/
Text
ЦЕНТРАЛЬНЫЙ ОТРАСЛЕВОЙ ОРГАН
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ
"ЭКОС"
ТЕХНИКА
СРЕДСТВ СВЯЗИ
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ
СБОРНИК
СЕРИЯ
ВНУТРИОБ ЪЕКТОВАЯ СВЯЗЬ
ВЫПУСК 2
МОСКВА-1983
Централы1ыj1 отра~;левой орган научно-технической информации
«экое»
Серия
Главный редактор
Довченко Н. К.
Редакционная
коллегия:
Алекs;енко А. Г.,
Боrданкевич О. В.,
Беrиашвили Г. А.,
Дианов Е. М.,
Игнатов В. И.,
Канцырев В. Л.,
Ковешнliков В. П.
(отв. секретарь),
Ламекин В. Ф.
(зам. гл. редактора),
Маслов В. Н.,
Морозов В. Н.,
Попов Ю. М.,
Проклов В. В.,
Смирнов В. д.,
Темирханов Т. Э.,
НАУЧНО~ТЕХНИЧЕСКИП СБОРНИ ,К
ВНУТРИОБЪЕКТОВАЯ СВЯЗЬ
Выпуск 2
Москва 1983
Содержание
ИССЛЕДОВАНИЯ И РАЗРАБОТКИ
Гуляев Ю. В., Проклов В. В., Шкердин Г. Н., Анто
нов С . Н. Новые акустооптические эффекrы в
тв1ердых телах
З
Дойников А. Д., Новиков С. А., Харитонов В. Х.,
LJyrpeeв О. С. Двухполюс н ая коль цевая сеть свя -
зи с аппаратно-программной реализацией
18
Полутин В. С., Ламекин В. Ф. Повышение эффектив
ности статистического анализа и оптимизации ин -
тегральных схем аналитическими методами
26
Немировский М. Л., Игнатов В. И., Ковешни-
ков В. П. Методика аппроксимации I оптимальной
АЧХ электроакустического тракта . . . . 31
Дмитриев С. А., Фунтиков М. В. Метод расчета до-
пустимых потерь в аналоговых воле
33
Котович r. Н. ,. Ламекин В. Ф. Особенности постро-
ения ннзкоскоростных кодеков с дельта-модуля-
цией
41
Ковешникvв В. П. Использование ортого н альных
си г налов в устройствах многопрограммного веща
ния
Ковешниов В. П. Оценка допустимого разброса па- .
56
раме·~ ров элементов - электроакустического . тракта . 6,4 __
Ламекин В. Ф. Сопоставление цифровых БОСС со
звездообразной и кольцевой структурами дJ1я внут -
риобъектовой связи
73
Л амекин В. Ф. Теоретические основы проектирова-
ния быстродействующих операционных усилителей 78
Засовин Э. А., Захаренко А. К., Кулаков Е. В., Сы
чугов В. А. Выбор оптимального спектрального
диапазона и режима работы ССС по критерию на,
имеиьших затрат · энергии на передачу информации 87
Дмитриев С. А., Ефремов Н. И., Ефремова Г. А.
Скиба В. П. Методы соединения одномодовых во
лш,онных световодов и канальных интегрально
о п тических волноводов (современное состояние и
основные достижения)
.
_91
ТЕХНОЛОГИЯ И MATEPJtAЛЬI'
:,~
..
Дмитриев С. А., Ефремова Г. А., Ефремов Н. И.,
Королев А. С., С1сиба В. П. Технологические осо
бенности изготовления . оптических волноводов в
nлав;~енном кварце методо,м ионной имплантации 103
Дмитриев С. А., Ефремова Г. А., Ефремов Н. И.,
Королев А. С., Ски.ба В. · п. Применение ионной
имплантации для изготовления волноводов в
LiNbOз
107
Васильев В. Е., Пронин Г. И., Ларин Ю. Т., Шах
назаров Ю. Г. Опыт разработкд. и и_зготовле~шя
волоконно - оптических кабелей на технологическом
оборудовании кабельных заводов
11~
Фролов Л. Б., Канцырева Т. А., Волкова И. Я. При
менение ЭВМ для анализа структурных изменений
продукции в производственной программе пред-
приятия
117
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
Деревянко С. Н., Малаховский А. С. Модульная
мнкро-ЭВМ для АВСК ПО
123
Гончаров И. Г., Кротенок Э. В., Тарасова А. П. Ис
пользование микролинз для согласования излуче
ния полупроводникового лазера с волоконным
световодом
123
Шмелев К. Д. Стабилизация оптических параметров
полупроводниковых лазеров
134
Полутин В. С. Малосигнальная модель входной це
пи биполярного транзистора с учетом эффектов
Кирка, модуляции проводимости и оттеснения то-
ка эмиттера
141
Горбатов Н. А. , Вилисов А. А., Желудков В. М.,
Охманович К. Б. Светодиод для внутриобъектовых
воле
154
КРАТКИЕ СООБЩЕНИЯ
Матюшечкин Н. А., Шакуров А. Б. Расчет опти-
мальных размеров фокона
161
Алахов Е. К., Шишигин Р. В. Автоматизация и ста-
билизация режима транзисторного автодина
164
@ ЦЕНТРАЛЬНЫЙ ОТРАСЛЕВОЙ ОРГАН НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСl<Ой
ИНФОРМАЦИИ «экое» (ЦООНТИ «ЭКОС»)
2
УДI( 534.86
ИССЛЕДОВАНИЯ И РАЗРАБОТКИ
Член.-корр. АН СССР ю_ В. Гуляеа,
до.ктор физ.-мат . наук В. В. Проклов,
канд. физ.-мат. наук Г. Н. Шкердин,
С. Н. Антонов
НОВЫЕ АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ЭФФЕКТЫ В ТВЕРДЫХ ТЕЛАХ
Часть II. Экспериментальные исследования
некоторых новых акустооптических эффектов
Приводятся результаты э1,спериментального исследования акуст·оопти
ческого взаимодействия в твердых телах. Описываются некоторые .' ~овые
а кустооптические . эф ф екты.
Известно, ·что в конденсированной среде из-за зависимости поляри
зуемост; 1 связанных или свободны х электронов (в твердом теле, соот
ветственно, решеточной или электронной поляризуемости) может проис
ходить эффективное акустооптическое (АО) взаимодействие :(1, 2]. Од
ним из наиболее интересных и изученных акустооптических явлений яв
ляется дифракция света на звуке, которая возникает при условии фазо
вого син х ронизма волн света и звука. В ряде веществ АО взаимодейст
вие является достаточно сильным, так что при сравнительно невысокой
интен с ивности звука (до 1 Вт/см 2 ) даже на малых размерах области
взаимоде йствия (до 1 см) свет может полностью продифрагировать, из
менив частоту и направление своего распространения. Хотя в акустооп
тике проведено множество исследований, посвященных эксперименталь
ному изучению явления дифракции света на звуке, до последнего вре
мени особым эффектам при сильном АО в з аимодействии уд елялось от
носительно мало внимания. Среди наиболе_е и нтересных явлений такого
рода можно отметить два следующи х: ·эффект модификации углового
спектра дифрагированного света и э ффект скачкообразного изменения
фазы прошедшего света . В обоих случаях исследовалось АО взаимодей
ствие на медленной сдвиговой волне в монокристаллах парателлурита
(ТеО2), уникальные упругооптические свойства которогq позволяют ре
ал'изовать ц1льное АО взаимодейст·вие при легко достижимь1х величи
нах интенсивности ультразвуковых волн и без заметного проявления ·
нежелательных тепловых эффектов.
С помощью специально развитой экспериментальной АО методики
впервые получень1 1[3] данные о зависимости углового спектра дифра 0:
гярованного света от мощности звука в режиме брегговской дифракции
в области так называемой «фазовой перемодуляции» (когда индекс фа- -
зов6й- модуляции света звуком V =ЛnK0d превышает порог V0 ~ П, · при ·
котором плоская световая волна полностью дифрагирует 1[4]. Для силъ-
3.
норасходящегося падающего света типичное угловое распределение
дифрагированного луча при различных значениях акустической мощно
сти представлено на рис. 1. Там же для сравнения даны теоретические
угловые зависимости, рассчитанные для усJJовий эксперимента по фор
муле [5]
riLV~
sin2 -
·
W2+дб2
W) =кw2__л
_ ____
(1)
wz+де2
rде /1 и /о - интенсивности дифрагированного и падающего света,
.
соответственно;
д9 = 9 - 9 6 (9 - угол падения рассматриваемой компоненты
света на УЗВ, 96 - брэгговский угол);
К - коэффициент пропорциональности;
L - длина преобразователя;
Л-длина УЗВ;
W=-
Р М2 - параметр звуковой мощности;
~
А v--
л
2LIi
Р - мощность УЗВ;
Н - высота преобразователя.
I
J,
1
!
1
!.
2
!1
2
1
't
1
'
!
1
r-,
1
/
1
21\
ч
1
/~
\
.,_р,,_
-1
\
-Jо
J-J
о,f
-5
о
,f
-.r
о J о:-ш;;ио
al
./
.t)
,1)/
2)
Рис. 1. Угловые зависимости относительной интенсивности дифраrиро-
ванного света для различных значений W и соответствующих значений
интенсивности звука (в скобках) на частоте 25 МГц:
a- W=0,1-10 - 2 (0,09 Вт/см2); 6 - W=0,25-10 - 2 (Л, 5 Вт/см2); в -
W= 0,5·10-2 (2 Вт/см2); г - W=О,7•10 - 2 (3,8 Вт/см2);
.J - теоретические; 2 - экспериментальные
.,-
Привязка экспериментальных зависимостей к теоретическим осу
ществлялась в одной точке: при значении акустической мощности в эк-
сперименте и параметра мощности W в теории, для которых при точно
брэгговском падении света (Л0 = О) эффективность дифракции как
функция мощности впервые достигает максимума. Как видно из рис. 1,
•~
~
А
.
при всех значениях W, в том числе при W > -, имеется· удовлетвори~
2L
тельное согласие экспериментальных и теоретических результатов,
причем при определенных W наблюдается существенное угловое уши•
4
рение дифрагированного света - до 2,5 раза (рис. 1,г). При W < 2:
форма наблюдаемого углового распределения (положени_е нулей и бо
ковых максимумов) не зависит от W и совпадает с диаграммой направ
ленности преобразователя. · Рассматриваемое угловое уширение физи
чески . объясняется увеличением размазки продольной компоненты вол
нового вектора света при сильН(?М акустооптическом взаимодействии
(в диапазоне больших значений параметра W) из-за быстрой парамет
рической перекачки падающего света в дифрагированный.
_
Как следует из формулы ( 1) и рис. 1, при значениях параметра
~
~
А
W= \\1/т= - (2т+ 1), где т - целое число, эффективная брэгговская
2L
·дифракция (с эффективностью, близкой к 100%) происходит в диапа
зоне углов падения, значительно (в несколько раз) превышающем
обычный диапазон углов, характерный для АО взаимодействия прп ма
.,,ой мощности звука, который, как известно, обусловлен и определяется
конечной расходимостью звука. Этот эффект, очевидно, может быть ис
г.ользован либо для увеличения широкополосности АО устройств, либо
для быстрой перестройки диаграммы направленности ()птического из
"1учения. Ясно также, что эффекты преобразования пространственных
спектров света при сильном акустооптическом взаимодействии должны
учитываться при изучении нелинейных АО взаимодействий, протека
ющих при больших значениях интенсивности звука.
Первые измерения зависимости фазы и амплитуды прошедшего
света •от интенсивности звука осуществлены авторами по специальной
интерференционной методике, в которой измерения не чувствительны к
изменению амплитуды света. Типичные результаты зависимости сдвига
фазы прошедшего света Лер и его интенсивности /пр от VW-, где W ~
интенсивность звука при условии синхронного АО взаимодействия (ког
да угол падения света на звук равен брэгговскому) представлены на
рис. 2. С ростом интенсивности звуковой волны, как и обычно при брэг-
Iпр//о Лrp,ipatJ
1,0 3fi0
\
\
\
0,5 180
'r
\
\
\
О,б
1,2
\
/
/
\/
'~/
1,8
/
/
d
/
,,-
Рис. 2. Зависимости сдвига фазы Лср и иитенсивно
спi прошедшего света / 0 через кристалл ТеO2 от от
носительной амплитуды акустической волны
говской дифракции :[2], прошедший свет (нулевой дифракционный поря
док) периодически ослабляется, что, как известно, связано с почти пол
ной перекачкой света в дифракционные порядки (в данном случае в
единственный + 1-й порядок, в котором специальные измерения пока
зали соответствующее увеличение интенсивности). Видно также, что
5
\.
при определенных значениях интенсивности звука фаза прошедшего
света Лер претерпевает достаточно резкие скачки на величину порядка
+ 180°. Эти скачки происходят при условии наиболее сильного ослабле
ния прошедшего света (в области минимумов функции lпр (W/10).
Согласно теории {6], учитывающей изменения фазы прошедшего
света из-за эффектов вторичного рассеяния, аналогичное поведение
фазы света с резкими скачками на величину + 180° также должно про-
1.1сходить в области интенсивностей звука, обеспечивающих ·почти пол-·
ную перекачку падающего света в дифракционные порядки. Отличие
йзмеренной дифракционной эффективности от 100% (/пр min =1= О) и не
слишком резкие скачки фазы, особенно в области второго минимума
/пр (W), вероятно, связаны с неидентичностью угловых спектров взаи
модействующих волн света и звука, один из которых, как было описа
но выше, может к тому же зависеть от интенсивности звука. Исследо
вания зависимостей Лер от угловой и частотной расстроек АО синхро
низма, выполненные в широкой области изменений W, также показали
удовлетворительное согласие эксперимента с теорией фазовых скачков
в прошедшем свете из-за вторичного рассеяния.
Во всех рассмотренных случаях предполагалось, что интенсивность
звуковой волны задана и не изменяется в процессе АО взаимодействия.
Однако, как следует из теории, при элементарных актах АО взаимо
действия присходит поглощение или излучение квантов звуковой вол
ны, т. е. звуковая волна, вообще говоря, меняет свою интенсивность в
процессе АО взаимодействия. Действительно, в брэгговском режиме
прирост мощности звука ЛР s вследствие АО взаимодействия, как это
следует нз соотношения Мэнли-Роу, имеет следующий вид:
ЛPs = ±(Q/w)Р,,
где Р 1 - мощность дифракционного порядка (зна:{ «плюс» соответст
вует стоксовой дифракции, когда фононы в процессе АО взаимодейст-.
вия испускаются, т. е. дифракционный порядок имеет частоту ш-Q,
а знак «минус» - антистоксовой дифракции, когда фононы в процессе
АО взсlИмодействия поглощаются, т. е. дифракционный порядок имеет
частоту ш + Q). Данное соотношение справедл·иво в · стационарном слу
чае в пренебрежении поглощением света и звука в объеме кристалла .
В предложении, что ЛPs<<Ps (где Ps входная мощность звука), и
при 'У]« 1 имеем
Лр_ + Q _Q:М2PsРо,Z:2
s--•"'
2
ьнл~
(2)
где Ь и Н - ширина и высота фронта акустической волны , соответст
венно; Р 0 - падающая мощность электромагнитной волны.
Из (2) видно, что величина 1".Р s "-' Р s Р 0 , т. е. рассматриваемый эф
фект может оказаться значительным при дифракции мощного лазерно
го излученщт, когда величина ЛР s сравнима с Р s, при этом характер
АО взаимодействия заметно меняется. Для строгого рассмотрения дан
ной задачи необходимо решать уравнения Максвелла и уравнения рас
пространения звука с определенными граничными начальными условия-
ми [7].
-
-
Результаты такого строгого теоретичесК.')ГО расчета 1[8] подтверж- ,
деньr экспериментами 1[9, 10]. В экспериментах {9] использовались об,
разцы ТеO 2 с размерами 5Х7Х 13 мм: вдоль кристаллографических на
правлений " 1[110, 001 и 110], соответственно. Медленная сдвиговая акус
т~Nеская волна с частотой f s = 145 МГц, распространяющаяся вдоль на-
r,
6
пра'вления {11 О], резонансно рассеивала свет . твердотельного лазера с
дли.ной волны - 1,06 мкм. На рис. 3 представлены экспериментальные
результаты по _зависимости средней интенсивности дифрагированного
света WO, отнесенной к интенсивности падающего света Wп , от вели·
чины интенсивности падающего света. Эффективность дифракции б1:,1ла
!IОСТОЯННОЙ и не зависящей от W ~ при W п « 1 .МВт/см и составила ве
JIИчину ri ~ 1%. Результаты эксперимента при Wn~ 150 МВт/см пока
зали увеличение эффективности дифракций в 1,5 раза по отношению
к случаю малой ' интенсивности света (при U'I п « 1 МВт/см 2 ). Перед
порогом . разрушения ("-' 200 МВт/см 2 ) эффективность дифракции уве
личилась приблизительно в 1,8 раза. Согласно выражению ( 10) {?], при
нестационарном режиме дифракции, У] ~ ''lo / 1 (2 Vа vstu Ь)
!,б
Те02
~ 0 -!,ОбJмкм, Тцмп. •lfOнc
fs =flf,fMГц
}(}бОgo120ло!802!0270
Р0 , М!Jт/см 2
Рис. 3. Завrсимость дифракционной эффективности
АО взаимодействия в ТеO 2 от интенсивности падаю
щего света при:
Лев = 1,06 МКМ, 'tи"п =40 нс, /повт =0,2 Г1t, fэв =
= 145 МГц (сдвиговая волна)
Используя данные, соответствующие условиям эксперимента
(V~~ 2,3; М2 = 1200-10- 18 с3/г; \.\?пор= =40 кВт/см 2 ; л0 = 1,06 мкм; Q=
=9,1-108 с- 1 ; fи =4•10-8 с), получаем, что ri ~ 1,4 У]о при W ~ .
~ 150 МВт/.см 2 , что находится в удовлетворительном согласии с ре- .
:~ультатами эксперимента.
Таким образом, стимулированное АО взаимодействие может найти
применение в АО устройствах управления мощным излучением при по
мощи относительно маломощной звуковой волны, которая сама в про
цессе АО взаимодействия может усиливаться.
Из физики акустооптических явлений следует [7], что дифракцион
ная эффективность при АО взаимодействии на эффекте решеточной
фотоупругости уменьшается с увеличением длины волны излучения
('У/~ : 2)- Поэтому, несмотря на то, что фотоупругость многих материа
лов позволяет в видимом и ближнем ИК диапазонах света создавать
АО устройства с высокой эффективностью, задача создания аналогич
ных устройств управления излучением в дальнем ИК и тем более суб
миллиметровом диапазонах волн теми же средствами становится не
выполнимой. В работах 1[11-13] показано, что в этих условиях перспек
тивным является использование взаимодействия электромагнитного из
лучения с волнами пространственного заряда, сопровождающими звук
в проводящих кристаллах. Особенно сильным этот эффект становится
7
в пьезополупроводниках, где акустические пьезоактивные волны эффек
тивно создают волны электронной плотности, а собственная- частота
электронной плазмы приближается к частоте излучения (l(t)пл < ro 0).
Именно поэтому впервые э ффект дифракции света на волнах эщ~ктрон
ной плотности наблюдался в пьезополупроводниковом кристалле CdS
(на длине волны 10,6 мкм) {13], а позже также в пьезополупроводнике
n--InSb в области субмиллиметров достигнута · наиболее высокая эф
фективность такой дифракции [14, 15]. В охлажденном до температуры
жидкого азота (78 К) кристалле n -,- JnSb с концентрацией электронов
п0 :' 3 • 1012 см- 3 и подвижностью μ ~ 3 • 105 см/с в диапазоне длин
волн излучения 0,5-1 мм эффективность электронной дифракционной
решетки может достигать почти 60% при управляющей акустической
мощности в несколько ватт (рис. 4).
0,8
7080go
!00
!!О /20 130 /!;О Т, 0,r
Рис. 4. Зависимость дифракционной эффективности
от температуры при л0 =0,7 мм, W s = 10 Вт/см2
..
Это показывает реальную возможность создания в области суб
миллиметров эффективных дифракционных устройств управления из
лучением и обработки информации, аналогичных широко используемым
АО устройствам оптического диапазона (модуляторов, дефлекторов,
сдвигателей частоты, расщепителей, оптических фильтров, спектроана-
лизаторов сигналов и т . п.).
_
В Институте радиотехники и электроники (ИРЭ) АН СССР на ос
нове эффекта дифракции электромагнитного излучения на волне элек
тронной плотности в кристалле п-/пSЬ разработан быстроперестраи
ваемЬiй фильтр субмиллиметрового излучения. Устройство включает в
себя охлаждаемый кристалл размерами l0X l0X 15 мм 3 , вдоль длинной
стороны которого, ориентированной по направлению р 10], распростра
няется сдвиговая пьезоактивная акустическая волна с интенсивностью
01<оло 10 вт/см (рис . 5). Генерация зву,ка создается полуволновой пла - .
стиной на Ci,NbO 3 в диапазоне частот 20-30 МГц. Равновесная кон
центрация и подвижность свободных электронов при Т = 78 К равны
соответственно 3, 1О12 см- 3 и 3·105 см2/В.
В устройстве используется коллинеарная дифракция излучения на
встречном звуке, так что дифрагированное излучение направлено про
тивоположно падающему. В области температур 78 - 150 К электронное
(и решеточное) затухание звука на длине кристалла пренебрежимо ма-.
ло, так как выполняется условие Qi,-м « 1 (i, - 1,1 -
максвелловское время
релаксации). Затухание излучения в кристалле ттри · температуре
78 К практически постоянно а, ~ 0,5 см- 1 в области .частот v ~ 10-
8
25 см- 1 . Эффективност~ дифракции в указанной области . частот при
vсловии синхронизма воJ1н света и звука (т. е. при подстройке частоты
звука на разных длинах волн излучения) была постоянной, так как вы
полнялись условия (J)i<(J)<(J)2 [7]. Величина эффективности дифракции
прй Т = 78 К была максимальной (ri1в ~ 0,6) и убывала с ростом темпе
ратуры (см. рис. 4) в соответствии с ростом концентрации свободных
/
/
.2
1
1
1
5
L ______________ _
Рис. 5. Схема перест'раиваемого АО-фильтра
субмиллиметрового излучения:
1 - падающее излучение; 2 - дифрагированное
излучение; 3 - кристалл; 4 - управляюшнй
электричесI<ий сигнал с перестраиваемой час
тотой; 5 - термостат; 6 - приемник излучения
электронов. Разрешение фильтра . (острота настройки на дифракцион
ный максимум) составило величину около 0,01 см- 1 в диапазоне п е ре
•стройки v ~ 10_ .:.15 см-1, причем , быстродействие перестройки в любой
части диапазона не превышало 5 мкс.
В интегральной акустооптике одним йз наиболее интересных ре
зультатов последнего времени можно считать обнаружение. новых ин
тересных угловых и поляризационных эффектов коллинеарного АО вза
имодействия, обусловленных оптической анизотропией планарных вол
новодов 06). Известно {17), что при коллинеарном распространении вол
новодных оптических мод с поверхностной акустической волной (ПАВ)
:может происходить излучение света в подложку (рис. 6). Угол выхода
z
Рис. · 6. Схема наблюдения коллине~рного АО
взаимодействия в изотропном планарном вол н о-
воде:
1
-
входной пучок; 2 - пр из ма ;
3
-
преобразо
ватель ПАВ; 4 - оптический волповод с показа
телем преломления п 1 ; 5 - изотропная подложка
с показателем преломления n2; б - экран; 7,-от-
клонеииый оптический пучок
9
света в подложку 0 определяется при этом законом сохранения импуль
са, который можно представить в изотропном случае в виде:
~т- q =Коп0COSВ,
. (3)
где ~т - К 0 lleJ.t (m) - константа распространения т-ой волноводной мо-
-
ды;
к 21t
•
0=-
-
волновои вектор света · в вакууме;
Ао
•
q - волновой вектор ПАВ;
по - показатель . преломления подложки.
В анизотропном волноводе, например, в широко используемом диф
фузионном волноводе из LiNbO3 У-среза ввиду сущестенного различия
в величинах констант распространения для TEm и ТМт волноводных
мод и существования двух собственных объемных волн в подложке
(обыкновенной и необыкновенной) коллинеарное АО взаимодействие
может приводить к более разнообразным резонансным переходам, соII
ровождающимся излучением света в подложку . Действительно, при
взаимодействии ТЕт и Т1Мт мод с ПАВ в оптически одноосном волно
воде (в плоскости ортогональной оптической оси) законы сохранения
имеют следующий вид:
для ТЕ - моды:
~ТЕ0 -q ({) =
(5)
где
по и пе - показатели преломления обыкновенной и необыкно-
венной волн в подложке;
ТЕизл и ТМизл---' обозначения объемных оптических волн с поляриза
циями . в плоскостях, соответствующих поляризаци-
ям ТЕ и Т М волноводных мод.
•
Таким образом, анизотропия приводит к тому, что в результате
АО взаимодействия в общем случае (см. также рис. 7) одна волновод
ная м9да преобразуется не в одну, а в несколько объемных волн (для
ТЕ моды до 3-х лучей) с различными поляризациями и углами выхода.
Возможность выбора условий (типа моды и диапазона частот), при ко
торых происходит излучение в подложку только одного луча с ортого
нальной к исходной плоскостью поляризации, очевидно, представляется
интересной для испщ1ьзования в соответствующих коллинеарных АО
спектроанализаторах, где поляризационная отсечка «фона» может уве
личить динамический диапазон устройств. Кроме того, как показано а
10
[16, 18), измерение характерI:Iых частот, лри которых из-за анизотропи,и
АО взаимодействия возникают (исчезают) соответствующие объемные
волны (рис. 8), обеспечивает новый простой и точный . метод опред~ле
ния параметров волновода,_ эффективных показателей преломления
для различных волноводных мод.
,r
;,
"
'
,
1(-
.О
kп'z kп1 Л
п, п,+/Jпе 170 =Ло+аПq
о
о
Пе· п,,+дпе Ло Пort1/7o
а)
п/=п~+t1п:,п:rпо rJп/
Пе Пр+!JПе Ло По+dло
fi
13
в)
Рис. 7. Векторная диаграмма колли-
неарного АО взаимодействия:
а - в изотропном планарном волно
воде; б - в анизотропном волноводе
для ТЕ 0 оптической моды; в - в
анизотропном · волноводе для ТМ 0
оптической м6ды
В последнее время в связи с обнаружением уникальных возможно
стей применения волоконных световодов в оптических линиях передачи
и обработки информации стали актуальными исследования эффектив- •
ности воздействия упругих деформаций на распространение света в во
локне (эффективность акустооптического взаимодействия), которая, в
принципе, может быть весьма высокой. Действительно, величина сдвига
фазы Лер в однородно деформированном волокне длиной l, определяет
ся фотоупругостью волокна и связана с полной затрачивае~ой эне_рги
ей (энергией упругой деформации всего волокна Ws) выражением
типа:
Л(f=КсРэфЕL'°"Рэф1 / Ws L '°"Рэф1~ ,
VdнL
V~
(6)
где Р эФ - эффективный упругооптический коэффициент;
Кс - волновой вектор собственной световой моды волоконного
световода;
е -упругая деформация;
d, Н и L - ширина, высота и длина световода, соответственно.
·
11
Из (6) следует, что поскольку в воJiокне фактор L больше, ч_ем
dH
,,
в объемных и даже интегральнооптических планарных структурах (дщr
волокна с характерными размерами L= 1 см и d ~н = 10-4 см в 102 -
105 раз), набег фазы (величина сигнала) в этом случае при той же уп-.
равляющей энергии ivs будет также существенно больше. С этой точки
зрения еще больший интерес представляют собой одно- и маломодовые
светово,п_ы, облад а ющие наименьшими поперечными размерами d и Н.
Ри с. 8. Измеренные частотные зависимости углов выхода све
товых лучей в подложку для различных 13идов трансформа
ций при коллинеарном АО взаимодействии в диффузионном
волноводе из Li.NbO 3 УХ-среза
В ИРЭ АН СССР проведен большой цикл исследований и разрабо
ток одно- и многомодовых волоконных световодов и, в том числе, их
чувствительности к воздействию температуры Jlt: упругих напряжений,
создаваемых акустической волной [19, 20].
Характерная зависимость сдвига фазы в одномодовом кварцевом
волокне от величины продольных упругих напряжений, создаваемых
пьезокерамическими полыми цилиндрическими или пластинчатыми пре
образователями, работающими на частотах в диапазоне до 3 МГц, на
участке волокна длиной L ~ 1 см, показана на рис. 9. Там · же приведе
ны теоретически рассчитанные зависимости для вкладов от различных
механизмов модуляции фазы под действием деформаций: из-за измене
ния длины волокна, показателя преломления материала волокна (эф
фекта фотоупругости) и диаметра волокна. Видно, что эксперименталь
ные результаты дают вдвое меньшую величину чувствительности волок
на к упругим напряжениям, чем теоретические расчеты. Тем не менее,
наблюдаемая чувствительность весьма высока (около 1-105 е: рад), так
.
см
что при использовании указанных типов преобразователей для получе-
ния сдвига фазы ,..._ ,,~ требуются небольшие управляющие напряжения
2
(меньше 20 В).
Возможность эффективного управления фазой света с помощью
акустичес1шх модуляторов, которые могут - присоединяться к волокон
ной линии в любом участке без разрушения оболочки волокна, откры
вает возможность создания волоконных линий сбора данных с большим
числом параллельных входов (рис. 10). В настоящее время разработа-
12
о
e,ptll
/'
/
/
/
/,
Рис. 9. Зависимость сдвига фазы световой волны в одномодовом
кварцевом волокне от амплитуды продольной деформации:
1, 2, 3 - теоретически расчитанные вклады от изменений длины,
показателя преломления, диам етра волокна, соответственно ; 4 -
суммарный эффект; 5 - экспериментальные данные
(Слева вверху типы используе м ых пь е зопреобра з ователей)
7
ш
8
r,.r1
iO
Рис. 10. Схема волоконно-оптической линии сбора данных с ис
пользованием волоконных АО модуляторов фазы оптического
излучения:
1 - лазер; 2 -АО модулятор для расщепления и сдвига часто
ты излучения; 3 - ВЧ генераторы; 4 - датчики (источники да11 -
ных); 5 - радиочастотные модуляторы; 6 - волоконные АО мо
дуляторы; 7- 8 - оптические волокI:Iа; 9 - фотоприемник; 10 -
демодулятор
13
ны лабораторные макеты подобных двухволоконных телеметрических
линий со скоростью передачи до 30 Мб_ит/с (21).
Рассмотрим еще два новых интересных эффекта распространения
акустически~ волн, которые были обнаружены _благодаря исключитель
ным возможностям акустоопт:ики . Первый из них - эффект самодефо
кусировки пьезоактивных волн в пьезополупроводниках {22]. Акустооп
тическое исследование углового спектра интенсивной сдвиговой акусти
ческой волны в CdS ПQ . мере ее распространения в проводящем крис
талле при условиях q-т:D · « 1 и lliм « 1 показало; что нелинейное взаи
модействие <:> электронами проводимости приводит к значительной
эволюции ее углоJЗоrо спектра на частоте 65 ,МГц (наблюдалось макси
мальное четырехкра,тное уширение углового спектра) (рис. I 1). .Эф-
'
•
'
~ 1,0
!;',5о7
811 1 zpoil
'\ х=2,5мм
\
Рис. 11 . Эволюция углового спе1<тра пьезоактив
ной сдвиговой волны в кристалле CdS по мере
ее распространения (f s = 65 МГц,
Wso = 150 Вт/см2):
l -0'1=6· 10-4 ом- 1 ·См- 1 ; 2-cr2=
1·10-В Ом- 1 ,см-l
фект дефокусировки звука объясняется специфической нелинейной за
висимостью фазовой скорости звука от его интенсивности: наиболее ин
тенсивные компоненты углового спектра акJ; стической волны (в направ
лении ее рас_пространения) имеют более высокую скорость, чем на пе
риферических участках спектра, что и вызывает дополнительное иск
ривление ее фронта и повышенную расходимость потока энергии
(рис. 12).
Другой эффект - интерференция звука при его скользящем паде·
нии на границу в анизотропной среде. На примере сильно акустически
анизотропного кристалла ТеO2 акустическим зондированием установ
лено, что даже при незначительной разориентации направления распро·
странения медленной сдвиговой волны от кристаллографического на
правления О 10] (на угол ср 1 ) происходит сильное отклонение потока
энергии (а 1 ~ 504 1) и при скользящем падении (распространении вдоль
14
Рис. 12. Характерные зависим ос ти па
раметров распространения акустической
волны в пьезополупроводнике, объяс-
няющие эффект самодефо ку сировкн:
а - за висимость фазовой скорости пло с
кой акустической волны V s от ее инт ен
сивности, 6 - угловое распределение ин
тенсинн()сти звука в пучке отраженной
апертуры, в - угловая зависимость
фазовой скорости Vs в, ограниченном
пучке
rt,
Us'
l,'ц
~;t
Wo
w,
lfs
lfnд ••• •
..
w,
w
а)
15)
8
....
llлп._--~• •• •••• ••••• • ,.._ _ _ __
б)
[110; rк
/
w,
Рис. 13 . Векторные диаграммы для прямой и отраженной медленных
сдвиговых волн в ТеО2 для случая скользящего падения прямой
волны на свободную грань кристалла (ГК) в плоскости (001) при
отклонении кристаллографической осн (110] от оси кристалла на
угол а1
8
15
\
'\
'\
',
iiz
'/,
_
rx~!IOJ--. .
Рис. 14. Схема образования
интерференционной картины
в медленной сдвиговой вол
не при ее скользящем паде_.
нии на свободную грань
'\
~/2
\-
-.;
'
Cf'z_
-,
кристалла ТеO2
/lьеJопреоорозо!Jоrпель
Те02
(% .1-!х______-.а..,
~ [/!О}
1t7
1
Iomil
{ =2,t1мм
/=О
о
2
1/ X,MN
Рис. 15. Экспериментальные данные для продольного и
поперечного распределения интенсивности сдвнrовой
волны при ее распространении в плоскости (001) па
раллельно грани кристалла ТеO 2 (частота и апертура
звука, соответственно, 56 МГц и 4 мм)
поверхности) возникает отраженная волна, приводящая к необь1чн6й
конструктивной интерференции (рис. 13, 14). Интерференция приводит
к заметной приповер х ностной локализации звуковой энергии на доста
точно протяженном участке (рис. 15), где интенсивность в максимуме
локализации превышает интенсивность падающей волны в четыре ра
за. Этот эффект, принципиально связанный с анизотропией кристалла ,
может быть исполь з ован для увеличения эффективности АО устройств
типа модуляторов и дефлекторов света.
ЛИТЕРАТУРА
1. Физичес к ая ак устика: Принципы и методы . . По д ред. Мезона У., Терстена Р.,
М. : Мир, 1974, т. 3.
2.ГуляевЮ.В.,ПрокловВ.В.,ШкердинГ.Н. - Успехифизическихна
ук, 1978, т. 124, No 1, с. 61.
3.АнтоновС.Н.,К:озловМ.Р.,ПрокловВ.В. - Оптикаиспектроскопия,
1981; т. 50, No 4, с. 805.
4.СlеinW.R,СооkV.D. -- IEEE,1967,v. 141,р.123.
5. Магд и ч Л. Н . , Молчанов В. Я. - Оптика и спектроскопия, 1977, т. 42,
с. 533.
6.3ильберман Г. Е.,К:упченко·Л. Ф.- Радиотехникаиэлектроника, 1977,
Т.22,No8,С.1551.
7.ГуляевЮ.В.,ПрокловВ.В.,ШкердинГ.Н.,АнтоновС.Н.Новые
акустооптические эффекты в тверды х тел ах. Часть I . -
Те х ника средств свя з и. Cei, .
вое. 1982, вып . 2.
8. Шкердин Г. Н., Проклов В. В., Гуляев Ю. В. - Физикатвердоготе
JЩ1977,т.19,No2,с.424.
9.ПрокловВ.В.,ПешинС.В.,ДавыдовБ.Л.,ШкердинГ.Н. - Ра
диотехника и электроника, 1980, т. 25, No 7, с. 1543.
10.ДьяконовА.М.,ЛемановВ.В.,СагтикуловМ.Д. - Физикатвер
дого тела, 1980, т. 22, No 2, с. 353.
11. Proklov V. V., Shkerdin G. N., Gul y a ev Yu. V.-Sol. St. Commlln,
1972, v . 10, р. 1145.
12.ПрокловВ.В.,ШкердинГ.Н.,ГуляевЮ.В. - Физикаитехникапо
лупроводников, 1972, т . 6, с. 1915.
13. Проклов В. В., Миргородский-В. И., Шкердин Г. Н., Гуля
е в Ю. В.---:- Письма в ЖТФ, 1974, т. 19, с . 13.
14.ПрокловВ.В.,МиргородскийВ.И.,УшаткинЕ.Ф.идр. - Пись
ма в ЖТФ, 1978, т. 4, с. 1431.
15.Ргоk1оvV. V.,
МiгgоrоdskiV. I.,
Ushаtkin Е. F., Tokio, 1979,
р. 687.
lб.Рrоk1оvV. V.,
К:оrаЬ1еv Е. М.- Proc. / . Ешор. Conf. оп Integr,ated
Optics, London, 1981 , р. S - 1.
17.Gfе11еrF.R., РittС.W. -
Electron. L-ett, 1972, v. 8, N 22, р. 549.
18.КогаЬ1еvЕ.М.,РrоkIоvV.V. -
Proc. Intern. Conf. оп Optical properties
of glass a nd other Optical ныterials, 1982.
19.Проклов В. В., МешМ. Я., Алексеев Э. И., Сверчков Е. И. -
Письма в ЖТФ, 1979 , т. 5, с. 480.
20.ПрокловВ.В.,МешМ.Я., ГуляевЮ.В. - Письма в ЖТФ, 1979,
Т. 5, С. 496.
21. Гуляев Ю. В., Проклов В. В., Шкердин Г. Н. - В кн.: Проблемы сщ1-
ременной радиотехники и электроники. М., Наука, 1980, с. 326-352.
22. Миргородский В. И., П рок лов В. В . - Письма в ЖТФ, 1977, т. 3,
с. 1063.
Статья поступила в декабре 1982 года
2- 1018
17
УДI< 621.394.74
А. Д. Дойников, С. А. Новиков,
кандидаты техн. наук В. Х. Харитонов,
О. С. Чугреев
ДВУХПОЛЮСНАЯ КОЛЬЦЕВАЯ СЕТЬ СВЯЗИ
С АППАРАТНО-ПРОГРАММНОЙ РЕАЛИЗАЦИЕЙ
Рассматривается двухполюсная кольцевая сеть передачи данных . Пред
лагается математическая модель и определяются вероятностно - временные
характеристики . Находится диапазон скоростей модуляции в кана .ТJе свя
зи при программной реализации приема- п ередающей аппаратуры. • •
В объектовых системах связи часто находит применение кольцевая
'Гопологическая структура (l]. Представляет интерес изучение вероят
ностно-временных характеристик таких систем при передаче данных в
виде пакетов. По таким характеристикам, как скорость передачи ин
формации R, задержка fq, коэффициент использования канала S, мож-·
но судить об информационной эффективности любых систем связи, в
том числе и кольцевых.
Взаимодействие абонентов в кольцевой сети происходит путем пе
редачи информации по коллективному каналу связи.
Построение аналитических моделей многополюсных кольцевых се
тей является сложной задачей из-за большого разнообразия состояний
системы. Рассмотрим случай, когда в кольце имеется два абонента
(рис. 1,а). Такую сеть называют обычно двухполюсной, а режим рабо
ты в ней дуплексным; она отражает процессы второго уровня сетей
связи.
о}
Те
I
о)
Jl ].
Рис. t. Двухполюсная кольце
вая сеть связи:
а - структурная схема; 6 -
временная диаграмма окна
Исследуемая сеть работает в синхронном режиме, передача произ
водится помехоустойчивым кодом, а для исправления ошибок в канале
связи используется обратная связь. Абоненты 1 и 2 имеют доступ во
временные окна длительностью Т с (рис. 1,б), причем · в интервале I пе
редается кадр, а в интервале II - квитанция (решение о наличии или
отсутствии ошибок).
Рассмотрим процесс передачи кадра абонентом 1 к абоненту 2.
Модель такой односторонней передачи (модель второго уровня) полу
чена и исследована в 1~2]. В этой работе предполагалось, что процессы
кодирования и декодирования в прямом и обратном (в терминологии
18
указанной работы) каналах осуществляются со скоростью модуляции
I< ан алов. Такая ситуация с высокой сте п енью приближения имеет место,
в а п паратных вариантах реализации системы, так ка!{ в них канальные
регис тры, определяющие скорость модуляции канала, кодирующие и де
кодирующие устройства реализуются на одной элементной базе.
Однако выбор кода з ависит от характера ошибок в канале и, если
он изменчив, то целесообразно реализовать кодирующие и . декодирую
щие устройства на интеллектуальной элементной базе, например, мик
ропроцессорах.
Нз канала~-~
РПм
К/5
Внr.
Ко
!!30.
Вл.
Рис. 2. Структурн а я с х ема станций абон е н-
тов двух полюсной кольi:J.евой сети :
РПм - регистр при е ма; РПд
-
регистр пе•
редачи; КБ- канальный буфер: УЗО - уст
ройство з ащиты от ошибок; В Б - входной
блок
Одна из основных целей данной работы - определение вли я ни я вы
бора кода, способа коди рования и декодирования на вероятностно - вре
менные характеристики двухполюсной кольцевой сети. На рис. 2 пока
зана структурная схема станций обоих абонентов, а на рис . 3 - вре
менная диаграмма работы канальных регистров передачи и прие м а . ко
дирующих и декодирующих устройств прямого и о б ратного кан а лов.
В зависимости от скорости работы канала и быстродействия мик
ропроцессора возможны различные соотн_ошения между Т ккд и Т кд ,
а также Тккв и Ткв . Для случая, когда Тккд > Ткд и Тккв > Ткв
(см. рис. 3) , длительность Т с определяется сл едующим образом:
те=7Кд+Ткв+2tp+дi1+дi2+дiз+дi4=
=Тю<д+Тдкд+Тккв+7дюз- Ткд - 71<в+2tP.
(1)
В дальнейшем при исследовании величина Т с: принимается равной :
{2Тю<д+2Тккв-Ткд- Ткв,
Ткд + Ткв,
Те=
2Тккд+Ткв-Ткд,
2 Тккв +Ткд-Ткв,
Тю<д> Ткд ,
Тккв > Ткв,
Тю<д < Ткд,
Тккв <Укв,
Тккд>Ткд,
lккв < Ткв,
Т1шд<Ткд•
Тккв>Ткв-
19
Величина t Р ввиду ее малости по сравнению с другими компонен
-гами в приведенном выражении не учитывается.
Время распространения определяется по формуле :
t__L_
р- 3-105 '
где L - расстояние между станциями, км.
Время передачи кадра:
где пк - длина кадра;
V - скорость модуляции в канале.
1
УЗО
РЛr11
РПмz
1/302
УЗD2
P/lrJz
'
r
1
.-
Ткд
Тккд
1
1
r1
'
1
тс
tp
Ткs /р
м, Jt2
Тдк•
т
1
нет
..,__
нет
Гнет
М3 М,1 Ткк,,
1
1
'
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
Рис. 3. Временна5! диаграмма работы ~< анальных регистров
передачи РПд1 и РПд2 и приема РПм1 и РПм2 кодирую
щих устройств приемного КУ, и обратного КУ 2 кан а лов,
де:<одирующих устройств прямого ДКУ, и обратного
ДКУ2, I<аналов; Те -длительность окна; Ткд - время пе
редачи кадра; Т 8 - время передачи квитанции , Т ю<д н
Тдкд - время кодирования и декодирования кадра, соот
ветственно; Т,щв и Тдкв - время кодирования и декодиро-
Ji!ания квитанции, соответстве-нно
Время передачи квитанции:
Ткв = nI<B v-1,
где nкв - длина квитанции.
(2)
(За)
(Зб)
Как следует из временной диаграммы, на передачу и повторение
кадра синхронная сеть затрачивает одинаковое время Те. Предпола
гается, что при повторении кадра кодирование осуществляется вновь.
При рассмотрении процесса передачи одного блока на дискретном
времени [2] с интервалом Т как марковского процесса с двумя состоя
ниями: «О» - блок не передан и требует повторения; «1» :_ блок успеш-
20
но передан (состояние «1>> вводится как поглощающее), матрица перес
ходных вероятностей имеет вид:
п=[~ 7]'
(4)
тде Р и Q, обобщенные параметры канала данных, отражающие ха
рактер ошибок в нем. В случае биномиального канала параметр Р при
.нимает значение Р - вероятность стирания кадра i[2], а параметр Q
принимает значение вероятности Q = 1 - Р, с которой происходит ус
пешная передача кадра.
Изучение переходного режима марковского процесса на дискр ет
ном времени из состояния «О» в состояние «1» производится в соответ
-с твии с векторно-матричным уравнением:
(5)
тде РТ(О) = 10 - вектор начального состояния;
Рт (п) - вектор вероятност е й состояний в произвольный мо м ент
времени.
Решение (5) с учетом (4) для биноминального канала методом
Z-преобразования дает следующий результат:
(6)
,где рт (z) - преобразование плотности распределения количества цик
лов, затрачиваемых сетью на передачу одного кадра ;
z - оператор.
С помощью (6) можно найти вероятностно-временные характер ис -
1' ики процесса обслуживания сетью одного кадра. Первый начальный:
_ м омент дискретного времени обслу ж ивания кадра определится 1[2] так:
(7а )
..а среднее время обслуживания
кадра -
-t Q-1Т
s
с•
(76)
Введе м такую характеристику сети, как скорость передачи инфор
:-м ации :
к
R= --=--'
ts
где К - количество информационных разрядов в кадре .
(8)
При · занятости сети и поступлении на ее вход к абоненту 1 инфор
мационных разрядов последние размещаются в буферном нако пителе
•бесконечной для простоты расч е тов е мкости .
В {2] изучались сво йства
очереди в буферном накопителе. Так , при биномиальном поступл ении
блоков информации на вход оче реди с параметром qпс и обслужива
нии (6) с параметром Р ср едняя длина очереди в системе определяет-
--ся {2] как :
(9)
21.
Среднее дискретное время пребывания t[2] блока в системе нахо
дится следующим образом:
-
-
1·-
nq=Q q,
(lOa)
а среднее время пребывания блока в системе, или задержка:
-
-1-
tq=Q qТе.
Вероятность найти обслуживающий прибор (канал связи) заня
тым ' для рассматриваемой модели равна Р 1 = (1 - р)р. Для оценки эф
фективности использова1щя канала введем в характеристику системы
коэффициент использования канала:
S=~К .
(11) ,
lqV
Рассмотрим работу схемы станции (см. рис. 3) с уче_том того, что
УЗО реализовано с использованием микропроцессора .
Пакеты поступают в буфер синхронно, так что на входе его форми
руется биномиальный поток. При занятости УЗО они размещаются в
буфере. Обслуживание пакетов производится в порядке поступления.
~ '30 информирует буфер
о готовности к приему очередного . пакета.
Пакет из буфера передается в память УЗО . При поступлении сигнала
цикловой синхронизации происходит передача у п равления микропрог-
.. рам ме
кодирования.
Структурная схема такой микропрограммы для восьмиразрядного
микропроцессора при кодировании делением полинома сообщения на
образующий полином приведена на рис. 4 (вариант 1). Блоки 1- 4 под
готавливают цикл кодирования: устанавливают счетчики слов и бит ;
заносят первый байт кодируемой последовательности в регистр остатка,
выдают его в канальный буфер (КБ). В микропрограмме организуются
два цикла: внутренний (блоки 7-11) - для обработки одного байта и
внешний (блоки 5-14) - для обработки байтов, составляющих пакет .
После окончания формирования проверочных разрядов УЗО пере
ходят в режим ожидания квитанции. При положительной квитанции
УЗО сообщает буферу о готовности приема следующего пакета; при от
рицательной процесс кодирования и передачи повторяется.
При такой реализации время кодирования меньше времени декоди
рования только на время обработки одного байта, т. е~ Тккд и Тдкд .
практически совпадают и приняты в работе равными.
УЗО реализовано на микропроцессорном комплекте серии К:589 .
.Микрокоманда выполняется за два такта, при этом процессорный эле
мент выполняет две микрооперации, а блок микропрограммного управ
JJения - одну операцию перехода. Цикл выполнения микрокоманды со
ставляет 4 • 10- 1 с.
На рис. 5 представлен фрагмент микропрограммы кодирования, ре
ализующей внутренний цикл. В блоках указаны выполнямая функция
и микроqшzрация, реализующая ее. Слева от блоков указаны порядко
вые номера микрокоманд. В третьей и шестой микрокомандах имеются
условные переходы.
Процесс кодирования состоит из трех этапов. В течение первого
цроисходит подготовка к кодированию. Этот этап состоит из семи мик- -
рокоманд, следовательно, он выполняется за 2,8 • 1о- 6 с.
_
На втором этапе происходит кодирование. Длительность его зави •
сит от структуры кодовой комбинации. Этап состоит из 512 (длина па
кета) внешних циклов, Каждый внешний цикл содержит 37-53 (в за- -
22
СТоНТ = ?}
СТС/10/J= (,J
2--~ -~
R=М(СТСЛО8)
J ---' ----,
Bыda<fa •
RfJKli
'i- ---------,
стслов =
СТСЛО8 +!
.f--.......---,
с_ = м (стелов)
§щ}аvа
GбКо
7--~
-
-..
Cd!Juг !( со6мест
щ; с С tJJJeffo на
! ртряi/
0-, 1
!lem
] ------- ,
R =ROP
10-~----,
СТ5/1Т=
СТ!i!П+!
СТ5ИТ={1
13_ _,____-,
СТСЛО!J =
СТСЛ08+7
!Jыоача
остатка(} ,i'/i
Рис. 4. Блок-схема алгоритма кодирования для
восьмиразрядного мик ропроцессора :
R - текущий остаток; Р
-
образующий полином;
G - текущий байт кодовой последовательности;
M[l, ... , п] - массив кодовой последовательности
'Висимости от структуры кодовой комбинации) микрокоманды. Такиr.i
,образом, время выполнения второго этапа составляет 7,6 • 10-3
-
11,0 • 10-з с.
На третьем этапе выполняется одна микрокоманда, ее длительность
4. 10-7 с.
Таким образом, величина Тккд =7,6• I0- 3
-
11,0· 10- 3 с.
Были рассмотрены варианты реализации УЗО на основе восьми
, разрядного микропроцессора при использовании Р (х) = х 16 +х 12 +х 5 + I
(вариант 2), шестнадцатиразрядного микропроцессора для Р (х) =х 16 +
+х 12 +х 5 + 1 (вариант 3), а также реализации кодирования , табличны м:
:,методом {ЗJ. Для эти х-случаев варианты 1'1, 21, 31, соответственно) .
23
При табличном методе каждой комбинации неизбыточноrо кода:
ставятся определенные проверочные разряды, которые вычислены зара
нее и хранятся в таблице . Так как разрядность микропроцессора неве
лика (байт или два байта) по сравнению с разрядностью вводимого
неизбыточноrо кода (сотни и даже тысячи байт), то при этом методе:
/
Сdбиz GtJлetfo на раз
ряiJ. Перенос 1апом11-
ноется !J тр11ггере
С5МУ
(f) !li,A =fll+AfЩ,J +С{3
А =АЕК! •С{3 FC
(D Rl=Ai?К/-1 +С/
Cif!Juг II tfлetJo на !
разряi! с у1/еmом пе,ое
носа 11J Б. Перенос
зmюс11тся {}т;шггер
С 5МУ
ф Ш,А =!ll+A!Щ'd +Су1
А =А +АЕКf+СС FC
С) Rl=A&KI -! +СТ
0
стоит~стоит ., .,
Перенос занос11м
~- -- 1{} тршгер С oM!I
IO=RJ+A8K(J +С!
(!)
FC
Рис. 5. Схема фрагмента микропрограммы кодирования:
R- текущий остаток (в регистре Rl микропроцессора); Р - об
разующий полином (в ,R2); G - теку щий байт ходовой последо-
вательности (в Ro); СТБИТ - счетчик бит (в R 3)
исходную кодовую комбинацию разбивают на !-разрядные блоки (в на-
шем случае l _ взято равным разрядности микропроцессора). В памяти
хранится таблица, содержащая 2z строк, причем адрес строки равен
численному значению ! - разрядного блока, а содержимым строки яв
ляется r-разрядный остаток от деления на образующий полином этого
блока, дополненного со стороны младших разрядов r нулями (,r - сте
пень образующего полинома). Время кодирования при использовании
табличного метода не зависит от структуры кодовой комбинации.
Результаты расчетов времени кодирования (ТI<кд) приведены ни
же, причем для вариантов 1, 2 и 3 указаны максимальные значения.
Варианты
1
1
1
21
3
11
1
21
31
Тккд•10-3 С j11,0j17,о110,41 2,0 1 2,51 0,8
Аналогично определены ТI<кв = Тдкв =12 • 10-6 с.
24
На рис. 6 приведены графики, построенные по результатам рас
четов скорости передачи и коэффициента использования канала для
рассмотренных вариантов. При расчетах было принято, что Q =0,9 и
qпс = 0,2.
•
lt,O
3,0
2,0 -
1,0
:: 1==1==;.=1i:1======
/~ /'
z
з
fr.
о}
J
0,8
0,2
2
3
о)
. f v.;o~ oot!
Рис . 6. Характеристики двухполосцой кольцевой сети:
а - скорость передачи; 6
-
коэффициент использования
канала
Таким образом, можно сделать следующие выводы:
при изменении скорости модуляции имеются две области поведения
средней скорости передачи информации: при Тккд < Ткд, Тккв < Ткв
она возрастает с ростом V, при Тккд > Ткд она уменьшается и при
ближается к постоянному значению, определяемому быстродействием
УЗО (микпроцессора);
различие в алгоритмах кодирования и декодирования приводит к
существенной разнице скоростей передачи информации. Так, при коди
ровании и декодировании с применением табличных · алгоритмов повы
шается скорость передачи информаци в 7-10 раз при больших скоро
стях модуляции;
25
максимальное значение скорость передачи информации принимает
тiри Т к~,д "' Ткд и Т ю<в = Ткв, причем для табличного алгоритма при
реализации УЗО на микропроцессорном комплекте 1(589 и выбранном
протоколе интерфейса между физическим уровнем и уровнем звена она
составляет 2- 5 Мбит/с. Применение алгоритма деления при формиро
вании циклического кода приводит к снижению скорости до 0,2-
0,4 Мбит/с;
максимальное значение коэффициента использования для алгорит
ма, применяющего при кодировании и декодировании деление, дости
гается в диапазоне скоростей модуляции до 0,4 Мбод, а для таблично
го до 2-5 Мбод.
ЛИТЕРАТУРА
1. Сипсер Р.
.Мир, 1981.
Архитектура связи в распределенных системах. Книга 1. -
М.:
2. Чу гр ее в О. С. Сист емы п еред ачи данных с обратной связью.
-
Л.: Изд-во
ЛЭИС, 1980.
3. Гончар о в Е. А., Слеп а к о в В. Б. Об одном методе кодирования инфо р ма
ции циклическими кодами на универсальной ЭВМ . - М.: Тр. ЦНИИС, 1970, вып. 3,
с. 58-65.
Статья поступила в марте 1983 года
.УДК: 621 .383.82 .001 .2
В. С. Полутин, канд . техн. наук В. Ф. Ламекин
ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ СТАТИСТИЧЕСКОГО АНАЛИЗА
}f ОПТИМИЗАЦИИ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ АНАЛИТИЧЕСКИМИ МЕТОДАМИ
Рассматривается способ повышения эффективности статистического ана
лиза и оптимизации интегральных схем (ИС) методом моментов. Техно
лопиескую модель разброса параметров компонеiпов предлагается допол
нить статистическими связямн между электрическими параметрами актив
ных компонентов , происхождение которых связано с физическими осно
вами функци о нирования таких компонентов.
Развитие системы схемотехнического автоматизированного проек
тирования (САПР) радиоэлектронных схем включает в 1<ачестве под
системы статистический анализ и · статистическую оптимизацию радио
электронны х схем, которая позволяет, с одной стороны, моделировать
поведение схемы, изготовленной по некоторой заранее изученной _тех-
1-юлогии, а с другой - осуществить оптимальный (по разным крите
риям) выбор компонентов схе мы в условиях данной технологии. Точ
ность статистического анализа и оптимизации определяется принятыми
методами статистического анализа, по г решностями вычислительных
процедур при расчете выходных параметров схем, погрешностями ма
тематических моделей компонентов, входящих в схему. (Погрешности
вычислительных процедур всецело определяются принятыми методами
решения уравнений схемы и организацией вычислений здесь не рассмат
риваются).
В настоящее время общепризнанными методами статистического
анализа являются метод статистических испытании - метод Монте
Карло (ММК) и аналитический метод - метод моментов (1М'М). Под
робный анализ этих двух методов 1[1] показал, что в варианте, предло
женном в работе ![2], точность ММ совпадает с точностью ММК. Даль
нейшее совершенствование ММ для статистического анализа и опти
мизации интегральных схем 1[3 - 6] показало сравнимость метода мо-
.26
ментов и ММК не только по точности, но и по количеству расчетов схе
мы N, в особенности для схем небольшой сложности и с малым котне-
ством типономиналов компонентов в схеме .
,
Погрешности математических моделей компонентов ИС у1v1 ень
шаются благодаря усложнению моделей и увеличению вследстви е этого
числа параметров, описывающих модель компонента.
'
В связи с ростом степени интеграции ИС и усложнением матема
тических моделей компонентов ИС трудоемкость вычислений и объем
занимаемой памяти ЭЦВМ для ММ становятся недопустимо большими
и практически нереализуемыми. В целях уменьшения трудо ем кости вы
числений и уменьшения занимаемой памяти разработан способ даль
нейшего повышения эффективности ММ.
В работе 1[4] разброс параметра х компонента ИС представлен в
виде:
(1)
где х - математическое ожидание параметра компонента;
611 -
случайная величина с математическим ожиданием, равным ну
лю, обусловленная неоднородностью технологического процес
са производства ИС по площади кристалла и разбросом пара
метров компонентов в схеме;
б " - случайная величина с математическим ожиданием, равным ну
Jrю, отражающая непостоянство условий проведения операций
те х нологического процесса и обусловливающая согласованные
изменения параметров компонентов.
Таким образом, рассматривается чисто технологический аспект
происхождения разброса п араметров компонентов и корреляции между
ними. Помимо этого, ме.ж:ду па рамет рами ряда компонентов может су
ществовать статистическая зависимость в силу физических основ функ
ционирования таких компонентов. Так, в работах 1[7, 8] отмечается оиль
ная корреляционная связь между пар аметрами биполярных транзисто
ров и диодов в ИС . Конечно, происхождение этих связей отчасти т ак
же обусловлено групповым характером те х нологичес кого процесса
производства ИС, иначе между параметрами биполярных транзисторов
и диодов существовала бы строгая аналитическая зависимость. При
таком подходе параметры модели - биполярного транзистора и диода
можно разбить на независимые и зависимые (с точки зрения физичес- .
rшх основ работы биполярного транзистора и диода). Так, в работе Р1
из 7 параметров транзистора независимым был выбран 1, а зависимы
ми - 6, в работе 1[8] из 18 параметров - 2 и 16, соответственно. Техно
логический разброс независимых параметров компонентов опишем мо
делью ( 1). Осуществим численную оценку выигрыша в необходимом
числе вариантов расчета и объеме занимаемой памяти ЭЦВМ.
Пусть в интегральной схеме:
Т - количество типов (под одним типом компонентов как и в 1[4],
понимаются компоненты с совпадающими законами распреде
ления их относительных параметров биполярных транзисто
ров);
D - количество типов биполярных диодов;
R - количество типов других компонентов ИС.
Всего в схеме (T+D+R) типов компонентов.
Пусть далее в схеме :
У); - количество биполярных транзисторов i-го типа (:i = 1, Т) ;
01 - количество биполярных диодов l-го типа (l = (D);
'О
6j - количество других компонентов j - го типа (j= 1, R);
Иt - количество независимых параметров транзистора i-го
типа;
Р 1 - количество зависимых параметров транзистора i -r o
типа;
Кt = Иt + Pt - общее количество параметров, характеризующих тран
зистор i-го типа;
r 1 - количество независимых параметров диода l-го типа;
t 1 - количество зависимых параметров диода [-го типа;
g 1 = r 1 + i 1 - общее количество параметров диода 1-го типа;
mj - количество параметров, описывающих другие компо
ненты j-ro типа .
Тогда количество величин б" в модели ( 1) при учете только неза
висимых параметров транзисторов и диодов равно:
Т
D
R
nн= }:'У/1И1+ ~ 01g1+ I~jmj.
(2а)
l=I
1=1
j=l
Если же вести расчет в соответствии с работой 1[4], то:
Т
D
R
п:= }:'YJ1Кt + ! 01g1 + ~~Jmj. 1
(2б)
i=l
1=1
j=I
Соответственно, количество величин б" в модели ( 1) равно:
Т
D
R
nк=! И1+~r1+~т1;
(За)
i=l
1=1
j=\
Т
D
--R
п,; =!К;+ ~g1 + ~т1 ,
(Зб)
i=I
l=\
i=I
а количество коэффициентов корреляции между бк:
Ssк=+[iиi + irt+ imi] [~и;+ ir1+ ~mj- l]; (4а)
•
l[т
D
R
][т
D
R
]
s~к=2
~/(;+ ~gl+;mj
~/(i + t:gl + ~I mj-1
'
(46)
Статистически зависимые параметры транзистора и диода можно
представить в виде линейной комбинации их независимых параметров:
хр1-с[apl -1~ ~
1
bsp1Xu1] [1 + 3 cr (хр1)вр1];
(5)
где а [хр) - дисперсия аппроксимации зависимого параметра Хр1 ли
нией регрессии;
28
ui
Xpl = api ·+ ~ bsp!xp:;
si
ер1 - равномерно распределенная в интервале i[-1; + 1] слу
чайная величина, которая накладывает на соотношения:
между параметрами транзисторов и диодов вероятност
ный характер;
ар. и Ьsp.
-
коэффициенты регрессии.
'
'
Величины ар.; bsp.; oi[xp.], как и выбор зависимых и независимых
'
'
'
параметров, например, методом главных компонентов ![9], определяются
заранее на этапе исследования базового технологического процесса по
тестовым транзисторам и диодам.
'·
. Таким
образом, дополнительно к матрице коэффициентов корре~
ляции объемом S 01< необходимо хранить коэффициенты регрессии аР; и
.Ь~р- в количестве:
'
Т
D
Sдоп=Sтр+Sд= ""1.Р1(И1+1)+~t1(r1+ 1)•
(6)
i=1
1=1
Общее число хранимых коэффициентов равно:
S = S5K :-+ sдоп•
Оценим величины n = n, 1 +п";
п1=n~ +п"; S и S01, для примера.
'Приводимого в {4], но используя данные работ 1[7] и [8]. Тогда Т=2 :
D=0; R=1; ri1= ri2=10; s1=20; m1=·1; К1{7]=К2[7]=7; И1[7]=И2(7]=1:
Р1[7] = Р2[7] = 6; K 1{8]=K2[8] = l8; И1[8]=И2[81 = 2; P1(8] = p2[8} = l6;
,(индексы в квадратных скобках указывают на заимствование данных
лз работы [7] или [8]).
Результаты расчетов:
п{7]=43; п1[7]=175; S(7]= ,27; si {7]= 105;
к
п[8]=65; п1{8]=417; S [8]= 106; stк(8]=666;
..демонстрируют
существенное уменьшение п и S.
В целом эффективность предложенного способа по сокращению
·машинного времени при статистическом анализе или оптимизации, про
,порционального п [6], может быть охарактеризована коэффициентом Кп:
Т
D
2:<·1;+I)(К;-И,) + ~(Br+I)(g·r -rr)
•n'
i=I
1=1
Кп= -
= 1+ - ----- - - --------
п
Т
D
R
(7)
~(1!;+1)И;+ ~(0( + l)rz+I(Ej + l)mj
1=1
1=1
j=1
Для рассмотренных примеров Кп [7]=4; Кп{8] = 6,4. Сокращение необ
_ходимого объема памяти ЭЦВМ хара1перизуется коэффициентом Ks:
s,,
[~к,+ ~g, + ~т1]l~к, +i,, +%, m1-I] -
Ks=-s - =[~и,+ i,, +~т1][~и, +i,, + im; - 1] +
-
+2[~(K,-И;)(U;+l)+ j(g,-,,)(g,+l)]
(8)
~Возвращаясь к р,ассмо тренным примерам, получим: Ks [7]==3 ,9;
-Ks [8]=6,3.
29
Более подробный анализ соотношений (7) и (8) при различных
входящих в них параметрах позволяет сделать следующие выводы:
наибольшее влияние на эффективность предложенного метода по
сокращению машинного времени, т. е. на Кп, оказывает отношение ·
~
1
~ j/(~ - ,-11 + ~ 01} чем оно больше, тем меньше К11• Косвенно данное
отношение характеризует класс схем. Для аналоговых ИС оно лежит в
диапазоне 1-5, для ци фровых - 0,2-1. Для АИС при 5 < Кt < 25 и
0,04 < И;/Кt < 1 I<п может принимать значения от 1 до 5-6, а для
ЦИС - от 1 до 16-20 в зависимости от отношения U;/Кt- От степени
интеграции Кп зави~ит слабо;
на сокращение объема занимаемой памяти ЭЦВМ, т. е. на Ks су
щественное влияние оказывает количество типономиналов активных
элементов ИС. Чем больше Т и D, тем больше Ks. Повышенное коли•
чество типрноминалов активных элементов :характерно для АИС, так
что эффективного сокращения занимаемой памяти ЭЦВМ следует ожи
дать при статистическом анализе и оптимизации этого класса схем.
При 5 < !(;<;: 25 и 0,04 <;: И;/!(;< 1 Кп для ЦИС (1 <;: Т <;:3) лежит
в диапазоне 1 < Ks < 6-19. От степени интеграции Ks не зависит;
при грубом статистическом анализе (низкая точность математичес
ких моделей активных элементов, 5 < Ki < 10) предложенный метод
конкурирует с ММК по трудоемкости для АИС, содержащих до 100--
120 активных элементов и для ЦИС, содержащих 120-150 активных
элементов. При высокой точности статистического анализа
(20 < !(; < 25) для АИС - 70-100 активных элементов, для ЦИС -
100-120 активных элементов;
при объеме памяти, выделенной для хранения значений коэффици
ентов корреляции между ,бк, в 1О кбайт предложенный метод позволяет
грубо анализировать АИС, содержащие до 150-200 активных элемен
тов, ЦИС - до 500 активных элементов . При высокой точности для
АИС - 100-120 активных элементов, для ЦИС - 250-400 активных
элементов;
для статистического анализа сверхбольших ИС (СБИС), по-види
мому, следует переходить к методам статистического макромоделиро
вания фрагментов СБИС. Развитие технологии и переход к субмикрон
ной технологии должен в большей степени проявлять статистические ·
связи между параметрами активных элементов ИС и позволит исполь-
зовать предложенный метод с максимальной эффективностью.
ЛИТЕРАТУРА
1. Смолка Г. Г . , Баталов Б. В . , К:азеннов Г. Г., Беляков Ю. Н. Ме
тоды статистического расчета интегральных схем. - В кн . : Микроэлектроника под ред.
Васенкова А. А. - М.: Сqв. радио, 1973, вып. 6, с. 11-26 .
2. Архангельский А. Я. Аналитический метод вероятностного расчета элект
ронных схем: Дис. канд. техн .. наук. М., МИФИ, 1967.
3. Архангельский А. Я. Сравнение трудоемкости аналитических и численных
вероятностных методов при расчете электронных схем на ЦВМ. - В кн . : Материалы
семинара «Методы разработки радиоэлектронной аппаратуры», сб. 1, М., МДНТП
им. Ф. Э. Дзержинского, 1970, с. 79-83.
4. Архангельский А. Я. Модель разброса параметров компонентов интеграль
ньд схем, предназначенная для вероятностных расчет9в. - _Электронная техника .
Gep. 3 Микроэлектроника, 1977, вып. 4 (70), с . 3-8 .
5. Бар ан о в А. И., Архангельский А. Я. Способы ускорения статистичес
кого анализа электронных схем. - В кн.: Ядерная электроника. Под ред. Аргаханя
на Т. М. - М.: Атомиздат, 1976, вып . 6, с. 5-8 .
6. Архангельский А. Я., Баранов А. И., Дубровская И. В., Лев·
.ш и н Н. Г. Вопросы вероятностного расчета и статистической оптимизации интеграль
ных схем. В кн.: Ядерная электроника. Под ред. Аргаханяна Т . М. - М.: Атомиздат,
1978, вып. 8, с. 134-150.
7. ВаlаЬаu Р., Gо1еmЬеski 1. 1. Statistical Analysis fог Practicai Gircuit
Design. -
Proc. 1974, IEEE, lntern. Symp. оп Circuits апd Sustems, San-Francisco, 1974,
р. 730-734.
8. DivеkаrD.А.,DuttопR. W., М а сGаllаW. J. BipolarICDeviceSta-
tistics Ап Expe rim ental Study, -
Proc. 1977 IEEE Iпtern . Symp. оп Circuits and Sus-
.tE.ms, 1977, р . 5661-569.
9. Дубров А. М. Обработка статистических данных методом главных компо
не нтов. М.: Статистика, 1978.
Статья поступила в декабре 1982 года
:.~• дк 534.86 + 621.39
М. Л. Немировский, В. И. Игнатов,
В . П. Ковешников
МЕТОДИКА АППРОКСИМАЦИИ ОПТИМАЛЬНОЙ АЧХ
ЭЛЕКТРОАКУСТИЧЕСКОГО ТРАКТА
Разработ·ана методика аппроксимации оптимальной амплитудно-час
тотной характеристики (АЧХ) усилительной части электроакустического
тракта (ЭАТ) на основе метода наименьших квадратов. Показано, что
аппроксимация оптимальной АЧХ предложенным: методом: обеспечивает
лишь оправданное усложнение усилительной части ЭАТ с точки зрения
максимизируемой функции.
В работе [1] рассчитана оптимальная АЧХ • усилительной части
ЭА Т и выполнен расчет разборчивости речи, обеспечиваемой проекти
руемым трактом. Результаты этих расчетов приведены на рис. 1 (кри
вая 1) и рис. 2. Из рис. 1 следует, что кривая К тр. опт (f) имеет спад в
..сред ней
части и подъем на краях полосы пропускания ЭАТ. Зависи
мость E(f) (см. рис. 2) имеет более сложный характер изменения. Соот
ветствующая ей разборчивость формант А= 26,4 %, а разборчивость
,.слов W =92%.
•
1⁄2;7,do
!00
1
1
1200
!800
2МО
Рис. 1. Амплитудно-частотные характеристики ЭАТ:
1 - оптимальная согласно расчету; 2 - при аппроксимации по
линомом нулевой степени; 3 - при аrшрqксимации полиномо м
первой степени; 4 - при 1шадратичной аппроксимации
Точно реализовать оптимальную АЧХ не представляется возмож
rным ввиду ее сложности. Поэтому представляет интерес аппроксимация
_ данной АЧХ более простой зависимостью. Так как оптимальной АЧХ
31
соответствует максимальная разборчивость речи, то зависимость, ап
проксимирующая кривую оптимальной А ЧХ, должна иметь наименьшее
отклонение от нее, чтобы разница между максимальным и полученным
значениями разборчивости речи_ была наименьшей. При аппроксимации
используем метод наименьших квадратов, а в качестве аппроксимирую
щей функции по этому методу выберем полином R степени q
Rq(fi)=A0Jg +A1J7-1+... +Aq-1/1+Aq,
(1)
где
f 1 - средняя частота полосы равной разборчивости;
i = 1 ..., п - число полос равной разборчивости, учитываемых при рас
чете.
E,rlo
8
б
4
2
о
200 бОО
1200
1800
J000 Зff00 f, Гц
Рис. 2. Зависимость уровня ощущения речевого сигнала от
частоты при оптимальной АЧХ ЭА Т
Самой простой аппроксимирующей функцией будет горизонталь-
ная прямая, соответствующая (1) при q=O.
,
Из классического метода наименьших квадратов следует, что коэф
фициент А 0 равен среднему арифметическому значению ординат кривой
Ктр. апт (f), что составляет, согласно JHIC. 1, 91,4 дБ. В связи с этим
представляет интерес оценить разборчивость речи, обеспечиваемую ЭАТ
с прямолинейной АЧХ, и во з можность применения классического мето
да наименьших квадратов к аппроксимации его оптимальной АЧХ.
Для этого был составлен алгоритм расчета Е 1 =f(Ктр)- Так как
зависимости p=f(E) и W=f(A) представлены только графически,
пришлось их аппроксимировать аналитическими выражениями соответ
ственно:
р=0,028Е+О,18 для 20 дБ>Е>О;
р =ехр[0,09 (Е- 14,875))- 0,082 для Е <О;
W = [1 - ехр(-0,087 А)] 100,
где А и W выражены в процентах.
(2)
(3)
(4}
Погрешность аппроксимации функции p=f(E) при 20 дБ>Е>О не
хуже ±0,01, а функции W=f(A) при О,5>А>О,13- не больше ±0,5%'.
На рис . 3 представлены зависимости Е i = f (К тр) для каждой поло-
сы равной разборчивости при из менении К тр от Ктр . m1n = 77 дБ •до
Ктр. max = 108,6 дБ (согласно рис . 1). Эти зависимости позволяют рас
считать разборчивость речи не только для горизонтальной, но и для
любой другой аппроксимации оптимальной _ АЧХ ЭАТ, не прибегая к
помощи ЭВМ. На рис. 4 приведена зависимость W=f(Kтp) для тех же
значений Ктр, что и на рис. 3. Из рис. 4 следует, что максимум разбор
чивости слов W = 82,6% соответствует Ктр =95 дБ, а не Ктр =91,4 дБ ,_
при котором W=82,1 %. Допустим, что погрешность расчета разборчи-
32
вости речи составляет ± 1%, тогда разброс коэффициента усиления
электроакустического тракта ЛК тр , при котором обеспечивается W =
= (82,6± 1,0) %', будет равен 9 дБ. Этот разброс получен юtк разница
между значениями 99 и 90 дБ при W = 81,5'%' справа и слева от макси
мального значения разборчивости слов 82,6%. Таким образом , класси
ческий метод наименьших квадратов вполне допустим для аппроксима
ции оптим а льной АЧХ ЭАТ, хотя при этом не обеспечивается макси
мально возможная разборчивость речи для з аданных условий эксп
J1уатации .
3- 1018
f ,il5
8
'f
о
-ff
-{]
-72
-!б
-20
70,
80
90
/00
l mp ,ilo
Рис. 3. Зависимость уровня ощущения речевого сигнала от
коэффициента усиления ЭАТ в полосах равной разборчи
вости
v~%
80
7(}
72·
б8
61,
бО_ ____,_____..,__
_
_
_ , _____ _,J
70
fJO
90
/00
fmp,tlli
Рис. 4. Зависимость . разборчивости слов от ко-
•
эффициента усилени я ЭА Т
Как известно, коэффиицент Aq полинома ( 1) определяется из ус
ловия минимума суммы квадрата ошибок. В рассматриваемом случае
ошибка определяется из соотношения
Е1=Ктр.опт i-(A0/'f+... +Aq)·
(5)
Очевидно, что весовой коэффициент ошибок в уменьшении разборчиво
сти речи будет неодинаков. Если в качестве весовых _ коэффициентов
ошибок • выбрать максимальные значения Е1 max ,
соответствующие
Ктр.оптi , то
(6)
.а сумма квадратов ошибок
п
п
М=!.87=~Ezшах[Ктр.оптi - (АоЛ+···+ Aq)]2.
i=l
i=I
•
(7)
Условие минимума суммы квадратов ошибок дМ =0 приводит к сис-
теме уравнений:
dAq
п
п
п
Ао~лqЕ;max+А1 ~лq-lЕ7max+ ... + Aq~лElmax =
1=1
i=I
i=I
п
-
~к2
fqЕ2 •
-
~ тр.оптi 1 1max '
i=I
п
п
п
Ао~Лq-iЕ;max +А1}2Лq-2EJmax+ ··· + Aq~Л-1EJmax =
l=I
1=1
i=I
п
-
~ J<.2
Jq-1E2
•
-
~ тр.оnтi t
iшах'
i=l
п
п
п
Ао~ЛЕ;max+А1~Jr-1Е;max+ ···+Aq~Efmax =
1=1
1=1
1=1
п
-~К2
р
-
~ тр.опт1 1max '
1=1
из которой определяется коэффициент Aq полинома ( 1).
(8)
Как видно, система уравнений (8) отличается от системы, соответ
ствующей классическому методу наименьших квадратов, наличием мно
жителя Е7 max во всех слагаемых системы уравнений (8).
При q=O из (8) получаем средневзвешенный коэффициент
п
~К;р.оптiEJmax
А _1=1
О
_ ___
п ___
_
~E7max
i=I
(9)
Отсюда, используя данные рис. 1 и 2, имеем А 0 = 95 дБ, что совпа
дает с Ктр =95 дБ (согласно рис. 4), при котором обеспечивается для
данной формы АЧХ максимальная ра_зборчивость речи.
34
С целью повышения разборчивости речи аппроксимируем опти
мальную АЧХ ЭАТ полиномом первой степени. В этом случае при q = 1
система уравнений (8) имеет вид:
Отсюда
п
п
п
АоIЛEfmax +А1IfiEfmax =I Ктр.оптi f1Efmax;
l=l
t=l
i=l
п
п
п
АоIftEfmax +А1I Efmax =I Ктр.оптi Efmax ;
i=l
i=l
i=I
п
п
п
I Ктр.опт;/iв;max -
п I li Е7max - I Ктр.оптIв;max
i=l
~2l=l
i=I
~ Eimax
А
i=I
о=----п------п-----п-~---------
~17Е7max - ~/iЕ7max~Е; max_п___
i=I
i=l
1=1
"\°1 2
~Е1max
i=I
А1 п 1 (~Ктr.опт iEfmax -Ао,±t1Е;шах) •
~2
i=l
i=l
~ Etmax
1=!
(10)
(11)
(12)
Используя данные, представленные на рис. 1 и 2, получаем Ао=3,6
11А1=87,17 . Тоtда полином (1) при q = l имеет вид
Rq({1) = 3,6/i + 87,17.
(13)
На рис. 1 кривыми 2 и 3 изображены аппроксимирующие опти
мальную АЧХ полиномы (Ro и R,) нулевой и первой степени, _соответ
ственно. При линейной аппроксимации оптимальной АЧХ ЭАТ разбор
чивость слов составила 89 %, что меньше максимально возможной раз
борчивости речи, обеспечиваемой ЭАТ с оптимальной АЧХ.
Оценим влияние квадратичной аппроксимации оптимальной АЧХ
на разборчивость р е чи. В этом случае при q=2 система (8) принимает
вид:
п
п
п
п
А ~f4E2 +А '"'JзЕ2 +А ~ f2E2 - ~К
.·Е212.
О~ t imax
1,,.;,,.
/ imax
'2~
i imax - _, .;;,..
тр.опr, imax i'
l=l
l=l
i=l
i=l
п
п
п
п
Ао~лЕ;max+А1 ~лЕ;max+А2I J1Е;max =~ К,·р. опт1/1Е;max ; (1'4)
l=l
i=l
i=l
i=l
п
п
п
п
АоIЛEfmax +А1!ftEfmax +А22:Efmax =}2Ктр.оптi Efmax •
i=l
i=l
i=l
i=l
Коэффициенты Aq находятся по формуле Крамера
дq
Аq=д•
(15)
где Л - определитель системы ( 14), а Лq есть определитель, у которого
q-й столбец заменен правой частью системы ( 14) . Рассчитать коэффи
циенты Aq вручную довольно сложно, поэтому целесообразно восполь-
35
зоваться стандартной программой для решения системы уравнений (14).
Затем по найденным значениям коэффициентов Aq конкретизируется
полином (1) для q=2:
R2(f1) =АоЛ+А1/1+А2=Ктр((;),
(16)
который показан кривой 4 на рис. 1.
Разборчивость речи ЭАТ с квадратичной аппроксимацией опти
мальной АЧХ составила W=91,5%, что практически совпадает с мак
симальным значением W =92%'. Квадратичная форма АЧХ ЭАТ может
быть реализована на резистивном усилителе с горизонтальной А ЧХ.
;Нагрузка которого зашунтирована последовательньiм колебательным
контуром, причем резонансная частота этого контура соответствует
минимуму параболы согласно ( 16). Такой усилитель не вызывает труд
ностей в реализации и настройке.
ЛИТЕРАТУРА
1.НемировскийМ.Л.,ИгнатовВ.И.,КовешниковВ.П.Оптим1iзация
nараметров электроакустического тракта с применением ЭЦВМ. - Техника средств
связи. Сер. ВОС, 1982, вып . 2, с. 95-106 .
Статья поступила в апреле 1983 года
УДК 621 .395.61 .03
С. А. Дмитриев, М. В. Фунтиков
МЕТОД РАСЧЕТА ДОПУСТИМЫХ ПОТЕРЬ в АНАЛОГОВЫХ воле
Рассматривается метод расчета допустимых потерь в аналоговых
ВОЛС, заключающийся в определении минимально допустимой мощности
оптическо го сигнала, при которой будет соблюдаться отношение сиг
нал/шум. Определяются составляющие шума и выводится общее выраже
ние для минимального тока сигнала.
Для определения допустимых потерь в аналоговых волоконно - оп
тических линиях связи (ВОЛС), требований к элементам ВОЛС (излу
чатель, волоконно-оптический кабель, разъем, фотоприемник) и опти
мальных режимов их работы необходимо знать минимально-допусти
мую мощность оптического сигнала, при которой будет соблюдаться
требуемое отношение сигнал/шум. Минимально-допустимая мощность
сигнала Рs ш~п определяется уровнем шумов на выходе приемного уси
лителя, поэтому рассмотрим возможные источники шумов в приемнике
()Птического сигнала.
Дробовой шум фотодиода. Ток, вырабатываемый в фотодиодах при
засветке их оптическим сигналом, состоит из отдельных носителей, по
этому на постоянный, либо изменяющийся ток фотодиода накладывают
ся нерегулярные колебания, соответствующие случайным колебаниям
:электрической эн~ргии. Дисперсия дробового шума фотодиода равна {1]:
-2
/ ф.Ар = 2t/фД/,
(1)
где е - заряд электрона;
/ Ф - постоянная составляющая тока, проходящего через фотодиод;
Лf - полоса усиливаемых частот.
Шум биений между спектральными составляющими источника из
лучения. Источник излучения (светодиод) имеет широкий спектр излу
чения, поэтому в воло~онном световоде присутствуют хроматическ·ая и
.З6
межмодовая дисперси и , из - за которых в фотодетекто р е возникает шу м
биений:
•J2 =212~
(r-
_! __l_)
б
sД{_j
ЛИ,
где ls - сигнальный ток фотодиода;
ЛИ - ширина спектра источника излучения .
Так как в нашем случае Лf « ЛИ, то
?2-2/2'~
6-
s_ДИ
•
(2)
Шумы фоно в о го излучения. Число фотонов, принятое в единичном
интервале частот фо топ риемником площадью S Ф- п, выражается фор
мулой Планка (1]:
n=-----
-
с~(е:~ - 1)
.где с - скорость света в вакууме;
h - постоянная Планка;
k - постоянная Бол ьц мана;
Т - абсолютная температура;
f - частота излучения .
Считая _!JJ__ » I и интегрируя в полосе пропускания фотоп ри ем
kТ
1fика, получим:
кт
n=SФ.п-h-В2/с2е
h(/0 - В/2)
кт
,где fo - средняя час т ота полосы пропускания фотоприемника;
В - полоса частот фотоприемника.
Эти фотоны вызывают в фотоприемнике ток [1]:
/Фот=еп'УJФ. -'-· '
где rtФ- _.
-
квантовая эффективность фотоприемника.
Из-за квантовой природы излучения появляется квантовы й шум
- средней мощности (1]:
Р~в = hfo Лf,
который дает шумовой ток в фотоприемнике:
1ш.кв =е'УJФ. ,._ _
:;: =е'У/Ф.11.. Л/;
7~. кв = е2 "1Ji11. Л /2.
(3)
Шумы перекрестного излучения . В ВОЛС, в которых источники и
·приемники излучения конструктивно расположены в одном разъе ме.
часть излучения светодиода может попадать на расположенный рядом
фотодиод. Rроме того, волоконно-оптический кабель обычно содерж ит
.несколько волоконных световодов и излучение из одного попадает в дру
гой. Мощность перекрестных помех можно выразить формулой:
Рпер= n1 Рраз Краз+(n2 - 1)РлинКлин•
:где п 1 - количество све тодиодов в разъеме;
Р раэ - мощность светодиода, теряемая в разъеме;
(4)
37
Краз - коэффициент развязки разъема;
n2 - количество световодов в кабеле;
Рлин - мощность излучения в линии;
Клин - коэффициент развязки линии.
Рраз=Ред(1- Квв) , а Рлин =Рсв'Ков ,
где Ред - мощность излучения светодиода;
Квв - коэффициент ввода .
Подставив эти выражения в (4), получим:
Рпер = Ред Кпер;
Кпер = n1 Краз (1 -Квв) +(n2 -1)КлинКвв·
Переменная составляющая перекрестного излучения дает ток по -
мехи на выходе фотоприемника:
•
f-
Pnep_,
•••
Ред
пер ·- е У/фа
hh- еУ/фа~Кпер ,
гд~ Ред - переменная составляющая мощности излучения светодиода .
-
12_22(Ред)к2
пер-еУ/фд~ пер •
Шумы приемного усилителя. Фотодиод является источником сиг
нального тока, т. е. источником с большим внутренним сопротивлением .
поэтому р,ля оценки влияния усилителя на чувствительность удобно ха
рактеризовать шумы усилителя эквивалентным шумовым источF!._иком
тока на выходе.
На рис. 1 приведена эквивалентная схема приемника оптического,
сигнала [2].
•
г------,-- --- •
-
----l
1
•
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
А
1
1
1
1
1
1 r/Jотоп,оиемник I Усилитель
.
1
L_ ______L
_
_
__
_
_______ _J
Рис. 1. Эквивалентная схема приемника опти -
ческого сигнала: ~-
1~. фп
-
шумы фотоприемника; Уфп - выход,
ная проводимость фотоприемника; Увх =
2
входная проводимость усилителя; lш. ус - эк-
вивалентный шумовой ток усилителя; А - не
шумящий усилитель с бесконечным входным
сопротивлением
На рис. 2 показана частотная зависимость эквивалентного шумово
го тока для полевых и биполярных транзисторов.
Складывая значение всех шумов по п.п. 1-4, получим значени 5t
шумов фотоприемника:
-2
-2
-2
-2
-
2
fш.фп=/ф.др+/б+fш,""+ fпер•
-38
Раскроем значения составляющих шума фотоприемника по фор му
лам (1), (2), (3), (5):
-/2
_
/
/
21- 2
,
22(/·2
22
Ре•
2
•
д/
(- )2
ш.Фп-2еФд+ sтu,е'У)фдд 1+е'У)фд--;J;'" Кпер •
Так как
/Ф = /~.+/фот +/~ер+ fт,
где/~ -
постоянная составляющая тока сигнала;
/пер - постоянная составляющая тока перекрестного излучения ;
lт - темновой ток фотодиода ,
то (6) можно записать в следующем виде:
2д/
,,
2
?.
?
2(Р~д)2•2
+2fs~+е-'У)фд(д/)"+е-'У)ф,. ~ ~Кпер•
.'Рис. 2. Эквивалентный шумовой тОJ<
на входе усилителя :
1 - для полево го транзистора
l(ПЗОЗВ; 2- д.1я биполярного тр;:ш
эистора l(Т342Б
Шумы на выходе усилителя :
VП:::,,[а] ,
-
2
-
2
-2
/ ш.экв=/ш.ус+/ш.фп•
(6)
(7)
Из (7) видно, что имеются составляющие шумов, зависящие и ие-
:зависящие от полезного сигнала:
;г де
7: =2/2~ +2ел// +Р.
ш. экв
sди
s
ш'
7~ = 2ед/ (еп'l/Фд+е'l/Фд ~/: Кпер+/т)+
+ е 'У)~д (Л/)2 +е2'У)~д( P;j0 )2К~ер+7~.ус .
39
Тогда отношение сигнал/шум на выходе усилителя приема :
1;
---2-
-
J Ш. 31(В
Отсюда можно определить минимальный ток сигнала, при которо м
еще будет выполняться заданное отношение сигнал/шум:
I. -! 1_1+_1[1 2(_1
__2 _у_) +
smtn -
предl2 2 +'У)фд Q7.
ДИ.
2ед/
г де /пред=------- - предельное значение (минимальное) ток а
1
д/
-
--2-
-
Qt
ди
топриемника, когда нет шумов, не зависящих от сигнала.
Из (8) видно, что ls miп з ависит не только от характеристик эле
ментов ВОЛС, но и от заданных параметров полезного сигнала, которые
определяются структурой системы связи и видом модуляции оптичес
кого сигнала. Поэтому расчет минимально возможной мощности необ
ходимо проводить применительно к конкретному типу модуляции, а
именно - модуляции интенсивности излучения непосредственно сигна
лом речевого спектра. Для расчета используем следующие характери
стики сигнала :
полоса частот 150-7000 Гц;
коэффициент нелинейных искажений 2% при номинальном уровне
сигнала (-3,5 дБ относительно нулевого измерительного уровня
0,775 В); 7 % при максимальном уровне сигнала ( + 13,5 дБ относитель
но нулевого измерительного уровня 0,775 В);
уровень шума - 60 дБ относительно нулевого измерительного уров
ня -0,775 В.
Исходя из этих характеристик, постоянная составляющая тока фо
тодиода равна + 18 дБ относительно нулевого уровня . Следовательно ,
• требуемое отношение сигнал)шум Q; =78 дБ (=8000).
Подставляя значения Q; = 8000; Лf = 104 Гц; ЛИ = 10 13 Гц; 1'JФд =
= 0,4 А/Вт:f0=4,5 •1014 Гц; h=б,62 •10-34 Дж • с; Ред=10 млВт; Ред=
= 1 млВт; Кпер<10-1; n=9,4 •103 SФ.п в формулу (8) и сокращая чле
ны, значения которых пренебрежимо малы, имеем:
1smiп = 2,з.10-7{+ ++[1 + 1,8 -107 /т + 0,55-1022 fш. ус ] 11
'}
.
Результаты вычислений / smln и Р mln
для фотодиодов ФД-8К. И
ФД-252, работающих с усилителями на полевых и биполярных транзи
сторах, приведены в таблице.
40
Характеристики
Тип фотодиода
fs min, (А)
1
Pmin, (Вт)
1
Pшin, (дБм)
ФД - SК (усилитель на полевых тран-
зисторах
6,2· 10-7
15,5- 10 -7
-2,3 ,1
ФД - SК (усилитель на биполярных
транзисторах)
11 ,04-10 - 7
27,6-10 -7
- 25,6
ФД - 252 (усилитель на полевых тран-
зисторах)
2,7- 10- 7
6,75-10- 7
- 31,7
ФД - 252 (усилитель на биполярных
транзисторах)
7,7-10 -7
19,25- 10 -7
- 27,2
Данные таблицы показывают, что более перспективно использова
ние усилителей на полевых транзисторах и p-i -n фотодиодов (ФД-252,
ФД 8 К-р-п фотодиод), которые позволяют обеспечить больший энерге
тический потенциал аналоговой воле.
ЛИТЕРАТУРА
1. Рос с М . Лазерные приемники. - М.: Мир, 1969.
2. Ун r ер Г. Г. Оптическая связь. - М. : Связь, 1979 .
Статья поступила в марте 1983 года
:удк 521.383 .52
Кандидаты техн. наук Г. Н. Котович,
В. Ф. Ламекин
ОСОБЕННОСТИ 'ПОСТРОЕНИЯ НИЗКОСКОРОСТНЫХ КОДЕКОВ
С ДЕЛЬТА-МОДУЛЯЦИЕЙ
Рассматривается структура низкоскоростного дельта-кодека, в котором
ограничение скорости входного сигнала производится с помощью расчле
нения полосы частот, занимаемой · входным сигналом, на 3-4 перекры
вающихся частот ных поддиапазона с последующей компрессией сигна
лов по уровню в пр еделах каждого поддиапазона. Приводится методика
его расчета для равномерного спектра.
Под низкоскоростными следует понимать такие кодеки, у которых
'
тактовая частота в два-четыре раза превышает верхнюю частоту спек
тра входного сигнала. При преобразовании ограниченных по спектру
речевых сигналов значения тактовой частоты обычно лежат в пределах
от 6 до 12 кГц. Известные приемы оптимизации цепей компандирования
кодеков для обеспечения заданного качества разговорного тракта, ко
торые применялись при обычной ДМ 1[1-5], при низкоскоростной ДМ
неприемлемы, так как, во-первых, незначительна корреляция сигнала
между соседними отсчетами тактовой частоты, и во-вторых, велика ве
роятность наступления режима перегрузки при небольших скоростях
изменения входного сигнала. Поэтому основной метод, используемый
при построении низкоскоростных кодеков [6, 7], заключается в разум
ном ограничении скорости изменения входного сигнала, не приводящем
к заметному ухудшению качества преобразуемых сигналов на передаю-
41
щей стороне и восстанавливаемых - на приемной. Если при обычной
ДМ основным критерием качества является защищенность сигнала
(т. е. выраженное в децибеллах отношение сигнал/шум), которую необ
ходимо обеспечить в заданных динамическом и частотном диапазонах,
то при низкоскоростной ДМ основными качественными характеристи
ками являются субъективные параметры, такие как разборчивость, на
туральность и естественность речи 1[8]. В настоящее время отработаны
в математическом виде или в виде таблиц соответствия функциональ
ные взаимосвязи между субъективными и объективными параметрами
оценки качества речевого сигнала, и поэтому очень трудно научно
,обоснованно подойти к выбору структуры низкоскоростного кодекса. Ви
димо, по этой же причине в литературе отсут·ствуют методы расчета
качественных характеристик, параметров функциональных узлов струк
турных схем низкоскоростных к одеков.
При общем подходе известные технические решения, применяемые
при реализации низкоскоростных кодеков, можно разделить на две ос
новные группы.
К первой группе относятся кодеки 1[6, 7], в которых ограничение
-скорости входного сигнала производится с помощью расчленения поло
сы частот, занимаемой входным сигналом, на 3-4 перекрывающихся
частотных поддиапазона с последующей компрессией сигналов по уров
ню в пределах каждого поддиапазона (рис. 1 и 2).
42
Ь'~[г- -,,- -
-
-
-
-
-
-
-
-
------- -
-
.;.
.
r- --- --- ---.
-
-,
1
ЦК-п 1
.
•
Wп
L_ ------ -
---
-~J
Рис. 1. Структурная схема ниэкоскоростного кодера с обрат
ным управлением
f 2 =f20Гц
Рис. 2. Структурная схема низкос1<оростного кодера с анало
говой обработкой выходного сигнала
Ко второй группе относятся прогностические кодеки [10], в которых
адаптация осуществляется в соответствии с алгоритмом работы цепи
компандирования, основанном на вычислении прогностических коэффи
циентов в результате анализа изменения плотноtти цифрового ДМ сиг
нала на интервале двух или трех тактовых интервалов (рис. 3).
fc
v(t}
ffыx.
~-------;'\·vщ
i
~
Рис. 3. Структурная схема низкоскоростного
кодера с формированием сигнала уп!')авления
шагом квантования в соответствии с корреля-
ционными свойствами речевого сигнала
В литературе описаны также низкоскоростные кодеки 1[9], в кото
рых применяются хорошо известные методы построения цепей компан
дирования. Возможность, снижения та ктовой частоты достигается в них
за счет получения сигнала управления шагом квантования непосредст
венно из входного аналогового сигнала (рис. 4) или за счет ограниче
ния спектра входного сигнала по полосе (рис. 5). В первом случае ус
ложняется процесс декодирования ДМ сигнала из-за необходимости
!Jых
Y"(t)
fс2 =0,бкГц
Рис. 4. Структурная схема низкоскоростноrо кодера с
прямым управлением
Рис. 5. . Структурная схема низкоскоростно
rо кодера с обратным управлением и обра
боткой сигнала в спектре сосредоточения.
максимальной энергии речевого сигнала
43
передачи сигнала управления шагом квантования по отдельному вре
менному каналу, а во втором - ухудшаются разборчивость речи и уз
наваемость говорящего абонента за счет исключения высокочастотны~
составляющих спектра речевого сигнала.
Классическим вариантом построения низкоскоростного кодера с об 0
ратным управлением является структурная схема, представленная на
рис. 1, где К - компаратор, Т
-
тактируемый триггер задержки, ПФ -
полосовой фильтр, В - выпрямитель, СФ
-
слоговый фильтр, НЭ -
нелинейный элемент, реализующий операцию возведения в степень
входн.ого сигнала, С - сумматор, АИМ
-
амплитудно-импульсный мо
дулятор, И - интегратор. В общем случае кодер может иметь п инди
видуальных цепей компандирования (ЦК), число которых ограничи"
вается спектром преобразуемого входного речевого сигнала И (0 и ха
рактеристиками применяемых полосовых фильтров. В задачу анализа и
расчета качественных характеристик такого кодека входит выявление
числа п индивидуальных цепей компандирования, выбор характеристи
ки нелинейного элемента, оценки величины отношения сигнал/шум. Ис
ходными данными для решения такой задачи являются тактовая часто
та f с, частотный Лf и динамический D диапазоны изменения входного
аналогового сигнала.
При анализе качественных характеристик исследуемого кодера бу
дем считать, что на входе действует гармонический сигнал, амплитуда
которого может меняться в пределах от Ит min до Ит max, и что полосо
· вые фильтры реализованы с применением RC звеньев (рис. 6). Как
Рис. 6. -Схема полосового фильтра
правило, кодером нужно обеспечить неискаженную передачу либо рав
номерного спектра вход1-юго сигнала, либо усредненного энергетического
спектра речевого сигнала (рис. 7). В обоих случаях разбиение на час
тотные поддиапазоны производят таким образом, чтобы независимо от
числа поддиапазонов в сумме получить огибающую, близкую к огиба
ющей спектра входного сигнала. Если схема полосового фильтра из
вестна (см. рис. 6), то, зная модуль коэффициента передачи К (w) каж
дого звена
(1)
(2)
где w - текущая частота;
-r 1, 1:2 -постоянные времени звеньев фильтра,
можно построить частотную характеристику для каждого поддиапазо
на и тем самым определить для .них центральные частоты if1, f2, fз, f п·
В случае равномерной частотной характеристики максимальные
амплитуды входного сигнала на каждой центральной частоте будут
равны между собой, т. е. Ит, шах = Ит, шах = .... Итп шах•
Для речевого сигнала амплитудные значения гармонического сиг
нала, соответствующие значениям G1(f), G2(f), ..., Оп (f) и воздейст-
44
вующие на вход кодера, будут различными, а, следовательно, и условия
перегрузки в пределах каждого частотного поддиапазона будут на каж
дой центральной частоте различными:
!
и .---
0шахfс 1
тпшах~ 27t fп
,J
где бшах - шаг квантования, соответствующий
Таким образом, при анализе низкоскоростных
пользоваться не одним, а несколькими входными
ческими сигналами, каждый из которых строго
центральной частоте, причем в точках G1, G2, ... ,
(3)
границе перегрузки.
кодеков необходимо
эталонными гармони
соответствует своей
Gn (см . рис. 7) необ-
Ош6t1ющшr спеппра
Рис . 7. Частотные харак-
теристики кодера:
.а - в случае равномер
· ного распределения спек
тра входного сигнал;~;
.б - в случае речевого
сигнала
0,7----.
\I
,г
х11' 11
/
\I
о)
f,J f6
r
:ходимо выполнять условие перегрузки (3). Отношение сигнал/шум на
границе перегрузки при максимальных значениях амплитуд входных
.испытательных сигналов будет также максимально и равно, соответст
_венно, [2]:
(4)
45
Для оценки величины отношения сигнал/шум в пределах заданно-'
го динамического диапазона изменения входного сигнала на частотах
/1, f2, ..., fп следует использовать известные выражения для ЛДМ {2] :
[Рс/Р,ш]1 =
1,5 И~Jс
;1
afд/
1, 5 U~Jc
[Рс/Ркв]2 =
а~дi
(5 ),
[Рс/Ркв]п =
1,5 и;, fc
·n
о~д/
Производя с помощью выражений (!) - (5) разбиение спектра входно
го сигнала на частотные поддиапазоны, оrtределив центральные часто
ты И ОЦеНИВ величину ·МаКСИМаЛЬНОГО ОТt!ОШеНИЯ сигнал/шум, МОЖНО•
приступить к составлению алгоритма работы индивидуальных цепей
компандирования . Для этого достаточ н о исследовать одну из цепей
компандирования, наприме р ЦК1 { c1vr: •рис. 1), а полученные результа
ты обобщить на каждый частотный поддиапазон. Как показано в 1[11],.
напряжение на вых оде СФ 1 Vc, связано при разомкнутой петле обрат
ной связи с параметрами в х одного _ с_игнала и параметрами кодера сл е
дующей функциональной зависимостью [14] :
2ЕИт V
.
Vc1=
V' l+(w1:)2,
7t
.
(6)
где Е - размах напряжения ДМ сигнала Y(it) на входе цепи компап
дирования;
V - амnлитуда напряжения
-V(i) на выходе АИМ;
т - постоянная времени интегратора;
ffi = 2лf - круговая частота входного гармонического сигнала.
Переменными в полученном выражении являются И пz, и V, поэто
му для упрощения дальнейших выкладок введено обозначение
2ЕV
-
"-
1+(w1:)2 =а.
с учетом которого выражение (6) принимает следующий вид:
ит,
Vc,=а-V-.
(7 ),
Напряжение Vc, поступает на нелинейный элемент НЭ, основное наз
начение которого обеспечить требуемое сжатие входного сигнала в пре
делах его изменения, т . е. в пределах динамического диапазона. Для
этого, как правило, используется степенная взаимосвязь между W1 и
Vc,, которую в общем виде можно представить как
где у - коэффициент пропорциональности, учитывающий размерность ;
k=1,2,3,4....., -
показа_тель степени.
С учетом (7) последнее выражение примет следующий вид :
w·1 = r•ak[ ~;· ]'l
(9)
46
При замкнутой обратной связи [11] алгоритм работы цепи компан
__дирования
можно представить в виде системы уравнений
~
1= ·c•ak[~• ]k;1
V = У(Тс) W1,
)
(10)
Дельта - модулиро в анный сигнал Y(t) на каждом дискретном интер
: вале времени Те может принимать значение О или 1. Понятно, что пе
редача сигнала через АИМ происходит при значениях У(Тс) = 1, что бу
дет соответствова ть значению напряжения на интеграторе + У. Так как
.:анализ работы цепи компандирования ведется в пределах одного частот-
ного поддиапазона, то V = V1. Следовательно, систему уравнений (10),
представляющую собой _алгоритм работы исследуемой цепи компанди
_ рования, можно записать в окончательном виде:
(11)
На практике имеет место не ЛДМ, подразумевающая применение
ядеального интегратора, а экспоненциальная ДМ (ЭДМ). Для ЭД1\\
выражение отношения сигнал/шум имеет отличие от (5) [2]:
vf дf
(12)
_
Из выражения ( 1·2) следует, что эффективность работы цепи ком
:пандирования будет максимальной, если обеспечить постоянство отно
шения V mfV, так как в этом случае отношение l[Pc/P,, 0 ] будет неизмен
яым в пределах всего динамического диапазона изменения входного
..сигнала.
Важно не только обеспечить постоянство Ит!V, но и максимум:
отношения l[P с/Р"" ], т. е. выбрать k таким образом ( 11), чтобы рабоча,r
·'Точка дельта-кодера в пределах Ит min - - И111 так все время находилась
-вблизи границы перегрузки.
Решая систему ура в нений ( 11) относительно напряжения V1, уп-
1равляющего интегра тором, получаем:
(13)
В результате анализа полученного выражения можно сделать еле
. дующий важный вывод: с увеличением показателя степени .k нелиней
,ного элемента напряжение V1 начинает изменяться практически про
"порционально уровню входного сигнала
(14)
:И, следовательно, величина отношения сигнал/шум ( 12) остается прак
· тически постоянной во всем динамическом диапазоне изменения вход
,ного сигнала ..
47
\
Если рассмотреть полученный результат с точки зрения ми н имиза
ции тактовой частоты, то можно исполь з овать хорошо известное выра
жение [З], (14]:
где
fc =~/Л[Рс/Ркв]vl+ 1; -.
f [Рс/Ркв1шin /f л f ,
(15)
.tnV
о.озs
[Uт / VJmax
Л [Р с/ Р кв] = ----- - относительное изменение
отноше-
[ Ит / V]тiп ния сигнал/шум в пределах дина
мического диапазона изменения
входного сигнала ;
F
1
•
п = -- - параметр, учитывающии неидеаль -
2110 't
ность интегратора;
[Р с / Р кв ]min - отношение сигнал/шум , которо е
требуется обеспечить кодером.
Для того чтобы использовать вы р ажение (15) , нужно решить сис
тему уравнений ( 11) относительно п а раметра t[U m!V], входящего в вы
ражение (12).
Вычисления приводят к следующему соотношению :
• k+✓ит
[Uт/V] = k+lr-
,
(16 )
у1an
с помощью которого можно вычислить ~,[Р с/Р ,в], в х одящее в выра ж е"
ние (15),
Л [рс/Р,в] = [Ит! V]~ax
[Uт/V]~in
=а
n+1
2
(17)
где а - амплитудный диапазон изменения входного сигнала .
Полученное выражение, ка к и (14), указывает на необходимость
увеличения показателя степени нелинейного элемента, что в данном
случае приводит к уменьшению тактовой частоты .
В качестве критериев ограничения величины показателя степени k
сверху могут быть взяты различные факторы: эффективность по сниже
нию тактовой частоты с увеличением k, нестабильность остаточного з а
тухания, аппаратурные затраты .
Для коли че ственной оценки скорости снижения тактовой частоты
при увеличении ,k, стремящейся к минимально возможному своему зна
чению при Л:[Р с/Рнв] = 1 ( 15), на рис . 8 показаны расчетные зависимое-
т/л [Рс/Рквl
'г
3
2
/23't5'б78/{
Р и с. 8. Зависимость изменения отно
сителыrой величины отношения сиг
нал/шум от показателя степени к
нелинейного элемента при разных
значениях динамического диапазона
входного сигнала:
/-Д=40 дБ; 2-Д=ЗЗ дБ ;
3-Д=25 дБ
ти ilЛ [Рс / Ркв] = -f(k) для трех различных значений динамического дио.
пазона D. Из графика следует, что при k >, 4 , функция практически не
меняется с ростом k, причем мало зависит от величины D, т. е., исходя
48
из этих позиций, на практике можно выбрать k, равным не более ч~
тырех.
С точки зрения остаточного затухания, характеризующего неравно -
мерность амплитудной ,характеристики кодека при неидеальности пара
метров цепей компандирования кодера и декодера, влияние величины k
можно исследовать при использовании функциональной взаимосвязи
между напряжениями на входе кодера и выходе декодера i[l .2]:
Ид=~ uk.
v"
(18)
С учетом выражения ( 13) полученное соотношение можно пере!lи
сать в следующем виде
k+1-
kk
Ид
у"(дадUm
-
-
-
k-tl -
--
И1,
_'1,,
,k Uk
V,k11k т
откуда величина остаточного затухания
k+1;-;;т
л=20lg V"(д:
.
1k ak
(19)
(20)
В данном выражении неравенство коэффициентов Yk и '\'д указы
вает на неидентичность характеристик нелинейных элементов (см.
рис. 1), а неравенство параметров а 1 и а~ - на неодинаковость посто
янных времени интеграторов и уровней ДМ сигнала на входах цепей
компандирования в кодере и декодере. Предполагая, что в кодере и де
кодере существует разброс между значениями параметра а, выраже
ние (20) принимает вид:
а"
,
20,
д
л=-- Jg-.
k+1
ak
(21)
На рис. 9 представлены расчетные зависимости изменения остаточ
ного затухания л для различных значений k и величины разброса па
раметров а. С увеличением показателя . степени k и относительной ве
личины разброса между значениями а неравномерность амплитудной
характеристики увеличивается, причем наиболее интенсивно в диапа- ..
зоне изменения k от 1 до 4. Кроме того, из графика видно, что скорость
изменения величины остаточного затухания Jc тем больше, чем больше
различие между значениями параметра а. Это говорит о том, что при
выборе - k в пределах от 3 до 5 с целью снижения тактовой частоты,
например, равным 4, необходимо предпринимать меры по обеспечению
стабильности постоянных времени интеграторов в кодере и декодере, а
также уровней ДМ сигналов на входе цепей компандирования.
Рассмотрим теперь влияние на величину остаточного затухания
разброса параметров нелинейного элемента, в частности неидентич
ность показателей степени ,k нелинейных элементов в кодере и декоде
ре. В этом случае (21) нужно представить в следующем виде:
(22)
где Лk - аппаратурная погрешность при реализации н:елинейного эле
мента в декодере.
4-1018
Для относительных значений ,Л,k = 1,2, Лk= 1,6 и Лk=2,О на рис. 10
приведены расчетные зависимости изменения остаточного затухания от
величины показателя степени нелинейного элемента. Из ЭТИ'Х зависимо
стей следует, что остаточное затухание растет как при увеличении аб
солютной величины показателя степени, так и при увеличении степени
пх различия .
.\ ijfj
1,2
!,О
0,8
0,5
о,~
0,2
~
~
_____.
1
•
'
•
!234JoK
Рис. 9. Зависимость величины
"-
остаточного затухания от по•
казателя степени к нелинейно-
го элемента при равных значе•
ниях разброса параметра а в
цепи компандирования:
J-ад / ак~2%; 2-ад / ак~
~ 5%; 3-ад / ак~10%;
4 - ад/ак~ 20%
л,о!i
!О
8
2
б~
~
--.
4
!
2~
/2J';
.f'6'к
Рис. 10. Зависимость величины
остаточного затухания от пока ·
зателя степени k нелинейного
элемента при различных значе
ниях отклонения величины к в
кодере и декодере:
J-Лк=12· 2-Лк=lб·
3 _: Лк=2,О
''
Из сопоставления рисунков 8, 9 и 10 можно сделать следующие
выводы:
-
снижение тактовой частоты увеличивает требования, предъяв- •
ляемые к идентичности параметров функциональных узлов цепей ком
пандирования для обеспечения заданной неравномерности амплитудной
характеристики кодека;
-
наиболее значительно на неравномерность амплитудной харак
теристики влияют аппаратурные погрешности нелинейного элемента,
т. е. на обеспечении идентичности: характеристик нелинейного элемента
· нужно сосредоточить основное внимание при его реализации;
-
компромиссным решением при выборе величины показателя сте
пени нелинейного элемента является k = 4. Аппаратурно такой нелиней
ный элемент можно реализовать путем последовательного соединения
двух квадраторов на базе аналогового перемножителя [13];
-
положительные стороны при построении , низкоскоростных коде
ков - невысокие требования к быстродействию применяемой элемент
ной базы, что особенно существенно при реализации цифроаналоговых
блоков. Однако особенно большое значение здесь принимает прецези
онность используемых элементов;
-
аналогичные расчеты качественных характеристик можно произ
вести для остальных индивидуальных цепей компандирования. Отли
чаться при этом будут максимальные значения отношения сигнал/шум
и условия перегрузки для каждой центральной частоты. С ростом час-
.5O
таты входного сигнала отношение сигнал/шум будет уменьшаться и пе
регрузка будет наступать при более низких входных сигналах.
Рассмотрим другие структурные схемы низкоскоростных кодеков.
Общим для кодеков на рис. 2 и 4 является непосредственная оfiработ
ка входного сигнала, при этом в первом случае ,. обеспечивается необ
ходимая компресси.я по амплитуде и частоте для возможности после
дующего применения линейного дельта - кодера, а во - втором - форми
рование сигнала управления шагом квантования. Преимущество тако
го технического решения - независимость сигнала управления от
частоты дискрети за ции, что приводит к улучшению адаптации, так как
при ни з ких тактовых частотах уменьшается корреляция сигнала между
соседними отсчетами. Существенный недостаток обоих кодеков - слож
ность обработки ДМ сигнала в декодере, об у словленная необходимо
стыо выделения сигнала управления шагом квантования нестандарт
ньiми для ДМ путями (7, 9] . Алгоритмы работы данных кодеров неслож
но получить способами, которые были применены в структурной схеме
на рис. 1.
.
Структурная схема, представленная на рис. 3, заслуживает особо
го внимания в связи с применением в ней чисто цифровой обработки
ДМ сигнала при формировании сигнала управления V (t) (здесь К -
компаратор, Т - тригг е р задержки на такт, УА
-
устройство адапта
ции, С - сумматор, ЛП
-
линейный предск аз атель, УУ - устройство
управления, ЦАП - цифроаналоговый преобразователь). Достоинства
ее обусловлены обратным управлением, отсутстви е м полосовых фильт
ров и аналоговых компрессоров (экспандеров) . Недостатком является
большой объем оборудования цепи компандирования [10].
Структурную схему на рис. 5 можно рассма тривать как частный
случай схемы на рис . 1, в которой формирование сигнала управления
шагом квантования ведется в пределах одной полосы частот и без до
полнительной компрессии по амплитуде. Выбор конкретной структурной
схемы должен производиться исходя из требований, предъявляемых к
качеству разговорного тракта, и аппаратурных затрат, которые можно
сопоставить на уровне принципиальных схем.
Рассмотрим пример расчета качественных характеристик и основ
ных структурных параметров низкоскоростного дельта-кодера с обрат-
-
ным управление,м (см. рис. 1), у которого :
-
тактовая частота fc =9,6 кГц;
-
динамический диапазон изменения входного сигнала D = 25 дБ (с
границами Ymin =-25 дБ и Ушах =0 дБ);
-
частотный диапазон изменения входного сигнала Л,f=3,1 кГц (с
границами fн = 300 Гц и fв =3,4 кГц);
•
-
частотная характеристика - равномерная.
Последовательность расчета следующая.
1. Зная уровни входного сигнала, определяют его амплитудные
-
значения, предполагая входной сигнал гармоническим: Ит min = 0 ,06 В ,
Иmmax=l,1 В. При этом амплитудный диапазон а=И /И 1 =183
2П
т max
тmn
,
•
.
.
олагая, что в качестве основных элементов полосовых фильт-
ров используются дифференцирующие и интегрирующие RC звенья ,
опред~ляют параметры полосовых фильтров и производят расчет час
тотнои харак.:геристики. Используя выражения ( 1) и (2), можно опре
делить общин коэффициент передачи одного фильтра, например , пер
вого:
(23)
51
Коэффициент передачи полосового фищ,тра будет иметь максимум на
частоте
(24)
где i-1
.
1= C1R1, t 2,1 = C2R2.
Из выражения (24) следует, что максимальный коэффициент пере
дачи фильтра однозначно определяется его постоянными времени, т . е.
коэффициент
ь-~
-
'
(25)
' t2,l
тюлностью определяет коэффициент передачи фильтра. В нашем случае
• условие идентичности по , величине коэффициентов передачи полосовых:
фильтров выполняется, если для всех фильтров задать один и тот же
.коэффициент -ь.
_
_
_
.
Если считать, что f1= 300 Гц, fз,= 3,4 кГц, то f2= V f1 fз = 1010 Гц.
В таком варианте подра·зумевается использование трех полосовых
фильтров и, соответственно, трех цепей компандирования, т. е. n = 3.
Общая характеристика фильтра симметрична относительно :f2, по
этому сопряжение характеристик полосовых фильтров по коэффициенту
передачи достаточно произвести . для двух центральных частот, напри
мер, f=f1 и f = f2, а при f = f2 и f=,f2 будут справедлины предыдущие .
расчеты. Для этого перепишем выражение (23) с учетом (25) в следу
ющем виде:
1
1+Ь
(26)
В результате составления программы и расчета на машине «Наи
ри-2» показано, что оптимальное значение Ь, при котором достигается
наилучшая равномерность амплитудной характеристики, равно едини
це. Следовательно, с учетом выражения (,26) станови т ся о ч евидным,
что для ка_ждой центральной частоты должно выполняться условие
К(ша)=К(ш1) =К(ш2) =К(шз) = 0,5,
а также
' tl,l = 't2,t; 'tl,2 = ,:2,2; 'tl ,3 = ,:2,2•
Выражение (24) позволяет количественно оценить величины постоян
ных времени полосовых фильтров, которые равны соответственно:
1:1,1 = ,:2,1 =0,53 мс; т1,2 = ,:2,2 = 0,16 мс; 't1,3 = ,:2,3 = 0,047 мс. В соответ
ствии с полученными данными на рис. 11 приведены суммарная и ин
дивидуальная частотные характеристики полосовых фильтров. Как сле
дует из графика, в пределах заданного частотного диапазона 300 Гц -
.З,4 кГц, неравномерность частотной характеристики составляет 1,7 дБ,
:а за границами частотного диапазона суммарная характеристика имеет
,спад 20 дБ на декаду. Полученную частотную характеристику не еле -
дует применять при обработке речевых сигналов, имеющих, начиная с
:800 Гц, убывающий энергетический спектр. Она представляет интерес
для преобразователей широкополосных сигналов при обеспечении мини
мальной тактовой частоты, а также в качестве примера расчета пара
метров фильтров, который можно распространить на любые суммарные
частотные характеристики требуемых форм .
.152
•
3. Найденные значения центральных частот f 1, f2 и fз позволяю'!' с
помощью выражений (4) рассчитать максимальные значения отноше
ния сигнал/шум, соответствующие каж д ой цен т ральной частоте. Обоз
начив выраженное в децибеллах отнош е ние сигнал/шум через А
·(А шах= 10 lgi[P с/Р"в]mа,), получаем А1 шах =20,8 дБ, А2 max = 10,3 дБ,
А 3 шах =0 дБ. Полученные численные результаты интересны, но не ' яв
ляются неожиданными. Невысокие значения А1 m2 x и A2max еще не го
лорят о невозможности применения низкоскоростной ДМ для преобра
зования речевых сигналов, и к такой объективной оценке надо привык
.нуть, так как главными критериями здесь являются разборчивость и
естественность передаваемых сообщений, и вполне очевидно, что в низ
коскоростных кодеках к полезному восстанавливаемому сигналу подме
шивается значительная часть шумов квантования. Результат Аз max =0
говорит либо о необходимости ограничения спектра передаваемых сиг
налов (такой прием, как отмечалось ранее, применяют при преобразо
·вании речевых сигналов), либо о необходимости увеличения тактовой
частоты. Высокочастотные компон е нты в речевом сигнале обычно важ
•НЫ в тех случаях, когда требуется узнаваемость говорящего абонента .
Можно выбрать и компромиссное решение, т. е. выбрать третью цент
:ральную частоту в районе 2 кГц (см. рис. 11). В этом случае мощность
высокочастотных составляющих спектра входного сигнала и мощность
шумов будут ограничены по величине и не будут оказывать ощутимого
.влияния на сум·марное отношение сигнал/шум в пределах всей полосы;
к
ag
.
, - -----
0,8
0,7
1
___
_
J_____
1
1
1
1
fOO
200 f 1 1100 800f2 !бОО
r; кГц,
Рис. 11. Частотная характеристика разговорного трак
та при использовании полосовых RС-фильтров
4. Поскольку частотные искажения в пределах всей полосы частот
,незначительны (см. рис . 11), то для упрощения расчета целесоо6разно
считать максимальный коэффициент передачи каждого фильтра оди
,наковым и равным единице, К= 1. Тогда постоянную времени,: интегра
тора И (рис. 1) можно определить из следующего соотношения (З]:
Vv~ax - и~.,ах
't = -2-;,;/Ит m~-x-- •
(27)
Полагая V шах = V3max = 5 В, что можно обеспечить при реализации
АИМ на операционном усилителе, для наихудшего с точки зрения пере
. грузки случая при f =fз = 3,4 кГц получаем ,: =0,Ql мс.
53
5. Так как условие перегрузки нужно выполнять на каждой цент
ральной частоте, то при известной т из выражения (27) можно опреде
лить значения Vlmax и V2max, при которых будут обеспечены Аlшах И
A2max. В результате расчета получаем значения Vlшax = l,i2 В, V2max =
= 1,8 В, соответствующие частотам f1 и f2. Напряжение W, управляющее:
АИМ, численно равно V, следовательно : Wl шах = Vlшax = 1,2 В; ~'v2 шах =
= V2шах = 1,8 В; W3max = V3шах =5· В . Различие ·· значений полученных
напряжений для каждой центральной частоты указывает на необходи
мость выбора различных характеристик нелинейного элемента в преде
лах каждой индивидуальной цепи компандирования (рис. 1) при усло
вии V clmax = Vc2max = VcЗmax. Последнее условие в нашем случае соб
людается ; так как максимальные коэффициенты передачи полосовых
фильтров получились примерно одинаковыми (рис. 11).
6. При расчете показателей системы нелинейных элементов можно
идти несколькими путями. Один из них заключается в выборе величины
отношения сигнал/шум на нижней границе динамического диапазона,
т. е. при Uт=Ит min для каждой центральной частоты. Далее, вычислив
д [Р с /Р,ш ] с помощью выражения ( 17), можно о п ределить необходимую,
величину ,показателя степени k.
Другой путь заключается в том, что с учетом предыдущего анали
за, предварительно выбрав величину k=4, рассчитывается сн ача ла с:
помощью выражения ( 17) величина Лl[Р с/ Р,ш], а потом определяется
отношение сигнал/шум на нижней границе динамического диапазона.
Следуя вторым путем, при котором достигается идентичность НЭ во
всех цепях компандирования, определяем Л(Рс/Р,. 8] = 3,2, т. е . ЛА =
= lOlg[P с/Р кв] = 5 дБ. Соответственно вычисленным ранее максималь
ным значениям отношения сигнал/шум, Alm,n = 15,8 дБ, А2ш1 n = 5,3 дБ·
и A3m 111 =-5 дБ. Как видно, на верхней центральной ча стоте шум пре
вышает полезный сигнал на 5 дБ. Данный результат еще раз показы
вает, что низкоскоростные кодеки наиболее целесообразно применять
только для преобразования речевых сигналов. Если для примера выб
рать k=5, то ЛА=4 дБ, т. е. выщ;рыш по защищенности получается не
значительным, всего 1 дБ. Таким образом, следует остановиться на ве
личине показателя степени НЭ k = 4, который в связи с различием зна
чений V max для каждого частотного поддиа п азона в_озможно придется
корректировать
7. Используя выражение (6), можно определить значения Vclmax , .
Vc2max и V сЗmах, соответствующие границе перегрузки Vclmax =
2Е
= Vс2шах = VcЗmax = -- = 3,18 В. Величина напряжения Е принимает-
1t
ся равной 5 В в предположении, что сигнал на п олосовые фильтры по
дается с выхода интегральной микросхемы со свободным коллектором.
Минимальные значения напряжений на выходе слогового фильтра
можно вычислить (3], если предварительно определить минимальную
плотность Cmtn ДМ сигнала на нижней границе динамиче с кого диапа
зона в соответствии с выражением
1
C mi11 === -:--:--;с==== ,
2 Vд [Ре/Ркв]
(28)
а потом, с учетом выражения (6), представить как
(29}
54
В результате расчета Vc . = 1,75 В. Это же значение Vc ., ,
которое
~n
mn
-будет одинаковым для вс ех центральных частот , можно получить, ис
пользуя выражение (6). Р асч ет входящ11х в дан ное выражение пара
.метров приводит к с-:,1едующ и:.1 их значениям: Vlmin =~,12 В, V2m1n =
=0,18 В, VЗmiп = 0,5 В; :[Ит/V]1 1n1п =0,5 В, ,[Uт/V ] 2m111 = 0,33 В,
:[Um/V]3 m1n = 0,12 В; а1=3,42 В, а2=5,3 В, аз= 14,6 В.
Таким образом, в предела х исследуемого динамическо го диапазона
во всей полосе частот напряжение Vc на выходе каждого слогового
фильтра будет принимать значения в пределах от 1,75 до 3,18 В, при
::,том напряжение V на выходе АИМ за счет использования полосовых
фильтров и нелинейных элемент ов будет иметь переменные величины
как при изменении уровня входного сигнала, так и при изменении час
тоты, причем в значительно больш их пределах .
9. Постоянные времени 1"с слоговых фильтров согласно рекоменда
циям {1] выбираются в пределах 10-15 мс.
10. Последним этапом расч ета структуры низкоскоростного кодека
(рис. 1) я·вляется определение коэффициентов усиления (передачи)
·каждой индивидуальной цепи компандирования с целью выполнения ус
. ловий перегрузки на каждой центральной частоте.
Для этого сначала выполняют сопряжение между требуемыми
уровнями V на каждой центральной частоте и уровнями сигнала на вы
ходе нелинейного элемента, при условии, что для всех НЭ к=4. Поэто
му в соответствии с выражением ( 13) рассчитывают величины сигна
.ла \1/, полагая j = 1. В результате расчета Wlmax =2,9 В; W2max =4,2 В ;
wзmax = 9,2 в.
Коэффициент передачи каждой индивидуальной цепи компандиро
:вания равен [11]:
(30)
В результате расчета К1 (И) =0,4; К2 (И) = 0,4; Кз(И) =0,5.
Как видно из расчета, сигнал с выходов н елинейных элементов
,должен быть ослаблен примерно в два раза. Это · требование несложно
выполнить при реализации сумматора .
Таким образом, основная специфика расчета пара м етров низкоско
Jюстных кодеков заключается в выборе характеристик полосовых
фильтров и нелинейных элементов .
Предложенный метод анализа и расчета качественных характери
стик рассмотренного кодека можно распространить на структурные
- схемы других кодеков (рисунки 2, 4, 5). Главные его достоинства
-
на
глядность, простота расчета основных параметров функциональных уз- .
JIOB и возможность проведения научно-обоснованной настройки при экс
периментальных исследованиях, которые, как известно, выполняются в
присутствии гармонического сигнала на входе кодера.
ЛИТЕРАТУРА
1. Венедиктов М. Д., Женевский Ю. П., Марков В. В. и др. Дельта
,-модуляция . Теория и применение. - М.: Связь, 1976.
2. Ст ил Р. Принципы дельта-модуляции. Пер. с ан гл . под ред. Маркова В. В. -
.М . : Связь, 1979.
3. К от о в и ч. Г. Н., Ст а"н к е Г. С . Ме_:годические указания по проектированию
· импульсных устроиств и устроиств дискретнои автоматики в системах связи е; дельта
модуляцией для специальностей 0702 и 0707 . -
Рига, Риж. политехн . ин-т, ,1979, ч. 1.
4. КотовичГ. Н.,ШульгаС. Н.Дельта-модулятор.А.с.No718920 (СССР).
,Опубл. в Б. И., 1980, No 8.
55
5. Котович Г.Н., ШульгаС. Н.Дельта-модулятор.А.с. No917339 (СССР)_
Опубл. в Б. И., 1982, No 12.
6. Вел и ч к ин А. И . Теория дискретной передачи непрерывных сообщений. - М. :
Сов. радио, 1970 .
_
•
7. Пир ого в А. А., Мельник о в Ю. С., Б ар он и н С. П. Низкоскоростной.
дельта-модулятор. А. с. No 558411 (СССР). Опубл. в Б . И., 1977, No 18.
8. С а по ж к о в М. А. Речевой сигнал в кибернетике и связи. - М.: Связь, 1963..
9. Ре t r о v i с Р. М. Adaptive Delta Modul ator for Moblle Radio Commuпicatioпs. -
ICC, 1978, р . 4.4.1-4.4 .5 .
10. Rеiсh F. У., SсhlеifеnЬаum В. Deltamodulation Eшploving adaptive
linear Prediction, -
ICC, 1978, р. 12А.
11. К:отович Г. Н., Шуль·га С. Н. Исследование цепи компандироваиия в мо
деме с дельта-модуляцией. - В кн.: Исследование узлов и компонентов радиотехниче
ских устройств. - Рига: Риле политехн._ ин -т, 1979, с. 3-15.
12. К: от о в н ч Г. Н. Сопряжение характеристик ком п рессии и экспандирования
в модеме с дельта-модуляцией. - В - кн.: Вопросы электродинамики и теории электрон
ных схем. - Рига: Риж. политехн. ин-т, 1980, с . 74-80 .
13. Ламе к ин В. Ф . Быстродействующие аналоговые перемножители. - Техника
средств связи . Серия ТПС, 1980, вып. 11 (55).
14. К:отов·ич Г.Н.,ЛамекинВ. Ф.,БучацкийА. Б. идр.Расчетструк
туры кодека для реализапии его в интегральном ис п олнении . - Техника средств свя
зи. Серия ВОС, 1982, вып. 1.
С татья пос тупила в марте 1983 года.
УДК 62 l .396.975 (088 .8)
В. П. Ковешников-.
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ОРТОГОНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ В УСТРОЙСТВАХ
МНОГОПРОГРАММНОГО ВЕЩАНИЯ
Приводятся структурные схемы и описывается п ринцип_ работы уст
ройства многопрограммного вещания, использующего для уплотнения сиг
налов ортогональные функции Уолша. Даны результаты эксперимента.
В настоящее время из всех цифровых систем передачи, применяе
мых в телефо"нии, радиовещании, телевидении и · т. д ., наиболее распро
странены системы с ИКМ и ДМ [l, 2].
Передача сигналов (в том числе речевых и музыкальных) в цифро
вом виде имеет ряд преимуществ: отсутствие накоплений искажений
при ретрансляции; разные виды сигналов в процессе нередачи имеют·
одинаковую форму; простота коммутации цифровых сигналов .
Однако цифровой метод передачи аналоговых сигналов имеет и не
которые недостатки: необходимость преобразова.ни;1 анаJiогового сигна
ла в цифровую форму; большая ширш1а полосы передачи по сравнению
с системами той же емкости, испqльзующнми аналоговы_с методы пе
редачи.
В последние годы, в связи с развитием гражданской авиацпи, все
большее внимание уделяется вопросам улучшения обслуживания пас
сажиров самолетов как на международных, так и на внутренних аниа
линиях. Так, например, пассажирские самолеты зарубежных авиаком
паний «Боинг-747», <<дуглас-10» и «Локхид-1011» оборудованы аппара
турой, обеспечивающей каждому пассажиру индивидуальнqе прослуши
вание и выбор любой из Ш-14 моно или стереопрограмм художествен
ного вещания [З, 4, 5] .
При передаче программ применяется временное упm:)Тнение микро
коаксиа.дыюго кабельного канала с использованием ИКМ. Масса комп
лекта аппаратуры многопрограммного вещания для самолета «Бо
инг-747» даже при использовании специально разработанных для этой.
56
пели 4 -х БИС составляет 114 кг 1[6] . Кроме того, данная аппаратура
представляет собой сложное устрdйство, которое требует для обеспече
ния высококачественного прослушивания музыкальных программ широ-
кой полосы передачи (около 11 МГц) .
•
Устройство многопрограммного вещания (УМВ) согласно {7] также
обеспечивает каждому пассажиру выбор и прослушивание .т.(юбой сте
реофонической (монофонической) программы при значительном сниже
нии ширины полосы частот и аппаратурном упрощении. В этом устрой
стве для уменьшения полосы частот используются _ ортогональные· сиг
налы, в частности, ортогональные функции Уолша (8] или Раде
махера [9].
Система функций Радемахера может быть получена с помощью со -
• отношения [9]
Гп (0) = singsin 2n1t0_,
где п = 1, 2 . .. ; 0 =t/T - нормированное время;
(
1, х>О
sing (х) =
_
О,х=.°
---=- 1, х <ъО
Т - интервал ортогональности.
(1)
(2)
Из (2) следует, что каждая последующая функция Радемахера по
лучается из предыдущ~й путем увеличения частоты · следования им
пульсов в два раза.
Система · функций Уолша получается из системы функций Раде
махера [9]:
to(0) = 1; tп(0J=[r 1 (0)]a0 [r2 (0)]a' ... [rк(0i]a~- 1 ,
(3)
где ak - l, ... , ао - двоичное представление числа п.
~Гак, например, для п-= 16 (где п - число каналов) все io функций
Уолша могут быть получены на основе 1<:омбинаций все.го лишь четырех
функций Радемахера в соответствии с (3). Поэтому применение функ
ций Уолша вместо функций Радемахера позволяет сократить полосу
пропускания тракта при одном и том же числе каналов в 4 раза или
же увеличить в это число раз количество каналов.
Оценим выигрыш в уменьшении полосы частот, получаемый в сие- .
теме связи с применением функций Уолша [8], по сравнению с системой
связи, в которой используется ИКМ [3-6].
В системе связи с ИКМ [4] полоса частот определяется соотноше
нием
1
2nm
Л/икм . Тб/2 = Тц-Те
(4)
где Т 6 - временной интервал для передачи разрядового импульса;
п - число каналов (программ);
т - число разрядов в коде;
1
Тц = - - цикл передачи;
fд
f д - частота дискретизации;
Те - временной интервал для передачи импульсов синхронизации.
При выбранных значениях fд==25,6 кГц, n=15, m=14, Te=l,26 мкс
имеем Лfш,м = 11,111 МГц. В [4] полоса частот равна 9 МГц при fд =
.
=30кГц,n=15иm=10.
•
57
В системе связи с использованием функций Радемахера полоса
частотравнаЛfр = fдп.Приfд=25,6 кГц и n = 15 Лfр=384 кГц и Л/у =
= 102,4 кГц - при использовании функций Уолша на основании [З] .
Таким образом, использование функции Радемахера для уплотне
ния сигналов позволяет уменьшить полосу частот по сра в нению с сис
темой связи [4] в 29 раз, а применение функций Уолша - в 108 раз.
Принцип действия рассматриваемого устройства можно уяснить из
,структурной схемы, представленной на рис. 1, где МП - мультипJiексор,
имеющий в своем составе модуляторы IМ 1 , ..., мп, генератор тактовых
импульсов ГТИ и генератор ортогональных функций ГОФ основных
'1
1'1П
г- - ---,
1
1
1
1
1 ====:J 1
L:_ ____J
оп
смп 1
г--
-
------ l
1
1
1
1
1
!
1
1
>-++----1
1
_L
__
__ ___
-
-
•
.
• ошт
1
r----------l
1
1
:
1
1
1
1
L _____
.
____
J
зrт 1
ЛА1
г- --,
2
2
2
2
: ААt
г----~--2
i----2
'i
~,?
L _ _ _ __j-;o-,:?Jz -
г--- ~2
f-< .- 02
~2
L__
-
~2
: ААР
r---1-,.:е,
1
..._
1
..-
,L ___ j-ii'
АА f/
Рис. 1.. Структурная схема устройства многопрограммного худо-
жественного вещания
программ; ОГТ- основной групповой тракт; СМП 1 , ... , смпм -
субмультиплексоры, включающие в себя модуляторы М1, ... , мк, раз-
делительный усилитель УР, узел выделения импульсов синхронизации
~·вис, генератор ортогональных функций ГОФ дополнительных прог
рамм; ЗГТ - зоновые групповые тракты; АА 1 , ... , ААР - абонентские
аппараты, или пульты . управления пассажиров, состоящие из левого
ЛКЛ и правого ПКП каналов приема звуковых программ, и периферий -
. нога
узла управления ПУУ.
.
К зажимам 1-1 модуляторов М 1 , ... , мп подключаются п источ
ников основных программ вещания, а к зажимам 1-1 модуляторов
Л1.1, ...,
мк - k источников дополнительных программ вещания.
Модуляторы М1, . .., мп и М1, ..., мк, входящие в состав мульти
плексора МП и субмультиплексоров СМП 1 , ..., спмм, выполнены по
58
схеме, изображенной на рис. 2. Данный узел включает в себя фильтр
низких частот следования ФНЧС, информационные входы 1-1 кото
рого соединены с источником программ, а управляющие входы 2-2 -
с выходом генератора тактовых импульсов ГТИ и выходом генератора
ортогональных функций ГОФ . Выход ФНЧС через ограничительные
KJ
г- --- --\
-
----- -- l
i
г~--------1 i
1
-~ ----
11
,
1
_
_,___1----« r,
КUCТO'lllllК!j 1
1 lГО
программ I
RI
1*
1
1
RZ
1
1
1
1
1
1
1
1
1
11
L_______ L_ ___
_
_ ____
_,J
Рис. 2. Структурная схема модулятора
3
кОП
liЛll
.5 згт
резисторы Rl и R2, исключающие взаимное шунтирование коммутаци
онных элементов КЭ в групповом тракте ОГТ, подключен к одной и з
диагоналей коммутационного элемента КЭ мостового типа, выполненно
го на МОП - коммутаторах. Другая диагональ этого коммутационного
элемента через зажимы 3-3 соединена с групповым трактом ОГТ или
ЗГТ . Затворы попарно соединенных МОП-коммутаторов противополож
ных плеч мостовой схемы Kl, ~2 и К3, К4 через зажимы 4-4 соедине
ны с соответствующими выходами генераторов ортогональных функций
ГОФ .
Вариант выполнения приемной ветви левого или правого каналов
абонентского аппарата АА представлен на рис. 3. Приемная ветвь со
держит · коммутационный элемент КЭ мостового типа, одна из ди агона -
Рис . 3. Структурная с хе м а приемной
ветви левого (правого) канала
згт
к !/ВИП
Kj 7-'---J
г----- \-· - -
1г----
-
-
-
1
1
1
1
1
L__
-
------ ,
1
1
1
1
1
::,,
1
"'
1/~
1 '1~· t,
: "-:-
1 L__
____
_
~
1
,__
_____ _____ ____
_
___
_]
лей которого соединена с зоновым групповым трактом ЗГТ, а другая
подключена к входу усилителя низкой частоты УНЧ , соединенного с
фильтром нижних частот ФНЧ. К выходу ФНЧ (зажимы 1- 1) подклю
чен соответствующий телефон левого или правого канала .
Периферийный узел управления ПУУ, схема которого изоб р ажена
на рис. 4, содержит узел выделения импульсов синхронизации УВИС ,
59
вход которого подключен к зо~овому групповому тракту ЗГТ, а выход
соединен с входом генератора ортогональных функций ГОФ, который
осуществляет . формирование каналов как для ос]iовных, так и для до
полнительных программ вещания, обеспечиваемых соответственiю ГОФ,
находящимися в МП и СМП.
Г-
,,,-·
-·
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
l
:
:2
;~-г:::-1
~
1
1
•
IJ
L ______________ . .J
Рис. 4. Структурная схема пе
риферийно го узла управле н ия
абоне н тского аппарата
Узел выделения импульсов синхронизации УВИС абонентского ап -
. ларата
идентичен узлу УВИС субмультиплексоров. Выходы генератора
ГОФ подключены к входу узла выбора и индикации программ УВИП,
который через зажимы 1- 1 и 2 - 2 соединен с управляющими входами
2-2 коммутационного элемента КЭ (см. рис. 3).
·
В качестве генератора ортогональных функций могут быть приме
нены, например, генераторы функций Уолша, Радемахера и др. Прин
ципы построения и схемы генераторов такого типа приведены в [8], а
'Также даны схемы фильтра низких частот следования.
Устройство согласно 1[7] работает следующим образом. В случае
монофонического приема сигналов, для простоты допускается, что через
.канал вещания передается синусоидальный сигнал, частота которого f с
равна максимальной частоте канала вещания f '" а период ортогональ
ности Т согласно теореме Котельникова выбран равным половине пери-
ода передаваемого сигнала Тс Т = -
1- Те=
-
1-•
•
2
2/с
•
При этом сигнальный вход 1-1 модулятора М 1 соединяется с вы
ходами 2-2 приемных ветвей левого и правого каналов абонентского
аппарата АА 1 , образуя влияющий канал, а сигнальный вход 1-1 моду
лятора мп - с соответствующими выходами 2-2 приемных ветвей ле
вого и правого каналов другого абонентского аппарата АА1 , образуя
канал, подверженный влиянию.
Как видно из рис. 1, синусоидальный сигнал, эпюра которого изо
бражена на рис. 5,а, через зажимы 1-1 модулятора М 1 поступает на
вход фильтра низких частот следования ФНЧС (см. рис. 2). На выходе
данного фильтра сигнал приобретает вид, представленный на рис . 5,б .
.Затем сигнал через ограничительные резисторы R 1 и R2 поступает на
одну из диагоналей коммутационного элемента · КЭ, к зажимам 4-4
~шторого подводятся последовательности импульсов функций Уолша
типа sal (7,0) (см. рис. 5,в, г) 1[9]. С другой диагонали коммутационного
элемента сигнал, преобразованный к виду, представленному на рис . 5,д
(«условные огибающие» А и Б), поступает в ОС!fовной групповой тракт
ОГТ. Отсюда этот сигнал через раздели тельный усилитель УР поступа
•ет в зоновый тракт ЗГТ. При этом форма сигнала остается так:ой же,
как и в основном групповом тракте ОГТ (см. «условЩ:,Iе огибающие» А
и Б на рис. 5,д). Примем, что к зажимам 3-3 и 4-4 приемных ветвей
левого и правого каналов абонентского аппарата АА 1 (аналогичные за
.жимам АА 1), подключенного к каналу, подверженного влиянию, от сво
его периферийного узла: управления подводятся последовательности им
пульсов (см. рис. 5,е, ж) функции Уолша типа са! (7,е) [9]. Под дейст
вием этих иоследовательностей импульсов сигнал, поступивший в при
€0
~~t
.
.
о)
}cl41fIIIII1ьъ
.
.
.
.
ЧЩffi]JJJJ-P' t
;
о)
tппппп ппп □□□□ оп
h
fJ)
t'
~ПОППOcliПП ОПП□ПГj
г)
t
•
к)ч:J..Ц] / 11 []JJJ-F' i
~~(
Рис. 5. Эпюры сигналов в устройстве многопрог-
раммного вещания:
а) сигнал на входе влияющего канала; 6) сиг
нал на выходе фильтра низких частот следов,а
ния; в) и г) последовательно сти импульсов орто
гональной функции Уолша типа sal (7, 0); д) сиг
нал в основном групповом тракте устройства;
е) и ж). последоватеJJъности импульсов ортого
нальной функции Уопша типа са! (7,0); з) -
,сигнал, поступивший из ОГТ в канал, подвержен
ный влия·нию, после модуляции его последователь
ностью импульсов типа са! (7, В); и) помеха иа вы
ходе канала, подвержен ного влиянию; к) сигнал
ла входе фильтра нижних частот приемной ветвя;
л) сигнал на выходе приемной вrтви
61
емную ветвь левого и правого канаJюв из ЗГТ, преобразуется к виду,
представленному на рис. 5,з ( «условные огибающие» В и Г). Так как
канал рассматриваемого типа содержит нелинейные элементы и имеет
ограниченную полосу передаваемых частот, а коммутационные элемен
ты не обладают идеальной симметрией, то на выходных зажимах при
емных ветвей левого и правого каналов абонентского аппарата AAl
имеет место переходная помеха , показанная на рис. 5,и .
Отметим, что в известных системах передачи информации с исполь
зованием частотного уплотнения на базе ортогональных функций в слу
чае применения коммутационных эле м ентов, выполненных в виде полу
проводниковых т,штегральных микросхем , уровень переходной помехи
на 70-90 дБ ниже уровня передаваемого сигнала.
Рассмотрим теперь прохождение сигнала через приемные ветви ле
вого и правого каналов абонентского аппарата АА 1 влияющего канала .
На зажимы 2-2 ко м мутационного элемента данной ветви ( см. рис. 3)
с выхода генератора ортогональных функций через узел выбора и инди
кации программ УВИП подаются те же последовательности импульсов
ортогональной функции Уолша типа sal (7,0) (см . рис. 5,в, г), что и на
зажимах коммутационного элемента модулятора М 1 . В результате это
го на выходе коммутационного элемента приемных ветвей левого и
правого каналов абонентского аппарата АА 1 сигнал, поступивший из
зонового группового тракта, преобразуется к виду, представленному на
рис. 5 , к, а после п р охож д ения сигнала через фильтр нижних частот на
зажимах :2-2 (см. рис. 1) он приобретает вид, показанный на рис . 5,л,
т. е . восстанавливается первоначальная форма сигнала, поступившего,
на зажимы 1-1 схемы рис . 1. При этом на коммутационные элементы
КЭ приемных ветвей левого и правого каналов абонентского аппарата
АА 1 через зажимы 1-1 и 2-2 периферийного узла управления посту
пает одна и та же последовательность импульсов ортогональной функ
ции Уолша, например, типа sal (7,0). В результате этого телефоны або
нентского аппарата АА 1 подключаются к одному источнику программ ,_
соединенному с зажимами 1-1 схемы рис. 1.
При стереофоническом приеме сигналов прослушивание программы
вещания обеспечивается с использованием двух каналов. В данном ре
жиме с помощью узла выбрра и индикации программ приемные ветви
левого и правого каналов и соответствующие им телефоны работают'
раздельно, так как на коммутационные элементы приемных ветвей ле
вого и правого каналов абонентского аппарата АА 1 через зажимы 1-1
и 2-2 периферийного узла управления поступают разные последова
тельности импульсов ортогональной функции Уолша, соответствующие,
последовательностям импульсов ортогональной функции Уолша на ком
мутационных элементах модуляторов, например, М 1 и М2 .
Аналогично описанному обеспечивается также передача любой и з
дополнительных программ вещания от источников, подключаемых к за
жимам 1-1 субмультиплексоров.
Основные принципы построения рассматриваемого устройства были
проверены на лабораторном макете, структурная схема которого изо- ·
бражена на рис . 6, где Ml, М12 и Дl, Д2 - соответственно модуляторы
и демодуляторы; ОРП - общий разговорный провод; Тфl и Тф2
-
те
лефоны; ГТИ - генератор тактовых импульсов; Тр 1 и Тр2 - триггеры ;
ФИl и ФИ2 - формирователи импульсов.
Устройства Ml, Дl и М2, Д2 образуют основные каналы, а устрой
ства Ml, Д2 и М2, Дl - влияющие каналы.
62
На рис. 7 изображены эпюры напряжений на зажимах 3-3 и 4-4,
-соответствующие ортогональным функциям Радемахера.
Устройства Ml, М2 и Дl, Д2 выполнены на ИМС 168КТ2А, ГТИ -
-на ИМС 133ЛА8, Tpl и Тр2 - на ИМС 133ТВ1, а ФИl и ФИ2
-
на
ИМС 168КТ2А и транзисторах 2Т312А .
,Рис. 6. Структурная схема макета
УМВ
"Ьпn□.
1
1
:
t
1
1
1
"!l1
1
.
t
ОРЛ
1-tJ Ка/!Ш,
rг;;, г-, L_д ~:ь
c:s~-L'jJ~
Рис. 7. Эпюры напряжений,
соответствующие функциям
Радемахера:
1 - на зажимах 3-3 с часто
той следования импульсов f1 =
=55 кГц; 2- на зажимах
4-4 с частотой следования
им п ульсов f2 = 27,5 кГц
Амплитудно - ча стотная характеристика основных каналов УМВ в
-диапазоне частот 50 - 10000 , Гц имеет неравно м ерность не более 1 дБ ,
...а
амплитудная характеристика практически линейная до напряже н ия
1,2 В эфф на входе Ml или М2, свыше кото р ого амплитуда сигнала ог
;раничивается транзисторами модуляторов и демодуляторов. Коэфф и
циент нелинейных искажений на частоте 1ООО Гц при входном напряже
нии Ивх=О,3 В эфф равен 0,17% и 1,0'%'-при Ивх = 1,2 В эфф. На ча
•СТОТе 10000 Гц коэффициент нелинейных искажений равен 0,28% пр и
Ивх=0,3Вэффи1,0%'-
при И вх = 1,2 В эфф. Переходное затуха ние
между каналами макета УМВ в диапазоне частот до 1О кГц составил о
·65- 70дБ.
При прослушивании му з ыкальных программ через широкополос
ные электродинамические телефоны было отмечено качественн ое их
звучание при отсутствии заметного на слух прослушивания влияющего
ж анала .
Таким образом, применение ортогональных функций для уплотн е
:•ния сигналов вместо ИКМ позволяет значительно сократить полосу ч а
•стот тракта (или увеличить число каналов - программ) и уменьшить объ
·-ем оборудования .
63
ЛИТЕРАТУРА
1. Цифровые системы передачи. Пер. с под./В. Маевский, Ф. Голоцкий, А. Новак
н др.; Под ред. В . Маевскоrо и Е. Милка, - М.: Связь, 1979. -
264 с.
2. Цифровая техника в связи/Под ред. В. В. Nl.аркова. - М.: Радио и связь; Пра
га, SNTL, 1981. -
280 с.
3. Draft 3. Project Paper 574. P a ss e nger announcement, entertainment and
service multiplex system (РАХ). April 17, 1972.
4. Technical Des cription. Hughes model 1103000 Boeing 747 ~irpl-ane Wires Compa-
tiЬ!e Passengen Entertainment and Service Multiplexing system Hughes Aircraft Сат
рапу, Newport Beach, Ca!ifornia. Мау 24, 1976, р. 57.
5. Aircraft P,assenger Entertainment and Passenger Service Systern. Просп. ф .
«Telephonics» (США).
•
6. Multiplexed Seat Units Designed for 747. Aviation w~ek. Space Technology.
February 17, 1969, р. 81-86.
7. Устройство многопрограммного вещания/Ковешников В. П., Полкqвский И. М. ,
Рудберг Ю. Е., Сорокин Б. Н. Опубл. в Б. И. No 11, 1982, No 915253, кл. НО4 Н 1/06.
8. Ха р м у т Х. Ф. П е редача 1щформации ортогональными функциями . Пер . с
англ. - М. : Связь, 1975. •
9. Д яд юн 6 в Н. Г., Сени н А. И. Ортогональные и квазиортогональные сигаа
лы. - М.: Связь, 1977. -
224 с.
Статья поступила в июле 1983 года
~'ДК 534.863.01
В. П. _Ковешни9 в
ОЦЕНКА ДОПУСТИМОГО РАЗБР О СА ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ
ЭЛЕКТРО А КУСТ И ЧЕСКОГО ТРАКТА
Р·азработана методика расчета доnустимоrо (раццонального) разброса
параметров элементов электроакустичес:шго тракта по заданному классу
качества речевой связи. Приводятся примеры расчетов нескольких типов
трактов.
Обычная задача анализа - рас ч ет разброса разборчивости ре чи
при заданных допусках на па р аметры элементов электроакустического
тракта рассмотрена в[!]. Здесь же решается обратная задача: по задан
ному классу качества речевой свя з и определить рациональные (допус
тимые) допуски на параметры элементов электроакустического тракта .
В -настоящее время качество рече в ой связи телефонных трактов оп-
. ред.еляется
средни м значе н ием р а зборч и вости слов W, которое в реаль
ных условиях эксплуатации дл я бQльшинства . типов трактов должно
быть не менее 90 %.. Однако, как показывают артикуляционные и:спыта
ния тел_ефонных трактов, проводимые в шумовой камере или на об.ъек
те, единичн.ые результаты измерений разборч\1вости речи имеют боль
шой разброс, при этом предел ь ны е зн а чения их находятся в ра зличных
классах качества речевой с в язи [[2]. Пр едс т авление об этом .дает табл. 1,
где в числителе приведены данные артикуляционных испытаний трак
тов телефонной связи двух титтов, один из которых (тракт первого Т И "•
па) оснащен гарнитурой ГВШ-Т-13 , размещенной в шлемофоне, . а~ дру -
гой (тракт второго типа) - серийным щлемофоном ТШ-З. Обработка
результатов измерений проводилась согласно 1[3 ]. Как видно из этой . таб
лицы, в акусrических шумах с ур овнем интенсивности 120 и 131 дБ м и
нимальные значения разборч и вости слов электроакустического тракт а
второго типа соо.тветствуют IV классу качества, средние значения - -
IV кла<;<:;у качестrJа для акустических шумов с уровнем 131 дБ при N = I
и 120 дР ·. при N=7, -а в . акустическом шуме с уровнем: 1120 дБ · при
. N = I - III классу качества, максимальные значения соответствуют
64
111 классу качества. В этом случае разброс разборчивости слов по ре
зультатам измерений, обеспечиваемый и трактом второго - типа, · равен
10 - 12%, -среднее квадратичеокое отклонение - 2,5-3,7 %, а абсолютная
погрешность измерений разборчивости слов при доверительной вероят
!:J'ости 0,9 в зависимости от числа единичных измерений изменяется от
Рис. t. Структурная схе
ма ти п ового электроаку
стического тракта для
одного абонента
:±:0,7 до ± 1,1 %·. Электроакустический тракт первого типа в акустичес
ком шуме с уровнем 133 дБ обеспечивает: среднее значение W = 91 %
(111 класс качества речевой связи), максимальное значение W макс= 98 %
(11 класс качества), минимальное значение Wмин = 82% (IV класс ка
чества), среднее квадратическое отклонение а; =4,5%, абсолютную по
грешность измерений е = ± 2,3'%' и разброс разборчивости слов - 16 % .
Таким образом, разборчивость слов, измеренная на одном образце
изделия; имеет большое поле допуска, обусловленное в основном раз
бросом параметров слуха и речи операторов артикуляционной брига ды
и различной степенью их тренированности.
Можно предположить, что поле допуска разборчивости rечи, изме
ренной на ряде однотипных электроакустических трактов, будет еще
больше, так как в этом случае окажет свое действие разброс парамет- ·
ров элементов испытуемых трактов. В связи с отсутствием возможно-·
сти провести артикуляци.онные испытания на ряд<: изделий для получе
ния необходимых статистических данных поле допуска разборчивости
речи определялось расчетным путем по методике согласно ,[1].
-
Для этой цели была разработана обобщенная структурная схема
электроакустического тракта для одного абонента, которая приведенз.
на рис. 1, где Sa и S ,, м - абсолютная шумостойкость и чувствитель
ность (В/Па) "Ларингофонов; Sтр - коэффициент передачи электричес
кой ча с ти электроакустического тра кт а; Sт - чувствительность (Па/В)
телефонов, размещенных в телефонной заглушке с затуханием Sт,;
РРФ и Рш - соответственно звуковые давления форсированной речи и
акустического шума, Па .
- Результаты расчетов средних значений iv и предельных значений
Wмин и \,\;1/,,ali C разборчивости речи исследуемых трактов даны в виде
з.на мена теля в графах 4-6 табл. J.
При расчетах использовались допуски на параметры элементов те
.лефонного тракта, значения которых приведены в табл. 2.
к'[сходные данные для расчета разборчивости реч и и весовых коэф-
фициентов
•
'
А-~ --
(O,.SS,SлмSтpSт)2
а-
z- ------ J
(1)
Sтз + (0,5 Sa Sл,-, Sтр Sт)Z
А;щ=Атр =Ат = -:- Атз =: _ ____s_;_з_
_
_
_
s;з +(О, 5 Sa • s;o, Sтр Sт)2
(2)
приведены в табл . 3, а в табл. 4 и 5 даны результаты расчетов весовых
коэффициентов и полей допусков ·о ел~ ) выходного параметра эле кт- .
5-1018
65
Таблица 1
..о:,:: •
Разборчивость
fs fs 1<:·
и" о.
oovo,
6d,
-&t::
Е: "':,:: :,::
Тип гар·нитуры :,::
(шлемофона) и
о.><
УсЛt.:вия
"':;;
э.~ектроакусти-
.; :,::
испытаний
:,::
ческих - преобразо- о.~
вателей
"' Q<;
t:; .;
,:
.
оса~
·
кустический шум
А
н
н
Ч спектра с уров-
ем 133 дБ
т
1
о же с уровнем
31 дБ
-
то же
А
в
)
кустический шуl\\
Ч спектра с
, ровнем 120 дБ
то же
Гарнитура
ГВШ-Т-13
ларингофоны
ЛЭМ-3
rе ,,ефоны
ТК-67У
Шлемофон
ТШ-3
ларингофоны
ЛЭМ-3
ге.,ефоны
ТА-56М
То же
.
.
Наименование параметра
.;
.
"'
и"t:i
:,:: о :и
::r :,: о..
4
7
1
7
1
Звуковое давление акустического шума, Рш
Звуковое давление форсированной речи, Р рф
Абсолютная шумостойк?сть ларингофона, Sa
Чувствительность ларингофЬна, S л м
.
Коэффициент передачи электрической части
тракта, Sтр
Чувствительность телефона, Sт .
Затухание телефонной заглушки, S,s
66
слов, %
с1,
Q)
о
::t: a:.i a:J
...
::.
,:
а :.на>о
-
~
ro
"'
и
Q) :т 1:{ :r::
:,::
Q)
:т
:,:
rf ~ E'g.
f, ..
"'
'1'
:<
QIO:,:: ~
:,::
Q)
fs
"'
:,::
:а
"'
.
t:: "' о.:,:
:,::
:,::
о.·-
"' t:: fs
Q)
О).
:т
"(t:,
о. о::
Q)
:,,
о
:,::
о:: ~--&
о
"'
:,:: u
:,::
"'
"'
"'
•
:,::
:,::
..о
"'
:,:
,: :';; ~- -~р'~
..о :,:
"'
ее; :,;
"(
ее; :,:
;~
:,:
!'- :,::
.
"'
:,;
Q)
°'.~ t~ Q:,::OJ,O:
Q)
~~
:,:: Q)
е::; QJ-C)
:,:
О,:,:
:,: о
ofiт,,,::J
:,: Q)
"(
~ ~ ее;:,::
t:i ее;
Q)
t) :,::
Q) ,:
~;i;~~
=:,::
u·I~
"'
Q)
:,:: Q)
о. fs
~:,:
-~
:т ::r о. uo -:i: :r::" fs
82,0 . 91,0 98,0 12
4,5
±2,3
--
--
--
--
80,0 91,0 96,0
1,0
.
.
80,0 87,2 92,0 38
3,3
±0,9
--
--
--
-
--·
55,0 86,5 93,0
3,7
80,0
92,0
3,7
--
87,0
--
34 -- ±1,1
60,0
93,5
3,5
82,0 86,6 92,0 36
3,3
±0 ,9
--
--
--
35,0 85,5 93,0
6,5
84,0 90,2 94,0 36
2,5
±0,7
--
--
--
--
50,0 89,0 94,5
4,4
Таблица 2
Половина Отклонение
поля до-
параметра
Отношение
пуска
от среднего
пред ельных
ii(д~)
значений
значения,
параметров
дБ
О, 115
±1 ,0
1,26
0,333
±3,0
2,0
0,262
±2,35
1 ,71
0,515
±5,0
3, 14
О, 115
± 1,0
1,26
0,290
±2,6
1, 82
0,600
±6 ,0
4,0
Таблица 3
,:,:
6~
о
::,;
t:: о
r.a
r.a
r.a
·< ":)
"'
'О
':(
':(
':(
,...
"'
"' "'
~
О.·
... "'
,...
о
·~
'?
2;
>,
оо.
"'
~
'?
'~
(.) =
,...
,...
-
'?
2;
CD
,_
о ...
...
l.?
3 .";'
"u
u,::s:: ::1'
t,:
t,:
t,:
2;
(1")
<
CI)
00 ~gc...
"
"
"
(1")
t:::;
f-,
::z:::
С-
J:: ~
':(
':(
':(
t:::;
f-,
f-,
t,: "'
•
r.a
[_Q
r.a
r.a
"':,'
t,:"'=
r.a
r.a
[_Q
и:)
[_Q
':(
':(
r.a
':(
r.a
,'i '
,О. о. . ::х: o..t
':(
. ':(
':(
':(
':(
':(
<l) о
' :(:,; о
':(
.
.
.
.
,:>О
а)u"'
.
.
.
.
о.
:,(
.
.
""
.
"'
о"' о.о=
3
3
3
о.
.
...
"'
...
...
...
~
:r: ~
'"'
~
~
~
~
u":,'
CI)
.Ф
са
са
,-
~
125010394
10.5 77,'ё~ -41,5 79 -8:3,:i 12 .-3
1,0 -16
25009590
98 74, .'J
-35 81,5 -39,0 13 -3,5
-2,0 - 24
36508986
92 71, .'j
-
31 82 -34,'J 13 - 5,0
-1, 0 -28
4
800 85 83
88 69,.5
-27-83
_
35·
10 -7,0
о -~9
5
950 81 81
81 67, 1 -24 83,:i -82, ,5
8 -9,0
2,0 --30
611257880
81 64,0 -21,5 84,0 -S4,0
8 -10
6,0 -31
7 1300 75 79 79 63,0 -22,0 84,0 -81,F•
8 -11
10,0 -32
815007278
76 61,5 -- 23,0 83,5 -74,5 8 -12
[4,0 -33
917007077
73 6() '()
- 23,-5 83,5 -70,0 8 -13
15,0 --33
10 1875 68 76
71 ,59,5 -23,5 83,5 -66,0 8
~14
14 ,0 -34
11 2(),')0 66 76
70 58 ,,5 -25.О S3,5 -62,.5 8 - 15
13,0 -~ -5
12 2225 64 74
68 f'J7, 5
-26,0 83, .')
- 66,.')
8 --16, ,1 12,0 -35
13 2425 63 73
66 ,. ,57,0
-2 .'5,;j 83,0
-
69,5
8 --18 О 11,0 -36
14 2725 60 71
64 56,0
-
25,0 83,0 -77,0
]-19:01 9,о-37
3100 58 69
"
62 54,0 -26,(' 83,О - 80,0 -9
-
20,О, О -39
15
16 3500 56 66
60 53,0
-
23.0 83,0 -84,,5 -ll
-2[О-6О--41
.
'1
'
роакустических трактов первого и второго типов соответ _ственно, где
Q = 10°,osE, а В - уровень ощущения речевого сигнала на выходе трак
та. В рассматриваемом случае для всех полос равной разборчивости
{АРФо(дРРФ/РрФ)j2 = О,11 и \AUJ о·(дРш/Рш)]2 = 0,013. • При _этом
Ктз =
= 20 lgSтз;Кт=20lgSт; 1а=20 lgS.; К,,,м=20 lgSлм; Ктр=20lgSтμ·
Как видно из результатов расчетов, представленных в табл. 1, раз
брос разборч.ивости слов электроакустического тракта второго типа с
• реальными допусками на параметры его элементов составляет (33,5--
58) %, а разброс разборчивости слов тракта первого типа - 16'%'. Ана-
лиiГiiс5казывает, что большой разброс разборчивости слов для тракта
'Гелс:фонной связи второго типа обусловлен, в первую очередь, небольшим
затуханием Sтз телефонной заглушки шлемофона ТШ - 3, что приводит R
большим значениям весовых коэфф~циентов, о пределя~мых по форму-
ле (2).
•
Для тракта телефонной связи первого типа , имеющего те же значе
ния полей допусков · параметров элементов тракта, расчетное значение
разброса разборчивости слов в несколько раз меньше, чем у тракта вто
рого типа, что объясняется большим затуханием Sт, телефонных заг
лушек гарнитуры ГВШ - Т-13 (см. табл. 3) и, ,. следовательно, меньшими
значениями весовых коэффициентов Аю" Ат;, Ат, Атз·
• Из табл. 1 также следует, что увеличение разб_роса разборчивости
речи телефонного тракта второго типа, щт ученно го расчетньiм путем,
вызва1'1,о в основном з начительным снижением нижнего предела разбор
чивости речи из-за нелинейной зависимости разборчивости слов l\7 от
разборчивости формант А i(З], ' которая может быть ап прокс имирована
выражением
W=[l-: -exp(-0,087 А) ] 100,
где l'\7 и А выражены в процентах .
•
(3)
g;.
NoNo
Алм=Атр=
-Аа
п/п
=Ат= -Атз
1
1,97-10-'
1,0
2
2.07-10-3
1,О
3
6,48- 10-2
0,93.5
j
4
1,97-10-1
0,802
5
0,666
0,334
6 / 0,897
О, 102
7
0,978
2,2-10- 2
8
0,998
1, 8 -10-3
9
0,999
6,34-10-•
10
0,999
3,18-10-4
11
0,999
1,6- 10-•
12
0,999
6,23-10- 4
13
0,998
1. 28 -10-3
14
0,994
5,02-10-3
15
0,898
О, 101
16
0,686
0,308
Значения весовых коэффициентов и поля допуска выходного параметра
тракта телефоннои связи первого типа
[ Аа а( л;аа)JА1ро --
[ ( дSтр)]2
Sтр [Алмо( д:д:w) J2 [ А13о(; 1:
3
) J[ (дS1)]2
А1о S'т :
/
2,65-10- 9
1,32 - 10-2
26,4-10-2
35,6-10-2
8,4 - 10-2
29,3- 10-8
1,32-10-2
26,4- 10- 2
35, 6-10-2
S.4-10-2
28, 7-10-5
1,24- 10-2
23,0-10- 2
30.6- 10-2
7,35-10- 2
2,65-J0-3
1,06-10- 2
17 ,0-10- 2
22.2 .10-2
5, 4-10-2
30,3-10-3
0,44• 10-2
3.0 .)о-2
3,97-10- 2
9,38 - 1()-З
55, 1. 10-3
о,13·10-2
2,75-10-3
3,7-10- 3
8 , 75-10--•
6,5• 10-2
0,29- 10-3
1,28 - 10-•
1,72-10-•
4,07-10-5
6,85-10-2
0,24- 10- 4
8, 6- 10-7
1,15-10- 6
2,72- 10- 7
6,8.5 -10-2
0,84-10-5
1,06-10- 7
1.43.10-7
3,38-10-8
6,85-10-2
0,42-10-5
2,7-10-8
3,6-10-8
8,5-10- 9
6,85- 10-2
0,21-10-5
7,0 -10-9
9, 13· 10-9
2,15-10- 9
:
6,85- 10-2
0,82-10-5
1,33-10- 7
1, 38-10-7
3,26-10-8 :
6,8-10- 2
о, 17-10-•
4,3:J.10- 7
5,84-10- 7
1,37- lOc- 7
6,75-10-2
0,66-10-•
6, 7. 10-6
8,98-10-6
2,12-10-6
55 : 2-10-3
1,34,10-3
2,7 • 10-3
3,63 - J0-3
8,58-10-•
32,2 • 10-3
4,02-10-3
2,5-10- 2
3,38 · 10-2
7, 98- 10-3
.•
·-·
iаблица 4
а2 (~ТУ) а (л_:9)Q;
84,02-10-2
0,92
R4,02 - J0-2
0,92
74,5-10-2
0,86
. 'j3,2- 10-2
0.7!
~3 .68 - 10-2
0,4.S
18,58- 10-2
0,43
18, 83- 10-2
0 ,43
19, 15-10-2
0,41
19, 15- J0-2
0;44
19, 15-10-2
0,44
19,15-10 -2
0,44
19, 15- J0-2
0,44
19, 15- 10·-2
0,44
19,05-10-2
0,44
18,58-10~ 2
0,43
22,6-10-2
0,48
NoNo
Алм=Атр=
-А.
п/п
=Ат=-Атз
1
1,22 10-•
1,0
2
6, 1- 10-•
1,0
3
7,2-10-3
0,995
4
1 ,49- 10-1
0.985
,5
6,15-10-2
0,94
6
0,102
0,895
7 •о, 182
0,81
8
0,.504
0,495
9
0,753
0,248
10
0,907
0,093
11
0,996
0,046
12
0,896
о, 104
13
0,862
О, 138
14
О, 19.S
0,81
1.5
1,48-10-2
0,99
16
2,92, JО-З
1,0
~
Значения весовых коэффициентов и поля допуска выходного параметра
тракта телефонной связи второго типа
[лао( ~а)г[ (ЛSтр)[2 [ (ЛSлм)]2
[ (ЛSтз)[2
[ (ЛSт)]2
Атро.--:_--
Алма Sлы АтзО -
АтаSт•
.
\ Sтр
Sтз
1,02-10-9
. 1,32-10-2
26,4-10- 2
35,6-10-2
8,4-10- 2
2,5.5 -10, 8
1,32- 10-2
26,4-10-2
3.5,6-10-2
8,4-10-2
3,56- 10-6
1,31-10-2
26,2- 10- 2
35,4-10-2
8,35- 10-2
15,2 - 10-5
1,28-10- 2
25,7-10-2
33,7 -10-2
8.2-10-2
2,6-10-•
1,16-10-2
23,.5-10-2
30,6 - 10-2
7,4-10-2
6,85-10-•
1,06-10-2
21,1·10-2
28,0- !0-2
6,7- 10-2
2,28-10-3
0,87-10- 2
17,3 - 10-2
22,9-10-2
.S,52·10- 2
1,72-10-2
0,32-10- 2
6,.5· 10-2
9,0- 10-2
2,1-10-2
3,88- J0 -2
8, 13-10-•
1, 63- 10-2
2,5-10-2
0,52 - 10-2
5, 77. 10-2
1,14-10-•
0,23- 10-2
0,3· 10-2
7, 52-10-'
6,28-10-2
о. 28· 10-•
5,.571-0-•
7,3· 10-4
1.8-10-•
.S,4.S-10-2
1,43-10-•
0,29-10-2
0,4- J0-2
9. 10-•
. S,09-10-2
2,51 -10-•
0,.5- 10-2
О . 7-10-2
о, 16-10-2
2,61-0 - 3
0,87-10-2
17,3 -1 0-2
33-10- 2
5,.52-10-2
..
14,9-10-6
1,3-10-2
26-10-2
3,5 . 10-2
8,2.5 - 10-2
.58,3-10-8
1,32-10-2
26,4-10-2
35,6-10-2
8,4-10-2
Таблица 5
02(~Q) о(д3)
83,92-10-2
0,92'
83,92- J0-2
0,92
83,56-10-2
0,91
81 '18-10-2
0,90
74,96· 10-2
0,86
69.16.1()-2
0,83
58,89-10-2
.
О, 77
31, 94. J0-2
0,56
20,83-10-2
0,46
18,61 -10-2
0.43
18,.58-10-2
0,43
18,44 - 10-2
0,43
18, 75- J0-2
0,43
59,25-10-2
0,77
82,85- J0 -2
0,91
83,92-10-2
0,92
Из (3) следует, что при симметричном разбросе разборчивости
формант ±ЛА =Амин -А = А,ш,с - А относительно среднего значения А
ЛW буде:г несимметричным, при этом Л Wмин = W - W мин >Л Wмsкс =
= Wмакс- W. И чем меньше W, тем больше несимметрия разброса раз
борчивости речи. Этот вывод подтверждается результатами измерений:
разборчивости речи, приведенными в табл. 1. При этом в соответствии
с методикой [3] самые минимальные значения разборчивости · слов (72,
76 и 78'%') были оценены как случайные и поэтому при обработке ре
зультатов измерений не учитывались. ·
Оценим теперь влияние на разброс разборчивости слов Л W изме-
нения допуска о (д;/) на параметр одного :лемента при сохранении
допусков на параметры остальных элементов исследуемых трактов те
лефонной связи. Полученные зависимости Л W= t[o( лq~; )] для трактов
первого и 1Зторого типов представлены на рис. 2 и 3, где. q; и Л,q; - со
ответственно среднее значение и разброс параметра элемента э~ектро
акустического тракта .
L1 v'l; о/4
20
!}
О,!
0,2
0,3
O,.f
Рис . 2. Зависимость разброса разборчивости слов
от поля допуска параметров элементов тракта пер·
воrо типа:
1~о(0_!ш);2-о(д~РФ\; 3- о(л;т);
Рш
РрФ )
т
4-о ( Л~лм ); 5 -о (Л:тз ') ; 6-о (_д_!а)
.
S Л;\\
'-'ТЗ '
.' :ia
Из этих рисунков следует, что наибольшее влияние на разброс раз
борчивости речи оказывают изменения звукового давления акустического
шума (кривая 1) и реч и (крипая 2). Для уменьшения влияния указан
ных разбросов на поле допуска разборчивости речи целесо9бразно в
тракта х телефонной связи применять автоматические регуляторы уси
ления, которые в зависимости от уровня интенсивности акустиче ско го
шума изменяют коэффициент усилени·я тракт а, поддерживая соотноше
ние сигнал/шум на оптимальном уровне. При этом обеспечивается мак
симально возможная для данного случая разборчивость речи ;
Определим теперь, какие должны быть допуски на параметры эле
менто,в электроакустического тракта, чтобы разброс разборчивости ре
чи не · выходил за границы заданного класса качества речевой : связи [2].
Рассмотрим в качестве примера телефонный тракт первого типа,
который , в акустическом _ шуме с уровнем 133 дБ обеспечивает : W =91 %,
70
что согласно [2] соответствует III классу качества · (для него W"axc =
=94% и W мин =89%).
Данная задача может быть решена с помощью метода равных вли-
·яний [4], при котором
А1о(д.!1)=А2о(д!.2 ) = ····· = Aiо(дqi ) ,
(4)
~
~
~
где i = 1, .... , . , п - число параметров элементов электроакустичес
кого тракта.
.50
40
30
-- --
--
2б
/
20L----L . .-
-- -- '- --'- -- -'L------' -- -..L.--
--' ---,, - --'
О О,! 0,2. 0,3 D,9 O,.f О,б a,Лr;jtft.·
Рис. 3. Зависимость разброса разборчивости слов от
· поля
допуска параметров элементов тракта второго
типа:
(ЛРш)
(дрРФ)
(ЛSт)
1-оРш
;2-о,в;,Ф
;з-а
-
5--;- ;
4- о(д~лм);5- о(д~тз\;б-о(д~а.)
Sлм
5 тз)
Sa
В табл. 6 приведены результаты расчетов половины поля допуска
уровня ощущения речевого сигнала при 89%' < W <: 94 %.
В соответствии с [1] и соотношением (4) имеем
/n
а(д;) =V~[лiо(лi1)J2~л1а(\-:
1
)Vп .
Половина поля допуска уровня ощущения речевого сигнала
при заданном _разбросе разборчивости речи
(5)
Таблица 6
Значение параметра
Наименование параметра тракта
Разборчивость слов .
Разборчивость формант
Вероятность неискаженного восприятия рече
вого сигнала*
Уровень ощущения речевого сигнала Q= 10о,о5Е
Wн=89%
Ан=25%
Рн=Зl
Ен=Б дБ
Qн= 1,78
W=91%
А=28%
р=О,35
Е=6,2 дБ
Q=2,04
* Принята одинаковой для всех полос равной разборчивости.
Wв=94%
Ав=33%
Рв=О,41
Е8 =7,2 дБ
Q0 =2,3
71
Согласно данным табл. 6
() (Л~-) = Q\-QQH = о, 127.
(6)
Для n=7 с учетом (6)
А1 о( д-!/ )=0,048.
(7)
ТаккакIАш 1=АРФ=1, то о(лРш)= о(л::_rФ) =0;048.
Рш
Ррф
Значения рациональных допусков остальных параметров элементов
электроакустического тракта первого типа приведены в табл . 7.
Номера по-
лос равной
разборчиnо-
сти
1
2
3
,4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
Таблица 7
Значения рациона .~ьных допусков на параметры
элементов телефонного тракта первого типа
Средняя ча-
о(~~тз)=о(~Sлм)=
стота полосы
а(Лfа)
Sт.з
S:.м
равной раз-
=о(' Л~тр)=~( Л!т)'
борчивости , Гц
Sтр
Sт
250
3,9-102
4,8 , ]0-2
;500
7, 9 .101
4,8 , 10-2
650
6,66
4,85-10-2
800
3,2
4,87-\0' -2
9'Ю
7,8
5, 11-10-2
1125
4,7
5,36- 10-2
130()
0.264
5, 92-10-2
l :'iOO
9, :",2 - 10-2
О, 96· 10-1
1700
6 ,3 -10-2
1,93 -10-1
1875
5,29-10- 2
5,16-10-1
203 0
5 ,04-10- 2
1,04
222-5
5',35 - 10-2
4,61 -10-1
2425
5,54 -10-1
3,46-10-1
272-'i
2,5-10-1
5,92-10-2
3100
3,2 5
4,8 - 10-2
3500
16,5
4,8-10- 2
Анализируя допуски на параметры элементов реального тракта,
принятые при расчетах, и рациональные допуски, при которых обеспе
чивается заданный доруск на ра зб орчивость речи, можно сделать сле
дующие выводы.
1. Поле допуска звукового давления речи должно быть у ме ньшено
примерно в семь раз, что может быть обепечено применением компрес
сии или автоматической регулировки усиления.
2. Реальное поле допуска акустического шума должно быть умень
шено примерно в три раза по сравнению с рациональным.
3. Поле допуска абсолютной шумостойкости ларингофонов в поло
се частот 1500--12425 Гц должно быть уме ньшено примерно в пять раз,
а на остальных частотах оно может быть увеличено.
• 4. Поле допуска коэффициента передачи усилительной части трак
та должно быть уменьшено примерно в два раза.
72
. 5. Поля допусков чувствительности ларингофона, приведенной к эк
вивалентному микрофону, и затухания телефонной заглушки в днапазо
• не ' частот , 1700-2425 Гц примерно совпадают с рациональным полем:
допуска, а на остальных частотах должны быть уменьшены примерно в
десять --раз.
·
6. Реальное поле допуска чувствительности телефонов в диапазоне
частот 1700-2425 Гц примерно совпадает с рациональным, а на осталь
ных частотах должно быть уменьшено в среднем в 5 раз.
Учитывая реальные возможности, можно принять следующие зна
чен·ия полей допусков на параметры элементов телефонного тракта пер-
•1:юго ти_па, к реализации которых следует стремиться:
8(л;::)=0,02(±0,2 дБ) и а(~"' )=а(-~:а)=а(~5~т) =
= а(дSтз)=а(Л_.!!,,,,)=а(д~РФ \ =0,115(± 1,0 дБ).
S,з
Sю,
РrФ )
При этих значениях • nолей допусков парам~тров элементов тракта
имеем: Wн =89% и W 0 = 93,5%, что с ,достаточной для практики точно
стью совпадает с границами разборчивости слов по III классу качества
согласно [2].
Полученные результ а ты имеют практическое значение, так как они
могут быть использованы прп обосновании требований к параметрам
разрабатываемых элементов разговорного тракта.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ковешников В. П., Полковски'i'r И. М. Вероятностные расчеты раз
б орчи в ости р еч и тракта телефонной связи. - Техника средств связи. Сер. ТПС, 1982,
вып. 1 (5), с . 73-80,
2. ГОСТ 16600-72 . Передача речи по трактам радиотелефонной связи. Методы
арт1шуляционных испытаний.
3. Покровский Н. Б. Расчет и измерение разборчивости речи.
-
М.: Связьиз
дат, 1962. -
392 с.
4.ПолковскийИ.М.,СтыцькоВ.П.,РудбергЮ.Е.Схемотехниками;,
роэлсктронной аппаратуры. - М.: Радио II связь, 1981. -
320 с.
Статья поступила в августе 1983 года
~дк 6.12 .373 .826: 621.396.012
Канд. техн . на ук В. Ф . Ламекин
СОПОСТАВЛЕНИЕ ЦИФРОВЫХ ВОСС СО ЗВЕЗДООБРАЗ НОЙ
И КОЛЬЦЕВОЙ СТРУКТУРАМИ ДЛЯ ВНУТРИОБЪЕКТОВОй СВЯЗИ
Проводится оценка энергетических, конструктивных, экономических и
зк сплуатационных характеристик БОСС для подвижны х объектов со звез
дообразной и кольцевой структурами сети.
При проектировании оптических систем связи на волоконных свето
водах (ВОСС) с цифровой формой передачи информации определяются
четыре основные взаимосвязанные характеристики: структура сети, же
лаемая скорость переда·чи информации, вероятность ошибки пр,r1 пере
даче информации, расстояни е между оконечными устройствами:)\Р()М С
этого, учитывается также ряд дополнительных внешних фа~тор'оiз ·та
ких, например, как физичес)(ий и химический состав окружающей сре
ды, надежность эволюции, масса, габариты, мощность потр ебления,
73
э л ектрома г нитная совместимость. Многие факторы в процессе проекти
рования предопределены спецификой условий эксплуатации ПО. Учет
всех факторов делает процедуру расчета ВОСС достаточно сложной: :
Первый шаг проектирования ВОСС - выбор структуры сети ВОСС
первого поколения, т. е . систем, в которых основные функции обработки
сигнала выполняют электронные блоки, а функции линий связи - во
локонные световоды .
Двумя наиболее употребительными типами оптических цифровых
систем явл я ются : последовательная кольцевая децентрализованная си
стема с ответвляющимися соединителями и параллельная централизо
в анная система с соединителями типа «звезда:» . На рис. 1 приведены
функциональные схемы ВОСС с N оконечными устройствами кольцево
го, звездообразного и иерархического типа.
Рис. t. Структур
ные схемы БОСС:
а - звездообра з
ная; 6 - кольце
вая; в - иерархи ·
ческая
Рассмотрим проблему проектирования в двух аспектах : выбор
структуры линий связи и выбор способа реализации электронных бло
ков ВОСС . Количество вариантов построения системы быстро растет с
увеличением числа отдельных передатчиков, соединителей, разветвите
лей, оконечных устройств, а также с изменением режима их работы (на
прием или интерактивный). Расчет, конструкция и работа ВОСС за
висят от многих факторов, в том числе от максимального динамическо
го диапазона между оконечными устройствами, необходи1мого для дос
товерной передачи- информации.
Динамический диапазон в звездообразной системе с N оконечны
ми устройствами определяется (1) выражением
д -d(2-N) i2
-
ер
'
(1)
где dcp = е - а L (N- l) - среднее затухание между оконечными устройст
вами;
а - коэффициент затухания световода;
L - длина волоконной линии.
Для кольцевой системы динамический диапазон описывается выра
жением
(2)
74
..
где
d Р - потери в разъеме;
р
do=
t'-
суммарные потери в ответвителе;
1- 2Р1
Р 1 - отношение входящей в отве т вителях
· мощности
к выхо
дящей;
р1 - доля мощности, отводимой из общей оптической магист
рали к оконечному устройству.
На практике средние значения величины d~ составляют 1,5-2
_ дБ.
При энергетическом расчете ВОСС следует учитывать и суммарные по
тери в системе. Для сравнительной оценки потерь в обоих типах сис
тем можно воспользоваться выражениями для отношения величины оп
тической мощности в линии на выходе одного оконечного устройства к
величине мощности на выходе другого оконечного устройства Ср, Вели
чина Ср для звездообразной системы определяется выражением
ci =d~;-1d~ d3d0д/N,
гдеd3 -
вносимые потери соединителем типа «звезда»;
d01 - потери в двунаправленном ответвителе.
Для кольцевой структуры величина С~ задается формулой
с~= d~-
1 d~ (N-I> dl-2 Р1 (1 -2 r1)N-2;2.
Суммарные потери в звездообразной системе можно представить
выражением
d~ = 4d,.p'+ dзв + dз + dод-:=::::, 10 1g N + 0,13-10\
(3)
rде d"P - потери в кабельном разъеме;
d30 -
внутренние потери в соединителе типа «звезда».
Суммарные потери в кольцевой системе определяются выражением
d~ =dOJ.+dтр+dтв+2d"P+(N-3)(2d"P+dтв+dт)~4,5N+3,5, (4)
где dт - коэффициент разветвления Т - ответвителя;
dтв -- внутренние потери в Т-Qтветвителе;
dтр - вносимые потери Т-отнетвителем.
Анализ выражений суммарных потерь звездообразной и кольцевой
<:труктур показывает, что при N '(: 5 суммарные потери в обеих систе
мах примерно од-инаковы, но для большего числа оконечных устройств
различие между ними быстро увеличивается: для N = 1О в звездообраз
ной системе потери примерно в два раза меньше, а для N =21 - в
4 раза.
В случае применения унифицированных по оптическому стыку око
нечных устройств потребуется введение различных коэффициентов вво
да у каждого оконечного устройства для обеспечения одинаковой вели
чины сигнала в каждом фотоприемнике. Однако такая система стано
вится весьма громоздкой.
Кроме того, в звездообразной системе СР изменяется обратно про
порционально N, а в кольцевой системе - как экспоненциальная функ
ция с показателем N, поэтому кольцевая система оказывается менее
предпочтительной в смысле гибкости при расширении системы по ко
личеству оконечных устройств, так как она расс читывае тся точно для
N устройств.
Радиальная система типа «звезда» по уровню сигналов . обладает
пр~имущест.вами перед кольцевой, особенно при числе оконечных уст-
75
ройств N> 10, поскольку при ее реализации не возникает.с проблем, свяs
занных с необходимостью . введения АРУ с большим диапазоном регу
Jiирования для обработки больших сигналов от близко расположенных
оконечных устройств и , слабых сигналов - от. удаленных.
Недостатком звездообразной системы является большая длина ли
!-IИЙ : связи к оконечным устройствам. Это требует при одиf!ако~ом числе ·
устройств использования более длинного кабеля, чем в случае кольце
в ой системы, что существенно при использовании ВОСС на крушюмас
штабных ПО. В ПО ограниченных размеров используется небольшое ·
число оконечных устройств, и в этом случае суммарные потери в обеих
системах примерно одинаковы. Поэтому при выборе структуры ВОСС
следует учитывать дополнительные факторы : стоимость и вес кабеля, .
возможность развития системы путем подключения дополнительных
оконечных устройств .
.
Звездообразная система, как видно из анализа выражений ( 1} и
(3), (2) и (4), имеет преимущество перед кольцевой по динамическому
д иапазону . Поскольку в ней оптическая мощность распределяется: меж
ду всеми оконечными устройствами, это приводит к зависимости ди!fа
мического диапазоlfа от дли!fы соед~шитель!fых лиlfий до оконеч!fых
устройств . Если дли!fа всех линий связи одинаков.а и пон~ри в соеди!fи
телях и кабелях также одиlfаковы, то динами ческий диапазо!f м·ожет
приближаться к теоретическому значению. Кроме того, это позволяет
приме!fять унифицированные оконечные устройства.
Таким образом, исходя из энергетических и экономических харак
тер~стик ВОСС, для ПО ограниченных размеров предпочтительнее
(при N <;: 10) применение звездообразной структуры сети, а для круп
номасштабных ПО - кольцевой.
Рассмотрим варианты реализации электронных блоков в ВОСС
обеих структур. Один из вариантов построения системы по кольцевой
децентрализованной структуре изображен на рис . 2.
РСт/
PCmJ
МТ/
А'ДатАпа
олок
олок
и°' "Нmа ... {!Оо
сопряжения ••. сопряжения
ВОоilнш1
щиток
олок
сопряжения
с fl!IC
MT.f , МТ!О ~
!
Аlf
-----~L
~ --!.f_ .;_ -+ --L---1 --1 ---'- ----l -~I- -'--- --+ --+ --'-- ---+ -
-+-~
z
сРСТ-1
c/lCT- 3
3
Рис . 2. Блок-схема кольцевой децентрализованной структуры БОСС
Оконечные устройства соединяются тремя магистральными шиlfа
ми: для передачи речевой информации, управления и питания.
Речевой аналоговый сигнал при таком построении наиболее целе
сообразно преобразовывать в цифровую форму и передавать в оqщую
магистраль в уплотненнрм виде. Скорость передачи при этом мож1ю
приблизительно оценить как V пе р = 100 N кбит (N - количепво уплQJ>
няемых сигналов). Если объединить шину управления и шину передачи
речевого сигнала, то потребуется большая скорость передачи упщэт
ненного сигнала, кроме того, усложнится схема оконечного устройства.
При использовании децентрализованной кольцевой структуры око-
76
печные устройства могут быть унифицированными и работать автоном
но. Оконечное устройство (рис. 3) в общем случае будет состоять из
нt'скольких функциональных узлов: контроллера , узла кодера- и декоде
ра, шинного формирователя и узла мультиплексирования. Основным
у з лом является контр'оллер. Контроллер выполняет функции обработки
нринимаемьiх команд по программе и выдачи команд управления. Узел
кодера и декодера предназначен для преобразования речевых · сигналов
в цифровую форму. Шинный формирователь - для передачи _сигн9-лов
в общую магистраль и приема с'игналов из магистрали . Узел мульти
плексирования уплотняет и разуплотняет сигналы, осуществляет синх
ронизацию и преобразует сигналы для передачи их в контроллер.
Рис. 3. Электрическая схема оkонечного
устройства для кольцевой децентрали
зованной структуры БОСС
Контроллер (12] состоит из трех основных устройств: процессора,
ПЗУ и ОЗУ, интерфейсной схемы. Контроллер с использованием полу
чивших широкое распространение микропроцессорных БИС серии 580
занимает приблизительно 3 платы размером 140Х80 мм. Потребляемая
мощность 10-20 Вт (в зависимости от объема памяти). В контролле~
рах применяются логические микросхемы серии 133 (около 20 шт . ), пр.q
цессор 580ВМ80, шинный формировать 585АП16 (2-5 шт . ), интер
фейсные схемы 580ВВ55, 580ВВ51, БИС ОЗУ и ПЗУ 556РТ5, 541РУ2А ,
541РТ (количество определяется объемом программы).
Такой контроллер не имеет достаточного быстродействия для уп
равления процес с ом обмена информацией по общей магистрали. С этой .
целью используется узел мультиплексирования, в состав которого вхо
дят ИМС серий 133 и 564.
Оконечное устройспю с использовани .ем такого контроллера буде ,
располагаться на 6---'8 платах размером 140Х80 мм.
Целесообразно использовать в контроллере однокристальную мик ·
ро-ЭВМ. Применение микро-ЭВМ типа 8085 и 80С35 (фирмы Intel,
США) значительно упростит схему контроллера .
Микро-ЭВМ 8085 или 80С35 - 8 разрядная машина, имеющая по
стоянную память с организацией 1Кх8, ОЗУ - 64х8, 27 линий ввода-вы
вода, восьмиразрядный таймер, а также генератор и схему формирова
ния тактовых импульсов. При небольшом количестве управляющих сиг
налов и относительно простой программе во внутриобъектовых БОСС
микро-ЭВМ 8085 и 80С35 позволят полностью исключить платы интер
фейса и памяти, что уменьшит объем оконечного устройства на треть [2] .
Узел кодера и декодера может быть заменен аналоговой микро
ЭВМ типа 2920 фирмы In,tel [3]. Микро-ЭВМ типа 2920 имеет 8 вьiходов
-и 4 входа, которые ~огут бЬiть либо цифровыми, либо аналоговыми в
77
зависимости от указаний программы. Для сравнительно несложных
оконечных устройств микро-ЭВМ 2920 может полностью заменить конт
роллер и узел кодера и декодера (в настоящее время ведется разра
ботка аналогювой микро-ЭВМ).
Основные достоинства децентрализованной кольцевой структуры:
универсальность и идентичность по структуре схем оконечных уст
ройств, уменьшение длины линий связи между устройствами. Однако
отсутствие в настоящее время приемлемых однокристальных микро
ЭВМ ограничивает возможности данной структуры. Использование
контроллера, изготовленного на основе • процессорных серий типа 580
или 588, приводит к неоправданному увеличению габаритов аппаратов .
Так, для системы на 10 абонентов объем оконечных устройств при де
централизованной кольцевой (8-10 плат) структуре сравним с объе
мом БЦК (блока централизованной коммутации) звездообразной струк
туры, а потребляемая мощность в 3 раза больше [4]. Использование в
будущем однокристальных микро - ЭВМ позволит в некоторых случаях
применять кольцевую децентрализованную структуру. Однако в отдель
ных случаях разумно будет использовать централизованную звездооб
разную структуру, где микро - ЭВМ в оконечном аппарате будет исполь
зоваться как контроллер ввода-вывода, а управление будет осуществ с
J1ять центральный процессор.
Сопоставление кольцевой и магистральной структур ВОСС для ПО
позволяет провести оптимальный выбор системы с учетом особенностей
. функционирования
объекта.
-
ЛИТЕРАТУРА
1. Элион Г. , Элион Х. Волоконная оптика в системах связи. - М .: Мир, 1981.
2. Л а м е к ин В . Ф., Хохлов А. И . Особенности применения микропроцессоров
в АВСК. - Те х ника средств связи. Сер. ВОС, 1982, вып. !.
3. Ламе к ин В. Ф. Аналоговые мик ропроц есс оры для систем связи.
-
Радиотех-
ника, 1983, No 1.
•
4.ДовченкоН.К.,Ла;неJ<ин В. Ф.,АрсеньевВ. Г. идр. Цифровая во
локонно-оппнеская линия свюи для ПО. - Техника средств связи. Сер. ВОС, 1982,
вып. !.
. Статья
поступила в декабре 1982 года .
-
· J'·дк 521 . з17 . 74.о3
Канд. техн. наук В. Ф. Ламекин
ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Р ассматрипаются причины , ограничивающие быстродействие усилите
лей . Приводятся схемы, позволяющие реализовать высокий уровень их
пар аметров . Анализируются технологические факторы снижения быстро
действия, даются рекомендации по его повышению. Описываются схемы
разработанных ГИС БОУ и результаты исследований их параметров.
Быстродействующие операционные усилители (БОУ) значительно
улучшают электрические и конструктивные характеристики аппарату
ры, например, в многоканальных системах связи их можно применить u
фазо вых корректорах. С помощью БОУ можно достаточно uросто стро
ить мощные высоколинейные широкополосные усилители. БОУ нахо
дят применение в многоканальных цифровых волоконно - оптических ли
ниях связи в качестве входного широкополосного усилителя, в АЦП-
78
UАП - быстродействующего компаратора,
·
в кодеках - быстродейст
вующего усилителя, микро - ЭВМ- согласующего элемента и т. д . Выпус
каемые серийно БОУ имеют недостаточные для реализации этой аппа
ратуры скорость нарастания, граничные частоты по большому и мало
му сигналам. Это связано со схемотехническими, конструкторскими и
технологическими ограничениями.
Большинство ОУ построены по двухкаскадной схеме (рис. 1). • К:он _
денсатор С корр введен для частотной коррекции ОУ, цри которой обес- .
печивается устойчивая работа ОУ с замкнутой петлей обратной связи.
Рис. 1. Упрощенная схема двухкаскад
ного БОУ
Скорость _нарастания выходного напряжения ОУ определя~тся скоро
стью заряда (или разряда) , конденсатора С, orr, которая равна:
vs =~'
Скорр~
(1)
где / с - выходной ток входного каскада, причем /с~- ic (базовый ток
транзистора усилительного каскада мал и почти весь ток lc при пере
ходном процессе идет на заряд конденсатора Ci;opp)-
Поскольку ток I с
не может превысить величину f 01 тока входного каскада, который в ОУ
обычно устанавливается малым (0,1 - 0,5 мА) для получения необходи
мого входного сопротивления, то значение Vs также ограничено. Следо
вательно, небольшая величина тока входного каскада стандартного ОУ
является первой причиной ограничения быстродействия ОУ.
Для повышения быстродействия необходимо уменьшать значение
емкости С,'°РР. Однако в ОУ, изготовленных по стандартному техноло
ги 1 1ескому процессу, интегральные р-п-р транзисторы имеют низкие
частотные свойства, вносят существенный фазовый сдвиг и для обеспе
чения устойчивости усилителя при заданной глубине обратной связи не
обходимо осуществлять глубокую коррекцию, т. е. вводить значитель
ную емкость Скорр. Таким образом, низкая граничная частота и неудов
летворительная фазовая характеристика р-п-р транзисторов ОУ яв
ляются другой причиной ограничения быстродействия и полосы рабочих
частот ОУ.
Следующая причина ограничения быстродействия - недостаточная
величина динамического диапазона БОУ ( И 12 р), определяемая отно-
шением
и-
101
12р--у- ,
21
где У21 - крутизна транзисторов V1 входного каскада.
79
..
При превышении входным сигналом значения И;. 2 р входной каскад
ОУ работает в нелинейном р_ежиме, при этом увеличивается время на
растания и спада переходной характеристики ОУ, ограничивается ам
плитуда выходного сигнала на частотах f>0,01-0,1 fт, Uт - частота
единичного усиления ОУ).
.
Еще одной причиной ограничения быстродействия ОУ можно счи
тать применение в стандартном технологическом процессе изготовления
ОУ метода ИЗО.'IЯЦИИ компонентов с помощью р- п- переходов. Неизбеж
ные паразитные емкости р-п - переходов, зависящие к тому же от прило
женного напряжения и температуры, ухудшают динамические парамет
ры ОУ.
С целью уМ:еньшенйя влияния на быстродействие технологических
ограниченнй необходимо использовать диэлектрическую изоляцию эле
ментов при полупроводниковой реализации ИС БОУ и гибридно-пле
ночную технологию изготовления усилителей. Это позволяет существен
но уменьшить паразит1iые емкости изолирующих р-п - переходов. По эф
фекту повышения быстродействия оба способа примерно одинаковы,
но гибридно - пленочная: технология предоставляет большие возможности
по выбору элементов с оптимальными параметрами, поэтому ниже рас
сматриваются схемотехнические методы повышения быстродействия
применительно к гибридно - пленочной технологии. Для ОУ, имеющего
однополосную АЧХ (см . рис . 1) скорость нарастания V определяется
выражениеl\'!:
Vs = 21t/тl01 •
(2)
У21
, Из (2) следует, что значение Vs можно повысить, расширив полосу
.
I
•
е.диничного усиления fт и увеличив отношение - 0 1- = И12 р· Полоса fт
У21
.
расширяется при использовании в ОУ высокочастотных транзисторов
с граничной частотой более 500 МГц. Поскольку такие~ транзисторы до
статочно просто изготавливаются в дискретном исполнении (осо;бенно
p-iz-p тран зи сторы), то гибридно - пленочная технология изготовления
БО У практичес1ш сни м ает огранuчения по этому параметру.
Используя бескор·пусные высокочастотные активные элементы,
пассивные элементы с широким диапазоном номиналов, функциональ
ную подгонку характеристик элементов, гибридно - пленочная технология
позво л яет создать БОУ с более высокими рабочими частотами, линей
ностыо и мощностью по сравнению со стандартными полупроводнико
·в·ыми ИС [ 1]. Так, в ГИС можно применять высокочастотные дискрет
н'ые р-п-р транзисторы с граничными частотами свыше 1000 МГц и тем
сам ы м устранить · одну из причин ух у'дшения быстродействия в стандар
тных ОУ.
Гибридно-пленочная технология позволяет широко применять дру
· гие типы активных элементов, например, высокочастотные полевые тран-
101
зисторы во в х одном каскаде для увеличения отношения - - - при сох-
ранении малых велич1-i н входных токов БОУ. .
У21
Основными •способами схемотехнического повышения быстродейст
вия ОУ являются: применение модифицированных дифференциальных
усилителей, не имеющих ограничений по выходному току входного
каскада, квазилинейные · входные каскады, каскадные схемы включения
транзисторов, схемы с параллельным ВЧ-каналом, схемы с нейтрализа
цией коллекторно-базовой емкости, токовые элементы, каскадные удво-
1пели частоты, схемы с использованием положительной обратной свя-
зи [2].
80
!
:.
Поскольку БОУ различаются по принципу построения и по месту
вк"'lючения схемы коррекции АЧХ, необходимо определить блок-схему
· воу с опrгимальными возможностями по быстродействию.
Большим быстродействием обладаеr схема БОУ, где коррекция
АЧХ осуществлена с помощью э.'!ементов, включенных во второй усили
тельный каскад. Этот каскад может работать с рабочими токами боль
шого уровня, не ограничивающего при динамических перегрузка~ БОУ.
Упрощенная электрическая схема такого БОУ дана на рис. 2. БОУ име-
-Ел
Рис. 2. • Упрощенная схема БОУ
_с коррекцией во .
втором каскаде
ет два каскада усиления: входной каскад на транзисторах VI и основ
ной · усилите,11,ный каскад на транзистора~ V2, VЗ, включенных по схе
ме ОЭ-ОБ для устранения эффекта Миллера. Корректирующая емкость
Cvorr включена в высокоомной точке нагрузки второго каскада и фор
мирует вместе с сопротивлением R1 нагрузки низкочастотный полюс
АЧХ (R1 - сумма параллельно включенных выходных сопротивлений
тран з исторов VЗ, V4 •и входного сопротивления буферного каскада на
эмиттерных повторителях V5, Vб).
Второй полюс А ЧХ сформирован резисторами нагрузки Rн 1 вход
ного каскада и суммарной емкостью, в которую входят выходная ем:
кость транзисторов Vl .входного каскада, входная емкость второго кас
када и емкость монтажа. Частоту второго полюса необходимо получить
выше .•частоты единичного усиления для минимизации фазового запаз- ••
дыванпя сигнала в усилителе и реализации на БОУ режима повтори
теля, поэтому резисторы R11 1 имеют небольшую величину .
Для этой электрической схемы разработана макромодель БОУ
(рис. 3); Входной каскад моде.'lируется генератором тока И0х Y2i-t ,
•
•
U '-''
у
fo1
•
второи каскад - генератором тока R 121-2, где 21-1 = -- -
fl
•
~т
крутизна транзисторов VI, '<Рт= kT - температурный потенциал (для
q
Т=300° К, Q)т =26 мВ), У21-2 - крутизна транзисторов V2 второго кас
када. Коэффициент усиления БО}' определяется по формуле: ,
к.._ URI _
U R111 У21-2
Ивх }' 21-1 У21-2
у-
-
------
•
(3)
Uвх. Ивх( ;l + w С~орр)
Ивх(Rlнl + ''1 Cnap) (~i + w Скорр).
6-l018
Sl
Если частот_а второго полюса ro 2 :=:.
выше частоты
l
ш 1 t то -- » rоСпар (в диапазоне частот о-rот} и выражение для Kr
Rн1
упрошается:
Y2:-r У21 - 2 R,a
Ri . ·+ "'Скорр
'•
(4}
Для ffi=roт коэффициент усш1ения БОУ равен единице, поэтому ве11н
чина корректирующей емкости С,орр . определяется по формуле:
j
,.
У21-1 Yz1-2 Rю - R;
\....корр=---------
(5}
"'т
Рис. 3. Макромодель БО~ с коррекцией во втором
каскаде
Обычно R1 =20-200 кОм; У21-1 Rн1 =0,2-10; -У21-2 =20-50 мА/В и
'
- ·- « У21-1 Rн1 У21-2, поэтом у
R;
..
(6)
Тогда скорость нарастания выходного сигнала БОУ равна :·
101 "'т
-
--,
У21 .,..\
(7)
где URщ =lo1Rн,•-
наибольшее напряжение на входе второго каска
да. Пш~ученное значение V.,.
•совпадает со значением скорости нараста
ния для ОУ с коррекцией интегрирующего типа (2).
• - Д.1я режима малого сигнала схемы ОУ на рис. 1 и 2 равноценны по
динамическим параметрам. Напряжение И R,11 находится в зоне входно
го динамического диапазона второго каскада ( И Rн1 ~ 2ч,т), прираще
ния токов с9rласованной пары транзисторов равны по величине и про- ..
тивоположны по знаку, поэт?МУ потенциа.11 .точки соединения эмиттеров
транзисторов V2 не изменяется. Суммарный ток / 02 транзисторов l12
второго каскада стабилизирован на уровне:
•
101 Rн1
ИV
r
2-б•2
102 =
(8)
При переходе в режим большого сигнала, т. е, когда ИRнi> 2<rт один
из .транзисторов V2 входит в режим отсrчки, · а ток другого транзистора
l/2 продолжает расти и может достигать при передаче крутых фронтов
сиг.налоя больших значений б.r~агодаря .· дей ств ию
конденсатора . с. t
шунтирующего резистор Rэ- Этот ток, заряжающий корректирующую
емкость С, орр, существенно повышает ток 101, что позволяет получить . ·
t.:корость нарастания V8 значительно выше скорости, определенной по
формулам (2) или (7).
Еще одним достоинством схемы БОУ (см. рис" 2) является получе
ние б.пизких значений скорости нарг.стания \/ s положительного и отри
цательного перехода входного сигнала. Это достигается благодаря на•
днчию <токового зеркала» на транзисторах V4, обеспечивающего заряд
емкости С"0РР при динамических перегрузках током отрицательного нс..
точника питания.
I3 соответствии с принципами схемы рис. 2 была разработана и ис
сдедована схема БОУ-5 (рис. 4). Р~зультаты измерений динамических
характеристик БОУ, включенного с обратн о й связью, приведены в таб
дице.
Рис. 4. Электрическая пр11нц11пиа,1ьная схема быстродействующего ОУ
с коррекцией во втором каскаде
Параметр
Скорость нарастания выходного . напряже •
ния Vs , В/мкс
.
.
•.
.
Частота единичного усиления f ед, МГц
Предельная частота усиления в режиме
большого сигнала f пр, МГц .
Коэффициент передачи
K=IO j К=2 1 I<=J
1300
1500
200
200
11,0
6,5
750
100
4,5
Производились также измерения шумовых характеристик усилите
ля для различной глубины ОС. При работе БОУ с наибольшей глубиной
ОС, т. е. в режиме повторителя, уровень шума, приведенный ко входу,
составил 125-126 дБ в полосе телефонного канала .
Из данных таблиuы видно, что предельная частота усиления боль- .
шого сигны1а при .работе БОУ в режиме повторителя недостаточна.
Это объясняется влиянием нелинейности усилительных ю1скадов в ре
жиме большого сигнала на напряжение смещения, которое значитель-
.но
возрастает (до нескольких вольт), при этом . выходное напряжение •
ограничивается.
Для устранения указанного недостатка разработаны схемы, в ко
торых обеспечена .rщнейность работы усилительных каскадов для всех
р ежимов. Это достигнуто увеличением токов усилительных каскадов ,
р аботаюших в режиме класса А, с использованием коррекции интегри
рующего типа. С целью получения наименьшего уровня шумов коJ1иче
ство активных элементов входного каскада сведено до минимума. Схе
">!:а входного каскада приведена на рис : -5 _
r---------o +Ел
+
Рис. 5. Схема входного каска
.да
БОУ
В качестве источника тока использован генератор тока на транзи
сторах V2 - 1, V2- ~2 . Особенность этой схемы ГТ в том, что ток /о поч
ти не зависит от напряжения питания схемы , а трf1нзистор гене.Ратора
тока не переходит в режим Ii_асыщения, если его коллекторное напря
жение становится малым :
/ 0 = Ибз2/R2;.:::: 0,6/R2 [В/кОм),
т ак к.ак каскад охвачен стопроцентной отрицательной обратной связью .
Нагрузкой первого каскада является резистор R5 и gходное сопро
тивление транзисторов VЗ , V5 второго каскада (рис. 6). Для повыше
ния частоты высокочастотного полюса первого каскада (частоту втора-
• ro полюса желательно получить выше частоты единичного усиления fт
.-------....--------t--~+E,,
V.f
cz
Р ис. 6. Электрическая схема второго каскада БОУ
•34
д.1я минимизации фазового запаздывания сигнала в БОУ) и понижениs-,
частоты низкочастотного полюса второго каскада включена корректиру
ющая емкость С ,орр (метод коррекции разне~ением по.т~юсов) [3].
Так, путем параллельного подключения к коллекторному переходу
транзистора V5 небольшой емкости коррекции удалось значительно
разнести полюс;ы Sl и S2 друг от друга и повысить устойчивость БОУ.
Для количественной оценки влияния корректирующей емкости по
строена макромодель схемы второго каскада (рис. 7).
с
лf
r--.-~--~-i~.--------oUZ
Тl! R2 С!
С2 f.2
Рис. 7. Макромоде.JJь второго каскада БОУ
С целью упрощения записи входным элементам присвоим индек
сw 1, а выходным ~ 2, емкость С корр обозначим без индексов С, а
крутизну каскада - q . Доминирующий полюс с корректирующим кон
денсатором емкостью 2 пФ_ равен:
1
S1=---
-------
•700Гц
ii:IR'2gC
JQ5.JQ<-67-I0- 3
-2-J0-12
ча(;:тота излома
(
/1=~• 100 =111Гц.
21t
6,28
,
Второй полюс находим по формуле:
S2 = ___g _c__
_
С!С2+С(CI+С2)
10· 10-2
•
10,10-
12
+2-10-1i (10 +!О)·10-1
~
= 95,7 МГц.
Откуда частота
f
S2
95 ,7
1-2МГ
2=-- =--= о,
Ц.
21t
6,28
Полюсы удаляются друг от · друга (расщепляются), обеспечивая луч
шую устойчивость ОУ.. .
Применение коррекции с помощь_ю RC - цепочки (см. рис. 6),
включенной нг. выходе входного дифференциального каскада, позволя
ет получить устойчивую работу БОУ при сохранении высоких значений
скорости нарастания V s~ Основное назначение RC коррекции - сни
жение усиления -входного каскада на высоких частотах без дополни
тельного фазового сдвига и повышение частоты второго полюса АЧХ,
образованного действием резистора нагрузки входного каскада RS и
суммарной емкостью на выходе этого каскада.
В результате лабораторных исследований БОУ получены следую
щие параметры: скорость нарастания Vs = 1300 В/мкс (передний фронт
импу.1Jьса), Vs =600 В/мкс (задний фронт импульса); частота единич
ного усиления f ед = 100 МГц (при нагрузке Rн = 150 Ом); . предельная
частота в режиме большого сигнала j пр = 12 МГц при Ивых =5 В (на
грузка Rн = 150 Ом); приведенный ко входу уровень шума в полосе ТЧ .
Рш. В:< = 0,2 мкВ.
.
.
·
_
..
.
85
ВОУ сохранял устойчивость при ие;пытании в режиме повторите.'Jю
н подаче сигнала на неинвертирующий вход.
Полная электрическая схема БОУ приведена на рис: 8. Первый
каскад построен по дифференuиальной схеме с генератором тока на
транзисторах VI, V2. величина которого определяется сопротивление!i
резистора 172. Резистор R4 задает режимный ток через транзистор,
Рис. 8. Э.1ектрическая принципиальная схема БОУ с миними
зированной 1шнфиrурацией
V 2--2. Резисторы обратной связи R1, RЗ обеспечивают увеличение ско
рости отклика большого сигнала V.i: за счет снижения крутизны тран
зисторов Vl и увеличении тока 10 при сохранении заданной устойчиво
сти БОУ.
Vs max = 27t/eJ. .!.!2.. ,
.
s
где
Нагрузкой первого каск·ада является резистор R5 и входное сопро
. тивление
промежуточного каскада, выполненного на 9иполярных тран-
зисторах VЗ и V5, включенных по схеме с ОЭ.
.
Резистор R6 определяет режим по постоянному току транзистора
. VЗ.
Конденсатор С2 осуществляет коррекцию АЧХ в области высших
частот. Генератор тока, построенный на транзисторе V4, определяет ве
личину тока через промежуточный каскад. Выходной каскад работает
в режиме класса АВ на транзисторах V 6-2, V 7-2 с цепью базового
смещения на транзисторах. V 6-1, V 7-2 в диодном включении. Транзи
сторы Vб-1, V 7-1 согласованы с V 6-2, V 7-2. Резисторы R7, RB оп
ределяют режи:М по постоянному току транзисторов Vб-2, V7-2. Кон
денса-тор сз служит для разf\qзки по цепи питания .•
Применение БОУ в волоконно-оптических линиях связи, кабельном
телевидении. многоканальных проводных системах связи, акrивных RC·
фильтрах, быстродействующих АЦП и ЦАП, усилителях мощности, ана
Jюговых вычислительных устройствах позволяет улучшить параt\'fетра
этих систем и блоков, например, увеличить взаимное затухание _ сигна•
fб
.лов между каналами за счет повышения линейности применяемых усн-
. .лнте лей,
расширить полосу пропусю: ния и увеличить соотношение сиг
нал/шум , т. е . уве"1ичить ЧИС;10 каналов воле при использовании БОУ
в пр,1емниках оп тических сигналов. При использовании БОУ ·в качестве
компаратора повышается быстродействие АЦП и ЦАП при использо
вании его в цепях отрицательной обратной связи (ООС по огибающей ·
у меньшает уровень нелинейных искажений усилителей мощности в сис
темах с амплитудной и однополосной модуляцией). По ориентировоч
ным оценкам потребителей · воу применение его уменьшает габариты
соотв етствующих блоков аппаратуры в 2-3 раза, массу
-
на порядок,
-что в совокупности с улучшением технических характеристик апhара-
-гуры дает большой экономический эффект .
ЛИТЕРАТУРА
1. Л а м е к ин В. Ф. Быстродействующие операционные усилители. - Техника
,средств связи. Сер . ТПС, 1979, вып. 11 (44).
,
• ~ Л а м е к и н В. Ф. Широкополосные интегральные уси,штели. - М.: Сов. радио,
1980.
•
·
.
•
•
· з. Ламекин В. Ф., Шац С. Я ., Май б о рода А. Н. Элементы теории опера
иионных усилите.лей . Часть _ 1. -
Зарубежная ра диоэлектроника, 1977, INo 9.
Статья поступила в марте 1983 года
УДК 621.391 .03 7
Канд. техн. наук Э. А. Засовю1,
канд. техн. наук А. К. Захаренко, Е. В. Кулаков ,
канд . физ.-мат. наук В. А. Сычуrоь
ВЫБОР ОПТИМАЛЬНОГО СПЕКТРАЛЬНОГО ДИАПАЗОНА И РЕЖИМА
РАБОТЫ ССС ПО КРИТЕРИЮ НАИМЕНЬШИХ ЗАТРАТ ЭНЕРГИИ
НА ПЕРЕДАЧУ ИНФОРМАЦИИ
.Теоретически исследуется влияние квантовых эффектов на затраты
энеrrюi при передаче информации в системах световодной связи. Приво
дятся результаты расчетов.
Использование преимуществ оптического диапазона электромагнит
ных излучений для передачи информации связано не только с решени
ем ряда сложных технических задач, но и требует разработки теории
оптимального постооения ССС.
Настоящая работа посвящена определению спектрального диапазо
на и режима работы одномодовой ССС, при которых достигаются наи
меньшие затраты энергии на передачу единицы информации . В связи
с ограничениями на среднюю мощность генераторов излучения и на от
носительно большие потери в каналах связи уменьшение затрат энер
гии на передачу информации чрезвычайно важно как с точки зрения
увеличения расстояния между ретрансляторами, так и с точки зрения
уменьшения энергопотребления передающих модулей.
При разработке оптических систем связи принципиально важными
оказываются квантовые ограничения, определяемые фундаментальны
ми соотношениями квантовой механики: соотношением Планка и прин
ципом неопределенности. В связи с этим применение классической тео
рии передачи сигналов к анализу оптических систем связи приводит к
ошибкам в оценках их возможностей . Квантовым эффектам в теории
•87
передачи информации посвящены работы [1-6], в которых получен це
лый Dяд важных выводов.
В работе [5] получено выражение, учитывающее квантовые ограни
чения для предельной информационной емкости волны, распространя
ющейся без дисперсии по одномодовому каналу передачи. Для смеси
сиrна.,а, имеющего среднюю мощность Ре, и аддитивного белого шума
со средней мощностью Рш информационная емкость волны имеет вид
С=д/lоrт.(1+ Ре ) .J_ Рс+Рш log. (1 ' hfдf 'j-
"'" \
.
Pw+hfдf '
hf.
2
1 Рс+Рш 1
-~ lo •·(t.l.. hfд/ )
hf g_
'-
Рш .'
(1)
где f- частота излучения, Гц;
Лf - полоса •! астот канала, Гц;
lz =-= 6,6·1О- 34 Дж•с- постоянная Планка.
Для канала без потерь средняя величина затрат энергии на переда
чу единицы информации ()Пределяется соотношением Ре /С. В связи со
сложнос~ю выражения (1) определение минимума функции Ре/С це
лесообразнее провести, анализируя обратное соотношение С/Ре . Для
этоrо рассмотрим характер изменения функции С от мощности сигнала
Ре, который определяется производной
(
•hfд/)
·
дС log2 1+ Ре+ Рш
--=.
hf
(2)
Из анализа выражения (2) следУ.еТ, что скорость роста информаци-
.
дС
•
оннои емкости волны - . -
принимает максимальное значение при
дРс
.
Ре =0, мало меняется при мощности. сигнала меньшей мощности шума,
и ассимптотически стремится к нулю при неограниченном росте мощно
сти сигнала. Отсюда следует,. что величина информационной емкости
волны равняется О npiI нулевой мощности сигнала, растет пропорцио
нально Рс при мощности сигнаJ1а существенно меньшей мощности .шу-
-·
ма, а при дальнейшем увеличении мошноспf сигнала приобретает ха
рактер логарифмической функции. Из такого характера зависимости
информационной е~1кости волны следует, . что величина С/Р с макси
мальна и маJю ме1!яется в диапазоне мощностей сиrна.,а
(3)
Поэтому мюu1мальные затраты энергии на передачу единицы информа
ции {.! .s. . ') • моrут быть достигнуты _при средней мощности сигнала
\с
>11111
меньшей средней мощности шума.
•При ~·ыr.олнении (3) выражение (1) для информационной емко
сти В!.мны принимает вид:
С=
Pc1f.
(Pw + hfд/)ln2
Ре
-------
(Gш+h/)ln2'
(4)
.
где спектральная плотность белого шума Gш определяется соотношени
ем Ош · = Pi:!Лf. Тогда из (4) получаем выражение для минимума зат
рат энергии на передачу единицы информации
(5)
88
Величина этого минимума зависит как от спектральной плотности шу
ма, так и от частоты излучения.
В ССС минимальная мощность шума определяется мощностью шу
мов фотоприемного устройства, которая в свою очередь о п ределяется
фоном излучения абсолютно черного тела, находящегося при одинако
вой с фотоприем1:i'иком температуре. Спектральная плотность излучения
в одной моде черного тела определяется соотношением [7]
Ф = hf!(eh'tкт - 1),
(6)
где К = 1,38· 10-23 Джiград - постоянная Больцмана,
Т -- абсолютная температура, 0 К.
В радио- и СВЧ -диапазонах hf/KT « 1 и минимальная спектральная
плотность шума равняется КТ. В этом случае минимальные затраты
энергии на передачу единицы информации не зависят от частоты излу
чения и определяются классическим пределом, равным КТ ln2 [8] . На
рис. 1 приведена зависимость минимальных затрат энергии на передачу
единицы информации от длины волны излучения для спектральной
плотности шума, определяемой спектральной плотностью излучения
черного тела, находящегося при температуре 300 °К. Как видно из
рис. 1, в оптическом диапазоне, начиная с длины волны 50 мкм, затра
ты энергии растут пропорционально частоте излучения .
Рис. 1. Затраты энергии н а передачу
единицы информации для излучения за
данной дли н ы волны . Пред п олагается,
что шум определяется фоном излучения
черного тела с температурой 300 °К
Pjc, дж/&
/0-ZO ~
ш-21_'-:l--:----:':-'____J_. -- __[-.,,--......JL,---~ __ _j
о,!
ro 10z ''О,J 1;v'•
J-
'
"
!О ),,мкм
Услови·е О<Р с « Рш, при котором достигаются наименьшие за-
траты энергии на передачу информации, с учетом выражения (4) пре
образуется к виду
(7)
В частном случае, для спектральной плотности шума, определяемой вы
ражением (6), условие (7) принимает вид :
д/ » ehffкт ln 2,
(8)
которое в радио - и СВЧ-диапазонах переходит в известное классичес
кое условие Лf 5) С ln2 [8].
Выражение (8) может быть преобразовано к виду:
дf
f
1
С«--. h'/KT .--,
(9)
f
е·
lп2
которое определяет максимальную информационную емкость волны
СмаЕс, при которой могут быть достигнуты минимальные затраты энер-
89
..
•.
С
О1д/
·f
г н и. На рис. 2 приведена зависимость функции w.акс = , /
·
ehffl{ T .,
от длины волны и з лучения для ряда з начений Лf/f . Из рис. 2 видно,что ми
нимальные затраты энергии для скорости передачи 1 Мбит/с можно обес~
печить только на длинах волн больших 5 мкм. С этой точки зрения . ис~
пользуемый в настоящее время для ССС диапазон длин волн 0,6+
+ I ,6 мкм не являе-~.:я uнтимальным и этим фактом, в частности; оцре-:
делен интерес, проявлнемы.й к волоконным световодам и элементам
интегральной оптиJ<и, работающим в средне-м и дальнем ИК диапазо
нах [9, 10] .
.
Смаке,ьит/r:
10"
!010
!07
/06L___ _ ,L _lJL_l __
-1⁄2 _ --- -' -;,--'-c;:----' -s . -?':-~
О,! 1 !О /0 2 /0.J !О* !О" 5л,мкм
Рис. 2. ма ·ксимальная информацион
ная емкость волны при минимальных
затратах энергии на передачу ед инн- •
цы информации для излучения за--
данной длины волны
Максимум функции fjehfl l<T достигается на длине волны л=hС / КТ
равной 40 и 70 мкм при температуре +8О 0 С и -6О 0 С соответстве_нно .
Расчеты пока з ывают , что в этом диапазоне длин волн .для полось~ ча.-:.
стот канала равной 109 Гц может быть достигнута скорость передачи
информации, ра,вная 1_00 Мбит/с при мощности .передатчика 10- 2 Вт.
Таким обра з ом, в оптическом диапазоне величина минимума затрат
эн ергии на передачу информации растет. пропорционально частоте излу
чения. Более предпочтительным с точки зрения дости .жения минималь
ных затрат . энергии на передачу информации является диапазон длин
волн 40+ 70 мкм . Кроме того, для уменьшения затрат энергии на пере
дачу информации система связи должна быть выполнена так, чтобы
средняя мощность сигнала была существенно меньше средней мощно~
сти шума.
ЛИТЕРАТУРА
1. S t е r n Т. Е. IRE International Convention Record, N. У., 19:60, part.· 4.
2. S t е r n Т. Е. IRE Trans. Inform ation Theory, !Т-6, 1960, р. 435.
3. L а s h е r G. J . Advances in Fiantum Electronics, Ca.lumbla Univ . Press., N. У.,
196!, р . 520.
4. Рос с М. Лазерные приемники. Пер . с англ. под ред. А. В. Иевского. - М:. ~ ·
Мир, 1969 . -
520 с.
5.GоrdоnТ.Р.Рrос.IRE,1962, v. 50,р.1898-1999.
6. Лебедев Д. С., Левитин Л . Б . Докл. АН СССР, 1963, т. 149, No 6.
с 1299- 1302.
-
7. Лоу дон Р. Квантовая теория света . Пер . с англ. под ред . проф. Г. В . Скрот-
ского . - М.: Мир, 1976. -
488 с.
•'
8. И г н ат о в В. А. Теория информации и передачи сигналов. - М.: Сов. радио,.
1979. -
203 с.
9. Д и а н о в Е. М. Волоконные световоды среднего ИК диапазона. Изв. вузов мв.
и ССО СССР. - Радиоэлектроника, 1983, т . 26, No 5, с. 27-35.
10. Тер и ч ев В . Ф. Элементы интегральной оптики среднего ИК диапазона. Изв ..
вузов МВ и ССО СССР. - Радиоэлектроника, 1983, т. 26, No 5, с. 53 - 56 .
Статья поступила в августе 1983 гоdа,. •
90
ъ·д1,· 621.378.
С. А. Дмитриев, Н. И. Ефремов,
Г. А. Ефремова, В. П. Скиба
•• МЕТОДЫ СОЕДИНЕНИЯ ОДНОМОДОВЫХ ВОЛОКОННЫХ СВЕТОВОДОВ
И КАНАЛЬНЫХ ИНТЕГРАЛЬНО-ОПТИЧЕСКЙХ ВОЛНОВОДОВ
(СОВРЕМЕННОЕ СОСТОЯНИЕ И ОСНОВНЫЕ ДОСТИЖЕНИЯ) ..
Рассматриваются р азличные методы соединения одномодовых волокон
ных световодов и канальных интегрально - оптических волноводов. Приве
дена классифика ц ия ме т одов по способу передачи энергии. Показаны
• преимущества
и недостатки указанных способов согласова н ия; а также
дан ряд рекомендаций по выбору того или иного метода соединения, в за
висимости от конкретных условий стыковки.
Успехи в разработке одномодовых волоконных световодов (ОВС)
р-4]и устройств интегральной оптики позволяют в ближайш_ем буду
щем перейти к разработке световодных систем связи с использованием
этих элементов. Несомненным достоинством ОВС, наряду с · широкопо
лосностью, является возможность их сопряжения с интегрально - оптиче
скими устрой~твами. Теоретически оптический сигнал из волоконного
световода (ВС) может быть передан в одномодовый канальный интег
рально-оптический волновод (ИОВ) или наоборот с эффективностью,
близ1юй к 100 %. Однако практическое осуществление высокоэффектив
ного согласования в настоящее время затруднено из-за сложносттт его
технической реализации.
_
Существующие методы соединения ОВС и канальных ИОВ можно
классифицировать по способу передачи энергии. Это метод соединения
с помощью туннельного возбуждения, когда ВС освобождается от обо
лочки и накладывается на ИОВ, и метод прямого возбуждения, при
котором оба световода соединяются . встык, и световая энергия, выходя
щая из торца одного из них, входит в- другой непосредственно через то- -
рец.
Подробная классификация методов соединения представлена на рис. 1. •
В случае метода туннельного возбуждения связь между двумя со
седними параллельными _ световодами осущест.вляется через экспонен
ц и о л ьно затухающие поля в общей среде. Экспоненциальная · зависи
мо ст ь полей мод в области свя з и оз н ачает, что энергия передается с
пом о щью туннельного эффекта. Эт а п ередача б удет наиболее полной,
когда фазы возбуждающей и возб у ждаемой мод согласованы . Данный
метод не требует точной юстировки световодов друг относительно дру
га, та1< как фазовое взаимоде й ствие о существимо на расстоянии до
100л (л - длина волны излучения). Этот способ наиболее эффективен
для дв ух световодов с близкими з начени пм и показателей преломлени я
(ПП). Однако на практике для сл учая ОВС-ИОВ сам ОВС создает
определенные трудности для осуществления такой связи .
_
Во-первых, эффективное соединение ОВС-ИОВ-ОВС воз м ожно
тол ь ко при поперечном ограничении пол я ИОВ до размеров, бли з ких к
размерам сердцевины волокна. В р езультате становится . необходимой
кан а льная структура ИОВ. Небольшие разм е ры сердцевины ОВС дела
ют критичным совмещение ее с канальной структурой. Во-вторых, серд
цевина ВС защищена толстой покровной оболочкой и ее необходимо
уд а лить. В-третьих,. ОВС с низкими потерями изготавливаются из квар
цевого стекла, а так как показатель преломления кварцевого стекла ра
вен n= 1,46, что существенно меньше, . чем ПП у большинства материа
лов, используемых в интегральной оптике (особенно активных и электs
роьптических , таких как LiNbOз с п =2,2, ZnO с n= 2, соеди.нения
AIГI в v с п""' 5,5), :го возникает проблема устра_нения «утечки мод»,
91
Когда ПП подложки, на которой изготавливается ИОВ, выше ПП ОВС~
то будет происходить утечка энергии в подложжу, вызванная фазовым
согласованием мод подложки и мод ВС. Если это нежелательное взаи
модействие будет доминировать, то получение высокоэффективного сог
ласования невозможно, поэтому в большинстве случаев на ИОВ необхо
димо накладывать специальную структуру для подавления модовой
утечки. Подобная структура представлена на рис. 2 [5].
-- - Метооы
соеоинения ОВС
Лрямое
tJозо11жоение ◄
5ез согласующих
!/Cmpo!.lcmff
Дщрракционная
решетка
МикроюстироОка
V._о!Jразнш1
канаОка ff. 'i i
пepe!JepH!jmЫLL
л?JLLC!aЛ/1 LiNb03
Скошенный
край
Исполь.т!Jание
перехоi!ного
tJолокна
без O[jфf!/JHOZO
слоя
Скошенное
!Jолокно
!fез применения
перехоrlного
Jолокна
1----------- ·------·1
V-OOjJfJЗ!l(ffr
кана Ока/!! i./VbOJ
ионное траJление
ПоtJер.тостнон I ОЬьемная
_с____
--~t.=-= -.~===::..=
-= -= _.:1.c.-= -= -=~---= --= --= --=
--=-=
- - =-=-=_r::.....=-=-=-=-=
--- -- ;:::::::===·- -=-:1. _ ___
Голограмма, _j
Фокон
PtJoop
Ми кролиюа,
селrрок
КОК !J)OK[jt'Uf}f/IOЩlLl.i
JЛCMCHffl
Рис. 1. К:лассификация методов соединения ОВС и канального интегрально
оптического волновода
Рис. 2. Структура устройства для сое
динения двух вол н оводов с сильно раз
личающимися показателями преломле -
ния:
D - ИОВ с высок и м ПП (диффузион
ный волновод в LiNb03); В - буферныи
слой с низким ПП (Si02); L - слой,
под н имающий моду, с высоким ПП
(NЬ205 ); С - скошенный волновод с
низким ПП (силикат бария); W -све-
товод с низким ПП (возможно волокно)
Несмотря на большое количество методов и конструкций, описан
ных в работах различных авторов [6-8], использующих связь через тун
нельное взаимодействие, затруднительно выбрать надежный, высоко
эффективный и универсальный вариант. Этим объясняется заметно ос
лабевший интерес к устройствам согласования данного типа.
В [9] авторы делают попытку избавиться от большинства трудно
стей, сохранив преимущества, присущие методам туннельного возбужде
ния. Для согласования полей ОВС с ИОВ и устранения эффекта
«утечки мод» в подложку, использовался ОВС не круглой, а прямо
угольной формы, который помещался на световод, имеющий низкий ПП
92
(рис. 3). Этот промежуточный световод накладывался на канальный
ИОВ, край у которого скошен. Между ними предварительно наносился
слой с низким ПП, действующий как туннелирующая область . Ряд мо
дификаций данной конструкции дал эффективность соединения 70 %.
С целью снижения: потерь, вызванных различием полей ОВС и
ИОВ , предлагается использовать промежуточный световод, подверг
шийся термической деформации [7]. Схема соединения представлена
на рис. 4. Форма сердцевины световода структурно приближена к фор
ме канального ИОВ. Деформированный световод у,крепляется снаружи
и собирает энергию из скошенного канального ИОВ, а затем передает
ее из прямоугольного в круглый переходный световод. Однако следует
заметить, что эффективность этого метода не превышала 75% во всех
случаях, а наличие технологических трудностей ограничило его широ
кое применение.
а)
Прямоугольное dолокно
с5'ПR(п9J
llрнмоуголшое /Jолокно
СIШJКШ1 ПП(lls}
о)
Рис. 3. Схема соединения ОВС и ка
нального волновода с использованием
промежуточного волокна прямоугольно-
го профиля .
а) Общий вид соединения:
1- полосковый ИОВ; 2- туннелирую
щий слой; 3 - наложенный составной
пря м оугольный ВС; 4 - подложка
6) Поп еречное сечение наложенного во
локонного световода
а)
/т------ - о
•
//
j'/
~-
-
о)
Рис. 4. Соединение ОВС и канально
го волновода с использованием де
формированного · волоконного свето- _
вода:
а) Общий вид; 6) Деформированный
промежуточный ВС
Наибольшее количество работ по созданию надежного соединения
ОВС и канального ИОВ относятся к соединению встык (метод прямо
го возбуждения). Эффективность согласования встык определяется сте
пенью различия в распределении полей, геометрическим рассогласова
нием, а также величиной потерь при отражении от торцев.' В общем
случае выражение для эффективности согласования, учитывающее раз
личие в распределении полей, имеет следующий -вид:
1_I о/1 о/; dx 12
К=--~--~--
а,
а,
(1)
sо/1 t': dx sо/2 о/; dх
- о:,
-оо
• где 'Ф1 и ,Р2 - поля ИОВ и ВС, соответственно.
93
Существуют различные выражения для аппроксимации поля вол
новода. Так, например, поле диффузионных волноводов, получивших
широкое применение в современных интегрально-оптических устройст
вах, можно аппроксимировать с помощью выражения, полученного для
тонкой бесконечной пленки, показатель цреломления которой изменяет~
ся по закону:
п(х)=n0+дпехр~- 1 х 1/d).
где по - пО1казатель преломления подложки;
Лп - изменение показателя преломления волновода по глубине;
d - толщина волновода.
Выражение для поля имеет вид:
ЧJ = fp[2 Vexp(- 1х 1/2d)\
где I Р -- функция Бесселя порядка р;
V=Kd(nf- n6)'1
';
n1 - показатель преломления при х= О.
(2)
(3)
(4)
В ряде случаев распределение поля волновода аппроксимируется
прямоугольными Гауссовыми модами. Зная параметры прямоугольной
Гауссовой моды, определяют эффективность согласования ОВС и ИОВ,
считая при этом, что моды ОВС являются также Гауссовыми:
[( wх
а !(,., у
а )]-1
К-.:::.:4 -+ -
-
+-
а
"'х,.а
"'у
(5)
где а - диаметр сердцевины волокна;
Wx и wy - параметры прямоугольной Гауссовой моды.
,
Различие в распределении полей является наиболее труд'нопреодо
лимым препятствием для обеспечения вь~сqкоэффективно-го согласова
ния канального волновода и волоконного световода . •(Iоэ"тому в настоя
щее вре~1я наиболее а~п уал ьной является задача создания такого тех
нологического лроцесс а , к от орый бы обеспечивал производство ИОВ ,с
заданными параметрами. Существует ряд работ, в которых исследует
ся завис имость профиля ближнего поля ИОВ (Ti - диффузионного
волновода в LiNbO3 ) от параметров диффузии, от кристаллографиче
ской ориентации I<ристалла LiNbO 3 [ 1О, 11]. Наиболее подходя,
щим фактором контроля за волноводными параметрами явля•
ется температура диффузии. На рис. 5 представлены расчетные резуль-_
таты потерь при ст ы ковке канального диффузионного волновода ши
риной 8 мкм в LiNЬOз У и Z ориентации с ОВС, имеющим сердцевину
диа ме тром 7 мкм [ 11]. Потери при стыковке для волновода с Z ориен~
тацией при смещении в вертикальном направлнии велики и сильно за
висят от тем лер-атуры диффузии. Потери, вызванные смещением в гори~
зонтальной плоскости малы и составляют 0,3--0,5 дБ для всех темпе"
ратур диффузии . Таким образом, на общие потери при стыковке наи-
большее влияние оказыв ает вертикальное несоответствие профилей
ближнего поля ВС и ЙОВ. Минимальные потери при стыковке достига
лись при температуре диффузии 1050°С. В отличие от образцов Z ориен
тации для образцов, ориентированных в направлении У, потери при
стыковке J:\астут с увеличени~м температуры диффузии. В данном слу
чае определяющими являются потери, возникающие при горизонталь
ной разъюстировке. Наименьшие потери достигаются при Т = l000°C.
Разный характер зависимости потерь при ст_ыковке от температуры про
ведения диффузии для образцов Z и У ориентаций вызван различием.
94
в процессах боковой диффузии, протекающих в них. Измеренные значе-
11ия потерь при стыковке хорошо согласуются с расчетными. Опыты
проводились с одинаковым результатом, как для соединения ОВС
ИОВ, так и для соединения ИОВ-ОВС.
Z плоскосm6
ТЕ мotla
У плоскост11
ТЕ моi!а
975' !ООО 1025 !OfO Тfшр • !ООО 702S !050 !015 Тt1шр
Рис. 5. Зависимость потерь при стыковке одномодового волокна
с диффузионным волноводом от температуры проведения про
цесса диффузии при изготовлении волн о вода:
О - потери, вызванные разъюстировкой в горизонтальном на
nр.авлении; О - потери, вызванные разъюстировкой в верти
I<альном направлении; 8 - общие потери при стыковке
Потери на отражение от торцев могут быть достатuчно ':'очно опре
делены по формуле Френеля:
(6)
где п 1 и п 2 - значения ПП соответствующих вол .новодов.
Френелевские потери могут быть значительно уменьшены при исполь
зовании иммерсионной среды, имеющей промежуточный ПП.
Эффективность стыковки при торцевом соединении сильно зависит
от точности юстировки сердцевины ОВС по отношению к канальному
ИОВ. Причем допуска на точность совмещения различны в горизон
тальном, вертикальном и продольном направлениях. Было исследова
но влияние углового смещения между канальным ИОВ и ОВС. величи
ны зазора между ними и их несоосности на потери при стыковке [ 12,
13]. Результаты цсследований представлены на рис. 6. Из этого рисун
ка видно, что наиболее критичной является настройка в плоскости, па
раллельной торцам. Расстояние между точками, где эффективность сое
динения уменьшается в е раз, в случае смещения по оси Z равно
5,2 мкм, а по оси У - 6,4 мкм [ 13]. Точность совмещения по оси z·: ока
зывается более критичной, чем по оси У. Это происходит в результате
различия профилей ближнего поля вдоль направлений Z и У. Допуск
на смещение в направлении Х при наличии в зазоре иммерсионной жид
кости максимален и равен 120 мкм. Что касается зависимости эффек
тивности стыковки от угловых смещений, наиболее критичной является
настройка по углу в плоскости канального волновода. Допуск на угло
вое смещение в этой плоскости равен 7,5°. Представленные результаты
не учитывают отражение света от торцов волноводов.
При соединении ОВС и ИОВ встык необходимо учитывать два фак- 1
тора:1 технологичность стыконки и величину вносимых потерь. Обеспе
чить минимальные вносимые потери удается при индивидуальной юсти
ровке ОВС относительно ИОВ. Для достижения оптимальных условий
95
<О
о,
у
tz
~(о) )0,8[
0,б
j\,
\
/
l
/
\
\
rz
0,8
О,ч
z
0,4
/
о.;~
/
\
/
\
/
\
/
\
/
/
'
:.., 1
11111'1
-б -4
-
2о2'(.С(
о
-6
-4
-2
02f/JO
. !/гло!lое
смещение t1 плоскости
перле/lliuкулярной плоскости НОВ
УглоОое смещение /J плоскости НОВ
\
\
\
\
:-..
'-
·~
..... ..
_.._. ___
1
..L
-
5О5!О!f20-б-4
-2О24б8
JO !00 i:iO 200 2.50 300
Точность со[}мещенuя по оси У, мкм
Точность со{fиещения по оси Z, мкм Jorr11ocл7,, i·oiJмcЩl!!iUЛ пс, octi Х, мкн
Рис. 6. Зависимость эффективности стыковки ИОВ с ВС от их смещения друг относительно друга:
--
--
-по данным [12]; - - - - по данным [13]
связ1:1 необходимо, чтобы центр сердцевины световода совмещался с
геометрическим центром торцевой поверхности канального ИОВ. Обе
сцечиц, это условие можно с помощью жестко закрепленного эксцент-
. р»ческого
устройства стыковки [ 14] (рис. 7). ОВС закрепляется в ме
таллическом капилляре, который в свою очередь помещается в полую
трубку 2. Капилляр 4 и трубка 2 м9гут свободно вращаться в корпусе
3. При вращении трубки центр ОВС может двигаться по окружности
ралuуса r1. При вращении капилляра конец ОВС движется по окруж
ности радиуса r2 вокруг центра, .пежащего на первой окружности
(рис. 7 6). В результате центр ОВС может двигаться по площади, за
щтрихованной на рис. 7 в. Если канальный ИОВ находится в этой обла
сти , то юстировка проводится простым вращением трубки и капилляра.
После юстировки трубка и капилляр закрепляются в своих положениях
во избежание дальнейшего вращения.
Рис. 7. Жестко закрепленное экс
центрическое устройство стыковки
ВС с полосковым ИОВ:
а) Общий вид соединения:
1 - полосковый ИОВ; 2 - полая
труб1< а; 3 - корпус; 4 - металли-
ческий капилляр; 5 - ВС;
6) Движение це нтра сердцевины
ВС при вращении трубки и капил
ляра; в) Площадь, по которой
движется центр ОВС
В другом случае ОВС и ИОВ помещали в металлическом корпусе
и достигали оптимальной связи с помощью микроманипуляторов [ 12].
После юст иров ки корпус залив J лся жидкой пластмассой. С помощью
подстроечных винтов можно устранить рассогласование, внесенное за
время заливки корпуса. Полные оптические потери такого соединения
после подсоедин ен ия световода с диаметром сердцевины 8 мкм к Ti -
диффузионному волноводу в LiNЬO3 с шириной 4 мкм и длиной 8 мкм
составщ1ют 3 дБ.
Однако прим ене ние подобных юстировочных устройств дорогостоя
ще, нетехнологично, а такж е прин ципиально ограничено в случае сты
ковки нескольких ОВС с несколькими канальными ИОВ, расположен
ными на одной подложке.
Применение направляющих V-образных канавок устраняет пере
численные выше недостатки, однако величина вносимых при этом потерь
возрастает. ВС точно фиксируется по отношению к ИОВ с помощью
V-образной канавки, полученной кристаллографическим травлением.
При этом центр сердцевины волокна располагается точно на пов е рхно
сти. подложки, на которой изготавливается ИОВ [ 15]. Таким образом
довольно просто достигается угловая и вертикальная установка волок
на. В [ 15) описана :технология изготовления ~канавок и методика расче-
7-1018
•
97
т::; u.шрины окна в слое Si02 для получения необходимой ширины канав
ки. Расположение ВС в канавке не зависит столь критично от времени;
травления . Перетрав просто углубит канавку, не меняя ее ширины .
В.. результате точность совмещения сердцевины световода и волновода
равна ± 1 мкм. При подобном типе связи на подложке одновременно с
канавкой можно изготовить и интегрально-оптический волновод. Этот
тип соединения предлагается использовать, где необходимы компа•кт
нuсть , невысокая точность юстировки и низкая стоимость получаемurо
прибора .
Н резуJJьтате дальнейшей проработки описанного метода предлага
ется использовать ту же превентивно вытравленную V-образную канав
ку в Si для поддержки световода, который вводит свет в каналь
ный волновод {16]. Тонкопленочный волновод создавался на тер
мически выращенном слое Si02 методом осаждения из раствора. Тер
мическим выращиванием получают слой Si02 с очень ровной поверх
ностью, что в свою очередь позволяет получить волноводы с низкими
пuтерями. Толщина слоя Si02 была достаточно большой ( 1 мкм) для
того, чтобы минимизировать утечки световой энергии в подложку . Непо
средственный контакт световода и волновода создавался во время из
гс,товления волновода.
Для того, чтобы получить возможность использовать волноводы не
только в кремнии, но и в других подложках (например, Ti - диффущ
онные волноводы в LiNЬ0 3 ) метод, предложенный в [15, 16], бы'I при
менен в соединении одномодового ВС и ИОВ на перевернутом кристал
ле [ 17]. На рис. 8 схематично показано предлагаемое устройство . По
лученные кристаJiлографическим травлением канавки определяют
Рис. 8. Устройство для соединения одномо
довых световодов и канальных волноводов:
1 - ВС; 2 - кремниевая пластина с V-об
разными канавками; 3 - пластина LiNЬO 3
с канальными волноводами
положение сердцевины света.вода 11очно над ~поверхностью кремниевой
пластины. Т,ем же самым процессом травления травят более узкие реги
страционные канавки в Si, расположенные параллельно первой. В кри
сталле LiNЬOз методом диффузии создается канальный ИОВ одновре~
менно с параллельными ему регистрационными полосами . Регистраци ~
98
онные каналы в кремнии и регистрационные полосы в LiNobO 3 совмеща
ются под микроскопом через прозрачную пластину LiNbOз. Таким
образом устанавливается перевернутый кристалл LiNЬOз на кремние
вую пластину с точностью ± 1 мкм. Проводилось исследование торцевого
соединения канального диффузионного волновода в LiNЬOз и световода
,с диаметром сердцевины 4 мкм. Эффективность связи достигала 30 %.
Авторы оЬъясняют столь низкую эффективность двумя причинами: во
первых, расширением профиля поля в канальном ИОВ, вызванное
нежелательной боковой диффузией, и, во-вторых, несовершенством ско
.rютых торцевых поверхностей световода и ИОВ [17}.
Дальнейшее улучшение элемента сRязи, использующего превентив
но вытравленные канавки для поддержки световодов, достигается вве
дением конусообразного подсrnоечного волокна [ 18, 19]. Так ка:к тол
щина волчовода меньше его ширины, то достичь вертикального совме
.щения сердцевины ВС и ИОВ гораздо труднее, чем бокового совмеще
ния. Во-вторых, непросто контролировать ширину кремниевых канавок
•С точностью до 1%, которая требуется для одномодового соединения с
низкими потерями. Контроль за глубиной канавки с помощью ее шири
ны я~:>ляется не совсем точным в результате ряда неучтенных фа1кторов,
таких как качество изготовления маски, степени совпадения направле
ния каf!авок и кристаллографической оси кристалла < 100>, качества
кремниевых пластин. Во-вторых, одномодовые световоды должны иметь
концеJ;причность сердцевины лучше, чем 1% по отf!ошению к внешнему
диаметру. Изменение размеров внешнего диаметра обычно держится в
пределах до 5%. Это та1кже значительно ухудшает точность вертикаль
ного совмещения. Для повышения эффективности связи и улучшения
точности юстировки предлагается использовать глубокие канавки, рас
полагающиеся перпендикулярно к основному световоду и содержащие
конусообразные подстроечные волокна, как показано на рис. 9 [ 19].
Рис. 9. Устройство для соединения од-
11омодового ВС и канального волновода:
1 - ВС; 2 - I<ремниевая пластина с
V-образными канавками; 3 - пластина
LiNb03 с канальным волноводом; 4 -
кони•1еское волокно
Размеры глубокой канавки выбираются так, чтобы находящийся в ней
конусообразный световод касался основного световода, лежащего свер
ху в неглубокой канавке. Для этого необходимо, чтобы глубина канав
ки h была равна [ 18]:
h=[rO+ (2+v.3)rJ
(7)
где то·- радиус стыкуемого световода;
r - радиус подстроечноrГ) волокна .
.· , Простым перемещением подстроечного волокна в канавке
можно
дретич.ь точной . вертикальной юстировки. В [ 19] эффективность связи
99
ОВС с диаметром сердцевины 4 мкм и ИОВ, полученного диффузш~й
пленки Ti толщиной 220 А, лежала в области 70-88 % и имела хоро
шую воспроизводим ·ость. Гlилные потери в соединении ВС - канал,ь
ный ИОВ - ВС равнялись 3 дБ. Конструкция описанного устройства
компактна и может быть :Жестко закреплена.
Еще одну модификацию метода, использующего юстировочные ка
навки, предлагают авторы работы , [20]. Канавки, поддерживающие
стравленнЬiй почти до сердцевины ВС, изготавливаются в самом
LiNЪO 3 . Ионным травлением получают канавки на ·конце уже изготов
ленного волновода. Здесь не тре'буется полировки торца ИОВ, так как
волновод ограничивается стенкой, полученной ионным травлением. Все
необходимьrе совмещения производятся на стадии фотолитографии.
Этот способ соединения .дает возможность стыковать с ВС близко распо
ложенные волноводы, он довольно т·ехнологичен и пригоден для массо
вого производства.
Однако, полученное соединение обладало высокими потер ·ями, чт()
Dбъясняется несовершенством маски, используемой при ионном травле
нии. Метод требует дальнейшей доработки.
Другим путем для достижения оптимальной связи между ОВС и
канальными ИОВ является использование согласующих устройств. Эф
фективность связи максимальна, когда имеет место фазовое согласова
ние распределений обеих мод и согласование их по амплитуде. Для
уменьшения диаметра луча, выходящего из ВС, можно использовать
микролинзы, изготовленные на торце световода [21]. При наличии на
торце ВС микролинзы самое узкое место выходящего луча находится
на некотором расстоянии от торцевой поверхности (фокусное расстоя
ние линзы), и, следовательно, нет необходимости приводить световеду
щие элементы в непосредственный контакт, при котором возможны раз
личные повреждения торцевых поверхностей качество которых сильно
влияет на эффективность связи. Экспериментально установлено, что
эффективность связи при наличии линзы на торце вс_ возросла в 1,6
раза,
В качестве другого согласующего устройства для соединения ОВС ~
ОИВ можно использовать голограмму [22]. На изгибе ВС имеют место
излучательные потери, и свет, попадая в окружающую среду с соответ
ствующюл ПП, собирается в канальный ИОВ с помощью голограммы.
Следует отметить малую эффективность соединенi-1я в полученном
эксперименте. Достоинством данного элемента является то_, что
метод не требует специа.!!_ьной подготовки ВС, не требует точной ю_сти~
ровки и имеет хорошую воспроизводимость.
Еще одним согласующим устройством является структура типа .ру•
пора. С помощью- рупорного перехода можно значительно снизить тре
бования к настройке по оси У. Поверхностная волна, проходя через
структуру типа рупора, теряет энергию из-за рассеяния и преобразова
н11я мод. Эти потери можно уменьшить, сделав рупорный переход до
статочно длинным. В [23) показано, Ч1'О, связывая ВС диаметром серд
цевины 5 мкм с ИОВ шириной 3 мкм с помощью линейно суживающего•
ся рупорного перехода длиной 2 мм, можно добиться эффективности
связи, равной 90 %. Однако надо учитывать, что использование рупоров
при стыковке не снижает требований к настройке в остальных плоско
стях волновода, и поэтому их применение носит ограниченный характер.
Наиболее близко к теоретичес'ки возможной эффективности соrл-а
сования ОВС с канальным ИОВ подошли в ра·боте [24]; гд-е показано,
что нз. соединение ВС-ИОВ могут быть достигнут!>! потери 0,35 дБ. Об~
щие вносимые потери на соединение ОВС-ИОВ-ОВС составили l дБ
100
для дш:iны волновода 13 мм и л= 1,3 мкм. Благодаря: выбору отималь
ных параметров диффузии было обеспечено максимальное согласование
с_;,етоводной и волноводной мод, что в конечном счете и обусловило вы
сокую эффективность стыковки.
В заключение можно сказать, что несмотря на большое количество
работ, вопрос соединения интегрально-оптических элементов с волокон
ной оптикой окончательно еще не решен. Необходима либо дальнейшая
доработка сущ~ствующих методов, либо изыскание принципиально но
вых решений этой проблемы. При выборе способа соединения можно
дать следующие рекомендации.
1. При разработке приборов и элемр1тов интегральной оптики не
обходимо оптимизировать параметры волновода под выбранный под
СТЫКОВКУ ВС.
-
2. При большой разюще ПП стыкуемых элементов предпочтитель
ным является метод соединения встык.
3. При сравнимых величинах ПП связываемых элементов возмож
но использование как метода торцевого соединения, так и метода через
туннельное взаимодействие.
4. Если необходимо стыковать единичный ИОВ с волокном с высо
кой эффективностью, то следует индивидуально юстировать их друг от
носительно друга t помощью микроманипуляторов или других юстиро- ,
вочных устройств.
5. Если необходимо компактное, недорогое технологичное соедине
ние ВС с ИОВ, где не требуется высокая точность юстирования, то
можно рекомендовать способ, использующий V - образные канавки.
6. Если _ необходимо стыковать несколько близкорасположенных
ИОВ с ВС, можно применить , метод с параллельными установочными
V-образными канавками.
ЛИТЕРАТУРА
1.А.Ка ,vапа, Т. Мiуаshitа,М.Nаkаhаrа,W.Каwасhi,Т.Ноsаkа.
F:abгication of low-loss single-шode fibers. -
Electron. Sett., 1977, v. 13, N -7, р. 188-189.
2. М. Каwасh1, А. Каwапа,Т.Мiуаshitа. Sow-loss single-шode fiber at
t!-,e шaterial - dispersion-free wavelength of 1,27 ~tm. - - Eleclron. Sett., 1977, v. 13, N 15,
r- 4412 -443 .
•
3. Т.Мiуа,G. Теruпuша,Т. Nоsаkа,Т.Мiуаshitа. Ап ultimately ld\V-
loss sing l€-шode fiber at 1,55 μш. - Electron. Sett., 1979, v. 15, N 4, р. 106-108 .
-
4.Т. Мiуаshitа, О. Fukudа, К. Sапаdа. Sixtl1 European Conferenceоп
Optical fiber coшшunioation, Washington D. С., 1979.
5. Н. Р. Н s u, А. F. М i I t оп. Single mode coupling between fibers undШused
v,avegL1id es . IEEE J. of QE-13, N 4!, р. 244, 1977 .
.
-
б..J.М. Наттеr, R. А. ВаrtоIiпi, А.IvIi!1еr, С. С. Неi!.OpticalGrating
coupliлg between low loss index fiber а high index film waveguides.
-A p pl. Phys. Sett.,
1976, V. 28, р. 192.
_
7. Н. Р. Н s u, А. F. М i ! t о n. Single mode optical fiber pickoff coupler. Appl . Opt.,
1!176, v. 15, р. 2310.
-
8 . Н. Р. Н s u, W. S. C _h а n g. Coupling methods in prospective sii1gle-mode fiber
iпtegrated optics systems а progress report. Fiber Integrated Optics, 1977, v. 1, N 2,
р. 15~
.
9.D.G.Dа1gоuttе,R.В.Smith,G.Асhutаrаm.ауgа,.J.Н.Наrris. _
Ezternally mounted fibers for integrated optics intercunnections. Арр\. Opt., 1975, v. 14,
1'< 8, D. 1860.
1О. Н. К. Вurns, G. В. Носkеr. Епd fire coupling between optical fibers and
diffused channel waveguides. Appl. Opt., 1977, v. 16, р. 204:8.
11. М. F u k u m а, J. N о d а. Optical properties of titanium-diffused LiNЬO 3 strio
v.,aveguides their coupling-to-a-fiber characteristics. Appl . Opt.,
1980, v. 19, N 4,
р, 591-' -97.
12.J. Nоdа,О.Мikаmi, М. Мiпаkаtа,М. Fukutа. Single-mode optica\
waveguide fiber coupler. Appl . Opt. 1978, v. 17, N 131, р. 2002.
101
13. 3олотов Е. М., Казанский П. Г., Прохоров А. М. Исследование
стыковки канального волновода в LiNЬO 3 с одномодовым волокном. - Квантовая
электроника, 1980, т. 9, No 1.
14. О.Guttmапп, О. Кrumрhо1z, Е. Рfеiffеr. Optica!fiber- stripline-
coнpleг. Appl. Opt., v. 141, N 5, р. 1225-1227, 1975.
15. L. Р. В о i v i п. Thin film laser-to-fiber coupler. Appl . Opt., 1974, v. 13, N 2.
lб. J. Т. В о у о 1, S. S r i r а m. Optical coupling from fi.Ьers to channel waveguides
formed оп silicon. Appl . Opt., 1978, v. 17, N 6, р. 895f-898.
17. Н. Р. Н s u, А. F. М i I t оп. Flip -chip ,approach to end fi:re coupling between
sinyle mode fibers а channel w,avegued,es. -
Electron Sett., 1976, v. 12, р. 404.
18. S. К. Shееm, Т. G. Giа11оrепzе. Two-dimensional silicon grooves for
altitudinal aligument im film end-butt coupling. Opt. Sett., 1978, v. 33, р. 73-75.
19.С.Н.Вu1mеr,S.К.Shееm, R.Р.Мое11,еr,W.К.Вurns.Highefficiency
flip-chip coupling between single-mode fibers а SilbO3 channel waveguides . Appl . Phys. Sett.,
1980, V. 37, N 4, р. 351.
20. 1.Аndопоviс,М.В.Но1Ьrооk.А.D.МсSасhIаn. End.fire coupling
between optical fi .bres а stripe waveguides. -
First European Conference оп Integrated
Optics, 1·981, London.
21. Р. D. В е а r. Microlenses for coupling single-mode fibers to single-mode thin-
fi lm waveguides. Appl. Opt., 1980 , ,, . 19, N 17.
22. G. А r vid s sоп, S. ТhуIеn. Noye] method for coup!ing between single-mode
fibres а integrated optical compoпents its possiЫ e app!ications. -
IEEE Proc. Micгo,vare,
Opt. а Antennas, Н 127 , N 1, р. 37-40, 1980.
•
23. R. К. W i п n, J. Н. На r r i s. Digest of Technical Meeting оп Integrated Optics
(Optical Soc. of America, 1974), P.WB8-1 .
24. IEEE Transactions оп Microwaye T!1eory а Techniques, 1982 , v. МТТ-30 , N 1(),
р. 1795.
Статья поступила в августе 1983 года
102
. ТЕХНОЛОГИЯ И МАТЕРИАЛЫ
УДК 621.378.9
С. А. Дмитриев, Г. А. Ефремова, Н. И. Ефремов,
А. С. Королев, В. П. Скиба
ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ ИЗГОТОВЛЕНИЯ ОПТИЧЕСКИХ
ВОЛНОВОДОВ В ПЛАВЛЕННОМ КВАРЦЕ МЕТОДОМ
ИОННОЙ ИМПЛАНТАЦИИ
Рассматрив а ются те х нологические особе нно с ти получения волнс,водов
в плавленом кварце методом и о нной имплантации. Изучается в л ияние
видов ионов, их дозы и энергии на процесс образования и качество вол
новодов. Даются рекомендации по улучшению параметров волноводоs.
В настоящее время существует несколько способов получения вол
новодов и элементов для оптических интегральных схем в диэлектри
ках. Одним из перспективных методов изготовления волноводов в
плавленом кварце является ионная имплантация.
В ряде работ было показано, что ионное облучение плавленого
кварца вызывает увеличение его показателя преломления на 1-: -7% ,
Это объясняется изменением структуры материала, его уплотнением, а
также изменением его химического состава. Слой с повышенным пока
зателем преломления при определенной толщине может служить опти•
ческим волноводом [1, 2] . Изучение зависимостей изменения показа
теля преломления (Лп) от дозы облучения показало, что с увеличени
ем дозы Лп растет сна.чала линейно, а затем имеет тенденцию к насы
щению [3]. Измерения распределения показателя преломления по глу
бине в оптических волокнах из плавленого кварца, облученных прото
нами с энергией .1,8 'МэВ [4] показали, что максимум Лп приходится на
конец пробега ионов, там, где потери энергии ионов на смещение ато
мов ма1ксимальны.
Потери энергии при распространении света в волноводе определяют
его практическую ценность. Коэффициент затухания . (а) волноводов,
полученных ионным облучением, в основном, определяется внутренним
поглощением на дефектах, возникших при облуrчении. В ряде работ со
общается, •что при увеличении дозы облучения плавленого кварца а в
волноводах возрастает [3, 5, 6] , Однако, увеличение температуры под
ложки во время облучения значительно уменьшает оптическое поглоще
ние в полученных волноводах. В результате а можно снизить до не
скольких десятых дБ/см [3]. Также а можно значительно уменьшить
проведением послеимплантационного отжига, причем с повышением
температуры а уменьшается значительно быстрее, чем изменяется по
казатель преломления. Область оптимальных температур отжига лежит
103
в пределах 200-400°С. Так, в процессе отжига волноводов, полученных
облучением плавленного кварца ионами Li+, а уменьшился с 1,8 до
0,2 дБ/см, а показатель преломления при этом практически не менялся.
Отжиг проводился при 300° в течение I ч . [3].
С помощью технологии ионного облучения сделаны первые шаги
по изготовлению различных интегрально-оптических элементов для оп
тических интегральных схем. В частности, облучением ионами Не +
подлож ек из плавленого кварца созданы селектор мод, который может
служить фильтром, и волноводный поляризатор [7].
Все упомянутые работы, а также и ряд других показали, что метод
ионной имплантации имеет ряд существенных достоинств:
метод позволяет контролировать дозу облучения, к·оличест в о внед
ряемой примеси и энергию облучающих ионов, что определяет и толщи
ну вол новодного слоя;
волноводы, пол у чаемые данным методом, могут иметь затухание
менее I дБ/см;
область с повышенным показателем преломления может быть рас
. положена
в толще подложки, что исключает потери, обусловленные по
вер хностным рассеянием [8].
Целью н а ш ей работы являлось исследование технологических осо
бенностей изготовления волноводов в плавленом .кварце методом ион
ной имплантации. Мы рассматривали влияние вида ионов, их дозы и
энергии, подготовки поверхности облучаемой подложки и ее послеим
плант ац ионного отжига на основные параметры волноводов: эффектив-
ны й показатель преломл ен ия N и коэффициент затухания а .
•
Были исследованы волноводы в плавленом кварце, полученные об
лучением ионами Н+, Не+, В+, О+ и Р+. Облучение образцов проводи
лось на промышленных установках ионной имплантации «Везувий-32»
и «Везувий 2-450», а та кже на каскадном генераторе КГ - 500.
Эффективны й пок<1затель преломления определялся с помощью из
мерения угла связи для призменного ввода. Использовалась призма из
материаJJ а ТФ - 77 с показателем преломления 1,719.
.
Измерение коэффициента затухания в волноводах прщзодилось с
пом о 1цыо фотометрирования трека, а также методом сколь з ящей приз
мы. Исследования велись на длине волны л=О,6328 мкм He-Ne ла
зера.
Зависимости N от дозы и энергии и онов представлены на рис . 1 и
2. Во всех волноводах распространялась толь ко одна ТЕо мода, кроме
вол новодов , полученных протонным облучением. В этих волноводах
распространялись ТЕ 0 и ТМ0 моды. Минимальная доза, при которой в
облученных образцах образовывался волновод при энергии ионов от
100 до 400 КэВ находилась в области 10 15 -3Х 10 15 см- 2 для ионов Не+,
В+, О+ и р+. Для протонов с энергией от 300 до 500 КэВ минимальная
доза облучения, при которой образовывался волновод, была (2 + 3) Х
Х 10 16 см-2.
При облучении образцов ионами одной и той же энергии эффектив
ный по ~,аз а тель преломления N с ростом дозы увеличивается, причем
скорость роста N при больших дозах возрастает. Это можно объяснить
более равномерным дефектообразованием по всему облученному объе
му, а также образо-ванием химических соединений. Особенно отчетливо
эта тенденuия просматривается для ионов В+.
N получаемых волноводов тем больше, чем больше их толщина и
изменение показателя преломления Лп. Толщина волноводов, опреде
ляемая пробегом ионов, при одних и тех же энергиях больше для более
легких ионов В+. Как видно из рис. 2, N после облуяения В + выше, чем
104
при облучении более тяжелым Р +. Однако скоро с ть роста N выше при
облучении р+, так как более тяжелые ионы имеют бол ь шую тормозн у ю
способность, сильнее влия·ют на изменение показателя преломления.
Изменение эффективного показателя преломления N различных об
разцов, облученных ионами одной энергии и дозы, показало, что ра з
брос от обр-азца к образцу составил не более 6%, т . е . метод ионного
о блучения обеспечивает высокую воспроизводимость этого основного
параметра волноводов.
Рис. 1. З ависимости эффе 1'п1 в н оrQ
по и аз ателя преломления от дозы о б -
л учени я ионами:
О - в+ с энергией 400 КэВ
.&
-
Не+
»
300 КэВ
е- о+
»
300 КэВ
Х-р+
»
400 КэВ
О- н+
»
400 КэВ
il- н+
»
500 КэВ
Пушпиром обозначен эффеl(ТИЫ!ЫН
nоиазатель преломления дм~ ТN\.
МОДЫ
N
1,М!
J,'160
7, Н9
1,458
'. 1-57 ~----L------L------L----'
N
1,1169
f,L;67
!,'1-65
1, 463
!, 'fS9
!,11S7
~'1-JJ ~-'--'-"--'-'Ш'=--'-...L.....L.L..!.L..1.J-__J
то,,
!О"
ю"/l;cм-z
Рис. 2. Зависимости эффективного по
казатеJIЯ пр еломле н ия о т энергин облу
чающих ионов:
@ - в+ дозой 1016 см-2
Д - р+ ДОЗОЙ J016 СМ-2
!00
200
300
!;00 Е,К.18
Для получения волноводов наиболее пригодна пром ышленная уста
новка ионной импл антации «Везувий-2-450», позволяющая получать ио
ны Не+, В+, О+ и р+ с энергиями от 100 до 450 КэВ и проводить облу
чение дозам и от 10 15 до 5-10 16 с 11.г~ . Одновременно на такой у ста н о вr,е
можно облучать 50 подложек размером 27Х27Х 1 мм.
С целью з ащ иты п оверхности образцов от паров масел, пр и сутст
вующих в неб о льш их кол и че ствах в вакууме и полимеризующихся на
поверхности во вр емя облучен ия, на них напылялась ал юминиевая
nлеiша тоЛ Щ\fНО Й 150---; - -;-200 А. СраJЗнение величин коэффициентов зату -
105
хания для защищенных и незащищенных образцов п•ри одинаковых ус
ловиях облучения показало уменьшение а в 2-5 раз. Так, для защи,~
щенного образца, облученного ионами В+ с энергией 400 КэВ и до.Зой
3,10 16 см- 2 , затухание составило 2,8 дБ/см, а у незащищенного образца,
облученного при тех же условиях - 12,5 дБ/см. При облучении неза
щищенных образцов с ростом дозы облучения коэффициент затухани,51
возрастал, тогда как при облучении защищенных образцов а с дозой
менялся незначительно.
Отжиг волноводов существенно влияет на потери в них. Так, коэф
фициент затухания в волноводе, полученном облучением ионами В+ с
энергией 400 КэВ и дозой 10 16 см - 2
,
после проведения отжига при тем
пературе 350°С в течение 1 ч уменьшался с 7,5 до 1 дБ/см.
Облучение через маски позволяет получить волноводы сложной
конфигурации.
Нами были получены методом ионного облучения полосковые пря
молинейные и криволинейные волноводы в плавленом кварце с шири
ной канала 20 и 30 мкм, а также разветвители с шириной каналов
20 мкм. Указанные разветвители изготавливаются облучением маскиро
ванной подложки ионами Не+ с энергией 300 КэВ и дозой 6·10 15 см- 2 •
Разветвители различной конфигурации, позволяющие распределять
энергию между отдельными каналами, могут найти применение как в
интегрально - оптических схемах, так и в _одномодовых системах оптиче
ской связи.
При изrотовлении полосковых волноводов важным фактором,
уменьшающим коэффициент затухания, является снижение неровно
стей края стенок волноводов. Неровность стенок волноводов тем мень
ше, чем меньше неровность стенок масок, через которые проводится об
лvчение.
•
Проведенные нами расчеты показывают, что при неровности края
О, 1 мкм и интервале корреляции неровностей ~' равном 0,6, затухание
на неровностях края составляет 1,8 дБ/см, а при интервале корреляции
~ = 15, затухание равнялось 0,3 дБ/см. При неровности края 0,2 мкм для
~ =0,6 затухание уже составляет 6,5 дБ/см, а для ~ = 15-1 дБ/см, т. е .
с увеличением неровности края и с уменьшением интервала корреляции
коэффициент затухания в волноводах, обусловленный неровностью
края, возрастает.
Исследования показали, что при изготовлении волноводов с мини
мальными потерями необходимо выполнять следующие требования:
при обработке поверхности образцов должна быть обеспечена ее
минимальная шероховатость (300- 500 А);
,
.
необходима тщательная очистка и отмывка образцов перед облу
чением для уменьшения поверхностных потерь световой энергии;
желательно использовать защитные тонкие пленки металлов, на
пример А!, предотвращающие загрязнение поверхностей образцов при
облучении, или проводить облучение на установке ионной имплантации
с безмасляной откачкой во избежание полимеризации паров масла на
поверхности волноводов;
необходимо обеспечить минимальную неровность стенок маски, че
рез которую проводится облучение образцов для создания полосковых
волноводов и других элементов на их основе.
ЛИТЕРАТУРА
1. Р r i m а k W. Fast newtron-induced changes in quarts and vitreous silica . ~
Phys . Rev., 1958, v. 110, р. 1240.
2.Shiпе11еrЕ. R., F IаmR. Р.,Wi1mоtD.W. Optical w.aveguidesformedЬу
ргоtоп irradiatioп in fused silica. -
J. Opt. Soc. Amer., 1968, v. 88, р. 1171,
106
•3.Stаnd1еуR.D., G iЬsоnW.М.,RоdgеrsJ.W.Properties о[ ion-bom
barded fнsed qнarts for integrated optics . -
Appl. Opt., 1972, v . 11 , р. 1,313 .
4. Р r е s Ь у Н. М., В r о w n W. L., Refractive index v.ariation in proton-bombarded
fused silica. -Ap pl. Phys. Sett. , 1974, v . 24, N 10 , р. 511.
.
5 N i s h i m ll r а F. Optical waveguides fabriaated Ьу В ion implanted into fнsed
qнartz. - Jap. J . Appl. Phys. 197'4, v: 13, р. 1317.
•б.NаmЬаS., АritоmеН.,NishimurаF., МаsudаК.,FоуоdаК.Opti-
cal w11veguides fabrication Ьу ion implantation. -
J. У.ас. Sci. & Technol., 1973, v . 22,
N1,р.5.
7. Гер а с имен к о Н. Н., Ц ей т л ин Г. М. Влияние радиационных структурных
перестроек в диэлектриках на свойства интегрально-оптических элементов. Новоси
бирск, изд . АН СССР, 1979.
8.RаоЕ.V., М онntоnnеtD. Buгied optical waveguidesinfused silicaЬу
higl1-eneгgy oxygen ion implaпtatioп . - J . Appl. Phys., 1975, v . 4!6, р . 955.
Статья поступила в июле 1983 года
УДК 621.315.61
С. А. Дмитриев, Г. А. Ефремова, Н. И. Ефремов,
А. С. Королев, В. П. Скиба
ПРИМЕНЕНИЕ ИОННОЙ ИМПЛАНТАЦИИ ДЛЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
ВОЛНОВОДОВ В LiNb03
Сделан обзор работ по изготовлению оптических волноводов в LiNbOз
методом ионной имплантации. Показаны основные достоинства метода при
изготовлении элементов малых размеров, работающих в одномодовом ре
жиме. Анализируются результаты работ по изготовлению оптических вол
новодов методом ионной имплантации и комбинированным · методом диф
фузии Ti и ионного облучения .
В настоящее время такой материал, .как LiNЬOз, благодаря высоко
му электроо птическому коэффициенту находит широкое применение для
изготовления на его основе различных интегрально-оптических уст
ро(1ств (ИОУ). Разработчики ИОУ на основе Li.NbO 3 особенно заинте
ресованы в такой технологии, которая позволила бы изготавливать од
номодовые волноводы - отновные элементы ИОУ. Достоинства одно
модо в ого режима работы ИОУ заключаются в том, что он исключает
дисперсионные эффекты и потери мощности полезного сигнала. Таким
образом, скорость передачи информации в одномодовом режиме выше,
•~ем в многомодовом, и может достигать 10 Гбит/с, тогда как - в много
модовом режиме достигается скорость порядка 8-50 Мбит/с. Одноlv!О
довый режим работы ИОУ накладывает определенные требования на
размеры волноводов [ 1]. Приближенное соотношение для определения
числа волноводных мод, которые могут возбуждаться в волноводе, вы
глядит следуюшим образом:
v=_ .Y:.!!_i1n2 - u2
)r_
f
s
где v - число мод;
h- толщина волновода;
п1 - показатель преломления волноводного слоя;
ns - показатель преломления подложки.
(1)
Например, для волновода в ниобате лития (n 5 =2 ,28) в одномодо
вом режиме (v= 1) при ;,=0,63 мкм, когда разность показателей пре
ломлен ия волноводного слоя и подложки Лп лежит · в интервале о т
0,001 до О, 1, толщина одномодового волновода, как следует из форму-
107
лы (1), будет находиться в пределах от 4,5 до 0,45 мкм; для л=О,8 мкм
-
впределахот5,7до0,57мкм;длял=1,55мкм- от11 до1мкм.
Из этих приближенных расчетов ясно, что толщины одномодовых
волноводов лежат в пределах от десятых долей микрона до нескольких
. микрон.
В соответствии с этим и надо выбирать технологию изготовле
ния волноводных слоев.
111иринз волновода также определяет количество поперечных мод.
распространяющихся в волноводе. Экспериментальные данные показы
вают, что волно,воды, полученные диффузией титана в ниобат лития,.
при Лn=О,005 и ширине d=4 l\ШМ удерживают одну моду, а при d=6
или8мкм-·
две поперечные моды [2]. Таким образом, ширина одно
модового волновода при Лп = О,005 должна быть менее 4- 5 мкм, а при;
Лп>О,005 - еще меньше.
.
Для изготовления интегрально-оптических •устройств, работающюс
в одномодовом режиме, например, переключателей на основе направ
ленных ответвителей, модуляторов и разветвителей, необходимо . вы
брать такую технологию, которая позволяла бы изготавливать связан
ные волноводы - шириной 2- 3 мкм на расстоянии 1- 3 мкм друг от
друга.
Такой традиционный метод получения связанных волноводов, как
диффузия титана в ниобат лития, имеет ряд недостатков. При диффу
зии на глубину 2--3 мкм поперечный разброс диффундирующей приме
си также составит 2-3 мкм, т. е. профиль и размеры волноводов будут
сильно отличаться от профиля и размеров маски, что накладывает
принципиальные ограничения на минимальные размеры получаемых
элементов. Высокая температура протекания процесса диффузии так
же отрицательно сказывается на структуре исходного монокристалличе
ского LiNЬO3 . Поэтому, поиск новых методов получения интегрально
оптических волноводов в LiNЬO 3 является сейчас первостепенной зада
чей.
Одним из новых перспективных методов получения волноводов в
д;олектриках, и в частности в LiNЬO 3 , является метод ионной имплан
тации. Данный метод имеет ряд существенных достоинств. Так, глуби
на залегашш примеси, профиль ее распределения, а также профиль
создаваемых дефектов (и, как следствие этого, профиль показателя
преломления) определяются соответствующим выбором энергии и дозы
облучающих ионов . · Технологические особенности метода позволяют
проводить облучение ионами разных энергий, создавать определенные
профили распределения показателя преломления волноводного слоя. В
процессе облучения можно регулировать температуру облучаемых об- .
разцов и в перспективе объединить процесс облучения с отжигом в
единый цикл. Одновременно можно проводить облучение большой пар
тии подложек.
Для расчета пробега ионов в материалах, а также для определения
их энергетических потерь применима теория Линхарда - Шарфа - Ши
отта (ЛШШ). Имеется также ряд полуэмпирических формул и таблиц
экспериментальных данных по пробегам и энергетическим потерям ио
нов в различных материалах.
•
На рис. 1 представлены результаты расчетов по теории ЛШШ [3].
Кривые приведены для атомов бора, имплантированных в кремний.
Порядок указанных величин будет таrшм же для других материалов и
ионов. Из рис. 1 видно, что при энергиях 400- 500 КэВ поперечный
разброс ионов составляет примерно 0,12 мкм. Таким образом, при им
плантации ионов на глубину порядка 1-:3 мкм получается поперечнqе
отклонение имплантированных ионов, не превышающее 0,1 - 0,25 мцм,
108
тогда как при диффузии примеси на глубину 1-3 мкм поперечное от-
1<лонение диффундирующей примеси составит, примерно, 1,0-3,0 мкм.
Этt) показывает, что имплантацией через маску можно получать волно
воды, которые более точно повторяют рисунок маски. Это особенно
важно для создания связанных волноводов и больших оптических ин
тегральных схем.
Рис. 1. Распределение атомов бо
ра, имплантированных в !(ремний,
рассчитанное по теории Лilllll:
1 - средний проецированный пр.)-
6ег <Rp>; 2- стандартное ст
клонение среднего проецированно
го пробега < ЛRр > ; 3 - попереч
ное
стандартное
отклоне н ие
<Х.l>
В одной из первых работ по облучению LiNbOз ионами Аг+ и Ne+
было получено уменьшение показателя преломления поверхностного
слоя [4]. Величина изменения показателя преломления оказалась ма
лочувствительной к дозе облучения и ориентации образцов и составила
почти длн всех образцов приблизительно 10%. Авторы объясняли это
искажением кристаллической решетки и аморфизацией поверхностно
го слоя.
В [5, 6] были развиты представления об образовании волноводных
слоев в LiNЬ0 3 при ионном облучении. Было показано, что при ионном
облучении LiNb03 происходит уменьшение его показателя п·реломления,
причем по глубине проникновения ионов это уменьшение происходит
неравномерно. Согласно предложенной в [6] модели, п почти не изме
няется по всей глубине и только в самом конце пробега ионов величи
на показателя преломления резко уменьшается. Изменение показате- •
ля преломления LiNb03 связано с потерями энергии ионов при прохож
деiши через материал. При достаточно высокой энергии ионов (десят
ки и сотни КэВ) потери энергии идут в основном на ионизацию ат-омов
(преобладают так называемые ионизаuионные потери ионов
_~ : ион.) . Существенного изменения стр у ктуры исходного LiNb03 не
происходит, и поэтому показатель преломления уменьшается незначи
тельно. В конце пробега ионов, когда уже энергия ионов мала (поряд
ка нескольких КэВ), резко начинают расти потери энер_гии ионов на
смещение атомов (так называемые ядерные потери -
~- яд.)
Изме-
•
dx
нение структуры материала в конце пробега ионов максимально, а по
этому минимальное значение п приходится на .конец пробега ионов. Та
ким образом, при облучении образуется слой с пониженным п0казате
.11ем преломления, как бы погруженный в материал. Этот слой может
являться барьером для волноводной моды, а слой над ним - волно-
водом.
'
109 -
В [5] проводилось облучение LiNbO3 ионами Не+ шести энергий
от 0,86 до 1,86 МэВ для того, чтобы создать достаточно широкий слой с
пониженным показателем преломления . При каждой энергии облучаю
щих 1,iонов набиралась доза 1,2Х 10 16 ион/см 2 . Слой с пониженным п в
этом случае имел толщину 1,6 мкм и лежал на глубине 1,6 мкм от по
верхности, В полученных волноводах распространялись три ТЕ и две
ТМ моды на длине волны 0,63 MiKM.
В работе [6] методы ионного облучения ниобата лития были полу
чены волноводные слои, лежащие над слоем с пониженным показателем
пре:юмления, образовавшемся в конце пробега ионов. Облучения про- ,
водились ионами Не+, в+, N+, о+ и Ne+ с энергиями от 140 КэВ ДО
2 МэВ и дозами от 10 15 до 3Х 10 16 см- 2 . Авторы сообщают, что макси
мальное изменение п облученного LiNbO3 достигало 11 % при темпера
туре облучения 77°К и 6 % :- при 300°К. На основе полученных волно
водных слоев были изготовлены модуляторы света.
Предложенная в [6] модель волновода основана на теоретических
представлениях о прохождении ионов через материал. Согласно этой
модели барьерный слой с пониженным показателем преломления тол
щиной порядка 500-600 А образуется только в конце пробега · ионов .
Однако трудно представить, чтобы такой тонкий барьерный слой мог
удерживать волноводную моду на расстоянии 2-3 см. Если рассматри
ват ь волновод и подложку, как два связанных волновода, то при тол
щин е барьера в 500 А вся мощность из волновода на расстоянии в
140 мкм должна перейти в подложку. Измерение затухания в получен
t!ЫХ волноводах авторы не проводили.
В [7] сообщается об изготовлении волноводов в LiNЬOз последова
тельным облучением ионами Не+ трех энергий: 1,6, 1,8 и 2 МэВ и до
зой 10 16 см- 2 . Волноводы отжигались в течение 30 мин при температуре
200°С в атмосфере аргона. Затухание в таких волноводах составляло
0,7 дБ/см, Облучение ионами трех энергий позволило образовать доста
точно широкий барь е рный слой с пониженным показателем прелом л е
ния, хорошо удерживающий волноводную моду.
В [8] т а кже проводилось исследование возможности создания вол
новодов в LiNbOз и LiTaOз при облучении данных материалов ионами
Н+ и Не+ : Было установлено, что при облучении коэффициент про
пускания сильно уменьшался. Максимальное уменьшение коэффициен
та пропускания достигало 35 % при л = 500 нм. Уменьшение коэффици
ента пропускания объясняется возникновением центров окраски при
обл у чении . Проведение от:жига при Т = 200°С уменьшало количество
центров окраски и соо тветственно увеличивало коэффициент пропуска
ния. Было показано, что облучение протонами является неэффективным
для обра з ования волноводов, так как требуется процесс облучения про
тонами трех-шести энергий (минимальная энергия облучения превы
шает 400 эВ) и вы с окой интегральной дозой D?:, 10 17 см- 2 , причем при
обл у чении протонами происходит интенсивное образование центровок
раски. Облучение ионами Не -1-- с энергиями 1,8 и 1,8--i -2,l МэВ позво
лило получить волноводы лучшего качества. Были проведены измере
ния эффективного показателя преломления для различных мод, иссле
довано влияние температуры отжига на эффективный показатель пре
ломления. Значения эффективных показателей преломления мод N+ с
увеличением температуры отжига сначала уменьшались, достигая мини
мума при Т = 70-100 ° С, а затем увеличивались. Объяснение этого яв л е
liИЯ пока не найдено. На основе полученных волноводов были созданы
.электро- и акустооптические модуляторы.
• В [9] были приведены данные по изготовлению полосковых волно-
!10
водов в ниобате лития комбинированным методом диффузии титана и
имплантации ионов гелия. Суть метода заключается в следующем. На
первом этапе изготавливался плаr+арный волновод известным методом
нысокотемпературной диффузии Ti из твердой фазы. На подложки
LiNbO3 У-среза напылялся Ti толщиной 200 А и проводилась диффу
зия в течение 7 ч при температуре 970°(; в атмосфере аргона. Затем ме
тодом фотолитографии на подложке изготавливалась маска в виде полос
ки золота толщиной 0,5 мкм, шириной 3 мкм. Длина поло ски определя
ла длину получаемого волновода. Далее проводилось облучение струк
туры ионами Не+ с энергией 350 КэВ и дозами 1016 и 2Х 1016 см-2,
Толщина золотой маски выбиралась такой, чтобы ионы не пробивали
ее. Таким образом, воздействию ионов подвергалась немаскированная
поверхность подложки . В этих местах из-за изменения структуры мате
риала показатель преломления волноводного слоя уменьшался. Распре
деление показателя преломления по глубине облученного слоя опреде
лялось с помощью измерения угловой зависимости коэффициента отра
жения лазерного луча. После облучения мас1,а стравливалась, в обла
сти под маской был сформирован волновод, толщина его определялась
глубиной пробега ионов в материале и составля J1 а 1,2 мкм . Из-за мало
го поперечного разброса ионов область с повыш енным показателем пре
ломления была четко очерчена рисунком маски.
Профиль показателя преломления при двух дозах облучающих ио
нов привед е н на рис . 2. Из рис. 2 видно, что уже в самом начале пробе-
-
га ионов Не+ на глубине до 0,6 мкм показатель преломления умень
шается примерно на 1%. На глубине 0,6-0,2 мкм происходит сильное
Рис. 2. Профиль п оказа теля пре
ломления LiNЬO 3 , облучен1юг•J
ионами с энергией 350 К:эВ:
1- доза облучения 1016 см-2;
2-доза облучения 2Х!О 16 см- 2
L,МКИ
о --.--...:--:г--т-r'-'-'-4
изменение показателя преломления по сравнению с начальщ,1м участ
ком. Минимального значения п достигает в конце пробега ионов на
глубине 1,1 мкм там, где потери энергии ионов на смещение атомов и
изменение структуры LiNЬO 3 достигают своего максимума. Ширина
области минимума показателя преломления при Лп=-2% составляет
0,3-0,4 мкм.
Экспериментальные результаты, полученные в [8], позволяют пред
положить, что изменение п в LiNЬO 3 , в который не была проведена
диффузия, должно быть таким же, как и в [8]. При прохождении ио
нов в LiNЬOз изменение структуры материала происходит более равно
мерно.
Комбинированный метод особенно интересен при формировании
связанных волноводов малой ширины (2-5 мкм) и с малым расстоя- ,
нием между ними (2-3 мкм). Так, в [8] с помощью комбинированного
метода диффузии Ti и имплантации ионов Не+ были изготовлены мо-
111
дуляторы с шириной канала 3 мкм с так называемыми самосовмещен
ными электродами, которые вплотную прилегали к волноводным кана
лам. Комбинированный метод дает возможность увеличить степень ин
теграции элементов в оптических схемах на основе ниобата лития.
Распределение показателя преломления по глубине можно регули
ровать выбором вида ионов, дозы облучения, бомбардировкой ионами
разных энергий. При соответствующем выборе энергии и дозы облучаю
щих ионов можно получить практически равномерное изменение пока
зателя преломления по всей глубине проникновения ионов.
С целью получения волноводов в ниобате лития нами были прове
дены облучения подло,кек LiNbO3 У- среза ионами Н+, Нет,_ В+ и
р+,
При облучении протонами с энергией 500 кэВ и дозами 10 16 см- 2 ,
3Х1016 см-2 и 7Х 1016 см- 2 волноводы в ниобате лития не были обнару
жены. Это можно объяснить тем, что протоны вызываци лишь образо
вание центров окраски (образцы сильно темнели), а потери, идущие на
смещение атомов, были недостаточны для аморфизации и значительного
• изменения показате .ля преломления слоя в конце пробега протонов.
При облучении подложек из LiNЬO 3 ионами В+ и р+ с энергия
ми до 400 КэВ и дозой 5Х 10 16 см- 2 волноводные слои, по-видимому,
также не образовывались, так как не удалось обнаружить распростра
нения волноводной моды в облученных образцах. Это можно объяснить
. тем, что величина пробега ионов в+ и тем более р+ даже с энергией
400 КэВ недостаточна для образования барьерного слоя с пониженным
показателем преломления на нужной глубине, т. е. слой над барьером
тонок и не удерживает волноводную моду. Образцы при облучении на
гревались, что уменьшало величину барьера. Для уменьшения нагре
ва обр'азцов при облучении необходимо применять либо принудитель
ное охл·аждение образцов, не предусмотренное в констру1щии камеры
для облучения в установке «Везувий 2-450 -», или уменьшать плотность
тока пучка до такой величины, чтобы нагрев образцов не превышал
50-60°С.
В наших экспериментах были получены волноводы при облучении
образцов на LiI\J bO3 и онам и Не+ с энергиеи 500 КэВ и дозой 10 16 см-~.
В эт их образцах наблюдалось волноводное распространение света.
Получ е нньrе нами результатЬr хорошо объясняются моделью волно
вода, саг ласно которой ширина области ~инимума показателя прелом
лен и я составляет 30% от в'сей длины пробега ионов. Если же считать,
что резкое уr;rенъшение п происходит только в самом конце пробега ио
нов , на что указывалось в [6], и что ширина барьерного слоя состав
л11ет 50-600 А, то это не может объяснить, почему не были получены
во Jшоводы при облучении LiNbO3 ионами В+ с энергией 400 КэВ и
дозой 5Х 10 16 сиг 2 . Наши результаты показывают, что модель, предло
:женная в [6], требуе1' уточнения.
Нами таюке были проведены облучения образцов, в которых ранее
методом диффузии были получены волноводы, удерживающие одну мо
ду. После облучения ионами Н е + с энергией 300 КэВ и дозой 2Х 10 16 Сi\Г 2
волноводные свойства исчезли, т. е. не удавалось возбудить волновод
ную моду в образцах. Это хорошо объяс·няется результат-ами, полу
ченными в [8], а также и подтверждает их,
•
Для формирования волноводов в ниобате лития толщиной 1-2 мкм
возможно примен е ние не только ионов Не+, но и ряда других ионов
(В+, N+, О+ и др.). Важно только, . чтобы их пробег составлял 1-
2 мкм. Для этого их энергия должна быть более 300-400 КэВ (чем
больше масса ионов, тем больше должtiа быть энергия). Для доста-
112
точного изменения показателя преломления необходимы дозы облуче
ния (1-2) Х 10 16 и более. Все это накладывает определенные требова
ния на установки ионной имплантации, которые могут быть использова
ны для реализации этого ме'Года.
Особенно хочется отметить перспективность комбинированного ме
тода диффузии металла и ионной имплантации для формирования по
.10сковых волноводов и разноооразных конфигураrщй для схем интег-
ральной оптики .
ЛИТЕРАТУРА
\. Интегральная оптика . Под ред. Тамира Т . - М . : Мир, 1978, с. 3.
2.ВurnsW. К.,Мi1tоnА.F., Sее А.В.Optical waveguideparabolie coupling
horns. -
Appl. Phys. Sett., 1977, v . 30, N 1, р. 28-30.
3. Ионная имплантация в полупроводники и другие материалы . Сб . статей. Пер. с
англ. под ред. Вавилова В. С. - М.: Мир, 1980, вып. 10, с. 7.
4.WеiD.Т.,SееW. W., В1ооmL. R. Saгge refractiveindex changeindвcedbej
iоп implantation in lithium niobate. -
App l. Phys. Sett., 1974, v . 25, N 6, р. 329-331.
5.DеstеfаnisJ.L., Fоwnsеnо1Р.D., Gаi11iаrdJ.Р.Optical wa.veguide
in SiNbO3 f.o,rmed Ьу ion implantation of helium . -
Appl . Phys. Sett., 1978, v. 312, N 5,
р. 293-294.
_
6.DеstеfаnisG.L., Gаi11iаrdJ. Р., LigеоnЕ. L., VаIеttеS., Fаг
mеrуВ.W., Fаwnse-ndР.D. -
The formation of wavegнides and modвl a tors in
Si NbO 3 Ьу ion impыlantation. - J. Appl . Phys . 1979, v. 50, N 12, р. 7898-7905.
7. К. i n g D. Н., В о n е М. С. Son implanted optical waveguides in SiNbOз. -
Electron . Set., 1981, v. 17, N 23, р. 897-898.
8. Штейн r арт Л . М . Получение оптических волноводов в кристаллах ниобата
и танталата лития посредством облучения ионами. - К.вантовая электроника, 1982,
т. 9, с. 2297.
9. Не iЬ е i J., V о g е s Е., F,abricati,on of strip ,vavegвides in SiNbO3 Ьу comblned
meta l diffвsion and ion implantation. -
Topical Meeting оп integrated а Guided \\rave
Optics Incline Village (NEV), 1980, А . Digest of Technical papers.
УДI< 621 .315.2: 681.7 .068 .4
Статья поступила в августе 1983 года
В. Е. Васильев, Г. И. Пронин, Ю. Т. Ларин,
Ю . _r. Шахназаров
ОПЫТ РАЗРАБОТКИ И ИЗГОТОВЛЕНИЯ ВОЛОКОНIЮ-ОПТИЧЕСКИХ
КАБЕЛЕЙ НА ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМ ОБОРУДОВАНИИ КАБЕЛЬНЫХ ЗАВОДОВ
Для упрочнения оптических волокон разработан основной элемент кон
струкций кабелей - оптический модуль с оптическим волокном с поли
амидным по крытием, защитной фторопластовой оболочкой и упрочняющи
ми эл ементами из нитей СВМ.
Развитие волоконно-оптических систем связи имеет более чем
десятилетнюю историю. За рубежом освоен -промышленный выпуск оп
тических волокон и кабелей, успешно действуют опытные линии связи,
разработан ряд проектов по использованию оптических кабелей в аэро
космических и судовых системах связи . В СССР пока отсутствует про
мышленное производство оптических волокон, что сильно задерживает
общие темпы работ по разработке данных систем связи. До 1977 г. ра
боты проводились на базе жгутовых оптических волокон (из 7 и 19
оптических волокон диаметром 90 мкм из натриевоборосиликатного
стекла) . На базе этих волокон были разработаны конструкции макет
ных образцов кабелей. Появление .кварцевых моноволокон привело к
быстрому вытеснению более дорогих жгутов, имевших худшие оптиче
ские характеристики. В основу разрабатываемых конструкций оптиче-
8-1018
113
ских кабелей для серийного производства были в зяты кварцевые опти
ческие моноволокна с диаметром сердечника 60 мкм и светоотражаю
щей оболочки 150 мкм во фторорганическом лаковом покрытии . Испы
тания волокон показали, что они не способны выдерживать механиче
ские нагрузки, возникающие на узлах технологической линии по изго
товлению кабелей (при наложении полимерных оболочек, скрутке, пе
ремотке) . Были опробованы варианты упрочнения оптических волокон
методом шютного наложения защитной оболочки из полимерных мате
риалов (полиэтилена, поливинилхлоридного пластиката, фторопласта).
При испытаниях упрочненных волокон было отмечено, что И2{ стойкость
к радиальным механическим нагрузкам возросла на порядок, прочность
в осевом направлении возросла до значения порядка 10 Н и выше (для
оболочки диаметром до 2 мм). Однако коэффициент затухания в опти
ческих волокнах в результате технологической операции по наложению
-оболочки резко увеличился (в 3-4 раза). Исследования показали, что
в основе этого явления лежит появление механических деформаций в
волокнах (макро - и микроизгибов), связанных с усадкой материала за
щитной полимерной оболочки, коэффициент термического расширения
которого на 2 порядка выше, чем у стекловолокна. Механические на
пряжения, возникающие при усадке материала оболочки, вызывают
усилия, которые компенсируются упругими напряжениями волокна · и
оболочки. Это ведет к изгибу волокна с радиусом, который можно рас
.считать по известной формуле:
;г де
4е2[Щ-Е2)(В-1)2+Е2R~B2/Ri]+(Е1-Е2)Rf+Е2 R~IRi
R=
4еЕ[Е2(1-А)+Е1А]
А = Е2 (RJ-R1)2/[E1 Rf + Е2 (R~ -Rm;
В=(Е1- EJ/[Е2R~ -!-Rf(Е,
-
Е2 )]
в - относительная усадка оболочки;
(1)
е - эксцентричность волокна (расстоян и е между осями волок-
на и оболочки);
Е 1 , Е2 - модули упругости волокна и оболочки, соответственно;
R1, R2 -- радиусы волокна и оболочки, соответственно.
Опiические потери в волокнах обратно пропорциональны радиусу
изгиба и в основном определяются наличием эксцентричности волокна
в оболочке в сочетании с нестабильностью диаметра защитной оболоч
ю1. Расчетами установлено, что для достижения минимальных потерь
эксцентриситет не должен превышать О, 1 мм. Эксперименты показали,
что на имеющемся кабельном оборудовании такой точности достичь
нельзя. Для плотного наложения защитной оболочки требуется специ
альное технологическое оборудование.
Опыты со свободным наложением (с воздушным зазором) покры
тия дали лучшие результаты по оптико-механическим характеристикам.
Механическая прочность покрытых волокон была не хуже, чем при
плотном наложении оболочки, а прирост коэффициента затухания в
оптических волокнах был минимальным. Однако при длительном хра
нении покрытых волокон и кабелей светопропускные характеристики
волокон резко ухудшались, что связано с релаксационной усадкой по
лимерной оболочки, особенно ярко выраженной для полиэтилена высо
кого давления. Оптические волокна получали избыточный запас по дли
не, что неизбежно приводило ,к возникновению в них меха н ических нa-
tJ4
пряженнй и ·микроизгибов. Как показали исследования, наибольшие
деформации волокон возникали в местах их соприкосновения с дефекта
ми волокон и неоднородностями на внутренней поверхности защитн()Й
оболочки. Находясь n скрученном состоянии на барабане и имея внут
ренние напряжения, оптическое волокно в трубчатой оболочке длиной
50-300 м обычно разрушалось в течение 1• месяца в з оне наибольшей
концентрации напряжения из - за кор р озии материала волокна под нап
ряжением. Попытки регулирования степеней избыточной длины волокон
прп наложении трубчатой оболочки и термостабилизации оболочки на
имеющемся неспециализированном кабельном оборудовании успеха не
принесли.
С появлен ием оптических волокон с полиамидным защитным по
крытием, обладающих улучшенными механическими характеристика
ми, расширились возможности регулирования технологических режи
мов, однако при этом вознижла проблема тепJiовой защиты волокон. В
усJiовиях наложения полимерных матер-иалов экструзионным способом
при изготовJiении кабелей оптические волокна п·одв·ержены резким пере
падам температур от 20 до 180°С . Как показали исследования и прак
ти,rеские измерения, в этих условиях возможно возникновение микроиз
гибов в оптических волокнах, во - первых, при релакса ционной усадке по
лиамидного покрытия за счет освобождения от напря жений, возникших
при его наложении на волокно; и, во - вторых, при охлаждении наложен
ной второй оболочки в ванне охлаждения . При исследованиях механиз
ма взаимодействия оптического волокна с полиамидным покрытием
было установлено, что в условиях нагрева из - за большой разности
термических коэффициентов расширения в оптич_еском волокне возника
ют напряжения сжатия, а в полиамидном покрытии - напряжения ра
стяжения. В некоторый критический момент при возрастании темпера
туры оптическое волокно теряет устойчивость и меняет свое положение
относительно оболочки. Охлаждение 1кабеля в охлаждающей ванне при·
водит к закре плению деформированного состояния волокна и способст
вует возникновеншо в волокнах дополнительных механических напря
л,:ений. Если полиамидные покрытия волокон первоначально имели экс
центричность и нестабильность размеров, то процессы искажения фор
мы волокон были еще более выраженными. При свободном наложении
защитной оболочки на волокнах с полиамидным покрытием по тем же
технологическим режимам, что и для волокон с лаковым покрытием, .
были получены худшие результаты. Прирост коэффициента затухания в
результате наложения второй оболочки достигал 10 дБ/км.
_ Выход
был найден. путем создания между оптическими во_л()IJ{нами и
защитной оболочкой демпфирующей теплозащитной прослойки из хлоп
чатобумажных нитей с одновременным введением под оболочку упроч
няющих элементов из высокомодульных синтетических нитей марки
СВМ. Регулировкой степени вытяжки материала защитной оболочки и
натяжения оптических волокон и упрочняющих элементов удалось полу
чить оrнимальный режим изготовления оптических модульных элемен
тов с защитной фторопластовой оболочкой.
Полученные модуJiьные элементы легли в основу ~конструкц ий одно
и многоволоконных оптических кабелей. В многоволоконных конструк
циях кабелей использовалась повивная скрутка оптических модулей и _
заполняющих кордельных элементов вокруг центрального силового эле
мента с упрочняющими нитями СВМ.
В 1980-1981 гг. были разработаны констру1щии и технология изго
товления одно - , двух-, четырех-, шести- и восьмиволоконных оптических
кабелей . На неспециализированном оборудовании кабельных заводов
115
изготовлена опытная партия оптических кабелей длиной 100 км (в од
новолоконном исчислении). Результаты расширенных испытаний опыт
ных образцов кабеJiей приведены в таблице.
Марка кабеля ,
Параметры
ОК:-1
1
ОК-2
1
ОК-4
1
ОК-6
1
ОК-8
Коэффициент затухания (л = О,85 мкм)
5-25
5- 30
5-30
дБ/км
5- 2.5
.5-30
Диаметр кабеля, мм
.
3,.5
5,0
10
11
12
Строительная длина, м
300 - 700 100-500 50 - 300 50-300
. 50-100
Допустимое растягивающее усилие, н
50
100
150
490
490
Минимальный радиус изгцба, мм
10
10
20
22
24
Допустимое ЧИСЛО изгибов на ±90°
вокруг цилиндра с • минимальным
радиусом изгиба
1000
!ООО
1500
!РЮО
1000
Морозостойкость, ос
-
60
-60
-60
-
60
-60
Теплостойкость, ос
+85
+70
+70
+70
+70
Образцы кабелей выдержали воздействие:
вибрацищшых нагрузок в диапазоне частот 10-600 Гц с ускорени-
ем до 98 мiс2•
линей~ы~ центробежных нагрузО1к с ускорением до 98 м/с2;
многократных ударных нагрузок с ускорением до 392 м/с2 ;
одиночных ударных нагрузок с ускорением до 4900 м/с2 ;
влажного воздуха с относительной влажностью 95% при 40°С;
пониженного атмосферного давления до 666 Па (5 мм рт. ст.);
соляного тvмана.
В 1982-85 годах планируется провести разработки опrгических ка
белей с улучшенными оптико - механическими характеристиками на базе
градиентных кварцевых и ступенчатых кварц - полимерных оптичееких
.волокон с коэффициентом затухания 3-1 О дБ/км для применения в го
родских телефонных системах, ЭВМ и АСУТП.
ЛИТЕРАТУРА
1, М i 11 е r S. Oveгview of Te-lecommunications via Optical Fib-ers. -
Proceedings
oi the IEEE, 1980, v. 68, N 10, р. 1173-1174.
2. Н i 11 е г i с h В. Influence of Jacketing оп the Transmiissioп Loss of Low-Loss
Optical Fibers. -
Proceedings of the 26-th International Wiтe and СаЬ!е Symposium,
Novembeг · 15-17, 1977, Cherry Н:Ш, New Lerse y, р . 367-372.
З. J а с k s Q n L. Opt ioal Fibre Packaging in Loose Fitting p;Jp,:iu;JpQ JO s;JqПJ,
Polymer. -
Optia l and Quantum Elect r onics, 1977, v . 9, N б, р. 493-498.
Статья поступила в марте 1983 года
116,
УДК 519.68: 65.012.2
Л. Б. Фролов, Т. А. l(анцырева, И. Я. Волкова
ПРИМЕНЕНИЕ ЭВМ ДЛЯ АНАЛИЗА СТРУКТУРНЫХ ИЗМЕНЕНИЙ
ПРОДУКЦИИ В ПРОИЗВОДСТВЕННОЙ ПРОГРАММЕ ПРЕДПРИЯТИЯ
Расссматрнвается алгоритм реализации на ЕС ЭВМ зада чи анализа
структурных изменений продукцип по трудоемкости . Даны основные соот
ношения для расчетов индексов структурных сдвигов изделий. Приведены
программные решения, позволяющие проводить логический контроль вход
ной информации, а следовзтельно повышать достоверность расчетов.
Динамичес,кий характер современного промышленного производст
·ва усиливает влияние структурных изменений продукции на основные
технико - экономические показатели. В условиях многономенклатурного
производства при формировании программы выпуска предприятия
· важную роль играет оценка влияния того или иного варианта номен
клатурного плана на показатели рщта производительности труда. Осо
бое значение приобретает оценка структурных изменений при внедре
нии в производство новой продукции, что всегда для предприятия свя
зано с техническими, экономическими и организационными трудностя
ми, вытекающими из необходимости перестройки производства в той
или иной стпени . Известно, что повышенная трудоемкость изделий в пе
риод освоения и первых лет серийного выпуска приводит к снижению
темпов роста ряда технико - экономических показателей, в том числе и
-Фондообразующих, влияющих на ·размер фондов материального поощре
ния.
Для руководства и плановых служб предприятия необходим в этих
условиях инструмент оценки тех или иных плановых решений по соста
ву и , объемам внедрения новой техники с точки зрения их влияния на
показатели роста производительности труда и объемов производства.
Наличие такого инструмента позволяет дать оценку технической подго
товки производства к выпуску новой продукции с точки зрения затрат
на ее производство, а также обосновать планируемые показатели рост-а
производительности труда для приня~:ия производственной программы.
Для оценки влияния изменений в структуре производственной про
траммы предприятия на темпы роста выработки применяется индекс
структурного сдвига по трудоемкости ( r):
•
r=( Вп/Тп(б) - 1)100%
В6/Тб
'
где Вп, В 6 - объем продукции в плановом и базовом году, соответ
ственно;
Т n(б ) ~ трудоемкость производс:гвенной программы планового
года в среднегодовых нормах базового года;
Т 6 - трудоемкость производственной программы базового го
да в среднегодовых нормах базового года.
Задача анализа структурных изменений в производственной про
трамме предприятия сводится к определению конкретных изделий, име-
.:ющих
наибольшее влияние на показатель r, и оценке степени этого вли
яния. Для этого используется индекс структурного сдвига изделия (г1 ),
который производит оценку роли каждого изделия в изменениях темпов
роста выработки предприятия:
(С-/Т· )
r1= В~/Т~ -1 (<р~(б) - <рi),
С1 - плановая цена единицы изделия;
Т1- среднегодовая трудоемкость изготовления единицы изде
лия в базовом году;
117
-- удельный
вес изделия в трудоемкости годовой прогрю,1мы
планового года, рассчитанной по нормам базового года;
cpi - удельный вес изделия в трудоемкости годовой программы
базового года .
Nj "'
(Dj
-
~1ооы•
тп(б)- тп(б)
/О'
нiт.
Фj - _б_J
--
lOQo;,:
-'б - Те;
-
,о,
где N{, Nь - количество единиц изделия в программе выпуока в пла
новом и базовом году соо.:гветственно.
Для продукции, представляемой в проекте плана в стоимостном
выражении, индекс структурного сдвига (r1) определяется по соотно--
ШР.нию:
( 1000/Тс,
,
rc=
;о -l)(rojc(б'-rojc).
1
Во/Тб
тп;тб.
Удельный вес такой продукции в плановом и базовом году нахо-·
дится из соотношений:
те вс
rojc -
16 ;п 100%·
Тп (б)- Тп(б)
О,
где В 1п, В16 - объемы продукции, представленной в проекте плана
в сто и мостном выражении (в тыс. руб.) в плановом и
базовом году, соответственно;
Т.16 - трудоемкость продукции в базовом году . .
Для новой продукции или той, которая не выпускалась в базовом.
году, индекс структурного сдвига (r1) находится из соотношения:
r'! =
1'1
-
l ш1н
( C" IT''
)•
1
В5/Т5
•
т
где С'! - цена единицы нового изделия;
J
.
Т 1 - среднегодовая трудоемкость единицы нового изде.лия в пла- ·
новом году.
Удельный вес нового изделия в программе выпуска планового года
(срjн) находится из соотношения :
jн N{.T'J
ер =~б)
lп\
где Nfi- количество единиц нового изделия в производственной про
грамме.
Для изделий, снимаемых с производства в плановом году, индекс
структурного сдвига (rY) находится по формуле
I
.
( crn'J )
r1Y . 1 - --'--С--
.
срЬУ ,
Вб/Тб
гд~ CJ - стоимость единицы изделия, снимаемого с производства в~
плановом году;
118
Т) - трудоемкость изготовл.ения этого изделия в базовом году;
CfbY - у дельный вес этого изделия в производственной программе
базового года.
Индексы структурных сдвигов изделий (гj) связаны с индексом
·структурных изменений производственной программы (г) соотноше
нием:
r="'irj.
Это соотношение используется для проверки правильности раоче
тов индексов структурных сдвигов изделий.
В условиях многономенклатурного производства при рассмотрении
·каждого варианта производственной программы трудоемкость расчетов
индексов структурных сдвигов значительно повышается, что делает це
лесообразным использование совр ем енной вычис литель ной техники.
Применение ЭВМ позволяет проводить расчет структурных изме
:нений продукции и анализ влияния этих изменений на рост производи
тельности труда после каждого- внесения изменений в планируемую но
менклатуру продукции предприятия, что очень важно в условиях мно
гоэтапной технологии формирования плана производства предприятия.
В качестве исходной информации для расчета используется свод
ный массив проекта плана производства продукции, формируемый
на машинных носителях в процессе решения задач в отраслевой авто
матизированной системе плановых расчетов.
Анализ структурных изменений продукции планируемого года по
,отношению .к баз-овому году осуществлеятся на этапе формирования
проекта плана. Расчет позволяет оценить рассматриваемый вариант
плана <! точки зрения влияния отдельных изделий на показатели роста
производительности труда и объемов производства.
Для реализации рассматрива·емой задачи был разработан алгоритм
ее решения на ЕС ЭВМ. Блок-схема программы приведена на рис. С
Перед началом расчетов инд ексов структурных сдвигов осуществ
_ляется логический контроль входной информации (массива SVODM) на
наличие в нем всех необходимых · дл я даш,нейшето - анализа показате
.лей. Таблицы решений (ТР) программы ANALY.S, осуществляющей
этот контроль, приведены на рис . 2: - В таблицах приняты следующие
, обозначения: У - ДА; N - НЕТ; ~<-» . (тире) · - НЕСУЩЕСТВЕННО;
Х -- действие, стоящее в соответствующей строке, подлежит выполне
-нию; R 1 -- порядковый номер правила; Е
-
ИНАЧЕ (означает, что
если ни одна из описанных в пранила х F, _· l -R п ситуаций не имеет ме
ста, то должно выполняться специальное действие, отмеченное в столб
це Е (ИНАЧЕ), без выполнения дальнейших проверок). Правый верх
ний квадрант таблиц является матрицей условий, правый нижний
матрицей действий; векторы S= (el, е2, ... , еп)
с е.1 =У или N называ
ются ситуациями [ 1].
В результате логического контроля исходного массива в нем выяв
.ляются
записи, в которых отсутствует хотя бы один требуемый для рас
четов показатель. Отсеянные записи выделяются в отдельный набор
_данных STRERR. Каждой такой записи присваивается код ошибки, от
ражающий причину, по которой данное изделие не может участвовать в
анализе структурных изменений продукции. Коды ошибок имеют следу
.:ющие значения:
1 - запись не включается в расчет из-за ограничения по стоим-ости .
Порог стоимости передается программе ANALYS через задан
ный параметр;
119
120
2 - запись имеет нулевые количественные и стоимостные показа
тели;
3 - трудоемкость плановая и базовая нулевые;
5- при расчетах по стоимости неправильно проставлены базовые
реквизиты;
6 - при расчете по стоимостным пока з ателям неправильно простав
лены плановые реквизиты;
7 - при расчете по количественным показателям цена равна нулю ~
8 - при расчете по количественным показателям неправильно про
ставлены базовые реквизиты;
9 - при расчете по количественным показателям неправильно про
ставлены плановые реквизиты .
( l/a'lt1.l!O )
~
-
Прото кол
PRINТSTR - за rшсеи., бо-
е-- ANAL YS
STR -
шеdших б
-
расчет
-
-
C!JNMIJfJHьre
-
8AZA '--
Pl?INT8AZA - по и!Jorl!J
0050{6( сто-
амостu 1.1
труtlоещасп!,_
fljlomoкoл.,
-
STERR 1--- PRINTERR ,-- Jdпucetl,11~
dошеощщd
;щсr,ет
-
-
-
-
STR -
-
.=>
--
-
COllNТ - INIJEX
-
,с;;.
--
8AZA -
.. ..
-
-
-
-
JN.DEX
-
SORТI - JNS
-
-
'
~
-
~
'
...___
PRINJJNIJ
INS -
,--
-
( Конец )
'
Рис. 1. Блок - алгоритма задачи
;:;
1
'i'1\р•п
7:0 2
Тр1
R! !,'2
,f5
, RL;- /? ,5 ;?/l /?7 ,f8
/? /1
~,.
/?1/?2RЗi?ч-RJ!?бЕ
1,;J.I ,,!и
Tio=Р Nу1-
Tjo = rJ'
у
-
-
-
у
-
-
--
-
-
-
-
-
-
Т;п.11 =J2'
-
-
}'у
у
N
ljl!.11 = ф
у
у
-
-
-
-
--
-
-
-
-
BJo = jiJ
уN-
-
-
-
N1o =,13'
у
-
-
уNIуVN
уNN
fJ jпн =fil
-
-
)1N.Nу
1
Njпн=J! у
-
-
у
у
rY
у
NNуN
DJГff =JJ
-
-
NуN
у
Njry =Р
у
-
у
у
у
NуNN/1/
!!рi!зна»шиок11. J J б б б б
-
Расчет
х
BJo=P
у
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
/?ETUR !V
х
ххххх
-
х
Вjт, =ff
у-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
oJ
,...
ТРЗ
R!R2R3Rч-R5RбRlЕ
B;r1=Р
у
-
--
-
-
-
-
-
-
-
-
ljь = f2J
-
Nу--
-
-
С; =у/
у
-
-
-
-
-
-
-
--
-
-
Тjпл =jiJ
-
-
-
уууN
8jrтmx<Р 1 -
·
-
у
-
-
-
-
-
-
-
-
N'jб = _(J
-
уN
-
-
-
-
Лpii3NLtK 1 2
N;пя =J2'
-
-
-
NуN
у
o:.uu..rJкu ==
3
'
N;гу =JJ
-
-
-
уNNу
БО ТО ТР2
){
Cj =J7J
у-
-
-
-
-
-
...,__
Пси:знак
.
[ C!l ТО :ГРЗ
)(
L..__J}jflЦ0/:!/= 7 8 8 g 9 g 9
хххххх-
-
-
-
~-.
Расчет
х
1
1
[:}\-'.! .}
IXххх\,.,..
ххххххi--!
!{EТ!JR N
хххххххх
i /',
\
·-
а)
о)
Рис. 2. Таблицы решений, отражающие логический контроль входной информации в программе:
а - выявление информационных записей и определение видов расчетов; 6 - рас чет по стоимости; в - расч ет по ко
личеству
В программе ANALYS определяются также виды расчетов: по сто-
11мостным или по количественным показателям. С целью сокращения
расчетов предусматривается возможность изменения числа рассматри
ваемых изделий путем исключе ния тех из них, которые имеют незначи
тельные по стоимости объемы выпуска.
В ,качестве стоимостных показателей берется стоимость продукции
·в. тыс. руб., выраженная в действующих ценах.
За цифры текущего года принимается ожидаемое выполнение или
.же, если этот показатель еще не определен к рассматриваемому момен
ту, плая текущего года.
Показатели планового года рассматриваются в двух аспектах:
предложения предприятия (ПЯ) и предложения главного управления
(ГУ). Дальнейшие расчеты выполняются отдельно либо по предложе
ниям ПЯ, либо по предл ожениям ГУ. Результаты дают возможкость со
· поставить структурные изменения продукции предприятия, вытекающие
из цифр, предложенных ПЯ и цифр, предложенных ГУ.
Итогом работы программы ANALYS являются три набора данных,
каждый из которых может быть распечатан по желанию пользователя:
-
первый набор содер·жит суммарные по нредприятию объемы тру
доемкости и стоимости;
-
второй набор содержит записи, прошедшие логический контроль;
--
третий набор содержит отсеянные из расчета записи с кодами
· ошибок.
Выходными данными является также удельный вес изделий, вошед
wих в расчет по номенклатуре и по стоимости.
Расчет индексов структурных сдвигов по изделиям производится в
программе COUNT. Перед программой печатп PRINТIND рабочий
,файл / NDEX сортируется по ключу: номер подотрасли, номер предприя
тия, модуль индекса структурного сдвига.
Кроме печати выходной формы, содержащей рассчитываемые в за
_даче параметры по отдельным изделиям и по предприятию в целом,
предусматривается возможность формирования и печати гистограммы
-распределения индексов структурных сдвигов изделий, которая позво
.ляет в графическом виде представить интегральную картину всего поля
индексов.
Ранжирование изделий по абсощотной величине индексов структур- ,
ного сдвига позволяет вывести на печать в первую очередь изделия,
·оказывающие наибольшее влияние на по'Казатель структурных измене:
ний продукции. Практика показывает, что таких изделий сравнительно
немного даже в условиях многономенклатурного производства. Алго
:ритм расчета предусматривает возможность не выводить на печать зна
чения индексов меньше заданного порога (например, 0,5%).
· таким образом, обеспечиваются просмотр и расчеты по всем изде
.лиям плана, а для анализа пользователю выдается по соответствующей
форме характеристика лишь тех из них, которые оказывают наиболь
·шее влияние на темпы роста выработки и, соответственно, объемов про
.изводства. Это не только значительно облегчает проведение анализа,
но и дает возможность повышения его качества, так как по небольшому
.кругу изделий легче проверяется достоверность исходной информации.
ЛИТЕРАТУРА
Введение в те х нику работы с таблицами решений. Пер. с нем . под ред. Поспело
ва Д. А. - М.: Энергия, 1979.
Статья поступила в феврале 1983 года
,;]22
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
УДК 621 .373 .826: 621.396
С. Н. Деревянко, А: С.Малаховский
МОДУЛЬНАЯ МИКРО-ЭВМ для АВСК no
Рассматриваются вопросы разработки и применения модульной мик
ро-ЭВМ дл я АВСК ПО. Приводятся функциональные схемы базового на
бора модулей микро - ЭВМ.
Применение микропроцессоров в АВСК сущест венно улучшает их
эксплуатационные характеристики (надежность, потребляемую энер
гию, габариты; массу и стоимость), а также дает возможность реализо
вать весьма сложные алгоритмы управления и цифровой обработки
речевого сигнала, которые невозможно было реализовать другим спо
собом.
Микропроцессор представляет собой цифровое устройство в виде
одной или нескольких БИС, которые вместе с ОЗУ, ПЗУ и другими ин
тегральными схемами, обеспечивающими его работу и сопряжение с
внешними устройствами, составляют микропроце ссорный набор или
комплект (МПК), на основе которого можно разработать микро -
ЭВМ [1].
В настоящее время промышленностью выпускается целый ряд мик
ропроцессоров и микропроцессорных комплектов : однокристалльнъ1е r,,с
рий 1(536, К.580, К586; микропроцессорные микропрограммируемые се
рий К581, К582, К584, К585, К587, К588, К589 [2].
Выбор МПК пред ставляет собой сложный итерационный процесс ,
основным критерием ·которого является обеспечение :наименьшей стои
мостй АВСК при выполнении всех требований технического задания .
В результате проведенного анализа в качестве базового был выбран
МПК серии 580, который имеет следующие пре и мущества:
-
законченность и ясность внутренней структуры;
-
высокое быстродействие;
-
мощную систему команд;
-
большое количество лерифирийных и интерфейсных схем, обес-
печивающих простоту типовой структуры микро-ЭВМ; '
-
-
совместимость с широко распространенными ТТЛ-микросхемами
серий 133, 134;
-
наличие матобеспечения и системы отладки .
На основе этого МПК серийно выпуокается встраиваемый микро
контроллер МК -01 и система отладки СО - О 1.
Технические требования к микро - ЭВМ на основе анализа техниче
скиих заданий на разработку конкретных АВСК приведены в табл. 1.
Данные таблицы показывают, что микроконтроллер МК-01 в ис
ходном варианте не подходит ни для _одной из АВСК.
Таблица 1
Параметр
АВСК-1
АВСК-2
АВСК
Базовый
МК-1
1
2
3
4
5
Время выполнения операции типа
регистр-регистр, мкс
2
2
2
2
Объем памяти, К:
ОЗУ
1
2
6
2
ПЗУ
2,5
8
18
6
Налиие интерфейсов:
параллельные
1(24)
2(24)
9(24)
1(24)
последовательные
1
2
3
-
При доработке МК-01 (замена одной платы ПЗУ на плату после
довательного интерфейса) возможно его использование в АВСК-1. Кро
ме того, для АВСК -1 требуется, чтобы габариты микро-ЭВМ были ми
нимальны, а габариты МК-01 довольно велики (210Х90Х 140 мм). По
этому было принято решение о разработке микро-ЭВМ, которую можно
применить в этих АВСК, причем микро-ЭВМ была разбита на функци
оналыю-законченные модули, реализованные на двусторонней печат
ной пJrате размером 140Х80 и высотой не более 12 мм (с разъемом).
Это позволило получить как наименьшие габариты микро-ЭВМ (в
АВСК-1), так и большую функциональную точность (в АВСК-3).
Рассмотрим полученную структуру микро-ЭВМ. На основании тре
бований к микро-ЭВМ по всем трем АВСК было принято решение реа
лизовать следующие модули, исходя из возможности их размещения на
одной плате размером 140Х80:
-
модуль процессора;
-
модуль памяти I (ОЗУ-lК/ПЗУ-ЗК);
-
модуль памяти II (ПЗУ-4К):
-
модуль памяти III (ОЗУ-2К);
-
модуль параллельного интерфейса I (устанавливаются 2 интер-
фейса 580ВВ55);
-
модуль параллельно-последовательного интерфейса II (устанав
ливается 1 параллельный интерфейс 580ВВ55 и 1 последовательный
580ВВ51);
-
модуль приоритетных прерываний.
На рис. 1 показано построение микро-ЭВМ для каждой из разраба
тываемых АВСК.
Энергетические параметры каждого типа модулей приведены в
табл. 2.
Используя рис. 1 и данные табл. 2, можем оценить габариты, зани
маемые микро-ЭВМ для каждого из вариантов (считая, что платы
установлены с шагом 15 мм), и потребляемую мощность (табл. 3).
Исходя из полученных данных, введем коэффициент качества при
менения микро-ЭВМ:
1~
А1р
1~
Вjб
К=п~ al~+m"'11~jв;;-
rде А1 р, А 16 - сравниваемые «положительные» параметры микро-
ЭВМ;
124
Bj6, В1 Р - сравниваемые «отрицательные» параметры »;
а1 , -~j - весовые коэффициенты «важности» параметров, при
чем ~а1 =n; ~~j =m.
Ламят1,
/1нmeprpet1c
Процессор
I
ll
1
1
1
1
1
1
Ooщaff шина:.
а}
l!роцессор
Память
Пt1мять
Память
1
Про
це ссор
ь-лпк
Пjlf'/Jhl -
!J!l Nii Й
II
л
][[
1
1
1
1
1
1
Оощт, шина
1
1
1
1
Ьлок
Ннтерсрейс
lfнmeprpeйc
Г?реры!JанtLЙ
][
lJ[
о)
Помягь Память _f1амят1, Память Памrrт1,
I
1
Л
Л
ll
f/нmep-
1pet1c
1
Оощая ШlLH6/
Hнmy
[/JeLLc
I
Jfнmep -
rpeilc
I
5)
flнm_ep
t7Jeuc
][
Инmep
rpeii.c
JI
Рис. 1. Структурная схема микр _о-ЭВМ для:
а-АВСК-1; 6-АВСК-2; в - АВСК-3
Память
JJl
Интер
rреt1с
]/
Таблица 2
Напряжение пита- Ток по требления, А
ния, в
Мощ-
Наименование модуля
ность ,
Е1
Е2
Е1
Е2
Вт
1
2
3
4
5
6
:Процессор
+5
+12
0,3
0,05
2,1
.Память I
+5
-
0,4
-
2
. Память II
+5
-
0,4
-
2
Память III
+5
-
0,4
-
2
Интерфейс I
+5
-
0,3
-
1,5
.Интерфейс II
+5.
-
0,3
-
1,5
.Приоритетные прерыва-
ния
+5
-
0,2
-
1,0
125
Таблица 3
Пораметры микро-ЭВМ
АВСК-1
АВСК-2
1
АВСК-3
МК-01
Количество модулей
3
7
14
6
Габариты, мм
140Х80Х40 140Х80Х 100 140 Х 80Х205 210Х91 Х 140
Объем, см 3
448
11 20
2296
2646
Мощность . потребления,
Вт
5,6
12, i
24, 1
11 ,2
В данном случае для простоты примем ai = ,~ 1 = 1 и сравнения бу•
дем проводить по следующим параметрам:
«положительные» - объем ПЗУ, объем ОЗУ, общее количество ин-
терфейсов;
«отрицательные» -- объем, потребляемая мощность.
Проведя расчеты, получим:
для микро-ЭВМ АВСК: - 1 К:=4,95;
для микро-ЭВМ АВСК: - 2 К:=3,75;
для микро - ЭВМ АВСК:-3 К: = 6,8.
Таким образом, можно сделать вывод, что разрабатываемая микро
ЭВМ эффективнее для применения в данных АВСК: в 4-7 раз.
·
Модуль процессора · (рис. 2) содержит микропроцессор 58OВМ8O,
формирователи шин данных (ФШД), адреса (ФША), управления
(ФШУ), а также схемы тактирования, сброса и синхронизации (СТСС) .
~"Cj
~
"'
~
J
~
~
ФШУ
~
Рис. 2. Модуль процессора
1
~,-
-i
1
1
1
}
ПJ!J
Рис. 3. Модуль па
мяти ПЗУ - 4К
В ка'-iестве формирователей используются микросхемы 585АП16, а так
же микросхемы серии 133. Тактовая частота стабилизирована кварцем
с резонансной частотой 8 МГц, длительность та1кта 0,5 мкс. В схеме
имеется узел автоматического сброса при включении питания, а также
цепь, позволяющая осуществлять сброс от внешней схемы. Напряжение
питания (-5В) для микропроцессора 58OВМ8O формируется внутрен-
ним генератором от напряжения питания + 12В.
.
Модуль памяти ОЗУ-1К/ПЗУ-3К: (рис. 3) содержит 6 микросхем
556РТ5, установленных на съемных панельках (ППЗУ), и 2 корпуса
корпуса 541РУ2 (ОЗУ). Младшие 9 разрядов шины адреса для ПЗУ
( 1О разрядов - для ОЗУ) подаются непосредственно на эти микросхе
мы, а оставшиеся - на дешифратор адреса (ДА), собранный на микро-
126
схемах 133 серии . Причем для четырех старших разрядов предусмотре
яа установка впаиваемых перемычек, которые позволяют выбрать ад
рес модуля от 0 0 0 0 Н до F 0 0 (ZJH. В качестве шинного формирова
ния используется 585АП 16 .
Модуль памяти ПЗУ 4 К (рис. 4) содержит 8 корпусов , ППЗУ
556РТ5 установленных на съемных панельках. Младшие 9 разрядов .
шины адреса подаются на микросхемы, оставшиеся - на ДА, причем 4
старших разряда завi=дены на впаиваемые перемL;чки, которые позволя
ютустановитьа;д.ресмодуляот0000НдоF000Н.Вкачестве
шинного формирователя используется 585АП 16.
Рис. 4. Модуль памяти
ОЗУ-lК/ПЗУ-ЗК
Рис. 5. Модуль параллельнп-последова
тельного интерфейса
Модуль памяти ОЗУ 2К организован аналогично модулям
ОЗУ-1К/ПЗУ - 3К и ПЗУ - 4К. Отличается тем, что 5 старших разрядов
заведены на впаиваемые перемычки, что позволяет выставлять адрес с
шагом 2К. В качестве запоминающих элементов использованы
541РУ2.
Модуль параллельно-последовательного интерфейса (рис , 5) содер
жит параллельный интерфейс 580ВВ55 с 24 программируемыми входа
ми/выходами с третьим состо?.нием. В зависимости от управляющих
сигналов могут быть следующие комбинации входов/выходов: 24 входа;
24 выхода; 8 входов и 16 выходов; 16 входов и 8 выходов; 12 входов и ·
12 выходов. Все они могут работать как в синхронном, так и в асин
хронном режиме в зависимости от программы.
На модуле установлен также последовательный интерфейс
580ВВ51, который имеет один последовательный вход/выход. - Этот ин
терфейс в зависимости от программы может работать в следующих
режимах:
-
асинхронный последовательный прием;
-
асинхронная последовательная передача;
-
синхронный последовательный прием;
-
синхронная последовательная передача;
-
прием/передача по синхросимволу.
1 В каждом из этих режимов информация
может передаваться со
tекоростью от 200 бит/с до 64 кбит/с в формате от 5 до 8 бит в слове.
Адресный дешифратор позволяет устанавливать с помощью впаи
ваемых перемычек адрес модуля ОТ ' О до 248 с шагом 8. В Ю)-Честве
шинного формирователя используется 585АП 16.
Модуль параллельного интерфейса отличается от параллельно-после-
127
довательного тем, что вместо 580ВВ51 установлен второй 580ВВ55, что
позволяет иметь 48 параллельных программируемых входов/выходов.
Модуль прерываний содержит микросхему приоритетных прерыва
ний 585ИР14, которая позволяет обработать 8 прерываний, причем при
одновременном поступлении обрабатываются прерывания с высшим
приоритетом. Возможно также организовать 24 прерывания дополни
тельно с низшим приоритетом и программным поиском источника пре
рывания.
Кроме этих модулей, в системе предусмотрен отладочный модуль,
реализованный на плате 160 Х 140, который устанавливается на место
модуля процессора при снятой верхней крышке изделия. Этот модуль
предназначен для отладки микро - ЭВМ в составе изделия и проверки ее
функционирования.
В состав модуля входят: процессор, элементы индикации состояния
системной шины, элементы управления, позволяющие организовать ре
жимы «сброс», «шаговый», «покомандный», «останов по адресу». Этот
модуль в состав изделия, устанавливаемого на объекте, не входит и
предназна,qен только для отладки и ремонта.
Набор описанных модулей позволяет создавать микро-ЭВМ с раз
личными функциональными возможностями: от самых простых до пред
назначенных для установки в сложных АВСК.
ЛИТЕРАТУРА
1.ГришинЮ.П.,КазароновЮ.М.,КатиковВ.М.Микропроцессорыв
радиотехнических системах. -М.: Радио и связь, 1982.
2. Микропроцессорные комплекты интегральных схем: Справочник. Под ред. Ва
сенкова А. А . , Шахнова В. А. - М.: Радио и связь, 1982.
Статья поступила в феврале 1983 года
УДК 621.396: 681.322
И. Г. Гончаров, Э. В. Кротенок, А. П. Тарасова
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ МИКРОЛИНЗ ДЛЯ СОГЛАСОВАНИЯ ИЗЛУЧЕНИЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ЛАЗЕРА С ВОЛОКОННЫМ СВЕТОВОДОМ
Проводится расчет эффективности ввода излучения полупроводникового
лазера в волоконный световод с помощью микролинз из халькогенидного
стекла. Приводятся экспер;,~:vrентальные данные, пока зывающие преимуще
ства пр едложенного способа.
При создании интегрально-оптических устройств на основе полу
проводниковых лазеров важной оп,ерацией является ввод излучения в
оптическую схему или волоконный световод. Несогласованность узкой и
длинной прямоугольной излучающей области полупроводникового лазе
ра с сечением круглого волокна приводит к ухудшению эффективности
связи источника света с волокном, к потерям на ввод от 50 % до 95 %
при непосредственном соединении лазера и волокна . Для повышения
эффективности ввода предложено применять различные согласующие
элементы: селфо,ки, фоконы, линзы. Лучше всего зарекомендовали себя
микролинзы на торцах волокон [ 1-3], изготовленные методом оплавле
ния [2] или фотолитографичес1ким методом - путем нанесения на торец
фоторезиста и последующей его обработкой :[1]. Этими методами полу
чают линзы полусферические и цилиндрические. Перечисленные спосо-
128
бы формирования микролинз непосредственно на торце градиентного
JJoлoiшa различного состава требуют хорошо отлажещюй технологии
оплавления для получения торца с определенным радиусом кривизны.
Кроме того, существует опасность «схлопывания» окисной оболочки на
стеилянной полусфере, что приводит к изменению показателя прелом
.ления и ухудшению эффекти:gности ввода.
Повышение ,эффективности ввода излучения полупроводникового
лазера в волоконный световод необходимо и при решении задачи вво
да излучения из волокна в лазер при создании внешней обратной свя
зи для управления частотой полупроводникового лазера. Ясно, что в
этом случае необходимо обеспечить минимальный размер области фо
кусировки, который оказывается пропорциональным фокусному рассто
янию. Если минимальный размер Гауссова пучка р 0 расположен перед
линзой, тогда минимальная ширина пучка р 1 после прохода через лин
зу равна
(1)
"Р~ п
гдеZ0=
--
параметр конфокальности пучка .
),
При малом фокусном расстоянии ,f/Zo< 1 фок у сировка пучка в ми
нимальный размер оказывается пропорциональной фо·кусному расстоя
нию. Поэтому прогресс в согласовании лазера с волокном связан с воз
можностью использования микролинз с большим показателем прелом
J1ения. Таким удобным материалом для микролинз является халькоге
нидное стекло As2Sз с показателем преломления п~2 . 5.
В описываемом эксперименте использовались плоскосферические
хал ь когенидные линзы, iJ<Оторые можно было подбирать в соответствии
с оптимальным радиусом , и исследовались условия, приводящ ие к п о-
1:JЫШе н ию э ффективности ввода.
Расс мо трим в пр и ближении г е ометрической оптики влияние микро
ли нз ы на формиров а ние из луч ении в плоскости, перпендикулярной пло
с1<ости р - п - перехода, где расходимрсть инжекционного лазера высока
В н а шем случае толщина активной области в плоскости Х- У инжекци
онн ого ла з е р а составляла 0,5 мкм и обусловливала расходимость излу,
чения около"-'60°. В другой
плоскости Y-Z
-
ширина полосково й
стр уктуры со ста в ляла почти~ 10 мкм.
•
Испуск а емый источником луч б удет захв а чен (рис. 1), если после
преломления на поверхности микролинзы он войдет в сердечник под
углом, достаточным для полного внутреннего отр а жения на границЕ
сердечни к -волокно. Условия захвата опр е деляются выражени е м:
11\<90°- a:csinп2 ;
(2)
n1
rf·,
1х1<2,
(3)
где . 1 ~ угол между преjJомленным лучом и осью волоконного свето •
вода;
х -- расстройка от осей волоконного световода до точки пересече
ния лучом торца волоконного световода;
d -- диаметр сердечника.
9-1018
129
Угол 11 (рис. 1) определяется из следующего выражения :
11 = arcsin [ А; R sin 0]- a~csin [ AR:лR sln e'J- 0;
(4)
х:_(А+R)
s!n 0
плcos11 '
(5)
где пл -коэффициент преломления линзы;
А ---: расстояние от исто'(ника;
R•-
радиус линзы;
0 -угол падения луча на микролинзу , который определяется из
условия
п!
--пг-
а)
101<arcsin_в_.
A+R
х
у
Рис. 1. Распространение оптического лу,ча в волоконном световоде:
а - без микролинзы; 6 - с микролинзой
Преломление на границе раздела сердцевина-микролинза
п
(7)
Угол захвата ограничивается 1 и х, т. е. волоконный световод с
очень малым сердечником не по з воляет полностью использовать соби
рающую силу микролинзы. Для лучшей эффективности ввода у воло
конного световода радиус сердечника должен быть не меньше Хшах, со
ответствующему углу
900
•
n
1=1max=
-
arcsш - ;
n1
(8)
А
sin 0max
1ХImax= 1 опт+R1----
пл COS 1max
(9)
где 0max определяется для 1 = 1шах и R равен внешнему радиусу обо
лочки.
Диаметр сердечника волоконного световода с заданной апертурой
и .диаметром оболочки должен для максимальной эффективности вво- .
да с микролинзой удовлетворять неравенс-~:ву
-
;;> Аопт+- -----•
d
•(
D) s!n 6max
2
2 пл cos 1max
(10)
130
·
~-В·еличина допустимых значений 0 зависит от параметров А и R, ко
торые изменяются в значительных пределах (рис. 2 и 3) .
При удалении от источника телесный угол захвата линзой будет
уменьшаться, расходимость прошедшего пучка тоже будет уменьшать
ся и достигнет при некотором расстоянии от источника до линзы вели
чины достаточно малой для удовлетворения условия полного внутренне
го отражения на границе сердечник-оболочка. Это расстояние и будет
.оптимальным - А 0пт. Оно меньше фокусного расстояния линзы. Чем
больше числовая апертура волокна, тем больше угол полного внутрен
него отражения и тем меньше Аоnт .
- //,, гpatJ
;f
!
20
!S
!О
J
х
25
s
!
J1015'2025'30ЛВ0
о}
Рис . 2. Графики зависимости:
a-· y1=f(G); 6--X =F(G):
1-а=25 мкм; 2 - а=45 мкм ;. 3-а=50 мкм ; 4-а=75
5-а = 100 мкм (r=45 мкм, Nл=2,5)
мкм;
Рис. 3. Зависимость оптималь
пого расстояния А от радиуса
микролинзы для волоконного
<:ветовода с различными знз
чениями числовой апертуры NA
1-0,08; 2-0,015; 3 - 0,18;
•
4- 0,24; 5- 0,30
Аопт,МКМ
fiO
20
/
/
/
/2
о ~---'-----'-----'-----'
20
40
бО R,мкм
В табл. 1 приведены параметры волокон , определенные экспери
ментально. По характеристикам волоконного световода и определенным
по расчетным графикам (см. рис . 2 и 3) параметрам 0max, Аолт, 1 шах
рассчитывались радиусы МИtкролинз, необходимые для обеспечени я
максимальной эффективности ввода излучения лазера в волокно
(та-бл . 2). Из расчетов следует, что для обеспечения большей эффек -
-
,.
.
d
тивности ввода излучения необходимы линзы с R< - (технология оп-
2
лавления торца волокна для получения мнкролинзы не позволяет пол у
чить радиус линзы меньше радиуса воло·кна) .
131
Табл11ца 1
Диаметр
Диа- Число-
Числовая
Ко:1ффици е нr
Наименование светопр()- метр
вая
l! Пертура
ПО!(аза тел я
!JОЛОКН3
водящей BOIIO!{- аперту-
-
С MИKPO.ilИ!l- прелом л ения
дп
жилы, мкм H<J, мкr,~ ра NA зой " на торце сердцевины
волокна
n1
-)
-
"'
Волокно No 1
51
160
0,26
-
J,532
0,022
Волокно No 2
60
ню
О, 17
0,2,5
1,509
0,009·
--
Волокно .No 3
IO CO
2000
0 ,25
0,5
1,52
0,02
Волекно No 4
60
130
U, 33
0,22
1,54
0,04
Таблица 2:
Наименование/ Угол
Угол пре- Радиус
Эффектив-
Э.ффектив-
линзы
ность ввода
н о сть ввода
волокна
захвата
ломления
без линзы с микролинзой;
6
мкм
"(
R
Кв, %
Квл, %
-.
Волокно No 1
15°10'
gc\ О'
~~-
2
4
Волокно No 2
go.'5 0'
50
45
'"
40
Волокно No 3
14°30'
9°20 '
7-Ю
44
56
Волохно J~ 4
20° 1(!'
13°10'
44
80
60
Микролинзы из халькогенидного стекла п9лучались плавлением в
вакууме, что обеспечивало получение неокисленной поверхности линзы.
Разбраковка линз по диаметру, прозрачности, отсутствию пузырьков и
чистоте поверхности проводилась под · микроскопом. Линзы нужного
диаметра наклеивались на масцшную шайбу и производилась сошли
фовка одно.й полусферы линзы. Этот метод высокопроизводителен, так
как одновременно можно с достаточной степень!() точности обрабаты
вать до 1000 микролинз и получать линзы с различнь~м фокусным рас
стоянием. Крам~ того, процесс изготовления поддается автоматизации.
После полировки .[Iинзы крепились на сколотый торец волокна. с по
мощью оптического клея .
Установка собиралась на юстировочном столе, обеспечивающем
перемещение по трем осям. Введение излучения инжекционного лазера
в волокно и настройка на максимум введенного излучения, который
обеспечивался по показаниям ФЭУ, производилось сначала в отсутст
вии микролинзы . Затем на торец волоконного световода наклеивалась
микролинза и опять производилась настройка на максимум введенного
излучения. Расrчетные параметры микролинз и измеренные значения
эффективности излучения инжекционного лазера в волоконный свето
вод приведены в табл. 2. Видно, что применение непросветленных линз
увеличива~т эффективность ввода на 20 %. При использовании же 130 -
локонных световодов с большой апертурой (0,3) можно эффективно
ввест~ излучение и без согш1сующих элементов. Применение линзы при
• работе с вь1сокоапертурным волокном не давало выигрыша в эффекmв -,
нщ:щ 13вода из-за дополнцтелы:.1СJrq ФPE:l-!~~~I1cк9.ro отр?LКе~~я ~а пqв,еμ~·
НОСТИ ЛИНЗЫ ( ОКОЛО 18 °!о).
•
Для практического осуществления эффек,ивноrо ввода излучени-я _ в
волокно при разработке соответствующих · приепособлений следует рас-
132
смотреть влияние разъюстировки волоконного световода относительно
оси резонатора лазера на эффективность ввода. Измерения производи
J1ись по двум взаимно перпендикулярным осям . Для этого конец свето
вода укреплялся на юстировочном столике , который обеспечивал конт
роль ререl'v\ещений с точностью 1 мкм. По результатам измерений по
строены граф11ю1 (рцс. 4), и~ КQ'!'орых щ1дно, что с применением микро
линз чувствительность !< смещениям по осям Х и У повышается незначи
тельно. Однако учесть количественно влияние фактора смещения на
эффективность ввода трудно, поскольку смещение, вообще говоря, мо
ж-ет быть скомпенсировано поворотом.
ff !llrnax
г.
-V,б-0,ff -0,2 . О 0,2 О,* l, d
а)
lf/lfrnax
!,О
-0,б -0,ff -0,2 О 0,2 О,'1 У, tf
tf)
Рис . 4. Зависи ·мость эффективности ввода излучения в во
локонный световод от ра зъюстиров1ш по осям:
а-х; 6-у:
1- с микролинзой; 2 - с плоским торцем
Для изучения главных параметров волоконных световодов были
nроведеНЬ! измерения числовой апертуры волокон, изменения апертуры
и эффективности ввода излучения лазера в световод при вводе и з луче
ния с помощью линзы, проведены расчеты линз для различных волокон ,
рассчитаны коэффициенты преломления оболочки для •каждого волокн а .
Ре з ультаты эксперимента пока з ывают, что при проектировании во
локонно-оптических линий связи возможно практическое использование
предлагаемого способа ввода и з лучения в волоконные световоды.
ЛИТЕРАТУРА
1. К о r ан Л . Дж., Шнейдер М. ' в. Микролинзы для ·сопряжения инжекцион
ных лазеров с оптическим волокном. ВЦП, перевод No 1564.
2 . Ч жен В уд х и. Оптими з ация · передачи мощности из лазеров на GaAsO3 в во
локн а со сферическими торцами. - ТИИЭР, 1981, т. 69, No 3, с . 122.
3. К у в а х а р а Х. Эффективное связывание лазеров с одномодовыми волокнам и
,с коническими · полусферическими концами. -ВЦП, перевод No 81/27864. ·
' Статья поступила в январе 1983 года
133
УДК 621.378.826: 621.382
Канд. техн. наук К. Д. Шмелев
СТАБИЛИЗАЦИЯ ОПТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЛАЗЕРОВ
Рассматриваются основные параметры полупроводниковых лазеров.
Приводятся некоторые структурные схемы устройств стабилизации интен
сивности и частоты оптического излучения лазеров при старении и колеба•
ниях температуры окружающей среды. Показываются пути увеличения
срока службы и эффективности использования оптического излучения как
отдельных лазеров, так и их решеток.
Современное состояние квантовой электроники
большим количеством разработок квантовых приборов
лупроводниковых лазеров) и созданием на их основе
личного назначения [ 1].
характеризуется
(в частности, по
аппаратуры раз-
Полупроводниковые лазеры имеют целый ряд характеристик, выде
ляющих их среди других типов лазеров: относительно большой кпд (до
40%), широкий диапазон излучающих частот, возможность их пере·
стройки, узкий спектр, малые энергоемкость и вес, простота модуляции
током накачки, широкий диапазон рабочих температур. Эти свойства
позволяют использовать полупроводниковые лазеры в оптической свя
зи, дальномерах малого радиуса действия, локаторах, системах ночно-
~ го видения, системах охраны и т. п.
В полупроводниковом лазере активным элементом является кри
сталл полупроводника, возбуждаемый либо инжекцией носителей через
р-п - переход (инжекционные лазеры), либо пучком электронов высокой
энергии. 1vlаксимальная импульсная мощность излучения промышлен
ных образцов одиночных лазерных диодов при комнатной температуре
составляет 16-20 Вт при частоте следования импульсов 1-5 кГц [2],
одна•ко при увеличении температуры до 50°С выходная мощность дио•
дов снижается почти в два раза. Собирая диоды в наборные излучате
ли и располагая их вплотную друг к другу, можно увеличить импульс
ную мощность до 1 кВт и более. Фирмы Valtec, Optelecom (США) вы·
пускают решетки импульсных лазеров с частотой 1 кГц и выходной
мощностью 1-11 кВт без охлаждения. Кроме того, разработаны решет
ки с частотой следования импульсов 10-13 кГц, мощностью 1,5 кВт с
термоэлектрическим охлаждением, а также решетки мощностью 3 ~-;Вт
с азотным охлаждением.
Необходимым условием для широкого пра•ктического примененин
лазеров' является достижение большого срока службы. Определенные
успехи достигнуты в повышении срока службы полупроводниковых ла
зеров, работающих в непрерывном режиме. Дальнейшее их совершенст
вование проходило по пути введения определенного процента алюминия
в ак т ивный слой GaAs р - типа, а также благодаря применению полоско
вой конструкции. Определенные преимущества дает использование пла
нарной поласковой структуры . При такой структуре все рабочие обла
сти лазера полностью изолированы от поверхностей кристалла, где
окорость деградации наибольшая. Ток, проходящий через кристалл, а
следовательно, и подводимая мощность, существенно снижаются, а об
ласти по обе стороны от активной плоскости участвуют в отводе тепла
от токопроводящего участка (рис. 1). Толщина активной области лазе
ров этой конструкции 0,4 мкм; плотность тока 2000 А/см 2 , выходная
мощность 1О мВт при мощности питания 200 мВт.
Фирма Hitachi (Япония) провела усовершенствование ранее разра
ботанных лазеров с двойной гетероструктурой, что позволило снизить
134
плотность порогового тока, поднять однородность кристалла, исключить
нарvшения активной области диода и, благодаря этому, увеличить ее в
два:три раза, а та1кже получить более надежный контакт с теплоотво
дом, улучшить технику крепления диода на теплоотводе.
Рис. 1. Зависимость порого
вой плотности тока от тол
щины активной области для
лазеров на структурах с ог-
раничением :
1 - односторонним; 2 -
двусторонним
ОJ23'1dа,МКМ
В работе [3] сообщается об увеличении прогнозируемого срока
службы лазерных диодов на основе GaAIAs до 1 млн. ч, однако реаль
ная наработка составляет 17-18 тыс. ч. Гарантированный срок службы
диодов в настоящее время составляет 1000 ч с у худшением характери
стиrк излучения на 5%.
Другим важнейшим направлением в разработке полупроводнико-
- вых лазеро~з является увеличение их частотного диапазона. Лазеры вы
сокой частоты, работающие в режиме коротких световых импульсов,
находят применение в системах передачи информации, в том числе при
передаче информации по оптическому волокну. Фирмой Valtec разрабо
таны лазерные диоды с мощностью 1,5 Вт и частотой следования им
пульсов 1 МГц [ 4, 5]. Короткие световые импульсы до 1 нс и менее
получены на инжекционных лазерах фирм Tomson CSF, Harry Dia-
mond Lab. [2, 6] (США) .
Фирмой LDL (Valtec) разработана лазерная решетка ~ волокон
ным интегратором и ,однородно светящейся областью размером
БОО мкм 2 , излучающая мощность 60 Вт. Решетка вмонтирована в гер
метичный корпус и состоит из пяти лазерных элементов с двусторон
ним теплоотводом, передача излучения осуцествляется по световолокну
длиной 10 мм и площадью 500 мкм 2 . Пороговый ток генерации 18 А ,
скважность 0,04 при импульсном токе 75 А, накачка осуществляется
импульсами длительностью 20 нс со скоростью нарастания 1 нс [2].
Перспективное направление -- разработка полупроводниковых ла
зеров с распределенной обратной связью (РОС), позволяющей сузить
линию генерации до 3-I0- 4 нм .
Обычные полупроводниковые лазеры, у которых зеркалами служат
отполированные торцовые поверхности, можно изготавливать только в
виде дискретных приборов. Лазер с распределенной обратной связью
может быть изготовлен на одной подложке с оптическими элементами.
Кроме того, поскольку обычные полупроводниковые лазеры имеют вы
сокую расходимость выходного луча (,__,30°) , очень осложняется их ис
пользование в системах прямой направленной связи и в волоконных
устройствах связи. Расходимость луча лазера на арсениде галлия с рас
пределенной обратной связью составляет всего 0,35°, т. е. на два поряд
ка ниже. Управляющая мощность при использовании в оптичес1ких си
стемах прямой направленной связи также может быть уменьшена (в
135
100 раз). Такой лазер со встроенным модулятором .позволит передават&
йзлучение полностью поляризованным светом на несколько километ-.
ров [7).
_
Фирмой Hitachi разработаt~а тонкопленочная интегральная схема,
состоящая из шести полупроводниковых лазерных диодов, работающих
на различных длинах волн, и волноводов, обеспечивающих ввод излуче
ния каждого из лазеров в один общий световод. Устройст в о может быть
использовано i3 оптических системах в качестве мультиплексоров с раз
дельными частотными каналами, что позволит существенно увеличить
плотность передаваемой информации.
Основными элементами интегральной схемы являются полупровод
никовые лазеры с гетеропереходами, работающие в режиме распреде
ленной обратной связи. Та~кие лазеры благодаря модовой и волновой
селектив_ности считаются перспективными источниками света для уст
ройств му.~ьтиплексирования с разделением каналов по длине волны.
Кроме того, структура этих лазеров допускает включение их в оптиче
с1кие интегральные схемы, состоящие из лазерных диодов и волноводов,
изготавливаемых путем вытравливания меза - структуры. Стыковое сое
динение диода и волновода обеспечивает ввод лазерного излучения в
волновод. Волноводы изогнуты таким образом, чтобы сигналы каждо
го из них поступали в общий волновод. Посколь:ку спектр выходного из
лучения довольно узкий, то одно оптическое волокно может пропускать
несколько узкополосных каналов.
Ведутся работы по созданию оптической ИС с частотным разделе
нием каналов. Решетка с переменным по длине периодом будет по-раз
ном у отраж:ать излучение с различными частотами, направляя его в
соответствующие волноводы, передающие это излучение отдельным фо
тодиодам. Демультипексор будет представлять собой 'Кремниевую ин
тегральную схему, включающую волноводы и фотодиоды [8).
С момента создания лазера на арсениде галлия, дающего непре
рывное излучение при комнатной температуре в диапазоне длин волн
0,8--0,9 мкм, его параметры были существенно улучшены. Однако в оп
тических системах связи для снижения потерь в волокне и уменьшения
исю1жений сигнала с целью увеличения расстояния между ретранслято
рами целесообразно йспользовать полупроводниковый источник излу
чения в дипазоне длин волн более I мкм.
Разработаны лазеры на · «смешанных кристаллах», состоящие из
очень тонкого активного слоя GaAsSb, расположенного между слоями
AlGaAs р- и п - типов, инжектирующими _электроны и дыр1ки в активный
слой и обеспечивающими барьеры, которые задерживают электроны и
дырки в этом слое. Различие между коэффициентами преломления этих
слоев обеспечивает концентрацию лазерного излучения в активном слое.
Возможность концентрации электрических зарядов и света - основная
хара кт еристика этой двойной гетероструктуры, обеспечивающая эффек
тивную работу лазеров. Кроме того, указанные лазеры потребляют не
значитсльнуfо мощность и по размерам совместимы с оптическим волок
ном диаметрсiм 10 - ~ см .
За рубежом ведутся работы, направленные на расширение спект
рального диапазона излучения полупроводниковых лазеров. В послед
ние годы получена генерация в спектральном интервале 3,5-30 мкм,
что позволяет существенно расширить возможности ИК спектроскопии.
Перспек.тивным направлением разработок является создание полу
проводни1ковых лазеров, работающих в видимом диа п азоне спектра.
В настоящее время разработано несколько промышленных образцов
э'tих лаз.еров, работающих с охлаждением. Полупроводниковые лазе-
136
ры в видимом диапазоне спектра могут использоваться в таких обла 0
стях, как лазерная спектроскопия, ИК фотохимия, оптичеокая связь
и"др.
•
Фирмой Bell (США) создана первая Qптическая интегральная схе
ма, в которой источником излучения служит GaAs-AlxGa1-x As - ла
зер, использован пассивный волновод и детектор в импульсном режи
ме при длительности импульсов 100 нс и частоте повторения импульсов
100 Гц -[9]
Таким образом, полупроводниковые лазеры представляют большой
прщктический интерес для науки и техники. Одна1Ко основньrе оптиче
ские параметры лазеров (стабильность интенсивности излучения, часто
та и ширина полосы · излучения) в значительной степени зависят как от
срока ·службы прибора, так и температуры р-п-перехода полупроводни
ка. Это является одним из главных препятствий широкому использова
нию полупроводниковых лазеров в народном хозяйстве .
В созданных к настоящему времени полупроводниковых лазерах
на соединениях AIGaAs с увеличением _температуры выше 25°С рез,ко
возрастает пороговый ток. Температурные зависимости пороговой плот
ности тока и длины волны излучения в диапазоне 20-90°С приведены
на рис. 2 [ 10]. Температурный коэффициент сдвига длины волны излу-
Рис. 2. Температурные
характеристики зависи
... ._
мости лазера на основе
AIGaAs:
а - порогового
тока
I пор: 6 - ДЛИНЫ волны
излучения 1,
, Jtvop,MA . А,мкм
ff
1,182
'-7
1,170
,1
1 ,':;--; -'::--1
---'-----1!,!58
20 М 60 80т;0с
чения в диапазоне температур до 55°С составляет 0,45 нм/град. Типо
вы е. значения тепл ово го сопротивления лазеров составляет 20-, -
50 град/Вт.
Следоnател ьно, необходимо разработать электронные схемы, - - с
помощ ью кото рых возможно было бы, меняя электрические параметры
полупроводникового лазера (величину тока накач,ки, ширину импульса
тока) или суммируя оптическое излучение дnух и более лазеров, стаби
лизировать общее выходное излучение устройства.
Наиболее широ,кое применение получили системы ста·билизации ин
тенсивности оп•тического излучения, состоящие из активного излучателя
(лазера), фотоприемника, дифференциального усилителя и источника
опорного напряжения [11]. Через зеркала резонатора лазер излучает
ра бочий и вспомогательный лучи, мгновенные мощности которых нахо
дятся в постоянном соотношении, з.ависящем от коэффициента пропус
кания зер1кал, Мощность вспомогательного луча выбирается значитель
но меньше мощности рабочего луча.
Вспомогательный луч подается на фотоприемник, сигнал которого
усиливается дифференциальным усилителем и сравнивается с опорным
напряжением. Разностный сигнал ошибки управляет величиной тока
на-качки таким образом, чтобы сигнал ошибки стремился к нулю. Из
менением величины опорного напряжения регулируется величина стаби-
лизируемой выходной мощности лазера.
.
Недостатком этого устройства является сра13нительно небольшой
137
диапазон регулирования и малый процент использ·ования интенсивности
рабочеголуча(<:-50%).
'
••
Структурная схема устройства стабилизации мощности излучения
с полным использованием Рнзл основного рабочего лазера приведена
на рис. 3.
!!
Р,:
Рис. 3. Структурная схема ' устройст
ва стабилизации интенсивности опти-
ческого излучения лазера:
1 - осl!овной лазер; 2 - источiнш:
накачки; 3 - дополнительный ла з ер;
4 - управляемый источник накачки;
5-6 - зеркала; 7 - оптический су:.1-
матор; 8 - фотоприемник; . 9 - диф
ференциальныi\ усилитель; 10 - ис
точник опорного напряжения; 11 -
оптический сумматор
Вспомогатель·ные лучи лазеров с помощью зеркал и оптического
• сумматора, в качестве которого может , .быть использована
линза, на
правляются на фотоприемник. Выход фотоприемника соединен с пер
вым входом дифференциального усилителя, на второй вход которого
подано напряжение от источника опорно-го напряжения. На выходе
дифференциального усилителя вырабатывается сигнал ошибки, который
поступает на вход управляемого источника на1качки .
При регулировании управляемого источника накачки изменяется
мощность рабочего луча дополнителыrого лазера, которая суммируется
с рабочим лучом основного лазера при помощи оп'Гического сумматора
(в качестве последнего удобно использовать усеченную призму) .
Мощность рабочего луча основного лазера определяется зависи -
мостью Ризл =f UнaJ (рис. 4). В рабочем режиме устанавливается не-
Рис. 4. Зависимость интенсивнос
ти излучения Ризл основного ла•
зера от тока накач1<и l нак
Рщл
Рщл.мt1кс (Ре!}__ _
Р/'
которое значение мощности Р вых, соответствующее току накачки /1, при
этом дополнительный лазер добавляет к рабочему лучу основного лазе~ :
ра мощность ЛР 1 <Р, так чтобы общая мощность была равна ЛР, +
+Р 1 =Риэл. mах, где Рнзл.mах- максимально возможная мощность из
лучения основного лазера.
138
• Из-за нестабильности источника накачки или в процессе
старения
мощность рабочего луча основного лазера может изменяться ,как в
меньшую, так и в большую сторону. Так, при токе накачки 12 мощность
рабочего луча основного лазера упадет до Р ; , при этом мощность луча
дополнительного лазера должна быть ЛР2. Рабочему току Iз соответст
вует максимальная мо щность излучения основного лазера Р; и мини-
мальная мощность ЛР~ излучения дополнительного лазера. Устройство
остается работоспособным и при значениях тока· накачки основного ла
зера 14 >13. В обычных устройствах стабилизации мощности излучения
правая ветвь описываемой зависимости не используется. Для получе
ния ма,ксимально возможного диапазона регулирования мощностей ра- -
бочую точку дополнительного лазера выбирают примерно в середине
левой ветви характеристики Р 11зл = f (1 на"). Отношение мощностей до
полнит~льного и основного лазеров выбирают Рдоп /Росн = 0,2 - 0,1.
На рис. 5 представлена структурная схема регулирования и стаби
лизации мощности полупроводникового GaAs - лазера, аналогичная
описанной в [ 12], но дополненная цепью обратной связи.
Рис. 5. Структурная схема уст
ройства накачки п олупровод
никового лазера с регулируе
мой длительностью импу :1ьса
излучения:
1 - источник питат1я;
·
2--
светодиод; 3 - электро-оптиче
ский кристалл; 4-8 - фо
топриемники; 9 - усилитель;
10 - генератор
. шiло обр азн ого
напряЖ '<Jс\J!я;.., 11 - формирова
т ел ь и ~шульса запуска; 12-
тр11ггерная схема; 13 - генера-
тор импульсов
При наличии питания И" соэдается ток накачки светоизлучающего
диод а и оптический сигнал при наличии электрического потенциала на
электрическом кристалле проходит на фотоприемни1ки. С первог-о •фото
при ем ни к а электрический сигнал поступает на модулятор, через кото
рый происходит разряд емкостного накопителя на полупроводникщшй
лазер и его оптическое импульсное и з лучение.
Одновременно оптический сигнал поступает . на второй фотоприем
ни:к, электрический сигнал с которого через усилI-1тель поступает на
гнератор пилы, где происходит установка длительности импульса излу
чения путем изменения крутизны пилообразного напряжения. Далее :
следует сравнение его с опорным напряжением И оп, формирование им-·.. '
пульса, переброс триггера в условный «ноль» и снятие напряжения с· ••
электроопти .ческого кристалла. Частота следования логических «еди- • •
ниц » задается генератором импульсов, а длительность каждого импуль
са · и зл учения определяется величиной . напряжения . установки И ус.
Включение в устройство цепи оптической обратной связи . позволяет
сформировать импульс накачки полупроводнwкового лазера по длитель
ности и регулировать ее в зависимости от типа применяемого лазера,
изменения тем п ературы окружающей среды, т. е. оптимизировать ре
жим работы лазера.
•
' Большой технический
интерес представляет использование реше
ток лазеров с целью создания долгосрочного источника стабильного по
интенсивности оптического излучения . На рис. 6 рриведена структурная
1::, g
сх~ма устройства, состоящая из четырех 'Параллельных цепей, каждая из
которых включает в себя модулятор, датчик тока накачки, полупровод
никовый излучатель, фотоприемник, схему сращ~:ения, схему суммиро
чания.
Рис. 6. . Структурная схема устройст
ва стабилизации мощности и зл учения ре-
шетки лазеров:
1, 2, 3, 4 - модуляторы накачки; 5, 6, 7,
8 - датчики тока накачки; 9, 10, 11 , 12 -
полупроводниковые излучатели; 13 , 14, 15,
16 - фотоприемники; 17, 18, 19, 20, 23,
24 - схемы сравнения; 21, 22- схемы сум-
мирования
Подключением источника питания Еп к модуляторам накачки . и
отсутствии сигнала обратной связи через модуляторы и датчики тока
на1качки возникает оптическое излучение на рабочих оптических выхо-
. дах
каждого излу,чателя, которые суммируются в общий оптический,
например, световолоконный канал. Одновременно нерабочее излучение
поступает на соответствущие фотоприемники в цепях обратной связи
для установления и стабилизации интенсивности оптического излучения .
С выходов указанных фотоприемников электрические сигналы 'поступа
ют на модуляторы и устанавливают заданное значение то~а накачки .
Сигналы со вторых входов фотоприемни~ков поступают на схемы срав
нения, и если соблюдается условие ИФ > Идат, то сигналы с выходов
отсутствуют. Следовательно, на выходах сигналы равнь1 нулю, а с вы•
хода схемы сравнения на первый вход м одулятора поступит сигнал за
прета и модуляторы закроются. Таким боразом, в рабочем состоянии
останутся первый и второй излучатели .
Через некоторое время наработки излучателей сигнал с датчика -
тока накач1ш, например, с первого излучателя, • уменьшится в связи с
тем, что рабочая точка зависимости мощности излучения переходит в
140
область ее спада, хотя при этом ток на1качки должен еще более возра
сти. При изменении Р "ЗJI ниже установленного уровня и тока накачки
выше допустимого происходит отключение первого излучателя, так что
появляетс я сигнал на выходе схемы · сравнения, хоторый поступ,ает на
вход отключения первого модулятора и на вход сумматора. Вь!'ходной
сигнал сумматора станет выше опорного · напрюкения в схеме сравне•
ния и включит третий модулятор. Таким образом, в рабочем состоянии
окажутся второй и третий излучатели. При дальнейшей эксплуатации
из строя может выйти следующий излучатель. Тогда на входы суммато
ра поступают сигналы, сумма которых сравнивается в схеме сравнения
и полученный сигнал п оступает на вход четвертого модулятора. Этим
сигналом включается данный модулятор, возника~т ток накачки излу
чателя, оптическое излучение которого суммируется с оптическим излу
чением ·tретьего излучателя.
Описанные структурные схемы стабилизации оптического парамет
ра лазера - интенсивности
-
спос.обствуют более широкому внедре
нию квантовых генераторов в те области науки и техники, где наравне
с большим сроком службы от них требуется, например, передача ста•
бильных по уровюо сигналов.
ЛИТЕРАТУРА
1. ·стел ь м ах М. Ф., Швей к ин В. И. Полупроводниковые лазеры - перспек
тивные изделия электронной техники. - Электронная ·промышленность, 1981, No 5- 6,
с. 30-34 .
2. Laser Focus, 1976, v. 12, р. 60.
3. Electronic Design, 1977, v. 25, No 16, р. 26.
41. Inter Electr on ique, 1975, N 181, р. 24-27.
5. Optical Spectra, 1974, v. 8, N 2, р. 39.
6. IEEE . J. of Quant um E lectronics, 1974, N 7, р. 570.
7. Computer Desigп, 1975, v. 14, No 5, р. 4iб, 48 .
8. Electroпics, 1978, v. 51, р . 3.
9. Applied Physics Letters, 1977, v. 30, N 10, р. 530.
10. Ламекин В. Ф . , Меньшов В. А., Шмелев К. Д. Источники накачки ин
жекционных полупроводниковых лазеров. - Техника средств связи. Сер. ТПС, 1980.
вып. 11 (55), с. 26- 32.
11. Ш м ел ев К. Д., К: о р о л ев Г. В. Источники электропитания лазеров. Под
общ. ред. В , М. Вакуленко. - М . : Энерrоиздат, 1981, с . 168.
12. Оптический импульсный генератор. Заявка Японии No 57- 21874, МК:И
I:IOI S Зf18, опубл. 1982.
Статья поступила в декабре 1982 года .
~·дк 521.з82.12.08
В. С. Полутин
МАЛОСИГНАЛЬНАЯ МОДЕЛЬ ВХОДНОЙ ЦЕПИ БИПОЛЯРНОГО
ТРАНЗИСТОРА С УЧЕТОМ ЭФФЕКТОВ КИРКА, МОДУЛЯЦИИ ПРОВОДИМОСТИ
И ОТТЕСНЕНИЯ ТОКА ЭМИТТЕРА
Представлена малосиrнальная модель входной цепи ВЧ биполярного
транзистора с учетом с т атического и динамического оттеснения тока эмит
тера, эффекта Кирка, модуляции проводимости базы в режимах малого,
среднего и высокого уровней инжекции п о постоянному току. Критерий
малосиrнальности увязан с диапазонами частот и уровней входного сиг
нала и точностью моделирования.
Задачи современного автоматизированного анализа и синтеза ра
диоэлектронных схем требуют высокоточных моделей компонентов, по
скольку точность последнего поколения ЭВМ-программ схемотехниче
ского проектирования ограничивается лишь точностью моделей. Это
требование выдвигает необходимость более адекватного описания физи-
141
ческих процессов, протекающих в компонентах электронных схем, в ча
стности, активных. Малосигнальному моделированию би п олярных тран
зисторов (БТ) посвящено достаточное количество работ, обзор которых
широко представлен в [J]. Тем не менее, всем рассмотренным в [1]
моделям присущ общий недостаток - отсутствие строго обоснованного
критерия «малосигнальности». Между тем, нелинейность вольт-ампер
ных характеристик БТ связывает воедино точность описания математи
ческой малосигнальной моделью амплитудно-частотных и фазо-частот
ных хар_актеристик БТ с областью применения данной модели по отно
шению к диапазону амплитуд и частот переменной соста в ляющей вход
ного сигнала. Действительно, с ростом уровня переменной составляю
щей входного гармонического сигнала из-за нелинейности ВАХ БТ по
являются высшие гармонические составляющие, п риводящие к росту
погрешности в описании АЧХ и ФЧХ, что заставляет либо снижать
верхнюю границу диапазона частот, в котором допустимо пользовать
ся малосигнальной моделью БТ, либо отказываться от малосигнальной
модели и переходить к моделям большого сигнала . Можно наложить
ограничения на точность малосигнальной модели и частотный диапа:
зон ее применимости с тем, чтобы найти приемлемый в этих условиях
уровень переменной составляющей . На,конец, может быть решена третья
задача: по заданному у ровню сигнала и необходимому для анализа диа-
пазону частот определить точность малосипiальной модели.
.
Помимо указанного недостатка ряд малосигналы-rых моделей ВЧ и
- СВЧ БТ либо не учитывают эффекта динамического и статического от
теснения то·ка эмиттера [2-4], либо, учитывая его [5-7], пренебрегают
модуляцией проводимости базы в зависимости от уровня инжекции, эф
фектом Кирка. В большей части работ [2, 3, 5 - 7] параметры малосиг
нальной модели определяются в фиксированной рабочей точке по по
стоянному току, что неудобно, т . к. обычно машинный анализ схем про
водится первоначал ь но по постоянному току и находятся режимы рабо
ты БТ, а затем осущ е ств л яется частотный анализ с помощью малосиг
IIальных моделей с параметрами, характерными для данного режима
по постоянном у току.
В данной работе осуществлено малосигнальное моделирование
входной цепи ВЧ БТ с учетом режима по постоянному току, эффектов
динамического и статического оттеснения тока эмиттера, модуляции
проводимости базы, эффекта Кирка. Критерий «малосигнальности» увя -"
зан с точностями мо д елирования АЧХ и ФЧХ, уровнем и частотным ди
апазоном переменной с о ст а вляющей входного сигнала . Чаще всего ма
лосигнальная модел ь БТ используется для анализа или синтеза линей
ных схем. Ти п ичным р е жимом работы БТ в них является активный, так
что при построении малосигнальной модели входной цепи принят актив
ный режим работы . Разработка модели входной цепи осуществлена на
базе модели Г у м!v1ел я - П у на [8, 9] - модели большого уровня сигнала. -
Рассмотрим стр у ктуру интегрального транзистора, например,
п+ -р-п типа ' ·(рис. 1). Активную область базы (находящуюся непосред
ственно под эмиттером) · представим в виде нелинейной распределенной
структуры, показанной на рис. 2. Здесь:
142
R ь - t:осредоточенное сопротивление пассивной (за предела
ми эмиттера) области базы;
R(х,t)••-
распределенн_,9,е мгновенное сопротивление активной об
ласти базы, приходящееся на единицу длины эмиттер
ной области :
rb
R(x, f\ =
----
2h%(х, t)•
(1)
r ь - сосредоточенное сопротивлени1; активной области базы,
параметр модели Гуммеля-Пуна [9];
q ь (х, t) - нормирован~ый неравновесный мгновенный заряд неос
новных носителей (здесь и ·далее тип носителей рассмат
ривается по отношению к проводимости базы) в точке
х активной области базы;
Dе (х) - диод, моделирующий распределенный характер эмиттер
ного перехода .
Е
13
с
d
217
d
р
л
L
JпитаксиальныJ. слои
JпuтаксиалшшJ. пoilcлoii
Поflложка
Ри·с. J. Структура интегрального п + -р-п биполярного транзистора с двойным
контактом в области базы
Х=О х
8
h
Rf!_,t)
2
Рис. 2. Представление активной области базы в виде распределен
ной структуры
р
Важной особенностью настоящего рассмотрения является учет за
висимости проводимости активной области базы от уровня инжекции
посредством ( 1). Исходя из рис . 2 можно записать уравнение, связыва
ющее мгновенное значение тока базы / в (х, t) и смещения V (х, t) в
точке х эмиттерного перехода:
av;: t) =--R(x, t)IB(x, t)
(2)
С другой ' стороны, поокольку ток •базы определяется процессами
накопления и рекомбинации носителей заряда в базе, то исходя из тео
рии управления режимом работы биполярного транзистора избыточным
143
зарядом неосновных 1-iосителей в области базы, для некоторой точки
х - активной области базы можно записать:
где
д!В(х, t)_ -{Qь)qь(х, t)-1] ~ д[qь (х, t)- 1]}
дх-
•
1::i~!h . + h
дt
(3)
qь(х,t)- 1
h
дqь(х,t)
h
-
нормированный избыточный мгновен
ный заряд неосновных носителей за
ряда базы в точке х, приходящейся на
единицу длины эмиттера;
Оь0= -
lk -с1 - равновесный заряд неосновных носи
телей заряда базы; / k - параметр
модели Гуммеля-Пуна [8, 9];
- r:1 - время пролета неосновных носителей
через базу в направлении у. Для
транзисторов с толстой базой (низко
и среднечастотных) Вт:1 следует за-
менить на т: н - время жизнеосновных
носителей заряда в активной области
базы;
В - режимно - зависимый коэффициент [8,
9], учитывающий расширение актив
ной области базы в сторону коллекто
ра, т. е. эффект Кирка.
В (3) в явном виде не входят барьерные ем,кости эмиттерного и кол
лекторного переходов, каi<, например, в соответствующее · соотношение
из работы [6], так как мгновенный заряд в базе здесь представлен в
виде:
Qь(Х, f)=]QьЛь(Х, f)= 11ь0 [l+qe(X, t)+qэ(X, f) -t- qc(X, f)-j -q"(x,~t)j
(4)
здесь: q е (х,
t)
-
нормированный мгновенный заряд барьерной емко-
сти эмиттерного перехода в точке х;
q3 (х, t) - нормированный мгновенный заряд неосновных носи
телей, инжектированных в базу эмиттером в точке х ;
qc (х, t) - нормированный заряд барьерной емкости коллектор
ного перехода в точке х под эмиттером;
q" (х, t) - нормированный заряд неосновных носителей, инжек
тированных n базу коллектором в точке х под эмит -
,
trepoм.
Нормированные заряды q с (х ; t) и q
,,
(х, t) определяются смещением
на коллекторном переходе и при включении БТ по схеме с ОЭ это сме
щение равно VСЕ - V (х, t), а по схеме с ОБ Vсв ,так что при послед·
нем включении нормированные заряды барьерной емкости •коллектора и
носителей, илжектированных коллектором, не зависят от х и t .
-
Подобное представление калщой из составляющих заряда (3) · да-
нов[8,9].
Можно показать [8], что мгновенный заряд неосновных носителей
может быть описан как:
где q1 (х,
144
( t)_
<]1(х,t) _j_{lгql(х,t)]2+· ( t)}'I,
qbХ, -
2
r
•
2
q~ Х,
t)=
q
е(х,t)+qс(х,
t)
-
нормированный мгновенный
барьерны}( емкостей;
(5)
заряд •
• q2 (x, t) =qэ (х, t) +q1, (х, t) - нормированный заряд, инжектир~
ванных в базу неосновных носителеи.
С точки зрения уровня инжекции по постоянному току рассмотрим
три режима : малого, среднего и высокого уровня инжекции. В качеств~
критерия, характеризующего тот или иной режим, введем безразмерныи
лараметр р:
!п с73
_
ln q,
р r:,
·{ql [(ql)З ]'/,}
-
~
ln-
+-
+q2
2
2
(6)
При малом уровне инжекции по постоянному току в активном ре
жиме определяющим в заряд€ н.еосновных носителей в области базы
являются заряды барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного
переходов, причем доминирующим будет посJiедний. Поэтому q2<qэ <
<q1 =qь, так что при малом уровне инжекции р< -1, как это следует
:из (6).
При высоком уровне инжекции по !JОСтоянному току заряд неоснов
ных носителей в базе в активном режиме всецело определяется зарядом
инжектированных эмиттером : неосновных носителей, т. е. q3 •
Так что
.q 1 (<q2=qэ и р=2 в соответствии с (6).
В режиме среднего уровня инжекцци по постоянному току заряды
барьерных емкостей сравнимы с зарядами инжектированных неоснов
ных носителей, поэтому 1•< р < 2.
Рассмотрим подробнее каждый из этих режимов .
Малый уровень инжекции по постоянному току
Сравнение зарядов барьерных емкостей показывает, что при кол
лекторно-базовом отрицательном смещении на переходе в З-10 В за
ряд барьерной емкости кoJIJieктopa в 6-14 раз прев~1шает заряд барь
.ерной •емкости эмиттера. Кроме того, ток базы в этом режиме мал и
эффектом оттеснения в первом приближении можно пренебречь, а заряд
барьерной емкости эмиттерного перехода можно считать независимым
,от 1<0ординаты. Так что
Тогда из (2) с учетом ( 1)
/,3 (х,
:а (3) переходит в
qb (Х, f);:;:: q1 (f).
следует
f)с=_~.дV(х, t)
rь
дх
(7)
(R) .
дl8(х,t) _
--[Qь,,(q1_:_ 1) !}__ . д V(x, t)]
дх-
Ет:1h + h
дt
'
(9)
здесь : С - сумма барьерной емкости эмиттера и части барьерной ем
кости коллектора, лежащей непосредственно под эмиттером,
для схемы включения БТ с ОЭ. При включении по схеме с
ОБ С-лишь барьерная емкость эмиттера.
Дифференцируя (8) по х и затем приравнивая правые части пол у чив
шегося уравнения и (9), сформируем дифференциальное уравнение :
д2 V(x, t)
rьQь(q1- l)
rь_СдV(x, t)
-
о
+
дх2
Вт.12q11,2
2q1h2
дt
(1О)
Выходной сигнал, действующий на эмиттерный переход, предста
;вим как сумму постоянной и переменной гармонической соста в ляющих :
V(x, t)=И(х)+v(х, t)=U(x)+v(x)efшt.
_ (11)
40-1018
14.5
Подстановка ( 11) в (J О) позволяет получить для амплитуд постоянной
и переменной составляющих:
д2И(х) =2А2·
(1 2)
дх2
'
д2v(х) =n2v (х);
(13)
.
дх2
где
2A2=_rьlk(q1 - I);
2вh2ql
D2_
.
rьС
-JW
--.
2h2 q1
Граничными условиями для ( 12) являются:
U(x = O) = Vв'Е-,::::, VвЕ;
дИ(х)1 =О,
дХ X=h
адля(13) :
v(x =О)= v0;
.
дV(х)1 =Q.
дх x=h
Решения уравнений ( 12) и (13) имеют вид:
U(x)=VвЕ- A2x(2h- х);
()
ch [D(x-h)]
VХ=V
-~--- .
о ch (Dh)
(14}
(15)
Распределение тока базы вдоль эмиттерного перехода находится обрат•
ной подстановкой (14) и (15) в (8) : •
fв(Х, i)= fь(х) + iь(Х, i)= -
2hq1 [ дИ(х) + дu(х) е'шt]·
rь
дх
дх
Таким образом, постоянная составляющая тока базы распределена
вдоль эмиттерного перехода линейно:
fь(Х) = lк(q~~l): (x-h ),
(16)
а переменная составляющая сохраняет гармонический характер
плитудой, распределенной по за1кону:
•()
Vov· ()
С' sh[D(x - h)]
lьх=--
Jш.:.q1 rь -~~---'-'-- .
rь
ch (Dh) .
с ам-
(17)
В модели Гуммеля - Пуна ток эмиттера моделируется с учетом за
ряда · неосновных носителей в области базы, как [9]:
/э(Х, t)= -Jkexp(-vk){exp[ V(x, t)] - t},
(18)
.
hqь (х, t)
'Рт
где vk -параметр модели Гуммеля-Пуна;
q,т - температурный потенциал.
Тогда для малого уровня инжекции по постоянному току постоянная
составляющая тока эмиттера распределена вдоль э"миттерного перехо
да по закону:
lkехр(VвЕ- vk)
'Рт
ехр [-A2x(2h-x)], (19)
hq1
146
.а :nе,ременная составляющая как:
1,, ехр( VВЕ - vk)
'
00
ie(X, f)=-
'Рт exp[-A2x(2h-x)JI
hq1
п=1
x{v0 ch[D(x-h) ] }п·
'Рт
ch (Dh)
einшt
п!
Средний и высокий уровень инжекции по постоянному току
х
(20)
Заряд неосновных носителей, инжектированных эмиттером, связан
со смещением на эмиттерно-базовом - переходе соотношением [8]
q3 (х, t) = Вехр (-vk'1 {ехр[ v~; t) ]-1}::::::; В ехр(- v1t) ехр[V(;~ t1
Тогда из (6) следует, что при среднем и высоком уровнях инжекции по
постоянному току заряд неосновных носителей в базе может быть пред
ставлен в виде:
1
qь(х, f)=B; exp(-:k)exp[ v;:/) ]= Dpexp[ v);/)], (21)
1
где
Dr=B-;exp(- :k) .
Ток базы может быtь выражен из (2) с учетом (1) и (21) .
2hD ехр[V(х,t)]
Р
Р'Рт .дV(х, t)
fв(х, t)=
rb
дх
или иначе записан в виде
.
•
2hрсрт д { • [V(x,t)]}
2hрсртдqь(х,t)
/8(·х·,t)= -
гь~-хDPexp----
•=-
---
,
. (22)
Р'Рт
гь
ох
Поскольку при среднем и тем более высоком уровне инжекции по по
стоя~-tному току мгновенный заряд неосновных носителей в базе много
больше равновесного заряда, то есть
qb (Х, f))) 1,
(23)
то дифференцируя _(22) по х и приравнивая правые части получившего
ся уравнения и уравнения (3) с учетом условия (23), получим
д2qь\х, п =A2q (х t) + A28't дqь(х, t)
дх2
Рь,
.
РРдt
,
(24)
где
А2-
lk rь
.
Р- - 2h2рсрть
Рассматривая как и ранее воздействующее на эмиттерный переход сме
щение: в виде постоянной и гармонически изменяющейся составляющих,
нормированный мгновенный · заряд неосновных носителей может · быть
представлен в виде бесконечного ряда
qь(х1t)=DPехр.
.
..
=,
•
•[И(х)+v(х)ef'"1]
.
,
р 'Рт
-'-- S()+S(,jшt+S()j·2w1+
--'
0х
I х;е
2хе
.
.. .,
(25)
sn(х) 'D ехр'[,И(х)][V(х)']п· •
Р
Р'Рт Р'Рт . ·
,
где
(26)
1_47 ,
Относитель но Sп (х) (п=О, 1, 2, ... ) дифференциальное уравнение (24)
разбивается на б есконечное число дифференциальных уравнений вида
• д2Sп(х)"""A2k2S(х) (n=O 12 )
.(27)
дх2
Рпn
•
•'
'•••'
где
k; = 1+ jnwB-c1.
Граничными условиями (27) являются
Sп(x=O)=Dpexp( VвЕ )(~)п n=O, 1~ 2, ...
\ Р'fт
Р'fт
дSп(Х) 1
_:_ Q.
•дх
x=h
Реш ен ие ура в нений (27) с учетом граничных условий имеет вид
Sп(Х)=D ехр( VвЕ )(~)п ch[Арkп(h-:-х)]
.
. (2В)
Р
Р'fт • Р'fт
ch(Apkпh)
С помощью (26) и (25) перейдем к распределению постоянной и пере
менной составляющих внешнего смещения вдоль эмиттерного перехода
U(x) = V Е ' рсо \п{ ch[Ap(h-x) }·
(29 1
в''т
сh(Арh)
'
"
V(х, t)=р 'f \n{1+ ch(Ар_!:)____ ,..,
ejn"' t . (_!!.о___. \n
т
ch[Ар(h- х)] ,f:1 п!
Р'fт }
ch [Apkп(h-x)] ~.
ch(Арkпh) f.
(30)
В свою очередь распределение постоянной и переменной составляющих
тока базы вдоль эмиттера может быть аюлучено из (22):
l,1 (x)=- -- -- exp -- -----;
•
2p,pтAphDp
( VвЕ) sp[Ap(h-x)]
rь
Р'fт
ch(Aph)
(31 }
iь (х,
а тока эмиттера из ( 18):
• . { ch[Ар(h-~ х)
}р-1
.
ch (Ар h)
/е(х)=Т1 ch(Арh)·
+Т2ch[Ар(h- х)];
(33}
ie(X, i)=T1 {ch[Ap(h-x)]}P-I ·![l + .
ch(Aph) •. f ejnwt Х
•
ch(Aph)
ch[Ak(h-x)] n=I п!
х(~)п ch[Apkп(h-x)]]P-l _t}+ Т2 ch(Aph) Х
Р'fт
ch(Apkпh) .
ch[Ap(h-x)] •
Х![l+ ..ch(Арh) f elnwt_ (~)п ch[Арkп(h.- х)] 1-t _ l};(34)
ch[Ap(h-x)] n=I п!
Р'fт
ch(Apk11 h)
где
148
Анализ (30) и (34) показывает, 'ЧТО эффект динамиJЧеского оттесне
ния усиливается эффектом статического оттеснения и это отражается
множителем
ch (Ар h)
ch [Ар(h-х)]
.Малосигнальная модель входной цепи ВЧ БТ
Малосигнальными моделями БТ по переменному току принято счи
тать такие, у которых нелинейностью ВАХ эмиттерного перехода по от
ношению к переменной составляющей входного сигнала можно прене
бречь, т. е. ограничиться в разложении экспоненциальной зависимости
лишь первыми двумя членами.
В условиях удовлетворения •критерию малосигнальности в распре
деленной структуре эмиттерно-базового р-п перехода, представленной
на рис. 2, диоды, моделирующие ВАХ р-п .перехода, следует заменить
на дифференциальные сопротивления эмиттерного перехода r э (х). По
отношению к внешним выводам входную цепь БТ представим в виде
некоторого базового импеданса Zь и приведенного дифференциального
Рис. 3. Входная це п ь биполярного
транзистора
Нь
в
1
1
1
1
1
Е~----,---<;>---------'
1
Х=О
сопротивления эмиттерного перехода (рис. 3). Причем с учетом эффекта
статического оттеснения и уровня инжекции по постоянному току r э оп
ределяется как:
1
Гэ= --= ------
,
gэ
h
S дlе(х)
-~ ~dx
о дVвв
для малого уровня инжекции по постоянному току:
Гэ=
v;;1,;exp [ V ВЕ - vk-A2h2 ·1
~т
'
для среднего уровня инжекции по постоянному току :
ВАрh~техр( :;Е )
Г3= -
----
-
--
---
р=1
Ikch(Арh)arctg[sh(Арh)]
(35а)
(356)
З~тАрhВ'lз r Р (в; ,)2 )-2в(в; ,)- )
Гэ=---------t r
r 2 +th(Aph)+
[1(Vвв
)]
J1 2ch(Aph)
2/kexp _3
- ;; --vk
+ехр(~ ::, ) ch(А,h)arctg(sh(А,h)]j: р=1,5;
(35в)
149
для высокого уровня инжекции по постоянному току (р = 2):
2<ртАрhВ112 ехр [- .
+(V:: -vk)]
Г3=-
_l_k_{_t_h-(A_p_l1)_+_е_х_р_(_· ---V~: _: _)_c_h_(_A_p_h_) _a _rc-tg_ · _ __ _
[ s h_( _A_p _h_)]-} '
здесь:
erfi - интеграл вероятности мнимого аргумента;
F - эллиптический интеграл 1-го рода;
Е - эллиптический интеграл 2-го рода;
.
;· ch(Aph)-1
0= arcsш 1
J,-
ch (Ар h)
Как следует из рис. 3, базовый импеданс равен:
jwt
Z-
voe
-Г(В_J _ 1)·
ь- iь(х =О,1)
э'' '
для малого уровня инжекции по постоянному току:
Z-
_
rь cth (Dh)
(А+ l)
Ь-
~== ==~
Гэ 1'
;
.
•
Уjw2q1rьС
(35r)
(ЗGа)
. _для среднего и высокого уровней инжекции по постоянному току:
rьv0.exp (- VвЕ )
Р<fт
Zь = ---------------"-'------- - Г3(~ +1). (Збб)
"'
kпej(n - l)wt ( Vo )п
2p<pтAphDp ~ -' -' -- --
--
th(Apkпh)
~
п!
P<fr
n=l
В случае малого сигнала по переменной составляющей соотношение
для расчета базового импеданса в режиме среднего и высокого уров
ней инжекции проще:
rьехр[--
1
- ( VBE -vk} ]cth (Apk1 h)
zi=
р<fr1/•,
-
rэ(~+1).
(37)
2АрhBРk1 •
r"
.в'
С~Е
.
.
--
-;:с
•
LЕь •
... ,
-·
.
.....,
Е
Рис. 4. Высокочастотная
модель биполярного
транзистора
На рис. 4 представлена малосигнальная модель БТ, параметры ко
торой определены выше. Ток базы iь рассчитывается в зависимости от
, ре:жима по постоянному току по ( 17) или (32) при Х= О. Коэффициент
передачи тока базы ~' входящий также в (35), должен . быть вычислен
150
по результатам машинного расчета схемы по постоянному току. Кроме
Zь, Г9 и iь остальные компоненты модели традиционны:
Lвь, LЕь, Lсь - индуктивности базового, эмиттерного и коллек
торного выводов, соответственно;
СвЕ, Свс, СЕе - сосредоточенные емкости между соответствую
щими выводами БТ;
Се - барьерная емкость коллекторного перехода в
пас
пассивной области базы;
гк - дифференциальное сопротивлние коллекторного
перехода.
Критерий «малосигнальности»
Рассмотренное выше качественное понятие малосигнальности тре•
бует количественной оценки. С этой целью зафи,ксируем максимальную
амплитуду переменной составляющей входного сигнала, при которой
наблюдаются максимальные амплитудные и фазовые искажения, т. е .
положим шt = О. При этом, например, выражение для базового импе
данса примет вид:
,;v0 exp [--; -( ::Е - vk)]
Zь = ___ _ ____со..__ __
__
____,,'--- -- гэ(~+1).
2р 'f'т Ар hВ11Р,.., !!.Е. (~)п tl1 (Ар kп h)
-~
п! . P'f'r
-
п=1
(38)
Введеl\f относительную точность на малосигнальное моделирование ба
зового импеданса БТ по отношению к моделированию его бесконечным
рядом:
1Zь1-1zg1
дм = ------
оо
IZь1
arg (Zь) - arg (Zg)
ДФ = ----- ---
д
arg (Zь)
(39)
здесь
Л;':;, л::; - точности базового импеданса по модулю и фазе;
1Zь 1, 1zg 1- модуль базового импеданса БТ при описании его
бесконечным рядом и малосигнальной моделью;
arg (Zь), arg (Zg)- аргумент базового импеданса БТ при описании
его бесконечным рядом и малосигнальной мо
делью.
Фактически базовый импеданс и точность его моделирования мо
гут быть рассчитаны по ограниченному количеству членов ряда N, так
что характеризовать точность малосигнальной модели можно лишь по
д~, д~ - точностям малосигнальной модели Zь по отношению к ко
нечному ряду из N членов. Вводя точность моделирования Z ь конеч
ным рядом по отношению к бесконечному а/где а= 10-2; 10-3; ..• /, мож
но показать, что точность; ,ЛМ, д~ и ,л~, д~ связаны соотношением
а.=
д;:;, Ф ~д~, Ф
1-.д~• ф
Тогда, задаваясь предельными точностями малосигнального моделиро
вания Л;':;, д~ и значением а, необходимо осуществлять суммирова-
151
Vo/r.tr
10°/4
j-
о
J-з
z_
.
J-/0-1
ю-'-
f-/0-1
8- 2 10-1
1-
2-/0-1
б
т ш-'
4-
1-!0-1
8-!О -z
8-/0 -z
J 410-2
lf-/0~2
2-10-2%
2 ш-z
ю-z'--:-a---:---:'--'-J._L-'-'---l..L..,-_L--'-__J_-'-L..>
70-z
z J 4Jб7810-1
2
'f f/fr ,o-z z
ч 15 а70--,
2
_152
Рис. 5. Точность малос1:1гналъного моделирования модуля и аргуменга
Zь и iь в завнсимости от амплитуды и частоты перем енной составляющей
0,9
-0,8
0,7
О,б
о,5'
о.з
.0,2
о,1
□
..
Фа311, 0
so
30
20
iO
о~,--c -_L_-1--'-. L.L,..L.LJ . .l _~-1 ---L-1--'-'-' -'u..L-, -- -1- -' --J. . . .l .- -' --'-' .. .LJ
/0-J
'fб,o-ZZ
1/бJ0-1Z
~ о Jf/fr
Рис. 6. Измеренные значения модуля (6) и фазы (О) базового
импеданса:
----
расчет по соотношению (37);
-
-
-
расчет по данным работы [6]
uие в (38) до тех пор, пока рассчитанные значения Л~, Л~ не будут
удовJiетворять условию
ЛМ,Ф
Л~·Ф<;_"°_ -а .
1-а
Таким образом, с_оотношения (39) связывают точности малосиг.•
нального моделирования базового импеданса по модулю и фазе, уро
вень амплитуды · и частотный диапазон переменной составляющей и мо
гут служить критерием малосигнальности для базового импеданса.
Аналогичные критерии могут быть сформированы для генератора
тока ~iь в малосигнальной модели БТ при включении его по схеме с
ОЭ (рис. 4), либо для генератора тока aie в малосипiальной модели
БТ при включении с ОБ и дальнейшим сопоставлением амплитудных и
частотных диапазонов по всем критериям малосигнальности для данно
го включения БТ получены допустимые при заданной точности ампли
тудный и частотный диапазоны. На рис. 5 представлены •кривые, харак
теризующие точность малосигн-ального моделирования Zь и iь по моду·
лю и фазе в диапазоне частот и амплитуд.
Полученные выше точности малосигнальной модели БТ являются
лишь теоретическими и отличаются от реальных, характеризующих
·адекватность моделирования физических процессов, протекающих в БТ.
Реальные точно сти малосигнальной модели могут быть оценены по ре
зультатам измерений в случае удовлетворения условий э,ксперимента
критериям маJiосигнаJiьности, описанным выше. На рис. 6 представле
ны измеренные ЧХ и ФЧХ нормированного входного импеданса БТ , а
также рассчитанные по (37) и по соотношениям из работы [6].
ЛИТЕРАТУРА
1. Носов Ю . П., Петросянц К. О., Шилин В. А. Математичес[{ие модели
элементов интегральной электроники. - lvl.: Сов. радио, 1976.
2. Гол у б ев А. П., lvl ал ы ш ев И. В. Обобщенная матрица производимостей
интегрального транзистора. - В кн.: Микроэлектроника. Под ред. Лукина Ф. В.
,Вып. 4. -
lvl.: Сов. радио, 1971, с. 78-89.
3. Гол убев А. П., I<ремлев В. Я., lvl алыш ев И. В. Высокочастотная эюзн
iзале нтная схема интегрального транзистора, учитывающая двумерный характер рас
текания токов в базовой и коллекторной областях. - Радиотехника и электроника,
1970, No 7, с. 1486-1493.
4 . Бур ин Л. И . , И с ь ем ин и А. lvl. Линей1-~"ая модель маломощного СВЧ-тран
зистора с вариа ци ей режима для системы автоматизированного анализа. - Вопросы
ради оэлект роники. Сер. Общетехническая, 1976, вып ." 2, с. 46-59 .
5. Р r i t с h а r d ,R . L. TWO-Dirneпsioпal Current F!ow iп Junction Traпsistors at
Hig!1 Fгequencies. - Pгoceedings of the IRE, 1958, v . 46 , N 6, р. 1152-1160 .
6.GrоshН.N.. А
_Distributed lvlode l of the Junction Tгansistor and its Appli-
cation in the Pгediction of tl1e Ernitter-Base Diode Ch.ar,acteгist i c, Base Irnped ance, and
Pulse Respoпse of the Device . -
IEEE Tгa nsactions оп Electгon Devices, 1965,
v. ED-12, N 10, р. 513-531.
7. Бубен ни к о в А. Н. Учет динамического эффекта вытеснения в малосиrналь
iюй модел и высокочастотного транзистора. - Изв. вузов СССР.
-
Радиоэлектроника,
1977, т. хх, No 8, с. 83-90.
8. G u rn rn е 1 Н. К., Р о оп Н. С. An Integгal Chaгge Contro1 lvlodel of Bipolar
Transistoг. - Т!1е Bel ! Systern Technical Journal, 1970, v. 49, N 5, р . 827-852.
9. Р о оп Н. С. Modeling · of Вiро]аг Transistor •Using Integгal Charge -Con tгol
M.ode l witl1 Applicatioh .to Tl1ird-Oгder Distortion Studies. -
IEEE Transactions оп
E!ectron De vices, 1972, v . ED -19, N 6, р. 719-731.
Статья -поступила в июне 1983 года
153
У дк 621 .3 83 .52 : 621.396 .624
Н. А. Горбатов, канд . физ.-мат. наук
А. А. Вилисов, канд . физ . -мат . наук
В . М. Желудков, К. Б. Охманович
СВЕТОДИОД для ВНУТРИОБЪЕКТОВЫХ воле
Рассматриваются конструкция и эксплуатационные характеристики све
тодиода АЛ-124, предназначенного для использования в ВОЛС. Приво
дятся сравнительные характеристики эффективности ввода и распростра
нения в 1шарц-полимерном световоде излучения светодиода АЛ-124 и
ряда други х СИД, выпускаемых серийно и находящихся в стадии разра
ботки.
Волоконно-оптические линии связи (ВОЛС) находят все более ши
рокое применение в различных отраслях народного хозяйства, науки и
техники. В различного рода внутриобъектовой и бортовой радиоэлект
ронной аппаратуре, в устройствах вычислительной техники и системах
управления вопрос применения оптических линий связи стоит особенно
актуально. Однако, до последнего времени, применение коротких и
внутриобъектовых ВОЛС сдерживалось отсутствием светодиодов ИК
диапазона, излучающих достаточно большую мощность с небольшой
поверхности. Несмотря на значительное количество типономиналов све
тодиодов, выпускаемых отечественной промышленностью ,все они по сво
им параметрам и конструкции не приспособлены для использования в
воле .
Светодиод АЛ-124 разработан специально для применения в
ВОЛС. Ниже приводятся его основные параметры при комнатной тем
пературе и прямом токе 100 мА.
Мощность излучения
Прямое напряжение
Время нарастания импульса излучения
Время спада импульса излучения
4-8 мВт
l,5-1,8 В
8-16нс
6-10нс
Длина волны излучения
.
0,86 - 0,88 МКМ
Светодиод выполнен в корпусе КДИ-16 (ГОСТ 23448-79). Массив
ный металлостеклянный кристаллодержатель еффективно отводит теп
ло от кристалла и позволяет обеспечить сравнительно небольшой его
перегрев относительно температуры окружающей среды.
В качестве материала для изготовления кристалла использована
двойная гетероструктура марки ЭСТР-Б на основе твердых растворов
арсенида галлия-арсенида алюминия. Кристалл светодиода плос,кий,
со сплошным контактом к р-слою и точечным к п-слою. Для увеличения
полной мощности излу,чения используется отражатель, направляющий
излучение боковых граней параллельно излучению плоскости кристал
ла. Диаметр излучающей площадки не более 400 мкм. Для защиты от
воздействия окружающей среды кристалл покрывается многослойным
покрытием на основе эпоксидного лака и оптического компаунда.
Электрические и опектрофотометрические параметры светодиода в
значительной степени определяются температурой активной области
кристалла, которая, в свою очередь, зависит от условий теплоотвода,
режима работы, температуры окружающей среды. С помощью метода
электротепловой аналогии было рассчитано тепловое сопротивление
светодиода, характеризующее условия теплоотвода . При номинальных
размерах всех деталей конструкции оно составляет 60 град/Вт. Экспе
риментальные значения, полученные по сдвигу длины волны излучения,
составили - -60-80 град/Вт. Поскольку подаваемая на светодиод элект-
154
рическая мощность не превышает 0,2 Вт, температура перегрева актив
ной области составляет всео I2-l6°C, что почти не влияет на характе
ристики светодиода.
На рис. 1 приведена зависимость мощности излучения от тока при
нормальной температуре. Видно, что вплоть до токов порядка 100 мА,
ватт - амперная характеристика: -линейна, затем из-за увеличения темпе
ратуры перегрева ,кристалла она становится сублинейной, и при токе
порядка 250 мА рост мощности излучения прекращается .
Ршл, omн.erJ
О /00 200 300 Iп,о
Рис. 1. Зависимость
мощности излучения от
прямого постоянного
тока
Р,д~ . отнео.
!М~12ог
!DO -
80
60
IООмА
-- 50
-lfO-20 о 201,-[)оОТ.0С
Рис. 2. Зависимость мощности излуче
ния от температуры
Температурные зависимости мощности излучения при различных
значениях тока приведены на рис. 2. При токе 100 мА температурный
коэффициент мощности излучения изменяется от 0,9 проц/град в диа
пазоне (-60)-(-30) 0С до О,5проц/ град в диапазоне (+60)-(+85) 0 С .
С уменьшением величины тока температурные коэффициенты уменьша
ются и стремятся к одному значению, равному при токе 10 мА
0,5 проц/град.
Существенное влияние оказывает температура активной области
кристалла на длину волны и полуширину спектра и з лучения светодио
да. На рис. 3 и 4 приведены зави с имости этих параметров от величины
тока и температуры . Во всем рабочем диапазоне температур и токов
спектр излучения имеет один максимум, полож: ение которого определя
ется шириной запрещенной зоны материала активной области при дан
ной температуре. С ростом температуры или тока максимум спектра
излучения сдвигается в длинноволновую область, а его полуширина
увеличивается. Температурные коэффициенты длины волны и полуши
рины спектра равны соответственно 0,37 и О, 125 нм/град.
Увеличения длины волны и полуширины спектра излучения при
возрастании прямого тока сравнительно невелики благодаря хорошему
теплоотводу, и соответствующие коэффициенты равны 5-10- 2 и l•
,10 - 2 нм/мА.
В большинстве случаев в световодных системах связи используется
различного вида импульсная модуляция, поэтому представляет интерес
исследование параметров светодиода в импульсном режиме работы .
Лри протекании импульса тока через диод активная область нагревает
ся, с1 в промежутке между импульсами охлаждается. Таким образом , на
,светодиод воздействуют переменная и постоянная составляющие тепло-
155
вого потока, зависящие от амплитуды и длительности импульсов тока и
от частоты их следования. Тепловая мощность, выделяющаяся в свето•
диоде при импульсном питании, определяется как:
р-/И+12Г
имrт -
имп
отс
им.п ,
где /111,п - прямой импульсньrй ток;
И0тс - прямое напряжение отсечки;
810
8JO
г - последовательное сопротивление светодиода.
30
-
60 -1/0 -20
о
20
60 80 т,ос
Рис. 3. Зависимость длины волны (сплошная линия) и полу•
ширины спектра (пунктирная линия) излучения от прямого
постоянного тока
JД _________ _
-оО ------
-J2
J"O
48
45
l;l;
l+Z
м
38
- Jtl
34
32
Рис. 4. Зависимость длины волны
(спjюшная линия) и полуширины
спектра (пунктирная линия) излу
ченпя от температуры окружаю-
щей среды
юоL--'--'---'--'--'--'--'--'---'--'___J30
О !О20JO;,о.JO6070tO90/00lп,о
(1)
Учитывая длительность импульсов и частоту их следования; можно
определить среднюю тепловую мощность, выделившуюся в светодиоде:
Рср . Римп/'tимп=РимпQ-1,
(2)
где
f -частота следования импульсов;
'tимп -- длительность импульса;
Q - скважность импульсного режима.
Для обеспечения длительной работы светодиода в импульсном
режиме необходимо, чтобы средняя рассеиваемая мощность не превы
шала предельно допустимую мощность непрерывного режима, т. е.
156
0,2 Вт. По формулам (1) и (2) с учетом вольт-амперной хара·ктеристи
ки светодиода (рис. 5) можно рассчитать зависимость предельно допу
стимой амплитуды токового импульса от скважности. Эта зависимость
приведена на рис. 6. Экспериментальным путем получена зависимость
допустимой длительности токового импульса от его амплитуры (рис. 7).
'
'
ifnp,8
8
7
2
U 0,2 О,~ 0,50,8 !,О 1,2 !,r- !,б fшщ,А
Рис. 5. Зависимость мощности
излучения (сплошная ,1иния) и
прямого напряжения (пунк
тирная линия) от амплитуды
импульсного тока
lшт,А
1,8
1,Ь'
i.i-
i,2
7,0
O,IJ
О,С -
0,1
0,2
Рис. 6. Зависимость амплитуды
предельно допустимого импульс
ного тока от скважности
В качестве критерия допустимости принято снижение амплитуды им
пульса излучения на О, 1 к концу импульса. При этом переменная сос
тавляющая температуры активной области еще не приводит к сущест
венному увеличению скорости деградации. Исходя из тех же критериев,
построена зависимость предельно допустимого среднего тока от ампли
туды токового импульса (рис. 8).
Выбрать оптимальный режим работы светодиода в линии при за
данных скорости передачи информации и формате кода можно с по
мощью кривых, изображенных на рисунках 9 и 10. Эти ·кривые ограни
. чивают
область надежной работы прибора в пределах которой макси
мальный перегрев активной области кристалла не превышает 12-15°С.
Скорость передачи информации в ВОЛС в значительной степени .
определяется характеристиками быстродействия светодиода: временем
нарастания, спада и задержки импульса излучения. На рис. 11 и 12
приведены э·кспериментальнь1е зависимости этих параметров от ампли
туды токового импульса, позволяющие обосновать тот или иной импуль
сный режим работы светодиода.
Важнейший характерикой ·светодиода, предназначенного для ра
боты в ВОЛС, является эффективность ввода излучения в световод.
Этот параметр зависит от размеров излучающей площадкл и диаграм
мы направленности излучения светодиода, диаметра сердцевины и чис
ловой апертуры используемого световода.
Для сравнения АЛ-124 с другими светодиодами ИК диапазона
АЛ - 107Б, АЛ-115, «Тост», «Селена», Г-2 были измерены коэффициент
ввода и полные потери излучения этих светодиодов в кварц-полимерном
световоде с диаметром сердцевины 250 мкм и числовой апертурой 0,2
при номинальном рабочем токе. Зависимость уровня выходного сигна
ла фотоприемника от длины световода для каждого из исследованных
светодиодов приведена на рис. 13. Видно, что наибольшее значение
157
....
с.л
(70
z-д,:1,Mt'C
Г1
г1
'1
1
·1
-1
z,щ1
ПОГI
2Ой 1
1aol:
fбOtllff0 1
!2L7 .:
!OLI 1
1
801
601
ffO 1
i
20-1
(=50Гц
О 0.2 O,tr 0,6' 0,8 !,О !,Z f,lt- !,б !,8 I17;]/{,A
Рис . 7. Зависимость предельно до
пустимой длительности токового
импульса от его амплитуды
30
20
/О
О 0,2 tH 0,б0,8 1,0 1,2 !, tr !,б In,0.11,A
Рис. 8. Зависимость предельно до
пустимого среднего тока от амп
л итуды токового импульса
f,Гц
!,О
,/(}<
0,8
Об
,
О,l1-
О,2д
f{/j
'03
,1 , 1,, 1,I,
,:) ,,1,11,
0,0!
О,!
/00 Тцмп,МКС
Рис. 9. Область безопасной работы светодиода
....
с,,
<J:)
___,,_,_,..._ _
~, J;.a;,.i ,.-
•,s. .. .,,...,_7;.,.
Iuмn,A
1,о
0,2
ro~rц
о, 11111(11
1111111
]1111111
''"'"'
111111/J
0,0!
О,!
т.о
!О
100 7:ц,МКС
Рис. 10. Зщшсимость предельно допустимого тока
от длительности импульса
l_L...---L- -- -- -' - -' -- --',:-----;-'
!/
С,! 0,2 0 ,3 0,1/
lлри,А
Рис. 11. Зависимость времени нарас
тания и спада импульса излучения
от амплитуды токового импульса
fJ}!,'Jl,HC
70~
Юг
'fO
JO,-
20,-
/0,-
8
б
5
4
J
2
~'
'~
/1. _
'
0,02 O.0J 0,0ft 0,06 О.! О, 2 t,J 0,11 Iл1711, А
Рис. 12. Зависимость времени задержки
излучения при включении от амплитуды
токового импульса
мощности излучения, вводимой в световод, при номинальном рабочем
режиме имеет светодиод АЛ-124. По наклону кривых на графике мож
но судить о потерях на поглощение в с~етоводе . Они минимальны у
светодиода «Селена», работающего на длине волны 1,06 мкм, и не
сколь,ко больше у светодиодов «Тост», Г-2 и АЛ-124, работающих на
длине волны 0,87 мкм. На длине волны 0,93 мкм у светодиодов АЛ-107Б
и АЛ-115 потери на поглощение очень велики.
l!,ш8
20
10.
в
{j.
1•
2._
· ~~~~~~~_ __ .
___.__.
О Ю 20 JO lfO JO бО1,0 80S1t7L,/lf
Рис. 13. Зависимость уровня вы
х одного еигнала от длины линии
В настоящее время уже имеются некоторые данные о применении
АЛ-124 в опытных оптических линиях связи.
Так, АЛ - 124 использовался в составе линии длиной 100 м с семи
волоконным оптическим кабелем с затуханием на рабочей длине
200 д Бf,км. Линия обеспечивала скор о сть передачи информации до
10 Мбит/с или вероятность лоявления ошибки 10-9
.
В другой линии с
АЛ-_124 в качес тве из лу чателя был использован жгутовый кабель
ГОЖБ длиной 30 мс коэффициентом пропускания - 7 -17% . Верхняя
граница рабочей полосы частот линии достигала 20 МГц. Положитель
ные р ез ультаты дало испытание АЛ - 124 в составе макета ВОЛС, ис
польз у ющей оптический кабель КВСП50-4/СА. Макет обесп·ечивал ско
рость п ередачи информации до 1 МБит/с, длина Jrинии составляла
1;3 км.
Таким образом, из всех отечественных светодиодов АЛ - 124 по сво
им электрическим и спектро~фотометрическим параметрам наиболее
полно удовлетворяет требованиям, предъявляемым к источникам излу
чения для вн у триобъектовых ВОЛС и может - наiJти широкое при м ене
ние в аппаратуре.
Gтатья поступила в январе 1983 года
160
КРАТКИЕ СООБЩЕНИЯ
~дк 521.373 .826
Н. А. Матюшечкин, А. Б . Шакуров
РАСЧЕТ ОПТИМАЛЬНЫХ РАЗМЕРОВ ФОКОНА
Рассматривается согласующий элемент (фокон), применяемый для
ввода оптической энергии источника излучения в волокно. На основе тео
ретического расчета показано, что при оптимальных размерах фокона ввод
оптической энергии в волокно не хуже, чем в случае длинного фокона
(/3 -->О) .
С развитием волоконно - оптических линий связи возникла проблема
согласования источника излучения с волокном. Проблема обеспечения
максимального ввода световой энергии в волокно возникает при разли
чии геометрических размеров источника излучения и жилы волокна .
Согласующий элемент вводится между источником излучения и волок
ном ; его назначение - обеспечить максимально возможное значение
кпд источника .
В качестве согласующего элемента возможно применение отрезка
самофокусирующего волокна [ 1], волокна со сферическим концом [2],
линз, параболических зеркал [3] и фоконов [4).
При расчете фоконов обычно пользуются инвариантом Лагранжа
Гельмгольца:
(1)
где D- диаметр пучка;
1 -угол его расходимости;
п - показатель преломления.
Индекс ·« 1» относится к величинам на входе фокона , индекс ,«2» -
на
выходе . Это выражение получено в предположении, что - се_чение
пучка света мало меняется с расстоянием, т . е . при ~-~ О (2/3 - ·угол
при вершине фокона). Таким образом, выражение ( 1) справедливо для
фокона большой длины . На практи,ке пользоваться выражением ( 1)
достаточно трудно, так как неизвестно, достаточна ли длина фокона ,
чтобы ( 1) выполнялось с необходимой точностью. В связи с этим воз-
никла задача расчета реального «короткого» фокона . .
Рассмотрим фокон с диаметром большого основания 2Ro, с диамет
ром малого основания 2r0 и углом при вершине 2/3 (рис . 1). Ход лучей
в фоконе проще анализировать , построив развертку, полученную после
довательным поворотом фокона вокруг точки О' на угол 2~ [5]. На
этой развертк е трае ктории лучей представляют собой прямые линии .
Через точк у Р, отстоящу ю от оси фокона на расстоянии ро, проведем
луч PQ т ак им образом, чтобы угол между ним и осью QO' был равен
предельному углу А 0 . При этом лу,ч PQ входит в фокон под углом а,0 и
при распространении испытывает п отражений. Qo, может принимать лю
бые значения в интервале - Ro<p<Ro . Предельный угол Ао определя
ется числовой апертурой используемого волокна:
n0sinА0=А,
(2)
где А - числовая а п ертура стыкуемого с фоконом волокна ;
по - показатель преломления жилы фокона .
Ограничимся случаем малых углов, при которых SinAo"""Ao. Это приб
лижение х орошо выполняется вплоть до значений n0SinA0~0,5.
Для луча PQ справедливо выражение:
а.0+2п~=А0•
(3)
11-1018
161
Из этого соотношения следует, что если угол Ао мал, то углы а0 и 2п~
та•кже маль1. Если .1уч PQ предельный, то все лучи, параллельные ему
и проходящие от оси на расстоянии p0-ro<Q<Qo + r0, будут также пре
дельными (см. рис. 1). Предельный угол а0 удовлетворяет выражению:
_
2пГо- Ро
.
L= Ro- Го
(1.0
-
_
___;,_'--'- ,
L
~
Решая совместно (3) и (4), получим:
а =А .!..2...
-
r,..fo...
0
0Ro
r' Ro
у
Рис. 1. Структурная схема фокона
(4)
(5)
Луч, параллельный PQ и проходящий на расстоянии Qo + ro<Q<Ro, ис
пытывает еще одно отражение и выходит из фокона под углом больше
критического на 2~ .
Поэтому критические лучи в этой области проходят
вблизи точки М таким образом, чтобы не испытать п + 1 отражения.
Аналогично поведение- критических лучей в области -Ro<Q<Qo-ro в
окрестности точки N. Окончательно имеем:
-
Ro<Р<Ро-Го
-
~
CJ.
-
CJ.o + ---(-Р+Ро- Го)
Rо-Го
(6)
Ро+Го<Р<Ro
а=ао-
в
R
(Р-Ро - Го)
о- Го
Рассмотрим работу фокона как согласующего элемента. Пусть на
расстоянии cr от оси фокона размещается точечный источник света
(рис. 2). Из всех лучей, выходящих из источника, в волокно могут быть
162
введены лишь лучи, лежа щие в пределах угла {р = а1 + а2. Угол а1 обра
зует положите л ьный угол с осью фокона и его величина определяется
выражением (6). Угол а2 численно равен углу а;, который образует с
осью фо кона луч, в ош едший в фокон на расстоянии -
,Q. Величина
Roг:;.-----~--
J)
~L..
_,.,., ,.- -
J
о-- 0(2---.,,..., ---- ------
--!------ --
,--
-
-............
1
.
-f)
CXz
---.._.._
__
1
Рис. 2. Схема включения фокона
-этого угла также определяется из (6). Если и сточники излучения за
полняют весь вх одной торец фокона -----, Ro<Q<Ro, то эффективность его
работы к а,к согласующего элемента можно охарактеризовать интегра
лом:
R,
! = 21t Jcp(pJpdp.
(7)
о
Величина этого инт еграла зави с ит от параметра Qo - Исследовав (7),
Го
J
можно показать, ч то при - <
--
.
R0
2
R
{
(R46_ r
3
6 )}.
Ропт=-f;!=27t АоГоRo+Р Ror:_ro
(8)
Го
J
В случае - >-
R0
2
Poпт= Vr0 (R0-r0); l=21t{A 0r 0 R0++ [3r0V r 0(R0- r 0)}-
(9)
Выrчислив выражение (7) для углов , удовл етворяющих ( 1), получаем
величину:
1 = 2 1tA0r0R0.
(10}
Сра1щивая выражения (8), (9) и (10), легко видеть, что оптимизиро- ·
ванный фокон вводит излучение в волокно не хуже, чем фокон с очень
малым углом при в ершине. Выражения (8), (9) при ~ = О переходят в
( 10). Подста вл ня в (4) РоптИ решая совместно (3) и (4), находим опти
мальные размеры фокона:
ro
1
р _ Ao(l- ro/Ho) .
Г<о
<-; r'nопт-
·
,
Lопт = -(2n - 1/2)
R0
2
.
2п-О,5
А0
~~_I_.
Р=
Ao(l - ro /Ro)
Ro~2,
попт 2п- 11/ ~(1-
~)
VRo
Ro
(11)
_&_ [
vroI
ro )]
Lопт= А 2n-
-
/1- -
о
R0\
Ro
Из ( 11) следует, что оптимальная длина фокона может быть очень ма
лой (L 1 = ~ Ro ) , а оптимальный угол - большим вплоть до (2-3 Ао) .
2~
.
163
Это открывает возможность создания согласующих элементов малых
размеров, которые вводят оптическую энергию не хуже длинных (иде
альных) фоконов . Более того, из (8) и (9) следует, что эффективность
фокона возрастает с ростом угла при вершине ~' а это
эквивалентно
уменьшению числа отражений луча в фоконе (эффективность макси
мальна при n = 1).
ЛИТЕРАТУРА
1. ФилимоновВ.П., Циб-уляАБ,, ЧертовВ. Г, ОМП, 1979, No4.
,С , 25-27,
2. D а i d о У - .FUJIТSU Scientific of Technical Journ.a l, September, 1978, v . 14,
. N 3, р, 25------'35.
3,,ТhуаgагаjаnК, Sсharmа А,, GhаtасА,К- Applied Optics, Aug.,
1978, V , 17, No 15, р. 24116-2419,
4,ОzеkiТаkеshi, К:аwаsаkiВ,S, -
Elect r on Lett.,
1976, v, 12, N 23,
р, 607-608,
5, Вей 1-1 б ер r В , Б,, С ат та ров Д. К, Оптика световодов, - Л,: Машинострое
,ние, 1977, С. 129,
Статья поступила в июне 1983 года
УДК 621,382
Е. К. Алахов, Р. В. Шишигин
АВТОМАТИЗАЦИЯ И СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА
ТРАНЗИСТОРНОГО \АВТОДИНА
Рассмотрен вопрос об автоматическом переходе транзисторного гене
ратора гармонических колебаний в область бифуркаций (при срыве коле
баний) и стабилизация режима,
Автодинные генераторы (АГ) относятся к нелинейным электронным
устройствам и применяются для гетеродинного преобразования часто
ты (в системах несамостоятельно го автодинного приема) и для работы
в качестве приемопередатчиков (в системах самостоятельного автодин
ного приема) [1, 2].
В каждом из вариантов наибольшая чувствительность к принимае
мым колебанинм достигается в областях бифуркаций колебаний авто
дина, т. е. при срыве генерации . Реализация такого режима встречает
на практике определенные трудности, связанные с неустойчивостью
процессов. Для стабилизации режима и автоматического выхода на
параметр высокой автодинной чувствительности в развитие положений,
изложенных в ['2], рассмотрим схему транзисторного автодина, выпол
ненную по методу трехточки (рис. 1).
Генератор - автодин на транзисторе VI содержит две индуктивности
при заземленном э миттере. Индуктивность I,св предназначена для пере
дачи сигнала от автодина к антенне W и от антенны к автодину. Схема
характеризуется коэффициентом обратной связи Кос = L2/ (L1 + L2) и
коэффициентом в1ключения контура Р = L 1/ ( L 1+ L 2) с выполнением соот
ношения
Кос+Р=1.
(1)
Определив резонансное сопротивлние Roe контура, запише~ усло
вие само_возбуждения для АГ:
K0, P2R00S=K0c(1-- Koc)2R0eS?> 1,
(2)
где S = h2 1 эl fi 113 - параметр крутизны транзистора Vl в рабочей точ
J(е для смещения И 061 на базе. Для минимизации генерируемой мощно
сти и использования нелинейных свойств транзистора смещение на ба
зе должно быть небольшим (менее потенциального барьера Л-ср0 ) . Такой
✓-364
·режим соответствует и минимизации крутизны. Для заданной
dS
Roe контура на основании (2) определим производную dKoc
величины:
и, приняв
-ее равную нулю, найдем условие минимальной крутизны:
dS
3К~с- 4-1Кос+1
------=0.
(4)
S Кос
Roe К~с (1 - Кос)4
Откуда Кос = 1/з, Р= 2/з U Sми~ =6,75/Rce ·
Аналогичные данные можно получить и для емкостной трехточки АГ.
~)
w
~rи ·
rμ-Ек
Сев
Rк
Iь· S
Ск
С2
7fвых
I&"
$
Vl
1,
L
So
R7
.Рис. 1. Принципиальная схема генератора
Рис. 2. График тока базы и
крутизны транзистора Т 1
Для автоматизации выхода АГ на такой режим и его стабилизаци и
в схеме рис. 1 используется второй транзистор V2. Процессы в схеме
:характеризуются графиком рис. 2. В исходном состоянии транзистор
V2 закрыт (база через индуктивность L соединена с эмиттером) и по
·тенциал коллектора близок к величине источника питания Е 1, .
Этот по
тенциал через резисторы ,Р . и R 1 передается на базу VI, чем обра
_зуется начальная рабочая точка 1 на входной характеристике (рис . 2)
при крутизне S 1 в точке 2.
:Колебания в схеме автодина начнут нарастать по амплитуде _ и
транзистор V2 переходит в режим выпрямления rсолебаний в цепи с
:уменьшением потенциала коллектора. В резу.1ьтате уменьшается по
тенциал базы у VI (через резистор R1) и процесс заканчивается в точ
. ке 3 на графике рис. 2 при крутизне So вблизи значения 6,75/Roe . В
дальнейшем режим будет поддерживаться автоматически.
Для предотвращения низкочастотных релаксаций во всей схеме
· рис. 1 должно выполняться неравенство S1 S 2 rL Rн < I, где S1, S2-
значения крутизны транзисторов VI, V2,rL - активное сопротивлени е
катушек индуктивности L 1 и L.
ЛИТЕРАТУРА
1. Элементы радиоприемных устройств. Межвузовский тематический научный сб ор-
ник. - Таганрог: ТРТИ, 1978, вып. 2
•
2. Ал а хо в Е. К. Некоторые проблемы постро ения автодинных приемопередаю
щи х устройств и пути их решения. - Современная электроника в оптическом приборо
астроснии. - Труды ЛИТМО, 1981.
Статья поступила в августе 1983 года_
16.i
ВНИМАНИЮ АВТОРОВ!
Содержание статей, направленных в редакцию научно-технического сборника ,.
должно соответствовать его профилю и представлять интерес для широкого круга .
специалистов организаций и предприятий отрасли.
Объем статьи не должен превышать 15 страниц машинописного текста и иметь
не более 5 иллюстраций.
•
В статьях следует кратко излагать то новое и оригинальное, что получено в ре
зультате работы предприятия или автора; не допуска·ть излишних подробностей, повто
рения известны х положений, неточных формулировок и неправильно построенных пред
ложений, ис1<ажающих смысл и зат р удня ющих понимание текста. Каждая статья долж
на оканчиваться четки ми в1;,шодами и р еком енд ациями по практическому применению
(использованию в НИР, ОК:Р и на производстве). Выводы оформляются отдельным
подразделом .
Статьи представляются в двух экземплярах (1-й и 2-й машинописные ,экземпля
ры), отпечатанные через два интервала на одной стороне листа стандартного размера
с полями 3 см с левой стороны. На полях против ссылок в тексте проставляют ся
номера рисунков и таблиц. К:роме основного текста, статья должна с.одержать индекс·
УДК:, краткую аннотацию (между на з ванием и текстом).
•
К статьЕ: необходимо приложить реферат объемом l0-15 машинописных строк, .
в котором должно быть изложено основное содержание статьи.
Математические выводы (формулы) должны быть сжатыми, без, промежут очны х
преобразований, у прощены частичной или полной - заменой прямой черты дроби на
косую, а также введением вместо дроби отрицательного показателя степени (т. е . при
способлены для однострочного набора). Нумеровать следует только те формулы, на
которые и меют ся ссылки в тексте. Автор должен произвести разметку: прописные бук
вы латинского алфавита размечаются подчеркиванием двумя прямыми и одной вол
нистой черточками, строчные - двумя прямыми сверху и одной волнистой снизу; для
сходных по н ачертанию букв должны быть даны пояснения на полях стать и ; гречес){ие
буквы должны быть обведены красным к ара ндашом.
Единицы измерения должны обозначаться согласно принятым обозначениям по
международной системе единиц (СИ) . Термины и обозначения необходимо указывать .
в соответствии с действующими государственными стандартами.
Список литературы и подрисуночные подписи следует напечатать на отдельных
страницах после основного текста в порядке упоминания. Описание пристатейных .
списков литературы должно соответствовать ГОСТ 7.1-76 («Библиографическое опи
сание прои зведений печати») . Для журнальных статей отечественных и зарубежных
изданий необходимо указывать фамилию и инициалы авто ров, название статьи, жур
нала, год, том, номер, стран и цу (для зарубежных журналов все на иностранном язы
ке) . Для 1,ниг - фамилию и инициалы автора, полное название книги, место издания,
издательство, го д изда ния, страницы.
Иллюстративный материал прилагается в двух экземплярах и должен соответст
вовать требованиям ЕСК:Д. Нельзя вклеивать иллюстрации в текст. Черте жи и схемы
выполняются черной тушью на черт ежно й бумаге или . кальке размером lЗХ 18 см.
Сложные чертежи, насыщенные мелкими деталяыи, и чертежи с большим количеством:
выносок следует переработать в целя х исключения изображений и надписей, надоб
ность в которых не вызывается содержанием статьи . Графики должны иметь сетку.
Графики без сеши допускаются в случае, если на осях нет цифровых обозначений .
На графиках обязательно должны быть указаны названия осей и размерность.
Таблицы печатаютс я также на отдельных листах . Они должны быть лаконичны-
ми , содержать минимальное количество данных, необходимых для иллюстрации тек-
ста статьи, иметь тематические заголоnки и не дубли ровать графики .
166
Статья направляется на издание с сопроводительным писы1ом за подписью руко
водителя предприятия. К сопроводительному письму, кроме статьи, прилагаются:
выписка из решения НТС с обоснованием целесообразности публикации, акт экспер
тизы, справка о написании статьи в нерабочее время (обязательна гербовая печать)
и личные карточки авторов.
Оба экземпляра статьи подписываются всеми авторами.
Редактор Е. К. КИЧКИНА
Подписано к печати 30.12 .83
Заказ No 1018
Цена 80 коп .
Формат 70Х108 1 / 16
Печ. л. 11,5
Т-03291
Индекс 3942
Тираж 1000 экз .
т
УДК534.86 ГуJIяевЮ.В.,ПрокловБ.В.,ШкердинГ.Н.,С.Н.Ан-.
тон о в . Новые акустооптические эффекты в твердых телах. Часть 11 . -
Тех
ника средств свifзи. Сер . Внутриобъектовая связь (БОС), 1983, вып. 2, с . 3-17.
П роведены экспер и ментальные исследования ряда новых акустооптических
явлений в твердых телах и, в част н ости, эффе1пов сильного уширения угловых
спектров дифрагированного света и ска ч кообразного изменения фазы прошедше
го света с ростом ампли_туды звука при сильном акустооптическом вза имодейст
вии. Экспериме н тальные данные удовлетворительно согласуются с тео ретиче ски
ми расчетами с учетом анизотропного характера АО взаимодействия .
УДК 621 .373 .826:621.396 Дойников АД., Новиков С. А., Ха рнт о нов
Б. Х . , Чу r рее в О. С. Характеристики двухполюсной кольцевой сети связи
с аппаратно - программной реализацией. - Техника средств связи. Сер . Внутри
о бъектовая связь (БОС), 1983, вып. 2, с. 18--26.
Разработка математической модели и определение вероятностно-в р еменных
характеристик относятся к малоизу,1енной области исследования процессов в
кольцевой сети связи. Системы с использованием интеллекту ~л ьной элементной
базы~ микропроцессоров обJ1адают целым рядом п р еимуществ перед сист<:'ма
ми , построенными на «жесп,ой логике» . Рассмотрены варианты реализации ап
паратуры на основе восьми - и шестиразрядного микропроцессора, а также реа
лизация разли,1ных алгоритмов кодирования. Применение микропроцессоров в
;-;ол ьцевых сетях связи при реализации устройства, защиты от оtш16 0 1, на МН!\ ·
р опроцесс орном комплекте I\ 589 по зволяе т существенно повысить как скорость
п ередачи информации, так и значение коэффициента канала, особенно при реа
,1 изации кодирования ,табличным методом.
УД К 621 382.82 .901.2 ПоJ1утин В . С., Ламеки н В Ф. Повышение эффек
тивности статистического ана.лиза и оптимизации интегральных схем анал11тичес-
1ш м и методами. - Техника средств связи. Сер . Внутриобъектовая связь (БОС),.
1983, вып.2, с. 26- -31.
Разработан способ повышения эффективности статистического анализа и оп
т имизации интегральных схем (ИС) методом моментов. Технологи ческая ,1одель
разброса параметров компонентов дополнена статистическ им и связями ,{еж·ду
па раметрами активных компонентов, происхождение которых связано с физиче
ск ими основами функционирования таких компонентов. Подобный подход поз
воляет уменьшить количество расчетов сложной схемы а, следов а тельно , и вре
мя статистического анализа и оптимизации в пределах от I до 20 раз, а также
объ ем занимаемой памяти ЭЦВМ в 19 и бо лее раз. Предлагае ма я модификация
модели разброса параметров активных компонентов позволяет методу момент ов
к онкурировать по точности и трудоемкостн с методом Монте-Кар ло для всех
ИС по сложности доступных современным программам машинного анализа ИС.
'
УДК 534.86+621.39 Немировский М. Л., Игнатов В . И., Ковешни-
1, о в Б . П. М.етоди1ш аппро к симации оптимальной АЧХ э.лектрог.куспР1еск_ ого
тракта. - Техника средств связи . Сер. Внутриобъектовая связь (БОС) , 1983,
вып. 2, с. 31-36.
Оптимальная АЧХ электроакустического тракта, полученная расчетным пу
тем, представляет собой сложную зависимость, ко торую точно реализовать прос
т ыми устройствами не представляется возможным. Поэтому цел есооб разно оп-
1имальную АЧХ аппроксимировать более простой зависимостью с учетом полу
чения наименьшей разницы между максимально возможным значением разбор
чив ости речи, соответствующим оптимальной АЧХ, и значением разборчивости
р ечи, пюлучаемым при аппроксимированной АЧХ электроакустического тр акт а.
При аппроксимации использовался метод наименьших квадратов. В качест ве
а ппроксимирующей функции были расс~отрены полиномы нулевой, первой и
вт орой степени. В рассм а триваемом случае для конкретного типа тракта наи
.,,учшие результаты получаются при квадратичной аппроксимации, при ко торой
разборчивость слов отличается от максимальной не более чем на 0,5% . При
это м квадратичная форма АЧХ ЭАТ реализуется с помощью резистивного уси
л ителя, нагрузка которого зашунтирована последовательным колебательным
1,онтуром. Такой усилитель не вызывает трудностей в реализации и настро йке .
УДК 621 .383 .52 Дмитриев- С. А., Фунтиков М. В. Метод расчета до
пустимых потерь в аналоговых ВОЛС. - Техника средств связи. Сер. Внутри
объе"т ова я св я зь (ВОС), 1983, вып. 2, с . 36-41.
Для определен ия энергетического потенциала аналоrо&ой волоконно-оптиче
с к ой линии связ и и выбора элементной базы (излучателя, световода, фотопри
ем ни ка . оп гн ческих соеди н ителей и др.) н еобходимо знать минимально допус
тимую мощность оптического сигнала, при которой будет соблюдаться нужно е
отношение снгнап/шум. Получено выражение для определения минимальног о
тока снгн ала. П риво дится _ пример расчета величины этого TOI(a для двух типов
фот одиодов .
УДК 621 .395 .61 .03 Котович Г. Н. , Ламекин В. Ф. Особенности построе
ния низкоскоростных кодеков с дельта-модуляцией. - Техника средств связи.
Сер. Внутриобъектовая связь (ВОС), 1983, вы п . 2, с. 41-56 .
Низкоскоростными кодекамн являются кодеки, тактовая чистота которых в
несколько раз превышает верхнюю частоту спектра входного сигнала . Примене
ни е их в ср едствах связи позволяет увеличить в несколько раз число канало в
с вя зи при сохранении занимаемой полосы частот радиосредств подвижных объ '
ектов . .При реал изации низкоскоростных кодеков применяются две основные
структур;,~. В первой - ограничение скорости входного сигнала производится с
помощью расчленен ия полосы частот, занимаемой входным сигналом, на 3-4 пе
рекрывающихся частотных поддиапазона с последующей компрессией сигнало в
по уровню в п реде лах каждого поддиапазона. Во второй - адаптация осуществ
ля етс я в соотве тствии с алгоритмом работы цепи компандирования, основанном
на вычислении про гностически х коэффициентов в результате анализа измене1;1и я
плотности цифрового ДМ - сигнала на интерва ле двух- или трехтактовых интер
валов.
УДК 62 ! .396 .975 (088.8) К о в е ш ни к о в В. П. Использование ортогонаJ1ьных
сигналов в устройствах многопрограммного вещания. - Техника средств связи.
Сер . В нутриобъектов ая связь (ВОС), 1983 , 2, с. 56-64.
В настоящее время в различных областях техники связи широ ко использует
ся аппара тура с применением ИКМ и ДМ. Однако аппаратура подобного р· од а
обладает недостатками, к ко торы м относятся слож н ость устройства и широк о
полосность . Для устранения э тих недостат ков в ус тройствах много п ро~:раммног о
вещаюJя . ус тана вливаемых в са.панах пас сажирск и х самолетов, предлагает ся ис
пользо вать вместо ИКМ или ДМ ортогональные функции (например, функции
Радема.,ера или Уолша) . С этой целью разр аботаны структу рные схемы устрой
ства и отдельных функциональных узлов, входящих в его состав. Для проверки
работоспособности и эффективнос ти ус тро йства выполнено макетирование и п ри ·
водятся результаты экспериментальных исследований.
УДI<: 534.863 .01 К о в е ш ни к о в В. П. Оцен1щ допустимого разброса парамет
ров элементов эле ктро акустического тракта . - Техника средств связи . Сер . Внут
риобъектовая связь ( БОС) , 1983, вып . 2, с. 64-7'3.
Существующая методика расчета разборчивости речи основана на использ о
вании номинальных з начений параметров элементов электроакустического трак
та, усред не нных усл овий осуществ ления связи и статистических данных слуха
н речи . Данная методика позволяет рассчитать сред нее значение р азборчивос т и
ре ч и , а при наличии допусков на параметры элементов электроакустич еско го
тракта оценить ее ожидаемый разброс. Предлагаемая методика позволяет ре
шить обратную задачу - по задан но му классу качества речевой связи опреде
ли ть рационал ьные допуски иа параметры разрабатываемых элементов электро
акустического тракта .
2
УДК 612.373.826 :621 .396.012 Jl а м е к ин Б. Ф. Сопоставлен и е цифровых
ВОСС со звездообразной и коль.цевой структурами для внутриобъектовой свя
зи. - Техн ик а ср едств с вяз и . Се р . Бнутриобъектовая связь (БОС), 1983, вып. 2,
с . 73-78.
Широкое р аспространени е во внутриобъектовых системах связи с цифровой
передачей информации по в олоко нно-оптическим линиям связи находят центра
лизованные структуры со з в е з до о бразной конфигурацией и децентрализованные
кольцевые структуры. Сопо ста вление энергетичес1шх характеристик обеi1х струк
тур в оптическ ом диап азо н е и реализация электронных блоков управления и
коммутации пока зы в ает п реи мущества применения звездообразной системы пе
ред кольцевой при количестве а бонентов меньше 1.0 .
Анализ показ ал це.л есообраз ность применения в оконечных устройствах од
нокристалль ных мш: ро -ЭБ М н а н ал огичн1,1х микропроцессоров.
УДК 621.3 17. 74 .03 Jl а м е к и н В. Ф . Теоретические основы проектирования
быстродействующих операционных усилителей,. - Техника средств связи. Сер.
Бнутриобъектовая связь. (БОС), 1983, вып. 2, с. 78-87.
Для улу чш ен ия пара ме тров р а зличных радиотехнических устройств широ1ю
используются быстро де йств у ю щи е операционные усилители (БОУ), выполняю
щие высокот очн ы е опер ации с с игн а лами. Поэтому весьма актуальной является
проблема со здания Б ОУ, о бла да юши х широкой полосой пропускания и высокой
скоростью н арастания сигнала . Анализ причин, ограничивающих быстродейст
вие усилите лей, показал , что ос нов н ыми из них являются следующие : ограничен
ность част отных · свойств тра н зис торов , н ал ичие паразитных элементов у тран
зисторов подложки и кор пус а м и к росборки, несовершенство схемотехники. Раз
работаны схе м ы, позвол я ющи е ре ализовать высокое быстродействие , и приняты
рекоменд а ци и по выбор у элеме нтной базы ; п р оанализированы те х нологические·
факторы сн ижения быстродейст вия и выр абот аны рекомендации по е го повы
шению. Р а з работанные Г ИС БО У и результаты исследований их параметров
позв оляют р е комендовать их для пр имен е ния в а ппаратуре связи различног о
назначения.
УДК 621.39 1.037 . Засов ин Э. А., Захаренко А . К, Кулаков Е. Б.,
Сыч у го в В. А . В ыбо р опти м а.~ьного спектрального диапазона и режима ра
боты ССС п о крит ери ю наи меньш их затрат э11ергии на передачу информации. -
Техника с редств связи . Сер . Б ну триобъектовая связь (ВОС), 1983 , вып. 2,
с. 87-90.
С учет ом ф ундаментальных огран ичений квантовой механики на возможно
сти измер е ни я п араметров эл е 1пром агнитн о й lIOJIНЫ, распространяющейся по од
номодовом у каналу передачи , п ол уче н ы ан а литические выражения для опреде
ления мин имальных затрат эне ргии на пер ед а чу единицы информации и ус л овий
достижения эт ого миним ума . Показа но, ч т о на и б олее оптимальным с точки зре
ния дост иже н ия минима л ьных затр ат энергии на передачу информации яв л яется
дальний ИК .:шапаз о н длнн в о.1н элек тром а гнитн ых излучений .
Уд.К. 621.378.9. Дм ит рие в С. А., Ефремова Г. А., Ефремов Н. И.,
К о роле в А . С. , С к и ба Б. П . Технологические особе1щости изготовления оп
тических волн о водо в в плавленом кварце методом ионной импла н тации. - Тех
;шка средст в связи . Сер . Бнутриобъе ктовая связь (БОС), 1983, вып . 2, с. 91-102 .
Широкое развитие ин тегральн о й оптики и ее внедрение в различные сферы
науки и техн ию; тре бу ют созд а ния не только активных или управляемых, но и
пассивных элементов , так и х 1<ак фильтры, устройства сопряжения, п л анарные
призмы, л инзы и распр едел и тел и энергии. Создание недорогих технологичных
иассивны х в олноводов и в н а сто ящее время имее т весьма актуальное значение.
Изготовлени е вол н оводов · с помощью метода ионной имплантации позволяет по
лучать волн о в оды с малыми п отерями (0 ,2 дБ / км), при этом их топология хо
рошо совпад ает с топо,1о ги ей маск и. Метод позволяет контролировать толщину
нолноводн о rо сл оя, его поЕазател ь прел омления с помощью параметров техпро
:,есса, создав а ть погруженные в олн ов о ды.
Б работе исследуется п ро цесс создания волноводов в плавленом кварце при
облучении ионами н+, Не+, В+, о+ и Р+ с различной энергией и дозой. Ана
л изируется механи з м возникнов е ни я о п т ических потерь и даются рекомендации
п о их сни;к е,т ю . Приводится ряд з ав исимостей, полученных в процессе экспе
μиментов.
3,
УДК621.378 Дм.итриевС.А., ЕфремовН.И., Ефремова Г.А.,
С к и б а В. П. Методы соединения одномодовых волоконных световодов и ка
нальных интегрально-оптических волноводов (Современное состояние и основные
достижения). - Техника средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь (ВОС) ,'
1983 , вып. 2, с. 103-107.
Успехи в разработке одномодовых волоконных световодов и устрой ств интег
ральной оптики позволят в ближайшем будущем приступить к соз данию света
водных систем связи с оптической коммутац и ей и обработкой сигналов. Для
практической реализации таких систем необходима разработка высокоэф фектив
ных способов соединения одномодовых волоконных световодов с канал ьными
.интегрально-оптическими волноводами. Известчы два основных спосо ба стыков
ки : способ туннельного взаимодействия и способ прямого возбуждения. Каждый
из них имеет довольно больш ое количество разновидностей. В резул ьтате ана
л иза достоинств и недостатков различных способов предложен ряд рекоменда
ций по осуществлению соединения ОВС - ИОВ.
УДК 621.315.61 Дмитриев С. А., Ефрем о в а Г. А ., Ефрем о в Н. И.,
Королев А. С., Скиба В. П. Применение ионной импдантации для изготов
.ления волноводов в LiNbO3. -
Техника средств связи . Сер. Внутриобъектовая
связ ь (ВОС), 1983, вып. 2, с. 107-113 .
В настоящее время весьма актуальной является проблема создания интег
.рально -оптич еских устройств на таком перспективном материале, как LiNЬO3 ,
работающих в одномодовом режиме. Одномодовый режим работы таких уст
ройств накладывает строгие ограничения на толщину и ширину изготовляемых
волноводов, которые лежат в пределах от десятых долей микрона до нескольких
микрон. Традиционным методом диффузии весьма затруднительно получить столь
малые размеры. С помощью технологии облучения LiNЬO3 различным и ионами
можно получать волноводы шириной 2-3 мкм на расстоянии 1- 3 мкм друг от
друга. Этим методом можно менять глубину залегания примес-ей, профиль ее
_ распределения, а следова тельно, контролировать показатель преломле ния, ме
няя соответствующие параметры техпроцесса.
В статье дан обзор существующих работ и исследованы возможности соз
дания интегрально -оптических волноводов с помощью метода ионной импланта
ции. Особенно интересным является комбинированный метод диффузии металла
и ионного облучения для формирования полосковых волновод ов и волноводов
разнообразных конфигураций для схем интег ральной оп тики.
УДК 621.315.2: 681.7.068.4 В а с иль ев В. Е., Пр он ин Г. И., Jl ар ин Ю. Т.,
Шахназаров Ю. Г. Опыт разработки и изготовления волоконно-оптических
кабелей на технологическом оборудовании кабельных заводов. - Техника средств
. связи. Сер . Внутриобъектовая связь (ВОС), 1983, вып . 2, с. 113-116 .
При разработке оптических кабелей были опробованы жгутовые оптические
волокна с лаковым и поли амид ным защитным покрытием. Разработка оптичес
ких кабелей проводилась с ориентацией на неспециализированное технологичес
кое оборудование кабельных заводов с использованием в конструкциях кабелей
- стандартных электротехнических материалов. В результате работ по упрочне
нию оптических волокон был разработан основной элемент конструкций кабе
лей - оптический модуль с оптическим волокном с полиамидным покрытием, за
щитной фторопластовой оболочкой и упрочняющими элементами из нитей СВМ.
На базе оптических модульных элементов были разработаны конструкции и про
мышленная технология изготовления 1-, 2 -, 4 -, 6- и В-волоконных оптических
кабелей. Испытания опытных образцов оптических кабелей показали высокий
уровень технических характеристик кабелей и их пригодность для широкого
.в недрения в системы связи.
4
У ДК 519.68:65.012.2 Фролов Л. Б .. Канцырева Т. А. , Бо л1,ова И . Я.
Применение ЭВМ для анализа стру!пурных изменений продукции в производст
венной программе предприятия. - Те хник а средств связи . Сер. Бнутриобъекто
ва я связь. (БОС), 1983, вып. 2, с. 117-122.
Анализ структурных изм енен ий продукции является инструментом оценки
пла нов предприятия по составу и объемам внедрения новой техники с точки
зре ния их влияния на пока затели роста производительности труда и объемов
п роизводства . Для оценки влияния изменений в структуре произво дстве нной
про граммы предприятия на темпы роста выμаботюr применяются индексы струк
тур ных сдвигов изделий по трудоемкости. Приведены основ ные соотношения для
р асчетов индексов изделий, заданных в плане в количестве нном и стоимостном
выраж ении, новых изделий и изделий, снимаемых с производства. Разработан
р яд программ, реализующих систему анализа и предусматривающих логический
1,о итроль входной информации, что повышает достоверность выходных результа
т ов. Рассмотрена возможность интегрального представ л ения индексов структур
ны х сдвигов изделий в виде графика гистограммы их распределения .
УДК 621 .396 :6 8 1.322 Деревянко С. Н., Малаховский А. С. Модуль
ная микро-ЭВМ для ABCI( ПО. - Техника средств связи. Сер. Бнутриобъекто
вая связь (БОС}, 1983, вып. 2, с. 123- 128.
Применение микропроцессоров в АБСК ПО существенно улучшает и:; экс плу
ат~ ционные характе ристики (наде:жность, потреблени е энергии, габари ты, м асса,
сто имость) .
Применение модул ьн о й микро-ЭБJ\1\ позволяет использовать ее в це.1ом ряде
АБС К, различающихся функциональной сложностью.
Разработанная модульная микро-ЭБМ построена на основе микропроцессора
580БМ80
Выведена формула, показывающая целесообразность применения модульной
ми к ро -Э ВМ в АВСК:. Рассмотрены примеры применения микро-ЭБМ и да ны ре-
1юме ндации по выбору оптимального набора модулей.
УД К 621 .373.826 :621.396 Гончаров И . Г., Кротенок Э. Б., Тарасова
А . П. Использование миr<ролинз для согдасования излучения полупроводнико-
1.юго лазера с волоконным световодом. - Техника средств связи. Сер. Внутри
о бъеrповая связь (БОС), 1983, вып . 2, с. 128-1 33 .
Основными проблемами при передаче информации по световодному волокну
я вляются проблемы согласования излучающей поверхности лазера и приемной
п оверхности. волокна. Трудность ввода излучения в волокно связана с большой
расх одимостью и разными размерами ближнего , поля лазера во взаимно-перпен
дикулярных плоскостях . !При непосредственном соединении потери на ввод до
стигают 50%-95% . Для повышения эффективности ввода применяются различ
ные согласующие элеме нты: микролинзы, селфоки, фоконы . При исследовании
в вода излучения лазера в волокна с разными диаметрами про водящей жилы
и апертурами использовались микролинзы из халькогенидного стеЕла. Был про
веден расчет МИ](ролинз, т. к. диаметр микролинзы, угол между пре л омленным
лучом и оптической осью волокна и угол захвата зависят от коэффициентов
пр еломления волокна, оболочки и линзы, диаметра волокна и его апертуры.
Из проведенных исследований видно, что применение микролинз повышает эф
фективнос ть ввода для низкоапертурных волокон приблизительно в 10 р аз.
5
УДR 621 .373. 826:621 .382 Шмелев К Д . Стабилизация оптических парамет
ров полупроводниковых лазеров. - Техника средств связи. Сер. Внутриобъекто
вая связь (ВОС), 1983, вып. 2, с. 134-141.
П олупро водниковые лазеры благодаря своим уникальным свойствам нахо
дят широкое применение в таких областях, к ак о п тическая атмосферная и в о
,1окон ная св язь, локация, дальнометрия и др. Однако электрические и ·оптичес
кие п ара метры полупроводниковых лазеров в з н ачительной степени изменяютс я
при колебан иях тем п ературы р-п - перехода, а также в зависгмости от срок а
службы и метода накачки. Для увеличения срока службы полупроводниковых ла
зеро в и ста билиза ции их параметров предлагается стабилизировать интенсив
ность оптич еского . излучения с помощью цепи обратной связи, используя пр и
этом нерабочий луч. Однако при таком методе стабилизации в активном режи
ме исп ользуется только часть выходной мощности лазера (50-60%). В схеме
стаби лизац ии с полным использованием _ мощности излучения основного (р а
бочего ) пазера и суммированием вспомогательного лазера при неболь
шом д и апазоне их изменения стабильность общей выходной интенсивност и
имеет удовл етворительные значения. Для получения необходимого срока служ
бы п ол упров одниковых лазеров (не менее 10 тыс. ч.) предлагается использоват ь
решет ки по..~упров однш<овых лазеров, например, из 4-8 штук на одной под
ложке.
УДК 621 .382.12 .08 Полутин В . С. Малосиrнальная модель входной цепи би
полярного транзистора с учетом эффектов Кирка, модуляции проводимости и
оттеснения тока эмиттера. - Техника средств связи . Сер. Внутриобъектовая
связь ( ВОС), 1983, вып. 2, с. 141-153.
Акт ивна я область базы транзистора представлена в виде неоднородной рас
пределенной линии передачи. Сформировано дифференциальное уравнение, опи
сыва ющее активную базу, с учетом модуляции проводимости базы, эффекта
Кирка. Получен ные решения дают представление об эффектах статического и
динам ическ ого от теснения тока эмиттера в условиях малого, среднего и высо
ко го уровн ей инжекции по постоянному току и позволяют получить более то ч
ные расчетные формулы для входного импеданса транзистора в широком ди а
пазоне частот и амплитуд переменной составляющей входного сигнала. Введе а
критер ий малосигнальности модели транзистора, связывающий предъявляе мую
точность с диапазо нами амплитуд и частот переменной составляющей входног о
сигна ла .
УДК 621 .383.52:621.396.624. Горбатов Н. А., Вили сов А. А., Жел уд
ков В. М., Ох м ан о в и ч К. Б. Светодиод для внутриобъектовых ВОЛС. -
Техника средств связи . - Сер. Внутриобъектовая связь (ВОС), 1983, вып. 2,
с. 154- 160 .
Для созда ния внутриобъектовых ВОЛС необходим светодиод с длиной вол
ны излучения, совпадающей с од ной из полос пропускания кварца, небольшо й
и зл учающей площадкой и специальной, удобной для с тыковки со световодом,
конст рукции. Р азра ботан светодиод АЛ-124, который во многом удовлетворяет
этим требова н иям . Его основные параметры : длина волны излучения - 0,86-
0,88 мкм , ток накачки - 100 мА, общая мощность излучения 4-8 мВт, быстр о
дейс тви е не хуже 16 нс, диаметр излучающей площадки 400 мкм. Результаты
измерений эффект ивности ввода излучения в кварцполимерный r,ве товод диа
метром 250 ,мкм показывают, что по сравнению с другими светодиодами АЛ-124
имеет луч шие параметры . Светодиод АЛ-124 использо ва лся в опытных линиях
оптической связи .
6
УДК621.373.826 Матюшечкин Н. А., ШаI<уров А. Б. Расчет оптималь
ных размеров фокона. - Техника средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь
(БОС), 1983, вып. 2, с . 16 1-164.
С развитием волоконно-оптических линий связи возникла проблема согласо
вания источника излучения с волокном. Эта проблема на данном этапе очень
актуальна, так как большая часть оптической энергии теряется именно при
вводе в волокно. В качестве согласующего элемента возможно применение фо
кона, преимущества которого заключаются в простоте изготовления и етыковки
с волокном и; источником излучения. Известные формулы расчета фокона при
менимы лишь для идеального случая (угол при вершине бесконечно мал, а дли
на достаточно велика). Это приводит к созданию согласующих элементов с боль
шими линейными размерами. Вычисления показали, что возможно применение
фоконов с оптимальными размерами (значительно меньшей длиной и большим
углом при вершине ) . Эффективность ввода оптической энергии таким фоконом
не хуже, чем у идеального.
УДК 621.382 Ал а х о в Е. К., Шиш и г ин Р. В. Автоматизация и стабилиза
ция режима транзисторного автодина. - Техника средств связи. Сер. Внутри
объектовая связь (БОС), 1983, вып. 2, с. 164-165.
Рассмотрен вопрос о б автоматическом переходе транзисторного генератора
гармонических колебаний в область бифуркаций (при срыве колебаний) и ста
билизация режим а .
7
/
I
Цена 80 1юп ~