/
Author: Ред Э.Т.
Tags: электротехника радиоаппаратура (радиоэлектронная аппаратура) электроника радиотехника схемотехника радиоприемники практическое пособие
ISBN: 5-03-000364-9
Year: 1989
Text
СХЕМОТЕХНИКА
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Издательство «Мир»
Franzis Professionelle Elektronik
Eric Tart Red
Funkempf anger-
Schaltungstechnik
praxisorientiert
Munchen: Franzis, 1985
Схемотехника
радиоприемников
Практическое пособие
Перевод с немецкого
канд. физ.-мат. наук В. М. Матвеева
под редакцией
канд. техн, наук Ю. А. Лурье
Mnri/na «М|ЛП» 1 AR.Q
ББК 32.844
РЗЗ
УДК 621.396
РедЭ.Т.
РЗЗ Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие:
Пер. с нем.-М.: Мир, 1989-152 с., ил.
ISBN 5-03-000364-9 (русск.)
В книге немецкого автора из ФРГ описываются современные технические
решения и подходы к построению радиоприемников В основе приведенных схем
лежиз практика разработчиков. Изложение ведется конспективно и почти не содержит
формул.
Для разработчиков радиоприемной аппаратуры, студентов и аспирантов со-
ответствующих специальностей, а также квалифицированных радиолюбителей.
2302020500 248
Р 041(01)-89
ББК 32А44
122-89
Редакция литературы по электронике
ISBN 5-03-000364-9 (русск.)
ISBN 3-7723-7981-8 (нем.)
(с) 1985 It.iiizivVciIiik < iinbll. Milin lien
© псрснод пн русский
.4-------- I1M1U
Предисловие редактора перевода
Предлагаемая вниманию читателей книга «Схемотехника радиоприемников. Практи-
ческое пособие» освещает основные практические вопросы в области конструирования
и разработки приемных устройств и входящих в них приборов и блоков.
Она отличается от многих ранее выпущенных книг по радиоприемным устройствам
тем, что изложение ведется с практических позиций конструирования как приемного
тракта в целом, так и отдельных его элементов: смесителей, преселекторов, различных
типов усилителей высокой и промежуточной частот, синтезаторов, аттенюаторов и др.
Рассматриваются различные способы построения радиоприемных трактов, требования
к ннм в зависимости от диапазона и от назначения и оптимальные способы их
реализации. При этом приводятся принципиальные схемы, сведения справочного
характера, графики, номограммы и таблицы расчета, особенности конструирования
отдельных элементов. Дается много оригинальных конструктивных решений.
Рассмотрение конструирования приемных устройств начинается с анализа требова-
ний, предъявляемых к ним. Большое внимание при этом уделено вопросам интер-
модуляции и блокирования, что наряду с чувствительностью радиоприемника в
настоящее время играет очень важную роль в разработке приемных устройств. Этому
же вопросу уделено много места и в дальнейшем при рассмотрении конструирования
приемных трактов. Подробно описаны высокочастотные селекторы, позволяющие
обеспечить необходимые параметры. Описание доведено до конкретных схем, номо-
грамм, методики их конструирования и расчета. Эти главы книги могут иметь
самостоятельное значение для разработчиков селекторов радиоприемных устройств.
Сказанное можно отнести и к другим элементам радиоприемного тракта: различным
типам усилителей, смесителей, гетеродинам, аттенюаторам, трансформаторам.
Таким образом, книга является не только практическим пособием по разработке и
конструированию радиоприемного устройства в целом, но и (что, на мой взгляд,
особенно важно) позволяет использовать ее для практического решения большого
круга вопросов, связанных с разработкой и конструированием весьма сложных
составных частей этого устройства. К справочным материалам можно отнести и очень
полезные сведения в последней главе книги.
Конструирование приемных устройств, принятое в книге, основано на модульной
системе построения отдельных узлов приемного тракта (автор называет ее 50-омная
модульная техника), при которой каждое входящее в приемный тракт устройство имеет
согласованные входные и выходные импедансы. При этом опять же даются конкретные
принципиальные схемы трансформаторов с указанием числа витков, диаметра провода
и способов намотки, позволяющие обеспечить требуемые входные и выходные импе-
дансы отдельных устройств (модулей). Модульная техника со стандартными 50-омны-
ми входными и выходными импедансами, как известно, дает возможность производить
независимую отработку отдельных узлов и упрощать конструирование радиоприем-
ника в целом.
Отдельные главы посвящены детальному описанию трактов приемного устройства
различных диапазонов и назначения; в них рассматриваются подробные (вплоть до
номиналов емкостей и резисторов) принципиальные электрические схемы, даются
рекомендации по их построению и конструированию. Приведены электрические схемы,
требования к отдельным узлам, входящим в приемный тракт (смесителям, усилителям,
аттенюаторам и др.), и методы их практической реализации.
Большое внимание уделено в книге одному из сложнейших устройств радиоприем-
ного тракта-синтезатору частоты. Здесь также приведены основные данные синтеза-
(, llpi.iiH нише |KIUIKtop.i ncpere i.i
торов и требования к ним, а также структурные и wick i ричсскис схемы, входящие в
синтезатор блоков.
Множество принципиальных электрических схем приемною грнгга различного
назначения и диапазона, большое количество справочною материала, различные
графики и таблицы, номограммы расчета, приведенные а кише, позволяют исполь-
зовать ее как справочное пособие по разработке приемных устройсгн а целом, а также
их отдельных частей. Отсутствие строгих математических исследонапий и выводов
нисколько не снижает достоинств книги, ибо она имеет чисто практическую направлен-
ность. При необходимости этот материал можно найти в специальной литературе
[1-6].
В заключение необходимо отметить, что материал книги изложен методически
•весьма удачно. Эта книга, очевидно, будет полезна широкому кругу инженерно-техни-
ческих работников, занимающихся разработкой, проектированием, применением при-
емных устройств и отдельных его узлов, а также студен1ам вузов и техникумов при
курсовом и дипломном проектировании и квалифицированным радиолюбителям.
Ю. А. Лурье
Литература
1. Буша Н.Н.. Фалько А.И., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства.-М., 1986.
2. Манасевич В. Синтезаторы частот: Пер. с аигл. М., 1979.
3. Палшков В. В. Радиоприемные устройства,- М„ 1984.
4. Радиоприемные устройства (проектирование радиоэлектронной аппаратуры на интстральиых
микросхемах). Под рсд. Барулина -М., 1984.
5. Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства.-М., 1978.
6. Маттсй Л. и др. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Пер. с ашл. М.: связь, 1971.
Предисловие
«Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие.» Можно сказать и иначе:
самые актуальные схемы радиоприемников со всеми необходимыми для их практичес-
кой реализации подробностями.
В первых 12 главах речь идет главным образом о профессиональных связных
приемниках (для военных и гражданских применений); кроме того, в них содержится
самая разнообразная информация по конструированию подобных устройств и много
других важных сведений. Затем в гл. 13 читателю дополнительно предлагается
широкий «выбор» различных схем-от очень простых до самых сложных-с широким
«спектром» рабочих частот, начиная от диапазона звуковых частот и кончая частотами
порядка нескольких ГГц; в этой главе изложение носит фрагментарный характер.
Схемотехнической основой большинства рассматриваемых схем является самая совре-
менная «наборная» модульная 50-омная схемотехника. И, наконец, в гл. 14 приведены
все необходимые сведения о наиболее предпочтительных для использования конструк-
тивных элементах радиоприемников и некоторые вспомогательные соотношения и
номограммы. Рекомендую просмотреть очень подробное оглавление книги.
Надеюсь, что материал данной книги будет стимулировать инициативу профес-
сионалов. Радиолюбители узнают детальную интерпретацию тех фактов, о которых
они имели лишь поверхностное представление. «Слуги» прогресса, разыскивающие все
новое и неизвестное, также вряд ли оставят эту книгу без внимания. Студенты
соответствующих специальностей, третируемые «далекой от жизни теорией», получат
представление о современном состоянии практических разработок, а начинающие
технические специалисты, несомненно, почувствуют большую уверенность в выбран-
ной ими области деятельности.
Кроме тою, содержащаяся в книге разнообразная информация облегчит покупа-
телю выбор приемника с требуемыми техническими характеристиками.
Сведения о профессиональной связной аппаратуре исключая радиолюбительские
устройства-как правило, запрещено опубликовывать в открытой печати. Тем не менее
в данной книге подобные схемы встречаются в большом количестве. Такую ответ-
ственность я беру на себя только для вас, уважаемые читатели и читательницы!
Поэтому совершенно естественно, что я не раскрываю своих информаторов и обхожу
молчанием первоисточники в отличие от правил, принятых в журналистской среде. А
для того чтобы «притупить нюх» слишком любопытных, я поступаю так только там,
1де без этого никак нельзя обойтись.
«Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие». Откройте книгу и вы
сможете сразу же приступить к практике. В этом смысле данная книга, действительно,
уникальна.
Эрик Т. Ред.
1. Основные положения
Прежде всего нужно отметить принципиальное различив ММиЦШЙВМННками с
рабочими частотами до 50 МГц, с одной стороны, и боЛЙЙ ЙИкочастотными
приемниками-с другой. Согласно рис. 1.1 первые испьпышиот йМЛИЙ** довольно
мощных входных сигналов и поэтому должны облада i ь ВЫСОКОЙ АОМПоустойчиво-
стью, в то время как их чувствительность играет незначительную рОА. С увеличением
частоты мощность поступающих на вход приемника полезных ОПАЛОВ и уровень
внешних (индустриальных и атмосферных) шумов уменьшаются. TU ЧТО на частотах
свыше 50 МГц можно использовать приемники с худшей ди»шМШМЮЙ характери-
стикой и постепенно возрастающей (в соответствии с рис. 1.2) чувствжтельностью.
Точка компрессии КР, т. е. абсолютная граница практически пикейной динамиче-
ской характеристики приемника, при каждом значении частоты должна находиться по
меньшей мере на 10 дБ выше соответствующей точки верхней кривой на рис. 1.1,
представляющей значения средней мощности в широкой полосе частот; можно также
принять, что связанная с интермодуляционными составляющими третьего порядка
очень важная «точка пересечения» IP^ расположена на 10.. .20 дБ нише КР. Наряду с
этим рекомендуется субоктавная ВЧ-селекция; другими словами, следует по возможно-
сти применять полосовые фильтры с отношением граничных чает от нс более 2:1. При
этих допущениях обеспечивается достаточно надежное подавление пиковых всплесков
мощности (прежде всего на частотах < 15 МГц), часто возникающих в вечернее время.
Рис. 1.3 помогает понять критерии помехоустойчивости приемников
Коэффициент шума приемника FRX в общем случае нужно ориентировать на
значения относительной мощности внешних шумов FC1 для условий С (рис. 1.2). При
FRX = FC1 уровень шума RF на выходе приемника эффективно становится на 3 дБ выше,
чем в отсутствие внешних шумов. Таким образом, значение FRX, выбранное из условия
Frx = F„ - 3 дБ, достаточно мало; следует, однако, обратить внимание на дополни-
тельный вклад в Frx, возникающий в результате затухания в антенном фидере. Вообще
говоря, поскольку ко всем принимаемым вблизи земной поверхности сигналам обычно
добавляются тепловые шумы Земли, соответст вующие температуре Т„«290 К
(F„ х 3 дБ), требовать, чтобы значения FRX были меньше 3 дБ вряд ли целесообразно.
Исключением является космическая связь в относизельно «малошумящей» области
спектра на частотах > 200 МГц при оптимальной диаграмме направленности антенны;
в »зом случае коэффициент шума приемника FRX в принципе должен соответствовать
уровню । <1лак1ических шумов G (рис. 1.2), а па практике нужно добиваться того, чтобы
он был как можно меньшим. Здесь мы можем ожидать Тсж % 50 К (F„« 0,7 дБ). На
рис. 1.4 указана взаимосвязь параметров F и Т и приведена соответствующая кривая
для малых значений этих величин.
Интервал, озделяющий ючку 1Р3 от уровня мощности собственных шумов прием-
ника RFrx должен бы и. как можно большим, так как он прямо или косвенно
определяет два очень важных параметра, характеризующих качество приемника:
11 Так называю) >очку нсре«ечсния прямой, характеризующей мощность интермодуляциои-
ных искажений третье) о порядка. t п|м>должснисм линейной динамической характеристики
приемника (см. рис. 1 3) Ипи-рмодупянючппае искажения в радиоприемнике (РП) - возникновение
помех на выходе РП при ночдсйсiunit пн wo вход двух и более сигналов, частоты которых не
совпадают с частотой основною и поПочных каналов радиоприема. Коэффициент интермо-
дуляции в РП отношение уровня радиопомех, во шикающих в результате интермодуляции в РП,
к уровню си) пала, соответствующею чутчни icai.iioctii РП, причем уровни определяются иа
выходе РП Прим. ред.
Основные но. южсния
Рис. 1.1. Частотная зависимость средней мощности сигналов на входе приемника. Верхняя
кривая соответствует средней мощности, измеренной в полосе частот I МГц, нижняя в полосе
частот I0 кГц. Охвачен спектральный интервал Ю кГц- 1 ГГц Точка компрессии приемника при
каждом значении частоты должна находиться минимум на 10 дБ выше соответствующей точки
верхней кривой
Частота, МГц
Рис. 1.2. Спектральная плотность мощности различных шумовых помех (в относительных
единицах) как функция частоты в спектральном интервале 0,2...200 МГц. Коэффициент шума
приемника в общем случае должен соответствовать (при каждом значении частоты) уровню
шумов для условий, обозначенных параметром С; для космической связи критерием является
кривая G. Мощность шумов максимальна на частотах порядка Ю кГц
Рис 14 Взаимосвязь между
коэффициентом шума в дБ и
шумовой температурой в i раду-
сах Кельвина. График приведен
,1ля малых значений этих вели-
чии (приемник с высокой чув-
ствительностью).
• и 1 5 Взаимосвязи между уровнем шума, с одной стороны, и граничными значениями
мощности в точках снижения чувствигелыюстн (за счет И1ггсрмодуляцио11пых помех) и ком-
н|ххсии с другой; приведены также расчетные формулы для обоих динамических диапазонов Ike
параметры зависят ог ширины полосы приема.
Pl'..'. 1 . В'ШИМОСНИЗИ между
параметрами IPj и IP3, опреде-
ляющими положение точек «пе-
ресечения» дня И1ггсрмодуляци-
онных сос1анляющих второго и
rpc i ЬС1 о порядков, с одной сто-
роны, и уровнями мощности
РМр2 и l‘WP1 -н их составляющих
(с учетом ингерншюн 1МА2 и
IMA,, отделяющих тти уровни
OI уровня Р| основного сигна-
ла) с друюй. В каждом кон-
кретном случае тннчснис орди-
наты оценивается по величине
входной мощности плюс коэф-
фициент усиления но мощности
соотнстс гнующе! о приемника
илн его функционального твена.
динамический диапазон по блокированию11 DBj и динамический диап.11011 но iiiiicp-
модуляции DB3. Как видно из рис. 1.5, DB, -это диапазон линейности динамической
характеристики приемника, a DB3-диапазон «безинтермодуляциоиной» обработки
энергетически-симметрично! о двухтоновою (измерительною) сигнала, нижней (рани-
цей обоих динамических диапазонов является RFrx. Динамический дианпнм! по
интермодуляции более важен, поскольку он определяется гем уровнем мощное!и Р,3
неизбежно возникающих в приемнике собственных интермодуляционных помех греть-
ею порядка, который совпадает с RFrx; при Р,3 = RFrx уровень помех (шумовых и
интермодуляционных) возрастает на отдельных часто!ах на 3 дБ, приводя в результате
к ухудшению на эти 3 дБ пороговой чувствительности приемника. Именно с пороговой
чувствительностью связываются доводы в пользу выбора «сораiMepnoiо», i.e. не
слишком малого по сравнению с FCM значения FRX. Реализацию соразмерности этих
величин следует всегда осуществлять с помощью ВЧ-ат тепюаюра, 'располагаемою
сразу же за разъемом подключения антенны; он сдвигает оба динамических диапазона
вверх на величину своею затухания, не изменяя их ширины, и. следоватс!....о, в равной
мере улучшает значения КР и 1Р. Эти взаимосвязи требуй»! imaicjn.iioio специального
анализа. 11
11 Блокирование в PII изменение уровня сигнала или о ношения сшнал/шум па входе РП
при дейсгвии радиопомехи, частота которой ис совпадает с частотой основных и побочных
каналов приема Прим, /мт)
I iai<j I
Относительно широкие динамические диапазоны достигаются в простых супер-
гетеродинных приемниках. Каждое дополнительное преобразование частоты сигнала
приводит к уменьшению КР и IP и одновременно к неизбежному сужению динамичес-
ких диапазонов. Эта сторона вопроса также должна быть обстоятельно проанализи-
рована.
Многократное преобразование частоты необходимо в трех случаях (которые могут
возникать по отдельности или в комбинации друг с другом): во-первых, когда только
таким способом можно обеспечить достаточную селективность (> 70 дБ) по зеркаль-
ному каналу и по каналу промежуточной частоты (ПЧ); во-вторых, когда оптимальное
значение ПЧ (как и частота основного сигнала) попадает в полосу приема; и наконец,
когда слишком высокое значение ПЧ не позволяет реализовать требуемую ширину
полосы пропускания (по этой ПЧ). Экономически оправдана реализация относитель-
ной ширины полосы пропускания порядка 25...3500 Гц/МГц, что, например, со-
ответствует ширине полосы около 200... 35000 Гц на частоте 9 МГц; такие параметры
могут обеспечить как кварцевые, так и монолитные фильтры.
С учетом изложенного можно сделать вывод, что приемники с рабочими частотами
до 1 ГГц всегда (без исключений!) должны быть приемниками максимум с двойным
преобразованием частоты (с минимальной шириной полосы пропускания по ПЧ около
1 кГц при каждом преобразовании). Заметим также, что обработка (детектором
перемножительного типа) сигналов с частично или полностью подавленной несущей
вносит в рассмотрение еще один смеситель.
При разработ ке схемы приемника усиление между разъемом подключения антенны
и определяющими одноенгнальиую избирательность приемника фильтрами основной
селекции (селекции по соседнему каналу), т. е. усиление широкополосного тракта,
следует устанавливать минимально возможным при требуемом значении коэффициен-
та шума. Итак, необходимо! а) максимально ограничивать усиление по ВЧ; б) всегда
использовать пассивный смеситель (т.е. смеситель с коэффициентом усиления < 1) для
разгрузки следующих за ним каскадов; в) применять малошумящий помехоустойчивый
предусилитель ПЧ с диплексером на входе, отфильтровывающем одну из двух
(fz=fu±fh) ПЧ-компонент; г) устанавливать фильтр основной селекции за этим
предусилителем. Каждая лишняя «добавка» к усилению тракта неизбежно сказывается
на помехоустойчивости приемника, т.е. на всех параметрах КР и IP и, следовательно,
на обоих динамических диапазонах.
Отсюда, кроме всего прочего, следует, что значение параметра IPi3 для каждого
каскада приемника должно примерно на 3 дБ превышать значение параметра 1Р03 для
предыдущего каскада1’, поскольку только таким образом можно исключить взаимное
влияние каскадов и возникающие вследствие этого всевозможные искажения сигналов.
То же касается величин КР, и КР0, но здесь достаточно обеспечить перекрытие порядка
1 дБ. «Точкой отсчета» для такого способа сопряжения каскадов является входной узел
наиболее слабого звена функциональной цепи-фильтра основной селекции; допусти-
мые значения внутриполосной мощности (ПЧ) для этого фильтра, как правило, не
превышают + 10 дБм (л 10 мВт), в то же время ясно, что внеполосная мощность
может быть значительно выше. Кварцевые или монолитные фильтры за счет своей
частотной избирательности эффективно увеличивают 1Р13 до + (30... 50) дБм.
В заключение следует отметить, что широкополосный тракт для обеспечения
качественной обработки сигнала всюду (вплоть до фильтров основной селекции)
должен обладать высокой линейностью. Следовательно, все необходимые ограничи-
тели и любые другие нелинейные элементы нужно располагать за фильтрами ПЧ.
Высокой линейностью должен также обладать блок гетеродина со смесителем.
*’ Параметры IP и КР с индексом i определяются по отношению к уровням входных, а с
индексом о выходных сигналов того или иного каскада.- Прим, перев.
2. Широкополосный тракт на 10 кГц ... 30 МГц
с ПЧ = 50 МГц
Знакомство с типичной схемотехникой радиоприемников логичнее всего начать с
рассмотрения не слишком сложной, т.е. хорошо обозримой в целом системы. В
качестве такой системы возьмем широкополосный тракт простого супергетеродинного
профессионального переносного приемника для SSB- и телеграфной связи (J3E и J2B
соответственно), который, правда, слишком сильно «выделяется» среди других ана-
логичных систем своим почти двенадцатиоктавным диапазоном перестройки по
частоте. Это как раз тот случай, когда, учитывая возможность широкой рабочей
перестройки тракта и крайнее непостоянство его текущего состояния, нужно найти
«золотую середину» между помехоустойчивостью и чувствительностью приемника.
Реализация требуемых значений этих параметров, взятых по отдельности, как правило,
не вызывает проблем, однако их совместная реализация на должном уровне всегда
требует гораздо большей изобретательности.
2.1. Схема с согласованным импедансом (50 Ом)
Прежде всего рассмотрим блок-схему на рис. 2.1. Блоки верхнего ряда соответствуют
функциональным элементам приемного тракта, состоящего из отключаемого ВЧ-
аттенюатора, фильтров сосредоточенной ВЧ-селекции, пассивного высокоуровневого
смесителя, двухкаскадного малошумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ,
фильтров сосредоточенной ПЧ-селекции (основной селекции) и еще одного мало-
шумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ. В нижнем ряду-функциональные
элементы выходного тракта гетеродина: фильтр нижних частот, предварительный
(буферный) усилитель и усилитель мощности сигнала гетеродина. Согласование
функциональных элементов блок-схемы друг с другом осуществляется на одинаковом
для всех элементов входном и выходном импедансе-50 Ом; это так называемая
«50-омная схемотехника», которая благодаря оптимальной возможности непосредст-
венного помодульного измерения параметров и в связи с некоторыми другими очень
интересными преимуществами имеет большое практическое значение.
С помощью приведенной блок-схемы можно сформулировать определение широко-
полосного тракта приемника: широкополосный тракт включает в себя часть приемного
зракта, ответственную за помехоустойчивость и чувствительность приемника, т. е. все
функциональные элементы от разъема подключения-антенньГ и (по меньШёйТЗере^до'
фильтров основной (по 114) селекции, а также блок смесителя с гетеродином (здесь
имеются в виду простые системы без синтезатора частот).
На рнс. 2.2 представлена принципиальная электрическая схема части приемного
зракта от разъема подключения антенны до выхода смесителя, включая также
функциональные элементы гетеродина, указанные выше на блок-схеме. Резистор,
включенный параллельно входным зажимам, предотвращает накопление статического
•шряда на гальванически изолированной от земли антенне. Следующий за ним
конденсатор (на 1 кВ) обеспечивает защиту приемника при высокой статической ЭДС
подключаемой к нему антенны. Отключаемый (вручную) аттенюатор позволяет умень-
шить уровень слишком мощных сигналов на 20 дБ. Блок фильтров (который пока
рассматривается просто как «черный ящик» и более подробно обсуждается в следую-
щем абзаце), во-первых, осуществляет селекцию принимаемых сигналов и поддержива-
сз в допустимых пределах ВЧ-мощность, нагружающую последующие каскады, а
во-вторых, ослабляет сигналы по зеркальным каналам приема и по ПЧ. Дополни-
-ХАДЫШМЯ—ослаблению сигналов ПО ПЧ cnocofir-rnvpT тяи-иге innunruurrniB <Ьи,н.|Ж
Рис 2 'I Блок-схема широкополосного ipaicra с указанием коэффициентов усиления (или
затухания) для отдельных функциональных элементов, а также коэффициентов шума для
определяющих чувствительное! ь приемника усилителей в приемном тракте. Согласованно всех
фупк11иопалы!ых элементов друг с другом осуществляется на одном уровне-50 Ом-входных и
выходных импедансов; так называемая 50-омная схемотехника.
нижних частот, расположенный сразу же за блоком фильтров; одна из двух частот, на
которых пропускание этого эллиптического фильтра обращается в нуль, выбрана
равной 50 МГц (т.е. совпадает с ПЧ). RC-звено, установленное на входе смесителя,
выполняет функцию фильтра верхних частот-диплексера, реализующего .оптимальные
условия согласования- импедансов в полосе подавления фильтра нижних частот. В
качестве смесителя используется высокоуровневый широкополосный кольцевой смеси-
тель на диодах Шотки; для этою смесителя 1Р13 = +(25...26) дБм при мощности
подводимого к нему сигнала гетеродина + 17 дБм. Сигнал гетеродина, поступающий в
широкополосный тракт с уровнем — 19 дБм, проходит через эллиптический фильтр
нижних частот, усиливается до необходимой мощности каскадом, состоящим из
широкополосного усилителя на ИМС и усилителя мощности, охваченного ООС, и
поступает на смеситель. Поскольку развязка между входом и выходом усилителя на
ИМС весьма значительна (> 60 дБ), то с целью реализации оптимальных условий
работы смесителя обеспечивается строгая апериодичность переходного процесса в
системе усилитель мощности - смеситель.
Принципиальная электрическая схема блока фильтров, о котором говорилось
выше, представлена на рис. 2.3. Эллиптический фильтр нижних частот, полосовой
фильтр, полученный каскадным соединением эллиптических фильтров нижних и
верхних частот, а также восемь субоктавных полосовых фильтров предназначены для
относительно узкополосной и, следовательно, практически нечувствительной к пере-
грузкам от внеполосных сигналов селекции. Для четкого (без интермодуляционных
помех) переключения фильтров используется язычковое реле, управляемое сигналами
синтезатора частоты в блоке настройки через промежуточный сильноточный пре-
образователь двоично-десятичного кода в десятичный код. Кроме того, на входе блока
фильтров имеется аттенюатор с затуханием 30 дБ; он управляется от системы АРУ
приемника и подключается с помощью реле в тех случаях, когда отношение
сигнал/шум становится больше 45 дБ. Этот несколько необычный способ управления
усилением тракта используется для устранения интермодуляционных искажений при
^боте ^аттенюатора-на p-i п-диодаэь.'которому все еще отдается предпочтение в
системах АРУ и который обычно располагается за фильтрами основной селекции.
На ‘рис. 2.4 приведена вторая часть принципиальной схемы приемного тракта
(первая часть дана на рис. 2.2). Сигнал ПЧ, поступающий в эту часть схемы в точке В,
подается на полосовой фильтр-диплексер, который, с одной стороны, выполняет
функцию активной нагрузки-поглотителя для внеполосных компонент выходного
...... смесизсля. а с другой стороны, обеспечивает избирательную (по 041 ™<-&анку
ВЧ-аттенюатор Блок фильтров I Фильтр нижних «372МГц
|001 ЗОЯМ Гц I ч®"°т
2-50Ои _Р^5_М,<
Смеситель
50Ом-
2.2нх с
0.33 мк
мдб!
О фильтроЦ -L
аттенюато)
I (-30 дБ),
управляемый
стемой АРУ +5В
ТТГ
Сигналы выбора
фильтров и аттенюатора
[Фильтр нижних частот< 81 МГц
Буферный усилитель Усилитель мощности
Рис 2 2 Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-селсктором. смесителем и выходным трактом
гетеродина.
Рис. 2.3. Подробная принципиальная электрическая схема блока ВЧ-фильтров н управляемого
системой АРУ ВЧ-аттснюатора (из схемы на рис. 2.2).
IIInt>v I. . V. ••..Ill .p-.M <i I 10 i ! i> OMI-I ПЧ 41 Ml l(
Диплексер Предусилитель 1 Инвертор импеданса Предусилитель 2
Рис 2 4 Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с
предусилителями ПЧ и фильтрами основной селекции.
следующего за ним предусилителя и согласование последнего с выходом смесителя.
Каждая ступень каскада предварительного усиления ПЧ представляет собой усилитель
с очень низким уровнем собственных шумов, охваченный цепью ООС. По существу
предусилители 1 и 2 отличаются друг от друга только максимально возможной
величиной неискаженною выходного сигнала, которая в свою очередь определяется
величиной коллекторного тока транзистора. Для рассматриваемого каскада lPi3 >
- 1 24 дБм. Эта величина по меньшей мерс на 3 дБ превышает значение параметра
П’(|, для смесителя; следовательно, данный каскад практически не оказывает влияния
ив значение 1Р03 смесителя. Для второго предусилителя 1Р03 > 41,5 дБм. Встроенный
между предусилителями инвертор импедансов (эквивалент четвертьволновой линии
дня сигнала ПЧ) способствует определенному выравниванию коэффициента усиления
но мощности каскада; существенное различие этого параметра для внутри- и вне-
полосных компонент сигнала обусловлено очень сильным различием внутри- и
внеполосных значений импеданса фильтра основной селекции. В этой связи следует
шметить, что введение в усилитель ООС, необходимой для обеспечения высокой
помехоустойчивости, неизбежно ухудшает развязку его входа и выхода, которая, как
привило, не превышает 2 дБ; в результате сильная частотная зависимость входного
импеданса фильгра основной селекции более или менее отчетливо сказывается даже на
Глава 2
работе смесителя, очень чувствительного к характеру своей нагрузки. Три восьми-
резона юрных кварцевых фильтра основной селекции переключаются с помощью
язычковых реле. За этими полосовыми фильтрами, определяющими односи! нальную
избирательность приемника, следует еще один малошумящий предусилитель ПЧ с
цепью ООС. Ввиду спектральной определенности сигнала раскачки помехоустой-
чивость этого предусилителя может быть невелика (на уровне предусилителя I), если
учесть, чю уже при мощности полезного сигнала на зажимах антенны свыше — 85 дБм
(12,6 мкВ/50 Ом) автоматически подключается разгрузочный аттенюатор с затуханием
30 дБ, установленный в блоке ВЧ-фильтров.
2.2. Технические характеристики и комментарии
Рассмотренный приемный тракт при отключенных аттенюаторах, т. е. при максималь-
но возможной чувствительности, обеспечивает коэффициент усиления по мощности
сигнала 7 дБ. Объективно это довольно малая величина, однако она вполне достаточна
для того, чтобы можно было пренебречь шумами следующего каскада - усилителя (на
ИС) системы АРУ с полевыми транзисторами на входе.
В габл. 2.1 приведены основные технические характеристики типичною приемника с
рассмотренным широкополосным фактом. Значения параметров 1Р3 > + 25 дБм и
RF ft - 130 дБм (« 0,07 мкВ/50 Ом), а также (как следствие) DB3 > 100 дБ достигают-
ся практически в стандартных условиях производства; в то же время улучшение этих
параметров возможно лишь с использованием очень дорогостоящих технических
методов. При этом все. что можно сделать, самым оптимальным образом реализуя
возможности данного широкополосного тракта, тик это снизить F на 2 дБ и повысить
1Р3 приблизительно на 10 дБ. Однако, учитывая наличие в спектре рабочих частот
приемника довольно сильных внешних шумов, необходимость уменьшения коэф-
фициента шума кажется по меньшей мере весьма сомнительной; а с друтой стороны, во
многих конкретных эксплуатационных ситуациях оба параметра IP и параметр КР
можно улучшить, надлежащим образом уменьшая слишком высокую чувствитель-
Таблица 2.1 Основные технические характеристики описанного широкополосного тракта и всего
приемника с таким трактом.
Параметр
SSB
Вр = 2,1 кГц
В„ = U кГц
Точка пересечения для интермоду-
ляционных составляющих третьего
порядка 1Р3
Точка пересечения для интермоду-
ляционпых составляющих второго
порядка 1Р2
Уровень компрессии (блокирования) КР
Уровень внеполосных сигналов,
вызывающих снижение чувстви-
тельности на 3 дБ за счет интер-
модуляционных помех DP
Коэффициент шума F
Уровень шума RF
Уровень «включения» собственных
интермодуляционных помех (для
внеполосных сигналов) Р1)П
Динамический диапазон по интер- 3
модуляции DB3
Динамический диапазон по блоки-
рованию DB,
> + 25 дБм
> +45 дБм
+ 7 дБм
~ -27 дБм
< 12 дБ
-128,8 дБм -131,2 дБм
> —26,5 дБм > —27,5 дБм
> 102 дБ > 103 дБ
>135 дБ >135 дБ
Широкополосный ip.iM на 10 kI n . 10 Ml и с 114 - SO MI ц
iiocib приемника с помощью подключаемых вручную аттенюаторов, устанавливаемых
на входе широкополосного тракта.
Все это I оворит о том, что стремление к абсолютной оптимизации всегда влечет за
собой необходимость использования большою числа нестандартных и, следовательно,
экономически «трудно перевариваемых» технологических методов. В этом отношении
рассматриваемая схема представляет собой пример отличного «компромисса» между
уровнем технических характеристик и стоимостью.
3. Модульная 50-омная схемотехника
При обсуждении схемы широкополосного тракта в разд. 2.1 уже отмечалось, что
50-омная схемотехника - это схемотехника с использованием автономных и дискретных
функциональных элементов (часто изготавливаемых в виде отдельных модулей),
входной и выходной импедансы которых характеризуются унифицированным значе-
нием-50 Ом. Настроенные на строго определенные значения своих функциональных
характеристик и подготовленные к работе они могут соединяться друг с друюм самым
различным образом без каких-либо промежуточных интерфейсных устройств и, таким
образом, легко включаются в самые сложные радиотехнические системы. В ю же
время узлы межмодульной связи, осуществляемой с помощью проводов, коаксиальных
кабелей или печатных проводников, являются измерительными и контрольными
точками с нормированным импедансом. Это, конечно, немаловажно для начинающих
технических специалистов.
Рассчитывая на читателя, пока еще не обладающет о достаточным опытом в связной
радиотехнике, кратко обсудим некоторые функциональные элементы с 50-омным
входным и выходным импедансом, наиболее часто встречающиеся в радиоприемных
устройствах. Ниже рассматриваются высокоуровневые широкополосные смесители на
диодах Шотки, широкополосные мощные усилители с ООС, а также ВЧ-селекторы с
оптимальными характеристиками. Вместе со схемами перечисленных устройств приво-
дятся гипичные (для ВЧ-техники) вспомогательные расчетные соотношения, позво-
ляющие использовать эти схемы в качестве основы для практического конструирова-
ния радиоприемников; сведения о рекомендуемых к применению схемных элементах
можно найти в гл. 14.
3.1. Широкополосные диодные кольцевые смесители
Высоким качественным требованиям вполне удовлетворяют лишь смесители11, выпол-
ненные по двойной балансной схеме. Предпочтение отдается мощным кольцевым
смесителям на сверхбыстродействующих и исключительно малошумящих диодах
Шотки.
Качественный уровень смесителя обычно задается величиной 1Р13, наряду с этим
указывается мощность сигнала гетеродина Рй (величины 1Р13 и Рц взаимосвязаны).
Принята следующая классификация:
Очень низкий уровень
Низкий уровень
Средний уровень
Высокий уровень
Очень высокий уровень
1Р,з + 7 дБм
+13 дБм
+ 20 дБм
+ 25 дБм
5+30 дБм
0 дБм
+ 7 дБм
+ 13 дБм
+ 17 дБм
5+20 дБм
Смесители двух первых классов не представляют интереса для использования в
широкополосных трактах, поскольку они не обеспечивают требуемой помехоустой-
чивости. Иногда встречающееся обозначение «Стандартный уровень» в общем от-
носится к низкоуровневым смесителям.
" К основным параметрам смесителя относятся потери преобразования диода (L.d); они
характеризую! уменьшение мощности входного сигнала Pjn при сто преобразовании в сигнал ПЧ
(Рпч) и равны отношению поминальных мощностей этих сигналов Ld = Р1П/РПЧ. При этом
коэффициент шума смесителя с достаточной точностью можно считать равным (без учета
шумового отношения): F„ a: Ld(F„„ — I).-Прим. ped.
Дру1ими важными параметрами смесителя являются вносимое затухание А:,
коэффициент шума FM и развязка между входами Аж. Величина А, обычно составляет
5,5...6,5 дБ, причем в соответствии с фундаментальным cooiношением для процесса
преобразования частоты fz = fQ + fh, в которое входят две ПЧ-компоненты, 3 дБ из
этой величины приходится на нежелательную и поэтому отфильтровываемую ^-ком-
поненту (SSB-сигнал). Как правило, FM к 0,5 дБ, и в силу малости этой величиной чаще
всею пренебрегают (или же включают ее в А,). Что касается параметра Ак, то для
развязки между входом информационного сигнала и выходом смесителя можно
принять А, > 25 дБ, а для развязки гетеродинного входа с выходом и информацион-
ным входом-А,>45 дБ. На частотах свыше 150 МГц с увеличением частоты
происходит постепенное нарастание потерь.
Смеситель среднего уровня обычно состоит из двух стандартных симметрирующих
гибридных трансформаторов с коэффициентом преобразования импедансов 1:2:2,
четырех диодов (по одному на каждый квадрант кольца), а также симметрирующего
конденсатора Сп, используемого для оптимизации параметра Аж (и поэтому под-
ключаемого только при’необходимости); все это хорошо видно из рис. 3.1. При
Рй = + 13 дБм параметры 1Р13 и КР, достигают значений + (20.. .22) дБм и + (7.. .9)
дБм соответственно. Смесители этого класса можно использовать в приемных трактах
с относительно низкоэффективными антеннами (при этом необходима субоктавная
преселекция), а также в качестве процессорных смесителей в блоках настройки.
Структура высокоуровневого смесителя очень близка к структуре смесителя средне-
го уровня; единственное отличие состоит в том, что вместо одного диода в каждый
квадрант кольца включаются по два последовательно соединенных диода (рис. 3.2).
При Рп = + 17 дБм можно получить 1Р13 = + (25.. .27) дБм и КР, = + (13.. .15) дБм.
Такие смесители обычно используются в приемных трактах с высокоэффективными
антеннами и субоктавными преселекторами.
В типичном смесителе очень высокого уровня в отличие от среднеуровневого
смесителя к каждому из четырех диодов последовательно подключено RC-звено, как
показано на рис. 3.3. Реактивное сопротивление каждого конденсатора Сг не должно
превышать 50 Ом на самой низкой преобразуемой частоте Гц + fz. При Pq = +20 дБм
доеппаются значения 1Р13 = + (30.. .33) дБм и KPj = + (15.. .18) дБм. Эти смесители
можно использовать с высокоэффективными антеннами при относительно широко-
полосной прсселекции принимаемых сигналов.
Что касается выбора трансформатора, то здесь мы ориентируемся на схему,
приведенную на рис. 3.4. Данную конфигурацию можно применять в смесителях,
относящихся к любому из трех рассмотренных классов. Частотная характеристика
<ж(*0Гц> U1.2 и Сц,см. текст
Средний уроню
1Рц ’ *4) дБм
1Рц " *20 дБм
ЮЧ “ *7 дБм
- ♦13дБм(20мВт)
А, - 5.5 6.5дБ
А, - ft>:f, 225дБ
•о:fh . to :fM *45дБ
Ptot -0.2 Вт
Z-50OM DI А - HP 2600. HP 2900 или аналог.
Ги<; 3 1 Принципиальная электрическая схема и технические характеристики среднеуровневого
кольцевою смесителя па диодах Шотки.
22
Высокий уровень
1Р1?- +45 дБм
1Р,э= +25 ДБм
КР, - +13дБм
РЬ - +17дБм( 50мВт)
А, = 5.5 6.5 дБ
A.-lr.-fx * 25 ДБ
tii’ti- . «и '> г45дБ
Р|о1 - 040т
01.2 и Сп,см. текст
01 8-HP2800, HP2900 или аналог.
1, (-0Гц)
2=50Ом
1
Рис 3 2 Принципиальная тлектричсская схема и технические характеристики высокоуровневою
кольцевого смесителя па диолах Шотки
1,(*0Гц1
2-50 Ом
1
01,2, а такжеСп и Ст,см. текст
Rr = 1000ц, металлопленочный
01 4 = HP 2800. HP 2900 или аналог.
Рис 3 3 Принципиальная электрическая схема и технические характеристики кольцевою сме-
сителя очень высокого уровня на диолах Шогки.
Рис. 3.4 Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевого
сердечника трансформатора титя смесителей на рис. 3 1 3.3.
Модульная 50-омная cxcMoicxiiiiKa
23
Рис. З.Б. Принципиальная элект-
рическая схема и расчет полосового
фильтра-диплексера с номиналами
элементов для частоты 1 МГц
Центральная частота frn 1 МГц
796,6л Тракт ПЧ
Z-50 Ом
1
L,- — Cx=C/fx
трансформатора в ючке С (f.-nopr) начинается с 0 Гц (!), сюда подается (или
снимается) самая низкочастотная из всех фигурирующих в процессе преобразования
компонент fv или fz; для двух-дру! их портов ширина рабочей полосы частот составляет
около пяти октав. Верхняя траничная частота для всех трех портов приблизительно
одна и та же.
Особое внимание нужно обратить на следующее.
1. Ситнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается
принимаемый ситнал, ситнал тстеродина подается на другой трансформатор; иное
включение ни в коем случае не допустимо (критерий значение параметра Л,).
2. Следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование
(фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов; для этого
необходим подбор экземпляров с одинаковыми параметрами °. Выбираемые диоды
должны обеспечивать стабильный прямой ток величиной около 10 мА при эквивалент-
ных, т.е. отличающихся друг от друга не более чем на 5% значениях прямого
напряжения, приложенного к каждому квадранту; в случае смесителей очень высокою
уровня все эго должно выполняться с учетом последовательно подключаемых со-
противлений Rr. Следует также обеспечить идентичность конструктивното выполнения
обмогок трансформаторов.
3. Трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать на монтажной плате
ст рот о симметрично и соединять их одинаковыми проводниками минимальной длины.
' )т|>фскгивную симметрию смесителя (чем она выше, гем больше величина Ам) можно
улучшить не только с помощью конденсатора С„; в некоторых случаях можно
получить положительный эффект, меняя местами работающие в противофазе обмотки
одною из двух трансформа торов (любою); обратите внимание на полярность под-
ключения обмоток!.
4. В отношении согласования импедансов т лавное внимание нужно уделить f.-порту;
и силу своих частотных характеристик fh- и (.-цепи взаимозаменяемы.
5. К порту, с которого снимается сигнал ПЧ, следует подключать полосовой
фильтр-диплексер (например, такой, как на рис. 3.5). Он используется в качестве
ппгрузки с однородным в широкой полосе частот импедансом и уменьшает на 3 дБ
мощность сигнала, поступающую на следующий за ним каскад, за счет огфилыро-
НЫ1ШПИЯ ненужной ^-компоненты (SSB).
6 ('шнал ютсродина следуе! подавать в смеситель после предварительною усиле-
ния и широкополосном линейном усилителе мощности; элемен|ы селекции сигнала в
ним буферном усгройшве, ссгес!венно, отсутствую! Значение параметра Ая для
1„ фильтра должно быть не менее 10 дБ.
11 Для этой цели наша промышленность выпускает как парные, гак и четыре заранее
|||>добрц1шых диода. При», рсд.
24
3.2. Широкополосные усилители с ООС
При реализации этих устройств предпочтение отдается схемам на основе мощных
малошумящих биполярных СВЧ-гранзисторов относительно небольшой стоимости.
Высокое значение граничной частоты усиления по току f, «4.. .4 ГГц у таких
транзисторов позволяет создавагь на них устройства с верхней рабочей частотой
>1 ГГц и шириной рабочего диапазона частот до десяти октав.
Структура вводимой ООС зависит от назначения усилителя. В тех случаях, когда
нужно обеспечить высокую пороговую чувствительность и оптимальную помехо-
устойчивость, в качестве элементов обратной связи используются не создающие шумов
реактивные сопротивления (Хчггруктура). Если же единственным требованием являег-
"'ся достижение максимальной неискаженной выходной мощности, можно применить
более простые схемы с активными сопротивлениями в петле обратной связи (R-струк-
^ра).~Такие усйлйтёлй"при относительно небольших' значениях тока коллектора
1С < 60 мА позволяют получить lPi3 = +40 дБм и + 20 дБм для X- и R-структур
соответственно, причем значения КР, в обоих случаях практически одинаковы и не
t превышают + 10 лБм. Коэффициент усиления мощности Gp может достигать 9 дБ
’ и 20 дБ соответственно. Минимальное значение коэффициента шума F для оптималь-
'ных по этому параметру схем с ООС Х-типа составляет около 1,8 дБ. для схем с ООС
R-типа F > 3 дБ; эти значения в принципе можно обеспечить в диапазоне частот до 150
Ml ц.
Помимо рассеиваемой мощности и уровня интермодуляционных искажений двумя
другими важными параметрами, определяющими выбор транзисторов для рассматри-
ваемых усилителей, являются граничная частота fT и динамический коэффициент
усиления тока базы Ро (на частоте 1 кГц). Верхнюю рабочую частоту усилителя fMa,c (на
уровне - 1 дБ от GP) можно оценить с помощью соотношения fM„c~ Ю(1т/Ро)- Расчеты
с 1С = 10.. .60 мА, учитывающие названные факторы, показывают, что можно исполь-
зовал» такие транзисторы, как, например, BFT 66, BFT 97 и MRF 904 при 1с < 20 мА, а
также BFR 96(S), MRF 961 и MRF 965 при 1С < 60 мА. Перечисленные транзисторы в
своих классах мощности считаются к тому же самыми малошумящими.
Сначала рассмотрим усилитель с ООС Х-типа, его принципиальная электрическая
схема представлена на рис. 3.6. Подобные структуры используют, в частности, в
качестве каскадов предварительного усиления ВЧ и ПЧ в широкополосных трактах
приемников с высокой чувствительностью и высокой перегрузочной способностью.
Реализуемые технические характеристики усилителя, а также относительное число
витков обмотки W3 трансформатора иллюстрируются графиками на рис. 3.7.
В принципе эти характеристики можно улучшить, однако это достигается только при
использовании дополнительных согласующих элементов. Расчет и изготовление стан-
дартного трансформатора можно производить на основе рис. 3.8; ширина рабочего
диапазона частот такого трансформатора - около пяти октав.
1,6 и FP, см. текст <*П8)
Рис 3 6 Принципиальная электри-
ческая схема усилителя с ООС Х-типа,
обладающего высокой чувствительно-
стью и широким динамическим диа-
пазоном.
Рис 3 / Технические характеристики и инструкции по расчету трансформатора обратной связи
для усилителя иа рис. 3.6.
Бифилярнвя и трифилярнвя
намотка скруч. проводами
Рис. 3 8. Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевою
сердечника для трансформатора в усилителе на рис. 3.6.
Гиг 3.9. Принципиальная электрическая
гхема усилителя с ООС R-типа, обладающего
хорошей чувствительностью и широким ди-
намическим диапазоном.
I и U, см. текст
(2 8В)
26
Рис. 3.10. Технические характеристики и инструкции по выбору сопротивлений обратной связи
для усилителя на рис. 3 9.
В отношении усилителя с рассматриваемым типом ООС особое внимание нужно
обратить на следующее.
I. Отличие величин сопротивлений источника сигнала и нагрузки (Rj и R2 соответ-
ственно) or номинального значения 50 Ом не должно превышать 30%, в противном
случае мотут возникнуть паразитные колебания, связанные, в частности, с нежелатель-
ными реактивными составляющими. В этом отношении стабилизирующее действие
оказывает ферриювая бусинка (FP; см. рис. 3.6), надеваемая на коллекторный вывод
транзистора. Конкретный характер работы усилителя в том или ином применении
зависит, разумеется, oi его конструкции и в определенной степени от подключаемых к
нему внешних цепей.
2. Величины параметров IP весьма чувствительны к характеру распределения
витков обмоюк трансформатора по периметру сердечника. В худшем случае возможно
уменьшение 1Р3 на 3 дБ. Оптимальные значения параметров IP чаще всего достигают-
ся при неравномерной намотке скрученными проводами.
Принципиальная электрическая схема усилителя с ООС R-типа представлена на
рис. 3.9. Типичные примеры использования подобных сгруктур-усилители ВЧ и ПЧ, а
также линейные усилители мощности в гетеродинных цепях. Графики на рис. 3.10
иллюстрируют реализуемые технические характеристики данного усилителя; два на-
бора расчетных кривых для приведенных комбинаций сопротивлений резисторов Rc и
Rr задают границы изменения соответствующих параметров при допустимых (в весьма
узких пределах) изменениях входного и выходного сопротивлений усилителя. Расчет и
изготовление переходного трансформатора С с коэффициентом преобразования сопро-
тивлений 1:4 можно производить на основе рис. 3.11; ширина рабочего диапазона
частот такою трансформатора - до десяти октав. Усилители этого типа отличаются
исключительно высокой стабильностью электрических параметров.
Для некоторых применений рассмотренных усилителей (особенно при их работе на
фильтр ПЧ) может оказаться явно недостаточной величина развязки между входом и
Молу.и>н.1я 50-омная счсмоiсхник<1
*-Vt
Рис. 3.11. Принципиальная электрическая схема, способ расчета и схема намотки кольцевого
сердечника для трансформатора на рис. 3 9.
Выходом; для обеих cipyKiyp в силу наличия ООС значение napaMeipa Ах, как правило,
лишь ненамною превышает 2 дБ Этот недоем ток можно устранить путем последова-
тельного соединения нескольких каскадов с результирующим очень большим коэффи-
циентом усиления по мощности и установки в узлах сопряжения хадулей соответст-
вующим образом рассчитанных аттенюаторов. Эффекгивное значение А, % Ю дБ
обычно является вполне достаточным. —
3.3. ВЧ-селекторы
Селекция ВЧ-сигиалов обычно осуществляется с помощью LC-филы ров нижних и
верхних часют (ФПЧ и ФВЧ соответственно) и полосовых LC-фильгров (ПФ).
Ниже они представлены наиболее широко используемыми фильтрами Баттерворта,
Чебышева и эллиптическими фильтрами.
Для общего ознакомления с этими типами фильтров обрашмея к рис. 3.I2. Точкой
«оIсчета», относительно которой рассматриваются параметры фильтров (в равной
•и< 3.12. Типичные характеристики фильтров Баттерворта, Чебышева и эллиптических фильт-
•>|Ц (пояснения в тексте).
2«
мере пригодные для описания ФНЧ, ФВЧ и ПФ), является точка нормированной
расстройки fi = 1, соответствующая частоте среза fc в случае ФНЧ и ФВЧ, а также
нижней или верхней граничным частотам fcl и fc2 в случае ПФ. Полоса пропускания
фильтра определяется условием й < 1, полоса задерживания-условием й> 1. Рас-
стройка й = 0 соответствует нулевой частоте в случае ФНЧ, бесконечно большой
частоте в случае ФВЧ и частоте fm, = (Гс1Гс2)1/2 в случае ПФ. Значение й = й, выделяет
частоту fs в области задерживания эллиптического фильтра, соответствующую
требуемому минимальному затуханию Аъ в глубине полосы. Параметр Ар характеризу-
ет неравномерность (пульсации) затухания в полосе пропускания фильтра.
Рис. 3.13 даст представление о частотной избирательности различных фильтров в
зависимости от их типа и порядка (п). По оси абсцисс отложена расстройка £1 (в полосе
задерживания), нормированная на частоту fc, причем значения £2 показывают, во
сколько раз соответствующая частота больше fc (для ФНЧ) или меньше fc (для ФВЧ). В
первом случае частота изменяется прямо пропорционально, во втором - обратно
пропорционально й.
На рис. 3.14 показана схемная реализация ФВЧ и ФНЧ Баттерворта и Чебышева.
Рассчитанные номиналы элементов этих фильтров для п = 3, 5, 7 и 9 (п нечетное) и
fc = I МГц приведены в табл. 3.1. Значения емкостей и индуктивностей для любой
другой частоты fc(f„) получаются путем масштабирования табличных значений по
формулам, указанным в нижней части рис. 3.14.
Таблица 3.1. Номиналы элементов фильтров Баттерворта и Чебышева (рис. 3.14) для частоты
среза I МГц (формулы для перерасчета на другие частоты см. на рис. 3.14).
Тип
фиэыра
ФВЧ 1, 2, 3 3183,1 3.979 3183,1
1, 2, 3 5150,7 4,918 1591,6
4, 5 4,918 5150,7
1, 2, 3 7153,0 6,382 1766,5
4, 5, 6 3,979 1766,5 6,382
7 7153,0
с 1, 2, 3 9165,3 7,958 2077,6
4, 5, 6 4,234 1591,6 4,234
g- 7, 8, 9 2077,6 7,958 9165,3
1 ФНЧ 1, 2, 3 3183,1 15,92 3183,1
1, 2, 3 1967,2 12,88 6366,2
I 4, 5 12.88 1967,2
1, 2, 3 1416,5 9,923 5735,6
4, 5, 6 15,92 5735,6 9,923
7 1416,5
1, 2, 3 1105,5 7,958 4876,8
4, 5, 6 14,96 6366,2 14,96
7, 8, 9 4876,8 7,958 1105,5
Mo,'iy.u>'<."l >(1ом|. я
29
Продолжение пшбл. 3.1
Тип фильтра C.L пФ, мк!
ФВЧ 1, 2, 3 3085,7 6,935 3085,7
I, 2, 3 4, 5 2775,6 5,803 5,803 2775,6 1611,7
1,2, 3 4, 5, 6 7 2694,9 5,058 2694,9 5,593 1518,2 1518,2 5,593
II 1, 2, 3 4, 5, 6 7, 8, 9 2662,2 4,922 1491,2 5,516 1443,3 5,516 1491,2 4,922 2662,2
ФНЧ 1, 2, 3 3283,6 9,131 3283,6
I, 2, 3 4, 5 3650,4 10,91 10,91 3650,4 6286,6
е 1, 2, 3 4, 5, 6 7 3759,8 12,52 3759,8 11,32 6673,9 6673,9 11,32
1, 2, 3 4, 5, 6 7, 8, 9 3805,9 12,87 6794,5 11,48 7019,9 11,48 6794,5 12,87 3805,9
Вильтр Баттерворта А,=ЗдБ
•ш 3 13 Характеристики фильтров Баттерворта, Чебышева и эллиптических фильтров разного
>»|*мнмн в полосе задерживания; обратите внимание на крутизну спада характеристик эл-
ii'ii 1ичсских фильтров.
34>
Г лава
Рис. 3.14. Структуры
Т-образных фильт ров
верхних часто! и П-образ-
ных фильтров нижних
частот Баттерворта и Че-
бышева для п = 3. 5, 7 и 9,
указан способ перерасчета
приведенных в табл 3.1
значений L в С для фильт-
ров с произвольным зна-
чением частоты среза.
Аналогичный подход используется и для эллиптических ФНЧ и ФВЧ, структуры
которых приведены на рис. 3.15, а номиналы элементов для п = 5и7и(с = 1 МГц-в
табл. 3.2; в этой таблице дополнительно указаны значения параметров As и f„, а также
значения частоты в двух (для п = 5) или ipex (для п = 7) точках с бесконечно большим
-затуханием (называемых полюсами затухания).
в Схемы двух полосовых фильтров гретого порядка П-образной и Т-образной
конфигураций представлены на рис. 3.16. Номиналы их элементов для бат1ерворгов-
ской и чебышевской характеристик в расчете на fm(, = 1 МГц при различных значениях
выраженной в процентах относительной ширины полосы пропускания Вр = fe)...fc2
приведены в табл. 3.3 (П-образные фильтры) и 3.4 (Т-образные фильтры); про-
межуточные значения (по Вр) можно получить путем интерполяции.
Рис. 3 15 Структуры Т-образны
фильтров верхних частот и П-об
разных фильтров нижних частот эл
литического типа для я = 5 и 1
указан способ перерасчета при»
денных в табл. 3 2 значений L и <
ДЛЯ фиЛЬТрОВ С ПРОИЗВОЛЬНЫМ 3IIU
чением частоты среза.
Мол)Л1>ная 50-омн.|я схеме lexniiKa
Таблица 3.2. Номиналы элементов эллиптических фильтров (рис. 3.15) для частоты среза I МГц
(формулы для перерасчет на другие частоты см. па рис. 3.15).
жльтра А, дБ f,, МГн С, I ..Ф мкГц Сф„, пФ U МГн
79,3 0,326 1, 2 2839,5 5,934 113682 0,195
3, 4 5 1676,2 2958,3 6,222 42441 0,311
II 58,5 0,500 1, 2 2933,7 6,155 43604 0,308
« е 5 1777,3 3268,1 6,962 15916 0,479
43,1 0,669 1, 2 3108,5 6,555 20805 0,431
3, 4 5 1956,4 3929,8 8,548 7137.0 0,645
79,3 3,072 1, 2 3568,3 10,67 89,13 5,132
3, 4 5 6044,7 3425,0 10,18 238,7 3.221
II 58,8 2,000 1, 2 3453,7 10,29 232,4 3,251
А X © 5 5700,9 3100,3 9,096 636,6 2.089
43,1 1,494 1, 2 3259,5 9,661 478,0 2,321
и 5 5178,9 2578,3 7,409 1419,7 1,551
₽• 1, 2 2859,9 5,961 40292 0,326
(5 71,8 3, 4 1816,8 6,926 8488,3 0,657
4 0,669 1950,4 7,093 11746 0.552
7 3347,1
1, 2 2986,0 6,246 23234 0,418
55,6 3, 4 2049,7 8,726 4687,9 0,787
0,799 5 6 2315,0 8,457 6482,9 0,680
№ 7 3949,3
©
И 1, 2 3145,4 6,621 15303 0,500
43,6 2345,7 11,67 2872,8 0,873
0,883 5^ 6 2807,0 10,51 3998,9 0,776
7 4897,1
1, 2 3542,8 10,62 251,5 3.072
71,8 3, 4 5576,8 9,144 1193,7 1,523
1,494 5, 6 5194,8 8,929 862,6 1,813
7 3027,1
II 1, 2 3393,2 10,14 436,1 2,391
с 55,6 3, 4 4943,4 7,258 2161,3 1,271
£ 1,252 7 4376,8 2565,6 7,488 1562,9 1,471
©
1, 2 3221,3 9,565 662,1 1,999
43,6 3, 4 4319,5 5,475 3526,9 1,145
1,133 5, 6 3609,6 6,024 2533,8 1,288
7 2069,0
р,j 16 Структуры П-образных и Т-образных полосовых фильтров третьего порядка и способ
расчета их характеристик для произвольных значений граничных частот.
Таблица 3.3. Номиналы элементов П-образных полосовых фильтров с бапсрворговской и
чебышевской характеристиками (схема на рис. 3 16,в) для средней частоты фильтра 1 МГц и
различной ширины полосы пропускания (формулы для перерасчета на другие частогы см. на '
рис. 3 16).
фильтра Вр, % ЦмкГ С. пФ N' N"
Филы р 5 32,0 791,6 0,112 0,038
Баттерворта 6 0,122 0,042
А„ = 3 дБ 7 0,132 0,050
8 0.141 0,057
9. 0,150 0,064
10 0,158 0,071
12 0,173 0,085
15 0,193 0,106
Филы р 10 32,0 791,6 0,155 0,092
Чебышева 12 0,170 0.110
Л„ = 0,1 дБ 15 0,190 0,138
20 0,220 0,184
25 0,246 0,230
30 0,269 0,276
35 0,291 0,322
40 0.311 0,368
N' и N' относительные числа витков кагушки, отсчшываемых 01 се затем теплого конца
Полосовые фи дыры с Вр < 10% в силу неидеальности конструкгивных элементов
можно реализовать только в виде фильтров с баггервортовской характеристикой.
Избирательность Т-образных полосовых фильтров ограничена величиной Вр > 20%
вследствие зависимости от В значений распределенной индуктивности и результирую-
щей доброгности катушек. Для построения полосовых фильгров с Вр > 60% лучше
всего использовать каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ; структуры с п = 5 обеспечива-
ют уже достаточно хорошую крутизну спада характеристики фильтра вне полосы
пропускания.
Следуст веет да с тремиться к использованию самых высококачественных конструк-
тивных элементов. Правда, особого внимания, как правило, требуют лишь катушки.
Рекомендуемые к применению кольцевые сердечники типа Т-50-хх и Т-68-хх из
Моду н.п.is 5(гч>мн.1И v \смок\ппк<1
Таблица 3.4. Номиналы элементов Т-образных полосовых фильтров Чебышева (схема иа рис. 3.16,6)
для средней частоты фильтра 1 MI п н различной ширины полосы пропускания (формулы для
перерасчета на другие частоты см. на рис. 3.16).
фильтра Вр, % L, мкГ С, пФ С, пФ С, пФ
Фильтр 20 41,05 113,4 503,7 432,0
Чебышева 25 32,84 177,3 594,1 498,3
Ар = 0,1 дБ 30 27,36 255,3 670,4 555,9
35 23,45 347,5 732,5 608,6
40 20,52 453,8 780,4 660,3
45 18,24 574,4 814,2 715,0
50 16,42 709,0 833,8 776,4
0 60 13,68 1021 830,4 935,5
Арптимального по частотном свойствам^Нгрбонильного желёз5 обеспечивают доброт-
ТТбсти Q 180 и Q > 240 ^оотвещве_нно. При этом величина А;~для"ФЙЧ и ФВЧ
'Составляет около 0,3 дБ на индуктивность. Для полосового фильтра третьего порядка с
Вр > 15% и Q > 180 получаются те же значения; в области Вр < 15% и при требуемом
Q > 200 величина А, непрерывно возрастает (приблизительно до 3 дБ при Вр х 5%).
В этом отношении фильтры Баттерворта несколько предпочтительнее фильтров
Чебышева; что касается фактора эффективности Ар/А„ го здесь ситуация обратная.
Не рекомендуется применять дисковые керамические конденсаторы, поскольку, как
показывает опыт, они могут вызывать иптермодуляционные искажения й ухудшагь тем
самым избирательность фильтров; к этому наиболее чувствительны полосовые
фильтры с малым Вр. В многослойных и трубчатых керамических конденсаторах эти
эффекты нс наблюдаются, равно как и в пленочных конденсаторах. На-отсу гствие
интермодуляционных искажений необходимо проверить и ферритовые сердечники
КатушекГпри оптимальной конструкции полосового фильтра в критической области
милых значений Вр (< 10%) еще вполне достижимое значение 1Р, = + (30...40) дБ при
введении феррита иногда просто «катастрофически» падает до значений < + 10 дБ.
4 Структура и параметры широкополосного гракта
В гл. 1 мы ознакомились с фундаментальными основополагающими критериями
построения широкополосных трактов приемников. Теперь пришло время углубить
паши знания в схемотехнике и конструировании этих систем. Решение данной задачи
облегчается 1ем, что в гл. 2 и особенно в гл. 3 уже рассмотрены основные схемо-
технические методы и функциональные элементы. В качестве «иллюстрирующей»
системы выберем относительно простой объект, а именно широкополосный тракт
описываемого и следующей главе радиолюбительского приемника на диапазоны 80 м и
20 м.
Эго! широкополосный <ракг предназначен для приема сигналов в диапазонах
часгог (Ц 3,5...4,0 МГц и 14,0... 14,5 МГц, преобразуемых к промежуточной частоте
Г2 = 9МГц с использованием юлько одного диапазона частот гетеродина fQ =
5,0... 5,5 МГц. Настройка в диапазоне 20 м соответствует реализации соотношения
fc = fz 4 fu, а в диапазоне 80 м соотношения fc = fx - fu; в первом случае частота
гетеродина и частота принимаемого сигнала изменяются согласованно, во втором
случае понижение частоты гетеродина приводит к повышению частоты принимаемого
сигнала. Таким образом, диапазон 80 м является одновременно зеркальным каналом
(f,) приема для диапазона 20 м и наоборот; все это следует из фундаментального
соотношения fc = fx ± fu для процесса преобразования частоты.
Как показывает опыт и подтверждают кривые на рис. 1.2, для приема сигналов с
частотами до 15 МГц (это как раз рассматриваемый нами случай) не имеет смысла
использова!Ь приемники с Гкх < 20 дБ. Иногда высказываемые противоположные
утверждения носят, по-видимому, субъективный характер, т. е. не следуют из из-
меряемых на практике характеристик приемников, или же они связаны с наличием
нераспознанных дефектов системных компонентов (плохо установленные антенны,
расстроенные селекторы и i. п.).
Из рис. 1.1 хорошо видно, что на выходе полосового фильтра преселектора с
шириной полосы пропускания 1 МГц для наиболее «нагруженного» диапазона 80 м
мощность (векторная сумма) принимаемых сигналов можег достигать —12 дБм.
Соответственно эюму динамическая характеристика (КР) нашего приемника должна
быть определена в приемном тракте: между разъемом подключения антенны и
фильтрами основной селекции.
Блок-схема приемного тракта со всеми необходимыми пояснениями представлена
на рис. 4.1. Четыре верхних строки цифр на этом рисунке представляют значения
параметров 1Р3, КР, Gp и F для семи функциональных блоков; в двух следующих
строках (в нижней части рисунка) указаны допустимые значения мощности широко-
полосного сигнала Р^ и мощное i и полезного сигнала Р„ в узлах сопряжения блоков; в
самой нижней строке для сравнения приведены узловые уровни мощности полезного
сигнала Рс10 при отношении сигнал/шум 10 дБ. Резюме по техническим характеристи-
кам рассматриваемою широкополосною 1ракга и некоторая другая важная информа-
ция содержатся в самой нижней часги рисунка.
Блок I. Если непосредственно за разъемом подключения антенны мы устанавли-
ваем аттенюатор с затуханием 20 дБ и используем его при приеме сигналов в
диапазоне 80 м (учитывая, чго в этом диапазоне Ее1 > 40 дБ), то тем самым
эффективно увеличиваем на эти 20 дБ значения параметров IP и КР широкополосного
|ракта. Точно так же изменяется RF, в результате атмосферные шумы, зачастую
................. "по“ пп ",кя пе S. снижаю тея более чем на 3 балла:
IP, «40 дБм
IP, «20 дБм
KP -15/»18.5дБм
PF -125.2дБЛ
00, 1236 дБ | Вр 2400 Гц
О0з 96 8 дБ J
—-дБм
— дБм
— дБ
— дБ
1111
♦10 «6 - - — дБм
-0.5 -45 -0 0 дБм
-114 2 -110 2 -121,7 -113,7 — дБм
Рис 4.1 Типичная блок-схе-
ма и карта уровней широко-
полосного тракта приемника,
конструкция которого под-
робно рассмотрена в гл. 5.
Приведены его технические
характеристики и важнейшие
формулы для расчета коэф-
фициентов шума. Использо-
вание подобных схем совер-
шенно необходимо при кон-
струировании высококачест-
венных систем, в том числе и
всех систем относительно не-
большой сложности.
Г + Fz’antlu5^5L ; r-”)fo9f.
диапазоны при этом полностью сохраняются. Во многих случаях можно работать с
ослаблением ВЧ-сигнала на 20 дБ и на диапазоне 20 м.
Блок 2. Мы используем полосовой филыр третьего порядка, схема которого
приведена на рис. 3.16, а. Этог фильтр должен быть субоктавным с А, 1 дБ. Для
диапазона 80 м при fmg = 3,74 МГц и Вр = 0,5 МГц («13%) пригоден фильтр Чебы-
шева с Ар = 0,1 дБ. Фильтр на диапазон 20 м, принимая во внимание довольно малое
значение Ah приходится делать менее узкополосным, чем это требуется, например, с
fmg= 14,22 МГц и Вр = 1,8 МГц («12,7%) В этом случае мы выбираем фильтр
Баттерворт а с Ар = 3 дБ; внутри диапазона перестройки приемника Af = 0,5 МГц
величина Ар для такого фильтра составляет «0,002 дБ, и, следовательно, его избира-
тельность эффективно выше, чем у фильтра с чебышевской характеристикой (см. разд.
3.3). Свойства фильтров в отношении подавления частот fz и f, мы обсудим ниже.
Блок 3. При оптимальной ВЧ-селекции с Вр = 0,5 МГц в диапазоне 80 м (из двух
диапазонов приемника он наиболее сильно «нагружен» принимаемыми сигналами)
средняя мощность широкополосного сшнала на входе смесителя составляе! около
— 15 дБм. Учитывая необходимость надежного подавления пиковых значений мощ-
ности, мы выбираем смеситель среднего уровня на диодах Шотки (рис. 3.1) с
IPi3 = 4 20 дБм и КР, = 47 дБм. Типичное значение А, для (акого смесителя около
6 дБ (SSB-прием), именно на эгу величину снижается мощность, поступающая на
следующие за смесителем каскады. Тракт ПЧ должен начина |ься с диплексера.
Блок 4. Эго первое активное 'звено приемного тракта, здесь мы используем
малошумящий усилитель с ООС Х-типа (по схеме на рис. 3.6). При требуемом
значении GP = 8 дБ и необходимом для обеспечения F 1,8 дБ значении 1с 15 мА
простая реализация подобного усилителя с КР, = 4-2 дБм невозможна (см рис. 3.7),
поэтому мы увеличиваем GP за счет достаточного уменьшения глубины обратной
связи. При этом, однако, КР, уменьшается до 0 дБ Тем не менее такая «недопустимая»
(по отношению к КР,) операция весьма условно противоречит выводам гл. 1,
поскольку за практически неощутимую «цену» -2 дБ для КР,-мы избавляемся oi
необходимосги вводи гь еще одну ступень усиления перед филь i ром основной селекции.
Для устранения принципиально более сильных собственных шумов такой двухступсн-
ча1Ый каскад пришлось бы к тому же делать с -заменю большим усилением, чем эго
необходимо при требуемом F, и этот избыiок усиления в полной мере сказался бы на
помехоустойчивости приемника.
Блок 5. Эгог аттенюатор необходим для развязки фильтра основной селекции и
смесителя, поскольку величина А, для промежуточною усилителя (блок 4) составляет
всего лишь 2,2 дБ. Таким образом, для эффективно! о значения А„ здесь мы получаем
2,2 4- 4 = 6,2 дБ; это не так много, но с другой стороны, если принять во внимание FRX,
значение А„ и не может быть выше.
Блок 6. Так как рассматриваемый приемник предназначен в основном для
SSB-связи (J3E), то мы используем восьмирезонаторный кварцевый фильтр с шириной
полосы пропускания 2,1 ...2,5 кГц. Подобные фильтры характеризуются значениями
Aj = 3,1 ...3,5 дБ; для монолитных фильтров А, = 5...6 дБ. С учетом рабо<ы на
нагрузку с полным сопротивлением 50 Ом рекомендуется кварцевый фильтр типа
XF-9S33 с Вр = 2,4 кГц и А, = 3,2 дБ.
Блок 7. Этот усилитель полностью идентичен усилителю, используемому в блоке 4.
Ксю выходу нужно подключить резистор с сопротивлением «50 Ом, который
оказывает обратное воздействие на фильтр основной селекции и оптимальным
образом (в широкой полосе частот) нагружает выход последнего. Последующая часть
схемы должна обеспечивать F 8 дБ; в прототипе она представляет собой каскад из
трех ИМС типа JSL1612C с эффективным значением коэффициента усиления по
напряжению 84...-26 дБ (АРУ обеспечивает изменение этого коэффициента в
пределах 110 дБ).
Струкпра ii iiapiiMc;pi.i niiipoboiio.nxiioio ipaKi.: 37
ВЧ-селекция. Прежде всего по формуле, приведенной на рис. 3.16, мы должны
рассчита гь значения фактора П,х для критических (в отношении требуемого ослабле-
ния) частот fz и Г,. Затем, используя полученные значения О,х, из кривых на рис. 3.13
нужно найги соответствующие значения АГх и Afl (AJ. Все они превышают 70 дБ;
можно было бы обеспечить и значения 75... 82 дБ (за исключением параметра Afx на
диапазоне 20 м), для этого, правда, фильтр на диапазон 80 м нужно дополнить
отсасывающим контуром на частоту Ц («14 МГц). Значение параметра А,^ характери-
зующее ослабление ПЧ, определяется суммой А, (для фильтра) и Ах (fc: f2) (для
смесителя); селективность приемника по зеркальному каналу Afi определяется только
свойствами ВЧ-селектора. При указанных значениях АГх и соответствующие помехи
почти полностью исключаются; для высококачественных профессиональных приемни-
ков значения этих параметров > 80 дБ, а уровень 100 дБ соо гвегсгвует границе
«практичности», переход через которую экономически неоправдан.
Помехоустойчивость. Максимально допустимое значение будет здесь определяться
допустимой мощностью рассеяния смесителя +23 дБм (0,2 Вт) (по О1ношению к
этому значению величиной Рй можно, очевидно, пренебречь). Так как при нагрузке
смесителя широкополосным сигналом такого уровня он уже на 14... 16 дБ «заходит» в
область компрессии, то на его выходе мы получим максимум + 3 дБм. Таким образом,
в компрессии буде! находиться и усилитель блока 4. В результате исключаются
перегрузки (> +10 дБм) фильтра основной селекции. Максимальное значение Р„ нс
превышает уровня 0 дБ; последний определяется динамической характеристикой
системы АРУ в тракте ПЧ приемника. В условиях, кота все каскады, находящиеся
перед филыром основной селекции, работают в линейном режиме (т. е. при уровнях
сигналов ниже своих КР-уровней), можно принимать сигналы, мощности которых не
превышают — 1,5 дБм или +18,5 дБм (с отключенным и включенным ВЧ-а ггенюато-
ром соответственно); нужно, конечно, принимать во внимание и величину Рь.
Чувствительность. Проектируемое значение коэффициента шума приемника
20 дБ минус 5 дБ (резервных) на возможные потери (см. рис. 4.1, внизу). При
измерениях на четырех прототипах получены значения 14... 15 дБ, причем Г х 8 дБ
для оконечных (вне широкополосного тракта) каскадов приемника.
Динамика. Согласно формуле, приведенной на рис. 1.5, при 1Р3 = +20 дБм и
RF = —125,2 дБм (Г = 15 дБ) величина параметра DB3, на которую нужно обратить
основное внимание, составляет 96,8 дБ. Это очень высокое значение подтверждено
экспериментальными измерениями (96... 97 дБ). Таким образом, уменьшение чув-
ствительности приемника, обусловленное интермодуляционными искажениями, за-
метным образом может проявиться только при мощности внеполосных ситиалов
Рь, > -28,4 дБм, г. е. при Phs = PDB3 (см. рис. 1.5); при Р^, < PDD3 этот эффект очень
мал и сказывается (селективно) на приеме только самых слабых полезных сигналов.
По профессиональной классификации все приведенные цифры характеризуют
приемник «улучшенного среднего класса»
Тем, кто проявляет более глубокий интерес к затронутым вопросам, настоятельно
рекомендуем интенсивное аналитическое и интерпретационное изучение отмеченных
нише взаимосвязей, так как они имеют исключительно важное значение. Без такой
фундаментальной подготовительной работы конструирование уже не очень сложных,
но высококачественных связных электронных устройств- описанных, например, в
настоящей главе и тех, которые будут описаны ниже,-становится обыкновенной
апаптюрой.
5. Широкополосный тракт на диапазоны 80 и 20 м
с ПЧ - 9 МГц
Представленная ниже принципиальная электрическая схема двухдиапазонного при-
емника для люби1ельской радиосвязи paGoiaei в соответствии с блок-схемой, которая
обсуждалась в гл. 4 с целью выяснения основных конструктивных особенное гей
приемника. На диапазонах 80 и 20 м особенно хорошо удаются континенгальные связи
па неосвещенной (ночной) стороне Земли и межконтинентальные DX-связи па линии
термина гора11 и иногда также около 1 часа ночи.
Приемник (со всеми своими блоками) рассчитан па питание от 12-вольтовой
бортовой сети автомобиля со средним значением напряжения 13.6 В. Это значение
напряжения следуст устанавливать и при питании приемника от бытовой сети; здесь
лучше всего использова i ь или интегральный стабилизатор с регулируемым выходным
напряжением (например, серии 723) в сочетании с мощным транзистором в качестве
усилителя тока, или источник фиксированною напряжения 15 В с достаючпым по
величине нагрузочным гоком, в плюсовой провод которого нужно включить два
последовательно соединенных диода (на ток 1 А; например, 1 N 4003). Ток, по-
•ребляемый собственно широкополосным гракюм, составляет около 0,1 мА
В разд. 12.1 и 13.6 описываются некоторые другие компоненты полной принципи-
альной схемы приемника, а именно: входящий в систему АРУ приемника усилитель ПЧ
вместе с детектором перемножительного типа, генератором несущей и генератором
chi пала АРУ и телеграфный ФНЧ соответственно
5.1. Приемный тракт
На рис. 5.1 представлена первая чаегь принципиальной электрической схемы при-
емного тракта, включающая ВЧ-сслектор и смеситель
Для подключения антенны (разъем Bui) можно использовать 50-омный мини-
атюрный байонетный соединитель (BNC), например LG-290 или LG-1094 (штеккер
GG-88). Эга коаксиальная apMaiypa позволяет непосредственно (без переходников)
подключать кабель диаметром около 6 мм; в частности, возможно применение кабелей
RG-58/U и RG-58A/U, вносящих затухание всего лишь 0,5 дБ/IO м на частоте 15 МГц.
Переключатели SI и S2 (для подключения ВЧ-аттенюатора и переключения диа-
пазонов) перекидного типа с гремя контактными группами; все гри вывода средней
контактной группы с целью внутреннего экранирования следуст по кра1чайшсму пути
заземлить во ВЧ (подсоединить к лицевой панели). Соединения этих переключателей с
монтажной платой (а также с разъемом Bui) можно выполнять 50-омным коаксиаль-
ным кабелем RG-174/L' или RG-178B/G диаметром 2,5 мм и 1,5 мм соответственно.
В ВЧ-аттенюаторе мы используем ме галлопленочные резисторы с допустимой
мощностью рассеяния 0,3...0,5 Вт. Их можно устанавливать на монтажной плате или
непосредственно припаивать к выводам переключателя S1.
В состав ВЧ-сслектора входят два грехконтурных П-образных полосовых фильтра
а также отсасывающий контур, настроенный на зеркальную часттну (а: 14.15 МГц)
диапазона 80 м. На диапазоне 80 м используется фильтр с чебышевской, на диапазон!
20 м -с баггервортовской характеристиками. Параллельные кошуры этих фильтрои
определяю! значения граничных часто! (они указаны на^схсме), а последовательный
11 Граница между освещенной и неосвещенной половинами земного шара («сумеречна»
линия»). Прим, персе
' Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-сслсктором и смесителем.
40 I.iau.t '
контур-неравномерность характеристики внутри полосы пропускания, О частотной
избирательности фильтров говорилось в гл. 3 и 4; всё необходимые сведения о
конструктивных элементах содержатся в габл. 5.1.
Таблица 5.1. Характеристика конструктивных элементов приемного тракта.
Элсмсш Тип
С1... 9 4,5... 70 пФ, пленочный, подстроечный
FP Ферритовая бусинка, миниатюрная
L1... 3 2,73 мкГ, 26 вит ков 0,5 мм СuL *’ на кольцевом сердечнике Т-50-6, отводы от 3
и 4 витка, считая от «холодного» 2) конца
L4...6 10,4 мкГ, 46 витков 0,32 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-2, огводы от 6
и 8 витка, считая от холодного конца
L7 4,12 мкГ, 32 витка 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
L8 0,93 мкГ, 15 витков 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
L9 4,38 мкГ, 33 витка 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
Т1, 2 BFT 66 или MRF 904
01,2 7 + 71-7 витков 0,16 мм CuL, трифилярная намотка на кольцевом сердечнике
— FT-23-72
03, 4 2 + 7 + 7 витков 0,16 мм CuL, трифиляриая-бифилярная намотка на коль-
цевом сердечнике FT-23-72
” Медный провод с лаковой изоляцией (см. табл 14 7) - Прим, перев
21 То есть соединяемого с общим проводом При» перев
RC-звено, установленное между ВЧ-селектором и смесителем, служит для опти-
мальною согласования импедансов на частотах свыше 150 МГц; в этой области
спектра при увеличении частоты величины А5 для рассматриваемых полосовых
фильтров очень скоро (на частотах ssl ГГц) достигают очень малых значений”.
Кольцевой смеситель на диодах Шогки с целью обеспечения максимальной
помехоустойчивости выполнен широкополосным. Рабочие диапазоны его частотных
характеристик, определяемых главным образом симмст рирующими iрансформатора-
ми 01 и 02 (с коэффициентами трансформации 1:2:2), - 2... 100 МГц для выхода ПЧ
(fj и гетеродинного входа (fj и 0... 100 МГц для входа принимаемого сигнала (f€).
Цепи fe и fz, с одной стороны, и цепь ffi-c другой, развязаны на 50... 55 дБ; цепь f€ по
отношению к цепи fr-na 25...30 дБ; все это для частот <50 МГц. Необходимые
данные для полностью идентичных по конструкции трансформаторов на кольцевых
сердечниках приведены в табл. 5.1; схема расположения обмоток имеется на
рис. 3.4. Вместо четырех указанных на схеме диодов D1...4 типа НР2900 (известных
также, как НР-5082-2900) можно применить диоды НР2800 (НР-5082-2800); правда, как
показывает опыт, такая замена приводит к уменьшению Ам приблизительно на 8 дБ.
На рис. 5.2 представлена вторая часть принципиальной электрической схемы
рассматриваемого приемного тракта, которая начинается в точке В (выход смесителя)
и включает в себя тракт предварительного усиления ПЧ и фильтр основной селекции
На входе этой части схемы установлен ПФ-диплексср, обеспечивающий широко-
полосное согласование последующих каскадов с выходом смесителя, а также из-
бирательную раскачку этих каскадов на частотах f, = fh + fu или fz = fh — f0 (в за-
висимости от выбранного диапазона). Оба предусилителя предсгавляюг собой
исключительно малошумящие структуры с Х-типом ООС (по схеме па рис. 3.6)
Аттенюатор с затуханием 4 дБ осуществляет некоторую дополнительную развязку
фильтра основной СёЛеКЦИИ И Смесителя; здесь используются металлопленочныс
11 Автор, по-видимому, имеет в виду все-таки очень большие значения, поскольку речь идет о
величине затухания А. в полосе задерживания фильтра. - Прим, перев.
Шпре
Рис 5 2 Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с предусилителями ПЧ н фильтром основной
селекции (к табл 5.1), I
резисторы. Восьмирезонаторный кварцевый фильтр как со стороны входа, так и со
стороны выхода желательно нагрузить эффективной емкостью 30 пФ, что достигается
включением двух конденсаторов емкостью 22 пФ параллельно неизбежно присут-
ствующим паразитным емкостям; заметим, что имеется множество других типов
фильтров с Вр 250 Гц, пригодных для использования в данной схеме. Расчет катушек
и трансформаторов представлен на рис. 5.6; схема намотки трансформатора дана на
рис. 3.8.__
Конденсатор емкостью 4700 мкФ, подключенный в точке подачи питающего
напряжения + 13,6 В, необходим при питании приемника от бортовой сети автомобиля,
и является общим элементом для всех блоков приемника. Конденсатор устанавлива-
ется непосредственно в месте подключения проводов электропитания. При питании
приемника от бытовой элек!росети емкость этого конденсатора нужно выбирать из
условия достаточного ослабления фона переменною тока (зарядная и фильтрующая
емкости).
~ В отношении катушек и трансформаторов нужно обратить внимание на то, чтобы
их обмотки равномерно (с одинаковым шагом) распределялись по окружности
сердечника, охватывая уюл л 300е.
Для рассмотрение! о приемного тракта при отключенном ВЧ-аттенюаторе, т. с. при
полном усилении, эффективное значение коэффициента усиления по мощности равно
1,5 дБ (см. рис. 4.1).
5.2. Гетеродин
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного тракта приведена
на рис. 5.3.
Для обеспечения оптимальной электрической стабильности и достаточно низкого
уровня шумов всюду используются биполярные СВЧ-транзисторы; их применение
только из-за частотных свойств (быстродействия, усиления) не является обязательным,
поскольку вполне пригодны транзисторы и с Г, > 250 МГц.
Как видно из схемы, в перестраиваемом задающем генераторе (VI-O) использован
«архаичный» настроечный конденсатор переменной емкости. Для этою имеется
следующее основание: при определяемой отношением 1:1,11 ширине диапазона
перестройки по частоте Af и результирующей (пропорциональной Af2) необходимой
ширине диапазона изменения емкости АС (1.1,23), а также в силу вынужденного
использования высокой эффективной емкости контура (215... 270 пФ) добротность
контура, перестраиваемого с помощью варикапа, оказалась бы настолько низкой (в
ненагруженном состоянии она определяется коэффициентом потерь варикапа), что ни
по стабильности частоты, ни по уровню случайного изменения фазы (дрожание фазы)
варикапный способ настройки не удовлетворил бы выдвинутым относительно высоким
ребованиям; в качестве приемлемой альтернативы предлагалась матитно управля-
емая индуктивность, однако это связано с довольно значительными экономическими
издержками.
Величина сшнала па выходе задающего генератора должна составлял, примерно
0,2 В; явные О1клонения oi эюго значения (> +20%) следует устраня 1ь пучем подбора
(в небольших пределах) номинала связанною с землей резистора в эмиттерной цепи
транзистора Т1. Аттенюатор с затуханием 6 дБ необходим для согласования вы-
ходного сопротивления буферною усилителя с входным сопротивлением усилителя
мощности; без такого согласования наблюдалась бы перегрузка усилителя мощности и
нарушалась бы работа смесителя. Требуемый уровень мощности сигнала гетеродина
(на входе смесителя) +13дБм+1дБ устанавливается с помощью подстроечного
резистора в эмиперной цепи транзистора Т2; этот уровень во всем диапазоне
перестройки задающею генератора остается практически постоянным. Учитывая
Перестраиваемый генератор Буферный усилитель Усилитель мощности
О конструктивных элементах без номиналов см. текст
5 3 Принципиальная электрическая схема гетеродина.
Таблица 5.2. Характеристики конструктивных элементов гетеродина
С1 5...60 пФ, конденсатор переменной емкости, расстояние между пластинами
0,75 мм, односторонние опоры, удаленные от пластин
С2 4,5.. 70 пФ, пленочный, подстроечный
СЗ 56 пФ. керамический, дисковый, N 750
С4 220 пФ, керамический, многослойный, NP 0
С5, 6 390 пФ, керамические, многослойные, NP 0
FP Ферритовая бусинка, миниатюрная
LI 3,87 мкГ. 31 виток 0,5 мм CuL на кольцевом сердечнике Т-50-6
Т1, 2 BFT 66 или MRF 904 —
ТЗ BFR 96 (S) или MRF 965
01, 2 6+6 витков 0,32 мм CuL. параллельная намотка на кольцевом сердечнике
FT-23-72, 02-отвод от 4 витка, считая от холодного конца
высокую линейность рабочих характеристик задающего генератора и следующих за
ним усилителей, можно отказаться от применения фильтра высших гармоник.
Все необходимые сведения о частотноопределяющих конструктивных элементах и
трансформаторах на кольцевых сердечниках 01 и CI2 содержатся в табл. 5.2; схема
намотки трансформаторов приведена на рис. 3.11.
Катушка задающего генератора намотана на кольцевом сердечнике из карбониль-
ного железа. Хотя в отношении стабильности частоты генератора a priori нельзя
сказать ничего определенного, тем не менее можно без каких-либо ограничений
принять к сведению результаты конкретных измерений данною параметра, которые
отражены на диаграммах рис. 5.4. Измерения проведены на четырех идентичных
задающих генераторах, более или менее различающихся по физическим параметрам,
но в конструктивном отношении выполненных на одинаково высоком техническом
уровне, характерном для реализации высококачественных ВЧ-устройств; полученные
результаты, в частности, показывают недопустимость перегрева внутреннего
пространства корпуса приемника. Обмотку катушки задающего генератора нужно
прочно закрепить на сердечнике, а последний на монтажной плате; перед этим следует
подкорректировать число витков катушки для обеспечения требуемой (по перекрытию)
полосы частот, поскольку магнитная проницаемость кольцевого сердечника может
изменяться в пределах +30% от номинала.
Спектральная плотность мощности фазовых шумов гетеродина при расстройке
>30 кГц составляет —126 дБ/Гц по отношению к мощности основного колебания1’ на
fjj-BxoHc смесителя. На самом деле минимальное необходимое зггачение этого пара-
метра, определяемое в зависимости от DB3 и Вр по формуле DB3 + Brtflb), равно
« -127 дБ/Гц. При мспыпих (абсолютных) значениях сужаются оба динамических
диапазона за счет смещения вверх их ггижней г раницы с одновременным ухудшением
пороговой чувствительности приемника. Разница в — 1 дБ между допустимым и
реальным уровнями шумов гетеродина (вместо желательных значений +3 дБ и более)
на практике, конечно, не имеет большого значения. При уменьшении Вр и со-
ответствующем увеличении DB3 требования на допустимый уровень шумов гетеродина
снижаются.
Приходящейся на I Гц полосы пропускания фильгра основной селекции. Прим, перев
UliipoKouo.iocni.iii ip.in i'a SI! и ..'(I м e 114 9 Ml n
5.3. Влияние усилителя ВЧ
Если приемник используется в модифицированном (по рабочим частотам) варианте-
для приема сигналов на частотах свыше 20 МГц или в качестве приставки к УКВ- или
ДМВ-конвертеру,-то можно попытаться улучшить его чувствительность до значений,
которые при коэффициенте шума 15 дБ уже недостижимы. Тогда (и только тогда)
рекомендуется ввести в приемный тракт усилитель ВЧ.
Как видно из рис. 5.5, этот усилитель (выполненный в 50-омной схемотехнике)
можно установить или непосредственно на входе приемника перед ВЧ-сслектором (а),
или между ВЧ-селектором и смесителем (б). Первую конфит урацию уместно исполь-
зовать только в приставках к конвертеру (предварительная ВЧ-селекция в этом случае
осуществляется на выходе самою конвертера), в остальном следует предпочесть
вторую конфит урацию.
В качестве усилителя ВЧ дучше всего использовать малошумящую структуру с
ООС Х-типа: такой усилитель мы уже рассматривали (тракт ПЧ на рис. 5.2). При
GP = 7 дБ и 1С я: 14 мА получаем 1Р13 = +27,5 дБм, КР; = +1 дБм и F = 1,8 дБ
(<100 МГц). Принципиальная электрическая схема этого усилителя с необходимыми
данными по намотке трансформатора для GP = 7 дБ приведена на рис. 5.6; ее рабочий
диапазон частот около 10... 120 МГц (по уровню — 1 дБ GP).
Поскольку значение параметра 1Ро3 = +34,5 дБм для рассматриваемого усилителя
значительно превосходит величину 1Р13 для смесителя ( + 20 дБм) и, кроме того, IPi3
смесителя < IPi3 усилителя, то для всего приемника !ак или иначе 1Р3 « +20 дБм; в
этом отношении качество приемника при введении усили геля ВЧ не пострадает. В то
же время усилитель ВЧ снижает КР-уровень приемника на величину своего коэф-
фициента усиления GP (см. рис. 4.1), а значит, ухудшает динамическую характеристику
приемника. С другой стороны, мы получаем выигрыш в коэффициенте шума FRX,
Рис. 5.5. Две возможности
включения усили геля ВЧ в при-
емный тракт- в- перед ВЧ-сслск-
тором для реализации опти-
мальной чувствительности; б -
между ВЧ-селектором и смеси-
телем для реализации оптималь-
ной помехоустойчивости.
I1»:. 5.6 Принципиальная элект-
рическая схема усилителя ВЧ с
(ИХ’ Х-типа и данные по выбору
гоинаЬорматооа.
а Усилитель без ВЧ-лреселектора
—Jyl 4rZ~lz-5U~r71?-y Js/I—
J I | I Ом I J Ом |/\|
б Усилитель с ВЧ-преселектором
трифилярнея и бифилярнвя намотка скруч. проводами
на кольцевом сердечнике FT 9343
-16 _ I.ijimS
который для схем а и б на рис. 5.5 составляет 9 дБ и 10 дБ соответственно. Таким
образом, с усилителем ВЧ DB3 л 100... 101 дБ вместо «всею лишь» 97 дБ в его
отсутствие, что является следствием ею весьма значиюльного 1Р3.
При более высоком значении коэффициента усиления по мощности возможно еще
большее снижение FRX, правда, при одновременном уменьшении IP, КР и DB; для
приема сигналов с частотами < 50 МГц это вряд ли целесообразно. Приведенные на
рис. 1.3, 1.5, 4.1 определения позволяю! провести соответствующий анализ данного
вопроса.
Рассмотренный усилитель ВЧ был реализован в двух экземплярах: первый -для
приемника-приставки к УКВ-конвертеру диапазона 2 м на диапазон 20 м, второй для
самостоятельного приемника, рассчитанного на работу в диапазоне 10 м; в обоих
случаях он включался по схеме б на рис. 5.5. Обе конструкции сразу же показали
высокую электрическую стабильность; напротив, при включении усилителя по схеме а
на рис. 5.5 извлечение штскксра антенны тотчас же приводило к сильному само-
возбуждению усилителя (во всех случаях на частоте 390 МГц).
6. Широкополосные трансформаторы
Эги апериодические согласующие элементы служат для преобразования (трансформа-
ции) импедансов, перехода от несимметричных однофазных цепей к симметричным
парафазным, суммирования или вычитания мощностей. В зависимости от назначения и
применения они изютавливаются или с обычными обмотками, или с обмотками в виде
двухпроводных линий, как правило, на кольцевых ферритовых сердечниках с относи-
тельно высокой магнитной проницаемостью. Ниже представлены структуры, которые
наиболее часто встречаются в приемных устройствах.
Сначала рассмотрим трансформаторы на двухпроводных линиях1’. Коэффициенты
трансформации импеданса для таких трансформаторов мо!ут быть только квадратами
целых чисел: I2, 22, З2 и т. д. (т. е. 1:1, 1:4, 1:9 и т. д.). На рис. 6.1 приведены
принципиальные электрические схемы и схемы намотки сердечников для четырех
трансформаторов, используемых для согласования несимметричных однофазных
цепей, а на рис. 6.2 - аналогичные схемы для трех трансформаторов преобразователей
несимметричною однофазного входа к симметричному парафазиому выходу. Об-
меченные на этих рисунках значения волнового сопротивления линий реализуются с
помощью кривых, приведенных на рис. 6.3; N, 2N и т. д. - относительные числа витков
обмоток в конструкциях с использованием нескольких линий. При работе на нагрузку с
полным сопротивлением < 500 Ом диапазон рабочих частот таких трансформаторов
может достигать 10 октав.
Обычные трансформаторы допускают реализацию с любым значением коэф-
фициента трансформации импеданса. Отношение числа витков обмоток трансформато-
ра Nu, необходимое для согласования высокоомно! о R' и низкоомною R импедансов,
определяеюя по формуле Nu = ^/R'/R. На рис. 6.4 приведены принципиальные
электрические схемы и схемы намотки сердечников для обычных трансформаторов
двух типов: 1) с несимметричным однофазным входом и выходом (а, б) и 2) с
несимметричным однофазным входом и симметричным парафазным выходом (в. г).
Диапазон рабочих частот таких трансформаторов может достигать пяти октав (при
R', R < 250 Ом).
Реактивные сопротивления обмоток трансформатора на самой низкой рабочей
частоте должны составлять приблизительно четвертую часть от соответствующих
нагрузочных импедансов, но ни в косм случае пе больше-иначе снижается верхняя
(раничная частота трансформатора. Для 50-омной цепи можно пользоваться следую-
щим простым правилом: индуктивность соответствующей ей обмотки должна со-
ставлять около 0,1 мкГ на каждый метр минимальной рабочей длины волны. На
практике "всегда достаточно оптимизировать по индуктивности только одну из об-
моток; правильные значения L для всех друюх обмоток получаются автоматически
(здесь «работает» коэффициент трансформации).
Затухание А„ вносимое рассмотренными трансформаторами, при R', R < 250 Ом не
превышает 0,8 дБ, в большинстве случаев А, = 0,3...0,6 дБ. Для конструкций с
частотным диапазоном до 50 МГц характерные значения А, обычно еще меньше
(0.1...0,3 дБ при R', R < 500 Ом).
Дополнительная важная информация, необходимая при конструировании подобных
уоройств, содержится в гл. 14.
" Иногда этн трансформаторы называют трансформаторами на длинных линиях или
Iринсформаторами типа длинной линии (сокращенно ТДЛ). При» перса
I .1,1 B.l (>
•ik. G.! Принципиальные электрические схемы и схемы намотки кольцевых сердечников
широкополосных трансформаторов на двухпроводных линиях, используемых для согласования
однофазных цепей а -коэффициент трансформации импеданса Zq = 1 • I (схема инверсии фазы);
б -ZQ = 1:4; в ZQ = 1:9; г Za = 1:16. Принцип расчета указан в тексте.
Рис 6 7. Принципиальные электрические схемы и схемы намотки кольцевых сердечников
широкополосных симметрирующих трансформаторов на двухпроводных линиях. Эти трансфор-
маторы используются для согласования однофазных цепей с симметричными парафазными.
a- ZD = 1:1; б -Zu = 1:4; в-Zjj = 1:9. Принцип расчета указан в гекстс.
Ри<. 6 3 Зависимость импеданса (волнового сопротивления) двухпроводной линии от толщины
проводов и их взаимного расположения
б
Рис 6 4 Принципиальные электрические схемы и схемы памо!ки kojii.hchi.ix сердечников
обычных широкополосных трансформаторов, а однофазный вход однофазный выход.
11 11 < Z„ < |4:11; б однофазный вход однофазный выход, 11:4| < Zu < 11 91; н однофазный
вход симметричный парафазный выход, Zfi = 1:2:2; г однофазный вход симметричный па-
рафазпый выход, 7й = | < I | 2 2 Принцип расчета указан в зсксзс
7. Широкополосный тракт на 1,6...30,0 МГц
с двумя ПЧ: 42,2 МГц и 2,2 МГц
Рассматриваемый в настоящей 1лавс мноюфункциональный связной приемник имест
отличные технические характеристики: RF = — 128,2 дБм, 1Р3 = + 32 дБм и DB3 =
106 дБ (эти значения относятся к ЛЗЕ-виду связи при эффективной ширине полосы
частот 2400 Гц); область компрессии начинается на уровне около + 10 дБм. Сравнивая
приведенные параметры с техническими характеристиками наиболее известных про-
мышленных образцов приемников (табл. 7.1), можно сделать вывод, что данный
приемник занимает одно из первых мест в иерархии соответствующих приемных
устройств.
Таблица 7.1 Основные юхничсскис характеристики некоторых профессиональных коротковол-
новых приемников.
Приемник Технические характеристики”
RE IP/’ DB/'
Astro 150 1) -123 80
CQ И0Е -130 -45 55
Е 1500 -131 + 27 103
Е 1700 3) -128 + 35 109
ЕК 070 Д) -122 + 25 98
KWM - 380 -124 + 24 98
R 7 6) -120 + 23 96
11 Cubicom; 21 Nippon 1 lectric Со., ” Telefunken, 41 Rohde und Schwarz; ” Rockwell Collins, w Drake,
” для ЗЗЕ-свяэи, в| измерительный an нал c Af = ±15 кГц от частоты настройки приемника
Этот супергетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты прежде
всею предназначен для AlA, ±F1B, + J3E и АЗА видов связи; кроме тою, всегда
готовы к применению дополнительные фильтры и процессоры для обработки раз-
личных AM- и ЧМ-сигналов с шириной полосы < 15 кГц. Настройка приемника
осуществляется квазинепрерывным способом (с шагом 10 Гц) с использованием
синтезатора частоты; относительная нестабильност ь частоты нс хуже 5 -10“ 7 за сутки в
температурном интервале - 25... + 60°C. Селективность по зеркальным каналам и по
ПЧ > 75 дБ и > 90 дБ соответственно (для обоих преобразователей). Флуктуации
входного сшнала величиной до 120 дБ ослабляются высокоэффективной системой
АРУ до ± 2 дБ.
Ниже рассматриваются приемный тракт oi разъема подключения антенны до
выхода предусилителя второй ПЧ, расположенною за филырами основной селекции
(по второй ПЧ), а также выходные тракты гетеродинов. Заметим, что для полною
описания данного приемника не хватило бы и объема всей книги; прежде всего это
снизано с большой сложностью схемы синтеза юра частоты в блоке настройки
приемника.
7.1. ВЧ-селектор и первый смеситель
Принципиальная электрическая схема входной части рассматриваемою широкополое
Кого тракта представлена на рис. 7.I.
Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с ВЧ-селектором и первым смесителем
Широкого lociii.ii: ip.iM 11.1 1.6 3(1.1) Ml и с ih)mh 114:42,2 МГц >i 2,2 МГц
53
Непосредственно за разъемом подключения антенны расположен аттенюатор с
затуханием 30 дБ, управляемый системой АРУ приемника; он подключается, когда
отношение сигпал/шум становится больше 50 дБ, и снижает это отношение на
указанные 30 дБ. Аттенюатор допускает переключение иа ручной режим работы; при
этом реализуется весь диапазон АРУ («120 дБ) в тракте второй ПЧ. Реле управляются
с помощью сильноточною буферною ТТЛ-формирователя (элементы а, Ь, с); от-
крытые коллекторные выходы элементов b и с соединены с управляющими обмотками
реле и при подаче на вход формирователя низкою уровня напряжения переходят в
состояние с нулевым потенциалом, обеспечивая тем самым замыкание соответствую-
щих контактов аттенюатора.
ВЧ-селекция осуществляется с помощью единственною эллиптического фильтра
нижних частот девятою порядка-исключительно «дешевое» решение. Полюс за-
тухания, определяемый третьим звеном этого фильтра, выбран в соответствии с первой
ПЧ приемника (42,2 МГц). На графическом представлении этой части схемы отмечены
важные конструктивные детали: способ оптимальною экранирования и использование
развязывающих проходных конденсаторов в качестве шунтирующих емкостей. Учиты-
вая необходимость обеспечения максимально возможных значений добротности
конструктивных элементов, катушки намотаны на немагнитных керамических трубча-
тых каркасах диаметром около 20 мм, для подстройки контуров выбираются под-
строечные конденсаторы с воздушным диэлектриком, а в качестве конденсаторов
постоянной емкости применяются во многих отношениях самые высококачественные
пленочные конденсаторы.
Кольцевой смеситель на диодах Шотки представляет собой одну из возможных
реализаций смесителя очень высокого уровня. Фактически это два параллельно
соединенных кольца из схемы на рис. 3.3. Можно считать, что при используемом
значении Рй=+23,4дБ этот смеситель обеспечивает 1Р13«+35дБм и КР, « -Ь
19 дБм. Структура трансформатора 01 соответствует структуре, представленной на
рис. 6.4, а; что касается полностью идентичных трансформаторов 02 и 03, то они
выполнены по схеме, приведенной на рис. 6.4, г. Трансформатор 01 ограничивает
частотную характеристику цепи смесителя, в которую он включен, со стороны низких
частот (в его отсутствие частотная характеристика этой цепи начиналась бы с 0 Гц),
т. е. он не способен обрабатывать принимаемые сигналы с частотами, лежащими в
глубине длинноволновою диапазона. Попытка устранения этого недостатка путем
перерасчета трансформатора привела бы к его недостаточной эффективности в верхггей
части KB-спектра; тогда пришлось бы использовать преобразователь импеданса с
большим, чем у применяемого фильтра низких частот, числом звеньев (и значительно
большим затуханием).
Принципиальный недостаток введения трансформатора 01 заключается в том, что
пропускаемые ВЧ-селектором сигналы из низкочастотной области спектра < 1 МГц
(вплоть до нулевой частоты) из-за неэффективности трансформатора на этих частотах
могут вызвать значительные интермодуляционные искажения в широкой полосе
частот; эти искажения гге удается выявить при определении величины параметра IP с
помощью испытательных сигналов внутри рабочей полосы частот приемника. В связи с
ним фирма-изготовитель данного приемника для ответственных применений пред-
лагает специальные ВЧ-селекторы; соответствующие примеры рассматриваются в гл. 8.
7.2. Тракт первой ПЧ и второй смеситель
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного сигнального трах-
ит представлена иа рис. 7.2.
Сипгал первой ПЧ поступает на ПФ-диплексер, который обеспечивает оптимальное
согласование выхода смесителя со входом усилителя и, кроме того, посредством своег о
Рис. 7 2 Принципиальная электрическая схема средней части широкополосною 1ракта с уси-
лителями первой ПЧ, фильтрами неркой ПЧ и вторым смесителем
последовательного контура отфильтровывает нежелательные компоненты (ffll + fc),
возникающие при первом преобразовании частоты.
За диплексером следуют два малошумящих усилителя с ООС X-1 ипа, характеризу-
ющиеся высокими значениями IP и суммарным коэффициентом усиления по мощности
около 10 дБ; значения коллекторных токов входящих в них транзисторов Т1 и
Т2-15мА и 60 мА соответственно. Подбираемые индивидуально емкости СЕ в
эмиттерных цепях транзисторов вместе с включенными перед ними обмотками
обратной связи (трансформаторов 04 и 05) выполняют функцию преобразователей
импедансов: здесь необходимо обеспечить преобразование 50-омных импедансов в
межмодульных узлах к более высоким значениям входных импедансон транзисторов.
Диод в базовой цепи транзистора Т2 обеспечивает температурную стабилизацию
рабочей точки этою транзистора; стабилизирующее действие одних резисторов,
включенных с той же целью в эмиттерную и коллекторную цепи, при их номиналах
оказывается недостаточным.
Селектор первой ПЧ представляет собой шестирезонаторный кварцевый фильтр с
шириной полосы 15/36 кГц и затуханием 3/60 дБ. Для этого модуля 11 > +50 дБм
при измерениях с расстройкой > 30 кГц от центральной частоты фильтра. Заметим,
что требуемый уровень селекции здесь вполне может обеспечить даже днухрезонатор-
ный фильтр (с А, а 1 ...2 дБ). Связанные с такой заменой потери качсст на, как правило,
практически незаметны.
За фильтром первой ПЧ следует двухкаскадный малошумящий усилитель с ООС
Х-типа, обеспечивающий усиление мощности сигнала на 14 дБ (с учетом развязываю-
Широкополосным ipiiKi на 1 6 '0.0 Ml ц с шуми 114:42.2 МГн и 2.2 Ml ц
щею аттенюатора, встроенного между каскадами). Оба усилителя (3 и 4) ввиду
узкополосности усиливаемою сигнала ПЧ могут быть менее помехоустойчивыми по
сравнению с входными усилителями (1 и 2); коллекторные токи транзисторов ТЗ и Т4
выбраны на уровне 10 мА и 16 мА соответственно. Конденсатор СЕ на входе каскада
на транзисторе ТЗ вместе с соответствующей обмоткой трансформатора Об действует
как понижающий трансформатор импеданса. Кварцованный (или, возможно, с мотто-
литным фильтром) отсасывающий контур на выходе четверто! о усилителя дополни-
тельно отфильтровывает сигналы с частотой 37,8 МГц (зеркальной частотой при
втором преобразовании); их ослабление фильтрбм'первой ПЧ недостаточно.
В качестве второю смесителя используется готовый высокоуровневый смеситель-
ный модуль с 1Р,з =4-25 дБм и КР, = 4-13 дБм при Рй =4-17 дБм. Его схема очень
близка к схеме смесителя, представленной на рис. 3.2.
7.3. Предусилитель второй ПЧ и фильтры основной селекции
Принципиальная электрическая схема этой оконечной части широкополосного сш наль-
ною тракта приведена на рис. 7.3.
Сигнал от второго смесителя поступав! на последовательный KOHiyp, используе-
мый для подавления нежелательных составляющих (fz, 4- fll2), возникающих при вто-
ром преобразовании частоты.
За этим контуром следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа и раз-
вязывающий аттенюатор. Коллекторные токи транзисторов Т5 и Тб установлены на
уровне 10 мА и 16 мА соответственно, так что данные усилители обладают достаточно
широким динамическим диапазоном.
В блок фильтров основной селекции входят пять восьмирезоиаторных кварцевых
фильтра; кроме того, возможна установка дополнительных фильтров. Блок рассчитан
на одно значение-10 дБ вносимою им затухания при любом виде связи; для
выравнивания затуханий, вносимых разными фильтрами, на входе каждою фильтра
установлен соответствующий аттенюатор; эти аттенюаторы выполняют также
функцию развязывающих элементов. Реле, обеспечивающие подключение тою или
иною фильтра, управляются по тому же принципу, что и ВЧ-а1тенюатор (см. рис. 7.1).
Третий предусилитель в 1ракте второй ПЧ представляет собой усилительный
каскад на полевом транзисторе с очень низким уровнем собственных шумов и
достаточной (соответствующей уровню «узкополосности» усиливаемого сшнала)
помехоустойчивостью. Этот усилитель не охвачен обратной связью и поэтому обеспе-
чивает практически полную развязку следующих за ним каскадов с фильтрами
основной селекции; тем самым исключается влияние импедансов этих каскадов па
работу фильтров.
Коэффициент усиления по мощности широкополосного тракта от его входа до
выхода только что рассмотренною тракта второй ПЧ эффективно составляет 13 дБ.
Таким образом, к следующему далее тракту АРУ не предъявляется каких-либо особых
I ребований в отношении уровня ei о собственных шумов; с другой стороны, на нижней
ранице диапазона АРУ (т. е. при минимальном усилении) этот трак г должен об-
рабатывать сишалы с уровнями, не превышающими — 1 дБм (~0,2 В/50 Ом), чго
иноке не вызывает никаких проблем
7.4. Выходные тракты гетеродинов
Принципиальная электрическая схема этой части синтезатора частоты, используемого
для насгройки приемника, представлена на рис. 7.4. В верхней половине рисунка
Изображен выходной тракт сшнала с частотой f.,. Энн синил ira-ivnwi
Блок управления фильтрами
, Фильтры основной селекции
тГб-MRF 904. T7-U31O. 1С2.3«$#?С£*гадмяетея яря настрой»
Рис 7 3. Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта с предусилителем второй ПЧ и фильтрами
основной селекции.
Предусилитель
Фильтр высших гармоник
Усилитель мощности
рис 7 4 Выходные тракты обоих гетеродинов и тракт опорного кварцевого генератора, определяющего точность установки частоты для
зссго приемника
5S __________ t тана 7
секционированною (разбитого на три блока для трех поддиапазонов изменения f„i)
генератора, управляемою напряжением (ГУН), и усиливается примерно на 10 дБ
предусилителем па транзисторе Т1 с ООС R-типа. Затем он проходит через эл-
липтический фильтр высших гармоник с п = 9; здесь мы видим уже известные нам из
разд. 7.1 графические «указания» по конструктивному оформлению данного фильтра. В
качестве усилителя мощности используется высоколинейный усилитель на интеграль-
ной гибридной микросхеме (IC1), обеспечивающий усиление мощности сигнала при-
близительно па 36 дБ и обладающий практически плоской АЧХ в диапазоне частот
1...250 МГц. Развязка между входом и выходом у этого четырехкаскадного двух-
тактного каскодною усилителя, выполненного по тонкопленочной технологии, пре-
вышает 45 дБ. Выбор подобного модуля может показаться весьма необычным, если
учесть, что при очень большом значении потребляемой им мощности (« 3,6 Вт)
мощность Рй| полезного сигнала составляет всего лишь 0,22 Вт, но, с другой стороны,
имеющийся при этом резерв по максимальной мощности выходною сит нала
(Рмажс ~ 0,7 Вт) гарантирует его высококачественную работу.
В нижней половине рисунка показан тракт сигнала с частотой Гй2. Этот сигнал
берется непосредственно от опорною генератора приемника-термостатированною
кварцевого генератора. Буферный усилитель и усилитель мощности с ООС R-типа на
транзисторах Т2 и ТЗ соответственно обеспечивают ею дальнейшее усиление.
Априорно высокая спектральная чистота сигнала опорного кварцевого генератора и
высокая линейность тракта этого сит нала позволяю т обойтись без каких-либо
дополнительных устройств селекции.
8. Оптимизированная ВЧ-селекция
Все рассматриваемые в эюй кише приемники в обычных условиях эксплуатации все!да
обладаю! достаточной ВЧ-селективностью, т. с. по мсныисй мерс «удовлетворитель-
ной» помехоустойчивостью. Заметные помехи могут, однако, возникнуть, если в
непосредственной близости от приемника находится мощный радиопередатчик (ситуа-
ция, типичная для больших кораблей и самолетов) или используются высокоэф-
фективные широкополосные' антенны (например, логопериодические или T2FD-an-
тенны). Такие помехи можно устранить только с помощью дополнительных
ВЧ-селекторов.
Возможный вариаш такого селектора иллюстрируется на рис. 8.1. Это одно-
контурное устройство, рассчитанное на работу во всем спектральном диапазоне
1,5...30 МГц (с дискретным переключением на три поддиапазона), состоит из двух
Т-образных C/C/L-звеньсв, связанных друг с другом общей индуктивностью. Последо-
вательно включенные емкости на входе и выходе селектора обеспечивают преобразо-
вание 50-омных межмодульных импедансов к довольно малым значениям импедансов
в цепях с индуктивностями; обе параллельные емкости служат для перестройки
селектора по частоте. Так как от установленного значения последних зависит коэф-
фициент преобразования импеданса и, следовательно, значения парамегров Вр и А,, ю
характеристики подобных схем довольно сильно изменяются в диапазоне перестройки;
это хорошо видно из численных значений Вр и А„ приведенных на рис. 8. 1, и кривых на
рис. 8.2. «Оптимальная» очень большая величина затухания выше полосы пропускания
селектора результат действия паразитной емкости катушек (характеристика эллипти-
ческою фильтра).
Гораздо лучше - но и намного дороже -блок фильтров, показанный на рис. 8.3 (ои
рассчитан на тог же самый спектральный диапазон 1,5...30 МГц). Этот блок построен
на основе двухконтурных П-образных полосовых фильтров баттервортовского типа с
индуктивной связью. Как видно из рис. 8.4, по сравнению с предыдущей схемой данный
селектор на отдельных участках диапазона перестройки характеризуется гораздо
меныним значением А„ причем этот параметр изменяется повсюду более равномерно;
все это, однако, достшается за счет увеличения полосы пропускания (как уже
отмечалось в разд. 3.3, улучшение одного из параметров Вр и А, всегда приводит к
ухудшению другого). Еще одно преимущество двухконтурных фильтров этою
селектора - высокие значения затухания по обе стороны их полос пропускания, как у
«настоящих» полосовых фильтров.
Переключение поддиапазонов и перестройка селекторов, как правило, осуществля-
ются в соответствии с цифровым кодом частоты, находящимся в синтезаторе частоты
блока настройки. В качестве переключателей и установочных приводов чаще всего
используются реле и шаговые двшатели. Такой способ перестройки селекторов не
|ребует дополнительных элементов управления, но его реализация сопряжена с
необходимостью применения дорогостоящих интерфейсных электронных схем и
очной механики; с друюй стороны, ручное управление предполагает наличие квалифи-
цированною обслуживающего персонала и исключает возможность дистанционною
управления два неприемлемых для профессионального поль-юшнсля факюра
Рис 8 1 Структура и расчет дополнительного однокопгурного ВЧ-селскюра на диапазон
1,5. 30 МГц
Рис 8 2 Схематизированные АЧХ селектора на рис. 8.1.
Ou I ими in pi >u;i 111 iu я В Ч-l c. ici; i nt я
CO-2 45пф,СЬ-5 90пФ,С2 и СЗ только дли i 6Л МГц
Рис. 8 3 Принципиальная электрическая схема дополнительного двухконтурного ВЧ-сслектора
Сцптсрворговского типа на диапазон 1,5. .30,0 МГц.
9. Широкополосный тракт на 1...30 МГц
с ПЧ = 45 МГц
Рассматриваемая ниже схема приемника заимелвована из SSB-трансивсра для радио-
телефонной связи, устанавливаемого на военных самолетах (США). Данную сис!ему,
рассекреченную по всей вероятности весной 1983 i., можно считать последней пред-
ставительницей технологическою поколения радиотехнических систем, в которых еще
можно было «увидеть» отдельные функциональные элементы; в той области при-
менения, откуда «пришла» эта схема, внедряются все более и более сложные гибридные
модули с абсолютно непостижимой внутренней организацией, причем стремление к
предельной миниатюризации является лишь одним из факторов, обусловливающих
этот процесс.
Схемотехнически относительно простой супергетеродинный приемник с одним
преобразованием частоты имеет очень интересные технические характеристики:
1Р3 = + 25 дБм, КР = + 5 дБм, 1- = 8 дБ, RI- = — 132 дБм и DB3 = 105 дБ, причем,
как видно из значения коэффициента шума, в приемном факте используется усилитель
ВЧ (с коэффициентом усиления по мощности 6 дБ). Приведенные характеристики
реализуются на частотах > 10 МГц; на более низких частотах в связи с высоким
уровнем внешних шумов обеспечивается постепенное уменьшение чувствительности
приемника (максимально на 30 дБ) с целью улучшения его помехоустойчивое! и
(F а 40 дБ и IP3 «г + 55 дБм при Г = 1 МГц); эго вполне допустимая мера, если учесть
обычно строго заданное положение антенны приемника, к тому же всегда можно
остави!ь чувствительность приемника на прежнем (предельном) уровне и в низко-
частотной области спектра, если возникнет такая необходимость.
В гл. 10 рассмагриваююя принцип построения и схемы некоторых критических по
ВЧ модулей синтезатора частоты, используемою для настройки данного приемника, а
в разд. 12.2 -схема усилителя системы АРУ со смесительным детектором в его гракте
ПЧ; с учетом последней из названных схем мы полностью «просмотрим» весь
сигнальный факт этого приемника ог разъема подключения антенны до блока
обработки НЧ сшнала.
8.1. Тракт ВЧ и система предварительной АРУ
Принципиальная электрическая схема эюй части широкополосного факта представле-
на на рис. 9.1.
Фильф верхних частот фегьего порядка с граничной частотой 10 МГц и крутизной
спада АЧХ 9 дБ/окгава выполняет функцию входного селектора. Э101 фильтр обеспе-
чивает частотно-зависимую компенсацию известного увеличения средней мощности
полезных си!налов и внешних шумов на входе приемника в низкочастотном участке
спектра; он снижает эту мощность до уровня, коюрый не перегружает последующие
каскады. Выводы фильтра при необходимости можно закоротить с помощью мини-
атюрной перемычки и тем самым исключить его из факта прохождения сигнала
(функциональный обход).
За фильгром-преселектором приемный тракт расщепляется на две алыернагивных
пстви: в первой сингал усиливается на 6 дБ широкополосным усилителем ВЧ с ООС
Х-типа, во второй ослабляется па 24 дБ аттенюатором; таким образом, в первом
случае выходной уровень сигнала на 30 дБ выше, чем во в юром. Выбор того или иного
иарианта осуществляется системой АРУ с помощью язычковых реле. Усилитель ВЧ
характеризуется настолько высоким значением 1Ро3 (+37 дБм), что на величину 1Р,
Всего приемника могут влиять только ге из следующих за -ним усилителем каск;1ш««
CT-1 20пФ Подстр. с воэд. диэл.
Рис 9 1 Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта с усилителем ВЧ. ВЧ-селекторами и системой
предварительной АРУ
для коюрых значение параметра 1Р|3 сравнимо с 1Р!3 » 30 дБ для усилителя. В
отношении усилителя заметим также, чго подобные схемы при ненагруженных
сигнальных входах почти наверняка самовозбуждаются. То, чго в данном случае,
несмотря на очень высокие требования по запасу уст ойчивости, ничего подобного не
происходит, говори! о профессионализме разрабо i чика; 1акис «мелочи» легко
устраняются. Можно, например, не подавать пшание на нерабстающий усилитель или
в крайнем случае замкнузь оба его сигнальных входа через 50-омные резисторы на
общий провод.
Основной ВЧ-селекгор состоит из двух ФНЧ: эллиптического фильтра седьмого
порядка и филыра Чебышева третьего порядка. Сигналы зеркального канала и ПЧ
подавляются более чем на 80 дБ и 90 дБ соо1ве!ственно; в подавление ПЧ вносит свой
вклад (> 30 дБ) развязка входов смеси теля.
В нижней части рис. 9.1 показан блок переключения (с помощью реле) алыернагив-
ных ветвей трама (с усилителем ВЧ или ВЧ-апенюатором); его рабо!ой управляет
система АРУ приемника. В этот блок в порядке очередности выполняемых функций
входят: неинвертирующий компаратор, преобразователь импеданса (оба в составе
микросхемы IC1) и для каждого из двух реле- инвертирующий ТТЛ-формирователь с
открытым коллектором (IC2). Блок работав! следующим образом. В отсутствие
принимаемого сигнала (полезной компоненты), г. е. при полном усилении АРУ-
ПЧ-процессора, вырабатываемое последним регулирующее напряжение постоянного
тока UACC в точке С нашей схемы < 2 В. При этом на выходе компаратора
устанавливав 1ся низкий уровень напряжения (~ 0 В), на выходе преобразователя
импеданса высокий уровень (ss 5 В) и на выходе ТТЛ-формирователя - низкий уро-
вень. Естественно, чго в эюм состоянии контакты реле замкнуты на усилитель ВЧ.
Появление на входе приемника полезного сигнала, способного вызвать уменьшение
усиления в факте ПЧ на и 57 дБ (чему соответствует UACC к 4,1 В в точке С),
приводи! к опрокидыванию уровней сигналов на выходах элементов рассматриваемой
схемы и включению в ситнальный тракт аттенюатора (исходное положение контактов
реле, показанное иа принципиальной схеме). При включении аттенюатора усиление
тракта ПЧ вновь возрастает-регулирующий сдвиг вниз (относительно максимального
уровня) уменьшается до к 27 дБ (UACC а 3,6 В). Обратное переключение схемы к
использованию усилителя ВЧ происходит при уровне входного сигнала, приводящего
при воздействии на систему АРУ к регулирующему сдвигу вниз всего лишь на 10 дБ
(UACC ~ 3 В). При этом UAGC повышается до » 3,7 В. Из-за неизбежного разброса
параметров величину гистерезиса и пороги переключения приходится подстраивать с
помощью двух регулировочных резисторов, устанавливаемых на входах компараюра.
Система АРУ работает в режиме !ак называемого задержанного регулирования, г. е.
вырабатываемое ею регулирующее напряжение UACC при исчезновении или резком
уменьшении сит нала в течение времени задержки о!ключения АРУ (а 0,7 с) остается на
неизменном уровне, чтобы затем относительно быстро (за время 150 мс) перейти к
более низкому уровню (с ВЧ-усилением); с другой стороны, при увеличении мощности
сигнала аттенюатор подключается по истечении малого времени срабатывания АРУ
(к 15 мс). Тем самым обеспечивается надежное переключение в обе стороны. Величина
гистерезиса компараюра составляет почти + 25 дБ, поэтому практически исключают-
ся также ошибочные срабатывания системы из-за колебательных замираний (дребезг
контактов реле); «размах» этих замираний оказывается, как правило, заметно ниже
указанной величины гистерезиса.
Как специалист, довольно широко информированный в области современной
профессиональной радиотехники и особенно хорошо знакомый с принципами конструи-
рования, используемыми разработчиками США, я вижу совершенно определенные
тенденции в будущей модификации описанной здесь концепц"”< построения тракта ВЧ:
о-первых, автоматический выбор усиления или ocnafir »“..—------
66
от мпювешюю значения мощности принимаемых сит налов и внешних шумов в
нужном канале приема; во-вюрых, не зависящая от эюго возможность непрерывною
изменения ВЧ-загухания в низкочастотном участке спектра (< 10 МГц). Все это
рекомендуется прежде всего при априорно непредсказуемой эффективности ангенпы; в
этом случае следует также использовать дополнительные субоктавные ВЧ-селекторы.
9.2. Смеситель, предусилитель ПЧ и фильтры основной селекции
Вюрая и заключительная часть принципиальной электрической схемы широкополос-
ного приемного тракта представлена на рис. 9.2.
В качестве смесителя используется кольцо на диодах Шогки, относящееся к классу
устройств очень высокого уровня. Схема этого готового гибридного модуля структур-
но соответствует схеме смесителя, представленной на рис. 3.3; учитывая его чрез-
вычайно широкий частотный диапазон 0,5 (0)...450 МГц, пришлось применить
емкостно компенсированные трансформаторы на двухпроводных линиях. По данным
изготовителя при Pu = +20 дБм для этого модуля 1Р13 = + 30 дБм, К.Р, = + 15 дБм и
Л, = 5...7 дБ.
Сит нал ПЧ поступает через ПФ-диплексер на первый предусилитель ПЧ с ООС
Х-типа, который при усилении Gp = 7 дБ характеризуется значением 1Р13 = + 28 дБм
Для улучшения развязки между ет о входом и выходом (А,~2,2 дБ) на выходе
усилителя установлен аттенюатор с затуханием 2 дБ: таким образом, эффективное
значение коэффициента усиления по мощности для этой цепи составляет 5 дБ.
Основная селекция ситнаДа осуществляется двумя восьмирезонаторными фильтра-
ми, каждый из которых выделяет одну из боковых полос для несущей с частотой
45 МГц; этот довольно дорогой модуль позволяет избавиться от необходимости
применения еще более дороют о цифрового способа выбора боковой полосы в
синтезаторе частоты путем сдаю а как частоты тетсродина, так и вспомогательной
несущей частоты. Указанные виды связи J3E и КЗЕ-эго SSB-гелефония с полностью
или частично подавленной несущей соответственно. Для подключения фильгров
применяются язычковые реле, управляемые каскадом из четырех инвертирующих
ТТЛ-формирователей с открытым коллектором; при подаче высокого уровня (5 В) на
вход каскада (вход «Выбор фильтра») выбирается USB-филыр (верхняя боковая
полоса), при подаче низкого уровня (0 В) - LSB-фильгр (нижняя боковая полоса). С
целью обеспечения оптимальной эффективности фильгров, г. е. для предотвращения
емкостною шунтирования функционирующето в данный момент фильтра со стороны
нефункционирующего, выводы последнего необходимо заземлить по ВЧ. Для таких
специфических фильтров А, » 4,5 дБ. Выпускаются и сравнимые по параметрам
стандартные фильтры, например Xl-^45S02.
В качестве второго предусилителя ПЧ используется, как и прежде, усилитель с OCX
Х-типа, для которого значение параметра 1Р13 с учетом узкополосност и усиливаемого
сит нала выбрано на уровне всего лишь + 23 дБм. Коэффициент усиления по мощности
равен 8 дБ.
Эффективное значение GP для всего широкополосного тракта, т.с. от антенною
гнезда (рис. 9.1) до точки Е схемы (рис. 9.2), составляет 7,3 дБ при коэффициенте шум.1
Е = 7,2 дБ. С учетом шумов последующих каскадов (Е « 7 дБ) коэффициент шум.1
всего приемника оказывается равным 7,8 дБ. Эти значения, вытекающие из требовании
потребителей, необходимо гарантировать с помощью целенаправленных произвол
ственных мер, в частности отбора конструктивных элементов и индивидуальной сборки
модулей; все это ска? • экономических показателях.
2=50Он
>ис 9 2 Принципиальная электрическая схема выходной части широкополосного тракта, включающей смеситель, предусилитель ПЧ
шльтры основной селекции.
10. Синтеза!op часгс'*и на 1 30 МГц
для широкополосно; о граю а с ПЧ •45 МГц
Обсуждаемый ниже гетеродинный блок являегся составной частью SSB-системы для
военных самолетов, широкополосный приемный тракт ко юрой был описан в предыду-
щей главе. Он вырабатывает сигнал с непрерывно изменяющейся в диапазоне
46...75 МГц частотой fa для ВЧ/ПЧ-смесителя и вспомогательную несущую с частотой
f, = 45MPu для смесительною детектора; уровни Э1их сигналов равны + 20 дБм
(2,24 В/50 Ом) и — 7 дБм (0,1 В/50 Ом) соответственно.
Нестабильность частоты (с учетом всех определяющих этот параметр факторов) не
превышает 100 Гц/сугки в самом неблагоприятном случае fc = 30 МГц в температур-
ном интервале — 55... + 85"С (максимальная температура 105°С). Это значение,
соответствующее относительному уходу частоты, не превышающему 3,3-10 6 в сутки,
вполне достаточно для предусмотренного телефонного вида связи. Спектральная
плотность фазовых шумов гетеродина Ал при расстройке 20 кГц составляет
— 139 дБ/Гц и также оказывается на «должном» уровне (см. разд. 5.2) Для ^-сигнала
учет величины А} не имеет смысла.
На рис. 10.1 приведена в сильной степени упрощенная структурная схема этого
однопеглевою синтезатора частоты1’. Основные частотозадающие модули синтеза-
тора опорный кварцевый генератор на частоту 45 МГц (ОКГ, внизу справа) и ГУН,
непрерывным образом перестраиваемый в диапазоне 10...11 МГц (генератор плавного
диапазона-ГПД, в центре справа); оба генератора установлены (с принятием
соответствующих мер по их защите от вибраций) в общем термостатированном кожухе
с внутренней температурой -I- 85°С, который также обеспечивает их электрическое и
магнитное экранирование.
Рис 10 1 Структурная схема синтезатора частоты, используемого для настройки приемника
Эю однопс!левая система с полностью непрерывной настройкой в диапазоне I ..30 МГц.
разбитом на 29 поддиапазонов шириной 1 МГц каждый.
Фактически это сис
автоподстройки частоты (ФАПЧ). Прим. псрев.
Принцип работы синтеза юра поясним на примере fc — 1,5 МГц (частота несущей) и
(а = 46,5 МГц, тогда в полном сооюетствии с выбранным значением ПЧ (а — fc =
= 46,5 - 1,5 = 45 МГц.
1. ГПД, «покрывающий» часто! ным диапазоном своей перестройки каждый из 29
поддиапазонов изменения fc шириной 1 МГц, настраивается на частоту 10,5 МГц,
соответствующую середине полосы 1...2 МГц для fc.
2. Процессорный смеситель ПС1 преобразует частоты ОКГ (45 МГц) и ГПД
(10,5 МГц) к частоте 45 — 10,5 = 34,5 МГц. Аддитивная сос!авляющая процесса
преобразования 45 + 10,5 = 55,5 МГц отфильтровывается с помощью расположенного
за смесителем полосового фильтра на 34...35 МГц.
3. Сигнал с частотой 34,5 МГц поступает на процессорный смеси!ель ПС2, где он
вместе с поступающим сюда же сигналом (а = 46,5 МГц преобразуется к частоте
46,5 — 34,5 = 12 МГц. Каскадированный полосовой фильтр на 11...41 МГц пропускает
именно эту, а не аддитивную составляющую 46,5 + 34,5 = 81 МГц.
4. Делитель (частоты) с переменным коэффициентом деления N (ДПКД), програм-
мируемый на каждый (..-поддиапазон: 1...2 МГц, 2...3 МГц и т. д. с шагом 10 для N
(N = 120, 130 и т. д.), работает в данном случае с N = 120 (самый нижний поддиапазон);
частота 12 МГц на входе ДПКД преобразуется к частоте 0,1 МГц на его выходе. Эта
частота называется регулируемой величиной fr.
5. Параллельно с этим процессом делитель часто гы с постоянным коэффициент ом
деления М = 450 преобразует частоту сигнала ОКГ (45 МГц) к частою 0,1 МГц.
Последняя называется задающей величиной ff (опорной часгоюй).
6. Величины fr и ff сравниваются друг с друг ом в фазовом детекторе (ФД). При
совпадении часто! и фаз поступающих на ФД сшналов он вырабатывает на выходе
своего пеглевого фильтра совершенно определенное, соответствующее требуемому
значению fa = 46,5 МГц постоянное управляющее напряжение, приложенное к подс!-
роечным варикапам в гетеродине1’. Если значение fa о!личае!ся от 46,5 МГц, i.e.
ситнал в цепи (..-настройки генерируется несинхронно рабо!ающим («убежавшим» по
частоте) гетеродином, то на выходе петлевого фильтра появляется изменяющееся
напряжение ошибки Us, зависящее от рассогласования (г и (f; эго напряжение смещает
частоту гетеродина в нужную сторону и обеспечивает ее установку на требуемое
значение (а = 46,5 МГц. При выбранном здесь значении опорной частоты (f весь этот
процесс происходит за время < 1 мс. Напряжение С1в называется регулирующей
величиной. Время установления для подобных сищем регулирования находится в
обратно пропорциональной зависимости ог (г, г.е. увеличивается при уменьшении
опорной частоты.
7. Вспомогательная несущая с f, = 45 МГц для смесительного дешктора берегся
непосредственно от ОКГ.
В книге данного обьема невозможно да1ь полное функциональное и схемотехни-
ческое описание эюго сложного синтезаiора. Поэтому мы, к сожалению, вынуждены
ограничиться описанием его oiдельных узлов и блоков: сюда относятся рассма i ривае-
мые в разд. 10.1 (в совершенно определенном аспекте) критичные по ВЧ и линейности
звенья; они представляю! и самостоятельный интерес, в го время как «все осталь-
ное»- эго схемы обработки цифровых сигналов и уже известные нам из гл. 3
ВЧ-селекторы, широкополосные усилители и двойные балансные смесители.
” В данном случае речь идет о ГУН, сшнал коюрою с часююй fu непосредственно подастся
ни смеситель в широкополосном тракте, хотя гетеродинами ч;1- laiunaioi и целые системы,
типа изображенной на рис. 10.1. Прим, перен
70 < i.it'.i 10
10.1. Гетеродин и схемы обработки его сигнала
Прежде всего рассмотрим ГУН-тетеродин с частотным диапазоном 46...75 МГц.
принципиальная электрическая схема которого представлена па рис. Ю.2.
Грубая насIройка частоты гетеродина на один из шести поддиапазонов осущест-
вляйся с помощью ДПКД. Частотозадающими элементами для каждою поддиапа-
зона являются конденсаторы постоянной емкости и подстроечные конденсаторы,
подключаемые через коммутирующие диоды DL..6. Последние в свою очередь
управляются выходными си1 налами шести инвертирующих ТТЛ-формирователей с
открытым коллектором (IC1); каждый из формирова1елей при высоком уровне
напряжения на своем входе (5 В) и соответственно низком уровне (О В) на выходе
обеспечивает протекание через соответствующий диод прямого юка величиной около
12 мА. В каждый момент времени открыт лишь один из диодов, а к пяти остальным
приложено запирающее напряжение 15 — 5 = 10 В.
Точная подстройка частоты гетеродина осуществляется с помощью варикапа D7,
который управляется ретулирующим напряжением U^. (UB), поступающим с выхода
петлевого филыра. Элементы СТ и L = 0,1 мкГ (индуктивность контура), включенные
параллельно D7, определяю! полный часготый диапазон 46...75 МГц гетеродина.
Контурная катушка выполнена в виде медной ленты, «выжженной» на керамическом
трубчатом каркасе диаметром около 13 мм и длиной 30 мм; се подстройка осущест-
вляется вне гетеродина с помощью специального лазерного устройства.
Генераторный транзистор охвачен ООС через 56-омный резистор вею эмиттерной
цепи и поэтому работает в высоколинейном режиме. В го же время регулирующее
напряжение UAGC, вырабатывемое АРУ-генераюром (рис. 10.3), обеспечивает стабили-
зацию амплитуды колебаний ВЧ-сшпала в точке А с отклонениями не более ± 0,5 дБ
во всем часто!ном диапазоне; при Af/f st 1,63 (АС/С % 2,66) приюден юлько такой
способ стабилизации.
Весь эго! задающий ВЧ-генераюрпый блок был собран из исключительно
высококачественных деталей. Монтаж выполнен проводами в специально отлитой
камере с керамическими изолирующими опорами. Только так можно изго!овить
действительно высококачественный генератор; возможность использования печатного
монтажа в конструкциях с рабочими частотами > 10 МГн кажется весьма иллюзор-
ной.
Принципиальная электрическая схема тракта обработки си: нала тстсродина (вместе
с АРУ-генерагором) представлена на рис. 10.2.
Сигнал гетеродина в точке А поступает сначала на вход буферною усилителя па
полевом транзисторе, обеспечивающего хорошую развязку следующих каскадов с
юнератором. За усилыелем установлен эллиптический ФНЧ седьмою порядка,
уменьшающий и без того очень низкий коэффициент нелинейных искажений сю нала
гетеродина (определяемый содержанием высших гармоник) до неизмеримо малой
величины. Далее следует еще один буферный каскад, выполненный по схеме эмиттер-
ного повторителя с очень низким выходным сопротивлением. На выходе тракiа
работает высоколинейный (и обладающий хорошими развязывающими свойствами)
двухтактный усилитель мощности на комплементарных транзисторах с Рп = + 20 дБм
и неизменным в широком диапазоне частот 50-омным выходным сопротивлением.
Представленная схемотехническая реализация тегеродинного тракта типична для
гетеродинов, работающих на высокоуровневые диодные кольцевые смеси тсли (с
высоким 1Р).
В нижней части рисунка показаны еще два буферных эмигтерных повюригсля; с
выхода первого повторителя сигнал тетеродина подается па процессорный смеситель
ПС2 и па индикацию < эты (в счетчик), с выхода второго-на АРУ-генерагор.
Регулирующее напряже* последнего в точке С можно изменять с помощью
'•-MRF904 It 1 «5406 01...Б-МРН 3504 (0А244). 07-MVTO9 (9В139). 09=1И MJ03
кВ - 2?мхг ВЧ-аттеи fp- ферритовая бусинка
1-1...20 пФ лодстр. с воэд. диэл.,
)»21нФ,
Рис 10 2 Принципиальная
электрическая схема гетеродина
(на основе ГУН) Он вырабаты-
вает сигнал для ВЧ-ПЧ-смсситс-
ля. расположенного в приемном
тракте
Т2 -2N4856A. 13 6 В-2N5179 T4-2N 3866 T5-2N 5160 . Т7-2 N 2222А . 09 10-1N414B 011,12 = HP 2800
CT-1 20iff подстроечный с возд диэлектр.
' : Принципиальная электрическая схема тракта обработки сигнала гетеродина с АРУ-гснсратором, обеспечивающим стабилизацию
амплитуды этого сигнала.
(г.!!!•:: .:.>ч,1 . . 'I . «> ни г к;о.ч.>,.. I'.-'i . »l‘i ' Ml i. 73
10-килоомпото переменного резистора и тем самым устанавливать правильное
значение Рй.
В общем случае нужно исходить из того, чго подобные объекты мпотовариантно
индивидуальны и в подавляющем большинстве случаев для измерительных и отладоч-
ных работ требуют привлечения только высококвалифицированных специалистов.
Необходим тщательный огбор и предваригельный контроль всех применяемых
конструктивных элементов.
10.2. Генератор плавного диапазона (ГПД)
Эго «очень странный» генератор. Он работает в обычном автоколебательном режиме,
а значит- в противоположность известным способам синтеза частот,-не связан, как
это обычно делается, с предохраняющим от «все и вся» опорным кварцевым
генератором. С другой стороны, применяется термостат, без которого в подобных
случаях не обойтись.
Принципиальная электрическая схема этого генератора на 10...U МГц, обеспечи-
вающего плавную настройку приемника в каждом из 29 поддиапазонов приема
(шириной I МГц), представлена на рис. Ю.4.
Собственно генераюр показан слева на рисунке; ею структура принципиально не
отличается от структуры генератора, рассмотренного в предыдущем разделе. Эю
ГУН, для настройки коюрого используется специальный 10-оборотный тонкопленоч-
ный потенциометр; ручка настройки с помощью установленной в ее центре кнопки
может переключаться на коэффициенты передачи 1:1 или 1:10 (по отношению к оси
потенциометра); для фиксации выбранного положения ручки настройки применяется
клавишная блокирующая механика. Потенциометр осуществляет дистанционное
управление генератором и связан с ним электрически и магнитно экранируемым
кабелем. Для подобных генераюров нужны исключи 1елыю стабильные управляющие
напряжения; здесь не обойтись без источников с довольно малыми внутренними
сопротивлениями и использования высокоэффективных широкополосных фильтрую-
щих устройств.
Справа на рисунке показан буферный усилитель мощности на микросхеме IC1. Его
выходное сопротивление 50 Ом практически постоянно в спектральном диапазоне
1...50 МГц. Хорошая развязка между входом и выходом ИС (>60дБ) исключает
влияние величины нагрузки в ючке вывода fup, на частоту (она одна и га же как на
холостом ходу, гак и в режиме короткого замыкания).
Этот задающий генератор иллюстрирует те качественные возможности, которые
открываются даже при относительно небольших магериальпых затратах, если
подходить к разработке и изготовлению конкретного устройства по всем правилам
конструкторского искусства: LC-ГУН, буферная ИС, термоста! и резулыирующий
максимальный дрейф 100 Гц на частоте 30 МГц после менее чем 5-минугного прогрева
термостата (время установления, связанное с тепловыми колебаниями). Можно
сделать вывод, что полная точность установки и поддержания частоты в данной
системе в основном определяются рассмотренным ГПД; стабильность частоты ОКГ на
два порядка выше. С другой стороны, для более узкополосных по сравнению с
SSB-телефонией и поэтому более чувствительных к дрейфу частоты видов связи, как,
например, телеграф и телетайп, подобные схемы вряд ли приюдпы. Если требуется
сохранить преимущества полностью непрерывной настройки, нужный результат здесь
даст двойная температурная стабилизация (внутренняя во внешнем термостате); иначе
следует предпочесть использование еще одной петли регулирования под контролем
ОКГ.
10 4 Принципиальная
электрическая схема генера-
тора плавного диапазона
(термостатированный ГУН)
Он обеспечивает плавную на-
стройку в каждом из 29
поддиапазонов (шириной
I МГц)
'11* Инвертируется ли боковая частота?
Другими словами: инвершруется ли. например, верхняя боковая nacioia (USB)
передаваемого сигнала к нижней боковой частоте (LSB) после преобразования (или
нескольких преобразований) частоты этою сигнала в приемнике? Этот вопрос имеет
непосредственное о i ношение к фильтрам основной селекции и демодуляторам, гак как
'рт ответа на него зависит выбор положения час юты пропускания SB-фильтра по
отношению к заданной частоте вспомоютсльной несущей или направление сдвша
последней по отношению к заданной полосе пропускания.
Все возможные здесь ситуации иллюстрируются на рис. 11.1. Мы рассмо грим два
Лримера.
1. Приемник, описанный в гл. 5, с частотой гетеродина л 5,25 МГц преобразуег
Частоты 3,5 МГц и 14 МГц к промежуточной частоте 9 МГц. При этом все происходи!
в соответствии с самой верхней и четвертой строкой на рис. 11.1, г.е. положение
боковой частоты не изменяется.
2. Иная ситуация в случае приемника с двойным преобразованием часкны,
описанною в гл. 7. Он преобразует сигналы с часютами 30 МГц сначала к первой
ПЧ (42,2 МГц) посредством Ги1 > 42,2 МГц и уже затем эту ПЧ посредством
Ц;2 = 40 МГц преобразует ко второй ПЧ (2,2 МГц). Первое преобразование в соог-
Вегствии с третьей строкой на рисунке инверюруст боковую полосу, второе- в
Соотвстствии с самой нижней строкой (где s f,,)-оставляет ес на прежнем месте.
Таким образом, в данном случае на фильтр основной селекции и смесительный
ректор будст поступать сю нал с SB-инвсрсисй.
Эти взаимосвязи ни в коем случае нельзя упускаю из виду при анализе частотных
соотношений и расчетах.
Инвертируется
Инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Не инвертируется
Рис 11 1 Инвсртр)С1Ся ли боковая полоса принимаемою ни нала н ирщсссе прсобра шваиня
ItcroiM? Данная схема даст ответ на -пот вопрос
В эюй главе описаны АРУ-ПЧ-процессоры, предназначенные в основном для
приемников AM-сигналов и используемые в качестве непосредственных «нагрузок»
широкополосных трактов. Аналогичные устройства для приемников ЧМ-сигналов
здесь не рассматриваю гея, поскольку они, как правило, реализую гея на очень сложных
ИС, причем стоимость осуществляющих частотную селекцию внешних схем если
таковые вообще имеются составляет лишь малую часть стоимости самих ИС.
12.1. Универсальный SSB/CW-процессор для частот ^12 МГц
Его принципиальная электрическая схема, приведенная на рис. 12.1, вероятно, многим
уже известна, но поскольку данный процессор применяется для обработки выходных
сигналов широкополосного тракта, описанною в гл. 5, то для полноты картины
приведем ею гехнические характеристики. А для менее информированного читателя в
следующем разделе предлагается подобный ПЧ-тракт, обсуждаемый со всеми необ-
ходимыми подробностями.
Итак, основные гехнические характеристики: при выбранном 56-омном сопротив-
лении резистора на входе процессора F = 7...8 дБ, без этого согласующего резистора
1-=4...5дБ (в обоих случаях при 50-омном импедансе источника напряжения ПЧ).
КР % — 15 дБм на верхней границе диапазона АРУ (при полном усилении тракта) и
* + 5 дБм на нижней границе; коэффициент усиления по напряжению (от входа до
верхнего вывода регулятора громкости) Gb а: + 100 дБ па верхней границе и
% - 20 дБ на нижней; полный диапазон АРУ а: 120 дБ, он допускает расширение до
значения > 150 дБ за счет усиления микросхемы IC3; флуктуации входного напряжения
в рамках диапазона АРУ ослабляются до + 2 дБ; постоянные времени системы АРУ
время включения а: 15 мс, время отключения а; 0,8 с (задержанное регулирование).
Этот процессор следует настраивать на полосу пропускания фильтра основном
селекции. Его частотный диапазон 0,1...12 МГц определяется микросхемами IC1...3
Микросхема IC4 может обрабатывать сигналы с частотами до 75 МГц (как основной
сигнал, гак и несущую).
12.2. SSB/CW-процессор для частот 50 МГц с усилителем НЧ
Процессор, принципиальная электрическая схема которого приведена на рис. 12.2
используется для обработки выходного сигнала (ПЧ, 45 МГц) широкополосного
тракта приемника, входящего в состав SSB-трансивера, устанавливаемою на военных
самолетах; этот тракт бал описан в гл. 9.
Част от ноизбира тельный трансформатор импеданса на входе процессора (точка 1 >
преобразует 50-омное выходное сопротивление широкополосного тракта к бола
высокому-500 Ом, г.е. его коэффициент трансформации 1:10. Это звено необходимо
для оптимизации коэффициента шума.
В усилителе ПЧ работают микросхемы IC3...5 типа SL611 С в металлическом
корпусе ТО-5; выпускается также идентичная микросхема SL 1611 Св пластмассовом
корпусе типа DIP с восемью выводами. Каждая микросхема обеспечивает усилен™
Gb = 26 дБ и допускает АРУ с диапазоном 55 дБ. С целью достижения минимально! <
уровня шумов скорост ь уменьшения усиления микросхемы IC3 при per улировании вни
замедляется с помощью диода. В результате максимальный эффективный диапазон
АРУ для включенных в регулирование микросхем IC3 и IC4 устанавливается на уровш
95 дБ. С учетом затухания (30 дБ), вносимого ВЧ-аггенюатором, установленным гм
Рис 12.2. Принципиальная электрическая схема АРУ-ПЧ-тракта. являющегося непосредственным продолжением широкополосного
тракта, описанного в гл. 9 Схема включает также смесительный детектор и усилитель ИЧ Данный процессор можно в принципе
испольювать на любых частотах в диапалонс 0.I 50.0 МГц
OopiooiMi i.i 114 _ _ 74
входе широкополосного тракта (см. рис. 9.1), полный диапазон регулирования
усиления составляет 125 дБ; реально необходим диапазон около 120 дБ при
DB, « 127 дБ (для всего приемника). В связи с этим было бы интересно проанализи-
ровав вопрос о необходимом значении G(J по отношению к практикуемому ослаб-
лению ВЧ-мощности на частотах < 10 МГц; для рассматриваемого здесь усилителя
ПЧ такой анализ, по-видимому, не проводился.
В качестве смесительного детектора работает микросхема IC6 (SL 1640 С или
аналогичная в пластмассовом корпусе). Коэффициент усиления Go = 0 дБ. Частота
несущей независимо от 1ипа боковой полосы равна 45 МГц; эт от сшнал поступает от
ОКГ в синтезаторе частоты (рис. 10.1)
Управляемый низкочастотным сигналом АРУ-генсратop (IC7, SL1621C в пластмас-
совом корпусе) вырабатывает увеличивающееся с ростом напряжения НЧ-ситнала
постоянное напряжение UAGC = | < 2|...5 В К выводу 2 этой микросхемы можно
подключить S-метр, как это делается в схеме на рис. 12.1; правда, подобные устройства
не принято использовать в бортовой аппаратуре, к которой относится рассматривае-
мый здесь приемник.
Выходная мощность усилителя НЧ (1С8, SL1630C в пластмассовом корпусе), равная
«70 мВт, позволяет подключать к нему не только головные телефоны, но и
небольшие громкоговорители. Установка громкости полностью электронная, т.е.
потенциометр управляет только постоянным напряжением. Диапазон регулиро-
вания -около 70 дБ; в силу исключительно высокой эффективности АРУ этот диапазон
в общем вполне достаточен для однократной установки удобной тромкосги.
Основные технические характеристики данного ПЧ-процессора: F = 6.8...7,0 дБ;
КР = - 20 и - 5 дБм на верхней и нижней границах диапазона АРУ соответственно;
полный диапазон АРУ « 95 дБ с возможност ыо расширения до «150 дБ за счет
микросхемы 1С5; постоянные времени системы АРУ: время включения « 15 мс, время
задержки отключения « 0,7 с и время отключения « 0,15 с (задержанное регулирова-
ние); флуктуации входного напряжения в рамках диапазона регулирования ослаб-
ляются до + 2 дБ.
Эту схему во всех применениях, отличных от только чго рассмотренною, следует
настроить па полосу пропускания используемого фильтра основной селекции. Диапа-
зон рабочих частот 0,1...50 МГц определяется каскадом на микросхемах IC3...6. Все
изложенное выше относительно работы системы АРУ полностью приемлемо только
для использования данного процессора с широкополосным трактом, описанным в
разд. 9.1.
12.3. Логарифмический усилитель для измерительного приемника
Его принципиальная элект рическая схема приведена на рис. 12.3. Выходное регулирую-
щее напряжение UAGC этого усилителя является линейной функцией от логарифма
величины входною напряжения принимаемого сингала. Это напряжение можно
преобразовать в цифровую форму с помощью аналого-цифрового преобразователя, и
использовать ею цифровой код, например, для численного отображения уровня
сигнала или для управления работой функциональных элементов, прямо или косвенно
определяющих этот уровень.
На транзисторах Т1...10 собран каскад из пяти «псевдодифференциальных»
усилителей по схеме с общей базой. Потенциалы баз левых транзисторов этих
усилителей фиксированы; правда, со ступенчатым изменением (от усилителя к
усилителю) приблизительно на 0.14 В в промежутке 5,1...5,7 В. К базам правых
транзисторов приложено одинаковое напряжение UAG( в промежутке 5.1...5,6 В.
Первые из названных транзисторов работают на полную обмотку трансформаторов в
ИХ коллекторных цепях, вторые на определяемый отводом от обмотки miuvui..,.!...»
эис 12 3 Этот усилитель ПЧ с АРУ, разработанный для измерительного приемника, вырабатывает сигнал (регулирующее постоянное
напряжение), пропорциональный логарифму изменения его входного сигнала Выходной сигнал можно преобразовать в цифровую форму с
помощью аналого-цифрового преобразователя и вывести на индикацию; цифровой код этого сигнала можно также использовать для
управления функциональными элементами, прямо или косвенно определяющими его уровень
Оор;нч>11..1 Uli н.1.1.। 114 KI
небольшой импеданс. Напряжение UAGC увеличивается с ростом величины сишала,
г.е. идет процесс регулирования вниз. При этом первоначально сравни!ельно большой
коллекторный ток каждого транзистора, нагруженного на полную обмотку и, следова-
тельно, обладающего большим усилением, по мере росга UAGC постепенно умень-
шается, приближаясь по величине к коллекюрному гоку своею «партнера» с
небольшим усилением. Полный юк и зависящая oi него помехоустойчивость,
разумеется, практически нс изменяются. Правильноеib логарифмически-линейного
преобразования определяется, во-первых, <рансформа горами и, во-вюрых, гем,
насколько «умело» выбраны рабочие ючки каскадов. Каскады на транзисторах ТН и
Т12 обеспечивают дальнейшее усиление ею нала ПЧ (с постоянными Си); микросхема
IC1 вырабатывав! напряжение UAGO определяемое напряжением на диоде D10.
Об этом процессоре, предназначенном для обработки сигнала с частотой 1,8 МГц
(ПЧ), к сожалению, не удалось получить никаких конкретных сведений; эксплуатацион-
ные параметры характеризуют его с самой лучшей стороны. Вообще нужно исходить
их того, что работающие в парс друг с другом транзисторы «псевдодифференциаль-
ных» каскадов должны име!ь одинаковые электрические параметры, согласованные к
тому же по их температурным изменениям. Верхняя граничная частота подобных
устройств может достигать 10 МГц.
Следует заме!ить, чю для реализации логарифмически-линейной связи между
обрабатываемым сигналом и регулирующим напряжением предлагаются специальные
ИС. Построенные на этих ИС схемы проще, чем только что рассмотренная, для них не
нужны никакие критичные по ВЧ элементы и, согласно имеющимся сведениям, они
надежно работают на частотах до 50 МГц; кроме того, для реализации необходимых
внешних функций также имеется широкий выбор микросхем. С другой стироны, в
отдельных специальных случаях конструкции, выполненные на дискретных элементах,
оказываются более предпочтительными.
13 Разные схемы
В лавкой 1лаве в тематически произвольном порядке представлено множество
интересных схем, различных по назначению и сложности, с рабочими частотами от
звукового спектра до нескольких ГГц.
Каждая схема сопровождается исключительно кратким пояснительным текстом В
меньшей шепени зто связано с оюутствием места, а скорее объясняется большим
количес(вом представленных весьма информативных вариантов одной и той же схемы.
13.1. Широкополосный тракт приемника прямого преобразования
Ею принципиальная схема, включающая смесительный детектор и малошумящий
предусилитель НЧ, представлена па рис. 13.I. Эффективная помехоустойчивое!ь
соответствует смесителю среднею уровня; коэффициен i шума при введении трех-
контурною полосовою ВЧ-фильгра составляет 1О...12дБ. Предусилитель НЧ с
(},, < 30 дБ обеспечивает независимость параметров тракта от характеристик следую-
щих каскадов. К сожалению, для частот < 14 МГц оба трансформатора должны бьпь
перерассчитаны.
1Й * И НГц
Р„ ЮдБм
2 - 50Он
U1.2-3-3 в., 0,5мм CuL трифилярная • или 50 в. ,02мм на кольце- 01. .04 = HP 2900
намотка скруч. пров. на кольцевом вом сердечнике гт-37-72 1С1 - не 5534 (или ю «5532)
сердечнике ft 37 72 (при f * к нГц)
Широкополосный >ракт приемника прямого преобразования
13.2. Фильтры на любительские КВ-диапазоны
Их структура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики элементов приведе-
ны в табл. 13.1 и на рис. 13.2. Необходимые сведения о избирательности таких
фильтров можно найти в разд. 3.3. Применение кольцевых сердечников с их исключи
тельно малыми полями рассеяния практически исключает нежелательные связи междт
катушками при плотном монтаже.
Таблица 13.1. С i рук гура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики конструктивных
элементов полосовых фильгров на любительские КВ-диапазоны.
филыра Диапазон частот МГц L1, 2, 3 Тип сердечника, число витков, марка провода Отводы Cl т т Ai. «Б С1’2’3 (без Ар)
Ч <28Д...30^Г'' 'у(27,7...30,3) > 0,784 мкГ Т-50-6 14 в., 0,£мм CuL 2 в 27 пФ 1,2 1,8. .22 пФ,
Ч 24,89 ..30,00 (24,6... 30,0) 0,784 мкГ . Тг50'-6 14 в.’, 0,8 мм CuL 4 в. 3 в 27 пФ 0,9 2 ...30 пФ
Б 24,89. .24,99 (24,05... 25,85) 0,784 мкГ Т-50-6 14 в., 0,8 мм CuL 2 в. 1 в 27 пФ 1,7 2...45 пФ
Ч С 21,00... 24^Г> \(20,80.. 25,25) ) 0,9 мкГ Т-50-6 15 в.. 0.8 мм CuL 3 в. 27 пФ 0,9 2. 45 пФ
Б 21,00...21,45 (20,5.. 22,0) 1.024 мкГ 1-50-6 16 в., 0,5 мм CuL 2 в 1 в 27 пФ 1,7 2...45 пФ
Ч 18,068 ..21,450 (17,9 ..21,7) 1,156 мкГ Т-50-6 17 в., 0,5 мм CuL 4 в. 3 в 33 пФ 0,9 2. 45 пФ
Б 18,068.. 18,168 (17,45... 18,75,) 1,156 мкГ Т-50-6 17 в., 0,5 мм CuL 3 в. 1 в. 47 пФ 1,7 2...45 пФ,.. От
Б 14,00... 14,35 (13,7. . 14.7) 1.3 мкГ Т-50-6 18 в., 0,5 мм CuL 3 в. 1 в. 68 пФ 1,6 2...45 пФ^_
Б 10,10... 10,15 (9,9 .10,4) 1,94 мкГ Т-50-6 22 в., 0,5 мм CuL 1 в 100 пФ 3 2...45 пФ Ш
Б 7,0... 7,3 (6,95.. 7,35) 3,06 мкГ Т-50-2 25 в., 0.5 мм CuL 4 в. 120 пФ 2,4 4,5.„70 пФ
Ч 3.5... 4,0 (3.45... 4,05) 5,7 мкГ Т-50-2 34 в., 0,4 мм CuL 8 в. 5 в. 270 пФ 0,9 6.. 110(пФ .
Ч 1,8 .2,0 (1.78. .2,02) 13,3 мкГ Т-50-2 52 в , 0,25 мм CuL 10 в. 6 в. 470 пФ 1 6... 110 пФ
*' Без скобок рабочая полоса Отводы отсчитываются ОТ ХОЛОДНО! частт, в скобках настраиваемые граничные частоты фильтра (Гс„ Гс2)
К табл 13 I.
I . i.uia I
13.3. LC-генераторы на микросхеме MC1648P
Основные схемы для двух частотных диапазонов представлены на рис. 13.3; указанное
значение частоты, разделяющее эти диапазоны, нужно рассматривать как весьма
условное. За счет внутренней АРУ микросхемы выходной сигнал поддерживается на
неизменном уровне вблизи 0 дБм. В одном из реализованных вариантов с варикапной
настройкой частоты спектральная плотность фазовых шумов оказалась равной
л — 130 дБ/Гц при расстройке 10 кГц на частоте около 30 МГц; в этом отношении
схема, приведенная на рис. 13.3 справа, немною хуже. Нестабильность частоты
практически определяется только характеристиками используемых внешних элементов.
На рис. 13.4 иллюстрируется возможный вариант задающею генератора. Уровень
выходного сигнала этого генератора Ро = + 13 дБм, выходное сопротивление равно
50 Ом в широкой полосе частот; он может работать на кольцевой смеситель среднего
уровня. Частота юнерации определяется номиналами элементов колебательною
контура, связанною с микросхемой МС1648Р.
До пяти юнераторных ИС этого типа можно соединять параллельно на выходе.
Получающаяся схема соответствует аналогичной «аддитивной» схеме на SL1680C,
рассматриваемой в разд. 13.8.
САРУ
Структура контура и С для 1... 50 МГц
Без АРУ
Структура контура и С для 50... 150 МГц
МС1648Р SSP1648; АРУ не зависит от частоты ; при заземлении вывода 5 генератор
блокируется
Рис 13 3 Основные структуры генераторов на микросхеме MCI648Р
+5В/»38мА
-5В/=23мА
Рис 13ч Принципиальная схема задающег о генератора на частоты 5 . .6 МГцс 1’0 = + 13 дБм
13.4. НЧ-тракт с АРУ и активным телеграфным фильтром
Эта схема, представленная на рис. 13.5, отлично подходит для простою приемника бе<
АРУ ПЧ. За счет возможности ослабления сигнала в ВЧ-тракте (максимально на
Рис. ) 3 5 Принципиальная
схема НЧ-тракта с АРУ
и активным телеграфным
фильтром
Кб _ I..IB.I I
40 дБ) с помощью pei улировочпо) о резистора и с учетом диапазона регулирования
усиления, обеспечиваемого микросхемой SL6270C, удается скомпенсировать практи-
чески все возникающие при приеме сш налов замирания. Двухкаскадный телеграфный
фильтр Баттерворта с центральной частотой около 1 кГц при скорости передачи
примерно до 100 бит/мин показывает хорошие свойства; при более высоком темпе
телеграфных посылок нужен более широкополосный фильтр. Диоды на входе
микросхемы SL6270C предотвращают ее перегрузку при непредвиденных выбросах
величины сшнала.
13.5. Биквадратный узкополосный (пропускающий
или режекторный) НЧ-фильтр
Представленная на рис. 13.6 схема фильтра с полосой пропускания 50 Гц, перестраи-
ваемого по цен!ральной частоте, применяется, главным образом, для целей режекции
Рис 13 6 Биквадратный узкополосный НЧ-фильтр, перестраиваемый по нейтральной частоте
Рис 13 7 Типичные характеристики биквадратного филыра в режиме пропускания.
(фильтр-пробка); для телеграфного пропускающего филыра опа непригодна: слишком
узка полоса пропускания и, кроме тою, слишком резок максимум на центральной
частоте. На рис. 13.7 приведены характеристики этого фильтра в режиме пропускания,
а на рис. 13.8 в режиме режекции.
Рис Г! (3 Типичные характеристики биквадратно!о фильтра в режиме режекции
13.6. Узкополосный (пропускающий или режекторный) НЧ-фильтр
с модифицируемой характеристикой
На рис. 13.9 приведена его схема, а на рис. 13.10 типичные характеристики в режиме
пропускания. Ширина полосы (пропускания или режекции) В на уровне — 3 дБ связана
с добротностью фильтра QF соотношением В = f^/Qp, где fm-центральная частота
фильтра, которую мы можем изменять в пределах 300...2700 Гц. Для приема
телеграфных сш налов максимум пропускания, вообще говоря, довольно резок; с
другой стороны, для практических применений очень привлекательны модифици-
руемые режекторные свойства этого фильтра.
13.7. Двухкаскадный активный телеграфный НЧ-фильтр
Его принципиальная схема представлена на рис. I3.il, типичные характеристики
иллюстрируются на рис. 13.12. Подстройка характеристики фильтра к баттервортовс-
юму типу осуществляется с помощью переменного резистора на входе второго
операционною усилителя. К сожалению, при ширине полосы пропускания 50 Гц
надежно принимаются теларафные посылки с темпом до 30 бит/мин; таким образом,
здесь мы имеем дело с исключительно редким объектом.
13.8. Кварцевые генераторы на микросхеме SL1680C
На рис. 13.13 представлены основные схемы для разных частотных диапазонов и
различных на!рузок (см. табл. 13.2). Внутренняя АРУ микросхемы обеспечивает
постоянный уровень выходной мощности, не зависящий от добротности кварцевою
резонатора. Полная нестабильность частоты приблизительно соотве1ствует неста-
бильности частоты резонанса самих кварцевых резонаторов (см. табл. 13.3); в этом
отношении другие типы юнераторов чаще всего имеют заметно худшие характе-
ристики. Спектральная плотное! ь фазовых шумов в среднем составляет около
к— 100 дБ/Гц при расстройке 10 кГц в юнераюпах с возбужлснисм irn-mirt •••>
Сдвиг полосы пропускания
Рис 13 11 Принципиальная схема двухкаскадного активного телеграфною 114-фильтра с
перестраиваемым положением полосы пропускания.
основной, так и на высших гармониках: для некоторых применений эта величина
слишком велика.
На рис. 13.14 иллюстрируется возможность объединения (по выходу) нескольких
представленных на рис. 13.13 структур. Выходное напряжение возрастает при увеличе-
нии сопротивления на!рузки и достигает при RL > 1 кОм по меньшей мере 0,1 В.
Рис. 13 12 Типичные характеристики юлеграфною НЧ-филыра
Ub=0.15B
Способ нагрузки А
Способ"нагрузки В
Подстройка
частоты квариа
Pi-< 13 13 Основные crpyKiypu 1Снераюров на микросхеме SI 1680С
Рис 13 14 Параллельное
соединение генераторов на
микросхеме SI I680C ио вы-
ходу (можно соединять до
нести микросхем). ДопуС1И-
мо смешанное использование
генераторов разного типа
(левая и правая схемы на
рис 13 13)
Тиб itit/a 13.2. К рис. 13 13.
С Стирофлексовый с допуском 2,5%
11 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм Л, = 63 нГ, 9 в., 0,25 мм CuL
L2 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм Al = 63 нГ, 7 в., 0,25 мм CuL
L3 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм Al = 63 нГ, 14,5 в., 0,25 мм CuL
14 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм Л, =63 нГ. 18 в., 0,25 мм Cui
I 5 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм А, = 63 нГ, 17,5 в., 0,25 мм CuL
16 Ферритовый чашеобразный сердечник 14 > < 8 мм Л, = 63 нГ, 15 в., 0,22 мм CuL
L7 Как L6
Табчица 13.3. Общие сведения о высококачественном кварцевом генераторе. Параллельный
резонанс относится, как правило, к емкостной нагрузке 30 пФ.
Диапазон частот, МГц Кристалли- ческий срез Резонанс Темпера гурная нестабильность частоты Допуск на Допуск на точность точность настройки 1 настройки II
Af/fo в области
0.8...3 ЛТ-срсз, Параллель- ±50-10 6 - 55 + 105 ± 10 !0'ь ±5-10’6
возбуждение ный или пос-± 20-10~6 -20 +70 ± 10-10 6 ±5Ю-‘
на основной гармонике лсдоеатель- ± 5•10'6 ный ± 5 от ном ин темп.*’ + 10 10 ‘ ±510 6
.30 АТ-срез, Параллель- ±50-10"6 - 55 + 105 + 10-10 6 ± 5 10 6
возбуждение ный или пос-± 25-10" 6 -55-+ 105 ± 10-10-6 ± 5-IO’6
на основной ледова гель- ±20-10 6 -20 +70 + ioio-b ± 5-Ю'6
гармонике ный +10-10’6 -20 +70 ± 10-10 6 ± 5 10’6
+ 7-10-6 -20 +70 ± 10 10'6 + 5-10’6
+ 5 10'6 ± 5 от номин. ± 10-10 6 ±5 IO’6
темп *’
I5...8O АТ-срез, возбуждение Поспелова- ±50-10 6 тельный ±25-10 6 - 55 + 105 - 55 + 105 ± 10-10 6 ± 10-10 6 ±5 10' ± 5-10'
на третьей ±20 -10 6 -20 +70 ± 10-10’ 6 ±5-10
гармонике ± 10-10 6 -20 +70 ± 10-10 6 ±5-10-
±7-10 6 -20-+ 70 + 10-10 6 ±510
±5-10 6 ±5 от номин. ± 10 10 6 ± 5-IO’
геми.*’
При гермостагироваипи.
13.9. Высокоэффективный избирательный усилитель ПЧ
Данный усилитель ПЧ (его принципиальная схема представлена на рис. 13.15) по своей
помехоустойчивости подходит для использования со смесителем среднего уровня (и с
диплексером в качестве интерфейса). Эффективное значение коэффициента шума
- 5 дБ. Вместо указанного на схеме фильтра ПЧ можно применить фильтр другого
типа и с другой шириной полосы пропускания, необходимо только, чтобы его входное
и выходное сопротивления имели величину 500 Ом; в противном случае придется
п - 2Ш856А. и ЗЮ или аналог. i?^BFI66 mrf 90i или аналог.
U1.2 на кольцевом сердечнике T-i?-±
Рис 13 15. Принципиальная схема избирательного усилителя ПЧ, рассчитанного на частоту
9 МГц.
соответствующим образом изменить коэффициент трансформации используемых
трансформаторов.
Непосредственным продолжением этого тракта могут быть, например, схемы на
рис. 13.1 и 13.5; получающаяся конфи! урация имеет вполне приемлемые экономические
«показатели» и весьма интересна в отношении реализуемых качественных харак-
теристик.
13.10. Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц
Фильтры этою типа интересны тем, что их можно реализовать на очень дешевых
кварцевых резонаторах. Можно, например, применить СВ-резонаторы, возбуждаемые
на третьей гармонике (основною колебания) с частотой 9 МГц. На рис. 13.16
приведены схемы и указаны номиналы элементов для некоторых возможных реализа-
ций двух-, трех- и четырехрезонаторных фильтров этою типа в расчете на ширину
полосы пропускания для SSB-телефонной связи; на рис. 13.17 показаны их типичные
несимметричные характеристики (это ярко выраженные LSB-фильтры, выделяющие
нижнюю боковую полосу по ПЧ).
Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внешние и
внутренние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии
монтажа.
13.11. Двунаправленный избирательный усилитель ПЧ
Эта схема представлена на рис. 13.18; здесь мы имеем дело с типичной структурой
трансивера. Коэффициент усиления по мощности GP as 0 дБ, т. е. затухание, вносимое
фильтром, компенсируется усилением транзистора Т1. Можно считать, что коэф-
1,«9МГц
биит »200Гц1
2,35 кГц —WOO Ом
2,15 кГц — 910 Он
1,95 кГц — 020 Ом
1.75 к Гц
Q Q Q Q
rrm-n
Mill I
6,8. 33. 47. 33* 6,8. 1000 Ом
ЗД. 33. 56» 33. 3,2. 910 0м
8,2. 39. 56 . 39. 8,2 . 820 0м
10. 39. 68. 39. 10. 750 Ом
А,= 1,5АБ
р-' ? 16 Структуры и номиналы элементов кварцевых лестничных фильтров на частоту 9 МГц (используются в основном в устройствах
телефонной связи).
94
:--.s : •; Типичные характерис-
тики кварцевых лестничных фильт-
ров
фициеш шума равен 2 дБ; на эгу величину оказывается выше эффективное значение 1-'
для следующих каскадов. Переключение тракта с приема на передачу (TX/RX) или
обратно производится с помощью язычковых реле, на что нужно обратить внимание
при конструировании дру1их переключающих устройств.
Принципиальная схема двунаправленного избирательною усилителя ПЧ на частогу
9 МГц
13.12. Кварцевые Х-образные фильтры на 9 МГц
На рис. 13.19 ° представлены двухрезонаторная и четырехреюпаторная структуры; они
известны как половинный и полный Х-образный фильтр соответственно. Их расчет
отвечает расчету фильгров Чебышева с Ар = 0,1дБ; результирующее эффективное
значение Ар равно примерно 1 дБ. Избирательность фильтров иллюстрируют характе-
ристики на рис. 13.20; в оитичие oi лестничных структур кривые строю симметричны
Х-образные филыры можно реализовать только на высококачественных резонато-
рах; общие сведения о таких резонаторах дает табл. 13.3 Всю конструкцию необходи-
мо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внутренние и внешние паразитные связи
устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.
01=1в+2бВт, 0,25мм CuL, бифиляриая намотка скруч.прое. на
сердечнике Т-37-6 ; 02-10*14*14Вт,0Д^нм CuL,трифклярная
намотка скруч пров. на сердечнике Т-37-6
Ри< Принципиальные схемы Х-образных фильтров вверху половинная струмура, вни-
зу • полный X-образный фильтр.
.11 На рис 13.19, 13.24, 13.25, 13.27, 1343, 1344. 1346. В 47. 13 50 и 13 5ч Bi oui.ri.ici число
13.13. Двунаправленный усилитель ПЧ и модем
Эта схема представлена на рис. 13.21. Для усилителя 1Р13 = — 5 дБм, КР; = - 16 дБм,
F » 3 дБ и GP = 20 дБ; для модема 1Р13 = + 13 дБм, КР, = + 2 дБм и А; = 6 дБ.
Переключение тракта с приема на передачу и обратно посредством язычковых реле
является принципиальным.
13.14. Генератор несущей на частоты ^12 МГц
Ею схема приведена на рис. 13.22 Выбор кварцевого резонатора, соответствующего
верхней или нижней боковой полосе, осуществляется с помощью коммутирующих
диодов. Мощность chi нала несущей на выходе генератора + 7 дБм; с этой выходной
мощностью он может работать на низкоуровневый кольцевой смеситель, например на
модем из предыдущей схемы. Кварцевые SB-резонаторы на указанные частоты
относятся к недорогим доступным компонентам (в частности, KVG). Верхняя рабочая
частота 12 МГц определяется генераторным транзистором Т1.
13.15. Высокоэффективный избирательный усилитель ВЧ
Схема тракта, состоящего из ВЧ-аттенюатора, полосового фильтра третьего порядка и
собственно усилителя, приведена на рис. 13.23 (см. табл. 13.4). Для частотной селекции
можно также использовать другие структуры и соответствующие им расчеты, которые
в большом количестве представлены в разных местах данной книги.
13.16. Широкополосный усилитель мощности сР0^ + 20 дБм
Этот усилитель мощности (ею принципиальная схема приведена на рис. 13.24) может
работать на кольцевой смеситель очень высокого уровня. К его недостаткам относятся
Т1» В FT 97 (8FT66), D 1,2 » BAS 40 -04 (Шотк и ),
UVcZfi=122, 03cZg* 1:4, IULb2-лзычко-
ВЬМ реле, D 3,4 = 1^4148
Рис 13 21 Принципиальная схема двунаправленного усилителя и модема.
TV-BCJSOB.DI-.J-BAJM, B5-3,9fl/O,$0r, JC1- 7вМ0в, в,«.«№/,£кГц,
ЧиН-ЮВМ>Гц,(И ep»2i,14 '
Рис 13?.; Принципиальная схема генератора несущей.
довольно большой коллекторный ток и плохая развязка между входом и выходом
(около 2 дБ), к достоинствам - априорно высокая электрическая устойчивость. Для
транзистора в корпусе SOT-48 нужен достаточно эффективный радиатор охлаждения
13.17. Двунаправленный широкополосный усилитель
В отличие от двунаправленных усилителей, описанных в разд. 13.11 и 13.13, данный
усилитель, принципиальная схема которого приведена на рис. 13.25, обеспечивае!
бесконтактный выбор направления прохождения сигнала; это направление автомати
чески определяется при подаче напряжения сигнала на вход соответствующего
транзистора. Усилитель отличается высокой эксплуатационной надежностью. Структу
Тиб ищи 13.4. К рис. 13.23.
Cl, 4 СЗ
С2, 5
21.О...ЗО.О
(20.52...30.98)
25.21 1.024 мкГ
Т-50-6
16 в., 0,5 мм Cui
12 нФ 2 45 пФ 2 45 пФ
14,0 21.5 17.29 1,296 мкГ Т-50-6 2 45 пФ 2..45 пФ 39 пФ
(13.65 21.91) 18 в. 0.5 мм CuL
Широкополосный ВЧ-дросссль, например Siemens B821I4-R-A3
1 Например, 2N 4856А, Р8002, 1)310
8 + 2 в. 0,5 мм CuL, бифилярная намотка на кольцевом сердечнике FT-37-72
1Р.+ 22АБМ
КР] + ЗЗдБм
F = 12 дБ (BFR94)
9дБ
T“BFR94kxm MRF510
D»1N4151 или аналог
дельцем?*сердечник» ГТ-37“72
L2-^/°.^Culai4NH ВНуТД*
Рис 1 3 ?4 Принципиальная схема широкополосного усилителя мощности.
ры подобною типа в разных вариантах широко применяются в ПЧ- и ВЧ-трактах
Военных трансиверов производства США (в качестве модульных звеньев в тонко-
пленочных гибридных схемах).
13.18. Высокоэффективные блоки фильтров на частоты < 30 МГц
Представленные на рис. 13.26 и 13.27 устройства удовлетворяют самым высоким
Требованиям, которые обычно предъявляются к ВЧ-селекторам с широкой полосой
Пропускания. Тем более интересны приведенные здесь подробные данные по их
Вонструктивным элементам. Затраты: 132 компонента и много места-по цене и
ffoeap...
Усилитель А
Усилитель В
Щ1 + 8ЛдБ
КР;-1,7дБи
5,5дБ
Ср+20дБ
Т» BFR 96 или MRF965
D«1N 4146 или аналог
и=6*^8т/0Д5мм CuL,
параллельная намотка на
кольцевом сердечнике П-23~72.
50Ом
Ри( 13 25 Принципиальная схема двунаправленного широкополосною усилителя.
Рис 13 26 Приш1ипиальная схема блока фильтров на частоты < 1,6 МГц и характеристики его
сонструктивных элементов
Рис 1' Принципиальная схема блока фильтров на частоты 1,6 .. 30,0 МГц и характеристики
Ю конструктивных элементов
102
13.19. Селектор на 1,6...30,0 МГц
Эта схема (рис. 13.28) заимствована из связного приемника одной из последних
разработок. Здесь вмесго регулятора на p-i- п-диодах (располагаемого в тракте ПЧ)
применен ВЧ-аггенюагор, управляемый системой АРУ. За таким широкополосным
селектором «шириной с амбарные ворота» должен следовать смеситель очень
высокого уровня.
Реализация подобных устройств связана с довольно большими заграгами. С друюй
сгороны, недвусмысленно предполагается возможность эксперименгирования с высо-
кими частотами.
C-Styroflex 2,5V./160В (*107.1 R- металле- 2%/а5Вт(*Ю7./1Вт)
пленочный
85.9МГц «МГц 5237МГц 1163МГц0803МГц
ги<- ’"j-ze При!
13.20. ВЧ-тракт на частоты 30 МГц (ПЧ =80 МГц)
Принципиальная злектрическая схема входной части широкополосного зракта профсс
сионального приемника на диапазон 10 кГц...30 МГц представлена на рис. 13.29. Для
разгрузки смесителя (очень высокого уровня) используется преселектор; он разбт из
три секции -по трем характерным поддиапазонам (в этом отношении нужно ориенги
роняться на рис. 1.1). Дополнительный ВЧ-селектор в особенности способствуст
подавлению зеркальных каналов приема на частотах 160...190 МГц.
Настоящая книга дает исключительно информативный и ни в коем случае ж
односторонний обзор современной практической схемотехники профессиональных
KB-приемников. В этой связи становится совершенно очевидным, что все то. о чем
здесь идет речь, делаезся везде скорее одинаково, чем по-разному...
r>i ' 3 29 Принципиальная схема тракта ВЧ (ВЧ-сслскторы и смеситель).
нм
13.21. ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем
На рис. 13.30 мы видим «продолжение» принципиальной схемы широкополосного
тракта, приведенной на рис. 13.29. Хотя данный приемник разработан совсем недавно,
в нем в качестве первого АРУ-агтенюагора еще применяется регулятор на p-i-n-
диодах; в отношении обеспечения высокой помехоустойчивости приемника это, как
показывает опыт, не самое удачное решение проблемы АРУ для данной-во всем
остальном высококачественной-конструкции. Напрогив, помехоустойчивость второго
смесителя наверняка всегда оказывается чрезмерно высокой.
Подобные критические замечания могут вызвать по меньшей мере резкий протест
со стороны разработчиков этого приемника; с другой сгороны, не было причины
оставлять без внимания предоставленные специфические данные.
13.22. Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц
Эта схема, представленная на рис. 13.31, по всем параметрам соответствует современ-
ному уровню техники высококачественных приемных устройств. При ПЧ =45 МГц
для всех видов связи с шириной полосы 1 кГц лучше всего использовать однократ-
ное преобразование частоты. Для fe-nopra 1Р3 = + 30 дБм, как и значение соответ-
ствующего параметра для смесителя; напрогив, значение параметра КР « + 8 дБ
определяется характеристиками усилителя.
Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных
условиях.
13.23. ПЧ-тракт на 45 МГц
Принципиальная схема тракта приведена на рис. 13.32; эго еще один яркий пример
современной высококачественной конструкции. С необходимостью предполагается,
что данный тракт является «нагрузкой» смесителя очень высокого уровня с
IPl3 и + 30 дБм и работает на активное (в широкой полосе частот) сопротивление
50 Ом.
Подобные структуры следует всегда использовать с соответствующим образом
рассчитанным ВЧ-аттенюатором, управляемым системой АРУ приемника. Реализация
оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.24. Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем
собственных шумов
Этот усилитель имеет довольно простую структуру (рис. 13.33) и не требует каких-либо
специальных приемов мон гажа. Нужно, однако, обратить внимание на соединительные
провода, которые должны иметь минимально возможную длину. Частотные зависи-
мости параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.34.
Данный усилитель в особенности подходит для DX-связей в относительно
«малошумящей» области спектра f > 20 МГц. При использовании высокоэффективной
избирательной направленной антенны рекомендуется непосредственное (т.е. без
промежуточных селекторов) соединение усилителя с антенной. Следует также учесть,
что усилитель должен работать на 50-омную нагрузку; он имеет относительно высокое
выходное сопротивление. Оптимальной здесь представляется следующая структура
приемного тракта: избирательная направленная антенна, короткий антенный кабель,
рассматриваемый усилитель, в качестве его нагрузки усилитель на полевом транзисто-
ре по схеме с общим затвором с входным сопротивлением 50 Ом и эффективным
Gp « 2...3 дБ, ВЧ-селектор, соответствующий требованиям по ПЧ-селективности и
подавлению зеркальных каналов приема, и кольцевой смеситель среднего уровня.
с Принципиальная схема усилителя первой ПЧ и второго смесителя (продолжение схемы на рис. 13.29).
Принципиальная схема смесителя и предусилителя ПЧ.
ВЧчттьи.
11 3 = MRF got
Т2 = MRF965
D = 3 ЗВ/05 Вт
I' 2 = на кольцевых сердечниках 01 . 3 = на кольцевом сердечникеТ-37-6 бифилнрная и
Т-37-6 OImmCuL трифиллрная намотка скруч. пров. 0.16ммСи1
Принципиальная схема тракта ПЧ
II =BH6t, MRF 9tll
12 = ВСШ, 2N29O7
ри. , . Принципиальная схема высокочув-
ствительного усилителя
IP.j 5дБм,КР, -ЦдБм
F 1.0 1.5дБ, Вр+|19 22|дБ
абсолютно оптимальными. И только для космической связи могут оказаться более
предпочтительными усилители на GaAs полевых транзисторах.
13.25. Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц
Усилитель, принципиальная схема которого представлена на рис. 13.35, предназначен
главным образом для измерительных целей. Частотные зависимости его параметров
Gp и F иллюстрируются на рис. 13.36.
Реализация подобных высокочастотных широкополосных структур очень трудная
задача. Все нагружаемые ВЧ-си1 налом конденсаторы и сопроiивлепия должны быть в
f 25...1000мгц
Принципиальная схема
бескорпусном исполнении; наряду с этим необходимо обеспечить минимальную длину
всех соединительных линий и заземление по ВЧ в строго определенных точках.
Частотная характеристика усилителя непременно будет неравномерной, поскольку в
этом отношении он может проявить себя с самой неожиданной стороны. Тем не менее
для лабораторных исследований это исключительно нужный объект.
13.26. Однодиапазонный KB-приемник прямого преобразования
на диапазоны 15, 17 или 20 м
Принципиальная схема этого гетеродинного телеграфного приемника прямого преоб-
разования приведена на рис. 13.37. В качестве гетеродина используется перестраивае-
мый кварцевый генератор, который гарантирует необходимую (для обеспечения
i-с 13 37 Принципиальная схема однодиапазонного KB-приемника прямого преобразования.
Таблица 13.5. Характеристики конструктивных элементов для схемы на рис. 13.37.
Элемент Диапазон 20 м Диапазон 17 м Диапазон 15 м
LI 2 в.. 0.5 мм CuL на L2 2 в., 0.5 мм CuL иа L2 2 в.. 0.5 мм CuL на L2
L2 2.5 мкГ. 25 в. 0.5 м.м CuL. отвод от 3 в. на Т-50-6 1.76 мкГ. 21 в.. 0,5 мм CuL, отвод от 3 в. на Т-50-6 1.44 .мкГ, 19 в.. 0,5 мм CuL, отвод от 3 в. иа Т-50-6
L3 9.2 мкГ. 48 в.. 0.25 мм CuL. иа Т-50-6 6.8 мкГ. 38 в.. 0.25 мм CuL на Т-50-6 4.1 мкГ. 32 в.. 0.5 мм CuL на Т-50-6
L4 Как L2. но с отводом от 1 в. Как L2. ио с отводом от 1 в. Как L2. ио с отводом от 1 в.
CI 6...50 пФ, конд. перем, смк. с возд. диЭлектр. 6.. 50 пФ, коня, перем, смк. с возя, диэлектр. 6...50 пФ. конд. перем, емк. с возя, диэлектр.
0,4.5 4.5. .70 пФ. подстроечный пленочный 4.5...70 пФ, подстроечный пленочный 4.5...70 пФ. подстроечный пленочный
СЗ См. текст См. текст См. текст
С6 27 пФ. керамический 15 пФ. керамический 12 пФ, керамический
Q Центр, частота диапазона, см. текст. Af « 26 кГц Центр, частота диапазона, см. текст. Af » 34 кГц Центр, частота диапазона, см. текст. ДГ * 39 кГц
Т BFT66. 2N5I79. MRF904 BFT66. 2N5I79. MRF 904 BFT66. 2N5I79. MRF904
Во всех случаях витки отсчитываются от холодного коник катушки.
минимальной ширины полосы пропускания НЧ-фильтра) стабильность частоты;
используемый НЧ-фильгр позволяет принимать телеграфные сообщения с темпом
передачи только до 50 бит/мин (типичные скорости для DX-связей). Подстроечные
конденсаторы С4 и С6 служат для установки устойчивого автоколебательного режима.
В табл. 13.5 приведены основные характеристики конструктивных элементов,
определяющих частотные свойства схемы, а на рис. 13.38 показана схема намотки
катушки ВЧ-фильгра. Здесь мы имеем дело с кварцевым генератором последователь-
ного резонанса; приблизительно третья часть его диапазона перестройки лежит ниже
номинальной частоты резонанса кварца. Если минимальное значение емкости кон-
денсатора С1 окажется меньше 6 пФ, следует добавить конденсатор СЗ с соот-
ветствующим (дополняющим до 6 пФ) значением емкости. Нужно также непременно
обратить внимание на обеспечение минимального значения емкости, шунтирующей
кварцевый резонатор; наилучшие результаты достигаются при непосредственной
«бескорпусной» впайке резонатора в схему.
На рис. 13.39 иллюстрируется друюй возможный вариант гетеродина. По срав-
нению с генератором на рис. 13.37 эго даже еще более удобный объект для
изготовления в любительских условиях; к тому же его выходное напряжение а 0,15 В
как раз соответствует требуемому уровню сигнала на гетеродинном входе смеситель-
ного детектора.
Данный приемник носит главным образом экспериментальный характер, в част-
ности его можно рекомендовать в качестве первого учебного объекта для начинающих
радиолюбителей. В связи с этим наиболее приемлемым выглядит ею реализация на
перфорированной плате со стандартным шагом (2,5 мм) сетки моигажных отверстий и
точек пайки. Эту плату необходимо обязательно поместить в хорошо экранирующий
корпус. Конденсатор переменной емкости (поворотного типа) содержит точный привод
с коэффициен гом передачи >1:6; между осью конденсатора и приводом должна бьггь
вставлена эластичная муфта.
Эго г приемник в принципе можно использовать на всех KB-диапазонах от 10 до
160 м. Два его основных параметра: Fa: 15 дБ и 1Р3 а: + 8 дБм; при этом чисто
расчетное значение параметра DB3 оказывается равным » 98 дБ. Такой динамический
диапазон, однако, реально достижим только при использовании гетеродина с весьма
низким уровнем шумов (например, по схеме на рис. 13.37); с другой стороны, нужно
принять во внимание довольно интенсивные внешние шумы (см. рис. 1.1), с учетом
которых «негто»-чувсгеительность приемного тракта все равно вряд ли можно
реализовать.
13.27. Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C
На рис. 13.40 и рнс. 13.41 представлены соответственно его принципиальная схема и
амплитудные характеристики.
Диапазон регулирования можно изменять в пределах 20...60 дБ путем выбора
соответствующих значений Rr и Cf; для использования в приемниках выбирается
максимальный диапазон АРУ. Компоненты Rr н Сг определяют также частотную
характеристику усилителя (примерно 300...3000 Гц).
Постоянные времени цепи регулирования определяются номиналами элементов R,
Номинал зависит от подключаемых схем
* Выбор номиналов зависит от требуемого диапазона
регулирования
Риг 13 40 Принципиальная схема
усилителя НЧ с АРУ.
Рис 13 41 Амплитудная характеристика усилителя (с АРУ) на микросхеме SL 6270 С.
Разные схемы
и Сг При С, = 47 мкФ и R, = 1 МОм время срабатывания (включения) составляет
а20 мс, время спада (отключения) 1 с (в обоих случаях при изменении уровня
регулируемого сш нала на 20 дБ). Номиналы элемен гов R, и С, и постоянные времени
находятся в прямой пропорциональной зависимости. Величина R, может изменяться в
пределах 470 кОм... 1,5 МОм, С, > 4,7 мкФ.
13.28. Однодиапазонный KB-приемник на диапазоны 15, 20
или 80 м с ПЧ = 9 МГц
Данный приемник еще один - наряду с приемником прямого преобразования из
разд. 13.26 - типичный «объект для начинающих». В принципе он приюден для
использования на всех диапазонах от 10 до 160 м.
В первую очередь на рис. 13.42 представлена принципиальная схема приемного
тракта; характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства
тракта, а также данные по ослаблению зеркальных каналов приема и ПЧ приведены в
табл. 13.6.
Принципиальные схемы 1етеродина и генератора несущей приведены на рис. 13.43;
информация о часто гноопределяющих элемс1ггах гетеродина (перестраиваемого гене-
ратора) содержится в 1абл. 13.7.
Кварцевые резонаторы Q1...5 выбираются на частоту (9 + 0,02) МГц (СВ-тип);
разброс частот резонанса для всех используемых экземпляров (в том числе и для
резонатора в генераторе несущей) не должен превышать 200 Гп.
Кварцевый лестничный фильтр обеспечивает ширину полосы, необходимую для
телефонной SSB-связи; для телеграфной связи можно применить НЧ-фильтр с
шириной полосы 100 Гц.
Нужно обеспечить экранирование генераторов дру| от дру>а и каждою в отдель-
ности от других блоков приемного тракта; для этого вполне достаточны разделитель-
ные персглрлпки
Проанализируйте, принимая во внимание рис. 11.1, выбор диапазона частот
гетеродина. В соответствии с этим рисунком в диапазоне 80 м принимается нижняя
боковая полоса (LSB), а в обоих коротковолновых диапазонах - верхняя боковая
полоса (USB). Именно такой способ практикуется в любительской радиосвязи:
настройка 1етеродина на прием LSB при f < 10 МГц и на прием USB при Г > 10 МГц.
13.29. Модем с ТХ- и RX-усилителями НЧ
Как видно из рис. 13.44, DSB/SSB-модулятор и -демодуля юр реализованы на одном
общем для обоих- среднеуровневом кольцевом смесителе, который через ФНЧ-диплек-
сер связан с усилителем мощности модулирующего сшнала (передача) и с предуси-
лителем НЧ (прием); каждый усилитель построен на одном интегральном ОУ.
Вместо двух отдельных микросхем NE5534 можно использовать сдвоенный ОУ
NE5532: способ подключения этой микросхемы хорошо виден из рис. 13.42.
13.30. Активный модем для трансивера
Принципиальная схема этого DSB/SSB-модема, работающего на частотах до 75 МГц,
представлена на рис. 13.45. Уровень несущей (при передаче) можно минимизировать с
помощью подстроечного резистора; на частотах < 12 МГц обеспечивается ее подавле-
ние приблизшельно на 60 дБ. Сопротивления резисторов R*, присоединенных к выводу
5 микросхем, составляют 750 Ом... 1,5 кОм при напряжении питания 6...8 В. Таким
образом, Gy = 0...2 дБ в расисте на одну из двух боковых полос f, 1 fm или f, + f, (при
передаче или приеме cootbcicibciiiio).
. v 42 Принципиальная схема приемного тракта олнодиапазонного КВ-приемника.
Гад.шца 13.6. Характеристики частотноизбиратсльных элементов и данные по ослаблению зеркальных каналов и ПЧ для схемы на рис. 13.42.
Элемент Диапазон 80 м Диапазон 20 м Диапазон 15 м
L1 8 в . 0.25 мм CuL на L2 4 в . 0.4 мм CuL на L2 3 в . 0,5 мм CuL на L2
L2.4 9.9 мкГ, 45 в., 0.25 мм CuL. отвод от 8 в. на Т-50-2 3.6 мкГ. 30 в . 0,4 мм CuL. отвод от 2 в на Т-50-6 1,6 мкГ, 20 в.. 0,5 мм CuL. отвод от 2 в. на Т-50-6
L3 15,4 мкГ. 56 в. 0.25 мм CuL на Т-50-2 2.52 мкГ. 25 в.. 0.4 мм CuL на Т-50-6 3.6 мкГ. 30 в, 0,5 мм CuL на Т-50-6
L5 12 в.. 0.25 мм CuL на L4 6 в . 0.4 мм CuL на L4 5 в . 0.5 мм CuL на L4
1 С2А 4.5 .70 пФ. подстр плен. || 150 пФ. керамический 4.5. 70 пФ. подстроечный пленочный 4.5. 70 пФ. подстроечный пленочный
сз 4.5.. 70 пФ. подстр. плен. || 82 пФ. керамический 4.5 70 пФ. подстроечный пленочный 4.5...70 пФ, подстроечный пленочный
R4 3.3 кОм. металлопленочный 3.3 кОм. мсталлопленочный 2.7 кОм. металлопленочный
Подавление ерк канал >60 дБ > 65 дБ > 60 дБ
Подавление 14*’ > 65 дБ > 65 дБ > 85 дБ
Гип фильтра Фильтр Чебышева. А„ = 0.1 дБ Фильтр Баттерворта. Ар = 3 дБ Фильтр Баттерворта. Ар = 3 дБ
Во всех случаях витки отсчитываются от холодного конца катушки. *' При ПЧ = 9 МГц
*ис. 13.43. Гетеродин и генератор несущей.
Габ >ица 13 7. Частотноизбиратсльные конструктивные элементы для схемы на рис 13 43
Элемент Диапазон 80 м Диапазон 20 м Диапазон 15 м
L6 5,98 мкГ. 35 в., 0,32 мм CuL на Т-50-2 0,676 мкГ. 13 в , 0,8 мм CuL на Т-50-6 0,313 мкГ, 10 в.. 0.8 мм CuL на Т-50-10
С5 4,5 . 70 пФ, подстроечный керамический 4 20 пФ, подстроечный керамический 7...35 пФ, подстроечный керамический
С6 33 пФ, керамический 39 пФ. керамический
D1 ВВ 413*’ ВВ 204, MV 104 ВВ 204, MV 104
ис 13 44. Принципиальная схема модема с ТХ- и RX-усилителями НЧ
118
I-I.IH.I P
• Номиналы зависят от внешних схем R и
кроме того от 4- В,
•* Глубина подавления на частотах > 1000 Гц:
6 дБ/октэва
Рис 13 45 Принципи-
альная схема активного
модема
Полезным дополнением является относительно небольшая стоимость подобных
устройств. Вместо микросхемы SL1641 можно использовать ее аналоги: МС1496 и
TL442; для последних, правда, нужны внешние схемные элементы, приводящие к
некоторому удорожанию конструкции.
13.31. Усилители на УКВ и ДМВ диапазоны
на полевых GaAs-транзисторах
Усилишли на элементах с барьером Шогки позволяют получать в спектральном
диапазоне до 1 ГГц коэффициент шума 0,4...0,8 дБ при усилении 20...25 дБ. В
противоположность отличным шумовым характеристикам значения параметров 1Р13 и
КР, весьма малы всего лишь примерно — 5 и — 14 дБм соответственно; одпако для
связей, осуществляемых сигналами, распространяющимися вне земной поверхности,
при использовании остронаправленных аншнн данный факт не имеет сколь-нибудь
существенного значения (как эго может показаться на первый взгляд).
На рис. 13.46 приведена принципиальная схема первого усилителя. Он можег
работать в частотном диапазоне 100...200 МГц; при оптимальной подстройке конден-
саторов С1 и С2 коэффициент шума Е к 0,5 дБ, коэффициент усиления GP ~ 24 дБ.
Здесь-как и вообще в случае усилителей данного типа нужно принять во
внимание, что устойчивость усилителя обеспечивается только при использовании
узкополосных антенн и активной (в широкой полосе частот) номинальной нагрузки (с
допуском ± 30%). Кроме того, как входной, так и выходпой импедансы усилителя
всегда оказываются слишком большими (> 1 кОм), в результате чего исключается
возможность непосредственного каскадного соединения подобных устройств; дейст-
вительно, такое соединение повлекло бы за собой большую вероятность самовозбуж-
дения и при известных условиях привело бы к «выгоранию» транзисторов.
В качестве «нагрузки» для рассматриваемого усилителя на GaAs полевых транзис-
T»CFY 13 или MFG-тила (серия 1200 или 4400);
01,2-1*4003; D3=5,1B/1Bt ; Ви 1,2-И-тим; ‘крист.;
L 1,2- 118т, 1мм CuL, отвод от 2 *.( от холодного конца),
на сердечнике Т-50-0; С1,2-2,1...13,ЗпФподстроеч»*»й с
мц ДИ Электр.;
FP- ферритовая бусинка (малое
Рис 13 46 Принципиальная схема усилителя иа полевом транзисторе для УКВ диапазона
Ви 1 Ви 2
Г- U310 или аналог.; Ви 1,2-N-или ВНС-типа;
U = 4*4Вт, 0,5 мм CuL, параллельная намотка на
сердечнике FT-37-63
Рис j я.7. Принципиальная
схема col ласукмцей нагрузки
для усилителя на рис 13.46
позволяет реализовать совершенно определенные требования по на1рузочному
импедансу усилителя, а во-вторых, обеспечивает очень хорошую развязку усилителя с
последующими каскадами. Коэффициент усиления этой схемы GP л О дБ, коэффициент
шума F % 2 дБ. Таким образом, эффективные значения параметров GP и F для каскада,
состоящего из усилителя и его развязывающей нагрузки, оказываются равными
а 24 дБ и 0,5...0,6 дБ соответственно. Если, например, этот каскад включить на входе
приемника с коэффициентом шума F = 5 дБ, то коэффициент шума всей системы
снизится до 0,6...0,7 дБ; уровень шума в полосе частот шириной 500 Гц снижается при
этом от - 142 дБм (18 нВ/50 Ом) до - 146,3 дБм (11 нВ/50 Ом).
Принципиальная схема еще одно! о усилителя на полевом транзисторе представлена
на рис. 13.48. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне 350...500 МГц с коэффициен-
том шума 0,8...0,9 дБ и усилением 20 дБ
В качещвс coi ласующе-развязывающей ши ручки ною уелиiела можно исполью-
120
T«CFY 13 или MFG-типа (серия 1200 или 1400);
01,2= 1N 4003; D3 =5,1 В/1Вт; Ви 1,2-Н-типа;*В*с«рлусиыа}
L1« скоба из Си Ад-провода диаметром 2мм и длиной 25мм;
L2C как L1, но длина провода 20 мм
С1...4* 0,в...8 пФ подстроечный с возд. димектр.
Рис 13 48 Принципиальная схема усилителя на полевом транзисторе для ДМВ диапазона
Т1=и310или аналог. ;Т2’ВГГ(билиMRF904, L1,2- 1В.,1ммCuAg,диаметр
витка «7м и, бмкаркасиыо, расположены аксиальио-смнмотр. иа расстоянии
“2Д мн друг от друга; С 1,2» О,В... 12 пФ, подстроечный с воэдуши. диэлектр.;
оескорпусиые; Ви 1,2я М*тила
Рис. 13 49 Принципиальная схема активной согласующей нагрузки для усилителя на рис 13 48
вагь схему, представленную на рис. 13.49. Она характеризуется параметрами Н = 4 дБ
и GP = 3 дБ. В результате для системы, сое гоящей из усили геля (рис. 13.48), ei о
развязывающей нагрузки (рис. 13.49) и приемника с принятым выше значением
F = 5 дБ, коэффициент шума не будет превышать 1 дБ.
Обратим внимание, что реализация подобных устройств, и особенно усилителей на
полевых GaAs-гранзисторах, возможна только при наличии большого опыта в
конструировании ВЧ-устройсгв. Непременным условием является также использование
соответствующей высококачественной измерительной аппаратуры.
Внимание'. В усилителях на полевых GaAs-гранзисторах не должно быть кабельных
соединений с эффективной длиной п-Х/4, где п-нечетное число. Из-за неизбежного
рассогласования внутри усилителя они приводили бы к нежелательным преобразо-
ваниям импедансов и, как следствие, к повышению уровня собственных шумов,
слишком малому или слишком большому усилению, а также к неустойчивости
усилителя вплоть до его самовозбуждения. По возможности следует выбирать эффек-
тивную длину, точно равную или кратную Х/2. В связи с этим настоятельно
рекомендуется также применение узкополосных антенн, о чем уже говорилось выше.
13.32. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах
Принципиальная схема этого активного смесителя представлена на рис. 13.50. Его
параметры: 1Р13 = + 33 дБм, KPt =+15 дБм, GP = + 2 дБ н F = 8 дБ в расчете на
Рй = + 20 дБм.
Значения параметров 1Р, КР н GP характеризуют его как смеситель очень высокого
уровня, однако в отличие от рассмотренного в разд. 3.1 соответствующего кольцевого
смесителя на диодах Шогки данная схема усиливает chi нал. Эффективные значения
коэффициента шума для обеих структур примерно одни и те же. Недостатки
рассматриваемого здесь смесителя по сравнению с диодным кольцом - потребление
тока и усиление мощности, которое может привести к перегрузке следующих за ним
каскадов, а его преимущество-относительная нечувствительность к непосредствен-
ному присоединению узкополосных схем.
Трансформатор 01 выполнен по схеме на рис. 6.2,о, а трансформаторы 02 и 03-по
схеме на рис. 6.2,в. Полевые транзисторы нужно подобрать по одинаковому току стока
40 ..60МГц
«50 Ом
Т1 ...*- U310 или аналог.; R=133 Ом; С-4Тнф; U1=B*8*8Bt, “85мА
D,25mm CuL, на сердечнике F Т-23 "72, схема намотки см.текст;
1/2® 5*5*5 Вт, 0,25мм СиЕ,трифилярная намотка скруч.
проводом на сердечнике FT-23"W,T-37”W; 03»6+^*5Вт,
0,25мм CuL.
Рис Принципиальная схема двойного балансною смеси icjih на нолевых |р.ннисгорах
(смеситель очень высокого уровня)
с разбросом не более 10%; затем подбираются сопротивления резисторов R в
истоковых цепях транзисторов, обеспечивающие установку полного тока стока
величиной около 60 мА (указанное значение R = 133 Ом относится к данным
первоисточника). И наконец, нужно подать на смеситель сигнал гетеродина и,
изменяя Ps, усгановитъ суммарный ток стока на уровне л 85 мА.
Монтаж смесителя нужно выполнять строго симметрично проводами минимальной
длины. Необходимо обеспечить одинаковые температурные условия для полевых
транзисторов; примите во внимание, что корпус транзистора 310 соединен с затвором.
Данный смеситель рассчитан на работу с 50-омной активной нагрузкой; его выходной
импеданс (по отношению к Г2-порту) » 300 Ом.
13.33. Безотражательная схема согласования смесителя
и фильтра ПЧ
Принципиальная схема этого полностью пассивного устройства, предназначенного для
работы на частоте 40 МГц (ПЧ), представлена на рис. 13.51.
Данная согласующая структура работает следующим образом. Формирующий
смесителем сигнал ПЧ сначала проходит через полосовой филю р-диплексер, который
отфильтровывает ненужную компоненту из полного сигнала fc ± fa. Гибридный
ответвитель 0 расщепляет полезный сигнал на две энергетически-симметричныс
компоненты, сдвинутые по фазе на 180° по отношению к фазе сигнала на входе
ответвителя. Эти компоненты поступают на фазовые филыры (каждая на свой
фильтр), сдвигающие фазу одной компоненты на — 45е, а дру! ой на + 45*; таким
образом, на выходах фазовых фильтров мы будем иметь два равных по амплитуде
сигнала с относительным фазовым сдвигом 90°. Спектральные составляющие этих
сигналов с частотами, лежащими вне (совпадающих) полос пропускания фильтров А и
В, из-за рассогласования импедансной связи с фильтрами на этих частотах буду!
отражаться и проходить через фазовые фильтры в обратном направлении, получая еще
раз фазовый сдвиг — 45° или + 45°; в результате две отраженные компоненч ы
«встречаются» на резисторе R„, имея относительный фазовый сдвиг 180°, и, следова-
тельно, «уничтожают» дру1 дру1 а. Таким образом, смеситель всегда «видит» нагрузку с
50-омным значением импеданса, даже при разомкнутых портах фильтров (как это
показано на рисунке).
На выходах фильтров А и В обе компоненты полезного сигнала ПЧ с относизель-
|ЗЫ Согласующая и фазосдвигающая структура.
I’.i :чые lwmi i 123
ным фазовым сдвигом 90° снова «сводятся» вместе с помощью гибридного
ответвителя, компенсирующего 90-градусный фазовый сдвиг, т.е. суммируются. В
качестве фильтров ПЧ в подобных схемах вполне можно применить двухрезонаторные
структ уры. Ширина полосы пропускания этих фильтров выбирается в соответствии с
требуемым максимальным значением селективности приемника. Очень важное значе-
ние имеет обеспечение одинакового времени распространения компонент полного
сигнала в ветвях тракта, причем особое внимание в этом отношении должно быть
уделено фильтрам.
Представленная структура, располагаемая за входной частью приемного тракта,
состоящего из ВЧ-селектора с А, = 1 дБ и смесителя с А, = 6 дБ, при затухании » 1 дБ,
вносимом фильтром ПЧ, и Ь = 2 дБ для следующего за этими фильтрами усилителя
позволяет получить для всего приемника коэффициент шума 10...12 дБ при очень
хороших значениях всех других параметров. Системы этого типа-как с усилением по
ВЧ. так и без него-обеспечивают реализацию абсолютно оптимальных характеристик
приемного тракта.
13.34. Предусилитель ПЧ на 9 МГц с подавителем помех
Первая часть этого устройства, включающая приемный тракт и схему подключения
блокирующего звена в приемном тракте, представлена на рис. 13.52.
Входной сигнал ПЧ после предварительной селекции ПФ-диплексером поступает на
предусилитель 1. С выхода этого предусилителя сигнал ответвляется на высокоомный
вход схемы управления, которая будет описана ниже. Следующий далее (в приемном
тракте) блок задержки - четырехрезонаторный кварцевый фильтр-при появлении им-
пульса помехи обеспечивает формирование запирающего импульса для блокирующего
звена раньше, чем до этого звена дойдет сигнал помехи. Запирающий импульс
вызывает срабатывание одновибратора IC5, выходы Q и Q которого переключаются в
состояния высокого н низкого уровней соответственно и через промежуточный уси-
литель тока IC6 инициируют установку ключа на диодах Шотки в режим блокирования
на время длительности выходного импульса одновибратора.
На рис. 13.53 приведена принципиальная схема блока задержки сигнала на квар-
цевом фильтре; как видно из указанных значений частот кварцевых резонаторов, речь
идет об устройстве, построенном на основе элементов с параметрами, выбираемыми
внутри гауссовой кривой их распределения. На рис. 13.54 представлена принципиаль-
ная схема высокоэффективного блокирующего звена, реализованного на восьми
диодах Шотки и двух симметрирующих трансформаторах.
Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса приведена на
рис. 13.55. В нормальном состоянии-в отсутствие импульса помехи-усилитель ПЧ с
АРУ обладает некоторым относительно небольшим усилением, зависящим от ве-
личины сигнала ПЧ на его входе; при этом микросхема IC4-усилитель-ограничитель -
работает в режиме ниже своего уровня ограничения. При появлении импульса помехи
очень резкое нарастание уровня сигнала приводит к срабатыванию триггера, который в
свою очередь запускает одновибратор. Ключ на диодах Шотки блокирует сигнальный
тракт. Одновременно в точку D схемы поступает сигнал высокого уровня с выхода Q
одновибратора, который сдвигает усиление микросхем IC1 и IC2 к самой нижней
границе диапазона per улирования. После окончания действия импульса одновибратора
напряжение в точке D возвращается к прежнему низкому уровню, запирающее
напряжение (5 В) на обеих регулируемых ИС быстро уменьшается, усилитель пе-
реходит в активный режим, и снова устанавливается регулирующее напряжение UAGO
зависящее от уровня входного сигнала.
Разработка подобных устройств- очень трудоемкая задача. Их безупречной работы
можно добиться только с учетом свойств всего приемною тракта от разъема
Принципиальная схема приемного тракта и узла подключения блокирующего звена. Т1. .3 = 2N4856A; IC5 = 74LS122;
IC6 = 75433; U1=5 + 5b. 0,25мм CuL, параллельная намотка на кольцевом сердечнике FT-23-72; О2 = 5+5 + 5в. 0,25мм CuL,
трифилярная намотка скруч. проводом на кольцевом сердечнике FT-23-72; ♦-правильное значение для 1„~25 мА.
Рис Принципиальная схема
кварцевого фильтра, используемого в
качестве блока задержки сигнала.
О 1,2=0.25 ммCuL,
трифилярная намотка скруч. проводом на кольцевом
сердечника Т-50-6;
частоты резонаторов для последовательного резонанса
01,2 =5 + 5 + 5Вт,0.25 ммCuL,трифилярная
намотка скруч. проводом на кольцевом
сердечнике FT-23-72
D1... 8=НР 2900 ( или аналог )
Рис . л'’ Принципиальная схема
блокирующего звена.
подключения антенны до демодулятора и А РУ-генератора. При этом условии рас-
сматриваемую систему (в принципе наиболее оптимальную по замыслу) можно
сделать полностью автоматизированной, т.е. с автоматическим регулированием
чувствительности и длительности запирающего импульса (также и при наличии
эхо-импульсов помехи). Используемое в данном устройстве блокирующее звено
обеспечивает > 80 дБ статическое и > 60 дБ динамическое подавление помех; это очень
важный критерий, который исключает применение более простых структур.
13.35. Логическое устройство для определения направления
вращения
В задающих генераторах синтезаторов частоты, перестраиваемых с помощью вра-
щающейся ручки, чаще всего применяются оптические кодирующие устройства с
датчиком направления вращения и формирователем импульсов для счочика, управ-
' -с 'I': Sc. Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса.
Показано исходное положение диска относительно оптических затворов.
Это положение задается магштными или механическим< фиксаторами.
Ри< !>С Схема оптического кодирующего устройства для квазинспрерывной подстройки
частоты с помощью вращающейся ручки.
LS 1Д«оптический затвор, имФракрасн., IC 1яLM 393, 4
IC2-74LS7U, 1C3-74L5M, IC4-74LS192,
* зависит от типа затвора 15
Рис. 1 j t Принципиальная схема лот ическо! о устройства определения направления вращения и
На рис. 13.56 иллюстрируется принцип работы оптического кодирующего устрой-
ства, состоящего из диска с прорезанными по его краю щелеобразными отверстиями и
двух (инфракрасных) оптических затворов. Обратите внимание на расположение
затворов по отношению к щелевым вырезам на диске. В исходном положении диска
оба затвора перекрыты. Если, например, диск начнет поворачиваться по часовой
стрелке, то сначала откроется затвор LSI, а уже затем затвор LS2; при вращении
против часовой стрелки все происходит в обратном порядке. Теперь дело за тем, чтобы
использовать это сдвинутое по времени срабатывание затворов и преобразовать число
прошедших перед ними щелевых вырезов в соответствующее число импульсов для
счетчика.
Принципиальная схема предназначенного для этой цели логического устройства
приведена на рис. 13.57. Слева показаны оба оптических затвора; на микросхеме IC1
выполнено два компаратора, преобразующих выходные сигналы затворов в цифровую
форму; микросхемы IC2 и IC3 детектируют последовательность срабатывания
затворов (т. е. направление вращения) и выдают соответствующие импульсы на входы
микросхемы IC4. Импульс, приходящий от того затвора, который срабатывает
первым, переключает соответствующий триггер и одновременно блокирует второй
триггер.
Оптические кодеры-стандартные конструктивные элементы; выпускаются и логи-
ческие устройства рассмотренного типа в интегральном исполнении.
14. Qi--sue 's фгГ.Сгм
В этой главе содержится «всякая всячина», т. е. самые общеупотребительные сведения и
определения, необходимые для лучшей интерпретации всего изложенного выше.
Выбор критичных по ВЧ конструктивных элементов, особенно тех, которые
определяют частотные свойства и качественный уровень схем, должен всегда основы-
ваться на самых последних данных производителей; коммерческий уровень выпускае-
мых компонентов постоянно изменяется. Что касается подробных и строгих ма-
тематических определений, то их можно найти в специальной литературе; их, конечно,
можно использовать только на основе достаточно обширных инженерных и научных
знаний.
14.1. Конденсаторы
Общий обзор различных типов, применений и свойств конденсаторов представлен в
табл. 14.1. Для ВЧ-применений следует предпочесть пленочные и керамические кон-
денсаторы (третий и четвертый горизонтальные блоки таблицы).
В табл. 14.2 объясняется способ маркировки пленочных и керамических конден-
саторов и, кроме того, дается обзор керамических конденсаторов с нормированным
температурным коэффициентом емкости (ТКЕ), используемых для температурной
компенсации,
Наконец, в табл. 14.3 указаны основные свойства подстроечных конденсаторов.
Добавим, что величина, обратная коэффициенту потерь tg 8, есть не что иное, как
коэффициент добротности Q; таким образом, Q = 1/tg 8 или tg Б = 1/Q.
Для расчета схем с конденсаторами используются следующие формулы (где
С-емкость конденсатора):
2-n-f-C’
----, f =--------
M-l г-л-уГс
14.2. Катушки
На рис. 14.1 представлена диаграмма для расчета бескаркасных катушек и катушек,
намотанных на индуктивно нейтральных каркасах. Наивысшие значения добротности
ненагруженной катушки получаются, когда отношение длины обмотки к ее диаметру
приближенно равно 1:2. Для обеспечения оптимальной добротности экраны и другие
металлические элементы следует располагать на достаточном расстоянии от ка-
тушки-во всяком случае не меньшем половины диаметра обмотки.
В табл. 14.4 собраны данные по наиболее широко используемым кольцевым
сердечникам из карбонильного железа (известная ТТ-серия), а в табл. 14.5-соответ-
ствующая информация по ферритовым кольцевым сердечникам (RT-серия); эти кон-
структивные элементы выпускаются, например, фирмами Amidon и Micrometals, другие
производители используют несколько иные обозначения. В табл. 14.6 приведены
данные по максимальному числу витков обмоток, размещаемых на данных сер-
дечниках.
Общая конструкция чашеобразных (юршконых) фсрри!овых сердечников показана
11(1
Таблица 14.1. Характеристики и области применения конденсаторов.
Тин конденсатора Основные области Номинальное напряжение
Техника связи (емкостная связь, шунтирующие и фильтрующие цепи), сглаживающие и высоковольг* ные конденсаторы, импульсные и опорные конден- саторы 250 В ...1000 В 450 В ...20 кВ-
Металлизированные MKL (MKU) МКН (МКТ) МКМ (МКС) МКР (МКР) MKY (MKS)
Цепи постоянного тока (возможно также исполь- зование при пониженном переменном напряж.), миниатюрная аппаратура, высокотемпср. условия эксплуатации, сглаживающие фильтры, емкостная связь. Большое разнообразие конструктивных ис- полнений, включая также пленочные кондснс. с размерами растра в каскадах развертки телевизо- ров. См. конденсаторы с малыми потерями 25 В ...630 В 100 В-...12,5 кВ 100 В ... 630 В- 50 В„...1500 В„
STYROFLEX^ (KS) MKY (MKS) КР (Polypropylcn) Слюдяные MKV Стеклянные Фиксированная настройка частотнозадающих кон- туров, фильтры, емкостная связь, развязывающие цепи, миниатюрная аппаратура, высокотемпера- турные применения (слюдяные и стеклянные кон- дснс.), блокирующие, измерительные конденс.; стеклянные: очень высокая временная стабиль- ность и радиац. стойкость 25 В ...630 В- 250 В- 160 В ...630 В 500 В 250 В ...630 В 300 В ...500 В
Керамические конденсаторы NDK В частотностабильных контурах для температур- ной компенсации; фильтры; высоковольтные и импульсные конденсаторы, бескорпусныс кондеи- 50 В...7 кВ
HDK Емкостная связь, фильтрующие цепи; высоковольт- ные, импульсные конденс., бескорпусныс конден- 40 В...2 кВ
SIBATIT® 50000 Емкостная связь, фильтрующие цепи; бсскорп. конденс. 25 В...63 В
Электролитические конденсаторы Алюминиевые Фильтрующие, сглаживающие, блокировочные конденс., емкостная связь; накопление энергии (фотовспышка) НВ: 6,3 В-... 100 В ВВ: 160 В ...450 В
Танталовые Техника связи, нзмср. и рсгулир. устройства, бсс- корп. конденс. для гибридных модулей, емкостная связь, шунтирующие и фильтрующие цепи 4 В ...125 В
мр '0РЫ МКР МКМ MKV MKV MKV MKV Опорные и импульсные конденс. (см. мсталлобумажныс конденс.) Цепи переменного тока (предпочтительно 50 Гц) 240 В ~...45О В ~ Цепи переменного тока; емкостная связь 220 В ~ (400 В-).. 250 В ~ (630 В ) Цепи переменного тока 360 В ~... 550 В ~ Емкостная связь, импульсные н силовые цепи 500 В ~ Гасящие конденсаторы (полярные и неполярные) 320 В. .2100 В (мам знач.) Коммутирующие конденсаторы для больших ре- 450 В...2400 В (мам активных мощностей и пиковых токов знач.)
Диапазон номинальных Допустимые отклонения
значений емкости емкости от номинала
0,1 мкФ .. 100 мкФ > 1 мкФ ± 10%
0,1 мкФ...2880 мкФ < 1 мкФ ± 20%
Рабочий диапазон
температур, °C
+ 70
Коэффициент потерь tg8
(ориентир. знач.), 10 ’
50 Гц: «7...8
1 кГц: « 12
0,033 мкФ... 10 мкФ
680 пФ... 10 мкФ
0,001 мкФ... 1,5 мкФ
±10%... ±20%
±5%... ±20%
±5%... ±20%
2,2 иФ ..1.8 мкФ ±5%...±10% -40...+85
I кГц- 0,25
2 пФ...500 пФ
100 иФ... 10 мкФ
47 пФ...330 нФ
0,1 нФ ..50 нФ
100 нФ... 10 мкФ
0,5 пФ... 10 нФ
±0,3%... ±20%
±1%...±5%
±2,5%... ±20%
±0,3%... ±5%
±2%... ±10%
±1%... ± 10%
1 МГц: 0,4... 1
1 кГц: 0,5... 1
1 МГц: 0,3... 1
1 МГц: «0,2(<1иФ)
1 кГц: а 1
1 МГц: <0,5
0,5 пФ...56 нФ
±1%...±20% -55/-25...+85/+125 1 МГц: 0,4...!
0,068 нФ...4700 пФ ± 10%... ^®®% -55/+Ю... +70/+125 1 кГц: 10... 20
2,2 нФ...220 нФ + 50% -20/о -25... +85 1 кГц: 40
0,47 мкФ... ...390000 мкФ + 50% +30% -ю/о; -ю/о -55/-25...+7O/+125 50 Гц: 80...300 (верно до 1000 мкФ)
0,1 мкФ... 1200 мкФ ±5%... ±20% -55... +85 (+125) 120 Гц: «(40...350)
I мкФ...20 мкФ
0,1 мкФ... 1 мкФ
I мкФ...75 мкФ
0,1 мкФ... 1 мкФ
0,1 мкФ...330 мкФ
0,15 мкФ...800 мкФ
± 10%
±10%... ±20%
±10
±10%... ±20%
±10%... ±20%
±10%... ±20%
Таблица 14.2. Маркировка пленочных и керамических конденсаторов.
Продолжение табл. 14.2
Цвет маркировоч- ной метки для идентификации ТКЕ согласно D1N 41920 ПЕС international Fkclrotech Comm). 1пм керами ческого коп де1 кагора Цвет * согласно - DIN 41341 ТКЕ, 10-‘ГС Допуск ю ус на ТКЕ ю 7*с 2(ГС 1 МГц
и₽7а Jam
Светло-красный
фиолетовый Темно-серый Р 100 Красный + 100 ± 15 ±40 0,3
Р 033 Оранжевый + 33 ± 15 ±40 0,3
Черный NP 0 Оранжевый ±0 ± 15 ±40 0,4
Коричневый N 033 Оранжевый -33 ± 15 ±40 0,4
Темно-красный N 047 Свстло- -47 ± 15 ±40 0.4
Светло-красный N 075 Свстло- -75 ± 15 ±40 0,4
Светло-зеи1еиый N ПО Светло- -ПО ± 15 ±40 0,4
Оранжевый N 150 э^леный -150 ± 15 ±40 0,4
Желтый N 220 зеленый -220 ± 15 ±40 0,4
Темно-зеленый N 330 зеленый -330 ±25 ±60 0,5
Светло-голубой Фиолетовый N 470 Желтый -470 ±35 ±90 0,5
N 750 Голубой -750 ±60 ± 120 0,4
Темно-голубой N 1500 Фиолсто- -1500 ±250 0,6
Таблица 14.3. Характеристики подстроечных конденсаторов (паспортные значения).
Тип конденсатора ТКЕ, Ю-^С-' tgS, IO’3, I МГц R1, МОм ДС. пФ
Керамический N 750 ~1 > 10-10s 10
Винтовой со специальным иапылсииным слоем -100... +50 <2,5 > ю5 15
С воздушным диэлектри- ком I + 20 ±75 104... > ю5 45
II +150 ± 150
Керамический -220 ± 200 <2 1О4...> ю5 20
Пленочные: Полиэтиленовая
пленка -750 ±300 ~ 1 ю4... > ю5 20
Полипропиленовая
пленка -350 ±250 ~ 1 1О4...> 10’ 40
Поликарбоиатная
пленка 0±300 ~5 104... > 10’ 70
Тефлоновая пленка -250 ± 150 ~ 0,5 (3 ~ 100 МГц) 1О4...> 10’ 25
сердечников этого типа. Они выпускаются, например, фирмами Fcrroxcube, Siemens и
Valvo. С помощью рис. 14.3 можно определить максимальное число витков для
обмоток, размещаемых на чашеобразных сердечниках.
134
Рис 14 1 Диаграмма для
расчета бескаркасных кату-
шек и катушек иа индуктивно
нейтральных каркасах.
Таблица 14.4. Основные характеристики наиболее употрсбимых кольцевых сердечников из
карбонильного железа (Т-серия)
Материал Диапазон частот*1, МГц Размеры, ЛЕ-фактор, нГ
Т-25 Т-37 Т-50 Т-68 Т-80
- 0 150 ..300 0,45 0,49 0,64 0.75 0,85
-12 100 ..200 1,3 1,5 1,8 2,1 3,2 2,2
-10 60 ..150 1,9 2,5 3,1 3,2
- 6 10. 90 2,7 3,0 4,0 4,7 4 5
- 2 1 30 3,4 4,0 4,9 5,7 5^5
1 0,5 .. 5,0 7,0 8,0 10,0 И,5 11,5
-15 0,1 . .2,0 8,5 9,0 13,5 18,0 17,0
- 3 0,05. .0,5 10,0 12,0 17,5 19,5 18,0
-41 22,5 30,8 32,0 42,0 45,0
Код кольцевою сердечника: Т-хх-хх Первый набор цифр указывает внешний диаметр сердечника в сотых
долях дюйма (1 дюйм = 25.4 мы), второй материал сердечника *’ Для высокодобротных колебательных
контуров, в широкополосных трансформаторах вплоть до частот, десятикратно превышающих указанные
максимальные значения
И наконец, в табл. 14.8 содержится вся основная информация о медных проводах
различного типа.
Для высокодобротных колебательных контуров лучше всего подходят кольцевые
> Конструкция типичного чашеобразного сердечника.
сердечники из карбонильного железа. При использовании сердечников Т-37-хх, Т-50-хх
н Т-68-хх можно, например, в спектральном диапазоне 1.. .50 МГц получить добротно-
сти (для ненагруженной катушки) 180, 240 и 280 соответственно. Ферритовые сердечни- \7
кн следует применять только в трансформаторах. В критических случаях рекомен- у
дуются предварительные измерения и исследования в отношении ннтермодуляционных с
характеристик катушек; ферритовые сердечники зачастую здесь «терпят» полную
неудачу.
Таблица 14.5. Основные характеристики наиболее употребимых кольцевых ферритовых сердечни-
ков (RT-серия).
Материал Диапазон частот*’, МГц Размеры, At-фактор, нГ
RT-23 RT-37 RT-50 RT-82
-63 15...25 7Д 17,7 22,0 23,4
-61 ОД... 10,0 24,9 55,3 68,0 73,3
—43 0,1... 1,0 189 420 523 557
-72 0,001... 1,0 396 884 1100 1172
-75 0,001... 1,0 990 2210 2750 2930
Таблица 14.6. Максимальное число витков, размещаемых на кольцевых сердечниках Т- и
RT-серий, в зависимости от диаметра намоточного провода (CuL, одни слой; паспортные
значения).
Диаметр провода (CuL), мм Размеры, максимальное число витков
Т-25 RT-23 Т-37 RT-37 Т-50 RT-50 Т-68 Т-80 RT-82
2,5 | 4 6 10
2,0 3 6 9 14
1,5 1 5 8 13 18
1,25 2 7 13 17 24
1,0 д 10 18 23 32
0,8 6 14 23 29 41
0,63 9 19 30 38 53
0,5 13 25 39 49 67
0,4 17 33 55 63 85
0,32 23 42 64 80 108
0Д5 29 54 81 101 136
0,2 38 68 103 127 171
0,16 49 88 132 162 218
Таблица 14.7. Основные характеристики наиболее употрсбимых чашеобразных ферритовых
сердечников, классифицируемых по значению начальной проницаембсти
Hi Диапазон частот*’, МГц Размеры, мм; Аь-фактор, иГ
7x4 9x5 11x7 14 х 8
10 24 10...200 3...40 8 16 16 20
80 1,5... 12,0 25 25, 40 2,5 40 40
750 2000 0,2... 1,0 0,001...0,1 63 40, 63 100, 200 40, 63 100, 250 40, 100 160, 315
Для высокодобротных контуров, в широкополосных трансформаторах вплоть до частот, десятикратно
превышающих указанные максимальные значения (но < 800 МГц). В обозначении размера указаны
диаметр и высота сердечника (любой серии); для практических применений важен внутренний объем
сердечника.
популярных типов) в зависимое! и от диаметра намоточного провода и числа камер намоточного
каркаса (паспортные значения).
Для расчета схем, содержащих индуктивности, используются следующие формулы:
(2 л f)2 C’
2-л-.
N2 A, .
Таблица 14.8. Характеристики медных проводов.
Номинальный диаметр _ (диаметр проводника), мм Внешний диаметр изолированного провода (макс, величина) Сопротивление _ постоянному (поминальное значение при 20 °C), Ом/м
лаковая изоляция Двойная лаковая изоляция Лаковая н шелковая изоляция (натуральный шелк) LS, мм Лаковая н шелковая изоляция (искусств, шелк) LK.C,
0,03 0,038 0,041 0,077 24,39
0,032 0,040 0,043 — 21,44
0,036 0,045 0,049 16,94
0,04 0,050 0,054 0,087 13,72
0,045 0,056 0,061 10,84
0,05 0,062 0,068 0,100 8,781
0,056 0,069 0,076 7,000
0,06 0,074 0,081 0,110 0,125 6,098
0,063 0,078 - 5,531
0,071 0,088 0,095 4,355
0,08 0,098 0,105 0,133 0,148 3,430
0,09 0,110 0,117 0,147 0,162 2,710
0,1 0,121 0,129 0,157 0,172 2,195
0,112 0,134 0,143 — 1,750
0,125 0,149 0,159 — 1,405
0,14 0,166 0,176 0,204 0,219 1,120
0,15 0,177 0,188 0,214 0,229 0,9756
0,16 0,187 0,199 0,225 0,240 0,8575
0,17 0,198 0,210 0,235 0,250 0,7596
0,18 0,209 0,222 0,245 0,260 0,6775
0,19 0,220 0,233 0,255 0,270 0,6081
0,2 0,230 0,245 0,265 0,280 0,5488
0,224 0,256 0,272 — 0,4375
0,25 0,284 0,301 0,325 0,335 0,3512
0,28 0,3)5 0,334 0,357 0,367 0,2800
0,3 0,336 0,355 0,377 0,387 0,2439
0,315 0,352 0,371 - 0,2212
0,355 0,395 0,414 0,1742
0,4 0,442 0,462 0,484 0,504 0,1372
0,45 0,495 0,516 0,541 0,561 0,1084
0,5 0,548 0,569 0,632 0,591 0,611 0,08781
0,56 0,611 0,07000
0,6 0,654 0,674 0,699 0.719 0,06098
0,63 0,684 0,706 — 0,05531
0,71 0,767 0,790 — 0,04355
0,75 0,809 0,832 0,862 0,882 0,03903
0,8 0,861 0,885 0,912 0,932 0,03430
0,85 0,913 0,937 0,992 0,03038
0,9 0,965 0,990 1,042 0,02710
0,95 0,017 1,041 1,092 0,02432
1,0 1,068 1,093 1,142 0,02195
14.3. Аттенюаторы
Платы аттенюаторов выполняются в виде П- и Т-образных конфигураций, причем
обычно нужны симметричные аттенюаторы с одинаковыми значениями входных и
выходных сопротивлений. Номиналы их элементов в расчете на 50-омное значение
входного и выходного сопротивлений и А; 60 дБ приведены в табл. 14.9.
Для рассматриваемых в данной книге малосигнальных применений оптимальным
является выбор металлопленочных резисторов с сопротивлениями 50... 250 Ом и
мощностью рассеяния 0,3... 0,5 Вт. Реактивные составляющие элементов аттенюатора
Ли.. >
139
Таблица 14.9. ВЧ-апснюиторы П- и Т-образных конфигураций с входным и выходным 50-омным
сопротивлением и шгухаиисм 1,..60лБ.
Л„ дЬ R, Ом
R, r2 R3 R*
1 870,0 5,8 2,9 433,3
2 436,0 11,6 5,7 215,2
3 292,0 17,6 8,5 141,9
д 221,0 23,8 п.з 104,8
5 178,6 30,4 14,0 82,2
6 150,5 37,3 16,6 66,9
7 130,7 44,8 19,0 55,8
8 116,0 52,8 21,5 47,3
9 105,0 61,6 23,8 40,6
10 96,2 71,2 26,0 35,0
11 89,2 81,6 28,0 30,6
12 83,5 93,2 30,0 26,8
13 78,8 106,0 31,7 23,5
14 74,9 120,3 33,3 20,8
15 71,6 136,1 35,0 18,4
16 68,8 153,8 36,3 16,2
17 66,4 173,4 37,6 14,4
18 64,4 195,4 38,8 12,8
19 62,6 220,0 40,0 11.4
20 61,0 247,5 41,0 10,0
21 59,7 278,2 41,8 9,0
22 58,6 312,7 42,6 8,0
23 57,6 351,9 43,4 7,1
24 56,7 394,6 44,0 6,3
25 56,0 443,1 44,7 5,6
30 53,2 789,7 47,0 3,2
35 51,8 1405,4 48,2 1,8
40 51,0 2500,0 49,0 1,0
50 50,3 7905,6 49,7 0,32
60 50,1 25000,0 49,9 0,10
!-’ис * ВЧ-аттенюаторы П- и Т-образиых конфигураций с затуханием I.. .60 дБ и 50-омиым
входным и выходным сопротивлениями.
нужно учитывать, как правило, на частотах свыше 30 МГц. В высокочастотной области
необходимо избегать применения аттенюаторов с затуханием > 20 дБ, а большие
значения затухания следует обеспечивать с помощью каскадного соединения не-
скольких звеньев; сопротивления <50 Ом и >250 Ом рекомендуется «набирать» путем
соединения (параллельного или последовательного соответственно) нескольких ре-
140
зисторов с номиналами (желательно различными), попадающими в область оп-
тимальных значений.
Для расчета симметричных аттенюаторов можно использовать следующие фор-
мулы:
14.4. Способы модуляции ВЧ-сигналов и виды связи
В табл. 14.10 дастся обзор трех способов модуляции ВЧ-сигналов -амплитудной,
частотной н импульсной, а также различных способов передачи информации для
Таблица 14.10. Способы модуляции и виды связи с новыми и старыми кодированными
обозначениями.
Способ модуляции основной несущей Способ передачи информации Дополнительные признаки Старый код Новый
Амплитудная модуляция Без модуляции Телеграфия - АО NON
Морзс-телегр. — А1 А1А
1елетайп Морзс-телегр. А1 А1В
тональная модуляция Телетайп - А2 A2A
тональная модуляция А2 А2В
Морзс-телегр. SSB, пода вл несущая A2J J2A
Телетайп SSB, подавл. несущая A2J J2B
Морзс-телегр. SSB, частично подавл. несущая A2A R2A
Морэе-телсгр SSB, полная несущая А2Н Н2А
Морзс-телегр. SSB, полная несущая автом. прием А2Н Н2В
Телефония DSB SSB, частично подавл. АЗ АЗЕ
несущая АЗА R3E
SSB, полная несущая SSB, подавл. несущая АЗН НЗЕ
A3J J3E
Две независимые друг
от друга SB АЗВ В8Е
Фототелеграфия (факсимиле) А4 АЗС
SSB, частично подавл.
несущая SSB, подавл. несущая А4А A4J R3C J3E
Телевидение DSB А5 A3F
частично подавл. SB А5С C3F
SSB, подавл. несущая A5J J3F
Тоиальночастотная многократная телеграфия SSB, частично подавл. несущая А7А R7B
SSB, подавл. несущая A7J J7B
Прочие способы — А9 АХХ
DSB, 1 канал с дискрети- зованной или цифровой
информацией,
141
Продолжение табл. 14.10.
Способ модуляции основной несущей Способ передачи информации Дополнительные признаки Старый код Новый
без мод. веном, несущ. А9 AID
с мод. вспом. несущ. Две независимые друг от А9 A2D
друга SB А9В B9W
Морзс-телегр. SSB, подавл. несущая, 1 канал с дискретизиро-
ванной или цифровой информацией, с мод.
вспомог, несущей A9J J2A
Телетайп То же A9J J2B
1елеуправлеиие То же A9J J2D
Частотная или Телеграфия без
фазовая модуля- модуляции (частотная
ЦИЯ манипуляция)
Морзс-телегр. F1 FIA
Телетайп Телеграфия с тональио- F1 FIB
частотной модуляцией (посылки модулирован-
иой несущей)
Морзе-тел егр. — F2 F2A
Телетайп F2 F2B
Телефония и радиовещание Фазовая модуляция F3 F3E
УКВ и ДМ В радио- телефония F3 G3E
Фототелеграфия 1 канал с аналоговой
(факсимиле) информа11ией, F4 F3C
с дискрет, или
цифр, информ без модул, вспом.
несущей с модул, вспом. F4 FIC
несущей F4 F2C
Телевидение F5 F3F
Квадруплексная телеграфия F6 F7B
Прочие способы Телеуправление 1 канал, с дискрет, или цифр информацией. F9 FXX
без модул, вспом. несущей F9 FID
с модул вспом. несущей F9 F2D
Импульсная Импульс несущей
модуляция частоты без модуляции (напр. радиолокация) РО PON
Телеграфия P1D KIA
Modul amplitudy P2D K2A
длительности Р2Е L2A
фазы P2F M2A
Телефония Модул, амплитуды P3D K2E
длительности РЗЕ L3E
фазы P3G V3E
Прочие способы с
импульсно модулирован- ной основной несущей IN XXX
каждого вида модуляции с их отличительными признаками. Наряду с этим указаны
кодовые обозначения всех видов связи как в старой, но еще довольно часто встречаю-
щейся форме, так и согласно новой официальной схеме в соответствии с WARC79.
14.5. Сокращения
Ниже приведена расшифровка английских сокращений, наиболее часто встречающихся
в литературе по приемной технике, и некоторых немецких сокращений, используемых
автором в данной книге1’.
AF Audio Frequency: звуковая частота
AFC Automatic Frequency Control: автоматическая подстройка частоты (АПЧ)
AFSK Audio Frequency Shift Keying: тональная манипуляция (при радиотелетайп-
ной связи)
AGC Automatic Gain Control: автоматическая регулировка усиления (АРУ)
AM Amplituden-Modulation: амплитудная модуляция
ANL Automatic Noise Limiter автоматический ограничитель шумов
AVC Automatic Volume Control: автоматическая регулировка громкости (АРГ)
ВС Broadcast: радиовещание
ВС1 Broadcast Interference: помеха от радиовещательной станции
BFO Beat Frequency Oscillator генератор биений (генератор несущей в SSB- и
CW-приемниках и SSB-передатчиках)
CCW Coherent Code Work: когерентная телеграфия (специальный способ пе-
редачи телеграфных сообщений)
CW Code-Work: телеграфия
DAFC Digital Automatic Frequency Control: цифровая АПЧ
DM Down Mixer смеситель с преобразованием частоты «вниз» (fz < fc)
DM О Down Mixer Oscillator специальный генератор в синтезаторах частоты
DP Desensibilisations-Punkt: точка потери чувствительности (за счет интермо-
дуляционных искажений)
DR Dynamic Range: Dynamic-Bereich (DB): динамический диапазон (в тексте DB)
DSB Double SideBand: две боковые полосы
EHF Extremly High Frequency: крайне высокая частота (КВЧ); область часто 1
30...300 ГГц; миллиметровые волны
ERP Effective Radiated Power; эффективная излучаемая мощность
FAX Факсимиле, фототелеграф, способ передачи неподвижных изображений
FM Frequenz-Modulation: частотная модуляция
FSK Frequency Shift Keying: частотная манипуляция (при телетайпной связи)
HF High Frequency: высокая частота; область частот 3...30 МГц; короткие
волны (КВ)
IMA Inter Modulations- Abstand: интервал, отделяющий уровень мощности ос-
новного сигнала от уровня мощности интермодуляционных составляющих
IMD InterModulation Distortion: интермодуляционные искажения
IMP InterModulations-Produkte: интермодуляционные составляющие
IP Interccpt-Punkt: точка пересечения
КР Kompressions-Punkt: точка компрессии
LF Low Frequency: низкая частота; диапазон частот 30.. 300 кГц; длинные
волны (ДВ)
LSB Lower SideBand: нижняя боковая полоса
” Большинство сокращений при переводе приводилось к соответствующим русским экви-
валентам. Редкими исключениями являются некоторые «международные» сокращения, прочно
вошедшие в лексикон как профессионалов, так и радиолюбителей (например, SSB-сигнал вместо
«однополосный» сигнал и т.п.).- Прим, перев.
I. >. .|..к.,. 143
MF Medium Frequency; средняя частота (СЧ); диапазон частот 300...3000 кГц;
средние волны (СВ)
NB Noise Blanker, устройство подавления помех
NF Noise Floor, Noise Figure: уровень шума или коэффициент шума
OVVO OVen controlled Variable Oscillator термостатированный перестраиваемый
генератор
OVXO OVen controlled X-tal Oscillator: термостатированный кварцевый генератор
PEP Peak Envelope Power: максимальное значение мощности огибающей
PEV Peak Envelope Voltage: максимальное значение напряжения огибающей
PLL Phase Locked Loop: петля регулирования фазы (в синтезаторах частоты)
PM Phasen-Modulation, Puls-Modulation: фазовая модуляция или импульсная
модуляция
РТТ Push То Talk: разговорный клапан (например, микрофона)
RF Radio-Frequency: радиочастота (РЧ), высокая частота (ВЧ) (имеются в виду
передаваемые и принимаемые частоты)
RIT Receiver Incremental Tuning: малая расстройка приемника в трансиверах (от
частоты передатчика)
RF RauschFlur: уровень шума
RTTY Radio TeleTYpe: радиотелетайп
RX Empfanger приемник
SHF Super High Frequency: сверхвысокая частота (СВЧ); область частот
З...ЗО ГГц; сантиметровые волны
SNR Signal to Noise Ratio: отношение сигнал/шум
SSB Single SideBand: одна боковая полоса
SWR Standing Wave Ratio: коэффициент стоячей волны (KCB)
TRCV TRansCeiVer. трансивер, приемник и передатчик как одно устройство
TTY TeleTYpe: телетайп
TV TeleVision: телевидение
TVI TeleVision Interference: телевизионные помехи от других передатчиков
ТХ Sender: передатчик
UHF Ultra High Frequency: ультравысокая частота (УВЧ); область частот
300...3000 МГц; дециметровые волны (ДМВ)
USB Upper SideBand: верхняя боковая полоса
UM Up Mixer смеситель с преобразованием частоты «вверх» (fr > fc)
VCO Voltage Controlled Oscillator: генератор, управляемый напряжением (ГУН)
VCXO Voltage Controlled X-tal Oscillator кварцевый генератор, управляемый
напряжением
VHF Very High Frequency: очень высокая частота (ОВЧ); область частот
30...300 МГц; ультракороткие волны (УКВ)
VFO Variable Frequency Oscillator: генератор, перестраиваемый по частоте
VLF Very Low Frequency: очень низкая частота (ОНЧ); область частот
3... 300 кГц; сверхдлинные волны
VXO Variable X-tal Oscillator: кварцевый генератор, перестраиваемый (в опре-
деленных пределах) по частоте
XTAL Schwingquarz кварцевый резонатор
14.6. ВЧ-номограмма
Приведенная на рис. 14.5 номограмма позволяет быстро оценить реактивные сопро-
тивления конденсаторов и катушек в зависимости от частоты, а также значения
резонансных частот kohivdob в зависимости oi Си L.
t
‘° и с 14 5 ВЧ-диаграмма
для быстрой оценки реактив-
ных сопротивлений конден-
саторов и катушек и резонан-
сных частот колебательных
контуров.
145
Взаимосвязи между указанными параметрами описываются следующими форму-
лами'
Р-я-ОЧ’
1
Ря-О’С
14.7. Относительные значения U, I и Р в дБ
Они представлены в табл. 14.11. При умножении относительных величин связанных
друг с другом параметров их относительные значения, выраженные в дБ, скла-
дываются (с учетом знака).
Таблица 14.11. Относительные значения напряжения, тока и мощности в дБ.
дБ и, 11. Р1: дБ U, 11 Р1-
-0,1 0,989 0,977 + 0,1 1,012 1,023
-0,2 0,977 0,955 +0,2 1,023 1,047
-0,3 0,966 0,933 +0,3 1,035 1,072
-0,4 0,955 0,912 + 0,4 1,047 1,097
-0,5 0,944 0,891 +0,5 1,059 1,122
-0,6 0,933 0,871 +0,6 1,072 1,148
-0,7 0,923 0,851 + 0,7 1,084 1,175
-0,8 0,912 0,832 +0,8 1,096 1,202
-0,9 0,902 0,813 + 0,9 1,109 1,230
_| 0,891 0,794 + 1 1,122 1,259
-2 0,794 0,631 +2 1,250 1,585
-3 0,708 0,501 + 3 1.413 1,995
4 0,631 0,398 + 4 1,585 2,512
-5 0,562 0,316 1,778 3,163
6 0,501 0,251 +6 1,995 3,981
— 7 0,447 0,200 7 2,239 5,012
-8 0,398 0,159 +8 2,512 6,310
-9 0,355 0,126 +9 2,818 7,943
-10 0,316 0,100 + 10 3,162 10,000
-20 0,100 0,010 + 20 10,000 100,000
-30 0,0316 0,001 + 30 31,623 1000.0
-40 0,01000 10’4 +40 100,00 10*
-50 0,00316 10’5 + 50 316,23 10s
-60 0,00100 10~6 + 60 1000,0 10®
-70 0,0003162 10’7 +70 3162,3 ю7
-80 0,0001000 10'® + 80 10000,0 11®
-90 0,0000316 10 9 +90 31623,0 10’
-100 10’5 10 10 1100 10’ ю10
Н6
Для количественных оценок можно использовать следующие формулы:
dBu = 20-lg^°, dBI = 20-lgp,
dBP=101g£,
Uo ., dB Io „ dB
- = antilog-, - = antilog-,
po dB
-^ntdog-.
14.8. Взаимосвязи величин РдБм, РВт, иэфф/500м, идБмкВ, S
Диаграмма, представленная на рис. 14.6, позволяет быстро оценить «разномасштаб-
ные» количественные характеристики сигнала.
Для этого можно также использовать следующие точные формулы и определения:
U2
Рлг,м = Ю 1g - + 30, РдГ>м = 10 lg Р + 30;
= Jr-antilog (Рд-0-30), U^ = yTR;
UflBMrt = 20-lgU+ 120;
Sg.yKi»:SI ...9 ->
$<укв:$1 ...9 ->
- 1141 ...93|дБм1
.-7, । г Г каждый балл = 6 дБ.
- 1121 ...731 дБм J
В технике связи широко используются величины, выраженные в дБм: это не зависящая
от импедансов и численно удобно выражаемая характеристика. Кроме того, если
уровень сигнала задан в дБм, то к исходному значению этого уровня можно
непосредственно прибавлять величину его относительного изменения в дБ, получая
конечное значение уровня, также выраженное в дБм. Не нужно только забывать
ставить знак + или — перед числом, определяющим уровень сигнала в дБм, для
уровней выше и ниже 1 мВт соответственно.
i ' •> 6 Связь между «разномасштабными» представлениями уровня сигнала.
Литература
Blinchikoff H.J., Zverev A. I. Filtering in the Time and Frequency Domains, John Wiley and Sons, New
York.
Carson A. High Frequency Amplifiers, John Wiley and Sons, New York.
Gerzelka G.E. Funkfemverkchrssystcmc in Design und Schaltungstcchnik, Franzis-Verlag, Miinchcn.
Kovacs F. I lochfrcqucnzanwcndungcn von Halblcitcr-Bauclcmcnten, Franzis-Verlag, Miinchcn.
Lancaster D. Das Aktiv-Filtcr-Kochbuch, IWT Vcrlag, Vaterstetten.
NUhrmann D. Das groBc Wcrkbuch Elektromk, Franzis-Verlag, Miinchcn.
- Das klcinc Wcrkbuch Elektromk, Franzis-Verlag, Miinchcn
Orr W. I. Radio Handbook, Howard and Sams, Indianapolis.
Osinga u. Maaskant. Handbuch dcr clcctromschcn McOgcrate, Franzis-Verlag, Miinchcn.
Rint C. (Hrgs.) Handbuch fur Hochfrcqucnz- und Elcktro-Tcchnikcr, 5 Bandc, Pflaum-Vcrlag, Miinchcn
Rohde L Digital PLL Frequency Synthesizers, Prentice Hall, Englewood ChfTs.
Rose G. Grosse Elektronik-Formclsammlung, Franzis-Verlag, Miinchcn.
Saal R. Handbook of Filter Design, Dr. A. HQthig-Vcrlag, Heidelberg.
Zverev A. /. Handbook of Filter Synthesis, John Wiley und Sons, New York.
Огла£зление
Предисловие редактора перевода 5
Предисловие 7
Глава 1. Основные положения 8
Глава 2. Широкополосный тракт на 10 кГц.. .30 МГц с ПЧ = 50 МГц 13
2.1. Схема с согласованным импедансом (50 Ом) 13
2.2. Технические характеристики и комментарии 18
Глава 3. Модульная 50-омная схемотехника 20
3 1 Широкополосные диодные кольцевые смесители 20
3.2 Широкополосные усилители с ООС 24
3.3. ВЧ-сслекторы 27
Глава 4. Структура и параметры широкополосного тракта 34
Глава 5. Широкополосный тракт на диапазоны 80 и 20 м с ПЧ = 9 МГц 38
5.1. Приемный тракт . . 38
5.2. Гетеродин ... 42
5.3. Влияние усилителя ВЧ 45
Глава 6. Широкополосные трансформаторы 47
Глава 7. Широкополосный тракт на 1,6...30,0 МГц с двумя ПЧ:
42,2 МГц и 2,2 МГц .51
7.1. ВЧ-сслсктор и первый смеситель 51
7 2. Тракт первой ПЧ и второй смеситель.......................... 53
7 3. Предусилитель второй ПЧ и фильтры основной селекции 55
7 4 Выходные тракты гетеродинов 55
Глава 8. Оптимизированная ВЧ-селекция 59
Глава 9. Широкополосный тракт на 1...30 МГц с ПЧ= 45 МГц 63
9.1. Тракт ВЧ и система предварительной АРУ 63
9.2. Смеситель, предусилитель ПЧ и фильтры основной селекции 66
Глава 10. Синтезатор частоты на 1...30 МГц для широкополосного
тракта с ПЧ = 45МГц . . 68
10 1. Гетеродин и схемы обработки его сшнала 70
10.2. Генератор плавного диапазона (ГПД) 73
Глава 11. Инвертируется ли боковая частота? 75
Глава 12. Обработка сигнала ПЧ 76
12 1. Универсальный SSB/CW-процессор для частот <12 МГц 76
12.2 SSB/CW-процессор для частот <50 МГц с усилителем НЧ 76
12 3. Логарифмический усилитель для измерительного приемника 79
Глава 13. Разные схемы 82
13.1. Широкополосный тракт приемника прямого преобразования
13 2 Фильгры на любительские КВ-диапазоны
13.3 LC-гснсраторы на микросхеме МС1648Р . .
13.4. НЧ-тракт с АРУ и активным телеграфным фильтром
13.5. Биквадратный узкополосный (пропускающий или рсжскторный) НЧ-фильтр 86
13.6. Узкополосный (пропускающий или режекторный) НЧ-фильтр с модифицируемой
характеристикой ........................................................... 87
13.7. Двухкаскадный активный телеграфный НЧ-фильтр 87
13.8. Кварцевые генераторы на микросхеме SL1680C . . 87
13.9. Высокоэффективный избиратсльиый усилитель ПЧ ... 92
13.10. Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц ... 92
13.11. Двунаправленный избиратсльиый усилитель ПЧ 92
13.12 Кварцевые Х-образные фильтры на 9 МГц 95
13.13. Двунаправленный усилитель ПЧ и модем 96
13.14. Генератор несущей на частоты <12 МГц . . . 96
13.15. Высокоэффективный избирательный усилитель ВЧ . . . . 96
13.16 Широкополосный усилитель мощности с Ро<+20дБм . . 96
13.17. Двунаправленный широкополосный усилитель ........................... 98
13 18 Высокоэффективные блоки фильтров на частоты <30 МГц 99
13.19 Селектор на 1,6.. 30,0 МГц.......................................... 102
13.20. ВЧ-тракт на частоты <30 МГц (ПЧ = 80 МГц) ... 102
13.21. ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем 104
13.22. Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц 104
13.23. ПЧ-тракт иа 45 МГц ................................................ 104
13.24. Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем собственных
шумов .................................................................. 104
13.25 Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц .107
13.26. Однодиапазонный КВ-приемник прямого преобразования на диапазоны 15,
17 или 20 м .............................................. . . 108
13.27. Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C.............................112
13.28. Однодиапазонный КВ-приемник на диапазоны 15, 20 или 80мсПЧ=9МГц ИЗ
13.29 Модем с ТХ- и RX-усилитслями НЧ .113
13.30 Активный модем для трансивера........................................113
13.31. Усилители на УКВ и ДМВ диапазоны на полевых GaAs-транзисторах 118
13 32. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах . . 121
13.33. Безотражательная схема-согласования смесителя и фильтра ПЧ .... 122
13.34. Предусилитель ПЧ на 9 МГц с подавителем помех .... 123
13 35. Логическое устройство для определения направления вращения 125
Глава 14. Данные и факты ... 129
14.1. Конденсаторы
14.2. Катушки
14.3. Аттенюаторы .........................................
14.4 Способы модуляции ВЧ-сигналов и виды связи
14 5 Сокращения
14.6. ВЧ-номограмма ...................
14.7. Относительные значения U, I и Р в дБ ...
14.8. Взаимосвязи величин РлЬы, PBl, изфф/50Оы, илБылВ, S
Литература ..............
129
129
138
140
142
143
145
146
148