрерывных токов дросселя. На интервале времени 0—/х транзистор VT закрыт, ток дросселя протекает через днод VD в нагрузку RH и конденсатор Сн При этом напряжение иа дросселе равно ии — 0п — 1/пр, а на транзисторе UH — Uap В момент вре- мени Z, открывается транзистор VT и через него на интервале (Z,—/2) протекает импульсный ток амплитудой /Кт, обусловлеи- Рис. 8.18 Диаграммы изм нений напряжений и токов в стабилиза торе повышающего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов дросселя 328
иый разрядом конденсатора Сн через диод VD из за его инерционности По окончании процессов рассасыва иня неосновных носителей в диоде VD (момент времени (2) конденсатор Сн отключается от дросселя и тран- зистора и разряжается в нагрузку током /н В течение этого д<е време ни (/2—/э) происходит накопление энергии в дросселе (увеличение тока °т min А° lL та») за счет его ПОД' ключения к источнику питания через насыщенный транзистор VT. Прн этом напряжения равны и^э = = ^Кэ нас ' UL "п ^КЭ нас ’ “д ~ Un ~ ^КЭ нас • Рнс. 8.19. Регулировочные характеристики стабилиза- тора повышающего типа С момента времени t3 весь процесс повторяется. Наличие про- цессов рассасывания в транзисторе приводит к его закрыванию через время /рас после окончания импульса ип у. Ток 1Кт может быть определен (как и для схемы на рнс. 1 10) по графикам на.рис 8.13. Максимальные значения обратного тока через диод и тока разряда конденсатора /обр тах = /с тах — т II min' Статическая регулировочная характеристика стабилизатора по- вышающего типа (без учета потерь в транзисторе и диоде) определя- ется зависимостью (27] Un о + (1-0)(1-у)2 1 где о= (rL+ гдн11)//?и. гД1)Н, rL, RK — сопротивления днода (ди- намическое), дросселя и нагрузки соответственно. Из построенных по формуле (8 14) кривых на рнс 8 19 видно, что в идеальном случае при о = 0 и у -► 1 регулировочная харак- теристика устремляется в бесконечность. При наличии практически неизбежных потерь в дросселе (о¥= 0), а также в транзисторе и дио- де на регулировочной характеристике появляется экстремум, зна- чение которого сильно зависит от о. На основании построенных регу- лировочных характеристик можно отметить следующие недостатки стабилизаторов повышающего типа. 1) для получения большого диа- пазона регулирования выходного напряжения необходимо обеспе- чить малые значения о. 2) нелинейность характеристик ухудшает условия устойчивой работы стабилизатора; 3) в режиме холостого хода выход! ое напряжение стабилизатора, начиная с у > (0,6— 0,8) резко ] велнчивается при о 0 Временные диаграммы для автотрансформаторного включения дросс ля для схем на рнс. 8.2, в, г показаны соответственно на рис 8.20 а, б Отличие процессов, протекающих в схемах с авто- трансформаторным включением дросселя, по сравнению со схемой на рис. 1 11 заключается в следующем: 1) наличие в контуре ком- мутации транзистора в момент его открывания дополнительной ин- дуктивности полуобмотки дросселя приводит к уменьшению выбро- сов коллекторного тока IКт и обратного тока через диод /оСр таХ1 а также уменьшает амплитуду тока разряда /с тах конденсатора 329
фильтра; 2) напряжение t<K3 на транзисторе для схемы на рнс 8.2, а меньше, а для схемы на рнс. 8.2, б больше выходного на- пряжения стабилизатора 3) коллекторный ток транзистора в схе'- мс на рнс. 8.2, а больше, а в схеме на рис. 8.2, б меньше по срав- нению с тем же током в схеме па рис. 1 11; 4) регулировочная харак- теристика смещается влево прн л > I и вправо прн п < I (пунктир- ные линии па рис. 8 19). Режим прерывистых токов дросселя. Отличие данного режима от режима непрерывных токов дросселя для схемы на рис. 1.11 со- стоит в следующем. После закрытия регулирующего транзистора (момент времени /2 на рис. 8.18, б) ток, протекающий через дрос- сель н диод, уменьшаясь, достигает нуля в момент времени t3. На интервале /а—/4. когда транзистор по-прежнему закрыт, ток че- рез дроссель и диод равен нулю. В момент времени ts напряжения скачкообразно уменьшаются иа транзисторе от Utl — t/Dp до Un, на дросселе от Uu — Un — U„p до нуля, на дноде напряжение увеличивается от <7Пр до Un — Un, а ток конденсатора изменяется от нуля до /н. При поступлении отпирающего импульса ии.у тран- зистор открывается, его коллекторный ток начинает плавно увели- чиваться от нуля без выброс в так как в течение времени t3—tt днод закрыт. Применение режима прерывистых токов в схемах с автотранс- форматорным включением дросселя приведет к таким же изменениям во временных диаграммах, как и для схемы на рнс. I II, а именно (пунктирные линии на рис. 8.20. а, б) увеличится длительность закрытого состояния диода; па форме напряжений и ид по- явится гвырез»; на форме коллекторного тока отсутствуют выбросы Существенным недостатком режима прерывистых токов являет- ся повышенная пульсация напряжения на нагрузке нз-за увелнче- Рис 8 20 Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилизато ре повышающего типа с автотрансформаторным включением дрос- селя в режимах непрерывных (я) и прерывистых (б) токов дрос- селя 330
ния длительности разряда конденсатора в нагрузку и увеличение внутреннего сопротивления. Методика расчета. Исходные данные для расчета ИСН повышаю- щего типа могут быть использованы нз § 8.3. Схема рис. 1.11. 1. Выбираем частоту преобразования /„ н принимаем Лет = «= 0,9. 2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное значения относительной длительности открытого состояния регу- лирующего транзистора 1 Un\-bUn \ 1 /, ип\ — I* — И л,, Тном— I1 ,, I, Утах Лет \ "и----) Лет \ <Л| I I /. и„ -ьии \ _ —- - .. Чет \ ^н4"Д^!1 / 3 Из условия обеспечения режима непрерывности токов дрос- селя определяем его минимальную индуктивность > АЕ/ц) YmaT ( Ymn.r) 2/н min /п 4 Определяем средний, минимальный и максимальный ток дросселя: 1L min IL ср 11, ср —Л1 Ymax)» V\\ min Ymax 2^-min fu ' о/ _______ / L max L ср ‘ L min’ 5. Задаемся током /Кл| — (1,2 4- 2) IL ср и с учетом частоты преобразования/п выбираем регулирующий транзистор по току и на- пряжению /к max > /Кл| = 1*5/£Ср (или прн больших измене- ниях тока дросселя /к тах > (/,. тах + /н тМ/2)), (/кэ тах > > ^11 П!ПХ‘ 6. Выбираем силовой диод с параметрами: Л1Р 1L щах' ^н max< ^вос-обр l.fw 7. Определяем относительное значение выброса коллекторно- го тока Ктр, = /Кт/АБЛ21э max и коэффициент Ктр2 - lL mtnf /в^21э/лах- графикам на рнс. 8 13 находим тБ/тэфф, а затем СБ — 1,6/БтБ/Д(7ЗБ 8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва- ния транзистора по формулам (8.8). 9 Потери мощности на транзисторе определяются в основном потерями в режиме насыщения и динамическими (в моменты пере- ключения): нас ~ L ср ^КЭ нас Vmax> (Си Unp) (^K«i ^вкл + h. max 'выил)> /’к насдни 331
10. Потери мощности на диоде определяются в основном поте- рями в прямом иаправленнн и динамическими при его выключении Рд= IL ср Спр О Ymax)-!’ UH /рбр max /вос.обр /и/6, где /обр max = 1тах IL min' II. Пульсация напряжения иа нагрузке определяется нз вы- ражения Сн~ = /н (I—y)'/ii CH-r/L maxrn- При включении в качестве Сп нескольких параллельно вклю- ченных конденсаторов, нх общее число max (1 Ymin) /д r)iax rn.n Nr=-------------------4- -----------. c Co fa 2UU~ 2UH_ Импульсное и действующее значения тока через один конден- сатор фильтра max~(JL max Си л/ 1'1 _________v пС * 1 Утах 12. По заданному коэффициенту стабилизации вычисляем ко- эффициент передачи схемы управления „ _ (Уном Ymin) Кст Un лшим— (и v .j I'-'n max—f-'n) ии 13. Расчет схемы управления с учетом температурной неста- бильности 6(/н.т проводим по методике, изложенной в §§ 5.2 и 8.2. 14 Вычисляем потерн в дросселе и, приняв мощность, потреб- ляемую схемой управления, равной Рс.у, определяем КПД стаби- лизатора PL ~ lL ср rL- _____________Сн /н max__________ Un hl max' + + у 15. Внутреннее сопротивление ИСН (полагаем дифференци- альное сопротивление диода равным гДИф) R" rL^ гДИф Ut /Сет иа Схемы рис. 8.2, а, б 1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН, а также тока нагрузки выбираем коэффициент трансформации дрос- селя (л > 1 при уменьшении напряжения нкэ и n < 1 при умень- шении «к), оптимальное значение которого попт = (UH — Un)/Un, при этом у = 0,5 332
2. Выбираем частоту преобразования /п и, приняв г]ст = 0,9, определяем минимальное и максимальное значения относительной длительности открытого состояния траизнстога: _ (U„-&UU)-(U„+&U„) ?тгЛ пет [(^h-AI/h)+(<Л1 +Л^П) («-»)] ' 1 ин-ип Тном Пет ГЛ,-1-</п(п-1) ’ (Он+Д(/н)-((/п-Л</п) УтаХ ПстКУн + Дад + ^п-Л^нХл-!)] ‘ 3 Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмотки Ч^а) F-m/n |(^п — Ап) — ^п-1-AUn)(l —fmax)2] (J Ymax) 2/н minfn 4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи, протекающие через полуобмотку ITj дросселя (ток i'L). 7 . Утах 1 . . . . '/-ср 2д x'L min' lL maxlni' . ___ fн may (^н~Ь At/H—^п~Н Д^п) (I —Утах) Lmin~ г-Утах 2Lfn . = (t/n —At/,,) утах П2 1L max ‘ L они 5 Задаемся ZKm = (1,2 4- 2) /Lcp и выбираем транзистор нз условия /к ,пах > lL тах (или 1Ктах > /к т при /Кт> > {L max) н УКЭ max > Uu/n‘ 6 Выбираем импульсный диод с током / > 1^та/п и напри- жением 1/обр и р > (^н + Д^н + Iя — П). 7 . Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме- тодики расчета схемы на рис. 1.11, в которой необходимо: а) заменить /Lcp на (I с min п + 1L max)12 в формуле для вас Н и« ~ упр Н3 у.>+ <Ун - ип - упр) п в формуле Для F’jQjmi, б) в формуле для Рд заменить /L ср на (ILmin + lL твх In) 2 и ин на и„ + (Ип — икэ нас) (п — •); в) в формулах для пульсации н числа конденсаторов Nc заменить lL тах на /L maJn, а импульсные токи через конденса- тор будут равны 1с max ~ max в ыомент времени it иа рис. 8 20, а и 7С тах~ на интервале времени уТ. 333
8.5. Стабилизаторы инвертирующего типа Временные диаграммы токов и напряжений для стабилизатора полярно йнвертирующего (инвертирующего) типа (см. рнс. 1.12) — приведены на рнс. 8 21. Режим непрерывных токов дросселя На интервале времени О—/, транзистор закрыт уменьшающийся ток дросселя через откры тый диод протекает в конденсатор и нагрузку. При этом напряжение на транзисторе икэ = (Un + — l/np), а на дросселе uL~ = (<£.- <AiP)- В момент поступления отпирающего напряжения ип.у на базу транзистора он начинает открываться. Инерционность диода иа интервале —t2 приводит к разряду конденсатора через открываю- щийся транзистор на источник питания Un и всплеску коллектор- ного тока 1цт- Уменьшить /Кги можно тем же способом, что и в ИСН понижающего или повышающего типов, т. е. за счет уменьше- ния скорости нарастания базового и коллекторного токов регули- рующего транзистора После окончания процессов рассасывания в диоде (момент времени /2) конденсатор Сн оказывается подключен- Рис 8.21. Диаграммы изменений нагГряжеиий и токов в стабилизато- ре инвертирующего типа в режимах непрерывных (а) и прерывистых (б) токов дросселя 334
иым только к нагрузке /?«. В те- чение времени /2—13 через кон- денсатор протекает ток разряда, равный току нагрузки /И1 напря- жение на транзисторе равно (\э нас > ток дросселя, который через насыщенный транзистор подключен к источнику питания Un, возрастает от lL min до /Lmax и напряжения на дросселе и дно- Де “L = Un - {/кэ нас,ид = + ии - 1/кэ ,1ас. После окончания импульса ып у регулирующий транзистор через время рассасывания /рас закрывается, ток дросселя начи- нает уменьшаться от /L тах до min' Рис. 8.22 Регулировочные ха- рактеристики стабилизатора инвертирующего типа Статическая регулировочная характеристика стабилизатора инвертирующего типа 127] представляет собой семейство кривых, построенных по формуле Ун Un у (1—у) (1—0) O + (1 —о) (1—у)2 где о = (rL -f- rRa„)/RH\ гДи|1 — динамическое сопротивление ди- ода; одна кривая устремляется в бесконечность при о — О и у ->- 1, а другие при о > 0 имеют экстремум зависящий от о (рнс. 8.22). Все кривые начинаются от нуля, а выходное напряжение ИСН име- ет противоположную полярность но отношению, к напряжению пи- тания. Поскольку семейство кривых иа рнс. 8.22 почти симметрично семейству кривых иа рнс. 8.19, то недостатки ИСН повышающего типа относятся и к инвертирующему ИСН: 1) для получения боль- шой кратности выходною напряжения необходимо иметь малое значение о = (rL -|- гД|1Н)/Лн; 2) нелинейность характеристик тре- бует принятия дополнительных мер по обеспечению устойчивой ра- боты стабилизатора (при высоких коэффициентах стабилизации); 3) при малых значениях о (например, в маломощных стабилизато- рах) и большой кратности выходного напряжения необходимо принимать меры по защите от превышения напряжения (например, прн сбросе нагрузки). При автотрансформаторном включении дросселя значение и форма напряжений и токов изменится (на рнс. 8.23, а, б показаны временные диаграммы, соответствующие схемам иа рис. 8.2, в, г): 1) амплитуда коллекторного тока /Кт в момент открывания транзистора уменьшится из-за наличия дополнительной индуктив- ности в цепи разряда конденсатора Сп 2) ток 1д, протекающий через полуобмотку дросселя, будет в моменты коммутации транзистора скачкообразно изменяться, 3) напряжение на закрытом транзисторе икэ = (/„ + ((/н — — 17цр)/п и в зависимости от значения п оно больше (л < I) илн- меньше (n > 1) того же напряжения ыкэ для схемы на рнс. 1.12 335
4) обратное напряжение на диоде ид — Un + (Un — иКЭнас)п и также в зависимости от п оно больше (л > 1) или меньше (л < 1) обратного напряже! ия диода для схемы рис. 1.12; 5) регулировочные характеристики смещаются влево при п > 1 и вправо прн л < 1 (пунктирные линии на рнс. 8.22). Режим прерывистых токов дросселя. Особенность работы схем на рнс 1.12 в режиме прерывистых токов состоит в следующем (см. рнс. 8.21,6). На интервале времени 0—1, транзистор закрыт, ток дросселя и диода равен нулю, вследствие чего напряжения на транзисторе, диоде и дросселе соответственно равны и^э = Un, «д = “L = °- В момент G поступления импульса ип.у регулирующий тран- зистор открывается и его коллекторный ток сравнительно медлен- но возрастает без. выбросов 1^т, так как ток через диод к моменту времени 1] был равен нулю. По окончании импульса «п.у транзи стор через время <рас закрывается, и ток дросселя начинает спадать до нуля в течение времени 1г — 13. На интервале lt — t3 значения напряжении нкэ, uL и ид такие же, как и в режиме непрерывных токов дросселя (см. рис. 8.21, а). С момента времени t3 весь про- цесс повторяется. Применение режима- прерывистых токов в схемах ИСН инвер- тирующего типа с автотрансформаторным включением дросселя (пунктирные линии па рнс. 8.23, а, б) приведет к пропаданию вы- броса коллекторного тока 1^т, увеличению напряжения на диоде и уменьшению напряжения на транзисторе и дросселе в течение вре- Рис 8.23. Диаграммы изменений напряжений и токов в стабилиза- торе инвертирующего тина с автотрансформаторным включением дросселя в режимах непрерывных (а) и прерывистых (6) токов дросселя 336
меии /4 <s, при котором iL = 0, до ир = UK, икэ = Un и uL = О- При этом иа форме напряжений днодт ГГ'транзистора появляются «вырезы». Недостатками режима прерывистых токов, как и для ИСН двух других типов, являются главным образом повышенная пульсация напряжения на нагрузке нз-за увеличения времени разряда конден- сатора в нагрузку на интервале ts—tt н некоторое увеличение вну- треннего сопротивления. Методика расчета. Схема на рис. 1.12. Для расчета ИСН инвертирующего типа могут быть использованы исходные данные из § 8.3. 1, Выбираем частоту преобразования f„ и принимаем т]ст — = 0.9. 2. Определяем минимальное, номинальное и максимальное значения относительной длительности открытого состояния регули- рующего транзистора: __________Цц—&Uh___________ Vmin~ Пет Цд _и„+&ии Чет Пет (Сд — Д^п + и) 3. Из условия обеспечения непрерывности токов дросселя опре- деляем его индуктивность . (^н+ — ^Лтр) (I —Ymin)* Lmin 9/ . f НИИII In 4. Определяем средний, минимальный и максимальный токи дросселя при /Hmai и Unmin (пр« hi min и Unmax искомые зна- чения будут меньше): 1 Lcp~ hlmaxfU Tmax) • . __ . Unmin Утах 1 Lmin~ ‘ Lcp nr f • *Lmtnln / __9/ _/ ' Lmax Lcp 'Lmin- 5. Задаемся значением l^m= и с учетом fn выби- раем регулирующий транзистор с параметрами /к тах > 1^т, иКЭтах > (уп + Д ^г. + Ц| + Базовый ток транзистора равен /Б = /К„/Л21эт1п- 6. Выбираем силовой диод с параметрами: / > lLmax, ^обр-и р > (Un + Д1/п + Uh + Д1/н), ^вос.обр Mfn- 7. Определяем коэффициенты Хтр| = IКт/1 ^21э max' ^тр2 = = lLmin,fBh2i3max По графикам на рис. 8.13 находим Tg/t^, а затем емкость конденсатора СБ = 1,6/БтБ/Д(7ЭБ. 8. Определяем времена включения, выключения и рассасыва- ния транзистора по формулам (8.8). 337
9. Потери мощности на транзисторе равны сумме потерь мощ- ности в режимах насыщения и переключения и достигают максималь- ного значения при UBmax и ут/п: ^Кнас = /.ср ^КЭиас Ymin- Р Кдин —®'®/п(^п+ Д^п+^н + А^н— ^пр)Х X (1Кт /пкл +1 Umax *вы1(л), РК~ ^Кнас + РКдип 10. Потери мощности иа диоде “Ттал) “(®\1 А^п + ^и + ДЬ,, — ^кЭиас) X /обр max ^noC-оСр /п/®- , , / /птах Unmax Timin ] где /обр max ‘Кт~I . ~~ 9/« Г \ 1—?т/п /Чп / 11. Пульсация иа нагрузке, число конденсаторов и протекаю- щие через них эффективный и импульсный токи определяются по тем же формулам, что и для ИСН повышающего типа. 12. Вычисляем коэффициент передачи схемы управления с учетом коэффициевта стабилизации Кет „ (Xmax Yhom)/^ct Ug шим > (Ua-Ua mi„) ((/„—Д4/н) ’ 13. Расчет схемы управления проводится по методике § 5.2, 8.2. 14. Потери в дросселе PL ~ //,ср tl- 15. Значения т)Ст и гн определяются по тем же формулам, что и для ИСН повышающего типа. Схемы на рис. 8.2, в, г. 1. В зависимости от входного и выходного напряжений ИСН, а также тока нагрузки выбираем оптимальный коэффициент транс- формации дросселя лопт = 1)я1иа. 2. Выбираем fa и, приняв Т]ст = 0,9, определяем относитель- ные значения длительности открытого состояния регулирующего транзистора: __________У»-At/,,__________ • U„ Ут‘п ^т1(ип+лип)п+и„-ли„] ’ 7ном Т)СТ(!/„«+Уч)’ _________t/цЧ At/ц_________ VmBJC~ Псч [({/п-ДС/п)л + </н+Д</н1 ‘ 3. Определяем минимальную индуктивность дросселя (обмоткн для обеих схем) д (^н +At/ц //пр) (1 Timin)2 ^fn^nmin 338
4. Определяем токи, протекающие через полуобмотку (Г, дрос- селя (ток i[) , г (if пУтах \ . ^Lcp — иглах I Ч” . 14'/1УтахХ \ • Утах1 (1/пкэ«ас)лVmax (* ~ Утах) — (^н + Д^н — Uпр)( 1 — Утах)2 2^7п (1 Утах) . hi max (^п + Д^н —t/пр) () —Утах) Lmin~ 1-Утах- 2L/n , , , (^п“Д^п“^кЗиас) rt* Утах ‘Lmax = ‘ Lmln п 4" г г Чп 5. Задаемся током /Кт = (1,2 4- 2) lLcp и выбираем транзи- стор С ТОКОМ lKmax> lLmax(MH {Ктах > 1К т ПРИ lKm > lL тах> и напряжением UK3max > Un + &U„ + (&„ — Упр)/п. 6. Выбираем диод с током /пр > l^maJn и напряжением t/обр и р >(^н + Д^н) + (^п + Д^п ^кЭнас) ”• 7. Проводим расчет по пунктам (7—15) приведенной выше ме- тодики расчета схемы на рис. 1.12, в которой необходимо: а) заменить lL ср на (/L min n + lL max)/2 в формуле для РКнас и U„ + Д1/п + Un + Д1/н - Unp на Ua |- Д{/п + (1/п + ДУн - — U„p)/n в формуле для РКднн. б) в формуле для Рд заменить /Lcp на (IL mtn+ lL mo/n)/2 н Un 4 Д<4 + Ua + Д(/„ - (7КЭнас иа UB + Д(/н + (С/„ + + Д(7П — УКЭиас) «'• в) в формулах для пульсации Un~ и числа конденсаторов Nc заменить lLmax на 1^та1/ч, а импульсные токи через коиден:атор будут равны ^стах~ Ul max — I$^(41 в момент времени ts на рис. 8.23, а; 1С тах =• l„/Nc на интервале времени уТ, 8.6. Специальные схемы и области применения импульсных стабилизаторов Специальные схемы ИСН Рассмотрим некоторые схемы ИСН, отличающиеся от типовых своим построением и характеристиками Стабилизаторы с /?С-фильтром [3]. В ддиных стабилизаторах вместо дросселя в сглаживающем фильтре применяется резистор R. На рис 8.24, а, б приведена силовая часть таких стабилизаторов, являющихся аналогами схем иа рис. 1.10 н 1.11. В отличие от ИСН на рис. 1 11 в схеме иа рис. 8.24, б напряжение иа нагрузке всегда меньше напряжения питания 1/п. Динамические потери мощности на регулирующем транзисторе в схеме-ИСН па рис. 8.24 меньше, чем в схемах стабилизаторов па рис. 1.10 и 1.11 за счет линейного изме- нения напряжения коллектор — эмиттер в моменты переключения транзистора. Поскольку на активных сопротивлениях гасится весь 339
Рис. 8 24. Схемы стабилизаторов с 7?С-фильтром избыток напряжения между (7П и Ua, то КПД таких ИСН значитель- но меньше, чем ИСН с LC-фильтром Стабилизаторы с частичной модуляцией (или с вольтодобавкой) 13, 27]. В тех случаях, когда имеются дополнительный источник питания или же вывод от первичного источника с промежуточным потенциалом, возможно построение стабилизатора с частичной моду- ляцией (рис 8.25, а), при котором последовательно с силовым бло- кирующим диодом включается дополнительный источник напряже- ния £доп (вольтодобавка). В таком стабилизаторе напряжение Нф (рис. 8.25, ) на входе фильтра при закрытом регулирующем тран- зисторе уменьшается до £доп — Uav вместо t/up в схеме иа рис. 1.10. Это позволяет получить заданную амплитуду пульсации напряжения на нагрузке при меньшем коэффициенте сглаживания фильтра, т, е. при его меньших массе и габаритах. Поскольку напря- жение на закрытом транзисторе икэ — ((7П + 1/пр — Едоп) и меньше иа £дОП того же напряжения в схеме на рис 1.10, то и ди- намические потери мощности на регулирующем транзисторе в схеме на рис. 8.25, а будут меньше. Недостатком ИСН с частичной модуляцией является необхо- димость в дополнительном источнике, который может быть получен: от дополнительной обмотки трансформатора преобразователя напря- жения ПН или дросселя после выпрямления и фильтрации перемен- ного напряжения (рис 8.26, а, б); при помощи вспомогательного стабилизатора (рис. 8 26, в), при помощи дополнительных выпрями- теля и фильтра в случае наличия входного источника переменного напряжения (рис. 8.26, г). а) Рнс. 8.25. Схема силовой части (в) и временные диаграммы измене- ний напряжений и тока (б) стабилизатора с частичной модуляцией 340
Рис. 8.26. Схемы формирования дополнительного напряжения в ста- билизаторах с частичной модуляцией В схемах на рис. 8.26, а — в практический выигрыш по срав- нению со схемой иа рис. 1.10 получить затруднительно, так как в первых двух схемах'появляются дополнительные элементы, а мощ- ность дополнительного источника потребляется опять же от основ- ного стабилизатора; в третьей схеме содержатся фактически два ста- билизатора, суммарная выходная мощность которых равна мощности нагрузки. В схемах на рнс. 8.26, г может быть получен выигрыш за счет коммутации регулирующим транзистором части мощности нагрузки. Комбинированные стабилизаторы [118, 119]. По своим динамиче- ским характеристикам (особенно при быстрых изменениях тока на- грузки) ИСН из-за наличия LC-фнльтра с большим коэффициентом сглаживания значительно уступают КСН непрерывного действия. Однако последние по сравнению с ИСН имеют меньший КПД, кото- рый находится в большой зависимости от изменения напряжения пи- тания. Стремление совместить хорошие динамические свойства КСН с высоким КПД ИСН привело к созданию комбинированных стаби- лизаторов, которые фактически состоят из двух стабилизаторов (рис. 8.27): непрерывного действия [VTlt УПТ, ИЭ) и импульсного (КТ2, VD, L, С„, СУ). В установившемся режиме транзистор VTt закрыт и стабилиза- ция напряжения на нагрузке осуществляется импульсным стабили- затором. При иабросе нагрузки или уменьшении (7П выходное на- пряжение стабилизатора уменьшается и при определенном уровне, равном Uu — — порогу срабатывания КСН, открывается тран- зистор У7\ и в нагрузку поступает дополнительная компенсирующая мощность. После достижения среднего значения тока, протекающе- го через дроссель фильтра, установившегося значения, равного, на- пример, для схемы на рис. 8.27, напряжение на нагрузке воз- вращается с точностью статической ошибки до номинального зна- чения, а транзистор VTX закрывается. Если последовательно с на- 341
грузкой включить датчик тока 2?ш (пунктирные линии на рис. 8.27), то включение КСН можно осуществить по заданному пороговому значению тока, а не напряжения, что позволит еще повысить бы- стродействие стабилизатора при увеличении тока нагрузки. Следует отметить, что при повышении напряжения питания или уменьшении тока нагрузки, когда необходимо погасить избыток энергии, накопленной в дросселе и приводящей к перенапряжению, последовательная схема КСН не эффективна. В этом случае в стаби- лизатор добавляются КСН параллельного типа (рис. 8.28), который включается в случае превышения напряжения заданного порога (t/H Ь Д V«). В общем случае, когда требуется малая динамическая ошибка и высокое быстродействие, как при увеличениях напря- жения питания и тока нагрузки, так и при их уменьшениях, комби- нированный стабилизатор содержит фактически три стабилизатора: ИСН и КСН последовательного и параллельного типов. Недостатком такого стабилизатора является большое число элементов, что при- водит к снижению надежности и увеличению массы и габаритов уст- ройства. Стабилизаторы с микросхемой К142ЕП1 [38, 120]. Появление интегральных микросхем, специально разработанных для ИВЭ и содержащих несколько функциональных узлов, позволяет повы- сить надежность и улучшить массогабаритные показатели ИСН (осо- бенно маломощных). На рис. 8.29 приведена схема ИСН понижающего типа с приме- нением в схеме управления микросхемы К142ЕП1 [DA). В качестве регулирующего элемента используется составной транзистор VT3, VTt (при l/n=27±J В и /н = 1 4- 3 А, в качестве VT3 и VT4 могут быть применены транзисторы КТ803А и КТ630Б). Резистор Re включен для подачи отпирающего тока в базу составного транзисто- ра' ( п— Д"п ^ЭБЗ ^ЭБ4) Л21э Зии'п х Л21э imiJ1 max’ где УЭБ3. ^ЭЬ4,/121э3„1(-„,/121э4„ил — соответственно напряжения эмиттер — база и минимальные коэффициенты передачи открытых транзисторов VT3 и VT4 l^max" максимальный коллекторный ток VT 3. Форсированное закрывание составного транзистора осущест- вляется подачей запирающего тока от дополнительного, источника Рис. 8 28. Схема комбиниро- ванного стабилизатора с КСН параллельного типа Рис. 8 27. Схемы комбиииро ванных стабилизаторов с КСН последовательного типа . 342
Рнс. 8.29. Схема стабилизатора понижающего тип? с микросхемой К142ЕП1 напряжения ЕдОп через резистор R, и насыщенный транзистор VTt. Сопротивление резистора Rs рассчитывается по формуле Яз £доп—пр ^КЭиас ^зап где (/„„ — падение напряжения в прямом направлении на диодах VDlt VDt, необходимых для защиты транзисторов VTS и VTt от обратного напряжения; ^кэнас— напряжение насыщения тран- зистора УТг\ /зап = (2 5) lKmfh2l33mlnh2l3imin- запирающий ток. Выбор и расчет элементов Rlt Rs, Rt Rt и V7\, VTt может быть проведен по методике § 8.2. Транзистор VT6 необходим для подачи напряжения питания на микросхему, конденсаторы Cj, Ct емкостью 2—5 мкФ осуществляют фильтрацию напряжений, a Cs необходим для устранения самовоз- буждения и подбирается экспериментально в пределах 1000 — 5600 пФ. Сопротивления резисторов R? и RB соответственно равны 3 и 10 кОм. Расчет выходного делителя Rt, Rtf), Rv может быть про- веден но методике § 5.2; при этом ток через делитель должен быть равен или более 1,5 мА; напряжение на резисторе Rt должно регу- лироваться в пределах 1,5—3 В (при отключенном выводе 13). Силовая часть стабилизатора может быть рассчитана по методике, изложенной в § 8.3. Поскольку в данной схеме отсутствует задающий генератор, то ИСН работает в релейном режиме. На рис. 8.30 приведена схема ИСН повышающего типа с пас- сивным .запиранием регулирующего транзистора (Vrt, КГд), управ- ление которым осуществляется транзистором VTt от внешнего ЗГ или выходного транзистора микросхемы К142ЕП1. Назначение эле- ментов VT4, Сь С2, Rs, R4 Rv такое же, как и аналогичных элемен- тов на рис. 8.29 Резистор Rs служит для подачи модулированного по длительности напряжения на выходной транзистор микро- схемы. 343
Рис. 8.30. Схема стабилизатора повышающего типа с микросхемой К142ЕП1 С применением микросхемы К142ЕП1 может быть построена также схема ИСН инвертирующего типа (рис. 8.31). В отличие от двух предыдущих схем здесь питание УПТ и триггера микросхемы осуществляется через внутренний транзистор (выводы /, 2, 16) мик- росхемы. Регулирующий транзистор (УТ',, УТ3) ИСН управляется транзисторами VTt, VTt и выходным напряжением (с вывода 11) микросхемы. К недостаткам схем ИСН с применением микросхемы К142ЕП1 относятся: большой коэффициент усиления УПТ микросхемы, значение которого не может регулироваться внешними элементами из-за отсутствия внешнего отвода с выхода УПТ; входное напряжение микросхемы должно иметь малую амплитуду пульсации, что при- водит к увеличению коэффициента сглаживания фильтра, т. е. уве- личению его габаритов и массы (особенно прн больших мощностях). Рис. 8.31. Схема стабилизатора инвертирующего типа с микросхемой К142ЕП1 344
Включение конденсаторов для устранения самовозбуждения ИСН вызывает существенное ухудшение его динамических характеристик; очень трудно осуществить широтно-импульсную модуляцию подачей на выводы 14, 15 синхронизирующего напряжения также из-за большого коэффициента усиления УПТ; при малых выходных мощностях (2—5 Вт) потребляемая мик- росхемой мощность существенно снижает КПД стабилизатора Сравнительный анализ и рекомендации по применению импульсных стабилизаторов В импульсных стабилизаторах понижающего типа (см. рис. 1 10) стабилизация напряжения на нагрузке может быть осуществлена независимо от кратности отношений выходного напряжения ко входному напряжению питания Л пит— U\JUn< 1 и потерь в дросселе и полупроводниковых приборах к сопротивлению нагруз- ки о. Постоянное участие дросселя в сглаживании переменного на- пряжения, поступающего на вход фильтра после регулирующего транзистора, позволяет получить минимально возможные значе- ния импульсного и эффективного тока, протекающего через конден- сатор С„, а также небольшие габариты и массу /.Си-фнльтра. Мак- симальное рабочее напряжение на регулирующем транзисторе и блокирующем диоде не превышает Uumax, а средние значения то- ков, протекающие через них, соответственно равны /цер ~ ^H'Vmax н ^прср®'н(1 Ymin)- В импульсных стабилизаторах повышающего типа (см. рис. 1.11) практически невозможно осуществить стабилизацию напряжения иа нагрузке (и тем более получить Х„ит 5= 2) при о > 0,1. Повы- шенная амплитуда напряжения на дросселе ULm — Uh max (в ИСН понижающего типа на интервалах времени уТ и (I — у) Т напря- жение на дросселе соответственно равно ULm « Un max — UH и « l/H), а также периодическое отключение дросселя от кон- денсатора Си приводит к большим значениям действующего 1Сл и импульсного lc тах токов, что вызывает увеличение массы и габари- тов сглаживающего фильтра. Максимальное рабочее напряжение на транзисторе и диоде UK3 тах Uu 1/обр „ р, что превы- шает напряжение питания Unmax, а средние значения токов через транзистор и диод соответственно равны ^Кср ~ max Ymax/O Ymax) н /пр.ср ~ /щ которые также превышают соответствующие значения для ИСН по- нижающего типа В импульсных стабилизаторах инвертирующего типа (см. рис. 1 12) при о > 0 1 практически невозможно получить выходное напряжение кратностью /Спит > 1- Поскольку режим работы дрос- селя в ИСН повышающего и инвертирующего типов почти одина- ковый, то для данного ИСН в отличие от схемы на рис. 1.10 также характерны большие значения импульсного и эффективного токов, протекающих через конденсатор Сн, и увеличение массы и габари- тов фильтра. Максимальное рабочее напряжение на транзисторе и диоде t/K3mox® t/обр. к.р ~ (уптах+ Ц,). а средние значе ння токов через транзистор и диод такие же, как в ИСН повышаю- щего типа. 345
Из рассмотренного следует, что лучшими энергетическими и мае согабаритными показателями обладает ИСН понижающего типа. Применение других типов ИСН целесообразно, если требуются по вышенное напряжение питания К дат > * ИЛИ напряжение другой {по сравнению с источником питания) полярности (соответственно ИСН повышающего и инвертирующего типов). Автотрансформаторное соединение дросселя в ИСН понижаю- щего типа (см. рис. 8 1, а, б ) ухудшает режим работы конденсатора из-за появления импульсной составляющей в форме тока через Си и требует увеличения массы и габаритов фильтра. В двух других типах ИСН (рис. 8.2, а—г} автотрансформаторное соединение дрос- селя незначительно влияет иа режим работы конденсатора и массо- габаритные показатели сглаживающего фильтра. Поэтому • приме- нение схем на рис. 8 1 и 8.2 оправдано в основном в тех случаях, когда необходимо из-за большого тах уменьшить рабочее напря жеиие иа регулирующем транзисторе за счет увеличения его коллек- торного тока нли наоборот, необходимо уменьшить из-за большого тока нагрузки значение коллекторного тока за счет увеличения на пряжения 1/кэ Глава девятая Транзисторные преобразователи постоянного напряжения 9.1. Однотактные преобразователи В источниках электропитания находят применение однотакт- ные преобразователи с самовозбуждением (автогенераторы) и с не- зависимым возбуждением (усилители мощности) Простейшая схема однотактиого автогенератора приведена иа рис 9 1, в [221, она пред ставляет собой релаксационный генератор с трансформаторной об ратной связью выполненный на транзисторе, в коллекторную цепь которого включен трансформатор питания через первичную обмот- ку которого подключено входное напряжение питания Un. Начало обмоток трансформатора отмече! о точкой, а цифрами 1 и 2 — выводы вторичной обмотки к которой подключается выпрямитель Способ включения силового выпрямительного диода явля ется отличительным признаком однотактвых преобразователей схема с обратным включением диода и форма коллекторного тока показа- на на рнс. 9 1, я, с прямым — на рис 9 1,6. При подключении напряжения питания Un через резистор Рсм на базу транзистора VT подается отпирающий потенциал. Транзи- стор открывается и через первичную обмотку трансформатора протекает ток , который вызывает нарастание магнитного потока в магнитопроводе трансформатора. Появляющееся при этом напря жение на обмотке трансформируется в обмотку положительной обратной связи 1ГБ, полярность подключения которой такова, что она способствует полному открыванию транзистора. Когда ток кол лектора достигнет своего максимального значения 1ц — ^б^21э 34Г
VB, L0 о-И т о- Сф Ли Рис. 9.1. Схема одиотактпого преобразователя и форма тока коллск тора а — с обратным включением выпрямительного диода; б — с прямым включением выпрямительного диода нарастание магнитного потока в трансформаторе прекратится, по- лярность напряжений на обмотках трансформатора изменится иа обратную и происходит лавинообразный процесс запирания тран- зистора. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора имеет прямоугольную форму. Полярность подключения силового диода выпрямителя ко вто- ричной обмотке трансформатора определяет способ передачи энер- гии в нагрузку. В преобразователе с обратным включением диода (рис. 9.1, а) при открытом транзисторе VT к первичной обмотке трансформатора приложено напряжение питания U„ и во вторич- ную обмотку трансформируется импульс напряжения длительно- стью ta. Однако включенный в обратном направлении диод VDX в это время закрыт и нагрузка Rn отключена от преобразователя. В момент паузы /„ когда транзистор закрывается, полярность напряжений на всех обмотках трансформатора изменяется на обрат- ную, диод VDt открывается и выпрямленное напряжение прикла- дывается к нагрузке R„. При следующем цикле, когда транзистор VT открывается, а диод VDX запирается, конденсатор Сф разря- жается иа нагрузку RH, обеспечивая протекание постоянного тока 1п- Индуктивность вторичной обмотки трансформатора при этом играет роль дросселя сглаживающего фильтра. При прямом включении диода (рис. 9.1, б) передача энергии источника питания 1/п в нагрузку /?„ происходит в момент когда силовой транзистор VT и диод VDX открыты. Выпрямлен- ный ток /„ протекает н нагрузку RH через дроссель фильтра Дф, запасая в нем энергию Р7 — 0 5Гф/ \tH Конденсатор сглаживающего фильтра Сф при этом заряжается выпрямленным напряжением до 1/н- 347
В течение паузы /п, когда транзистор закрыт, дроссель Еф отдает запасенную энергию в нагрузку. Цепь тока 1„ замыкается через дроссель Еф и блокирующий диод VDt как и в импульсном стабилизаторе с последовательным регулирующим транзистором Как видно из осциллограмм на рис. 9.1, а. б через первичную обмотку трансформатора одиотактного преобразователя протекают несимметричные токи так как длительность импульса ие равна длительности паузы Вследствие этого трансформатор работает с подмагничиванием постоянной составляющей тока, что приводит к плохому использованию трансформатора, увеличению его габари- тов Для устранения подмагничивания трансформаторы в однотакт- ных преобразователях должны выполняться на магнитопроводах с воздушным зазором. Этот способ устранения подмагничивания явля- ется нс технологичным, особенно при использовании тороидальных сердечников. Более простым является перемагничивание трансфор- матора иапример, за счет включения параллельно одной из его об- моток блокировочного конденсатора На рис. 9 1. а такой конденса- тор Сол подключей параллельно первичной обмотке. Когда тран- зистор закрывается, конденсатор Срл в течение паузы 1П разряжа- ется через обмотку U7,. перемагничивая сердечник током разряда. Емкость Се, выбирается из условия, чтобы при максимальном коэффициенте заполнения утах длительность паузы была нс Ме- нсе четверти периода колебаний контура LlC()n 1971. Одиотактные преобразователи с обратным включением диода обеспечивают развязку и защиту выходного напряжения от помех по входным шинам питания, работают с прос