ЦЕНТРАЛЬНЫЙ ОТРАСЛЕВОЙ ОРГАН
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКОЙ ИНФОРМАЦИИ
"экое•
ТЕХНИКА
СРЕДСТВ СВЯЗИ
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ
СБОРНИК
СЕРИЯ
ВНУТРИОБ ЪЕНТОВАЯ СВЯЗЬ
ВЫПУСК 2
МОСКВ А -1982

L-
Центральный отраслевой орган научно-технической информации
«экое»
ТЕХНИКА СРЕДСТВ СВЯЗИ
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКИЙ СБОРНИК
Серия
Главный редактор
Довченко Н. К.
Редакционная
коллегия:
Алексенко А. Г,
Аникин А. М.,
Беспятов Ю. Д.,
Богачев И. Д.
(зам. гл . редактора) ,
Богданкевич О . В.,
Быковский Ю. А.,
Захаре,шо А. К . ,
Игнатов В. И.,
l(овешн1шGв В. П.
(отв. секретарь)
Ламекнн В. Ф.
(:~ а м. гл. реда1,тор а ),
Маслов G. Н.,
ВНУТРИОБЪЕКТОВАЯ СВЯЗЬ
Выпуск 2
Моск в а 1982
Содержание
Ламекин В. Ф . , Довченко Н. К., Аникин А. М.,
Арсеньев В. Г., Малаховский А. С., Желуд­
ков В. М., Хохлов А. И. Цифровая свето­
водная линия внутриобъектовой связи на
длину волны 1,55 мкм .
3
ИССЛЕДОВАНИЯ И РАЗРАБОТКИ
Гуляев Ю . В., Проклов В. В., Шкердин Г. Н.,
Антонов С. Н. Новые акустооптические эф-
феюы •в твердых телах
S
Дианов Е. М. Волоконные световоды средне-
го инфракрасного диапазона
23
Ламекин В. Ф., Довченко Н. К., Арсеньев В. Г.,
Аникин А. М. Ком п лексная м икроминиатю­
ризация АВСК ПО четвертого поколения 35
Ламекин В. Ф., Чеглаков Л. С . Миогоканаль-
ная беспроводная система связи подвижных
объектов сверхдлиююволнового диапазона 4-1
Зейфас А. И., Ламекин В. Ф., Придоро- •
гин А. В . , Шебеда В. М. Система телефон­
ной и громкоговорящей связи с централизо-
ванным управлением .
64
Беспятов Ю . Д. Оценка жи-вучестн объектовых
систем связи
74
• Милосердов В. А . ,
·,- "~ Орденов О. А.
,_ _,,
Ковешников В. П. Облас'ти эффективного
приме1;ения различных i1етодов повышения
шумозащищенности
электроакустического
тракта.
79
r.
t ~,-
i _._
,
·-,
..~ -
Романов И. А., Филиппо~ская Е. В., Язы­
нин М. П. Использование резонансных ме­
тодов измерения вольт - фарадных характе-
риспш полупроводниковых структур
85
Карнишин В. В. Оценка tребований к поме-
хоустойчивости линий речевой связи
91
Немировский М. Л., Игнатов В. И . , Ковешни­
ков В. П. Оптимизация параметров элект-
роа~~у_с,r:иче.скоr:о _тра.ктд ... с . приме.пением
эцвм.
95

ТЕХНОЛОГИЯ И МАТЕРИАЛЫ
Богачев И. Д., Канцырев В. Л., Семенов О. Г.,
Чичков Б. И. Перспективы использования
плазменных источников для рентгенолито-
графии
107
Кораблев Е. М., Прок.лов В. в. - Акустоопти­
ческий метод измерения эффективных при­
ращений показателей преломления волно-
водных мод в п ланарных световодах
112
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
Ламекин В. Ф. Оценка эффективности приме­
меиен ня мнкросборок в МЭА по критерию
ре зультирую щего объема
116
Шме.1ев К. Д., Меньшов В . А. Оптоэлектрон- ·
ные пр еобразователи для оптических систем
связи .
118
Аюшин А. М., Ламекин В . Ф., Марха-
шоn Б. М. Программирование ИС ППЗУ в
условиях сернйноrо производства аппарату-
ры средств связи .
12 ::i
.
Ламекин В. Ф., Шац С. Я.,. Аникин А. М.,
Довченко Н. К. Функциональные интеграль-
ные схемы а н алоговых перемножителей 130
КРАТКИЕ СООБЩЕНИЯ .
Авдеева В. В . , Богачев И. Д., Довченко Н.К.,
Желудков В. М., Кулаков Е. В., Малько­
ва Н. В., Чвырёв И. М. СDетодиод с длн-
ноii волны излучения 1,55 :,1 км .
14:'J
© Центр·альнь;й отраслевой орган научно-технической
ннформации «ЭКОС» (ЦООНТИ «ЭКОС»)
2

УДК 621.391.037.372.◊7
Канд. техн. наук В. Ф. Ламекин,
канд. физ.-мат. наук Н. К. Довченко,
канд. физ-мат. наук А. М. Аникин,
В. r. Арсеньев, А . С,. Малаховtкий,
В . М. Желудков, А. И. Хохлов
ЦИФРОВАЯ СВЕТОВОДНАЯ ЛИНИЯ ВНУТРИОБЪЕКТОВОй СВЯЗИ
НА ДЛИНУ ВОЛНЫ 1,55 мкм
Оп и сывается' · л-иния на основе многомодовых воло1<он для пере­
дачи дискретной информации . Особое внимание уделяется разрабо­
танным элементам для работы в диапазоне длин волн 1,3-1,55 мкм.
Рассматриваются особенности градиентных многомодовых волокон,
СИД, фотодетекторов. Приводятся результаты испытаний макет;~
линии для создания внутриобъектовой с11стемы связи.
В настоящее время разработаны и исследованы многомодовые
волоконные световоды и соответствующая элементная база, пред­
назначенные для работы на длине волны 1,55 ·мкм, где пот е ри и
дисперсия волокон приближаются . к минимальным практич ес~ш
д остижимь1м величинам . Кроме того, для много мо,11,овых воло ко н
гораздо легче сконструировать разъемные и неразъемн ые соедини­
тели, а также организовать их связь с устройствами и элемента­
ми. Многомодовые системы позволяют использовать в качестве
нст_очников излучения светодиоды (СИД), которые надежн ее и
проще в эксплуатации, чем лазеры, а в качестве фотоприемн и ­
ков - лавинные фотодиоды.
Рассмотрим элементную базу световодных линий связи на дли­
ну волньi 1,55 мкм .
Оптические волокна · и кабель. Важнейшими характеристика­
ми волокна, определяющими основные . показатели световодной си­
.,.. стемы в целом, - являются оптические потери и дисперсия. Оба этих
w свойства ~ каждом · · конкр 1етноi\1 случае влияют на выбор устройств,
элементов и конфигураций , аистем свя~и.
,.,
В настоящее время известно несколько способов получения
оптических волокон с весьма ни з кими потерями .[1]. Окно прозрач-
ности, обеспечивающее передачу с малыми . потерями, за нимает
) таких волокон область 0,8-1,6 мкм , для . которой разработ аны
и источники, и детекторы. Предпосылкой к достижению сверхниз:
ких потерь в Э;ТОЙ области спектра явля.ется использование . метода
резкого снижения содержания ! В' ;мат,ериале волокна гидр.Ьксиль­
ной группы [1].
3

В описываемой J1Инни связи использованы градиентны е много ­
модовые волокна с составом сердцевины GeO2-SiO2 диамет ром
50 мкм и числовой апертурой' 0,29; внешним д иаметром кварцевой
оболочки 120 мкм и потерями в диапазоне волн 1,3-1,55 м1O1 -
0,5 дБ/км.
,
На основе этих волокон создан высокопрочный кабель 4/4,
предна з наченный для внутриобъектовых применений, имеющий че­
тыре световода и четыре медные жилы и вносящий в линию поте­
ри в пределах 0,5-1 дБ/км. Внешний диаметр кабеля 6 мм. Для
соединения с устройствами использованы неразъемные соедините­
л и со средним уровнем потерь 0,5 дБ и разъемные соединители с
потерями 0,8-1 дБ. Более низкие потери в этих элементах дости­
гаются по мере отработки технологии их изгGтовления.
Потен_циальной приго д ностью для систем внутриобъектовой
свя з и обладают другие разрабатываемые пассивные элементы
многомодовой волоконной оптики: делители мощности, перекJIIо ­
чатели, согласующие устройства , частотные - мультиплексоры и
демультиплексоры .
Светодиоды . В разработанной линии связи в качестве источ ­
ника излучения использовался светодиод, изготовленный на осно ­
пе двойной гетероструктуры на длину волны 1,55 мкм, совпадаю­
щую с областью абсолютного минимума потерь в кварцевых воло­
конных световодах [2] .
.Гетероструктуры созданы методом жидкофазного эпитаксиаль­
ного наращивания: на подложку InP проводимости р-типа с ори­
ентацией [100], легированную цинком, осаждены слои InGaAsP ,
Из пластин с наращенными гетерослоями по меза-технологии из­
готовлены светодиоды. Размеры отдельного кристалла, размещен ­
ного в корпусе КДИ-10, 1Х 1 мм, ширина спектра СИД на уров­
не 0,5 составляет 120 нм. Напряжение пробоя светодиода 3,5'-5 В,
прямое падение напряжения 2 В при рабочем токе 50 мА. Ват г­
амперные характеристики линейны в диапазоне рабочих токов 1-
60 мА. Диаграмма направленности светодиода в дальнем пол е
близка к диаграмме Ламбертовского источника .
Фотодиоды. В экспериментальных системах. , работающих на
сравнительно длинных волнах, iтр-именяются германиевые фото- ,,.
диоды, поскольку параметры кремния начинают быстро ухудшать -
ся на волнах длиннее I мкм. В описЫ13а·емой системе использован ·- -
лавинный германиевый фотодиод типа ' ЛФД-2JА с меза-структу- ,, . #
рой, рассчитанный на диапазон длин во.тнi 0;45~1 ;8 мкм . Токовая
монохроматическая чувствительность диода :· к лучистоту потоку с --~
длиной волны ! ,Об~ 1,6 мкм не менее 0,35. 1 Спектралыiая плот­
ность напряжения · шума на нагрузочном соriроти ·~лении 1 r<Ом
сос ;га вляет 1,4•I0- 8 В/Гц 1 · ~, темновой ток при ' обратном смеще-
ниt1 8 В не более 0,42 мкА, ·коэффиц.иент лавинноtо ~ ·:У множения
фототока при нагрузке · 1•кОм не менее 30. Емкость диода при i-ia 0
пряжении 8 В не более 6 пФ , а граничная частота 1000 МГц.
4

Исследовался также германиевый фотодиод типа ФД - 5Г, имею­
щий параметры: ( 11 = 4 мкА, Iсв = 160 мкА, 11 =24 мкА. Ф11 =
= 0,49 лм/Гц l ;l.
С точки зрения использования в качестве длинноволновых фо­
тодиодных материалов хорошие результаты дают трех- и четырех-
компонентные полупроводниковые . системы типа InGaAs и ·
IпGaAsP. Однако у диодов на основе InGaAsP при очень высо­
ком лавинном усилении довольно большой избыточный шум, кр~ ­
ме того, возможности лавинного усиления ограничиваются боль­
шими объемными токами утечки при напряжениях,- близких к
пробивному. Это вызывает необходимость дальнейшей работы по
совершенствованию длинноволновых лавинных фотодиодов.
Цифровой канал. Рабочие характеристики цифрового оптичес­
кого приемника зависят не только от фотодетектора, но также от
конструкции и элементов предусилитсля . Для обеспечения макси­
мальной чувствительности приемника усилитель должен иметь
большое входное сопротивление или обеспечивать обратную связь,
как это предусмотрено в трансимпедансных усилителях. В качест­
ве .предусилителя , может использоваться полевой транзистор.
В этом случае определяющим параметром является пол.ная вход­
ная ем1<0сть, образir емая емкостями фотодиода, первого тран з ис­
тора и конструкции приемника. Обычно входная постоянная вре­
мени невелика, что требует . для повышения устойчивости работы
приемника применения трансимпедансного усилителя. С этой
целью в описываемой линии исп_ользована интегральная схема
быстродействующего ОУ типа 574УД1 в режиме трансимпеданс­
ного усилитеш1 (с полевыми транзисторами no входном каскаде.),
что позволило расширить полосу и динамический диапазон уси­
J:иваемых сигналов. Для улучшения характерист1ш длина соедини­
тельных J1иний выбрана по возможности малой, а ширина такой ,
чтобы входная емкость приблизительно согласовывалась с емко­
стью фотодетектора. В целях обеспечения вероятности ошибок
10- 8 на бит при скорости передачи 2,048 Мбит/с (с этим прием­
ником) требуется средний ток на выходе фотодиода 5 мкА. Меж­
символьные помехи сведены к минимуму благодаря использова­
нию корректирующего фильтра, который обеспечил необходимую
форму сигнала, поступающего на логическую схему.
Средняя оптическая мощность передатчика, требуемая для уве­
ренного приема бинарных импульсов с вероятностью ошибки 10 ·- '3
на бит по многомодовым светодиодам, обеспечивается применени­
ем передатчика на транзисторной сборке 2ТС622. Передатчик от­
дает в СИД ток 40-50 мА и обладает запасом по линейности до
100 мА для перекрытия неоднородности передаточной функции
световодов, выражающейся в сокращении запаса чувствительнос­
ти з приемнике на 1 дБ.
Для цифровой передачи телефонных каналов использованы
речепреобразующие устройства на адаптивных дельта-кодеках

типа ДК-2, выполненных в виде БИС по К~МОП технологии в
корпусе 402.16~32. Характеристики кодека (тактовая частота 16-
64 кГц, динамический диапазон 50 дБ, отношение сигналiшум
~6 дБ, то1( потребления 400 мкА) позволяют реализовать качест­
во связи не хуже, чем в современных проводных системах связи.
Для проверки основных положений работы по построению -. .,
внутриобъектовой системы световодной связи [З] на описанной
элементной базе был создан и исследован макет линии связи,
электрическая схема которой приведена на рисунке.
2
а)
7
о)
Э ,1ектрнчеС!(ие ехемы:
а) оптического передатчика; 6) оптического прне~1ника:
1 - дельта-1<одер; 2 - широтно - нмпульсный модулятор; 3 -
-
тактовый генератор; 4 - трансимпедансный усилитель; 5 -
формирователь - компаратор; . 6 -, - дельта-декодер; 7 ~ узел
тактировании ; 8 - фильтр нижних частот
Принцип действия линии следующий.
В передающей части сигнал от угольного микрофона поступа-
ет на усилитеJiь, а з атем на аналоговый вход дельта - Еодера. На
тактовый вход дельта-кодера поступает импульсная последова- ·,;
тельность от генератора.
; ,· Цифровой сигнал, сформированный кодером, преобразуется в
ши:ротно-импульсном модуляторе; причем логическому «нулю» со­
ответствует · импульс длительностью т, а логической «единице» -
Зт, ·•tA e т= 1000/256 мкс. Частота следования импульсов 64 кГц.
Выходной сигнал моду JJятора управляет формироватеJJем на
G

транзисторе V1, оптический сигнал изJ1учается в .'!инию светодио­
дом V2.
В приемной части оптический сигнал из волоконной линии пре­
образуется в электрический фотодиодом VЗ, усиливается транс ­
импедансным усилителем и формируется компаратором. ДaJiee
сигнал поступает на цифровой вход дельта - декодера и одновре ­
менно . на узел тактирования, вырабатывающий импуJiьс строби 0
рования декодера.
Декодированный сигнал с выхода декодера через фиJiьтр ниж­
них частот и усиJiитель поступает на телефон.
Обратный канаJI идентичен описанному и работает независимо.
Линия обеспечивает уверенный прием сигналов по второму
классу слоговой разборчивости речи на расстоянии нескольких
сот метров в условиях высокого уровня индустриальных помех.
Световодные системы с низкими скоростями передачи уже в
настоящее время экономически выгодны там, где работе провод ­
ных систем сильно мешают электромагнитные помехи и измене­
ния потенциала земли. Все большее распространение получают
цифровые системы многоканальной телефонной связи, поэтому
технико-экономические преимущества световодных систем связи
второго поколения по мере освоения многомодовых волокон, СИД
и фотодиодов, работающих на длине волны 1,55 мкм, будут быст­
рыми темпами расширять область их применения.
ЛИТЕРАТУРА
1.Belov АV.,
Dia.nov Е. М., GL1гi a пo >' ., llobiп. ОН absorЫion
iп GeO 2 doped hustsilic~ fibres. -
E!ectron. lett., 1982, v. 18, N 19, р. 836.
2.Авдеева В.В., Богачев И.Д., Довченко Н.К идр. Све­
то д ио д с длиной волны излучения 1,55 мкм. В настоящем сборнике, с. 145-149.
3.Довчен1,о Н.К, Ламекин В.Ф., Арсеньев В. Г., Бучац­
к _1-I Й А. в. Цифровая ВОЛОКОННО · ОПТИ<1еская линия связи подвижны х объек­
т ов. - Т е хн1ша сре дств связи. Сер. ВОС, вып. 1, 1982.
Статья поступилц. в с ентябр е !.98 2 года
7

. ИССЛ ЕДОВ АНИЯ
И РАЗРАБОТКИ
Член - корр. АН СССР Ю. В. Гуляев,
доктор физ.-мат. наук В. В. Проклов,
канд. физ.-мат. нпук Г. Н . Шкердии,
С. Н. Антонов
НОВЫЕ АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ЭФФЕКТЫ В ТВЕРДЫХ ТЕЛАХ
Описыва16тся новые аспекты акустооптического взаимодействия
в твердых телах . и ..е г о практического использования. Освещаются
последние достижения в области а~<устооптическо г о взаимодейст­
впя. Изложена суть некоторых новых АО эффектов, впервые ис­
следованных авторами.
Акустооптикой в настояще.е время принято называть научное
направление, связанное с исследованием взаимодействия • коге ­
рентного звука и когерентных электромагнитных волн (ЭМВ).
В ПQСЛедние годы это направление привлекает пристальное вни ­
мание в связи с обнаруженными здесь возможностями эффектив ­
ного управления световыми потоками и создания большого коли­
чества новых функциональных приборов обработки информации.
В настоящее время уже ·имеется ряд разработок акустооптических
(АО) устройств, нашедших широкое применение в различных об­
ластях науки и техникч. Широкое использование нашли также и
акустооптические методы исследования свойств вещества.
Ч а ст ь 1. Теория резонансных, лазерных
и нелинейных акустооптических эффектов
Одним из основных механизмов АО взаимодействия является
модуляция диэлектрической проницаемости кристалла при рас ­
пространении по нему звуковой волны. При распространении ЭМВ
в кристалле с пространственно модулированной диэлектрической
проницаемостью возникает дифракция ЭМВ. Эффективность диф­
ракции в наиболее оптимальном режиме определяется парамет -
ром И = kd ~ (k - волновой вектор ЭМВ в кристалле, d -
'О
длина области АО взаимодействия, ,Ле - амплитуда модуляции
звуком диэлектрической проницаемости, е0 - диэлектрическая
проницаемость в отсутствие звука). Большинство работ по тео­
рии АО взаимодействия сводилось к расчету распределения· поля:
8
111
,,r
1

ЭМВ в среде с модулированной звуком величины ее, , при этом
величина е;,, при наличии звука задавалась в виде:
где P"mU - фотоупругий тензор,
амплитуды звука; .
Ulj - тензор деформации.
считающийся независящим
(1)
ОТ
В то же время, как показывают результаты - последних исследо-
~ ваний, знание микроскопической структуры величины 1е , 11 (или
Рnт1/ позволяет предсказать ряд интересных резонансов в поведе­
нии 1Ле ,, (w - частота ЭМВ), вблизи которых может возникнуть и
существенно нелинейная зависимость Ле k = f ( И 1,,,), что, в свою
очередь, может привt\сти к новым АО эффектам. Рассмотри ;,1 два
класса особенностей АО взаимодействия: резон:1нс1-1ые особеннос­
ти АО юаимодействия и нелинейные эффекты АО взаимодей-
t
ствия.
Резонансные особенности акустооптического пзаимодействия
При распространении монохроматической звуковой волны по кри-
-
~
сталлу величина e1k (r, t) и индуцированный ЭМВ ток j могут
быть представлены в виде рядов Фурье:
где k1 =k+lq;
w1 =w+IO;
q и Q - волновой вектор и частота звука;
k и w - волновой вектор и частота ЭМВ.
(ЗJ
Далее, используя связь/; = -
i4:1- (s;1, -
ou1 o1(J ) Г., можно оп -
ределить искомые величины е;,,, если известен индуцированный
1'\
~
л-
ток j= Тr(рj).
Для определения индуцированного тока решалось уравнение
,\
для матрицы плотности р в приближении электронной поляризуе­
мости . В результате проведенного расчета получено общее выра­
жение для Леi!, в линейном по амплитуде звука приближении и
исследованы его резонансные особенности. Далее будут рассмот­
рены характерные зависимости ,Ле; ,, =f (w) в области не1<оторых
резонансов ·Леи..

Резонанс в вырожденных полупроводниках вблизи края фун-
.
1)1
даментального поглощения _[!]. В этом случае при fiw ~ Eg ~ -' -r:,p
r
оценочное выражение для .Лёи, в полупроводн1ше с пар,аболичес­
ю1ми невыр0жденными зонами имеет вид:
е2 1,_з12 •
m2fiзw2
(4)
1-;, "
F
те
,.._ ._,
= EF-·;
fL
s - столкновительная размазка резонанса;
eF - энергия Ферми электронов;
те - эффективная масса электронов проводимости;
~t
-
приведенная эффективная масса электронов;
mv - э ффективная масса · дырок;
Ея- ширина запрещенной зоны;
Т - температура электронов в энергетических единицах;
/\
<f.c. v > - характерная величина оператора электрон-фононного
взаимодействия в зоне проводимости ti в валентной зо­
не.
Оценки показывают, что здесь эффект в ~ раз больше
( гд е ~ = VF / Vmax (s, .!!:с Т)), чем при аналогичном изве­
стном резонансе в диэлектриках при fiffi ~ Eg, так как здесь в ~
раз больше количество электронов, участвующих в резонансе.
Резонансы в при,иесных кристаллах [2, 3]. В этом случае наи­
более резкие особенности возникают при внутри примесных · резо­
нансах, когда fiw ~ · ЬЕ, где ЬЕ - разность энергий электронны х
уровней в примесном центре. В этом случае_ оценочное выра.жение
для Л~:: k имеет вид:
1
••· · 1 4.се~ \L' !·! · <·1~ -/J\ v~>-<•1~/} jv~>l 1·
ue,L!:. ~
,1
•
nJ
ik --
~ ----- --
--
-'
т• ц1J
(fiw - оЕ+is)~
(5)
где \ u~ > , 1 u1 > - волновые функции резонансных электронных
JU
состояний на примесном центре;
л
f - оператор электрон-фононIЮго взаимодействия
на примесном центре;
nJ-
концентрация заполненных центров.
-...,

Оценки показывают, что
"'l эВ, s "-' 10:.__• эВ, Гlз"-' 1013
л
/'.
при<1t>~ \/1u~> - <и~lflt>~ >\"'
cJtI "- 3 и мощности звука W"' 1 Вт
с .м~
можно достичь в резонансе достаточно больших величин
"-' 10-:1 •
lд01 I"-'
Интересные резонансные особенности Лs;,, возникают и при
fiffi ~ Eu, d, где Е u, d - энергия электронного состояния на примес­
ном (донорном) центре, отсчитанная от потолка валентной зоны
[2]. Проведенный расчет показывает, что при n; at _( :: )312
"'1за­
висимость :Леи, = f (ш) будет проходить через ряд узких пиков, со­
ответствующих резонансам fiffi = E"d' где максимальная величина
\ де;" 1 будет порядка максимальной величины I дs; 1, 1 в диэлек­
трике при fiffi ,~ Eg.
Резон,ан,сн,ые особен,н,ости Ле _ ,, во вн,ешн,е,и, .магн,итн,ом поле
[4] . Весьма резкие резонансные особенности величины 1Ле, k воз­
можны при резонансах на уровнях Ландау во внешнем магнитном
поле. Расчет показывает, что при fiffi ~ f; - г-:; (г~- v --; - уровни
Ландау в зоне проводимости и в валентной зоне) наличие маг­
нитного поля приводит к сильно осциллирующей зависимости
д:,.,,k =f(ffi), с максимумами величины Ле!I, при fiffi = f ; -' - i~ . пр и
этом максимальная величина I ЛЕ;" 1 в параметр 'YJ = (!);;1 , ?) 1 раз
больше, чем та же величина в отсутствие магнитного поля (здесь
ы 'н = 1е 1 1H I - циклотронная "!астата, ,рассчитанная по приведен-
~с
.
ной эффективной массе μ; ·
-r
-
время релаксации, описывающее
размазку по энергии электронных состояний). Реальные оценки
показывают, что в полях Н "-' l 04 Э можно добиться параметра
'r,"110, т. е. на порядок увеличить значения резонансных величин
Лs;" наложением маrнитного поля.
Rариацией · напряженности магнитного поля можно изменять
энергию резонансного перехода и тем самым достигать условий
резонанса, что весьма важно, если источник ЭМВ не позволяет
осуществлять перестройку частоты ffi. Кроме того, во внешнем
магнитном поле возможен и сш1ьный внутризонный резонанс на
уровнях Ландау, т. е . циклотронный резонанс, который проявляет-_
ся в проводящих кристаллах с незаполненной зоной проводимости,
либо валентной зоной [4] . Расчет показывает, что резонансное зна­
чение величины .Ле;" при ffi= ffi н ((J)н - циклотронная частота сво­
бодных носителей) в шн, '-» 1 раз больше, чем в отсутствие магнит-
наго поля.
-
Особенности плаз.мен,н,ого резон,анса Ле;" [5, 6].
На частотах ЭМВ вблизи плазменной частоты свободных элек-
"'
2
Лn
rронов при условии uн » 1 резонансная часть Л ~п, ..: .:
-,J!_ • -
-(,»,, -
щ:.:
llн
11

плазменная частота . электронов проводимости, п 0 - концентрация
электронов проводимости, Лп - амплитуда модуляции концентра­
ции. электронов звуковой волной, т. е . вблизи плазменной частоты
модуляция звуком концентрации электронов является о п ределяю ­
щей в модуляции звуком диэлектрической проницаемости крис­
талла.
Таким образом, можно сделать вывод, что в поведении величи­
ны Ле !! =f (w) существуют многочисленные резонансы ко гда энер­
гия rшанта ЭМВ становится близкой к какой-либо энергии элек­
тронного резонансного перехода в кристалле. Эти особенности ха ­
рактеризуются весьма существенным возрастанием I ЛE;k I вблизи
резонансов, которое тем больше, чем меньше энергетическая раз ­
мазка резонансного перехода . Исследование резонансных особе н ­
ностей Ле ; 1, представляет, с одной стороны, чисто физический ин ­
терес, так как позволяет получить информацию о резонанс н ых пе­
реходах (например, оценить потенциалы деформации резонансных
переходов), а с другой - практический интерес для АО устройств,
работающих в режиме резонансной дифракцшс Одним из таких
типов АО устройств является лазеры с акустической распределен-.
ной обратной связью (АРОС).
А,~устическая распределенная обратная связь в лазерных ,~рис­
тал,лах. Физически возникновение АРОС может быть объяснено
следующим образом (рис. 1). Если грани кристалла y=O,d - от­
ражающие, то электромагнитная волна с волновым вектором kx =
= q/2 и частотой w, расrrространяющаяся вдоль оси х в кристалле
12
у
- 1-й по,ояоок
\
~~
J(fyк
х
CJ-Q
L
z
Р~;с. 1. Геомстршт лазера с акустической распределенной обратноii
связью
..

(волноводная мода), из-за АО взаимодеf1ствия tюстепенно отра­
жается в -1 - й порядок дифракции с волновым вектором kx =--
= -q/2 и частотой w-Q . В свою очередь, -1 - й порядок дифрак­
ции, отражаясь от звука, постепенно преобразуется обратно в ну ­
левой порядок дифракции. _ Таким образом, нулевой норядок диф­
ракции с частотой w и kx ~ q/2 и -1-й порядок дифракции с час­
готой u)-Q и kx с:::::: -q/2 оказываются связанными между собой
из - за их отражения от звука, т. е . здесь ситуация качественно та
же, каr( если бы торцы J(ристалла x=O,L были отражающими. Об­
щий анализ спектра ЭМВ в рассматриrзаемой системе проведен в
[7] : Рассмотрим один из наиболее характерных случаев АРОС, в
~;:отором ярко проявляются основные особенности явления. Пред­
положим, что звуковая волна постоянной интенсивности полностью
заполняет актив н ую область кристалла при О< у~ d. В этом слу­
чае, пренебрегая модуляцией звуr(ОМ коэффициеmа отражения
электромагнитной волны от граней y=O,d и x=O,L для спектра
электромагн и тных колебаний, получаем следующее выражение:
где~х=~ +У.:lУ.1«q;
2•
4(1)0
•
/=--so((I));
q2с2
1 clIп'n
"Гj=- ---
•
2 dlп,,,.,
частота шо определяется из соотношения:
')
'"'li
q-1"'.,., --?
i.1\2.
s--- --с_1---'--
-
-
lл-- ,
"
с2 •4
\
d
,!
1г1/
' (7)
r с:с Ir !е•<F - коэффициент
отражения электромагнитной
волны от граней y=O,d;
m=±·1, ±2, ...
Уравнение для определения значений х (при отс утствии отра­
_жения света от торцов х = O,L) имеет следующий вид :
(8)
qD
Где'l.1::се х-
---- /(1 __L ,:).
40.1, ,
..
'
.
.
..
Совместное решенi-rе (6), (8) • позволит рассчитать · · со бствен­
ные частоты колебаний и порог их генерации в лазере с АРОС.
13

Приведем их для наиболее интересного случая, когда отражение
электромагнитной волны от звука на длине пробега луча света в
области активности среды велико и АРОС эффективна. Этот слу-
чаи.имеет место при v = -- !гL> 1 L -:с- /_ ---эффектив-
"
/Л:1 ~
(~
'2k
2~
q
ная длина пробега луча света в области АО взаимодействия).
Здесь при iтЛе, 1, ~ О спектр собственных колебаний лазера и по ­
рог их генерации имеет вид:
(1) == (1) ---1 --
-
.L
-
-,-
-
1--
(t) ;
,
,
.
,!
·д[112/2~11)~j ,
11
о2-'-
2
'
!l::\r1LI1 11
где n= ± 1, ±2....;
!\ = i_:::_:_ : .
L1
;
1
!,
j2zu 1
е~ =imeo;
ky - компонента У волнового вектора ЭМВ в кристалле.
t9J
(10)
Из выражений (9), ( 10) видно, что для заданной волноводной
моды с фиксированным ky частота генерируемой моды зависит от
частоты звука, причем порог генерации мод с различ1-1ыми п резко
возрастает с ростом Iп /.
Таким образом, АРОС позволяет конструировать перестраивае­
мые лазеры с узкой частотной линией излучения. Аналогичный
расчет для случая гетеролазеров качественно дает те же резуль­
таты. Оценки для лазера GaA!As - типа показывают, что в опти­
мальных условиях интенсивности звука W ~ 1 Вт/см 2 может хва­
тить для достижения условия v:::::::: 1, при котором порог генерации
сравнительно невысок .
Наличие отражающих торцов при х= O,L или использование
стоячей звуковой волны при АРОС в принципе позволяет конст ­
руировать лазеры с АРОС с амплитудно- и частотно-модулиро­
ванным излучением, управляемым · звуковой волной [7]. Использо­
вание же распределенных брэгговских отражателей для отраже ­
ш1я излучения от граней у = O,d в принципе позволяет еще более
сузить линию излучения лазера с АРОС и обеспечить одномодо­
вый режим работы в достаточно широком интервале интенсивно ­
стей накачки, причем частота моды может перестраиваться с по ­
м ощью звуковой волны во всей . области активности крнсталла.
Именно использование схемы . неколлинеарной . АРОС с наличием
распределенных брэгговских отражателей на гранях у = O,d поз­
полило создать первые образцы лазеров с АРОС [8].
Большие возможности для · создания новых лазеров открыва­
ют малопротяженные )1 Частки АРОС, создаваемые в лазерной сре-
14

де короткими акустическими импульсами с пространственными
размерами L0, существенно меньшими длины активнои среды .в
направлении ра~пространения звука [9J. В этом случае при доста­
точно малом отражении света от торцов активной области обрат­
ная связь · будет создаваться только внутри им п ульсов звука. При
достаточно мощном импульсе звука излучение лазера в значитель-
~ ной мере будет локализовано внутри импульса звуковой волны.
Условие локализации нетрудно получить, пользуясь теорией лазе­
ров с АРОС в кристаллах, полностью заполненных звуковой вол­
ной. В этом случае выражения для собственных частот излучения
лазера и их порогов генерации те же, что и, например, (9), ( 1О) с
заменой длины активного слоя L на величину Lo, а условие «запи­
рания» излучения в импульсе звука имеет вид:
/c\E !~o l >I ::;,, 1·
По расчетам (9), бегущий АРОС-лазер может обладать рядом
особенностей, связанных с движением звукового импульса . В част­
I-юсти, здесь энергия накопленного излучения в импульсе звука мо­
жет оказаться существенно выше, чем та .же величина для непод ­
вижного резонатора - в 'Y) = 2v 5 T 1/L 0 раз (vs -скорость звука,
T'i - время релаксации населенности электронов на возбужденном
лазерном уровне). Физически этот эффект обусловлен тем, что
Lo
здесь за время t с = - населенность уровней не успевает релакси-
~
.
ровать к тому состоянию, которого она достигла бы при непод­
вижном резонаторе, п оэтому стационарное состояние характери­
зуется большими значениями интенсивности излучения в резона­
торе (здесь время выхода на стационарный режим фактически
определяется временем tc, а не Т 1 ).
Рассматриваемые процессы аналогичны известным процессам
в лазере с · модулированной добротностью. Действительно, в тот
промежуток времени, когда добротность резонатора низка, инвер­
сия заселенности уровней возрастает, а при возрастании доброт­
ности запасенная энергия излучается в виде «гигантского» · им­
пульса. В исследуемой ситуации во всей активной среде устанав­
.[IИвается стационарная инверсная населенность уровней, соответ­
ствующая случаю отсутствия резонатора, а звуковой импульс, как
~ своего рода «бегущий резонатор», высвечивает запасенную энер­
гию на пути своего распространения.
Таким образом, в лазере с АРОС, создаваемой импульсом зву­
ка, генерация возникает при соответствующих условиях лишь
.-,
внутри импульса звука. Мощность излучения в таком подвижном
резонаторе, создаваемом акустическим импульсом по мере его дви-
2кения возрастает со временем до величины, существенно превы­
шающий соответствующую величину для аналогичного й ё подвиж­
ного резонатора. : Например, . при L 0 "'10- 2
-
10-1 см, v5"-'
"-'5· 105 см/с, tc"-' (20-200) нс и при tc « Т 1 движение звуково-
)5

го импульса приведет к увеличению энергии излучения, накоп;1ен ­
ноrо внутри импульса звука. При выходе же импульса звука из
кристалла запасенное в области импульса излучение за время
Лt<tc высветится из кристалла в виде своеобразного «гигантско­
го» импульса.
Нелинейные акустооптические эффекты
Эффект Nелин,ейной фотоупругости. Обычно считается, что при
малой величине I Лс.." \ , т. е . когда I f:,i,, 1 <"( \ Е~" \ , величина
Лс. 1 k линейна по амплитуде звуковой волны. Однако вблизи резо­
нансов звуковая волна даже от носительно небоJ1 ь ш ой мощности
способна создать хотя и малую, но существенно нелинейную по
амш1итуде звука модуляuию 1:: 11 [·10]. Действительно, в п ростей ­
шем случае при fiw<E.z поглощение света в 1<ристалле практичес­
ки отсутствует. При наличии же звуковой волны возникает моду­
ляция величины Е К' и возможна ситуация, когда в области пони ­
женной величины Е g будет выполняться соотношение fiw> Eg -
-- - Л L'g ! ЛЕg-. амплитуда модуляции звуком величины Eg), т. е. в
этих областях свет будет поглощаться (рис . 2). Очевидно, что в
этих условиях звук существенно нелинейно модулирует диэлектри ­
ческую проницаемость кристалла. Здесь при разложении величи­
ны е :1< в ряд по и , k нельз5,1 ,ограничиваться линейными по ампли­
туде звука членами, а необходимо, вообще говоря, использовать
весь ряд.
В рамках :теории, учитывающей нелинейность эффекта .фото­
упругости, можно получить выражения для параметров нелинейно­
сти модуляции и зависимости Ле 1, от амплитуды , звука в окрест­
ности различных резонансов в кристаллах. Такие зависимости для
резонансов вблизи края фундаментального поглощения в диэлек­
триках и вырожденных полупроводниках; в примесных кристаллах
и при резонансах на уровнях Ландау при:ведены, на ·рис , · · 3-5
\Лс," -
характерные значения матричных элементов оператора
электрон-фононного взаимодействия в зоне проводимости и. в ва­
лентной зоне, Ь - амплитуда модуляции звуком энергии резонанс ­
н ого примесного перехода, s - эн.ергетическая размазка пр11мес­
ного перехода, Гс,,, - энергетическая размазка межзонного· -:резо-
1-1ансного перехода). ...
..,
,r..
В такой теории критерий неJiиней1-1ос1;и_ ~1одул,яции Лс II обыч­
но имеет вид: ~=\b\/max(lfiw - qB,\ . is) , (Q (~ ампл;итуда модуляции
звуком энергии резонансного ..перехода, 6.Е - энергия резонансно-
го перехода в отсут-ствии : , звука) ; i:. е; ; при : ~:?i':1 , модущщ11я ~13уком 1-,
величины е:,, существенно не.[!и11ейна. :Расчет ·,•11ок<1-зы~ает, . что при
( .;;,, 1 в разложении (2) ;появю~~тся: :;доста1'РЧНО ' бол_ьшое . 11исло
сравнимых гар.моник с амплитудами g; 11 , нел _инейно зависящих от
амплитуды звука, причем в слу ч ае внутрипр11месного резонанса,
либо прй , резонансе на уровнях Ландау возможна аномальная зa-
J(j

висимость амплитуд i:;jk от амплитуды звука , когда с ростом ам- •
плитуды звука величины i:;; 1, убывают. Частотные зависимости
величин i, \k от ш при ~> 1 показывают, что ширина резонанса 1Лш
з десь увеличивается , так как ,Лш определяется не величиной s,
' а величиной I Ь 1, в случае же внутрипримесного резонанса МО)j<ет
-i.-
возникнуть расщепление рез онансной кривой ЛЕ; 11 ( (J)) на два ре­
зонанса, отстоящих друг от друга на величину fiЛ(J) "-' 1 Ь 1 •
,,t
····· rx;;o - ·
а)
·'
Ufk=A;kcos(qx- Qt)
.
"'-,,
/Jf9=8 ·СО$(tfX -Qt)
о)
Х·
Рис. 2. Нелинейная модуляция коэффициент а
'
поглощения света а з вуковой волной:
а - схема межд уз онны х оптических пере хо ­
д ов в к ристалле в отсутствии звука; б ·- за ­
висимость поглощения ·света . в кристалл е от
координаты в присутствии з вуковой волны .
(Eg O - ширин а з апрещенной зоны в отсу тст­
вии звука, Eg (х) - ширина запрещенной зоны
при наличии звук а )
Итак, можно сделать вьшод, что в области резонансов звуко­
вая волна относительно небольшо_й •мощности способна вызвать
существенно нелинейную модуляцию E;k , что приводит к появле­
нию ряда высших гармоник со сравнимыми амплитудам !;! e;k.
Данный эффект может быть использован для снижения частоты
з ву ка , требуемой для создани я АРОС путем образования дифрак -
2- 1273
17.

-
00
1
1
(.
lur!
aik
bik
Cik.
JE,\I
'
1 61~-
-~
;~r /
1
1{!=!
f-------+iг1r, ! 1= 2
lt\=3
Eq
а)
;~11;~·-
''"'""' ·
иЕ '-.,
cJE ~тах ( \лс -1\ v\, Гсr),
Cik,
bik lлс-Лv\
bik ~ аiк ~ max{lдc-ЛvJ .Гсv),
!(1ltт
__,__, L{
iik- ~ CJ-Eq -/z.
, еслц
\ liы -Eq-{;,;, oE
fl(;J
1._оЕ,.,тах (f;~Ac +А v/. Гсv ),
;;; 1
t~
;t,:
1теt1c ;11V1
Ctk /11.к,.,,
mv•
.
,.
ILI -=1 .
-- ::; .· Ь , 1< ~ а и: . m«x(\;;Ac+Av\,fcr) -
Cik r
н,~\ 1Ll""2
,~5;
•
.·
t
..,,~•
m• 1-/tl
...
~
i,,
-
-
~ ti~f:''
• ,.,,.
jl,Ч~\h'w-Eq -μ 0 E·F
•
1t l=J
·
те
Е9+.::--Е.F
j1
,,.;.:
··•:••
!)
емц /Й(,J-fg-1;0•"\'7-нJE.
/;~ ;.
ji/kIt1 1
l•\\I ~VJrr,k/
l 1·1 11l1'
"а ~1f;t
1
6)
U,k
ti,\li
/tfAI "'coпst(Va)
j{1=2.
jLI =3
1теЛс +Avl~Гcv
mv
.
•
!Jii<
г)
Рис. 3. •Зависимость амплитуд гармо ник I Е;,1 j от частоты света ш и амплитуды I И;k 1:
а, б ~ в области резонанса вбJшзи края фундаментально го поrJющения в диэлектрикаJ1. ;_ в, г - в вырожденных полу­
пр оводниках. (Гс • v - энергетическая размазка . резонанса; Ас- ампл итуда модуляции звуком для зоны проводимости; v
ам плитуда модуляции звуком пото1(а валентной зоны; ер - энергия Ферми ; те, v-т эффективные массы электронов и.
дыр01<, μ -приведенная эффективная масса~ оЕ-шЙрина резонансной кривой (E~k (ш))
jJI.
~
.,t
,!.,~

<D
~
't
_.,,;,-~
,:·
kik·I
,;,i~rt/'
оЕ
a,k
Ьи.1
~ 1~1
С;" 1
/Ai,\I
1l1
,,ц
[!=J
ЛЕv
а)
JE
а~~, ~\iJ1
а,1<
,/
ЛЕV
ol/
.,
cJE~s
си ьfk iol
ьik ~ 11,k ~т
/с;\ 1~ lhu1-н~1+ 1li
ecлu - lhы-Uv] "7 '7d[
/1(;.J
J_ cfE =/J
2
liii 1 ~/hCJ -ЛЕv I-т-/LI
а,~~ \ гу-
'
;::. _
аiK /!;
!g lk/t
;(·J
J
\
,1
'J
~
t'
kil~ /Ua 1-'
!тг i
ff-'! /- 1
Рис. 4. 3,~висимость велич нн 1 •~k I пpii вI I}"Гр1I-
nр11месных резонанс,~х:
а- отшприb<s;б-от(J) при b>-s; в-от
1 U;k 1 (Ь - амплитуда модуляции зву"о~, э 11ергни
резонансного · перехода с невозмуще1-m о i'! э 11 е р гне й
переход;:~ ЛЕ u, s - э нерге тичес"ал размаз " а пере-
хода)

20
li i(kl
cJE
rJE ~тах (/Лс -Л v1, Гсv)
Оtк
C,k b;k
l11c -Лv l
bil<"' ао: ~тах(/Лс-Лvl,Гсv)
Ь0:
/t/xl~!a(N,j) /z1 - IL \
Ctk
если /а (N,j) 1>> cJE
fJc,J
IAc-Лvl~j;"-1: 1и,k1
5)
Рис. 5. Зависимость величин I зjk I при межзонных ре­
зонансах на уровнях Ландау во внешнем магнитном
поле:
.,
а - от {i); 6 - от \И;k 1 ; (J)H _ циклотронная частота,
рассчитанная · по приведенной массе; а(μ, · j) - энерге­
тическая отстройка от точного резонанса, при котором
fi(i)=EJ-r, j - E1Jv, j,(Ен, j - минимальная энергия уровня
Ландау в зоне проводимости, E1Jv, j- максимальная
энергия уровня Ландау в валентной зоне; N - индекс
уровней Ландау в зонах, j - спиновой индекс)
\,8,
.
1
~

дионной решетки из высших гармоник в~k. Оценки показывают,
что в резонансах с размазкой s ""10- 4 эВ существенно нелиней­
ная модуляция Ле k может достигаться уже при мощностях зву
•Вт
ка W"'-'1-
.,
и при этом величины в\k достигают таких значе-
см-
.
ний, которые достаточны для эффективного АО взаимодействия на
длинах порядка длины поглощения ЭМВ в кристалле.
Стимулированные АО эффекты. Этот класс нелинейных АО эф­
фектов связан с изменением амплитуды звука в процессе АО взаи­
модействия. Физически причина изменения интенсивности звука в
процессе АО взаимодействия становится очевидной, если процесс
дифракции представить в виде элементарных актов поглощения
(или испускания) фононов фотонами падающего излучения и об­
разования таким образом дифрагированного излучения. Общая
теория неколлинеарного стимулированного АО взаимодействия на
линейной фотоупругости [11] показывает, что при стоксовской диф­
ракции (когда фононы испускаются) происходит значительное .
увеличение амплитуды звука в процессе АО ~заимодействия, т. е.
становится возможным управление мощным излучением маломощ­
ной звуковой волной, усиливающейся в процессе АО взаимодей­
ствия. В случае точной брэгговской стокс овской дифракции в пре­
небрежении поглощением волн амплитуды дифракционного поряд ­
ка и звука в стационарном режиме имеют вид:
v_1(х, у) =_ V0E0 • i1(2V~;
4
Vaxy
(11)
И(ху)=И0/~(2Vaxy),
(12)
где а=
64,tp v; .. '
Vo = so kq Рз1 Ио у - соответствующая компонента . тензора
фотоупругости;
Е 0 - амплитуда поля падающей ЭМВ ;
р - плот.ность кристалла;
10,1 - функции Бесселя мнимого аргумента ;
-
х - координата кристаЛJ1а вдоль q;
1 у - координата кристалла вдоль k' (q почти
-
перпендикулярно k) .
"
В нестационарном режиме t<'Llvs выражения (11) , (12) те
же, с заменой х на vs t. Выражения ( 11), ( 12) удовлетворительно
опис;ывают эксперименты по стимулированной дифракции.
В случае стимулированных АО взаимодействий с эффектом
нелинейной фотоупругости при коллинеарной стоксовской диф­
ракции возможно возникновение абсолютной неустойчивости с
21

х арактерными s - образными' зависимостями амплит уд в ыход ны х
эл е ктрических полей от и х входны х значен и й [12]. Кро ме этого,
стимулированное АО в з аимодействие на нелинейной фото у пр у гос ­
т и приво д ит к эффе1<ту взаимофок у сировки (в з аи м одефок у сиров ­
ю-r) ЭМВ н з вука [1 3]. Физическая причина этого эффект а в т о м ,
что скорость распростран ения ЭМВ в среде со звуко м п,риобр ета ­
е·i стационарн у ю относительную добавку и з -за эффек та нелиней-
"
дс
(J, : и,~Q.,
нон фотоупругости --- =
-
-
"
Аналогичная добавr<а
.
с
возникает и у скор?сти з вука:
-~ -Q~Uf1,
И11 - диагональная компонента · И и~ , звук счита ется
продольным) . Таким образом, одновременное присутствие •обеих
волн в среде приводит либо к у меньшению скоростей их. распро­
странения, если Q2>0, либо к увеличению этих скоростей, если
Q2<0. В первом случае, по · аналогии с эффектом самофокусиров­
ки, возможен эффект в з аимофокусировки, во. втором -- эффект
взаимодефокусировки. Точный расчет, пров еденный в [13] , под­
тверждает данные соображения.
*
*
Таким образом, можно сделать следующие выводы:
амплитуда мо дуляции д иэлектрической проницаемости з вуkом
Лzi!, как фу1-11щия частоты света w испытывает резонансные особен- .
ности при приближении частоты w к резонансным частотам элек ­
тронных переходов в кристалле , при этом чем меньше энергетиче­
ская размазка резонанса, тем больше р ез онансное увеличени е
!::, . z 01 в окрестности резонанса . Особый интерес представляют резо­
нансы Леи, во внешнем магнитном поле на у ровнях · Ландау (как
меж:зонные, так · и внутризонные - циклотронный резонанс), так
как зд:_:;ь ~ щшсимость Леи., от со и от напряж:енности магнитного
,
ЛОJIЯ \/-/ \ резко осциллирующая, что позволяет подстраиваться
'под резонансы изм енение м Ii} 1;
в окрестности резонансов д аже отно с ительно маломощн а я
~вуковая волна такая, что а м п Jштуд а м од уJшции эт ой волной энер ­
гии ре з онансного перехода превосхо д ит е го разма з 1{у , вы з ывает
существенно нелинейную по амплuтуде звука мо дуляцию Л ё. 0,. .
При этом величина Лeik может содержать до статочно большое
-
-<-
_,.
число сравнимых гармоник"' ex p[i(lqr-lQt)], l= ± 1, ± 2... с ам ­
плитудами e!k, нелинейно зависящими от амплитуд ы з вука . В ря ­
де случаев отмечается аномальная · зависимость е\ 11 от амплитуды
з в у 1<а, когда с ростом амплитуды звука величины s \11 уменьшают­
с я . Это весьма существенно для реализации эффекта АРОС, так
22
...;:
1

J<ar< позволяет снизить требуемую. частоту звука за счет образова­
ния АРОС на высших гармониках;
эффект АРОС позволяет конструировать импульсные АРОС -
лазеры (бегущие), где за счет движения АРОС - резонатора воз­
никает накопление энергии излучения в импульсе;
стимулированное АО взаимодействие позволяет управлять
~ мо щным лазерным излучением с пом~щью маломощной звуковой
волны, усиливающейся в процессе дифракции. Стимулированное
АО взаимодействие на нелинейной фотоупругости приводит к воз­
никновению нового эффекта взаимофокусировки (взаимодефоку-
~-
сировки) электромагнитных и · звуков~1х волн.
ЛИТЕРАТУРА
l.Гуляев Ю.В., Лоi.ценкова Е.Ф., ШI<ердин Г. Н.- Физика
11 тех ника полупроводников , 1979, т . 13, с. 1174.
2.Шкердин Г. Н., Гу.ляев Ю. В., Проклов В. В. - Физикаи
т ехн ика полупроводников, 1978, т ., 12, с. 907 .
3. Г уляе в Ю. В., Мовсисян С. М., Шкердин Г. Н. - Физик·а и
техн ика ПОЛУ!)РОВОДНИКОВ, 1980 , т. 14, с. 618 .
4. Гуляев Ю. В., Шкерди1-1 Г. Н. - Физика итехникаполупровод­
ников, 1981, Т, 15, С, 1172.
5.Ргоk!о,,V. V.,
Gu!уаеvYu. V.,
S!1kегdinG. N. -
Solid State
Co 111mun.ic a tion s, 1972, v. 10 , р. 1145.
6.Проклов В.В., Гуляев Ю.В., Шкердин Г.Н. - Физика и
техника пол у проводников , 1972, т . 6, с. 1915.
7. Гул я ев Ю. В . , Шк ер дин Г. Н. Дифракция электромагнитных
1Зоm-1 на звvке в а ктивных средах. Препринт Ин-та радиотенхики и электро­
ники АН СССР. м., 1978.
8.·Уа111аnishi М., Аmеdа М., IshiiК.. К.а,vа111urа Т.. Тsu-
bонshi К., МikоshiЬа N. -
App l. Phys ics Lett., 1978, v. 33 , р. 251.
9. Гуляев Ю . В., Шкердин Г. Н.
-
Письма в Ж.ТФ, 1982, т . 8, с. 41.
10..Гуляев Ю. В., Шкердин Г. Н.~ЖЭТФ, 1979,т. 77,·с. 1412.
11.Шкердин Г: Н., Проклов В. В.,
_Г
уляев· Ю. В.- Физю,а
твердого тела, 1977, т. 19, с. 424.
12.Гуляев Ю.В., Мовсисян С.М., Шкердин Г.Н. - Физика
твердого тела, 1980, т. 22, с. 523.
13.Гулнев Ю.В., Мовсиснн С.М., Шкердин Г.Н.
-
<l>изика
твердого тела , 1981 , т. 23, с. 1119 ._
Статья поступила в шале 1982 года
УДК 681 .7.0 684
Докт ор ф;r.з .-мат . наук Е. М . Дианов
ВОЛОКОН НЫЕ СВЕТОВОДЫ СРЕДНЕГО
ИНФРА КРАСНОГО ДИАПАЗОНА
Рассматриваются материалы, перспективные для изготовления
волоконных световодов с ннзкими потерями в средней ИК области
' спектра , 1состощше де.~1 в области технологии изготовления та·ких
световод ов, основные характеристики световодов и перспективы раз ­
вития волоконной оптики И К диапазона .
В волоко_нно-оптических системах связи _ первого поколения [1]
применялись многомодовые световоды как со ступенчатым, так и
с градиентным профилем показателя преломления, источниками
23

излучения служили полупроводниковые л азеры · и светоизлучаю ­
щие диоды , работающие в области спектра 0,8-0 ,9 мкм. Оптиче­
ские потери световодов на этих длинах волн составляли 3-
5 дБ/км" Скорости передачи информации не превьщ1али, как пра ­
вило, . 140 Мбит/с, а расстояние между ре1рансляторами состав л я ­
ло около 10 км.
В настоящее время интенсивно разрабатываются системы во ­
локонно-оптической связи, работающие на волнах вблизи 1,3 и
1,5 мкм, в которых применяются как градиентные многомодовые,
так и одномодовые · световоды. Низкие оптические потери волокон­
ных световодов на этих длинах волн (0,3-0,5 дБ/км) и малая ве ­
J1 ичина материальной дисперсии позволяют создавать широполос- ;
1-:ые линии связи с расстоянием между ретрансляторами порядка
100 км . Например, проводился эксперимент [2] по передаче инфор­
мации со скоростью 2 Гбит/с на расстояние 44 км без ретрансля­
торов на длине волны 1,3 мкм. В этом эксперименте применялись '
одномодовые волоко1-шые световоды. Полные потери в линии дли­
ной 44,3 км, полученной сваркой пятикилометровых отрезков, со­
ставили 25,3 дБ. В качестве фотодетектора использовался герма­
ниевый лавинный фотодиод, в качестве источника излучения -
InGaAsP -лaзep. Оптические потери при вводе излучения лазера в
одномодqвый световод с диаметром сердцевины около 10,8 мкм
составили 4 дБ; в качестве согласующего элемента применялась
микролинза, образованн·ая на конце световода .
В_ [3] сообщается о разработке волоконно - оптической системы
передачи информации со скоростью 140 Мбит/с на расстояние
102 км без ретрансляторов. В качестве источника излучения ис ­
пользовался InGaAsP-лaзep, работающий на волне 1,51 мкм, в
качестве передающий среды - одномо1r,овые световоды с потеря­
ми 0,3 дБ/км на этой длине волны.
Таким образом, применение волоконных световодов с очень
низкими потерями в широкополосных линиях дальней связи де­
монстрирует их огромные возможности.
В связи с этим возникает вопрос, нельзя ли получить волокон­
ные световоды с еще более низкими потерями (например, поряд-
• ка 0,01 дБ/км) и с малой величиной материальной дисперсии, что
позволит осуществить передачу информации на расстояние поряд ­
ка 1000 км без ретрансляторов . Оказывается, принципиально та ­
кая возмо:жность существует. На рис. 1 показаны фундаменталь ­
ные механизмы оптических потерь в кварцевом стекле . Положе ­
ние и величина минимума потерь определяется двумя главными
механизмами, а именно: рэлеевским рассеяню~м, интенсивность
коrорого спадает с длиной волны по закону 1,- 4 , и краем инфра ­
красного решеточного поглощения. Если бы можно было найти
материалы, у которых край инфракрасного решеточного поглоще­
ния сдвинут в ДJIИнноволновую область спектра, тогда из-за быст­
рого спада интенсивности рэлеевского рассеяния с длиной волны
естественно ожидать сдвига минимума потерь также в длинновол-
24
....

новую область и уменьшения его величины . Сд ви г а края инфра ­
красного решеточного поглощения в более длинноволновую (т. е .
в более низкочастотную область спектра) можно ожидать у ма­
териалов, состоящих из более тяжелых элементов . Это следует из
элементарной модели колебаний рещетки в виде о дно мерной це­
почки атомов, в которой частота колебаний обратно пропорцио-
i , нальна корню квадратному из
е<, tJ!i/км
7,3 7,5" 1,7Ji,'мкv
массы атомов . Расчеты показа­
ли, что имеется ряд материалов
(стекла, кристаллы), в которых f
V
1
оптические потери в средней ИК (
Jбласти с пектра (2-11 мкм) мо-
гут
иметь
величину
около
0,5
10 - 2 дБ/ю,1 и ниже [4].
}•
Возможность получения во" 0, 3
локо нных световодов с такими
низкими оптическими потерямн
вызвала в последние ГОДЫ боль-
0,2.
ш ой интерес к исследованию (t. , • 0,1
материалов с низкими потерями 1, · ;
в средней ИК области спектра ; ' ,
и разработке технологии изго ­
товления из них световодов.
Для практического применеия
важно, что одномодовые свето··
J
воды ИК диапазона могут иметь .. 002,_____,,.___ __~'-'-- -- -~
диаметр сердцевины в несколько , l,2
1,0
0,8
hv,, з8
десятков микрометров, что облег­
чает проблему их соединения
друг с другом и с источниками
излучения.
Кроме того, имеются хоро­
шо разработанные ' лазеры (хи­
мические , СО - и , особенно,
СО 2 - лазеры), которые генери -
руют излучение в ук а за нном
Рис. 1. Фундаментальные механизмы
оптических потерь в кварцевом стек-
ле:
1 - УФ поглощение ; 2 - потери на
рэлеевское рассеяние; 3
ИК ре­
шеточное поглощение; 4 - сум мар-
ны е потери
диапазоне длин волн. И зв естно , что многие материалы хоро­
!по поглощают излучение СО и СО2 -лазе ро в. Поэтому эти ла-
~,
з еры перспективны для технологических и . меди цин ск и х це ­
лей. Применеие гибки х воло конны х световодов для I<анализа­
ции ИК и злу ч ен ия не только упрощает конструкции приборов ,
.f
но и позволяет создавать принципиально новые приборы.
Поскольку излучение СО2-лазера попад ает в окно про з рачно с ­
ти атмосферы, его применение перспективно дл я локационных це ­
лей. Использование высокопрозрачных волоконных световодов ИК
диапазона в соответствующих системах в м есто зеркально-линзо­
вого тракта значительно упрощает конструкцию этих систем и
улучшает их качество [5] .
1
25

Стекла на основе двуокиси германия . По сравнению с кварце ­
вым стеклом I,рай фундаментадьного ИК-поглощения в GeO2
сдвинут в длинноволновую область на 600-700 см - 1 (рис. 2),
что Пр!iВОДИТ к сдвигу в ДJIИI-1\-IOBOJIHOBYIO область спектра мини ­
мума оптически),[ потерь. Согласно оценкам [6], материальнан дис ­
персия · в GeO2 б Jшзка к нулю в спектральной области 1,7 -
1,8 мкм, а ожид;;·-~ые оптические потери вследствие релеевс1шго
!О
,f
Рис. 2. Спектр ИК-поглощения в - стек­
лах:
1- изSi02;2- изGe02
рассеяния составляют приблизительно 0,15 дБ/км на этих длинах
волн . На рис : 3 представлены оценки фундаментальных оптичес­
ких потеръ в GeO2, вьшо.1шенные путем экстраполяции краев соб­
ственного электронного ( 1) и фононного (2) поглощения в об­
J1асть высокой прозрачности, а также учета рэлеевского рассеяния
[7, 8].
• Поглощение рассчитыва,пось на основе сп ектроii,
пропускания
образцов стекол в ультрафи_олетовой и ближней ИК области спек ­
тра. Кривая 3 поr{аз ьшает спектральную зависимость оптических ,.(
потерь, о,бусловленны х рэлеевским рассеянием. Эта зависимость
получена экстраполяцией потерь на рассеяние в GeO2, измерен ­
ных на волне 0,5145 , в соответствии с законом л- 4 . Сумма всех
трех видов фундаментальных потерь дает величин у м инимальных "
потерь в GeO2 около 0,26 дБ/км на воJJне л = 2 мкм .
Образцы стекол GeO2 были изготовлены методом хим,ического
осаждения из газовой фазы в результате окисления хлорида гер -
- мания.
Снача получали порошок двуокиси герма_ния, который за­
тем спщЗ:вJ1яли в вакуумной графитовой печи при l l00°C.
26

В этих образцах бы л измерен показатель преломлен ия п( ~) в
с пектральной области от 0,5 до 2,5 мкм. По измеренным значе­
ниям n(r,) была рассчитана материальная дис персия стекла GeO 2,
которая обращается в нуль на волне 1,733 мкм (рис. 4).
Таки м образом, сте кло GeO2 является перспективным •ма те-
р иалом для волоконны х све т оводов сред н его ИК д иапаз о на. Л1lи­
i " нимум оптически х потерь , расположен на вom -ie дли ной около
~~
л,мкм
СУ. , t75/км
fJ,lf 0,5'О,б 0,8 f 23.fca•
_
~- --
- -- -~1------~,
о:.,см 1
0,3
!О7
/06
70:;
.ю"
10'
/02
/01
10-1
2-
..
10
•- 70-z
10-з
10-~
!О-"
ш-6 .
ш-2,____-- '--- --- '---- '--- --- -' -- ---' ---' --' ..__ ,
ш-т
J
3
Е, .18
z
о
Рис . 3. Фунд ам ентальные механизмы о п тических потерь
' в стекле из Ge02:
1 - УФ-погJrощенне, 2 - ИК решеточное поглощен ие,
3 - потери на рэлеевское рассеяни е
2 мкм и, по' оценкам, имеет величину · меньше 0,3 дБ/км_ -Матери­
ал ьная дисперсия обращается в нуль в обла сти вбл и зи 1,7 •м1<м . •
Воло1<он,ные световоды на основе GeO 2 могут быть п олу чены хо ­
рошо разработанным методо'м хими че ског о осаждения и.з газовой
~- фа.зы .
Однако рабочая с пеюра льная область во J1оконных световодов
из стекла GeO2 ограничена дл инами · во лн вб лизи 2 мкм . Продви ­
нуться даль ш е в средний ИК диапазон поз волит Jiегирование
~ сте кла GeO2 окислами более тяжеJ1ых элементов : су рь ма , вис ­
мут, уран и др.
В Японии . и зг отовлены [5] во,локонные световоды на осн ове
GeO 2-SbO3 для диапазона длин волн 2-3 мкм. Заготовка свето ­
. водов
была по лу чена методом аксиального о с ажде ния из газовой
фазы. Ожидаемые минимальные потери в таких световодах долж -
27

ны составлять мены.i.Iе 0,1 дБ/км в спектральной области 2,2-
2,4 мкм. Однако практически минимальные потери составили
величину 134 дБ/км на волне 2,38 мкм. Такие высокие по­
тери объясняют большим содержанием гидрокс иальных групп
в изготовленных световодах и предполагают снизить за счет
улучшения техно Jюгии до величины менее О,1 1 дБ/км.
· М, пс/нм-км
5
200
о......_
___._~,-----1
1,65'
-5
100
- 100
Рис. 4. Спектр материальной дисперсии стекла
из Ge02
Исследования показывают, -что по-видимому, трудно получить
волоконные световоды на основе кислородных стекол, которые
могли бы иметь малые потери на волнах длиннее 3 мкм. В то же
время для изготовления волоконных световодов с малыми потеря­
ми на более - дJ1инных волнах перспективньJ некоторые бескисло-·
родные стекла .
Флюоридные стекла. В последнее время за рубежом широко --t
исследуются многокомпонентные стекла на основе фторидов тяже - •
лых металлов . Так, · на конференции по ИК волоконным светово ­
дам [5] ряд докладов был посвящен исследованию стекол этого
класса : описано большое количество составов стекол, приведены 1i;
их оптические свойства и диаграммы состояний. Во Франции, на­
пример, разработаны стекла на основе ZrF4. Они имеют окно проз­
рачности от 0,25 до 6--7 мкм, причем минимум оптических потерь
лежит в области 3-4 мкм . С целью распространения окна проз­
рачности в более длинноволновую область были предложены стек- .
~
•

ла на основе фторидов тория и редк9земельных элементов, окно
прозрачности которых составляет 0,3-9 мкм.
• В США проведены исследования материальной дисперсии ря­
да флюоридных стекол [5], которые показали, что в стеклах на ос­
нове фторидов циркония и гафния материальная дисперсия oбpa -
Jw щается в нуль . в области 1,6-1,7 мкм (рис . 5) . Область близкой
к нулю материальной дисперсии не совпадает в этих ,стеклах с об ­
ластью минимальных оптических потерь (3 --4 мкм) . Однако ма ­
териальная дисперсия на · волнах 3-4 мкм имеет достаточно ни з-
~-
кую величину и слабо меняется: с длиной волны (по сравнению с
соответствующей кривой для Si02) .
о
-- ---
2
J
-20
!
2
з л,мкм
Рис. 5. Спектр материальной дисперсии:
1, 2 - фтрорндных стекол различных составов , 3 -
кварцевого стекла
'
В [9] сообщается о разработке волоконных световодов на осно­
ве флюоридных стекол с потерями 21 дБ /км на волне 2,55 мкм .
Эти световоды изготовлялись методом штабик-трубка, в качестве
материала сердцевины и оболочки использовались стекла систе-
-
·
мы BaF2 -Cd-F3-Zт.lf4-AIF3 с несколько отличающимися состава ­
.ми
(для создания разницы показателей преломления сердцевины
1-i оболочки). Получение волоконных световодов с потерями
21 дБ/км в средней ИК области спектра является крупным дости­
'f. :жением. Однако предстоит большая работа по снижению потерь в
таких световодах на 1-2 порядка.
В [10] сообщается об экспериментах по передаче излучения
НF-лазера по волоконным световодам из флюоридных стекол. Во­
локонный световод с диаметром сердцевины 300 мкм, оптическими
потерями 400 дБ/км в спектральной области 2,5-2,7 мкм и дли­
ной 4 м позволяет передавать излучение мощностью в 0,6 Вт на
29

!Золне 2,7 мкм без разрушения световода. Входная мощность со­
ставляет 1,8 Вт. Флюоридные во.rюко~-шые световоды с указанны­
ми параметрами уже в нас1:_оящее время могут успе ш но приме­
:➔ яться дJJя различн,,ых цел .еи, в час!ности, для лаз е рного печата -
1-шя на специально~:r, чувствите .т~ьнои к и з менению темп е ратуры,
бумаге (ther,mal printer рарег) (рис . 6). Необход н м ая для печ а - '\
тания мощность окол о 0,15 Вт .
Рис. 6. Ти1шчныr ф11гур.ы,
наn е <rат а н ныс. с помощью
нзлу,rения. НF-лазера, под­
в оди м ого волоконным све -
товодом
Таким образом , волоконные световоды на основе флюори д ны х
стекол перспективны для использования в сред нем ИК дйапазоне ,
особенно в спектральной области примерно до 4 мкм .
Продвижение в более длинновошювую область MO jJ-: нo ос у ще ­
ствить, применяя в ка-честве материала волоконных световодов
другой класс стекол - халькогенидные стекла .
Халькогенидные стекла, т . е . стекла на основе серы, селена,
теллура в сочетании с элементами 4 - й и 5-й групп таблицы Менде- .
J1еева обладают высокой проз р ачностью в среднем ИК диапазоне
и имеют ф и зические свойства, необходимые при вытяжке волокон- ·
ных световодов. Большое разнообразие возможных составов этого
класса бескислородных стекол позволяет в принципе изготовлять
световоды _ с различ,11ыми оптическими, механическими и другими
свойствами.
•
В последнее время исследования направлены на получение
особо чистых халькогенидных стекол с малыми о птическим и поте­
рями, поскольку оценки пиказывают, что оптические поте р и в них ;;-
могут иметь величину 10- 1
-10 - 2 дБ/км в средней ИК области. _
Так, халькогенидные стекла системы Ge-P - S могут иметь опти ­
ческие потери 10 - 1
- 10 - 2 дБ/км на волне 5,5 мкм [11]. В [12] при­
веден_ы оценi<и :Велич~,iны фундаментальных оптических потерь в
стеклах As-Se и As-S, которые получены путем экстраполяции
краев электронного и фононного погJющен,ия в область высокой
30

!t
nрозрачности и учета потерь, связанных с рэлеевским рассеюшем
(рис. 7). Согласно этим оценкам, минимальные оптические потери
составляют величину "-' 3 • 10- 2 дБ/км в диапазоне длин волн 5--
6 мкм. Анализ фундаментальных оптических лотерь в хальког е­
нидных стеклах других составов позволяет предположить, что для
большинства из них минимум оптических потерь лежит в област и
4-6 мкм и составляет величину 10 - 1
-
10-2 дБ/км.
Знергu11 tpomoжz , ;;6
сх, ilo/км..,и.'-·lf_ ___о.
.....
,з___...,..._о,i-z
___
~
lj.
3
,J
-
3
lf
As2 S3
/
--------i
,J
,,
,
1
f
1
r
1
r
r
5 7 л,мкм
Рис. 7. Величина фундаме~!та.пьных оптиче­
ских потерь в стеклах As2S3 н AS2S~3 .
Область нулевой материальной дисп ерсии халь когенидных сте ­
кол также лежит в диапазоне 4- 6 мкм (в частности, для сiекл а
As 2S 3 материальная дисперсия обращ а ется в нуль . на вол не
4,86 мкм). •
Однако до недавнего времени не были получены волоконные
световоды из халькогенидных стекол с малыми потерями. Уровень
потерь в них обычно составлял · величину порядка 1О ООО д Б/км ,
хотя получены [13] халькогенидные стекла с пот еря м и 60 дБ / км на
волне 5,5 мкм. Лишь - нliдавно изготовлены и исследованы [14] во­
локонные световоы из стекла As-S с потерями п орядка 100 дБ/км
в среднем ИК: ди_апазоне . Волоконные световод,{~ (без оболочки)
длиной до 500 м вытягивали из цилющрическ о й загот;J вки д1:iз ­
метр_ом ,15 мм и длиной 100 мм при теыпературе примерно ЗОО0 С .
Боковая поверхность цилиндрической заготоюш полировалась .
Вытяжка производилась в инертной ат мосфер е . Спектр оптичес ­
ких потерь полученных световодов показан на рис . 8. Ви дно, ~по
минимальные оптические потери с оставляют 78 д Б /км на волн е
2,4 мкм . Потери на волне 5,3 мкм составляют 164 д Б / км. Пики
оптических потерь можно объяснить примесями водоро д соде ржа -
31

щих соединений, в частности ионами ОН, SH и др. Qптические
потери исследуемого волоконного световода могут быть уменьше­
ны в области 2- 5 ,5 мкм снижением концентрации примесей ОН
и SH.
!00
Рис. 8. Спектр оптических потерь волоконико световода
из стекла As-S
Таким образом, волоконные световоды на основе халькогенид­
ных стекол могут иметь низкие потери и , следовательно, перспек­
тивны для применения в среднем ИК диапазоне примерно до
6 мкм.
Большой интерес для различных сфер применения представля­
ет область спектра вблизи 10,6 мкм. Это свя з ано с тем, что хоро ­
шо разработанные и перспективные СО2-лазеры генерируют изл у ­
чение в этой области. Однако рассмотренные классы стекол не­
пригодны для работы на волне 10,6 мкм из-за достаточно больших
оптических потерь, обусловленных дундаментальными механиз­
мами.
Потенциально очень низкие потери на волне 10,6 · мкм и более
длинных имеет ряд кристаллов.
Щелочногалоидные кристаллы и галогениды таллия . .
В ряде
~юнокристаллов (KCl, CsI, CsBr, КВг, Т!Вг, КРС - 5, КРС-6 и др.)
оптические потери в среднем ИК диапазоне могут составлять ве­
личину порядка 10 - 2 дБ/км и ниже [5, 14]. При этом минимум оп-
~
-
тических потерь в некоторых из них расположен вблизи 10,6 мкм
и на более длинных волнах. Так, минимум оптических потерь для
кристаллов КРС-5 и КРС-6 расположен вблизи длин воJ.Iн 12,9 и ,,. .
7,9 мкм, соответственно [15] .
.
Нулевая материальная дисперсия этих кристаллов также рас­
положена в среднем ИК диапазоне (рис. 9) на волнах 5 и 6,5 мкм,
соответственно [16]. Хотя к настоящему времени не получены кри ­
сталлы с предельно низкими потерями, уровень потерь в некото­
рых монокристаллах составляет величину порядка 10 - 0
-
з2

1() - 1; см- 1 на волнах 3,8; 5,5 и 10,6 мкм. Так, получены кр1kтаj1льi
КРС-5 и КРС-6 [Н] с потерями менее 10 дБ/км на длинах волн
5,5 и 10,6 мкм, причем минимальные потери составили 3 дБ/км на
волне 5,54 мкм .
Несомненно, возможно достичь еще более низкого уровня оп­
тичес1S_их потерь в кристаллах. Проблема заключается в том: что­
бы из кристалла с низкими потерями изготовить волокоыныи све­
товод также с низкими потерями, поскольку для этого случая не­
пригодны способы, применяемые при получении стекляrщых воло­
i,онных световодов.
Рис. 9 . Сrfектр материальной
дисперсии кристаллов:
1- КРС-6; 2- КРС-5
dr/dJ 1 пс/(нм-км)
80
бО
'tO
20
о~~....;:,,;~;:,,----'--,---'­
-
207
- 4-0
2
-бО
В настоящее вре м я для изготовления волоконных световодов
из кристаллов применяют экструзионный метод: светово д выдав­
ливается через фильеру из кристаллического штабика при его на­
гревании. Получаемый таким способом световод и мее т поликрис­
сталлическую структуру. Наибольшее внимание уделяется сейчас
изготовлению волоконных световодов указанным методом из га­
логенидов таллия [5, 6]. Такие световоды перспективны для техно­
Jiогических и медицинских целей .
Например, в Японии [5] рзаработан кабель дЛИ.JЮЙ 1,2 м. Воло­
конный световод из КРС-5 получен экструзией при температура х
200-350°С и представляет собой сердцевину диаметром 1 мм без
оболочки. Структура кабеля, включающая резиновую трубку, гиб­
кую металлическую трубку, входную и выходную линзы, защи­
щает волоконный световод из КРС-5 от различны х внешних воз­
действий. Потери в таком кабеле составляют 450 дБ/км на волне
10,6 мкм. Минимальный радиус изгиба кабеля - !20 см. Макси­
мальная пропускаемая мощность излучения СО 2 -лазера 97 Вт
(при входной мощности 140 Вт).
В США разработаны волоконные св. етоводы из КРС-5 длиной
1О м с потерями 1ООО дБ/км на волне 10,6 мкм [5]. Световоды из­
готовлены методом экструзии. Они применялись в бортовых лока­
ционных системах в качестве пассивного датirика импульсов
СО2-излучения, которые передавались затем на расстояние 10 м к
приемнику излучения. Применяемый для этой цели волоконный
световод должен иметь широкое поле зрения (больше его реаль-
3-1273
33

1-10t1 числовой апертуры), поэтому входно~~ торец световода обра­
батывался на конус с ·' угJ1оы 60°. Диаметр световода 500 мкм.
Кроме экструзионного метода получения поликристалличес к и х
волоконных световодов применяется метод получения монокрис­
таллических световодов выращиванием из расплава. Эта те хно л о ­
гия в настоящее время связана с определенными• тру д ностями ( м а­
ла скорость роста, сложно 11оддерживать постош11-1ый диаметр све­
'товода и т. д . ) и требует значительного усовершенст·вования [5].
Однако с ее помощью уже получены интересные результаты. На-
пример, проведены экспериментьr ['18 ] по передаче мощного излу~
чения СО2-лазера через монокристаллический волок0нный свето­
вод из СsВг. Волоконный световод· с диаметром сердцевины 1 мм
и потерями ,0;3-0,4 дБ/м на волне СО2 - лазера пропускал излус1е­
ние СО2 лазера мощностью 47 Вт на расстояние 80 см без замет­
ной деградации (при входной мощности 55 Вт). •
Таким образом, разработаны по.rшкристал.11ические и моно;,ри- •
сталлические волоконные световоды длиной 1-1 О м, с потерями
0,3-1 дБ/м, перспективные для технологических и медицинских
целей. Предстоит еще очень большая работа, прежде чем будут
получены кристаллические волоконные световоды с низкими поте­
рями в средней ИК области спектра.
*
Волоконная оптика ИК диапазона имеет тенденцию к выделе­
нию в самостоятельную область науки и техники. Это связано не
только с тем, что для изготовления ИК воJ10ко1-rных световодов
применяются другие (в том числе, кристаллические) материалы
и технология изготовления, но и со спецификой применения ИК
волоконных световодов . Для реализации огромных возможностей
ИК волоконных световодов необходимо проведение широких фун­
даментальных исследований, в том числе, по технологии изготов­
ления волоконных световодов.
Получение ИК волоконных световодов с малыми потерями яв­
ляется более сложной задачей, чем получение световодов на осно-
,
1
ве кварцевых стекол. Однако опыт развития волоконной оптиюr
позволяет надеяться, что к концу 80-х годов будут разработаны -
ИК волоконные световоды с предельно низю1ми потерями. Успехи
в разработке ,аких световодов дадут мощный импульс развитию
элементной базы и интегральной оптики ИК диапазона.
ЛНТЕРАТУРЛ
1.ДиановЕ.М.
-
Квантовая электроника, т. 6, 1979, No 1], с. 2496.
2. Yarnada J. · 1. . Mashida S.,
Ki111 u гa T.- E lectron. Lett., [ 981.
17, N 13, р. 479.
3.МаIuо11•D. J.,
М а с О о11 па А Р..:....._ Е!есtго11. Lett.,
]982, ,, . 18,
N 11, р. 445.
34

4.Gе11ti1е А L.,
Вrа~пstе111 М., Рiппо\V Ь.А. et. al. Iпfra­
гed Optical Materials. Iп: Fiber Optics: Advaпces in Research and Developшent,
eci. Ьу Bendo,v В. and, Mitra S . S., Plenuш PuЫ i shing, N. У., 1979, р. 105-118 .
5. Adya11ces iп IR Fibers . Los Arigeles Technical Syшposium , California,
.Jпnuaгy, 26-28, 1982.
б.ОIs11апskу R.,
S11еrег G.\V .
-
Ргос . 5-th Енгор . Opt. Сошш.
Солf. , Aшsterclam, 1979, р. 12.5.1 .
7.Девятых Г. Г., Дианов Е. М., Карпычев Н. С. и др.~Кван­
товая электро н ика, 1980, т. 7, No 7, с. 1563.
8.Дианов Е.М., Машинский В.М., Неуструев В.Б.
-
Крат­
т,не сообщения по физике, 1981, т . 3, с . 46.
9.Мitас11i S.; ·мiуаs11itа Т.-Elect!'on. Lett.,
1982, v. 18, N 4,
р. 170.
10.Jiпguji К., Но1'igus11i М., Мitас11i S. et. а!.
-
Japan J.
Appl. Phys., 1981. v . 20, N б, р. 392.
11.ShiЬаtа S.,
Тегunumа У., МапаЪе Т. -
.Japan J. AppJ .
,Pliys., 1980, v. 19, р. 603.
12.Дианов Е.М., Петров М.Ю., Плотниченко В. Г., Сы­
с о е IJ В. К. - Квантовая электроника, 1982 , т. 9, No 4, с. 798.
13.Власов М.А., Девятых Г.Г., Дианов Е.М. идр. - Кван­
товая электроника, 1982, т. 9, No 7, с. 1465.
14. Мiуас11itа Т., ТегunuтаТ., Optical Tгaпsmission Loss of As-s
G lass Fibeг iп 1.0-5.5 μш Wavelengtl1 Region - Jap. J . of Appl. Phys., 1982,
, 1 . 21, N 2, February, р. L75-L76.
15. Дианов Е. М . , Лисицкий И. С., Плотниченко В . Г .
н др..
-
Известин вузов. Сер . Радиоэлектроника, 1·983, т. ~ -
16.Артюшенко В. Г., Бочкарев Э. П., • Голованов В. Ф.
11 др. Квантовая электроника" т. 8, с. 398.
.
17.Белоусов А.П., Дианов Е.М., Лисицкий И.С. идр.-~
Квантовая электроника , 1982, т. 9, No 4, с . 796 .
18.МimLtга У, Оtа С.- Appl.Phys. Lett., 1982, v. 40,N9,,р.773.
Статья поступила в шале 1982 го да
УДК 621.3 .396-- 181.48
Канд. техн. наук В. Ф. Ламекин,
t< а тщ: физ.-мат. наук Н. К . Довченко , В , r. Арсенье в,
канд. физ.-мат. наук А . М.. Аникин
КОМПЛЕКСНАЯ МИКРОМИНИАПОРИЗАц·ия АВСК по
ЧЕТВЕРТОГО ПОКОЛЕНИЯ
Рассматр(шаются основные принипы микроминиатюризации АВСК
ПО. Описываются технология и конструкции элементов МЭА, ме­
тоды их п?оектирования.
В настоящее время наблюдается переход от простых перего­
ворных устройств к сложным функциональным системам связи
подвижных объектов (ПО). Расширение функциональных возмо ж ­
ностей аппаратуры внутренней связи и коммутации (АВСК:) свя­
зано с увеличением массы, габаритов, потребляемой энергии, что
противоречит требованиям, предъявляемым к разрабатываемой
аппаратуре. Одно из эффективных средств устранения · эти х про­
тиворечий - комплексная микроминиатюризация, , т. е. созд,ание
микроэлектронной аппаратуры (МЭА) . Полное использование
35

средств микроэJrектрошши - основа современ11оrо развития эле1{,
тр орадиоаппара тострое ния.
С развитием элементной базы NlЭA совершенствуются, а иног­
да и принципиально п зменяются конструктивно-технологические
методы создания аппаратуры и средства и х реализации (новые
материалы, оборудование и т. д.).
Основными объектами мищюм иниатюри зацин АВСК являются
межблочные и внутриблочные соединения, блоки коммутацин,
вторичные источники питания (ВИП), установочные элементы
ит.Д.
,t,
Рис. 1. ~/средне нное распреде•
ленне физичесю1х объемов в
АВСК ПО:
1 - элеме нты 1шнстру1щий;
2 - ЭРИ; 3 - элементы вну­
триблочной Еоммутации; 4 -
элементы уп р авлени я; 5 - не­
исполь зован ный объем; 6 ---, --
элеме н ты ~ ,ежблочной I,омму-
тации
На рис. 1 показано усредненное соотношение физических га­
баритов составляющих элеме нтов современной АВСК. Добиться
необходимого уменьшения массо - габаритных характеристик аппа­
. ратуры
возможно толы,о. на основе комплексной программы из­
менения всех ее составляющих элементов.
Вначале рассмотрим вопросы микром иниатюри зац ии межбло ч­
ных связей, так как по масса-габаритным характеристикам кабель­
ные соединения АВСК на объекте иногда в десятки раз превьiша-
•ют аппаратурную часть, т. е. налицо противоречие между передо­
вой полупроводниковой технологией и традиционной технологией
с проводным монтажом. Низкочастотные многоконтакт ны е разъе­
мы, устанавливаемые на абонентских аппаратах, даже в субми­
ниатюрном исполнении, несовместимы с микроэлектро нными уст­
ройствами МЭА. Они в настоящее время соизмеримы с габарита­
ми блоков, а в отдельных случаях превыш ают их, что не позволя­
ет сократить габариты изделия из - за большого числа необ ходимых
соединений.
Использование волоr(онно-оптических линий связи (ВОЛС) [!]
позволит не только существенно снизи ть материалоемкость меж­
блочных соединений, а значит, и массу аппаратуры, но и улучшить
электриLJеские параметры АВСК (помехоустойчивость, криптоза­
щенность, пропускную способность).
36

Современный уровень разработок в области элементной базы
оптоэлектроники (миниатюрных светодиодов, фотодиодов и их
матриц с малым шагом расположения единичных элементов, опти­
чесюf:х волокон и волоконно-оптических кабелей, оптических разъе­
мов, разветвителей) позволит наиболее полно . реализовать преи -
мущества ВОЛС при создании АВСК ПО.
'
В реальной АВСК применение ВОЛС предусматривается в
двух вариантах: для · замены существующих кабельных сетей (пе­
реходной этап освоения ВОЛС) и для получения максимального
эффекта при создании МЭА на основе элементов оптоэлектрони­
ки [2, З]. Во втором варианте, когда ВОЛС вводятся при разра­
ботке структурных схем, имеется возможность существенного
уменьшения массь1 и габаритов изделия.
Современная АВСК характеризуется большим количеством
межблочных связей в бло1<ах коммутации, организованных по
принципу «команда-провод», которое требует . большого числа .
отдельных проводников. Переход на передачу коммутационной
информации по принципу «команда--код» с использованием
воле, которые могут иметь пропускную способность ДО
2000 Мбит/с, позволит сократить количество проводников в кабе­
лях до нескольких единиц.
Однако при создании АВСК четвер1"ого по ~< ол е ния (цифровая
МЭА) с применением ВОЛС необходимо решить в 1шмплексе сле­
дующие задачи:
перевести производственную базу на усовершенствованную
технологию изготовления волоконно - оптичесю-rх компонентов с
оснащением ее оборудованием для производства микро- и · опто­
электроники;
разработать и нормализовать конструкции воло1<0нно-оптичес-
1<их соединителей, оптоэлектронных преобразователей, цифровых
микроэлектронных изделий МЭИ;
внедрить в серийное производство воле со специфическими
требованиями.
Наряду с межблочной коммутацией на принцип построения
· схем
МЭА влияет выбор элементов внутри блочной коммутации.
В процессе проектирования МЭА перед специалистом возникает
целый ряд вопросов, от решения которых зависит выбор опти­
малы-юго варианта разрабатываемой аппаратуры. Поэтому" конст­
руктивно-технологическое исполнение соединений в значительной
мере влияет на выбор той или другой компоновочной схемы кон-
1<ретного блока МЭА, а значит - на его габаритные характерис­
тики.
В настоящее время конструктивно законченной единицей бло­
ков АВСК (блок коммутации, абонентские аппараты) является
функциональная ячейка, основу которой составляют корпусные
нли бескорпусные ИС, БИС, МСБ .
Иерархия .построения МЭА мож ет содер;,-кать до ч етырех уров-
11 е й 'соединений :
37

соединения ЭРИ в МСБ и ИС (первый уровень 1шммутации);
соединение ИС, БИС, МСБ в ячейке с помощью многослойной
тр ассировки (вто,рой уровень коммутации);
соединение ячеек на фольг11роват-шых печатных платах (третий
уровень коммутации);
соединение ячеек в блоке (четвертый уровень коммутации).
Различие ко~-rструктивно-технологических приемов на . каждом
уровне коммутации увеличивает дезинтеграцию элементной базы
( у меньшает · плотность упаковки) и существенно ограничивает
возможность механизации и автоматизации процессов проектиро­
вания и изготовления межсоединений. Поэтому основной задачей
в комплексной программе микроминиатюризации АВСК является
сокращение уровней межсоединений и их унификация . Одним из
решений данной задачи, которое позволит исключить разнотип ­
ность конструкторско-технологических приемов испол_нения ме_ж­
соединений в блоке, а также автоматизировать процесс проекти - ·
рования и изготовления, является создание многослойных комму­
тационных плат на основе толстопленочной технологии и поли-
имидной пленки.
.
Друr-ое решение данной проблемы - увеличение интеграции
БИС и МСБ, что ведет к уменьшению сложности конструкции.
Специфика АВСК, особенно в блоках rшммутации, требует
для МЭА четвертого поколения отказа от разъемных межплатных
соединителей , которые занимают в электронных блоках . до 30%
объема. В то же время, отсутствие разъемных соединителей во
внутриблочной 'коммутации услож:няет ремонт, замену и испыта­
ния функциональны х узлов в процессе изготовления и эксплуа­
тации .
В [4J подробно рассмотрены варианты внутриблочных компоно­
вочных структур и приведены их оценочные характеристики. Од­
нако эти способы межузловых соединений с точки зрения серий­
ности аппаратуры (третий и четвертый уровень коммутации) тре­
буют доработки. Наличие :жгутовых объемных соединителей в
любом перспективном в-арианте связ-ано с большими трудовыми за­
тратами и ухудшает наде:жность изделий, так как полная про­
верка внутриблочных жгутов в аппаратуре затруднена.
В перспективной АВСК наиболее широкое применение должны
найти плоские кабели tr соединители на основе гибких носите­
лей - гибких печатных · плат. Применение этих компонентов поз­
волит сократить ошибки монтажа и автоматизировать изготовле ­
ние и сборку на третьем и четвертом уровнях коммутации , а для
некоторых вариантов rшмпоновочных схем - сократить 1ш,nичест -.
во уровней коммутации.
На рис. 2 показана схема компоновки перспективной АВСК с
использоsанием гибких печатных плат и плоских кабелей.
На масса-габаритные характеристики блоков МЭА и на выбор
компоновочной схемы в значительной мере влияет уровень микро­
миниатюри з ации элементной базы. С увеличением интеr:рации
33
1'\

...
БИС и МСБ упрощается конструкция и повышается плотность
упаковки элементов в блоках.
Цифровая обработка информации в АВСК четвертого поко л е­
ния позволит повысить ' степень интеграции, так как наиболее
сложные БИС разрабатываются для микропроце с соров .и их пе­
реферии.
2
3
4
J
оо"
ес,ее
()()1)о()
оесе
"
оо
г---1
i
•i
1
i
L__
· _~I
i
i
1
1
1
i
'
1
L __ •___J
(
Р ис. 2. Компоновка АВСК:
1 - ИС, БИС , МСБ; 2 - многос;юйное основание ; з·
-
печат ­
ная плата; 4 - плоские кабели; 5 - гибкая печатная плата
Однако ,кажущиеся на первый взгляд очевидными пути павы ·
шения интеграции не всегда оказываются оптимальными. Рост сте-
' пени интеграции потребовал увеличения I<оличества выводов, что
провело к выпуску микропроцессоров и ЗУ в больши х корпуса х,
для автоматизированной сборки которых в настояще е время от­
сутствует оборудование.
В целях уменьшения габаритов БИС в настоящее время ведут­
ся работы по выпуску новых корпусов. Поэтому возникают проб­
ле м ы конструктивного сопряжения БИС и ИС более низкого уров­
н я интеграции в различных корпусах.
Бе с 1ц)рпусные БИС , микропроцессоров и подобных и м устройств

нецелесообразно выпускать по технологическим соображениям.
Однако есть возможность увеличить плотность монтажа печатных
плат в 2-4 раза при использовании безвыво д ных носителей кри­
сталлов. На рис .. 3 показаны толстопленочные многослойные пла­
ты с микросхемами в микрокорпусах - кристаллоносителях и в бес­
корпусном исполнении.
о)
Рис . 3. Ф у нкиональные узлы повышенного уровня ин­
теграции:
а - с использованием микрокорпусов; 6
-
с исполь­
зованием бескорпусной элементной базы;
1 - многослойные основания; 2 - Еристалло н осители;
3 - гибки,е ПП и кабели; 4 - кристаллы ИС с гибки­
ми или ленточными вывода м и
Недостатком микрокорпусов является то, что их монтаж дол­
жен производиться только на плату с ТКЛР, близким к ТКЛР
корпуса, т. е. н,ельзя устанавливать их на печатную , плату. Но
существующие в настоящее время керамические платы размера ­
ми l00X 120 мм позволяют устанавливать до 130 микрокорпусов
ИС низкой степени интеграции, что не превосходит необходимого
количества для функционально законченных узлов.
С целью конструктивного сопряжения БИС различной степени
интеграции создан ряд кристаллоносителей с количеством · выво­
довОТ14ДО48.
Использование при серийном производстве новых паст для тоJJ­
стопленочной технологии позволит получить рентабельную продук­
цию. В настоящее время имеются образцы подложек, содержащих
более 1О коммутационных слоев. На рис. 4 показана . зависимость
выхода годных подложек от количества коммутационных слоев .
Толстопленочная технология найдет применение в АВСК так ­
же для изготовления МСБ с бескорпусными элементами, где не­
возможно использовать элементы в микрокорпусах. На рис. 3,6
40

показайа МСБ, выполненная на плате размером 48Х 60. Данная
конструкция МСБ [5] позволяет миниатюризовать как цифровые,
так и аналоговые узлы АВСК с минимальной материалоемкостью,
так как не требуется изготовления корпусов.
Решая проблемы комплексной микроминиатюризации АВСК,
нельзя обойти вниманием ВИП, которые занимают до четверти
объема электронных блоков. Основными требованиями при мик·
3.J79/!13J,fN
Рис. 4. Зависимость выхода
годных подложек от количест­
ва коммутацнонных слоев, вы­
полненных по толстопленочной
тех1-1олог111 -1
роминиатюризации ВИП являются: максимальная надежность,
минимальные масса и габариты, наименьшая потребляемая мощ·
ность. Принципы построения схем стабилизации и прсобразова·
ния, режимы работы элементов и реально достижимые величины
кпд оказывают непосредственное влияние на · микроминиатюриза·
цию ВИП. Определяющими для микроминиатюризации ВИП яв­
ляются: оптимизация габаритов трансформаторов за счет повыше­
ния рабочей частоты преобразования до 200 кГц и применение
бескорпусных силовых полупроводниковых элем~нтов.
Преобладающей формой конструкции ВИП в настоящее в ре м я
является планарная, обеспечивающая свобо дн ый доступ к шобо·
му эJ1ементу в корпусе с общей герметизацией. С точки зрения
унификации и ремонтопригодности лучшим является вариант, ко­
торый позволяет выделить электронную часть преобразователя н
.~
стабилизатора и выпускать эти части в виде корпусных микросбо­
рок, которые будут иметь большую серийность, а значит, меньшую
трудоемко_сть и стоимость, так как из отдельных унифиuированных
.• узлов можно собирать разнообразные бло[(и питания.
Специфика
АВСК (наличие длинных связей между блоками) требует элемен­
тов стабилизации в отдельных блоках.
Характерными дJlЯ АВСК являются установочные элементы
переключения , сигнализации и управления: ра з ъемы, выключ.эте­
ли, переключате л и, 1шопки, с игнальные лампы и светодиоды, м r-IO •
го.элементные индикаторы .
-Jl

В Елассичсс ком виде, даже в миниатюрном нсПОJjJ-Iении, эти
э л еме н r ы, например, в абонентском аппарате занимают до 30 %
объе м а и определяют высоту эти х аппаратов, поэтому при комп ­
лексной миниатюризации АВСК необходимо провести работы по
замеУrе этих элементов на изд елия, · которые либо имеют конструк ­
цию, совмещаемую с элементами печатного монтажа, либо рабо­
тают на новы х физических принципа х , сопрягаемых с цифровыми ,...,
элементами по логическим уровням .
Р ис. 5. Вариант · контактн ог о
к о м мут,щионноrо п о ля:
1 - печатная плата; 2 - ре­
з иновая литьевая панель; 3 -
к оммутационные
элементы
(ко нтаr<т ы); -4
-
металлиз~iрr-
ванны е у част1ш
Рис. 6. Ко м мутационно е
поле , основанное на ис-
пользовании электрета:
1 - передняя крышка;
2 - фольга электрРта;
3 - сигнальные • плас­
тин~<и; 4 - несущее ос­
нование; • 5 - соедини-
тельные выводы
1
Основным направлением в исп9льзовании контактных комму­
тационных изделий являются коммутационные поля, которые поз­
воляют существенно сократить количество отдельных деталей. Ос­
новны е тенденции в области разработок и исследований контакт ­
ны,х: ·коммутациою-ш х- изделий следующие:
качественное улучшение эргонометрич е ских характеристик и. з-
д елий, обеспечив а ющих оптимальные условия работы оператора;
уменьшение массо-габаритных характеристи1,;
сов ме стимость с ИС и МСБ.
На рис. 5 пока з ан один нз вариантов конта1,тного коммутаци­
онного поля. Конструкция состоит из печатной платы, закрывае-
"
"
n
м о и л и сто м литьевои резины, 1 которая служит одновременно пру -
жиной и контакто м для каждой кнопки. На печатной плате име­
ются контакты , которые могут замыкаться при нажатии клавиши.
Р езин а , прил ега ющая к пл ате , защищ ает область конталтирова­
н и я от поп ада н11я п ы л и и влаги. Использование печатной платы
Еак несущего э л емента у правj]ения облегч а ет коммутирование с

другими узлами блока. 1На данной плат е м~гут располагаться
и другие элементы схемы , например, элементы индикации.
•
Переход от исследований к промышленно му освоению бескон ­
тактных коммутационных · элементов позволит повысить техноло­
гичйость изделий АВСК, технический уровень устройств ввода ин­
формации, полностью удовлетворить потребность разработчикоп
аппаратуры в коммутационных элементах.
Наиболее перспективными для АВСК являются устройства
коммутации, основанные на использовании элек третов. На рис . 6
показан принцип коммутационного поля о йспользование м эле к­
трета . При механическом нажатии на открытый участок метал ли ­
з ированного электрета на контактах появляется напря :жение в
несколько вольт. Выходное напряжение этого элемента остается
без изменений после 500 ООО операций «нажатия» . Пер екрестный
сигнал, генерируемый в сосед них элементах, на 40 дБ ниже. Чув­
ствительность устройства к звуковым воздействиям та кже невы­
сока.
Вопросы прогр есси вного формообразовани я конструктивных
элементов такж~ являются составной частью программы ком пл еr«: ­
ной миниатюризации АВСК
Необходимыми условиями внедрения прогрессивных методов
формообразования. являются унификация, стан дартиза ци'я конст­
руктивных элементов и те х нологически х проце ссов изготовления.
К несущим конструктивньrм элементам АВСК, кроме требова­
ний защиты от воздействия дестабилизирующих факторов, пр едъ­
являются и эргонометрические требования, так как с этим к.пас ­
сом аппаратуры пользователь им еет постоянный контакт во время
ее функционирования в ПО.
.
.
.
Внедрение микропроцессоров в АВСК позволит резко сократить
количество типов блоков в аппаратуре, унифицировать несущие
металлоконструкции и перейти на профильные и литьевые методы
формообразования .
.
Переход на элементную ба зу в 1<ерамнческих кристаллоносн­
телях позволит отка з аться от герметиз ации отдельных функн.ио­
нально - за конченны х узлов и тем самым со1,ратить количество кор­
пусов, а значит, и металлоемкость изделия.
Комплексна:я · реализация рассмотренны х конструкторско-техно­
л огических способов значительно повысит качественный уровень
,~ · перспективной ЛВСК ПО.
ЛИТЕРАТ:/РА
l. Л а ,1; е. " 11 н В. Ф., Хохлов А. И. Принцип проектирования АВСК
ПО четuерто го поко .~ения . - Техника средств связ и. Сер . ТПС, J 980, вып. 11 (55) .
2. iV \. аз il ев IO . С. Оптимизация конструкторских т ре бований к ВОЛС в
illнчю э ле~; ·1·ро1ш1, е. - Эле"т р онная тех1-1и1 <а. Сер. 10. Микроэлектронные устрой­
ствu, 1979, вып. 6 (18).

.ЗДо.вчен1,о Н.К., Ламе1,ин В.Ф., Арсеньев В. Г., Бучац­
" и i-i А . В. Цифропая в олоконно-оптичеСI< а н лин1ш св яз н ПО. - Тех1-111ка средств
связ и. Сер. ВОС, 1982, вып. 1.
4.Бар1,уно13 О.А., Газаров А.А., Гусев А.А. 1-1др. Комп­
Jiекснап ми1,ром11ннатюризацип электронной аппаратуры - Электронная промыш­
ленность, 1980, No 3.
5. Арсеньев В. Г. , Т р ох и _ н А. В. Новые элементы конструкции мик­
роэлектронных изделий для АВСК четвертого покол ения. - Техника средств
,
ЦJЯЗИ. Сер. вое, 1982, вып. !.
Статья поступила ·в августе 1982 года
УДК 621.396 .4
Канд. техн. наук В. Ф. Ламекин,
Л. С. Чеrлаков
МНОГОКАНАЛЬНАЯ БЕСПРОВОДНАЯ СИСТЕМА СВЯЗИ
ПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТОВ СВЕРХДЛИННОВОЛНОВОГО ДИАПАЗОНА
Рассматриваются некоторые вопросы создания двух - и четырех­
· канально й беспроводной системы связи (БСС) све р хдлинноволново­
го диа пазона (СДВ). В основу · работы БСС положен принцип ре­
транс;лнции центральной станцией сигнала носимых членами эки п а­
жа аппаратов абонентов и принцип использования. в каналах не за ,
висимых боковых по л ос одиополо с овой модуляции .
. Традиционно
внутриобъектовая свя зь подвижных объектов
(ПО) строится ,по принципам проводной связи. Это приводит к
ограничению подвижности абонентов (членов экипажа) провода­
м и связи, трудностям организации связи с членами экипажа, на­
х одящимися вне ПО в ближней от него зоне, и с соседними эки­
пажами ПО .
, Достигнутьrе з а последнее время успехи в интегральной техно ­
J1огии позволили создать для членов экипажа малогабаритные
абонентские аппараты с автономным питание м, не ограничиваю ­
щие их подвижности внутри ПО. Дополнительная минимизация
га баритов, массы и потребления энергии оказалась возможной
благодаря использованию принципа ретрансляции сигналов в но ­
симых абон ентских аппаратах (НАА) через центральную станцию
.(ЦС).
Для ЦС, стационарно устанавливаемой на борту ПО и питае­
мой от бортсети, задача снижения энергопотребления играет мень- 1
шую роль, чем для НА А. Это позволило упростить приемники
НАА, умень шить и х габариты.
Кро ме того, uринцип р ет рансляции (за счет использования "
мощности ЦС) позволяет решить проблему связи экипажа в ближ ­
ней зоне вне объекта, а также (с некоторыми усложнениями ЦС)
и с аналогичными экипажами.
Одним из характерных ва риантов такого вида связи является
одноканальнан беспроводная си стема связи (БСС) для экипажа
ю д в ух -тре х членов, содержащая соответствующее количество
44

НАА и ЦС. Связь от l-:IAA к ЦС осуществляется на частоте по­
рядка 100-150 кГц с использованием одной бо!(овой полосы
(ОБП). Передач?- сигнала от ЦС ко всем НАА осуществляется на
НЧ (300-3400 Гц) с использованием петлевой антенны, проло­
женной внутри ПО по его периметру, и индуктивной связи с при- ·
емной антенной НАА.
Одноканальная БСС показала хорошую работоспособн ость
внутри ПО даже при условии воздействия шумов высокого уров­
ня . Однако ей присущи некоторые • недостатки: подв ерже нность
~ низкочастотного участка канала навод!(аМ , ограничение фушщио­
нальных характеристик при увеличении числа абонентов объе!(та
и невозможность использования низкочастотного у частка д ля реа­
лизации связи в ближней зоне ПО; устранить этн недостаткн
удается в БСС с несколь!(ими каналами.
К основным техничес!(ИМ ха ра1перистикам многоканаJJьной
БСС ПО мо :жно отнести:
отводимый диапазон частот;
количество требуемых каналов;
вид модуляции.
Все три характеристики достаточно 'гесно м·ежду собой связа­
ны, однако с точки зрения энергопотребления НАА наибольший
интерес представляет выбор вида модуляции.
Среди многочисленных аналоговых видов модуляции исключи­
тельное место занимает АМ с передачей ОБП . Метод передачи
ОБП обеспечивает рационаJiьное использование спектра частот и
высокую помехоустойчивость при энергетическом • выигрыше . до
10-12 дБ по сравнению с АМ с передачей обеих боt,ов ых полос и
Еесущей [1].
-•<>!>!Nl!4i
Метод передачи ОБП позволяс,;т подойти к выбору первых двух
технических характеристик многоканальной БСС с помощью соз­
дания каналов на независимых боковых полосах при общей несу­
щей частоте. В этом случае н а двух несущих реализуется четыре
канала, взаимное расположени е которых в отводимо м диа пазоне
частот осуществить легче, чем четырех АМ или ЧМ (ФМ) сигна­
лов. Использование независимых боковых полос име ет и свои от­
рицательнь1е стороны. В первую очередь, это связано с требовани­
ем подавления ненужной боковой полосы и несущей, которое
должно быть аппаратурно реализовано в малых габаритах НАА.
Недостатки метода ОБП в той или иной степени можно устра нить
за счет выбора метода формирования ОБП и его схе м отехничес­
кой реализации.
В ПО с 8-10 членами экипажа рабочие функции БСС требу­
ют создания трех-четырех дуплексных каналов с количеством
абонентов в 1<аждом два-три при условии . возможности перехо­
да с канала на канал и на циркулярную или конференц-связь.
J1ри использовании частотного разделе ния участка канала от
НАА к ЦС и от ЦС к НАА, создание четырехканальной БСС с не­
зависимымй боковыми полосами на одной частоте треб ует четы-
45

'
1
.;
,
.
рех частотных у,rастков Ш1 - - -1 с ширинои передаваемого спек 'r.ра
. по р я д к а 8-: -10 кГц, в котором учтена передача не только двух
модулированных речью участков (F ,, = 300-3400 Гц), но и, при
необходимости, тональны х частот (F " = 4- 5 кГц) вспо м огатель ­
ного назначения.
--
1
9
1
L.•
---------
г---- --------,
•
!IAA2
L ___________ _j
L____._
_____
.
г -------- -- -l
IIAA"-
L-----------
_J
/Jнеш11яя
п/Jязь
-,
1
1
1
1
1
1
1
1
1
•
ЦРП
1
L-т
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
_J
Рис . 1. Функциональная схема беспро ­
п од110!"1 . с11сте м ы свя ·зн подвижного объ­
екта
Ниже рассматрйваются функциональные и блок-схемы БСС,
имеющие два и четыре канала, которые построены с использова­
нием ОБП.
На рис . 1 представлена функциональная схема БСС ПО, вклю­
чающая четыре носirмых аппарата' абонента и центральный' . ре­
транслятор-переносчик (ЦРП). НАА 1 и НАА 2 работают на верх­
ней боковой полосе (ВБП), формируемой на частоте ш _1, а НАА 3
4З

и НАА 4 - на нижней боково1~ полосе (НБП) тоt1 же частоты.
Элементы J(, входящие в состав НАА, символi,rзируют часпРп-rое
или полное подавление передатчика при наличии сигнала на вхо­
де приемника, что является реализацией полудуплексной с,шзи,
необходимость в которой возникает при большом количестве або -
нентов в канале.
,
Полученные в НАА 1 (2) и НАА 3 (4) одно_полосные сигналы
при излучении создают поле бинgрного однополосного сигнала
(БОПС), который в ЦРП переносится с частоты w1 и w2 излучает-
• ся в пространстве> и демодулируется в f-f AA 2 (1) и НАА.4 (3).
Рис. 2. Вариант фуню.(ионалыю11 схемы носимого ап ­
парата або11ента с l(Оммут,щие11 полос
Неодинаковое . положение в пространстве носимых аттпаратЬв
относительно ЦРП или отсутствии работы по одному из каналов
вызывает существенное различие в уровнях сигналов боковых по­
лос. При этом целесообразно усиление сигналов ВБП и НБП в
ЦРП производить отдельно (см. рис. 1), а затем БОПС с одина­
ковыми по уровню боковыми полосами перенести на w2 и излучить.
Таким образом, данная функциональная схема реализует двух­
канальную систему с частотным разделением каналов и rзремен­
· ным разделением работы абонентов в канале .
Она имеет следующие особенности : :
возможность увеличения количества операторов в канале до
~;рех-четырех с частичным подавлением передатчиков НАА .и
-. ' до . пяти-шести с полным их подавлением. При ЭТОl\1[ требования к
линейности тракта ЦРП по групповому сигналу увеличиваются
незначительно;
возможность реализации циркулярной или конференц-связи Зс!,
счет введения коммутации полос ка~, в )1⁄2Одуляторе, так и демоду­
ляторе НАА. Операторы коммутации при этом должны быть син­
хронизированы и могут управляться извне.
Вариант функциональной схемы НАА с коммутацией полос
для осуществления конференц-связи приведен на рис. 2. Комму­
таторы 1(1 и 1(2 выполняют переключение полос в модуляторе и
47

демодуляторе, соответственно; КЗ - коммутатор супресснрования
передатчика.
Описанная система не исключает выхода на внешние средства
связи прн наличии одного или двух демодуляторов в ЦРП, что до ­
статочно просто осушествляется при раздельном усилении полос
в ЦРП (см. рис. 1).
Переход от двух- к четырехканальной БСС, построенной по
аналогичному принципу, требует увеличения количества НАА до
восьми. При этом аппараты НАА 5-8 работают на другой паре
частот w3 и W4, а ЦРП должна содержать аналогичный о п исанно- ~
му тракт перено·са БОПС с шз на Ш4 и общие или раздельные с
l,)2 передатчик и излучатель.
При создании четырехканальной БСС прежде всего приходит­
ся решать задачу электромагнитной совместимости (ЭМС) спа­
ренны х 1,анаJJов самой БСС. Однако ее решение зависит от выбо­
ра диапазона частот.
ПредваритеJJьное рассмотрение функциональных характерис­
тик двухканальной БСС позволяет определить критерии выбора
диапазона частот. При этом опять приходится решать задачу
ЭМС. Система, функционирующая внутри объекта, практически
изолирована от внешних во,здействий, поэтому ЭМС должна осу­
ществляться только с внутренними электро- и радиосредствами.
При выходе на связь в ближней зоне вне ПО, кроме того, не­
обходимо учитывать совместимость с радиовещанием и служеб-
1-;ой радиосвязью.
Анализ ЭМС в диапазоне частот, ис1,лючающих широковеща­
тельные станции, приводит к выводу о целесообразности исполь­
зования УКВ или сверхдлинноволновоrо (СДВ) диапазона 30-
150 кГц.
При реализации четырехканальной системы на двух парах час­
тот возникает задача размещения этих частот на отводимом час ­
тот~-rом диапазоне при условии обеспечекия защиты приемников
ЦРП и НАА от помех со стороны своих передатчиков с учетом
влияния не только основного, но и гармониковых с п ектров. Для
выполнения этого условия необходимо, чтобы не только гармони­
ки спектров передатчиков и их комбинации не попадали в полосу
приемников, но и входные цепи приемников обладали необходи­
мой избирательностью по отношению к основным сигналам пере-
датчиков.
,,
Величина требуе~ой избиратель н ости вх6дных цепей зависит
от соотношения выходных мощностей передатчиков и чувствитель-
1-rости приемников. Для НАА с Р в· х ""'50 мВт и чувствительностью
приемника 100-150 мкВ и для ЦРП с Рв,,х =5-6 Вт и чувстви - "
тельностью приемника 30-50 мкВ требуемое значение ослабле-
ния составляет 120-125 дБ .
•
Ортогональное расположение приемной и передающих антенн
позволяет получить ослабление порядка 40 дБ [2]. Следовательно,
остальные 80-85 дБ должны быть получены за счет корректного •
48

..,
..,
выбора соотношения частот приема и передачи, а также формы
АЧХ входных цепей приемника. Рекомендуется [2] следующая ве ­
личина соотношения частот передачи и приема : /110 //11 ,,,.1 = 1,27 ---
1,55. При таком соотношении гармоники в канале приеыа, как
правило, отсутствуют.
Данное соотношение определяет переходную область между
подавляемой и пропускаемой частями спектра (относительную по­
лосу расфильтровки Л/n//), и, конечно, сложность используемого
фильтра . Получить требуемую величину /г.r/fпры и, следователь­
но, Л/р // =0,78-0,64 удается доступными техническими средства­
ми (с использованием LС-фильтров и ЭМФ) только в ди ·апазоне
СДВ. С ростом частоты при постоянном соотношении /пр //п ,-, ,,
увеличива,ется требуемый для четырехчастотной БСС частотный
участок, а при одновременном увеличении рабочих частот и умень ­
шении Л/р//р существенно возрастает сложность фильтров .
Кроме того, диапазон СДВ не исключает использования квази- .
резонансных усилителей и активных RС - фильтров, что является
существенным при создании носимой аппаратуры на основе гиб­
ридно - пленочной технологии и имеет решающее значение при вы­
боре СДВ по сравнению с УКВ.
В процессе выбора метода формирования ОБП в диапазоне
СДВ возникают задачи улучшения фильтрации, аналогичные рас­
смотренным для входных цепей НАА и ЦРП, но для полосы, оп­
ределяемой удвоенным значением нижней частоты модуляции
2Fм = 600 Гц. Для верхней частоты СДВ диапазона 150 кГц это
соответствует Л/р//~-=2Р,.//в ==;0,004, а для нижней (30 кГц) -
-Лfvlf,, = 0,02.
Полученные значения ЛJ p/J практически исключают примен е ­
ние фильтрового метода формирования ОБП ввиду необходимости
использования либо сложных фильтров LC на/ , либо кварцевых
фильтров, что является неприемлемым в условиях ограниченных
габаритов НАА.
Затруднительно также применение разновидности фильтрового
метода с промежуточным преобразованием частоты и фазофильт­
рового метода из-за необходимости формирования в НАА ироч­
ников сигнала с частотами, отличными от рабочей, для проведе­
ния про ме жуточных преобразований и необходимости частичного
применения фильтров. С точки зрения МИНijМИзации сложных
фильтрующи:No схем следует отдать предпочтение фазоразностно­
му методу формирования ОБП. Далее на основе двухфазного ме ­
тода будут рассмотрены функциональные схемы эле\1ентов трак­
та четырехканальной БСС .
На рис. 3 приведена функциональная схема передатчика НАА.
Источником напряжения несущей частоты является автогенера­
тор 6 со стабилизацией частоты кварцевым резонатором с после­
дующими управляемыми делителями частоты 7, 8, после которого
сигнал проходит через ФНЧ 9, существенно уменьшающий уровень
гармонических составляющих, . а также фазовращатель 10 и по-
4-1273
49

падает на преобразователь 5. На преобразов а тель подает с я и с иг ­
нал микроq:у:>на (ларингофона) 1 через фильтр-усилитель ТЧ •2,
3 и широкополосный фа з овращатель (ШФВ) (1 .
Преобразователь 5 формирует НБП или ВБП в з авис и мо сти
от управляющего сигнала.
Сформированная НБП (ВБП) после резонансного усилител я .,,
11 попадает на управляемый аттенюатор 12, усилител ь мощности
15 и передающую антенну 16.
2
3
4
1~-
μ...с.~
,f
13
!4
~- _Г~71.~~-
-{)
ПL'.,.::J V 1
1
_J
111
f'- .. -.
'
-1
@
отЛ!I llPil
~ыz}l~'--------+~,----------'
то
(f
Рис. 3., Функциощ~ льная схема пер едающей части НАА
Детектор 13 и УПТ 14 реализуют пороговую схему включения
аттенюатора и передатчика от появившегося сигнала . Логический
элемент 17 формирует управляющие сигналы на переключение не ­
сущей изменением коэффициента деления делителя 7 и форми - •
руемой боковой полосы НБП (ВБП) Е! преобразователе 5. Моно - •
хроматический сигнал частоты 4 (5) кГц может быть получен на
выходе делителя част0ты 8 и вводится на вход ШФВ 3 вместе с 1.
ТЧ. Устройство формирования и излучения сигнала частоты 4 (5)
кГц не обязательно включать в каждый НАА, поскольку сигнал
предназначен для принудительного переключения всех НАА ПО
на один канал для реализации циркулярной либо конференц-связи. ,,
Кроме того, НАА должен иметь ручное управление элемента-
ми 5, 7, 9, 11 и 16 -для переключения на разрешенные каналы .
• Возможно также управление аттенюатором 12 с помощью сигна­
ла, получаемого в приемнике, для реализации полудуплексной
связи. В состав передатчика включен управляемый делитель 8
для формирования сигналов с частотами ro 3 (ro4}, используемых в
50

демодуляторе nриемника. Применение кварцевой: стабилизаuии
при создании- сигналов несущих частот передачи и приема ш 1 _ 4
вызвано стремлением избежать асинхронизма при демодуляции и
ухудшения разборчивости и натуральности · речи при сдвигах
спектра ОБП (БОПС) [1]. Получение высокой ста.бильности час­
тоты сигналов управления с ы 5,6 =4 (5) кГц связано с особенное- .
тями выделения этих сигналов в приемной части НАА, где исполь­
ззуются узкополосные схемы квазирезонансных усилителей или
схемы с преобразователями сопротивления.
Введение управляющих сигналов в передаваемый спектр пу­
тем сложения его с сигналом ТЧ в связи с необходимостью рас­
ширения полосы точного поворота фазы в ШВФ 4 не обяазатель­
но. Один из возможных вариантов создания такого сигнала ~ до­
бавление сигнала с частотой w.1,2 ± w5,6 к уже сформирован н ому
сигналу ОБП ·на выходе преобразователя 5. Такое решение не­
сколько усложнит генераторную часть передатчика, зато избавит
от необходимости усложнения ШФВ 4, техническая реализация
которого для двухфазного метода основывается на использовании
гибридно-пленочной технологии.
При создании функциональной схемы приемника НАА (рис. 4)
использован фактор обратимости двухфазного метода формирова­
ния ОБП . Решая задачу демодуляции с использованием аналого ­
вых перемножителей (АП), можно показать, что ШВФ типа эле­
мента 4 (см. рис. 3) должна находиться на выходе демодулятора
перед элементами сложения или вычитания [1].
В связи с этим приемник содержит приемную антенну 1 и
входной полосовой фильтр 3, переключаемые с w3 на W4 элемен­
тами коммутации 2, 4 по сигналу управления с 25; управляемый
усилитель (или аттенюатор) 5 и усилитель 7; цепь АРУ, состоя­
щую из детектора 8 и УПТ 6. Собственно демодулятор содержит
два АП (10, 11), два ФНЧ (12, 13), ШФВ (14, 15), управляемые
элементы суммирования (16, 17) для выделения ВБП . и вычитания
(18, 19) для выделения . НБП, усилители полос (20, 21) и сумма ­
тор (22). ФНЧ 24 предназначен для отделения сигнала ТЧ от
сервисных сигналов с частотами w5,6 =4 (5) кГц . Часто д~я по-
давления этих сигналов в телефонном канале используются ре-
._
жекторные фильтры 'на основе инверторов сопротивления или
проводимости (гираторов) ;
Степень подавления сервисfiых сигн~лов и необходимость • их
~ подавления определяется ' при проработке алгоритма работы БСС
и зависит от времени присутствия этих сигналов в к~шале ТЧ ·и
мешающего воздействия,
Коммутатор с ручным и логическим управлением 27 служит
для отключения ТЛФУ , которое (при возм9жности принудитель­
ного включения извне) уменьшает слуховую утомляемость або•
нента.
Б1

52

Функциональная схема приемника НАА содержит также
фильтры выделения сервисных сигналов 23, 26, детекторы сигнала
частот и логическое устройство 25, совмещенное с элементами
ручного управления 29 и вырабатывающее сигнал переключения
на требуемую полосу элементов 1, 3, 16, 18 и включение ТЛФУ 30.
Примененный в блок-схеме вариант АРУ рассчитан на переда­
чу из ЦР.П БОПС с неподавленной (вновь замененной) несущей
(1)3 ( (1)4), что энергетически И схемотехнически вполне оправдано.
В противном случае возникает необходимость введения в состав
БОПС в схеме ЦРП сервисного сигнала частоты, например,
(1)4=4 кГц .
Достаточная степень коррекции характеристик распростране­
ния внутри ПО и в ближней зоне вне его модулированного сигна­
ла верхнего участка ТЧ (около 3,4 кГц), а также сервисного сиг­
нала 4 кГц позволяет использовать · посл.едний в качестве пилот­
тона для создания цепей АРУ и управления системой порогового
шумоподавления передатчика . В этом случае желательно непол­
ное подавление его в фильтре 24, создающее у абонента эффект
присутствия.
Реализация АРУ по пилот - тону частоты 4 кГц отодвигает сер­
висный сигнал управления переключением полос на частоту
5 кГц, что не всегда оправдано из-за увеличения полосы пропуска­
ния тракта НАА-ЦРП-НАА, поскольку· сигнал переключения
должен формироваться в НАА.
По этой причине желательно сохранение одного сервисного
сигнала частоты 4 кГц для выполнения переключения полос,
а схему АРУ в НАА реализовать на восстановленной несущей
или на использовании детектирования сигнала боковых полос · при
соответствующем выборе постоянных времени цепи АРУ [1].
Во входных цепях приемника НАА (входн·ые фильтр 3 и уси­
литель 5) необходимо использовать активные элементы с малым
уровнем собственных шумов, например, полевые транзисторы с
изолированным затвором типа КП305, передаточные характери­
стики которых имеют гарантированный квадратичный начальный
участок . и линейный участок при больших уровнях сигнала и поэ­
тому обеспечивают подавление- комбинационных составляющих
второго порядка до уровня 55-: -65 дБ и защиту приемника от на­
водок передатчика.
Возможно также использование двухтактных усилителей,
уменьшающих уровень искажений второго порядка до - ( 100-
105) дБ .
Центральный ретранслятор-переносчик обеспечивает усиление
и выравнивание уровня независимых боковых полос БОПС, пере­
нос спектра БОПС с частотой приема ffi1 (ffi2) на частоты переда­
чи ffi 3 ( ffi4), введение в спектр транслируемого сигнала несущей или,
при необходимости, сервисных сигналов с частотами [ffi 3 (,ffi4) ± ffis]
и излучение суммарного четырехканального сигнала внутри ПО.
На рис. 5 приведена часть схемы приема - передатчика ЦРП,
53

ел
.;.
f7 Гl_{.:_l
1 г-;нL /;/ I7 ,,
-
[]·•·.
-
. .... ;,
\
--
L,,c,:с•;, /,'.]
м12/iIГ
~-,Г-;:-j f,'. , _\: ... _.~
·1.,_·_:_-·.- .---
--•
,
,о ",,m~
L':__ -·--
•• ••• ••
_
_
__
~t!T
г!Jл 1
~·11;
L___ J
•
r,
tdi -
,_
С
q; _.,_______
tн-..,. ...--
~
!
2
3[-~1
1-_
_}-
и·сi,-~:.·::/. , ~
1.Ь
.
•
,••• ,
L/J
l'
J·"
.-
r
.
--
J
?б
,:,,;
J.
~
,/
г7
~[П{t~>it{:::; 1- izr '-, [', .
-
.
--
-
,., )
-
,, ,,...
. ; .,т-----1
,
/
; .:J-,J _. ,;,...>---,
9f!
1г.
и.1; -и.! •
,;
---
/11
'-, •
V
-
-
Гr:i] ,~
:1 ~L
~0
20
,..-''
~
•
l.~1Jt21н =1- 1
Рис. 5. Функциональ-ная схема приема-пере­
датчика центрального ретра~слятора-перенос­
чика, усиливающего и преобразующего сигна-
лы двух каналов на частоте ffi 1
..~
21·
• l.8
--
;t ,~
r f..,J
-
...
29
~ и}.r
d
_,
uJs :!:CJ.J, ,-
38
•
г-_---~
1---c.J2 - c,J'1-
1
i---- ( .,J *
.
L - - _ __j-----vJ~'!.Сиs-
-,.
!:>)

усиливающая и преобразующая сигналы двух каналов на частоте
ш 1 . Она содержит приемную антенну 1, фильтр и усилители 2, , 3
с полосой пропускания 2Q на (i).1, ЭМФ или аналогичные фильт­
ры выделения ВБП и НБП 4, 5 и каскады их раздельного усиле ­
ния 6, 7, охваченные АРУ по уровню боковых составляющих 8, 10
и 9, 11 с соответствующим выбором постоянных времени нагрузок
~
-
детектора , которые исключают демодуляцию полезной информа-
дии, заложенной в б,оковой полосе.
\
Восстановленный после сумматора 15 БОПС переносится . в
...
преобразователе 19 на (!)з, отфильтровывается в 26 от ненужных
продуктов перемножения , усиливается 32, 35 и после введения
несущей ш3 или сигнала пилот-тона ((i)3± ,(i)s} складывается в 36
с групповым сигналом каналов 3 и 4 .
Э,лементы 12, 13 , 17, 18, 24, 25, 31 входят в состав демодулято­
ра первого канала, ТЧ-сигнал которого при работающем ключе 33
поступает на внешнюю дальнюю связь.
Источники сигналов частот ((i)2-ffiз), (i)1, ffi3, (ffiз±ffis) построе­
н ы аналогично входящим в схему НАА . Они содержат общий ге­
нератор с кварцевой стабилизацией 16 и ряд программируемых
делителей частоты, настроенны х· на указанные частоты полосовых
фильтров, в задачу которых входит подавление гармонических
составляющих до уровня - (45~50) дБ . Такой же синтезатор час­
тот (38) предполагается использовать и для второй части ЦРП ,
переносящей спектр с (!)2 на Ш4.
Для создания рабочей сетки частот в ЦРП возможно исполь­
зование аналоговых методов, однако применение делителей часто­
ты с коэффициентом деления, устанавливаемым с точностью •• до
единицы, существенно упрощает решаемую задачу синтеза, хотя
и усложняет задачу фильтрации гармоник и импульсных наводок
как в приемной, т ак и в передающей части ЦРП.
Наиболее характерными элементами схемы (см. · рис. 5) явля­
ются входные каскады, которые по требованиям к шумам и подав­
лению комбинационных составляющих аналогичны соответствую­
щим элементам приемника НАА, и передающая антенна 37_ .
В многоканальной системе, как и в одноканальном варианте с
организацией участка канала от ЦРП до НАА на ТЧ, использует­
ся индуктивная связь между передатчиком ЦРП и приемником
~-
НАА . Принципы ее построения и подход к расчету антенн описа­
ны в [2]. Петлевая антенна в пределах объема ограниченногq ПО
обеспечивает малую степень неравномерности пол_я внутри и бы­
строе уменьшение напряженности вне пет.ли. Однако она непригод­
на для обеспечения связи в ближней зоне вне ПО. Поэтому отве­
д ение одного из каналов для связ1i в ближней зоне вне ПО требу­
ет использования самостоятельной антенны и , возможно, передат­
чика. Перспективным вариантом можно считать передающую
ферритовую антенну с плоским или круглым стержнем большого
р азмера.
55

Характерным элементом для всех трех рассмотренных схем яв­
ляется модулятор (демодулятор), выполняющий функцию синте ­
з аза ОБП . От качества его характеристик зависит сквозное раз­
деление ,кана:лов, построенных на одной частоте. Это совместно с
воздействием внешних факторов (например, акустических шумов
высокого уровня) в конечном итоге определяют качество связи.
Зависимость подавления ненужной боковой полосы принято ,,
рассматривать [1, 3] как функцию точности фазового сдвига широ­
кополосного фазовращателя сигнала ТЧ. Однако эксперимею:_аль-
ные данные показывают, что такая оценка недостаточна .
На рис. 6 приведена блок схема двухфазного метода форми­
рования ОБП.
2
Рис. 6.. Блок-схема формирователя ОБП,
построенная с использованием двухфазного
метода
Современная схемотехника предполагает использование в ка­
честве балансовых модуляторов БМ 1 и БМ 2 аналоговых пере­
множителей АП типа 435XAI, 140MAI, 526ПСI, 525ПС1 основой
• которых является сдвоенный дифференциальный усилитель с пе­
рекрестными связями [4, 5]. При суммировании сигналов на в ь1хо ­
де такие схемы выполняют функцию четырехквадрантного пере­
множителя с переменной крутизной. Способы получ е ни я л инейно­
сти по входам Х для сигнала ТЧ им(t) =Им соs Q.f (точки а и Ь на
ри с. 6) и по входам ·· У для сигнала несущей Ин (,t) = U 11 cos ш.t (точ­
к и с, d), также способы реализации точного перемножения по
типу :
(1)
(где kпр - коэффициент пропорциональности, являющийся функ­
цией параметров АП и условий его эксплуатации) , проанализиро­
ваньi в [5].
56
1.

Применительно к модуляторам реализации линейности по вхо-
4ам У (точки с, d), для и , (t) не является необходимой.
При достаточно больших и (t), когда и ., (i) )) Ит, выходная
функция. может быть выражена с использованием коммутацион-
ной ФУНКЦИИ s ;; (,t) ПО ТИПУ
•
(2)
где S н (t) - симметричная прямоугольная волна единичной ампли­
туды и частоты первой гармоники ш , [7].
Применение на выхрде модулятора фильтрации (например, с
помощью ФНЧ) восстанавливает перемноженные сигналы с ли­
нейной зависимостью от и ,,: (t).
Для анализа подавления ненужной боковой полосы с учетом
ошибок по амплитуде и фазе в фазщ~ращателях 1 и 2 и отклоне­
ния от линейного перемножения в БМ 1 и БМ 2 запишем сигналы
в точках а, Ь, с, d в следующем виде:
Има ({) = Им(l f al(a)cos(Q t + f a);
(3)
Имь(t).= Им(1+аКь)cos(Qt+fь);
Име(f)=Ин(1 + aкe ) cos(wt- 1c/4 + л ЧJе);
Uм d(t) = Ин(l + aкd)cos(wt + 1с/4 + ЛЧJd).
(41
(5)
(6)
В выражениях (3)-(6) учтены особенности ' реальной схемо- .
техники фазовращателей при создании фазового сдвига в элемен­
тах 1 и 2. Для получения постоянного фазового сдвига в дщша­
зоне частот ТЧ 300-3400 Гц используется разность фазовых ·сдви­
гов двух четырехполюсников. Даже при идеальной реализации
четырехполюсников, которые входят в ШФВ (элемент 1 на рис. 6),
построенные на основе равноволновой по Чебышеву полиномом
четвертого-пятого порядка аппроксимации ФЧХ в полосе ТЧ при
линейной АЧХ в той же полосе, имеем конечное, хотя и малое, от­
клонение 1Л<р разности фаз входных сигналов ШФВ (ере -- <f!ьl от
заданного фазового сдвига (в данном случае л/2) [8]. Как обыч ­
ная, так и гибридно - пленочная реализация ШРВ с учетом раз­
бросов номиналов элементов и во_здействия изменяющихся усло­
вий эксплуатации увеличивает отклонение ;Лер и приводит к появ­
лению отклонения АЧ Х от линейной и, следовательно, ошибок
коэффициентов передачи ,ЛК ~ и ЛК ь , относительные значения ко­
торых введены в формулы (3) и (4) .
Аналогичные доводы можно приве сти и для узкополосного
"
фазовращателя (ФВ) сигнала и , (t), с то й лишь разницеи, что он
реализуется, как правило, на двух или д аже одной ·RС-цепочке,
Фазовые составляющие в выражениях (5) и (6) отражают вы ­
полнение ФВ на ,RС-цепочках, каждая из которых имеет относи­
тельную ошибку коэффициента пер едачи ·бК е , d и ошибку фазово­
го сдвига ~'Фе, d ,
57

Учитывая относительный характер ошибок ФЧХ и АЧХ, при ­
ведем их к одному из выходов ШФВ и ФВ. Выражения (3)-(6)
примут следующий вид:
•
u,,,a(t) = ИмcosQt;
· (7)
Uмь(t) = Иы(l + ol(,)cos(Qt + 1t/2 + Лcp);
(R)
Инс(t) =U11COS W t;
Инd(t)= U11(1+ ОКн)COS(шt+1t/2+Дер),
где оКм = ·бКь-16Ка;
6Кн ='-ЬКа-1бКс;
Л1(J) =~ь -(J)a -п/Q .
Л1(J) =GJa-(J)c-л/2;
-,.
·-.--
(9)
(1О)
В результате перемножения в соответствии с ( 1) или (2) на
выходе БМ 1 имеем :
Uc(t)_= Кпр Им Инcoswt-cos Qt= U[cos(w - 9)~+ cos(w +Q)t].(11)
1
гдеИ=2 КпрИ"Ин.
Сигнал на выходе БМ 2 с учетом относительной ошибки коэф ­
фициента пропорциональности имеет вид :
и1 (t) = КпrИмИн(1 + oKпrHl + ~K")(l + ol(;,) X
ХCOS(wt+ 1t/2+дt]J)COS(Qt+ 1t/2+Дq;)
После преобразования получаем:
u1(t)=АИ\cos[(ы- Q)t+(дtjJ- 1ер)- cos[(w+Q)t+
+(Лq,+Лер)]!.
(12)
Складывая выражения (11) и (12) (элемент 3 на рис. 6) и
преобразуя их, выходной сигнал можно записать в виде:
.
uh(t)=U \ Bcos[(ш , -Q)t -l- ep'] + Ccos[(w --j- ~2)t + ep" ]J, (13)
где B = V1 + л2 +2Acos(Л<j, ·- д'f') ;
С=V1+А2-2Аcos(д'f+д'f') •
Первое слагаемое в выражении (13) - полезная НБП, вто­
рое~ неполностью подавленная ВБП. При отсутствии ошибок в
функциях элементов 1и 2, БМ 1и БМ 2 имеем А=il; ~'Ф=iЛ1ср=О
и В=2, а С=О. В противном случае коэффициент · подавления
ВБП при формировании НБП определяется соотношением С/В:
v-
1; l - zcos(Л']l + Л9)
Л,п , вбп
1
•
1тzcos(д<jl- Л'f)
(14)
гlеz= 1;\2 и А=(1 foKпp)(i+ви,,)(t+вин)·
58

1,
При выполнении элементом 3 функции вычитания на выходе
схемы формируется ВБП , относительный остаток НБП в которой
определяется:
1(,,_
-.
/l- ЕСОS(дф-дер)
п, ноп-_ V 1 +Есоs(Лф+д ср)
(15)
В (14) и (15) при малых . значениях относительных ошибок
оКп р , оИм , oU~ величина А может вычисляться приближенно:
А::::::: 1 +оКпr + оИм-i- оИн .
.Графическая ·интерпретация зависимости Кп , нбп = f (,Л,ср) для
четырех значений IЛ'ljJ при параметре о · приведена на рисунках
7-10. Расчеты и построения проведены ИЗ условия оКпр = оUм =
Кл ~5'Л , rlo
40
J",O
-
20
i
1
i
т
-3,2.
-z,o
- !,О -o,,r О O,,f' !,О
2, 0 LJ r;, гpail
Рис. 7. Зависим ость под авления нищней (верхней )
боковой полосы от ошибк и по фазе широкополосно ­
го фазовращат еля при отсутствии ошибки по фазе
узкополосного фазовращателя
59

=оИн=о. Семейство кривых к п, вбп = f(Л'<f)) при параметре () для
любых Л'lj,>0 симметрично относительно оси ординат семейству
К,,, н б н = f(Л1ЧJ) (кривые подJ.вления ВБП для о = О,1 % на
рис. 8- 1О). Для 1Л'ljJ = О зависимости К u, вбп и К n, нбп совпадают,
~ --~-
---
/',7, Н5П • i}{j
о ~t],1%
З,О
40
.5,0
-20
,1
-3,О -2,0
-!,О -О,,1 О 0,5' !,О
2,0 д }', грцrJ
Рис. 8. Зависимость подавления нижней (верхней)
боковой полосы п рн ошнб1,е по фазе узкополосного
фазовращателя , равной 1°
Анализ этих графиков (учитывая, что схема формирования ОБП
используется в НЛА для создания как ВБП, так и НБП) позволя-
ет сделать следующие выводы:
•
,
для получения одинакового подавления ненужной боковой по ­
лосы при переходе с канала ВБП на канал НБП необходима воз­
можно меньшая ошибка 1Л~J фазовращат~ля сигнала несущей
Ин (t);
для полу?ения подавления ненужной боковой полосы не ху-
60

·'
же -40 дБ необходимо иметь не только Л1ср < ± 0,75°, но и сум­
марную погрешность амплитуды в трех элементах модулятора
ШФВ, ФВ, БМ 1 и БМ 2 не более 1,5% с учетом всех факторов,
вызы в ающих это отклонение, включая точность расчета элемен­
тов схем ШФВ_ и ' ФВ , точность и з готовления и температурную
Кп,н.п ,tl!i
Кп,ил d=O,! %
5,0
-20
-J.O -2,О
-!,(J- O,f О 0,5 !,О
2,0 l19J , 2/JШl
Рис. 9. Зависимость подавления нижней (верхней)
боковой полосы при ошибке по фазе узкополосного
фазовращателя, равной 2
•
стабильность, отклонение от линейности перемножения в БМ 1 и
БМ 2 и их неидентичность во всех условиях эксплуатации. (По
экспериментальыым данным, подавление ВБП и НБП получается
разным и меньшим , чем по расчетам только на основе !Лср).
Вклад амплитудных ошибок при фазоразностном формирова ­
нии ОБП показан на рис . 11 , где приведено семейство кривых
Кп = f (,6! для !Л\j) = О при параметре системы Лср .
61

о,
1- :)
.-
Кп,н5п ,оь
Кn,В5П i!=O,l°/u
6=0,1]%,
- 5"5
._ .fO
-1/-0
-J,0
-2,0 -1,О -O,.f О . U,.f 1,0
2,0 /J Cf, г;щtl
Рис. 10. Зависимость подавления нижней (верхней)
боковой полосы ripи ошибке по фазе ркополщного
фазовращателя, равной 3
~-
~'; .
Kл,tJo
i---.--.----,----t-------,
/Jq;/= о"
-so·цi:..--+--+--1'---,---r
Ц2S
ц;;-
л9)..оQ
1
,L
- 20',CL.L_J__,.._____,___----1__
--1__
_
f},10,ZJ 0,5" ! .
2
3
'1-
rfK °/,.
Рис. 11. Зависимость подавления ненужной бо ­
ковой полосы фазора з ностным методом от ошибки
по амплитуде в элемента х формирователя ОБП
}•
,,,

При выработке требований к тракту на основе заданного
сквозного разделения каналов необходимо учесть вклад демоду­
лятора в НАА и преобразователя 19 в ,ЦРП. При этом вклад де­
модулятора в силу обратимости процесса может быть оценен на
основе выражений (14) и (15), а, сквозное разделение будет на
3-6 дБ меньше, чем разделение каналов В: модуляторе, при уело-
•
вии, что процессы в модуляторе и демодуляторе, в первом приб- ' •
лижении, статистически независимы.
Таким образом, создание двух- и четырехканальных •БСС на
основе независимых боковых полос с уровнем разделения каналов
порядка 35-40 ,цБ предполагает разработку ряда схем и актив­
ных элементов, предназначенных для работы в составе НАА при
напряжении питания порядка 5-6 В и минимально возможными
токами потребления.
К таким схемам относятся:
двухканальные ШФВ диапазона ТЧ с разностным сдвигом фаз
90±0,7° и :неравномерностью АЧХ не более 0,5%-1,0%;
ФВ диапазона СДВ, обеспечивающий установку фазового
сдвига на дискретных частотах 90 ± 0,2° и выходных амплитуд с
точностью не хуже О, 1-0,2 % ;
•
Прецизионный АП [9, 11] с погрешностью переМJ;юж~ния не бо­
лее 0,5 % , нелинейностью по выходу Х не более 0,5 % , пролезанием
по входам х, у не более 40-50 дБ, малосигнальной полосой поряд­
ка 10 мГц, полосой по максимальному выходному напряжению
около 150-1200 кГц.
Кроме того, анализ блок-схем передатчика, приемника НАА и
приемо-передатчц:ка ЦРП (см. рис. 3, 4 и 5) говорит о необходи­
мости выполнения аналоговых. схем [10], которые реализуют опе­
рации сложения и вычитания с точностью, лучшей О, 1-0,2 %, и
фильтровых схем, реализующих подавление, режекцию и анало­
гич·ные функции на уровне 40-60 дБ.
Для создания последних, также как для использования в сос­
таве ШФВ и ФВ, необходимы следующие ак-~:ивные элементы:
сдвоенные и счетверенные низковольтные микротоковые опера­
ционные усилители (ОУ) для диапазона ТЧ;
' широкополосные быстродействующие ОУ для диапазона СДВ
с малосигнальной полосой порядка 10-30 МГц, полосой по боль­
шому сигналу 200-300 •кГц и скоростью нарастания выходного
сигнала 20-100 В/мкс.
Одноканальная система описанного типа с индуктивной свя­
зью от ЦРП и НАА не требует высокой степени интеграции в ис­
rюльзуемой бескорпусной элементной базе в связи с ограниченны­
ми функциями приема-передатчиков •НАА. Это позволяет на ос­
нове распространенных бескорпусных микросхем серий 775, 129
и аналогичных , (775УВ2, 775УВ3, 775ДА1, 129НТ1, 2ТС393,
2ПO202I, а также комплементарных транзисторов типа КТС394,
КТ395 создать НАА небольших габаритов и массы.
При переходе на двух-четырехканальную БСС необходимо су-
63

щественное увели:чение интеграции в силу усложнения функций,
выполняемых носимой аппаратурой. В такой аппаратуре необхо­
димо использование целых микроузлов для создания схем четы­
рехквадрантного АП, гираторных индуктивностей и подобных эле ­
ментов.
Кроме аналоговых задач, необхо д имо выполнение целого ряда
коммутационно-логических операций, обеспечивающих независи­
мое принудительное переключение двух или четырех каналов ,
а также решение задач программного управления для синтеза
опорных частот , например, на основ е микросхем типа 564И Е 15.
В таких системах перспективно использование аналогоцифро вых
программируемых СБИС на основе , например, И 2Л технологии.
ЛИТЕРАТ У РА
1.Верзунов М.В., Лобанов И.В., Семенов А.М. Однопо­
лосная модуляция. М.: Госиздат по вопросам связи и радио, 1962 .
2. Ш в а р ц Б. А. О п еративная беспроводная индуктивная связь внутри.
предприятия. М.: Связь, 1978.
1
•
3. Лев А. Ю. Теоретические основы многоканальной связи . М .: Связь,
1978.
•
4 . Аналоговые гибрид н ые интегральные микросхемы для а п паратуры связи
/Под ред. Мирошниченко А. И . Л.: Изд - во ЛВВИУС им. Ленсовета, 1978.
5. Анал оговые и цифровые ·интегральные схемы /Под ред. Якубовского С. В.
М.: Сов . радио, 1979.
6. Справочник по линейным схемам /Под ред. Шейнголда Д. М.: Мир, 1977 .
7. Греб е н А. Б . Проектирование • аналоговых интегральных схем. М . :
Энергия, 1976.
8. А пр он е н к о В . Л. Электрические линии задержки и фазов р ащатели .
М.: Связь, 1973.
9. Л а м е к ин В. Ф. Быстродействующие а н алоговые перемножители.
-
Техн и ка средств связи. Сер . ТПС, 1980, вып. 11 (55).
10 . Ламе к ин В . Ф. Синтез сложных аналоговых интегральных схем с
регул я рной структурой. - Техника средств связи. Сер. ТПС, 1979, вып. 11 (44).
11. Л а м е к ин В. Ф. Матрические аналоговые перемножители для МЭА
связи , - Техника средств связи. Сер. ТПС , 1979 вып., 11(44).
УДК 621.395.5
Статья поступила в июне 1982 года
А. И. Зейфас, канд. техн. наук В. Ф. Ламекин,
А. В. Придорогин, В. М. Шебеда
СИСТЕМА ТЕЛЕФОННОЙ И ГРОМКОГОВОРЯЩЕЙ СВЯЗИ
С ЦЕНТРАЛИЗОВАННЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
Для оценю1 качества проектируемых систем связи предлагается
использовать уровень информативных потерь, обусловливаемых
помехами в данной системе. Рассматриваются в опросы проектиро-
\'
вания системы телефонной и громкоговорящей связи на промышлен -
·г
ном объекте большой протяженности, характеризуемом акустичес-
ким шумом значительной интенсивности.
При проектировании систем связи высокой сложности для
/
.
оценки качества аппарат,уры приходится сопоставлять значитель-
ное число параметров, характеризующих ее работу. Поскольку
64

анализируемые параметры весьма косвенно коррелированы, воз ­
никает неоднозначность оценки. Например; для определения необ­
ходимого и достаточного увеличения габаритов разрабатываемой
аппаратуры, имеющей более широкие функциональные возмож ­
ности по сравнению с существующей, необходим выбор обобщаю­
щего критерия, С · помощью которого возможно сравнивать качест­
венный уровень различных систем связи.
Сравнительную оценку систем связи целесообразно произво­
дить по уровню информативных потерь, обусловливаемых помеха-
;, ми в системе. Подобный подход позволяет осуществить разработ­
ку радиоэл.ектронной аппаратуры высокого качества.
В настоящее время на промышленных объектах, которые име­
ют большую протяженность и характеризуются акустическим шу­
мом значительной интенсивности, ряд работ не ivюжет выполнять­
ся без применения телефонной и громкоговорящей связн . Это обус­
ловлено тем, что решение · задач производства требует участия
• большого количества операторов,
находящих<i:я на достаточно
большом расстоянии друг от друга. Характерной особенностью си­
стем связи на таких объектах является использование централизо­
ванного управления абонентскими телефонными (громкоговоря­
щими) каналами, что дает возможность осуществлять руководст­
во операторами (абонентами системы) в целях решения единой
производственной задачи.
•
К:ачество обмена информацией в системе связи на промышлен­
ном объекте в значительной мере определяется уровнем информа­
тивных потерь: чем ниже потери, тем выше качество.
Основным источником помех, обусловливающих уровень ·· ин­
формативных потерь в системе телефонной и громкоговорящей
связи на промышленном объекте принято · считать акустический
шум. Однако на уровень информативных потерь оказывает влия­
ние и звуковой фон, вызванный действием электропомех. Переры ­
вы связи за счет конечного времени переключения из одного ре­
жима в другой или в результате кратковременной аварии также
могут рассматриваться как , помехи, возникающие в каналах свя­
зи. Адекватно возникновению помех в системе отвлечение опера­
тора, вызванное неудобством пользования оборудованием систе-
мы и приводящее к потере информации.
.
Таким образом, если количество информации, которая содер­
жится в принятой совокупности сообщений относительно передан­
ной Х [1], равно
j(Y, . Х) = Н(Х)- Н(Х/ У),
где Н (Х) - передаваемое количество информации;
Н(Х/У) - потеря информации, обусловленная помехами ,
то
5-1273
k
Н(Х/У)=Нш+нф+~Нп;'
..-.1
i=l
(1)
(2)
65

где Нш - потеря информации, обусловленная воздействием акус­
стическоrо шума;
Н Ф - потеря информации, обусловленная наличием фона, на-
водимого в звуковых цепях системы;
,
Н п 1 - потеря информации, обусловленная перерывами связи в
системе.
Снижение суммарной величи'ны потерь информации Н (Х/ У) -
основная задача при проектировании системъr - телефонной и гром ­
коговорящей связи на промышленном объекте. Она решается пу­
тем минимизации каждой из составляющих потерь; представлен­
ных в (2) . При этом достигается основная практическая цель: соз­
дание системы связи, о,беспечивающей эффективную работу опе­
раторов на промышленном объекте. Ниже рассматриваются важ­
нейшие 1:1опроi::ы проектирования при построении реальной систе­
мы связи .с централизованным управлением .
Выбор акустических преобразователей в значительной мере
определяет величину потерь информ-ации Нш, вызванных воздейст­
вием шума, спеrпр которого находится в области звуковых частот .
Правильность выбора обусловливает показатель разборчивости
речи, определяеМJ:,rй методом артикуляционных испытаний [2].
При использовании микротелефонной гарнитуры в шумах с
уровнем интенсивности, не превышающем 80 дБ, обеспечивается
требуемая разборчивость речи. В этом случае эффективно также
при.менение громкоговорящей связи. Если уровень интенсивности
акустических шумов превышает 80 дБ, то для получения удовлет­
ворительной разборчивости речи необходимо пользоваться ШJrемо­
фонами, которые оснащены шумостойкими заглушками. Исполь ­
зование громкоговорящей связи в этом случае неприемлемо.
При работе на промышленном объекте голову оператора мо­
жет закрывать специальный шлем, который служит для огражде­
ния органов дыхания и зрения от вредного воздействия внешней
среды. В этом случае применение шлемофона можно считать обя­
зательным, так как расчетная величина отдачи головного телефо­
на, находящегося под :Заглушкой шлемофона, обеспечивает необ-
ходимую разборчивость речи.
_
В зависимости от требуемой шумостойкости и условий работы
оператора для передачи речи используются микрофоны или ларин­
гофоны. Как показала практика, при работе операторов в ' дыха­
тельной маске (респираторе) размещение микрофонов в ней не
является эффективным: шумы дыхательного движения ухудшают
условия связи, создают сильные помехи. В этом случае наиболь ­
ший успех приносит применение ларингофонов, располагаемых на
гортани оператора и не обладающих чувствительностью к движе­
нию воздуха в респираторе.
Электрическая схема усилительного тракта предлагаемой си­
стемы связи приведена на рис. 1. Управление режимом работы
усилительного тракта производится с пульта управления вклю­
чением и выключением электронных _ коммутаторов Кл, f<м, КтФ•
66

•.
Кгr: При этом каждому оператору (группе операторов) о.беспечк­
вается отдельно телефонная или громкоговорящая связь, включе ­
ние или выключение цепи прослушивания или п ередачи. Р~гулнро -
. вание
громкости каждому оператору также осуществляется с пуль­
та управления .
К, , г1!!-~.~
,.,. -l2_r---u___j
!
1
~Rдtl Trp,.,
~-q.
Рнс . 1. Функциональная схема усилительного тракта:
Л1,..Лп
-
ларингофоны операторов; У Л 1 .. У Л 11 - ларингофон ,
ныс усилители; Кл , Ктф - электронные) коммутаторы ларин ­
гофонных и телефонных церей; УТ 1 . .. УТп
-
телефонные уснли-
• телн; R, ... Rn - регуляторы громкости; Тф, . . .Тфп
-
головны~
телефоны; J\11 - микрофон; YJ\11 - микрофuнный усилитель;
1(,, -
электронный переключатель микрофонной и ларингофон ­
ной цепей; Krμ - электронный переключатель цепи громко ­
говорителя ; УГ - уситпель громкоговорителя ; Гр
.-
гром- .
коrоворитель
Информационное сообщение в такой системе . электрический
сигнал в диапазоне частот 300'-3400 Гц с неравномерностью ам­
плитудно-частотной характеристики не более 6 . д Б . Коэффициент
гармоник не превышает 10%.
Питание элементов электр~1ческой схемы осуществляется от
стабилизированных источни·ков питания ; цепи пнтания, подводи­
мые к узлам и приборам системы, являются двухпроводными
(симметричными относительно корпуса системы). · Заземление об­
щего провода в целях обеспечения безопасности операторов систе ­
мы, производится лишь в одной точке.
Звуковые цепи усилительного тракта также являются двухпро­
водными и заключены в экран. Такое построение электрической
схемы позволяет свести к минимуму звуковой фон nромышленных
частот, прослушиваемый в головных телефонах или громкогово­
рителях системы в результате электромагнитных наводок на зву­
ковые цеhи системы. Тем самым достигается снижение величины
информативных потерь Н Ф до минимума .
Для у_меньшения информативных потерь, возникающих в ре­
зультате конечного времени переключения системы из одного ре­
жима в другой (Н п) нанболее эффективно использовать _ в · ка:чест ­
~е . органов управ~'7НИЯ tе.н:со_рн1:>1е r:r~p~.к:Jцo;ra:i:eшi ;: ~то J!9ЗBOqJ,!1T
67

обеспечить легкость и удобство управления режимом работы сис ­
темы и производить переключение с наименьшими затратами вре-
мени [3, 4}.
•
. Однако
при выборе сенсорного переключателя приходится оце­
нивать стабильность его работьi с учетом воздействия дест аб и ли­
зирующих факторов, так как состояние сенсорного переключате- ..,
ля зависит от целого ряда параметров, каждый из котроых в ре­
альной системе имеет отклонение от своего номинального значения
в допусковом интервале:
напряжение питания - в пределах стабильности работы ис ­
точника питания;
импеданс , вносимый оператором для переключения сенсорно го
переключателя из одно.го состояния · в другое - в пределах , опр е­
деляемых индивидуальностью оператора;
параметры комплектующих элементов ~ в пределах , оговор е н - ·
ных техническими условиями на эти элементы;
величина э,лектромагнитных наводок - в пределах , определя е­
мых меняющимися условиями работы на про м ышленном объекте .
Учитывая , что разброс значений перечисJ1енных параметров
носит случайцый характер, стабильность работы сенсорного нере ­
ключателя определяется как вероятность того, что его работоспо­
собность находится в заданных пределах в момент времени t.
В этом случае для оценки работоспособности сенсорного переклю­
чателя применимы методы теории чувствительности [5].
Действительно, допустим, что работоспособность рассматри -
ваемой системы
сенсорного переключателя - оценивается по -
казателем
где а 1 , а2, ... , ат - случайные параметры с
о
u
о
математическим
и дисперсиями
Допустим, что
Вследствие этого
ожиданием а.1,а2, . . . , ат
?
2
')
ai,а2,••·,cr;i
величина
...'
(i=l, 2, ... ,т).
(3)
гдеU;(t)=('_!!____)
-
функция чувствительности, представ-
да; А ~;=0
ляющая собой частную производную
от показателя работоспособности.
Для случайной величины (3) имеем следующие математичес ­
к·ие ожидания и дисперсию (с учетом того, что корреляционный
68

момент различных параметров рассматриваемой системы равен
нулю):
111
(4)
о2 = '"'U2L'i)a2 ,
)1
~l
f.
i=I
В случае, если параметры а 1 , а2, . .. , ат распределены
по нор­
мальному закону, вероятность того, что показатель J наход1п;ся
в допустимых пределах [J~, Jg ], будет
р(.11<J< JR, 1) ~ +!фIJt;:,:2 ]-~ ф [J~;:,:~] ]} , (5]
где Ф (Z) - интеграл вероятности вида
t
Ф(Z)= i2_ re-1 2 dt.
-v1t .)
о
Экспериментальная проверка различных типов сенсорных пе­
реключателей показала, что по стабильности работы наиболее
распространенные из них не отвечают предъявляемым требова­
ниям. Это обусловлено, в первую очередь, высокой чувствитель­
ностью порогового устройства, являющегося неотъемлемой состав­
ной частью такого переключателя .
В [6] рассмотрена схема переключателя, в ·которой в значитель­
ной мере расширена зона допусковых значений вносимого опера ­
тором импеданса . Включение схемы производится в момент преры­
вания светового потока от светодиода к фототранзистору шторкой,
приводимой в движение пальцем оператора. Наличие подвижного
механизма с возвратной пружиной значительно снижает надеж­
ность устройства в целом и повышает стоимость его изготовления.
Разработан опто -электронный переключатель, в состав которо­
го не входят механически движущиеся части · (рис . 2) . Используе ­
мый в предлагаемом устройстве светодиод ЗЛ107 излучает све­
товой поток в инфракрасном диапазоне, а в качестве фотоприем ­
ника применяется фототранзистор ФТ2К. Сигнал с фотоприемни ­
ка поступает на пороговое устройство - компаратор на операци­
онном усилителе (ОУ) . [7] (рис, 3). Выходной сигнал с компара ­
тора поступает на логическую схему управления. Прерывание
.,, светового потока от светоизлучающего диода V1 к фототранзис­
тору V2 в рассматриваемой конструкции осуществляется пальцем
оператора, шщладываемым на площадку сенсорного переключа ­
теля. Случайные срабатывания от электропомех и посторонних
радио- или оптических излучений исключаются. Практика под­
твердила надежность разработанного сенсорного пере_ключа-
69

теля. Управление работой такого переключателя может произво -
диться рукой оператора в перчатке.
•
Дш1 сшfжения энтропии системы в целях сокращения времени
отыскания неисправности и восстановления системы, . т. е. у мень­
шения: одной из составляющих {Н п;) выр·ажения (2) может быть
использована встроенная сис~ема автоматического
контроля
(ВСАК) . Нйже рассJ14отрены основные принципы, использо&анные ,
при построении ВСАК применительно к системам телефонной и
громкоговорящей связ-и.
•
.J. '
Рис. 2. Сенсорный переключатель:
1 - фототранзистор; 2 - светодио д
Основной проблемой при проектировании ВСАК, как показа­
ла практика, явилось достижение ее стабильной работы для дос­
товерного контроля наиболее важных параметров усилительного
тракта, имеющих разброс в допусковом интервале.
70
!{f
~
V1
Р1:1с . 3. Принци п иальная ,схема сенсорно­
го переключателя

Это обусловлено тем, что вступает в силу противоречие меж­
ду требованиями по минимизации rабаритно-весовых характерис­
тик (ГВХ) системы и стабильностью работы ВСАК, так как дос­
тижение стабильной работы ВСАК требует повышения ее слож­
ности, а это влечет за собой увеличение ГВХ.
8/,/XOd
Рис. 4. Функциональная схема включения элементов
ВСАК в усилительный тракт:
Г ~ генератор измерительного сигнала; АКхх - схе­
ма, обеспечивающая автоматический контроль при
. возникновении
холостого хода (обрыва) в цепи на -
грузки; АКкз-: схема, обеспечивающая · автоматичес­
кий контроль при возникновении короткого замыка­
ния в цепи нагруз1ш; Rизм - измерительный ризис-
' тор;
С ш 1 - конденсатор, шунтирующий регулятор
громкости R на частоте измерительного сигнала;
Сш 2 - конденсатор, шунтирующий телефон Тф на
частоте измерительного · сигнала
В предлагаемой схеме построения , приведенной на рис . 4, на­
шли отражение попытки найти оптимальное соотношение между
ГВХ ВСАК, обеспечивающей достоверный контроль, и требуемой
эффективностью ее работы (чем больше число контролируемых
параметров, тем выше эффектив1-юсть) . Данная · схема позволяет
.достоверно осуществлять контроль исправности цепей приема ин ­
формации каждого оператора, повышая вероятность того , что
команда, переданная данному оператору, будет принята. Таким
образом , подобная ВСАК осуществляет контроJJь наиболее важ ­
ных параметров рассматриваемой системы с централизованным
управлением, так как в аварийной ситуации на промышленном
объекте требуется, в первую очередь, достоверная передача ин­
формации, в соответствии с которой оператор должен действовать
71

в реальной обстановке . Разброс параметров усилительного тparcra
в данной системе минимальный, что обеспечивается применением
операционных усилитеJ1ей, охватываемых глубокой отрицательной
обратной связью.
Генератор измерительного сигнала схемы ВСАК (см. рис . 4)
вырабатывает синусоидальный сигнал частотой 20 кГц , что лежит
За пределами частотного диапазона колебаний, воспринимаемых '\
ухом оператора. Схемы АКхх и АК"а . вырабатывают сигнал в
двоичной форме: сигнал логического «О» свидетельствует об ис­
правности проверяемой цепи, а при возникновении неисправности
схемы АКхх и АКкз вырабатывают сигнал логической «1» . Такое
построение схемы ВСАК дает возмо .жность осуществлять автома­
тический контроль исправности цепей прослушивания речевого
сообщения каждого оператора . При этом обеспечивается провер-
ка усилительных элементов тракта, его элементов коммутации,
а также соединительных цепей между ними.
На рис. 5 приведена блок - схема разработанной системы теле­
фонной и громкоговорящей связи с централизованным управ J1е ­
нием .
72
К гарнцтуре
оператора
flpt100fl
, ! оператора
I гfytma oпepamopuff
К d1,111oc11oмq
MtlKf!OtpOH!/
ЛpliOOfJ
оперитора
n;щ,т ynpllfдeHllЯ
nерехоdная колоdк~
!lзел
опеtиторсr
к шлeM0qJ0Htj
Jl _группа опе1111то;,08
Лe,oexoilllf1J1 kOЛOUKll
Ш гflf/lhll oпejlamopod
Рис, 5. Блок-схема системы телефонной и громкоговорящей
связи с централизованным управлением

В соответствии с выполняемыми функциями операторы , под ­
ключаемые к системе связи, условно разбиты на три группы.
I группа, работающая в акустических шхмах небольшой интен ­
сивности (до 80 дБ), оснащается микротелефонной . гарнитурой
или (для ведения громкоговорящей связи) выносным микрофо ­
ном. Гарнитура или выносной микрофон подключаются для веде ­
ния переговоров к прибору оператора, расположенному на его ра ­
бочем месте. Выносной микрофон вместе с микрофонным усили­
телем размещен в специальной ручке, которая соединяется. с при­
бором оператора длинным гибким шнуром. Это позволяет dпера­
тору, работающему с выносным микрофоном, свободно переме ­
щаться для выполнения необходимых операций в пределах длины
шнура.
.
,
Операторы II и III групп могут работать в помещениях с акус­
тическим шумом большой интенсивности .(свыше 80 дБ), поэтому
о.ни применяют шлемофоны. Для ведения эффективной передачи и
приема информации операторы II и III групп исполь:;зуют носи­
мые абонентские устройства - узлы оператора .
В централизованньrй пульт управления входят :
логическая схема управления;
элементы коммутации и индикации;
усилительные элементы, в том числе · сумматор и телефонные
усилители каждого оператора;
регуляторы громкости для каждого оператора;
встроенная система автоматического контроля (ВСАК);
источники питания и схема управления, обеспеч1fвающая авто-
матическое переключение на аварийный источник питания (акку ­
муляторы) при возникновении неисправности.
В состав прибора оператора входят:
усилитель-сумматор, на вход которого подается напряжение с
выхода микрофонных усилителей гарнитуры или выносного мик­
рофона;
элементы коммутации, обеспечивающие переключение звуковых
цепей путем дистанционного управления с центрального пульта
'для включения телефонной или громкоговорящей связи данному
оператору;
усилитель громкоговорителя.
Узел оператора, располагаемый под з а глушкой шлемофона , со ­
стоит из ларингофонного (микрофонного) усилителя , а также ре ­
зисторов и конденсаторов, обеспечивающих сопряжение по элек ­
трическим цепям .
Опе,раторы II и III групп подключаются через шлемофонные
разъемы соединительными кабелями к системе с помощью. соеди­
нительных колодок, которые размещаются вблизи (или внутри)
тех участков промышленного объекта, где они работают.
Разработанная система телефонной и громкоговорящей связи
с центраJiизованным управлением изготовлена и ввеJ,I.ена в экс­
плуатацию. Работа системы на промышленном объекте показа-
73

ла, что заложенные схемотехнические решения позволяют эффек ­
тив1-ю управлять производственным процессом в условиях большой
протя_женности объекта, характеризуемого уровнем аку;стического
шума значительной интенсивности.
Таким образом, предложенный подход к проектированию сие-
•тем телефонной и громкоговорящей связи с ц·ентрализованным уп­
равлением по критерию снижения уровш~: информативных потерь ч
может быть использован при создании широкого класса систем
связи .
ЛИТЕРАТУРА
1. Клюев Н. И. Информационные основы передачи сообщений . М .: Сов .
радио, 1966.
2. Ф л ан а га н Дж. Л. Анализ, синтез и восприятие речи /Пер. с англ.
под ред. Пирогова А. А М. : Связь , 1968.
3. К а ми хм ан С. Г., Шт ей т м ан Б. И. Электронные переключатели
с сенсорным управлением. - Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРПА, 1975 ,
вып. 1.
4. Чист я к о в Н. И. Радиоприемные устройства. М.: Сов. радио, 1978.
5. Городецкий В. И., Захарии Ф. М., Розенвассер · Е . Н. ,
Юс у по 1! Р. М. Методы теории чувствительности в автоматическом управле­
нии. М.: Энергия, 1971.
6. Горохов В. А., Рыбако.в В. С., Бисярин А. В. <;::хемотех­
ника интегральных оптоэлектронных клавишных устройств. - В кн.· «Полупро-
водниковая электроника в технике связи», вып. ' !9. М.: Связь , 1978.
,
7.Шац С., Ламек-ин В., Майборода А. Элементы теории опе­
рационных у силителей. ;I. 1.
-
Зарубежная радиоэлектроника, 1979, No 2.
Статья по·ступила в , июне 1982 года
УДК 681 .34.621
Канд . техн . наук Ю . Д. Беспятов
ОЦЕНКА ЖИВУЧЕСТИ ОБЪЕКТОВЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ
Рассматрнвается методика расчета жи вучести объектовы х сис­
т ем связи н а основе оценки вероятности выхода из строя узлов си­
стемы при еди ничном повреждении. С целью повышеtщя живучести
целесообразна децентрализация блоков коммутации и управления
системы . Производится расчет звездообразной , кольцевой и кольце­
в о й дв у н а правленноii систем связи .
Для ряда подвижных объектов выход из строя системы связи
практически означает полн у ю или ча стичн ую потерю работоспо - ,
собности самого объекта . Вероятность выхода из строя системы
связи находится в определенной зависимости от вероятности ме ­
ханического повреждения подвижного объекта.
Под термином «живучесть» (Ж) • будем понимать величину ,
., ,.
обратную вероятности ·выхода из строя системь~ связи в резуль ­
тате единичного механического повреждения (Рвых)- Система
связи считается вышедшей из строя в том случае , когда она пере­
стает обеспечивать заданный минимум функциональных возмож ­
ностей абонентов. -
74

'
Понятие выхода из строя системы подразумевает, наJшчие не­
которого функционального , и, следовательно, аппаратурного ре­
зерва. В п р отИВJ:IОМ случае любое повреждение системы ведет к
изменению функциональных возможностей , т. е. к выходу систе-
мы из строя .
_
.
В общем случае любая система связи может быть разбита на
...
функциональные блоки и линии связи (узлы системы). Каждый
узел имеет определенную вероятность выхода из строя, завися­
щую от степени резервирования данного узла и выполняемых им
функций. Вероятность выхода из строя системы определяется вы­
ражением:
п
рвых =. ~ Р1 в1,1х,
L
•
=1
(1)
'
где п - общее число узлов системы. В случае нерезервирован -
ной системы Рвых - 1.
Следуя классическому определению . вероятности ( 1), .
р = пk; (..!!!2.._)
. . : __ (.!!!i .._)ki
вых
,
j=l
/1. j
n
(2)
где т 1 - количество вариаций вывода из строя i-го узла систе­
мы, включая и прямое повреждение данного узла (т1
в большинстве случаев определяется количеством пос­
ледователь!iо соединенных нерезервироваННЫХ узлов);
k,-
количество резервных вариаций, дублирующих функцио ­
нирование i-rb узла в пределах минимума функцио ­
нальных возможностей.
Методика расчета живучести системы· состоит в следующем:
формулируется минимум функциощ1льных возможностей сис ­
темы связи, при котором гарантируется нормальное функциониро­
вание экипажа подвижного объекта;
определяется общее число узлов системы (п) , влияющих • на
ее функционирование;
рассчитывается математическое _ ожидани е прямог о вы х ода и з
строя i-го узла системы , т. е .
1•
Рвых= -
;
/7,
(3)
путем анали з а системы определяются величины т1 и k 1 для
каждого из узлов ;
по формуле (2) определяется величина Р1 вс:х ;
по формуле ( 1) вычлсляется величина Р I вых , а затем величи -
1
наЖ=--.
Рвых
На основании расчета можно проследить «узкие » места систе ­
мы и выработать мероприятия по общему повышению ее живуче-
75

сти, например, введением дополнительного резервирования или
установкой критических узлов в наименее уязвимых местах под­
вижного объекта.
В настоящее время разработчики используют два основных
принципа организации объектовых систем _связи: с централизо­
ванной и децентрализованной системами управления коммутаци -
онными полями. Наиболее характерными представителями систем "
первого типа являются звездообразные системы, систем второго·
типа - цифровые кольцевые системы, работающие в· старт - стоп-
ном режиме.
Для обоих типов систем сформулируем одинаковый минимум
функциональных возможностей:
обеспечение внутренней связи между абонентами системы;
выход одного абонента на одно радиосредство.
АА
Рис . 1. Звездообраэf{ая система объектовой связи:
АА - аппарат абонента; БМК
-
блок местных
!{Оммутаций; РС - радиосредство ; ЛС
-
линия
связи
Звездообразная система 1 (рис. 1) функционирует следующим ,.
образом. Коммута ц ия каналов внутренней связи осуществляется
БМК, а коммутация каналов внешней связи - БМКа . В исключи­
тельных случаях (например, при выходе из строя .БМК) каналы
внутренней связи могут коммутироваться БМКа (обеспечивая за ­
данный минимум функциональных возможностей абонентов).
76

Цифровая кольцевая система 2 (рис. 2) функционирует следу ­
ющим образом. При поступлении на БМК информации от аппара ­
та абонента (АА) формируется групповой сигнал, состоящий из
нескольких битов информации синхронизации, нескольких битов
информации управления (адресации передаваемой информации) и
-"
нескольких •битов •речевой информации. Сформированный группо­
вой сигнал передается в одном направлении на соседний БМК,
Рис . 2. Кольцевая объектовая с истем а связи
где осуществляется запоминание , выборка информации, адресо­
ванной данному БМК, и формирование новой группы, передавае­
мой очередному соседнему блоку . Поскольку операции выборки и
формирования группы осуществляются в соответствии с частотой
тактового генератора данного БМК, дополнительной централизо­
ванной синхронизации не требуется .\
Система «двунаправленное кольцо» 3 (рис. 3) функционирует
так же, как и предыдущая, но информация передается одновре ­
менно двум соседним блокам.
Для определенности зададим численные величины w = v = 3,
где w - количество абонентов, v - количество радиосредств .
Анализ работы рассмотренных систем определяет общее чис ­
ло узлов:
п1 =2vБMI< +2wлс =8
n2=(w+v)Бмк+(w+v)лс=2(w+v)= 12
n5 = (w+v)Бмк+2(w+v)лс=3(w_;
_ v)=18
77

Рпс . 3. Об ъ е~с_r овая система связи «д вунаправленное !(Ольцо »
Результаты расчета )iшвучести этих систем приведены в таб­
ли цах 1-3, соответ~твенно (х - количест·во однотиш-iых узлов ) .
Наиме нование 1 ·-
1·
узла _ Pi вых
БМК
1
Бiv\1-( 0
1
1
О,i25 1
лс
1
ЛС0
i
1
ж
Наименование j ·-
1
vзла
pi вых
БМК
:rc
ж
78
} 0,08:33 .
1
1
.,
...
2
Пlj
]
l
Р; вых
2
0.015G
l
О, 1250
2
0,0625
2
0,0625
3
5,75.10- 4
2
6,92- 10 :- 3
'l,
1
11
3
'J
<,)
6
6
Таблица
0,0156
О, 1250
О, 1875
О, 1875
4,156-io- ,
2,4
Таб ..1нца 2
3,35- 10- 3
4,152-10 - 2
4,487- l0 - ·
2
22,2

Таблиuа 3
Наиме нование 1 -
узла
.
Pi вых
Р;вык
БМК
}1
1
3
1,76-10-4
6
3,24 -10 -3
лс
0,056
1
3
1,76-10-4
!2
Рвых
ж
3,24 -10-3
.
309 ,0
Таким образом , системы с распределенным управ_лением име­
ют значительно более высокую живучесть , чем системы с центра ­
лизованным управлением , что в общем случае объясняется уве ­
личением количества узлов системы и вариаций взаимного дуб ­
лирования узлов . Однако увеличение количества узлов системы
ведет в общем случае к ухудшению масса - габаритных характерис ­
тик системы в целом , поэтому в ряде случаев приходится созн а ­
тельно жертвовать живучестью в целях улучшения массо - габарит ­
ных характеристик . В большей степени это относится к объекта_м ,
имеющим защиту против механических повреждений.
Физическая интерпретация понятия «живучесть » состои т в сле­
дующем. Поскольку вероятность, по определению, есть величина,
обратная количеству попыток произвести определенное действие,
то живучесть может быть интегрирована I<ак среднее число по ­
вреждений подвижного объекта, в р_езультате которых с вер9я т­
FJостью, близкой к единице , будет _ выведена из строя система связи .
ЛИТЕРАТУРА
Ковал~нко И. Н., Филиппова А.А. Теория вероятностиимате­
мат иче с кая ст атистика . М.: Высшая школа , 1982 .
Статья поступила в июле 1982 года
УДК 534 .863
В. П . Ковешников
ОБЛАСТИ ЭФФЕКТИВНОГО ПРИМЕНЕНИЯ ·
РАЗЛИЧНЫХ МЕТОДО·В ПОВЫШЕНИЯ ШУМОЗАЩИЩЕННОСТИ
ЭЛЕКТРОАКУСТИЧЕСКОГО ТРАКТА
По критерию обеспечиваемой разборчивости речи рассчитывают­
с я количественные показатели эффективности применения в элек­
троакустическом тракте устройства управления голосом и воспроиз-
-•
-
ведения оптимальной амплитудно-частотной характеристики, а так­
же использования пространственной компенсации акустических шу­
мов в слуховом канале оператора. Определяются области наиболее
э ффективного применения каждого из этих методов повышения шу­
мозащищенности электроакустического тракта.
•
В настоящее время наряду с методами непосредственной защи ­
ты электроакустических трактов от помех (повыш·ение шумо -
79

стойкости электроакустических преобразователей и затухания те ­
лефонных заглушек) широко применяются и аппаратурные ме­
тоды.
К числу наиболее распространенных и з ни х относятся:
воспроизведение в усилительной части тракта оптима л ьной
амплитудно-частотной характеристики (ОА ЧХ);
применение устройств управления голосом (УУГ);
пространственная компенсация акустического шума в . слухо­
вом канале оператора.
Воспроизведение ОА ЧХ имеет смысл тогда, когда у уха слуша­
ющего в полосе частот электроакустического тракта акустические
шумы, непосредственно попадающие под телефонную з аглущку
Вш. з , преобл·адают над шумами, усиливаемыми электроаку стичес­
ким трактом Вш. ,р. (если при этом суммарный у ровень шумов 11
речи не достигает порога осязания) [1, 2] .
•
Применение УУГ целесообразно в том случае, когда шумы,
усиливаемые электроакустическим трактом В 111 . тр, преобладают
над шумами, непосредственно попад ающими лод телефонную за-
, глушку Вш.э [3, 4].
.
Пространственная компенсация акустического шума в слухо­
вом канале оператора позволяет снизить уровень' низкочастотных
составляющих акустического шума [5, 6].
Исследования по оценке эффективности каждого из этих мето­
дщ1 повышения шумозащищенности электроакустического тракта
до сих пор в основном носили качественный характер.
С целью количественной оценки эффективности их применения
проведены исследования в условиях низкочастотных акустиf[еских
шумов с уровнем 131 дБ, имеющих спад спектральной плотности
порядка 12 дБ/акт, а также акустических шумов с уровнем 120 дБ ,
имеющих спад спектральной плотности около 6 дБ/акт.
Расчет разборчивости речи проводился для трех видов трактов
телефонных переговорных устройств:
•
1 - оснащенного шлемофонами с телефонными заглушками с
внутренним объемом 55 см3, имеющих сравнительно невысокую
шумозащищенность (шлемофон первого типа) и рассчитанного на
5 абонентов;
2- оснащенного шлемофонами с телефонными заглушками с
внутренним о.бъемом около 260 см 3 , имеющих повышенную шума­
защищенность (шлемофон второго типа) и рассчитанного на 6 або­
нентов;
3 - оснащенного шлемофонами второго типа и рассчитанного
на два абонента .
Результаты расчетов разборчивости речи по оценке влияння
отдельных составляющих суммарного шума, которые выполнены
по методике, описанной в [7], приведены в табл. 1, где знак ( +)
означает логарифмическое суммирование.
Таким образом, в низкочастотных акустических шумах с уров­
нями интенсивности 120 и 131 дБ , имеющих спад спектральной
80

ТаG.1и ца l
Спад
BII-Д У ро-
С ГJСК Т-
Учитьш ас ~iая соста в - Ра зб ор-
в ень
ррль н ой
ЧИ!JОСТЬ
трак-
11_ry11,1a,
ПЛОТ!lО-
л яющ ая суммарного
слов ,
та
дБ
сти,
шу:1rа
%
аБ / оrст
,
,
-
l
131
12
Вш.з(+)3w.тр
78
8w.з(Вш.тр =О)
78
Вш.тр(Вш.з=О)
96
]
120
12
Вш.з(+)Вш.тр
90
3ш.з(Вш.тр=О)
90
8ш.тр(Вш.з=О)
98
2
120
6
Вш . з(+)Вш.тр
90
Вш.з(Вш.тр= G)
96
Вш.тр(Вш.з=О)
96
3
]20
6
8 ш .з(+)Вш.т р
95
Вш.з(Вш.тр=О)
96
Вш.тр(Вш.з=О)
~)8
~
плотности около 12 дБ/окт, основной составляющей суммар_ного
u~ума, наиболее влияющей на разборчивость речи, является Вш. з,
а в высокочас тот ных акустических шумах, имеющих спад спек­
тральной плотности порядка 6 д Б/ окт, об е составл я ющие Btc . з и
B:!J . т о примерно в равной степени ВJIИЯЮТ на разбор чив ость речи,
Следует при этом иметь в виду, что условие Вш. з = О, принято е
при расчета х, ·в реальных условиях эксплуатации пра к тическ и не­
возможно.
Таким обр азом, в низк9ча ст отных акустических шумах приме­
нение УУГ, обеспечивающее Вш. тр~О, неэффективно. В то же вре­
мя , воспроизведение ОАЧХ и использование пространственной
компенсации акустического шума в слуховом канале оператора,
обеспечивающие Вш. з~ О, позволяют повысить разборчивость слов
на18%вшумесуровнем131дБина8%'в шуме с уровнем
120 дБ.
В высокочастотных акустических шума х в зависимости от чис­
ла абонентов, одновременно подключенных к данному тракту,
п рименение УУГ позволяет повысить разборчивость слов на 6%
в тракте вида 2 и на 1% в тракте вида 3, а при использовании в
указанных трактах ОАЧХ и пространственной компенсации мож­
но ожидать повышения разборчивости слов соответственно на 6
и3%. ·
6-1273
81

hроведены также артикушщно1-1ные испытания электроаI<устй ­
ческого тракта на 7 абонентов, оснащенноtо шлемофонами п ерво -
, ro типа. Условие Вш. "~ О обеспечивалось п ут ем размещения ауди­
торов вне шумовой I<амеры, а условие ВёJ. тr~ О - путем разм еще­
ния диктора вне шумовой камеры и отключ е ния ларингофонов на
рабочих местах операторов (аудиторов) .
•
Результаты артикуляционных испытаний, а таю~<е из ме рений
разборчивости . слов при использовании в электроакустическом
траrtте УУГ и воспроизведений ОАЧХ приведены в табл . 2.
ТаG.·1ица 2
От 110111 сн 1-1с 113-
пряженнii рс•1е-
вого сиг11а.-1а
РазGор ч 111 ,CJCТI,
Состав .'1пющая
Мсто,:~ по1;1,1 шс- !1 шума ]13 TC. ' IC-
С.-1O1, ( 9о ) 11·!)1!
CYill-
!11-!Я JJJ}7'IOЗQHl!I- фонах i! \ ;[ !ITO [ЮВ
марного JJJ :у i1 а
ШС!l!IОСТИ траr\та
лри
120 дБ
1
131 дБ 120 дБ
1
131 ,~
; (,)
Вш.3.(+)8w. тр
Нс применялся 9,5/5,0 r; ,о , 1,5
87
87-
Вш.з(Вш.тр= G)
То )КС
'1.,5/ 0,05 6,5/0,05 92
ES
Вш.тр(Вш.з= С,)
"
9,G 5,0 6,0/ 1,5
92
96
Вш.з(Вш.•тр "FО)
УУГ
5,5/ 0,2 12/ 0,2
90
87
вШ.Зi lJШТр
ОАЧХ
12,-3 /2,5
-
90
-
• Как следует из табл. 2, испытуемый тракт при одновр емен ном
• воздействии составляющих Вш." и Вш. тр обеспечивает разборчивость
•слов -87 %, Воспроизведение в таком тракте ОА ЧХ позволяет по­
высить ра з борчивость слов на 3 %. Подавление составляющей
Вш. , обеспечивает повышение разборчивости слов на 5% при щу­
ме с уровнем 120 дБ и на 9% при шуме с уровнем 131 дБ, а подав­
ление Вш . , 9 - на 5% и 1%, соответственно. Применение в элен-.
троакустическом тракте УУГ позволяет повысить разборчивост1,
слов на 3% · только в высокочастотном акустическом шуме. Отноше­
ние интегральных значений напряжений сигнала и шума _ на теле ­
фонах не оказывает определяющего влияния на качество речевой
связи. Это обусловлено _ тем, что оно не учитывает действия на слух
составляющей суммарного акустического шума, попадающей к
уху оператора непосредственно через телефонные заглу ш ки.
Таким образом, результаты расчетов и экспериментов пок-азы­
вают, · что в условиях низкочастотных акустических шумов наибо­
лее эффективными являются воспроизведrние ОА ЧХ и простран­
ственная компенсация акустических шум0в в слуховом канале
оператора, а в условиях высокочастотных акустических шумов -
применение УУГ и воспроизведение ОАЧХ.
82
,..

Оценка эффективности метода пространствеiпюй компен,саций
проводилась путем ослабления низкочастотных составл?JЮЩИХ
воспроизводимого в камере акустического шума с уровнем 133 дБ
на частотах 125 и 250 Гц соответственно на 13 и !2 дБ. В этом
случае уровень интенсивности скорректированного шума составил
128 дБ, а разборчивость слов, обеспечиваемая электроакустичес-
,тким трактом со шлемофонами второго типа, увеличилась с 91 'до
95%. .
Учитывая, что интегральные значения напряжения речевого
сигнала и шума на зажимах телефонов (см. табл. 2) не являют­
• · ся определяющими для разборчивости речи, представляет интерес
исследование уровней звуковых давлений речи и шума, измерен­
ных у входа в слуховой канал оператора.
Согласно [8] отношение этих уровней без учета влияния допол ­
нительной маскировюr т, вызванной нелинейностью слуха, равно:
РрФ
О,.SSлмSтрSт
Qвых = -:-Т,- -::-============
ш v·S;3 + (0,.5 Sa Sлм Sтр Sт)2 ,
(1)
где РРФ - звуковое давление речи с учетом форсирования в акус-
тических шумах, Па;
•
. Р ш - звуковое давление акустического шум а в помещении,
Па·
Sлм - коэффициент передачи звукоприемника, В/Па;
Sтр - коэффициент передачи электрической '-! асти тракта;
Sт - коэффициент передачи телефона, размещенного в теле-
фонной заглушке, Па/В;
•
S тз - затухание телефонной заглушки;
Sa - абсолютная шумостойкость звукоприемника .
Введем обозначения:
р"Ф
Qвх = -.,-
-
отношение звуковых давлений сигнала и ш у ма на
1ш
'
'
входе электроакустического тракта;
S
О,5SлмSтрSт
~ = ---;=======-
/
(2)
.
V s~з + (0,.5 Sa Sлм Sтр Sт)2
-
эквивалентный коэффициент передачи электроакустического
.._тр ак та .
Тогда (1) примет вид
QBhlX= QBXs3•
-...
Преобразуя (2), имеем
0,.5 Sa Sлм Sтр Sт
где А=------=~--­
Sтз
(3)
(4)
(5)
83

~ обобщенныf1 параметр, характеризующий отношение звуко­
вого давления акустического шума, усиливаем~го электроакусти­
ческим трактом, и звукового давления акустического шума, непо­
средственно проникающего чере з телефонную заглушку, в слухо ­
вом канале оператора.
На рисунке изображена зависимость эквивалентного коэффн- t,
циента передачи s~ электроакустического тракта от обобщенного .
параметра А для различных зна чений S а.
g
8
7
6
5
4
3
2
7
о
V- -с1
-
--··1
-
J,7= о,!
L
/
0,2
\
LV
/
I
,
О,(
"v
t,p
(,,,,<r
i234,fti78g!О!!7213А
Завис имость эквнвалентного ](Оэффнцнента пере­
дачи эле~<Троакуст11ческо·го тракта от обобщенно- •
го параметра А для различных значений абсолют-
ной ш умосто{щости звук оприе мн иков
Наибольший интерес представляют три случая.
A>l (соответствует Вш тр > Вш. з ). Тогда ИЗ (4) и (3) SЕма,;с =
1
Sa
и Qв,,,х = SE макс Qвх. Поскольку 0<Sa -<;. 1,
В этом случае шумозащищенность электроакустического тракта
полностью определяется шумос.тойкостью Sa звукоприемника.
Поэтому при недостаточной шумостойкости звукоприемников
(Sa > 0,2) повышение шумозащищенности трактов может быт ь
обеспечено путем применения УУГ и ОА ЧХ.
А=1 (соответствует Вш.тр =Вш . з ) . Тогда 1'13 (4) и (3) $Е _
1
1
= -=-S~макс Й Qвых =--= -_-SЕ· "а"сQвх·
V2
}12
:Как и в первом случае,
при S а> 0,2 эффективным· является применение УУГ и ОА ЧХ.
А<1 (соответствует Вш. тр<В ш.з). При этом , из (4) и (3)
SE < SE ма~<с II QOSJX < SE ма1<·с Qox·
Повышение шумозащищенности
электроакустического тракта может быть достигнуто с помощью
ОАЧХ и метода пространственной компенсации акустического шу-
ма в слуховом канале оператора .
'
84

*
*
Таким образом, УУГ наиболее эффективно может быть ис ­
пользовано в акустическом
шуме высокочастотного спектра,
ОАЧХ - в акустическом шуме EaI< низкочастотного, так и высо­
·~ кочастотногсr спектров,
а пространственная компенсация - в акус ­
тическом шуме низкочастотного спект ра.
ЛИТЕРАТУРА
1. Пол ко в ский И. М., Ткаче н 1, о А. Д Электроакустические
тракты с обратной связь ю. М.: Связь, 1969.
2. С а по ж к о в М. А. Защита трапов рад110 11 лроводной телефо111ю1r
связи от помех и шумов. М.: Связь, 1959.
3.Ковешников В. П., ПолЕо13ский И. М. Схемная реализаuшr
устро йст ва у правления голосо м .
Тех ник а средств связ и. Сер. ТПС, 1981,
вып . 12(4), с .91-96 .
4.Тоri.сk Е. L.,
А11еn
operation in high am\Jient пoise.
vol. 14, N 4, р. 168-173.
R. G. Ап i11teгpl10ne syste111 · fot « lыпcls fгее »
IEE E Tгans Audio a nd Electгoacoust ., 1966 ,
5. Л и с о в с кий В. А. Исследование эффектив ности устройства прост­
ранственной Еомпенсации акустических ш yilloв . - Вопросы радиоэлектроники.
Сер. ТПС, 1975, вып. 6, с . 128 -133.
6. К о в е ш ни к о в В. П. Методы компенсации действия: акустичеших шу­
мов в месте приема. - Вопросы радиоэле1прониюr . Сер. ТПС, 1973, вып. 3,
с. 69-76.
7.11олковск11й И. М., Ковешни1<ов В. П. Особенности расчета
разборчивости электроакустического тракта с ларингофонами. - Вопросы радио­
электроники. Сер . ТПС, ·1973, вып. 3, с. 48-60.
8.Ковешников В. П., ПоJIковс1<ий И. М. Вероятностные р.ас­
четы разборчивости речи тра]{Та телефонной связи. - Техн ика . средств связи.
Сер. ТПС, 1982 , вып. 1 (5), с. 73-80.
Статья поступила в шоне 1982 года
Удк 621.317.335.2
И. А. Романов, Е. В. Филипповская"
М. П. Язынин
'
ИССЛЕДОВАНИЕ РЕЗОНАНСНЫХ МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ
ВОЛЬТ-ФАРАДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ СТРУКТУР
РассматрJiваются ра з личные схемные реал11 з ац1111 р ез онансного
метода измерения волы-фарадных ха р акте ристнк (ВФХ) по лупро­
водн11ковых структур. Приводятся • основные расчетные соотноше­
н1rя , позволяющие пользователю выбрать оптнмалы1ый вариан т
схемо -т ехнического решения из м ерите л я ВФХ. Описыв ается алго­
р11тм работы автоматJiзированно го 1< омпле1,са прн 1-rз мерении ВФХ.
Резонансный метод измерения вольт-фарадных характеристик
(ВФХ) полупроводниковых структур, _основанный на измерении
резонансной частоты контура, который образован эталонной ин­
ду ктивностью и емкостью стру1пуры , по з воляет измерить ВФХ с
85

большой точностью. Наиболее широкое применение э1'от метод
нашел при измерении малых значений емкост-ей прямосмещешrых
р-п переходов.
,
На рис. 1 приведена электрическая функциональная схема · уст ­
ройства, реализующего резонансный метод измерения ВФХ р-п
перехода с помощью прибора для · исследования амрлитудно-час- {
тотных характеристик (ИА ЧХ). Выходной сигнал с генератора
качающейся частоты ИАЧХ подается через развязывающий КGН ­
денсатор Ср . с малым значением емкости на параллельirый коле­
бательный контур, образованный эталонной индуктивностью L и ·
· ИАI/Х
[2SJ Ср
/l(l
Dx ff6fX,
L
Rн
V
)
ICp
Рис . 1. Измеритель ВФХ на базе прибора
для исследования АЧХ
емкостью исследуемого р-п перехода. К р-п переходу V через
развязывающий дроссель подкшочен также источник смещения
(ИС). При фиксированном · напряжении • смещения на экране
ИАЧХ наблюдают резонансную кривую L, V контура и определя­
ют резонансную частоту f. Зная величину L, рассчитывают значе­
&ие емкости р-п перехода. Далее с помощью ИС изменяют на­
пряжение смещения и ЦИI<JJ измерений повторяют. Этот метод от­
личается простотой ре .ализации. Точность определения емкости
р-п перехода зависит от погрешности определения величины эта ­
лонной . индуктивности в рабочем диапазоне частот и погрешност и ~
определения значения f. Трудоемкость метода сравнительно вели­
ка.
В автоматизированных комплексах, позволяющих увеличить
производительность процесса измерения ВФХ, предусматривается :)"
максимально возможное использование цифровых приборов с дис­
танционным управлением. Поэтому наибольшее распространение
может найти устройство, структурная схема кqторого приведена
на риt. 2. Принцип работы устройства следующий. С помощью ИС
задается необходимый режим работы испытываемого р-п перехо­
да, после чего выходное напряжение синтезатора частоты СЧ пе-
8[}

рестраивается по частоте дискретно с некоторым шагом li, макси­
мальное значение которого ограничивается половиной полосы про­
пускания параллельного колебательного контура L, V при усло­
вии самой высокой его добротности. Изменение напряжения на
контуре после детектирования в блоке Дет усиливается блоком
У с регулируемым коэффициентом передачи. До тех пор, пока на­
пряжение на контуре возрастает, на неинвертирующий • и инверти­
рующий входы дифференциального усилителя ДУ поступают оди­
наковые по величине нацряжения . Это утверждени~ справедливо,
если величина 1шнденсатора С выбирается достаточно _ малой. На
-
_,.._
__.
-- ---,
ДJ
1
1
1
1
1
1
I
1
L · ---.--
-
----_!
Рис . 2. Полуавтоматический из~1еритель ВФХ
выходе ДУ сигнал отсутствует. Как только частота выходного
сигнала СЧ превысит значение резонансной частоты L, V r,онтура,
напряжение на выходе Дет уменьшится. На инвертирующем входе
напряжение остается без изменений, а на неинвертирующем -
уменьшается. В этот момент срабатывает пороговое устройство
(ПУ), которое останавливает перестройку СЧ по частоте. На реги­
страторе (Р) фиксируется значение частоты выходного • сигнала
СЧ и напряжение смещения НС. Расчет измеряемой емкости р-п
перехода производится по общеизвестным формулам . Для прове­
дения очередного цикла измерений конденсатор С разряжается
замыканием ключа (К). НС задает следуrощие значеrшя напряже­
ния смещения V, и весь процесс повторяется.
Пр _и высокой чувствительности датчика экстремума напряже­
ния рассмотренного устройства (ДЭ) погрешность измерений оп ­
ределяется половиной величины шага перестройки синтезатора
частот. Абсолютную и относительную погрешности измерения ем­
кости р-п перехода можно определить ·по формулам:
ЛС = 0,025h(/ - '- 0.2 "'Jfi) · ;
LГ(f -i- 0,.J fi)~
дС
h(f+О.25h)
а
-
---
-
-·-·--·---·
· ·-··
,n ax
С-
f + 0,5/i
.·r:1я /~-= 1 МГц, !1 = 1 0Гц => а111а, = 0,001%.
Достоинства данного метода - простота и высокая точность .
87

Однако весь процесс измерения занимает о чень м ного вре м енп,
так как обеспечени~ высокой точности т реб у ет уменьшения вели­
чины шага перестройки СЧ по частоте. Это приводит к увеличе-
1-шю количества шагов и повышает трудоемкость измерений.
Для устранения этих недостатков наиболее перспективно ис­
пользование комплексов автоматизированного измерения ВФХ. :.;
В . одной из возможных схемных реализаций такого 1,омnлекса
(рис. 3) с помощью ЭВМ по заложенной в ней программе управ-
, ляются все составные
части устройства. Цифровой вольтметр
(ЦВ) контролирует падение напряжения на параллел ьном колеба -
IIC
J8M '"'1 р
Рис. 3. Автоматизированный измеритель · ВФХ
тельном контуре L, V. Результаты измерения вводятся в ЭЦВNi. .
Резонансную частоту наиболее эффективно находить с помощью
метода поиска экстремумов функции по дискретам [1] .
Алгоритм управляющей части программы работы ЭВМ приве­
ден на рис. 4. Сначала выбирается интервал частот, в котором ле ­
жат все возможные резонансные частоты при фиксированном L и
всех возможных емкостях V. · Интервал выбирается с запасом, т . е .
от крайних значений предполагаемых резонансных частот отсту ­
пают; например, на 100 кГц. Ин:тервал частот Uн, /в) разбивает ­
ся на три чacти:fн =f1<fз<f4<f2=f 0 • Напряжения И1, Из, U4, И2
,
на контуре L, Д соответствуют частотам f 1, fз, -f 4, f2" Сравнивают­
ся значения напряжений И1, Из, U4, И2. Если И 1 > Из, резонанс­
ная часто'rа лежит на отрезке [f 1, fз], если И4 <;И 2 - на отрезке
[f4, •bl. При невыполнении этих неравенств возможны трн случая:
если И3 > И4 , то искомый отрезок, внутри которого лежит резо­
нансная частота контура, находится между частотами [1 и f4; ес -
ли Из<И4, то искомый отрезок лежит между частотами fз и [2; ~
если Из= U4, то искомый отрезок соответствует интервалу частот
[fз, f4]. Значения fз и f4 определяются следующими соотношениями:
fз=12-hFлr - 1, f4=f1 +hF лr-1, где FN- число Фибоначчи, опред,.~­
ляемое из формулы Fлr=Fлч+Fлr-2 (при этом Fa=F1=l).
Таким образом 1 во всех случаях отрезок неопределенности час­
тоты уменьшается. Далее проводятся аналогичные действия с ос-
88

J
( IJ!Jod:f11 ,f8 ,lf1 , .• . ,UмJr,···, FN,N,M,h)
· Стоп
Ж1 Cif
>--..:..:/!,_а_,~ Ле'lаmь f,l/,
lff от цв
на Cl/
на Cl/
lfп от Ц8
lfrз от Ц8
на CI/
Ur4 от ЦВ
Ри с. 4. .\лгорr1тм уnравляю щеi'r программы автомат из ир ованного измерителя
ВФХ

тавшимся отрезком частот. Разбивка его проводится в соответст ­
вии с числами Фибоначчи до тех пор, пока не останется отрезок,
ра вный величине шага перестройки по частоте выхо д ного сигнала
СЧ. Максимальное количество шагов для отыскания экстремума
определяется количеством выбранных чисел Фибо:наччи n=N-2,
где N-номер_ числа Фибоначчи из у словия f 0 -f н =hF л. Еслн :,.
равенство не выполняется, · интервал частот расширяется ' до тех
пор, пока о.но не выполнится. После этого регистрируется резо­
нансная частота или емкость р-п перехода и напряжение смеще­
ния, которому о·ни соответствуют. Далее изменяется напряжение
смещ е ния и весь процесс повторяется.
нс
-
---
ДJ
Ср1
Др
Cf/
l--0;~1,
-
- -,---
Дет
Лf!
ф
V'\l
-i-
1l~
Т.-,---J
,l_
-
р
Рис , · Б. Компромиссный вариант из мер ителя ВФХ
Этот метод при высокой точности измерений позволяет со1<ра­
ТИ'.J.Ъ количество шагов для отыскания резонансной частоты по
сравнению с полуавтоматическим измерителем ВФХ (см. рис. 2).
Например , для нахождения резонансной частоты в полосе частот
5 МГц и h = 10 Гц при исполI?зовании метода, реализованного в
пол уав томатическом измерителе ВФХ потребуется около 250 ООО
шагов [n = O,S(f 0 - f, 1 )/h] (если резонансная · частота находится на
середине отрезка). Использование метода, лежащего в основе по ­
строения автоматизированного измерителя ВФ Х _(см. рис. 3), для
аналогичной задачи потребует не более 27 шагов , т. е. обеспечит
выигрыш примерно в 1ООО раз. Однако аппаратура, р е а лизующая
этот метод, является дорогостоящей, поэтому данное ·схемотехни­
ческое решение - целесообра з но использовать как составную часть
,штоматизированного измерительного комплекса.
.
Компромиссным ва·риантом в~шолнения автоrуrатиз ированного
измерения ВФХ может служить, например, сравнительно дешево е
устройство, структурн!:\я схема которого представлена на рис. 5.
Это уст рой ство отличается от устройства, прив еденн ого на рис . 2,
до полнительно введенным в него блоком программного у правл е­
\jJ

ния (БПУ). Поиск резонансной частоты в обоих устройствах ·на­
чинается одинаково, однако в компромиссном варианте с гораздо
более крупным шагом. Максимальное . значение шага ограничи­
вается половиной полосы пропускания контура L, V при условии
самой высокой его добротности. После первого срабатывания ПУ,
СЧ возвращается на шаг назад и опять начинает «просмотр», но
с более мелким шагом, например, в 10 раз меньшим. Так продо'л­
жается до тех пор, пока не пройдет максимум · напряжения на кон­
туре с . наименьшим шагом, т . е. будет обеспечена наименьшая по­
грешность измерения. Таким •образом, _ компромиссный вариант
измерителя ВФХ имеет большую скорость :измерения по ср~шне­
нию с полуавтоматическим и является более дешевым по сравне­
нию с автоматизированным.
Рассмотренная классификация резонансных методов измерения:
ВФХ полупроводниковых структур позволяет разработчику аппа­
ратуры выбрать оптимальный вариант схемотех~iи;ческого решения
измеритеJiя ВФХ. Критерием оценки служит стоимость изделия и
его производите.Тiьность.
ЛИТЕРАТУРА
1. У а 11 л д • Дж. Методы поиска экстремумов . М.: Наук а , 1967.
Статья поступила в июне 1982 года
УДК 621 .373.826: 621 .395.6
Канд. техн. на у к В . В. Карнишин
ОЦЕНКА ТРЕБОВАНИЙ К ПОМЕХОУСТОй·ЧИВЫ М
ЛИНИЯМ РЕЧЕВОЙ СВЯЗИ
Рассматривается возможность создания помехоустойч11вых воло­
конно-оптических систем речевоi'r связи с нспользован11еч оптнчес -
r<oro микрофона . .Показывается, что кпд микрофона - до юкен быть
не ме ньше 2%, а з вуковоспроизвед е ние на прием н ом конц е ·во з мож­
но при использЬ n ашш когерентного 11сточ1-11-ша оптIIческоrо нзлуче-
1шя с \ющностью ·не менее 10 мВт 11 повышен1111 отдач11 кс1 псюJ1я до
50 Г1 D/м Вт.
Волоконно 0 оптические линии речевой связи повышенной поме­
хозащищенности требуют пр}rменения оптических микрофонов
(ОМ). По экспериментальным данным, наводки на электрические
микрофоны электромагнитных полей от . радиотехнически х уст­
ройств и электроме х анических агрегатов объектов могут дости­
гать на -телефонных выходах нескольких вольт и приблн ж аться к
уровню полезного сигнала. Это приводит к ухудшению разборчи­
вости речи и даже нарушению связи .
Оптический микрофон предназначен для модуляции оптической
несущей акустич еским сигналом. Обычно он состои'i' из ме м браны,
узла модуляции , оп тического источник а. (излучающю : св етоводов)
Jl

и приемных световодов . Модуляция интенсивности осуществляет­
ся, например, изменением под действием 1<олеблющейся мембра­
ны волнового потока, перехватываемого приемными оптическими
волою-rами (ОВ) [1]. Основными параметрами ОМ являются зави­
сящие от звукового давления коэффициент модуляции М, коэффи­
циент потерь К~ и определяемый их произведением кпд микрофо­
на ri=MXKn [2]. У большинства разработанных и пригодных к
эксплуатации ОМ М;:;1%, K~l-5% и ri;:55XI0- 1
.
Следова­
тельно, модулированный сигнал на выходе ОМ ослаблен на
30-40 дБ относительно входного и принимает значения
меньше О, 1 мкВт для современных ОВ и светодиодов диапазо­
на 0,8-0,95 мкм. Столь малый сигнал можёт быть потерян при
передаче в пределах даже небольшого объекта из-за эксплуата­
ционных нарушений в линии или аппаратуре связи. Поэтому в на­
стоящее время выходной сигнал ОМ вынуждены детектировать
фотодиодом (ФД), усиливать электронным усилителем и преобра­
зовывать вновь в оптическую форму для ввода в волоконно-опти­
ческую (ВО) линию связи. Из-за малой чувствительности ОМ
становятся ощутимыми шумы фотодиода, порожденные постоян­
ной оптической засветкой ФД немодулированным излучением с
выхода микрофона. Отношение мощностей сигнала и шума оказы­
вается меньше 20 дБ. Вместе с этим узлы, выполняющие операции
двукратного оптико-электронного преобразования и усиления сиг­
нала, увеличивают массу и габариты аппаратуры, делают ее бо­
лее сложной и менее надежной.
Рассмотрим требования и возможности создания линий опти­
ческой передачи и распределения речевой информации (см: рису­
нок).
..,.~ ,,.,=/. ~s'~t
~08ФДО
~~~=-t~ Tlf/
r.
1
7
,,
4.
ои
Типовая волоконно-оптическая линия речевой связи
с оптическкм микрофоном и звуковоспроизведением
по схеме «фотодио·д. нагруженным . электрическим
телефонныi\>i капсюлем»
Оценку ,энергетического потенциала линии можно выпоJшить
по следующей формуле:
10Jg~+К00+ IO!g·f/+K0"-al-101gn-lOlgN>О (!)
Р,r,д
где Р011 - мощность изJ1учения оптического источника (ОИ);
92
.,
'

Р4 д - предельi-Iая чувствительность фотодиода (ФД);
Квв - коэффициент ввода в оптическое волокно энергии
ОИ,дБ;
/(01, -
коэффициент ослабления сигнала устройством опти­
ческой коммутации или распределения, дБ;
п - число абонентов;
l=l 1 +l2 - длина световой линии от ОИ до ФД, км;
а - коэффициент затухания выбранного ОВ, дБ/км;
N - требуемое превышение мощности сигнала, поступа­
ющего на ФД, над его предельной чувствительно­
стью.
Превышение суммы левой части формулы ( 1) опре деляет
энергетический потенциал линии в децибеллах. При невыполнении
неравенства следует пересмотреть выбор оптических элементов
системы и качество их согласования [3] .
Оценим требования к кпд ОМ 11 для системы с предельной
чувствительностью Р,1,д = 10-1•0 Вт, отношением сигнал-шум N =
= 100, наибольшей дли'ной внутриобъектовой линии l=0,1 км и
числом абонентов связи п+1 =8. Для примера выберем ОБ с диа­
метром сердцевины 200 мкм, апертурой 0,3 и потерями а=
= 10 дБ/км. Если использовать светодиод с диаметром -излучаю­
щей площадки 400 мкм, то в указанное ОБ введется примерно
2,25% мощности излучения, или Квв =-16,5 дБ. Для современных
оптических элементов характерны Ред= 1 мВт, 1(0 , = -3 дБ. Под­
ставив перечисленные значения в формулу ( 1), получим условие
10 lg 11>-22,5 или 11>0,0056. Следовательно, для. функцио-ниро­
вания линии речевой связи с достаточно типичными требованиями
и параметрами составляющих элементов необходим ОМ, имею­
щий кпд на порядок больший, чем у большинства известных
сейчас.
Предложено несколько устройств и способов, позволяющих
значительно повысить коэффициент модуляции ОМ.
В ОМ, описанном в работе [4], между отражающей мембраной
с одной стороны и торцами излучающего и приемного ОВ - с дру­
гой помещается градиентная линза. При колебаниях мембраны
область фокусировки отрюкенных от мембрайы лучей перемещает­
ся в плоскости торца приемнаt'О световода, в результате изменяет­
ся поток перехватываемой им энергии. Коэффициент модуляции
микрофона на частоте 1 кГц и при уровне звука 60 дБ, как утвер­
ждает автор, достигает 100 %.
Эффективным может оказаться использование в ОМ интерфе­
ренции когерентных пучков, один из которых отражен мембраной
[5]. Возможность получения повышенного коэффициента модуля­
ции объясняется соразмерностью величины амплитуды колеба­
ний мембраны Л =О ,1-0,2 мкм и длины волны ИК диапазона.
Практически всегда находятся способы повышения чувстви­
тельности разработанных оптических микрофонов. Важно, чтобы
93

эти усовершенствования не вели к чрезмерному усложi-rению к6Н­
струкци~r, технологии изготовления и сборки ОМ.
На приемном конце помехоустойчивой ВО линии речевой связи
должно быть устройство оптико-акустического преобразовани5I или
оптический телефон (Тф). Однако пока riеизвестны эффективные
физические принципы прямого преобразования при микроваттных
уровнях мощности оптических сигналов в ВОЛС. Наибольшую
~
эффективность щ:tеобразования обеспечивает схема «фотодиод,
нагруженный электрическим капсюлем» (см. рисунок) [6]. Лучшие
промышJiенные телефонные капсю Jш и фотодиоды могут обеспе -
сrить преобразование свет - звук с эффективньстью, не превыша-
ющей 5 Па/мВт. Следовательно, для получения звукового сигнала
с давлением 1 Па необходимо подвести к ФД модулированный оп­
тичесr<Ий сигна J1 с мощностью 2Х 10- 4 Вт. Согласно расчетам энер­
гетического потенциала типовой .пинии со светодиодным источни-
ком и приведенным выше параметрам, номинальный уровень
оптического сигнала на ФД составляет 10- 8 Вт, что на 43 дБ ни-
же минимально н' еобходимого для обеспечения звуковоспроизве -
дения сигнала. С целью компенсации разработчики вынуждены .
включать между ФД и капсюлем блок электронного усиления.
Однако существуют возможности повышения энергетического
потенциала линии, не требующие включения · электронных узлов,
подверженных действию помех. Так, если в конструкции телефон ­
ного капсюля использовать более эффективные магнитные мате­
риалы, например, с добавками редкоземельных элементов, · то уда ­
ется на порядок увел-ичить чувствительность капсюля [7] и довес­
ти эффективность преобразования свет-звук в соединении ФД­
Тф до 50 Па/мВт. Энергетический потенциал линии можно увели­
чить еще на 10 дБ, выбрав оптический источник с выходной мощ­
ностью до 10 мВт. Выигрыш в несколько децибелл достигается
применением ОВ с увеличенными диаметром сердцевины и апер­
турой, а также путем тщательного согласования источника излу­
чения со световодом. Этим, видимо, исчерпываются энергетические ·
возможности современных ВО линий со светодиодными источ­
киками.
Около 15 дБ можно компенсировать, используя вместо СД по­
лупроводниковый лазер с мощностью 10 мВт за счет лучшего со ­
гласования его с ОВ. Когерентн·ый источник позволяет также
включать в линии оптические микрофоны с повышенным до 2-5 %
кпд, необходимым для удовлетворения энергетических потребно­
стей системы связи.
Таким образом, реализация ВО линий речевой связи с повы-
шенной помехозащищенностью возможна при использовании ко-
-
,
герентноrо оптического источника с выходной мощностью Р >
:> 10 мВт и при условиях повышения кпд оптического микрофона
и отщ1чи электрического телефонного капсюля; кпд ОМ, опреде­
ляемый произведением коэффициента модуляции и коэффициен-
та потерь, необходимо поднять до 2-51)/о и более. Отдачу капсюля
94

:желатеj1ы:tо повьтсить На порядок, доведя ее в схеме <(фотодиод,
нагруженный капсюлем» до 50 Па на I мВт поступающей на ФД
оптической· мощности ,
ЛИТЕРАТУРА
!. Пат . США No 4071753 НКИ 250-227 .
,:
2.Бесп,ятов Ю. Д., Бианки И. В., Б1уланов В. Р., Кар1-1и-
шин В. В. О характеристиках оптических микрофонов. - Техника . средств
связи. Сер. ТПС, 1980, вып. 11(55), с. 10-12 .
3. J о n е s D. L. An engineering approach to fibre optic 1iпk desiпg.
E\ectгon. Епg., 1980, v. 52, N 637, р. 65-84.
'
4 . F гот 111 !. Optop/1011-eiп optiscl1es i.ilJeгtгaguлgssy,ste111 fi.iг Spгache .
Fгequenz, 1978, Heft 32, N 12, s, 356-363.
5 . А. с. 627 .599 (СССР) . Оnтико - эr,ектронный микрофон /Полонии А. К.,
Карпов В. Е., Кузнецов С. В . Опубл. в Б. И., 1978, ' No 37, МКИ HO4R 23/00 .
6.Fо111111 !.,
U пt е r Ь е r g е n • Н. Spгachilbeгtгagung uЬег Liclit,ve!leп­
Jeiteг. - FLmkschau., 1979, bd. 21, s. 1232 .
7. Шпедсю1й мировой патент на новую мембранную техн,шу для эпоха ,1ь­
ной систе~1ы головных телефонов Hi -
.Fi. ВЦП. Перевод No 8300. М., 1978.
Статья поступила в шале 1982 iода
Удк 534.86 + 621.39
М. Л. Немировс!(ИЙ, В. И. Игнатов,
,
В. П. !(овешников
ОПТИМИЗАЦИЯ ПАРМ\ЕТРОВ ЭЛЕКТРОАКУСТИЧЕСКОГО ТРАКТА
С ПРИМЕНЕНИЕМ ЭЦВМ
Опнсывается рабочая модель оптнмизацни АЧХ электроакусти­
ческ9rо трзrср, содержащая наряду с целевой функцией два огра- •
ни,rе1111я , а также эврнстический алгоритм ее исследования. Приво­
дятся ре1<0мендации по ее использованию для решения ряда прак­
тнч е с,ш:; з а д nч проектировання электроакустических трактов.
Принятие оптимальных решений в процессе разработки и из­
готовления различных типов изделий позволяет сэкономить ресур­
сы при достижении заданного эффекта или максимизировать по­
лезный эффект при использовании отпущенных ресурсов. Поэтому
большое внимание. уделяется развитию, совершенствованию и
внедрению системы оптимизации параметров объектов стандарти­
зации (СОПС) [1].
В настоящее время значения параметров объектов стандарти­
зации (ПОС) определяются (оптимизируются, обосновываются)
различными методами, начиная от основанных на экспертных
оценках и накопленном· опыте и кончая базирующимися на пос-
'!· ледних достижениях исследования операций [2].
Объективная необходи.мость широкого внедрения количествен­
ных методов оптимизации ПОС в отрасли народного хозяйства
привела к созданию комплекса нормативных документов, разра­
ботанных во Всесоюзном научно-исследовательском институте
стандiJ.ртизации (г . Москва), в которых сформулированы основные
95

положения по разработке математических моделей оптr1миз-ации
ПОС [3]. Использование этих положений при составлении базовых
и рабочих моделей оптимизации должно привести к обоснованно­
му сочетанию про11ессов разработки продукции и управления ее
качеством.
Разработка рабочих моделей оптимизации ПОС н их последу­
ющее исследование с использованием современных средств вычис- .:;
литедьной техники помогают не только получить информацию о
том, какие значения параметров разрабатывае мых объектов необ­
ходимо реализовать, но и автоматизировать сам процесс проекти­
рования. Это достигае.тся благодаря тому, что построение моделей ~
оптимизации основано на схемах структуры и функционирования
объекта. Набор вариантов этих схем вместе с входной информаци -
ей и исходными за висимостями позволяют получить · описание
проектируемого объек та в форме, удовлетворяющей требо ваниям
технической реалнзацин .
В работе [4] дано описание разработки ма';емат ической модели
оптимизации АЧХ электроакустического тракта, в которой целевой
функ ц ией является эффективный уровень ощущения речи Е, дБ, ·
Исследуемая модель содержит максимизируе мую функци ю Е н
два ограничения :
Е=В .__L У,, - (В
,,_
.1_ т)·
РС\) 1 \:.,
ш-
1
[Врф+К:.] (+-) [Вш~ + т]<;;В0с
(1)
(2)
(3)
где ВРФ - уровень спектра форсированной речи для тракта с
·
самопрослушиванием [5 ];
96
к~ = f(,,м + К"р + К,. .......,. .6- коэффициент передачи электро­
акустического тракта дл.я по следовательн ого вклю­
чения телефонов;
/См - коэффициент передачи ларингофона, приведенного к
эквивалентному микрофону;
К;р - коэффициент передачи усилительной части тракта;
Кт - коэффициент передачи телефона;
;
Вш~ = В.и . тр(+)Вш, (+)В 0 "- суммарный уровень спектра
шума, действующего на слух оператора;
Вш тр = В01 +va +К-3 + ,л в ~ ш- уровень спектра акуст ичес­
кого шума, прослушиваемого через электроакустиче­
ский тракт;
Вш - уровень спектра акустического шума помещения или •
объекта;
Va - абсолютная шумостойкость ларингофона;
ЛВш = 10 l g N - приращение уровней спектра ш ума на вы­
ходе тракта при подключении к его входу N иден­
тичных пар ларин гофонов;

..
iз,ш = Вш + Ктз - урове1-iь спектра акустического шума,
проникающего в слуховой канал оператора через те­
лефонную заглушку;
Кв - коэффициент передачи (затухание) телефонной за­
глушки;
В ,. м = ВrФ +Кё -18 - уровень спектра шума, обусловлен­
ный самомаскировкой речи;_
т=0,407.1
_
0-2Z~~
-0,335 Zш с+ 6,96 - поправка, учи-
тывающая перегрузку слуха при ~оздействии шумс:1 с
эффективным уровнем ощущенiiя Zш о.;
Z1,~ =Вш~-~ед;
~ед= ~о~ + К кр - порог слышимьсти· для шумового сигна­
ла;
~од - порог слышимости по давлению для тонального сиг ­
нала;
Вес - порог болевого осязания;
Krr - логарифмическая ширина полосы равной разборчir ­
вости·
.Ит. ма ,с - макс~мально до'пустимое напряжение, подаваемое
•
••
на зажимы телефона, В;
.
i = 1 ... п - число полос ра_вной разборчивости, )( ЧИтьiваемых при
расчете.
Вычислив Е для заданных .параметров электроакустического
• тракта, по кривой p=f(E) [6] олределяю·г вероятность р неиска­
женного приема речевых сигналов в исследуемой полосе частот.
Однако путем варьирования значения1уш К,р i · добiiваются макси­
мальных значений Е 1 в · каждой полосе равной разборчивости.
Прежде чем производить расчеты на ЭЦВМ, определяется чи­
сло максимумов -оптимизируемой функции Е = f (/( тр) и вь1бирает­
ся главный из них. Для этого рассматриваемая фушщия иссле-
дЕ
:•
дуется на экстремум согласно условию -
·-
= О и определяется
д/(тр
его тип: максимум или минимум.
Преобразуем соотношение (1) к виду, удобному для вь1числе­
ния производной:
+100,1(Вш +Ктз) +100,l(ВР1> +Кю, +!(тр +К, - 24)] -1--0,407.10-2Х
>( (10Jg[100,1(Вш+Та+К_."+К,р+Кт+дВш- 9)+100,1(Вш+К,э) -+-
+100,1(Врф+к," +ктр+кт- 24Jl- ?o]2-
7-1273
(4)
97

Введем обозначения:
100,1 (Вш +ктэ) = А;
Врф+К.,м+Кт-24=В;
ТОГДа 100,\ (Врф + !(лм + Ктр + Кт - 24) = 1\)0,1 (В+ Ктр);
Вш+·ra
--t- К,м + Кт+ ЛВш
-
9 =С;
ТОГДа 100,1 (Вш-1- ,;+ Клм +Кт+ АВш +/(тр -9) = 100,1 (С+ Ктр) ;
~ед =Д.
После несложных вычислений получим:
дЕ _ A-J' (Кт,,,) (9 - [0,814 lg_(.f' (Кт~)+ А) - М])
(5)
дI<.,,.p
-
•
••
•
А+ J' (Ктр)
•
где f'(K,p ) -=1O0,l(C+Kтp) +100,l(B+K,p);
М =0,0814Д + 3,35.
Так как знаменатель выражения (5) всегда положителен и
не равен нулю, т о
А- f'(Ктр)(9- [O,814lg(f'(К,р)+А)-М]j=0
(6)
Для определения числа экстремальных точек и типа экстрему­
мов достаточно исследовать полученную зависимость графически
и качественно .
Для этого введем новые обозначения :
f1 = 100.l(C + ктр);
f2= 100,1 (15 + ктr);
fз=О,814 lg[f' (Ктр) +А] ;
f4=fз-M :
fs=9- f4;
•
fб=f (Ктр )fs;
f1=A-fб,
Качественное графическое представление указанных функций
(рис . 1) иллюстрирует, что лишь при единственном значении
Ктр. опт числитель выражения (5) обращается в нуль. Следова ­
тельно, функция Е (Ктr) имеет одну точку экстремума . Посколь - _1
дЕ.
ку знаменатель (5) положителен, то знак дроби --, т. е. произ-
дКтр
.
водной; определяется знаком числителя . Кривая f1, выражающая
зависимость числителя от К тр, положительна слева от К тр . опт и .,,, _
отрицательна справа от него, т. е. производная меняет свой знак с
положительного на отрицательный. Таким образом, данная точка
экстремума является точкой максимума . Следовательно , оптими­
зируемая функция Е=f(Ктр) имеет один экстремум, являющий-
ся максимумом.
На основе модели, описанной в [4], разработан алгоритм, поз -
98

валяющий максимизировать выходной параметр электроакустi-1че­
ского тракта, в качестве которого используется функция Е (Ктр) .
1. Все расчеты выполняются для каждой i - ой полосы равной
разборчивости. В полосе пропускания электроакустического трак ­
та 300-3400 Гц таких полос размещается n = 16.
2. Определяется уровень форсированной речи с огласно [5j ,
а деформация ее спеюра - согласно [7].
Рис. 1. Графическое определение числа и типа
экстремумов макснмизируемой целевой функ­
ции
3. Ограничение (2) обращается в равенство, и из него опреде ­
ляется коэффициент перед ачи усилительной части тракта J(,p .
4. Уровень ощущения речи Е вычисляется в з ависимост и от
Ктi, : значения Ктр изменяют в сторону уменьшения через 2 д Б ,
вычисляя Е для каж дого нового значения К,- р согласно ( 1) . Вы ­
числения прекращают при Е < О .
5. Для каждой i-ой зависимости
з наче1-1ие Кт J , при котором Е=Е""'".
чение Ктр. оп~ .
Е=f(К.т р ) выбирается то
Это и есть опти1-:1альное зна -
6. Проверяется выполнение неравенства (3) для /(,р or,, .
Если
в каких-то полосаi равной ра з борчивости это условие не выпол­
няется, то К тр. опт уменьшается до того значения , при котором не­
равенство (3) выполняется .
7. Для упрощения вычислений принимают Вш ~ +m=0, тогд а
на основании п . 1 Вr,Ф +К~"+К.тр +Кт-6=В ас • Отсюда !('!р =
= В0:-В"Ф~К.,м--Кт+6 и l(:r>К,р . Затем значения к;·r
у меньшаются с определ енным шагом и вычисляются значения Е в
соответствии с методикой , изложенной в пп . 3-5 .
99

о
о
/,
Гц
250
5СО
650
300
950
112 5
1300
)500
170:J
1875
2050
2225
2425
2725
3 100
3500
1 -~'Ё' 1
Ер,
дБ
91
77,5
89
74,5
79
71 r·
1.,• -·
.
77
69,5
75
67,0
76
64,0
•77
63,0
75
61, 5
75
60,0
75
59,5
75
58, 5
74
57,5
7:З
57,0
71
56, 0
68
54,0
65
53,0
.,,. ,
Исходные данные ,Т(;;н оптимизацюi АЧХ
1
1
Кт,
'1
Ктз,
1
I( -м,
1
Krr,
'У е,
дБ
дБ
дЬ
дЬ
дБ
1 -85,51
41 ,5
12
3,0
25,0
35,0
1J
3,·
21 ,8
,и
-
89,0
31,О
13
5,0
-
: 4,5
21,5
;•7,0
10
7,0
-
85,0 21,9
'
24. 0
1
8
9,0
-
С:2,5
22,2
21 .~;
8
10,0
-- 84,0
22,8
22,0
8
11,0
-
81 ,;J
'22 ,8
23,0
8
12.0
--74,5
22 ,8
23, :::,
8
13,Ci
70,0
22, 6
~3,3
8
14 ,0
--
66,0
22,6
25,0
8
]5,0
- 62,5 22,G
26,0
8
16,5
-66,5
22,6
25 ,5
8
18,()
'
-- 69,5
23,6
25,0
]
19,0
-
77,0
25,5
26,0
-9
20,0
- 80,0 26,0
23,0
·-11
21,0
-
84,5
25,6
·
~
Резул ьтат ы вычис.1сп ий
1
С,
1
Вое, Ктр. 011т 1 Е,
1
1..1сд1
1
р
дБ
дБ
дБ
дБ
1
3,3
JОб
102,0
4.0
0, 28
1
107
100,О
2,0
0 ,23
1-2,0
107
91 ,5
6,5
0 ,36
1-;),8
-4,(;
107
95,0
7,:)
0,39
-5,2
106
9] ,5
8,0
0,40
- - 5,:-1
105
~)5 ,0
~с,
L·~V
С,31
--- 5,7
104
9] ,5
3,5
0,27
- 4,9
]03
86,5
с
,.
,.) ,;)
С,33
- 5,1
]02
84,0
-t,5
0,30
-5,З
101
80,0
о
О, 18
-
5,7
100
76,5
4,5
0,30
-
G,8
99
79,0
G.0
0 ,34
·- 8,0
98
81,0
6,5
0, 36
·
9,9
96
91 ,О
7,5
1
0,39
-
11,5
94
ir1з,5
9,5
0,60
-
11,9
92
109 ,0
('-
.1,0
0,60
/;
J.,

.~
J.
Исходные данные, необходимые для расчета ОАЧХ электро­
акустического тракта и разборчивости речи, обеспечиваемой этим
трактом, приведены в таблице.
Разработан алгоритм вычисления Ктг о,,, (рис . 2).
-
В блоках 1-7 организован ввод исходных данных, необходн-­
мых для расчета оптимальной чувствительности тракта (см . таб"
ющу). I - номер столбца, К
-
номер строки таблицы.
Начальные значения: / = 1, К= I. Блок 3 - ввод значения соот­
ветствующей ячейки табJiицы А (!, /().
Далее происходит ввод всех данных таблицы по столбцам::
при фиксированном I номер строки К меняется от 1 до 16 (блоки
4, 5) . Когда К достигает 16, происходит переход к следующему
стоJiбцу (блок 6) и к первой строке (К= 1). Такой процесс проис­
ходит до тех пор, пока все столбцы не будут введены, т. е. пока
1-<. 10 (блок 7).
В блоке 9 всем заданным переменным присваиваются соответ­
ствующие обозначения. ВначаJiе ДJIЯ первой строки (первой поJiо­
сы равной разборчивости) К= 1 (блок 8).
В блоке 10 присваивается значение е, где е - точность вычис­
ления корня уравнения, который удовлетворяет к:·Р (граничное
значе.ние) .
ХН и ХВ (бJiок 11) - границы, в которых изменяется к;., .
Эти значения используются при вычисJiении корня уравнения: •
(7)
В бJiоках 1'2-16 опредеJIЯЮТСЯ пара~rетры, необходимьrе для
вычис,тrения уровня форсированной речи, который, в свою очередь,
определяется в блоке 17 с учетом деформации речевого спектра.
Вначале задается значение К~Р без учета влияния акустичес­
кого шума (блок 18). Для этого значения к;,, вычисляются зна­
чения всех параметров (б локи 12, 18-25), гд~ R - правая часть
уравнения (7). Смысл всех дальнейших итераций в том, чтобы по­
добрать к.;Р, при котором R=0±e. Если 0<R < е, R=0 или
-е <R<0, то значение К~',, найдено и печатается (блоки 26, 27, 30,
31 и 33). Если R>e, ТО необходимо уточнить значение к;:р . Верх•
ним пределом изменения к;0 теперь становится это ,начальное'
значение (блок 28), а новое' значение К~Р берется посредине от­
резка (ХН, ХВ) - (блок 29). Затем повторяется вычисление всех
параметров дJiя этого нового значения К~Р (возвращение к блоку
19). Если R <-е, то начальное значение к:Р становится ни.жней
границей изменения к;о (бJIOK 32), затем новое значение к;р то­
же находится посредюiе отрезка (ХН, ХВ) и происходит переход
к блоку 19.
101

102
!lачало
-
!----1---,
J=f
-
9----'------
Вд=А(7,К}
Клн=А(2,К)
J<.'т=A(J,K)
IJш=A('f,K)
Кrз =A(,f,K)
8ос =А(б,К)
Крр=А(7,К)
f3c11 =A(8,K)
la. =А(9,К)
-!О --''---,
Е=О,О!
г:-1!---'---,
Xll=JO ХВ=200
12-'- ---
!}ш.з =/Jш --К тз
tS,
Z;:~f (-1)Zonm

- i с7 ---------1
ддpq,=f(Z,;)
-17
•
[ Bptp -f(t18;нp)
!8•
Гк; =Вос -В;нр -Клм -/(j- -t5
103

104
1./ет
да
.
J7------ ~- ---- ,
Kip ~20-(8/Jf/J +lлм +К11р-!ОО)
38 ilf
Ктр
ff-0 -_ ,_ ____,
ХО=К:Д.опт=Кiр
4, __.,_____...,
Вш.з=/Jш-Ктз
\
9---------,
ЕМ-О
42-----'-
----
--,
Вшт,о=Вш+Клм+К-iр +Кт - ltt -9
43-----'- -- ---,
К,;=Клм+К;р +Кт -6
45
'
/Jш1: =IOLq(JOO,l8шз + !О О,!-'1.!Iтр -1- !0°''8см}
45----'-----
--,
Zuл: ~ош,:-13аА
lf-7-----~------
-
--,
m=0,407·!0 -2 z ,};; -0, 33JZш;: +6,9tl
·8-- ---' ----- -~
Е =fJprp +Кr:-(IJ1ш: -,,т)
.fZ---~
к;р.опт = Ктр
,'i5 ,

Рис. 2. Алгоритм вычисJ1ения оптимальной
АЧХ и разборчивости речи
После нахождения корня уравнения (7) и его печати (блок 33),
проверяется второе условие (3) для К~Р. Вычисляется напряже­
ние на зажимах телефона И, (блок 34) и осуществляется его пе­
чать в блоке 35. Если напряжение больше И т. ма1<с (блок 36), то
вычисляется новое значение /(~Р, f!РИ котором Ит = Ит. м;~1<с
(блок 37), и оно печатается в блоке 38.
Затем вычисляется зависимость E=f (К:Р) и находится ее
маI{симум . В блоках 39 и 40 обозначено: ЕМ - максимальное зна ­
чение Е; ХО - соответствующее ему значение К~Р.
В блоках 41-54 организуется цикл, в котором вычисляются
(блоки 41-48) и печатаются (блок 49) значения Е и к;Р при
шаге к;Р·в 2 дБ.
•
•
Вычисление Е происходит при изменении к::Р от граничного
. значения,
удовлетворяющего уравнению (7) и соотношени.ю (3), до
нуля. При этом в блоках 50-52. происходит выбор максимаJ1ьно ­
го значения Е. Начальное значение ЕМ =0 (блок 39) .
Если текущее значение Е>ЕМ (блок 50), то ЕМ присваивает ­
ся это текущее значение Е (блок 51), а ХО - текущее значение
-
~
К~Р (блок 52). Если текущее значение Е < ЕМ , то при к:Р > О
(блок 53) происходит переход I{ вычислению след у ющего значе ­
ния Е, а при · к:Р < О печатается максимум Е и к:Р, при котором
он достигнут (блок 55) . На этом процесс вычислений для данной
-
полосы частот завершается. В блоке 56 происходит переход к
следующей строке данных таблицы. Вычисления прекращают, ког ­
да К> 16, т. е. все данные использованы полностью.
Расчетные значения коэффициента передачи электрической
части тракта и соответствующие им максимальные значения Е и
Р приведены в таблице.
105

Согласно расчетным данным формантная разборчивость и раз­
борчивость слов электроакустического тракта с ОА ЧХ составляет,
соответственно, 28 и 91 %.
Разработка и отладка программы исследования описанной мо­
дели осуществлялась при участии кафедры радиотехники и элек­
тросвязи Московского института инженеров железнодорожного
транспорта.
Рассчитанная ОАЧХ усилительной части тракта может быть
реализована с помощью набора фильтров. При этом возникает
сложность в f!астройке тракта, имеющего подобную форму ампли­
тудно - частотной характеристики. Для упрощения настройки трак­
тов с ОАЧХ в производстве необходимо определить допустимую
точность реализации ОАЧХ; при которой обеспечивается заданная
разборчивость речи. Эта задача может быть решена с помощью
исследования модели, описанной в работе [8]. Имея ряд фильтров
с заданными передаточными функциями, можно осуществить оп­
тимальный синтез.
В итоге всей работы будет получена электрическая схема элек­
троакустического тракта, что и является решением задачи автома­
тизированного проектирования одной из подсистем аппаратуры,
предназначенной для внутриобъектовой связи.
ЛИТЕРАТУРА
1. Количественные методы о птимизации параметров объектов стандартиза­
ции. · Организация работы по созданию и внедрению системы оптимизации пара­
. метров
объектов стандар т изации: Рекомендации. М., ВНИИС, 1982 .
2. Классификация теоре т ичесiшх методов оптимизации п араметров объектов
стандартнзацнн в отраслях народного хозяйства: Методические указания. М.,
ВI-IИИС, 1979.
3.Т1,аченко В.В., Комаров Д.М., Федоренко Г. И. Основ­
ные методические положения по созданию системы оптимизации · параметров объ­
ектов стандартизации . - Стандарты и качество, 1981., No 10.
4. J -! ем и ров с кий М. Л. Разработка модели оптимизации параметров
элеюроакустичес1,ого тракта по технической целевой функции. - Техника средств
связи. Сер. ТПС, 1979, вып. 11 (44), с. 21-27.
5.Ковешннков В. П. Форсирование речи в тра1пах с самопрослуши­
ванием. - Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТПС, 1975, вып. 6, с . 110-114.
6. Полковскнй И. М., Ткаченко А. Д. Электроакустические трак­
ты с обратной связью. Nl.: Связь, 1969.
7. Я м польский А. А., Иоф фе В. К. Расчетные графики н табли­
цы по элеr(троакуспше. М.: Госэнергоиздат, 1959 .
8. Немиров с к и i"! М . Л., Лип ин Г . В. Оценка эффективности опти­
мальной частотной хараrперистшш элеюроакустического тракта . - Техника
средств связи. Сер. ТПС, 1980, вып. 11 (55), с. 45-49.
Статья поступила в октябре 1982 года
106

J.,
ТЕХНОЛОГИЯ И МАТЕРИАЛЫ
УДК 621.3 78. 325: 621.3 .029.676
Канд. техн. наук . И. Д. Богачев,
кандидаты фпз.-мат. наук В. Л. Канцырев,
О. Г. Семенов, Б. Н. Чичков
ПЕРСПЕКТИВЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПЛАЗМЕННЫХ ИСТОЧНИКОВ
ДЛЯ РЕНТГЕНОЛИТОГРАФИИ
Проводится сравнительный анализ плазменных источников мяг­
кого рентгеновского излучения : лазерно - плазменного и типа «Мик­
ропинч» . Показываются перспективы их использования в рентгено­
литографни.
Одним из наиболее перспективных методов получения интег ­
ральных микросхем с субмикронным размером элементов является
рентгеновская литография. Развитие этого метода связано с воз­
можностью разработки источника мягкого рентгеновского излуче­
ния (МРИ), обладающего следующими характеристиками:
высокой средней мощностью излучения с максимумом спект-
ральной плотности энергии в интервале 0,4 < i. < 5 нм;
малой расходимостью и.злучения;
надежностью и приемлемой стоимостью;
способностью обеспечивать полную экспозицию резиста за вре ­
мя• _,-;;;;:1 мин.
В настоящее время в рентгенолитографии используются, в ос­
новном, рентгеновские трубки с вращающимся анодом . Этот ме­
тод позволяет получать микросхемы с минимальными размерами
элементов около 1 мкм за время экспозиции примерно 1 мин [1] .
Для обеспечения более высокого разрешения требуется значи­
тельное увеличение времени экспозиции.
Оптимальным источником, позволяющим достигать высокого
разрешения при большой мощности излучения, является синхро ­
трон [2, 3] . По физическим характеристикам из.11учения он наибо ­
лее близок к «идеальному» источнику, однако большие размеры и
высокая стоимость синхротрона не позволяют пока использо­
вать его в практической рентгенолитоrрафии.
Новые перспективы перед рентгенолитографией открывает ис­
пользование плазменны х источников излучения: лазерно - плазмен­
ных и типа «Микропинч».
Лазерно-плазменный источник МРИ . Лазерная плазма образу ­
ется при фокусировке мощного лазерного пучка на поверхность
твердой мишени. Исследования лазерной плазмы как источника
107

рентгеновского и злу чения [4 , 5] по казывают, что коэффициент пр е ­
образования энергии лазерного пучка в энергию рентгеновс кого
излучения в диапазоне длин волн л ~ 1,6-1 ,8 н м может достиг а ть
'У):=::< (1-10) % [5, 6]. Опти мизация лазерно-пла зм енноrо источник а
по веществу мишн е ни [4-6] проводилась с исполь з овани ем нео ди­
l\lIО ВЫХ лазеров с энергией пучка Е -,:;· 30 Дж при длительно ст и и м­
пульса 2-3 нс , плотности потока лазерного излучения на миш е н и
q= (5•10 11 -2-10 14 ) Вт/см 2 . Эти данные позволили провести оцен ­
ку возможностей лазерно-плазменного источни ка для рентгеноли-
тографии [7, 8].
•
Ряд физиче ских и технических требований [8] ограничивает м и­
нимальное расстояние от л азерной плазмы до резиста величин о й
R> 5 см. Это соответствует максимальному значению плотности
энергии МРИ падающей на единицу поверхности резиста за им­
пульс мощного лазера (при q=5•10 13 -l014 Вт/см 2 ) 3-5 мДж/см 2 ,
в диапазоне л ,< 1,6-1,8 нм , что соответствует экспонированию
резиста через тонкий кремниевый или полиимидный рентгеношаб­
лон. Для защиты рентгенорезиста и рентгеношаблона от воздейст ­
вия более длинноволнового, чем МРИ, излучения плазмы и потока
плазменных частиц необходима, как правило, установка дополни ­
тельного защитного фильтра, реальный коэффициент пр опу ск ания
которого в области 0,8-1,2 нм (спектральная область наи большей
эффективности лазерной плазмы как источника МРИ ) составляет
около 10%- .
Это уменьшит энергию, падающую на по верх но сть ре­
зиста до 0,3-0,5 мДж/см 2 .
Таким образом, для экспозиции резиста с чувствит ельность ю
10 мДж/см 2 необходи мо 20--30 выстрелов , т. е . для промышленно ­
го использования мощный лазер , обеспечивающий q = 5•10 13 -
-
10 14 Вт/см 2 , должен работать с частотой прибли з итель но
0,5 имп/с.
Создание частотных лазеров с энергией в пучк е порядк а не ­
скольких десятков джоулей является серьезной технической про б ­
лемой. По имеющимся в литературе сведениям, лазеры с большой
частотой повторения импуль сов обладают значительно ме ньшей
энергией в импульсе . Так , лазер на итрий - аJrюмш-rиевом гранат е
• •(Nd : YAG) [9] имеет энергию в импульсе 1 Д ж, длительность им­
п ульса 10 нс и частоту следования импульсов 30 имп/с. О ценки
в_ремени экспозиции для лазерно-пJ1азменного и сточнл к а с таюr м
JJазером [8] гrоr<азали, что время экс п озиции рентгенорезиста (чув ­
ст витеJiьность - 10 мДж/см 2 ) за защ·итным фильтром и рентгено­
шаблоном на р ассто янии R = 5 см может составить меньше 1 м ин .
Однако дл я достижения этой величины времени экспозицю1
плотность потока энергии лазерного_ излучения на повер х нос т и ми ­
шени должна составляеть q= 10 13 - '5•10 13 Вт/см 2 , так I{ак при по ­
токах 10 13 Вт/см 2 величина 'YJ < l % [4 , 6]. В настоящее время дJiя
лазеров с энергией 1 Дж/имп при расходимости излучения
а:=::< 10 - з рад и длительности импульса несколько наносекунд плот­
ность потока составляет q:::::, 10 13 Вт/см 2 . Поэтому для_ увеличения
108

потока МРИ на поверхности резиста необходимо либо принимать
специальные меры по уменьшению пятна фокусировки лазерного
излучения или значительному сокращению длительности лазер­
ного импульса, либо увеличивать энергию пучка до 5-10 Дж/имп,
сохраняя частоту следования импульсов на уровне 30 имп/с. Та-
~ ким лазером может быть лазер на фосфатr-iом стекле [10] при ус­
ловии, что удастся увеличить частоту следования его импульсов с
нескольких единиц в секунду до 20-30. Реализация любого из
этих путей требует серьезной экспериментальной работы .
.! -·
К::оэффициент полезного действия твердотельных лазеров с ко-
il
роткой длительностью импульса меньше 1%, поэтому полный
коэффициент преобразования электрической энергии в энергию
рентгеновского излучения в диапазоне длин волн, соответствую­
щих экспонированию рентгенорезиста за защитным фильтром и
рентгеношаблоном , равен примерно 0,01 %.
Источник МР И т ипа «Ми1Сропинч». Источником излучения яв­
ляется плотная высокотемпературная плазма, образующаяся при
сильноточном разряде типа z-пинч с импульсным заполнением
м ежэлектрод-ного промежутка рабочим веществом . Существуют
дв е разновидности разрядов типа «Микропинч»:
м алоиндуктивная вакуумная искра, где межэлектродный про­
межуток заполняется плазмой от дополнительного триггерного раз­
ряда [11];
z- пинч с импульсным напуском газа.
В применении к рентгенолитографии вакуумная искра иссле­
дована в [12], другая разновидность - в [13].
Основная доля энергии мягкого рентгеновского излучения ис­
пускается микропинчевой областью разряда (плазменной точкой)
с характерным размером приблизительно 10 мкм. Физические
причины образования микропинчевой области с высокой плотно­
стью и температурой плазмы рассмотрены в [11]. Положение плаз­
менной точки в пространстве от разряда к разряду воспроизво­
дится с точностью 0,5 мм. В z-пинчах с импульсным напуском для
практиче·ских целей чаще используется излучение всего плазмен­
ного пинча диаметром менее 1 мм .
В экспериментах, описанных в [12], использовалась установка с
энергией батареи 0,5 кДж. Габариты разрядной камеры : диаметр
50 мм, длина 100 мм .
.
Энергия рентгеновского излучения в диапазоне л<, 1,5 нм сос-
тавила, в среднем 5 Дж/имп, что дает эффективность преобразо­
вания электрической энергии в энергию рентгеновского излучения
YJ = 1%. Основная доля энергии ( > 98 %) излучения приходится
на д.иапазон 0,8<, л <, 1,5 нм. Экспозиция резиста осуществлялась
на расстоянии 15 см от источника за защитным фильтром и рент­
геношаблоном с коэффициентом пропускания 8% при J,. = 1,2 нм.
Нормальная экспозиция резиста с субмикронными размерами эле­
м ентов получалась · за 40-60 разрядов, что соответствует расчет­
ному потоку энергии излучения на данном расстоянии приблизи-
109

тельно 0,2 мДж/см 2 • имп (с учетом пропускания фильтра). Раз ­
мытие изображения на краях элементов оказалось менее 0,2 мкм.
Таким образом, уже в настоящее время МО)!ШО достичь време­
ни экспозиции меньше 1 мин, если установка будет работать с час ­
тотой разрядов около 1 имп/с. Такой режим могут обеспечить п ро­
. мышле нные
источники питания и вакуумные агрегаты со скоро-
стью откачки 500-1000 л/с.
•
В установках типа малоиндуктивная вакуумная искра проис ­
ходит эрозия электродов. С этой точки зрения более предпочти ­
тельна схема с импульсным напуском газа, где эрозия электродов
может быть существенно уменьшена.
При использовании импульс~ого напуска газа [13] на установ­
ке с энергией конденсатора 7,5 кДж получен выход рентгеновско ­
го излучения 150 Дж/имп с эффективностью 2 % на длине волны
'А= 1,2 нм. Это означает, что нормальная экспозиция резиста в ре ­
альной схеме мржет быть получена всего за нескольк о разрядов .
Результаты исследований позволяют сформулировать конкрет ­
ные предложения по созданию источника рентгеновского излуче ­
ния для промышленного использования . Используя импульсный
конденсатор с запасаемой энергией 10 кДж (например , ИК - 40-8)
и импульсный клапан [13] можно получить источник со средней
мощностью излучения 100 Вт при частоте работы 1 имп/с. Для
этого потребуется источник питания мощностью 1О кВт. Размеры
разрядной камеры 8Х 10 см. Откачку камеры до давления 10 -, __
-10- 6 мм рт. ст. мож1-iо обеспечить промышленнь1м вакуумным
агрегатом со скоростью откачки 1000-2000 л/с. Полный объем
установки, включая вспомогательную аппаратуру, составит около
2 м 3 . Источник будет способен осуществлять - 10-30 экспозиций
резистов в минуту с разрешением до десятых долей микрометров
при чувствительности резистов приблизительно 10 мДж/см 2 на
расстоянии 15-20 см за защитным фильтром с пропусканием око-
• ло 10%.
Такой источник имеет большие преимущества перед другими
источниками МРИ. Он относительно прост по конструкции, обла ­
дает высоким кпд, позволяет при необходимости варьировать
_мощность
излучения и проводить экспонирование нескольких ре­
зистов одновременно. Его стоимость меньше лазерно-плазменного
и, тем более, синхротронного источника. С технической стороны
реализация этого источника может быть осуществлена в ближай­
шее время.
Характерной особенностью источника МРИ с импульсным на­
пуском газа является присутствие в его спектре сильных спект­
ральных линий многозарядных ионов газа (например, аргона,
криптона) в области длин волн л<О,5-1,12 нм . Коротковолновый
край этой области совпадает с интервалом высокого пропускания
МРИ основой рентгеношаблонов из материалов интегральной оп­
тики [8] . Таким образом, спектральные характеристики источника
110

тйriа «Микроtшнч» с импульсным напуском rаза хорошо согласу­
ются с характеристиками рентгеношаблонов.
Для практической реализации преимуществ источника типа
«Микропинч», его оптимизации и дальнейшего усовершенствова­
ния потребуется выполнение ряда физических и физико-техничес -
~ ких исследований . Если в результате этих работ будет достигну ­
то время экспонирования рентгенорезистов в несколько секунд,
это позволит реализовать высокопроизводительный технологичес­
кий цикл изготовления интегральных микросхем, в котором будут
использоваться совместно электронная и рентгеновская лито­
графия .
Основное достоинство электронной литограсрии - высокая точ­
hость прорисовки элементов схем с субмикронными размерами
структур. Поэтому представляется необходимым использовать
электронную литографию на стадии изготовления прецизионных
рентrеношаблонов, где не требуется высокая производительность,
а рентгенолитографию - для массового изготовл~ния схем с суб­
микронными размерами структур.
ЛИТЕРАТУРА
1. Гревцев Н.В., Кривоспицкий А.Д., Семин !О.Ф.
-
Эле1,­
т ронная промышленность, 1980, вып. 5, с . 36-41 .
2.Александров Ю.М., Гревцев Н. В., КривосnицкийА.Д.
и др. - Электронная промышленность, 1980 , вып. 5, с. 36--41 .
3.\Viniс k Н., Dоniасh S. Synchrotron Radiatioп Research. ~ Pie-
num Press, Ne,v York, 1980, р. 223.
4.Быковский Ю. А., Канцырев В. Л., Козырев Ю. П. -
Квантовая электроника, 1979, т. 6, No 2, с . 414-417.
5.GliЬеrt К.М., А11thesJ.Р., Gusiпо,v J\'\.А. et al.
-
J . Appl.
Phys ., 1980, v. 51, N 3, р. 1449-1451.
6.Басов Н. Г., Бы1<овский Ю.А., Вии.оградов А. В. идр.
Исследование лазерно-плазменного источника мягкого рентгеновского излучения
при плотностях потока 5•10 11 -2,1014 Вт/см 2 . Препринт ФИАН No 251. М., 1981.
7.Басов Н.Г., Быковский Ю.А., Виноградов А.В. и·др.
Оценки возможностей лазерно-плазменного источника мягкого рентгеновского и з­
лучении длп рентгенолитографии. Препринт ФИАН No 29. М., 1982.
8. К ан ц ы ре в В. Л. Современные источники мягкого рентгеновского
излучения и особенности использования плазменных источников в рентгенолито­
графии. - Техника средств связи. Сер. БОС, 1982, вып. 1, с. 54..:. . .59_
9.Рябов С. Г., Торопкин Г. Н., Усольцев И. Ф. Приборы
квантовой электро11и1ш. М.: Сов. радио, 1976.
10.Сurоdа Н., Маsukо Н., Маеkа"'а S.,
J. Appl. Phys. , v. 51, N 3, р. 1351-1356.
11. Веретенник о в В. А., Пол ух ин С. Н.,
Сидельников Ю. В.-Физика плазмы, 1981, т. 7, No
12.Веретенников В.А., Долгов А. И.,
и др.-Письма в ЖТФ, 1982, т. 8, вып . 17, с. -041-1045 .
I z u111itani т.
Семенов О. Г.,
10, с . 1199-1205 .
Канцырев В : Л.
13. Econo111011 N. Р., Flanders J. Р.
-
J. Vac. Sci. Technol., 1981 ,
V. 19, N 4, р. 868-871.
14. Димов Г. И.
-
Приборы и техника эксперимента, 1968, No 5, с. 115-
11 7.
Статья поступила в июне 1982 года
111

УДК 534.86: 535.241 .13
Доктор физ.-мат. наук В. В. Ilроклов,
Е. М. Кораблев
АКУСТООПТИЧЕСКИИ МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ
ЭФФЕКТИВНЫХ ПРИРАЩЕНИИ ПОКАЗАТЕЛЕЙ
ПРЕЛОМЛЕНИЯ ВОЛНОВОДНЫХ МОД В ПЛАНАРНЫХ
СВЕТОВОДАХ
Предлагается II исследуется акустооптический метод измереншr
эффективных приращений показателей преломления волноводных
мод в планарных световодах. На примере диффузионных _ вщrново­
дов из LiNbO3 показано, что в случае анизотропного волновода ука­
занная методика реализуется без применения прецизионных опти­
ческих приборов. По точности измерения (при относительной прос­
тоте) новая методика не уступает более сложны м призменным_ оп ~
rическим методам.
Известные методы измерения эффективных показателей пре­
ломления волноводных оптических мод основаны на измерении
угла ввода оптического излучения в волновод с помощью призм
или дифракционных решеток [1, 2]. Разработан новый метод из­
мерения указанных параметров планарных волноводов с помощыо
коллинеарного акустооптического (АО) взаимодействия пов~рх­
ностной акустической волны (ПАВ) и волноводных оптических
мод, исследованного ранее в [3, 4].
В изотропных волноводах условие фазового синхронизма _при­
коллинеарном АО взаимодействии выражается в следующем виде:
~т- q=k0п1cos8,
(1)
где ~т = kоnэФФ (111) = k 0 (п1 + ЛпэФФ (m) - константа распростране-
ния m-й волноводной моды (m = O, 1, 2, ... );
п 1 - показатель преломления подложки;
ЛпэФФ (т) - приращение в эффективном показателе преломления
nэФФ (т);
k0 =2л/л0 - константа распространения света в вакууме;
л0 - длина волны света в вакууме;
q=2nffvs - константа распространения ПАВ;
Vs и f- скорость и частота ПАВ, соответственно;
е -угол излучения дифрагированного света в подложку .
Из (1) при е = О для ЛпэФФ <mJ получим:
"о f'
Дnэфф(,п)= -V- "J min(m) •
s
(2)
Таким образом, по измеренной минимальной частоте ПАВ, с
которой начинается высвечивание волноводной m-й моды в под­
ложку, по формуле (2) можно рассчитать значение ЛпэФФ (mJ
(рис. 1). Однако при достаточно 60J1ьшом диапазоне значений
ЛпэФФ (т) в различных одномодовых . волноводах (10-4
-5 • 10-2)
или многомодовых волноводах на основе оптичес1ш изотропных
сред этот метод при определении f min (mJТребует относительно боль-
112

шой перестройки частоты ПАВ (от единиц до сотен мегагерц),
что приводит к осложнениям, связанным с необходимостью исполь ­
зования нескольких встречноштыревых или других преобразова­
телей ПАВ (обычно относительно узкополосных) с разщrчными
центральными частотами . Более простой АО метод может бьrть
реализован в анизотропных волноводах , например, в широко ис -
е пользуемых диф фузионных волноводах из LiNbOз. В анизотроп ­
ном случае возможно наблюдение коллинарного АО взаимодейст ­
вия (дифракции), при котором дифраги рующая в подложку мода
о
/Jпerrrm •
п,
1
(п,-,.Jlп) п
Рис. 1. Вектор1н.1я диаграмма кGллю,еар- .
на го АО взаимодействия при определении
ЛПзфф IJ II З OT[)l'JПHOM волноводе
изменяет свою поляризацию на ортогональную (4 , 5]. При этом в
· случае ·
одномодового волновода минимальные частоты f 11,; 11 (ТЕ , >
для ТЕо-моды и fп,i11 <ТМ,) для ТМо-моды, по значе ниям которых
из (2) вычисляются значения ,ЛпэФФ 1т,1;01 и ЛпэФФ (ТЕ,,J определяют­
ся следующими соотношениями , соответственно:
j
- J< miп)
j
.
тiп (ТЕ.,) -
JM ., ➔ TEStib - .тг.
-
тм,) '
(3)
(4)
где /ТЕ, ·~ тм, - частота ПАВ, удовлетворяющая условию фазо­
вого синхронизма BrN, -q (f) = ~тЕ. для преоб­
разования ТЕо-моды в ТМ0 -моду (ТЕ 0 -► ТМ0 )
(рис. 2);
ЛJГlтм - частота ПАВ, удовлетворяющая условию фазо-
0
sub
.
•вого
синхронизма ВтЕ. +q(f) =k0n0cos 0 при
0 --• О для преобразования ТЕ0-моды в моду из­
лучения подложки с ортогональной поляризаци-
'
..
ей TMsиЬ (СМ. рИС. 2,а);
f~1?l. тE - частота ПАВ, удовлетворяющая условию фазо-
0•
sub
8-1273
вого -синхронизма ~ т,н, -q (f) = kone cos 0 при
0 -• О для преобразования ТМ0 в моду излуче­
ния подложки с ортогон.альной поляризацней
ТЕ sиь . (см . рис. !2,6);
113

п , пе ..:. ...: . обЬ1кновенный и необЬrкновенный поt<азатели
преломления подложки . ·
Для ани~отропных волноводных мод, распространяющихся
перпендикулярно оптической оси в · LiNЬO 3 диапазон частот· ПАВ ,
в котором могут изменяться частоты р~п_а~ )
pmin)• ,.
,и
71::.0 -+ ТМsub ,
Т1Н0- ,
1J::. _
5110
/ТI::, ,.__,_ тм0 мал · по сравнению с их абсолютными значениями и
поэтому может · быть обеспечен одним преобразователем ПАВ,
Кроме того, использование высокочастотных ПАВ • обеспечивает
лучшее перекрытие оптических и акустических полей , что приво ­
дит к увеличению эффективности дифракции .
л
а)
о
fJ
Рис.
.2 . Векторная диаграмма коллинеарного АО
взаимодействия в анизртропном волноводе:
а - при определении Лпэфф TNI,; 6 - при определе-
нии Лnэфф ТЕ ,
Экспериментальные исследования выполнялись на Тi-диффузи­
онных одномодовых в олноводах из LiNЬOз У-среза. При рас ­
пространении оптических мод •(ТЕо и ТМо) и ПАВ вдоль оси Х,
где хорошо проявляется анизотропия волновода, для исследовс:f - i
ний достаточно было одного встречноштыревого преобразователя
ПАВ с центральной частотой fo""='500 МГц и рабочей полос6й око-
ло 100 МГц.
Для одного из образцов волноводов были получены следующие
р езультаты · f(max)
=487 О+О 5 МГц· f<m inJ
= 538 11+
•
ТЕ0 _,. TA/sub
'
-
'
.
'
ТМ0 -+ TEsub
'
-
114

±0,5 МГц; ,fщ ·- тм0 =504,0±0,5 МГц. По (3) и (4) вычислены
f,11i r1 (Щ) = 34± 1 МГц и fш1n (ТМо) = 17± 1 МГц, откуда по .формуле
(2) . получены значения ЛпэФФ тЕ0 =0,0057±0,0002 и D.nэФФ тм0 =
=0,0028±0,0002, которые хорошо согласуются с измерениями этих
величин призменным методом .
Приведенные результаты экспериментов относятся к одномодо­
вым планарным волноводам из LiNЬO 3 . Однако, как следует и з
описания принципа действия нового АО метода, он также может
быть применен к изучению многомодовых волноводов из LiNЬO 3
и других анизотропных материалов. При этом сохраняются основ­
ные его преимущества: высокая точность и относительная прос­
тота.
ЛИТЕРАТУРА
l.Наrris J.Н.:_J.Opt.Soc.Amer., 1970,V.60,р.1007.
2.Dаkss М.L.
-
Appl. Phys. Lett., 1970, V. 23, N 15, р. 523.
3.Сfе11еr F. R.,
Рitt С. \V: - Electron. Lett., 1972, V. 8, N 22,
р. 549.
4.РrоkIо\V V. V.,
КоrаЬ1еv.r Е. М. - !ЕЕ First Euiopean Confe-
rence оп Integ r ated Optics , 1981, Post -Dead lin e papers , ·р . 1.
5. Кораблев Е . М., Проклов В. В .
-
Письма в ЖТФ, 1981, т. 7,
No 23, с. 1440-1447.
-
Статья поступила в аюле 1982 года
115

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
УДК 621396.1305
,._
Канд. ' техн. наук В. Ф. Ламекин
ОЦЕНКА ЭФФЕКТИВНОСТИ ПР ·ИМЕНЕНИЯ МИКРОСБОРОК В МЭА
ПО КРИТЕРИЮ РЕЗУЛЬТИРУЮЩЕГО ОБЪЕМА
Обосновывается выбор метода оценки эффективности микросбо­
рок. Приводится прим ер оценки конкретного устройства.
Создание новых видов электронных устройств, входящих сос­
тавными элементами в подсистемы, системы и субсистемы МЭА,
требует значительных материальных затрат. Поэтому решение
пробл емы их оптимизации является необходимым условием даль­
нейшего прогресса МЭА .
Развитие теории оптимизации сложных устройств МЭА связа­
но . с овладением большим числом методов, изучением больших ,
объемов экспериментальных материалов по вспомогательным про­
блемам, в том числе проблемам конструирования и экономическим,
которые нередко играют основную роль в выборе того или иного
варианта устройства.
Общий подход к проектированию МЭА заключается в прове­
дении глобального синтеза, при котором учитываются все основ- ·
ные показатели устройства МЭА, включая экономические и конст­
руктивные [1]. Такой подход вызывает большие трудности, поэто­
му широкqе распространение для практических (инженерных) це- •
лей получил частный синтез, когда на основе результатов анализа
учитываются наиболее существенные показатели - качества.
Многообразие видов современных устройств МЭА не позволяет
создать единых инженерных методов оценки эффективности кон­
структивно-технологических решений кою<ретных устройств, соот- ,
ветствующих их на значению, поэтому в настоящее время методы
оце нки создаются каждым разработчиком МЭА . ·
Одним из методов оценки эффективности микросборок являет­
ся сравнительный анализ нескольких технических решений •· для
выбора оптимального варианта. Он основан на сравнении оцени:
ваемого изделия с некоторым образцом - ранее выпущенным из­
делием . Результаты сравнительного анализа представ ляют собой
численные отношения параметров оцениваемых изделий, принятых
за критерий качества. Это упрощает процесс проведения анализа.
Важный вопрос при определении эффективности - обоснова-
116

ние и выбор надлежащего результирующего критерия. Счита ется
целесообразным выбрать в качестве основного критерия оценки
эффективности некоторый технический параметр , наиболее тесно
связанный со стоимостью выполнения поставленной задачи •[2].
В так·ом случае управляемыми параметрами являются, например,
параметры конструктивно-эксплуатационного характера: вес (G),
объем ( V), энергопотребление, надежность.
Анализ плотности компоновки современных устройств МЭА
позволяет с достаточной для инженерных расчетов точностью счи­
тать среднюю плотность компоновки основн~rх видов МЭА {G/V)
примерно одинаковой.
Оценку степени эффективности устройств МЭА целесообразно
производить на разных иерархических уровнях, так как невозмож­
FО выработать критерии 'оценки, одинаково пригодные для исполь­
зования на любых уровнях конструирования . Так , уровень интег­
рации отдельно~ интегральной схемы можно оценит_ь на основании
сравнения с другими ИС аналогичной структуры. Анализ дости­
жимых габаритно-весовых характеристик ИС при различных уров­
нях интеграции показывает, что во всех случаях уменьшение веса
примерно пропорционально уменьшению объема. Поэтому при
оценке эффективности применения -микросборок МО)!{Но ис п ользо­
вать только один из двух параметров G или V. Например, для
МЭА наземных ПО более разумно принять за основной т ехничес-
кий параметр V, а воздушных - G,
'
Процедура оценки эффективности . конкретного вид а МЭА, на ­
пример, приемного устройства цифровой многокаfiальной световод­
ной линии связи проводится в два этапа. На первом определ _яет­
ся уровень оценки степени совершенства конструктивн ог о решен ия.
Так, при оценке приемника целесообразно выделить в качестве
отдельных частей фотоприемник, предварительный мал о шумящий
усилитель, основной усилитель и т, п. На втором этапе выбирает­
ся образец для сравнения. Конечный эффект должен быть выра ­
жен в выигрыше величины результирующего критерия . Для МЭА
ПО эффект миниатюризации определяется выигрышем результи ­
рующего объема,
Числовыми характеристиками эффективности интегральных
схем ·различного уровня интеграции будем I считать коэффициен­
ты, определяющие относительную
величину результирующего
объема оцениваемых устройств. , За основу возьмем относительный
объем приемного устройства с граничной частотой 50 мГц, по­
строенного на основе двух корпусных ИС_ (корпус типа ТО-5) ши ­
рокополосных усилителей, навесных пассивных элементов и эле­
ментов конструкции ,
В качестве образца для сравнения; выбираем микросборку ши­
рокополосного малошумящего приемного · устройства с анал ·огич­
ными параметрами, выполненную на бескорпусных ШИУ в корпу­
се типа «Акция».
Введем понятие_ о коэффициентах качества, которы~ определим
117

отношениями результирующих объемов сравниваемого обра зц ~1
Vc 1 и оцениваемого устройства V; к коэффициентам усиления
сравниваемого образца и оцениваемого устройств, соответств е нно:
,т.
\7
!(р= ---f!- и I(q = -.,-'-
'
f<u с
f<u,
где коэффициенты Кр и I((J имеют размерность см 3/дБ .
Тогда оценка эффективности применения микросборки мож--ет за­
ключаться в определении коэффициента усовершенствования:
Кμ
~
Кус = к;-.
При условии Кис = К,,; коэффициент усовершенствования опреде­
ляется отношением результирующих объемов и дает относитель­
ную оценку вариантов. Для данного случая I(y~ ~ 10 .
Рассмотренный пример показьщает целесообразность исполь ­
зования такого подхода к оценке эффективности повышения уров ­
ня интеграции при переходе к конструктивно - технологическому
методу реализации МЭА на микросборках.
•
ЛИТЕРАТУРА
1. Гут J( ин Л. С. Оптимизац и я радиоэлек:rро н ных уст р ойств. N\..: Сов . ра­
дио, 1975.
~-
Проектирова н ие радиоэлектронных устройств на интег р альных микросхе­
мах/Под ред . Шаца С. Я. N\. .: Сов . радио, 1976.
Статья поступила в июне 1982 года
Удк 62 1.372.8
Канд. техн. наук К , Д. Щмелев,
В. А. Меньшов
ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ДЛЯ ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ СВЯЗИ
Приводятся результаты разработки электрических схем преобра - .
з ователей электрического сигнала в оптический, о п тического сигна­
ла в электрический . Описывается состав модулей при различном
виде модуляции несущего сигнала, а также практическая их реа­
лизация в виде действующего образца линии оптичес1,ой связи.
Оптические системы связи при использовании их для внутрен­
ней связи, например, в подвижных объектах имеют ряд особеннос­
тей, В связи с тем, что оптические переключатели, модуляторы,
разветвители промышленностью не выпускаются, необходимо для
каждого абонента преобразовывать световой сигнал, передавае­
мый по волокну, в электрический, а затем электрический в акусти ­
ческий. Таким образом, получается замкнутая цепочка: акустичес•'
кий сигнал (микрофон) - электрический сигнал
-
оптический сиг•
118

нал - канал связи
-
электриi.1еский сигнал - ко м мутатор
-
аку­
стический сигнал (телефон) [1, 2, З] .
Кроме того, в таких системах возникают как акустические, так
и оптические искажения передаваемых сигналов, а следовательно ,
и передаваемой информации.
Для передачи сигнала по волоконному кабелю или открытом у
каналу (атмосфере) практическое применение нашли такие вид ы
модуляции оптического излучения лазера или светодиода, как ам­
плитудная (АМ), амплитудно-импульсная (АИМ) , частотно-им­
пульсная (ЧИМ) и кода-импульсная (КИМ). Вид модуляции в
основном определяется типом объекта, требованиями к помехоза­
щищенности канала связи, качеством и объемом передаваемой
информации [4] .
В линии оптической связи с использованием световолокон н ого
' 1,абеJrя при низких потерях (менее 1 дБ/км) возможна перед ача
аналогового сигнала, однако в открьпых (атмосферных) лин и я х
связи потери оптической энергии на рассеивание могут достигать
сотен децибелл на километр; кроме того , необхо д и м о иметь соотно­
шение сигнал/шум не менее 100. При меньшем соотношении сиг ­
нал/шум прием аналогового ' сигнала затруднен в приемника х
прямого фотодетектирования с поднесущей, что приводит к рез ко­
му снижению дальности устойчивого приема и к а чества прини­
маемого сигнала.
' В связи с этим для открытой линии связи широ ко е прим ен ени е
нашел импульсный метод модуляции оптического и з лучен ия, пр и
котором на фотоприемник воздейству ет пульсирующий св ет о в о v.
поток со средней мощностью [5] :
,.
-
-P
iQ
1-ер
---
с;\;•,
где. Р с - мощность в импульсе;
Q - скважность импульсов .
В полосовом фильтре в полосе часто т ной модуляции в ыделя ет •
ся первая гармоника колебания поднесущей частоты, при этом
мощность дробового шума сигнала , усредненная за период подf! е·
щей на выходе фильтра определяется завис'имостью :
Nc= 2q·02•D·Вгс ·/:\/Q,
где q - заряд электрона ;
G - коэффициент усиления фотодетектора по то ку ;
D - коэффициент преобразования интенсивности оптического
излучения в ток ;
Brc -
полоса пропускания фильтра поднесущей частоты .
Амплитуда импульса напряжени,я поднесущей на выходе фото­
детектора равна :
Иs=G·D ·Pc·RL,
где R.L
-
единичная нагрузка .
119

1'огда напряжение первой гармоники поднесущей частоты состав­
ляет :
')
~
Иs1 = O-D·Pc·-=- -• sin-'-
·
.
'\
1t
Q
Мощность сигнала поднесущей при полной линейной модуляции
равна :
Выигрыш по мощности на поднесущей при импульсной _ передаче:
,в
'16•27t
62.?7t
п=-·SIП -
=
], ·S!П--.
;,; 2
Q
Q
Отношение сигна.11/шум по мощности на поднесущей частоте:
(S/)
-г,-Рс·Q . ~ 7t
-Ncsc-
-h-
·~f-c- .fj~s-c · - Jt-2 • sш- -Q -
.
1
,где 1'J - квантовая эффективность фотокатода ;
f с -- частота оптического сигнала.
При линеЙIJОЙ модуляции по интенсивности оп:гического сигна­
ла косинусоидальной поднесущей и ограничении дробовыми шу­
мами сигнала отношение сигнал-шум в полосе поднесущей имеет
вид:
где т - ·коэффициент глубины модуляции;
F (М) - коэффициент 1 избыточного шума, определяемый фотоумно­
жителем.
Выигрыш методом импульсной модуляции находим с помощью
выражения:
1
Вс1ш= S-Q ·F(M) -siп2_::_.
,
т.З- т':!
Q
Функция Во= 8~ sin 3 _:: _ максимальна при ,Q=2,7 и равна
Jt-
Q
.
1,85. Если ,Q =Q,7; m=0,7 и F(M) = 1,5, то Вс/щ =5,65.
Средняя мощность· оптического излучения при полной линей­
ной модуляции косинусоидальной поднесущей 011ределяется как
Р' =Рс/2
ер
откуда выигрыш по средней мощности · излучения при импульсной
передаче равен:
В_Рг
.
_!s__~
Рср --
'Q
•
2-:-Q
Таким образом, при импульсной передаче поднесущей можно, за•
120

..
трачивая . меньшую мощность, получить лучшее отношение сиг -
. нал/шум.
.
При скважности ,Q = 8 выигрыш Вс ; ш = 1, однако здесь примене­
ние стробирования может дать существенный выигрыш в подав­
JJении шумов фоновых излучений, мощность которых снизится на
. вел ичи ну,
соответствующую числу скважности стробирования. ·
Разработан ряд функциональных узлов, выпоJшенных в внде
мнкросборок :
МС-01 - преобр~зователь постоянного напряжения;
МС -02 - усилитель низкой частоты (НЧ);
МС-03 - формирователь амплитуды и длительности импуль­
са, полосовой фильтр;
МС-04 - усилитель НЧ, преобразователь аналог
-
ЧИМ;
МС-029 - импульсный входной усилитель.
Рис. 1. ЭJiектри.ческая схема ус11 J1итеJ1я низкой час­
тоты МС-02
На рис. 1 представлена схема (МС-02) усиления аналогового
сигнала и_нформации 10 - 60 мВ в сигнал 1- 5 В. С помощью этой
схемы возможна непосредственная накачка током светодиода ти­
па АЛ107Б при АМ. Изменением постоянного тока смещения че­
рез светодиод достигается выбор линейного участка его волы-ам­
перной характеристики, а также зависимости:
Рнз,=f(/,.)
Схема форми'рователя амплитуды и дю1теJ1ьности импульсов
(одновибратор на V 1, V2), а также полосового фильтра ( V3-V5)
приведена на рис. 2. На вход транзистора Vl от фотодиода или,
при необходимости, от предварительного усилителя поступает им­
пульсный сигнал, амплиту4а и длительность которого зависит от
дл ины и коэффициента затухания световолокна, изменения мощно ­
сп1 излучения светодиода и других внешних факторов.
121

С эмиттера транзистора V2 снимается сигнал, калиорованный
по длительно сти (Т 11 ._. " = 1 мкс) и амплитуде (И" " "= 10 В).
При · отсутствии девиации частоты следования импульсной по­
следовательности на выходе фильтра ( VS) переменный сигнал от­
сутствует, при изменении частоты f= 10 кГц на ±2 кГц с выхода
фильтра снимается переменный сигнал "-' Ис,,r ,, =0,3-3,4 кГц.
Коэффициент · затухания фильтра вне полосы пропускания со ­
ставляет около 40 дБ ,
• Р ис . 2. Электрическая схе м а формирователя амплитуды i1 длительнос ­
ти импульсов и полосового фильтра МС-03
В преобразователе ЧИМ - аналог используются активные
RС-фильтры на основе эмиттерного повторителя [6] . Благодаря на ­
личию положительной обратной связи в схеме проi-1сходит компен­
сация потерь пассивной цепи, добротность которой определяется
добротностью схемы .
.\
Рис. 3. Электрическая схема усилителя входного сигнала
МС,04
Микросборка МС-04 (рис . 3) представляет собой преобразова­
тель аналог-ЧИМ, состоящий из усилителя входного аналогового
сигнала до уровня 0,1-0,5 В , который является напряжением сме-
122

щения для транзисторов V4, Vб, образующих схему мультивибра ­
тора и . выходного каскада Vб. Частота изменения выходных им­
пульсов мультивибратора прямо пропорциональна амплитуде
входного сигнала информации. Далее последовательность импуль­
сов через усилитель мощности ( Vб) поступает для накачки свето -
излучающего диода или на управляющий вход ЛПИ .
.
V4
Рис .. 4 . Электрическая схема импульсного входного
усилителя МС-029
Импульсный в х одной усилитель МС-029 (рис. 4) имеет . три
каскада усиления с общим крэффициентом усиления Кус = 1000-
2000 в зависимости от глубины обратной связи (RС-цепочка)
входным сопротивлением порядка 10 кОм и линейностью ампли­
тудно-частотной характеристики ±5% в диапазоне от 100 Гц до
20 кГц.
На основе разработанных функциональных узлов (микросбо­
рок) возможно создание приемных и передающих модулей. Ис­
точником сигнала для приемного оптическr;>го модуля является
фотодиод со смещением, например, ФДК-27, ФД-lОК, выход же
передающего модуля нагружен на светоизлучающий диод типа
АЛ 107Б или другой, а также на запускающую цепь полупровод -
,.
никового лазера ЛПИ .
Т 1,11 1 ,1Одумщии и з:1у­
чения
А~;п:1итудная
Амп;1l!T:,·.]НО·И,1ГIу,1ьсная
}(одО·ш.1пу:1ьсная
Частотн0-11 ,,11·1ульен&я
П ередатч ик
МС-02, СИД
- МС-02,
МС-04, СИД
МС-0-1, СИд
МС-0-1-. СИд
Пр ие~r1 1ик
Фд,МС-029
Фд,МС-029, МС-02
Фд,МС-0 29
Фд ,Л11 С-029, J\'\C-0 2
123

В таблице приведены возможные ва'рианты структурных схем
линий оптической связи, выполняемые в соответствии с назначе­
нием функциональных узлов МС-02-МС-029.
Практическое применение разработанные микросборки нашли
в линии оптической связи среднего радиуса действия (рис. 5).
В ее состав входит приемник оптического излучения (импульсный
входной усилитель МС-029, формирователь амплитуды, дли т е.1Ь -
1-юсти и полосовой фильтр МС - 03, усилитель низкой частоты
МС-02) и передатчик (усилитель НЧ МС-04 с преобразователем
аналог-ЧИМ и преобразователь постоянного напряжения МС -01). ..;
9
8
МС-029 -1 -- -+- -I
!2
1
МС .-01
7
Tf!J
Мкrр
~---+-----+-!--о
Ри с. 5. Структурная схема приема-передатчика оптической линии с в язи
• Речевой сигнал порядка 1-2 мВ от микрофона поступает на
вход усилителя НЧ и преобразуется в последовательность . им ­
. пульсов
с частотой следования f= J О кГц±2 кГц, где 2 кГц есть
частота девиации несущей частоты в зависимости от величины
входного сигнала. С выхода преобразовате.ля сигнал поступает на
управляющий вход полупроводникового лазера ЛПИ, постоянное
смещение на который подается от делителя напряжения R1, R2.
От аналогичного приемопередатчика оптический сигнал в виде се-
рии импульсов с переменной частотой следования принимается ~
фотодиодом VI, усиливается импульсным входным усилителем
МС-029, формируется по длительности и амплитуде в МС - 03. На
выходе схемы выделяется полезный · сигнал в полосе 300 Гц -
3,4 кГц, который через усилитель НЧ (МС-02) преобразовывается 't.
в акустический сИiг нал в телефоне.
•
•
•
Параiл: етры линии оптической связи следующ и е:
Мощность импульсного оптического излучения, В т
5
Напряжение питания, В .
12
Мощность потребления, Вт .
1,5
Д аль ность у стойчивой связи., м
100
1:2 1

Средняя частота следования импуJ1ьсов излуче 1шя, J<Гц l0
Дтша воJ1ны опт и чес1<ого излучен1н1, м1OI .
0,85
Срок службы излучателя, ч
100
Масса, кг
0,5
Создание базовых элементов для оптических атмосферных и
световолоконных систем связи позволяет провести унификацию
основных функциональных узлов линий оптической связ~,i с раз­
личными видами модуляции по интенсивности оптического изJJуче­
ния, значительно сократить время разрабоп:и и настройки систе­
мы, а, следовательно, и их стоимость.
ЛИТЕРАТУРА
1. Швей J< ин В. И., 3 арке в и ч Е. А. Оптоэлектронные устройства
оппrческих кабельных систем связи. - Электросвязь, 1980, No 12, с . 36-38.
2. Ре г s о n iс k S. D. Fiber optics tut9rial devices anc! systems. NTS'76-
Ni1t. Telecoгnmun. Сопf. Commun . and Кпо,,.,J . , Partners Ргоgг., Dallas.· Тех., v. 2,
Nc,v Yorlc N. У., 1976, 26, 2/1-26.2/7.
3. GаГ!1IJIiпg W. А., Раупе D.N. Optical fibeг systems.
-
Phil.
Traus. R'oy. Soc . . London, . 1978, v. 289, N 1356, р. 136-150.
4.Л11твинов В.Ф., Семенов А.С., Тищеико .Т.Н, Прохожде-
1111е 11мпу,1ь::ов излучения полупроводникового лазера по светопроводу. - Кван-
то1Jа11 электрон1ша, 1974, т. 1, No 3, с. 683-684.
•
•
5. Ал и ш ев я : В., Берк у то в А. А. О повышении помехозащищенно­
сти приема оптических сигналов в лазерной линии связи с частотной модуля­
цией · поднесущей. - Квантовая электроник?, 1977, No . 13, с·. 114-116.
6.ЧаповскIIй М. 3.,
Лове й к о • В. Н. Проектирование активных
RС-фильтрdв на основе эмиттерного повторителя. - В кн . : Полупроводйиковые
приборы в технике электросвf!зи: Сб . статей, вып. 4·. М . :
Связь, 1969, с . 171-182.
Статья пй"ступила в то ле 1982 года
Удк 681.327 . 28-529/002.2 . р81.326.3
Канд. физ.-мат. наук А. М. Аникин.
1<анд. техн. наук . в. Ф. Ламекин,
Б. М. Мархашов
ПРОГРАММИРОВАНИЕ ИС ППЗУ В УСЛОВИЯХ
СЕРИИНОГО ПРОИЗВОДСТВА АППАРАТУРЫ СРЕДСТВ СВЯЗИ
Расс матр11ваЕiгся технологический ц11кл программиро :з эния ИС
• сер1111 К556. Обосновывается необходимость прпведения стлrrстиче­
ского анал11 з а программируемости ИС ППЗУ. Даются ре1юменда­
щш по марк11роn1,е ИС и техническому оснащ('ННЮ технологпческо­
го ц1шла.
~
Одним из основных элементов модулей памяти, входящих в со-
став цифровой аппаратуры · внутренней связи и 1,оммутации
(АВСК), являются интегральные схемы памяти, производство и
применение которых ежегодно возрастает. С учетом довольно же­
стких требований, предъявляемых к АВСК, и тенденции расшире­
ния ее функциональных возможностей (что связано с изменением
программного обеспечения) принята ориентация на применение
]2.J

I
распространенных в настоящее время интегральных схем програм­
мируемых постоянных запоминающих устройств (ИС ППЗУ) се­
рии 556.
В ближайшее время для производства АВСК необходимо под­
готовить к использованию (запрограммировать) 2000-3000 ИС
ППЗУ с возрастанием этого количества в последующие годы. Важ ­
нейшими технологическими операциями, влияющими на · надеж ­
ность работы модулей памяти, являются процесс программирова ­
ния и температурно-временные режимы тренировки ИС ППЗУ.
Таким образом, имеется объективная необходимость технологи­
ческой подготовки производства к решению поставленной задачи.
Процесс программирования выбранного типа ИС заключается
в избирательном разрушении электрическим путем коммутирую ­
щих тонкопленочных перемычек в матрице накопителя, что соот ­
ветствует записи логической «1» или логического «О» . Исследова ­
на физическая сущность процесса пережигания перемычек [1, 2]
и анализа отказов ИС ППЗУ после программирования в соответ ­
ствии с «Руководством по программированию ИС КР556 РТ4».
В соответствии с последовательностью операций процесса за­
несения информации в ИС ППЗУ КР556 РТ4 [З], разработан алго­
ритм технологического цикла программирования ИС ППЗУ с
плавкими перемычками для серийного производства АВСК (рис. 1).
Все ИС ПП,ЗУ, поступаюμще со склада комплектующих изде ­
лий_ (блок 1), проходят входной контроль ( блок 2), где произво­
дится проверка электрических параметров на соответствие требо­
ваниям и нормам ТУ:
то.к. потребления,
4
ток утечки выходных каскадов,
наличие нарушенных перемычек ( «чистота» информационного
поля матрицы накопителя).
В соответствии с картой прошивки (таблицей истинности),
представляемой подразделением-разработчиком про грамм, в ИС
ППЗУ на специальном оборудовании заносится требуемая инфор ­
мация (блок 3) с последующим ее контролем ( блок 4). При не­
программируемости ИС ППЗУ необходимо повторить о п ерацию
программирования. Если это не приводит к желаемому результа­
ту, ИС бракуется.
Затем проводят первую термовыдержку (ТВ I) партии ИС в
течение 20 мин при температуре 120°С (блок 5) и осуществляют
1<0нтроль сохранности юrформациq (блок 6). При положительном
результате проводится вторая термовыдержка (ТВ II) в течение
24 ч (блок 7) и вторичный контроль сохранности информации
(блок 8). ИС ППЗУ, прошедшие вторичный контроль, должны
быть подвергнут ы злектротермотренировке (ЭТТ).
По опытным данным, 10-1'2% отказов (потеря информации в
ИС ППЗУ) происходит из-за восстановления разрушенных пере­
мычек после ТВ I. На долю отказов после ТВ II приходится до
3%.
126
~

I Ofl{lK
/iрак r
!iрак ~
/:'{/ П(.1tf.r.11opнoe
17/J[,'?./JШfM{lpofJaнцe
KO!l,77/JO~, .
б сохра 1,'носrт.·11. ,,,,-->•----· - · - ·· ·· ~
-
IJHtp··!J. lt'Ц.,./.
~
1 Т8 ![ 24ч, +72С"С
g JТТ!68ч,+70°С
Вых
контроль
10 сохданносrт1. /
IJH(fl-5 '> ' -/
ff Монтаж НС !!ПJУ
ча МООf/ЛЬ !lll/.{fJf/7.' L
J
13 fipodepкa монта­
, жа 11 испра(!ности
10С!П0J76!1ЫХ JЛ-motJ
моdljля памяти
Рис. 1. Алrорнтм технологнческого цик.nа программнро­
ваш1я ИС ППЗУ
127

Онерация ЭТТ (бло1{ 9) проводится _ над партией из нескольких
десятков ИС ППЗУ, установленных на платы с помощью контак­
тирующих устройств. Все ИС ППЗУ посредством кабеля соединя ­
ются со специальным блоком, расположенным вне камерь1 тепла
и обеспечивающим перебор «адресов» с частотой 50 Гц - 1 МГц.
Суммарный продолжительный нагрев в течение 168 ч при темпе- •
ратуре окружающей среды 70°С, пребывание во включенном сос­
тоянии (без обеспечения режима динамического питания) ускоря -
ет деградационные, процессы и позволяет эффективно осуществ ­
лять отбраковку ИС ППЗУ. Если в ИС ППЗУ после одной из опе - (
раций (ТВ I, ТВ II, ЭТТ) происходит восстановление перемычек,
они направляются на повторное программирование (см . рис. 1)
По окончании ЭТТ производят выходной контроль внесенной
информации (блок 10) каждой ИС с последующим документиро­
ванием на листинге, являющимся сопроводительным документом.
В соот13етствии с предлагаемым алгоритмом (блоки 11 - 14),
дальнейшие операции выполняются в составе модуля памяти
АВСК.
Обычно программируются отдельные ИС ППЗУ, в связи с этим
возникает необходимость в их маркировке, указывающей принад­
лежность к соответствующему модулю памяти и прохождению по
технологйческому циклу программирования. Отсутствие в ТУ ре­
комендаций по маркиро"вке позволяет производить ее в произ­
нолыrGЙ форме:
• при помощи нанесения краски;
с использованием картонных бирок;
группировкой в соответствии со сборочным чертежом.
В условиях производства целесообразно систематиче_ски наби­
рать статистику о_тказавших при цикле программирования ИС
ППЗУ, что позволяет оценить не только технико-экономические
характеристики, но и проводить анализ причин отказов ИС каж­
дой партии. Результатом статистичес1юго анализа коэффициента
программируемости ИС ППЗУ является гистограмма распределе ­
ния брака, которая в случае большого количества отказов при
программировании позвоjjяет либо обнаружить отклонение от тех­
нологического процесса программирования, либо дает основание
на рекламацию данной партии. Статистические данные вносятся
в маршрутный лист (см.).
Входной контроль целесообразно производить на специально
разработанном для этой цели блоке сопряжения, подключаемом к
единой системе _ входного контроля предприятия (ЕС ВхК). Нали- ~
чие такой системы в условиях серийно го производства яв.r1яется
необходимым.
Программирование одновременно с контролем вщ>симой инфuр ­
,-.,~ации ИС ППЗУ может быть щуществлено с помощью универ­
са"11ьных систем, построенных на базе мини- или микро-ЭВМ и
специализированных у стройств (программаторов), предназначен -
128

1-IЫх для прогр аммир6вания нескол.ьких серий ППЗУ. Ввиду отсу1' ­
ствия в настоящее время программирующих устройств, имеющих
метрологическую аттестацию, программирование ИС на стадии
разработки производится на программир_ующем устройстве систе-
мы отладки СО - 01 (НЕЙРОН И361).
1
Одним из вариантов решения данной проблемы является по­
строение системы программирования на базе микро - ЭВМ «Элек­
троника 60М» имеющей унифициров\шную систему команд .
С)
=
Прог-
рамын-
ровани с
-
--
· J\'lаршруrный лист программируемости ИС
Tl3 l
-
--
"'
о
ПоL1тор -
11ое про ~·-
ра~rмнро-
i \аНИС
u
...
С)
-
=
С)
:r:::
u
С)
с.
Пов-
то'р-
11ан
Т131
С)
о
=
Т13П
"'о
::
П овтор-
ное прог-
рамI1иро-
uани"
е-,
С)
~
о..
Повтор- ·
Нi1П
твп
С)
С)
=;
"'о
:,:
"'...
u
u
о
•CJ
По мере отработки технологии и повышения коэффициента
программируемости, ИС ППЗУ, а также освоения промышленно­
стью серийно выпускаемых программаторов возможно их включе ­
. ние в состав комплекса программирующей аппаратуры. Они зна ­
чительно эко1юмичнее универсальных систем и требуют обслужи­
вающего персонала более низкой квалификации .
и####Е#Е
#&WdW#
, Рис. 2. Контактирующие устройства с «нулевым» усилием
9-1273

Следует отметить важность обеспечения технологического ЦИI< ­
,:~а программирования ИС ППЗУ контактирующими устройствами
с «нулевым» усилием (рис. 2) для операций входного контроля,
программирования и контроля сох_ранности информации, а так)ке
обычными контактирующими устройствами , или соединительными
L/L:7ffffL/и#,t7
ffff,(/ffL/# ffи,
-/ d'EJ###.:7####
##EEEE#ff#JE
Рис. 3. Соеш1н 1 1тельные ро з ет 1<11 для пр11сосд11не1111н ИС к
к печатным п латам
розетками для ИС (рис. 3), используемыми при ЭТТ. Применение
контактирующих устройств позволяет существенно сократить вре­
мя проведения всех операци~ (из - за отсутствия операции пайки),
что позволяет, в свою очередь, повысить процент 13ыхода програм­
мируемых ИС ППЗУ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Щ е т и ни н Ю. И. Физическая модель програм ·мирования плавких пе-
ремычек ППЗУ. - В кн.: Тез. докл. Всес. науч. - техн . конф. «Развитие теории и
техннки средств хранения информации. М.-Р., 1980, с. 159-161.
2. D аv idsоп _!. L. et. а!. Fusing meclianism о[ nichrom thin film.
-
М!Т, 1976.
З. За к о л да е в А. А. Тех1-1 олог11я программирования БИС ППЗУ. -
В 1,11.: Материалы краткосрочного се :,шнара «Прогрессионые технологические
процессы в произоодстве радиозлектронной аппаратуры», сост. 23-24 марта
Н)82 г. Л., 1982, с. 50-55.
Статья поступила в авгус1·е 1982 года
Удк 621 .382.8.011
Канд. техн. наук В. Ф. Ламекин,
до'ктор техн. наук С. Я- Шац,
кандидаты· физ.-мат. наук А. М. Аникин,
Н. К. Довченко ~
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
АНАЛОГОВЫХ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕИ
Рассматр1шаются теория , фи зика работы, примеры интегральной
реализац111-r, результаты исследования параметров функционально-
111-r тегрирооан н ых ИС аналоговых перемножнтеле11.
Повышение степени интеграции ИС - одно из основных на­
прав~ений микроэлектроники на современном этапе ее развития.
JЭО

Одновременно происходит переход от традиционного исполнения
ИС к функционально-интегрированному в сочетании с новыми схе­
мотехническими решениями и технологическими приемами. Функ­
ционально-интегрированное исполнение заключается в совмещении
функдий ряда рабочих областей различных компонентов в одной
изолированной области, при этом од,iн и тот же элемент физичес­
кой структуры одновременно выполняет несколько фушщнй.
Функциональная интеграция позволяет существенно повысить эф ­
фективную плотность упаковки элементов в кристалле благода­
ря сокращению количества изолированных областей, вскрывае­
мых отверстий (окон) под контакты и металлизированных внут­
рисхемных соединений.
Показательна в этом отношении эволюция ИС аналоговы х пе­
ремножитеJ1ей (АП). На первых этапах развития микроэлектро­
ники АП представляли собой аналоги схем, выполненных на дис- .,
кретных компонентах.
К первым ИС АП относятся полупроводниковые схемы
МС 1595, МС 1596, μА 795, ~LA 796 и др . В структурно -топологиче­
ском отношении эти ИС сформированы в одном кристалле, в · ко­
тором активные и пассивные элементы расположены в отдельных
изолированных областях и , объединены в функциональную схему
металлизацией, а схемотехнические и структурно-топологические
решения слабо взаимосвязаны. Первыми ИС АП, в которых схе­
мотехника и структурно-топологические решения были частично
взаимообусловлены, стали ИС перемножителей серии AD 530
фирмы Analog Devises (США) . В них применены многоэммитт.ер­
ные и многоколлекторные транзисторы, совмещенные области баз
тра,нзисторов, пинч - резисторов и т. п. В дальнейшем прогресс в
создании АП может быть достигнут на основе перехода к исполь ­
зованию функционально-,интегрированных схем.
В настоящее время известны функциональные интегральные
схемы АП, выполняющие различные схемотехнические функции и
имеющие самые разнообразные структурно-топологические реше­
ния.
Часть 1. Принцип действия функционально-интегрированных
аналоговых перемножителей на . доменах-носителях
Для выполнения анало(ового перемножения в настоящее вре­
мя используются различные методы. Во м ногих из них применяет­
ся смешанная техника, например, магнитные, оптические или
электромеханические элементы в сочетании с электронными [1].
131

Наибольшее· распространение нашел транслинейный метод [2],
н котором высокая точность и ширина полосы пропускании соче­
тается с простотой и низкой стоимостью АП. Последни е\ усовер­
ше1-1ст;:зова1-1ия [З] повьiсили точность транслинейных перемпожите­
:1ей. Од на1<0 'характеристики их помехоустойчивости .нс совсем
удовлетворительны [4].
Описываемые ниже перемножители реализованы на принципе
вытеснения тока эмиттера [5], которое в обычных транзисторах
играет отрицательную роль. В этих устррйствах функция перемно­
жения выполняется в одной области кристалла, а не в соединении
мно:>ксства отдельных эJiементов. Ток неосновных носителей, ин­
жектируемый из длинног;о узкого эмиттера, путем ввода градиен­
тов напряжения в область базьI может- быть преднамеренно сфор­
мирован в маJiую обJiасть, называемую доменом-носителем. Соот­
ветствующая конструкция баз. ы дает возможность создавать мак­
симальное значение потенциаJiа . в точке, поJiоже~-ше которой опре­
деляется снгнаJiами, 11одаваемыми на контакты, находящиеся в
базе, чем обеспечивается положение домена. Этот принцип ис­
пользуется также в преобразователях тока из переменного в пос­
тоянный [6], при генерации аналоговых сигналов и :выполнении
других нешrнейных операций . Кроме того., имеются устройства, в
которых домен перемещается под влиянием магнитного воздейст-
вия. .
'
Рассматриваемый перемножитель [7] можно· изготовить при по­
мощи стандартного биполярного процесса. Перемножитель такого
типа занимает приблизительно ту же площадь кристалла, что и
обычi1ый АП, имеет пол0су пропускания от постоянного тока до
30 МГц и содержит одинаковые схемы для преобразования вход­
ных напряжений в дифференциальные токи возбуждения и диффе­
ренциалы-юго выходного тока в выходное напряжение, · процесс
перемножения происходит с низким уровнем шумов . Точность АП
нс зависит от точного согласования транзисторов по И бэ и их ха­
рактеристики нечувствительньi к температурным градиентам. Од ­
нако АП треб:iют очень тщательной разработки тоr~ологии и изго-'
товления. Недостатком данной конструкции является · то, что для
смещения базы требуются относительно большие токи (2-
10 мА). Этой конструкции также присуща нелинейность, когда
имеются отступления от идеализированной геометрии при'бора.
Двухквадрантныи перемножитель. Конструкция устройства АП
состоит из трех основных областей (рис . 1,а):
прямоугольного эпитаксиального _коллектора п-типа, который
фор'мируется стандартной технологией и имеет площадь пример­
но 250Х125 мкм и толщину 5 мкм. Используется материал с
•удельным сопротивлением порядка 1 Ом• см, который обеспечи­
_
вает номинальное . поверхностн,ое сопротивление коллектора
(2 к_Ом/0). Выводы, которые формируются посредством диффу-
132

зий скрытого слоя п +, по длине аналогичны радиальному размеру
эмиттера (см. ниже) ;
.
.
полукруговой диффузионной базы р -типа с глубиной залегания
перехода около · 2 мкм, ,поверхностным удельным сопротивлением
200 Ом/ □ и сформированными контактами в центре и на двух
углах;
..
диффузионного полукольцевоrо п + - эмиттера, глубина зале ­
гания перехода которого обеспечивает ~ в пределах от 40 до 200 и
максимальное значение fт = 600 МГц, а вывод создается металли­
зацией по всей его длине.
к,
А
.J
о
а)
~ ,.,,
с,'~ .,
l2.
8
п+
контакт
коллектора
К2
I,
о-
Геометрцqес~ое
положен!Lе
tlомена
ь)
Рис. 1. Двухквадрантный перемножиtе лъ :
а - геометрия АП; 6
-
геометрия обла - .
• сти коллектора АП
В этом же, кристалле сформировано устройство (для его реали­
з аuин бы,1 нспользован д ополнител ь ный тоJJстый эпитаксиальный
слой) на обычных транзисторах , которые позволяют . сопрягать
АП CQ смежными схемами для работы с уровнями сигналов на
входе и выходе, соответствующими размаху сигналов ± 10 В при "
напряжении источников питания · ± 15 В.
Переходы коллектор - база и коллектор
-
подложка имеют
обычное для рабочего режима обратное смещение. Эпитаксиаль-
133

ный слой коллектора ИС служит не только для инжектирования
носителей, но и в к,ачестве резистивного делителя тока . В базовой
обJ1асти фо'рмируется базовый переход и локальные участки А и В
для создания градие_нтов напряжения , необходимых для вытесне­
ния тока эмиттера / 3 , пропорционально одному из входных сиг ­
налов. При отсутствии токов, подаваемых на контакты А и В, ба­
зовое напряжение на всех участках почти одинаково . и инжекция
происходит из всех частей эмиттера . При подаче на эти контакты
отрицательных токов устанавливается распределение потенциалов
в базе с явно выраженным максимумом в районе внутреннего края
перехода эмиттер - база, который ограничивает малую область
инжекции эмиттера _и создает обратное смещение на остальной
(большей) части эмиттера .
Конструкция базы позволяет регулировать положение домена .
При подаче дифференциальных токов - (1-а) iь на контакт А
и -(1 +а) iь на контакт В (где а - безразмерная переменная в
диапазоне от -1 до + 1) угловое положение наибольшего п оло­
жительного потенциала внутри полукольца база - эмиттер и, сле­
дова;гельно, угловое положение домена определяется выражением
(рис. 1,б и в);
Вт= arccos а.. •
(1)
На контакт «О» подается ток 2 • iь (обычный ток рекомбина­
ций в транзисторе iь).
Ток, входящий в резистивный слой коллектора (рис. 1,6), рас-
щепляется на две части i1 и i2 обратно пропорционально расстоя ­
ниям !1 и !2 . Дифференциальный ток на: выходе
(2)
тде}3 -
ток, подаваемый на клемму эмиттера .
Анализ геометрии АП показывает, что lr и /2 можно заменить
на выражения, содержащие e,;z, которые преобразую·т (2) в выра­
жение
(3)
которое в сочетании с выражением для угла инжекции ( 1) дает
(4)
Таким образом; дифференциальный выходной сигнал представ-
•
JJ-
ляет собой произведение двух сигналов а и Iэ И, поскольку а мо -
жет иметь любой знак, возможна двух_кадрантная операция умно ­
жения.
Очевидно, что для реализации перемножения арккосинусная
зависимость 0 т от а должна сочетаться с . косинусной зависимо­
стью распределения тока в· коллекторе .
134

А
Это означает, что характер - распределения потенцIJала базы
определяет режим работы _ устройства.
_
·__
.
.
.
__
...
_
.
·_· _
,
•
На рис. 2,а показано идеалйзпрованное полукольцо (дуант) ба ­
зы с точечными контактами А и В. С помощью конформных пре - _
обР,азований · можно показать [8] , что кольцевой потенциа л
(5)
). где р 6_ ~ поверхностное сопротивление базы .
б}
Рис. 2. Модели двухквадрантного перемножителя:
а . - идеализированная ., модель области ба з ы; 6
-
мо­
дель с аппроксимирующими · эквипотенциал.ьными рас ­
пределениями для сбалансированного возбуждения базы ;
1- а=О;2- а=О,6;3- а=О,95
Приравнивая производную по 0 этого выражения к нулю, мо.ж­
но получить (1). В точках 0 = 0 и Е> =л получаются бесконечные
потенциалы. •Однако площади контактоs не являются точечными
их размеры диктуются ,. по меньшей мере, допусками на и з готовле­
ние и должны быть достаточными для поддержания напряжения
на контактах в разумных пределах. Это позволяет избежать чрез­
мерно больших напряжений, - а, следов,ательно, модуляции под­
вижности носителей и чрезмерно высоких плотностей тока. _Посто­
янная С в (5) определяется по радиусу контакта относительно
точки О . Точная ее величина несущественна, так как плотность
-. tt тока эмиттера не зависит от абсолютного потенциала базы.
На рис. 2 (б, в, г) показаны типичные эквипотенциальные ли­
нии для- трех величин а. Потенциалы вдоль радиуса с 0m =90° не
зависят от а вследствие того , что используются дифференциаль­
ные токи возбуждения и ряд кривых для И 6 (0, а) пересекается
при 0 m=90°. Потенциал при максимальном значении Ит является
135 "

, функцией а . На практике удобно опредеJiять распределение rютен ­
щ1алов базы по величине И m и использовать переменную
(6)
Зависимо сть Е>т от углового перемещения (0°-180°) при :изме не­
нии а от ~1 до + 1 показана на рис. 3. Кривые рассчитаны для
Рб =2000 м/O и iб =8 мА. При углах, близких к 0m происходит
очень сильное вытеснение тока на большом уровне инжекции. Вы­
ражение ,для плотности тока в кольцевом эмиттере имеет вид:
где
io= _____1
_~-
--
-
-
RэWэfехрU~({J)/U0 cr6
u
Rэ - радиус эми·ттера .
(8)
Вариации величины потенциала ба з ы изменяют пиковую плот - .
ность тока io . Подставив выражение для потенциала базы из (5) .,
пол·учаем уравнение для iэ (0) . Для определения / 3 (0) //~ удоб •
но выбирать численные з начения для И~ (0), используя уравнение
(7). Абсолютную вел ичину i0 можно определить из аппроксимации
(8), которая позволяет показать , что в области, близкой к 0 т •
распределение потенциалов почти параболическое , что при д ает
t домену гауссову форму .
На рис . 4 приведены з ависимости iэ (0) /io кото рые соответств у­
ют высокому току возбуждения базы . Домен сохраняет свою сим­
метрию в большей части ди.апазона управляющих сигналов . .Ши­
рина домена в средней части сост'авляет около 35 мкм для ради у -
' са полукольца iRэ ~100 MI<M (11%длины кольца). .
Выше допускалось отсутствие поперечного градиента потен­
циала в области базы под эмиттером . В действительности же име­
ется сильнь1й поперечный градиент . Конфигурация базы (вид свер ­
ху) имеет форму дуанта на участке под контактом эмиттера и
приближенно полукольцевую форму на участке над ним (см. рис .
1,.а) .
Полукольцевая часть баз ы может быть аппроксимирован·а про ­
стой резистивной полоской, отделенной от дуанта эмиттерной об­
ластью. Если бы отсутствовала проводимость под эмиттером, • то
потенциал вокруг кольцевой части ба з ы изменялся бы линейно от
точки А к точке В . В действительности же потенциалы на вер х ­
нем крае перех ода база -эмиттер . всегда более отрицательны , че м
136
1

на нижнем . Следовательно, большая часть инжекции происходйт
в нижней области, что дает значительно более вьiсокую •плотность
тока, чем получено в (7). Кроме того, инжекция протекает около
поверхности (где самый высокий потенциал базы). Эффективность
этого механизма ниже, чем механизма усиления по току транзис­
тора, ~то делает ее чувствительной к поверхностным дефектам,
АП можно моделировать транзистором, работающим в схеме с
• общей базой, так как эмиттер возбуждается
от источника тока.
При конструировании классического АП приходится уделять боль ­
шое внимание соблюдению идентичности транзисторов по вели-,
чине . И бэ . и температурному градиенту. В описываемом же АП
разброс ло напряжению И ,. э будет оказывать незначительное
влияние на его характеристики, вследствие того, что домен зани ­
мает очень малую площадь. Величина И бэ может значительно и з ­
меняться от одного конца эмиттера до другого без серьезных
вл1-1яний на характеристики АП, поэтому линейность несуществен ­
но зависит от идентичности по И 6 9 : по той же причине могут до -
пускаться большие т,ермоградиенты на эмиттере.
•
В четырехквадрантном перемножителе оба эмиттера такж е
могут иметь· большой разброс по И бэ , однако его влияJ-rие на точ­
ность АП в диапазоне температур незначительно. Режим работы
в схеме с общей базой также позволяет обеспечить работу при
относительно малых шумах, так как напряжение тепловых шумов
сопротивления базы не влияет на выходные шумы на часто1-ах,
при которых сопротивление источника тока эмиттера высоко. При
традиционной конструкции АП напряжение ш·ума увеличив~ется
в 1/ 2 раза (из-за _использования дифференциальной пары тран - •
зисторов) и преобразуется в шумовой ток на выходе из-за высокой
крутизны каскада.
•
Статистические флуктуации домена, обусловленные термона ­
пряжениями в базе, объясняют механизм возникновения шумов
АП: их уровень · сниiкается пропорционально ширине домена, прое ­
цируемой перпендикулярно линии между контактами коллектора .
Ранее было принято допущение, что выходы коллектора соеди­
нены с точками нулевых импедансов, токи на выходе делятся об­
ратно пропорционально расстояниям !1 и !2, _и домен подобен то ­
чечному источнику тока.
В коллекторных цепях выходные токи могут преобразовывать­
ся в напряжения (если используются нагрузочные резисторы),
а ' максимальная мощность в нагрузке достигается при обычных
условиях согласования: равные сопротивления источника сигнала
и нагрузки. Однако более целесообразно использовать низкоом­
ные цепи суммирования выходных токов, так как при этом усиле­
ние увеличивается, требования к источникам литания упрощаются
и постоянные времени схемы по цепи коллектора минимизируют ­
ся. Точность операции умножения не должна зависеть от абсолют­
ного сопротивления коллекторного слоя, которое может изменять -
137

ся н.а один процент при изменении температуры . на l"C для
5 Ом • см эпитаксиального слоя. Нагрузочные условия могут удов­
летворяться, если используется операционный усилитель или диф ­
ференциальная схема в цепи обратной связи [3] .
Обратно пропорциональную зависимость между расстояниями
!1 и /2 и токами на выходе можно доказать , если использовать
. конформные
преобразования [8] . Предполагается, ч'l'о коллектор
расположен в плоскости Z так, что длинная сторона направлена
по оси а, а короткая по оси у ; тогда отображения получаются в
виде кольца в плоскости W, а контакты принимают вид пары
коаксиальных колец . Расстояния l1 и 12 определяются радиальны­
ми длинами , · а верт.икальное положение домена - его угловым по -
. ложением .
Следовательно , распределение токов на выходных кон ­
тактах не зависит· от их вертикального положения в плоскости Z,
и при уменьш е нии · вертикального размера коллекторный слой
уменьшает ся до одномерного резистора , для которого обратная
пропорциона ль ность очевидна.
·В
эт ом случае не учитывается, что коллекторнqIЙ эпитаксиаль -
•. :ный слой им е ет · н еоднородную структуру. Во-пер~ых, под базовым
д.уантом слой тоньше, че~1: в других областях. Во - вторых, инжек ­
тируемый ток вызывает модуляцию подвижности основных носи­
телей и, следовательно, сопротивления коллекторного слоя, осо­
бенно при использовании слабо легированного эпитаксиального
слоя·. В-третьих, напряжения, создаваемые в коллекторе, модули­
руют ширину обедненного слоя, изменяя локальное сопротивление
коллекторного слоя . Величины этих неоднородностей опредеJшть
сложно, но их общее влияние должно проявляться в виде нелиней­
ности относительно углового сигнала и, в меньшей степени , отно ­
сительн<:\ сигнала тока в эмиттере. Нелинейности можо уменьшить,
если использовать сетчатую и ячеистую . диффузию низ_коомного
скрытого слоя под весь слой коллектора.
В новых конструкциях перемножителей используется длинный
прямой эмиттер, и домен передвигается вдоль узкого тела скрыто­
го слоя, образующего путь сопротивления (по всей длине пример­
но 1 кОм). Хотя домен· н:е является точечным источником тока,
можно показать, что имеется эффективный центр инжекции, уг­
ловое положение которого точно соответствует 0m. Эта операция
возможна, так как домен можно расщепить на точечные токи, об­
щее влияние которых определяется их суперпозицией в резистив­
ном слое коллектора. Координаты центра инжекции можно опре­
делить несколькими способами:
нахрждением координат в плоскости ~мйттера, в которой точеч­
ный источник тока равен по величине общему току эмиттера / 3 ;
н_ ахождением - пересечения линий, которые делят плоскость
эмиттера таким образом, что на каждой стороне ее инжектирует-
ся точно половина i э • Это обеспечивает формальное определение
эмиттера;
138

. реше нием
уравнения ~·.
ocwc
"i\'э
j' J'1. (0; W)c.tЭa~V= Jj' J.(B, ~V)dЭd'1' ,
(9)
оu
uо
где <Эс и Wс - угловые и радиальные координаты домена.
Если пренебречь поперечным градиентом , то это уравнение мо ­
жно использовать для того, чтобы вывести выражение для угловой
ошибки 0 т----<0 с. Однако существует простой метод определения
того , что ошибка (связанная с неточечным характером домена)
не является серьезным источником · нелинейности. Домен располо ­
жен ТОЧНО ПОД УГЛОМ 0 т ДО тех пор, ПОКа ОН СИММетричен ОТНОСИ ­
Т еЛЬНО радиуса . На рис . 5 показано, что это условие прие;млемо
для линейного эмиттера, а уже было установлено , что наиболее
сильная инжекция происходит на внутреннем крае эмиттера . Пр11
а=± 0,95 имеется не1шторая ассиметрия, но даже здесь она боль ­
шей частью проявляется в «хвостах» распределения плотности то ­
ка. Кроме того, когда 0 11; приближается к 0° или ·180°, чувствитель ­
ность выходного тока по углу ~fнжекции приближается к нулю, по ­
скольку в конечном итоге домен, располагается параллельно кон -
. тактам.
Центральная 80 %-ная область на входе а преобразуется
только в 60%-ную угловую область (от 37" до 134°) . Этим объяс­
няется тот факт, что линейность по а поддерживается достаточно
хорошей даже для токов возбуждения j 6 до 2 · мА , · равных только
четверти величин, приведенных в графиках рис. 3 и 4.
lf1,6------------
!О
'0 !=09J ()(•О.о IX=O IX=- 05 IX=· O 9!i
!l,n=jв• 9,п•J'3° ·,9 , , , =90' ll, ,, =! 21° О,,,•!62°
1
1
1
?OL....L .-L ---L . -. 1.. -.- -'- --' --'- --' --- -"- '-- '
О 20 40 50 80 700 /20 !М fl;гpatl
Рис. 3. Модель распределения потен­
циаJ1а на окружности области ба з ы
для различн.ых величин _ а
Iз,тА
,
Ol=0,9J'0 D<=0,fi0 О1 •0 • lX=·/J,50 Ol•-0,95',,
flm= 18 Elm=(З llm=90 8,,,·!2! О.,=!52
.1,о _1
__
--:- 1__1 __l_
0,9
0,8
0,7
0,б
0,5
о,"
0,3
0,2
0,1
o. __. .. ,_, '-l ._. ,_" '----" " ---" '----'. . .. ,, .--'- -"-' --'
о 20 40 60 80 10012014-0EJ,граи
Рис. 4 . .Расп ред еле ние
плотности то - .
ка э миттера для условий, используе ­
мыхнарис.3,иТА~300К
)39

Изотермические изменения не влияют 1-ia положения коорди­
нат домена до тех пор, пока сохраняется условие симметрии. Ве­
роятно, главной причиной темперцтурной зависимости масштабно­
го коэффициента перемножителя является изменение коэффициен ­
та усиления по току составляющее около О,01/0 С, что можно легко
компенсировать .
Четырехквадрантный перемножитель. Обычно аналоговые пе­
ремножители работают во всех четырех квадрантах. Такой АП
реализуется путем размещения пары двухквадрантных перемно­
жителей в области общего коллектора. Четырехквадрантный пере ­
· множитель имеет перекрестное соединение областей базы и воз-
буждается парой дифференциальных токов по входу Х (рис . 5)..
Uк+
Кк
А
К1
+041
о
8и, ~к.z.
{f.; .X}4 {1-X}Io (r-Y}Iз (f.; .Y}I3
llx Uy
и;·
Ux
Uy
Ян
Нн
·
,
Рис. 5. Типовая схема включения АП
Схема работает следующим образом. Когда токи эмиттеров сба­
J1ансированы (У=О), два домена движутся по дугам на постоян­
ном угловом расстоянии 180° друг от друг-а (под влиянием сигна-
ла со входа Х), но поскольку домены . одинаково влияют на вы- • f:
ходные сигналы, то на их дифференциальном выходе сигнал ра-
вен нулю. Когда токи базы сбалансированы (Х =0), оба домена
инжектируются в центр коллектора, и опять на дифференциаль-
ном выходе сигнал равен нулю. Верхняя половина перемножите-
JlЯ генерирует. на выходе ток
jZV= О:(1+У)jэ,
(10)
а нижняя половина перемножителя генерирует ток
-:,1\·'·
·1
(11)
140

r
_
,.
Знак минус во втором сомножителе обусловлен противоположным
движением домена. Общий дифференциальный выходной: сигнал,
следовательно, рав~н
iz=2a.Yiэ (при а. > -1, У <+ 1).
(12)
При использо'ваии преобразователя с обратной: связью мостового
типа (см. рис. 5) напряжение на выходе приводится к виду:
·vx Vy
Vz=-~- -
Vs
(13)
Пересчитанное напряжение для всего перемножителя опреде­
ляется следу!Ощим образом:
RxRyiв ,
Иs= 2
(14)
Нн
Однако в ~1етырехквадрантных перемножителях всегда генери­
руется незначительный выходной: сигнал, даже в том случае, если
на одном из входов сигнал равен нулю. Он обьrчно определяется
как часть полного размаха сигнала на выходе, который появляется,
когда один из входов возбуждается до ,± И вх, а другой отрегули­
рован так, что вызываемый им выходной сигнал минимальный.
Перемножитель ·такого типа дает очень низкое сквозное прохож ­
дение сигнала по входу У, что обусловлено хорошей линейностью
этого канала. Незначительное начальное смещение в положении
домена может быть ·отрегулировано соответствующим смещением
по входу Х до тех пор, пока существует линейное изменение сопро­
тивления тела коллектора. Сквозное прохождение сигнала по вхо­
ду Х значительно хуже, потому что компенсация зависит от точ­
ного согласования двух половин перемножителей. Местные неод­
нородности могут влиять на каждую половину в отдельности, осо­
бенно, когда домен смещен на 90° и, следовательно, находится у
границы коллектора. Этим также обуславливается то, что выход-
ной сигнал наиболее чувствителен к угловым ошибкам.
•
На рис. 6 показана геометрия АП, который: имеет л у чшие х а ­
рактеристики по.давления прямого прохождения сигнала по входу
Х и малые искажения . Главное отличие состоит в том , что . дуги
эмиттера перевернуты . Следовательно, когда домены на ходятся в
точке максимальной чувствительности (0т = 90°) , они двигаются
по параллельным линиям в непосредственной близости , . поэтому
нелинейности в эпитаксиальном слое оказывают значительно мень­
шее влияние на линейность. В этом варианте АП область базы
:имеет прямоугольную форму , поэтому коллектор по толщине· поч­
ти однороден, и границы полукруглой базы определяются дугами
эмиттера, если используется высокое поверхностное сопротивле­
ние под ним. Поперечного вытеснения избежать нельзя, но пред­
варительные исследования показали, что могут быть введены кон­
такты Оз и 04 с тем, чтобы установить необходимый профиль
141

внешних краев эм11ттеров.· Эмиттеры соединяются через контакты,
•которые на ходятся на i1x ко1щах. Это позволяет использовать бо­
лее тонкие эмиттеры, уменьшая таким образом емкость перехода.
При условии, что токи эмит'Гера больше или равны 1- 2 мА, мож­
но допустить падение напряжения на последовательном сопротив­
лении эмиттера. Это вызывает расширение домена; но если ис­
пользуются оба конца контакта, то оно будет симметричным .
Преи мущества применения четырехквадрантного АП позволяют
о ценить е1 · 0 электрически е . характеристики. Пере х одная характе­
ристика рассматриваемых перемножителей сложна, ее можно опи­
сать только качественно.
1
к
к sомкм
т··
.,
!ис. 6. Видои з мененная геометрия четыр ех ­
к вадрантного перемножител я
Наипростейшая ситуация имеет место в тех случаях, когда до­
мены находятся в ограниченном пространстве. Элементарные тран ­
зисторы (на которые разбивается АП при моделировании) ведут се­
бя как обычные каскады с заземленной базой (с близким к нулю
сопротивлением нагрузки в цепи коллектора) . Однако в реальных
ИС существует большое сопротивление базы , образуе м ое дуантом ,
и довольно большая емкость перехода эмиттера , • обусловленная
неактивной его частью. Все это способств ует появ л ению выбро с а
на переходной характеристике или з атухающи х колебаний .
К:огда сба J1ансирован вход Х, движение доменов протекает ста ­
ционарно чере з центр коллектора . При этом сказывается влияние
-времени з адержки и времени нарастания; которое .' об у словлено
распределенной ;RС - цепью, обра з ованной эпитаксиащ,ным поверх ­
ностным - сопротивлением и емкостями перехода база _:_ подложка .
Отсюда следует, что выходной отклик при действии скачка по вхо -
ду Х будет быстрый при а=± 1 и медленный при а=О.
•
Характеристика по входу У является более сложной . В этом
случае переходная характерист ика сначала меняется медленно
142
.
1

под влиянием распределенных ,RС - цепей (это замедление не столь
существенно) , что ~вляется следствием использования низкого
поверхностного сопротивления базь[ Некоторые из результирую­
щих токов смещения быстро появляются на контактах вследствие
неполной взаимной компенсации и вызывают выброс. Затем доме­
ны сл~дуют за движущимся пиком потенциала и, наконец, их то­
ки проходят через переход колJ1ектора .
В большинстве практических случаев время срабатывания за - '
висит от конструкции и схемы включения, потому что, как показы -
:-
вают измерения , эти характеристики находятся в наносекундном
диапазоне.
Описываемые АП имеют широкий динамический диапазон. Для
проверки динамического · диапазона на вход У подается синусо­
идальный сигнал с частотой 1 кГц и размахом ± 10 В, а вход Х
регулируется таким образом, чтобы создать на выходе 50% раз­
маха; далее сигнал уменьшается поэтапно в 10 раз до 0,05% раз­
маха на выходе. При динамическом диапазоне 60 дБ не наблюда­
ется серьезных искажений, и уровень шумов на выходе значитель­
но ниже уровня сигнала при низшем его значении. ши·рина поло­
сы перемножителя составляет 1 МГц. Когда использовался мало­
шумящий операционный . усилитель (АД 504), измеренное шумовое
напряжение для ширины полосы от 10 Гц до 300 кГц находилось
между 15 и 22 мкВ среднеквадратичного значения, соответствую ­
щее спектральной плотности шумов примерно 33 нВ/Гц2 , . некото­
рые составляющие которых определяются ОУ, а остальные схемой
соединений. По всей ширине полосы от 1О Гц до 300 кГц это сво­
дится к напряжению шумов 5 мкВ среднеквадратичrюго значения,
которое на 100 дБ ниже максимального уровня J1РИ напряжении
1 В среднеквадратичного значения.
•
Исследования также показали, что нелинейность по входу У
составляет менее 0,1 % и ограничена схемой соединений. Нелиней­
ность цо входу Х значительно больше, средняя величиа ее около
1,5%, а максимальная - 2,8.
Таким образом, рассмотрение принципов действия двух- и че­
тырехквдрантных функционально-интегрированных аналоговых
перемножителей, работа 'Которых основана на доменах-носителях,
показало существенное повышение линейности операции перемно-
'
жения сигналов пе> сравнению с традиционными АП.
ЛИТЕРАТ У Р А
1. G . А . К о r n. Electronic Aпalog and Hybrid Computers - New Yor k: 1"'.с
Gr o,v - Hill. 1975, р. р . 77-101.
'.
2. G i 1Ь е r t В. Транслинейные схемы: Предлагаемая классификаци я -
Electron, Lett., Dec., 1975, v. 11, р . р. 14-16.
143

3. J\'1 онолитный уr,11южитель с высокими показателя ~ ш работы , . в котором
используется активн а я обратная связь - !ЕЕЕ J. Solid - State Circнits, Dec.
1974, V . SC-9 , р.р. 364-373.
4. S а nsе n "т.. М.. С. , N1еуеr R. G. Интегральный широкополосный уси­
лите.ль (: рег улируемым у_силением и максимальным динамическим . диапазоном. 1-
IЕЕЕ J. Sol1d State C1rcшts, Aug., 1974, .v . SC-9, р.р. 159- 166.
5. На u s е г !. R. Влияние ра спределенного потенциала базы на плотность
rшже 1.;ц и и эмиттерного тока и э ффективное сопротивление ба з ы для полосковой
гео метрии транзисторов. - IEEE Тгапs. Electгon . Dev ice s, Мау 1964, v . ED-11 ,
р.р. 238-242 .
6. G i 1Ь е г t В. Резистивное устройство преобразования. (Патент США 11.
3.524.998, Jan_
.
26, 1968).
7. G i 1 Ь е r t В. Новые планарны е ра с пределенные уст ройства, основанн ые
на п ринципе домена , - I EEE ISCCDig Tech. Papers, 1971 , р. 166.
8. S т i t 11 1. Второе поколение четырехквадрантных умножителей· на до­
менах-носите·лях. - IEEE Sol id State . C ircuits, Dec. 1975, ,, . SC -1 О. No. 6, р.р.
448-457.
Статья поступила в августе 1982 года
144
{

КРАТКИЕ .СООБЩЕНИЯ
Удк 621.373.826 : 621.396
В. В. Авдеева, канд. техн. наук И. Д. Богачев,
канд. физ . -мат . наук Н. К. Довченко,
канд. физ.-мат. наук В. М. Желудков,
Е. В. Кулаков, Н. В. Малькова, И. М. Чвырев
СВЕТОДИОД С ДЛИНОй , ВОЛНЫ ИЗЛУЧЕНИЯ 1,55 мкм
Приводятся сведения о методе изготовления, конструкции и ха­
рактеристиках светодиода, изготовленного на основе двойной гете­
ростру~пуры на длину волны излучения, совпадающую с областью
абсолютного минимума п отерь в кварцевых волокоиных световодах.
Повышенный интерес к источникам излучения, работающим на
длине волны 1,55 мкм, объясняется тем, что в этой области спект­
ра наблюдается абсолютный минимум потерь в кварцевых воло­
конных световод·ах. В настоящее время имеется ряд сообщений о
создании лабораторных образцов светоизлучающих диодов и ла­
зеров [1~4], однако промышленный выпуск таких излучателей еще
не налажен .
Гетероструктуры, на основе которых изгQтавливались светоиз ­
лучающие диоды, создавались методом жидкофазного эпитакси ­
ального наращивания. На подложку InP проводимости р-типа, ле ­
гированную цинком до концентрации (1-3) 1018 см-з и ориенти •
рованную в плоскости [100], осаждался первый слой InGaAsP в
режиме принудительного охлаждения. Этот слой также легиро­
вался цинком и имел р-тип проводимости . Соотношение компонен­
тов In, Ga, As, Р подбиралось таким оqразом, чтобы ширина за ­
прещенной зоны слоя составляла 1;17 - 1,19 эВ. Затем наращивал ­
ся нелегироваf!НЫЙ слой четверного твердого раствора при посто ­
янной температуре 650° С . Этот слой являлся активным , в нем
происходила излучательная рекомбинация , и ширина з апрещен ­
ной зоны у него составляла 0,79 эВ, что соответствует энергии
кванта излучения с длиной волны 1,55 мкм . Поверх активного
слоя наращивался еще один слой inGaAsP проводимости п - типа ,
легированный теллуром или оловом с концентрацией акцепторов
(1-3) 10 18 см- 3 и составом компонентов, обеспечивающим шири ­
ну запрещенной зоны 1,19 эВ. Выращивание слоев двойной гете­
роструктуры с целью предотвращения разложения подложки про ­
водили в режиме избыточного давления паров фосфора, источни ­
ком которых являлся расплав олово - индий - фосфор [5] .
10-1273
145

Схематический разрез структуры показан
слоев составляет 3 мкм у слоев с шириной
1,19 эВ и 1,0-1,5 мкм - у активного слоя.
500 мкм .
. на рис . 1. Толщина
запрещенной зоны
Толщина подложки
Выращенная таким образом двойная гетероструктура пред ­
ставляла собой гетеропереход типа р+ -р-п с двумя широкозонны ­
ми эмиттерами . Исследования, выполненные с помощью растрово ­
го микроскопа в режиме наведенного тока, показали, что гетера.пе ­
реход обычно локализуется на границе между верхним широкозон ­
ным эмиттером и активным слоем. В случае смещения границы ге­
тероперехода в верхний слой · больше, чем на диффузионную дли ­
ну, излучательные свойства. структуры значитеJ1ьно ухудшается .
J,Омкм
f,0-1,.fМКМ
3,Омкм
'-
'-
~
fлР
infJaAsP(Te)c ltu,x""l,dlfмкм
lпCcrAsP(N/,,t}c лuм=!,.f.fмкм
jпGuAsP(Zп)c Аа,1л=/,04мкм
Рис. 1. Схематичес'кий разрез двойной гетероструктуры
Из пластин с · наращенными гетерослоями по меза-технологии
изготавливались светоизлучающие диоды (рис. 2). Размеры от ­
дельного. кристаллика-светодиода 1 х 1 1 мм, диаметр мезы 300 мкм,
а ее высота 120-25 мкм. Кристаллики закреплялись на стандарт ­
ном светодиодном корпусе КДИ-10 мезой вверх и распаивались.
Поверх кристаллика формировалась полимерная полусферичес1<ая
линза : которая одновременно являлась и защитным слоем . Для из­
готовления линзы применялись оптические клеи марки ОП-429 и
ОП-432.
Светодирды, изготовленные rio описанной технологии, имели
максимум излучения на длине во:лньr 1,55-1,6 мкм. На рис. 3
приведена типичная спектральная характеристика светодиода, . ~
снятая при спектральном разрешении анализатора спектра 3 нм .
Ширина спектра на полувысоте составила 120 нм, что соответст -
вует теоретическим расчетам.
1
По вольт - амперным характеристикам определено напряжение
пробоя в обратной ветви: 3,5-5,0 В. В прямой ветви типичное па­
дение напряжения при рабочем токе 50 мА было около 2 В . От ­
носительно большое падение напряжения .объясняется, по-видимо­
му недостаточно хорошими контактами к р- и п-областям гетеро­
структуры.
146

J
-
.
Готн
?
12ff(J
.
V
V
1---
1320 .. /400
Рис. 2. Конструкция
светодиода:
1 - к ристалл светодио­
да;
2 - оптический
клей ОП-429; 3 - нож-
к а корпуса
/n
1/
/
7
V
1480 1560 'А ,нм
Рис . 3. Зависимость относите J1ьной м ощ ­
ности излучения • светодиода i отн от
длины волны излучения
147

1
Рвм.х , мк/fт
f00'-----1- ---< --- --- --+ - ---~-
-q
!О
20
JO
о)
40
90L....J--"--"--'--..,__'----'-........,~
80L..J--L-----L_J_-1...-'-'-~c..-
70 '--'-- -'- -< -- -1 --< -'-'-4''-+ -... .._
50L..J--L-----L_J_..1..д!l-+-l-----l----.4
jol----1 -l -_ _ _ _j - - -+-.<~1-1-~:.+--
*0,___.___,__._,'-"--.._.,.,__._-+-+--1
30..__.___,_J..IL__,__,,.__.___,_-+-_,___.
20LJ.J .A -" -L -.........___, _--1- --I--I.
!О '---' '-4 -_,_-L -....._._ __,_--1---1--1
1l Jff.fо7Bltx,01A
,fO I,1х,тА
о)
Рис. 4. Зависимос ть излучаемой светодиодом полной мощности
Р вых от то1(а накачки i вх для трех образцов:
а - в области больших токов; 6 - - в области малых токов
Основным преимущество м светоизлучающих диодов по сравне­
нию с инжекционными лазерами является линейность их ватт-ам­
перной характеристики. На рис. 4 приведены типичные ватт - ам ­
перные характеристики описываемых светоизлучающих диодов
Они линейны во всем диапазоне рабочих токов от 1 до 50-60 м й.
На рис. 5 приведена диаграмма направленности светодиода в
дальнем поле. Она близка к диаграмме Ламбертовс1{оrо источ ­
ника.
148

Рис . 5. Диаграмма излучения светодиода в дальнем
поле
Таким образом, разработаны светоизлучающие диоды для во­
локонно-оптических систем связи на основе двойной гетерострук­
туры inGaAsP/ inP. Для увеличения эффективности ввода излуче­
ния в световод необходимо уменьшить площадь излучающей по ­
верхности и улучшить диаграмму излучения светодиода .
ЛИТЕРАТУРА
1.Алферов Ж. И., Гореленок А.Т., Груздов В. Г. идр.
Светодиоды на основе ДГС InGaAsP/InP · с внешним квантовым выходом
30%. -
Письма в ЖТФ, 1982, т. 8, вып. 5, с. 257- 262 .
2. Ахмедов Д ., Кучинский В. И., Мишурный В. А. и др.
Н изкопороrовые rетеролазеры InGaAsP/InP для спектрального интервал.а 1,5-
1,6 мкм. - Письма в ЖТФ, 1982, т. 8, вып. 4, с. 236-240 .
3. К о э н Ч. 1,5 мкм лазер работает при 23°С. - Электроника за рубе ­
жом, 198 1, No 23, с. 16-17.
4.Уo.s11iо Itауа, Shigеnisа Аrаi, Каtsumi Кishimеet.al.
1.5 μт ,vave length InGaAsP/InP Jasers prepared Ьу two-phase solнtion techf)i-
que - IEEE Journal of Quantum Electronics, 1981, v . QE- 17, No. 5, рр . 635----'639 .
5. Долrино ·в Л. М., Жукова Л . А., Мальков а Н . В., Юго-
в а Т. Г. Влияние те р мообраб отки в парах фосфора на морфологию и структу­
ру поверхности подложек фосфида индия. - Электронная техника. Сер. 6, ма-
териа л ы, вып. 10 (159), 1981 , с. 27-29.
1
Статья поступила в августе 1982 года
~
149

Редактор Е. К. Кичкина
--
-
-
-----
------------
-
~
Подписано к печати 29 .12 .82
Заказ 1273
- Цена 80 коп.
Формат 60Х901/15
Печ. л. 9,5
Уч.-изд. л. 8,5
Т-22945
Индекс 3942
Тираж 1000 экз.

ьИБЛИОГРАФИЧЕСКИЕ КАРТОЧКИ НА СТАТЬИ,
ПОМЕЩЕННЫЕ В НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКОМ СБОРНИКЕ
«ТЕХНИКА СРЕДСТВ СВЯЗИ»
Серия
ВНУТРИОБЪЕКТОВАЯ СВЯЗЬ 1982
Выпуск2
(К:АРТОЧК:И РЕКОМЕНДУЕТСЯ ВЫРЕЗАТЬ И ИСПОЛЬЗОВАТЬ
В К:АРТОТЕК:АХ БИБЛИОТЕК: И ИНФОРМАЦИОННЫХ СЛУЖБ) ·
УДК:621.391.037.372.07 Ламекин В. Ф., Довченко Н. К., Ани­
кин А. М., Арсеньев В. Г., Малаховский А. С., Желуд­
к о в В. М., Хо х л о~ А. И. Цифровая световодная линия внутри­
объектовой связи на длину волны 1,55 мкм. - Техника средств связи. Сер.
Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с. 3-7 .
В настоящее время начинают внедряться системы внутриобъектовой
связи на основе многомодовых волокон для передачи дискретной инфор­
мации по линиях связи . Эти системы работают на длине волны · 1,55 мкм,
где волокно отличается значительно меньшими потерями и дисперсией.
В качестве излучателей используются СИД на двойной гетероструктуре,
в ка.честве фотоприемников - германиевые лавинные фотодиоды. Рассмат­
риваются особенности градиентных многомодовых волокон, СИД и фото­
диодов, работающих в диапазоне длин волн 1,3-1,55 мкм, а также во­
просы реализации оптических приемников и передатчиков. речепреобразу­
ющих устройств. Описывается электрическая схема цифровой линии свя­
·зи и результаты ее испытаний.
УДК: 534.86 Гул я ев Ю. В.,
Проклов В В., Шкер­
д и н Г. Н., Ан то н о в С. Н. Новые акустооптические эффекты в
твердых телах. - Техника средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь
(БОС), 1982, вып. 2, с. 8-23.
Теоретические исследования особенностей резонансного акустооптиче­
ского (АО) взаимодействия в активных кристаллах, а также стимулиро­
ванных эффектов показали, что амплитуда модуляции диэлектрической
проницаемости кристаллов звуковой волной испытывает резкие резонанс­
ные особенности в области частот резонансных электронных переходов.
В этой же области частот наиболее ярко проявля ется эффект нелинейю;>й
фотоупругости . Эффект акустической распределенной обратной связи
(АРОС) открывает возможности создания перестраиваемых лазеров с
узкой линией излучения, а также бегущих иыпульсных АРОС-лазеров.
При стимулированных АО эффектах может происходить заметное усиле-
-· ние
звука и увеличение эффективности дифракции.

УДК: 681.7 .068.4 Диан о в .Е. М. Волоконные световоды среднего
инфракрасного диапазона. - Техника средств связи . Сер . Внутриобъек­
товая связь (БОС), 19 82, вып. 2, с. 23-25.
Возможность получения волоко.нных световодов с оптическими по 'r е­
рями около 10-2 дБ/км и ниже в средней ИК: области спектра вызвала
б6льшой интерес к исследованию соответствующих материалов и разра­
ботке технологии изготовления из них световодов. Исследования показы - .
вают, что перспективными материалами для изготовления в олоконных
световодов с малыми потерями в средней ИК: области спектра · являются
стекла на основе двуокиси германия, флюоридные, халькогенидные стек­
ла, а также щелочногалоидные кристаллы и галогениды таллия . Для реа ­
лизации огромных возможностей ИК: волоконных световодов необходи ­
мо проведение фундам.ентальных исследований, в том числе , по технол о­
гии их изготовления.
УДК , 621.3.396-181.48 Ламекин В. Ф . , Довченко Н. К., Ар­
е е н ь ев В. Г., Ан и к ин А. М. Комплексная микроминиатюризация
АВСК ПО четверт.ого поколения. - Техника средств связи. Сер. Внут­
риобъектовая связь (ВОС), 1982, вып. 2, с. 35.:. _4 4 _
Характерными особенностями конструкций АВСК: ПО являются боль­
шие объемы межблочных и внутриблочньiх соединений, крупногабаритные
блоки коммутации, большое число установочных элементов и т. д. Ком­
плексный подход к микроминиатюризации АВСК: предполагает переход
на световодные меж- и внутриблочные соединения, использование мно ­
гослойных крупномасштабных подложек и кристаллоносителей в микро­
сборках, · применение установочных элементов, функционирующих на но­
вых принципах. Это позволит создать серийноспособную МЭА четвертого
поколения.
•
УДК: 621.396.4 Ламекин В. Ф., Чеглаков Л. С. Многоканаль­
ная беспроводная система связи подвижных объектов сверхдлннноволно ­
вого днаразона. - Техника средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь
(БОС), 1982, вып . 2, с. 44-64. '
Современная гибридно-пленочная технология • позволяет создать мало ­
габаритные носимые аппараты абонентов с автономным питанием для
двух- или четырехканальной беспроводнрй системы подвижных об;ьектов
сверхдлинноволнового диапазона. Система связи использует принцип ре­
трансляции сигналов, создаваемых в носимых аппаратах, через централь­
ную станцию . Для облегчения решения ряда технических задач в систе­
ме используется амплитудная модуляция с передачей одной боковой по­
лосы . (ОБП) и независимыми боковыми полосами. Наиболее целесообраз­
ный способ формирования ОБП в условиях ограниченных габаритов и
потребления носимых · аппаратов - фазоразностный метод. Для получе ­
ния одинакового и достаточно большого • (порядка 40 дБ) подавления
ненужной верхней или нижней боковых полос необходима реализация
ряда технических характеристик элементов формирователя ОБП. Созда­
ние двух- и четырехканальной БСС . предполагает разработку ряда схем
и активных элементов, предназначенных для работы при низком наnря-
жении питания и малых токах потребления .
•
2

УДК 621.39!5.5 Зейфас А. И . , Ламекин В. Ф., Придоро­
г и н А. В . , Ш е бед а В. М. Система телефонной и громкоговорящей
с1Jязи с централизованным управлением. - Техника средств связи. Сер.
Внутр и объектовая связь (ВОС), 1982, вып. 2, с. 64-74.
Качество работы системы телефонной и громкоговорящей связи на
промышленном объекте оценивается по уровню и н форм11-тивных потерь,
обусловливаемых помехам!! в системе. Суммарная величина потери ин­
фор~1ац11и определяется воздействием акустического щума; наличием фо ­
J<а, н аводнмого в звуковых цепях системы связи; перерывами связи в
системе, вызванными конечным временем установления канала связи и
н ::рг ботr:способностью аппаратуры при ее отказе на время, требуемое
дл"r~ восстановления. Минимизацией составляющих суммарной величины
потерь информации в системе связи решается основная производствен­
ная з а дача: обеспечение эффективной работы операторов на промышлен- ·
ном объекте. Для снижения суммарной величины • потерь информации
необходимо уделять внимание выбору акустических преобразователей;
обеспечению симметричности усилительною тракта; конструктивному вы ­
·полнению аппаратуры, отвечающему условию достижещ~я максимального
удобства при эксплуатации; организации встроенного автоматического
к онтроля.
УДК 681.34.621 Беспятов Ю. Д. Оц~нка живучести объектовых
с истем связи. - Техника средств связи . Сер. Внутриобъеrповая связь
( ВОС) 7 1982, вып. 2, с. 74-79.
Д л я ря д а подвюю1ых объектов выход из строя системы связи означа­
е т в ы ход ю строя сам.ого объе1ста. Система связи считается вышедшей из
rтроя в том сл,111ае. когда она перестает обеспечивать заданный минимум
функциональных во з можностей абонентов. Методика расчета живучести
системы состоит в следующем: формулируется. минимум фушщfюнальных
возможт~стей системы связи; \ определяется общее число узлов системы;
рассчитывается математическое ожидание прямого выхода из строя каж­
дого из узлов системы ; определяется число вариаций вывода из строя
каждого нз узлов с'истемы; определяется число резервных вариаций, дуб­
лирующих фунI<ционирование узлов системы связи в пределах минимума
функциональных возможностей. На основании расчета можно проследить
наиболее уязвимые места системы , и выработать мероприятия по повыше­
нию ее живучести.
УДК 534.863 К о в е ш ни к о в В. П. Области эффективного. приме­
нения различных методов повышения шумозащищенности электроакусти­
ч·еского тракта. - Техника средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь
(BOG), 1982. вып. 2, с . 79-85.
При работе электроакустического тракта в шумных помещениях на
разбор,rивость речи влияют составляющие суммарного акустического щу­
ма. В результате теоретических и экспериментальных исследований оп­
ределены области наиболее эффективного применения основных методов
повышения шумозащищенности электроакустического тракта. В акусти­
ческих шумах низкоча-стотного спектра эффективными являются воспро­
изведение опти м альной амплитудно-частотной характеристики в усили­
тельной части э лектроакустического тракта и применение пространствен­
ной компенсации акустического шума в слуховом канале оператора, а в
акустических ш у мах высокочастотного спектра эффективными являются
применение оптимальной амплиtудно-частотной характеристики и уст-
ро йств управления голосом.
•
3

УДК: 621.317.335.2 Романов И. А., Филипповская Е. В.,
Я з ы н и н М. П. Исследование резонансных методов измерения вольт­
фарадных характеристик полупроводниковых структур. - Техника средств
связи. Сер. Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с . 85-91 .
.Резонансные
методы измерения вольт-фарадных характеристик (ВФХ)
полупроводниковых структур нашли широкое применение при измерении
малых значений емкостей прямосмещенных р-п переходов. Измери:тель­
ное оборудование различного уровня автоматизации процесса измерения
позволяет контролировать ВФХ с большой точностью. Наиболее перспек­
тивными могут оказаться комплексы для автоматизированного измере ­
ния ВФХ, управляемые с помощью ЭВМ. Основные расчетные соотно ше­
ния позволяют пользователю выбрать · оптимальный вариант схемотехни­
ческого решения измерителя ВФХ. К:ритерием оценки служит· стоимость
изделия и его производительность .
УДК: 621.373.826: 621.395.6 К ар ниш ин В. В. Оценка требований к
помехоустойчивым линиям речевой связи. - Техника средств связи. Сер.
Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с. 91-95.
Оценивается энергетический потенциал волоконно-оптической линии,
составленной из элементов с типичными параметрами. Для создания та­
ких линий со светодиодными источниками необходимо на порядок уве­
личить кпд оптического микрофона как важнейшего элемента помехоус­
тойчивой линии, по сравнению с разрабо т анными и подготовленными к
эксплуатации . Обеспечение минимальной слышимости на приемном кон­
це линии "с оптико - акустическим преобразованием, выполненным по схе­
ме «фотодиод, нагруженный телефонным капсюлем», требует ко г ерентно ­
го источника с выходной мощностью не менее 1О мВт, повы ш ения на
порядок отдачи электрических телефонных капсюлей и повышения кпд
Dдтических микрофонов до 2-5%-
•
•
УДК 5341.86+621 .39 Немировский М. Л., Игнатов В. И . ,
К о в е ш ни к о в В. П. Исследование рабочей модели оптимизации А ЧХ
электроакустического тракта с применением ЭВМ. - Техника ср едств
связи. Сер. Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с . . 95-106.'
Использование современных средств вычислительной техники при раз­
работке электроакустических трактов позволяет значительно сократить
сроки нх разработки. При этом оптимальные параметры устанавливают ­
ся на базе исследования математической модели оптимизации, в которой
целевой функцией является эффективный уровень ощущения речи, а ог­
раничения отражают условия отсутствия перегрузки слуха абонента и
используемых им головных телефонов. Достоверность результатов опти­
мизации обеспечивается за счет учета факторов, совокупность которых
придает полноту исследуемой модели оптимизации и эффективному ал­
горитму определения оптималь но го усиления в полосах равной разборчи-­
вости. Особенно важным является свойство модели адаптироваться к из 0
менениям условий эксплуатации разрабатываемого тракта, которь1е отра ­
жаются соответствующими изменениями входной информации при сохра ­
нении вида исходных з.ависимостей.
4

'
УДК 621.378.325:621 .3 .029 .676 Бог~чев И. Д., Канцырев В. Л.,
Семен о в О. Г., Ч и ч к о в Б . И. Перспективы использования плаз­
менных источников для рентгенолитоrрафии. - Техника средств связи .
Сер. Внутриобъектовая связь (ВОС), 1982, вып. 2, с·. 107-111.
Использование плазменных источников излучения открывает новые
возможности перед рентгенолитографией. А н ализ различных плазменных
источников рентгеновс1юго излучения показывает, что для создания ла ­
зерно-плазыенного источннка, пригодного для промышленного использо ­
вания, необходимо разr э бота·,ь мощный частотный лазер и научиться
фокусировать его излучение в пятно диаметром несколько десятков мик­
рометров. Весьма перспективным является источник типа «Микропинч»,
1,оторый • имеет бoJiee высо к ий ко :с ффициент преобразования электрической
энергии · в рентген, чем лазерно-плазменный источник.
♦
УДК 534.86: 535.241.13 К о раб лев Е. М., Пр о кл о в В. В. Акус­
т ооптичес.кий метод измерения эффективных приращений показателей
п ре Jюмления волноводных мод в планарных световодах. -- Техника
средств связи . Сер. Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. с. 112-
115.
•
Акустооптический метод на основе коллинеарного акустооптического
взаимодействия волноводных мод свет:~ и поверхнос· г ных акустических
волн в планарных волноводах обеспечивает прецизионное измерение (с
точностью 10-4
-1 0 -5) эффектиЕных прн;:>ащений для показателя пре­
ломления волноводных мод. Результаты эксперимента в тнтаноiзых диф­
фузионных волноводах из LiNbO 3 ХУ-среза показали, что при относитель ­
ной простоте новая методика не уступает по точности более сложным
призменным оптиче~ким методам.
УДК 621.396.13 .05 Ламе к ин В. Ф. Оценка эф,фективности приме-
нения микросборок в МЭА по критеtJИЮ результирующего объема.
Техника средств связи. Сер. Виутриобъеiповая связь, 1982, вып. 2,
с. 16-118.
Решение проблемы оптимизации новых электронных устройств являет­
ся необходю.шм усJJовнем дальнейшего прогресса МЭА. Для практичес·
ких (инженерных) целей проектировани я МЭА lliиpoкoe распространение
поJJучил частный синтез, при которо~r на основе результатов анализа
учитываются только наиболее существенные показатели качества . В осно­
ву оценки эффективности микросборок может быть положен метод срав­
нительного анализа несrшлышх технических решений для выбора опти­
мального варианта. При э том в качестве основного критерия оценки эф­
ф~ктивности выбирается некоторый технический параметр, наиболее тес ­
но связанный со стоимостью выполнения поставленной задачи·. Главны­
ми хараюеристиками эффективности применения микросборок считаются
коэффициенты, определяющие относительную величину результирующего
объема.
5

,
.
.
УДК 621.372 .8 Ш м е · л ев К. Д., Меньшов • Б. А . Оптоэлектрон-
ные преобразователи для оптических систем связи . - Техника средств
связи. Сер. Бнутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с. 118-125.
Создание оптоэлектронных преобразователей в микросхемном испол­
нении для атмосферных оптических линий связи обеспечивает . значи­
тельное снижение массы и габаритов всей системы в целом, повышение
общего срока службы. Кроме · того , унификация отдельных функциональ ­
ных узлов (УНЧ, преобразователей постоянного напряжения, усилителей
фотоприемника) позволяет создать целый ряд оптических систем связи
с различными видами модуляции оптического излучения: АИМ, ШИМ,
ЧИМ и дельта-модуляции. Разработанные линии оптической связи дают
возможность освободить радиочастотный канал связи , обеспечить боль­
шую ширину полосы пропускания, а также оперативность выхода на
связь между объектами.
УДК 681.327 .28- 529/002.2: 681.326.3 Ан и к ин А . М .,
Ламе­
к ин · Б. Ф., ,Мар ха шов Б. М. Программирование ИС ППЗУ в ус­
_qовиях серийJJого производства аппаратуры средств связи. - Техник а
средств связи. Сер. Внутриобъектовая связь (БОС), 1982, вып. 2, с . 125-
130.
В настоящее время в мо дуJrях памяти разрабатываем.ой цифровой ап ­
паратуры средств связи наиболее широкое применение нашли интеграль­
ные схемы памяти:. Расширение функциональ'ных возможностей аппарату­
ры и связаю!О'е с ним изменение программного обеспечения требуют при ­
менения интегральных схем программируемых запоминающих устройств
IИС ППЗУ) серии К 556. Исследования программируемости .ИС ППЗУ
КР556РТ4 показали цеJiесообразнос т ь проведения маркировки и статис­
тическDго анализа на ,/ротяжении всего технологического цикла програм ­
мирования. При возрастающем количестве применяемых ИС ППЗУ стоит
задача ускорения разработки технологf!ческого процесса программирова­
ния ИС ППЗУ и оснащения производства спецттальнымн технттческимн
средствами .
УДК 621.382.8 .011 Лам'екин • В. Ф., Шац С. Я., Аникин А. М.,
До в ч е н к о Н. К. Функцио·нальные интегральные схемы аналоговых
перемножителей. - Техника средств связи . Сер. Внутриобъектовая связь
(БОС), 1982, вып. 2, с. 130-144 .
Значительный прогресс в повышении степени интеграции ИС. может
быть достигнут благодаря использованию функционально-интегрирован ­
ных схем. Функционально - интегрированное исполнение заключается в сов­
_ мещении ряда рабочих областей различных элементов в одной изолиро­
ванной области. При этом один и тот же . элемент физической структуры
может одновременно выполнять различные функции . Показательна в этом
отношении эволюции ИС аналоговых перемно·жи:телей: от традиционных
ИС перемножителей типа МС1596 и 140МА1 и частично функционально­
интегрированных ИС перемножителей типа АД530 и 525ПС1 до функцио­
нальных ИС перемножителей на принципе доменов-носителей или на
ТТЗС-структурах .
6

УД!( 621.373.826:621.396 Авдеева В . .В . , Богачев И. Д . , ,Цов ­
ченко Н. К., Желудко.в В. М., Кулаков Е. В., Малько­
в. а Н. В., Ч вы ре в И. М. Светодиод с длиной волны излучения
1,55 мкм. - Техника средств связи . Сер.
-
Внутриобъектовая связь
(ВОС), 1982, вып. 2, с. 145-149.
Совершенствование техноJiогии изготовления оптических волокон при­
вело к созданию кварцевых световодов · обладающих _крайне малым коэф ,
фициентом затухания на ДJIИНе волны излучения 1·,55 мкм. Однако от­
сутствие промышленного выпуска соответствую щ их излучателей сдержи­
вает создание волоконно-оптических систем • связи, работающих на этой
длине волны. Светодиоды создавались методом жидкофазного эпитакси ­
ального наращнва_ния четверных растворов InGaAsP на подложку из
[пР р-тнпа проводимости. Ширина спектра излучения на полувысоте со ­
с т .:i вил а 120 нм. Угловая диаграмма направленности излучения светодио ­
д а в дальнем поле близка к диаграмме излучения ламбертовского источ ­
ника. Ватт-амперная характеристика светодиода линейна в диапазоне т о ­
ковот1до50мА.
7

Р""'"--
,
,,,
(,
,.