Э. Т. Ред
Схемотехника радиоприемников.
Практическое пособие.
1989
Scan: kn34pc.com, 11.11.2008
1. Основные пог" -ния
Прежде всего нужно отметить принципиальное различие между приемниками с
рабочими частотами до 50 МГц, с одной стороны, и более высокочастотными
приемниками-с другой. Согласно рис. 1.1 первые испытывают воздействие довольно
мощных входных сигналов и поэтому должны обладать высокой помехоустойчиво-
стью, в то время как их чувствительность играет незначительную роль. С увеличением
частоты мощность поступающих на вход приемника полезных сигналов и уровень
внешних (индустриальных и атмосферных) шумов уменьшаются, так что на частотах
свыше 50 МГц можно использовать приемники с худшей динамической характери-
стикой и постепенно возрастающей (в соответствии с рис. 1.2) чувствительностью.
Точка компрессии КР, т. е. абсолютная граница практически линейной динамиче-
ской характеристики приемника, при каждом значении частоты должна находиться по
меньшей мере на 10 дБ выше соответствующей точки верхней кривой на рис. 1.1,
представляющей значения средней мощности в широкой полосе частот; можно также
принять, что связанная с интермодуляционными составляющими третьего порядка
очень важная «точка пересечения» IP^ расположена на 10... 20 дБ выше КР. Наряду с
этим рекомендуется субоктавная ВЧ-селекция; другими словами, следует по возможно-
сти применять полосовые фильтры с отношением граничных частот не более 2:1. При
этих допущениях обеспечивается достаточно надежное подавление пиковых всплесков
мощности (прежде всего на частотах < 15 МГц), часто возникающих в вечернее время.
Рис. 1.3 помогает понять критерии помехоустойчивости приемников.
Коэффициент шума приемника FRX в общем случае нужно ориентировать на
значения относительной мощности внешних шумов Fex для условий С (рис. 1.2). При
Frx - Fex уровень шума RF на выходе приемника эффективно становится на 3 дБ выше,
чем в отсутствие внешних шумов. Таким образом, значение FRX, выбранное из условия
FRX = Fcx-3 дБ, достаточно мало; следует, однако, обратить внимание на дополни-
тельный вклад в FRX, возникающий в результате затухания в антенном фидере. Вообще
говоря, поскольку ко всем принимаемым вблизи земной поверхности сигналам обычно
добавляются тепловые шумы Земли, соответствующие температуре Тех«290 К
(Fcx ® 3 дБ), требовать, чтобы значения FRX были меньше 3 дБ вряд ли целесообразно.
Исключением является космическая связь в относительно «малошумящей» области
спектра на частотах > 200 МГц при оптимальной диаграмме направленности антенны;
в этом случае коэффициент шума приемника FRX в принципе должен соответствовать
уровню галактических шумов G (рис. 1.2), а на практике нужно добиваться того, чтобы
он был как можно меньшим. Здесь мы можем ожидать Тех ® 50 К (Fex ~ 0,7 дБ). На
рис. 1.4 указана взаимосвязь параметров F и Т и приведена соответствующая кривая
для малых значений этих величин.
Интервал, отделяющий точку 1Р3 от уровня мощности собственных шумов прием-
ника RFrx должен быть как можно большим, так как он прямо или косвенно
определяет два очень важных параметра, характеризующих качество приемника:
° Так называют точку пересечения прямой, характеризующей мощность интсрмодуляцион-
ных искажений третьего порядка, с продолжением линейной динамической характеристики
приемника (см. рис. 1.3). Интермодуляционные искажения в радиоприемнике (РП) - возникновение
помех на выходе РП при воздействии на его вход двух и более сигналов, частоты которых не
совпадают с частотой основного и побочных каналов радиоприема. Коэффициент интермо-
дуляции в РП-отношение уровня радиопомех, возникающих в результате интермодуляции в РП,
к уровню сигнала, соответствующего чувствительности РП, причем уровни определяются на
выходе РП.- Прим. ред.
9
-эис 1.1 Частотная зависимость средней мощности сигналов на входе приемника. Верхняя
кривая соответствует средней мощности, измеренной в полосе частот 1 МГц. нижняя-в полосе
частот 10 кГц. Охвачен спектральный интервал 10 кГц-1 ГГц. Точка компрессии приемника при
каждом значении частоты должна находиться минимум на 10 дБ выше соответствующей точки
верхней кривой.
Частота> МГц
Рис. 1.2. Спектральная плотность мощности различных шумовых помех (в относительных
единицах) как функция частоты в спектральном интервале 0,2...200 МГц. Коэффициент шума
приемника в общем случае должен соответствовать (при каждом значении частоты) уровню
шумов для условий, обозначенных параметром С; для космической связи критерием является
кривая G. Мощность шумов максимальна на частотах порядка 10 кГц.
10
Входная мощность одной компоненты
двухтонового сигнала ^ьдБм
Гис. 1.3. Взаимосвязи между
параметрами 1Р2 и 1Р3, опреде-
ляющими положение точек «пе-
ресечения» для интермодуляци-
онных составляющих второго и
третьего порядков, с одной сто-
роны, и уровнями мощности
Р1МР2 и Р1мрз этих составляющих
(с учетом интервалов 1МА2 и
1МА3, отделяющих эти уровни
от уровня Pj основного сигна-
ла) -с другой. В каждом кон-
кретном случае значение орди-
наты оценивается по величине
входной мощности плюс коэф-
фициент усиления по мощности
соответствующего приемника
или его функционального звена.
динамический диапазон по блокированиюn DB! и динамический диапазон по интер-
модуляции DB3. Как видно из рис. 1.5, ЭВ^это диапазон линейности динамической
характеристики приемника, a DB3-диапазон «безинтермодуляционной» обработки
энергетически-симметричного двухтонового (измерительного) сигнала; нижней грани-
цей обоих динамических диапазонов является RFrx. Динамический диапазон по
интермодуляции более важен, поскольку он определяется тем уровнем мощности Ps3
неизбежно возникающих в приемнике собственных интермодуляционных помех треть-
его порядка, который совпадает с RFrx; при Ps3 = RFrx уровень помех (шумовых и
интермодуляционных) возрастает на отдельных частотах на 3 дБ, приводя в результате
к ухудшению на эти 3 дБ пороговой чувствительности приемника. Именно с пороговой
чувствительностью связываются доводы в пользу выбора «соразмерного», т. е. не
слишком малого по сравнению с Fex значения FRX. Реализацию соразмерности этих
величин следует всегда осуществлять с помощью ВЧ-аттенюатора, располагаемого
сразу же за разъемом подключения антенны; он сдвигает оба динамических диапазона
вверх на величину своего затухания, не изменяя их ширины, и, следовательно, в равной
мере улучшает значения КР и IP. Эти взаимосвязи требуют тщательного специального
анализа.
11 Блокирование в РП-изменение уровня сигнала или отношения сигнал/шум на входе РП
при действии радиопомехи, частота которой не совпадает с частотой основных и побочных
каналов приема.- Прим. ред.
Рис. 1.4. Взаимосвязь между
коэффициентом шума в дБ и
шумовой температурой в граду-
сах Кельвина. График приведен
для малых значений этих вели-
чин (приемник с высокой чув-
ствительностью).
Динамический диапазон
по блокированию
ОЕЦ =PKp~Prf
DBi’
RFft
р Prf>(24P3)
ГОВЗ“ з
— S----Ровз
Уровень "потери" чувствительности
Динамический диапазон по
пп •> Ifr-PRF интермодуляции
0В3«2*—--------
> ОВз	,	__
Р--174 дБм/Гц (U » 0.466н8/Угц)
при Т«29ОК и согласовании
50:500и
м*м*ш*мм*
" ' 15 Взаимосвязи между уровнем шума, с одной стороны, и граничными значениями
мощности в точках снижения чувствительности (за счет интермодуляционных помех) и ком-
прессии-с другой; приведены также расчетные формулы для обоих динамических диапазонов. Все
параметры зависят от ширины полосы приема.
12
Относительно широкие динамические диапазоны достигаются в простых супер-
гетеродинных приемниках. Каждое дополнительное преобразование частоты сигнала
приводит к уменьшению КР и IP и одновременно к неизбежному сужению динамичес-
ких диапазонов. Эта сторона вопроса также должна быть обстоятельно проанализи-
рована.
Многократное преобразование частоты необходимо в трех случаях (которые могут
возникать по отдельности или в комбинации друг с другом): во-первых, когда только
таким способом можно обеспечить достаточную селективность (> 70 дБ) по зеркаль-
ному каналу и по каналу промежуточной частоты (ПЧ); во-вторых, когда оптимальное
значение ПЧ (как и частота основного сигнала) попадает в полосу приема; и наконец,
когда слишком высокое значение ПЧ не позволяет реализовать требуемую ширину
полосы пропускания (по этой ПЧ). Экономически оправдана реализация относитель-
ной ширины полосы пропускания порядка 25... 3500 Гц/МГц, что, например, со-
ответствует ширине полосы около 200... 35000 Гц на частоте 9 МГц; такие параметры
могут обеспечить как кварцевые, так и монолитные фильтры.
С учетом изложенного можно сделать вывод, что приемники с рабочими частотами
до 1 ГГц всегда (без исключений!) должны быть приемниками максимум с двойным
преобразованием частоты (с минимальной шириной полосы пропускания по ПЧ около
1 кГц при каждом преобразовании). Заметим также, что обработка (детектором
перемножительного типа) сигналов с частично или полностью подавленной несущей
вносит в рассмотрение еще один смеситель.
При разработке схемы приемника усиление между разъемом подключения антенны
и определяющими односигнальную избирательность приемника фильтрами основной
селекции (селекции по соседнему каналу), т. е. усиление широкополосного тракта,
следует устанавливать минимально возможным при требуемом значении коэффициен-
та шума. Итак, необходимо: а) максимально ограничивать усиление по ВЧ; б) всегда
использовать пассивный смеситель (т. е. смеситель с коэффициентом усиления < 1) для
разгрузки следующих за ним каскадов; в) применять малошумящий помехоустойчивый
предусилитель ПЧ с диплексером на входе, отфильтровывающем одну из двух
(fz=fii±fh) ПЧ-компонент; г) устанавливать фильтр основной селекции за этим
предусилителем. Каждая лишняя «добавка» к усилению тракта неизбежно сказывается
на помехоустойчивости приемника, т. е. на всех параметрах КР и IP и, следовательно,
на обоих динамических диапазонах.
Отсюда, кроме всего прочего, следует, что значение параметра IPi3 для каждого
каскада приемника должно примерно на 3 дБ превышать значение параметра 1Р03 для
предыдущего каскада0, поскольку только таким образом можно исключить взаимное
влияние каскадов и возникающие вследствие этого всевозможные искажения сигналов.
То же касается величин KPj и КР0, но здесь достаточно обеспечить перекрытие порядка
1 дБ. «Точкой отсчета» для такого способа сопряжения каскадов является входной узел
наиболее слабого звена функциональной цепи-фильтра основной селекции; допусти-
мые значения внутриполосной мощности (ПЧ) для этого фильтра, как правило, не
превышают 4- 10 дБм (» 10 мВт), в то же время ясно, что внеполосная мощность
может быть значительно выше. Кварцевые или монолитные фильтры за счет своей
частотной избирательности эффективно увеличивают IPi3 до 4- (30... 50) дБм.
В заключение следует отметить, что широкополосный тракт для обеспечения
качественной обработки сигнала всюду (вплоть до фильтров основной селекции)
должен обладать высокой линейностью. Следовательно, все необходимые ограничи-
тели и любые другие нелинейные элементы нужно располагать за фильтрами ПЧ.
Высокой линейностью должен также обладать блок гетеродина со смесителем.
п Параметры IP и КР с индексом i определяются по отношению к уровням входных, а с
индексом о-выходных сигналов того или иного каскада.-Прим, перев.
2. Широкополосный то - на 10 кГц ... 30 МГц
с ПЧ - 50 МГн
Знакомство с типичной схемотехникой радиоприемников логичнее всего начать с
рассмотрения не слишком сложной, т. е. хорошо обозримой в целом системы. В
качестве такой системы возьмем широкополосный тракт простого супергетеродинного
профессионального переносного приемника для SSB- и телеграфной связи (J3E и J2B
соответственно), который, правда, слишком сильно «выделяется» среди других ана-
логичных систем своим почти двенадцатиоктавным диапазоном перестройки по
частоте. Это как раз тот случай, когда, учитывая возможность широкой рабочей
перестройки тракта и крайнее непостоянство его текущего состояния, нужно найти
«золотую середину» между помехоустойчивостью и чувствительностью приемника.
Реализация требуемых значений этих параметров, взятых по отдельности, как правило,
не вызывает проблем, однако их совместная реализация на должном уровне всегда
требует гораздо большей изобретательности.
2.1. Схема с согласованным импедансом (50 Ом)
Прежде всего рассмотрим блок-схему на рис. 2.1. Блоки верхнего ряда соответствуют
функциональным элементам приемного тракта, состоящего из отключаемого ВЧ-
аттенюатора, фильтров сосредоточенной ВЧ-селекции, пассивного высокоуровневого
смесителя, двухкаскадного малошумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ,
фильтров сосредоточенной ПЧ-селекции (основной селекции) и еще одного мало-
шумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ. В нижнем ряду - функциональные
элементы выходного тракта гетеродина: фильтр нижних частот, предварительный
(буферный) усилитель и усилитель мощности сигнала гетеродина. Согласование
функциональных элементов блок-схемы друг с другом осуществляется на одинаковом
для всех элементов входном и выходном импедансе -50 Ом; это так называемая
«50-омная схемотехника», которая благодаря оптимальной возможности непосредст-
венного помодульного измерения параметров и в связи с некоторыми другими очень
интересными преимуществами имеет большое практическое значение.
С помощью приведенной блок-схемы можно сформулировать определение широко-
полосного тракта приемника: широкополосный тракт включает в себя часть приемного
тракта, ответственную за помехоустойчивость и чувствительность приемника, т. е. все
функциональные элементы от разъема подключения антенны и (по меньшей мере) до
фильтров основной (по ПЧ) селекции, а также блок смесителя с гетеродином (здесь
имеются в виду простые системы без синтезатора частот).
На рис. 2.2 представлена принципиальная электрическая схема части приемного
тракта от разъема подключения антенны до выхода смесителя, включая также
функциональные элементы гетеродина, указанные выше на блок-схеме. Резистор,
включенный параллельно входным зажимам, предотвращает накопление статического
заряда на гальванически изолированной от земли антенне. Следующий за ним
конденсатор (на 1 кВ) обеспечивает защиту приемника при высокой статической ЭДС
подключаемой к нему антенны. Отключаемый (вручную) аттенюатор позволяет умень-
шить уровень слишком мощных сигналов на 20 дБ. Блок фильтров (который пока
рассматривается просто как «черный ящик» и более подробно обсуждается в следую-
щем абзаце), во-первых, осуществляет селекцию принимаемых сигналов и поддержива-
ет в допустимых пределах ВЧ-мощность, нагружающую последующие каскады, а
во-вторых, ослабляет сигналы по зеркальным каналам приема и по ПЧ. Дополни-
тельному ослаблению сигналов по ПЧ способствует также эллиптический фильтр
14
о дБ
20 дБ руч.
-2дБ
-14 ДБ
+2ОДБ
♦7 дБ
Z.500M	1z»500m
*|	|~5ОМГц
F = 1.8 дБ
Рис. 2 1. Блок-схема широкополосного тракта с указанием коэффициентов усиления (или
затухания) для отдельных функциональных элементов, а также коэффициентов шума для
определяющих чувствительность приемника усилителей в приемном тракте. Согласование всех
функциональных элементов друг с другом осуществляется на одном уровне-50 Ом-входных и
выходных импедансов; так называемая 50-омная схемотехника.
нижних частот, расположенный сразу же за блоком фильтров; одна из двух частот, на
которых пропускание этого эллиптического фильтра обращается в нуль, выбрана
равной 50 МГц (т.е. совпадает с ПЧ). RC-звено, установленное на входе смесителя,
выполняет функцию фильтра верхних частот-диплексера, реализующего оптимальные
условия согласования импедансов в полосе подавления фильтра нижних частот. В
качестве смесителя используется высокоуровневый широкополосный кольцевой смеси-
тель на диодах Шотки; для этого смесителя IPi3 = +(25...26) дБм при мощности
подводимого к нему сигнала гетеродина + 17 дБм. Сигнал гетеродина, поступающий в
широкополосный тракт с уровнем — 19 дБм, проходит через эллиптический фильтр
нижних частот, усиливается до необходимой мощности каскадом, состоящим из
широкополосного усилителя на ИМС и усилителя мощности, охваченного ООС, и
поступает на смеситель. Поскольку развязка между входом и выходом усилителя на
ИМС весьма значительна (> 60 дБ), то с целью реализации оптимальных условий
работы смесителя обеспечивается строгая апериодичность переходного процесса в
системе усилитель мощности-смеситель.
Принципиальная электрическая схема блока фильтров, о котором говорилось
выше, представлена на рис. 2.3. Эллиптический фильтр нижних частот, полосовой
фильтр, полученный каскадным соединением эллиптических фильтров нижних и
верхних частот, а также восемь субоктавных полосовых фильтров предназначены для
относительно узкополосной и, следовательно, практически нечувствительной к пере-
грузкам от внеполосных сигналов селекции. Для четкого (без интермодуляционных
помех) переключения фильтров используется язычковое реле, управляемое сигналами
синтезатора частоты в блоке настройки через промежуточный сильноточный пре-
образователь двоично-десятичного кода в десятичный код. Кроме того, на входе блока
фильтров имеется аттенюатор с затуханием 30 дБ; он управляется от системы АРУ
приемника и подключается с помощью реле в тех случаях, когда отношение
сигнал/шум становится больше 45 дБ. Этот несколько необычный способ управления
усилением тракта используется для устранения интермодуляционных искажений при
работе аттенюатора на р - i - n-диодах, которому все еще отдается предпочтение в
системах АРУ и который обычно располагается за фильтрами основной селекции.
На рис. 2.4 приведена вторая часть принципиальной схемы приемного тракта
(первая часть дана на рис. 2.2). Сигнал ПЧ, поступающий в эту часть схемы в точке В,
подается на полосовой фильтр-диплексер, который, с одной стороны, выполняет
функцию активной нагрузки-поглотителя для внеполосных компонент выходного
сигнала смесителя, а с другой стороны, обеспечивает избирательную (по ПЧ) раскачку
0.33 м к
Антенна
------
Z-50Om
ВЧ-аттенюатор Блок фильтров j Фильтр нижних <37 2 МГц
10.01.,30.0МГц I частот
1	7_cnoi.	J}J35mk
Смеситель
100 к
1Вт
О фильтроЕ
Z-50OM
_||_68л
ОД Б
20ДБ
аттенюатор
(-30 дБ), | I
управляемый
стемой АРУ +5В
♦15В
стаб.
Сигналы выбора
Z-50OM
56 п =т= 68п
50МГц-Ь
1N6263
Z-50Om‘
2.2мф
17дБм
в
Z-50OM
фильтров и аттенюатора i
Z =50Ом
0.096 м к 0.095м к
-19 дБм
♦15В
-стаб.
4.7мк!
100 м к
8.2 В v
0,5Втг -
[Фильтр нижних частот< 81 МГц
z-50om! MRF 965
\ П510
47\|
3301] 10
Буферный усилитель Усилитель мощности
Рис. 2.2. Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-селектором, смесителем и выходным трактом
гетеродина.
16
2.7н
ЗЗОп
ЗЗп
5.6и
390л
390п
.390л,
3.3п
4.7м
390 п
2,2н 2.2м 22и
23.0 МГц
30.0 МГц
ВЧ-выход
Z-50OM
330
560л
8 полосовых фильтров
2.0
3.0
4.0
3.0 МГц	6.0	9.0 МГц	17.0
4.0 МГц	9.0	13.0МГц	23.0
6.0 МГц	13.0	17.0 МГц
Полосовой фильтр 1 . 2 МГц
13м	1.8н
4.2 м к 2.73 м к
12н !
1н 560п 18н 120п 1и 3.3м 1н
Фильтр нижних частот	1 ИГц
9.9 5 мк	7,41м к 7.55 мк
220п
ВЧ-вход
2-50ОМ
47	47
Сигнал
включения
аттенюатора
(активная!)
ВЧ-аттенюатор
1н
1N4151
5-Юм
Выходы
(активная Ж )
1N4151
Сигналы
выбора
фильтров
♦15В
стаб.
10 наборов для
переключения
фильтров
+5В
стаб.
Рис. 2.3. Подробная принципиальная электрическая схема блока ВЧ-фильтров и управляемого
системой АРУ ВЧ-аттенюатора (из схемы на рис. 2.2).
Предусилитель 1
Диплексер
Инвертор импеданса Предусилитель 2 ]
»___полосы (актив^аяД. )
£ 4 Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с
предусилителями ПЧ и фильтрами основной селекции.
следующего за ним предусилителя и согласование последнего с выходом смесителя.
Каждая ступень каскада предварительного усиления ПЧ представляет собой усилитель
с очень низким уровнем собственных шумов, охваченный цепью ООС. По существу
предусилители 1 и 2 отличаются друг от друга только максимально возможной
величиной неискаженного выходного сигнала, которая в свою очередь определяется
величиной коллекторного тока транзистора. Для рассматриваемого каскада IPi3
+ 24 дБм. Эта величина по меньшей мере на 3 дБ превышает значение параметра
1Р03 для смесителя; следовательно, данный каскад практически не оказывает влияния
на значение 1Р03 смесителя. Для второго предусилителя 1Р03 ^41,5 дБм. Встроенный
между предусилителями инвертор импедансов (эквивалент четвертьволновой линии
для сигнала ПЧ) способствует определенному выравниванию коэффициента усиления
по мощности каскада; существенное различие этого параметра для внутри- и вне-
полосных компонент сигнала обусловлено очень сильным различием внутри- и
внеполосных значений импеданса фильтра основной селекции. В этой связи следует
заметить, что введение в усилитель ООС, необходимой для обеспечения высокой
помехоустойчивости, неизбежно ухудшает развязку его входа и выхода, которая, как
правило, не превышает 2 дБ; в результате сильная частотная зависимость входного
импеданса фильтра основной селекции более или менее отчетливо сказывается даже на
18
работе смесителя, очень чувствительного к характеру своей нагрузки. Три восьми-
резонаторных кварцевых фильтра основной селекции переключаются с помощью
язычковых реле. За этими полосовыми фильтрами, определяющими односигнальную
избирательность приемника, следует еще один малошумящий предусилитель ПЧ с
цепью ООС. Ввиду спектральной определенности сигнала раскачки помехоустой-
чивость этого предусилителя может быть невелика (на уровне предусилителя 1), если
учесть, что уже при мощности полезного сигнала на зажимах антенны свыше — 85 дБм
(12,6 мкВ/50 Ом) автоматически подключается разгрузочный аттенюатор с затуханием
30 дБ, установленный в блоке ВЧ-фильтров.
2.2. Технические характеристики и комментарии
Рассмотренный приемный тракт при отключенных аттенюаторах, т. е. при максималь-
но возможной чувствительности, обеспечивает коэффициент усиления по мощности
сигнала 7 дБ. Объективно это довольно малая величина, однако она вполне достаточна
для того, чтобы можно было пренебречь шумами следующего каскада - усилителя (на
ИС) системы АРУ с полевыми транзисторами на входе.
В табл. 2.1 приведены основные технические характеристики типичного приемника с
рассмотренным широкополосным трактом. Значения параметров 1Р3	+ 25 дБм и
RF — 130 дБм (~ 0,07 мкВ/50 Ом), а также (как следствие) DB3 > 100 дБ достигают-
ся практически в стандартных условиях производства; в то же время улучшение этих
параметров возможно лишь с использованием очень дорогостоящих технических
методов. При этом все, что можно сделать, самым оптимальным образом реализуя
возможности данного широкополосного тракта, так это снизить F на 2 дБ и повысить
1Р3 приблизительно на 10 дБ. Однако, учитывая наличие в спектре рабочих частот
приемника довольно сильных внешних шумов, необходимость уменьшения коэф-
фициента шума кажется по меньшей мере весьма сомнительной; а с другой стороны, во
многих конкретных эксплуатационных ситуациях оба параметра IP и параметр КР
можно улучшить, надлежащим образом уменьшая слишком высокую чувствитель-
Таблица 2.1. Основные технические характеристики описанного широкополосного тракта и всего
приемника с таким трактом.
Параметр	SSB Вр = 2,1 кГц	RTTY Вр = 1,2 кГц
Точка пересечения для интермоду- ляционных составляющих третьего порядка	1Р3 Точка пересечения для интермоду- ляционных составляющих второго порядка	1Р2 Уровень компрессии (блокирования) КР Уровень внеполосных сигналов, вызывающих снижение чувстви- тельности на 3 дБ за счет интер- модуляционных помех	DP Коэффициент шума	F Уровень шума	RF	>4-25 дБм >4-45 дБм 4-7 дБм % —27 дБм 12 дБ -128,8 дБм	-131,2 дБм
Уровень «включения»-собственных интермодуляционных помех (для внеполосных сигналов)	PDb3	—26,5 дБм	> -27,5 дБм
Динамический диапазон по интер- модуляции	DB3	102 дБ	103 дБ
Динамический диапазон по блоки- рованию	DB!	135 дБ	135 дБ
19
ность приемника с помощью подключаемых вручную аттенюаторов, устанавливаемых
на входе широкополосного тракта.
Все это говорит о том, что стремление к абсолютной оптимизации всегда влечет за
собой необходимость использования большого числа нестандартных и, следовательно,
экономически «трудно перевариваемых» технологических методов. В этом отношении
рассматриваемая схема представляет собой пример отличного «компромисса» между
уровнем технических характеристик и стоимостью.
Модульная 50-о/н.
•vo техника
При обсуждении схемы широкополосного тракта в разд. 2.1 уже отмечалось, что
50-омная схемотехника - это схемотехника с использованием автономных и дискретных
функциональных элементов (часто изготавливаемых в виде отдельных модулей),
входной и выходной импедансы которых характеризуются унифицированным значе-
нием-50 Ом. Настроенные на строго определенные значения своих функциональных
характеристик и подготовленные к работе они могут соединяться друг с другом самым
различным образом без каких-либо промежуточных интерфейсных устройств и, таким
образом, легко включаются в самые сложные радиотехнические системы. В то же
время узлы межмодульной связи, осуществляемой с помощью проводов, коаксиальных
кабелей или печатных проводников, являются измерительными и контрольными
точками с нормированным импедансом. Это, конечно, немаловажно для начинающих
технических специалистов.
Рассчитывая на читателя, пока еще не обладающего достаточным опытом в связной
радиотехнике, кратко обсудим некоторые функциональные элементы с 50-омным
входным и выходным импедансом, наиболее часто встречающиеся в радиоприемных
устройствах. Ниже рассматриваются высокоуровневые широкополосные смесители на
диодах [Потки, широкополосные мощные усилители с ООС, а также ВЧ-селекторы с
оптимальными характеристиками. Вместе со схемами перечисленных устройств приво-
дятся типичные (для ВЧ-техники) вспомогательные расчетные соотношения, позво-
ляющие использовать эти схемы в качестве основы для практического конструирова-
ния радиоприемников; сведения о рекомендуемых к применению схемных элементах
можно найти в гл. 14.
3.1.	Широкополосные диодные кольцевые смесители
Высоким качественным требованиям вполне удовлетворяют лишь смесители11, выпол-
ненные по двойной балансной схеме. Предпочтение отдается мощным кольцевым
смесителям на сверхбыстродействующих и исключительно малошумящих диодах
Шотки.
Качественный уровень смесителя обычно задается величиной IPi3, наряду с этим
указывается мощность сигнала гетеродина Рй (величины IPi3 и Pq взаимосвязаны).
Принята следующая классификация:
Очень низкий уровень	IPi3	+ 7 дБм	ра	0 дБм
Низкий уровень		4-13 дБм		4- 7 дБм
Средний уровень		4- 20 дБм		4-13 дБм
Высокий уровень		4- 25 дБм		4-17 дБм
Очень высокий уровень		^4-30 дБм		^4-20 дБм
Смесители двух первых классов не представляют интереса для использования в
широкополосных трактах, поскольку они не обеспечивают требуемой помехоустой-
чивости. Иногда встречающееся обозначение «Стандартный уровень» в общем от-
носится к низкоуровневым смесителям.
° К основным параметрам смесителя относятся потери преобразования диода (Ld); они
характеризуют уменьшение мощности входного сигнала Pin при его преобразовании в сигнал ПЧ
(Р„ч) и равны отношению номинальных мощностей этих сигналов Ld = Р,п/Рпч- При этом
коэффициент шума смесителя с достаточной точностью можно считать равным (без учета
шумового отношения): Fc % Ld (Fn4 - 1). Прим. ped.
21
Друпгми важными параметрами смесителя являются вносимое затухание Aj,
коэффициент шума FM и развязка между входами Ах. Величина А, обычно составляет
5,5.. .6,5 дБ, причем в соответствии с фундаментальным соотношением для процесса
преобразования частоты fz = Гй ± fh, в которое входят две ПЧ-компоненты, 3 дБ из
этой величины приходится на нежелательную и поэтому отфильтровываемую ^-ком-
поненту (SSB-сигнал). Как правило, FM % 0,5 дБ, и в силу малости этой величиной чаще
всею пренебрегают (или же включают ее в AJ. Что касается параметра Ах, то для
развязки между входом информационного сигнала и выходом смесителя можно
принять Aj 25 дБ, а для развязки гетеродинного входа с выходом и информацион-
ным входом-А^45 дБ. На частотах свыше 150 МГц с увеличением частоты
происходит постепенное нарастание потерь.
Смеси I ель среднего уровня обычно состоит из двух стандартных симметрирующих
гибридных трансформаторов с коэффициентом преобразования импедансов 1 :2:2,
четырех диодов (по одному на каждый квадрант кольца), а также симметрирующего
конденсатора Сп, используемого для оптимизации параметра Ах (и поэтому под-
ключаемого только при необходимости); все это хорошо видно из рис. 3.1. При
Рц = 4-13 дБм параметры IPi3 и KPj достигают значений 4- (20.. .22) дБм и 4- (7.. .9)
дБм соответственно. Смесители этого класса можно использовать в приемных трактах
с относительно низкоэффективными антеннами (при этом необходима субоктавная
преселекция), а также в качестве процессорных смесителей в блоках настройки.
Структура высокоуровневого смесителя очень близка к структуре смесителя средне-
го уровня; единственное отличие состоит в том, что вместо одного диода в каждый
квадрант кольца включаются по два последовательно соединенных диода (рис. 3.2).
При Рй -4-17 дБм можно получить IPi3 = + (25.. .27) дБм и KPj = 4- (13.. .15) дБм.
Такие смесители обычно используются в приемных трактах с высокоэффективными
антеннами и субоктавными преселекторами.
В типичном смесителе очень высокого уровня в отличие от среднеуровневого
смесителя к каждому из четырех диодов последовательно подключено RC-звено, как
показано на рис. 3.3. Реактивное сопротивление каждого конденсатора Сг не должно
превышать 50 Ом на самой низкой преобразуемой частоте f6 + fz. При Pu = 4-20 дБм
достигаются значения IPi3 = 4- (30.. .33) дБм и KPj = 4- (15.. .18) дБм. Эти смесители
можно использовать с высокоэффективными антеннами при относительно широко-
полосной преселекции принимаемых сигналов.
Что касается выбора трансформатора, то здесь мы ориентируемся на схему,
приведенную на рис. 3.4. Данную конфигурацию можно применять в смесителях,
относящихся к любому из трех рассмотренных классов. Частотная характеристика
1х(*0Гц)	U1.2 и Сп,см. текст
Средний уромнв
1₽и ж *40 дБм
IPis “ +20 дБм
№ - *7дБм
РС - +13дБм( 20 мВт)
А; - 5.5 6,5дБ
А, - fh: (, г25дБ
fi '.fh . f5 ;fM «45 дБ
P,ol - 0.2 Вт
2-50Ом	01 4 - HP 2800. HP 2900 или аналог.
1
. Принципиальная электрическая схема и технические характеристики среднеуровневого
кольцевого смесителя на диодах Шотки.
22
Высокий уровень
1Р;2= +45 дБм
lPi3= +25дБм
KPj = + 13дБм
Ри = +17дБм( 50мВт)
А-, = 5.5 6.5 дБ
Ax=fh:fx *25дБ
Vfr . fii: *х *45 дБ
= 0.4 Вт
fJ-ОГц)
2 = 50Ом
1
01,2 и Сп,см. текст
01 8 = HP 2800, HP 2900 или аналог.
Рис. 3.2. Принципиальная электрическая схема и технические характеристики высокоуровневою
кольцевого смесителя на диолах Шолки.
Учеиь высокий уроьень
1Р12 = +50 дБ
IP-,3 = + 30дБм
КР; = +15 дБм
Рй = + 20дБм(0.1 Вт)
Aj =5.5 6.5 дБ
Ах = fh:fx ^25дБ
f5:fh. fG:fx ^45дБ
Plot » 0.4 Вт
Рис. 3.4. Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевого
сердечника трансформатора для смесителей на рис. 3.1 -3.3.
Рис. 3.3. Принципиальная электрическая схема и технические характеристики кольцевого сме-
сителя очень высокого уровня на диодах Шотки.
23
Рис. 3.5. Принципиальная элект-
рическая схема и расчет полосового
фильтра-диплексера с номиналами
элементов для частоты 1 МГц.
Выход
смесителя (ПЧ)
Центральная частота	1 МГц
12 С2
Тракт ПЧ
2 = 50 Ом
г c‘=c/f
X
трансформатора в точке С (Гх-порт) начинается с 0 Гц (!), сюда подается (или
снимается) самая низкочастотная из всех фигурирующих в процессе преобразования
компонент fe или fz; для двух других портов ширина рабочей полосы частот составляет
около пяти октав. Верхняя граничная частота для всех трех портов приблизительно
одна и та же.
Особое внимание нужно обратить на следующее.
1.	Сигнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается
принимаемый сигнал, сигнал гетеродина подается на другой трансформатор; иное
включение ни в коем случае не допустимо (критерий - значение параметра Ах).
2.	Следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование
(фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов; для этого
необходим подбор экземпляров с одинаковыми параметрами0. Выбираемые диоды
должны обеспечивать стабильный прямой ток величиной около 10 мА при эквивалент-
ных, т. е. отличающихся друг от друга не более чем на 5% значениях прямого
напряжения, приложенного к каждому квадранту; в случае смесителей очень высокого
уровня все это должно выполняться с учетом последовательно подключаемых со-
противлений Rr. Следует также обеспечить идентичность конструктивного выполнения
обмоток трансформаторов.
3.	Трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать на монтажной плате
строго симметрично и соединять их одинаковыми проводниками минимальной длины.
Эффективную симметрию смесителя (чем она выше, тем больше величина Ах) можно
улучшить не только с помощью конденсатора Сп; в некоторых случаях можно
получить положительный эффект, меняя местами работающие в противофазе обмотки
одного из двух трансформаторов (любого); обратите внимание на полярность под-
ключения обмоток!.
4.	В отношении согласования импедансов главное внимание нужно уделить Сх-порту;
в силу своих частотных характеристик fh- и Гх-цепи взаимозаменяемы.
5.	К порту, с которого снимается сигнал ПЧ, следует подключать полосовой
фильтр-диплексер (например, такой, как па рис. 3.5). Он используется в качестве
нагрузки с однородным в широкой полосе частот импедансом и уменьшает на 3 дБ
мощность сигнала, поступающую на следующий за ним каскад, за счет отфильтро-
вывания ненужной ^-компоненты (SSB).
6.	Сигнал гетеродина следует подавать в смеситель после предварительного усиле-
ния в широкополосном линейном усилителе мощности; элементы селекции сигнала в
этом буферном устройстве, естественно, отсутствуют. Значение параметра Ах для
Гй-фильтра должно быть не менее 10 дБ.
° Для этой цели наша промышленность выпускает как парные, так и четыре заранее
подобранных диода.- Прим. ред.
3.2.	Широкополосные усилители с ООО
При реализации этих устройств предпочтение отдается схемам на основе мощных
малошумящих биполярных СВЧ-транзисторов относительно небольшой стоимости.
Высокое значение граничной частоты усиления по току fT % 4. ..4 ГГц у таких
транзисторов позволяет создавать на них устройства с верхней рабочей частотой
>1 ГГц и шириной рабочего диапазона частот до десяти октав.
Структура вводимой ООС зависит от назначения усилителя. В тех случаях, когда
нужно обеспечить высокую пороговую чувствительность и оптимальную помехо-
устойчивость, в качестве элементов обратной связи используются не создающие шумов
реактивные сопротивления (Х-структура). Если же единственным требованием являет-
ся достижение максимальной неискаженной выходной мощности, можно применить
более простые схемы с активными сопротивлениями в петле обратной связи (R-струк-
тура). Такие усилители при относительно небольших значениях тока коллектора
1С 60 мА позволяют получить !Pi3 = -1-40 дБм и 4- 20 дБм для X- и R-структур
соответственно, причем значения KPj в обоих случаях практически одинаковы и не
превышают + 10 дБм. Коэффициент усиления мощности GP может достигать 9 дБ
и 20 дБ соответственно. Минимальное значение коэффициента шума F для оптималь-
ных по этому параметру схем с ООС Х-типа составляет около 1,8 дБ, для схем с ООС
R-типа F 3 дБ; эти значения в принципе можно обеспечить в диапазоне частот до 150
МГц.
Помимо рассеиваемой мощности и уровня интермодуляционных искажений двумя
другими важными параметрами, определяющими выбор транзисторов для рассматри-
ваемых усилителей, являются граничная частота fT и динамический коэффициент
усиления тока базы 0О (на частоте 1 кГц). Верхнюю рабочую частоту усилителя fMatc (на
уровне -1 дБ от GP) можно оценить с помощью соотношения fMaKC« 10 (fT/0o). Расчеты
с 1С = 10.. .60 мА, учитывающие названные факторы, показывают, что можно исполь-
зовать такие транзисторы, как, например, BFT 66, BFT 97 и MRF 904 при 1с 20 мА, а
также BFR 96(S), MRF 961 и MRF 965 при 1с 60 мА. Перечисленные транзисторы в
своих классах мощности считаются к тому же самыми малошумящими.
Сначала рассмотрим усилитель с ООС Х-типа, его принципиальная электрическая
схема представлена на рис. 3.6. Подобные структуры используют, в частности, в
качестве каскадов предварительного усиления ВЧ и ПЧ в широкополосных трактах'
приемников с высокой чувствительностью и высокой перегрузочной способностью.
Реализуемые технические характеристики усилителя, а также относительное число
витков обмотки W3 трансформатора иллюстрируются графиками на рис. 3.7.
В принципе эти характеристики можно улучшить, однако это достигается только при
использовании дополнительных согласующих элементов. Расчет и изготовление стан-
дартного трансформатора можно производить на основе рис. 3.8; ширина рабочего
диапазона частот такого трансформатора - около пяти октав.
Рис. 3.6. Принципиальная электри-
ческая схема усилителя с ООС Х-типа,
обладающего высокой чувствительно-
стью и широким динамическим диа-
пазоном.
Технические характеристики и инструкции по расчету трансформатора обратной связи
для усилителя на рис. 3.6.
= WW2

Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевого
сердечника для трансформатора в усилителе на рис. 3.6.
Ри? ? 3 Принципиальная электрическая
схема усилителя с ООС R-типа, обладающего
хорошей чувствительностью и широким ди-
намическим диапазоном.
26
Рис. 3.10. Технические характеристики и инструкции по выбору сопротивлений обратной связи
для усилителя на рис. 3.9.
В отношении усилителя с рассматриваемым типом ООС особое внимание нужно
обратить на следующее.
1.	Отличие величин сопротивлений источника сигнала и нагрузки (Rt и R2 соответ-
ственно) от номинального значения 50 Ом не должно превышать 30%, в противном
случае могут возникнуть паразитные колебания, связанные, в частности, с нежелатель-
ными реактивными составляющими. В этом отношении стабилизирующее действие
оказывает ферритовая бусинка (FP; см. рис. 3.6), надеваемая на коллекторный вывод
транзистора. Конкретный характер работы усилителя в том или ином применении
зависит, разумеется, от его конструкции и в определенной степени от подключаемых к
нему внешних цепей.
2.	Величины параметров IP весьма чувствительны к характеру распределения
витков обмоток трансформатора по периметру сердечника. В худшем случае возможно
уменьшение 1Р3 на 3 дБ. Оптимальные значения параметров IP чаще всего достигают-
ся при неравномерной намотке скрученными проводами.
Принципиальная электрическая схема усилителя с ООС R-типа представлена на
рис. 3.9. Типичные примеры использования подобных структур - усилители ВЧ и ПЧ, а
также линейные усилители мощности в гетеродинных цепях. Графики на рис. 3.10
иллюстрируют реализуемые технические характеристики данного усилителя; два на-
бора расчетных кривых для приведенных комбинаций сопротивлений резисторов Re и
Rf задают границы изменения соответствующих параметров при допустимых (в весьма
узких пределах) изменениях входного и выходного сопротивлений усилителя. Расчет и
изготовление переходного трансформатора U с коэффициентом преобразования сопро-
тивлений 1:4 можно производить на основе рис. 3.11; ширина рабочего диапазона
частот такого трансформатора - до десяти октав. Усилители этого типа отличаются
исключительно высокой стабильностью электрических параметров.
Для некоторых применений рассмотренных усилителей (особенно при их работе на
фильтр ПЧ) может оказаться явно недостаточной величина развязки между входом и
27
NW1S
L »-*-*-
w ^'^мми
Рис. 3.11. Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевого
сердечника для трансформатора на рис. 3.9.
выходом; для обеих структур в силу наличия ООС значение параметра Ах, как правило,
лишь ненамного превышает 2 дБ. Этот недостаток можно устранить путем последова-
тельного соединения нескольких каскадов с результирующим очень большим коэффи-
циентом усиления по мощности и установки в узлах сопряжения модулей соответст-
вующим образом рассчитанных аттенюаторов. Эффективное значение Ах % 10 дБ
обычно является вполне достаточным.
3.3.	ВЧ-селекторы
Селекция ВЧ-сигналов обычно осуществляется с помощью LC-фильтров нижних и
верхних частот (ФНЧ и ФВЧ соответственно) и полосовых LC-фильтров (ПФ).
Ниже они представлены наиболее широко используемыми фильтрами Баттерворта,
Чебышева и эллиптическими фильтрами.
Для общего ознакомления с этими типами фильтров обратимся к рис. 3.12. Точкой
«отсчета», относительно которой рассматриваются параметры фильтров (в равной
Рис. 3.12. Типичные характеристики фильтров Баттерворта, Чебышева и эллиптических фильт-
ров (пояснения в тексте).
28
мере пригодные для описания ФНЧ, ФВЧ и ПФ), является точка нормированной
расстройки Q=l, соответствующая частоте среза fc в случае ФНЧ и ФВЧ, а также
нижней или верхней граничным частотам fcl и fc2 в случае ПФ. Полоса пропускания
фильтра определяется условием Q < 1, полоса задерживания - условием Q> 1. Рас-
стройка Q = 0 соответствует нулевой частоте в случае ФНЧ, бесконечно большой
частоте в случае ФВЧ и частоте fmg = (fclfc2)ш в случае ПФ. Значение Q = Qs выделяет
частоту fs в области задерживания эллиптического фильтра, соответствующую
требуемому минимальному затуханию As в глубине полосы. Параметр Ар характеризу-
ет неравномерность (пульсации) затухания в полосе пропускания фильтра.
Рис. 3.13 дает представление о частотной избирательности различных фильтров в
зависимости от их типа и порядка (п). По оси абсцисс отложена расстройка Q (в полосе
задерживания), нормированная на частоту fc, причем значения О показывают, во
сколько раз соответствующая частота больше fc (для ФНЧ) или меньше fc (для ФВЧ). В
первом случае частота изменяется прямо пропорционально, во втором - обратно
пропорционально Q.
На рис. 3.14 показана схемная реализация ФВЧ и ФНЧ Баттерворта и Чебышева.
Рассчитанные номиналы элементов этих фильтров для п = 3, 5, 7 и 9 (п нечетное) и
fc = 1 МГц приведены в табл. 3.1. Значения емкостей и индуктивностей для любой
другой частоты fc(fcx) получаются путем масштабирования табличных значений по
формулам, указанным в нижней части рис. 3.14.
Таблица 3.1. Номиналы элементов фильтров Баттерворта и Чебышева (рис. 3.14) для частоты
среза 1 МГц (формулы для перерасчета на другие частоты см. на рис. 3.14).
Тип фильтра		С, L		пФ, мкГ	
	ФВЧ	1, 2, 3	3183,1	3,979	3183,1
		1, 2, 3	5150,7	4,918	1591,6
		4, 5	4,918	5150,7	
		1, 2, 3	7153,0	6,382	1766,5
LQ		4, 5, 6	3,979	1766,5	6,382
II		7	7153,0		
<		1, 2, 3	9165,3	7,958	2077,6
--		4, 5, 6	4,234	1591,6	4,234
S.		7, 8, 9	2077,6	7,958	9165,3
0					
OS	—					
г	ФНЧ	1, 2, 3	3183,1	15,92	3183,1
из		1, 2, 3	1967,2	12,88	6366,2
н		4, 5	12,88	1967,2	
X					
е		1, 2, 3	1416,5	9,923	5735,6
		4, 5, 6	15,92	5735,6	9,923
		7	1416,5		
		1, 2, 3	1105,5	7,958	4876,8
		4, 5, 6	14,96	6366,2	14,96
		7, 8, 9	4876,8	7,958	1105,5
24
Продолжение табл. 3.1.
Тип фильтра	С, L		пФ, мкГ	
ФВЧ	1, 2, 3	3085,7	6,935	3085,7
	1, 2, 3	2775,6	5,803	1611,7
	4, 5	5,803	2775,6	
	1, 2, 3	2694.9	5,593	1518,2
(Д	4, 5, 6	5,058	1518,2	5,593
	7	2694,9		
о	_				
II	1, 2, 3	2662,2	5,516	1491,2
	4, 5, 6	4.922	1443,3	4,922
	7, 8, 9	1491.2	5,516	2662,2
® 					
3				
3	ФНЧ	1, 2, 3	3283.6	9,131	3283,6
о				
Т				
Cl	1, 2, 3	3650,4	10,91	6286,6
	4, 5	10,91	3650,4	
				
е	1, 2, 3	3759,8	11,32	6673,9
	4, 5, 6	12,52	6673,9	11,32
	7	3759.8		
	1, 2, 3	3805,9	11,48	6794,5
	4, 5, 6	12,87	7019,9	12,87
	7, 8, 9	6794,5	11,48	3805,9
Рис. 3.13. Характеристики фильтров Баттерворта, Чебышева и эллиптических фильтров разного
порядка в полосе задерживания; обратите внимание на крутизну спада характеристик эл-
липтических фильтров.
30
Рис. 3.14. Структуры
Т-образных фильтров
верхних частот и П-образ-
ных фильтров нижних
частот Баттерворта и Че-
бышева для п = 3, 5, 7 и 9;
указан способ перерасчета
приведенных в табл. 3.1
значений L и С для фильт-
ров с произвольным зна-
чением частоты среза.
Аналогичный подход используется и для эллиптических ФНЧ и ФВЧ, структуры
которых приведены на рис. 3.15, а номиналы элементов для п = 5и7и(с= 1 МГц-в
табл. 3.2; в этой таблице дополнительно указаны значения параметров As и fs, а также
значения частоты в двух (для п = 5) или трех (для п = 7) точках с бесконечно большим
затуханием (называемых полюсами затухания).
Схемы двух полосовых фильтров третьего порядка П-образной и Т-образной
конфигураций представлены на рис. 3.16. Номиналы их элементов для баттервортов-
ской и чебышевской характеристик в расчете на f = 1 МГц при различных значениях
выраженной в процентах относительной ширины полосы пропускания Bp = fcl...fc2
приведены в табл. 3.3 (П-образные фильтры) и 3.4 (Т-образные фильтры); про-
межуточные значения (по Вр) можно получить путем интерполяции.
Рис. 3.15. Структуры Т-образных
фильтров верхних частот и П-об-
разных фильтров нижних частот эл-
липтического типа для п = 5 и 7;
указан способ перерасчета приве-
денных в табл. 3.2 значений L и С
для фильтров с произвольным зна-
чением частоты среза.
31
Таблица 3.2. Номиналы элементов эллиптических фильтров (рис. 3.15) для частоты среза 1 МГц
(формулы для перерасчета на другие частоты см. на рис. 3.15).
1 Ml I	ди
фильтра fs, МГц
мкГн
С^, пФ	Гфп. МГц
	79,3 0,326	1, 2 3, 4 5	2839,5 1676,2 2958,3	5,934 6,222	113682 42441	0,195 0,311
II	58,5 0,500	1, 2	2933,7	6,155	43604	0,308
в		3, 4 5	1777,3 3268,1	6,962	15916	0,479
	43,1 0,669	I, 2	3108,5	6,555	20805	0,431
		3, 4 5	1956,4 3929,8	8,548	7137,0	0,645
Эллиптический фильтр Ар = 0,1 дБ
	79,3 3,072	1, 2 3, 4 5	3568,3 6044,7 3425,0	10,67 10,18	89,13 238,7	5,132 3,221
II с	58,8 2,000	1, 2	3453,7	10,29	232,4	3,251
е		3, 4 5	5700,9 3100,3	9,096	636,6	2,089
						
	43,1 1,494	1, 2	3259,5	9,661	478,0	2,321
						
		3, 4 5	5178,9 2578,3	7,409	1419,7	1,551
	71,8 0,669	1, 2 3, 4 5, 6 7	2859,9 1816,8 1950,4 3347,1	5,961 6,926 7,093	40292 8488,3 11746	0,326 0,657 0,552
II		1, 2	2986,0	6,246	23234	0,418
с	55,6	3, 4	2049,7	8,726	4687,9	0,787
	0,799	5, 6	2315,0	8,457	6482,9	0,680
ffl		7	3949,3			
е						
		1, 2	3145,4	6.621	15303	0,500
	43,6	3, 4	2345,7	11,67	2872,8	0,873
	0,883	5, 6	2807,0	10,51	3998,9	0,776
		7	4897,1			
		1, 2	3542,8	10,62	251,5	3,072
	71,8	3, 4	5576,8	9,144	1193,7	1,523
	1,494	5, 6	5194,8	8,929	862,6	1,813
		7	3027,1			
и		1, 2	3393,2	10,14	436,1	2,391
с	55,6	3, 4	4943,4	7,258	2161,3	1,271
ZT	1,252	5, 6	4376,8	7,488	1562,9	1,471
X		7	2565,6			
е						
		1, 2	3221,3	9,565	662,1	1,999
	43,6	3, 4	4319,5	5,475	3526,9	1,145
	1,133	5, 6	3609,6	6,024	2533,8	1,288
		7	2069,0			
3/1 б.Структуры П-образных и Т-образных полосовых фильтров третьего порядка и способ
расчета их характеристик для произвольных значений граничных частот.
Таблица 3.3. Номиналы элементов П-образных полосовых фильтров с баттервортовской и
чебышевской характеристиками (схема на рис. 3.16,а) для средней частоты фильтра 1 МГц и
различной ширины полосы пропускания (формулы для перерасчета на другие частоты см. на
рис. 3.16).
Тип	вп, %	L, мкГ	С, пФ	N'	N"
фильтра	р’				
Фильтр	5	32,0	791,6	0,112	0,038
Баттерворта	6			0,122	0,042
Ар = 3 дБ	7			0,132	0,050
	8			0,141	0,057
	9			0,150	0,064
	10			0,158	0,071
	12			0,173	0,085
	15			0,193	0,106
Фильтр	10	32,0	791,6	0,155	0,092
Чебышева	12			0,170	0,110
Ар = 0,1 дБ	15			0,190	0,138
	20			0,220	0,184
	25			0,246	0,230
	30			0,269	0,276
	35			0,291	0,322
	40			0,311	0,368
N' и N"-относительные числа витков катушки, отсчитываемых от ее заземленного конца.
Полосовые фильтры с Вр < 10% в силу неидеальности конструктивных элементов
можно реализовать только в виде фильтров с баттервортовской характеристикой.
Избирательность Т-образных полосовых фильтров ограничена величиной Вр > 20%
вследствие зависимости от Вр значений распределенной индуктивности и результирую-
щей добротности катушек. Для построения полосовых фильтров с Вр > 60% лучше
всего использовать каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ; структуры с п = 5 обеспечива-
ют уже достаточно хорошую крутизну спада характеристики фильтра вне полосы
пропускания.
Следует всегда стремиться к использованию самых высококачественных конструк-
тивных элементов. Правда, особого внимания, как правило, требуют лишь катушки.
Рекомендуемые к применению кольцевые сердечники типа Т-50-хх и Т-68-хх из
33
Таблица 3.4. Номиналы элементов Т-образных полосовых фильтров Чебышева (схема на рис. 3.16,6)
для средней частоты фильтра 1 МГц и различной ширины полосы пропускания (формулы для
перерасчета на другие частоты см. на рис. 3.16).
Тип фильтра	вр, %	L, мкГ	С, пФ	С", пФ	С, пФ
Фильтр	20	41,05	113,4	503,7	432,0
Чебышева	25	32,84	177,3	594,1	498,3
Ар = 0,1 дБ	30	27,36	255,3	670,4	555,9
	35	23,45	347,5	732,5'	608,6
	40	20,52	453,8	780,4	660,3
	45	18,24	574,4	814,2	715,0
	50	16,42	709,0	833,8	776,4
	60	13,68	1021	830,4	935,5
оптимального по частотным свойствам карбонильного железа обеспечивают доброт-
ности Q 180 и Q 240 соответственно. При этом величина А; для ФНЧ и ФВЧ
составляет около 0,3 дБ на индуктивность. Для полосового фильтра третьего порядка с
Вр 15% и Q 180 получаются те же значения; в области Вр < 15% и при требуемом
Q > 200 величина Aj непрерывно возрастает (приблизительно до 3 дБ при Вр ~ 5%).
В этом отношении фильтры Баттерворта несколько предпочтительнее фильтров
Чебышева; что касается фактора эффективности Ap/As, то здесь ситуация обратная.
Не рекомендуется применять дисковые керамические конденсаторы, поскольку, как
показывает опыт, они могут вызывать интермодуляционные искажения и ухудшать тем
самым избирательность фильтров; к этому наиболее чувствительны полосовые
фильтры с малым Вр. В многослойных и трубчатых керамических конденсаторах эти
эффекты не наблюдаются, равно как и в пленочных конденсаторах. На отсутствие
интермодуляционных искажений необходимо проверить и ферритовые сердечники
катушек; при оптимальной конструкции полосового фильтра в критической области
малых значений Вр 10%) еще вполне достижимое значение 1Р3 = + (30...40) дБ при
введении феррита иногда просто «катастрофически» падает до значений < 4- 10 дБ.
4.	Структура и параметры широкополосного тракта
В гл. 1 мы ознакомились с фундаментальными основополагающими критериями
построения широкополосных трактов приемников. Теперь пришло время углубить
наши знания в схемотехнике и конструировании этих систем. Решение данной задачи
облегчается тем, что в гл. 2 и особенно в гл. 3 уже рассмотрены основные схемо-
технические методы и функциональные элементы. В качестве «иллюстрирующей»
системы выберем относительно простой объект, а именно широкополосный тракт
описываемо! о в следующей главе радиолюбительского приемника на диапазоны 80 м и
20 м.
Этот широкополосный тракт предназначен для приема сигналов в диапазонах
частот (fc) 3,5... 4,0 МГц и 14,0... 14,5 МГц, преобразуемых к промежуточной частоте
С, = 9МГц с использованием только одного диапазона частот гетеродина fй =
5,0...5.5 МГц. Настройка в диапазоне 20 м соответствует реализации соотношения
fc = fz + f, а в диапазоне 80 м-соотношения fc = fz — Гй; в первом случае частота
гетеродина и частота принимаемого сигнала изменяются согласованно, во втором
случае понижение частоты гетеродина приводит к повышению частоты принимаемого
сигнала. Таким образом, диапазон 80 м является одновременно зеркальным каналом
(fj) приема для диапазона 20 м и наоборот; все это следует из фундаментального
соотношения fc = fz ± ffi для процесса преобразования частоты.
Как показывает опыт и подтверждают кривые на рис. 1.2, для приема сигналов с
частотами до 15 МГц (это как раз рассматриваемый нами случай) не имеет смысла
использовать приемники с FRX < 20 дБ. Иногда высказываемые противоположные
утверждения носят, по-видимому, субъективный характер, т. е. не следуют из из-
меряемых на практике характеристик приемников, или же они связаны с наличием
нераспознанных дефектов системных компонентов (плохо установленные антенны,
расстроенные селекторы и т. п.).
Из рис. 1.1 хорошо видно, что на выходе полосового фильтра преселектора с
шириной полосы пропускания 1 МГц для наиболее «нагруженного» диапазона 80 м
мощность (векторная сумма) принимаемых сигналов может достигать —12 дБм.
Соответственно этому динамическая характеристика (КР) нашего приемника должна
быть определена в приемном тракте: между разъемом подключения антенны и
фильтрами основной селекции.
Блок-схема приемного тракта со всеми необходимыми пояснениями представлена
на рис. 4.1. Четыре верхних строки цифр на этом рисунке представляют значения
параметров 1Р3, КР, Gp и F для семи функциональных блоков; в двух следующих
строках (в нижней части рисунка) указаны допустимые значения мощности широко-
полосного сигнала Phs и мощности полезного сигнала Pcs в узлах сопряжения блоков; в
самой нижней строке для сравнения приведены узловые уровни мощности полезного
сигнала Рс1() при отношении сигнал/шум 10 дБ. Резюме по техническим характеристи-
кам рассматриваемого широкополосного тракта и некоторая другая важная информа-
ция содержатся в самой нижней части рисунка.
Блок /. Если непосредственно за разъемом подключения антенны мы устанавли-
ваем аттенюатор с затуханием 20 дБ и используем его при приеме сигналов в
диапазоне 80 м (учитывая, что в этом диапазоне Fcx 40 дБ), то тем самым
эффективно увеличиваем на эти 20 дБ значения параметров IP и КР широкополосного
тракта. Точно так же изменяется RF, в результате атмосферные шумы, зачастую
достигающие 4... 8 баллов по шкале S, снижаются более чем на 3 балла: динамические
IP, -
KP -
>*30
►20
►14
23
0
31
*8
>*40
23
0
•31
*8
G
0/-20
0/20
-6
6
*8
1.8
-3.5
3.5
*8
1.8
дБм
дБм
дБ
дБ

Z«50Om
Рис. 4.1. Типичная блок-схе-
ма и карта уровней широко-
полосною тракта приемника,
конструкция которого под-
робно рассмотрена в гл. 5.
Приведены сю технические
харакгерисгики и важнейшие
формулы для расчета коэф-
фициентов шума. Использо-
вание подобных схем совер-
шенно необходимо при кон-
CIруированин высококачест-
венных систем, в том числе и
всех систем относительно не-
большой сложное! и.
rf№
*24	*24	♦ 23	*3	♦10	*6	-	— дБм
*18.5	-1.5	-2.5	-8.5	-0.5	-4.5	-8	0	—- дБм
-115.2	-115.2	-116.2	-122,2	-114.2	-118.2	-121,7	-113,7 — дБм
= 0.39 мк В
IP? *40 дБм
IP3 *20 дБм
KP -1.5/*18.5 дБм
RF -125.2дБк)
OB, 123.6 дБ 1 Bp 2400 Гц
DB3 96.8 дБ J
GP1 GP1 GP2 ‘ FZ * antn°3 W
36
диапазоны при этом полностью сохраняются. Во многих случаях можно работать с
ослаблением ВЧ-сигнала на 20 дБ и на диапазоне 20 м.
Блок 2. Мы используем полосовой фильтр третьего порядка, схема которого
приведена на рис. 3.16, а. Этот фильтр должен быть субоктавным с Aj 1 дБ. Для
диапазона 80 м при fmg — 3,74 МГц и Вр = 0,5 МГц («13%) пригоден фильтр Чебы-
шева с Ар = 0,1 дБ. Фильтр на диапазон 20 м, принимая во внимание довольно малое
значение Ар приходится делать менее узкополосным, чем это требуется, например, с
fmg= 14,22 МГц и Вр=1.8МГц («12,7%). В этом случае мы выбираем фильтр
Баттерворта с Ар = 3 дБ; внутри диапазона перестройки приемника АГ=0,5МГц
величина Ар для такого фильтра составляет «0,002 дБ, и, следовательно, его избира-
тельность эффективно выше, чем у фильтра с чебышевской характеристикой (см. разд.
3.3). Свойства фильтров в отношении подавления частот fz и fj мы обсудим ниже.
Блок 3. При оптимальной ВЧ-селекции с Вр = 0,5 МГц в диапазоне 80 м (из двух
диапазонов приемника он наиболее сильно «нагружен» принимаемыми сигналами)
средняя мощность широкополосного сигнала на входе смесителя составляет около
— 15 дБм. Учитывая необходимость надежного подавления пиковых значений мощ-
ности, мы выбираем смеситель среднего уровня на диодах Шотки (рис. 3.1) с
IPi3 =4-20 дБм и KPj =4-7 дБм. Типичное значение Aj для такого смесителя около
6 дБ (SSB-прием), именно на эту величину снижается мощность, поступающая на
следующие за смесителем каскады. Тракт ПЧ должен начинаться с диплексера.
Блок 4. Это первое активное звено приемного тракта. Здесь мы используем
малошумящий усилитель с ООС Х-типа (по схеме на рис. 3.6). При требуемом
значении GP = 8 дБ и необходимом для обеспечения F 1,8 дБ значении 1с < 15 мА
простая реализация подобного усилителя с KPj =4-2 дБм невозможна (см. рис. 3.7),
поэтому мы увеличиваем GP за счет достаточного уменьшения глубины обратной
связи. При этом, однако, KPj уменьшается до 0 дБ. Тем не менее такая «недопустимая»
(по отношению к KPj) операция весьма условно противоречит выводам гл. 1,
поскольку за практически неощутимую «цену»-2 дБ для KPj-мы избавляемся от
необходимости вводить еще одну ступень усиления перед фильтром основной селекции.
Для устранения принципиально более сильных собственных шумов такой двухступен-
чатый каскад пришлось бы к тому же делать с заметно большим усилением, чем это
необходимо при требуемом F, и этот избыток усиления в полной мере сказался бы на
помехоустойчивости приемника.
Блок 5. Этот аттенюатор необходим для развязки фильтра основной селекции и
смесителя, поскольку величина Ах для промежуточного усилителя (блок 4) составляет
всего лишь 2,2 дБ. Таким образом, для эффективного значения Ах здесь мы получаем
2,2 4- 4 = 6,2 дБ; это не так много, но с другой стороны, если принять во внимание FRX,
значение Ах и не может быть выше.
Блок 6. Так как рассматриваемый приемник предназначен в основном для
SSB-связи (J3E), то мы используем восьмирезонаторный кварцевый фильтр с шириной
полосы пропускания 2,1 ...2,5 кГц. Подобные фильтры характеризуются значениями
Aj = 3,1 ...3,5 дБ; для монолитных фильтров А| = 5...6дБ. С учетом работы на
нагрузку с полным сопротивлением 50 Ом рекомендуется кварцевый фильтр типа
XF-9S33 с Вр = 2,4 кГц и Aj = 3,2 дБ.
Блок 7. Этот усилитель полностью идентичен усилителю, используемому в блоке 4.
К его выходу нужно подключить резистор с сопротивлением «50 Ом, который
оказывает обратное воздействие на фильтр основной селекции и оптимальным
образом (в широкой полосе частот) нагружает выход последнего. Последующая часть
схемы должна обеспечивать F 8 дБ; в прототипе она представляет собой каскад из
трех ИМС типа SL1612C с эффективным значением коэффициента усиления по
напряжению 84... — 26 дБ (АРУ обеспечивает изменение этого коэффициента в
пределах НО дБ).
п
ВЧ-селекция. Прежде всею по формуле, приведенной на рис. 3.16, мы должны
рассчитать значения фактора Qfx для критических (в отношении требуемого ослабле-
ния) частот fz и f? Затем, используя полученные значения Qfx, из кривых на рис. 3.13
нужно найти соответствующие значения Afz и Afi (As). Все они превышают 70 дБ;
можно было бы обеспечить и значения 75... 82 дБ (за исключением параметра Afz на
диапазоне 20 м), для этого, правда, фильтр на диапазон 80 м нужно дополнить
отсасывающим контуром на частоту fj (% 14 МГц). Значение параметра Afz, характери-
зующее ослабление ПЧ, определяется суммой А8 (для фильтра) и Ах (fe: fz) (для
смесителя); селективность приемника по зеркальному каналу Afi определяется только
свойствами ВЧ-селектора. При указанных значениях Afz и Afi соответствующие помехи
почти полностью исключаются; для высококачественных профессиональных приемни-
ков значения этих параметров > 80 дБ, а уровень 100 дБ соответствует границе
«практичности», переход через которую экономически неоправдан.
Помехоустойчивость. Максимально допустимое значение будет здесь определяться
допустимой мощностью рассеяния смесителя -1-23 дБм (0,2 Вт) (по отношению к
этому значению величиной Рй можно, очевидно, пренебречь). Так как при нагрузке
смесителя широкополосным сигналом такого уровня он уже на 14... 16 дБ «заходит» в
область компрессии, то на его выходе мы получим максимум 4-3 дБм. Таким образом,
в компрессии будет находиться и усилитель блока 4. В результате исключаются
перегрузки (> 4-10 дБм) фильтра основной селекции. Максимальное значение Pes не
превышает уровня 0 дБ; последний определяется динамической характеристикой
системы АРУ в тракте ПЧ приемника. В условиях, когда все каскады, находящиеся
перед фильтром основной селекции, работают в линейном режиме (т. е. при уровнях
сигналов ниже своих КР-уровней), можно принимать сигналы, мощности которых не
превышают — 1,5 дБм или 4-18,5 дБм (с отключенным и включенным ВЧ-аттенюато-
ром соответственно); нужно, конечно, принимать во внимание и величину Phs.
Чувствительность. Проектируемое значение коэффициента шума приемника
20 дБ минус 5 дБ (резервных) на возможные потери (см. рис. 4.1, внизу). При
измерениях на четырех прототипах получены значения 14... 15 дБ, причем F « 8 дБ
для оконечных (вне широкополосного тракта) каскадов приемника.
Динамика. Согласно формуле, приведенной на рис. 1.5, при 1Р3= 4-20 дБм и
RF = —125,2 дБм (F = 15 дБ) величина параметра DB3, на которую нужно обратить
основное внимание, составляет 96,8 дБ. Это очень высокое значение подтверждено
экспериментальными измерениями (96... 97 дБ). Таким образом, уменьшение чув-
ствительности приемника, обусловленное интермодуляционными искажениями, за-
метным образом может проявиться только при мощности внеполосных сигналов
Phs —28,4 дБм, т. е. при Phs = PDB3 (см. рис. 1.5); при Phs < PDB3 этот эффект очень
мал и сказывается (селективно) на приеме только самых слабых полезных сигналов.
По профессиональной классификации все приведенные цифры характеризуют
приемник «улучшенного среднего класса».
Тем, кто проявляет более глубокий интерес к затронутым вопросам, настоятельно
рекомендуем интенсивное аналитическое и интерпретационное изучение отмеченных
выше взаимосвязей, так как они имеют исключительно важцое значение. Без такой
фундаментальной подготовительной работы конструирование уже не очень сложных,
но высококачественных связных электронных устройств - описанных, например, в
настоящей главе и тех, которые будут описаны ниже,-становится обыкновенной
авантюрой.
5.	Широкополосный тракт на д^шазоны 80 и 20 м
с ПЧ = 9 МГц
Представленная ниже принципиальная электрическая схема двухдиапазонного при-
емника для любительской радиосвязи работает в cooi вегсгвпи с блок-схемой, которая
обсуждалась в гл. 4 с целью выяснения основных консг рукг ивных особенное гей
приемника. На диапазонах 80 и 20 м особенно хорошо удаются копт инентальныс связи
на неосвещенной (ночной) стороне Земли и межконтинентальные DX-связи на линии
терминатора1’ и иногда также около 1 часа ночи.
Приемник (со всеми своими блоками) рассчитан на питание oi 12-вольтовой
бортовой сети автомобиля со средним значением напряжения 13.6 В. Эго значение
напряжения следует устанавливать и при питании приемника от бы твой сети: здесь
лучше всего использовать пли интегральный стабилнзаюр с регулируемым выходным
напряжением (например, серии 723) в сочетании с мощным г ран шсюром в качестве
усилителя тока, пли источник фиксированного напряжения 15 В с достаточным по
величине нагрузочным током, в плюсовой провод которою нужно включить два
последовательно соединенных диода (на ток 1 А; например, I N 4003). Ток. по-
требляемый собственно широкополосным трактом, составляет около 0.1 мА.
В разд. 12.1 и 13.6 описываются некоторые другие компоненты полной принципи-
альной схемы приемника, а именно: входящий в систем} АРУ приемника усилитель ПЧ
вместе с детектором перемпожптелыгого типа, генератором пссуцей и генератором
сигнала АРУ и телеграфный ФНЧ соответственно.
5.1.	Приемный тракт
На рис. 5.1 представлена первая часть принципиальной электрической схемы при-
емного тракта, включающая ВЧ-селектор и смеситель.
Для подключения антенны (разъем Bui) можно использовать 50-омный мини-
атюрный байонетный соединитель (BNC), например UG-290 или UG-1094 (штеккер
UG-88). Эта коаксиальная арматура позволяет непосредственно (без переходников)
подключать кабель диаметром около 6 мм: в частности, возможно применение кабелей
RG-58/U и RG-58A/U, вносящих затухание всего лишь 0,5 дБ/10 м на частоте 15 МГц.
Переключатели SI и S2 (для подключения ВЧ-аттенюатора и переключения диа-
пазонов) - перекидного типа с тремя контактными группами: все три вывода средней
контактной группы с целью внутреннего экранирования следует по кратчайшему пути
заземлить во ВЧ (подсоединить к лицевой панели). Соединения этих переключателей с
монтажной платой (а также с разъемом Bui) можно выполнять 50-омным коаксиаль-
ным кабелем RG-174/U или RG-178B/U диаметром 2,5 мм и 1,5 мм соответственно.
В ВЧ-аттенюаторе мы используем металлопленочные резисторы с допустимой
мощностью рассеяния 0,3... 0,5 Вт. Их можно устанавливать на монтажной плате или
непосредственно припаивать к выводам переключателя S1.
В состав ВЧ-селектора входят два трехконтурных П-образных полосовых фильтра,
а также отсасывающий контур, настроенный на зеркальную частоту (^14,15 МГц)
диапазона 80 м. На диапазоне 80 м используется фильтр с чебышевской, на диапазоне
20 м-с баттервортовской характерно гиками. Параллельные кошчры этих фильтров
определяют значения граничных частот (они указаны на схеме), а последовательный 11
11 Граница между освещенной и неосвещенной половинами земного шара («сумеречная
линия»).- Прим, псрев.
Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-сслсктором и смесителем.
40
контур-неравномерность характеристики внутри полосы пропускания. О частотной
избирательности фильтров говорилось в гл. 3 и 4; все необходимые сведения о
конструктивных элементах содержатся в табл. 5.1.
Таблица 5.1. Характеристика конструктивных элементов приемного тракта.
Элемент
Тип
С1 ... 9	4,5... 70 пФ, пленочный, подстроечный
FP Ферритовая бусинка, миниатюрная
L1... 3	2,73 мкГ, 26 витков 0,5 мм CuL ° на кольцевом сердечнике Т-50-6, отводы от 3
и 4 витка, считая от «холодного»2’ конца
L4... 6	10,4 мкГ, 46 витков 0,32 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-2, отводы от 6
и 8 витка, считая от холодного конца
L7 4,12 мкГ, 32 витка 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
L8 0,93 мкГ, 15 витков 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
L9 4,38 мкГ, 33 витка 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
Т1, 2 BFT 66 или MRF 904
01,2	7 + 7 + 7 витков 0,16 мм CuL, трифилярная намотка на кольцевом сердечнике
FT-23-72
U3, 4	2 + 7 + 7 витков 0,16 мм CuL, трифилярная-бифилярная намотка на коль-
цевом сердечнике FT-23-72
” Медный провод с лаковой изоляцией (см. табл. 14.7).- Прим, перев.
2) То есть соединяемого с общим проводом.-Прим, перев.
RC-звено, установленное между ВЧ-селектором и смесителем, служит для опти-
мального согласования импедансов на частотах свыше 150 МГц; в этой области
спектра при увеличении частоты величины As для рассматриваемых полосовых
фильтров очень скоро (на частотах «1 ГГц) достигают очень малых значений1’.
Кольцевой смеситель на диодах Шотки с целью обеспечения максимальной
помехоустойчивости выполнен широкополосным. Рабочие диапазоны его частотных
характеристик, определяемых главным образом симметрирующими трансформатора-
ми U1 и U2 (с коэффициентами трансформации 1:2:2), - 2... 100 МГц для выхода ПЧ
(fz) и гетеродинного входа (fj и 0... 100 МГц для входа принимаемого сигнала (fe).
Цепи fe и fz, с одной стороны, и цепь fG-c другой, развязаны на 50... 55 дБ; цепь fe по
отношению к цепи fz-Ha 25...30 дБ; все это для частот 50 МГц. Необходимые
данные для полностью идентичных по конструкции трансформаторов на кольцевых
сердечниках приведены в табл. 5.1; схема расположения обмоток имеется на
рис. 3.4. Вместо четырех указанных на схеме диодов D1...4 типа НР2900 (известных
также, как НР-5082-2900) можно применить диоды HP2800 (НР-5082-2800); правда, как
показывает опыт, такая замена приводит к уменьшению Ах приблизительно на 8 дБ.
На рис. 5.2 представлена вторая часть принципиальной электрической схемы
рассматриваемого приемного тракта, которая начинается в точке В (выход смесителя)
и включает в себя тракт предварительного усиления ПЧ и фильтр, основной селекции.
На входе этой части схемы установлен ПФ-диплексер, обеспечивающий широко-
полосное согласование последующих каскадов с выходом смесителя, а также из-
бирательную раскачку этих каскадов на частотах fz = fh + или fz = fh — fa (в за-
висимости от выбранного диапазона). Оба предусилителя представляют собой
исключительно малошумящие структуры с Х-типом ООС (по схеме на рис. 3.6).
Аттенюатор с затуханием 4 дБ осуществляет некоторую дополнительную развязку
фильтра основной селекции и смесителя; здесь используются металлопленочные 11
11 Автор, по-видимому, имеет в виду все-таки очень большие значения, поскольку речь идет о
величине затухания А, в полосе задерживания фильтра-Прим, перев.
Рис. 5.2. Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с предусилителями ПЧ и фильтром основной
селекции (к табл. 5.1).
42
резисторы. Восьмирезонаторный кварцевый фильтр как со стороны входа, так и со
стороны выхода желательно нагрузить эффективной емкостью 30 пФ, что достигается
включением двух конденсаторов емкостью 22 пФ параллельно неизбежно присут-
ствующим паразитным емкостям; заметим, что имеется множество других типов
фильтров с Вр > 250 Гц, пригодных для использования в данной схеме. Расчет катушек
и трансформаторов представлен на рис. 5.6; схема намотки трансформатора дана на
рис. 3.8.
Конденсатор емкостью 4700 мкФ, подключенный в точке подачи питающего
напряжения + 13,6 В, необходим при питании приемника от бортовой сети автомобиля,
и является общим элементом для всех блоков приемника. Конденсатор устанавлива-
ется непосредственно в месте подключения проводов электропитания. При питании
приемника от бытовой электросети емкость этого конденсатора нужно выбирать из
условия достаточного ослабления фона переменного тока (зарядная и фильтрующая
емкости).
В отношении катушек и трансформаторов нужно обратить внимание на то, чтобы
их обмотки равномерно (с одинаковым шагом) распределялись по окружности
сердечника, охватывая угол ^300°.
Для рассмотренного приемного тракта при отключенном ВЧ-аттенюаторе, т. е. при
полном усилении, эффективное значение коэффициента усиления по мощности равно
1,5 дБ (см. рис. 4.1).
5.2.	Гетеродин
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного тракта приведена
на рис. 5.3.
Для обеспечения оптимальной электрической стабильности и достаточно низкого
уровня шумов всюду используются биполярные СВЧ-транзисторы; их применение
только из-за частотных свойств (быстродействия, усиления) не является обязательным,
поскольку вполне пригодны транзисторы и с fT^ 250 МГц.
Как видно из схемы, в перестраиваемом задающем генераторе (VFO) использован
«архаичный» настроечный конденсатор переменной емкости. Для этого имеется
следующее основание; при определяемой отношением 1:1,11 ширине диапазона
перестройки по частоте Af и результирующей (пропорциональной Af2) необходимой
ширине диапазона изменения емкости АС (1; 1,23), а также в силу вынужденного
использования высокой эффективной емкости контура (215... 270 пФ) добротность
контура, перестраиваемого с помощью варикапа, оказалась бы настолько низкой (в
ненагруженном состоянии она определяется коэффициентом потерь варикапа), что ни
по стабильности частоты, ни по уровню случайного изменения фазы (дрожание фазы)
варикапный способ настройки не удовлетворил бы выдвинутым относительно высоким
требованиям; в качестве приемлемой альтернативы предлагалась магнитно управля-
емая индуктивность, однако это связано с довольно значительными экономическими
издержками.
Величина сигнала на выходе задающего генератора должна составлять примерно
0,2 В; явные отклонения от этого значения (> +20%) следует устранять путем подбора
(в небольших пределах) номинала связанного с землей резистора в эмиттерной цепи
транзистора Т1. Аттенюатор с затуханием 6 дБ необходим для согласования вы-
ходного сопротивления буферного усилителя с входным сопротивлением усилителя
мощности; без такого согласования наблюдалась бы перегрузка усилителя мощности и
нарушалась бы работа смесителя. Требуемый уровень мощности сигнала гетеродина
(на входе смесителя) +13 дБм+1 дБ устанавливается с помощью подстроечного
резистора в эми1 терной цепи транзистора Т2; этот уровень во всем диапазоне
перестройки задающего генератора остается практически постоянным. Учитывая
--------i
Рис. 5.3. Принципиальная электрическая схема гетеродина.
Таблица 5.2. Характеристики конструктивных элементов гетеродина.
Элемеш
Тип
С1	5... 60 пФ, конденсатор переменной емкое гм, расстояние между плас 1 инами
0,75 мм, односторонние опоры, удаленные от пластин
С2 4,5... 70 пФ, пленочный, подстроечный
СЗ 56 пФ, керамический, дисковый, N 750
С4	220 пФ, керамический, многослойный, NP 0
С5, 6	390 пФ, керамические, многослойные, NP 0
FP	Ферритовая бусинка, миниатюрная
L1	3,87 мкГ, 31 виток 0,5 мм	CuL	на кольцевом сердечнике Т-50-6
Т1, 2	BFT 66 или MRF 904
ТЗ	BFR 96 (S) или MRF 965
01, 2	6 + 6 витков 0,32 мм CuL, параллельная намотка на кольцевом сердечнике
FT-23-72; 02-отвод от 4 витка, считая от холодного конца
44
высокую линейность рабочих характеристик задающего генератора и следующих за
ним усилителей, можно отказаться от применения фильтра высших гармоник.
Все необходимые сведения о частотноопределяющих конструктивных элементах и
трансформаторах на кольцевых сердечниках U1 и U2 содержатся в табл. 5.2; схема
намотки трансформаторов приведена на рис. 3.11.
Катушка задающего генератора намотана на кольцевом сердечнике из карбониль-
ного железа. Хотя в отношении стабильности частоты генератора a priori нельзя
сказать ничего определённого, тем не менее можно без каких-либо ограничений
принять к сведению результаты конкретных измерений данного параметра, которые
отражены на диаграммах рис. 5.4. Измерения проведены на четырех идентичных
задающих генераторах, более или менее различающихся по физическим параметрам,
но в конструктивном отношении выполненных на одинаково высоком техническом
уровне, характерном для реализации высококачественных ВЧ-устройств; полученные
результаты, в частности, показывают недопустимость перегрева внутреннего
пространства корпуса приемника. Обмотку катушки задающего генератора нужно
прочно закрепить на сердечнике, а последний - на монтажной плате; перед этим следует
подкорректировать число витков катушки для обеспечения требуемой (по перекрытию)
полосы частот, поскольку магнитная проницаемость кольцевого сердечника может
изменяться в пределах ±30% от номинала.
Спектральная плотность мощности фазовых шумов гетеродина при расстройке
>30 кГц составляет —126 дБ/Гц по отношению к мощности основного колебания0 на
fu-входе смесителя. На самом деле минимальное необходимое значение этого пара-
метра, определяемое в зависимости от . DB3 и Вр по формуле t)B3 + Вр(дБ), равно
% —127 дБ/Гц. При меньших (абсолютных) значениях сужаются оба динамических
диапазона за счет смещения вверх их нижней границы с одновременным ухудшением
пороговой чувствительности приемника. Разница в —1 дБ между допустимым и
реальным уровнями шумов гетеродина (вместо желательных значений 4- 3 дБ и более)
на практике, конечно, не имеет большого, значения, При уменьшении Вр и со-
ответствующем увеличении DB3 требования на допустимый уровень шумов гетеродина
снижаются.
Температура/с
Рис. 5.4. Температурные и временные уходы частоты сигнала гетеродина.
О 10 20 30 40 50 60	80
Время, мин
° Приходящейся на 1 Гц полосы пропускания фильтра основной селекции.- Прим, персе.
45
5.3.	Влияние усилителя ВЧ
Если приемник используется в модифицированном (по рабочим частотам) варианте-
для приема сигналов на частотах свыше 20 МГц или в качестве приставки к УКВ- или
ДМВ-конвертеру,-то можно попытаться улучшить его чувствительность до значений,
которые при коэффициенте шума 15 дБ уже недостижимы. Тогда (и только тогда)
рекомендуется ввести в приемный тракт усилитель ВЧ.
Как видно из рис. 5.5, этот усилитель (выполненный в 50-омной схемотехнике)
можно установить или непосредственно на входе приемника перед ВЧ-селектором (tz),
или между ВЧ-селектором и смесителем (б). Первую конфигурацию уместно исполь-
зовать только в приставках к конвертеру (предварительная ВЧ-селекция в этом случае
осуществляется на выходе самого конвертера), в остальном следует предпочесть
вторую конфигурацию.
В качестве усилителя ВЧ лучше всего использовать малошумящую структуру с
ООС Х-типа: такой усилитель мы уже рассматривали (тракт ПЧ на рис. 5.2). При
GP = 7 дБ и 1с % 14 мА получаем IPi3 = 4-27,5 дБм, KPj = +1 дБм и F = 1,8 дБ
(^100 МГц). Принципиальная электрическая схема этого усилителя с необходимыми
данными по намотке трансформатора для GP = 7 дБ приведена на рис. 5.6; ее рабочий
диапазон частот около 10... 120 МГц (по уровню —1 дБ GP).
Поскольку значение параметра 1Ро3 = 4- 34,5 дБм для рассматриваемого усилителя
значительно превосходит величину IPi3 для смесителя (4-20 дБм) и, кроме того, IPi3
-смесителя < IPi3 усилителя, то для всего приемника так или иначе 1Р3 ^4-20 дБм; в
этом отношении качество приемника при введении усилителя ВЧ не пострадает. В то
же время усилитель ВЧ снижает КР-уровень приемника на величину своего коэф-
фициента усиления GP (см. рис. 4.1), а значит, ухудшает динамическую характеристику
приемника. С другой стороны, мы получаем выигрыш в коэффициенте шума FRX,
Рис. 5.5. Две возможности
включения усилителя ВЧ в при-
емный тракт: а-перед ВЧ-селек-
тором для реализации опти-
мальной чувствительности; б -
между ВЧ-селектором и смеси-
телем для реализации оптималь-
ной помехоустойчивости.
Рис. 5.6 Принципиальная элект-
рическая схема усилителя ВЧ с
ООС Х-типа и данные по выбору
трансформатора.
а Усилитель без ВЧ-преселектора
б Усилитель с ВЧ-преселектором
трифилярная и би филярная намотка скруч. проводами
на кольцевом сердечнике FT-23-43
4f
который для схем а и б на рис. 5.5 составляет 9 дБ и 10 дБ соответственно. Таким
образом, с усилителем ВЧ DB3 100... 101 дБ вместо «всего лишь» 97 дБ в его
отсутствие, что является следствием его весьма значительного 1Р3.
При более высоком значении коэффициента усиления по мощности возможно еще
большее снижение FRX, правда, при одновременном уменьшении IP, КР и DB; для
приема сигналов с частотами < 50 МГц это вряд ли целесообразно. Приведенные на
рис. 1.3, 1.5, 4.1 определения позволяют провести соответствующий анализ данного
вопроса.
Рассмотренный усилитель ВЧ был реализован в двух экземплярах: первый-для
приемника-приставки к УКВ-конвертеру диапазона 2 м на диапазон 20 м, второй-для
самостоятельного приемника, рассчитанного на работу в диапазоне Юм; в обоих
случаях он включался по схеме б на рис. 5.5. Обе конструкции сразу же показали
высокую электрическую стабильность; напротив, при включении усилителя по схеме а
на рис. 5.5 извлечение штеккера антенны тотчас же приводило к сильному само-
возбуждению усилителя (во всех случаях на частоте 390 МГц).
6.	Широкополосные трансформаторы
Эти апериодические согласующие элементы служат для преобразования (трансформа-
ции) импедансов, перехода от несимметричных однофазных цепей к симметричным
парафазным, суммирования или вычитания мощностей. В зависимости от назначения и
применения они изготавливаются или с обычными обмотками, или с обмотками в виде
двухпроводных линий, как правило, на кольцевых ферритовых сердечниках с относи-
тельно высокой магнитной проницаемостью. Ниже представлены структуры, которые
наиболее часто встречаются в приемных устройствах.
Сначала рассмотрим трансформаторы на двухпроводных линиях11. Коэффициенты
трансформации импеданса для таких трансформаторов могут быть только квадратами
целых чисел: I2, 22, З2 и т. д. (т. е. 1:1, 1:4, 1:9 и т. д.). На рис. 6.1 приведены
принципиальные электрические схемы и схемы намотки сердечников для четырех
трансформаторов, используемых для согласования несимметричных однофазных
цепей, а на рис. 6.2-аналогичные схемы для трех трансформаторов - преобразователей
несимметричного однофазного входа к симметричному парафазному выходу. От-
меченные на этих рисунках значения волнового сопротивления Zw линий реализуются с
помощью кривых, приведенных на рис. 6.3; N, 2N и т. д. - относительные числа витков
обмоток в конструкциях с использованием нескольких линий. При работе на нагрузку с
полным сопротивлением < 500 Ом диапазон рабочих частот таких трансформаторов
может достигать 10 октав.
Обычные трансформаторы допускают реализацию с любым значением коэф-
фициента трансформации импеданса. Отношение числа витков обмоток трансформато-
ра Nti, необходимое для согласования высокоомного R' и низкоомного R импедансов,
определяется по формуле = ^/R'/R- На рис. 6.4 приведены принципиальные
электрические схемы и схемы намотки сердечников для обычных трансформаторов
двух типов: 1) с несимметричным однофазным входом и выходом (а, о) и 2) с
несимметричным однофазным входом и симметричным парафазным выходом (в, г).
Диапазон рабочих частот таких трансформаторов может достигать пяти октав (при
R', R < 250 Ом).
Реактивные сопротивления обмоток трансформатора на самой низкой рабочей
частоте должны составлять приблизительно четвертую часть от соответствующих
нагрузочных импедансов, но ни в коем случае не больше-иначе снижается верхняя
граничная частота трансформатора. Для 50-омной цепи можно пользоваться следую-
щим простым правилом: индуктивность соответствующей ей обмотки должна со-
ставлять около 0,1 мкГ на каждый метр минимальной рабочей длины волны. На
практике всегда достаточно оптимизировать по индуктивности только одну из об-
моток; правильные значения L для всех других обмоток получаются автоматически
(здесь «работает» коэффициент трансформации).
Затухание Аи вносимое рассмотренными трансформаторами, при R', R < 250 Ом не
превышает 0,8 дБ, в большинстве случаев Aj = 0,3...0,6 дБ. Для конструкций с
частотным диапазоном до 50 МГц характерные значения Aj обычно еще меньше
(0,1...0,3 дБ при R', R < 500 Ом).
Дополнительная важная информация, необходимая при конструировании подобных
устройств, содержится в гл. 14.
11 Иногда эги трансформаторы называют трансформаторами на длинных линиях или
трансформаторами типа длинной линии (сокращенно ТДЛ).- Прим, персе.
48
г
Рис. 6.1. Принципиальные электрические схемы и схемы намотки кольцевых сердечников
широкополосных трансформаторов на двухпроводных линиях, используемых для согласования
однофазных цепей, а - коэффициент трансформации импеданса Zq = 1:1 (схема инверсии фазы);
6-Zfi = 1:4; b-Zq = 1:9; r-ZQ = 1:16. Принцип расчета указан в тексте.
а
49
Г _ 6.2. Принципиальные электрические схемы и схемы намотки кольцевых сердечников
широкополосных симметрирующих трансформаторов на двухпроводных линиях. Эти трансфор-
маторы используются для согласования однофазных цепей с симметричными парафазными.
a-ZQ = 1:1; 6-Za = 1:4; b-Zq = 1:9. Принцип расчета указан в тексте.
толщины провода
Рис 6.3 Зависимость импеданса (волнового сопротивления) двухпроводной линии от толщины
проводов и их взаимного расположения.
4-1379
50
a
б
Рис 6 4 Принципиальные электрические схемы и схемы намотки кольцевых сердечников
обычных широкополосных трансформаторов, а однофазный вход - однофазный выход,
11:11 < Zu < 14:11; б-однофазный вход-однофазный выход, 11:41 < Zq < 11:91; в-однофазный
вход-симметричный парафазный выход, Za = 1:2:2; г-однофазный вход-симметричный па-
рафазный выход, Zu = | < 11:2:2. Принцип расчета указан в тексте.
7.	Широкополосный тракт на 1,6...30,0 МГц
с двумн ПЧ:42,2 МГц и 2,2 МГц
Рассматриваемый в настоящей главе многофункциональный связной приехмник имеет
отличные технические характеристики: RF = — 128,2 дБм, 1Р3 = + 32 дБм и DB3 =
106 дБ (эти значения относятся к ЗЗЕ-виду связи при эффективной ширине полосы
частот 2400 Гц): область компрессии начинается на уровне около + 10 дБм. Сравнивая
приведенные параметры с техническими характеристиками наиболее известных про-
мышленных образцов приемников (табл. 7.1), можно сделать вывод, что данный
приемник занимает одно из первых мест в иерархии соответствующих приемных
устройств.
Таблица 7.1. Основные технические характеристики некоторых профессиональных коротковол-
новых приемников.
Приемник		Технические характеристики 7*		
		RF	1Р38‘	DB38’
Astro 150	и	-123	-3	80
CQ-110E	2»	-130	-45	55
Е- 1500	3)	-131	+ 27	103
Е- 1700	31	-128	+ 35	109
ЕК 070	4)	-122	+ 25	98
K.WM-380	5)	-124	+ 24	98
R-7	6)	-120	+ 23	96
h Cubicom: 2* Nippon Electric Со.; 3) Telefunken; 4) Rohde und Schwarz; 5) Rockwell-Collins; 6) Drake:
для ЛЗЕ-связи; 8* измерительный сигнал c Af = ±15 кГц от частогы настройки приемника.
Этот супергетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты прежде
всего предназначен для А1А, ±F1B, + J3E и АЗА видов связи; кроме того, всегда
готовы к применению дополнительные фильтры и процессоры для обработки раз-
личных AM- и ЧМ-сигналов с шириной полосы < 15 кГц. Настройка приемника
осуществляется квазинепрерывным способом (с шагом 10 Гц) с использованием
синтезатора частоты; относительная нестабильность частоты не хуже 5 10“7 за сутки в
температурном интервале — 25... + 60 °C. Селективность по зеркальным каналам и по
ПЧ 75 дБ и 90 дБ соответственно (для обоих преобразователей). Флуктуации
входного сигнала величиной до 120 дБ ослабляются высокоэффективной системой
АРУ до + 2 дБ.
Ниже рассматриваются приемный тракт от разъема подключения антенны до
выхода предусилителя второй ПЧ, расположенного за фильтрами основной селекции
(по второй ПЧ), а также выходные тракты гетеродинов. Заметим, что для полного
описания данного приемника не хватило бы и объема всей книги; прежде всего это
связано с большой сложностью схемы синтезатора частоты в блоке настройки
приемника.
7.1.	ВЧ-селектор и первый смеситель
Принципиальная электрическая схема входной части рассматриваемого широкополос-
ного тракта представлена на рис. 7.1.
Сигнал подключения
аттенюатора
ВЧ-аттенюатор (АРУ)
Юн
Z-50
Ом
22 к
30 ДБ
Юн
R12	/
V
Ч1И 4148х
TP-fc-33.4 МГц
0.47 м к
-<|—
22и
-ннэ
Ьоок
Первый смеситель
bi ,2-50 Ом
99.5 МГц
СО 0.303 м к
45.8 МГц
СО 0.236 мк
« 2 МГц "
СО 0.209 мк
57.0 МГц
СО 0.251 мк
яЙЗЗо 82nsfc
„39п
~ll
Cl
47ns s
и 56л
56п
ВЧ-селектор
fe-1.6 ЗОЛ МГц fji-43.8 . 72.2МГцf:i-42.2 МГц
5.6п 5!
1 НН=-н
ВЧ-диплексер
U 2.3 - 50:150:50) Ом
IC1 - 5407, по 2 формирователя параллельно
СО - 100 пФ	|
СТ - 25 21 пФ. подстроечный с возд. диэлектр.
ПЛ *23.4 дБм
Рис. 7.1. Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-селектором и первым смесителем.
53
Непосредственно за разъемом подключения антенны расположен аттенюатор с
затуханием 30 дБ, управляемый системой АРУ приемника; он подключается, когда
отношение сигнал/шум становится больше 50 дБ, и снижает это отношение на
указанные 30 дБ. Аттенюатор допускает переключение на ручной режим работы; при
этом реализуется весь диапазон АРУ (» 120 дБ) в тракте второй ПЧ. Реле управляются
с помощью сильноточного буферного ТТЛ-формирователя (элементы а, Ь, с); от-
крытые коллекторные выходы элементов b и с соединены с управляющими обмотками
реле и при подаче на вход формирователя низкого уровня напряжения переходят в
состояние с нулевым потенциалом, обеспечивая тем самым замыкание соответствую-
щих контактов аттенюатора.
ВЧ-селекция осуществляется с помощью единственного эллиптического фильтра
нижних частот девятого порядка - исключительно «дешевое» решение. Полюс за-
тухания, определяемый третьим звеном этого фильтра, выбран в соответствии с первой
ПЧ приемника (42,2 МГц). На графическом представлении этой части схемы отмечены
важные конструктивные детали: способ оптимального экранирования и использование
развязывающих проходных конденсаторов в качестве шунтирующих емкостей. Учиты-
вая необходимость обеспечения максимально возможных значений добротности
конструктивных элементов, катушки намотаны на немагнитных керамических трубча-
тых каркасах диаметром около 20 мм, для подстройки контуров выбираются под-
строечные конденсаторы с воздушным диэлектриком, а в качестве конденсаторов
постоянной емкости применяются во многих отношениях самые высококачественные
пленочные конденсаторы.
Кольцевой смеситель на диодах Шотки представляет собой одну из возможных
реализаций смесителя очень высокого уровня. Фактически это два параллельно
соединенных кольца из схемы на рис. 3.3. Можно считать, что при используемом
значении Рй = + 23,4 дБ этот смеситель обеспечивает IPi3 « 4- 35 дБм и KPj » +
19 дБм. Структура трансформатора U1 соответствует структуре, представленной на
рис. 6.4, а; что касается полностью идентичных трансформаторов (J2 и t)3, то они
выполнены по схеме, приведенной на рис. 6.4, г. Трансформатор U1 ограничивает
частотную характеристику цепи смесителя, в которую он включен, со стороны низких
частот (в его отсутствие частотная характеристика этой цепи начиналась бы с 0 Гц),
т. е. он не способен обрабатывать принимаемые сигналы с частотами, лежащими в
глубине длинноволнового диапазона. Попытка устранения этого недостатка путем
перерасчета трансформатора привела бы к его недостаточной эффективности в верхней
части KB-спектра; тогда пришлось бы использовать преобразователь импеданса с
большим, чем у применяемого фильтра низких частот, числом звеньев (и значительно
большим затуханием).
Принципиальный недостаток введения трансформатора 01 заключается в том, что
пропускаемые ВЧ-селектором сигналы из низкочастотной области спектра < 1 МГц
(вплоть до нулевой частоты) из-за неэффективности трансформатора на этих частотах
могут вызвать значительные интермодуляционные искажения в широкой полосе
частот; эти искажения не удается выявить при определении величины параметра IP с
помощью испытательных сигналов внутри рабочей полосы частот приемника. В связи с
этим фирма-изготовитель данного приемника для ответственных применений пред-
лагает специальные ВЧ-селекторы; соответствующие примеры рассматриваются в гл. 8.
7.2.	Тракт первой ПЧ и второй смеситель
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного сигнального трак-
та представлена на рис. 7.2.
Сигнал первой ПЧ поступает на ПФ-диплексер, который обеспечивает оптимальное
согласование выхода смесителя со входом усилителя и, кроме того, посредством своего
54
Диплексер Усилитель первой ПЧ (1) Усилитель первой ПЧ (2) Фильтр первой ПЧ
Рис. 7.2. Принципиальная электрическая схема средней части широкополосного тракта с уси-
лителями первой ПЧ, фильтрами первой ПЧ и вторым смесителем.
последовательного контура отфильтровывает нежелательные компоненты (fC11 4- fj,
возникающие при первом преобразовании частоты.
За диплексером следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа, характеризу-
ющиеся высокими значениями IP и суммарным коэффициентом усиления по мощности
около 10 дБ; значения коллекторных токов входящих в них транзисторов Т1 и
Т2-15мА и 60 мА соответственно. Подбираемые индивидуально емкости СЕ в
эмиттерных цепях транзисторов вместе с включенными перед ними обмотками
обратной связи (трансформаторов U4 и U5) выполняют функцию преобразователей
импедансов: здесь необходимо обеспечить преобразование 50-омных импедансов в
межмодульных узлах к более высоким значениям входных импедансов транзисторов.
Диод в базовой цепи транзистора Т2 обеспечивает температурную стабилизацию
рабочей точки этого транзистора; стабилизирующее действие одних резисторов,
включенных с той же целью в эмиттерную и коллекторную цепи, при их номиналах
оказывается недостаточным.
Селектор первой ПЧ представляет собой шестирезонаторный кварцевый фильтр с
шириной полосы 15/36 кГц и затуханием 3/60 дБ. Для этого модуля IPi3 + 50 дБм
при измерениях с расстройкой 30 кГц от центральной частоты фильтра. Заметим,
что требуемый уровень селекции здесь вполне может обеспечить даже двухрезонатор-
ный фильтр (с Aj % 1 ...2 дБ). Связанные с такой заменой потери качества, как правило,
практически незаметны.
За фильтром первой ПЧ следует двухкаскадный малошумящий усилитель с ООС
Х-типа, обеспечивающий усиление мощности сигнала на 14 дБ (с учетом развязываю-
55
щего аттенюатора, встроенного между каскадами). Оба усилителя (3 и 4) ввиду
узкополосности усиливаемого сигнала ПЧ могут быть менее помехоустойчивыми по
сравнению с входными усилителями (1 и 2); коллекторные токи транзисторов ТЗ и Т4
выбраны на уровне 10 мА и 16 мА соответственно. Конденсатор СЕ на входе каскада
на транзисторе ТЗ вместе с соответствующей обмоткой трансформатора U6 действует
как понижающий трансформатор импеданса. Кварцованный (или, возможно, с моно-
литным фильтром) отсасывающий контур на выходе четвертого усилителя дополни-
тельно отфильтровывает сигналы с частотой 37,8 МГц (зеркальной частотой при
втором преобразовании); их ослабление фильтром первой ПЧ недостаточно.
В качестве второго смесителя используется готовый высокоуровневый смеситель-
ный модуль с IPi3 = +25 дБм и KPj = +13 дБм при Рй = +17 дБм. Его схема очень
близка к схеме смесителя, представленной на рис. 3.2.
7.3.	Предусилитель второй ПЧ и фильтры основной селекции
Принципиальная электрическая схема этой оконечной части широкополосного сигналь-
ного тракта приведена на рис. 7.3.
Сигнал от второго смесителя поступает на последовательный контур, используе-
мый для подавления нежелательных составляющих (f21 + fa2), возникающих при вто-
ром преобразовании частоты.
За этим контуром следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа и раз-
вязывающий аттенюатор. Коллекторные токи транзисторов Т5 и Тб установлены на
уровне 10 мА и 16 мА соответственно, так что данные усилители обладают достаточно
широким динамическим диапазоном.
В блок фильтров основной селекции входят пять восьмирезонаторных кварцевых
фильтра; кроме того, возможна установка дополнительных фильтров. Блок рассчитан
на одно значение-10 дБ-вносимого им затухания при любом виде связи; для
выравнивания затуханий, вносимых разными фильтрами, на входе каждого фильтра
установлен соответствующий аттенюатор; эти аттенюаторы выполняют также
функцию развязывающих элементов. Реле, обеспечивающие подключение того или
иного фильтра, управляются по тому же принципу, что и ВЧ-аттенюатор (см. рис. 7.1).
Третий предусилитель в тракте второй ПЧ представляет собой усилительный
каскад на полевом транзисторе с очень низким уровнем собственных шумов и
достаточной (соответствующей уровню «узкополосности» усиливаемого сигнала)
помехоустойчивостью. Этот усилитель не охвачен обратной связью и поэтому обеспе-
чивает практически полную развязку следующих за ним каскадов с фильтрами
основной селекции; тем самым исключается влияние импедансов этих каскадов на
работу фильтров.
Коэффициент усиления по мощности широкополосного тракта от его входа до
выхода только что рассмотренного тракта второй ПЧ эффективно составляет 13 дБ.
Таким образом, к следующему далее тракту АРУ не предъявляется каких-либо особых
требований в отношении уровня его собственных шумов; с другой стороны, на нижней
границе диапазона АРУ (т. е. при минимальном усилении) этот тракт должен об-
рабатывать сигналы с уровнями, не превышающими — 1 дБм (»0,2 В/50 Ом), что
также не вызывает никаких проблем.
7.4.	Выходные тракты гетеродинов
Принципиальная электрическая схема этой части синтезатора частоты, используемого
для настройки приемника, представлена на рис. 7.4. В верхней половине рисунка
изображен выходной тракт сигнала с частотой Этот сигнал поступает от
Преселектор второй ПЧ Предусилитель второй -ЗдБ
Предусилитель второй ПЧ (2)
К предыдущим
каскадам
ф 0.47мк
Z-50'
Предусилитель второй П4 (3)
!
Фильтры основной селекции
15.6*MRF 904. T7-U310. 1С2.3«$ДО££олределяетея при настройке
Рис. 7.3. Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с предусилителем второй ПЧ и фильтрами
основной селекции.
Предусилитель
Фильтр высших гармоник
Усилитель мощности
Опорный кварцевый генератор Буферный повторитель
И.2 -MRF 904
13-MRF 525
IC1-MHW 591 (Motorola)
1С2« Термостатированный кварцевый
CD - ЗЗпФ	генератор
СЕ = определяется при настройке
С1 «1.2 6.5 пФ подстроечный ^25________
с возд. диэлектр. синтезатору
+128 стаб.
47иф
Рис. 7.4. Выходные тракты обоих гетеродинов и тракт опорного кварцевого генератора, определяющего точность установки частоты для
всею приемника.
секционированного (разбитого на три блока для трех поддиапазонов изменения fui)
leneparopa, управляемого напряжением (ГУН), и усиливается примерно на 10 дБ
предусилителем на транзисторе Т1 с ООС R-типа. Затем он проходит через эл-
липтический фильтр высших гармоник с п = 9; здесь мы видим уже известные нам из
разд. 7.1 графические «указания» по конструктивному оформлению данного фильтра. В
качестве усилителя мощности используется высоколинейный усилитель на интеграль-
ной гибридной микросхеме (IC1), обеспечивающий усиление мощности сигнала при-
близительно на 36 дБ и обладающий практически плоской АЧХ в диапазоне частот
1...250 МГц. Развязка между входом и выходом у этого четырехкаскадного двух-
тактного каскодного усилителя, выполненного по тонкопленочной технологии, пре-
вышает 45 дБ. Выбор подобного модуля может показаться весьма необычным, если
учесть, что при очень большом значении потребляемой им мощности (« 3,6 Вт)
мощность Рй1 полезного сигнала составляет всего лишь 0,22 Вт; но, с другой стороны,
имеющийся при этом резерв по максимальной мощности выходного сигнала
(Рмакс 0,7 Вт) гарантирует его высококачественную работу.
В нижней половине рисунка показан тракт сигнала с частотой Гй2. Этот сигнал
берется непосредственно от опорного генератора приемника-термостатированного
кварцевого генератора. Буферный усилитель и усилитель мощности с ООС R-типа на
транзисторах Т2 и ТЗ соответственно обеспечивают его дальнейшее усиление.
Априорно высокая спектральная чистота сигнала опорного кварцевого генератора и
высокая линейность тракта этого сигнала позволяют обойтись без каких-либо
дополнительных устройств селекции.
8.	Оптимизированная ВЧ-селекция
Все рассматриваемые в этой книге приемники в обычных условиях эксплуатации всегда
обладают достаточной ВЧ-селективностью, т. е. по меньшей мере «удовлетворитель-
ной» помехоустойчивостью. Заметные помехи могут, однако, возникнуть, если в
непосредственной близости от приемника находится мощный радиопередатчик (ситуа-
ция, типичная для больших кораблей и самолетов) или используются высокоэф-
фективные широкополосные антенны (например, логопериодические или T2FD-aH-
тенны). Такие помехи можно устранить только с помощью дополнительных
ВЧ-селекторов.
Возможный вариант такого селектора иллюстрируется на рис. 8.1. Это одно-
контурное устройство, рассчитанное на работу во всем спектральном диапазоне
1,5...30 МГц (с дискретным переключением на три поддиапазона), состоит из двух
Т-образных C/C/L-звеньев, связанных друг с другом общей индуктивностью. Последо-
вательно включенные емкости на входе и выходе селектора обеспечивают преобразо-
вание 50-омных межмодульных импедансов к довольно малым значениям импедансов
в цепях с индуктивностями; обе параллельные емкости служат для перестройки
селектора по частоте. Так как от установленного значения последних зависит коэф-
фициент преобразования импеданса и, следовательно, значения параметров Вр и Ais то
характеристики подобных схем довольно сильно изменяются в диапазоне перестройки;
это хорошо видно из численных значений Вр и Аь приведенных на рис. 8. 1, и кривых на
рис. 8.2. «Оптимальная» очень большая величина затухания выше полосы пропускания
селектора - результат действия паразитной емкости катушек (характеристика эллипти-
ческого фильтра).
Гораздо лучше-но и намного дороже-блок фильтров, показанный на рис. 8.3 (он
рассчитан на тот же самый спектральный диапазон 1,5...30 МГц). Этот блок построен
на основе двухконтурных П-образных полосовых фильтров баттервортовского типа с
индуктивной связью. Как видно из рис. 8.4, по сравнению с предыдущей схемой данный
селектор на отдельных участках диапазона перестройки характеризуется гораздо
меньшим значением Аи причем этот параметр изменяется повсюду более равномерно;
все это, однако, достигается за счет увеличения полосы пропускания (как уже
отмечалось в разд. 3.3, улучшение одного из параметров Вр и Aj всегда приводит к
ухудшению другого). Еще одно преимущество двухконтурных фильтров этого
селектора - высокие значения затухания по обе стороны их полос пропускания, как у
«настоящих» полосовых фильтров.
Переключение поддиапазонов и перестройка селекторов, как правило, осуществля-
ются в соответствии с цифровым кодом частоты, находящимся в синтезаторе частоты
блока настройки. В качестве переключателей и установочных приводов чаще всего
используются реле и шаговые двигатели. Такой способ перестройки селекторов не
требует дополнительных элементов управления, но его реализация сопряжена с
необходимостью применения дорогостоящих интерфейсных электронных схем и
точной механики; с другой стороны, ручное управление предполагает наличие квалифи-
цированного обслуживающего персонала и исключает возможность дистанционного
управления-два неприемлемых для профессионального пользователя фактора.
60
Aj 5...0,7 дБ, Вр = 0,14... 1,6 МГц
L3 = 0,912 мкГн, 14 в. 1 мм CuL на
кольцевом сердечнике Т-80-6
Aj 12...4 дБ, Вр = 0,09...0,65 МГц
L2 = 6,88 мкГн, 39 в. 0,63 мм CuL на
кольцевом сердечнике Т-80-6
Aj 14...3 дБ, Вр = 0,018...0,12 МГц
L1 = 46,6 мкГн, 92 в. 0,32 мм CuL на
кольцевом сердечнике Т-80-2
Сигнал выбора частоты
Рис. 8.1. Структура и расчет дополнительного одноконтурного ВЧ-селектора на диапазон
1,5... 30 МГц.
Рис. 8.2. Схематизированные АЧХ селектора на рис. 8.1.
61
32... 6.8 МГц
Со « 2 45 пФ ?СЬ*5 90пФ,С2 и СЗ только для £ 6.8 МГц
Рис 8.3. Принципиальная электрическая схема дополнительного двухконтурного ВЧ-селектора
баттсрвортовского типа на диапазон 1,5... 30,0 МГц.
62
Ширина полосы пропусканием Гц
Вносимое затухание,дБ
Рис 8 4 Вносимое затухание и ширина полосы для схемы на рис.* 8.3.
9.	Шипо-ополосный тракт на 1...30 МГц
с ПЧ 45 МГц
Рассматриваемая ниже схема приемника заимствована из SSB-трансивера для радио-
телефонной связи, устанавливаемого на военных самолетах (США). Данную систему,
рассекреченную по всей вероятности весной 1983 г., можно считать последней пред-
ставительницей ихнологического поколения радиотехнических систем, в которых еще
можно было «увидеть» отдельные функциональные элементы; в той области при-
менения, откуда «пришла» эта схема, внедряются все более и более сложные гибридные
модули с абсолютно непостижимой внутренней организацией, причем стремление к
предельной миниатюризации является лишь одним из факторов, обусловливающих
этот процесс.
Схемотехнически относительно простой супергетеродинный приемник с одним
преобразованием частоты имеет очень интересные технические характеристики:
1Р3 =4-25 дБм, КР =4-5 дБм, F = 8 дБ, RF = — 132 дБм и DB3 = 105 дБ, причем,
как видно из значения коэффициента шума, в приемном тракте используется усилитель
ВЧ (с коэффициентом усиления по мощности 6 дБ). Приведенные характеристики
реализуются на частотах 10 МГц; на более низких частотах в связи с высоким
уровнем внешних шумов обеспечивается постепенное уменьшение чувствительности
приемника (максимально на 30 дБ) с целью улучшения его помехоустойчивости
(F % 40 дБ и 1Р3	+55 дБм при f = 1 МГц); это вполне допустимая мера, если учесть
обычно строго заданное положение антенны приемника, к тому же всегда можно
оставить чувствительность приемника на прежнем (предельном) уровне и в низко-
частотной области спектра, если возникнет такая необходимость.
В гл. 10 рассматриваются принцип построения и схемы некоторых критических по
ВЧ модулей синтезатора частоты, используемого для настройки данного приемника, а
в разд. 12.2-схема усилителя системы АРУ со смесиiильным детектором в его тракте
ПЧ; с учетом последней из названных схем мы полностью «просмотрим» весь
сигнальный тракт этого приемника от разъема подключения антенны До блока
обработки НЧ сигнала.
9.1.	Тракт ВЧ и система предварительной АРУ
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного тракта представле-
на на рис. 9.1.
Фильтр верхних частот третьего порядка с граничной частотой 10 МГц и крутизной
спада АЧХ 9 дБ/октава выполняет функцию входного селектора. Этот фильтр обеспе-
чивает частотно-зависимую компенсацию известного увеличения средней мощности
полезных сигналов и внешних шумов на входе приемника в низкочастотном участке
спектра; он снижает эту мощность до уровня, который не перегружает последующие
каскады. Выводы фильтра при необходимости можно закоротить с помощью мини-
атюрной перемычки и тем самым исключить его из тракта прохождения сигнала
(функциональный обход).
За фильтром-преселектором приемный тракт расщепляется на две альтернативных
ветви: в первой - сигнал усиливается на 6 дБ широкополосным усилителем ВЧ с ООС
Х-типа, во второй - ослабляется на 24 дБ аттенюатором; таким образом, в первом
случае выходной уровень сигнала на 30 дБ выше, чем во втором. Выбор того или иного
варианта осуществляется системой АРУ с помощью язычковых реле. Усилитель ВЧ
характеризуется настолько высоким значением 1Ро3 ( + 37 дБм), что на величину 1Р3
всего приемника могут влиять только те из следующих за этим усилителем каскадов,
От передатчика
f$$ Rel
I Закорачивающая
Гпеоемычка!
Усилитель ВЧ/ВЧ-аттенюатор
(6д5/24дБ)
390
Основной ВЧ-селектор
Ис - 31 МГц)
Антенна
Отключение
। перемычка|
J 270я 270n I
И .!
0.1 лк____________
[10.88 лк
приемника
при передаче
+15В
стаб.
н
2.2кПзЗмк
150
НК- К
02 01
56п
ЭЭп
120л 15л
0.27нк	0.19 як 0.21 нк 0.29 н К
120п ф 39л
ю
1.2«с
U1 ю
я в 0.1 як liww
84.6МГц 45.0 МГц 52.1 МГц
100пк ВЧ-аттвн.
2-50 Ом
-<-------А
> в 8.2 П
120п
н
♦5В
стаб.
220 пк 84-аттеи.
T1.MRF 965 . IC1-CA158AT. 1С2- 5406. 01.2.4.5 -1N 4148. 03-1И4003. FP-ферритовая бусинка, RI - язычковые реле
СТ > 1 20 пФ подстр. с возд. диэл.
Рис. 9.1. Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с усилителем ВЧ, ВЧ-селекгорами и системой
предварительной АРУ.
65
для которых значение параметра IPi3 сравнимо с IPi3 « 30 дБ для усилителя. В
отношении усилителя заметим также, что подобные схемы при ненагруженных
сигнальных входах почти наверняка самовозбуждаются. То, что в данном случае,
несмотря на очень высокие требования по запасу устойчивости, ничего подобного не
происходит, говорит о профессионализме разработчика; такие «мелочи» легко
устраняются. Можно, например, не подавать питание на неработающий усилитель или
в крайнем случае замкнуть оба его сигнальных входа через 50-омные резисторы на
общий провод.
Основной ВЧ-селектор состоит из двух ФНЧ: эллиптического фильтра седьмого
порядка и фильтра Чебышева третьего порядка. Сигналы зеркального канала и ПЧ
подавляются более чем на 80 дБ и 90 дБ соответственно; в подавление ПЧ вносит свой
вклад О 30 дБ) развязка входов смесителя.
В нижней части рис. 9.1 показан блок переключения (с помощью реле) альтернатив-
ных ветвей тракта (с усилителем ВЧ или ВЧ-аттенюатором); его работой управляет
система АРУ приемника. В этот блок в порядке очередности выполняемых функций
входят: неинвертирующий компаратор, преобразователь импеданса (оба в составе
микросхемы IC1) и-для каждого из двух реле - инвертирующий ТТЛ-формирователь с
открытым коллектором (IC2). Блок работает следующим образом. В отсутствие
принимаемого сигнала (полезной компоненты), т. е. при полном усилении АРУ-
ПЧ-процессора, вырабатываемое последним регулирующее напряжение постоянного
тока UAGC в точке С нашей схемы 2 В. При этом на выходе компаратора
устанавливается низкий уровень напряжения (« 0 В), на выходе преобразователя
импеданса-высокий уровень (% 5 В) и на выходе ТТЛ-формирователя - низкий уро-
вень. Естественно, что в этом состоянии контакты реле замкнуты на усилитель ВЧ.
Появление на входе приемника полезного сигнала, способного вызвать уменьшение
усиления в тракте ПЧ на % 57 дБ (чему соответствует UAGC 4,1 В в точке С),
приводит к опрокидыванию уровней сигналов на выходах элементов рассматриваемой
схемы и включению в сигнальный тракт аттенюатора (исходное положение контактов
реле, показанное на принципиальной схеме). При включении аттенюатора усиление
тракта ПЧ вновь возрастает-регулирующий сдвиг вниз (относительно максимального
уровня) уменьшается до % 27 дБ (UAGC % 3,6 В). Обратное переключение схемы к
использованию усилителя ВЧ происходит при уровне входного сигнала, приводящего
при воздействии на систему АРУ к регулирующему сдвигу вниз всего лишь на 10 дБ
(UAGC ~ 3 В). При этом UACC повышается до « 3,7 В. Из-за неизбежного разброса
параметров величину гистерезиса и пороги переключения приходится подстраивать с
помощью двух регулировочных, резисторов, устанавливаемых на входах компаратора.
Система АРУ работает в режиме так называемого задержанного регулирования, т. е.
вырабатываемое ею регулирующее напряжение UAGC при исчезновении или резком
уменьшении сигнала в течение времени задержки отключения АРУ (0,7 с) остается на
неизменном уровне, чтобы затем относительно быстро (за время 150 мс) перейти к
более низкому уровню (с ВЧ-усилением); с другой стороны, при увеличении мощности
сигнала аттенюатор подключается по истечении малого времени срабатывания АРУ
(% 15 мс). Тем самым обеспечивается надежное переключение в обе стороны. Величина
гистерезиса компаратора составляет почти + 25 дБ, поэтому практически исключают-
ся также ошибочные срабатывания системы из-за колебательных замираний (дребезг
контактов реле); «размах» этих замираний оказывается, как правило, заметно ниже
указанной величины гистерезиса.
Как специалист, довольно широко информированный в области современной
профессиональной радиотехники и особенно хорошо знакомый с принципами конструи-
рования, используемыми разработчиками США, я вижу совершенно определенные
тенденции в будущей модификации описанной здесь концепции построения тракта ВЧ:
во-первых, автоматический выбор усиления или ослабления ВЧ-сигнала в зависимости
5 1379
66
от мгновенною значения мощности принимаемых сигналов и внешних шумов в
нужном канале приема; во-вторых, не зависящая от этого возможность непрерывного
изменения ВЧ-затухания в низкочастотном участке спектра (<10МГц). Все это
рекомендуется прежде всею при априорно непредсказуемой эффективности антенны; в
этом случае следует 1акже использовать дополнительные субоктавные ВЧ-селекторы.
9.2.	Смеситель, предусилитель ПЧ и фильтры основной селекции
Вторая и заключительная часть принципиальной электрической схемы широкополос-
ного приемного трак I а представлена на рис. 9.2.
В качестве смеси! ел я используется кольцо на диодах Шотки, относящееся к классу
устройств очень высоко! о уровня. Схема этого готового гибридного модуля структур-
но соответствует схеме смесителя, представленной на рис. 3.3; учитывая его чрез-
вычайно широкий частотный диапазон 0,5 (0)...450 МГц, пришлось применить
емкостно компенсированные трансформаторы на двухпроводных линиях. По данным
изготовителя при Ри =4-20 дБм для этого модуля IPi3 — + 30 дБм, KPj = + 15 дБм и
Aj = 5...7 дБ.
Сигнал ПЧ поступает через ПФ-диплексер на первый предусилитель ПЧ с ООС
Х-типа, который при усилении Gp = 7 дБ характеризуется значением IPi3 =4-28 дБм.
Для улучшения развязки между его входом и выходом (Ах 2.2 дБ) на выходе
усилителя установлен аттенюатор с затуханием 2 дБ; таким образом, эффективное
значение коэффициента усиления по мощности для этой цепи составляет 5 дБ.
Основная селекция сш нала осуществляется двумя восьмирезонаторными фильтра-
ми, каждый из которых выделяет одну из боковых полос для несущей с частотой
45 МГц; этот довольно дорогой модуль позволяет избавиться от необходимости
применения еще более дорогого цифрового способа выбора боковой полосы в
синтезаторе частоты путем сдвига как частоты гетеродина, так и вспомогательной
несущей частоты. Указанные виды связи J3E и ИЗЕ-это SSB-телефония с полностью
или частично подавленной несущей соответственно. Для подключения фильтров
применяются язычковые реле, управляемые каскадом из четырех инвертирующих
ТТЛ-формирователей с открытым коллектором; при подаче высокого уровня (5 В) на
вход каскада (вход «Выбор фильтра») выбирается USB-фильтр (верхняя боковая
полоса), при подаче низкого уровня (0 В)-LSB-фильтр (нижняя боковая полоса). С
целью обеспечения оптимальной эффективности фильтров, т. е. для предотвращения
емкостною шунтирования функционирующего в данный момент фильтра со стороны
нефункционирующего, выводы последнего необходимо заземлить по ВЧ. Для таких
специфических фильтров Aj » 4,5 дБ. Выпускаются и сравнимые по параметрам
стандартные фильтры, например XF-45S02.
В качестве второго предусилителя ПЧ используется, как и прежде, усилитель с ООС
Х-типа, для которою значение параметра IPi3 с учетом узкополосности усиливаемого
сигнала выбрано на уровне всего лишь + 23 дБм. Коэффициент усиления по мощности
равен 8 дБ.
Эффективное значение GP для всего широкополосного тракта, т.е. от антенного
гнезда (рис. 9.1) до точки Е схемы (рис. 9.2), составляет 7,3 дБ при коэффициенте шума
F = 7,2 дБ. С учетом шумов последующих каскадов (F % 7 дБ) коэффициент шума
всего приемника оказывается равным 7,8 дБ. Эти значения, вытекающие из требований
потребителей, необходимо гарантировать с помощью целенаправленных производ-
ственных мер, в частности отбора конструктивных элементов и индивидуальной сборки
модулей; все это сказывается на экономических показателях.
Смеситель Диплексер
(«О = 45 МГц)
- 2 дБ	SSB - фильтры
(fm = 45 МГц/±1.5кГц)
z=509Md
10 60п
q овм-iw g
|i k LТб I I аттеи 1
---1	О.ОВВШ >	|
4/иМ‘
100 П
68
-	150
НО- КЗ
07 06
12
2.2 н
I
5.6	5.6
220
1.2 к
75
Ф2.2н 22м
22н
10 nd
J3E/R3E
USB
Вр = 2400Гц
Rk 5
>15 В
стаб.
ВЧ-аттеи. I
22н
2.2к
10^!£атт^И
»5В
стаб.
годБм
2=50ОА
10п*_ /ВЧ-аттеи.Юн
Юн
Юн
011А
0.1т=±= 08
Юм Ю0 нк
V6 IC2
Сигнал выбора
фильтра
Формирователи (управление SSB 'фильтрами)
J3E/R3E,
LSB
Вр = 2400Гц
220
3.3м
B4-I
аттеи!
2.2н
03 5
1.8 к
820 =т=2.2н 22н
УПЧ2
150
12 = MRF 965 . 13 = MRF 904. IC 2 = 5 406; 06 11 = IN 4148, Rl — язычковые реле
СЕ подбирается при настройке
f2
2=50Ом
Рис. 9.2. Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта, включающей смеситель, предусилитель ПЧ и
фильтры основной селекции.
10.	Синтезатор частоты ;	...30 МГц
для широкополосно: ' ;акта с ПЧ =45 МГц
Обсуждаемый ниже гетеродинный блок является составной частью SSB-системы для
военных самолетов, широкополосный приемный тракт которой был описан в предыду-
щей главе. Он вырабатывает сигнал с непрерывно изменяющейся в диапазоне
46...75 МГц частотой fa для ВЧ/ПЧ-смесителя и вспомогательную несущую с частотой
ft = 45 МГц для смесительного детектора; уровни этих сигналов равны + 20 дБм
(2,24 В/50 Ом) и — 7 дБм (0,1 В/50 Ом) соответственно.
Нестабильность частоты (с учетом всех определяющих этот параметр факторов) не
превышает 100 Гц/сутки в самом неблагоприятном случае fc = 30 МГц в температур-
ном интервале — 55...+ 85°С (максимальная температура 105°С). Это значение,
соответствующее относительному уходу частоты, не превышающему 3,3 -10"6 в сутки,
вполне достаточно для предусмотренного телефонного вида связи. Спектральная
плотность фазовых шумов гетеродина Aj при расстройке 20 кГц составляет
— 139 дБ/Гц и также оказывается на «должном» уровне (см. разд. 5.2). Для ^-сигнала
учет величины Aj не имеет смысла.
На рис. 10.1 приведена в сильной степени упрощенная структурная схема этого
однопеглевого синтезатора частоты п. Основные частотозадающие модули синтеза-
тора-опорный кварцевый генератор на частоту 45 МГц (ОКГ, внизу справа) и ГУН,
непрерывным образом перестраиваемый в диапазоне 10... 11 МГц (генератор плавного
диапазона-ГПД, в центре справа); оба генератора установлены (с принятием
соответствующих мер по их защите от вибраций) в общем термостатированном кожухе
с внутренней температурой + 85°С, который также обеспечивает их электрическое и
магнитное экранирование.
Рис. 10.1. Структурная схема синтезатора частоты, используемого для настройки приемника.
Это однопетлевая система с полностью непрерывной настройкой в диапазоне 1...30 МГц,
разбитом на 29 поддиапазонов шириной 1 МГц каждый.
п Фактически это система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).- Прим, перев.
69
Принцип работы синтезатора поясним на примере fc - 1,5 МГц (частота несущей) и
fl(= 46,5 МГц, тогда в полном соответствии с выбранным значением ПЧ fu — fc =
= 46,5 - 1,5 = 45 МГц.
I.	ГПД, «покрывающий» частотным диапазоном своей перестройки каждый из 29
поддиапазонов изменения fe шириной 1 МГц, настраивается на частоту 10,5 МГц,
соответствующую середине полосы 1...2 МГц для fc.
2.	Процессорный смеситель ПС1 преобразует частоты ОКГ (45 МГц) и ГПД
(10,5 МГц) к частоте 45 — 10,5 = 34,5 МГц. Аддитивная составляющая процесса
преобразования 45 + 10,5 = 55,5 МГц отфильтровывается с помощью расположенного
за смесителем полосового фильтра на 34...35 МГц.
3.	Сигнал с частотой 34,5 МГц поступает на процессорный смеситель ПС2, где он
вместе с поступающим сюда же сигналом Гй = 46,5 МГц преобразуется к частоте
46,5 - 34.5 = 12 МГц. Каскадированный полосовой фильтр на 11...41 МГц пропускает
именно эту, а не аддитивную составляющую 46,5 4- 34,5 = 81 МГц.
4.	Делитель (частоты) с переменным коэффициентом деления N (ДПКД), програм-
мируемый на каждый Гс-поддиапазон: 1...2 МГц, 2...3 МГц и т. д. с шагохм 10 для N
(N = 120, 130 и т. д.), работает в данном случае с N = 120 (самый нижний поддиапазон);
частота 12 МГц на входе ДПКД преобразуется к частоте 0,1 МГц на его выходе. Эта
частота называется регулируемой величиной fr.
5.	Параллельно с этим процессом делитель частоты с постоянным коэффициентом
деления М = 450 преобразует частоту сигнала ОКГ (45 МГц) к частоте 0.1 МГц.
Последняя называется задающей величиной ff (опорной частотой).
6.	Величины fr и ff сравниваются друг с другом в фазовом детекторе (ФД). При
совпадении частот и фаз поступающих на ФД сигналов он вырабатывает на выходе
своего петлевого фильтра совершенно определенное, соответствующее требуемому
значению fQ = 46,5 МГц постоянное управляющее напряжение, приложенное к подст-
роечным варикапам в гетеродине1*. Если значение Гй отличается от 46,5 МГц, т. е.
сш нал в цепи Ге-настройки генерируется несинхронно работающим («убежавшим» по
частоте) гетеродином, то на выходе петлевого фильтра появляется изменяющееся
напряжение ошибки Us, зависящее от рассогласования fr и ff; это напряжение смещает
частоту гетеродина в нужную сторону и обеспечиваез ее установку на требуемое
значение fQ = 46,5 МГц. При выбранном здесь значении опорной частоты ff весь этот
процесс происходит за время 1 мс. Напряжение Us называется регулирующей
величиной. Время установления для подобных систем регулирования находится в
обратно пропорциональной зависимости от ff, т.е. увеличивается при уменьшении
опорной частоты.
7.	Вспомогательная несущая с ft = 45 МГц для смесительного детектора берется
непосредственно от ОКГ.
В книге данного объема невозможно дать полное функциональное и схемотехни-
ческое описание этого сложного синтезатора. Поэтому мы, к сожалению, вынуждены
ограничиться описанием его отдельных узлов и блоков: сюда относятся рассматривае-
мые в разд. 10.1 (в совершенно определенном аспекте) критичные по ВЧ и линейности
звенья; они представляют и самостоятельный интерес, в то время как «все осталь-
ное» это схемы обработки цифровых сигналов и уже известные нам из гл. 3
ВЧ-селекторы, широкополосные усилители и двойные балансные смесители.
п В данном случае речь идет о ГУН, сигнал которого с частотой Гй непосредственно подается
на смеситель в широкополосном тракте, хотя гетеродинами часто называют л целые системы,
типа июбраженной на рис. ХОЛ - Прим. перев.
70
10.1.	Гетеродин и схемы обработки его сигнала
Прежде всего рассмотрим ГУН-гстсродин с частотным диапазоном 46...75 МГц,
принципиальная электрическая схема которого представлена на рис. Ю.2.
Грубая настройка частоты гетеродина на один из шести поддиапазонов осущест-
вляется с помощью ДПКД. Частотозадающими элементами для каждого поддиапа-
зона являются конденсаторы постоянной емкости и подстроечные конденсаторы,
подключаемые через коммутирующие диоды D1...6. Последние в свою очередь
управляются выходными сигналами шести инвертирующих ТТЛ-формирователей с
открытым коллектором (IC1); каждый из формирователей при высоком уровне
напряжения на своем входе (5 В) и соответственно низком уровне (0 В) на выходе
обеспечивает протекание через соответствующий диод прямого тока величиной около
12 мА. В каждый момент времени открыт лишь один из диодов, а к пяти остальным
приложено запирающее напряжение 15 - 5 = 10 В.
Точная подстройка частоты гетеродина осуществляется с помощью варикапа D7,
который управляется регулирующим напряжением Uoc (Us), поступающим с выхода
петлевого фильтра. Элементы СТ и L = 0,1 мкГ (индуктивность контура), включенные
параллельно D7, определяют полный частотный диапазон 46...75 МГц гетеродина.
Контурная катушка выполнена в виде медной ленты, «выжженной» на керамическом
трубчатом каркасе диаметром около 13 мм и длиной 30 мм; ее подстройка осущест-
вляется вне гетеродина с помощью специального лазерного устройства.
Генераторный транзистор охвачен ООС через 56-омный резистор в его эмиттерной
цепи и поэтому работает в высоколинейном режиме. В то же время регулирующее
напряжение UAGC, вырабатывемое АРУ-генератором (рис. 10.3), обеспечивает стабили-
зацию амплитуды колебаний ВЧ-сигнала в точке А с отклонениями не более + 0,5 дБ
во всем частотном диапазоне; при Af/f % 1,63 (АС/С » 2,66) пригоден только такой
способ стабилизации.
Весь этот задающий ВЧ-генераторный блок был собран из исключительно
высококачественных деталей. Монтаж выполнен проводами в специально отлитой
камере с керамическими изолирующими опорами. Только так можно изготовить
действительно высококачественный генератор; возможность использования печатного
монтажа в конструкциях с рабочими частотами > 10 МГц кажется весьма иллюзор-
ной.
Принципиальная электрическая схема тракТа обработки сигнала гетеродина (вместе
с АРУ-генератором) представлена на рис. 10.2.
Сигнал гетеродина в точке А поступает сначала на вход буферного усилителя на
полевом транзисторе, обеспечивающего хорошую развязку следующих каскадов с
генератором. За усилителем установлен эллиптический ФНЧ седьмого порядка,
уменьшающий и без того очень низкий коэффициент нелинейных искажений сигнала
гетеродина (определяемый содержанием высших гармоник) до неизмеримо малой
величины. Далее следует еще один буферный каскад, выполненный по схеме эмиттер-
ного повторителя с очень низким выходным сопротивлением. На выходе тракта
работает высоколинейный (и обладающий хорошими развязывающими свойствами)
двухтактный усилитель мощности на комплементарных транзисторах с Рй = +20 дБм
и неизменным в широком диапазоне частот 50-омным выходным сопротивлением.
Представленная схемотехническая реализация гетеродинного тракта типична для
гетеродинов, работающих на высокоуровневые диодные кольцевые смесители (с
высоким IP).
В нижней части рисунка показаны еще два буферных э.миттерных повторителя; с
выхода первого повторителя сигнал 1етеродина подается на процессорный смеситель
ПС2 и на индикацию частоты (в счетчик), с выхода второго-на А РУ-генератор.
Регулирующее напряжение UAGC последнего в точке С можно измснязь с помощью
----------------?
Гетеродин 46.7. 75 МГц
T1.MRF 904; 1С1 -5406-. 01...6-MPN 3504 ( ВА 244) . 07-MV309 (ВВ139): 08-1М 4003: СТ = 1...20 пФ подстр. с возд. диэл.;
18®22мкГ ВЧ-аттеи , FP-ферритовая бусинка	СВ«2,2нФ;
Рис 10.2 Принципиальная
элск1рическая схема гетеродина
(на основе ГУН). Он вырабаты-
ваем chi нал для ВЧ-ПЧ-смесите-
ля, расположенного в приемном
тракте.
Буферный усилитель
АРУ-генератор Эмиттерный повторитель
Эмиттерный повторитель
T2=2N4856A, 13.6.8 «2N5179. 14=2N3866. 15»2Н5160. T7-2N 2222A. 09.10-1N 4148; 011.12» HP 2800;
СТ=*1 20 rtP подстроечный с возд. диэлектр.
 1 '	’ Принципиальная элек i ричсская схема ipaKia обраГмнки сш нала i смородина с АРУ-i енера юром. обеспечивающим стабилизацию
амплитуды ною сигнала.
73
10-килоомного переменного резистора и тем самым устанавливать правильное
значение Рй.
В общем случае нужно исходить из того, что подобные объекты многовариантно
индивидуальны и в подавляющем большинстве случаев для измерительных и отладоч-
ных работ требуют привлечения только высококвалифицированных специалистов.
Необходим тщательный отбор и предварительный контроль всех применяемых
конструктивных элементов.
10.2.	Генератор плавного диапазона (ГПД)
Это «очень странный» генератор. Он работает в обычном автоколебательном режиме,
а значит-в противоположность известным способам синтеза частот,-не связан, как
это обычно делается, с предохраняющим от «все и вся» опорным кварцевым
генератором. С другой стороны, применяется термостат, без которого в подобных
случаях не обойтись.
Принципиальная электрическая схема этого генератора на 10... 11 МГц, обеспечи-
вающего плавную настройку приемника в каждом из 29 поддиапазонов приема
(шириной 1 МГц), представлена на рис. 10.4.
Собственно генератор показан слева на рисунке; его структура принципиально не
отличается от структуры генератора, рассмотренного в предыдущем разделе. Это
ГУН, для настройки которого используется специальный 10-оборотный тонкопленоч-
ный потенциометр; ручка настройки с помощью установленной в ее центре кнопки
может переключаться на коэффициенты передачи 1:1 или 1:10 (по отношению к оси
потенциометра); для фиксации выбранного положения ручки настройки применяется
клавишная блокирующая механика. Потенциометр осуществляет дистанционное
управление генератором и связан с ним электрически и магнитно экранируемым
кабелем. Для подобных генераторов нужны исключительно стабильные управляющие
напряжения; здесь не обойтись без источников с довольно малыми внутренними
сопротивлениями и использования высокоэффективных широкополосных фильтрую-
щих устройств.
Справа на рисунке показан буферный усилитель мощности на микросхеме IC1. Его
выходное сопротивление - 50 Ом - практически постоянно в спектральном диапазоне
1...50 МГц. Хорошая развязка между входом и выходом ИС (> 60 дБ) исключает
влияние величины нагрузки в точке вывода fQpl на частоту (она одна и та же как на
холостом ходу, так и в режиме короткого замыкания).
Этот задающий генератор иллюстрирует те качественные возможности, которые
открываются даже при относительно небольших материальных затратах, если
подходить к разработке и изготовлению конкретного устройства по всем правилам
конструкторского искусства: LC-ГУН, буферная ИС, термостат-и результирующий
максимальный дрейф 100 Гц на частоте 30 МГц после менее чем 5-минутного прогрева
термостата (время установления, связанное с тепловыми колебаниями). Можно
сделать вывод, что полная -точность установки и поддержания частоты в данной
системе в основном определяются рассмотренным ГПД; стабильность частоты ОКГ на
два порядка выше. С другой стороны, для более узкополосных по сравнению с
SSB-телефонией и поэтому более чувствительных к дрейфу частоты видов связи, как,
например, телеграф и телетайп, подобные схемы вряд ли пригодны. Если требуется
сохранить преимущества полностью непрерывной настройки, нужный результат здесь
даст двойная температурная стабилизация (внутренняя во внешнем термостате); иначе
следует предпочесть использование еще одной петли регулирования под контролем
ОКГ.
Il »MRF 904 . IC1 -SL611C . 01-MV309 (BB139). СВ-0.1мкФ. 1В«100мкГ. FP- ферритовая бусинка
Рис. 10 4. Принципиальная
электрическая схема генера-
юра плавною диапазона
(термоста тированный ГУН).
Он обеспечивает плавную на-
стройку в каждом из 29
поддиапазонов (шириной
I МГц).
11. Инвертируется ли боковая частота?
Другими словами: инвертируется ли, например, верхняя боковая частота (USB)
передаваемого сигнала к нижней боковой частоте (LSB) после преобразования (или
нескольких преобразований) частоты этого сигнала в приемнике? Этот вопрос имеет
непосредственное отношение к фильтрам основной селекции и демодуляторам, так как
от огвега на него зависит выбор положения частоты пропускания SB-фильтра по
отношению к заданной частоте вспомогательной несущей или направление сдвига
последней по отношению к заданной полосе пропускания.
Все возможные здесь ситуации иллюстрируются па рис. 11.1. Мы рассмо!рим два
примера.
1.	Приемник, описанный в гл. 5, с частотой гетеродина % 5,25 МГц преобразует
частоты 3.5 МГци 14 МГцк промежуточной частоте 9 МГц. При этом все происходит
в cooi ве 1 ствии с самой верхней и четвертой строкой на рис. 11.1, т. е. положение
боковой частоты не изменяется.
2.	Иная ситуация в случае приемника с двойным преобразованием частоты,
описанного в гл. 7. Он преобразует сигналы с частотами 30 МГц сначала к первой
ПЧ (42,2 МГц) посредством fU1 > 42,2 МГц и уже затем эту ПЧ посредством
Гй2 = 40 МГц преобразует ко второй ПЧ (2,2 МГц). Первое преобразование в соот-
ветствии с третьей строкой на рисунке инвертирует боковую полосу, второе-в
соответствии с самой нижней строкой (где fc = fzl)-оставляет ее на прежнем месте.
Таким образом, в данном случае на фильтр основной селекции и смесительный
детектор будет поступать сигнал с SB-инверсией.
Эти взаимосвязи ни в коем случае нельзя упускать из виду при анализе частотных
соотношений и расчетах.
Инвертируется
Инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Г’.-’ 1 Инвертируется ли боковая полоса принимаемого сигнала в процессе преобразования
часго1Ы? Данная схема даст ответ на этот вопрос.
оотка сигнал
В этой главе описаны АРУ-ПЧ-процессоры, предназначенные в основном для
приемников AM-сигналов и используемые в качестве непосредственных «нагрузок»
широкополосных трактов. Аналогичные устройства для приемников ЧМ-сигналов
здесь не рассматриваются, поскольку они, как правило, реализуются на очень сложных
ИС, причем стоимость осуществляющих частотную селекцию внешних схем-если
таковые вообще имеются - составляет лишь малую часть стоимости самих ИС.
12.1	. Универсальный SSB/CW-процессор для частот ^12 МГц
Его принципиальная электрическая схема, приведенная на рис. 12.1, вероятно, многим
уже известна, но поскольку данный процессор применяется для обработки выходных
сигналов широкополосного тракта, описанного в гл. 5, то для полноты картины
приведем его технические характеристики. А для менее информированного читателя в
следующем разделе предлагается подобный ПЧ-тракт, обсуждаемый со всеми необ-
ходимыми подробностями.
Итак, основные технические характеристики: при выбранном 56-омном сопротив-
лении резистора на входе процессора F = 7...8 дБ, без этого согласующего резистора
F — 4...5 дБ (в обоих случаях при 50-омном импедансе источника напряжения ПЧ);
КР ^-15 дБм на верхней границе диапазона АРУ (при полном усилении тракта) и
+ 5 дБм на нижней границе; коэффициент усиления по напряжению (от входа до
верхнего вывода регулятора громкости) Gu % 4- 100 дБ на верхней границе и
% — 20 дБ на нижней; полный диапазон АРУ % 120 дБ, он допускает расширение до
значения > 150 дБ за счет усиления микросхемы IC3; флуктуации входного напряжения
в рамках диапазона АРУ ослабляются до + 2 дБ; постоянные времени системы АРУ:
время включения % 15 мс, время отключения » 0,8 с (задержанное регулирование).
Этот процессор следует настраивать на полосу пропускания фильтра основной
селекции. Его частотный диапазон 0,1...12 МГц определяется микросхемами IC1...3.
Микросхема IC4 может обрабатывать сигналы с частотами до 75 МГц (как основной
сигнал, так и несущую).
12.2	. SSB/CW-процессор для частот 50 МГц с усилителем НЧ
Процессор, принципиальная электрическая схема которого приведена на рис. 12.2,
используется для обработки выходного сигнала (ПЧ, 45 МГц) широкополосного
тракта приемника, входящего в состав SSB-трансивера, устанавливаемого на военных
самолетах; этот тракт бал описан в гл. 9.
Частотноизбирательный трансформатор импеданса на входе процессора (точка Е)
преобразует 50-омное выходное сопротивление широкополосного тракта к более
высокому-500 Ом, т.е. его коэффициент трансформации 1:10. Это звено необходимо
для оптимизации коэффициента шума.
В усилителе ПЧ работают микросхемы IC3...5 типа SL611 С в металлическом
корпусе ТО-5; выпускается также идентичная микросхема SL 1611 С в пластмассовом
корпусе типа DIP с восемью выводами. Каждая микросхема обеспечивает усиление
Gи = 26 дБ и допускает АРУ с диапазоном 55 дБ. С целью достижения минимального
уровня шумов скорость уменьшения усиления микросхемы IC3 при регулировании вниз
замедляется с помощью диода. В результате максимальный эффективный диапазон
АРУ для включенных в регулирование микросхем IC3 и IC4 устанавливается на уровне
95 дБ. С учетом затухания (30 дБ), вносимого ВЧ-аттенюатором, установленнььм на
Усилитель ПЧ
; Г ром кость
I Смесительный детектор !
1 4ЬВ
стаб.
0.1м к
Uagc 2.. 5 В
«0.12 В
Тракт НЧ |
?7 к
39 п
4=39п
68
АРУ-генератор
Г енератор
несущей
13.6В(+и0 )
0.1 мк
Юк
log
02 5?
□35?
I 4.7 к (V
I
Юнк
——А
^В
I 47к i\ Полное
IahhUj отклонение
391 т I
=т= 39 п 0.1 ни
(9мгц) ;
2 = 500^
• Q.lrticfc

Боковая полоса
1SB LSB~
470
ЛИН.
$ - метр
IC 1...3 «SH612C . 1С4-SL1640С . 1С5 «SH621C. 11.2-BE 245С или Е 309 . 13 - 2N 3904 . D1...3 = 1N4U8
01 =8998.5 кГц (USB). 02 -9001.5 кГ^ (LSB). CI = 4...20п?к£рамич no<|4TjS-метр=1 мА / R; - 250 Ом
1,1	' ' 1 «Стандартная» схема
АРУ-ПЧ-процессора с усилителем
ПЧ, смесительным детектором, ге-
нератором несущей и S-мегром на
частоты 0.1 ... 12,0 МГц.
УПЧ 3
УПЧ 1
УПЧ 2
10нк8Ч-аттеи.
2.2 н
Трансформатор импеданса
(f0 = 45 МГц)
IC3
2.2 н
6 90л
2 i 012
Смесительный детектор
ВЧ- !
10 мк атгем
2=50Он
Е

10 m
II 3
К 6
IC 7
1С 8
012
5 « SI611C
- SI 640С
« SL 621С
- SL 630 С
» 1N4148
2.2н
470 мк
100 Л
1С5
100л
АРУ-генератор
100 пк
0,68нк
0.68л
0.1 НК
2
56
лии.
0.1 нк
68лк
=г=100п
33 NX
£+18.5 дБм
=70 мВт
2 = 160м
ОдьС
=xl 2 5IB
ЗЗнк I
100 мк ВЧ-аттеи.
МК | f
-аттек _7дБм
2=50Ом
"I
2.2 н
41-
юо П
Усилитель НЧ
+ 6В
стаб.

Рис. 12.2. Принципиальная электрическая схема АРУ-ПЧ-тракта, являющегося непосредс!венным продолжением широкополосно!о
г рак га. описанного в гл. 9. Схема включает также смесительный детектор и усилитель НЧ. Данный процессор можно в принципе
использовать на любых частотах в диапазоне 0,1 ...50,0 МГц.
79
входе широкополосного тракта (см. рис. 9.1), полный диапазон регулирования
усиления составляет 125 дБ; реально необходим диапазон около 120 дБ при
DBi % 127 дБ (для всего приемника). В связи с этим было бы интересно проанализи-
ровать вопрос о необходимом значении Gg по отношению к практикуемому ослаб-
лению ВЧ-мощности на частотах < 10 МГц; для рассматриваемого здесь усилителя
ПЧ такой анализ, по-видимому, не проводился.
В качестве смесительного детектора работает микросхема IC6 (SL 1640 С или
аналогичная в пластмассовом корпусе). Коэффициент усиления Gg = 0 дБ. Частота
несущей независимо от типа боковой полосы равна 45 МГц; этот сигнал поступает от
ОКГ в синтезаторе частоты (рис. 10.1).
Управляемый низкочастотным сигналом АРУ-генератор (IC7, SL1621C в пластмас-
совом корпусе) вырабатывает увеличивающееся с ростом напряжения НЧ-сигнала
постоянное напряжение UAGC = |	2| ...5 В. К выводу 2 этой микросхемы можно
подключить S-метр, как это делается в схеме на рис. 12.1; правда, подобные устройства
не принято использовать в бортовой аппаратуре, к которой относится рассматривае-
мый здесь приемник.
Выходная мощность усилителя НЧ (IC8, SL1630C в пластмассовом корпусе), равная
70 мВт, позволяет подключать к нему не только головные телефоны, но и
небольшие громкоговорители. Установка громкости полностью электронная, т. е.
потенциометр управляет только постоянным напряжением. Диапазон регулиро-
вания-около 70 дБ; в силу исключительно высокой эффективности АРУ этот диапазон
в общем вполне достаточен для однократной установки удобной громкости.
Основные технические характеристики данного ПЧ-процессора: F = 6,8...7,0 дБ;
КР = — 20 и —5 дБм на верхней и нижней границах диапазона АРУ соответственно;
полный диапазон АРУ % 95 дБ с возможностью расширения до ^150 дБ за счет
микросхемы IC5; постоянные времени системы АРУ: время включения % 15 мс, время
задержки отключения 0,7 с и время отключения « 0,15 с (задержанное регулирова-
ние); флуктуации входного напряжения в рамках диапазона регулирования ослаб-
ляются до + 2 дБ.
Эту схему во всех применениях, отличных от только что рассмотренного, следует
настроить на полосу пропускания используемого фильтра основной селекции. Диапа-
зон рабочих частот 0,1...50 МГц определяется каскадом на микросхемах IC3...6. Все
изложенное выше относительно работы системы АРУ полностью приемлемо только
для использования данного процессора с широкополосным трактом, описанным в
разд. 9.1.
12.3	. Логарифмический усилитель для измерительного приемника
Ею принципиальная электрическая схема приведена на рис. 12.3. Выходное регулирую-
щее напряжение UAGC этого усилителя является линейной функцией от логарифма
величины входного напряжения принимаемого сигнала. Это напряжение можно
преобразовать в цифровую форму с помощью аналого-цифрового преобразователя, и
использовать его цифровой код, например, для численного отображения уровня
сигнала или для управления работой функциональных элементов, прямо или косвенно
определяющих этот уровень.
На транзисторах Т1...10 собран каскад из пяти «псевдодифференциальных»
усилителей по схеме с общей базой. Потенциалы баз левых транзисторов этих
усилителей фиксированы; правда, со ступенчатым изменением (от усилителя к
усилителю) приблизительно на 0,14 В в промежутке 5,1...5,7 В. К базам правых
транзисторов приложено одинаковое напряжение UAGC в промежутке 5,1...5,6 В.
Первые из названных транзисторов работают на полную обмотку трансформаторов в
их коллекторных цепях, вторые-на определяемый отводом от обмотки относительно
стаб.
T1..A-2W5179; Т5...10-2К2222А; Т11,12=2И2907А; IC1-LM15S; D1...8 иО11...14-1И4151; #9«7ЛВ/0Двт-
D10*HP2400; ЯР*ф«рритомя бусинка; С»0,1 мкФ	’
Рис. 12.3. Этот усилитель ПЧ с АРУ, разработанный для измерительного приемника, вырабатывает сигнал (регулирующее постоянное
напряжение), пропорциональный логарифму изменения его входного сигнала. Выходной сигнал можно преобразовать в цифровую форму с
помощью аналого-цифрового преобразователя и вывести на индикацию; цифровой код этого сигнала можно также использовать для
управления функциональными элементами, прямо или косвенно определяющими его уровень.
81
небольшой импеданс. Напряжение UAGC увеличивается с ростом величины сигнала,
т. е. идет процесс регулирования вниз. При этом первоначально сравнительно большой
коллекторный ток каждого транзистора, нагруженного на полную обмотку и, следова-
тельно, обладающего большим усилением, по мере роста UAGC постепенно умень-
шается, приближаясь по величине к коллекторному току своего «партнера» с
небольшим усилением. Полный ток и зависящая от него помехоустойчивость,
разумеется, практически не изменяются. Правильность логарифмически-линейного
преобразования определяется, во-первых, трансформаторами и, во-вторых, тем,
насколько «умело» выбраны рабочие точки каскадов. Каскады на транзисторах Т11 и
Т12 обеспечивают дальнейшее усиление сигнала ПЧ (с постоянными Gy); микросхема
IC1 вырабатывает напряжение UAGC, определяемое напряжением на диоде D10.
Об этом процессоре, предназначенном для обработки сигнала с частотой 1,8 МГц
(ПЧ), к сожалению, не удалось получить никаких конкретных сведений; эксплуатацион-
ные параметры характеризуют его с самой лучшей стороны. Вообще нужно исходить
их того, что работающие в паре друг с другом транзисторы «псевдодифференциаль-
ных» каскадов должны иметь одинаковые электрические параметры, согласованные к
тому же по их температурным изменениям. Верхняя граничная частота подобных
устройств может достигать 10 МГц.
Следует заметить, что для реализации логарифмически-линейной связи между
обрабатываемым сигналом и регулирующим напряжением предлагаются специальные
ИС. Построенные на этих ИС схемы проще, чем только что рассмотренная, для них не
нужны никакие критичные по ВЧ элементы и, согласно имеющимся сведениям, они
надежно работают на частотах до 50 МГц; кроме того, для реализации необходимых
внешних функций также имеется широкий выбор микросхем. С другой стороны, в
отдельных специальных случаях конструкции, выполненные на дискретных элементах,
оказываются более предпочтительными.
13.	Разные схемы
В данной главе в тематически произвольном порядке представлено множество
интересных схем, различных по назначению и сложности, с рабочими частотами от
звуковою спектра до нескольких ГГц.
Каждая схема сопровождается исключительно кратким пояснительным текстом. В
меньшей степени это связано с отсутствием места, а скорее объясняется большим
количеством представленных весьма информативных вариантов одной и той же схемы.
13.1.	Широкополосный тракт приемника прямого преобразования
Его принципиальная схема, включающая смесительный детектор и малошумящий
предусилитель НЧ, представлена на рис. 13.1. Эффективная помехоустойчивость
cooiBCiciBycT смесителю среднего уровня; коэффициент шума при введении трех-
кошурпого полосового ВЧ-фильтра составляет 10...12 дБ. Предусилитель НЧ с
Gv 30 дБ обеспечивает независимость параметров тракта oi характеристик следую-
щих каскадов. К сожалению, для частот < 14 МГц оба трансформатора должны быть
перерассчитаны.
\ * 14 МГц
₽„ +13дБм
Z » 50Он
01,2=3-3 в., Ор мм CuL трифил яркая *или50в. ,0.2мм на кольце- 01. .&<, = HP 2900
намотка скруч. про в. на кольцевом во м сердечнике п-37-72 IO NE 5514 (или»/? NE5532)
сердечнике FT- 37-72 (при f *14МГц)
Широкополосный тракт приемника прямого преобразования.
13.2.	Фильтры на любительские КВ-диапазоны
Их структура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики элементов приведе-
ны в табл. 13.1 и на рис. 13.2. Необходимые сведения о избирательности таких
фильтров можно найти в разд. 3.3. Применение кольцевых сердечников с их исключи-
тельно малыми полями рассеяния практически исключает нежелательные связи между
катушками при плотном монтаже.
83
ТиСиица 13.1. Ci рук । ура. перекрываемые диапазоны частот и характеристики конструктивных
меченгов полосовых фильтров на любительские КВ-лиапазоны.
Тин фильтра	Диапазон част! МГц		L1. 2. 3	Тин сердечника, число витков, марка провода	Отводы	С1. 2, 3	А„ дБ (без А,,)
Ч	28.0. (27,7.	..30,0 ..30.3)	0.784 мкГ	Т-50-6 14 в., 0,8 мм CuL	2 в. 1 в.	27 пФ 1,8...22 пФ	1,2
Ч	24,89. (24,6.	..30.00 ..30.0)	0.784 мкТ	Т-50-6 14 в.. 0.8 мм CuL	4 в. 3 в.	27 пФ 2 ... 30 пФ	0,9
Б	24,89. (24.05.	..24.99 ..25,85)	0,784 м к Г	Т-50-6 14 в.. 0,8 мм CuL	2 в. 1 в.	27 пФ 2...45 пФ	1,7
Ч	21,00. (20,80.	..24,99 ..25.25)	0,9 мкГ	Т-50-6 15 в.. 0.8 мм CuL	4 в. 3 в.	27 пФ 2... 45 пФ	0,9
Б	21.00. (20,5.	..21.45 ..22.0)	1.024 мкГ	Т-50-6 16 в., 0.5 мм CuL	2 в. 1 в.	27 пФ 2...45 пФ	1,7
Ч	18.068. (17.9.	..21.450 ..21,7)	1,156 мкТ	Т-50-6 17 в., 0,5 мм CuL	4 в. 3 в.	33 пФ 2...45 пФ	0.9
Б	18,068. (17,45.	.. 18.168 .. 18.75)	1,156 мкГ	Т-50-6 17 в.. 0.5 мм CuL	3 в. 1 в.	47 пФ 2...45 пФ	1,7
Б	14.00. (13.7.	.. 14.35 ..14,7)	1.3 мкГ	Т-50-6 18 в.. 0.5 мм CuL	3 в. 1 в.	68 пФ 2...45 пФ	1,6
Б	10,10. (9,9.	.. 10,15 .. 10.4)	1,94 мкТ	Т-50-6 22 в.. 0.5 мм CuL	3 в. 1 в.	100 пФ 2...45 пФ	3
Б	7.0. (6,95.	..7.3 ..7,35)	3.06 мкГ	Т-50-2 25 в., 0.5 мм CuL	4 в. 1 в.	120 пФ 4,5...70 пФ	2,4
Ч	3,5. (3.45.	..4.0 ..4,05)	5.7 мкГ	Т-50-2 34 в., 0,4 мм CuL	8 в. 5 в.	270 пФ 6... ПО пФ	0,9
Ч	1.8. (1.78.	..2.0 ..2,02)	13.3 мкГ	Т-50-2 52 в., 0,25 мм CuL	10 в. 6 в.	470 пФ 6... НО пФ	1
*’ Бет скобок - рабочая полоса частот, в скобках - настраиваемые граничные частоты фильтра (fcl, fc2).
01 воды отчитываются от холодного конца кагушки.
Ч-фильтр Чебышева, Ар = 0,1 дБ
Pi 13.2 К табл. 13.1.
84
13.3.	LC-генераторы на микросхеме МС1648Р
Основные схемы для двух частотных диапазонов представлены на рис. 13.3; указанное
значение частоты, разделяющее эти диапазоны, нужно рассматривать как весьма
условное. За счет внутренней АРУ микросхемы выходной сигнал поддерживается на
неизменном уровне вблизи 0 дБм. В одном из реализованных вариантов с варикапной
настройкой частоты спектральная плотность фазовых шумов оказалась равной
% — 130 дБ/Гц при расстройке 10 кГц на частоте около 30 МГц; в этом отношении
схема, приведенная на рис. 13.3 справа, немного хуже. Нестабильность частоты
практически определяется только характеристиками используемых внешних элементов.
На рис. 13.4 иллюстрируется возможный вариант задающего генератора. Уровень
выходного сигнала этого генератора Ро = 4- 13 дБм, выходное сопротивление равно
50 Ом в широкой полосе частот; он может работать на кольцевой смеситель среднего
уровня. Частота генерации определяется номиналами элементов колебательного
контура, связанного с микросхемой МС1648Р.
До пяти генераторных ИС этого типа можно соединять параллельно на выходе.
Получающаяся схема соответствует аналогичной «аддитивной» схеме на SL1680C,
рассматриваемой в разд. 13.8.
САРУ
Структура контура и С для 1... 50 МГц
Рис. 13.3. Основные структуры генераторов на микросхеме МС1648Р.
Без АРУ
МС1648Р = SP1648; АРУ не зависит от частоты; при заземлении вывода 5 генератор
блокируется
Рис. 1 3.4. Принципиальная схема задающего генератора на частоты 5... 6 МГц с Ро = 4- 13 дБм.
13.4.	НЧ-тракт с АРУ и активным телеграфным фильтром
Эта схема, представленная на рис. 13.5, отлично подходит для простого приемника без
АРУ ПЧ. За счет возможности ослабления сигнала в ВЧ-тракте (максимально на
Рис. i з 5 Принципиальная
схема НЧ-тракта с АРУ
и активным телеграфным
фильтром.
86
40 дБ) с помощью регулировочного резистора и с учетом диапазона регулирования
усиления, обеспечиваемого микросхемой SL6270C, удается скомпенсировать практи-
чески все возникающие при приеме сигналов замирания. Двухкаскадный телеграфный
фильтр Баттерворта с центральной частотой около 1 кГц при скорости передачи
примерно до 100 бит/мин показывает хорошие свойства; при более высоком темпе
телеграфных посылок нужен более широкополосный фильтр. Диоды на входе
микросхемы SL6270C предотвращают ее перегрузку при непредвиденных выбросах
величины сиг нала.
13.5.	Биквадратный узкополосный (пропускающий
или режекторный) НЧ-фильтр
Представлсггная на рис. 13.6 схема фильтра с полосой пропускания 50 Гц. перестраи-
ваемого по центральной частоте, применяется, главным образом, для целей режекции
Рис. 13.7. Типичные характеристики биквадратного фильтра в режиме пропускания.
Х7
(фильтр-пробка); для телеграфного пропускающего фильтра она непригодна: слишком
узка полоса пропускания и, кроме того, слишком резок максимум на центральной
частоте. На рис. 13.7 приведены характеристики этого фильтра в режиме пропускания,
а на рис. 13.8 в режиме режекции.
10
20
®"30
50 -
60 L-
100
Сдвиг полосы режекции
Вп» 50Гц/ЗдБ
300
5 6 7 89001000
2700
5678 10000
Частота Гц—
О
3
Рис. 13.8. Типичные характеристики биквадратного фильтра в режиме режекции.
13.6.	Узкополосный (пропускающий или режекторный) НЧ-фильтр
с модифицируемой характеристикой
На рис. 13.9 приведена его схема, а на рис. 13.10-типичные характеристики в режиме
пропускания. Ширина полосы (пропускания или режекции) В на уровне — 3 дБ связана
с добротностью фильтра QF соотношением В = fni/QF, где ^-центральная частота
фильтра, которую мы можем изменять в пределах 300...2700 Гц. Для приема
телеграфных сигналов максимум пропускания, вообще говоря, довольно резок; с
другой стороны, для практических применений очень привлекательны модифици-
руемые режекторные свойства этого фильтра.
13.7.	Двухкаскадный активный телеграфный НЧ-фильтр
Его принципиальная схема представлена на рис. I3.ll, типичные характеристики
иллюстрируются на рис. 13.12. Подстройка характеристики фильтра к баттервортовс-
кому типу осуществляется с помощью переменного резистора на входе второго
операционного усилителя. К сожалению, при ширине полосы пропускания 50 Гц
надежно принимаются телеграфные посылки с темпом до 30 бит/мин; таким образом,
здесь мы имеем дело с исключительно редким объектом.
13.8.	Кварцевые генераторы на микросхеме SL1680C
На рис. 13.13 представлены основные схемы для разных частотных диапазонов и
различных нагрузок (см. табл. 13.2). Внутренняя АРУ микросхемы обеспечивает
постоянный уровень выходной мощности, не зависящий от добротности кварцевого
резонатора. Полная нестабильность частоты приблизительно соответствует неста-
бильности частоты резонанса самих кварцевых резонаторов (см. табл. 13.3); в этом
отношении другие типы генераторов чаще всего имеют заметно худшие характе-
ристики. Спектральная плотность фазовых шумов в среднем составляет около
— 100дБ/Гц при расстройке 10 кГц в генераторах с возбуждением кварца как на
Рис. 13.9. Принципиальная схема перестраиваемого (по центральной частоте) узкополосного НЧ-фильтра с изменяемой шириной полосы
пропускания или режекции.
Рис. 13.10. Типичные характеристики фильтра в режиме пропускания.	0,		 3	н-	 10 -	] \ 20-	У |\ X. 0-10\^^	/ \ ш30-	\ £ 40	/ X. 5	о-юо	X. £ 50 - я 1 60^^ ♦ 70	1	1	1	1—L	1..LX.1-I	1	1	1	1	11 1111 0.1	15	2	3	4 5	6 7 8 9 1	15	2	3	4	5 6 7 8 910 Нормированная частота ——
89
Pre 13.11. Принципиальная схема двухкаскадного активного телеграфного НЧ-фильтра с
перестраиваемым положением полосы пропускания.
основной, так и на высших гармониках: для некоторых применений эта величина
слишком велика.
На рис. 13.14 иллюстрируется возможность объединения (по выходу) нескольких
представленных на рис. 13.13 структур. Выходное напряжение возрастает при увеличе-
нии сопротивления нагрузки и достигает при RL 1 кОм по меньшей мере 0,1 В.
Рис. 13.12. Типичные характеристики телеграфного НЧ-фильтра.
<Х>
На основной гармонике
только при паразитном
возбуждении высших гармоник
На третьей гармонике 80 МГц
Uh-0.15В
Способ нагрузки А
Рис. 13.13. Основные структуры генераторов на микросхеме SL1680C.
1
Подстройка
частоты кварца
Можно объединить до 6 микросхем без изменения выходных цепей
Рис. 13.14. Параллельное
соединение генераторов на
микросхеме SLI680C по вы-
ходу (можно соединять до
шести микросхем). Допусти-
мо смешанное использование
генераторов разного типа
(левая и правая схемы на
рис. 13.13).
91
Тиб.тиа 13.2. К рис. 13.13.
С	Стирофлсксовый с допуском 2,5%	
LI	Ферритовый чашеобразный сердечник 14 х 8 мм	Al = 63 нГ, 9 в., 0,25 мм CuL
L2	Ферритовый чашеобразный сердечник 14x8 мм	А, = 63 нГ, 7 в., 0,25 мм CuL
L3	Ферритовый чашеобразный сердечник 14x8 мм	Al - 63 нГ, 14,5 в., 0,25 мм CuL
L4	Ферритовый чашеобразный сердечник 14x8 мм	Al = 63 нГ, 18 в., 0,25 мм CuL
L5	Ферритовый чашеобразный сердечник 14x8 мм	Al - 63 нГ, 17,5 в., 0,25 мм CuL
L6	Ферритовый чашеобразный сердечник 14 х 8 мм	Al = 63 нГ. 15 в., 0,22 мм CuL
L7	Как L6	
Таб.тци 13.3. Общие сведения о высококачественном кварцевом генераторе. Параллельный
резонанс относится, как правило, к емкостной нагрузке 30 пФ.
Диапазон час ют. МГц	Кристалли- ческий срез	Резонанс Температурная нестабильность частоты		Допуск на точность настройки I	Допуск на точность настройки II
		Af/f0	в области		
0,8...3	АТ-срез, возбуждение на основной гармонике	Параллель- + 50-10“6 ный или пос-+ 20 -10“6 ледователь- + 5-10“6 ный	-55-+ 105 -20-+ 70 + 5 от номин. темп.*’	± 10-10‘6 ± 10- ю” ± 10-10”	± 5-10” ± 5-10” ± 5-10”
З...ЗО	АТ-срез, возбуждение на основной гармонике	Параллель- + 50-10”6 ный или пос-+ 25-10”6 ледователь- + 20-10“ 6 ный	+ 10- 10“6 ± 7- Ю“6 ± 5-10”6	- 55 + 105 -55- + 105 -20-+ 70 - 20 - + 70 — 20 +70 + 5 от номин. темп.*’	± 10- ю” ± 10-10” ± 10-10” ± 10- ю” ± 10-10” ± 10-10”	± 5-10” ± 5-10” ± 5-10” ± 5-10” ±510” ±510”
15...80	АТ-срез.	Последова-	± 50 -10 ”	-55-+ 105	± 10-10”	± 510”
	возбуждение	тельный	±2510”	-55 - + 105	± 10- 10”	± 5-10”
	на третьей		± 20 -10 ”	— 20 +70	± 10-10”	± 5-10”
	гармонике		± 10-10” ± 7-10” ± 5-10”	- 20- + 70 -20- + 70 + 5 от номин. темп.**	± 10-10” ± 10-10” ± 1010”	± 510” ± 510” ± 5-10”
!| При термостатировании.
92
13.9.	Высокоэффективный избирательный усилитель ПЧ
Данный усилитель ПЧ (его принципиальная схема представлена на рис. 13.15) по своей
помехоустойчивости подходит для использования со смесителем среднего уровня (и с
диплексером в качестве интерфейса). Эффективное значение коэффициента шума
— 5 дБ. Вместо указанного на схеме фильтра ПЧ можно применить фильтр другого
типа и с другой шириной полосы пропускания, необходимо только, чтобы его входное
и выходное сопротивления имели величину 500 Ом; в противном случае придется
и = 2N 4856A. изю или аналог. t2 = bftбб. mrf 904 или аналог.
U1.2 на кольцевом се^е*/никВ Т-37-1
Рис. 13.15. Принципиальная схема избирательного усилителя ПЧ, рассчитанного на частоту
9 МГц.
соответствующим образом изменить коэффициент трансформации используемых
трансформаторов.
Непосредственным продолжением этого тракта могут быть, например, схемы на
рис. 13.1 и 13.5; получающаяся конфигурация имеет вполне приемлемые экономические
«показатели» и весьма интересна в отношении реализуемых качественных харак-
теристик.
13.10.	Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц
Фильтры этого типа интересны тем, что их можно реализовать на очень дешевых
кварцевых резонаторах. Можно, например, применить СВ-резонаторы, возбуждаемые
на третьей гармонике (основного колебания) с частотой 9 МГц. На рис. 13.16
приведены схемы и указаны номиналы элементов для некоторых возможных реализа-
ций двух-, трех- и четырехрезонаторных фильтров этого типа в расчете на ширину
полосы пропускания для SSB-телефонной связи; на рис. 13.17 показаны их типичные
несимметричные характеристики (это ярко выраженные LSB-фильтры, выделяющие
нижнюю боковую полосу по ПЧ).
Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внешние и
внутренние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии
монтажа.
13.11.	Двунаправленный избирательный усилитель ПЧ
Эта схема представлена на рис. 13.18; здесь мы имеем дело с типичной структурой
трансивера. Коэффициент усиления по мощности GP « 0 дБ, т. е. затухание, вносимое
фильтром, компенсируется усилением транзистора Т1. Можно считать, что коэф-
2,35 кГц—*1000 Ом	15л	35п	15л	12л	39п	3%	12л	6,В«	33л	47л	33.	6,8л	1000 Ом
2,15 кГц—* 910 Ом	18л	39п	18п	12п	39п	39л	12л	3,2л	ЗЗп	56п	ЗЗп	8,2л	910 Ом
1,95кГц.—*820 Ом	22п	39п	22л	15л	47п	47л	15л	8,2л	39п	56п	39л	8,2л	8200м
1,75 к Гц —*750 Ом	22п	47п	22 п	15л	47п	97л	15л	Юл	39п	68 п	3%	Юл	750 Ом
А|®Н,ОдБ	А;«1,2дБ	Aj® 1,5дБ
Рис 13 1 6 Структуры и номиналы элементов кварцевых лестничных фильтров на частоту 9 МГц (используются в основном в устройствах
телефонной связи).
Рис. 13 17 Типичные характерис-
тики кварцевых лестничных фильт-
ров.
фициснт шума равен 2 дБ; на эту величину оказывается выше эффективное значение F
для следующих каскадов. Переключение тракта с приема на передачу (TX/RX) или
обратно производится с помощью язычковых реле, на что нужно обратить внимание
при конструировании других переключающих устройств.
--------ТХ RX-------------------
T1-BF246B. 01.2-1H4U8. Rd 1.2-язычковые реле,U 1.2 с 2j-l.9
нис 13 18 Принципиальная схема двунаправленного избирательно! о усилителя ПЧ на частоту
9 МГц.
95
13.12.	Кварцевые Х-образные фильтры на 9 МГц
На рис. 13.19° представлены двухрезонаторная и четырехрезонаторная структуры; они
известны как половинный и полный Х-образный фильтр соответственно. Их расчет
отвечает расчету фильтров Чебышева с Ар = 0,1 дБ; результирующее эффективное
значение Ар равно примерно I дБ. Избирательность фильтров иллюстрируют характе-
ристики на рис. 13.20; в отличие от лестничных структур кривые строго симметричны.
Х-образные фильтры можно реализовать только на высококачественных резонато-
рах; общие сведения о таких резонаторах дает табл. 13.3. Всю конструкцию необходи-
мо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внутренние и внешние паразитные связи
устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.
Вр = 2,1кГц -ЗдБ(Ар- 2,5дБ( А^БОдБ,
01*18+26 Вт Д25гчм CuL, бифилярная намотка скручпров- на
сердечнике Т-37-6 ; UZ* 10♦ 14*14Бт, QJ.5мм CuL, три<рияярная
намотка скруч пров. на сердечнике Т-37-6
Рмс 13 19 Принципиальные схемы Х-образных фильтров: вверху-половинная структура, вни-
зу полный Х-образный фильтр.
° На рис. 13.19, 13.24, 13.25, I3.27, 13.43, 13.44, 13.46, 13.47, 13.50 и 13.54 Вт означает число
витков на кольцевом сердечнике. Прим. ред.
96
Рис. 13.20. Характерис-
тики Х-образных фильт-
ров.
13.13.	Двунаправленный усилитель ПЧ и модем
Эта схема представлена на рис. 13.21. Для усилителя IPi3 = — 5 дБм, KPj = — 16 дБм,
F 3 дБ и GP = 20 дБ; для модема IPi3 = + 13 дБм, KPj = + 2 дБм и Aj = 6 дБ.
Переключение тракта с приема на передачу и обратно посредством язычковых реле
является принципиальным.
13.14.	Генератор несущей на частоты <12 МГц
Его схема приведена на рис. 13.22. Выбор кварцевого резонатора, соответствующего
верхней или нижней боковой полосе, осуществляется с помощью коммутирующих
диодов. Мощность сигнала несущей на выходе генератора + 7 дБм; с этой выходной
мощностью он может работать на низкоуровневый кольцевой смеситель, например на
модем из предыдущей схемы. Кварцевые SB-резонаторы на указанные частоты
относятся к недорогим доступным компонентам (в частности, KVG). Верхняя рабочая
частота 12 МГц определяется генераторным транзистором Т1.
13.15.	Высокоэффективный избирательный усилитель ВЧ
Схема тракта, состоящего из ВЧ-аттенюатора, полосового фильтра третьего порядка и
собственно усилителя, приведена на рис. 13.23 (см. табл. 13.4). Для частотной селекции
можно также использовать другие структуры и соответствующие им расчеты, которые
в большом количестве представлены в разных местах данной книги.
13.16.	Широкополосный усилитель мощности сР0< +20 дБм
Этот усилитель мощности (его принципиальная схема приведена на рис. 13.24) может
работать на кольцевой смеситель очень высокого уровня. К его недостаткам относятся
Т1= BFT 97(BFT46), D 1,2» BAS 40'04(Шотки),
01,Zc Zd- 1 Zl, UScZjj» 1:4, ЫЛ&мычм-
ВЫ4 реяв, D 3,4=1>/4148
Рис. 13.21. Принципиальная схема двунаправленного усилителя и модема.
Кварцевый генератор несущей
Усилитель мощности
Стабилизатор
напряжения (8 В) |
Т1,2 «(СS5OB , D1.* «ВА2»2, ®5-ЗЛЙ/ОЛвт, IC1- 78М08. 9,<.«5О)Г,5кГц ,
V2»< ♦	' *	*
Ри. 1л /. Принципиальная схема генератора несущей.
Рк :	Принципиальная схема избирательного усилителя ВЧ.
довольно большой коллекторный ток и плохая развязка между входом и выходом
(около 2 дБ), к достоинствам-априорно высокая электрическая устойчивость. Для
транзистора в корпусе SOT-48 нужен достаточно эффективный радиатор охлаждения.
13.17.	Двунаправленный широкополосный усилитель
В отличие от двунаправленных усилителей, описанных в разд. 13.11 и 13.13, данный
усилитель, принципиальная схема которого приведена на рис. 13.25, обеспечивает
бесконтактный выбор направления прохождения сигнала; это направление автомати-
чески определяется при подаче напряжения сигнала на вход соответствующего
транзистора. Усилитель отличается высокой эксплуатационной надежностью. Структу-
99
Tao.iiiya 13.4. К рис. 13.23.
Диапазон часгот*1. МГц	U- МГц	L 1, 2, 3	Тип сердечника, витки, провод	Cl, 4	СЗ	С2, 5
21.0. 30,0 (20.52 30,98)	25,21	1,024 мкГ	Т-50-6 16 в., 0,5 мм CuL	12 пФ	2...45 пФ	2.. 45 пФ
14.0 21.5 (13.65 21.91)	17,29	1,296 мкГ	Т-50-6 18 в., 0,5 мм CuL	2...45 пФ	2...45 пФ	39 пФ
L4 Широкополосный ВЧ-дроссель, например Siemens B82114-R-A3
Г Например, 2N4856A, Р8002, U 310
U 8 + 2 в. 0,5 мм CuL, бифилярная намотка на кольцевом сердечнике FT-37-72
Без скобок рабочая полоса частот, в скобках - настраиваемые граничные частоты фильтра (fcl, fc2)
IP. j+22 дБм
KPj-ИЗдБм
Б*12дБ (BFR94)
9дБ
T»BFR94hj»m MRF510
D 31W4151 или аналог.
CuL,на
кольцевом сердечнике Г Т”37"72
12»4Вг/0Дмм CuL, 4мм внитд^-
5мм длина 7ГГ’
Рис. 13 24 Принципиальная схема широкополосного усилителя мощности.
ры подобного типа в разных вариантах широко применяются в ПЧ- и ВЧ-трактах
военных трансиверов производства США (в качестве модульных звеньев в тонко-
пленочных гибридных схемах).
13.18.	Высокоэффективные блоки фильтров на частоты 30 МГц
Представленные на рис. 13.26 и 13.27 устройства удовлетворяют самым высоким
требованиям, которые обычно предъявляются к ВЧ-селекторам с широкой полосой
пропускания. Тем более интересны приведенные здесь подробные данные по их
конструктивным элементам. Затраты: 132 компонента и много места-по цене и
товар...
1<Н!
МГЧ
Усилитель А	Усилитель В
1^ + 8,5дБ
KPj - 1,7дБи
F * 5,5дБ
Gp+ 20 дБ
Т= BFR 9б или MRF 965
D* 1М 4146 или аналог
и=6-£8г/0,25мм CuL,
параллельная намотка на
кольцевом сердечнике FT-23-72.
50Ом
Р.-с. ^3.25. Принципиальная схема двунаправленного широкополосного усилителя.
Рис. 13.26. Принципиальная схема блока фильтров на частоты < 1,6 МГц и характеристики его
конструктивных элементов.
fb, 3.3...4,8МГц
fd...fc2»l?9.. 4.82 Мгц
L-T-50-2. ЗЗВт/0 4ммСи1
Ть = 2.3... 3.3 МГц
fc,.Jc2 = 2.28... 3.33МГц —।
I» Т-50-2. 40Вт/0.25ммСи1
5.34м к’
5...90п
7,84м к
5...90П
100л
! 5.34 м к] I
120п
150п
7.84мк||
220 п
6 110л
П.Змк
L«Т-50-2. 48Вт /0.25ммСи1
fb = 1.6... 2.3 МГц
fc1.Jc?«1.59. 2.32МГц I—।
390л
150п
1.3м к||
Z=50Om
<ь = 20.8... 30.0 МГц L
fd...fc2 = 20.30... 30.77МГц 1
0.784 м к
1 = Т-50-6.14Ву%,8ммСи1
18 л
0.7841|
мк |
2...45П
fb-63 10.0МГц
120
п
180
270
л
100 п
5...90П
120 п
5.34м к
5...9ОП
150п
5...90П
220 п
150л
Z84MK |“'
5...90Л
6...110Л
11.3мк
6...110П
390п
2=50Ом
18л
2... 45 л
Ч = 14.5... 20.8 МГц
«14.15...21.25 МГц
I«Т-50-6.17B^mmCuL
1Ь. 10.0... 14.5 МГц
fe1...fc2 = 9.70...14.83 МГц
L»1-50-6. 20 В т/0,5ммСи1
fci.JC2«6.87...10.04МГц q
2.59мк
2.59 м к
1ьв 4,8... 6.9 МГц
fci...fC2-^9. 6.92 МГц	—|
L«T-50-2 . 28Bi^4mmCuL
3.84 мк
4.5...70п
л
68 п
: 3.84мк[|
68л
68 л
4.5... 70 П
3.84 мк
82л
4.5... 70 л
Принципиальная схема блока фильтров на частоты 1,6... 30,0 МГц и характеристики
его конструктивных элементов.
102
13.19.	Селектор на 1,6...30,0 МГц
Эта схема (рис. 13.28) заимствована из связного приемника одной из последних
разработок. Здесь вместо регулятора на p-i-n-диодах (располагаемого в тракте ПЧ)
применен ВЧ-аттенюатор, управляемый системой АРУ. За таким широкополосным
селектором-«шириной с амбарные ворота»-должен следовать смеситель очень
высокого уровня.
Реализация подобных устройств связана с довольно большими затратами. С другой
стороны, недвусмысленно предполагается возможность экспериментирования с высо-
кими частотами.
--------------------------ВЧ-аттенюатор------------------------------н
С = styrollex . 2.57,/160В (*107.): й« металл о- 27. / 0.5Вт( *ТО7./1Вт)
пленочный
85.9МГц 45МГц 52.37МГц	1.163М ГцО.ВОЗ МГц
2.7 н 1.2н 1н
f€ - 34.43 М Гц-------4-------fe«1565 М Гц----4----------fe « 30.7 М Гц
---------------------------- ВЧ-селектор-----------------------------
Рис 13 28 Принципиальная схема селектора.
13.20.	ВЧ-тракт на частоты 30 МГц (ПЧ =80 МГц)
Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта профес-
сионального приемника на диапазон 10 кГц...30 МГц представлена на рис. 13.29. Для
разгрузки смесителя (очень высокого уровня) используется преселектор; он разбит на
три секции - по трем характерным поддиапазонам (в этом отношении нужно ориенти-
роваться на рис. 1.1). Дополнительный ВЧ-селектор в особенности способствует
подавлению зеркальных каналов приема на частотах 160... 190 МГц.
Настоящая книга дает исключительно информативный и ни в коем случае не
односторонний обзор современной практической схемотехники профессиональных
KB-приемников. В этой связи становится совершенно очевидным, что все то, о чем
здесь идет речь, делается везде скорее одинаково, чем по-разному...
ВЧ-преселектор
Первый смеситель
80МГц 41.8МГц 48.7МГц 5,88 МГц3.9МГц
ft»0.01 I 047ми
...ЗОЛМГц
2-50Ом
25.8 МГц 17.1 МГц 1.25МГц 1.45М Гц 0.672 МГц
150п„ 470л
1н
39п
22п
27п
II /11\ I
470п 68п
470 л 3.3 и
5.2МГц 2.75 МГц 3.19 МГц
3.64МК
3.7МК
100 к
2ВТ
HI-
120 п
0.91*1**	0.7 Змк,
2.7и
4.88мк
100л
39л
270п
4W
680л
12и
1.5 и
80 МГц
01 ...4 = HP 2900	2-50Ом
Верхний поддиапазон-Ю ..30МГц
Средний поддиапазон «2. 10 МГц
Нижний поддиапазон « 0... 2 МГц
100л ЮОп
Дополнительный ВЧ-селектор
; } Принципиальная схема тракта ВЧ (ВЧ-селекторы и смеситель).
104
13.21.	ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем
На рис. 13.30 мы видим «продолжение» принципиальной схемы широкополосного
тракта, приведенной на рис. 13.29. Хотя данный приемник разработан совсем недавно,
в нем в качестве первого АРУ-аттенюатора еще применяется регулятор на p-i-n-
диодах; в отношении обеспечения высокой помехоустойчивости приемника это, как
показывает опыт, не самое удачное решение проблемы АРУ для данной-во всем
остальном высококачественной-конструкции. Напротив, помехоустойчивость второго
смесителя наверняка всегда оказывается чрезмерно высокой.
Подобные критические замечания могут вызвать по меньшей мере резкий протест
со стороны разработчиков этого приемника; с другой стороны, не было причины
оставлять без внимания предоставленные специфические данные.
13.22.	Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц
Эта схема, представленная на рис. 13.31, по всем параметрам соответствует современ-
ному уровню техники высококачественных приемных устройств. При ПЧ = 45 МГц
для всех видов связи с шириной полосы > 1 кГц лучше всего использовать однократ-
ное преобразование частоты. Для Ге-порта 1Р3 =4-30 дБм, как и значение соответ-
ствующего параметра для смесителя; напротив, значение параметра КР « 4- 8 дБ
определяется характеристиками усилителя.
Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных
условиях.
13.23.	ПЧ-тракт на 45 МГц
Принципиальная схема тракта приведена на рис. 13.32; это еще один яркий пример
современной высококачественной конструкции. С необходимостью предполагается,
что данный тракт является «нагрузкой» смесителя очень высокого уровня с
IPi3 ~ 4-30 дБм и работает на активное (в широкой полосе частот) сопротивление
50 Ом.
Подобные структуры следует всегда использовать с соответствующим образом
рассчитанным ВЧ-аттенюатором, управляемым системой АРУ приемника. Реализация
оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.24.	Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем
собственных шумов
Этот усилитель имеет довольно простую структуру (рис. 13.33) и не требует каких-либо
специальных приемов монтажа. Нужно, однако, обратить внимание на соединительные
провода, которые должны иметь минимально возможную длину. Частотные зависи-
мости параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.34.
Данный усилитель в особенности подходит для DX-связей в относительно
«малошумящей» области спектра f > 20 МГц. При использовании высокоэффективной
избирательной направленной антенны рекомендуется непосредственное (т. е. без
промежуточных селекторов) соединение усилителя с антенной. Следует также учесть,
что усилитель должен работать на 50-омную нагрузку; он имеет относительно высокое
выходное сопротивление. Оптимальной здесь представляется следующая структура
приемного тракта: избирательная направленная антенна, короткий антенный кабель,
рассматриваемый усилитель, в качестве его нагрузки усилитель на полевом транзисто-
ре по схеме с общим затвором с входным сопротивлением 50 Ом и эффективным
Gp «2...3 дБ, ВЧ-селектор, соответствующий требованиям по ПЧ-селективности и
подавлению зеркальных каналов приема, и кольцевой смеситель среднего уровня.
| Диплексер
Усилитель первой ПЧ (1)
Фильтр первой ПЧ
Регулятор на pin- диодах
Рис. ' ’ ЗС. Принципиальная схема усилителя первой ПЧ и второго смесителя (продолжение схемы на рис. 13.29).
01.2 на кольцевых сердечниках FT-23-72; 03.4 на кольцевых сердечниках FT-23-43. Обмотка трансформаторов 0.16мм CuL
Принципиальная схема смесителя и предусилителя ПЧ.
Т1. 3 = MRF 904
12 = MRF 965
D -3.38/0.5 Вт
11.2 = на кольцевых сердечниках U 1...3 = на кольцевом сердечникеТ-37-6. бифилярная и
Т-37-6. 0.4ммСи1	трифилярная намотка скруч. пров. 0.1бммСи1
Gp +11.2 ДБ
'	' Принципиальная схема тракта ПЧ.
пп
Т1 = BFT66, MRF 904
12 = ВС 177, 2N 2907
с .3 33. Принципиальная схема высокочув-
ствительного усилителя
Н.с 1 ? га. Зависимость GP и F от
частоты для схемы на рис. 13.33.
1Р;3 -5дБм,КР| -14 дБм
F 1.0... 1.5 дБ, Gp*| 19—22|д6
F, дБ-
Учитывая наличие внешних шумов, схемы рассмотренного типа можно считать
абсолютно оптимальными. И только для космической связи могут оказаться более
предпочтительными усилители на GaAs полевых транзисторах.
13.25.	Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц
Усилитель, принципиальная схема которого представлена на рис. 13.35, предназначен
главным образом для измерительных целей. Частотные зависимости его параметров
Gp и F иллюстрируются на рис. 13.36.
Реализация подобных высокочастотных широкополосных структур - очень трудная
задача. Все нагружаемые ВЧ-сигналом конденсаторы и сопротивления должны быть в
IOS
f 25..,1000МГц
Рис. 13.36. Зависимость GP и F от
частоты для схемы на рис. 13.35.
бескорпусном исполнении; наряду с этим необходимо обеспечить минимальную длину
всех соединительных линий и заземление по ВЧ в строго определенных точках.
Частотная характеристика усилителя непременно будет неравномерной, поскольку в
этом отношении он может проявить себя с самой неожиданной стороны. Тем не менее
для лабораторных исследований это исключительно нужный объект.
13.26.	Однодиапазонный KB-приемник прямого преобразования
на диапазоны 15, 17 или 20 м
Принципиальная схема этого гетеродинного телеграфного приемника прямого преоб-
разования приведена на рис. 13.37. В качестве гетеродина используется перестраивае-
мый кварцевый генератор, который гарантирует необходимую (для обеспечения
Настройка АРУ
! ВЧ-фильтр
0,1м к
Сдвиг полосы пропускания фильтра
боЬТУйоогц
22Н
Антенна
Z=50Om]
Юк
Смесительный
детектор
47мк
270кП
2,2 м к
IC1-SL 1641 С
IC2-KE 5532
1C3-SL 6270С
IC4-78108

72 IC2
♦dB.
>80
х Телеграфный НЧ-фильтр Усилитель НЧ
(Вр = 50Гц)
72 IC2
Частота
Гетеродин
О конструктивных элементах без номиналов см. текст
2.2 мк] =
Стабилизатор
напряжения
'(8В)	*
2.2мк
47к
2.2м к
s	47 к
-4
>8В
оптим.
20 мА)
Идее
Ви 2
Громкость
Усилитель НЧ с АРУ
2.2ик
Голов,
телеф.
1-500
...20000м
Рис. 13,37. Принципиальная схема однодиапазонного KB-приемника прямого преобразования.
109
Таблица 13.5. Характеристики конструктивных элементов для схемы на рис. 13.37.
Элемен т	Диапазон 20 м	Диапазон 17 м	Диапазон 15 м
L1	2 в., 0,5 мм CuL на L2	2 в., 0,5 мм CuL на L2	2 в., 0,5 мм CuL на L2
L2	2,5 мкГ, 25 в., 0,5 мм CuL, отвод от 3 в. на Т-50-6	1,76 мкГ, 21 в., 0,5 мм CuL, отвод от 3 в. на Т-50-6	1,44 мкГ, 19 в., 0,5 мм CuL, отвод от 3 в. на Т-50-6
L3	9,2 мкГ, 48 в., 0,25 мм CuL, на Т-50-6	6,8 мкГ, 38 в., 0,25 мм CuL на Т-50-6	4.1 мкГ, 32 в., 0.5 мм CuL на Т-50-6
L4	Как L2, но с отводом от 1 в.	Как L2, но с отводом от 1 в.	Как L2, но с отводом от 1 в.
CI	6...50 пФ, конд. перем, емк. с возд. диэлектр.	6...50 пФ, конд. перем, емк. с возд. диэлектр.	6...50 пФ, конд. перем, емк. с возд. диэлектр.
С2,4,5	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный
сз	См. текст	См. текст	См. текст
С6	27 пФ, керамический	15 пФ, керамический	12 пФ, керамический
Q	Центр, частота диапазона, см. текст, Af % 26 кГц	Центр, частота диапазона, см. текст, Af « 34 кГц	Центр, частота диапазона, см. текст, АГ » 39 кГц
т	BFT 66, 2N5179, MRF 904	BFT 66, 2N5179, MRF 904	BFT 66, 2N5179, MRF 904
Во всех случаях витки отсчитываются от холодного конца катушки.
минимальной ширины полосы пропускания НЧ-фильтра) стабильность частоты;
используемый НЧ-фильтр позволяет принимать телеграфные сообщения с темпом
передачи только до 50 бит/мин (типичные скорости для DX-связей). Подстроечные
конденсаторы С4 и С6 служат для установки устойчивого автоколебательного режима.
В табл. 13.5 приведены основные характеристики конструктивных элементов,
определяющих частотные свойства схемы, а на рис. 13.38 показана схема намотки
катушки ВЧ-фильтра. Здесь мы имеем дело с кварцевым генератором последователь-
ного резонанса; приблизительно третья часть его диапазона перестройки лежит ниже
номинальной частоты резонанса кварца. Если минимальное значение емкости кон-
денсатора С1 окажется меньше 6 пФ, следует добавить конденсатор СЗ с соот-
ветствующим (дополняющим до 6 пФ) значением емкости. Нужно также непременно
обратить внимание на обеспечение минимального значения емкости, шунтирующей
кварцевый резонатор; наилучшие результаты достигаются при непосредственной
«бескорпусной» впайке резонатора в схему.
На рис. 13.39 иллюстрируется другой возможный вариант гетеродина. По срав-
нению с генератором на рис. 13.37 это даже еще более удобный объект для
изготовления в любительских условиях; к тому же его выходное напряжение » 0,15 В
как раз соответствует требуемому уровню сигнала на гетеродинном входе смеситель-
ного детектора.
Данный приемник носит главным образом экспериментальный характер, в част-
ности его можно рекомендовать в качестве первого учебного объекта для начинающих
радиолюбителей. В связи с этим наиболее приемлемым выглядит его реализация на
перфорированной плате со стандартным шагом (2,5 мм) сетки монтажных отверстий и
точек пайки. Эту плату необходимо обязательно поместить в хорошо экранирующий
корпус. Конденсатор переменной емкости (поворотного типа) содержит точный привод
с коэффициентом передачи >1:6; между осью конденсатора и приводом должна быть
вставлена эластичная муфта.
Этот приемник в принципе можно использовать на всех KB-диапазонах от 10 до
160 м. Два его основных параметра: F % 15 дБ и 1Р3 » + 8 дБм; при этом чисто
U Возможная схема гетеродина.
112
расчетное значение параметра DB3 оказывается равным % 98 дБ. Такой динамический
диапазон, однако, реально достижим только при использовании гетеродина с весьма
низким уровнем шумов (например, по схеме на рис. 1337); с другой стороны, нужно
принять во внимание довольно интенсивные внешние шумы (см. рис. 1.1), с учетом
которых «нетто»-чувствительность приемного тракта все равно вряд ли можно
реализовать.
13.27.	Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C
На рис. 13.40 и рис. 13.41 представлены соответственно его принципиальная схема и
амплитудные характеристики.
Диапазон регулирования можно изменять в пределах 20...60 дБ путем выбора
соответствующих значений Rf и Cf; для использования в приемниках выбирается
максимальный диапазон АРУ. Компоненты Rf и Cf определяют также частотную
характеристику усилителя (примерно 300...3000 Гц).
Постоянные времени цепи регулирования определяются номиналами элементов Rt
* Номинал зависит от подключаемых схем
* * Выбор номиналов зависит от требуемого диапазона
регулирования
13.40. Принципиальная схема
усилителя НЧ с АРУ.
Рис. 13.41. Амплитудная характеристика усилителя (с АРУ) на микросхеме SL 6270 С.
нз
и Ct. При Ct = 47 мкФ и Rt = 1 МОм время срабатывания (включения) составляет
я 20 мс, время спада (отключения) -1 с (в обоих случаях при изменении уровня
регулируемого сигнала на 20 дБ). Номиналы элементов Rt и Ct и постоянные времени
находятся в прямой пропорциональной зависимости. Величина Rt может изменяться в
пределах 470 кОм... 1,5 МОм, Ct > 4,7 мкФ.
13.28.	Однодиапазонный KB-приемник на диапазоны 15, 20
или 80 м с ПЧ = 9 МГц
Данный приемник еще один-наряду с приемником прямого преобразования из
разд. 13.26-типичный «объект для начинающих». В принципе он пригоден для
использования на всех диапазонах от 10 до 160 м.
В первую очередь на рис. 13.42 представлена принципиальная схема приемного
тракта; характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства
тракта, а также данные по ослаблению зеркальных каналов приема и ПЧ приведены в
табл. 13.6.
Принципиальные схемы гетеродина и генератора несущей приведены на рис. 13.43;
информация о частотноопределяющих элементах гетеродина (перестраиваемого гене-
ратора) содержится в табл. 13.7.
Кварцевые резонаторы Q1...5 выбираются на частоту (9 + 0,02) МГц (СВ-тип);
разброс частот резонанса для всех используемых экземпляров (в том числе и для
резонатора в генераторе несущей) не должен превышать 200 Гц.
Кварцевый лестничный фильтр обеспечивает ширину полосы, необходимую для
телефонной SSB-связи; для телеграфной связи можно применить НЧ-фильтр с
шириной полосы 100 Гц.
Нужно обеспечить экранирование генераторов друг от друга и каждого в отдель-
ности от других блоков приемного тракта; для этого вполне достаточны разделитель-
ные перегородки.
Проанализируйте, принимая во внимание рис. 11.1, выбор диапазона частот
гетеродина. В соответствии с этим рисунком в диапазоне 80 м принимается нижняя
боковая полоса (LSB), а в обоих коротковолновых диапазонах-верхняя боковая
полоса (USB). Именно такой способ практикуется в любительской радиосвязи:
настройка гетеродина на прием LSB при f 10 МГц и на прием USB при f > 10 МГц.
13.29.	Модем с ТХ- и RX-усилителями НЧ
Как видно из рис. 13.44, DSB/SSB-модулятор и -демодулятор реализованы на одном-
общем для обоих - среднеуровневом кольцевом смесителе, который через ФНЧ-диплек-
сер связан с усилителем мощности модулирующего сигнала (передача) и с предуси-
лителем НЧ (прием); каждый усилитель построен на одном интегральном ОУ.
Вместо двух отдельных микросхем NE5534 можно использовать сдвоенный ОУ
NE5532; способ подключения этой микросхемы хорошо виден из рис. 13.42.
13.30.	Активный модем для трансивера
Принципиальная схема этого DSB/SSB-модема, работающего на частотах до 75 МГц,
представлена на рис. 13.45. Уровень несущей (при передаче) можно минимизировать с
помощью подстроечного резистора; на частотах < 12 МГц обеспечивается ее подавле-
ние приблизительно на 60 дБ. Сопротивления резисторов R*, присоединенных к выводу
5 микросхем, составляют 750 Ом... 1,5 кОм при напряжении питания 6...8 В. Таким
образом, G,j = 0...2 дБ в расчете на одну из двух боковых полос ft + fm или ft + fz (при
передаче или приеме соответственно).
Принципиальная схема приемного тракта однодиапазонного КВ-приемника.
Таблица 13.6. Характеристики частотноизбирательных элементов и данные по ослаблению зеркальных каналов и ПЧ для схемы на рис. 13.42.
Элемент	Диапазон 80 м	Диапазон 20 м	Диапазон 15 м
L1	8 в., 0,25 мм CuL на L2	4 в., 0,4 мм CuL на L2	3 в., 0,5 мм CuL на L2
L2,4	9,9 мкГ, 45 в., 0,25 мм CuL, отвод от 8 в. на Т-50-2	3,6 мкГ, 30 в., 0,4 мм CuL, отвод от 2 ₽. на Т-50-6	1,6 мкГ, 20 в., 0,5 мм CuL, отвод от 2 в. на Т-50-6
L3	15,4 мкГ, 56 в., 0,25 мм CuL на Т-50-2	2,52 мкГ, 25 в., 0,4 мм CuL на Т-50-6	3,6 мкГ, 30 в., 0,5 мм CuL на Т-50-6
L5	12 в., 0,25 мм CuL на L4	6 в., 0,4 мм CuL на L4	5 в., 0,5 мм CuL на L4
С2,4	4,5...70 пФ, подстр. плен. || 150 пФ, керамический	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный
СЗ	4,5...70 пФ, подстр. плен. || 82 пФ, керамический	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный	4,5...70 пФ, подстроечный пленочный
R4	3,3 кОм, мсталлопленочный	3,3 кОм, металлопленочный	2,7 кОм, металлопленочный
Подавление зерк. канал.	60 дБ	65 дБ	60 дБ
Подавление ПЧ*’	^65 дБ	^65 дБ	^85 дБ
Тип фильтра	Фильтр Чебышева, Ар = 0,1 дБ	Фильтр Баттерворта, Ар = 3 дБ	Фильтр Баттерворта, Ар = 3 дБ
Во всех случаях витки отсчитываются от холодного конца катушки. При ПЧ = 9 МГц.
Рис. 13.43. Гетеродин и генератор несущей.
Таблица 13.7. Часготноизбирательные конструктивные элементы для схемы на рис. 13.43.			
Элемент	Диапазон 80 м	Диапазон 20 м	Диапазон 15 м
L6	5,98 мкГ, 35 в., 0,32 мм CuL на Т-50-2	0,676 мкГ, 13 в., 0,8 мм CuL на Т-50-6	0,313 мкГ, 10 в., 0,8 мм CuL на Т-50-10
С5	4,5...70 пФ, подстроечный керамический	4...20 пФ, подстроечный керамический	7...35 пФ, подстроечный керамический
С6		33 пФ, керамический	39 пФ, керамический
D1	ВВ 413*’	ВВ 204, MV 104	ВВ 204, MV 104
2 из 3 систем.
Рис. 13.44. Принципиальная схема модема с ТХ- и RX-усилителями НЧ.
Нл
* Номиналы зависят от внешних схем R и
кроме того от + В,
•• Глубина подавления на частотах > 1000 Гц:
6 дБ/октава
Рис. К с Принципи-
альная схема активного
модема.
Полезным дополнением является относительно небольшая стоимость подобных
устройств. Вместо микросхемы SL1641 можно использовать ее аналоги: MCI496 и
TL442; для последних, правда, нужны внешние схемные элементы, приводящие к
некоторому удорожанию конструкции.
13.31.	Усилители на УКВ и ДМ В диапазоны
на полевых GaAs-транзисторах
Усилители на элементах с барьером Шотки позволяют получать в спектральном
диапазоне до 1 ГГц коэффициент шума 0,4...0,8 дБ при усилении 20...25 дБ. В
противоположность отличным шумовым характеристикам значения параметров IPi3 и
KPj весьма малы-всего лишь примерно — 5 и — 14 дБм соответственно; однако для
связей, осуществляемых сигналами, распространяющимися вне земной поверхности,
при использовании остронаправленных антенн данный факт не имеет сколь-нибудь
существенного значения (как это может показаться на первый взгляд).
На рис. 13.46 приведена принципиальная схема первого усилителя. Он может
работать в частотном диапазоне 100...200 МГц; при оптимальной подстройке конден-
саторов С1 и С2 коэффициент шума F % 0,5 дБ, коэффициент усиления GP « 24 дБ.
Здесь-как и вообще в случае усилителей данного типа-нужно принять во
внимание, что устойчивость усилителя обеспечивается только при использовании
узкополосных антенн и активной (в широкой полосе частот) номинальной нагрузки (с
допуском + 30%). Кроме того, как входной, так и выходной импедансы усилителя
всегда оказываются слишком большими (> 1 кОм), в результате чего исключается
возможность непосредственного каскадного соединения подобных устройств; дейст-
вительно, такое соединение повлекло бы за собой большую вероятность самовозбуж-
дения и при известных условиях привело бы к «выгоранию» транзисторов.
В качестве «нагрузки» для рассматриваемого усилителя на GaAs полевых транзис-
торах особенно рекомендуется схема, представленная на рис. 13.47. Во-первых, она
119
T=CFY 13 или MFG-типа (серия 1200 или 1400);
D 1,2« 1W4003; D3 = 5,1B/1Bt ; Вм 1,2«К-тмла; *крист.;
L 1,2 « 11 Вт, 1мм CuL, отвод от 2в.(от холодного конца),
на сердечнике T-5Q-0; С 1,2-2,1... 13,3 яФ подстроечный с
мзд. ДИ Электр.;
FP= ферритовая бусинка (малоерц)
Рис. <3 -kS Принципиальная схема усилителя на полевом транзисторе для УКВ диапазона.
Bui	Ви 2
Т« и 310 ИЛИ аналог.; Ви 1,2«И- или МС-тила;
0 = 4*4ort 0,5мм CuL, параллельная намотка на
сердечнике FT-37-63
75.; .. i S и Принципиальная
схема согласующей нагрузки
для усилителя на рис. 13.46.
позволяет реализовать совершенно определенные требования по нагрузочному
импедансу усилителя, а во-вторых, обеспечивает очень хорошую развязку усилителя с
последующими каскадами. Коэффициент усиления этой схемы GP « 0 дБ, коэффициент
шума F ® 2 дБ. Таким образом, эффективные значения параметров GP и F для каскада,
состоящего из усилителя и его развязывающей нагрузки, оказываются равными
« 24 дБ и 0,5...0,6 дБ соответственно. Если, например, этот каскад включить на входе
приемника с коэффициентом шума F = 5 дБ, то коэффициент шума всей системы
снизится до 0,6...0,7 дБ; уровень шума в полосе частот шириной 500 Гц снижается при
этом от — 142 дБм (18 нВ/50 Ом) до — 146,3 дБм (11 нВ/50 Ом).
Принципиальная схема еще одного усилителя на полевом транзисторе представлена
на рис. 13.48. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне 350...500 МГц с коэффициен-
том шума 0,8...0,9 дБ и усилением 20 дБ.
В качестве согласующе-развязывающей нагрузки этого услителя можно использо-
120
TxCFY13 или MFG-типа (серия 1200 или 1400);
О1Д = 1N 4003 ;D3 «5,1 В/1Вт; Ви 1,2«N-типа;*5ескорлусиые;
L1= скоба из Си Ag-лровода диаметром 2мм и длиной 25мм;
L2= как L1, ио длина провода 20 мм
С1...4 = 0,8...8 л ЯР подстроенный с возд. диалектр.
Рис. 13.48. Принципиальная схема усилителя на полевом транзисторе для ДМВ диапазона.
Т1«0310или аналог.; Т2* 8FT66 или NRF 904, L 1,2 *1&.,1мм Си Ад, диаметр
витка «7мм, бескаркасные, расположены аксиально-сииметр. на расстоянии
« 2Дмм друг от друга; С 1,2» 0,8... 12 пФ, подстроечный с воздушн. диэлектр.;
*бескорлусные; Bu 1,2 s N-типа
Рис. 13.49. Принципиальная схема активной согласующей нагрузки для усилителя на рис. 13.48.
вать схему, представленную на рис. 13.49. Она характеризуется параметрами F = 4 дБ
и GP = 3 дБ. В результате для системы, состоящей из усилителя (рис. 13.48), его
развязывающей нагрузки (рис. 13.49) и приемника с принятым выше значением
F = 5 дБ, коэффициент шума не будет превышать 1 дБ.
Обратим внимание, что реализация подобных устройств, и особенно усилителей на
полевых GaAs-транзисторах, возможна только при наличии большого опыта в
конструировании ВЧ-устройств. Непременным условием является также использование
соответствующей высококачественной измерительной аппаратуры.
Внимание'. В усилителях на полевых GaAs-транзисторах не должно быть кабельных
121
соединений с эффективной длиной п-Х/4, где п-нечетное число. Из-за неизбежного
рассогласования внутри усилителя они приводили бы к нежелательным преобразо-
ваниям импедансов и, как следствие, к повышению уровня собственных шумов,
слишком малому или слишком большому усилению, а также к неустойчивости
усилителя вплоть до его самовозбуждения. По возможности следует выбирать эффек-
тивную длину, точно равную или кратную Х/2. В связи с этим настоятельно
рекомендуется также применение узкополосных антенн, о чем уже говорилось выше.
13.32.	Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах
Принципиальная схема этого активного смесителя представлена на рис. 13.50. Его
параметры: IPi3 =4-33 дБм, KPj =4-15 дБм, GP = 4- 2 дБ и F = 8 дБ в расчете на
Рй = 4-20 дБм.
Значения параметров IP, КР и GP характеризуют его как смеситель очень высокого
уровня, однако в отличие от рассмотренного в разд. 3.1 соответствующего кольцевого
смесителя на диодах Шотки данная схема усиливает сигнал. Эффективные значения
коэффициента шума для обеих структур примерно одни и те же. Недостатки
рассматриваемого здесь смесителя по сравнению с диодным кольцом - потребление
тока и усиление мощности, которое может привести к перегрузке следующих за ним
каскадов, а его преимущество - относительная нечувствительность к непосредствен-
ному присоединению узкополосных схем.
Трансформатор U1 выполнен по схеме на рис. 6.2,а, а трансформаторы U2 и U3-no
схеме на рис. 6.2,в. Полевые транзисторы нужно подобрать по одинаковому току стока
® 85 мА
Т1...4» U310 или аналог.; R=133 Он ; С«47иФ; U1*8*8*8Bt,
0,25мм CuL, на сердечнике FT-23-72,схема намотки см.текст;
(/2« 5*5*5 Вт, 0,25мм CuL,трифилярная намотка скруч.
проводом на сердечнике FT-23-63,T-37-10; 03 «6*6*5 Вт,
0,25 мм CuL.
Рис 13.5о. Принципиальная схема двойного балансного смесителя на полевых транзисторах
(смеситель очень высокого уровня).
9-1379
122
с разбросом не более 10%; затем подбираются сопротивления резисторов R в
истоковых цепях транзисторов, обеспечивающие установку полного тока стока
величиной около 60 мА (указанное значение R = 133 Ом относится к данным
первоисточника). И наконец, нужно подать на смеситель сигнал гетеродина и,
изменяя Рй, установить суммарный ток стока на уровне % 85 мА.
Монтаж смесителя нужно выполнять строго симметрично проводами минимальной
длины. Необходимо обеспечить одинаковые температурные условия для полевых
транзисторов; примите во внимание, что корпус транзистора 310 соединен с затвором.
Данный смеситель рассчитан на работу с 50-омной активной нагрузкой; его выходной
импеданс (по отношению к fz-nopTy) % 300 Ом.
13.33.	Безотражательная схема согласования смесителя
и фильтра ПЧ
Принципиальная схема этого полностью пассивного устройства, предназначенного для
работы на частоте 40 МГц (ПЧ), представлена на рис. 13.51.
Данная согласующая структура работает следующим образом. Формирующий
смесителем сигнал ПЧ сначала проходит через полосовой фильтр-диплексер, который
отфильтровывает ненужную компоненту из полного сигнала fe + ffi. Гибридный
ответвитель U расщепляет полезный сигнал на две энергетически-симметричные
компоненты, сдвинутые по фазе на 180° по отношению к фазе сигнала на входе
ответвителя. Эти компоненты поступают на фазовые фильтры (каждая на свой
фильтр), сдвигающие фазу одной компоненты на — 45°, а другой на 4- 45°; таким
образом, на выходах фазовых фильтров мы будем иметь два равных по амплитуде
сигнала с относительным фазовым сдвигом 90°. Спектральные составляющие этих
сигналов с частотами, лежащими вне (совпадающих) полос пропускания фильтров А и
В, из-за рассогласования импедансной связи с фильтрами на этих частотах будут
отражаться и проходить через фазовые фильтры в обратном направлении, получая еще
раз фазовый сдвиг — 45° или 4- 45°; в результате две отраженные компоненты
«встречаются» на резисторе RB, имея относительный фазовый сдвиг 180°, и, следова-
тельно, «уничтожают» друг друга. Таким образом, смеситель всегда «видит» нагрузку с
50-омным значением импеданса, даже при разомкнутых портах фильтров (как это
показано на рисунке).
На выходах фильтров А и В обе компоненты полезного сигнала ПЧ с относитель-
Рис 3 3 51. Согласующая и фазосдвигающая структура.
123
ным фазовым сдвигом 90° снова «сводятся» вместе с помощью гиоридного
ответвителя, компенсирующего 90-градусный фазовый сдвиг, т. е. суммируются. В
качестве фильтров ПЧ в подобных схемах вполне можно применить двухрезонаторные
структуры. Ширина полосы пропускания этих фильтров выбирается в соответстнии с
требуемым максимальным значением селективности приемника. Очень важное значе-
ние имеет обеспечение одинакового времени распространения компонент полного
сигнала в ветвях тракта, причем особое внимание в этом отношении должно быть
уделено фильтрам.
Представленная структура, располагаемая за входной частью приемного тракта,
состоящего из ВЧ-селектора с Aj = 1 дБ и смесителя с Aj = 6 дБ, при затухании » 1 дБ,
вносимом фильтром ПЧ, и F = 2 дБ для следующего за этими фильтрами усилителя
позволяет получить для всего приемника коэффициент шума 10... 12 дБ при очень
хороших значениях всех других параметров. Системы этого типа - как с усилением по
ВЧ, так и без него-обеспечивают реализацию абсолютно оптимальных характеристик
приемного тракта.
13.34.	Предусилитель ПЧнаЭМГцс подавителем помех
Первая часть этого устройства, включающая приемный тракт и схему подключения
блокирующего звена в приемном тракте, представлена на рис. 13.52.
Входной сигнал ПЧ после предварительной селекции ПФ-диплексером поступает на
предусилитель 1. С выхода этого предусилителя сигнал ответвляется на высокоомный
вход схемы управления, которая будет описана ниже. Следующий далее (в приемном
тракте) блок задержки-четырехрезонаторный кварцевый фильтр-при появлении им-
пульса помехи обеспечивает формирование запирающего импульса для блокирующего
звена раньше, чем до этого звена дойдет сигнал помехи. Запирающий импульс
вызывает срабатывание одновибратора IC5, выходы Q и Q которого переключаются в
состояния высокого и низкого уровней соответственно и через промежуточный уси-
литель тока IC6 инициируют установку ключа на диодах Шотки в режим блокирования
на время длительности выходного импульса одновибратора.
На рис. 13.53 приведена принципиальная схема блока задержки сигнала на квар-
цевом фильтре; как видно из указанных значений частот кварцевых резонаторов, речь
идет об устройстве, построенном на основе элементов с параметрами, выбираемыми
внутри гауссовой кривой их распределения. На рис. 13.54 представлена принципиаль-
ная схема высокоэффективного блокирующего звена, реализованного на восьми
диодах Шотки и двух симметрирующих трансформаторах.
Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса приведена на
рис. 13.55. В нормальном состоянии-в отсутствие импульса помехи-усилитель ПЧ с
АРУ обладает некоторым относительно небольшим усилением, зависящим от ве-
личины сигнала ПЧ на его входе; при этом микросхема IC4-усилитель-ограничитель-
работает в режиме ниже своего уровня ограничения. При появлении импульса помехи
очень резкое нарастание уровня сигнала приводит к срабатыванию триггера, который в
свою очередь запускает одновибратор. Ключ на диодах Шотки блокирует сигнальный
тракт. Одновременно в точку D схемы поступает сигнал высокого уровня с выхода Q
одновибратора, который сдвигает усиление микросхем IC1 и IC2 к самой нижней
границе диапазона регулирования. После окончания действия импульса одновибратора
напряжение в точке D возвращается к прежнему низкому уровню, запирающее
напряжение (5 В) на обеих регулируемых ИС быстро уменьшается, усилитель пе-
реходит в активный режим, и снова устанавливается регулирующее напряжение UAGC,
зависящее от уровня входного сигнала.
Разработка подобных устройств-очень трудоемкая задача. Их безупречной работы
можно добиться только с учетом свойств всего приемного тракта от разъема
7» 50 Ом
(Шотки)
ВЧ-аттем.
+6В
Z-50QM
U1	Ключ на
диодах
100 як
1N 4003
стаб.
। Предусилитель 1 Блок задержки Предусилитель 2 Блокирующее звено Предусилитель 3
»100 мкс
100 л =i=
| ПЧж9МГц
г-50ОмжГ“------1
' у- А| Фильтр 18.
А
Вр-7.5кГ|
=т= 0.1 як
Юм Z-50O42
<г0
Z«50Om
=т= 0.1 як
106
Узел подключения
блокирующего звена
16В
100 хГ(*стаб.
"	Длительность
блокирующего
импульса
50...1500мкс
Рис 13.52. Принципиальная схема приемного тракта и узла подключения блокирующего звена. Т1... 3 = 2N4856A; IC5 = 74LS122;
IC6 = 75433; 01 =5 4-5 в. 0,25 мм CuL, параллельная намотка на кольцевом сердечнике FT-23-72; 02 = 5 +5 4-5 в. 0,25 мм CuL,
трифилярная намотка скруч. проводом на кольцевом сердечнике FT-23-72; *-правильное значение для ID % 25 мА.
125
Рис 13 53. Принципиальная схема
кварцевого фильтра, используемого в
качестве блока задержки сигнала.
О 1,2 = 0,25 мм CuL,
трифилярная намотка скруч. проводом на кольцевом
сердечнике Т-50-6;
частоты резонаторов для последовательного резонанса
Aj=V5... 2,0дБ
U 1,2 =5+ 5+ 5 Вт,0,25 мм CuL, трифилярная
намотка скруч. проводом на кольцевом
сердечнике FT-23-72
D1...8=НР2900(или аналог)
Рис. 13.54. Принципиальная схема
блокирующего звена.
подключения антенны до демодулятора и АРУ-генератора. При этом условии рас-
сматриваемую систему (в принципе наиболее оптимальную по замыслу) можно
сделать полностью автоматизированной, т. е. с автоматическим регулированием
чувствительности и длительности запирающего импульса (также и при наличии
эхо-импульсов помехи). Используемое в данном устройстве блокирующее звено
обеспечивает > 80 дБ статическое и > 60 дБ динамическое подавление помех; это очень
важный критерий, который исключает применение более простых структур.
13.35.	Логическое устройство для определения направления
вращения
В задающих генераторах синтезаторов частоты, перестраиваемых с помощью вра-
щающейся ручки, чаще всего применяются оптические кодирующие устройства с
датчиком направления вращения и формирователем импульсов для счетчика, управ-
ляющего делителем частоты в синтезаторе.
Рис. 13.55. Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса.
12"
Показано исходное положение диска относительно оптических затворов.
Это положение задается магнитными или механическими фиксаторами.
Рис. 13.56. Схема оптического кодирующего устройства для квазинепрерывной подстройки
частоты с помощью вращающейся ручки.
LS 1,1е оптический затвор, иифракраси., IC1“ LM 393, И кз
1C2-74U74A, 1CP74L504, IC4-74LS192,
* зависит от типа затаара 1$
Рис. 13.57. Принципиальная схема логического устройства определения направления вращения и
датчика счетных импульсов.
128
На рис. 13.56 иллюстрируется принцип работы оптического кодирующего устрой-
ства, состоящего из диска с прорезанными по его краю щелеобразными отверстиями и
двух (инфракрасных) оптических затворов. Обратите внимание на расположение
затворов по отношению к щелевым вырезам на диске. В исходном положении диска
оба затвора перекрыты. Если, например, диск начнет поворачиваться по часовой
стрелке, то сначала откроется затвор LSI, а уже затем затвор LS2; при вращении
против часовой стрелки все происходит в обратном порядке. Теперь дело за тем, чтобы
использовать это сдвинутое по времени срабатывание затворов и преобразовать число
прошедших перед ними щелевых вырезов в соответствующее число импульсов для
счетчика.
Принципиальная схема предназначенного для этой цели логического устройства
приведена на рис. 13.57. Слева показаны оба оптических затвора; на микросхеме IC1
выполнено два компаратора, преобразующих выходные сигналы затворов в цифровую
форму; микросхемы IC2 и IC3 детектируют последовательность срабатывания
затворов (т. е. направление вращения) и выдают соответствующие импульсы на входы
микросхемы IC4. Импульс, приходящий от того затвора, который срабатывает
первым, переключает соответствующий триггер и одновременно блокирует второй
триггер.
Оптические кодеры - стандартные конструктивные элементы; выпускаются и логи-
ческие устройства рассмотренного типа в интегральном исполнении.
14.	Данные и факты
В этой главе содержится «всякая всячина», т. е. самые общеупотребительные сведения и
определения, необходимые для лучшей интерпретации всего изложенного выше.
Выбор критичных по ВЧ конструктивных элементов, особенно тех, которые
определяют частотные свойства и качественный уровень схем, должен всегда основы-
ваться на самых последних данных производителей; коммерческий уровень выпускае-
мых компонентов постоянно изменяется. Что касается подробных и строгих ма-
тематических определений, то их можно найти в специальной литературе; их, конечно,
можно использовать только на основе достаточно обширных инженерных и научных
знаний.
14.1.	Конденсаторы
Общий обзор различных типов, применений и свойств конденсаторов представлен в
табл. 14.1. Для ВЧ-применений следует предпочесть пленочные и керамические кон-
денсаторы (третий и четвертый горизонтальные блоки таблицы).
В табл. 14.2 объясняется способ маркировки пленочных и керамических конден-
саторов и, кроме того, дается обзор керамических конденсаторов с нормированным
температурным коэффициентом емкости (ТКЕ), используемых для температурной
компенсации,
Наконец, в табл. 14.3 указаны основные свойства подстроечных конденсаторов.
Добавим, что величина, обратная коэффициенту потерь tg 5, есть не что иное, как
коэффициент добротности Q; таким образом, Q = 1/tg 5 или tg 5 = 1/Q.
Для расчета схем с конденсаторами используются следующие формулы (где
С-емкость конденсатора):
х -	1 С- 1	•
с 2-ir-f-C’ 2-jrfXc’
„ 1 , 1
с =_________ f =________ ___
(2nf)2L'	2-я-,/ЬС'
14.2.	Катушки
На рис. 14.1 представлена диаграмма для расчета бескаркасных катушек и катушек,
намотанных на индуктивно нейтральных каркасах. Наивысшие значения добротности
ненагруженной катушки получаются, когда отношение длины обмотки к ее диаметру
приближенно равно 1:2. Для обеспечения оптимальной добротности экраны и другие
металлические элементы следует располагать на достаточном расстоянии от ка-
тушки-во всяком случае не меньшем половины диаметра обмотки.
В табл. 14.4 собраны данные по наиболее широко используемым кольцевым
сердечникам из карбонильного железа (известная ТТ-серия), а в табл. 14.5-соответ-
ствующая информация по ферритовым кольцевым сердечникам (RT-серия); эти кон-
структивные элементы выпускаются, например, фирмами Amidon и Micrometals, другие
производители используют несколько иные обозначения. В табл. 14.6 приведены
данные по максимальному числу витков обмоток, размещаемых на данных сер-
дечниках.
Общая конструкция чашеобразных (горшковых) ферритовых сердечников показана
на рис. 14.2, а в табл. 14.7 приведены основные характеристики наиболее употребимых
Таблица 14.1. Характеристики и области применения конденсаторов.
Тип конденсатора	Основные области	Номинальное напряжение uN
Металлобумажные конденсаторы постоянного напряжения Техника связи (емкостная связь, шунтирующие и фильтрующие цепи), сглаживающие и высоковольт- ные конденсаторы, импульсные и опорные конден- саторы		250 В-... 1000 В- 450 В-...20 кВ-
Металлизированные пленочные конденсаторы MKL (MKU)	Цепи постоянного тока (возможно также исполь- МКН (МКТ)	зование при пониженном переменном напряж.), МКМ (МКС)	миниатюрная аппаратура, высокотемпер. условия эксплуатации, сглаживающие фильтры, емкостная связь. Большое разнообразие конструктивных ис- полнений, включая также пленочные конденс. с размерами растра в каскадах развертки телевизо- МКР (МКР)	ров. MKY (MKS)	См. конденсаторы с малыми потерями		25 В-...630 В- 100 В-...12,5 кВ- 100 В... 630 В- 50 Bss...1500 Вя
Конденсаторы с малыми потерями STYROFLEX4-7 (KS) Фиксированная настройка частотнозадающих кон- MKY (MKS)	туров, фильтры, емкостная связь, развязывающие КР (Polypropylen) цепи, миниатюрная аппаратура, высокотемпера- Слюдяные	турные применения (слюдяные и стеклянные кон- MKV	денс.), блокирующие, измерительные конденс.; Стеклянные	стеклянные: очень высокая временная стабиль- ность и радиац. стойкость		25 В-...630 В- 250 В- 160 В-...630 В- 500 В 250 В-...630 В- 300 В-...500 В-
Керамические конденсаторы NDK	В частотностабильных контурах для температур- ной компенсации; фильтры; высоковольтные и импульсные конденсаторы, бескорпусные конден- саторы HDK	Емкостная связь, фильтрующие цепи; высоковольт- ные, импульсные конденс., бескорпусные конден-		50 В...7 кВ 40 В...2 кВ
SIBATIT® 50000	Емкостная связь, фильтрующие цепи; бескорп. конденс.	25 В...63 В
Электролитические конденсаторы
Алюминиевые	Фильтрующие, сглаживающие, блокировочные	НВ: 6,3 В-..	.100 В-
	конденс., емкостная связь; накопление энергии (фотовспышка)	ВВ: 160 В-.	..450 В-
Танталовые	Техника связи, измер. и регулир. устройства, бес- корп. конденс. для гибридных модулей, емкостная связь, шунтирующие и фильтрующие цепи	4 В-...125 В-
Конденсаторы для цепей переменного тока н энергетической электроники			
МР	Опорные и импульсные конденс. (см. металлобумажные конденс.)		
МКР	Цепи переменного тока (предпочтительно 50 Гц)	240 В	-...450 В-
МКМ	Цепи переменного тока; емкостная связь	220 В	-(400 В-)...
MKV		250 В	-(630 В-)
MKV	Цепи переменного тока	360 В	-...550 В-
	Емкостная связь, импульсные и силовые цепи	500 В	
MKV	Гасящие конденсаторы (полярные и неполярные)	320 В знач.)	...2100 В (макс.
MKV	Коммутирующие конденсаторы для больших ре- активных мощностей и пиковых токов	450 В знач.)	...2400 В (макс.
131
Диапазон номинальных значений емкости	Допустимые отклонения	Рабочий диапазон	Коэффициент потерь tg5 емкости от номинала	температур, °C	(ориентир, знач.), 10" *
0,1 мкФ... 100 мкФ 0,1 мкФ...2880 мкФ	>1 мкФ ±10%	—55... 4-85	50 Гц:^7...8 < 1 мкФ ± 20%	-55... 4-70	1 кГц: 12
0,033 мкФ... 10 мкФ 680 пФ... 10 мкФ 0,001 мкФ... 1,5 мкФ	±10%...±20%	—55...+70/4-85	1	кГц:	12...15 ±5%...±20%	—55/—40...+100	1	кГц:	5...7 ±5%...±20%	-55/-40...+85/+100	1	кГц:	1... 3
2,2 нФ... 1,8 мкФ	±5%...±10%	-40...+85	1 кГц: 0,25
2 пФ...500 пФ 100 нФ... 10 мкФ 47 пФ...330 нФ 0,1 нФ...50 нФ 100 нФ... 10 мкФ 0,5 пФ... 10 нФ	±0,3%...±20%	-55/-10...+70	1	МГц: 0,4...1 ±1%...±5%	-55...±70	1	кГц: 0,5...1 ±2,5%... ±20%	-55/-25... +85	1	МГц: 0,3...1 ±0,3%... ±5%	-40... +80	1	МГц: ^0,2(<1 нФ) ±2%... ±10%	-55...+85	1	кГц: «1 ±1%... ±10%	-55...+125	1	МГц: <0,5
0,5 пФ...56 нФ	±1%...±20%	-55/-25...+85/+125	1 МГц: 0,4...1
0,068 нФ...4700 пФ	±10%...+8°%	-55/+1O...+7O/+125	1 кГц: 10...20
2,2 нФ... 220 нФ	125;%	-25...+85	1 кГц: 40
0,47 мкФ... .. .390000 мкФ	+ ??%. +?Л%	-55/-25...+70/+125	50 Гц: 80...300 10 >	10	(верно до 1000 мкФ)
0,1 мкФ... 1200 мкФ	±5%...±20%	-55...+85 (+125)	120 Гц: ^(40...350)
1 мкФ...20 мкФ 0,1 мкФ...1 мкФ 1 мкФ...75 мкФ 0,1 мкФ...1 мкФ 0,1 мкФ...330 мкФ 0,15 мкФ...800 мкФ	±10%	-25...+70	50 Гц:	<0,5 ±10%... ±20%	-55...+100	1 кГц :	1 ±10	-25...+70/+85	50 Гц:	<0,5 ±10%... ±20%	-25... +70	50 Гц :	<0,3 ±10%... ±20%	-25...+70	При fN:	<0,5 ±10%... ±20%	-25/-10...+40/+70	При fN:	< 0,5
132
Таблица 14.2. Маркировка пленочных и керамических конденсаторов.
Номер
мар-
кирую-
щего
кольца
Допол-
нитель-
ное
кольцо
для
Цвет
0
чер-
ный
КОРИМ'
невый
-33
указания ТКЕ
С<10пФ:
СгЮпФ:
2
крас-
ный
3
оран-
жевый
-75
-150
жел-
тый
-220
5
зеле-
ный
6
голу-
бой
J 18
фиоле серЫй
-330
-470
-750
Первая цифра
Вторая цис >ра
 Юпф 400п<1 *1нФ
+ 20%
11 пФ
±0,25 пФ
+ 2% Г
2508|
»10нФ -ЮОнФ
+ 0,5%
400В
+ 5%
100В
Подразделение по ТКЕ красный e qq
± 1 пФ
6308
«жевый
---zi	1 белый I  —1500
(ТКЕ- кольцо 1товыи1	1	11 w
более широкое) Т^лубой	оранжевый
tke(iotVc) ted =~47
[.невык]
к0,1пФ-
± ЮпФ
9
белый
+ 0
2
3
4
5
« 1пФ
Для конденсаторов с буквенным кодом следует использовать данную таблицу.
Дополнительная цветная метка указывает значение ТКЕ и отмечает вывод
внутренней обкладки конденсатора. Пример расшифровки кода: 330 pKd
означает 330 пФ ± 10% 250 В.
Керамические
и пленочные
конденсаяюры
Емкость
(цифры, буква1’)
Допустимое отклонение
емкости от номинала
(прописная буква)
С < 10 пФ; С > 10 пФ
Нормальное
напряжение2*
(строчная буква)
рЗЗ	0,33 пФ	В ±0,1	пФ	-		a		50 B_
ЗрЗ	3,3 пФ	С ± 0,25 пФ			—		b	125 B_
33 р	33 пФ	D ± 0,5	пФ	±0,5		%	с	160 В_
330 р	330 пФ	F±1	пФ	±1		%	d	250 В_
пЗЗ	0,33 нФ	G±2	пФ	±2		%	е	350 В_
ЗпЗ	3,3 нФ	Н -		±2,5		%	g	700 В_
33 п	33 нФ	I -		±5		%	h	1000 В_
330 п	330 нФ	К -		± ю		%	u	250 В^
И 33	0,33 мкФ	М -		±20		%	V	350
		Р -		+ 100/	-0	%	w	350 В,
		R -		+ 30/-	20	%		500 В^
		S -		+ 50/-	20	%		
		Z -		+ 80/-	20	%		
11 Буква стоит на месте десятичной точки.
2) Номинальное напряжение 400 В_ не обозначается.
133
Продолжение табл. 14.2
Цвет маркировоч- ной метки для идентификации ТКЕ согласно DIN 41920 (IEC: international. Flectrotech. Comm).	Обозначе- ние керами ческого кон денсатора	Цвет - согласно - DIN 41341	ТКЕ, ю6/°с	Допуск на ТКЕ		tg61’ 103 20°С 1 МГц
				ю-7°с	ю-7°с	
				Груп- па 1А	Груп- па 1B	
Светло-красный - фиолетовый	Р 100	Красный	+ 100	± 15	±40	0,3
Темно-серый	Р 033	Оранжевый	+ 33	± 15	±40	0,3
Черный	NP 0	Оранжевый	±0	± 15	±40	0,4
Коричневый	N 033	Оранжевый	-33	± 15	±40	0,4
Темно-красный	N 047	Светло- зеленый	-47	± 15	±40	0,4
Светло-красный	N 075	Светло- зеленый	-75	± 15	±40	0,4
Светло-зеленый	N 110	Светло- зеленый	-НО	± 15	±40	0,4
Оранжевый	N 150	Светло- зеленый	-150	± 15	±40	0,4
Желтый	N 220	Темно- зеленый	-220	± 15	±40	0,4
Темно-зеленый	N 330	Темно- зеленый	-330	±25	±60	0,5
Светло-голубой	N 470	Желтый	-470	±35	±90	0,5
Фиолетовый	N 750	Голубой	-750	±60	± 120	0,4
Темно-голубой	N 1500	Фиолето- вый	-1500	—	±250	0,6
Коэффициент потерь указывается у конденсаторов емкостью > 25 пФ.
Таблица 14.3. Характеристики подстроечных конденсаторов (паспортные значения).
Тип конденсатора	ТКЕ, 10’eoC‘‘	tg5, 10 “3; 1 МГц	Ri, МОм	АС, пФ
Керамический N 750		~1	> гою5	10
Винтовой со специальным				
напыленнным слоем	-100... +50	<2,5	> ю5	15
С воздушным диэлектри-				
ком I	+ 20 ±75		ю4... > ю5	45
II	+150 ± 150			
Керамический	-220 ± 200	<2	1О4...> ю5	20
Пленочные:				
Полиэтиленовая				
пленка	-750 ±300	- 1	104... > 105	20
Полипропиленовая				
пленка	-350 ±250	- 1	ю4... > ю5	40
Поликарбонатная				
пленка	0±300	~5	104... > I05	70
Тефлоновая пленка	-250 ± 150	~ 0,5	104... > ю5	25
		(3 - 100 МГц)		
сердечников этого типа. Они выпускаются, например, фирмами Ferroxcube, Siemens и
Valvo. С помощью рис. 14.3 можно определить максимальное число витков для
обмоток, размещаемых на чашеобразных сердечниках.
134
				Я Ю liiiil 1				-60 —55 -50
						г ТОО		-45
				В 1 111*11111		-50 - 40 - X		-40 -35
4-				и		- 20 - 15		-»
Я»	р	р	р р СП	СЯ	-J	оо	О	СИ	r«J	VJ —1	1	1	L 1 1 1 1 1 1 1	1 1 1 1 1 1 1 t 1 1 1 t 1 t t	Отношение диаметра катушки к ее длине^Ч^^^	Диаметр катушки	(по средней линии обмоточного провода), мм	•	1	’ 1 ' 1 ' 1 ' | 1 1 ' Г ' ' ’ '' 	 1	Индуктивностям КГ	1	-5 - 4 -	3 -	2 - 1.5 г 1.0 -05 - U4 - аз -	аг • 0.15 гаю -aos	Число витков	J	-25 -20 -15 -10 -9 -8 -7
				-3		* 003		-6
Рис. 14 1 Диаграмма для
расчета бескаркасных кату-
шек и катушек на индуктивно
нейтральных каркасах.
Таблица 14.4. Основные характеристики наиболее употребимых кольцевых сердечников из
карбонильного железа (Т-серия).
Материал Диапазон	Размеры, Аь-фактор, нГ
	частот**, МГц	Т-25	Т-37	Т-50	Т-68	Т-80
- 0	150...300	0,45	0,49	0,64	0,75	0,85
-12	100...200	1,3	1,5	1,8	2,1	2,2
-10	60... 150	1,9	2,5	3,1	3,2	3,2
- 6	10...90	2,7	3,0	4,0	4,7	4,5
- 2	1...30	3,4	4,0	4,9	5,7	5,5
- 1	0,5 ...5,0	7,0	8,0	10,0	11,5	11,5
-15	0,1 ...2,0	8,5	9,0	13,5	18,0	17,0
- 3	0,05... 0,5	10,0	12,0	17,5	19,5	18,0
-41		22,5	30,8	32,0	42,0	45,0
Код кольцевого сердечника: Т-хх-хх. Первый набор цифр указывает внешний диаметр сердечника в сотых
долях дюйма (1 дюйм = 25,4 мм), второй - материал сердечника. *’ Для высокодобротных колебательных
контуров; в широкополосных трансформаторах вплоть до частот, десятикратно превышающих указанные
максимальные значения.
И наконец, в табл. 14.8 содержится вся основная информация о медных проводах
различного типа.
Для высокодобротных колебательных контуров лучше всего подходят кольцевые
135
Отвертка с подходящей ручкой
(только для монтажа)
Винт настройки
Скоба
Чашеобразный сердечник
Одно* или двухкамерный
каркас
Чашеобразный сердечник
Соединительная панель
(направляющие с винтовой
нарезкой); 4 или 8 выводов
для распайки
Рис. 14.2.Конструкция типичного чашеобразного сердечника.
сердечники из карбонильного железа. При использовании сердечников Т-37-хх, Т-50-хх
и Т-68-хх можно, например, в спектральном диапазоне 1.. .50 МГц получить добротно-
сти (для ненагруженной катушки) 180, 240 и 280 соответственно. Ферритовые сердечни-
ки следует применять только в трансформаторах. В критических случаях рекомен-
дуются предварительные измерения и исследования в отношении интермодуляционных
характеристик катушек; ферритовые сердечники зачастую здесь «терпят» полную
неудачу.
136
Таблица 14.5. Основные характеристики наиболее употребимых кольцевых ферритовых сердечни-
ков (RT-серия).
Материал	Диапазон
Размеры, Ац-фактор, нГ
	частот**, МГц	RT-23	RT-37	RT-50	RT-82
-63	15...25	7,9	17,7	22,0	23,4
-61	0,2... 10.0	24,9	55,3	68,0	73,3
-43	0,1 ...1,0	189	420	523	557
— 72	0,001 ...1.0	396	884	1100	1172
-75	0,001... 1.0	990	2210	2750	2930
Код кольцевого сердечника RT-xx-xx. Первый набор цифр указывает внешний диаметр сердечника в сотых
долях дюйма (1 дюйм = 25,4 мм), второй-материал сердечника. *’ Для высокодобротных колебательных
контуров; в широкополосных трансформаторах вплоть до частот, десятикратно превышающих указанные
максимальные значения.
Таблица 14.6. Максимальное число витков, размещаемых на кольцевых сердечниках Т- и
RT-серий, в зависимости от диаметра намоточного провода (CuL, один слой; паспортные
значения).
Диаметр провода (CuL$, мм	Размеры, максимальное число витков				
	Т-25 RT-23	Т-37 RT-37	Т-50 RT-50	Т-68	Т-80 RT-82
2,5		1	4	6	10
2,0		3	6	9	14
1,5	1	5	8	13	18
1,25	2	7	13	17	24
1,0	4	10	18	23	32
0,8	6	14	23	29	41
0,63	9	19	30	38	53
0,5	U	25	39	49	67
0,4	17	33	55	63	85
0,32	23	42	64	80	108
0,25	29	54	81	101	136
0,2	38	68	103	127	171
0,16	49	88	132	162	218
Таблица 14.7. Основные характеристики наиболее употребимых чашеобразных ферритовых
сердечников, классифицируемых по значению начальной проницаемости
Pi	Диапазон частот*’, МГц	Размеры, мм; Аь-фактор, нГ			
		7x4	9x5	11x7	14 х 8
10	10...200	8			
24	3...40		16	16	20
80	1,5... 12,0	25	25, 40	2,5 40	40
750	0,2... 1,0	63	40, 63	40, 63	40, 100
2000	0,001...0,1		100, 200	100, 250	160, 315
*’ Для высокодобротных контуров; в широкополосных трансформаторах вплоть до частот, десятикратно
превышающих указанные максимальные значения (но < 800 МГц). В обозначении размера указаны
диаметр и высота сердечника (любой серии); для практических применений важен внутренний объем
сердечника.
137
Внешний диаметр изолированного провода, мм—
Рис. 14.3. Максимальное число витков, размещаемых на чашеобразных сердечниках (наиболее
популярных типов) в зависимости от диаметра намоточного провода и числа камер намоточного
каркаса (паспортные значения).
Для расчета схем, содержащих индуктивности, используются следующие формулы:
XL = 2-n-f-L,
1
L " (2 я-02 С’
L = -^;
2-яГ
f =---
г-л-Уь-с
l = n2-al.
138
Таблица 14.8. Характеристики медных проводов.
Номинальный диаметр	_ (диаметр проводника), мм	Внешний диаметр изолированного провода (макс, величина)				Сопротивление _ постоянному току (номинальное значение при 20 °C), Ом/м
	Простая лаковая изоляция L, мм	Двойная лаковая изоляция 2L, мм	Лаковая и шелковая изоляция (натуральный шелк) LS, мм	Лаковая и шелковая изоляция (искусств, шелк) LK.C,	
0,03	0,038	0,041	0,077		24,39
0,032	0,040	0,043	—	—	21,44
0,036	0,045	0,049	—	—	16,94
0,04	0,050	0,054	0,087	—	13,72
0,045	0,056	0,061	—	—	10,84
0,05	0,062	0,068	0,100	—	8,781
0,056	0,069	0,076	—	—	7,000
0,06	0,074	0,081	0,110	0,125	6,098
0,063	0,078	—	—	—	5,531
0,071	0,088	0,095	—	—	4,355
0,08	0,098	0,105	0,133	0,148	3,430
0,09	0,110	0,117	0,147	0,162	2,710
0,1	0,121	0,129	0,157	0,172	2,195
0,112	0,134	0,143	—	—	1,750
0,125	0,149	0,159	—	—	1,405
0,14	0,166	0,176	0,204	0,219	1,120
0,15	0,177	0,188	0,214	0,229	0,9756
0,16	0,187	0,199	0,225	0,240	0,8575
0,17	0,198	0,210	0,235	0,250	0,7596
0,18	0,209	0,222	0,245	0,260	0,6775
0,19	0,220	0,233	0,255	0,270	0,6081
0,2	0,230	0,245	0,265	0,280	0,5488
0,224	0,256	0,272	—	—	0,4375
0,25	0,284	0,301	0,325	0,335	0,3512
0,28	0,315	0,334	0,357	0,367	0,2800
0,3	0,336	0,355	0,377	0,387	0,2439
0,315	0,352	0,371	—	—	0,2212
0,355	0,395	0,414	—	—	0,1742
0,4	0,442	0,462	0,484	0,504	0,1372
0,45	0,495	0,516	0,541	0,561	0,1084
0,5	0,548	0,569	0,591	0,611	0,08781
0,56	0,611	0,632	—	—	0,07000
0,6	0,654	0,674	0,699	0,719	0,06098
0,61	0,684	0,706	—	—	0,05531
0,71	0,767	0,790	—	—	0,04355
0,75	0,809	0,832	0,862	0,882	0,03903
0,8	0,861	0,885	0,912	0,932	0,03430
0,85	0,913	0,937	—	0,992	0,03038
0,9	0,965	0,990	—	1,042	0,02710
0,95	0,017	1,041	—	1,092	0,02432
1,0	1,068	1,093	-	1,142	0,02195
14.3.	Аттенюаторы
Платы аттенюаторов выполняются в виде П- и Т-образных конфигураций, причем
обычно нужны симметричные аттенюаторы с одинаковыми значениями входных и
выходных сопротивлений. Номиналы их элементов в расчете на 50-омное значение
входного и выходного сопротивлений и Aj 60 дБ приведены в табл. 14.9.
Для рассматриваемых в данной книге малосигнальных применений оптимальным
является выбор металлопленочных резисторов с сопротивлениями 50... 250 Ом и
мощностью рассеяния 0,3... 0,5 Вт. Реактивные составляющие элементов аттенюатора
Таблица 14.9. ВЧ-аттснюаторы П- и Т-образных конфигураций с входным и выходным 50-омным
сопротивлением и затуханием 1.. .60 дБ.
Аи дБ	R, Ом			
	R,	r2	R3	R4
1	870,0	5,8	2,9	433,3
2	436,0	11,6	5,7	215,2
3	292,0	17,6	8,5	141,9
4	221,0	23,8	н,з	104,8
5	178,6	30,4	14,0	82,2
6	150,5	37,3	16,6	66,9
7	130,7	44,8	19,0	55,8
8	116,0	52,8	21,5	47,3
9	105,0	61,6	23,8	40,6
10	96,2	71,2	26,0	35,0
11	89,2	81,6	28,0	30,6
12	83,5	93,2	30,0	26,8
13	78,8	106,0	31,7	23,5
14	74,9	120,3	33,3	20,8
J5	71,6	136,1	35,0	18,4
16	68,8	153,8	36,3	16,2
17	66,4	173,4	37,6	14,4
18	64,4	195,4	38,8	12,8
19	62,6	220,0	40,0	11,4
20	61,0	247,5	41,0	10,0
21	59,7	278,2	41,8	9,0
22	58,6	312,7	42,6	8,0
23	57,6	351,9	43,4	7,1
24	56,7	394,6	44,0	6,3
25	56,0	443,1	44,7	5,6
30	53,2	789,7	47,0	3,2
35	51,8	1405,4	48,2	1,8
40	51,0	2500,0	49,0	1,0
50	50,3	7905,6	49,7	0,32
60	50,1	25000,0	49,9	0,10
Рис. 14.4. ВЧ-аттенюаторы П- и Т-образных конфигураций с затуханием 1.. .60 дБ и 50-омным
входным и выходным сопротивлениями.
нужно учитывать, как правило, на частотах свыше 30 МГц. В высокочастотной области
необходимо избегать применения аттенюаторов с затуханием > 20 дБ, а большие
значения затухания следует обеспечивать с помощью каскадного соединения не-
скольких звеньев; сопротивления < 50 Ом и > 250 Ом рекомендуется «набирать» путем
соединения (параллельного или последовательного соответственно) нескольких ре-
зисторов с номиналами (желательно различными), попадающими в область оп-
тимальных значений.
Для расчета симметричных аттенюаторов можно использовать следующие фор-
мулы:
4
а ц’
т.	1 + а
R‘=zl~?
1 +а
r2
= Z.22L
L 1 - а2'
2 а
К
14.4.	Способы модуляции ВЧ-сигналов и виды связи
В табл. 14.10 дается обзор трех способов модуляции ВЧ-сигналов-амплитудной,
частотной и импульсной, а также различных способов передачи информации для
Таблица 14.10. Способы модуляции и виды связи с новыми и старыми кодированными
обозначениями.
Способ модуляции основной несущей	Способ передачи информации	Дополнительные признаки	Старый код	Новый код
Амплитудная	Без модуляции	-	АО	NON
модуляция	Телеграфия			
	Морзе-телегр.	—	А1	А1А
	Телетайп	—	А1	А1В
	Морзе-телегр.			
	тональная модуляция	—	А2	A2A
	Телетайп			
	тональная модуляция	—	А2	А2В
	Морзе-телегр.	SSB, подавл. несущая	A2J	J2A
	Телетайп	SSB, подавл. несущая	A2J	J2B
	Морзе-телегр.	SSB, частично подавл.		
		несущая	A2A	R2A
	Морзе-телегр.	SSB, полная несущая	А2Н	Н2А
	Морзе-телегр.	SSB, полная несущая		
		автом. прием	А2Н	Н2В
	Телефония	DSB	АЗ	АЗЕ
		SSB, частично подавл.		
		несущая	АЗА	R3E
		SSB, полная несущая	АЗН	НЗЕ
		SSB, подавл. несущая	A3J	J3E
		Две независимые друг		
		от друга SB	АЗВ	В8Е
	Фототелеграфия			
	(факсимиле)	—	А4	АЗС
		SSB, частично подавл.		
		несущая	А4А	R3C
		SSB, подавл. несущая	A4J	J3E
	Телевидение	DSB	А5	A3F
		частично подавл. SB	А5С	C3F
		SSB, подавл. несущая	A5J	J3F
	Т онал ьночастотная			
	многократная			
	телеграфия	SSB, частично подавл.		
		несущая	А7А	R7B
		SSB, подавл. несущая	A7J	J7B
	Прочие способы	—	А9	АХХ
		DSB, 1 канал с дискрети-		
		зованной или цифровой		
		информацией,		
141
	Продолжение табл. 14.10.
Способ модуляции	Способ передачи	Дополнительные	Старый	Новый
основной несущей	информации	признаки	код	код
Морзе-телегр. Телетайп	без мод. вспом. несущ.	А9	AID с мод. вспом. несущ.	А9	A2D Две независимые друг от друга SB	А9В	B9W SSB, подавл. несущая, 1 канал с дискретизиро- ванной или цифровой информацией, с мод. вспомог, несущей	A9J	J2A То же	A9J	J2B
Телеуправление	То же	A9J	J2D
Частотная или	Телеграфия без фазовая модуля- модуляции (частотная ция	манипуляция) Морзе-телегр.	Fl	F1A
Телетайп	Fl	F1B
Телеграфия с тонально- частотной модуляцией (посылки модулирован- ной несущей) Морзе-телегр.	F2	F2A
Телетайп	F2	F2B
Телефония и радиовещание	F3	F3E
Фототелеграфия (факсимиле)	Фазовая модуляция УКВ и ДМВ радио- телефония	F3	G3E 1 канал с аналоговой информацией,	F4	F3C
Телевидение	с дискрет, или цифр, информ, без модул, вспом. несущей	F4	F1C с модул, вспом. несущей	F4	F2C F5	F3F
Квадруплексная телеграфия	F6	F7B
Прочие способы	F9	FXX
Телеуправление Импульсная	Импульс несущей модуляция	частоты без модуляции (напр. радиолокация)	1 канал, с дискрет. или цифр, информацией, без модул, вспом. несущей	F9	F1D с модул вспом. несущей	F9	F2D РО	P0N
Телеграфия	P1D	К1А
Телефония	Modul. amplitudy	P2D	К2А длительности	Р2Е	L2A фазы	P2F	М2А Модул, амплитуды	P3D	К2Е
Прочие способы с импульсно модулирован- ной основной несущей	длительности	РЗЕ	L3E фазы	P3G	УЗЕ Р9	XXX
Н2
каждого вида модуляции с их отличительными признаками. Наряду с этим указаны
кодовые обозначения всех видов связи как в старой, но еще довольно часто встречаю-
щейся форме, так и согласно новой официальной схеме в соответствии с WARC’79.
14.5.	Сокращения
Ниже приведена расшифровка английских сокращений, наиболее часто встречающихся
в литературе по приемной технике, и некоторых немецких сокращений, используемых
автором в данной книге °.
AF Audio Frequency: звуковая частота
AFC Automatic Frequency Control: автоматическая подстройка частоты (АПЧ)
AFSK Audio Frequency Shift Keying: тональная манипуляция (при радиотелетайп-
ной связи)
AGC Automatic Gain Control: автоматическая регулировка усиления (АРУ)
AM	Amplituden-Modulation: амплитудная модуляция
ANL Automatic Noise Limiter: автоматический ограничитель шумов
A VC	Automatic Volume Control: автоматическая регулировка громкости (АРГ)
ВС	Broadcast: радиовещание
BCI	Broadcast Interference: помеха от радиовещательной станции
BFO Beat Frequency Oscillator: генератор биений (генератор несущей в SSB- и
CW-приемниках и SSB-передатчиках)
CCW Coherent Code Work: когерентная телеграфия (специальный способ пе-
редачи телеграфных сообщений)
CW	Code-Work: телеграфия
DAFC	Digital Automatic Frequency Control: цифровая АПЧ
DM	Down Mixer: смеситель с преобразованием частоты «вниз» (fz < fe)
DMO	Down Mixer Oscillator: специальный генератор в синтезаторах частоты
DP Desensibilisations-Punkt: точка потери чувствительности (за счет интермо-
дуляционных искажений)
DR Dynamic Range: Dynamic-Bereich (DB): динамический диапазон (в тексте DB)
DSB Double SideBand: две боковые полосы
EHF Extremly High Frequency: крайне высокая частота (КВЧ); область частот
30... 300 ГГц; миллиметровые волны
ERP Effective Radiated Power, эффективная излучаемая мощность
FAX	Факсимиле, фототелеграф, способ передачи неподвижных изображений
FM	Frequenz-Modulation: частотная модуляция
FSK Frequency Shift Keying: частотная манипуляция (при телетайпной связи)
HF High Frequency: высокая частота; область частот 3...30 МГц; короткие
волны (КВ)
IMA	Inter Modulations-Abstand: интервал, отделяющий уровень мощности ос-
новного сигнала от уровня мощности интермодуляционных составляющих
IMD	InterModulation Distortion: интермодуляционные	искажения
IMP	InterModulations-Produkte: интермодуляционные	составляющие
IP	Intercept-Punkt: точка пересечения
КР	Kompressions-Punkt: точка компрессии
LF Low Frequency: низкая частота; диапазон частот 30...300 кГц; длинные
волны (ДВ)
LSB Lower SideBand: нижняя боковая полоса
° Большинство сокращений при переводе приводилось к соответствующим русским экви-
валентам. Редкими исключениями являются некоторые «международные» сокращения, прочно
вошедшие в лексикон как профессионалов, так и радиолюбителей (например, SSB-сигнал вместо
«однополосный» сигнал и т.п.).-Прим. перев.
143
MF	Medium Frequency: средняя частота (СЧ); диапазон частот 300... 3000 кГц; средние волны (СВ)
NB NF OVVO	Noise Blanker: устройство подавления помех Noise Floor, Noise Figure: уровень шума или коэффициент шума OVen controlled Variable Oscillator: термостатированный перестраиваемый
OVXO РЕР PEV PLL РМ	генератор OVen controlled X-tal Oscillator: термостатированный кварцевый генератор Peak Envelope Power: максимальное значение мощности огибающей Peak Envelope Voltage: максимальное значение напряжения огибающей Phase Locked Loop: петля регулирования фазы (в синтезаторах частоты) Phasen-Modulation, Puls-Modulation: фазовая модуляция или импульсная
РТТ RF	модуляция Push То Talk: разговорный клапан (например, микрофона) Radio-Frequency: радиочастота (РЧ), высокая частота (ВЧ) (имеются в виду передаваемые и принимаемые частоты)
RIT	Receiver Incremental Tuning: малая расстройка приемника в трансиверах (от частоты передатчика)
RF RTTY RX SHF	Rausch Flur: уровень шума Radio TeleTYpe: радиотелетайп Empfanger: приемник Super High Frequency: сверхвысокая частота (СВЧ); область частот 3... 30 ГГц; сантиметровые волны
SNR SSB SWR TRCV TTY TV TVI ТХ UHF	Signal to Noise Ratio: отношение сигнал/шум Single SideBand: одна боковая полоса Standing Wave Ratio: коэффициент стоячей волны (КСВ) TRansCeiVer: трансивер, приемник и передатчик как одно устройство TeleTYpe: телетайп TeleVision: телевидение TeleVision Interference: телевизионные помехи от других передатчиков Sender: передатчик Ultra High Frequency: ультравысокая частота (УВЧ); область частот 300... 3000 МГц; дециметровые волны (ДМВ)
USB им VCO VCXO	Upper SideBand: верхняя боковая полоса Up Mixer: смеситель с преобразованием частоты «вверх» (fz > fe) Voltage Controlled Oscillator: генератор, управляемый напряжением (ГУН) Voltage Controlled X-tal Oscillator: кварцевый генератор, управляемый напряжением
VHF	Very High Frequency: очень высокая частота (ОВЧ); область частот 30...300 МГц; ультракороткие волны (УКВ)
VFO VLF	Variable Frequency Oscillator: генератор, перестраиваемый по частоте Very Low Frequency: очень низкая частота (ОНЧ); область частот 3... 300 кГц; сверхдлинные волны
VXO	Variable X-tal Oscillator: кварцевый генератор, перестраиваемый (в опре- деленных пределах) по частоте
XTAL	Schwingquarz: кварцевый резонатор
14.6.	ВЧ-номограмма
Приведенная на рис. 14.5 номограмма позволяет быстро оценить реактивные сопро-
тивления конденсаторов и катушек в зависимости от частоты, а также значения
резонансных частот контуров в зависимости от С и L.
Реактивное сопротивление, Ом
Рис. 14.5 ВЧ-диаграмма
для быстрой оценки реактив-
ных сопротивлений конден-
саторов и катушек и резонан-
сных частот колебательных
контуров.
145
Взаимосвязи между указанными параметрами описываются следующими форму-
лами:
X =——	с = ——•
с 2-я-Г-с’	2-nf-Xc’
XL = 2nfL,	XL
2я-Г
с =___!___ f=__________?____,
(2-n-f)2L’	г-я-Уьс’
(2 я l)2C’
14.7.	Относительные значения U, I и Р в дБ
Они представлены в табл. 14.11. При умножении относительных величин связанных
друг с другом параметров их относительные значения, выраженные в дБ, скла-
дываются (с учетом знака).
Таблица 14.11. Относительные значения напряжения, тока и мощности в дБ.
дБ	U, 11:	Р1:	дБ	U, 11:	Р1-
-0,1	0,989	0,977	+ 0,1	1,012	1,023
-0,2	0,977	0,955	+ 0,2	1,023	1,047
-0,3	0,966	0,933	+ 0,3	1,035	1,072
-0,4	0,955	0,912	+ 0,4	1,047	1,097
-0,5	0,944	0,891	+ 0,5	1,059	1,122
-0,6	0,933	0,871	+0,6	1,072	1,148
-0,7	0,923	0,851	+0,7	1,084	1,175
-0,8	0,912	0,832	+0,8	1,096	1,202
-0,9	0,902	0,813	+0,9	1,109	1,230
-1	0,891	0,794	+ 1	1,122	1,259
-2	0,794	0,631	+ 2	1,250	1,585
-3	0,708	0,501	+ 3	1,413	1,995
—4	0,631	0,398	+4	1,585	2,512
-5	0,562	0,316	+ 5	1,778	3,163
-6	0,501	0,251	+ 6	1,995	3,981
— 7	0,447	0,200	+ 7	2,239	5,012
-8	0,398	0,159	+ 8	2,512	6,310
-9	0,355	0,126	+ 9	2,818	7,943
-10	0,316	0,100	+ 10	3,162	10,000
-20	0,100	0,010	+ 20	10,000	100,000
-30	0,0316	0,001	+ 30	31,623	1000,0
-40	0,01000	10'4	+40	100,00	I04
-50	0,00316	10'5	+ 50	316,23	ю5
-60	0,00100	10'6	+ 60	1000,0	106
-70	0,0003162	10"’	+ 70	3162,3	ю7
-80	0,0001000	10’’	+ 80	10000,0	II8
-90	0,0000316	10-’	+ 90	31623,0	10’
-100	10‘5	10-10	+ 100	105	Ю‘°
Для количественных оценск можно использовать следующие формулы:
dBu = 2Olg^, dB, = 201g!2,
dBP= 101g£,
U„	dB	Io	dB
U? = ant,log20’ I? = antllog20’
Р»	dB
P? = antllogu-
14.8.	Взаимосвязи величин РдБм, PBl, иэфф/50Ом, идГ>м,в, S
Диаграмма, представленная на рис. 14.6, позволяет быстро оценить «разномасштаб-
ные» количественные характеристики сигнала.
Для этого можно также использовать следующие точные формулы и определения:
Р«Бм= io-lg^+зо, РяБм= 101gP + 30;
К
и*
R ’
тт	/г>	Г1 /РдБм ~ 30\
иэфф = R • antilog ------—-----I,
иэфф = уР7й;
идБмжв = 20 • lg U + 120;
S^ykb’SI ...9 -►
S<ykb-S1 ...9 -►
1141 ...93 |дБм!
т- f каждый балл = 6 дБ.
1121... 731 дБм]
В технике связи широко используются величины, выраженные в дБм: это не зависящая
от импедансов и численно удобно выражаемая характеристика. Кроме того, если
уровень сигнала задан в дБм, то к исходному значению этого уровня можно
непосредственно прибавлять величину его относительного изменения в дБ, получая
конечное значение уровня, также выраженное в дБм. Не нужно только забывать
ставить знак 4- или — перед числом, определяющим уровень сигнала в дБм, для
уровней выше и ниже 1 мВт соответственно.
РдБм
I—L-Jj_L-J_I—U__I_I_I—I—I—I—I—I—I—L—J—I—I—L—J____I_L JL
-150 -140 -130 -120 -110 -Ю0 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30
-20 -10	0	10	20	30	40	50	60
дБм -
Рвт
। I it 1 1 it it it il till it । I
10-18 1О‘П 10-16 10-15 10~u 10"13 10-12 TO'11 IO-10 10’9 10‘8 io-7
1qBt
1фВт
1пВт
1нВт
IO'6 ю-5
1 мкВт
10-‘ IO'3 ТО’2 10"’ 1 Ю 102 Ю3
1 мВт	1Вт	1кВт
Вт-------
иэф^ООм1^
ю-7
ю-6
1мкВ
10-5
10-4
IO'3
1мВ
10-2
МдБмкВ_40
-30 -20
-10	0	10	20	30	40	50	60	70
80	90
100
1В
10
Ю2
Вэффна 5001
110	120 130 140 150 160
дБмкВ-  -
S ;> VHf^
tzeczi	----1---1---1---1---1___ для f > 30 МГц
1 2 3 4 5 6 7 8 9	10	20	30	40	50ДБ60
$.59*---
5^ HF
1 2 3 4 5 6 7 8 9
J________L.
10	20
50 дБ 60
Для| £ 30 МГц
S.S9*
P	—lJj—i—I—L-ll—i—I—i—I—i—I—I—I—i—I—I—I—I—I—I—|—lJj—I—|—LU—I——LU—i—I I I i I I I i 
дБм -150 -140 -130 -120 -110 -Ю0 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -Ю 0	10	20	30	40	50	60
дБм —-
p’.c 1И.6 Связь между «разномасштабными» представлениями уровня сигнала.